非接触電子装置
【課題】キャリア蓄積を用いたトランジスタによって構成された非接触電子装置を、通信距離及び通信状況によらず安定して動作させ、かつ当該非接触電子装置の通信可能距離を増大させることを目的とする。
【解決手段】キャリア蓄積を利用したトランジスタによって構成された非接触電子装置であって、アンテナが受信した信号を第一の直流電源電圧に変換する第一の整流回路と、アンテナが受信した信号を第二の直流電源電圧に変換する第二の整流回路と、第一の直流電源電圧が第一の平滑化コンデンサによって平滑化された電圧を用いて動作する論理回路と、論理回路が出力する第一の変調信号を増幅した第二の変調信号を出力する変調信号増幅回路と、第一の直流電源電圧が第一の平滑化コンデンサによって平滑化された電圧を第二の変調信号に基づいて変動させる負荷変調回路と、を備えることを特徴とする。
【解決手段】キャリア蓄積を利用したトランジスタによって構成された非接触電子装置であって、アンテナが受信した信号を第一の直流電源電圧に変換する第一の整流回路と、アンテナが受信した信号を第二の直流電源電圧に変換する第二の整流回路と、第一の直流電源電圧が第一の平滑化コンデンサによって平滑化された電圧を用いて動作する論理回路と、論理回路が出力する第一の変調信号を増幅した第二の変調信号を出力する変調信号増幅回路と、第一の直流電源電圧が第一の平滑化コンデンサによって平滑化された電圧を第二の変調信号に基づいて変動させる負荷変調回路と、を備えることを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタによって構成された非接触電子装置に関し、特にキャリア蓄積を用いたトランジスタによって構成された非接触電子装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
アンテナ及び半導体集積回路装置を搭載した非接触電子装置（所謂ＩＣタグ）は、無線通信による個体識別を可能とし、識別対象物の生産・管理等に利用されている。
【０００３】
ＩＣタグの機能について説明する。
【０００４】
ＩＣタグは、リーダ・ライタ装置との間で情報を交換するものであって、自身が保持しているデータをリーダ・ライタ装置に送信する機能、及び、リーダ・ライタ装置から送信されたデータを保持する機能等を備える。
【０００５】
具体的には、ＩＣタグは、リーダ・ライタ装置から供給されたキャリア信号をアンテナを介して受信し、受信したキャリア信号から直流電源電圧を生成し、生成した直流電源電圧をＩＣタグに搭載された半導体集積回路装置に供給する。また、ＩＣタグは、半導体集積回路装置内でキャリア信号に重畳したデータをリーダ・ライタ装置に送信する。
【０００６】
ＩＣタグが、データをリーダ・ライタ装置に送信する場合、半導体集積回路装置内に搭載された負荷変調回路を用いる。
【０００７】
負荷変調回路は、半導体集積回路装置の消費電力を変動させる回路である。負荷変調回路によって、アンテナを構成するアンテナ端子の間の電圧が変動し、この変動が電磁場を介しリーダ・ライタ装置に伝送されることによって、リーダ・ライタ装置はデータを検出する。
【０００８】
ＩＣタグに搭載される半導体集積回路装置は、シリコンを用いたトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ））を主に用いて製造される。これによって、ＩＣタグの大量生産によるコスト低減を実現でき、ＩＣタグの普及の一助となっている。
【０００９】
近年、従来のシリコンを用いたトランジスタでは達成困難なＩＣタグの新規機能を実現するため、トランジスタに用いる半導体材料及びトランジスタ構造が提案されている。
【００１０】
新規な半導体材料によって構成されたトランジスタ又は新規な構造のトランジスタを搭載したＩＣタグであっても、既存のＩＣタグと同じ通信形態及び通信範囲が求められる。
【００１１】
近年、ＩＣタグに用いられるようになったキャリア蓄積を用いたトランジスタについて、図１６を用いて説明する。
【００１２】
図１６は、キャリア蓄積を用いたトランジスタを説明するための断面図である。
【００１３】
キャリア蓄積を用いたトランジスタは、半導体層（チャネル層ＣＬ１）が酸化物半導体である薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）であり、具体的には、第一金属層ＭＬ１、チャネル層ＣＬ１、絶縁体層ＩＬ１、第二金属層ＭＬ２、及び基板層ＳＬ１から構成される。
【００１４】
第一金属層ＭＬ１は、モリブデンで構成され、ドレイン電極及びソース電極を形成する。チャネル層ＣＬ１は、金属酸化物を主に含む半導体（酸化物）で構成される。酸化物半導体は、アモルファスインジウム亜鉛酸化物（ａ−ＩＧＺＯ）及び亜鉛スズ酸化物（ＺＴＯ）等である。絶縁体層ＩＬ１は、シリカ（ＳｉＯ２)で構成される。第二金属層ＭＬ２は、第一金属層ＭＬ１と同じく、モリブデンで構成される。また、第二金属層ＭＬ２は、ゲート電極を形成する。基板層ＳＬ１は石英で構成される。
【００１５】
キャリア蓄積を用いたトランジスタの動作について簡単に説明する。
【００１６】
ゲート電極とソース電極との間に電圧が印加された場合、ゲート電極とソース電極との間の静電容量によってチャネル層ＣＬ１にキャリアが蓄積する。この状態で、ドレイン電極とソース電極との間に電圧が印加された場合、キャリア層ＣＬ１に蓄積されるキャリアが増大することによってドレイン電極とソース電極との間の導電率が増大する。これによって、ドレイン電極からソース電極へ電流が流れる。
【００１７】
なお、通常のトランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）は、ドレイン電極とソース電極との間の導電率を増大させるために、反転層を用いる。キャリア蓄積を用いたトランジスタは、上述したように、ドレイン電極とソース電極との間の導電率を増大させるために、チャネル層ＣＬ１（蓄積層）を用いる。このため、通常のトランジスタのゲート電極とソース電極との間の静電容量は数フェムトファラッド以下であるのに対して、キャリア蓄積を用いたトランジスタのゲート電極とソース電極との間の静電容量は数十〜数百フェムトファラッド程度となり、キャリア蓄積を用いたトランジスタのゲート電極とソース電極との間の静電容量は、通常のトランジスタのゲート電極とソース電極との間の静電容量よりも大きくなる。
【００１８】
図１７は、ＩＣタグに搭載される従来の半導体集積回路装置の第１の回路構成の説明図である。
【００１９】
半導体集積回路装置は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ、整流回路Ｔ１、負荷変調回路Ｔ２、並びに論理回路Ｌ１を備える。
【００２０】
アンテナ端子ＬＡ及びＬＢは、ＩＣタグに搭載されるアンテナに接続される。
【００２１】
整流回路Ｔ１は、アンテナを介して受信した電力を直流電力に変換する。整流回路Ｔ１は、平滑化コンデンサＣ１に接続される。平滑化コンデンサＣ１は、整流回路Ｔ１によって変換された直流電力を平滑化する。
【００２２】
論理回路Ｌ１は、整流回路Ｔ１が出力する直流電力で動作し、各種処理を実行する。
【００２３】
負荷変調回路Ｔ２は、論理回路Ｌ１からの変調信号をアンテナから出力するために、半導体集積回路装置の消費電力を変動させることによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を変動させる。具体的には、負荷変調回路Ｔ２は、半導体集積回路装置の消費電力を増大させることによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を低下させ、半導体集積回路装置の消費電力を低下させるころによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を増大させる。
【００２４】
図１８は、図１７に示す半導体集積回路装置における直流電源電圧（ＶＤＤ１）、変調信号電圧（ＭＯＤ１)及びアンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の数値解析結果の説明図である。
【００２５】
図１７で説明したように、負荷変調回路Ｔ２は、半導体集積回路装置における消費電力を増大させることによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧（ＬＡ−ＬＢ）を低下させることができる。しかし、これによって、整流回路Ｔ１が出力する直流電力の電圧（ＶＤＤ１）も低下してしまう。
【００２６】
整流回路Ｔ１が出力する直流電力の電圧が低下すると、直流電力で動作する論理回路Ｌ１は、不具合が発生する。この不具合は、例えば、初期化していないにもかかわらず初期化信号を発行してしまう不具合、動作速度が不安定になる不具合、クロック信号が不安定になる不具合等がある。
【００２７】
このため、負荷変調回路Ｔ２による直流電力の電圧（ＶＤＤ１）の低下をできるだけ防止することが望まれる。
【００２８】
しかしながら、ＩＣタグとリーダ・ライタ装置との間の距離が長ければ長いほど、アンテナ端子間電圧の振幅を大きくしなければならず、負荷変調回路Ｔ２は、半導体集積回路装置における消費電力の変動を増大させなければならない。このため、負荷変調回路Ｔ２が直流電力の電圧（ＶＤＤ１）を低下させてしまうことを妨げることができない。
【００２９】
以上より、図１７に示す半導体集積回路装置は、負荷変調回路Ｔ２が直流電力の電圧（ＶＤＤ１）の変動を増大させると、論理回路Ｌ１の動作電圧も変動させてしまう点が欠点である。
【００３０】
そこで、負荷変調回路Ｔ２をアンテナ端子ＬＡ及びＬＢに直接接続する図１９に示すような半導体集積回路装置が用いられる。
【００３１】
図１９は、ＩＣタグに搭載される従来の半導体集積回路装置の第２の回路構成の説明図である。
【００３２】
上述したように、図１９に示す半導体集積回路装置の負荷変調回路Ｔ２がアンテナ端子ＬＡ及びＬＢに直接接続される。
【００３３】
ここで、負荷変調回路Ｔ２が図１６に示すキャリア蓄積を用いたトランジスタである場合、キャリア蓄積を用いたトランジスタのドレイン電極とゲート電極との間の静電容量、及びソース電極とゲート電極との間の静電容量を介して、アンテナ端子が受信した高周波信号が論理回路Ｌ１に伝達されてしまう場合がある。これは、図１６で説明したように、キャリア蓄積を用いたトランジスタのドレイン電極とゲート電極との間の静電容量、及びソース電極とゲート電極との間の静電容量が、通常のトランジスタのドレイン電極とゲート電極との間の静電容量、及びソース電極とゲート電極との間の静電容量よりも例えば１０倍〜１００倍以上大きいことに起因する。
【００３４】
図２０は、図１９に示す半導体集積回路装置における直流電源電圧（ＶＤＤ１）、変調信号電圧（ＭＯＤ１)及びアンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の数値解析結果の説明図である。
【００３５】
図１９に示す半導体集積回路装置では、図２０に示すように、論理回路Ｌ１が出力する変調信号電圧（ＭＯＤ１）に高周波信号が伝搬してしまう。
【００３６】
高周波信号が論理回路Ｌ１に伝達すると、論理回路Ｌ１の動作が不安定となる問題がある。
【００３７】
特許文献１及び２には、アンテナが受信した電力から論理回路Ｌ１用の電源電圧を生成する整流回路と、アンテナが受信した電力から負荷変調回路用の電源電圧を生成する整流回路とを備える半導体集積回路装置、つまり、図１９に示す半導体集積回路装置に類似する半導体集積回路装置が開示されている。
【００３８】
また、特許文献３には、アンテナ端子間に接続されるコンデンサの静電容量が高周波信号の伝達を抑制することが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３９】
【特許文献１】国際公開第２００４／０６４３４６
【特許文献２】特開平１０−３２２２５０号公報
【特許文献３】特開２００５−２６７６４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００４０】
特許文献１及び２には開示された技術では、送受信回路と電源回路を分離することで、送受信特性を向上させる技術が開示されていたが、図１９及び図２０で説明したように、論理回路に高周波信号が伝達することを防ぐための技術ではなく、特許文献３に示されているように十分な変調度が得られない場合がある。
【００４１】
また、特許文献３に開示された開示された技術では、論理回路への高周波信号の伝達を防止することはできない。
【００４２】
本発明は、キャリア蓄積を用いたトランジスタによって構成された非接触電子装置を、通信距離及び通信状況によらず安定して動作させ、かつ当該非接触電子装置の通信可能距離を増大させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４３】
本発明の代表的な一例を示せば、キャリア蓄積を利用したトランジスタによって構成される非接触電子装置であって、第一の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第一のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第一の直流電源電圧に変換する第一の整流回路と、第二の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第二のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第二の直流電源電圧に変換する第二の整流回路と、前記第一の平滑化コンデンサによって前記第一の直流電源電圧が平滑化された電圧を用いて動作する論理回路と、前記論理回路が出力する第一の変調信号を増幅した第二の変調信号を出力する変調信号増幅回路と、前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を、前記変調信号増幅回路が出力する第二の変調信号に基づいて変動させる負荷変調回路と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００４４】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡潔に説明すれば、下記の通りである。すなわち、キャリア蓄積を用いたトランジスタによって構成された非接触電子装置を、通信距離及び通信状況によらず安定して動作させ、かつ、当該非接触電子装置の通信可能距離を増大させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１実施形態のＩＣタグシステムの説明図である。
【図２】本発明の第１実施形態のＩＣチップの回路構成の説明図である。
【図３】本発明の第１実施形態の整流回路に適用可能な整流回路の説明図である。
【図４】本発明の第１実施形態の整流回路に適用可能な整流回路の説明図である。
【図５】本発明の第１実施形態のレギュレータ回路に適用可能な回路の説明図である。
【図６】本発明の第１実施形態のレギュレータ回路に適用可能な回路の説明図である。
【図７】本発明の第１実施形態の負荷変調回路に適用可能な回路の説明図である。
【図８】本発明の第１実施形態の送信用増幅回路に適用可能な回路の説明図である。
【図９】本発明の第１実施形態の送信用増幅回路に適用可能な回路の説明図である。
【図１０】本発明の第１実施形態の送信用増幅回路に適用可能な回路の説明図である。
【図１１】本発明の第１実施形態のＩＣチップにおける直流電源電圧、変調信号電圧及びアンテナ端子間電圧の数値解析結果の説明図である。
【図１２】本発明の第２実施形態のＩＣチップの回路構成の説明図である。
【図１３】本発明の第３実施形態のＩＣチップの回路構成の説明図である。
【図１４】本発明の第３実施形態の比較回路に適用可能な回路の説明図である。
【図１５】本発明の第４実施形態のＩＣチップの回路構成の説明図である。
【図１６】キャリア蓄積を用いたトランジスタを説明するための断面図である。
【図１７】ＩＣタグに搭載される従来の半導体集積回路装置の第１の回路構成の説明図である。
【図１８】第１の回路構成の半導体集積回路装置における直流電源電圧、変調信号電圧及びアンテナ端子間電圧の数値解析結果の説明図である。
【図１９】ＩＣタグに搭載される従来の半導体集積回路装置の第２の回路構成の説明図である。
【図２０】第２の回路構成半導体集積回路装置における直流電源電圧、変調信号電圧及びアンテナ端子間電圧の数値解析結果の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００４６】
