電源回路
【課題】 広帯域無線通信を行う送信機に用いられ、電源変換効率を向上させることができる電源回路を提供する。
【解決手段】 入力信号をプッシュプル増幅方式で増幅するプッシュプル増幅部と、制御信号によりプッシュプル増幅部に提供する電源電圧の電圧レベルを複数の電源１１２〜１１５、１１６〜１１９の選択接続によって可変とする可変電源部と、制御信号として、入力信号に基づいて電源電圧の電圧レベルを制御するために複数の電源を選択する選択信号Ｃ１〜Ｃ８を出力するスイッチ制御部１３８と、可変電源部における複数の電源１１２〜１１５、１１６〜１１９の負荷が一定となるよう、選択信号による電源の選択先を変更するスイッチ制御信号変換部１３９とを備えた電源回路としている。
【解決手段】 入力信号をプッシュプル増幅方式で増幅するプッシュプル増幅部と、制御信号によりプッシュプル増幅部に提供する電源電圧の電圧レベルを複数の電源１１２〜１１５、１１６〜１１９の選択接続によって可変とする可変電源部と、制御信号として、入力信号に基づいて電源電圧の電圧レベルを制御するために複数の電源を選択する選択信号Ｃ１〜Ｃ８を出力するスイッチ制御部１３８と、可変電源部における複数の電源１１２〜１１５、１１６〜１１９の負荷が一定となるよう、選択信号による電源の選択先を変更するスイッチ制御信号変換部１３９とを備えた電源回路としている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域の高周波信号で無線通信を行う送信機の電力増幅器で用いられる電源回路に係り、特に、電力変換効率を向上させることができる電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
［先行技術の説明］
送信機の電力増幅器への要求として、設置場所の制約や据付コストの低減のために、小型・軽量化が強く求められている。装置の体積・重量は、電力損失によって発生する熱を放熱するための放熱フィンが多くを占めるが、電力効率を改善することで放熱フィンを小さくすることが可能になり、小型・軽量化に寄与する。
【０００３】
［ＥＥＲ方式の電力増幅器：図９］
電力効率を改善する方法として、飽和型の電力増幅器の電源電圧を変動させるＥＥＲ（Envelop Elimination and Restoration）方式がある。
ＥＥＲ方式の電力増幅器について図９を用いて説明する。図９は、ＥＥＲ方式の電力増幅器の概略構成図である。
図９に示すように、ＥＥＲ方式の電力増幅器は、入力端子１と、分配器２と、包絡線検波器３と、電源回路４と、ＲＦリミット増幅器５と、主増幅器６と、出力端子７とを備えている。
【０００４】
具体的には、入力端子１と、分配器２と、ＲＦリミット増幅器５と、主増幅器６と、出力端子７が直列に接続されており、分配器２には包絡線検波器３が接続され、包絡線検波器３には電源回路４が接続され、電源回路４は主増幅器６に接続されて電源を供給する構成となっている。
【０００５】
上記構成のＥＥＲ方式の電力増幅器では、入力端子１から入力されたＲＦ信号は、分配器２で分配され、一方は包絡線検波器３で検波されて包絡線信号が電源回路４に入力される。そして、電源回路４は、主増幅器６の電源電圧を包絡線信号に従って変動させる。
分配器２で分配された他方のＲＦ信号は、ＲＦリミット増幅器５で振幅変動分が除去され、位相情報のみを保ちながら主増幅器６で増幅される。
主増幅器６の電源電圧は、包絡線検波器３からの振幅情報に従って変動するので、振幅情報は復元され、主増幅器６は常に飽和状態で動作するため高効率となる。
【０００６】
［高速動作可能な電源回路：図１０］
ところで、ＥＥＲ方式の電力増幅器全体における効率を考えた場合、主増幅器６だけでなく、電源回路４の効率も重要になってくる。
Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）信号やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号のような広帯域信号の包絡線信号の帯域は広く、電源回路４は高速に動作する必要がある。
【０００７】
高速に動作する電源回路としては、例えば、非特許文献１や非特許文献２に記載されている（非特許文献１，２参照）。
高速に動作する電源回路の構成例について図１０を用いて説明する。図１０は、高速に動作する電源回路の例を示す構成図である。
図１０に示すように、高速に動作する電源回路（高速動作用電源回路）は、主として、入力端子８と、広帯域の電圧源であるプッシュプル増幅器９と、制御回路である電流検出器１０及びヒステリシスコンパレータ１１と、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、出力端子１３とから構成されている。
尚、プッシュプル増幅器９は、請求項に記載したプッシュプル増幅部に相当する。
【０００８】
そして、入力端子８は、図９に示した包絡線検波器３の出力段に接続され、出力端子１３は、図９に示した主増幅器６の電源端子に接続される。
電流検出器１０は、例えば抵抗から構成される。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、電圧電源３１と、スイッチ素子３２と、ダイオード３３と、インダクタンス３４とから構成されている。
プッシュプル増幅器９については後述する。
【０００９】
図１０に示す電源回路では、直流成分及び低い周波数成分は、高効率であるＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給し、高い周波数成分は、高速動作が可能なプッシュプル増幅器９から供給しており、これにより高効率で高速な動作を可能としている。
【００１０】
［ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード］
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の動作モードについて説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の動作モードとしては、追従モードと非追従モードとがある。
【００１１】
［追従モード］
まず、追従モードについて説明する。追従モードは、包絡線検波器３の出力がＤＣ成分及び低周波成分の場合のＤＣ／ＤＣコンバータ１２の動作である。
図９の包絡線検波器３で検波された信号は、図１０の入力端子８に入力され、プッシュプル増幅器９で電圧源に変換される。
包絡線検波器３の出力がＤＣ成分の場合は、電流検出器１０のノードＰ１の電圧が上がり、ヒステリシスコンパレータ１１がスイッチ素子３２をオンさせるように動く。
その結果、スイッチ素子３２とインダクタンス３４との接続点のノードＰに電源電圧３１が印加され、インダクタンス３４を経由して出力端子１３の電圧は徐々に上昇する。
【００１２】
そして、出力端子１３の電圧が、プッシュプル増幅器９の出力電圧より高くなると、ノードＰ２の電圧が高くなり、ヒステリシスコンパレータ１１はスイッチ素子３２をオフさせる。
その結果、インダクタンス３４を流れていた電流はダイオード３３経由で流れ、出力端子１３の電圧は徐々に低下する。そして、再び、ヒステリシスコンパレータ１１はスイッチ素子３２をオンさせ、同様の繰り返し動作を行う。つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、自ら発振して制御する。
【００１３】
この自励周波数は、自由度のあるヒステリシス幅と、インダクタンス３４と、電源電圧３１と、電流検出器１０の抵抗値で決まるが、高く設定するとスイッチング損失が増加し、或いはスイッチ素子２４の限界値を超えるので、限度はある。
【００１４】
包絡線検波器３の出力がＤＣ成分と低周波のＡＣ成分である場合は、ＤＣ入力の場合と同様にＤＣ／ＤＣコンバータ１２が追従し、出力電力は効率の良いＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給される。
【００１５】
［非追従モード］
次に、非追従モードについて説明する。
包絡線検波器３の出力が、ＣＤ成分と高い周波数のＡＣ成分になると、インダクタンス３４で高い周波数のＡＣ成分は除去されるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２からの出力は、ＤＣ成分のみとなる。
このとき、電流検出器１０のノードＰ１とＰ２の両端にＤＣ成分とＡＣ高周波成分が発生し、ヒステリシスコンパレータ１１の出力は、ＡＣ高周波成分を基本とする周波数でスイッチ素子３２を動かす。
また、高い周波数のＡＣ成分はプッシュプル増幅器９から供給される。
【００１６】
［電源回路の効率］
図１０に示した高速動作用電源回路では、自励周波数を高くして追従できるＡＣ成分を増やすことで、つまり、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータ１２から出力するエネルギーの割合を増やすことで、電源回路の高効率化を試みることが考えられる。
しかし、ＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）やＬＴＥ（Long Term Evolution）などの広帯域な通信システムでは、包絡線も広帯域になるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２のスイッチング周波数を上げると、スイッチング損失が大きくなり、電源回路の効率は低下する。
【００１７】
そこで、適切な回路定数を設定することにより、ＷｉＭＡＸやＬＴＥ等の広帯域な通信システムでは、周波数の低いＡＣ成分は、効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給し、周波数の高いＡＣ成分は、プッシュプル増幅器９から供給するようにしている。
【００１８】
［電源回路の大電流への対応］
ところで、主増幅器６の出力電力が大きい場合には、電源回路４からも多くの電流を供給する必要がある。
図１０の高速動作用電源回路において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２では、スイッチ素子３２、ダイオード３３、インダクタンス３４として、必要な電流を流せる部品を選択すればよい。
しかしながら、プッシュプル増幅器９に用いられるオペアンプについては、一般的に大電流を流せる部品はない。そこで、オペアンプの出力にＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタを接続して、出力できる電流の容量を増やしている。
【００１９】
［プッシュプル増幅器の構成：図１０］
次に、従来の高速動作用電源回路におけるプッシュプル増幅器（従来のプッシュプル増幅器）の構成について図１０を用いて説明する。
図１０に示すように、従来のプッシュプル増幅器９は、オペアンプ１０３と、バイアス回路を構成する抵抗器１０４、ダイオード１０５、ダイオード１０６、抵抗器１０７と、プッシュプル回路のＮＰＮトランジスタ１０８、ＰＮＰトランジスタ１０９と、直流電圧源１１０と、直流電圧源１１１とで構成されている。
【００２０】
そして、上記構成のプッシュプル増幅器９において、入力信号は入力端子８を通ってオペアンプ１０３の＋端子に入力され、オペアンプの−端子へは出力信号がフィードバックされる。
ダイオード１０５は、ＮＰＮトランジスタ１０８のベース−間の電圧降下を、ダイオード１０６はＰＮＰトランジスタ１０９のベース−エミッタ間の電圧降下を補償するためのものであり、抵抗器１０４、抵抗器１０７と共にバイアス回路を構成する。
【００２１】
直流電圧源１１１よりも高い電圧値に設定される直流電圧源１１０に接続されたＮＰＮトランジスタ１０８と、直流電圧源１１０よりも低い電圧値に設定される直流電圧源１１１に接続されたＰＮＰトランジスタ１０９はプッシュプル回路を構成する。
そして、ＮＰＮトランジスタ１０８は基準電圧よりも高い電圧を出力し、ＰＮＰトランジスタ１０９は基準電圧よりも低い電圧を出力する。
【００２２】
［プッシュプル増幅器の出力波形：図１１］
次に、プッシュプル増幅器の出力波形について図１１を用いて説明する。図１１は、プッシュプル増幅器の出力波形を示す説明図であり、（ａ）は、ＮＰＮトランジスタ１０８と、ＰＮＰトランジスタ１０９の出力波形を示し、（ｂ）は、プッシュプル増幅器９の出力端子の波形を示す。
図１１（ａ）に示すように、実線で示すように、ＮＰＮトランジスタ１０８の出力波形（実線）及びＰＮＰトランジスタ１０９の出力波形（破線）は、正弦波を半波整流した波形であり、これはＢ級にバイアスされた増幅器に相当する。
そして、図１１（ｂ）に示すように、プッシュプル増幅器９の出力端子からは、ＮＰＮトランジスタ１０８とＰＮＰトランジスタ１０９の出力を合成した波形が出力される。
【００２３】
［Ｂ級増幅器の電力変換効率：図１２］
ここで、Ｂ級増幅器の電力変換効率について説明する。
Ｂ級増幅器が正弦波を出力するときの電力変換効率ηは、式１で表されることが知られている。
η＝π／４×Ｖｏｍａｘ／Ｖｄｄ （式１）
式１をＮＰＮトランジスタ１０８について説明すると、Ｖｄｄは直流電圧源１１０の電源電圧であり、Ｖｏｍａｘは、ＮＰＮトランジスタ１０８の出力電圧の最大値である。
【００２４】
式１において、ＶｏｍａｘがＶｄｄと同じ電圧の場合、つまり飽和出力時の電圧変換効率ηは７８．５％となるが、最大出力電圧Ｖｏｍａｘが下がると電力変換効率ηも低下する。
【００２５】
図１２は、Ｂ級増幅器の電力変換効率特性を示す説明図である。
図１２では、出力電圧に対する電力変換効率ηを表しており、横軸のバックオフは、Ｖｏｍａｘ／Ｖｄｄを対数で表したものである。
バックオフが０の点が飽和出力を示しており、このときの電力変換効率ηは、上述したように７８．５％となり、バックオフが大きくなると（最大出力電圧Ｖｏｍａｘが低下すると）電力変換効率ηは低下し、バックオフが−８の時の電力変換効率ηは、３０％となる。
【００２６】
［プッシュプル増幅器の電力変換効率：図１２］
式１及び図１２については、ＮＰＮトランジスタ１０８について説明したが、ＰＮＰトランジスタ１０９についても同様のことが言えるため、プッシュプル増幅器９全体の特性も式１及び図１２で表すことができるものである。
尚、プッシュプル増幅器９では、オペアンプ１０３やバイアス回路も電力を消費するが、ＮＰＮトランジスタ１０８及びＰＮＰトランジスタ１０９の電流増幅率ｈｆｅが大きく、オペアンプ１０３の消費電力はプッシュプル増幅器９のそれと比較すると僅かであるため、プッシュプル増幅器９の電力変換効率は、図１２に示した特性とほぼ一致する。
【００２７】
［ＯＦＤＭ信号における包絡線信号のスペクトラムの累積確率密度分布例：図１３］
ここで、ＯＦＤＭ信号における包絡線信号の累積確率密度分布について図１３を用いて説明する。図１３は、ＯＦＤＭ信号における包絡線信号の累積確率密度分布の例を示す説明図である。
図１３では、帯域幅１０MHz、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）：８ｄＢのＯＦＤＭ変調信号の包絡線を求め、電力の累積確率密度分布をＤＣから１０MHzまでプロットしている。
【００２８】
上述したように、電源回路４は、ＤＣ成分と低い周波数成分はＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給し、高い周波数成分はプッシュプル増幅器９から供給するが、仮に、３MHz未満をＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給し、３MHz以上をプッシュプル増幅器９が供給すると、図１３から、電源回路４が供給する電力の内、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２から９０％の電力を、プッシュプル増幅器９から３MHz以上の１０％を供給することになる。
