電流測定方法および電流測定装置
【課題】本発明は、電気負荷に対して所望の量だけ電流を供給することを目的とする。
【解決手段】制御ユニットにより、少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成し、多相電流源のセンスアンプ回路およびアナログディジタル変換器により電流を測定する電流測定方法、ならびに、相応の電流測定装置に関する。制御信号のクロックパターンに応じて、相電流の測定のための測定窓を定め、さらに制御信号のクロックパターンを充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトし、最小時間シフト量がスイッチング素子の最小無駄時間とセンスアンプ回路の最小過渡時間とアナログディジタル変換器の最小サンプリング時間との和から成るようにする。また、クロックパターンを相ベクトルの瞬時の回転角度位置に応じて選択することもできる。
【解決手段】制御ユニットにより、少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成し、多相電流源のセンスアンプ回路およびアナログディジタル変換器により電流を測定する電流測定方法、ならびに、相応の電流測定装置に関する。制御信号のクロックパターンに応じて、相電流の測定のための測定窓を定め、さらに制御信号のクロックパターンを充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトし、最小時間シフト量がスイッチング素子の最小無駄時間とセンスアンプ回路の最小過渡時間とアナログディジタル変換器の最小サンプリング時間との和から成るようにする。また、クロックパターンを相ベクトルの瞬時の回転角度位置に応じて選択することもできる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は多相電流源における電流測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術
多相制御の行われる電動機では、しばしば、相電流を検出することが要求される。電動機への電流供給は個々のブリッジ分岐に複数のスイッチング素子を配置した制御可能なブリッジ回路を介して行われ、当該の電動機に対して所望の給電が行われる。相電流を検出するために、それぞれの相線路に低オームのシャント抵抗が配置される。このため多相の電流測定装置には大きなコストがかかる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
したがって、本発明の課題は簡単かつ低コストな電流測定手段を提供することである。特に測定の介入によっても雑音が全く生じないかまたはほとんど生じず、トルクリップルが小さくなるようにすることが望ましい。また、場合により設けられる中間回路コンデンサなどの付加的な素子に対する負担が低減されることも望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明では、基本的には、唯一のシャント抵抗による電流測定が行われ、相電流が連続的に求められる。この場合、３相のうち第１，第２の２つの相のみを測定し、第３の相はキルヒホッフの法則にしたがって計算すればよい。制御可能なスイッチング素子および直流電流中間回路を備えたブリッジ回路、例えばＢ６ブリッジが用いられる。ここで、測定すべき相電流に相応する電流が中間回路への供給線および中間回路からの戻り線に共通のシャント抵抗を通って流れる。スイッチング素子の駆動制御は本発明にしたがって形成される制御信号のクロックパターンによって行われる。
【０００５】
本発明は、電気負荷に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成し、電流源、特に多相電流源のセンスアンプ回路およびアナログディジタル変換器により電流を測定する、電流測定方法に関する。ここで、本発明によれば、制御信号のクロックパターンによって、電流、特に相電流の測定のための測定窓が定められ、さらに制御信号のクロックパターンが充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトされ、最小時間シフト量が、スイッチング素子の最小無駄時間、特にブリッジ分岐の最小無駄時間と、センスアンプ回路の最小過渡時間と、アナログディジタル変換器の最小サンプリング時間との和から成る。
【０００６】
これにより、使用されるハードウェアを考慮して、最小位相シフト量が求められる。位相シフト量が最小化されることにより、位相シフトによって生じて加熱をもたらす盲電流も同様に最小化される。このため、ブリッジ回路の加熱はほとんど生じない。スイッチング素子の無駄時間は確実なスイッチングを保証するのに必要な時間である。スイッチング素子が制御信号により導通され、続いて再び遮断された後に、確実な電流ゼロ交差を保証するための無駄時間が待機される。また、測定信号のエッジが急峻であるため、正確な電流測定を保証するには、センスアンプ回路の過渡時間をも待機しなければならない。さらに、アナログディジタル変換器のサンプリング時間も、エラーのない変換を達成するために待機されなければならない。有利には、サンプリング時間の終了時に電流測定が行われる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の装置の回路図である。
【図２】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図３】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図４】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図５】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図６】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図７】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図８】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図９】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１０】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１１】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１２】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１３】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１４】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１５】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１６】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１７】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１８】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１９】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図２０】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図２１】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図２２】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図２３】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