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態を図１〜図１１を用いて説明する。
【００４７】
図１は、本発明の第１実施形態のＩＣタグシステムの説明図である。
【００４８】
ＩＣタグシステムは、リーダ・ライタ装置ＲＷ１及びＩＣタグＴＧ１を備える。
【００４９】
ＩＣタグＴＧ１は、リーダ・ライタ装置ＲＷ１からデータを受信し、自身に格納されたデータをリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する。
【００５０】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１は、ＩＣタグＴＧ１からデータを受信し（データの読み出し）、また、ＩＣタグＴＧ１にデータを送信する（データの書き込み）。なお、本実施形態では、リーダ・ライタ装置ＲＷ１は、データの読み込み機能及びデータの書き込み機能を備えるものとして説明するが、データの書き込み機能は必須の構成ではない。
【００５１】
ＩＣタグＴＧ１は、アンテナコイルＡ１、共振コンデンサＣ４、及びＩＣチップＩＣ１を備える。
【００５２】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１は、アンテナコイルＡ２を備え、アンテナコイルＡ２を介して高周波信号を放射する。リーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＧ１とは磁界結合しているため、アンテナコイルＡ１から放射された高周波信号は、アンテナコイルＡ１及び共振コンデンサＣ４を介してＩＣチップＩＣ１に入力される。なお、磁界結合とはアンテナコイルＡ１及びＡ２が発生させる磁界によって、アンテナコイルＡ１及びＡ２が結合している状態である。
【００５３】
ＩＣタグＴＧ１への高周波信号の入力について説明する。
【００５４】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１は、アンテナコイルＡ２に印加される電圧を変動させることによって、アンテナコイルＡ２が発生させる磁界を変動させる。また、磁界の変動によってＩＣタグＴＧ１のアンテナコイルＡ１の電圧として観測される高周波信号が発生するため、ＩＣタグＴＧ１は送信信号を検出できる。このようにして、高周波信号がアンテナコイルＡ１からアンテナコイルＡ２に入力される。
【００５５】
ＩＣチップＩＣ１は、入力された高周波信号から自身を起動させるための電源電圧を生成し、必要な場合には入力された高周波信号から命令を抽出する。また、ＩＣチップＩＣ１は、リーダ・ライタ装置ＲＷ１からの命令に対する応答信号を生成し、生成した応答信号をアンテナコイルＡ２を介してリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する。
【００５６】
ＩＣチップＩＣ１の応答信号をリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する機能について説明する。
【００５７】
ＩＣチップＩＣ１は、応答信号をリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する場合、自身の消費電力を変動させることによって、アンテナコイルＡ１の端子間（ＬＡ―ＬＢ）の電圧を変動させる。上述したように、アンテナコイルＡ１及びＡ２が磁界結合しているため、アンテナコイルＡ１の端子間の電圧の変動は、アンテナコイルＡ２の端子間の電圧の変動としてリーダ・ライタ装置ＲＷ１によって検出される。このようにして、ＩＣチップＩＣ１は、応答信号をリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信できる。
【００５８】
なお、図１では、リーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＧ１との間の磁界結合を利用して、ＩＣチップＩＣ１の電源電圧を生成し、リーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＧ１との間でデータを通信する磁界結合方式を用いたが、マイクロ波方式を用いてもよい。
【００５９】
マイクロ波方式は、リーダ・ライタ装置ＲＷ１が電波を放射し、アンテナによって当該高周波信号を受信することでＩＣチップＩＣ１が電源電圧を生成し、電波を利用してリーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＧ１との間でデータを通信する方式である。
【００６０】
磁界結合方式又はマイクロ波方式を用いるかは、リーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＣ１との無線通信周波数に依存し、一般に無線通信周波数が１２５ｋＨｚ〜１３５ｋＨｚ、及び１３．５６ＭＨｚである場合には磁界結合方式を用い、無線通信周波数が２．４５ＧＨｚである場合にはマイクロ波方式を用いる。
【００６１】
図２は、本発明の第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の回路構成の説明図である。
【００６２】
ＩＣチップＩＣ１は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ、整流回路Ｒ１、平滑化コンデンサＣ１、レギュレータ回路Ｇ１、論理回路Ｌ１、送信用増幅回路（変調信号（ＭＯＤ１）増幅回路）ＡＭＰ１、負荷変調回路ＭＯＤ２、平滑化コンデンサＣ２、及び整流回路Ｒ２を備える。
【００６３】
アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、図１に示すアンテナコイルＡ１及び共振コンデンサＣ４が接続される。また、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、整流回路Ｒ１及びＲ２が接続される。
【００６４】
整流回路Ｒ１及びＲ２は、リーダ・ライタ装置Ｒ１からアンテナコイルＡ１が受信した高周波信号によってアンテナ端子ＬＡ及びＬＡ間の電圧（交流電圧）を直流電源電圧に変換する回路であり、整流回路Ｒ１及びＲ２の詳細は、図３及び図４で詳細を説明する。
【００６５】
本発明は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢに接続される整流回路Ｒ１及びＲ２は、図１６に示すキャリア蓄積を用いるトランジスタによって構成されることを前提とする。なお、本発明のＩＣチップＩＣ１に搭載されるすべてのトランジスタが図１６に示すキャリア蓄積を用いるトランジスタによって構成されてもよい。
【００６６】
整流回路Ｒ１から直流電源電圧に変換された直流電源電圧ＶＤＤ１が出力され、整流回路Ｒ２から直流電源電圧に変換された直流電源電圧ＶＤＤ２が出力される。なお、基準電圧は電圧ＶＳＳとする。直流電源電圧ＶＤＤ１は論理回路Ｌ１の動作に用いられ、直流電源電圧ＶＤＤ２は送信用増幅回路ＡＭＰ１及び負荷変調回路Ｍ１の動作に用いられる。
【００６７】
整流回路Ｒ１の直流電源電圧ＶＤＤ１の出力先には、平滑化コンデンサＣ１、レギュレータ回路Ｇ１、及び論理回路Ｌ１が接続される。
【００６８】
平滑化コンデンサＣ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１を平滑化し、直流電源電圧ＶＤＤ１の高周波ノイズを除去する。
【００６９】
レギュレータ回路Ｇ１は、論理回路Ｌ１に過大な電圧及び電流が印加されることを防止する。また、レギュレータ回路Ｇ１は、高周波信号の振幅が大きい場合（例えば、１μＷ〜１０μＷ）であっても、安定した電圧を生成することによって、論理回路Ｌ１の動作を安定させる。なお、レギュレータ回路Ｇ１の詳細は、図５及び図６で詳細を説明する。
【００７０】
論理回路Ｌ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１によって動作し、高周波信号に重畳された命令に対応する処理を実行する。また、論理回路Ｌ１は、ＩＤデータ等を保持し、当該ＩＤデータ等に基づく演算処理を実行する。さらに、論理回路Ｌ１は、リーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する送信信号等を生成する。
【００７１】
整流回路Ｒ２の直流電源電圧回路ＶＤＤ２の出力先には、平滑化コンデンサＣ２、負荷変調回路Ｍ１、及び送信用増幅回路ＡＭＰ１が接続される。
【００７２】
平滑化コンデンサＣ２は、平滑化コンデンサＣ１と同じく、直流電源電圧ＶＤＤ２を平滑化し、直流電源電圧ＶＤＤ２の高周波ノイズを除去する。
【００７３】
負荷変調回路Ｍ１は、変調信号ＭＯＤ２に応じて、自身の消費電力を変動させることによって、ＩＣチップＩＣ１の消費電力を変動させ、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を変動させ、変調信号ＭＯＤ２をリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する。換言すれば、負荷変調回路Ｍ１は、変調信号ＭＯＤ２に応じて、自身の消費電力を変動させ、整流回路Ｒ２が出力する直流電源電圧ＶＤＤ２を変動させることによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を変動させる。なお、負荷変調回路Ｍ１の詳細は、図７で説明する。
【００７４】
送信用増幅回路ＡＭＰ１は、論理回路Ｌ１から出力された送信信号である変調信号ＭＯＤ１を増幅した変調信号ＭＯＤ２を負荷変調回路Ｍ１に入力する。なお、送信用増幅回路ＡＭＰ１の詳細は、図８〜図１０で説明する。
【００７５】
以上のように、本実施形態のＩＣチップＩＣ１は、整流回路Ｒ１によって論理回路Ｌ１を動作させるための直流電源電圧ＶＤＤ１を生成し、さらに、整流回路Ｒ２によって、負荷変調回路Ｍ１が変動させる直流電源電圧ＶＤＤ２を生成する。このため、負荷変調回路Ｍ１が直流電源電圧ＶＤＤ２を低減させても、直流電源電圧ＶＤＤ１には影響ないので、論理回路Ｌ１への電源電圧を安定させつつ、変調信号ＭＯＤ２の振幅を大きくすることができる。また、整流回路Ｒ１及びＲ２のトランジスタに図１６に示すキャリア蓄積を用いたトランジスタである薄膜トランジスタを採用しても、整流回路Ｒ１及びＲ２に接続される平滑化コンデンサＣ１及びＣ２によって高周波が論理回路Ｌ１に入力することを防止できる。
【００７６】
また、論理回路Ｌ１から出力される変調信号ＭＯＤ１の最大電圧は、論理回路Ｌ１及びレギュレーション回路Ｇ１によって直流電源電圧ＶＤＤ１よりも低下する。このため、総信用増幅回路ＡＭＰ１によって、この変調信号ＭＯＤ１の電圧を直流電源電圧ＶＤＤ２まで増幅させる。これによって、変調信号ＭＯＤ２の振幅を増幅させることができ、ＩＣタグＴＧ１の通信可能距離を大きくすることができる。
【００７７】
図３は、本発明の第１実施形態の整流回路Ｒ１及びＲ２に適用可能な整流回路の説明図である。
【００７８】
図３に示す整流回路は、アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧よりも大きい場合の電圧のみを出力する半波整流回路である。
【００７９】
図３に示す整流回路はトランジスタＴ１を備える。トランジスタＴ１のゲート電極及びドレイン端子はアンテナ端子ＬＡに接続され、ソース電極は直流電源電圧ＶＤＤ４の出力先となる。アンテナ端子ＬＢはトランジスタＴ１には接続されず、アンテナ端子ＬＢに印加される電圧は基準電圧ＶＳＳとなる。
【００８０】
トランジスタＴ１は、ドレイン端子からソース電極へ電流が流れる電圧（アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧よりも大きい場合の電圧）のみを出力する。
【００８１】
図３に示す半波整流回路を用いた場合、図４に示す全波整流回路を用いた場合よりも整流回路に使用するトランジスタ数を低減できるので、ＩＣチップＩＣ１の製造コストを低減できる。
【００８２】
なお、図３に示す半波整流回路を整流回路Ｒ１及びＲ２に適用する場合、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性は、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性よりも、大きな電流が流れるように設計することが好適である。しかし、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性と、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性とを同じにしてもよいし、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性は、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性よりも、小さな電流が流れるように設計されてもよい。
【００８３】
図４は、本発明の第１実施形態の整流回路Ｒ１及びＲ２に適用可能な整流回路の説明図である。
【００８４】
図４に示す整流回路は、アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧よりも大きい場合には、アンテナ端子ＬＡがトランジスタＴ５を介してＶＤＤ４端子と接続され、アンテナ端子ＬＢがトランジスタＴ４を介して基準電圧ＶＳＳ端子と接続され、アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧よりも小さい場合には、アンテナ端子ＬＡがトランジスタＴ３を介して基準電圧ＶＳＳ端子と接続され、アンテナ端子ＬＢがトランジスタＴ６を介して電圧ＶＤＤ４端子と接続される。これによって、図４に示す整流回路は、すべてのサイクルの電圧を直流電源電圧として出力する全波整流回路である。
【００８５】
図４に示す整流回路は、トランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ５、及びＴ６を備える。
【００８６】
トランジスタＴ３のドレイン端子はアンテナ端子ＬＡに接続され、ゲート端子はアンテナ端子ＬＢに接続され、ソース端子からは基準電圧ＶＳＳが出力される。
【００８７】
トランジスタＴ４のドレイン端子はアンテナ端子ＬＢに接続され、ゲート端子はアンテナ端子ＬＡに接続され、ソース端子からは基準電圧ＶＳＳが出力される。
【００８８】
トランジスタＴ５のドレイン端子及びゲート端子はアンテナ端子ＬＡに接続され、ソース端子からは直流電源電圧ＶＤＤ４が出力される。
【００８９】
トランジスタＴ６のドレイン端子及びゲート端子はアンテナ端子ＬＢに接続され、ソース端子からは直流電源電圧ＶＤＤ４が出力される。
【００９０】
アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧より高い場合、トランジスタＴ３及びＴ６は、ドレイン端子からソース端子へはほとんど電流が流れないオフ状態となる。また、この場合、トランジスタＴ４及びＴ５は、ドレイン端子からソース端子へ電流が流れるオン状態となる。
【００９１】
したがって、直流電源電圧ＶＤＤ４はアンテナ端子ＬＡに印加される電圧と近い電圧となり、基準電圧ＶＳＳはアンテナ端子ＬＢに印加される電圧と近い電圧となる。
【００９２】
一方、アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧より低い場合、トランジスタＴ４及びＴ５は、ドレイン端子からソース端子へはほとんど電流が流れないオフ状態となる。また、この場合、トランジスタＴ３及びＴ６は、ドレイン端子からソース端子へ電流が流れるオン状態となる。
【００９３】
したがって、直流電源電圧ＶＤＤ４はアンテナ端子ＬＢに印加される電圧と近い電圧となり、基準電圧ＶＳＳはアンテナ端子ＬＡに印加される電圧と近い電圧となる。
【００９４】
このようにして、図４に示す整流回路は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢに印加される電圧の大小に関係なく、すべてのサイクルの電圧を直流電源電圧ＶＤＤ４として出力できる。これによって、図４に示す全波整流回路を整流回路に適用した場合、図３に示す半波整流回路を整流回路に適用した場合よりも、使用するトランジスタ数は増大するが、電力変換効率が高くなる。
【００９５】