【００２９】
［ＯＦＤＭ信号での電源回路の電力変換効率：図１２］
ＯＦＤＭ信号での電源回路４の電力変換効率について説明する。
ＤＣ成分と低い周波数成分を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ１２の電力変換効率は、スイッチ素子３２のオン抵抗や、スイッチング損失、ダイオードの順方向電圧、インダクタンス３４の損失などで決まり、ηｄとする。
【００３０】
一方、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲは８ｄＢであるから、プッシュプル増幅器９の電力変換効率は、図１２からわかるように、バックオフ−８ｄＢのときの電力変換効率となる。ここでは、このときの電力変換効率をηｂとする。
【００３１】
つまり、電源回路４が主増幅器６に供給する電力の内、１０％を電力変換効率ηｂのプッシュプル増幅器９から、９０％を電力変換効率ηｄのＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給することになる。よって、電源回路４の電力変換効率ηｓは式２で計算できる。
ηｓ＝１／（１０％／ηｂ＋９０％／ηｄ） （式２）
仮に、ηｂ＝３０％、ηｄ＝９０％として計算すると、ηｓ＝７５％となる。
電源回路４全体の電力変換効率を改善するためには、電力変換効率の低いプッシュプル増幅器９の効率をあげることが必要である。
【００３２】
従来のプッシュプル増幅器９では、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子及びＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に接続される直流電圧源１１０及び直流電圧源１１１の電圧は、出力レベルに関係なく一定であるため、出力レベルが下がるに従って電力変換効率も低下する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００３３】
【非特許文献１】"An Improved Power-Added Efficiency 19-dBm Hybrid Envelope Elimination and Restoration Power Amplifier for 802.11g WLAN Applications" , Feipeng Wang et al., IEEE TRANSACTIOINS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 54, NO. 12, DECEMBER 2006, P. 4086-4099
【非特許文献２】"A Class B Switch- Mode Assisted Linear Amplifier" , Geoffrey R. Walker, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 18. No. 6, NOVEMBER 2003, p.1278-1285
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
しかしながら、従来のプッシュプル増幅器では、ＮＰＮトランジスタ及びＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続される直流電圧源の電圧が、出力レベルにかかわらず一定レベルであるため、出力レベルが下がると電力変換効率が低下してしまうという問題点があった。
【００３５】
尚、非特許文献１、２には、プッシュプル増幅器のＮＰＮトランジスタ及びＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続される直流電圧源の電圧を、出力レベルに応じて調整することは記載されていない。
【００３６】
本発明は、上記実状に鑑みて為されたもので、プッシュプル増幅器のＮＰＮトランジスタ及びＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続される直流電圧源の電圧を、出力レベルに応じて調整して、出力レベルが下がっても電力変換効率が低下しない電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、電力増幅器に用いられる電源回路であって、入力信号をプッシュプル増幅方式で増幅するプッシュプル増幅部と、制御信号によりプッシュプル増幅部に提供する電源電圧の電圧レベルを複数の電源の選択接続によって可変とする可変電源部と、制御信号として、入力信号に基づいて電源電圧の電圧レベルを制御するために複数の電源を選択する選択信号を出力する制御部と、可変電源部における複数の電源の負荷が一定となるよう、選択信号による電源の選択先を変更する電源選択先変換部とを備えたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、電力増幅器に用いられる電源回路であって、入力信号をプッシュプル増幅方式で増幅するプッシュプル増幅部と、制御信号によりプッシュプル増幅部に提供する電源電圧の電圧レベルを複数の電源の選択接続によって可変とする可変電源部と、制御信号として、入力信号に基づいて電源電圧の電圧レベルを制御するために複数の電源を選択する選択信号を出力する制御部と、可変電源部における複数の電源の負荷が一定となるよう、選択信号による電源の選択先を変更する電源選択先変換部とを備えた電源回路としているので、入力信号に基づいて、プッシュプル増幅部に出力レベルに追従した電源電圧を供給して、飽和に出力レベルが小さくても近い動作を可能として、プッシュプル増幅器の電力変換効率を改善でき、更に、複数の電源の負荷を一定とし、当該負荷において最も効率が良くなるよう回路を設計することで、電源回路全体の電力変換効率を一層向上させることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源回路に用いられるプッシュプル増幅器の構成図である。
【図２】第１のプッシュプル増幅器におけるスイッチ制御信号の一例と、それに伴うトランジスタのコレクタ電圧及び出力波形を示す説明図である。
【図３】第１のプッシュプル増幅器の電力変換効率特性を示す説明図である。
【図４】ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に直流電圧を供給する直流電圧源回路の構成例を示すブロック図である。
【図５】直流電圧源の負荷効率特性の例を示す説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る電源回路に用いられるプッシュプル増幅器の構成図である。
【図７】スイッチ制御信号変換部１３９におけるスイッチ制御信号の接続状態を示す説明図である。
【図８】第２のプッシュプル増幅器の電力変換効率を示す説明図である。
【図９】ＥＥＲ方式の電力増幅器の概略構成図である。
【図１０】高速に動作する電源回路の例を示す構成図である。
【図１１】プッシュプル増幅器の出力波形を示す説明図である。
【図１２】Ｂ級増幅器の電力変換効率特性を示す説明図である。
【図１３】ＯＦＤＭ信号における包絡線信号の累積確率密度分布の例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００４０】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る電源回路は、プッシュプル増幅器に、スイッチと直流電圧源が直列に接続され、更にそれらに並列にダイオードが接続された回路部を１つの回路ブロックとして、複数の回路ブロックが直列に接続された第１と第２の電源電圧生成回路を備え、当該第１と第２の電源電圧生成回路が、それぞれＮＰＮトランジスタのコレクタ端子及びＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続され、スイッチ制御部が、入力信号レベルに応じて、複数のブロックの直流電圧源をＮＰＮトランジスタ又はＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続するスイッチのオン／オフを制御することで、ＮＰＮトランジスタ及びＰＮＰトランジスタのコレクタ電圧を入力信号レベルに応じて制御して、出力レベルに追従したコレクタ電圧とすることができ、出力レベルが低い場合でも飽和に近い動作を可能とし、電源回路全体の電力変換効率を改善することができるものである。
【００４１】
また、本発明の実施の形態に係る電源回路は、上記電源回路に、更に、スイッチ制御信号変換部を設け、電源電圧生成回路を構成する複数のブロックの直流電圧源の負荷がほぼ一定となるように、電源電圧制御手段からのスイッチ制御信号の出力先を変換して出力するようにしており、電源回路の電力変換効率を一層向上させることができるものである。
【００４２】
［第１の実施の形態：図１］
本発明の第１の実施の形態に係る電源回路は、図１０に示した従来の電源回路と同様に、プッシュプル増幅器とＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。
本発明の第１の実施の形態に係る電源回路について図１を用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電源回路に用いられるプッシュプル増幅器の構成図である。
図１に示すように、本発明の第１の実施の形態に係る電源回路（第１の電源回路）に用いられるプッシュプル増幅器（第１のプッシュプル増幅器）は、図１０に示した従来のプッシュプル増幅器と同様の部分として、入力端子１と、出力端子１３と、オペアンプ１０３と、バイアス回路を構成する抵抗器１０４と、ダイオード１０５と、ダイオード１０６と、抵抗器１０７と、プッシュプル回路を構成するＮＰＮトランジスタ１０８と、ＰＮＰトランジスタ１０９と、直流電圧源１１０と、直流電圧源１１１とを備えている。
【００４３】
そして、第１のプッシュプル増幅器の特徴部分として、スイッチ制御部１３８と、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタに接続する直流電圧源１３６及び複数の回路ブロックＢ１〜Ｂ４と、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタに接続する直流電圧源１３７及び複数の回路ブロックＢ５〜Ｂ８とを備えている。
直流電圧源１３６、１３７の電圧をＶ０とする。
【００４４】
［回路ブロックＢ１〜Ｂ４］
ＮＰＮトランジスタ１０８側の回路ブロックＢ１〜Ｂ４の構成について説明する。
回路ブロックＢ１〜Ｂ４は、それぞれ、直流電圧源（１１２〜１１５）と、スイッチ（１２０〜１２３）と、ダイオード（１２８〜１３１）とを備え、各ブロックにおいて、ダイオードのアノードには直流電圧源の−側（負側）が接続され、カソードにはスイッチを介して直流電圧源の＋側（正側）が接続されている。
【００４５】
更に、回路ブロックＢ１のダイオード１２８のアノードは接地され、カソードは回路ブロックＢ２のダイオード１２９のアノードに接続されている。以下同様にして、回路ブロックＢ３，Ｂ４のダイオード１３０，１３１が直列に接続されて、回路ブロックＢ４のカソードは、直列電圧源１３６の−側（負側）に接続されている。
直列に接続された回路ブロックＢ１〜Ｂ４から成る回路を第１の電源電圧生成回路とする。
【００４６】
そして、スイッチ１２０〜１２３は、後述するスイッチ制御部１３８からのスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４によってオン／オフが制御され、スイッチがオンとなった回路ブロックの直流電圧源の電圧と直流電圧源１３６の電圧が加算されて、基準電圧に対して正の電圧がＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に印加されるようになっている。
つまり、スイッチで選択された直流電圧源と直流電圧源１３６が直列接続となる。
尚、回路ブロックＢ１〜Ｂ４の直流電圧源１１２，１１３，１１４，１１５の電圧を、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４とする。
【００４７】
［回路ブロックＢ５〜Ｂ８］
同様に、ＰＮＰトランジスタ１０９側の回路ブロックＢ５〜Ｂ８は、それぞれ、直流電圧源（１１６〜１１９）と、スイッチ（１２４〜１２７）と、ダイオード（１３２〜１３５）とを備え、各ブロックにおいて、ダイオードのアノードには直流電圧源の−側が接続され、カソードにはスイッチを介して直流電圧源のプラス側が接続されている。
【００４８】
また、回路ブロックＢ５のダイオード１３２のカソードは接地され、アノードは回路ブロックＢ６のダイオード１３３のカソードに接続されている。以下同様にして、回路ブロックＢ７，Ｂ８のダイオード１３４，１３５が直列に接続されて、回路ブロックＢ８のアノードは、直列電圧源１３７の＋側に接続されている。
直列に接続された回路ブロックＢ５〜Ｂ８から成る回路を第２の電源電圧生成回路とする。
第１の電源電圧生成回路及び第２の電源電圧生成回路は、請求項に記載した可変電源部に相当する。
【００４９】
そして、スイッチ１２４〜１２７は、後述するスイッチ制御部１３８からのスイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８によってオン／オフが制御され、スイッチがオンとなった回路ブロックの直流電圧源の電圧と直流電圧源１３７の電圧が加算されて、基準電圧に対して負の電圧がＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に印加されるようになっている。
つまり、スイッチで選択された直流電圧源と直流電圧源１３７が直列接続となる。
尚、回路ブロックＢ５〜Ｂ８の直流電圧源１１６，１１７，１１８，１１９の電圧を、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４とする。
スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ５〜Ｃ８は、請求項に記載した選択信号に相当する。
【００５０】
［スイッチ制御部１３８］
次に、第１のプッシュプル増幅器の特徴部分であるスイッチ制御部１３８について説明する。
スイッチ制御部１３８は、入力端子８から入力される信号（包絡線信号）に基づいて、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に印加される電圧を適切な値とするよう、回路ブロックＢ１〜Ｂ４のスイッチ１２０，１２１，１２２，１２３のオン／オフを制御するスイッチ制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を出力する。
【００５１】
同様に、スイッチ制御部１３８は、包絡線信号に基づいて、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に印加される電圧を適切な値とするよう、回路ブロックＢ５〜Ｂ８のスイッチ１２４，１２５，１２６，１２７のオン／オフを制御するスイッチ制御信号Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ８を出力する。
