説明

高周波電圧及び電流の測定のための同期式アンダーサンプリング

コントローラからの駆動信号によって駆動されると、電力源は、信号(RF又はマイクロ波)を発生する。センサは、電力源によって発生される信号の電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生する。サンプラは、電力源を駆動する駆動信号と同期して、センサ信号をアンダーサンプリングするように構成されている。サンプリング周波数は、センサ信号の基本周波数のスカラ倍である。RF周波数では、同期的なアンダーサンプリング又は同期的なオーバーサンプリングが実行される。マイクロ波周波数では、同期的なアンダーサンプリングが実行される。

【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【0001】
多くの応用例で、高周波電圧及び電流の信頼できて正確な測定が必要である。そのような応用例には、例えば、RFプラズマ生成及びRFプラズマエッチングが含まれる。典型的なRFプラズマ発生器は、特定周波数(例えば13.56のMHZ)でRF信号を生成する高電源RF源を含む。RF信号はプラズマ・チャンバに供給される。インピーダンス・マッチング・ネットワークが、RFパワー源とプラズマ室の間に存在し、相当なインピーダンス不整合によりRFパワー源とプラズマ室の間に提供される可能性がある。VI(電圧−電流)センサ又はプローブは、プラズマ・チャンバに入るとともに、RF信号の電圧及び電流を検知し、検波電圧と電流のセンサ信号代表を生成するために提供される。
【0002】
これらの高周波電圧と電流計測の大きさ及び位相は、正確に反復可能に得られなければならないかもしれない。センサ信号から大きさと段階情報を抽出するために使用される、ディジタル・オペレーション(混合とフィルタリングように)は、オーバーサンプリング・テクニックを使用して、典型的に行なわれるかもしれない、つまり、等しい周波数でデータをサンプリングすることによって、あるいはナイキスト判定法に興味のある最高周波数の2倍より高い。
【0003】
しかし、オーバーサンプリング・テクニックは正確に大きさ及び位相ノイズと同様に測定されたセンサ信号も(それらは基本周波数の複合の高調波歪を含んでいるかもしれない)再構成しないかもしれない。さらに、マイクロ波周波数では、サンプリング周波数はナイキスト判定法を満たすために少なくとも約4.8のGspsでなければならないかもしれないので、マイクロ波周波数(例えば2.4GHz)でオーバーサンプリング・テクニックをインプリメントすることは可能ではない。現在利用可能な高速A/D(アナログ・ディジタル)コンバータは、単に約400のMspsへの約105の範囲にサンプリング周波数を有する。
【0004】
VIセンサからのアナログ信号がサンプリングされる場合、固定サンプリング周波数はオーバーサンプリングあるいはアンダーサンプリングのいずれかに使用されてもよい。固定サンプリング周波数は、時間を変わるRF周波数で非同期かもしれない。しかし、これらの信号が制御可能にインピーダンスを調節し、かつプラズマ室に配達されたパワーをコントロールするために調整されるので、RFソース(センサ信号と同様に)からのRF信号は、時間を変わる周波数を持っているかもしれない。
【0005】
時間と共に周波数が変動する信号が固定の周波数でつまり非同期的にサンプリングされる場合には、信号の測定はジッタや共振のために低下する可能性がある。ジッタ又は共振効果を備えた測定が高速の閉ループ制御で使用される場合は、システム性能は非常に劇的に下がる可能性がある。
【発明の概要】
【0006】
装置は、駆動信号によって駆動されると信号を発生するように構成された電力源(power source)を含む。この装置は、前記電力源によって発生された信号の電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するように構成されたセンサを更に含む。この装置は、更に、前記電力源を駆動する駆動信号と同期して前記センサ信号をアンダーサンプリングするように構成されたサンプラを含む。
【0007】
装置は、駆動信号によって駆動されると信号を発生するように構成された電力源を含む。この装置は、前記電力源からの信号によって供給される電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するように構成されたセンサを含む。更に、サンプラが、前記駆動信号と同期して前記センサ信号をオーバーサンプリングするように構成されている。