なお、図４に示す全波整流回路を整流回路Ｒ１及びＲ２に適用する場合、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性は、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性よりも、大きな電流が流れるように設計することが好適である。しかし、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性と、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性とを同じにしてもよいし、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性は、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性よりも、小さな電流が流れるように設計されてもよい。
【００９６】
また、整流回路Ｒ１及びＲ２の一方に図４に示す全波整流回路を適用し、他方に図３に半波整流回路を適用してもよいし、整流回路Ｒ１及びＲ２の両方に図３に示す半波整流回路又は図４に示す全波整流回路を適用してもよい。
【００９７】
図５は、本発明の第１実施形態のレギュレータ回路Ｇ１に適用可能な回路の説明図である。
【００９８】
図５に示すレギュレータ回路Ｇ１は、所謂、シャントレギュレータと呼ばれる構成である。
【００９９】
図５に示すレギュレータ回路では、直流電源電圧ＶＤＤ１と基準電圧ＶＳＳとの間にトランジスタＴ７及び電源モニタ回路ＭＯＮ１が接続される。
【０１００】
電源モニタ回路ＭＯＮ１には直流電源電圧ＶＤＤ１が入力され、電源モニタ回路ＭＯＮ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１の増大に即して増大するＲＥＧ信号をトランジスタＴ７のゲート端子に入力する。
【０１０１】
トランジスタは、ゲート端子に流れる電流が増大すると、ドレイン端子からソース端子に流れる電流も増大させるため、トランジスタＴ７は、ＲＥＧ信号の増大に伴って直流電源電圧ＶＤＤ１と基準電圧ＶＳＳとの間に流れる電流を増大させ、ＩＣチップＩＣ１の消費電流を増大させる。これによって、トランジスタＴ７は、ＲＥＧ信号の増大に伴って、直流電源電圧ＶＤＤ１と基準電圧ＶＳＳとの間の電圧を降下させることができる。
【０１０２】
このようにして、図５に示すレギュレータ回路Ｇ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１が過大となった場合には、当該過大な直流電源電圧ＶＤＤ１を論理回路Ｌ１に入力することを防止できる。
【０１０３】
なお、電源モニタ回路ＭＯＮ１の詳細な説明は省略するが、電源モニタ回路ＭＯＮ１は、例えばトランジスタを用いて構成できる。
【０１０４】
図６は、本発明の第１実施形態のレギュレータ回路Ｇ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１０５】
図６に示すレギュレータ回路Ｇ１は、所謂、クランプ回路である。
【０１０６】
図６に示すレギュレータ回路Ｇ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１と基準電圧ＶＳＳとの間にショットキーバリアダイオードＤ１を備える。ショットキーバリアダイオードＤ１のカソードに直流電源電圧ＶＤＤ１が入力され、アノードに基準電圧ＶＳＳが入力される。
【０１０７】
ここで、ショットキーバリアダイオードＤ１は、降伏電圧がＰＮ接合ダイオードよりも低く、カソードに印加される直流電源電圧ＶＤＤ１が降伏電圧以上である場合、自身に流れる電流を増大させる。
【０１０８】
これによって、図６に示すレギュレータ回路Ｇ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１が降伏電圧以上である場合、直流電源電圧ＶＤＤ１を降下させることができるので、過大な直流電源電圧ＶＤＤ１を論理回路Ｌ１に入力することを防止できる。
【０１０９】
なお、図６に示すレギュレータ回路は、ショットキーバリアダイオードＤ１を用いたが、ショットキーバリアダイオードＤ１の代わりに定電圧ダイオードを用いてもよい。
【０１１０】
図７は、本発明の第１実施形態の負荷変調回路Ｍ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１１１】
図７に示す負荷変調回路Ｍ１は、インピーダンス素子Ｚ１、及びトランジスタＴ２を備える。
【０１１２】
具体的には、直流電源電圧ＶＤＤと基準電圧ＶＳＳとの間に、インピーダンス素子Ｚ１を介してトランジスタＴ２が接続される。
【０１１３】
トランジスタＴ２のゲート端子には変調信号ＭＯＤ２が入力され、トランジスタＴ２のドレイン端子には直流電源電圧ＶＤＤからインピーダンス素子Ｚ１に印加される電圧を減じた電圧が入力され、トランジスタＴ２のソース端子には基準電圧ＶＳＳが入力される。
【０１１４】
トランジスタＴ２は、ゲート端子に入力される変調信号ＭＯＤ２の電圧の増減に伴って、ドレイン端子からソース端子に流れる電流を増減させる。これによって、トランジスタＴ２は、ＩＣチップＩＣ１の消費電力を増減させ、変調信号ＭＯＤ２の電圧の増減に伴ってアンテナ端子ＬＡとＬＢとの間の電圧を変動させることができる。
【０１１５】
なお、インピーダンス素子Ｚ１は、インピーダンスを有する素子であればよく、例えば、抵抗及びコンデンサであればよい。また、インピーダンス素子Ｚ１はインピーダンスが「０」であってもよい。すなわち、トランジスタＴ２のドレイン端子に直流電源電圧ＶＤＤが直接入力されてもよい。
【０１１６】
また、負荷変調回路Ｍ１の消費電力は、ＩＣチップＩＣ１の消費電力を鑑みて、トランジスタＴ２のドレイン端子とソース端子との間電流特性及びインピーダンス素子Ｚ１のインピーダンスを調整することによって調整できる。
【０１１７】
図８は、本発明の第１実施形態の送信用増幅回路ＡＭＰ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１１８】
図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ８及びＴ９を備える。
【０１１９】
トランジスタＴ８のドレイン端子及びゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２が入力され、ソース端子にはトランジスタＴ９のドレイン端子が接続される。なお、トランジスタＴ８のソース端子とトランジスタＴ９のドレイン端子との接続線から変調信号ＭＯＤ２が出力される。
【０１２０】
また、トランジスタＴ９のゲート端子には変調信号ＭＯＤ１が入力され、ソース端子には基準電圧が入力される。
【０１２１】
変調信号ＭＯＤ１の電圧が、トランジスタＴ９の閾値電圧（トランジスタＴ９がオン状態となるための電圧）より低く、かつ、基準電圧ＶＳＳ付近の電圧である場合（変調信号ＭＯＤ１の電圧が低電位状態である場合）、トランジスタＴ９はオフ状態であり、トランジスタＴ８のゲート端子に直流電源電圧ＶＤＤ２が入力されるため、トランジスタＴ８はオン状態である。
【０１２２】
この場合、トランジスタＴ８のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ９のドレイン端子とソース端子との間よりも電流が流れやすい。このため、変調信号ＭＯＤ２は、直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が出力される。
【０１２３】
一方、変調信号ＭＯＤ１の電圧がトランジスタＴ９の閾値電圧以上である場合、トランジスタＴ９はオン状態となる。閾値電圧は直流電源電圧ＶＤＤ２よりも低い電圧である。ここで、変調信号ＭＯＤ１の電圧が直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧となる高電位状態となれば、トランジスタＴ９のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ８のドレイン端子とソース端子との間よりも電流が流れやすい。このため、変調信号ＭＯＤ１の電圧が高電位状態となれば、変調信号ＭＯＤ２は、基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が出力される。
【０１２４】
変調信号ＭＯＤ１の電圧が低電位状態である場合、変調信号ＭＯＤ２は直流電源電圧ＶＤＤ２に近い電圧となり、変調信号ＭＯＤ１の電圧が高電位状態である場合、変調信号ＭＯＤ２は基準電圧ＶＳＳに近い電圧となる。これによって、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、変調信号ＭＯＤ１の電圧を増幅させ、広い電圧範囲（基準電圧ＶＳＳから直流電源電圧ＶＤＤの範囲）で変調信号ＭＯＤ２を出力できる。
【０１２５】
図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１をＩＣチップＩＣ１に搭載した場合、変調信号ＭＯＤ１の電圧が高電位状態となれば、基準電圧ＶＳＳ付近の電圧の変調信号ＭＯＤ２が出力され、変調信号ＭＯＤ１が低電位状態であれば、直流電源電圧ＶＤＤ２付近の電圧の変調信号ＭＯＤ２が出力される。このように、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１から出力される変調信号ＭＯＤ２は、入力信号である変調信号ＭＯＤ１の反転信号となる。
【０１２６】
図９は、本発明の第１実施形態の送信用増幅回路ＡＭＰ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１２７】
図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ８、Ｔ９、Ｔ１０、及びＴ１１を備える。なお、トランジスタＴ８及びＴ９の動作は、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１のトランジスタＴ８及びＴ９の動作と同じである。
【０１２８】
トランジスタＴ８のドレイン端子及びゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２が入力され、ソース端子はトランジスタＴ９のドレイン端子に接続される。また、トランジスタＴ８のソース端子とトランジスタＴ９のドレイン端子との接続線は、トランジスタＴ１０のゲート端子に接続される。
【０１２９】
トランジスタＴ９のゲート端子には変調信号ＭＯＤ１が入力され、ソース端子には基準電圧ＶＳＳが入力される。トランジスタＴ１０のドレイン端子には直流電源電圧ＶＤＤ２が入力され、ソース端子はトランジスタＴ１１のドレイン端子に接続される。トランジスタＴ１０のソース端子とトランジスタＴ１１のドレイン端子との接続線から変調信号ＭＯＤ２が出力される。トランジスタＴ１１のゲート端子には変調信号ＭＯＤ１が入力され、ソース端子には基準電圧ＶＳＳが入力される。
【０１３０】
トランジスタＴ８及びＴ９の詳細な動作は図８と同じであるので説明を省略する。変調信号ＭＯＤ１が低電位状態である場合、トランジスタＴ１０のゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が入力され、変調信号ＭＯＤ１が高電位状態である場合、トランジスタＴ１０のゲート端子には基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が入力される。
【０１３１】
変調信号ＭＯＤ１が低電位状態である場合のトランジスタＴ１０及びＴ１１の動作について説明する。
【０１３２】
この場合、トランジスタＴ１１のゲート端子には低電位状態である変調信号ＭＯＤ１が入力されるため、トランジスタＴ１１はオフ状態となる。トランジスタＴ１０のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１１のドレイン端子とソース端子との間より電流が流れやすくなる。このため、変調信号ＭＯＤ２は、直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が出力される。
【０１３３】
次に、変調信号ＭＯＤ１が高電位状態である場合のトランジスタＴ１０及びＴ１１の動作について説明する。
【０１３４】
この場合、トランジスタＴ１１のゲート端子には高電位状態である変調信号ＭＯＤ１が入力されるため、トランジスタＴ１１はオン状態となる。一方、トランジスタＴ１０のゲート端子には基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が入力されるため、トランジスタＴ１０はオフ状態となるか、又は、トランジスタＴ１０のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１１のドレイン端子とソース端子との間よりも電流が流れにくい状態となる。このため、変調信号ＭＯＤ２は、基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が出力される。
【０１３５】
なお、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１と同じく、変調信号ＭＯＤ１に対して反転信号となる変調信号ＭＯＤ２を出力する。具体的には、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、変調信号ＭＯＤ１の電圧が高電位状態となれば、基準電圧ＶＳＳ付近の電圧の変調信号ＭＯＤ２が出力され、変調信号ＭＯＤ１が低電位状態であれば、直流電源電圧ＶＤＤ２付近の電圧の変調信号ＭＯＤ２が出力される。
【０１３６】
しかし、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ８及びＴ９によって増幅した電圧をトランジスタＴ１０のゲート端子に入力し、トランジスタＴ１０及びＴ１１によって当該電圧を増幅しているので、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１よりも、変調信号ＭＯＤ２の電圧の最大電圧を直流電源電圧ＶＤＤ２に近づけることができ、変調信号ＭＯＤ２の電圧の最小電圧を基準電圧ＶＳＳに近づけることができる。
【０１３７】
図１０は、本発明の第１実施形態の送信用増幅回路ＡＭＰ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１３８】
図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ８、Ｔ９、Ｔ１２、及びＴ１３を備える。なお、トランジスタＴ８及びＴ９は、図８及び図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１のトランジスタＴ８及びＴ９と同じである。
【０１３９】
図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ１２のゲート端子に直流電源電圧ＶＤＤ２が入力される点、及び、トランジスタＴ８のソース端子とトランジスタＴ９のドレイン端子との接続線がトランジスタＴ１３のゲート端子に接続される点で、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１と異なる。
【０１４０】
これによって、図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、変調信号ＭＯＤ１と同相の変調信号ＭＯＤ２を出力できる。
【０１４１】
具体的には、変調信号ＭＯＤ１が低電位状態である場合、トランジスタＴ１３のゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が入力されるため、トランジスタＴ１３はオン状態となる。一方、トランジスタＴ１２のゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２が入力される。このため、トランジスタＴ１２のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１３のドレイン端子とソース端子との間よりも電流が流れにくくなる。したがって、変調信号ＭＯＤ２は、基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が出力される。
【０１４２】