【００５２】
具体的には、スイッチ制御部１３８は、８種類のスイッチ制御信号のそれぞれを、ハイレベル（Ｈレベル、オン）又はローレベル（Ｌレベル、オフ）として出力する制御信号生成回路を備えており、入力された包絡線信号に基づいて、Ｈレベル又はＬレベルの各スイッチ制御信号を出力する。
スイッチ制御部１３８の各制御信号生成回路は、例えばコンパレータ回路によって構成される。
【００５３】
これにより、第１のプッシュプル増幅器では、入力信号の電力レベルに応じたコレクタ電圧をＮＰＮトランジスタ１０８及びＰＮＰトランジスタ１０９に印加することができ、プッシュプル増幅器の電力変換効率を向上させ、電源回路全体の効率を向上させることができるものである。
【００５４】
［第１のプッシュプル増幅器の動作：図１］
まず、回路ブロックＢ１〜Ｂ４，Ｂ５〜Ｂ８の動作について簡単に説明する。
各回路ブロックＢ１〜Ｂ４、Ｂ５〜Ｂ８では、ダイオードのアノード端子は直流電圧源の負側に、カソード端子は直流電圧源の正側に接続されている。このような回路ブロックＢ１〜Ｂ４、Ｂ５〜Ｂ８を直列に接続し、各スイッチのオン／オフを制御することにより、電圧を加算してＮＰＮトランジスタ１０８、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に印加することが可能となる。
【００５５】
スイッチがＯＮの場合には、当該回路ブロックの直流電圧源の電圧が加算され、電流は直流電圧源を流れ、回路が動作する。このとき、ダイオードには順方向の逆電圧があるため電流は流れない。
また、スイッチがオフの場合には、当該回路ブロックの直流電圧源の回路が開放になっているため、電圧は加算されないが、電流はダイオードを流れ、回路は動作する。
【００５６】
そして、第１のプッシュプル増幅器では、スイッチ制御部１３８が、入力端子８から入力される包絡線信号に応じて、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８をＨレベル又はＬレベルに切り替えて出力し、対応する回路ブロックのスイッチのオン／オフを制御する。
これにより、入力電力レベルに応じて、基準電圧に対して正のコレクタ電圧をＮＰＮトランジスタ１０８に印加し、基準電圧に対して負のコレクタ電圧をＰＮＰトランジスタ１０９に印加するものである。
【００５７】
［スイッチ制御信号とトランジスタのコレクタ電圧：図２］
次に、第１のプッシュプル増幅器におけるスイッチ制御信号とトランジスタのコレクタ電圧の関係について図２を用いて説明する。図２は、第１のプッシュプル増幅器におけるスイッチ制御信号の一例と、それに伴うトランジスタのコレクタ電圧及び出力波形を示す説明図である。
図２の（ａ）には、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８の例を示しており、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８のそれぞれについて、各制御信号がスイッチをオンにする状態（Ｈレベル）であるか、或いはスイッチをオフにする状態（Ｌレベル）であるかを表している。
【００５８】
図２（ａ）の例では、スイッチ制御信号Ｃ１は、時間Ｔ１まではＬレベルであり、時間Ｔ１〜Ｔ８の期間はＨレベルであり、時間Ｔ８以降は再びＬレベルとなっている。
また、スイッチ制御信号Ｃ８は、時間Ｔ１２まではＬレベルであり、時間Ｔ１２〜Ｔ１３の期間はＨレベルであり、時間Ｔ１３以降はＬレベルとなっている。
【００５９】
図２（ｂ）では、（ａ）のスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８が与えられた場合のＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ電圧（ノードＡ電圧）と、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ電圧（ノードＢ電圧）と、出力電圧波形とを示している。尚、基準電圧としては、例えばゼロ（０）が用いられる。
【００６０】
上述したように、第１のプッシュプル増幅器では、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８がＨレベルである場合に、対応するスイッチ１２０〜１２７がオンとなる。
図２において、まず、ノードＡ電圧に着目して説明する。
時間が０からＴ１までの間は、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４が全てＬレベルであるため、スイッチ１２０〜１２３は全てオフである。
従って、電流は、直流電圧源１１２〜１１５には流れずダイオード１２８〜１３１を流れ、ノードＡには直流電圧源１３６の電圧Ｖ０が印加される。
尚、本実施の形態では、ダイオード１２８〜１３５の順方向電圧はゼロとして説明する。
【００６１】
続いて、時間Ｔ１からＴ２までの間は、スイッチ制御信号Ｃ１のみがＨレベルで、その他のスイッチ制御信号Ｃ２〜Ｃ４はＬレベルであるので、スイッチ１２０のみがオンとなる。
スイッチ１２０に対応する直流電圧源１１２と直流電圧源１３６は直列に接続されているので、ノードＡの電圧は、Ｖ０＋Ｖ１となる。
つまり、つまりスイッチがオンになる回路ブロックの直流電圧源の電圧が、直流電圧源１３６の電圧Ｖ０に加算され、当該加算された電圧がノードＡに印加されることになる。
【００６２】
以下同様にして、時間Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４で、スイッチ制御信号Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４がそれぞれＨレベルとなれば、それに応じてスイッチ１２１，１２２，１２３がオンとなり、ノードＡの電圧には、更に電圧Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４が加算される。
【００６３】
更に、時間Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７，Ｔ８で、スイッチ制御信号Ｃ４，Ｃ３，Ｃ２，Ｃ１がＬレベルとなり、スイッチ１２３，１２２，１２１，１２０がオフになると、ノードＡの電圧は、図２に示すように電圧Ｖ４，Ｖ３，Ｖ２，Ｖ１が減算される。
【００６４】
ノードＢの電圧についても、ノードＡと同様に、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８で制御されるスイッチ１２４〜１２７がオン又はオフに切り替えられることで図２に示すように変化する。時間Ｔ９〜Ｔ１６の期間に変化するノードＢの電圧は、時間Ｔ１〜Ｔ８におけるノードＡの電圧に対して正負が逆になっている。
【００６５】
［スイッチ制御部１３８の動作：図１、図２］
次に、スイッチ制御部１３８の動作について図１及び図２を用いて説明する。
上述したように、スイッチ制御部１３８は、入力信号から検出された包絡線信号に基づいて、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８をＨレベル又はＬレベルとして出力する。
その結果、ノードＡの電圧を制御するためのスイッチ１２０〜１２３を制御するスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４は、出力波形が正のときに変化する。
【００６６】
スイッチ制御部１３８は、入力される包絡線信号に基づいて、スイッチ制御信号Ｃ１を、出力波形の電圧がＶ０よりも大きいときにＨレベルとする。
また、スイッチ制御部１３８は、スイッチ制御信号Ｃ２を出力波形の電圧がＶ０＋Ｖ１よりも大きいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ３を出力波形の電圧がＶ０＋Ｖ１＋Ｖ２よりも大きいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ４を出力波形の電圧がＶ０＋Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３よりも大きいときにＨレベルとする。
その他の条件では、スイッチ制御部１３８は、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４をＬレベルとする。
【００６７】
同様に、ノードＢの電圧を制御するためのスイッチ１２４〜１２７を制御するスイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８は、出力波形が負のときに変化する。
スイッチ制御部１３８は、入力される包絡線信号に基づいて、スイッチ制御信号Ｃ５を、出力波形の電圧が−Ｖ０よりも小さいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ６を出力波形の電圧が−Ｖ０−Ｖ１よりも小さいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ７を出力波形の電圧が−Ｖ０−Ｖ１−Ｖ２よりも小さいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ８を出力波形の電圧が−Ｖ０−Ｖ１−Ｖ２−Ｖ３よりも小さいときにＨレベルとする。
その他の条件では、スイッチ制御部１３８は、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８をＬレベルとする。
【００６８】
スイッチ制御部１３８は、このような条件でスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８が動作するよう構成され、コンパレータ回路を用いて容易に実現できる。このコンパレータ回路にはヒステリシス特性を持たせてもよい。
【００６９】
図１に示したように、第１のプッシュプル増幅器では、スイッチ制御部１３８は、入力端子８から入力される包絡線信号からスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８を生成するため、入力レベルに対する出力レベルの利得を考慮して設計されている。
【００７０】
また、各電圧Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４は同じ電圧値でもよいし、それぞれ異なる電圧値であってもよい。
更に、ここではノードＡの電圧及びノードＢの電圧はそれぞれ５段階に変化するように構成されているが、何段であっても構わない。
更にまた、第１のプッシュプル増幅器では、出力波形と、Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４を組み合わせて加算または減算したしきい値とを比較して各スイッチ制御信号のレベル（Ｈ又はＬ）を決めているが、必ずしもそのようにする必要はない。
【００７１】
［第１のプッシュプル増幅器の効率：図３］
次に、第１のプッシュプル増幅器の効率について図３を用いて説明する。図３は、第１のプッシュプル増幅器の電力変換効率特性を示す説明図である。
上述したように、第１のプッシュプル増幅器では、ＮＰＮトランジスタ１０８コレクタ端子（ノードＡ電圧）及びＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子（ノードＢ）電圧は、出力波形に応じて変化する。
【００７２】
つまり、出力波形が小さいときはコレクタ端子電圧の絶対値も小さくなるようにノードＡ及びノードＢの電圧を制御することにより、第１のプッシュプル増幅器は、常に飽和出力に近い状態で動作する。
【００７３】
そのため、図３に示すように、第１のプッシュプル増幅器の電力変換効率は、図１２に示した従来方式と比較して向上する。特に、飽和出力よりも低い出力において、効率向上が顕著である。
例えば、ＯＦＤＭ信号に相当するバックオフ−８ｄＢのときの電力変換効率は、図１２の従来のプッシュプル増幅器では３０％であったのが、第１のプッシュプル増幅器では５５％に向上している。
【００７４】
［直流電圧源回路の構成：図４］
次に、ＮＰＮトランジスタ１０８又はＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に直流電圧を供給する直流電圧源回路の構成について図４を用いて説明する。図４は、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に直流電圧を供給する直流電圧源回路の構成例を示すブロック図である。尚、図１に示した直流１１２〜１１５に相当する部分は同一の符号を付してある。
また、ここでは、ＮＰＮトランジスタ１０８側の直流電圧源回路についてのみ説明するが、ＰＮＰトランジスタ１０９側の直流電圧源回路も同様の構成である。
【００７５】
図１に示したように、直流電圧源１１２〜１１５と直流電圧源１３６、直流電圧源１１９〜１２３と直流電圧源１３７は、スイッチ１２０〜１２３、スイッチ１２４〜１２７がオンになった場合に直列接続になるため、絶縁型電源にする必要がある。
【００７６】
図４に示すように、第１のプッシュプル増幅器の直流電圧源回路は、電源を供給する入力端子２０１と、入力端子２０１から供給された電源電圧を平滑化する平滑回路２０２と、スイッチ回路２０３と、入力と複数の出力を絶縁するためのトランス２０４と、出力電圧の整流と平滑を行う整流平滑回路２０５〜２０８と、目標とする出力電圧との誤差を検出する誤差増幅器２０９と、誤差情報を制御回路に渡す際に絶縁するためのフォトカプラ２１０と、誤差情報を最小にすることで目標の出力電圧に制御するための制御回路２１１と、スイッチ回路２０３を駆動するためのドライバ回路２１２を備えている。
【００７７】
上記構成の直流電圧源回路の動作について説明する。
入力端子２０１から電圧Ｖｉｎが入力されると、平滑回路２０２により平滑化され、スイッチ回路２０３を介してトランス２０４の入力側に入力される。
トランス２０４の出力側には、各直流電圧源１１２〜１１５の電圧値に応じた巻き数のコイルが設けられ、巻き数に応じて変換された電圧が整流平滑回路２０５〜２０８を介して、それぞれ直流電圧源１１２〜１１５の出力電圧となる。
【００７８】
直流電圧源１１２〜１１５の電圧は、Ｖ１〜Ｖ４であり、直流電圧源１１５が目標電圧Ｖ４になるように制御する。
具体的には、直流電圧源１１５を監視し、誤差増幅器２０９で検出した直流電圧源１１５の電圧と目標電圧との差分である誤差信号をフォトカプラ２１０を介して制御回路２１１に入力し、制御回路２１１が、誤差信号が小さくなるようスイッチ回路２０３をオン／オフする信号のデューティー比を変えることにより、目標電圧Ｖ４とするよう制御する。
【００７９】
直流電圧源１１２，１１３，１１４については監視を行わないが、直流電圧源１１５の電圧がＶ４になった場合に直流電圧源１１２，１１３，１１４の電圧がＶ１，Ｖ２，Ｖ３となるようにトランス２０４の巻き数を設計しておけばよい。
【００８０】
［第１の実施の形態の効果］