【0008】
装置は、駆動信号に応答して信号を発生する手段を含む。この装置は、前記駆動信号に応答して発生される信号によって供給される電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生する感知手段をさらに含む。この装置は、更に、前記センサ信号を前記駆動信号と同期してアンダーサンプリングするサンプリング手段を含む。
【0009】
方法が、駆動信号によって駆動される電力源からの信号によって供給される電圧と電流とを測定するステップと、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するステップと、を含む。この方法は、更に、前記センサ信号を前記電力源を駆動する駆動信号と同期してアンダーサンプリングするステップを含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【0010】
RFパワー源110は、コントローラ140による周波数セットでDDS 150によって生成された駆動信号に応じてRF信号を生成するかもしれない。それはDSP(デジタル信号プロセサ)かもしれない。センサ120は、RF信号の電圧及び電流を検知するかもしれないし、測定された電圧及び電流を表示するアナログセンサ信号を生成するかもしれない。センサ120からのアウトプットに、サンプラ130(それはセンサ信号(周波数fsの)をアンダーサンプリングしてもよい)にRFパワー源110を駆り立てる駆動信号が同期して与えられるかもしれない。より詳細に下に説明されるように、同期式のアンダーサンプリング周波数fsは、特にセンサ信号の基本周波数のスカラ培かもしれない。図1は駆動信号を生成するために使用されているようなDDSを図解するが、他のタイプの駆動信号ジェネレーターは装置の他の実施例の中で使用されてもよい。
【0011】
図解されている実施例では、装置100はRF生成装置かもしれないし、プラズマ室(例えばプラズマエッチングのようなアプリケーションの中で使用されるプラズマ室)(図示せず)にRF信号を配達するRFプラズマシステムの一部かもしれない。インピーダンス・マッチング・ネットワーク200はRF生成装置とプラズマ室(相当なインピーダンス不整合はその間に存在するかもしれない)の間のインピーダンスと一致するためにRF生成装置100とプラズマ室の間で間に置かれるかもしれない。
【0012】
図1はRFプラズマシステムのコンテキスト中のRF信号の生成及びサンプリングを図解するが、高周波で正確で信頼できる電圧及び電流計測を要求する他のアプリケーションの中で下記に述べられた同時のアンダーサンプリング・テクニックが使用されてもよいことはもちろん理解されるに違いない。さらに、図1はRF信号生成及びサンプリングを図解するが、他の実施例では、マイクロ波周波数信号も下記に述べられたテクニックを使用して、生成され、サンプリングされないかもしれない。
【0013】
RFパワー源100は、調整された周波数でRF信号を生成するように構成された調整可能な電源かもしれない。RFパワー源100は直流電源112及びRF電力増幅器114を含んでいるかもしれない。センサ120は絵入りの実施例の中に、VI(電圧電流)センサかプローブかもしれない。図1に示されるように、センサ・アウトプット122及び124はRF回線電圧及びRF回線電流をそれぞれ表わすかもしれない。センサ120はRF信号がプラズマ室に入るので、電圧及びRF信号の電流を検知するためにプラズマ室への電力入力で配置されるかもしれない。ウェーハのように、プラズマ品質のよりよい指示及びしたがってよりよいコントロール(例えばエッチングされているアイテムのプラズマエッチング特性)を得るために可能なこととしてのプラズマ室へ接近しているものとして、電圧と電流は正確に測定されなければならないかもしれない。
[026] サンプラ130はA/D(アナログ・ディジタル)コンバータ132及びサンプルクロック134を含んでいるかもしれない。A/D変換器はアナログ電圧信号122及びアナログ電流信号124を受け取り、サンプリング周波数fsでアナログ信号をサンプリングすることによる、信号122及び124をディジタル化するかもしれない。サンプルクロック134は、クロック周波数でA/D変換器に標本化パルスを供給することにより、A/D変換器へのタイミング言及を提供するかもしれない。言いかえれば、A/D変換器はするかもしれない、サンプルクロック134によって提供されるタイミング参照によるサンプリングの制御タイミング。A/D変換器132からのアウトプットは、ディジタル電圧(V)信号123及びディジタル現在の(I)信号125として示される。