また、変調信号ＭＯＤ１が高電位状態である場合、トランジスタＴ１３のゲート端子には基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が入力されるため、トランジスタＴ１３はオフ状態となる。トランジスタＴ１２のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１３のドレイン端子とソース端子との間より電流が流れやすくなる。このため、変調信号ＭＯＤ２は、直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が出力される。
【０１４３】
このようにすると、変調信号ＭＯＤ１は、トランジスタＴ８及びＴ９によって一度反転増幅された後、トランジスタＴ１２及びＴ１３によって再度反転増幅されるので、変調信号ＭＯＤ２は変調信号ＭＯＤ１と同相となる。
【０１４４】
また、図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１が出力する変調信号ＭＯＤ２の振幅は、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１が出力する変調信号ＭＯＤ２の振幅以上となる。
【０１４５】
図１１は、本発明の第１実施形態のＩＣチップＩＣ１における直流電源電圧（ＶＤＤ１）、変調信号電圧（ＭＯＤ１)及びアンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の数値解析結果の説明図である。
【０１４６】
図１１に示す直流電源電圧（ＶＤＤ１）の振幅の変動を、図１８及び図２０に示す直流電源電圧（ＶＤＤ１）の振幅の変動よりも低減でき、かつ、アンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅の変動を、図１８及び図２０に示すアンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅の変動よりも増大させることができる。
【０１４７】
これは、実施形態のＩＣチップＩＣ１は、整流回路Ｒ１によって論理回路Ｌ１を動作させるための直流電源電圧ＶＤＤ１を生成し、さらに、整流回路Ｒ２によって、負荷変調回路Ｍ１が変動させる直流電源電圧ＶＤＤ２を生成することによる。
【０１４８】
また、整流回路Ｒ１及びＲ２に接続される平滑化コンデンサＣ１及びＣ２によって高周波を除去しているので、図１１に示すように、変調信号電圧（ＭＯＤ１）に高周波信号が伝搬していない。
【０１４９】
これによって、論理回路Ｌ１の動作するための電圧となる直流電源電圧（ＶＤＤ１）の振幅の低減を防止しつつ、アンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅を増大させることができるので、通信可能距離を低減させずにＩＣチップＩＣ１の動作を安定させることができる。また、論理回路Ｌ１の動作するための電圧となる直流電源電圧（ＶＤＤ１）に高周波信号が伝搬しないので、ＩＣチップＩＣ１の動作を安定させることができる。
【０１５０】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態を図１２を用いて説明する。
【０１５１】
図１２は、本発明の第２実施形態のＩＣチップＩＣ１の回路構成の説明図である。
【０１５２】
図１２に示すＩＣチップＩＣ１の構成のうち、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の構成と同じ構成は、同じ符号を付与し、説明を省略する。
【０１５３】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１から送信された信号を復調した復調信号を論理回路Ｌ１に入力するために、直流電源電圧ＶＤＤ２が論理回路Ｌ１に入力される点で、図１２に示すＩＣチップＩＣ１は第１実施形態のＩＣチップＩＣ１と異なる。
【０１５４】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１から送信された信号は、整流回路Ｒ２及び平滑化コンデンサＣ２によって復調される。この復調された電圧（ＶＤＤ２）が復調信号として論理回路Ｌ１に入力される。
【０１５５】
論理回路Ｌ１に復調信号が入力された場合、論理回路Ｌ１は、入力された復調信号が示す命令を検出し、検出した命令に対応する処理を実行する。
【０１５６】
ここで、第１実施形態の図２に示すＩＣチップＩＣ１の回路構成では、論理回路Ｌ１に復調信号を入力しようとすると、論理回路Ｌ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１から当該復調信号を検出する構成にせざるを得ない。
【０１５７】
論理回路Ｌ１に入力される直流電源電圧ＶＤＤ１は、レギュレータ回路Ｇ１によって、所定値以上の電圧が除去された電圧である。このため、論理回路Ｌ１は、復調信号が示す命令を正確に検出できない。
【０１５８】
このため、本発明の第２実施形態では、論理回路Ｌ１を起動させるための直流電源電圧ＶＤＤ１とは別に、論理回路Ｌ１に復調信号を入力するための直流電源電圧ＶＤＤ２を論理回路Ｌ１に入力するようにした。
【０１５９】
直流電源電圧ＶＤＤ２はレギュレータ回路Ｇ１による影響を受けないので、論理回路Ｌ１は、復調信号が示す命令を正確に検出できる。
【０１６０】
なお、整流回路Ｒ２及び平滑化容量Ｃ２がリーダ・ライタ装置ＲＷ１から送信された信号を復調する動作は負荷変調回路Ｍ１の動作に影響を与えず、また、負荷変調回路Ｍ１の動作は、整流回路Ｒ２及び平滑化容量Ｃ２の復調動作に影響を与えない。
【０１６１】
（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態を図１３及び図１４を用いて説明する。
【０１６２】
図１３は、本発明の第３実施形態のＩＣチップＩＣ１の回路構成の説明図である。
【０１６３】
図１３に示すＩＣチップＩＣ１の構成のうち、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の構成と同じ構成は、同じ符号を付与し、説明を省略する。
【０１６４】
図１３に示すＩＣチップＩＣ１は、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の構成に加えて、論理回路Ｌ１から出力された変調信号ＭＯＤ１と送信用増幅回路ＡＭＰ１から出力された変調信号ＭＯＤ２とを比較し、電圧の大きい方の変調信号を変調信号ＭＯＤ３として負荷変調回路Ｍ１に入力する比較回路ＣＭＰ１を備える。比較回路ＣＭＰ１の詳細は、図１４で詳細を説明する。なお、変調信号ＭＯＤ２は、変調信号ＭＯＤ１を送信用増幅回路ＡＭＰ１が増幅した信号であり、変調信号ＭＯＤ１と変調信号ＭＯＤ２とは同相信号である。このため、本実施形態では、送信用増幅回路ＡＭＰ１は、図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１が採用される。
【０１６５】
負荷変調回路Ｍ１は、比較回路ＣＭＰ１から出力された変調信号ＭＯＤ３に応じて、自身の消費電力を変動させることによって、ＩＣチップＩＣ１の消費電力を変動させ、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を変動させる。
【０１６６】
負荷変調回路Ｍ１に変調信号Ｍ１及び変調信号Ｍ２のうち電圧が大きい方の変調信号が入力されるので、負荷変調回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ３の電圧が直流電源電圧ＶＤＤ１以下となることを防止する。これによって、アンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅の変動が低下することを防止できる。
【０１６７】
本実施形態の効果について具体的に説明する。
【０１６８】
図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１では、負荷変調回路Ｍ１に変調信号ＭＯＤ２が入力される。図７に示す負荷変調回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ２が高電位状態である場合、トランジスタＴ２のドレイン端子とソース端子との間は電流が流れやすい状態となるため、負荷変調回路Ｍ１は、直流電源電圧ＶＤＤ２を低下させる。このため、増幅用増進回路ＡＭＰ１の増幅率が低下し、送信用増幅回路ＡＭＰ１によって増幅される変調信号ＭＯＤ２の電圧も、直流電源電圧ＶＤＤ２の低下に伴って、低下してしまう。これによって、十分な変調信号ＭＯＤ２の振幅を得られなくなる場合がある。
【０１６９】
これに対して、本実施形態のＩＣチップＩＣ１では、比較回路ＣＭＰ１によって変調信号ＭＯＤ１及び変調信号ＭＯＤ２のうち電圧が大きい方の変調信号が負荷変調回路Ｍ１に入力されるので、直流電源電圧ＶＤＤ２の低下に伴い送信用増幅回路ＡＭＰ１から出力される変調信号ＭＯＤ２が低下しても、負荷変調回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ１の電圧が変調信号ＭＯＤ１の電圧以下になることを防止できる。これによって、送信用増幅回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ３の振幅を変調信号ＭＯＤ１の振幅に担保することができ、変調信号ＭＯＤ１の振幅以下の変調信号が送信用増幅回路Ｍ１に入力されることを防止でき、ＩＣタグＴＧ１の通信可能距離が低減することを防止できる。
【０１７０】
図１４は、本発明の第３実施形態の比較回路ＣＭＰ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１７１】
比較回路ＣＭＰ１は、トランジスタＴ１４及びＴ１５を備える。
【０１７２】
トランジスタＴ１４のゲート端子及びドレイン端子には変調信号ＭＯＤ１が入力され、トランジスタＴ１５のゲート端子及びドレイン端子には変調信号ＭＯＤ２が入力される。また、トランジスタＴ１４のソース端子とトランジスタＴ１５のソース端子とが接続される。トランジスタＴ１４のソース端子とトランジスタＴ１５のソース端子との接続線から変調信号ＭＯＤ３が出力される。
【０１７３】
変調信号ＭＯＤ１の電圧が変調信号ＭＯＤ２の電圧よりも高い場合、トランジスタＴ１４はオン状態となり、トランジスタＴ１５はオフ状態となる。このため、トランジスタＴ１４のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１５のドレイン端子とソース端子との間より、電流が流れやすくなるので、変調信号ＭＯＤ３には、変更信号ＭＯＤ１に近い電圧が出力される。
【０１７４】
また、変調信号ＭＯＤ２の電圧が変調信号ＭＯＤ１の電圧よりも高い場合、トランジスタＴ１５はオン状態となり、トランジスタＴ１４はオフ状態となる。このため、トランジスタＴ１５のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１４のドレイン端子とソース端子との間より、電流が流れやすくなるので、変調信号ＭＯＤ３には、変更信号ＭＯＤ２に近い電圧が出力される。
【０１７５】
（第４実施形態）
本発明の第４実施形態を図１５を用いて説明する。
【０１７６】
図１５は、本発明の第４実施形態のＩＣチップＩＣ１の回路構成の説明図である。
【０１７７】
図１５に示すＩＣチップＩＣ１の構成のうち、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の構成と同じ構成は、同じ符号を付与し、説明を省略する。
【０１７８】
図１５に示すＩＣチップＩＣ１は、整流回路Ｒ３及び平滑化コンデンサＣ３を備える点、並びに、送信用増幅回路ＡＭＰ１に直流電源電圧ＶＤＤ３が入力される点で、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１と異なる。
【０１７９】
アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、整流回路Ｒ１、Ｒ２及びＲ３が接続される。
【０１８０】
整流回路Ｒ３は、リーダ・ライタ装置Ｒ１からアンテナコイルＡ１が受信した高周波信号によってアンテナ端子ＬＡ及びＬＡ間の電圧（交流電圧）を直流電源電圧ＶＤＤ３に変換する回路である。整流回路Ｒ３は、整流回路Ｒ１及びＲ２と同じく、図３又は図４に示す整流回路を適用すればよい。
【０１８１】
なお、整流回路Ｒ３を構成するトランジスタは、図１６に示すキャリア蓄積を用いたトランジスタである。
【０１８２】
送信用増幅回路ＶＤＤ３は、整流回路Ｒ３から出力される直流電源電圧ＶＤＤ３を用いて動作し、負荷直流回路Ｍ１に入力される直流電源電圧ＶＤＤ２を共用しない。
【０１８３】
これによって、図７に示す負荷変調回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ２が高電位状態である場合に負荷変調回路Ｍ１が直流電源電圧ＶＤＤ２を低下させても、送信用増幅回路ＡＭＰ１は、変調信号ＭＯＤ１を直流電源電圧ＶＤＤ３から基準電圧ＶＳＳの範囲で増幅できる。これによって、送信用増幅回路ＡＭＰ１は、振幅の大きい変調信号ＭＯＤ２を負荷変調回路Ｍ１に入力できる。
【０１８４】
したがって、本実施形態によれば、アンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅の変動が低下することを防止でき、ＩＣタグＴＧ１の通信可能距離を大きくすることができる。
【０１８５】
以上、本発明者によりなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１８６】
本願発明は、非接触電子装置、所謂、ＩＣタグ等に適用可能である。
【符号の説明】
【０１８７】
Ａ１及びＡ２…コイルアンテナ
ＡＭＰ１…送信用増幅回路
Ｃ１〜４…平滑化コンデンサ
ＣＬ１…チャネル層
ＩＬ１…絶縁体層
ＭＬ１及びＭＬ２…金属層
ＭＯＤ１〜ＭＯＤ３…変調信号
ＬＡ及びＬＢ…アンテナ端子
Ｒ１〜Ｒ３…整流回路
ＲＷ１…リーダ・ライタ装置
ＳＬ１…基板層
Ｔ１〜１５…トランジスタ
ＴＧ１…ＩＣタグ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタによって構成された非接触電子装置に関し、特にキャリア蓄積を用いたトランジスタによって構成された非接触電子装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
アンテナ及び半導体集積回路装置を搭載した非接触電子装置（所謂ＩＣタグ）は、無線通信による個体識別を可能とし、識別対象物の生産・管理等に利用されている。
【０００３】
ＩＣタグの機能について説明する。
【０００４】
ＩＣタグは、リーダ・ライタ装置との間で情報を交換するものであって、自身が保持しているデータをリーダ・ライタ装置に送信する機能、及び、リーダ・ライタ装置から送信されたデータを保持する機能等を備える。
【０００５】
具体的には、ＩＣタグは、リーダ・ライタ装置から供給されたキャリア信号をアンテナを介して受信し、受信したキャリア信号から直流電源電圧を生成し、生成した直流電源電圧をＩＣタグに搭載された半導体集積回路装置に供給する。また、ＩＣタグは、半導体集積回路装置内でキャリア信号に重畳したデータをリーダ・ライタ装置に送信する。
【０００６】
ＩＣタグが、データをリーダ・ライタ装置に送信する場合、半導体集積回路装置内に搭載された負荷変調回路を用いる。
【０００７】
負荷変調回路は、半導体集積回路装置の消費電力を変動させる回路である。負荷変調回路によって、アンテナを構成するアンテナ端子の間の電圧が変動し、この変動が電磁場を介しリーダ・ライタ装置に伝送されることによって、リーダ・ライタ装置はデータを検出する。
【０００８】
ＩＣタグに搭載される半導体集積回路装置は、シリコンを用いたトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ））を主に用いて製造される。これによって、ＩＣタグの大量生産によるコスト低減を実現でき、ＩＣタグの普及の一助となっている。
【０００９】
近年、従来のシリコンを用いたトランジスタでは達成困難なＩＣタグの新規機能を実現するため、トランジスタに用いる半導体材料及びトランジスタ構造が提案されている。
【００１０】
新規な半導体材料によって構成されたトランジスタ又は新規な構造のトランジスタを搭載したＩＣタグであっても、既存のＩＣタグと同じ通信形態及び通信範囲が求められる。