本発明の第１の実施の形態に係る電源回路によれば、プッシュプル増幅器に、スイッチと直流電圧源が直列に接続され、更にそれらに並列にダイオードが接続された回路部を１つの回路ブロックとして、複数の回路ブロックＢ１〜Ｂ４が直列に接続された第１の電源電圧生成回路と、複数の回路ブロックＢ５〜Ｂ８が直列に接続された第２の電源電圧生成回路とを備え、第１の電源電圧生成回路が、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に接続され、第２の電源電圧生成回路が、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に接続され、スイッチ制御部が、包絡線検波器３からの入力信号の包絡線信号に応じて、複数の回路ブロックＢ１〜Ｂ８のスイッチ１２０〜１２７のオン／オフを制御するスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８を出力するようにしているので、ＮＰＮトランジスタ１０８及びＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ電圧を入力信号レベルに応じて、出力信号レベルに追従するよう制御して、常に飽和に近い動作を可能とし、プッシュプル増幅器の出力レベルが低い場合の電力変換効率を改善し、電源回路全体の電力変換効率を向上させることができる効果がある。
【００８１】
更に、第１の電源回路を、例えばＥＥＲ方式の増幅器に用いることにより、増幅器全体の効率を向上させ、消費電力を低減でき、放熱フィンを小さくして、小型化・軽量化を図ることができる効果がある。
【００８２】
尚、上述した例では、直流電圧源１３６，１３７は、常時ノードＡ，ノードＢに印加されるよう構成されているが、スイッチ及びダイオードを追加して回路ブロックとし、他の直流電圧源と同様にオン／オフを切り替えられるようにしてもよい。
【００８３】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
［各直流電圧源の負荷］
ここで、図１に示した直流電圧源１１２〜１１５のそれぞれの負荷について考える。
図１において、スイッチ１２０〜１２３がオンのときに、各直流電圧源１１２〜１１５から電力を供給する。スイッチ１２０〜１２３がオンになる確率は、図１０に示した電源回路の入力端子８に入力される信号、つまり図９の包絡線検波器３で検波される振幅の度数分布による。
【００８４】
Ｗ−ＣＤＭＡやＯＦＤＭ信号の確率密度関数は、レイリー分布に近いことが知られているが、これは、スイッチ１２０〜１２３がオンする確率に違いがあることを意味する。
つまり、直流電圧源１１２〜１１５の負荷に差があることになる。
【００８５】
［直流電圧源の負荷効率特性：図５］
次に、直流電圧源の負荷効率特性について図５を用いて説明する。図５は、直流電圧源の負荷効率特性の例を示す説明図である。
図５では、横軸に負荷率（％）を、縦軸に効率（％）を示している。
直流電圧源において、負荷が変わっても効率は変化せず一定であるのが理想的であるが、現実には効率が最大になる負荷があり、それより低いあるいは高い負荷では効率が低下する。
【００８６】
図５の例では、ａ，ｂ，ｃ，ｄは、それぞれ、異なる直流電圧源（１）（２）（３）（４）の負荷率を示しており、このときの電力変換効率（効率）が、それぞれ、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄとなっている。
つまり、直流電圧源（３）は、負荷率ｃで効率Ｃという高い効率が得られており、当該直流電圧源（３）は適切な負荷となっているといえるが、直流電圧源（１）は、負荷率ａで効率はかなり低いＡとなっており、最適な負荷から外れていることになる。
このような特性の直流電圧源を異なる負荷で使うと効率の低下を招くことになる。
【００８７】
［第２の実施の形態の構成：図６］
そこで、本発明の第２の実施の形態に係る電源回路では、プッシュプル増幅器の複数の直流電圧減の負荷をなるべく一定となるように制御し、更に、当該負荷において最大の効率が得られるよう直流電圧源を設計したものである。
本発明の第２の実施の形態に係る電源回路は、第１の電源回路と同様に、プッシュプル増幅器とＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。
図６は、本発明の第２の実施の形態に係る電源回路に用いられるプッシュプル増幅器の構成図である。
図６に示すように、本発明の第２の実施の形態に係る電源回路（第２の電源回路）に用いられるプッシュプル増幅器（第２のプッシュプル増幅器）は、基本的な構成は、図１に示した第１のプッシュプル増幅器と同じであり、図１と同一の符号を付して説明する。
【００８８】
第２のプッシュプル増幅器は、第１のプッシュプル増幅器のスイッチ制御部１３８の出力段に、新たにスイッチ制御信号変換部１３９を備えている点が特徴となっている。
スイッチ制御信号変換部１３９は、スイッチ制御部１３８から出力されたスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８を、固定的に特定のスイッチに出力するのではなく、各直流電圧源１１２〜１１９の負荷が一定となるように接続先のスイッチを変換して出力するものである。
第２のプッシュプル増幅器では、スイッチ１１２〜１１９における制御信号の入力端子を、ＣＣ１〜ＣＣ８としている。
スイッチ制御信号変換部１３９は、請求項に記載した電源選択先変換部に相当する。
【００８９】
スイッチ制御信号変換部１３９の構成及び動作について説明する前に、第２のプッシュプル増幅器のスイッチ制御信号変換部１３９における制御方法について簡単に説明する。
図２の例では、出力波形の電圧が上がるに従ってスイッチ制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４が順番にオン（Ｈレベル）になり、逆に電圧が下がるに従ってＣ４、Ｃ３，Ｃ２，Ｃ１の順でオフ（Ｌレベル）になる。この制御方法では、Ｃ１がオンになっている期間は長いが、Ｃ４がオンになっている期間は短い。よって、直流電圧源１１２の負荷は大きいが、直流電圧源１１５の負荷は小さくなり、負荷にばらつきが生じている。
【００９０】
ところで、第１及び第２のプッシュプル増幅器では、直列に接続された回路ブロックＢ１〜Ｂ４のスイッチ１２０〜１２３、又は回路ブロックＢ５〜Ｂ８のスイッチ１２４〜１２７の内の何個をオンにするかによってノードＡ及びノードＢの電圧を制御することができ、必ずしも図２に示したように、スイッチ制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の順で制御する必要はない。
【００９１】
例えば、ノードＡの電圧をＶ０＋Ｖ１に設定する場合には、回路ブロックＢ１〜Ｂ４の直流電圧源１１２〜１１５のいずれか１つが直流電圧源１３６に接続されればよいので、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４の何れか１つがオンであればよい。
そこで、第２のプッシュプル増幅器のスイッチ制御信号変換部１３９では、直流電圧源１１２〜１１５、１１６〜１１９の負荷、つまり各直流電圧源から供給される電力が一定になるようにスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８の接続先（出力先）を変換するようにしている。
【００９２】
［スイッチ制御信号変換部１３９の構成］
スイッチ制御信号変換部１３９の構成について説明する。
スイッチ制御信号変換部１３９は、主として、スイッチ回路と、スイッチ回路を制御する制御部とを備えている。
スイッチ回路は、スイッチ制御部１３８から出力されるスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４を、それぞれ、回路ブロックＢ１〜Ｂ４のスイッチ１２０〜１２３（ＣＣ１〜ＣＣ４）のいずれかに接続し、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８を、それぞれ、回路ブロックＢ５〜Ｂ８のスイッチ１２４〜１２７（ＣＣ５〜Ｃ８）のいずれかに接続するものであり、制御部からの指示に従って接続する。
【００９３】
制御部は、マイコン等で構成され、設定された変換方法でスイッチ制御信号の接続先を変換して、スイッチ回路を切り替えて所定の回路ブロックのスイッチ１２０〜１２７に接続する。
また、制御部は、記憶部やタイマを備えている。
【００９４】
［スイッチ制御信号の接続状態：図７］
次に、スイッチ制御信号変換部１３９におけるスイッチ制御信号の接続状態について図７を用いて説明する。図７は、スイッチ制御信号変換部１３９におけるスイッチ制御信号の接続状態を示す説明図である。
図７（ａ）は、Ｃ１とＣＣ１、Ｃ２とＣＣ２、Ｃ３とＣＣ３、Ｃ４とＣＣ４とを接続した状態を示しており、これは、スイッチ制御信号変換部１３９がない場合と同様である。
（ｂ）は、（ａ）の状態から１つずつ接続先をずらした状態、（ｃ）は（ｂ）から１つずつ接続先をずらした状態、（ｄ）は（ｃ）から１つずつ接続先をずらした状態を示している。
【００９５】
そして、スイッチ制御信号変換部１３９では、直流電圧源１１２〜１１５の負荷が一定になるように、（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）の状態を、以下に示すような制御方法に従って選択して、スイッチ制御信号の接続先となるスイッチを変換する。
尚、ここでは、ＮＰＮトランジスタ１０８側についてのみ示すが、ＰＮＰトランジスタ１０９側も同様であり、直流電圧源１１６〜１１９の負荷が一定になるように、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８と接続先ＣＣ５〜ＣＣ８の対応付けを適宜切り替えて接続する。
【００９６】
［スイッチ制御信号変換部１３９における制御方法］
次に、スイッチ制御信号変換部における制御例として、第１の制御方法〜第３の制御方法について説明する。
［第１の制御方法］
第１の制御方法は、制御部が一定時間を計時するタイマを備え、図６の（ａ）〜（ｄ）の接続状態を切り替える順番を決めておき、ある接続状態に切り替えるとタイマを起動して、タイムアップすると、次の接続状態となるよう接続先を切り替えるものである。
【００９７】
例えば、（ａ）→（ｂ）→（ｃ）→（ｄ）の順で、各接続状態が一定時間となるよう制御する。最後の状態（（ｄ）の状態）の後は、また最初の状態（（ａ）の状態）に戻る。
接続状態の順番は、任意に設定可能である。
このようにして、第１の制御方法が行われる。
【００９８】
［第２の制御方法］
第２の制御方法は、第１の制御方法と同様にタイマを備えて、一定時間毎に接続常態を切り替えるが、予め接続状態の順番を設定しておくのではなく、切り替えのタイミングになる度に、（ａ）〜（ｄ）の状態の中から無作為に選択した接続状態とするよう切り替えるものである。
すなわち、制御部は、（ａ）〜（ｄ）の状態からランダムに１つを選択する選択手段を備え、最初の接続状態から一定時間が経過すると、選択手段が（ａ）〜（ｄ）の中から無作為に１つの状態を選択し、当該状態とするようにスイッチ回路を切り替えるものである。
このようにして、第２の制御方法が行われる。
【００９９】
［第３の制御方法］
第３の制御方法では、制御部に、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４がどこに接続しているかを監視すると共に、一定時間毎に回路ブロック側の各スイッチ１２０（ＣＣ１）〜１２３（ＣＣ４）がオン状態となった時間を測定して記憶する監視部を備える。
監視部は、初期状態から各スイッチ制御信号の接続先と、ＣＣ１〜ＣＣ４のオンとなった時間を計測して記憶する。
【０１００】
そして、タイマがタイムアップして切り替えのタイミングになると、制御部は、スイッチをオンの時間の長かった順に並べ換え、最もオン状態が長かったスイッチには、最もオン状態が短かったスイッチ制御信号を割り当て、２番目にオン状態が長かったスイッチには、２番目にオン状態が短かったスイッチ制御信号を割り当て、３番目にオン状態が長かったスイッチには、３番目にオン状態が短かったスイッチ制御信号を割り当て、最もオン状態が短かったスイッチには、最もオン状態が長かったスイッチ制御信号を割り当てる。
これにより、各直流電圧源がオンになる時間を平均化できるものである。
このようにして、第３の制御方法が行われる。
【０１０１】
そして、第１〜第３の制御方法のいずれかによってスイッチ制御部１３８からのスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４の接続先を、スイッチ制御信号変換部１３９で切り替えることにより、直流電圧源１１２〜１１５の負荷の平均値をほぼ一定とすることができ、プッシュプル増幅器の電力変換効率を改善できるものである。
また、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８の接続先を同様に切り替えることにより、直流電圧源１１６〜１１９の負荷の平均値をほぼ一定とすることができ、プッシュプル増幅器の電力変換効率を改善できるものである。
【０１０２】
［第２のプッシュプル増幅器の電力変換効率：図８］
次に、第２のプッシュプル増幅器の電力変換効率について図８を用いて説明する。図８は、第２のプッシュプル増幅器の電力変換効率を示す説明図である。
図８に示すように、第２のプッシュプル増幅器では、直流電圧源１１２〜１１５、１１６〜１１９の負荷率を、ｘ（％）で一定となるよう制御し、負荷率ｘ（％）における電力変換効率が最大となるように直流電圧源の回路を設計することで、高い電力変換効率Ｘ（％）が得られるものである。
【０１０３】
［第２の実施の形態の効果］
本発明の第２の実施の形態に係る電源回路によれば、第１の電源回路のスイッチ制御部１３８の出力段にスイッチ制御信号変換部１３９を設け、スイッチ制御信号変換部１３９が、スイッチ制御部１３８から出力されるスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４を、回路ブロックＢ１〜Ｂ４の直流電圧源１１２〜１１５の負荷が等しくなるように、スイッチ１２０〜１２３のいずれかに振り分けて接続すると共に、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８を、回路ブロックＢ５〜Ｂ８の直流電圧源１１６〜１１９の負荷が等しくなるように、スイッチ１２４〜１２７のいずれかに振り分けて接続するようにしているので、直流電圧源１１２〜１１５、１１６〜１１９がオンとなる時間がほぼ一定となり、直流電圧源の負荷のばらつきを抑え、プッシュプル増幅器の電力変換効率を更に改善することができ、電源回路全体の電力変換効率を向上させることができる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【０１０４】
本発明は、広帯域の高周波信号で無線通信を行う送信機の電力増幅器で用いられ、電力変換効率を向上させることができる電源回路に適している。
【符号の説明】
【０１０５】
８...入力端子、 ２...分配器、 ３...包絡線検波器、 ４...電源回路、 ５...ＲＦリミット増幅器、 ６...主増幅器、 ７，１３...出力端子、 ９...プッシュプル増幅器、 １０...電流検出器、 １１...ヒステリシスコンパレータ、 １２...ＤＣ／ＤＣコンバータ、 ３１...電圧電源、 ３２...スイッチ素子、 ３３，１０５，１０６...ダイオード、 ３４...インダクタンス、 １０３...オペアンプ、 １０４，１０７...抵抗器、 １０８...ＮＰＮトランジスタ、 １０９...ＰＮＰトランジスタ、 １１０，１１１，１３６，１３７，１１２，１１３，１１４，１１５，１１６，１１７，１１８，１１９...直流電圧源、 １２０，１２１，１２２，１２３，１２４，１２５，１２６，１２７...スイッチ、 １２８，１２９，１３０，１３１，１３２，１３３，１３４，１３５...ダイオード、 １３８...スイッチ制御部、 １３９...スイッチ制御信号変換部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域の高周波信号で無線通信を行う送信機の電力増幅器で用いられる電源回路に係り、特に、電力変換効率を向上させることができる電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