また、本発明は、電気負荷に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、制御可能なスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成する、多相電流源の電流測定方法に関する。ここで、本発明によれば、制御信号のクロックパターンに応じて相電流の測定のための測定窓が定められ、さらに、制御信号のクロックパターンが、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように、かつ、電流測定に対して選択される相を考慮して、時間的にシフトして選択される。これにより、電流測定によって生じる電流測定ベクトルに対する位相が選択される。測定過程が介入することにより制御の１周期ごとにベクトル誤差が発生するが、位相を選択すれば当該のベクトル誤差が最小化され、ほぼゼロとなる。これにより雑音が低減され、トルクリップルがきわめて小さくなる。
【０００９】
さらに、本発明は、電気負荷に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、制御可能なスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成する、相ベクトルを有する多相電流源の電流測定方法に関する。ここで、本発明によれば、制御信号のクロックパターンによって相電流の測定のための測定窓が定められ、さらに、制御信号のクロックパターンが、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように、かつ、相ベクトルの瞬時の回転角度位置を考慮して、時間的にシフトして選択される。これにより、盲電流ひいてはトルクリップルが低減され、電流測定ベクトルの補償回数を低減することができる。
【００１０】
非対称のパルス幅変調において前述した最小位相シフト量を計算する際に、相電流がその時点のＰＷＭ周期において１回しか測定されないケースが考慮される。その時点のＰＷＭ周期において２回〜ｎ回の測定が行われるケースでは、最小位相シフト量は別の値を取る。後者のケースでは、
（ｎ−１）×アナログディジタル変換器の最小変換時間W
が前述した和にさらに加算される。ここでｎはＰＷＭ周期ごとの相電流の測定回数を表す。これによりアナログディジタル変換器の変換時間、すなわち、ＰＷＭ周期ごとの測定回数に関連する時間が考慮される。
【００１１】
本発明の実施形態によれば、制御信号としてパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）が用いられる。制御可能なスイッチング素子は、有利には、対称のパルス幅変調信号ではなく非対称のパルス幅変調信号により制御される。
【００１２】
有利には、電気負荷として非同期機または永久磁石同期機への給電、特に多相の非同期機または多相の永久磁石同期機への給電が行われる。これらの電気負荷すなわちモータは有利には星形に接続される。
【００１３】
また有利には、測定窓ごとに電気負荷の１つの相電流の測定が行われる。つまり各相電流が時間的に順次に測定される。
【００１４】
さらに有利には、スイッチング素子として電子モジュール、特に電界効果トランジスタＦＥＴおよび／またはサイリスタが用いられる。スイッチング素子は制御信号の印加される制御入力側を有し、これによりスイッチング素子の切り換え状態が変更される。
【００１５】
本発明の有利な実施形態によれば、電気負荷への給電は制御可能なブリッジ回路、特にＢ６ブリッジにより行われる。当該のブリッジ回路の個々の分岐には複数のスイッチング素子が配置され、星形に接続された３相の非同期機または永久磁石同期機への給電が行われる。
【００１６】
ブリッジ回路に対して、有利には、直流電流回路、特に直流電流中間回路を介して給電が行われる。
【００１７】
電流測定は直流電流回路、特に直流電流中間回路に配置された唯一のシャント抵抗により行われる。それぞれの相電流を測定するために個々のスイッチング素子が選択されて駆動され、相応の測定窓においてシャント抵抗を通って流れる相電流が測定される。シャント抵抗における信号はセンスアンプ回路により増幅され、アナログディジタル変換器を介して変換され、種々の目的に用いられる。
【００１８】
特に有利には、電流測定によって生じた目標ベクトルからの偏差がゼロとなるかまたはできるだけ小さく維持されるように相が選択される。これにより損失が最小化される。
【００１９】
有利には、電流測定によって生じた電流測定ベクトルの位相が前述した偏差の最小化のために選択される。これには種々の手段が考えられるが、最も小さい損失を有する位相を選択するのが有利である。
【００２０】
さらに有利には、電流測定によって生じた電流測定ベクトルが相ベクトルとともに回転される。相ベクトルだけでなく電流測定ベクトルも回転されることにより、相ベクトルの瞬時の回転角度位置に応じて、電流測定が行われる。
【００２１】
相ベクトルは、有利には、トルク調整ベクトルと場形成ベクトルとを組み合わせたものである。
【００２２】
本発明は特に自動車のパワーステアリングシステムに用いられる。したがって、本発明の電気負荷は有利にはステアリングを操作する電動機である。
【実施例】
【００２３】
図１には直流電流回路２に接続されたブリッジ回路１が示されている。ブリッジ回路１は３つのブリッジ分岐３を備えたＢ６ブリッジとして構成されている。各ブリッジ分岐３は制御可能なスイッチング素子４を２つずつ有している。当該のブリッジ回路１により、３相の非同期機６として構成された電気負荷５が制御される。図示されていない制御ユニットにより、所定のクロックパターンにしたがって制御信号が形成される。ここで、制御信号は各スイッチング素子４の制御入力側７へ供給され、これにより各スイッチング素子４が導通状態または阻止状態へ切り換えられる。直流電流回路２は中間回路コンデンサ９を有する直流電流中間回路８として構成されている。直流電流回路２はシャント抵抗１０を介してブリッジ回路１に接続されている。
【００２４】
本発明の手段では、唯一のシャント抵抗１０が設けられており、これにより非同期機６の相電流が順次に求められる。有利には、全部で３つの相電流のうち２つの相電流が測定され、第３の相電流はキルヒホッフの法則にしたがって計算される。直流電流中間回路８への供給線および直流電流中間回路８からの戻り線に共通に配置されたシャント抵抗１０を通る電流を測定すべき相電流に相応させるには、制御可能なスイッチング素子４に対する所定のスイッチングパターンすなわち所定の駆動パターンが要求される。シャント抵抗１０にはシャント抵抗１０のアナログ信号をディジタル信号へ変換するアナログディジタル変換器１１とその信号を増幅するセンスアンプ回路１２とが接続されている。センスアンプ回路１２は駆動時に過渡時間Ｅを有する。アナログディジタル変換器１１はサンプリング時間Ａを有し、電界効果トランジスタＦＥＴとして構成されたスイッチング素子４は無駄時間Ｔを有する。