【００１１】
近年、ＩＣタグに用いられるようになったキャリア蓄積を用いたトランジスタについて、図１６を用いて説明する。
【００１２】
図１６は、キャリア蓄積を用いたトランジスタを説明するための断面図である。
【００１３】
キャリア蓄積を用いたトランジスタは、半導体層（チャネル層ＣＬ１）が酸化物半導体である薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）であり、具体的には、第一金属層ＭＬ１、チャネル層ＣＬ１、絶縁体層ＩＬ１、第二金属層ＭＬ２、及び基板層ＳＬ１から構成される。
【００１４】
第一金属層ＭＬ１は、モリブデンで構成され、ドレイン電極及びソース電極を形成する。チャネル層ＣＬ１は、金属酸化物を主に含む半導体（酸化物）で構成される。酸化物半導体は、アモルファスインジウム亜鉛酸化物（ａ−ＩＧＺＯ）及び亜鉛スズ酸化物（ＺＴＯ）等である。絶縁体層ＩＬ１は、シリカ（ＳｉＯ２)で構成される。第二金属層ＭＬ２は、第一金属層ＭＬ１と同じく、モリブデンで構成される。また、第二金属層ＭＬ２は、ゲート電極を形成する。基板層ＳＬ１は石英で構成される。
【００１５】
キャリア蓄積を用いたトランジスタの動作について簡単に説明する。
【００１６】
ゲート電極とソース電極との間に電圧が印加された場合、ゲート電極とソース電極との間の静電容量によってチャネル層ＣＬ１にキャリアが蓄積する。この状態で、ドレイン電極とソース電極との間に電圧が印加された場合、キャリア層ＣＬ１に蓄積されるキャリアが増大することによってドレイン電極とソース電極との間の導電率が増大する。これによって、ドレイン電極からソース電極へ電流が流れる。
【００１７】
なお、通常のトランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）は、ドレイン電極とソース電極との間の導電率を増大させるために、反転層を用いる。キャリア蓄積を用いたトランジスタは、上述したように、ドレイン電極とソース電極との間の導電率を増大させるために、チャネル層ＣＬ１（蓄積層）を用いる。このため、通常のトランジスタのゲート電極とソース電極との間の静電容量は数フェムトファラッド以下であるのに対して、キャリア蓄積を用いたトランジスタのゲート電極とソース電極との間の静電容量は数十〜数百フェムトファラッド程度となり、キャリア蓄積を用いたトランジスタのゲート電極とソース電極との間の静電容量は、通常のトランジスタのゲート電極とソース電極との間の静電容量よりも大きくなる。
【００１８】
図１７は、ＩＣタグに搭載される従来の半導体集積回路装置の第１の回路構成の説明図である。
【００１９】
半導体集積回路装置は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ、整流回路Ｔ１、負荷変調回路Ｔ２、並びに論理回路Ｌ１を備える。
【００２０】
アンテナ端子ＬＡ及びＬＢは、ＩＣタグに搭載されるアンテナに接続される。
【００２１】
整流回路Ｔ１は、アンテナを介して受信した電力を直流電力に変換する。整流回路Ｔ１は、平滑化コンデンサＣ１に接続される。平滑化コンデンサＣ１は、整流回路Ｔ１によって変換された直流電力を平滑化する。
【００２２】
論理回路Ｌ１は、整流回路Ｔ１が出力する直流電力で動作し、各種処理を実行する。
【００２３】
負荷変調回路Ｔ２は、論理回路Ｌ１からの変調信号をアンテナから出力するために、半導体集積回路装置の消費電力を変動させることによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を変動させる。具体的には、負荷変調回路Ｔ２は、半導体集積回路装置の消費電力を増大させることによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を低下させ、半導体集積回路装置の消費電力を低下させるころによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を増大させる。
【００２４】
図１８は、図１７に示す半導体集積回路装置における直流電源電圧（ＶＤＤ１）、変調信号電圧（ＭＯＤ１)及びアンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の数値解析結果の説明図である。
【００２５】
図１７で説明したように、負荷変調回路Ｔ２は、半導体集積回路装置における消費電力を増大させることによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧（ＬＡ−ＬＢ）を低下させることができる。しかし、これによって、整流回路Ｔ１が出力する直流電力の電圧（ＶＤＤ１）も低下してしまう。
【００２６】
整流回路Ｔ１が出力する直流電力の電圧が低下すると、直流電力で動作する論理回路Ｌ１は、不具合が発生する。この不具合は、例えば、初期化していないにもかかわらず初期化信号を発行してしまう不具合、動作速度が不安定になる不具合、クロック信号が不安定になる不具合等がある。
【００２７】
このため、負荷変調回路Ｔ２による直流電力の電圧（ＶＤＤ１）の低下をできるだけ防止することが望まれる。
【００２８】
しかしながら、ＩＣタグとリーダ・ライタ装置との間の距離が長ければ長いほど、アンテナ端子間電圧の振幅を大きくしなければならず、負荷変調回路Ｔ２は、半導体集積回路装置における消費電力の変動を増大させなければならない。このため、負荷変調回路Ｔ２が直流電力の電圧（ＶＤＤ１）を低下させてしまうことを妨げることができない。
【００２９】
以上より、図１７に示す半導体集積回路装置は、負荷変調回路Ｔ２が直流電力の電圧（ＶＤＤ１）の変動を増大させると、論理回路Ｌ１の動作電圧も変動させてしまう点が欠点である。
【００３０】
そこで、負荷変調回路Ｔ２をアンテナ端子ＬＡ及びＬＢに直接接続する図１９に示すような半導体集積回路装置が用いられる。
【００３１】
図１９は、ＩＣタグに搭載される従来の半導体集積回路装置の第２の回路構成の説明図である。
【００３２】
上述したように、図１９に示す半導体集積回路装置の負荷変調回路Ｔ２がアンテナ端子ＬＡ及びＬＢに直接接続される。
【００３３】
ここで、負荷変調回路Ｔ２が図１６に示すキャリア蓄積を用いたトランジスタである場合、キャリア蓄積を用いたトランジスタのドレイン電極とゲート電極との間の静電容量、及びソース電極とゲート電極との間の静電容量を介して、アンテナ端子が受信した高周波信号が論理回路Ｌ１に伝達されてしまう場合がある。これは、図１６で説明したように、キャリア蓄積を用いたトランジスタのドレイン電極とゲート電極との間の静電容量、及びソース電極とゲート電極との間の静電容量が、通常のトランジスタのドレイン電極とゲート電極との間の静電容量、及びソース電極とゲート電極との間の静電容量よりも例えば１０倍〜１００倍以上大きいことに起因する。
【００３４】
図２０は、図１９に示す半導体集積回路装置における直流電源電圧（ＶＤＤ１）、変調信号電圧（ＭＯＤ１)及びアンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の数値解析結果の説明図である。
【００３５】
図１９に示す半導体集積回路装置では、図２０に示すように、論理回路Ｌ１が出力する変調信号電圧（ＭＯＤ１）に高周波信号が伝搬してしまう。
【００３６】
高周波信号が論理回路Ｌ１に伝達すると、論理回路Ｌ１の動作が不安定となる問題がある。
【００３７】
特許文献１及び２には、アンテナが受信した電力から論理回路Ｌ１用の電源電圧を生成する整流回路と、アンテナが受信した電力から負荷変調回路用の電源電圧を生成する整流回路とを備える半導体集積回路装置、つまり、図１９に示す半導体集積回路装置に類似する半導体集積回路装置が開示されている。
【００３８】
また、特許文献３には、アンテナ端子間に接続されるコンデンサの静電容量が高周波信号の伝達を抑制することが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３９】
【特許文献１】国際公開第２００４／０６４３４６
【特許文献２】特開平１０−３２２２５０号公報
【特許文献３】特開２００５−２６７６４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００４０】
特許文献１及び２には開示された技術では、送受信回路と電源回路を分離することで、送受信特性を向上させる技術が開示されていたが、図１９及び図２０で説明したように、論理回路に高周波信号が伝達することを防ぐための技術ではなく、特許文献３に示されているように十分な変調度が得られない場合がある。
【００４１】
また、特許文献３に開示された開示された技術では、論理回路への高周波信号の伝達を防止することはできない。
【００４２】
本発明は、キャリア蓄積を用いたトランジスタによって構成された非接触電子装置を、通信距離及び通信状況によらず安定して動作させ、かつ当該非接触電子装置の通信可能距離を増大させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４３】
本発明の代表的な一例を示せば、キャリア蓄積を利用したトランジスタによって構成される非接触電子装置であって、第一の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第一のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第一の直流電源電圧に変換する第一の整流回路と、第二の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第二のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第二の直流電源電圧に変換する第二の整流回路と、前記第一の平滑化コンデンサによって前記第一の直流電源電圧が平滑化された電圧を用いて動作する論理回路と、前記論理回路が出力する第一の変調信号を増幅した第二の変調信号を出力する変調信号増幅回路と、前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を、前記変調信号増幅回路が出力する第二の変調信号に基づいて変動させる負荷変調回路と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００４４】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡潔に説明すれば、下記の通りである。すなわち、キャリア蓄積を用いたトランジスタによって構成された非接触電子装置を、通信距離及び通信状況によらず安定して動作させ、かつ、当該非接触電子装置の通信可能距離を増大させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１実施形態のＩＣタグシステムの説明図である。
【図２】本発明の第１実施形態のＩＣチップの回路構成の説明図である。
【図３】本発明の第１実施形態の整流回路に適用可能な整流回路の説明図である。
【図４】本発明の第１実施形態の整流回路に適用可能な整流回路の説明図である。
【図５】本発明の第１実施形態のレギュレータ回路に適用可能な回路の説明図である。
【図６】本発明の第１実施形態のレギュレータ回路に適用可能な回路の説明図である。
【図７】本発明の第１実施形態の負荷変調回路に適用可能な回路の説明図である。
【図８】本発明の第１実施形態の送信用増幅回路に適用可能な回路の説明図である。
【図９】本発明の第１実施形態の送信用増幅回路に適用可能な回路の説明図である。
【図１０】本発明の第１実施形態の送信用増幅回路に適用可能な回路の説明図である。
【図１１】本発明の第１実施形態のＩＣチップにおける直流電源電圧、変調信号電圧及びアンテナ端子間電圧の数値解析結果の説明図である。
【図１２】本発明の第２実施形態のＩＣチップの回路構成の説明図である。
【図１３】本発明の第３実施形態のＩＣチップの回路構成の説明図である。
【図１４】本発明の第３実施形態の比較回路に適用可能な回路の説明図である。
【図１５】本発明の第４実施形態のＩＣチップの回路構成の説明図である。
【図１６】キャリア蓄積を用いたトランジスタを説明するための断面図である。
【図１７】ＩＣタグに搭載される従来の半導体集積回路装置の第１の回路構成の説明図である。
【図１８】第１の回路構成の半導体集積回路装置における直流電源電圧、変調信号電圧及びアンテナ端子間電圧の数値解析結果の説明図である。
【図１９】ＩＣタグに搭載される従来の半導体集積回路装置の第２の回路構成の説明図である。
【図２０】第２の回路構成半導体集積回路装置における直流電源電圧、変調信号電圧及びアンテナ端子間電圧の数値解析結果の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００４６】
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態を図１〜図１１を用いて説明する。
【００４７】
図１は、本発明の第１実施形態のＩＣタグシステムの説明図である。
【００４８】
ＩＣタグシステムは、リーダ・ライタ装置ＲＷ１及びＩＣタグＴＧ１を備える。
【００４９】
ＩＣタグＴＧ１は、リーダ・ライタ装置ＲＷ１からデータを受信し、自身に格納されたデータをリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する。
【００５０】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１は、ＩＣタグＴＧ１からデータを受信し（データの読み出し）、また、ＩＣタグＴＧ１にデータを送信する（データの書き込み）。なお、本実施形態では、リーダ・ライタ装置ＲＷ１は、データの読み込み機能及びデータの書き込み機能を備えるものとして説明するが、データの書き込み機能は必須の構成ではない。
【００５１】
ＩＣタグＴＧ１は、アンテナコイルＡ１、共振コンデンサＣ４、及びＩＣチップＩＣ１を備える。
【００５２】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１は、アンテナコイルＡ２を備え、アンテナコイルＡ２を介して高周波信号を放射する。リーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＧ１とは磁界結合しているため、アンテナコイルＡ１から放射された高周波信号は、アンテナコイルＡ１及び共振コンデンサＣ４を介してＩＣチップＩＣ１に入力される。なお、磁界結合とはアンテナコイルＡ１及びＡ２が発生させる磁界によって、アンテナコイルＡ１及びＡ２が結合している状態である。
【００５３】
ＩＣタグＴＧ１への高周波信号の入力について説明する。
【００５４】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１は、アンテナコイルＡ２に印加される電圧を変動させることによって、アンテナコイルＡ２が発生させる磁界を変動させる。また、磁界の変動によってＩＣタグＴＧ１のアンテナコイルＡ１の電圧として観測される高周波信号が発生するため、ＩＣタグＴＧ１は送信信号を検出できる。このようにして、高周波信号がアンテナコイルＡ１からアンテナコイルＡ２に入力される。
【００５５】
ＩＣチップＩＣ１は、入力された高周波信号から自身を起動させるための電源電圧を生成し、必要な場合には入力された高周波信号から命令を抽出する。また、ＩＣチップＩＣ１は、リーダ・ライタ装置ＲＷ１からの命令に対する応答信号を生成し、生成した応答信号をアンテナコイルＡ２を介してリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する。
【００５６】
ＩＣチップＩＣ１の応答信号をリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する機能について説明する。
【００５７】
ＩＣチップＩＣ１は、応答信号をリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する場合、自身の消費電力を変動させることによって、アンテナコイルＡ１の端子間（ＬＡ―ＬＢ）の電圧を変動させる。上述したように、アンテナコイルＡ１及びＡ２が磁界結合しているため、アンテナコイルＡ１の端子間の電圧の変動は、アンテナコイルＡ２の端子間の電圧の変動としてリーダ・ライタ装置ＲＷ１によって検出される。このようにして、ＩＣチップＩＣ１は、応答信号をリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信できる。