［先行技術の説明］
送信機の電力増幅器への要求として、設置場所の制約や据付コストの低減のために、小型・軽量化が強く求められている。装置の体積・重量は、電力損失によって発生する熱を放熱するための放熱フィンが多くを占めるが、電力効率を改善することで放熱フィンを小さくすることが可能になり、小型・軽量化に寄与する。
【０００３】
［ＥＥＲ方式の電力増幅器：図９］
電力効率を改善する方法として、飽和型の電力増幅器の電源電圧を変動させるＥＥＲ（Envelop Elimination and Restoration）方式がある。
ＥＥＲ方式の電力増幅器について図９を用いて説明する。図９は、ＥＥＲ方式の電力増幅器の概略構成図である。
図９に示すように、ＥＥＲ方式の電力増幅器は、入力端子１と、分配器２と、包絡線検波器３と、電源回路４と、ＲＦリミット増幅器５と、主増幅器６と、出力端子７とを備えている。
【０００４】
具体的には、入力端子１と、分配器２と、ＲＦリミット増幅器５と、主増幅器６と、出力端子７が直列に接続されており、分配器２には包絡線検波器３が接続され、包絡線検波器３には電源回路４が接続され、電源回路４は主増幅器６に接続されて電源を供給する構成となっている。
【０００５】
上記構成のＥＥＲ方式の電力増幅器では、入力端子１から入力されたＲＦ信号は、分配器２で分配され、一方は包絡線検波器３で検波されて包絡線信号が電源回路４に入力される。そして、電源回路４は、主増幅器６の電源電圧を包絡線信号に従って変動させる。
分配器２で分配された他方のＲＦ信号は、ＲＦリミット増幅器５で振幅変動分が除去され、位相情報のみを保ちながら主増幅器６で増幅される。
主増幅器６の電源電圧は、包絡線検波器３からの振幅情報に従って変動するので、振幅情報は復元され、主増幅器６は常に飽和状態で動作するため高効率となる。
【０００６】
［高速動作可能な電源回路：図１０］
ところで、ＥＥＲ方式の電力増幅器全体における効率を考えた場合、主増幅器６だけでなく、電源回路４の効率も重要になってくる。
Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）信号やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号のような広帯域信号の包絡線信号の帯域は広く、電源回路４は高速に動作する必要がある。
【０００７】
高速に動作する電源回路としては、例えば、非特許文献１や非特許文献２に記載されている（非特許文献１，２参照）。
高速に動作する電源回路の構成例について図１０を用いて説明する。図１０は、高速に動作する電源回路の例を示す構成図である。
図１０に示すように、高速に動作する電源回路（高速動作用電源回路）は、主として、入力端子８と、広帯域の電圧源であるプッシュプル増幅器９と、制御回路である電流検出器１０及びヒステリシスコンパレータ１１と、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、出力端子１３とから構成されている。
尚、プッシュプル増幅器９は、請求項に記載したプッシュプル増幅部に相当する。
【０００８】
そして、入力端子８は、図９に示した包絡線検波器３の出力段に接続され、出力端子１３は、図９に示した主増幅器６の電源端子に接続される。
電流検出器１０は、例えば抵抗から構成される。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、電圧電源３１と、スイッチ素子３２と、ダイオード３３と、インダクタンス３４とから構成されている。
プッシュプル増幅器９については後述する。
【０００９】
図１０に示す電源回路では、直流成分及び低い周波数成分は、高効率であるＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給し、高い周波数成分は、高速動作が可能なプッシュプル増幅器９から供給しており、これにより高効率で高速な動作を可能としている。
【００１０】
［ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード］
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の動作モードについて説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の動作モードとしては、追従モードと非追従モードとがある。
【００１１】
［追従モード］
まず、追従モードについて説明する。追従モードは、包絡線検波器３の出力がＤＣ成分及び低周波成分の場合のＤＣ／ＤＣコンバータ１２の動作である。
図９の包絡線検波器３で検波された信号は、図１０の入力端子８に入力され、プッシュプル増幅器９で電圧源に変換される。
包絡線検波器３の出力がＤＣ成分の場合は、電流検出器１０のノードＰ１の電圧が上がり、ヒステリシスコンパレータ１１がスイッチ素子３２をオンさせるように動く。
その結果、スイッチ素子３２とインダクタンス３４との接続点のノードＰに電源電圧３１が印加され、インダクタンス３４を経由して出力端子１３の電圧は徐々に上昇する。
【００１２】
そして、出力端子１３の電圧が、プッシュプル増幅器９の出力電圧より高くなると、ノードＰ２の電圧が高くなり、ヒステリシスコンパレータ１１はスイッチ素子３２をオフさせる。
その結果、インダクタンス３４を流れていた電流はダイオード３３経由で流れ、出力端子１３の電圧は徐々に低下する。そして、再び、ヒステリシスコンパレータ１１はスイッチ素子３２をオンさせ、同様の繰り返し動作を行う。つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、自ら発振して制御する。
【００１３】
この自励周波数は、自由度のあるヒステリシス幅と、インダクタンス３４と、電源電圧３１と、電流検出器１０の抵抗値で決まるが、高く設定するとスイッチング損失が増加し、或いはスイッチ素子２４の限界値を超えるので、限度はある。
【００１４】
包絡線検波器３の出力がＤＣ成分と低周波のＡＣ成分である場合は、ＤＣ入力の場合と同様にＤＣ／ＤＣコンバータ１２が追従し、出力電力は効率の良いＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給される。
【００１５】
［非追従モード］
次に、非追従モードについて説明する。
包絡線検波器３の出力が、ＣＤ成分と高い周波数のＡＣ成分になると、インダクタンス３４で高い周波数のＡＣ成分は除去されるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２からの出力は、ＤＣ成分のみとなる。
このとき、電流検出器１０のノードＰ１とＰ２の両端にＤＣ成分とＡＣ高周波成分が発生し、ヒステリシスコンパレータ１１の出力は、ＡＣ高周波成分を基本とする周波数でスイッチ素子３２を動かす。
また、高い周波数のＡＣ成分はプッシュプル増幅器９から供給される。
【００１６】
［電源回路の効率］
図１０に示した高速動作用電源回路では、自励周波数を高くして追従できるＡＣ成分を増やすことで、つまり、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータ１２から出力するエネルギーの割合を増やすことで、電源回路の高効率化を試みることが考えられる。
しかし、ＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）やＬＴＥ（Long Term Evolution）などの広帯域な通信システムでは、包絡線も広帯域になるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２のスイッチング周波数を上げると、スイッチング損失が大きくなり、電源回路の効率は低下する。
【００１７】
そこで、適切な回路定数を設定することにより、ＷｉＭＡＸやＬＴＥ等の広帯域な通信システムでは、周波数の低いＡＣ成分は、効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給し、周波数の高いＡＣ成分は、プッシュプル増幅器９から供給するようにしている。
【００１８】
［電源回路の大電流への対応］
ところで、主増幅器６の出力電力が大きい場合には、電源回路４からも多くの電流を供給する必要がある。
図１０の高速動作用電源回路において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２では、スイッチ素子３２、ダイオード３３、インダクタンス３４として、必要な電流を流せる部品を選択すればよい。
しかしながら、プッシュプル増幅器９に用いられるオペアンプについては、一般的に大電流を流せる部品はない。そこで、オペアンプの出力にＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタを接続して、出力できる電流の容量を増やしている。
【００１９】
［プッシュプル増幅器の構成：図１０］
次に、従来の高速動作用電源回路におけるプッシュプル増幅器（従来のプッシュプル増幅器）の構成について図１０を用いて説明する。
図１０に示すように、従来のプッシュプル増幅器９は、オペアンプ１０３と、バイアス回路を構成する抵抗器１０４、ダイオード１０５、ダイオード１０６、抵抗器１０７と、プッシュプル回路のＮＰＮトランジスタ１０８、ＰＮＰトランジスタ１０９と、直流電圧源１１０と、直流電圧源１１１とで構成されている。
【００２０】
そして、上記構成のプッシュプル増幅器９において、入力信号は入力端子８を通ってオペアンプ１０３の＋端子に入力され、オペアンプの−端子へは出力信号がフィードバックされる。
ダイオード１０５は、ＮＰＮトランジスタ１０８のベース−間の電圧降下を、ダイオード１０６はＰＮＰトランジスタ１０９のベース−エミッタ間の電圧降下を補償するためのものであり、抵抗器１０４、抵抗器１０７と共にバイアス回路を構成する。
【００２１】
直流電圧源１１１よりも高い電圧値に設定される直流電圧源１１０に接続されたＮＰＮトランジスタ１０８と、直流電圧源１１０よりも低い電圧値に設定される直流電圧源１１１に接続されたＰＮＰトランジスタ１０９はプッシュプル回路を構成する。
そして、ＮＰＮトランジスタ１０８は基準電圧よりも高い電圧を出力し、ＰＮＰトランジスタ１０９は基準電圧よりも低い電圧を出力する。
【００２２】
［プッシュプル増幅器の出力波形：図１１］
次に、プッシュプル増幅器の出力波形について図１１を用いて説明する。図１１は、プッシュプル増幅器の出力波形を示す説明図であり、（ａ）は、ＮＰＮトランジスタ１０８と、ＰＮＰトランジスタ１０９の出力波形を示し、（ｂ）は、プッシュプル増幅器９の出力端子の波形を示す。
図１１（ａ）に示すように、実線で示すように、ＮＰＮトランジスタ１０８の出力波形（実線）及びＰＮＰトランジスタ１０９の出力波形（破線）は、正弦波を半波整流した波形であり、これはＢ級にバイアスされた増幅器に相当する。
そして、図１１（ｂ）に示すように、プッシュプル増幅器９の出力端子からは、ＮＰＮトランジスタ１０８とＰＮＰトランジスタ１０９の出力を合成した波形が出力される。
【００２３】
［Ｂ級増幅器の電力変換効率：図１２］
ここで、Ｂ級増幅器の電力変換効率について説明する。
Ｂ級増幅器が正弦波を出力するときの電力変換効率ηは、式１で表されることが知られている。
η＝π／４×Ｖｏｍａｘ／Ｖｄｄ （式１）
式１をＮＰＮトランジスタ１０８について説明すると、Ｖｄｄは直流電圧源１１０の電源電圧であり、Ｖｏｍａｘは、ＮＰＮトランジスタ１０８の出力電圧の最大値である。
【００２４】
式１において、ＶｏｍａｘがＶｄｄと同じ電圧の場合、つまり飽和出力時の電圧変換効率ηは７８．５％となるが、最大出力電圧Ｖｏｍａｘが下がると電力変換効率ηも低下する。
【００２５】
図１２は、Ｂ級増幅器の電力変換効率特性を示す説明図である。
図１２では、出力電圧に対する電力変換効率ηを表しており、横軸のバックオフは、Ｖｏｍａｘ／Ｖｄｄを対数で表したものである。
バックオフが０の点が飽和出力を示しており、このときの電力変換効率ηは、上述したように７８．５％となり、バックオフが大きくなると（最大出力電圧Ｖｏｍａｘが低下すると）電力変換効率ηは低下し、バックオフが−８の時の電力変換効率ηは、３０％となる。
【００２６】
［プッシュプル増幅器の電力変換効率：図１２］
式１及び図１２については、ＮＰＮトランジスタ１０８について説明したが、ＰＮＰトランジスタ１０９についても同様のことが言えるため、プッシュプル増幅器９全体の特性も式１及び図１２で表すことができるものである。
尚、プッシュプル増幅器９では、オペアンプ１０３やバイアス回路も電力を消費するが、ＮＰＮトランジスタ１０８及びＰＮＰトランジスタ１０９の電流増幅率ｈｆｅが大きく、オペアンプ１０３の消費電力はプッシュプル増幅器９のそれと比較すると僅かであるため、プッシュプル増幅器９の電力変換効率は、図１２に示した特性とほぼ一致する。
【００２７】
［ＯＦＤＭ信号における包絡線信号のスペクトラムの累積確率密度分布例：図１３］
ここで、ＯＦＤＭ信号における包絡線信号の累積確率密度分布について図１３を用いて説明する。図１３は、ＯＦＤＭ信号における包絡線信号の累積確率密度分布の例を示す説明図である。
図１３では、帯域幅１０MHz、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）：８ｄＢのＯＦＤＭ変調信号の包絡線を求め、電力の累積確率密度分布をＤＣから１０MHzまでプロットしている。
【００２８】
上述したように、電源回路４は、ＤＣ成分と低い周波数成分はＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給し、高い周波数成分はプッシュプル増幅器９から供給するが、仮に、３MHz未満をＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給し、３MHz以上をプッシュプル増幅器９が供給すると、図１３から、電源回路４が供給する電力の内、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２から９０％の電力を、プッシュプル増幅器９から３MHz以上の１０％を供給することになる。
【００２９】
［ＯＦＤＭ信号での電源回路の電力変換効率：図１２］
ＯＦＤＭ信号での電源回路４の電力変換効率について説明する。
ＤＣ成分と低い周波数成分を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ１２の電力変換効率は、スイッチ素子３２のオン抵抗や、スイッチング損失、ダイオードの順方向電圧、インダクタンス３４の損失などで決まり、ηｄとする。
【００３０】
一方、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲは８ｄＢであるから、プッシュプル増幅器９の電力変換効率は、図１２からわかるように、バックオフ−８ｄＢのときの電力変換効率となる。ここでは、このときの電力変換効率をηｂとする。
【００３１】
つまり、電源回路４が主増幅器６に供給する電力の内、１０％を電力変換効率ηｂのプッシュプル増幅器９から、９０％を電力変換効率ηｄのＤＣ／ＤＣコンバータ１２から供給することになる。よって、電源回路４の電力変換効率ηｓは式２で計算できる。
ηｓ＝１／（１０％／ηｂ＋９０％／ηｄ） （式２）
仮に、ηｂ＝３０％、ηｄ＝９０％として計算すると、ηｓ＝７５％となる。