【0014】
サンプラ(サンプリング装置)130は同時のアンダーサンプリング(その中でRFパワー源110を駆り立てる駆動信号152(DDS 150によって生成された)でセンサ120のアウトプットは同期してサンプリングされる)をインプリメントするかもしれない。駆動信号152は、RF電力増幅器114のスイッチング回数をコントロールする。サンプルクロック134のクロック周波数は、RF電力増幅器114(つまり駆動信号152の周波数のスカラ培)のスイッチング回数をコントロールする信号の周波数のスカラ培かもしれない。図1で示された実施例では、標本組数がNCydesサイクルの間得たことをNsampが示すところで、DDSはさらにfs=(Nsamp/サイクル)Xのfにサンプルクロック周波数をセットする信号154を生成するかもしれない。また、NsampとNcyclesは両方とも整数である。
【0015】
コントローラ140はサンプリングされていないセンサ信号を受け取り、RFパワー源によって生成されたRF信号の調整された周波数を追跡する1つ以上の制御信号を出力するかもしれない。コントローラ140はDDSに周波数指令信号142を生成し送信するかもしれない、どれに応じて、DDSは周波数指令信号によって指定された周波数で駆動信号154を生成するかもしれない。周波数指令信号142は、RF増幅器114のスイッチング回数が13.56MHzであるべきDDS150を伝える、数値のコマンド(例えばf=13.56MHz)かもしれない。
【0016】
コントローラ140はさらにキャパシタンス・コマンド信号146を生成し、マッチングネットワーク200中の分路キャパシタンスを調節するようにインピーダンス・マッチング・ネットワーク200にキャパシタンス・コマンド信号146を送信するかもしれない。このように、コントローラ140は、インピーダンス・マッチングを改善するために周波数同調を実行してもよい。コントローラ140は、さらに電力レベルを指定する電力指令信号144を生成してもよい。コントローラ140は電源112に電力指令信号144を送信してもよく、それによって、RFパワー源110によって生成されたRF信号によって運ばれたパワーを規制する。
【0017】
装置100は加算を促進するかもしれない、FPGA(フィールドプログラマブルゲートアレイ)160(それはA/D変換器132の試料採取回数をDSPコントローラ140によって扱いやすい割合にする)、その結果、大きさと段階情報はサンプラ130から来る、サンプリングされていない信号から抽出することができる。図1で見られるように、(V)及び現在の(I)信号がサンプラ130から出力するディジタル電圧は、FPGA 160(それはディジタル・ミキシングを行なうディジタル・ミキサ162を含んでいるかもしれない)、及びフィルタリングと多数の動物の絶滅を行なうCIC(カスケード・インテグレーター櫛)フィルタ164に接続されるかもしれない。FPGA160は加算を促進するかもしれない、ゲートドライブ166(それはコントローラ140からの周波数指令信号に応じてDDSによって生成された駆動信号によって決定された周波数でFPGAを運転する)。
【0018】
サンプラ130からのサンプリングされていない信号は、ディジタル・ミキサ162に供給されるかもしれない。それは、サンプリングされた値とDDS150によって生成されたディジタル・ミキシング信号とを畳み込みを行う(convolve)。図1で見られるように、サンプル値は否定のサイン信号及びコサイン信号と畳み込みされ得る。その後、サンプリングされていない信号から大きさと位相を抽出するために、畳み込まれたデータは、CICフィルタ164に供給されるかもしれない。デシメーションはClCフィルタによって達成されるかもしれない、つまり、試料採取回数は、デシメーションで割られた試料採取回数から与えられるデータ率にCICフィルタによってなるかもしれない。デシメーションの結果、データ率は比例して縮小されるかもしれない。絵入りの実施例では、他の実施例は異なる多数の動物の絶滅要因を使用するかもしれないが、128の多数の動物の絶滅因数は使用されてもよい。
【0019】