【００５８】
なお、図１では、リーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＧ１との間の磁界結合を利用して、ＩＣチップＩＣ１の電源電圧を生成し、リーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＧ１との間でデータを通信する磁界結合方式を用いたが、マイクロ波方式を用いてもよい。
【００５９】
マイクロ波方式は、リーダ・ライタ装置ＲＷ１が電波を放射し、アンテナによって当該高周波信号を受信することでＩＣチップＩＣ１が電源電圧を生成し、電波を利用してリーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＧ１との間でデータを通信する方式である。
【００６０】
磁界結合方式又はマイクロ波方式を用いるかは、リーダ・ライタ装置ＲＷ１とＩＣタグＴＣ１との無線通信周波数に依存し、一般に無線通信周波数が１２５ｋＨｚ〜１３５ｋＨｚ、及び１３．５６ＭＨｚである場合には磁界結合方式を用い、無線通信周波数が２．４５ＧＨｚである場合にはマイクロ波方式を用いる。
【００６１】
図２は、本発明の第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の回路構成の説明図である。
【００６２】
ＩＣチップＩＣ１は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ、整流回路Ｒ１、平滑化コンデンサＣ１、レギュレータ回路Ｇ１、論理回路Ｌ１、送信用増幅回路（変調信号（ＭＯＤ１）増幅回路）ＡＭＰ１、負荷変調回路ＭＯＤ２、平滑化コンデンサＣ２、及び整流回路Ｒ２を備える。
【００６３】
アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、図１に示すアンテナコイルＡ１及び共振コンデンサＣ４が接続される。また、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、整流回路Ｒ１及びＲ２が接続される。
【００６４】
整流回路Ｒ１及びＲ２は、リーダ・ライタ装置Ｒ１からアンテナコイルＡ１が受信した高周波信号によってアンテナ端子ＬＡ及びＬＡ間の電圧（交流電圧）を直流電源電圧に変換する回路であり、整流回路Ｒ１及びＲ２の詳細は、図３及び図４で詳細を説明する。
【００６５】
本発明は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢに接続される整流回路Ｒ１及びＲ２は、図１６に示すキャリア蓄積を用いるトランジスタによって構成されることを前提とする。なお、本発明のＩＣチップＩＣ１に搭載されるすべてのトランジスタが図１６に示すキャリア蓄積を用いるトランジスタによって構成されてもよい。
【００６６】
整流回路Ｒ１から直流電源電圧に変換された直流電源電圧ＶＤＤ１が出力され、整流回路Ｒ２から直流電源電圧に変換された直流電源電圧ＶＤＤ２が出力される。なお、基準電圧は電圧ＶＳＳとする。直流電源電圧ＶＤＤ１は論理回路Ｌ１の動作に用いられ、直流電源電圧ＶＤＤ２は送信用増幅回路ＡＭＰ１及び負荷変調回路Ｍ１の動作に用いられる。
【００６７】
整流回路Ｒ１の直流電源電圧ＶＤＤ１の出力先には、平滑化コンデンサＣ１、レギュレータ回路Ｇ１、及び論理回路Ｌ１が接続される。
【００６８】
平滑化コンデンサＣ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１を平滑化し、直流電源電圧ＶＤＤ１の高周波ノイズを除去する。
【００６９】
レギュレータ回路Ｇ１は、論理回路Ｌ１に過大な電圧及び電流が印加されることを防止する。また、レギュレータ回路Ｇ１は、高周波信号の振幅が大きい場合（例えば、１μＷ〜１０μＷ）であっても、安定した電圧を生成することによって、論理回路Ｌ１の動作を安定させる。なお、レギュレータ回路Ｇ１の詳細は、図５及び図６で詳細を説明する。
【００７０】
論理回路Ｌ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１によって動作し、高周波信号に重畳された命令に対応する処理を実行する。また、論理回路Ｌ１は、ＩＤデータ等を保持し、当該ＩＤデータ等に基づく演算処理を実行する。さらに、論理回路Ｌ１は、リーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する送信信号等を生成する。
【００７１】
整流回路Ｒ２の直流電源電圧回路ＶＤＤ２の出力先には、平滑化コンデンサＣ２、負荷変調回路Ｍ１、及び送信用増幅回路ＡＭＰ１が接続される。
【００７２】
平滑化コンデンサＣ２は、平滑化コンデンサＣ１と同じく、直流電源電圧ＶＤＤ２を平滑化し、直流電源電圧ＶＤＤ２の高周波ノイズを除去する。
【００７３】
負荷変調回路Ｍ１は、変調信号ＭＯＤ２に応じて、自身の消費電力を変動させることによって、ＩＣチップＩＣ１の消費電力を変動させ、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を変動させ、変調信号ＭＯＤ２をリーダ・ライタ装置ＲＷ１に送信する。換言すれば、負荷変調回路Ｍ１は、変調信号ＭＯＤ２に応じて、自身の消費電力を変動させ、整流回路Ｒ２が出力する直流電源電圧ＶＤＤ２を変動させることによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を変動させる。なお、負荷変調回路Ｍ１の詳細は、図７で説明する。
【００７４】
送信用増幅回路ＡＭＰ１は、論理回路Ｌ１から出力された送信信号である変調信号ＭＯＤ１を増幅した変調信号ＭＯＤ２を負荷変調回路Ｍ１に入力する。なお、送信用増幅回路ＡＭＰ１の詳細は、図８〜図１０で説明する。
【００７５】
以上のように、本実施形態のＩＣチップＩＣ１は、整流回路Ｒ１によって論理回路Ｌ１を動作させるための直流電源電圧ＶＤＤ１を生成し、さらに、整流回路Ｒ２によって、負荷変調回路Ｍ１が変動させる直流電源電圧ＶＤＤ２を生成する。このため、負荷変調回路Ｍ１が直流電源電圧ＶＤＤ２を低減させても、直流電源電圧ＶＤＤ１には影響ないので、論理回路Ｌ１への電源電圧を安定させつつ、変調信号ＭＯＤ２の振幅を大きくすることができる。また、整流回路Ｒ１及びＲ２のトランジスタに図１６に示すキャリア蓄積を用いたトランジスタである薄膜トランジスタを採用しても、整流回路Ｒ１及びＲ２に接続される平滑化コンデンサＣ１及びＣ２によって高周波が論理回路Ｌ１に入力することを防止できる。
【００７６】
また、論理回路Ｌ１から出力される変調信号ＭＯＤ１の最大電圧は、論理回路Ｌ１及びレギュレーション回路Ｇ１によって直流電源電圧ＶＤＤ１よりも低下する。このため、総信用増幅回路ＡＭＰ１によって、この変調信号ＭＯＤ１の電圧を直流電源電圧ＶＤＤ２まで増幅させる。これによって、変調信号ＭＯＤ２の振幅を増幅させることができ、ＩＣタグＴＧ１の通信可能距離を大きくすることができる。
【００７７】
図３は、本発明の第１実施形態の整流回路Ｒ１及びＲ２に適用可能な整流回路の説明図である。
【００７８】
図３に示す整流回路は、アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧よりも大きい場合の電圧のみを出力する半波整流回路である。
【００７９】
図３に示す整流回路はトランジスタＴ１を備える。トランジスタＴ１のゲート電極及びドレイン端子はアンテナ端子ＬＡに接続され、ソース電極は直流電源電圧ＶＤＤ４の出力先となる。アンテナ端子ＬＢはトランジスタＴ１には接続されず、アンテナ端子ＬＢに印加される電圧は基準電圧ＶＳＳとなる。
【００８０】
トランジスタＴ１は、ドレイン端子からソース電極へ電流が流れる電圧（アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧よりも大きい場合の電圧）のみを出力する。
【００８１】
図３に示す半波整流回路を用いた場合、図４に示す全波整流回路を用いた場合よりも整流回路に使用するトランジスタ数を低減できるので、ＩＣチップＩＣ１の製造コストを低減できる。
【００８２】
なお、図３に示す半波整流回路を整流回路Ｒ１及びＲ２に適用する場合、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性は、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性よりも、大きな電流が流れるように設計することが好適である。しかし、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性と、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性とを同じにしてもよいし、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性は、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタＴ１のドレイン端子とソース端子との間の電流特性よりも、小さな電流が流れるように設計されてもよい。
【００８３】
図４は、本発明の第１実施形態の整流回路Ｒ１及びＲ２に適用可能な整流回路の説明図である。
【００８４】
図４に示す整流回路は、アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧よりも大きい場合には、アンテナ端子ＬＡがトランジスタＴ５を介してＶＤＤ４端子と接続され、アンテナ端子ＬＢがトランジスタＴ４を介して基準電圧ＶＳＳ端子と接続され、アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧よりも小さい場合には、アンテナ端子ＬＡがトランジスタＴ３を介して基準電圧ＶＳＳ端子と接続され、アンテナ端子ＬＢがトランジスタＴ６を介して電圧ＶＤＤ４端子と接続される。これによって、図４に示す整流回路は、すべてのサイクルの電圧を直流電源電圧として出力する全波整流回路である。
【００８５】
図４に示す整流回路は、トランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ５、及びＴ６を備える。
【００８６】
トランジスタＴ３のドレイン端子はアンテナ端子ＬＡに接続され、ゲート端子はアンテナ端子ＬＢに接続され、ソース端子からは基準電圧ＶＳＳが出力される。
【００８７】
トランジスタＴ４のドレイン端子はアンテナ端子ＬＢに接続され、ゲート端子はアンテナ端子ＬＡに接続され、ソース端子からは基準電圧ＶＳＳが出力される。
【００８８】
トランジスタＴ５のドレイン端子及びゲート端子はアンテナ端子ＬＡに接続され、ソース端子からは直流電源電圧ＶＤＤ４が出力される。
【００８９】
トランジスタＴ６のドレイン端子及びゲート端子はアンテナ端子ＬＢに接続され、ソース端子からは直流電源電圧ＶＤＤ４が出力される。
【００９０】
アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧より高い場合、トランジスタＴ３及びＴ６は、ドレイン端子からソース端子へはほとんど電流が流れないオフ状態となる。また、この場合、トランジスタＴ４及びＴ５は、ドレイン端子からソース端子へ電流が流れるオン状態となる。
【００９１】
したがって、直流電源電圧ＶＤＤ４はアンテナ端子ＬＡに印加される電圧と近い電圧となり、基準電圧ＶＳＳはアンテナ端子ＬＢに印加される電圧と近い電圧となる。
【００９２】
一方、アンテナ端子ＬＡに印加される電圧がアンテナ端子ＬＢに印加される電圧より低い場合、トランジスタＴ４及びＴ５は、ドレイン端子からソース端子へはほとんど電流が流れないオフ状態となる。また、この場合、トランジスタＴ３及びＴ６は、ドレイン端子からソース端子へ電流が流れるオン状態となる。
【００９３】
したがって、直流電源電圧ＶＤＤ４はアンテナ端子ＬＢに印加される電圧と近い電圧となり、基準電圧ＶＳＳはアンテナ端子ＬＡに印加される電圧と近い電圧となる。
【００９４】
このようにして、図４に示す整流回路は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢに印加される電圧の大小に関係なく、すべてのサイクルの電圧を直流電源電圧ＶＤＤ４として出力できる。これによって、図４に示す全波整流回路を整流回路に適用した場合、図３に示す半波整流回路を整流回路に適用した場合よりも、使用するトランジスタ数は増大するが、電力変換効率が高くなる。
【００９５】
なお、図４に示す全波整流回路を整流回路Ｒ１及びＲ２に適用する場合、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性は、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性よりも、大きな電流が流れるように設計することが好適である。しかし、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性と、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性とを同じにしてもよいし、整流回路Ｒ１に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性は、整流回路Ｒ２に搭載されるトランジスタのドレイン端子とソース端子との間の電流特性よりも、小さな電流が流れるように設計されてもよい。
【００９６】
また、整流回路Ｒ１及びＲ２の一方に図４に示す全波整流回路を適用し、他方に図３に半波整流回路を適用してもよいし、整流回路Ｒ１及びＲ２の両方に図３に示す半波整流回路又は図４に示す全波整流回路を適用してもよい。
【００９７】
図５は、本発明の第１実施形態のレギュレータ回路Ｇ１に適用可能な回路の説明図である。
【００９８】
図５に示すレギュレータ回路Ｇ１は、所謂、シャントレギュレータと呼ばれる構成である。
【００９９】
図５に示すレギュレータ回路では、直流電源電圧ＶＤＤ１と基準電圧ＶＳＳとの間にトランジスタＴ７及び電源モニタ回路ＭＯＮ１が接続される。
【０１００】
電源モニタ回路ＭＯＮ１には直流電源電圧ＶＤＤ１が入力され、電源モニタ回路ＭＯＮ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１の増大に即して増大するＲＥＧ信号をトランジスタＴ７のゲート端子に入力する。
【０１０１】
トランジスタは、ゲート端子に流れる電流が増大すると、ドレイン端子からソース端子に流れる電流も増大させるため、トランジスタＴ７は、ＲＥＧ信号の増大に伴って直流電源電圧ＶＤＤ１と基準電圧ＶＳＳとの間に流れる電流を増大させ、ＩＣチップＩＣ１の消費電流を増大させる。これによって、トランジスタＴ７は、ＲＥＧ信号の増大に伴って、直流電源電圧ＶＤＤ１と基準電圧ＶＳＳとの間の電圧を降下させることができる。
【０１０２】
このようにして、図５に示すレギュレータ回路Ｇ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１が過大となった場合には、当該過大な直流電源電圧ＶＤＤ１を論理回路Ｌ１に入力することを防止できる。
【０１０３】
なお、電源モニタ回路ＭＯＮ１の詳細な説明は省略するが、電源モニタ回路ＭＯＮ１は、例えばトランジスタを用いて構成できる。
【０１０４】
図６は、本発明の第１実施形態のレギュレータ回路Ｇ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１０５】
図６に示すレギュレータ回路Ｇ１は、所謂、クランプ回路である。
【０１０６】
図６に示すレギュレータ回路Ｇ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１と基準電圧ＶＳＳとの間にショットキーバリアダイオードＤ１を備える。ショットキーバリアダイオードＤ１のカソードに直流電源電圧ＶＤＤ１が入力され、アノードに基準電圧ＶＳＳが入力される。
【０１０７】
ここで、ショットキーバリアダイオードＤ１は、降伏電圧がＰＮ接合ダイオードよりも低く、カソードに印加される直流電源電圧ＶＤＤ１が降伏電圧以上である場合、自身に流れる電流を増大させる。
【０１０８】
これによって、図６に示すレギュレータ回路Ｇ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１が降伏電圧以上である場合、直流電源電圧ＶＤＤ１を降下させることができるので、過大な直流電源電圧ＶＤＤ１を論理回路Ｌ１に入力することを防止できる。