電源回路４全体の電力変換効率を改善するためには、電力変換効率の低いプッシュプル増幅器９の効率をあげることが必要である。
【００３２】
従来のプッシュプル増幅器９では、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子及びＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に接続される直流電圧源１１０及び直流電圧源１１１の電圧は、出力レベルに関係なく一定であるため、出力レベルが下がるに従って電力変換効率も低下する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００３３】
【非特許文献１】"An Improved Power-Added Efficiency 19-dBm Hybrid Envelope Elimination and Restoration Power Amplifier for 802.11g WLAN Applications" , Feipeng Wang et al., IEEE TRANSACTIOINS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 54, NO. 12, DECEMBER 2006, P. 4086-4099
【非特許文献２】"A Class B Switch- Mode Assisted Linear Amplifier" , Geoffrey R. Walker, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 18. No. 6, NOVEMBER 2003, p.1278-1285
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
しかしながら、従来のプッシュプル増幅器では、ＮＰＮトランジスタ及びＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続される直流電圧源の電圧が、出力レベルにかかわらず一定レベルであるため、出力レベルが下がると電力変換効率が低下してしまうという問題点があった。
【００３５】
尚、非特許文献１、２には、プッシュプル増幅器のＮＰＮトランジスタ及びＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続される直流電圧源の電圧を、出力レベルに応じて調整することは記載されていない。
【００３６】
本発明は、上記実状に鑑みて為されたもので、プッシュプル増幅器のＮＰＮトランジスタ及びＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続される直流電圧源の電圧を、出力レベルに応じて調整して、出力レベルが下がっても電力変換効率が低下しない電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、電力増幅器に用いられる電源回路であって、入力信号をプッシュプル増幅方式で増幅するプッシュプル増幅部と、制御信号によりプッシュプル増幅部に提供する電源電圧の電圧レベルを複数の電源の選択接続によって可変とする可変電源部と、制御信号として、入力信号に基づいて電源電圧の電圧レベルを制御するために複数の電源を選択する選択信号を出力する制御部と、可変電源部における複数の電源の負荷が一定となるよう、選択信号による電源の選択先を変更する電源選択先変換部とを備えたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、電力増幅器に用いられる電源回路であって、入力信号をプッシュプル増幅方式で増幅するプッシュプル増幅部と、制御信号によりプッシュプル増幅部に提供する電源電圧の電圧レベルを複数の電源の選択接続によって可変とする可変電源部と、制御信号として、入力信号に基づいて電源電圧の電圧レベルを制御するために複数の電源を選択する選択信号を出力する制御部と、可変電源部における複数の電源の負荷が一定となるよう、選択信号による電源の選択先を変更する電源選択先変換部とを備えた電源回路としているので、入力信号に基づいて、プッシュプル増幅部に出力レベルに追従した電源電圧を供給して、飽和に出力レベルが小さくても近い動作を可能として、プッシュプル増幅器の電力変換効率を改善でき、更に、複数の電源の負荷を一定とし、当該負荷において最も効率が良くなるよう回路を設計することで、電源回路全体の電力変換効率を一層向上させることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源回路に用いられるプッシュプル増幅器の構成図である。
【図２】第１のプッシュプル増幅器におけるスイッチ制御信号の一例と、それに伴うトランジスタのコレクタ電圧及び出力波形を示す説明図である。
【図３】第１のプッシュプル増幅器の電力変換効率特性を示す説明図である。
【図４】ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に直流電圧を供給する直流電圧源回路の構成例を示すブロック図である。
【図５】直流電圧源の負荷効率特性の例を示す説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る電源回路に用いられるプッシュプル増幅器の構成図である。
【図７】スイッチ制御信号変換部１３９におけるスイッチ制御信号の接続状態を示す説明図である。
【図８】第２のプッシュプル増幅器の電力変換効率を示す説明図である。
【図９】ＥＥＲ方式の電力増幅器の概略構成図である。
【図１０】高速に動作する電源回路の例を示す構成図である。
【図１１】プッシュプル増幅器の出力波形を示す説明図である。
【図１２】Ｂ級増幅器の電力変換効率特性を示す説明図である。
【図１３】ＯＦＤＭ信号における包絡線信号の累積確率密度分布の例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００４０】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る電源回路は、プッシュプル増幅器に、スイッチと直流電圧源が直列に接続され、更にそれらに並列にダイオードが接続された回路部を１つの回路ブロックとして、複数の回路ブロックが直列に接続された第１と第２の電源電圧生成回路を備え、当該第１と第２の電源電圧生成回路が、それぞれＮＰＮトランジスタのコレクタ端子及びＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続され、スイッチ制御部が、入力信号レベルに応じて、複数のブロックの直流電圧源をＮＰＮトランジスタ又はＰＮＰトランジスタのコレクタ端子に接続するスイッチのオン／オフを制御することで、ＮＰＮトランジスタ及びＰＮＰトランジスタのコレクタ電圧を入力信号レベルに応じて制御して、出力レベルに追従したコレクタ電圧とすることができ、出力レベルが低い場合でも飽和に近い動作を可能とし、電源回路全体の電力変換効率を改善することができるものである。
【００４１】
また、本発明の実施の形態に係る電源回路は、上記電源回路に、更に、スイッチ制御信号変換部を設け、電源電圧生成回路を構成する複数のブロックの直流電圧源の負荷がほぼ一定となるように、電源電圧制御手段からのスイッチ制御信号の出力先を変換して出力するようにしており、電源回路の電力変換効率を一層向上させることができるものである。
【００４２】
［第１の実施の形態：図１］
本発明の第１の実施の形態に係る電源回路は、図１０に示した従来の電源回路と同様に、プッシュプル増幅器とＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。
本発明の第１の実施の形態に係る電源回路について図１を用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電源回路に用いられるプッシュプル増幅器の構成図である。
図１に示すように、本発明の第１の実施の形態に係る電源回路（第１の電源回路）に用いられるプッシュプル増幅器（第１のプッシュプル増幅器）は、図１０に示した従来のプッシュプル増幅器と同様の部分として、入力端子１と、出力端子１３と、オペアンプ１０３と、バイアス回路を構成する抵抗器１０４と、ダイオード１０５と、ダイオード１０６と、抵抗器１０７と、プッシュプル回路を構成するＮＰＮトランジスタ１０８と、ＰＮＰトランジスタ１０９と、直流電圧源１１０と、直流電圧源１１１とを備えている。
【００４３】
そして、第１のプッシュプル増幅器の特徴部分として、スイッチ制御部１３８と、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタに接続する直流電圧源１３６及び複数の回路ブロックＢ１〜Ｂ４と、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタに接続する直流電圧源１３７及び複数の回路ブロックＢ５〜Ｂ８とを備えている。
直流電圧源１３６、１３７の電圧をＶ０とする。
【００４４】
［回路ブロックＢ１〜Ｂ４］
ＮＰＮトランジスタ１０８側の回路ブロックＢ１〜Ｂ４の構成について説明する。
回路ブロックＢ１〜Ｂ４は、それぞれ、直流電圧源（１１２〜１１５）と、スイッチ（１２０〜１２３）と、ダイオード（１２８〜１３１）とを備え、各ブロックにおいて、ダイオードのアノードには直流電圧源の−側（負側）が接続され、カソードにはスイッチを介して直流電圧源の＋側（正側）が接続されている。
【００４５】
更に、回路ブロックＢ１のダイオード１２８のアノードは接地され、カソードは回路ブロックＢ２のダイオード１２９のアノードに接続されている。以下同様にして、回路ブロックＢ３，Ｂ４のダイオード１３０，１３１が直列に接続されて、回路ブロックＢ４のカソードは、直列電圧源１３６の−側（負側）に接続されている。
直列に接続された回路ブロックＢ１〜Ｂ４から成る回路を第１の電源電圧生成回路とする。
【００４６】
そして、スイッチ１２０〜１２３は、後述するスイッチ制御部１３８からのスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４によってオン／オフが制御され、スイッチがオンとなった回路ブロックの直流電圧源の電圧と直流電圧源１３６の電圧が加算されて、基準電圧に対して正の電圧がＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に印加されるようになっている。
つまり、スイッチで選択された直流電圧源と直流電圧源１３６が直列接続となる。
尚、回路ブロックＢ１〜Ｂ４の直流電圧源１１２，１１３，１１４，１１５の電圧を、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４とする。
【００４７】
［回路ブロックＢ５〜Ｂ８］
同様に、ＰＮＰトランジスタ１０９側の回路ブロックＢ５〜Ｂ８は、それぞれ、直流電圧源（１１６〜１１９）と、スイッチ（１２４〜１２７）と、ダイオード（１３２〜１３５）とを備え、各ブロックにおいて、ダイオードのアノードには直流電圧源の−側が接続され、カソードにはスイッチを介して直流電圧源のプラス側が接続されている。
【００４８】
また、回路ブロックＢ５のダイオード１３２のカソードは接地され、アノードは回路ブロックＢ６のダイオード１３３のカソードに接続されている。以下同様にして、回路ブロックＢ７，Ｂ８のダイオード１３４，１３５が直列に接続されて、回路ブロックＢ８のアノードは、直列電圧源１３７の＋側に接続されている。
直列に接続された回路ブロックＢ５〜Ｂ８から成る回路を第２の電源電圧生成回路とする。
第１の電源電圧生成回路及び第２の電源電圧生成回路は、請求項に記載した可変電源部に相当する。
【００４９】
そして、スイッチ１２４〜１２７は、後述するスイッチ制御部１３８からのスイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８によってオン／オフが制御され、スイッチがオンとなった回路ブロックの直流電圧源の電圧と直流電圧源１３７の電圧が加算されて、基準電圧に対して負の電圧がＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に印加されるようになっている。
つまり、スイッチで選択された直流電圧源と直流電圧源１３７が直列接続となる。
尚、回路ブロックＢ５〜Ｂ８の直流電圧源１１６，１１７，１１８，１１９の電圧を、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４とする。
スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ５〜Ｃ８は、請求項に記載した選択信号に相当する。
【００５０】
［スイッチ制御部１３８］
次に、第１のプッシュプル増幅器の特徴部分であるスイッチ制御部１３８について説明する。
スイッチ制御部１３８は、入力端子８から入力される信号（包絡線信号）に基づいて、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に印加される電圧を適切な値とするよう、回路ブロックＢ１〜Ｂ４のスイッチ１２０，１２１，１２２，１２３のオン／オフを制御するスイッチ制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を出力する。
【００５１】
同様に、スイッチ制御部１３８は、包絡線信号に基づいて、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に印加される電圧を適切な値とするよう、回路ブロックＢ５〜Ｂ８のスイッチ１２４，１２５，１２６，１２７のオン／オフを制御するスイッチ制御信号Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ８を出力する。
【００５２】
具体的には、スイッチ制御部１３８は、８種類のスイッチ制御信号のそれぞれを、ハイレベル（Ｈレベル、オン）又はローレベル（Ｌレベル、オフ）として出力する制御信号生成回路を備えており、入力された包絡線信号に基づいて、Ｈレベル又はＬレベルの各スイッチ制御信号を出力する。
スイッチ制御部１３８の各制御信号生成回路は、例えばコンパレータ回路によって構成される。
【００５３】
これにより、第１のプッシュプル増幅器では、入力信号の電力レベルに応じたコレクタ電圧をＮＰＮトランジスタ１０８及びＰＮＰトランジスタ１０９に印加することができ、プッシュプル増幅器の電力変換効率を向上させ、電源回路全体の効率を向上させることができるものである。
【００５４】
［第１のプッシュプル増幅器の動作：図１］
まず、回路ブロックＢ１〜Ｂ４，Ｂ５〜Ｂ８の動作について簡単に説明する。
各回路ブロックＢ１〜Ｂ４、Ｂ５〜Ｂ８では、ダイオードのアノード端子は直流電圧源の負側に、カソード端子は直流電圧源の正側に接続されている。このような回路ブロックＢ１〜Ｂ４、Ｂ５〜Ｂ８を直列に接続し、各スイッチのオン／オフを制御することにより、電圧を加算してＮＰＮトランジスタ１０８、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に印加することが可能となる。
【００５５】
スイッチがＯＮの場合には、当該回路ブロックの直流電圧源の電圧が加算され、電流は直流電圧源を流れ、回路が動作する。このとき、ダイオードには順方向の逆電圧があるため電流は流れない。
また、スイッチがオフの場合には、当該回路ブロックの直流電圧源の回路が開放になっているため、電圧は加算されないが、電流はダイオードを流れ、回路は動作する。