CICフィルタ164は各々次の出力信号をそれぞれ生成するかもしれない。同相電圧(VI)信号126、位相外れ電圧(VQ)信号127、同相電流(II)信号128及び位相外れ現在の(IQ)信号129。言いかえれば、CICからのアウトプットは164をフィルタする、イン位相(I)として示される、そして1つの、位相の異なる、直角位相(Q)信号、のために、個々、ディジタル電圧(V)の、123及びディジタル現在の(I)信号125を示す、図1で見られるように、それはA/D変換器132から出て来て、FPGA160に入力される。
【0020】
ディジタル・ミキサ162及びCICフィルタ164をコントロールするクロックは、さらに同期してセンサ信号の基本周波数と共に、A/D変換器サンプリングをコントロールする。このように、同時のアンダーサンプリングは達成される。コントローラ140が電源110によって生成されたRF信号の周波数を変更するとともに、例えば、マッチングネットワーク200のインピーダンスをコントロールするために、サンプリング周波数fsも同期してセンサ信号の基本周波数と共に変更される。上に説明されるように、コントローラ140は、コントローラ140がDDS150へ入力する周波数指令信号142によってRF信号の周波数をコントロールする。それは、RF増幅器114のスイッチング回数をコントロールする駆動信号154を次には生成する。
【0021】
センサ信号(それらは典型的には大きさ及び位相ノイズと同様に複合の高調波歪も含んでいるかもしれない)をサンプリングしないことによって、VIセンサ信号の形は正確に改造することができる。図2A−2E及びFlGで示されるように、オーバーサンプリング・テクニックは正確に他方では、高調波歪を備えた測定された信号を改造することができない。3A−3E。
【0022】
図2A、2B、2C、2D及び2Eは、センサ信号の基本周波数fがf=から13.56MHz与えられる時に、VIセンサからの電圧信号のオーバーサンプリングを図解する。また、サンプリング周波数fsはfs=65から与えられる。図、2A−2E、65MHzの標本抽出率で非同期サンプリングを図解する。図2Aは、第2と3番目高調波歪と同様にf=で基本周波数成分を13.56MHz持っているセンサ信号を図解する。図2Bは、13.56MHzの信号についてのズーム・イン見方を提供する。しかし、図2Cは、実際の位相角についてのズーム・イン見方を提供する。
【0023】
図2Dは、65MHzのサンプリング周波数で非同期に過剰サンプリングされる13.56MHzの信号を図解する。サンプルが各サイクル内の固定の位相オフセットで繰り返さない図2Dショー及び高調波歪は捕らえられない。負のピークは0.185のμs、及び0.554のμsでのみ検知される。また、肯定的なピークは0のμs及び0.369のμsでのみ検知される。図2Eはオーバーサンプリングされた位相角を図解する。図2Eが図2Cと比較される場合、オーバーサンプリングが使用される場合、瞬間の位相が不正確であることが示される。
【0024】
図3A、3B、3C、3D及び3Eは、サンプリング周波数が関心対象の周波数の整数倍である、すなわち、任意のn=1,2,3,・・・に対してfsamp=nfである場合の、VIセンサからの電圧信号の非同期オーバーサンプリングの特別の例を図解している。
【0025】
図解された実施例では、fsamp=65Msps及びf=13MHz、つまりn=5である。図2A−2Cのように、図3Aは、第2及び第3の高調波と同様に、f=13MHzにおけるで基本周波数成分を有するセンサ電圧信号を図解している。図3Bは、13MHzの信号についてのズーム・イン図を提供する。他方で、図3Cは、実際の位相角についてのズーム・イン図を提供する。
【0026】
図解された例では、第1のサンプルが任意のθ1=(2πf)tで長じる場合には、その後のサンプルは、θ1+2π/5、θ1+4π/5、θ1+6π/5、θ1+8π/5、θ1+2πにおいて反復する。特に、θ1=0の場合には、f=13MHzの信号のピークは、ピークがπ/4及び3π/4及びそれぞれのサイクルについて生じないために、検出不可能である。他方で、信号は、0、2π/5、4π/5、6π/5、8π/5、2πにおいてサンプリングされる。図3Dは、65MHzのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる13MHzの信号を示している。正のピークは各サイクルで検出されるが、信号が関心対象である周波数に整数倍においてオーバーサンプリングされる場合、負のピークは検出されない。図2Dと異なり、サンプルは各サイクル内の固定オフセットで反復する。図2Dでのように、高調波は捕らえられない。図3Eはオーバーサンプリングされた位相角を図解する。再び、図3Cと比較することによって理解できるように、瞬間の位相は不正確である。