【０１０９】
なお、図６に示すレギュレータ回路は、ショットキーバリアダイオードＤ１を用いたが、ショットキーバリアダイオードＤ１の代わりに定電圧ダイオードを用いてもよい。
【０１１０】
図７は、本発明の第１実施形態の負荷変調回路Ｍ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１１１】
図７に示す負荷変調回路Ｍ１は、インピーダンス素子Ｚ１、及びトランジスタＴ２を備える。
【０１１２】
具体的には、直流電源電圧ＶＤＤと基準電圧ＶＳＳとの間に、インピーダンス素子Ｚ１を介してトランジスタＴ２が接続される。
【０１１３】
トランジスタＴ２のゲート端子には変調信号ＭＯＤ２が入力され、トランジスタＴ２のドレイン端子には直流電源電圧ＶＤＤからインピーダンス素子Ｚ１に印加される電圧を減じた電圧が入力され、トランジスタＴ２のソース端子には基準電圧ＶＳＳが入力される。
【０１１４】
トランジスタＴ２は、ゲート端子に入力される変調信号ＭＯＤ２の電圧の増減に伴って、ドレイン端子からソース端子に流れる電流を増減させる。これによって、トランジスタＴ２は、ＩＣチップＩＣ１の消費電力を増減させ、変調信号ＭＯＤ２の電圧の増減に伴ってアンテナ端子ＬＡとＬＢとの間の電圧を変動させることができる。
【０１１５】
なお、インピーダンス素子Ｚ１は、インピーダンスを有する素子であればよく、例えば、抵抗及びコンデンサであればよい。また、インピーダンス素子Ｚ１はインピーダンスが「０」であってもよい。すなわち、トランジスタＴ２のドレイン端子に直流電源電圧ＶＤＤが直接入力されてもよい。
【０１１６】
また、負荷変調回路Ｍ１の消費電力は、ＩＣチップＩＣ１の消費電力を鑑みて、トランジスタＴ２のドレイン端子とソース端子との間電流特性及びインピーダンス素子Ｚ１のインピーダンスを調整することによって調整できる。
【０１１７】
図８は、本発明の第１実施形態の送信用増幅回路ＡＭＰ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１１８】
図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ８及びＴ９を備える。
【０１１９】
トランジスタＴ８のドレイン端子及びゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２が入力され、ソース端子にはトランジスタＴ９のドレイン端子が接続される。なお、トランジスタＴ８のソース端子とトランジスタＴ９のドレイン端子との接続線から変調信号ＭＯＤ２が出力される。
【０１２０】
また、トランジスタＴ９のゲート端子には変調信号ＭＯＤ１が入力され、ソース端子には基準電圧が入力される。
【０１２１】
変調信号ＭＯＤ１の電圧が、トランジスタＴ９の閾値電圧（トランジスタＴ９がオン状態となるための電圧）より低く、かつ、基準電圧ＶＳＳ付近の電圧である場合（変調信号ＭＯＤ１の電圧が低電位状態である場合）、トランジスタＴ９はオフ状態であり、トランジスタＴ８のゲート端子に直流電源電圧ＶＤＤ２が入力されるため、トランジスタＴ８はオン状態である。
【０１２２】
この場合、トランジスタＴ８のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ９のドレイン端子とソース端子との間よりも電流が流れやすい。このため、変調信号ＭＯＤ２は、直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が出力される。
【０１２３】
一方、変調信号ＭＯＤ１の電圧がトランジスタＴ９の閾値電圧以上である場合、トランジスタＴ９はオン状態となる。閾値電圧は直流電源電圧ＶＤＤ２よりも低い電圧である。ここで、変調信号ＭＯＤ１の電圧が直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧となる高電位状態となれば、トランジスタＴ９のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ８のドレイン端子とソース端子との間よりも電流が流れやすい。このため、変調信号ＭＯＤ１の電圧が高電位状態となれば、変調信号ＭＯＤ２は、基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が出力される。
【０１２４】
変調信号ＭＯＤ１の電圧が低電位状態である場合、変調信号ＭＯＤ２は直流電源電圧ＶＤＤ２に近い電圧となり、変調信号ＭＯＤ１の電圧が高電位状態である場合、変調信号ＭＯＤ２は基準電圧ＶＳＳに近い電圧となる。これによって、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、変調信号ＭＯＤ１の電圧を増幅させ、広い電圧範囲（基準電圧ＶＳＳから直流電源電圧ＶＤＤの範囲）で変調信号ＭＯＤ２を出力できる。
【０１２５】
図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１をＩＣチップＩＣ１に搭載した場合、変調信号ＭＯＤ１の電圧が高電位状態となれば、基準電圧ＶＳＳ付近の電圧の変調信号ＭＯＤ２が出力され、変調信号ＭＯＤ１が低電位状態であれば、直流電源電圧ＶＤＤ２付近の電圧の変調信号ＭＯＤ２が出力される。このように、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１から出力される変調信号ＭＯＤ２は、入力信号である変調信号ＭＯＤ１の反転信号となる。
【０１２６】
図９は、本発明の第１実施形態の送信用増幅回路ＡＭＰ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１２７】
図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ８、Ｔ９、Ｔ１０、及びＴ１１を備える。なお、トランジスタＴ８及びＴ９の動作は、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１のトランジスタＴ８及びＴ９の動作と同じである。
【０１２８】
トランジスタＴ８のドレイン端子及びゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２が入力され、ソース端子はトランジスタＴ９のドレイン端子に接続される。また、トランジスタＴ８のソース端子とトランジスタＴ９のドレイン端子との接続線は、トランジスタＴ１０のゲート端子に接続される。
【０１２９】
トランジスタＴ９のゲート端子には変調信号ＭＯＤ１が入力され、ソース端子には基準電圧ＶＳＳが入力される。トランジスタＴ１０のドレイン端子には直流電源電圧ＶＤＤ２が入力され、ソース端子はトランジスタＴ１１のドレイン端子に接続される。トランジスタＴ１０のソース端子とトランジスタＴ１１のドレイン端子との接続線から変調信号ＭＯＤ２が出力される。トランジスタＴ１１のゲート端子には変調信号ＭＯＤ１が入力され、ソース端子には基準電圧ＶＳＳが入力される。
【０１３０】
トランジスタＴ８及びＴ９の詳細な動作は図８と同じであるので説明を省略する。変調信号ＭＯＤ１が低電位状態である場合、トランジスタＴ１０のゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が入力され、変調信号ＭＯＤ１が高電位状態である場合、トランジスタＴ１０のゲート端子には基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が入力される。
【０１３１】
変調信号ＭＯＤ１が低電位状態である場合のトランジスタＴ１０及びＴ１１の動作について説明する。
【０１３２】
この場合、トランジスタＴ１１のゲート端子には低電位状態である変調信号ＭＯＤ１が入力されるため、トランジスタＴ１１はオフ状態となる。トランジスタＴ１０のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１１のドレイン端子とソース端子との間より電流が流れやすくなる。このため、変調信号ＭＯＤ２は、直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が出力される。
【０１３３】
次に、変調信号ＭＯＤ１が高電位状態である場合のトランジスタＴ１０及びＴ１１の動作について説明する。
【０１３４】
この場合、トランジスタＴ１１のゲート端子には高電位状態である変調信号ＭＯＤ１が入力されるため、トランジスタＴ１１はオン状態となる。一方、トランジスタＴ１０のゲート端子には基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が入力されるため、トランジスタＴ１０はオフ状態となるか、又は、トランジスタＴ１０のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１１のドレイン端子とソース端子との間よりも電流が流れにくい状態となる。このため、変調信号ＭＯＤ２は、基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が出力される。
【０１３５】
なお、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１と同じく、変調信号ＭＯＤ１に対して反転信号となる変調信号ＭＯＤ２を出力する。具体的には、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、変調信号ＭＯＤ１の電圧が高電位状態となれば、基準電圧ＶＳＳ付近の電圧の変調信号ＭＯＤ２が出力され、変調信号ＭＯＤ１が低電位状態であれば、直流電源電圧ＶＤＤ２付近の電圧の変調信号ＭＯＤ２が出力される。
【０１３６】
しかし、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ８及びＴ９によって増幅した電圧をトランジスタＴ１０のゲート端子に入力し、トランジスタＴ１０及びＴ１１によって当該電圧を増幅しているので、図８に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１よりも、変調信号ＭＯＤ２の電圧の最大電圧を直流電源電圧ＶＤＤ２に近づけることができ、変調信号ＭＯＤ２の電圧の最小電圧を基準電圧ＶＳＳに近づけることができる。
【０１３７】
図１０は、本発明の第１実施形態の送信用増幅回路ＡＭＰ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１３８】
図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ８、Ｔ９、Ｔ１２、及びＴ１３を備える。なお、トランジスタＴ８及びＴ９は、図８及び図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１のトランジスタＴ８及びＴ９と同じである。
【０１３９】
図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、トランジスタＴ１２のゲート端子に直流電源電圧ＶＤＤ２が入力される点、及び、トランジスタＴ８のソース端子とトランジスタＴ９のドレイン端子との接続線がトランジスタＴ１３のゲート端子に接続される点で、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１と異なる。
【０１４０】
これによって、図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１は、変調信号ＭＯＤ１と同相の変調信号ＭＯＤ２を出力できる。
【０１４１】
具体的には、変調信号ＭＯＤ１が低電位状態である場合、トランジスタＴ１３のゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が入力されるため、トランジスタＴ１３はオン状態となる。一方、トランジスタＴ１２のゲート端子には直流電源電圧ＶＤＤ２が入力される。このため、トランジスタＴ１２のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１３のドレイン端子とソース端子との間よりも電流が流れにくくなる。したがって、変調信号ＭＯＤ２は、基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が出力される。
【０１４２】
また、変調信号ＭＯＤ１が高電位状態である場合、トランジスタＴ１３のゲート端子には基準電圧ＶＳＳとほぼ同じ電圧が入力されるため、トランジスタＴ１３はオフ状態となる。トランジスタＴ１２のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１３のドレイン端子とソース端子との間より電流が流れやすくなる。このため、変調信号ＭＯＤ２は、直流電源電圧ＶＤＤ２とほぼ同じ電圧が出力される。
【０１４３】
このようにすると、変調信号ＭＯＤ１は、トランジスタＴ８及びＴ９によって一度反転増幅された後、トランジスタＴ１２及びＴ１３によって再度反転増幅されるので、変調信号ＭＯＤ２は変調信号ＭＯＤ１と同相となる。
【０１４４】
また、図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１が出力する変調信号ＭＯＤ２の振幅は、図９に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１が出力する変調信号ＭＯＤ２の振幅以上となる。
【０１４５】
図１１は、本発明の第１実施形態のＩＣチップＩＣ１における直流電源電圧（ＶＤＤ１）、変調信号電圧（ＭＯＤ１)及びアンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の数値解析結果の説明図である。
【０１４６】
図１１に示す直流電源電圧（ＶＤＤ１）の振幅の変動を、図１８及び図２０に示す直流電源電圧（ＶＤＤ１）の振幅の変動よりも低減でき、かつ、アンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅の変動を、図１８及び図２０に示すアンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅の変動よりも増大させることができる。
【０１４７】
これは、実施形態のＩＣチップＩＣ１は、整流回路Ｒ１によって論理回路Ｌ１を動作させるための直流電源電圧ＶＤＤ１を生成し、さらに、整流回路Ｒ２によって、負荷変調回路Ｍ１が変動させる直流電源電圧ＶＤＤ２を生成することによる。
【０１４８】
また、整流回路Ｒ１及びＲ２に接続される平滑化コンデンサＣ１及びＣ２によって高周波を除去しているので、図１１に示すように、変調信号電圧（ＭＯＤ１）に高周波信号が伝搬していない。
【０１４９】
これによって、論理回路Ｌ１の動作するための電圧となる直流電源電圧（ＶＤＤ１）の振幅の低減を防止しつつ、アンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅を増大させることができるので、通信可能距離を低減させずにＩＣチップＩＣ１の動作を安定させることができる。また、論理回路Ｌ１の動作するための電圧となる直流電源電圧（ＶＤＤ１）に高周波信号が伝搬しないので、ＩＣチップＩＣ１の動作を安定させることができる。
【０１５０】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態を図１２を用いて説明する。
【０１５１】
図１２は、本発明の第２実施形態のＩＣチップＩＣ１の回路構成の説明図である。
【０１５２】
図１２に示すＩＣチップＩＣ１の構成のうち、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の構成と同じ構成は、同じ符号を付与し、説明を省略する。
【０１５３】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１から送信された信号を復調した復調信号を論理回路Ｌ１に入力するために、直流電源電圧ＶＤＤ２が論理回路Ｌ１に入力される点で、図１２に示すＩＣチップＩＣ１は第１実施形態のＩＣチップＩＣ１と異なる。
【０１５４】
リーダ・ライタ装置ＲＷ１から送信された信号は、整流回路Ｒ２及び平滑化コンデンサＣ２によって復調される。この復調された電圧（ＶＤＤ２）が復調信号として論理回路Ｌ１に入力される。
【０１５５】
論理回路Ｌ１に復調信号が入力された場合、論理回路Ｌ１は、入力された復調信号が示す命令を検出し、検出した命令に対応する処理を実行する。