【００２５】
図示されていない制御ユニットによって行われるスイッチング素子４の制御は、図２に示されている公知のセンタリング方式のパルス幅変調制御、すなわち、個々の相Ｕ，Ｖ，Ｗが図２のパルス幅変調周期（ＰＷＭ周期）内で中央にセンタリングされるクロックパターンにしたがった制御によっては行われない。図２の方式で制御を行うと、電気負荷５の相電流が重なってしまい、唯一のシャント抵抗１０によって測定することができなくなるからである。したがって、図３に示されている別のクロックパターンが採用される。つまりスイッチング素子４のスイッチング時点が時間的にずらされ、ＰＷＭ周期内で少なくとも２つの相電流の測定が可能となるように制御される。図３には第１の測定および第２の測定の２回の測定が示されている。第１の測定の時点ではシャント抵抗１０を通る電流は相電流Ｕに対応し、第２の測定の時点ではシャント抵抗１０を通る電流は相Ｗの逆電流（相電流Ｕ，Ｖの和）に対応している。１つのＰＷＭ周期は部分期間Ａ（半周期Ａ）およびこれに続く部分期間Ｂ（半周期Ｂ）から成るが、測定はＰＷＭ周期の部分期間Ｂにおいて行われる。図２の制御と図３の制御とを比較することにより、スイッチング素子のスイッチング時点がずらされる（シフトされる）ことが明らかである。
【００２６】
図４には部分期間Ｂの詳細が示されている。電界効果トランジスタとして構成されたスイッチング素子４のステータスが個々の相Ｕ，Ｖ，Ｗに対して"Ｈｉ−ＦＥＴ""Ｌｏｗ−ＦＥＴ"の記号で示されている。第１の測定を行うためにハードウェアの関与が考慮される。ここでは、スイッチング素子４の無駄時間Ｔ、センスアンプ回路１２の過渡時間Ｅ、ならびに、アナログディジタル変換器１１のサンプリング時間Ａが考慮される。これら３つの機能部の機能が保証され、しかもこれらの不要な時間が最小化されると、図４に示されているように、３つの時間の和として、第１の測定に対する最小位相シフト量が得られる。サンプリング時間Ａの終了時に第１の測定が行われる。第２の測定についても同様であり、最小無駄時間、最小過渡時間および最小サンプリング時間を待機しなければならないので、これら３つの時間の和から第２の測定に対する最小位相シフト量が得られる。
【００２７】
したがって、電流測定に必要なシフト量は
シフト量＝ブリッジ分岐の無駄時間＋センスアンプ回路の過渡時間＋アナログディジタル変換器のサンプリング時間
として得られる。部分期間Ｂは２回の測定にわたっているから
部分期間Ｂ＝２×シフト量
として得られ、部分期間Ａは
部分期間Ａ＝ＰＷＭ周期−部分期間Ｂ
として得られる。
【００２８】
図５には、電流測定のたびに、例えばアース線路に配置された共通のシャント抵抗１０を通る電流を測定すべき相電流に相応させるために、非同期機６の少なくとも２つの相においてスイッチング素子４を制御するためのクロックパターンが必要となることが示されている。これは、前述したように、非対称のパルス幅変調における位相シフトによって達成される。
【００２９】
図６には、制御信号のクロックパターンが部分期間Ｂにおいて２つの相電流を測定するために破壊され、オンオフ比の上方限界値および下方限界値が超過されないことが示されている。図５の実施例では位相シフトをともなう非対称のパルス幅変調が行われ、電流測定が可能であったのとは異なり、図６の実施例では電流測定は不可能である。図６のクロックパターンが発生する場合、図５の実施例の知識が用いられ、図示のＰＷＭ周期に対して、図７のクロックパターンが得られる。意図的な介入の効果をわかりやすくするために、介入を行った場合と行わなかった場合の測定ベクトル、目標ベクトルおよびベクトル誤差を図８〜図１１のベクトル図に示した。
【００３０】
図８によれば、図７の第１の測定から、位相Ｕを有する第１の電流測定ベクトルが得られる。位相Ｖ，Ｗを有する第２の電流測定ベクトルは、第２の測定から得られる。２つの電流測定ベクトルはベクトル加算され、これにより部分期間Ｂでの合成電流測定ベクトルが得られる。図９のベクトル図には、当該の合成電流測定ベクトルに基づいて、制御ユニットによって相ベクトルとして設定される目標ベクトルが示されている。この相ベクトルはトルク調整ベクトルおよび場形成ベクトルと見なすことができる。図９において"部分期間Ａのベクトル"が形成される場合、部分期間Ｂの合成電流測定ベクトルと部分期間Ａのベクトルとのベクトル加算が行われ、目標ベクトルが得られる。こうして目標ベクトルの形成が可能となり、電流測定も実行可能である。
【００３１】
図１０には図６のチャートに相応するベクトル図が示されている。ここでは相Ｕに関する情報が存在しないので、電流測定が不可能となっている。
【００３２】
図１１には、図７のチャートに相応するベクトル図が示されている。ここでは非対称のパルス幅変調が行われ、電流測定の介入が行われている。図１１から、測定の介入によって生じた部分期間Ｂのベクトルが見て取れる。また、部分期間Ａのベクトルが示されており、ここから合成ベクトルが得られるが、これは目標ベクトルには相応していない。図１１においては合成ベクトルと目標ベクトルとのあいだにベクトル誤差が生じることが示されている。測定の介入によって、測定周波数を有する可聴の雑音が形成される。さらに、測定の介入は直流電流中間回路８すなわちコンデンサ９内部に高い盲電流成分を発生させる。こうして、測定介入が行われると、特に直流電流中間回路での電流の増大が起こり、コンデンサ９および出力段の負荷が増大する。さらに、場合によっては、発生したベクトル誤差によりトルクリップルも増大してしまう。これらの効果は測定介入ベクトルの振幅に応じて変化する。
【００３３】
図１３に示されているように、２つの電流測定ベクトルに対する位相が本発明によって選択される場合、測定介入の回数が低減され、雑音の発生が無視できる程度となり、唯一のシャント抵抗１０による電流測定の際のコンデンサ電流およびトルクリップルが低減される。図１２には、第１の電流測定ベクトルが位相Ｖを有し、第２の電流測定ベクトルが位相Ｖ，Ｗから成ることが示されている。ここで、図１２の部分期間Ｂの合成電流測定ベクトルは、図１１の合成電流測定ベクトルの位置とは異なる位置を取る。図１３から、図１２に相応するベクトル図に目標ベクトルおよび部分期間Ａのベクトルを入力すると、ベクトル誤差がきわめて小さくなることがわかる。このことは図１３と図１１とを比較してみるとよくわかる。
【００３４】
図１２，図１３に相応するクロックパターンが図１４から得られる。ここからは、測定介入の際に適切な相選択を行うとベクトル誤差が格段に小さくなることがわかる。図示されている目標ベクトルでは、付加的に部分期間Ａでの測定介入の補償が行われると、ベクトル誤差は完全にゼロとなる。
【００３５】