【００５６】
そして、第１のプッシュプル増幅器では、スイッチ制御部１３８が、入力端子８から入力される包絡線信号に応じて、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８をＨレベル又はＬレベルに切り替えて出力し、対応する回路ブロックのスイッチのオン／オフを制御する。
これにより、入力電力レベルに応じて、基準電圧に対して正のコレクタ電圧をＮＰＮトランジスタ１０８に印加し、基準電圧に対して負のコレクタ電圧をＰＮＰトランジスタ１０９に印加するものである。
【００５７】
［スイッチ制御信号とトランジスタのコレクタ電圧：図２］
次に、第１のプッシュプル増幅器におけるスイッチ制御信号とトランジスタのコレクタ電圧の関係について図２を用いて説明する。図２は、第１のプッシュプル増幅器におけるスイッチ制御信号の一例と、それに伴うトランジスタのコレクタ電圧及び出力波形を示す説明図である。
図２の（ａ）には、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８の例を示しており、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８のそれぞれについて、各制御信号がスイッチをオンにする状態（Ｈレベル）であるか、或いはスイッチをオフにする状態（Ｌレベル）であるかを表している。
【００５８】
図２（ａ）の例では、スイッチ制御信号Ｃ１は、時間Ｔ１まではＬレベルであり、時間Ｔ１〜Ｔ８の期間はＨレベルであり、時間Ｔ８以降は再びＬレベルとなっている。
また、スイッチ制御信号Ｃ８は、時間Ｔ１２まではＬレベルであり、時間Ｔ１２〜Ｔ１３の期間はＨレベルであり、時間Ｔ１３以降はＬレベルとなっている。
【００５９】
図２（ｂ）では、（ａ）のスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８が与えられた場合のＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ電圧（ノードＡ電圧）と、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ電圧（ノードＢ電圧）と、出力電圧波形とを示している。尚、基準電圧としては、例えばゼロ（０）が用いられる。
【００６０】
上述したように、第１のプッシュプル増幅器では、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８がＨレベルである場合に、対応するスイッチ１２０〜１２７がオンとなる。
図２において、まず、ノードＡ電圧に着目して説明する。
時間が０からＴ１までの間は、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４が全てＬレベルであるため、スイッチ１２０〜１２３は全てオフである。
従って、電流は、直流電圧源１１２〜１１５には流れずダイオード１２８〜１３１を流れ、ノードＡには直流電圧源１３６の電圧Ｖ０が印加される。
尚、本実施の形態では、ダイオード１２８〜１３５の順方向電圧はゼロとして説明する。
【００６１】
続いて、時間Ｔ１からＴ２までの間は、スイッチ制御信号Ｃ１のみがＨレベルで、その他のスイッチ制御信号Ｃ２〜Ｃ４はＬレベルであるので、スイッチ１２０のみがオンとなる。
スイッチ１２０に対応する直流電圧源１１２と直流電圧源１３６は直列に接続されているので、ノードＡの電圧は、Ｖ０＋Ｖ１となる。
つまり、つまりスイッチがオンになる回路ブロックの直流電圧源の電圧が、直流電圧源１３６の電圧Ｖ０に加算され、当該加算された電圧がノードＡに印加されることになる。
【００６２】
以下同様にして、時間Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４で、スイッチ制御信号Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４がそれぞれＨレベルとなれば、それに応じてスイッチ１２１，１２２，１２３がオンとなり、ノードＡの電圧には、更に電圧Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４が加算される。
【００６３】
更に、時間Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７，Ｔ８で、スイッチ制御信号Ｃ４，Ｃ３，Ｃ２，Ｃ１がＬレベルとなり、スイッチ１２３，１２２，１２１，１２０がオフになると、ノードＡの電圧は、図２に示すように電圧Ｖ４，Ｖ３，Ｖ２，Ｖ１が減算される。
【００６４】
ノードＢの電圧についても、ノードＡと同様に、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８で制御されるスイッチ１２４〜１２７がオン又はオフに切り替えられることで図２に示すように変化する。時間Ｔ９〜Ｔ１６の期間に変化するノードＢの電圧は、時間Ｔ１〜Ｔ８におけるノードＡの電圧に対して正負が逆になっている。
【００６５】
［スイッチ制御部１３８の動作：図１、図２］
次に、スイッチ制御部１３８の動作について図１及び図２を用いて説明する。
上述したように、スイッチ制御部１３８は、入力信号から検出された包絡線信号に基づいて、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８をＨレベル又はＬレベルとして出力する。
その結果、ノードＡの電圧を制御するためのスイッチ１２０〜１２３を制御するスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４は、出力波形が正のときに変化する。
【００６６】
スイッチ制御部１３８は、入力される包絡線信号に基づいて、スイッチ制御信号Ｃ１を、出力波形の電圧がＶ０よりも大きいときにＨレベルとする。
また、スイッチ制御部１３８は、スイッチ制御信号Ｃ２を出力波形の電圧がＶ０＋Ｖ１よりも大きいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ３を出力波形の電圧がＶ０＋Ｖ１＋Ｖ２よりも大きいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ４を出力波形の電圧がＶ０＋Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３よりも大きいときにＨレベルとする。
その他の条件では、スイッチ制御部１３８は、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４をＬレベルとする。
【００６７】
同様に、ノードＢの電圧を制御するためのスイッチ１２４〜１２７を制御するスイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８は、出力波形が負のときに変化する。
スイッチ制御部１３８は、入力される包絡線信号に基づいて、スイッチ制御信号Ｃ５を、出力波形の電圧が−Ｖ０よりも小さいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ６を出力波形の電圧が−Ｖ０−Ｖ１よりも小さいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ７を出力波形の電圧が−Ｖ０−Ｖ１−Ｖ２よりも小さいときにＨレベルとし、スイッチ制御信号Ｃ８を出力波形の電圧が−Ｖ０−Ｖ１−Ｖ２−Ｖ３よりも小さいときにＨレベルとする。
その他の条件では、スイッチ制御部１３８は、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８をＬレベルとする。
【００６８】
スイッチ制御部１３８は、このような条件でスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８が動作するよう構成され、コンパレータ回路を用いて容易に実現できる。このコンパレータ回路にはヒステリシス特性を持たせてもよい。
【００６９】
図１に示したように、第１のプッシュプル増幅器では、スイッチ制御部１３８は、入力端子８から入力される包絡線信号からスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８を生成するため、入力レベルに対する出力レベルの利得を考慮して設計されている。
【００７０】
また、各電圧Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４は同じ電圧値でもよいし、それぞれ異なる電圧値であってもよい。
更に、ここではノードＡの電圧及びノードＢの電圧はそれぞれ５段階に変化するように構成されているが、何段であっても構わない。
更にまた、第１のプッシュプル増幅器では、出力波形と、Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４を組み合わせて加算または減算したしきい値とを比較して各スイッチ制御信号のレベル（Ｈ又はＬ）を決めているが、必ずしもそのようにする必要はない。
【００７１】
［第１のプッシュプル増幅器の効率：図３］
次に、第１のプッシュプル増幅器の効率について図３を用いて説明する。図３は、第１のプッシュプル増幅器の電力変換効率特性を示す説明図である。
上述したように、第１のプッシュプル増幅器では、ＮＰＮトランジスタ１０８コレクタ端子（ノードＡ電圧）及びＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子（ノードＢ）電圧は、出力波形に応じて変化する。
【００７２】
つまり、出力波形が小さいときはコレクタ端子電圧の絶対値も小さくなるようにノードＡ及びノードＢの電圧を制御することにより、第１のプッシュプル増幅器は、常に飽和出力に近い状態で動作する。
【００７３】
そのため、図３に示すように、第１のプッシュプル増幅器の電力変換効率は、図１２に示した従来方式と比較して向上する。特に、飽和出力よりも低い出力において、効率向上が顕著である。
例えば、ＯＦＤＭ信号に相当するバックオフ−８ｄＢのときの電力変換効率は、図１２の従来のプッシュプル増幅器では３０％であったのが、第１のプッシュプル増幅器では５５％に向上している。
【００７４】
［直流電圧源回路の構成：図４］
次に、ＮＰＮトランジスタ１０８又はＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に直流電圧を供給する直流電圧源回路の構成について図４を用いて説明する。図４は、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に直流電圧を供給する直流電圧源回路の構成例を示すブロック図である。尚、図１に示した直流１１２〜１１５に相当する部分は同一の符号を付してある。
また、ここでは、ＮＰＮトランジスタ１０８側の直流電圧源回路についてのみ説明するが、ＰＮＰトランジスタ１０９側の直流電圧源回路も同様の構成である。
【００７５】
図１に示したように、直流電圧源１１２〜１１５と直流電圧源１３６、直流電圧源１１９〜１２３と直流電圧源１３７は、スイッチ１２０〜１２３、スイッチ１２４〜１２７がオンになった場合に直列接続になるため、絶縁型電源にする必要がある。
【００７６】
図４に示すように、第１のプッシュプル増幅器の直流電圧源回路は、電源を供給する入力端子２０１と、入力端子２０１から供給された電源電圧を平滑化する平滑回路２０２と、スイッチ回路２０３と、入力と複数の出力を絶縁するためのトランス２０４と、出力電圧の整流と平滑を行う整流平滑回路２０５〜２０８と、目標とする出力電圧との誤差を検出する誤差増幅器２０９と、誤差情報を制御回路に渡す際に絶縁するためのフォトカプラ２１０と、誤差情報を最小にすることで目標の出力電圧に制御するための制御回路２１１と、スイッチ回路２０３を駆動するためのドライバ回路２１２を備えている。
【００７７】
上記構成の直流電圧源回路の動作について説明する。
入力端子２０１から電圧Ｖｉｎが入力されると、平滑回路２０２により平滑化され、スイッチ回路２０３を介してトランス２０４の入力側に入力される。
トランス２０４の出力側には、各直流電圧源１１２〜１１５の電圧値に応じた巻き数のコイルが設けられ、巻き数に応じて変換された電圧が整流平滑回路２０５〜２０８を介して、それぞれ直流電圧源１１２〜１１５の出力電圧となる。
【００７８】
直流電圧源１１２〜１１５の電圧は、Ｖ１〜Ｖ４であり、直流電圧源１１５が目標電圧Ｖ４になるように制御する。
具体的には、直流電圧源１１５を監視し、誤差増幅器２０９で検出した直流電圧源１１５の電圧と目標電圧との差分である誤差信号をフォトカプラ２１０を介して制御回路２１１に入力し、制御回路２１１が、誤差信号が小さくなるようスイッチ回路２０３をオン／オフする信号のデューティー比を変えることにより、目標電圧Ｖ４とするよう制御する。
【００７９】
直流電圧源１１２，１１３，１１４については監視を行わないが、直流電圧源１１５の電圧がＶ４になった場合に直流電圧源１１２，１１３，１１４の電圧がＶ１，Ｖ２，Ｖ３となるようにトランス２０４の巻き数を設計しておけばよい。
【００８０】
［第１の実施の形態の効果］
本発明の第１の実施の形態に係る電源回路によれば、プッシュプル増幅器に、スイッチと直流電圧源が直列に接続され、更にそれらに並列にダイオードが接続された回路部を１つの回路ブロックとして、複数の回路ブロックＢ１〜Ｂ４が直列に接続された第１の電源電圧生成回路と、複数の回路ブロックＢ５〜Ｂ８が直列に接続された第２の電源電圧生成回路とを備え、第１の電源電圧生成回路が、ＮＰＮトランジスタ１０８のコレクタ端子に接続され、第２の電源電圧生成回路が、ＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ端子に接続され、スイッチ制御部が、包絡線検波器３からの入力信号の包絡線信号に応じて、複数の回路ブロックＢ１〜Ｂ８のスイッチ１２０〜１２７のオン／オフを制御するスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８を出力するようにしているので、ＮＰＮトランジスタ１０８及びＰＮＰトランジスタ１０９のコレクタ電圧を入力信号レベルに応じて、出力信号レベルに追従するよう制御して、常に飽和に近い動作を可能とし、プッシュプル増幅器の出力レベルが低い場合の電力変換効率を改善し、電源回路全体の電力変換効率を向上させることができる効果がある。
【００８１】
更に、第１の電源回路を、例えばＥＥＲ方式の増幅器に用いることにより、増幅器全体の効率を向上させ、消費電力を低減でき、放熱フィンを小さくして、小型化・軽量化を図ることができる効果がある。
【００８２】
尚、上述した例では、直流電圧源１３６，１３７は、常時ノードＡ，ノードＢに印加されるよう構成されているが、スイッチ及びダイオードを追加して回路ブロックとし、他の直流電圧源と同様にオン／オフを切り替えられるようにしてもよい。
【００８３】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
［各直流電圧源の負荷］
ここで、図１に示した直流電圧源１１２〜１１５のそれぞれの負荷について考える。
図１において、スイッチ１２０〜１２３がオンのときに、各直流電圧源１１２〜１１５から電力を供給する。スイッチ１２０〜１２３がオンになる確率は、図１０に示した電源回路の入力端子８に入力される信号、つまり図９の包絡線検波器３で検波される振幅の度数分布による。
【００８４】