【０１５６】
ここで、第１実施形態の図２に示すＩＣチップＩＣ１の回路構成では、論理回路Ｌ１に復調信号を入力しようとすると、論理回路Ｌ１は、直流電源電圧ＶＤＤ１から当該復調信号を検出する構成にせざるを得ない。
【０１５７】
論理回路Ｌ１に入力される直流電源電圧ＶＤＤ１は、レギュレータ回路Ｇ１によって、所定値以上の電圧が除去された電圧である。このため、論理回路Ｌ１は、復調信号が示す命令を正確に検出できない。
【０１５８】
このため、本発明の第２実施形態では、論理回路Ｌ１を起動させるための直流電源電圧ＶＤＤ１とは別に、論理回路Ｌ１に復調信号を入力するための直流電源電圧ＶＤＤ２を論理回路Ｌ１に入力するようにした。
【０１５９】
直流電源電圧ＶＤＤ２はレギュレータ回路Ｇ１による影響を受けないので、論理回路Ｌ１は、復調信号が示す命令を正確に検出できる。
【０１６０】
なお、整流回路Ｒ２及び平滑化容量Ｃ２がリーダ・ライタ装置ＲＷ１から送信された信号を復調する動作は負荷変調回路Ｍ１の動作に影響を与えず、また、負荷変調回路Ｍ１の動作は、整流回路Ｒ２及び平滑化容量Ｃ２の復調動作に影響を与えない。
【０１６１】
（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態を図１３及び図１４を用いて説明する。
【０１６２】
図１３は、本発明の第３実施形態のＩＣチップＩＣ１の回路構成の説明図である。
【０１６３】
図１３に示すＩＣチップＩＣ１の構成のうち、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の構成と同じ構成は、同じ符号を付与し、説明を省略する。
【０１６４】
図１３に示すＩＣチップＩＣ１は、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の構成に加えて、論理回路Ｌ１から出力された変調信号ＭＯＤ１と送信用増幅回路ＡＭＰ１から出力された変調信号ＭＯＤ２とを比較し、電圧の大きい方の変調信号を変調信号ＭＯＤ３として負荷変調回路Ｍ１に入力する比較回路ＣＭＰ１を備える。比較回路ＣＭＰ１の詳細は、図１４で詳細を説明する。なお、変調信号ＭＯＤ２は、変調信号ＭＯＤ１を送信用増幅回路ＡＭＰ１が増幅した信号であり、変調信号ＭＯＤ１と変調信号ＭＯＤ２とは同相信号である。このため、本実施形態では、送信用増幅回路ＡＭＰ１は、図１０に示す送信用増幅回路ＡＭＰ１が採用される。
【０１６５】
負荷変調回路Ｍ１は、比較回路ＣＭＰ１から出力された変調信号ＭＯＤ３に応じて、自身の消費電力を変動させることによって、ＩＣチップＩＣ１の消費電力を変動させ、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢ間の電圧を変動させる。
【０１６６】
負荷変調回路Ｍ１に変調信号Ｍ１及び変調信号Ｍ２のうち電圧が大きい方の変調信号が入力されるので、負荷変調回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ３の電圧が直流電源電圧ＶＤＤ１以下となることを防止する。これによって、アンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅の変動が低下することを防止できる。
【０１６７】
本実施形態の効果について具体的に説明する。
【０１６８】
図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１では、負荷変調回路Ｍ１に変調信号ＭＯＤ２が入力される。図７に示す負荷変調回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ２が高電位状態である場合、トランジスタＴ２のドレイン端子とソース端子との間は電流が流れやすい状態となるため、負荷変調回路Ｍ１は、直流電源電圧ＶＤＤ２を低下させる。このため、増幅用増進回路ＡＭＰ１の増幅率が低下し、送信用増幅回路ＡＭＰ１によって増幅される変調信号ＭＯＤ２の電圧も、直流電源電圧ＶＤＤ２の低下に伴って、低下してしまう。これによって、十分な変調信号ＭＯＤ２の振幅を得られなくなる場合がある。
【０１６９】
これに対して、本実施形態のＩＣチップＩＣ１では、比較回路ＣＭＰ１によって変調信号ＭＯＤ１及び変調信号ＭＯＤ２のうち電圧が大きい方の変調信号が負荷変調回路Ｍ１に入力されるので、直流電源電圧ＶＤＤ２の低下に伴い送信用増幅回路ＡＭＰ１から出力される変調信号ＭＯＤ２が低下しても、負荷変調回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ１の電圧が変調信号ＭＯＤ１の電圧以下になることを防止できる。これによって、送信用増幅回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ３の振幅を変調信号ＭＯＤ１の振幅に担保することができ、変調信号ＭＯＤ１の振幅以下の変調信号が送信用増幅回路Ｍ１に入力されることを防止でき、ＩＣタグＴＧ１の通信可能距離が低減することを防止できる。
【０１７０】
図１４は、本発明の第３実施形態の比較回路ＣＭＰ１に適用可能な回路の説明図である。
【０１７１】
比較回路ＣＭＰ１は、トランジスタＴ１４及びＴ１５を備える。
【０１７２】
トランジスタＴ１４のゲート端子及びドレイン端子には変調信号ＭＯＤ１が入力され、トランジスタＴ１５のゲート端子及びドレイン端子には変調信号ＭＯＤ２が入力される。また、トランジスタＴ１４のソース端子とトランジスタＴ１５のソース端子とが接続される。トランジスタＴ１４のソース端子とトランジスタＴ１５のソース端子との接続線から変調信号ＭＯＤ３が出力される。
【０１７３】
変調信号ＭＯＤ１の電圧が変調信号ＭＯＤ２の電圧よりも高い場合、トランジスタＴ１４はオン状態となり、トランジスタＴ１５はオフ状態となる。このため、トランジスタＴ１４のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１５のドレイン端子とソース端子との間より、電流が流れやすくなるので、変調信号ＭＯＤ３には、変更信号ＭＯＤ１に近い電圧が出力される。
【０１７４】
また、変調信号ＭＯＤ２の電圧が変調信号ＭＯＤ１の電圧よりも高い場合、トランジスタＴ１５はオン状態となり、トランジスタＴ１４はオフ状態となる。このため、トランジスタＴ１５のドレイン端子とソース端子との間は、トランジスタＴ１４のドレイン端子とソース端子との間より、電流が流れやすくなるので、変調信号ＭＯＤ３には、変更信号ＭＯＤ２に近い電圧が出力される。
【０１７５】
（第４実施形態）
本発明の第４実施形態を図１５を用いて説明する。
【０１７６】
図１５は、本発明の第４実施形態のＩＣチップＩＣ１の回路構成の説明図である。
【０１７７】
図１５に示すＩＣチップＩＣ１の構成のうち、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１の構成と同じ構成は、同じ符号を付与し、説明を省略する。
【０１７８】
図１５に示すＩＣチップＩＣ１は、整流回路Ｒ３及び平滑化コンデンサＣ３を備える点、並びに、送信用増幅回路ＡＭＰ１に直流電源電圧ＶＤＤ３が入力される点で、図２に示す第１実施形態のＩＣチップＩＣ１と異なる。
【０１７９】
アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、整流回路Ｒ１、Ｒ２及びＲ３が接続される。
【０１８０】
整流回路Ｒ３は、リーダ・ライタ装置Ｒ１からアンテナコイルＡ１が受信した高周波信号によってアンテナ端子ＬＡ及びＬＡ間の電圧（交流電圧）を直流電源電圧ＶＤＤ３に変換する回路である。整流回路Ｒ３は、整流回路Ｒ１及びＲ２と同じく、図３又は図４に示す整流回路を適用すればよい。
【０１８１】
なお、整流回路Ｒ３を構成するトランジスタは、図１６に示すキャリア蓄積を用いたトランジスタである。
【０１８２】
送信用増幅回路ＶＤＤ３は、整流回路Ｒ３から出力される直流電源電圧ＶＤＤ３を用いて動作し、負荷直流回路Ｍ１に入力される直流電源電圧ＶＤＤ２を共用しない。
【０１８３】
これによって、図７に示す負荷変調回路Ｍ１に入力される変調信号ＭＯＤ２が高電位状態である場合に負荷変調回路Ｍ１が直流電源電圧ＶＤＤ２を低下させても、送信用増幅回路ＡＭＰ１は、変調信号ＭＯＤ１を直流電源電圧ＶＤＤ３から基準電圧ＶＳＳの範囲で増幅できる。これによって、送信用増幅回路ＡＭＰ１は、振幅の大きい変調信号ＭＯＤ２を負荷変調回路Ｍ１に入力できる。
【０１８４】
したがって、本実施形態によれば、アンテナ端子間電圧（ＬＡ−ＬＢ）の振幅の変動が低下することを防止でき、ＩＣタグＴＧ１の通信可能距離を大きくすることができる。
【０１８５】
以上、本発明者によりなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１８６】
本願発明は、非接触電子装置、所謂、ＩＣタグ等に適用可能である。
【符号の説明】
【０１８７】
Ａ１及びＡ２…コイルアンテナ
ＡＭＰ１…送信用増幅回路
Ｃ１〜４…平滑化コンデンサ
ＣＬ１…チャネル層
ＩＬ１…絶縁体層
ＭＬ１及びＭＬ２…金属層
ＭＯＤ１〜ＭＯＤ３…変調信号
ＬＡ及びＬＢ…アンテナ端子
Ｒ１〜Ｒ３…整流回路
ＲＷ１…リーダ・ライタ装置
ＳＬ１…基板層
Ｔ１〜１５…トランジスタ
ＴＧ１…ＩＣタグ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア蓄積層を利用したトランジスタによって構成される非接触電子装置であって、
第一の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第一のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第一の直流電源電圧に変換する第一の整流回路と、
第二の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第二のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第二の直流電源電圧に変換する第二の整流回路と、
前記第一の平滑化コンデンサによって前記第一の直流電源電圧が平滑化された電圧を用いて動作する論理回路と、
前記論理回路が出力する第一の変調信号を増幅した第二の変調信号を出力する変調信号増幅回路と、
前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を、前記変調信号増幅回路が出力する第二の変調信号に基づいて変動させる負荷変調回路と、を備えることを特徴とする非接触電子装置。
【請求項２】
前記変調信号増幅回路は、前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を用いて動作し、前記第一の変調信号の電圧を前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を超えない増幅が可能であることを特徴とする請求項１に記載の非接触電子装置。
【請求項３】
前記第一の変調信号の電圧と前記第二の変調信号の電圧とを比較し、電圧が大きい方の変調信号を変調信号として出力する比較回路を備え、
前記負荷変調回路は、前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を、前記比較回路が出力する変調信号に基づいて変動させることを特徴とする請求項１に記載の非接触電子装置。
【請求項４】
第三の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第三のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第三の直流電源電圧に変換する第三の整流回路を備え、
前記変調信号増幅回路は、前記第三の平滑化コンデンサによって第三の直流電源電圧が平滑化された電圧を用いて動作し、前記第一の変調信号の電圧を前記第三の平滑化コンデンサによって第三の直流電源電圧が平滑化された電圧まで増幅可能であることを特徴とする請求項１に記載の非接触電子装置。
【請求項５】
前記トランジスタは、薄膜トランジスタであることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の非接触電子装置。
【請求項６】
前記トランジスタの半導体層が金属酸化物を主体とした半導体であることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一つに記載の非接触電子装置。
【請求項１】
キャリア蓄積層を利用したトランジスタによって構成される非接触電子装置であって、
第一の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第一のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第一の直流電源電圧に変換する第一の整流回路と、
第二の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第二のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第二の直流電源電圧に変換する第二の整流回路と、
前記第一の平滑化コンデンサによって前記第一の直流電源電圧が平滑化された電圧を用いて動作する論理回路と、
前記論理回路が出力する第一の変調信号を増幅した第二の変調信号を出力する変調信号増幅回路と、
前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を、前記変調信号増幅回路が出力する第二の変調信号に基づいて変動させる負荷変調回路と、を備えることを特徴とする非接触電子装置。
【請求項２】
前記変調信号増幅回路は、前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を用いて動作し、前記第一の変調信号の電圧を前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を超えない増幅が可能であることを特徴とする請求項１に記載の非接触電子装置。
【請求項３】
前記第一の変調信号の電圧と前記第二の変調信号の電圧とを比較し、電圧が大きい方の変調信号を変調信号として出力する比較回路を備え、
前記負荷変調回路は、前記第二の平滑化コンデンサによって前記第二の直流電源電圧が平滑化された電圧を、前記比較回路が出力する変調信号に基づいて変動させることを特徴とする請求項１に記載の非接触電子装置。
【請求項４】
第三の平滑化コンデンサに接続され、前記キャリア蓄積を利用した第三のトランジスタによって構成され、前記非接触電子装置に接続されるアンテナが受信した信号を第三の直流電源電圧に変換する第三の整流回路を備え、
前記変調信号増幅回路は、前記第三の平滑化コンデンサによって第三の直流電源電圧が平滑化された電圧を用いて動作し、前記第一の変調信号の電圧を前記第三の平滑化コンデンサによって第三の直流電源電圧が平滑化された電圧まで増幅可能であることを特徴とする請求項１に記載の非接触電子装置。
【請求項５】
前記トランジスタは、薄膜トランジスタであることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の非接触電子装置。
【請求項６】
前記トランジスタの半導体層が金属酸化物を主体とした半導体であることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一つに記載の非接触電子装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２０１３−３３３３５（Ｐ２０１３−３３３３５Ａ）
【公開日】平成２５年２月１４日（２０１３．２．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６８３５２（Ｐ２０１１−１６８３５２）
【出願日】平成２３年８月１日（２０１１．８．１）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月１４日（２０１３．２．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月１日（２０１１．８．１）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
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