本発明の方法に基づいて、位相シフト８μｓ、ＰＷＭ周波数１６ｋＨｚおよび８ｋＨｚでの界磁方向制御により、中間回路の電流が低減される。コンデンサ電流は負荷の異なる複数のケースにわたって平均される。基本的な０％のケースとして純粋なセンタリング方式の制御がシミュレートされる。後続の値は唯一の相対係数によって得られる。測定介入が固定である場合、コンデンサ電流の限界値は２６．９７％高まる。相選択をともなう測定介入が行われると、コンデンサ電流の増大は２０．８％まで抑えられる。同様の低減が和電流に対しても得られる。当該の和電流がシャント抵抗１０での有効電流となる。
【００３６】
続いて、図１５〜図２２に示されている実施例を詳細に説明する。図１の回路により電流測定が行われる際に、相応のクロックパターンが用いられる。当該のクロックパターンは、雑音を考慮して、１ｋＨｚの測定介入のたびに設定されるのではなく、１６ｋＨｚのＰＷＭ周期ごとに設定される。クロックパターンは図１５に示されているような個々の相Ｖ，Ｗへの位相シフトによって形成される。このとき、前述した実施例と同様に、ＰＷＭ周期は部分期間Ａおよび部分期間Ｂへ分割され、電流測定に用いられるのは部分期間Ｂである。この場合にも２回の測定が行われるが、測定介入を補償するためにきわめて大きなベクトルが必要となる場合、電流測定の際のクロックパターンは破壊される。これはＰＷＭ周期内のベクトルを形成するための時間が足りなくなってしまうからである。この例が図１６に示されている。
【００３７】
トルク調整ベクトルが電流測定ベクトルの反対側に位置する場合、つまり、盲電流が発生する場合には、個々のスイッチング状態の発生に際して格段に大きな勾配が形成される。これは、部分期間Ｂでのトルク調整ベクトルと電流測定ベクトルとのあいだの差がきわめて大きいためである。
【００３８】
このため、本発明によれば、調整すべきクロックパターンすなわち形成すべき電流測定パターンに対するトルク調整ベクトルの角度位置が考慮される。この場合、角度位置に応じて６つの異なる電流測定パターンが設定される。有利には、コンデンサ９および直流電流中間回路８の盲電流成分が低減される。また、電圧領域が良好に利用されるので、効率も増大する。さらに、相電流の勾配ひいてはいわゆるトルクリップルが低減される。
【００３９】
図１７〜図２２を比べてみると、電流測定ベクトルはトルク調整ベクトルおよび場形成ベクトル（以下では相ベクトルと称する）の組み合わせの位置に応じて選択されることがわかる。有利には、電流測定パターンは雑音の発生を考慮してＰＷＭ周期ごとに設定され、相ベクトルは囲み領域内に位置することになる。図１８〜図２２ではそれぞれ左方にベクトル図、右方に対応するＰＷＭ周期が示されており、ベクトル図内の囲み領域はトルク調整ベクトルの領域を表している。図１７〜図２２ではベクトル図に対応する電流測定パターンが部分期間Ｂのみに関連して示されている。部分期間Ａは囲み領域内の位置に応じて変化している。
【００４０】
図１７〜図２２によれば、クロックパターンは瞬時の回転角度位置を考慮して選択される。特に電流測定によって生じる電流測定ベクトルは相ベクトルとともに回転する。これにより中間回路における電流の低減が達成される。介入が完全に回転磁界の角度に応じて行われる場合、盲電流はほぼ完全に低減される。この低減はさらに、シャント抵抗１０での有効電流を表す和電流に対しても得られる。
【００４１】
図４の実施例では２つの相の部分期間Ｂにおいてシャント抵抗１０を流れる電流の測定が行われるのに対して、図２３によれば２つの相電流が複数回、例えばｎ回サンプリングされる。図２３にはＰＷＭ周期ごとに２つの相電流を２回測定することが示されている。その場合、最小位相シフト量は、式
最小位相シフト量＝スイッチング素子の最小無駄時間Ｔ（特にブリッジ分岐の最小無駄時間Ｔ）＋センスアンプ回路の最小過渡時間Ｅ＋アナログディジタル変換器の最小変換時間Ｗ・（ｎ−１）＋アナログディジタル変換器の最小サンプリング時間Ａ
ここで、ｎはＰＷＭ周期ごとの相電流の測定回数
によって得られる。アナログディジタル変換器の変換時間Ｗは、サンプルアンドホールド回路のサンプリング時間とアナログディジタル変換器の変換時間とから成る完全な変換時間であると理解されたい。図２３によれば、部分期間Ｂにおいて、まず第１の相の２回の電流測定、すなわち測定１．１および測定１．２が行われている。１つの相につき２回の測定が行われるのである。部分期間Ｂ内の続く時間範囲では、他の相の２回の電流測定、すなわち測定２．１．測定２．２が行われる。第３の相の電流はキルヒホッフの法則にしたがって求められる。
【技術分野】
【０００１】
本発明は多相電流源における電流測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術
多相制御の行われる電動機では、しばしば、相電流を検出することが要求される。電動機への電流供給は個々のブリッジ分岐に複数のスイッチング素子を配置した制御可能なブリッジ回路を介して行われ、当該の電動機に対して所望の給電が行われる。相電流を検出するために、それぞれの相線路に低オームのシャント抵抗が配置される。このため多相の電流測定装置には大きなコストがかかる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
したがって、本発明の課題は簡単かつ低コストな電流測定手段を提供することである。特に測定の介入によっても雑音が全く生じないかまたはほとんど生じず、トルクリップルが小さくなるようにすることが望ましい。また、場合により設けられる中間回路コンデンサなどの付加的な素子に対する負担が低減されることも望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明では、基本的には、唯一のシャント抵抗による電流測定が行われ、相電流が連続的に求められる。この場合、３相のうち第１，第２の２つの相のみを測定し、第３の相はキルヒホッフの法則にしたがって計算すればよい。制御可能なスイッチング素子および直流電流中間回路を備えたブリッジ回路、例えばＢ６ブリッジが用いられる。ここで、測定すべき相電流に相応する電流が中間回路への供給線および中間回路からの戻り線に共通のシャント抵抗を通って流れる。スイッチング素子の駆動制御は本発明にしたがって形成される制御信号のクロックパターンによって行われる。
【０００５】
本発明は、電気負荷に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成し、電流源、特に多相電流源のセンスアンプ回路およびアナログディジタル変換器により電流を測定する、電流測定方法に関する。ここで、本発明によれば、制御信号のクロックパターンによって、電流、特に相電流の測定のための測定窓が定められ、さらに制御信号のクロックパターンが充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトされ、最小時間シフト量が、スイッチング素子の最小無駄時間、特にブリッジ分岐の最小無駄時間と、センスアンプ回路の最小過渡時間と、アナログディジタル変換器の最小サンプリング時間との和から成る。
【０００６】
これにより、使用されるハードウェアを考慮して、最小位相シフト量が求められる。位相シフト量が最小化されることにより、位相シフトによって生じて加熱をもたらす盲電流も同様に最小化される。このため、ブリッジ回路の加熱はほとんど生じない。スイッチング素子の無駄時間は確実なスイッチングを保証するのに必要な時間である。スイッチング素子が制御信号により導通され、続いて再び遮断された後に、確実な電流ゼロ交差を保証するための無駄時間が待機される。また、測定信号のエッジが急峻であるため、正確な電流測定を保証するには、センスアンプ回路の過渡時間をも待機しなければならない。さらに、アナログディジタル変換器のサンプリング時間も、エラーのない変換を達成するために待機されなければならない。有利には、サンプリング時間の終了時に電流測定が行われる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の装置の回路図である。