Ｗ−ＣＤＭＡやＯＦＤＭ信号の確率密度関数は、レイリー分布に近いことが知られているが、これは、スイッチ１２０〜１２３がオンする確率に違いがあることを意味する。
つまり、直流電圧源１１２〜１１５の負荷に差があることになる。
【００８５】
［直流電圧源の負荷効率特性：図５］
次に、直流電圧源の負荷効率特性について図５を用いて説明する。図５は、直流電圧源の負荷効率特性の例を示す説明図である。
図５では、横軸に負荷率（％）を、縦軸に効率（％）を示している。
直流電圧源において、負荷が変わっても効率は変化せず一定であるのが理想的であるが、現実には効率が最大になる負荷があり、それより低いあるいは高い負荷では効率が低下する。
【００８６】
図５の例では、ａ，ｂ，ｃ，ｄは、それぞれ、異なる直流電圧源（１）（２）（３）（４）の負荷率を示しており、このときの電力変換効率（効率）が、それぞれ、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄとなっている。
つまり、直流電圧源（３）は、負荷率ｃで効率Ｃという高い効率が得られており、当該直流電圧源（３）は適切な負荷となっているといえるが、直流電圧源（１）は、負荷率ａで効率はかなり低いＡとなっており、最適な負荷から外れていることになる。
このような特性の直流電圧源を異なる負荷で使うと効率の低下を招くことになる。
【００８７】
［第２の実施の形態の構成：図６］
そこで、本発明の第２の実施の形態に係る電源回路では、プッシュプル増幅器の複数の直流電圧減の負荷をなるべく一定となるように制御し、更に、当該負荷において最大の効率が得られるよう直流電圧源を設計したものである。
本発明の第２の実施の形態に係る電源回路は、第１の電源回路と同様に、プッシュプル増幅器とＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。
図６は、本発明の第２の実施の形態に係る電源回路に用いられるプッシュプル増幅器の構成図である。
図６に示すように、本発明の第２の実施の形態に係る電源回路（第２の電源回路）に用いられるプッシュプル増幅器（第２のプッシュプル増幅器）は、基本的な構成は、図１に示した第１のプッシュプル増幅器と同じであり、図１と同一の符号を付して説明する。
【００８８】
第２のプッシュプル増幅器は、第１のプッシュプル増幅器のスイッチ制御部１３８の出力段に、新たにスイッチ制御信号変換部１３９を備えている点が特徴となっている。
スイッチ制御信号変換部１３９は、スイッチ制御部１３８から出力されたスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８を、固定的に特定のスイッチに出力するのではなく、各直流電圧源１１２〜１１９の負荷が一定となるように接続先のスイッチを変換して出力するものである。
第２のプッシュプル増幅器では、スイッチ１１２〜１１９における制御信号の入力端子を、ＣＣ１〜ＣＣ８としている。
スイッチ制御信号変換部１３９は、請求項に記載した電源選択先変換部に相当する。
【００８９】
スイッチ制御信号変換部１３９の構成及び動作について説明する前に、第２のプッシュプル増幅器のスイッチ制御信号変換部１３９における制御方法について簡単に説明する。
図２の例では、出力波形の電圧が上がるに従ってスイッチ制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４が順番にオン（Ｈレベル）になり、逆に電圧が下がるに従ってＣ４、Ｃ３，Ｃ２，Ｃ１の順でオフ（Ｌレベル）になる。この制御方法では、Ｃ１がオンになっている期間は長いが、Ｃ４がオンになっている期間は短い。よって、直流電圧源１１２の負荷は大きいが、直流電圧源１１５の負荷は小さくなり、負荷にばらつきが生じている。
【００９０】
ところで、第１及び第２のプッシュプル増幅器では、直列に接続された回路ブロックＢ１〜Ｂ４のスイッチ１２０〜１２３、又は回路ブロックＢ５〜Ｂ８のスイッチ１２４〜１２７の内の何個をオンにするかによってノードＡ及びノードＢの電圧を制御することができ、必ずしも図２に示したように、スイッチ制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の順で制御する必要はない。
【００９１】
例えば、ノードＡの電圧をＶ０＋Ｖ１に設定する場合には、回路ブロックＢ１〜Ｂ４の直流電圧源１１２〜１１５のいずれか１つが直流電圧源１３６に接続されればよいので、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４の何れか１つがオンであればよい。
そこで、第２のプッシュプル増幅器のスイッチ制御信号変換部１３９では、直流電圧源１１２〜１１５、１１６〜１１９の負荷、つまり各直流電圧源から供給される電力が一定になるようにスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ８の接続先（出力先）を変換するようにしている。
【００９２】
［スイッチ制御信号変換部１３９の構成］
スイッチ制御信号変換部１３９の構成について説明する。
スイッチ制御信号変換部１３９は、主として、スイッチ回路と、スイッチ回路を制御する制御部とを備えている。
スイッチ回路は、スイッチ制御部１３８から出力されるスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４を、それぞれ、回路ブロックＢ１〜Ｂ４のスイッチ１２０〜１２３（ＣＣ１〜ＣＣ４）のいずれかに接続し、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８を、それぞれ、回路ブロックＢ５〜Ｂ８のスイッチ１２４〜１２７（ＣＣ５〜Ｃ８）のいずれかに接続するものであり、制御部からの指示に従って接続する。
【００９３】
制御部は、マイコン等で構成され、設定された変換方法でスイッチ制御信号の接続先を変換して、スイッチ回路を切り替えて所定の回路ブロックのスイッチ１２０〜１２７に接続する。
また、制御部は、記憶部やタイマを備えている。
【００９４】
［スイッチ制御信号の接続状態：図７］
次に、スイッチ制御信号変換部１３９におけるスイッチ制御信号の接続状態について図７を用いて説明する。図７は、スイッチ制御信号変換部１３９におけるスイッチ制御信号の接続状態を示す説明図である。
図７（ａ）は、Ｃ１とＣＣ１、Ｃ２とＣＣ２、Ｃ３とＣＣ３、Ｃ４とＣＣ４とを接続した状態を示しており、これは、スイッチ制御信号変換部１３９がない場合と同様である。
（ｂ）は、（ａ）の状態から１つずつ接続先をずらした状態、（ｃ）は（ｂ）から１つずつ接続先をずらした状態、（ｄ）は（ｃ）から１つずつ接続先をずらした状態を示している。
【００９５】
そして、スイッチ制御信号変換部１３９では、直流電圧源１１２〜１１５の負荷が一定になるように、（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）の状態を、以下に示すような制御方法に従って選択して、スイッチ制御信号の接続先となるスイッチを変換する。
尚、ここでは、ＮＰＮトランジスタ１０８側についてのみ示すが、ＰＮＰトランジスタ１０９側も同様であり、直流電圧源１１６〜１１９の負荷が一定になるように、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８と接続先ＣＣ５〜ＣＣ８の対応付けを適宜切り替えて接続する。
【００９６】
［スイッチ制御信号変換部１３９における制御方法］
次に、スイッチ制御信号変換部における制御例として、第１の制御方法〜第３の制御方法について説明する。
［第１の制御方法］
第１の制御方法は、制御部が一定時間を計時するタイマを備え、図６の（ａ）〜（ｄ）の接続状態を切り替える順番を決めておき、ある接続状態に切り替えるとタイマを起動して、タイムアップすると、次の接続状態となるよう接続先を切り替えるものである。
【００９７】
例えば、（ａ）→（ｂ）→（ｃ）→（ｄ）の順で、各接続状態が一定時間となるよう制御する。最後の状態（（ｄ）の状態）の後は、また最初の状態（（ａ）の状態）に戻る。
接続状態の順番は、任意に設定可能である。
このようにして、第１の制御方法が行われる。
【００９８】
［第２の制御方法］
第２の制御方法は、第１の制御方法と同様にタイマを備えて、一定時間毎に接続常態を切り替えるが、予め接続状態の順番を設定しておくのではなく、切り替えのタイミングになる度に、（ａ）〜（ｄ）の状態の中から無作為に選択した接続状態とするよう切り替えるものである。
すなわち、制御部は、（ａ）〜（ｄ）の状態からランダムに１つを選択する選択手段を備え、最初の接続状態から一定時間が経過すると、選択手段が（ａ）〜（ｄ）の中から無作為に１つの状態を選択し、当該状態とするようにスイッチ回路を切り替えるものである。
このようにして、第２の制御方法が行われる。
【００９９】
［第３の制御方法］
第３の制御方法では、制御部に、スイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４がどこに接続しているかを監視すると共に、一定時間毎に回路ブロック側の各スイッチ１２０（ＣＣ１）〜１２３（ＣＣ４）がオン状態となった時間を測定して記憶する監視部を備える。
監視部は、初期状態から各スイッチ制御信号の接続先と、ＣＣ１〜ＣＣ４のオンとなった時間を計測して記憶する。
【０１００】
そして、タイマがタイムアップして切り替えのタイミングになると、制御部は、スイッチをオンの時間の長かった順に並べ換え、最もオン状態が長かったスイッチには、最もオン状態が短かったスイッチ制御信号を割り当て、２番目にオン状態が長かったスイッチには、２番目にオン状態が短かったスイッチ制御信号を割り当て、３番目にオン状態が長かったスイッチには、３番目にオン状態が短かったスイッチ制御信号を割り当て、最もオン状態が短かったスイッチには、最もオン状態が長かったスイッチ制御信号を割り当てる。
これにより、各直流電圧源がオンになる時間を平均化できるものである。
このようにして、第３の制御方法が行われる。
【０１０１】
そして、第１〜第３の制御方法のいずれかによってスイッチ制御部１３８からのスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４の接続先を、スイッチ制御信号変換部１３９で切り替えることにより、直流電圧源１１２〜１１５の負荷の平均値をほぼ一定とすることができ、プッシュプル増幅器の電力変換効率を改善できるものである。
また、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８の接続先を同様に切り替えることにより、直流電圧源１１６〜１１９の負荷の平均値をほぼ一定とすることができ、プッシュプル増幅器の電力変換効率を改善できるものである。
【０１０２】
［第２のプッシュプル増幅器の電力変換効率：図８］
次に、第２のプッシュプル増幅器の電力変換効率について図８を用いて説明する。図８は、第２のプッシュプル増幅器の電力変換効率を示す説明図である。
図８に示すように、第２のプッシュプル増幅器では、直流電圧源１１２〜１１５、１１６〜１１９の負荷率を、ｘ（％）で一定となるよう制御し、負荷率ｘ（％）における電力変換効率が最大となるように直流電圧源の回路を設計することで、高い電力変換効率Ｘ（％）が得られるものである。
【０１０３】
［第２の実施の形態の効果］
本発明の第２の実施の形態に係る電源回路によれば、第１の電源回路のスイッチ制御部１３８の出力段にスイッチ制御信号変換部１３９を設け、スイッチ制御信号変換部１３９が、スイッチ制御部１３８から出力されるスイッチ制御信号Ｃ１〜Ｃ４を、回路ブロックＢ１〜Ｂ４の直流電圧源１１２〜１１５の負荷が等しくなるように、スイッチ１２０〜１２３のいずれかに振り分けて接続すると共に、スイッチ制御信号Ｃ５〜Ｃ８を、回路ブロックＢ５〜Ｂ８の直流電圧源１１６〜１１９の負荷が等しくなるように、スイッチ１２４〜１２７のいずれかに振り分けて接続するようにしているので、直流電圧源１１２〜１１５、１１６〜１１９がオンとなる時間がほぼ一定となり、直流電圧源の負荷のばらつきを抑え、プッシュプル増幅器の電力変換効率を更に改善することができ、電源回路全体の電力変換効率を向上させることができる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【０１０４】
本発明は、広帯域の高周波信号で無線通信を行う送信機の電力増幅器で用いられ、電力変換効率を向上させることができる電源回路に適している。
【符号の説明】
【０１０５】
８...入力端子、 ２...分配器、 ３...包絡線検波器、 ４...電源回路、 ５...ＲＦリミット増幅器、 ６...主増幅器、 ７，１３...出力端子、 ９...プッシュプル増幅器、 １０...電流検出器、 １１...ヒステリシスコンパレータ、 １２...ＤＣ／ＤＣコンバータ、 ３１...電圧電源、 ３２...スイッチ素子、 ３３，１０５，１０６...ダイオード、 ３４...インダクタンス、 １０３...オペアンプ、 １０４，１０７...抵抗器、 １０８...ＮＰＮトランジスタ、 １０９...ＰＮＰトランジスタ、 １１０，１１１，１３６，１３７，１１２，１１３，１１４，１１５，１１６，１１７，１１８，１１９...直流電圧源、 １２０，１２１，１２２，１２３，１２４，１２５，１２６，１２７...スイッチ、 １２８，１２９，１３０，１３１，１３２，１３３，１３４，１３５...ダイオード、 １３８...スイッチ制御部、 １３９...スイッチ制御信号変換部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器に用いられる電源回路であって、
入力信号をプッシュプル増幅方式で増幅するプッシュプル増幅部と、
制御信号により前記プッシュプル増幅部に提供する電源電圧の電圧レベルを複数の電源の選択接続によって可変とする可変電源部と、
前記制御信号として、前記入力信号に基づいて電源電圧の電圧レベルを制御するために前記複数の電源を選択する選択信号を出力する制御部と、
前記可変電源部における複数の電源の負荷が一定となるよう、前記選択信号による電源の選択先を変更する電源選択先変換部とを備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項１】
電力増幅器に用いられる電源回路であって、
入力信号をプッシュプル増幅方式で増幅するプッシュプル増幅部と、
制御信号により前記プッシュプル増幅部に提供する電源電圧の電圧レベルを複数の電源の選択接続によって可変とする可変電源部と、
前記制御信号として、前記入力信号に基づいて電源電圧の電圧レベルを制御するために前記複数の電源を選択する選択信号を出力する制御部と、
前記可変電源部における複数の電源の負荷が一定となるよう、前記選択信号による電源の選択先を変更する電源選択先変換部とを備えたことを特徴とする電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１３−６６１００（Ｐ２０１３−６６１００Ａ）
【公開日】平成２５年４月１１日（２０１３．４．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２０４３４３（Ｐ２０１１−２０４３４３）
【出願日】平成２３年９月２０日（２０１１．９．２０）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１１日（２０１３．４．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月２０日（２０１１．９．２０）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]