【図２】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図３】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図４】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図５】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図６】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図７】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図８】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図９】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１０】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１１】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１２】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１３】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１４】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１５】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１６】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１７】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１８】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図１９】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図２０】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図２１】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図２２】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【図２３】本発明の方法を説明するためのチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
また、本発明は、電気負荷に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、制御可能なスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成する、多相電流源の電流測定方法に関する。ここで、本発明によれば、制御信号のクロックパターンに応じて相電流の測定のための測定窓が定められ、さらに、制御信号のクロックパターンが、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように、かつ、電流測定に対して選択される相を考慮して、時間的にシフトして選択される。これにより、電流測定によって生じる電流測定ベクトルに対する位相が選択される。測定過程が介入することにより制御の１周期ごとにベクトル誤差が発生するが、位相を選択すれば当該のベクトル誤差が最小化され、ほぼゼロとなる。これにより雑音が低減され、トルクリップルがきわめて小さくなる。
【０００９】
さらに、本発明は、電気負荷に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、制御可能なスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成する、相ベクトルを有する多相電流源の電流測定方法に関する。ここで、本発明によれば、制御信号のクロックパターンによって相電流の測定のための測定窓が定められ、さらに、制御信号のクロックパターンが、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように、かつ、相ベクトルの瞬時の回転角度位置を考慮して、時間的にシフトして選択される。これにより、盲電流ひいてはトルクリップルが低減され、電流測定ベクトルの補償回数を低減することができる。
【００１０】
非対称のパルス幅変調において前述した最小位相シフト量を計算する際に、相電流がその時点のＰＷＭ周期において１回しか測定されないケースが考慮される。その時点のＰＷＭ周期において２回〜ｎ回の測定が行われるケースでは、最小位相シフト量は別の値を取る。後者のケースでは、
（ｎ−１）×アナログディジタル変換器の最小変換時間W
が前述した和にさらに加算される。ここでｎはＰＷＭ周期ごとの相電流の測定回数を表す。これによりアナログディジタル変換器の変換時間、すなわち、ＰＷＭ周期ごとの測定回数に関連する時間が考慮される。
【００１１】
本発明の実施形態によれば、制御信号としてパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）が用いられる。制御可能なスイッチング素子は、有利には、対称のパルス幅変調信号ではなく非対称のパルス幅変調信号により制御される。
【００１２】
有利には、電気負荷として非同期機または永久磁石同期機への給電、特に多相の非同期機または多相の永久磁石同期機への給電が行われる。これらの電気負荷すなわちモータは有利には星形に接続される。
【００１３】
また有利には、測定窓ごとに電気負荷の１つの相電流の測定が行われる。つまり各相電流が時間的に順次に測定される。
【００１４】
さらに有利には、スイッチング素子として電子モジュール、特に電界効果トランジスタＦＥＴおよび／またはサイリスタが用いられる。スイッチング素子は制御信号の印加される制御入力側を有し、これによりスイッチング素子の切り換え状態が変更される。
【００１５】
本発明の有利な実施形態によれば、電気負荷への給電は制御可能なブリッジ回路、特にＢ６ブリッジにより行われる。当該のブリッジ回路の個々の分岐には複数のスイッチング素子が配置され、星形に接続された３相の非同期機または永久磁石同期機への給電が行われる。
【００１６】
ブリッジ回路に対して、有利には、直流電流回路、特に直流電流中間回路を介して給電が行われる。
【００１７】
電流測定は直流電流回路、特に直流電流中間回路に配置された唯一のシャント抵抗により行われる。それぞれの相電流を測定するために個々のスイッチング素子が選択されて駆動され、相応の測定窓においてシャント抵抗を通って流れる相電流が測定される。シャント抵抗における信号はセンスアンプ回路により増幅され、アナログディジタル変換器を介して変換され、種々の目的に用いられる。
【００１８】
特に有利には、電流測定によって生じた目標ベクトルからの偏差がゼロとなるかまたはできるだけ小さく維持されるように相が選択される。これにより損失が最小化される。
【００１９】
有利には、電流測定によって生じた電流測定ベクトルの位相が前述した偏差の最小化のために選択される。これには種々の手段が考えられるが、最も小さい損失を有する位相を選択するのが有利である。
【００２０】
さらに有利には、電流測定によって生じた電流測定ベクトルが相ベクトルとともに回転される。相ベクトルだけでなく電流測定ベクトルも回転されることにより、相ベクトルの瞬時の回転角度位置に応じて、電流測定が行われる。
【００２１】
相ベクトルは、有利には、トルク調整ベクトルと場形成ベクトルとを組み合わせたものである。
【００２２】
本発明は特に自動車のパワーステアリングシステムに用いられる。したがって、本発明の電気負荷は有利にはステアリングを操作する電動機である。
【実施例】
【００２３】
図１には直流電流回路２に接続されたブリッジ回路１が示されている。ブリッジ回路１は３つのブリッジ分岐３を備えたＢ６ブリッジとして構成されている。各ブリッジ分岐３は制御可能なスイッチング素子４を２つずつ有している。当該のブリッジ回路１により、３相の非同期機６として構成された電気負荷５が制御される。図示されていない制御ユニットにより、所定のクロックパターンにしたがって制御信号が形成される。ここで、制御信号は各スイッチング素子４の制御入力側７へ供給され、これにより各スイッチング素子４が導通状態または阻止状態へ切り換えられる。直流電流回路２は中間回路コンデンサ９を有する直流電流中間回路８として構成されている。直流電流回路２はシャント抵抗１０を介してブリッジ回路１に接続されている。
【００２４】
本発明の手段では、唯一のシャント抵抗１０が設けられており、これにより非同期機６の相電流が順次に求められる。有利には、全部で３つの相電流のうち２つの相電流が測定され、第３の相電流はキルヒホッフの法則にしたがって計算される。直流電流中間回路８への供給線および直流電流中間回路８からの戻り線に共通に配置されたシャント抵抗１０を通る電流を測定すべき相電流に相応させるには、制御可能なスイッチング素子４に対する所定のスイッチングパターンすなわち所定の駆動パターンが要求される。シャント抵抗１０にはシャント抵抗１０のアナログ信号をディジタル信号へ変換するアナログディジタル変換器１１とその信号を増幅するセンスアンプ回路１２とが接続されている。センスアンプ回路１２は駆動時に過渡時間Ｅを有する。アナログディジタル変換器１１はサンプリング時間Ａを有し、電界効果トランジスタＦＥＴとして構成されたスイッチング素子４は無駄時間Ｔを有する。
【００２５】
図示されていない制御ユニットによって行われるスイッチング素子４の制御は、図２に示されている公知のセンタリング方式のパルス幅変調制御、すなわち、個々の相Ｕ，Ｖ，Ｗが図２のパルス幅変調周期（ＰＷＭ周期）内で中央にセンタリングされるクロックパターンにしたがった制御によっては行われない。図２の方式で制御を行うと、電気負荷５の相電流が重なってしまい、唯一のシャント抵抗１０によって測定することができなくなるからである。したがって、図３に示されている別のクロックパターンが採用される。つまりスイッチング素子４のスイッチング時点が時間的にずらされ、ＰＷＭ周期内で少なくとも２つの相電流の測定が可能となるように制御される。図３には第１の測定および第２の測定の２回の測定が示されている。第１の測定の時点ではシャント抵抗１０を通る電流は相電流Ｕに対応し、第２の測定の時点ではシャント抵抗１０を通る電流は相Ｗの逆電流（相電流Ｕ，Ｖの和）に対応している。１つのＰＷＭ周期は部分期間Ａ（半周期Ａ）およびこれに続く部分期間Ｂ（半周期Ｂ）から成るが、測定はＰＷＭ周期の部分期間Ｂにおいて行われる。図２の制御と図３の制御とを比較することにより、スイッチング素子のスイッチング時点がずらされる（シフトされる）ことが明らかである。
【００２６】
図４には部分期間Ｂの詳細が示されている。電界効果トランジスタとして構成されたスイッチング素子４のステータスが個々の相Ｕ，Ｖ，Ｗに対して"Ｈｉ−ＦＥＴ""Ｌｏｗ−ＦＥＴ"の記号で示されている。第１の測定を行うためにハードウェアの関与が考慮される。ここでは、スイッチング素子４の無駄時間Ｔ、センスアンプ回路１２の過渡時間Ｅ、ならびに、アナログディジタル変換器１１のサンプリング時間Ａが考慮される。これら３つの機能部の機能が保証され、しかもこれらの不要な時間が最小化されると、図４に示されているように、３つの時間の和として、第１の測定に対する最小位相シフト量が得られる。サンプリング時間Ａの終了時に第１の測定が行われる。第２の測定についても同様であり、最小無駄時間、最小過渡時間および最小サンプリング時間を待機しなければならないので、これら３つの時間の和から第２の測定に対する最小位相シフト量が得られる。
【００２７】
したがって、電流測定に必要なシフト量は
シフト量＝ブリッジ分岐の無駄時間＋センスアンプ回路の過渡時間＋アナログディジタル変換器のサンプリング時間
として得られる。部分期間Ｂは２回の測定にわたっているから
部分期間Ｂ＝２×シフト量
として得られ、部分期間Ａは
部分期間Ａ＝ＰＷＭ周期−部分期間Ｂ
として得られる。
【００２８】
図５には、電流測定のたびに、例えばアース線路に配置された共通のシャント抵抗１０を通る電流を測定すべき相電流に相応させるために、非同期機６の少なくとも２つの相においてスイッチング素子４を制御するためのクロックパターンが必要となることが示されている。これは、前述したように、非対称のパルス幅変調における位相シフトによって達成される。
【００２９】
図６には、制御信号のクロックパターンが部分期間Ｂにおいて２つの相電流を測定するために破壊され、オンオフ比の上方限界値および下方限界値が超過されないことが示されている。図５の実施例では位相シフトをともなう非対称のパルス幅変調が行われ、電流測定が可能であったのとは異なり、図６の実施例では電流測定は不可能である。図６のクロックパターンが発生する場合、図５の実施例の知識が用いられ、図示のＰＷＭ周期に対して、図７のクロックパターンが得られる。意図的な介入の効果をわかりやすくするために、介入を行った場合と行わなかった場合の測定ベクトル、目標ベクトルおよびベクトル誤差を図８〜図１１のベクトル図に示した。
【００３０】
図８によれば、図７の第１の測定から、位相Ｕを有する第１の電流測定ベクトルが得られる。位相Ｖ，Ｗを有する第２の電流測定ベクトルは、第２の測定から得られる。２つの電流測定ベクトルはベクトル加算され、これにより部分期間Ｂでの合成電流測定ベクトルが得られる。図９のベクトル図には、当該の合成電流測定ベクトルに基づいて、制御ユニットによって相ベクトルとして設定される目標ベクトルが示されている。この相ベクトルはトルク調整ベクトルおよび場形成ベクトルと見なすことができる。図９において"部分期間Ａのベクトル"が形成される場合、部分期間Ｂの合成電流測定ベクトルと部分期間Ａのベクトルとのベクトル加算が行われ、目標ベクトルが得られる。こうして目標ベクトルの形成が可能となり、電流測定も実行可能である。
【００３１】
図１０には図６のチャートに相応するベクトル図が示されている。ここでは相Ｕに関する情報が存在しないので、電流測定が不可能となっている。
【００３２】
図１１には、図７のチャートに相応するベクトル図が示されている。ここでは非対称のパルス幅変調が行われ、電流測定の介入が行われている。図１１から、測定の介入によって生じた部分期間Ｂのベクトルが見て取れる。また、部分期間Ａのベクトルが示されており、ここから合成ベクトルが得られるが、これは目標ベクトルには相応していない。図１１においては合成ベクトルと目標ベクトルとのあいだにベクトル誤差が生じることが示されている。測定の介入によって、測定周波数を有する可聴の雑音が形成される。さらに、測定の介入は直流電流中間回路８すなわちコンデンサ９内部に高い盲電流成分を発生させる。こうして、測定介入が行われると、特に直流電流中間回路での電流の増大が起こり、コンデンサ９および出力段の負荷が増大する。さらに、場合によっては、発生したベクトル誤差によりトルクリップルも増大してしまう。これらの効果は測定介入ベクトルの振幅に応じて変化する。
【００３３】
図１３に示されているように、２つの電流測定ベクトルに対する位相が本発明によって選択される場合、測定介入の回数が低減され、雑音の発生が無視できる程度となり、唯一のシャント抵抗１０による電流測定の際のコンデンサ電流およびトルクリップルが低減される。図１２には、第１の電流測定ベクトルが位相Ｖを有し、第２の電流測定ベクトルが位相Ｖ，Ｗから成ることが示されている。ここで、図１２の部分期間Ｂの合成電流測定ベクトルは、図１１の合成電流測定ベクトルの位置とは異なる位置を取る。図１３から、図１２に相応するベクトル図に目標ベクトルおよび部分期間Ａのベクトルを入力すると、ベクトル誤差がきわめて小さくなることがわかる。このことは図１３と図１１とを比較してみるとよくわかる。
【００３４】
図１２，図１３に相応するクロックパターンが図１４から得られる。ここからは、測定介入の際に適切な相選択を行うとベクトル誤差が格段に小さくなることがわかる。図示されている目標ベクトルでは、付加的に部分期間Ａでの測定介入の補償が行われると、ベクトル誤差は完全にゼロとなる。
【００３５】
本発明の方法に基づいて、位相シフト８μｓ、ＰＷＭ周波数１６ｋＨｚおよび８ｋＨｚでの界磁方向制御により、中間回路の電流が低減される。コンデンサ電流は負荷の異なる複数のケースにわたって平均される。基本的な０％のケースとして純粋なセンタリング方式の制御がシミュレートされる。後続の値は唯一の相対係数によって得られる。測定介入が固定である場合、コンデンサ電流の限界値は２６．９７％高まる。相選択をともなう測定介入が行われると、コンデンサ電流の増大は２０．８％まで抑えられる。同様の低減が和電流に対しても得られる。当該の和電流がシャント抵抗１０での有効電流となる。
【００３６】
続いて、図１５〜図２２に示されている実施例を詳細に説明する。図１の回路により電流測定が行われる際に、相応のクロックパターンが用いられる。当該のクロックパターンは、雑音を考慮して、１ｋＨｚの測定介入のたびに設定されるのではなく、１６ｋＨｚのＰＷＭ周期ごとに設定される。クロックパターンは図１５に示されているような個々の相Ｖ，Ｗへの位相シフトによって形成される。このとき、前述した実施例と同様に、ＰＷＭ周期は部分期間Ａおよび部分期間Ｂへ分割され、電流測定に用いられるのは部分期間Ｂである。この場合にも２回の測定が行われるが、測定介入を補償するためにきわめて大きなベクトルが必要となる場合、電流測定の際のクロックパターンは破壊される。これはＰＷＭ周期内のベクトルを形成するための時間が足りなくなってしまうからである。この例が図１６に示されている。
【００３７】
トルク調整ベクトルが電流測定ベクトルの反対側に位置する場合、つまり、盲電流が発生する場合には、個々のスイッチング状態の発生に際して格段に大きな勾配が形成される。これは、部分期間Ｂでのトルク調整ベクトルと電流測定ベクトルとのあいだの差がきわめて大きいためである。
【００３８】
このため、本発明によれば、調整すべきクロックパターンすなわち形成すべき電流測定パターンに対するトルク調整ベクトルの角度位置が考慮される。この場合、角度位置に応じて６つの異なる電流測定パターンが設定される。有利には、コンデンサ９および直流電流中間回路８の盲電流成分が低減される。また、電圧領域が良好に利用されるので、効率も増大する。さらに、相電流の勾配ひいてはいわゆるトルクリップルが低減される。
【００３９】
図１７〜図２２を比べてみると、電流測定ベクトルはトルク調整ベクトルおよび場形成ベクトル（以下では相ベクトルと称する）の組み合わせの位置に応じて選択されることがわかる。有利には、電流測定パターンは雑音の発生を考慮してＰＷＭ周期ごとに設定され、相ベクトルは囲み領域内に位置することになる。図１８〜図２２ではそれぞれ左方にベクトル図、右方に対応するＰＷＭ周期が示されており、ベクトル図内の囲み領域はトルク調整ベクトルの領域を表している。図１７〜図２２ではベクトル図に対応する電流測定パターンが部分期間Ｂのみに関連して示されている。部分期間Ａは囲み領域内の位置に応じて変化している。
【００４０】
図１７〜図２２によれば、クロックパターンは瞬時の回転角度位置を考慮して選択される。特に電流測定によって生じる電流測定ベクトルは相ベクトルとともに回転する。これにより中間回路における電流の低減が達成される。介入が完全に回転磁界の角度に応じて行われる場合、盲電流はほぼ完全に低減される。この低減はさらに、シャント抵抗１０での有効電流を表す和電流に対しても得られる。
【００４１】
図４の実施例では２つの相の部分期間Ｂにおいてシャント抵抗１０を流れる電流の測定が行われるのに対して、図２３によれば２つの相電流が複数回、例えばｎ回サンプリングされる。図２３にはＰＷＭ周期ごとに２つの相電流を２回測定することが示されている。その場合、最小位相シフト量は、式
最小位相シフト量＝スイッチング素子の最小無駄時間Ｔ（特にブリッジ分岐の最小無駄時間Ｔ）＋センスアンプ回路の最小過渡時間Ｅ＋アナログディジタル変換器の最小変換時間Ｗ・（ｎ−１）＋アナログディジタル変換器の最小サンプリング時間Ａ
ここで、ｎはＰＷＭ周期ごとの相電流の測定回数
によって得られる。アナログディジタル変換器の変換時間Ｗは、サンプルアンドホールド回路のサンプリング時間とアナログディジタル変換器の変換時間とから成る完全な変換時間であると理解されたい。図２３によれば、部分期間Ｂにおいて、まず第１の相の２回の電流測定、すなわち測定１．１および測定１．２が行われている。１つの相につき２回の測定が行われるのである。部分期間Ｂ内の続く時間範囲では、他の相の２回の電流測定、すなわち測定２．１．測定２．２が行われる。第３の相の電流はキルヒホッフの法則にしたがって求められる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御可能な複数のスイッチング素子（４）により電気負荷（５）に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、前記制御可能な複数のスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成し、
唯一のシャント抵抗のみを介して電流を測定し、
前記制御信号のクロックパターンに応じて相電流の順次の電流測定のための測定窓を定め、
前記制御信号のクロックパターンを、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトし、
前記制御信号のクロックパターンを、電流測定に対して選択される相を考慮して選択する、
多相電流測定方法において、
前記電流測定により形成された目標ベクトルからの偏差がゼロまたは最小となるように前記相の選択を行い、
第１の電流測定によって生じた第１の電流測定ベクトルと第２の電流測定によって生じた第２の電流測定ベクトルとをベクトル加算して合成電流測定ベクトルを形成し、該合成電流測定ベクトルの位相を前記偏差の最小化のために選択する、
ことを特徴とする電流測定方法。
【請求項２】
制御可能な複数のスイッチング素子（４）により電気負荷（５）に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、前記制御可能な複数のスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成し、
唯一のシャント抵抗のみを介して電流を測定し、
前記制御信号のクロックパターンに応じて相電流の順次の電流測定のための測定窓を定め、
前記制御信号のクロックパターンを、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトし、
前記制御信号のクロックパターンを、前記相ベクトルの瞬時の回転角度位置を考慮して選択する、
相ベクトルを有する多相電流源の電流測定方法において、
前記電流測定によって生じた電流測定ベクトルを、前記瞬時の回転角度位置に応じて、前記相ベクトルとともに回転させる
ことを特徴とする電流測定方法。
【請求項３】
（ｎ−１）×前記アナログディジタル変換器の最小変換時間Ｗ
を前記和に加算する、請求項１または２記載の電流測定方法。
【請求項４】
前記電流測定をサンプリング時間の終了時に行う、請求項１から３までのいずれか１項記載の電流測定方法。
【請求項５】
前記電流測定により形成された目標ベクトルからの偏差がゼロまたは最小となるように前記相の選択を行う、請求項２から４までのいずれか１項記載の電流測定方法。
【請求項６】
偏差を最小化するために、前記電流測定により形成された電流測定ベクトルの位相を選択する、請求項２から５までのいずれか１項記載の電流測定方法。
【請求項７】
前記電流測定により形成された電流測定ベクトルを相ベクトルとともに回転させる、請求項１、３または４のいずれか１項記載の電流測定方法。
【請求項８】
トルク調整ベクトルと場形成ベクトルとを合成して相ベクトルを形成する、請求項１から７までのいずれか１項記載の電流測定方法。
【請求項１】
制御可能な複数のスイッチング素子（４）により電気負荷（５）に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、前記制御可能な複数のスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成し、
唯一のシャント抵抗のみを介して電流を測定し、
前記制御信号のクロックパターンに応じて相電流の順次の電流測定のための測定窓を定め、
前記制御信号のクロックパターンを、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトし、
前記制御信号のクロックパターンを、電流測定に対して選択される相を考慮して選択する、
多相電流測定方法において、
前記電流測定により形成された目標ベクトルからの偏差がゼロまたは最小となるように前記相の選択を行い、
第１の電流測定によって生じた第１の電流測定ベクトルと第２の電流測定によって生じた第２の電流測定ベクトルとをベクトル加算して合成電流測定ベクトルを形成し、該合成電流測定ベクトルの位相を前記偏差の最小化のために選択する、
ことを特徴とする電流測定方法。
【請求項２】
制御可能な複数のスイッチング素子（４）により電気負荷（５）に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、前記制御可能な複数のスイッチング素子に作用する制御信号のクロックパターンを形成し、
唯一のシャント抵抗のみを介して電流を測定し、
前記制御信号のクロックパターンに応じて相電流の順次の電流測定のための測定窓を定め、
前記制御信号のクロックパターンを、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトし、
前記制御信号のクロックパターンを、前記相ベクトルの瞬時の回転角度位置を考慮して選択する、
相ベクトルを有する多相電流源の電流測定方法において、
前記電流測定によって生じた電流測定ベクトルを、前記瞬時の回転角度位置に応じて、前記相ベクトルとともに回転させる
ことを特徴とする電流測定方法。
【請求項３】
（ｎ−１）×前記アナログディジタル変換器の最小変換時間Ｗ
を前記和に加算する、請求項１または２記載の電流測定方法。
【請求項４】
前記電流測定をサンプリング時間の終了時に行う、請求項１から３までのいずれか１項記載の電流測定方法。
【請求項５】
前記電流測定により形成された目標ベクトルからの偏差がゼロまたは最小となるように前記相の選択を行う、請求項２から４までのいずれか１項記載の電流測定方法。
【請求項６】
偏差を最小化するために、前記電流測定により形成された電流測定ベクトルの位相を選択する、請求項２から５までのいずれか１項記載の電流測定方法。
【請求項７】
前記電流測定により形成された電流測定ベクトルを相ベクトルとともに回転させる、請求項１、３または４のいずれか１項記載の電流測定方法。
【請求項８】
トルク調整ベクトルと場形成ベクトルとを合成して相ベクトルを形成する、請求項１から７までのいずれか１項記載の電流測定方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【公開番号】特開２０１３−６８６３９（Ｐ２０１３−６８６３９Ａ）
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１３−４８９７（Ｐ２０１３−４８９７）
【出願日】平成２５年１月１５日（２０１３．１．１５）
【分割の表示】特願２００９−５３５６５０（Ｐ２００９−５３５６５０）の分割
【原出願日】平成１９年９月２０日（２００７．９．２０）
【出願人】（３９００２３７１１）ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング (2,908)
【氏名又は名称原語表記】ＲＯＢＥＲＴ ＢＯＳＣＨ ＧＭＢＨ
【住所又は居所原語表記】Ｓｔｕｔｔｇａｒｔ， Ｇｅｒｍａｎｙ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２５年１月１５日（２０１３．１．１５）
【分割の表示】特願２００９−５３５６５０（Ｐ２００９−５３５６５０）の分割
【原出願日】平成１９年９月２０日（２００７．９．２０）
【出願人】（３９００２３７１１）ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング (2,908)
【氏名又は名称原語表記】ＲＯＢＥＲＴ ＢＯＳＣＨ ＧＭＢＨ
【住所又は居所原語表記】Ｓｔｕｔｔｇａｒｔ， Ｇｅｒｍａｎｙ
【Ｆターム（参考）】
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