【0027】
上述したように、オーバーサンプリング・テクニックはマイクロ波周波数/=で2.4GHz(=2400MHz)インプリメントされないかもしれないため、ナイキスト判定法ベースのオーバーサンプリングを満たすために、サンプリング周波数は少なくとも4.8のGsps(=4800Msps)であるべきである。しかし、現在利用可能な高速アナログ/デジタル変換器は400のMsps(AD1240:12ビット)に対して範囲105(AD6645:14ビット)の中にサンプリング周波数を有する。
【0028】
図2A−2E及び3A−3Eで、サンプリング周波数が図1に示される装置100の中で使用されたように、時間を変わるRF周波数で非同期になるので、固定サンプリング周波数が使用される場合。いつ、時間を備えたその周波数変化が固定周波数でサンプリングされる信号、信号の測定は不安感又は共振により下がるかもしれない。ジッタ又は共振効果を備えた測定が高速の閉ループ制御の中で使用される場合、システム性能は相当に下がるかもしれない。
【0029】
上述したように、図の中で示される装置100、センサ信号の1つの道具の同時のアンダーサンプリング、つまり、標本抽出率は、RF信号の生成の周波数で同期して調節される。同時のサンプリングの使用は、RF信号発生回数が変更されても、サンプラ130が同じポイントでまだサンプルを拾い上げて、DSP140へのインプットが周波数に本質的に依存しないことを保証する。多重極に遭遇する場合、同時のサンプリングは、非同期サンプリングに起因する不安定性及び不正確を例えば回避する。
【0030】
例によると、いつ、RFパワー源110からのRF信号と、ADC132のアウトプット帯域幅の中へのサンプリングクロック134別名の間のうなり周波数、その測定は曲げられるだろう。それは次には厳しく閉ループ制御の性能を下げるだろう。RF信号周波数が時間に応じて変わり、サンプリング周波数が固定されれば、生じたであろうように、インバンドうなり周波数が時間に応じて変わった場合、この問題はさらに悪化するかもしれない。同期は、サンプリングクロック、及びRFスイッチングをコントロールする信号の両方が時間と同時に変わることを保証する。これは時間を変わるうなり周波数及び関連するひずみを除去するかもしれない。
【0031】
1つの実施例では、サンプリング周波数fsは、基本周波数fのスカラ培となるように選択される。特に、同期式のアンダーサンプリング周波数は、センサ信号の周波数に比例するが、連続的なサンプリングと同相にスライドし高調波がピックアップされることを保証するように選択することができる。スライドの効果は、Nsamp≠Ncyclesであることを保証することによって達成できる。図1の実施例では、Nsamp<Ncyclesであることを保証することによって達成される。
【0032】
特に、図1に図解された実施例では、サンプリング周波数は、次の数式1となるように選択される。
【0033】
【数1】

【0034】
そして、Nsamp<Ncyclesである。ただし、ここで、fはVIセンサの基本周波数であり、NsampはNcycles個のサイクルで取得されたサンプルの数を示す。NsampとNcyclesとは共に整数である。サンプリング周波数fsampは65Msps未満であり、これは最も高速の市販のアナログ/デジタル・コンバータの1つである。
【0035】
サンプルNsampの数とサイクル数Ncyclesは、次の数式2を満たす。
【0036】
【数2】

【0037】
ここで、pとqとは整数である。RF周波数については、pは6となるように、qは1となるように選ばれる。マイクロ波周波数については、pは6となるように、qは6となるように選択される。
【0038】
装置100の1つの特定の実施例では、RF信号が発生されサンプリングされるのであるが、パラメータf、fsamp及びNsamp及びNcyclesについて、値の次の集合を選択できる。すなわち、f=13.56MHz、Nsamp=64、Ncycles=65、fsamp=13.351である。マイクロ波周波数信号が発生されサンプリングされる別の特定の実施例では、fsamp及びNsamp及びNcyclesについて、値の次の集合が選択できる。すなわち、f=2400MHz、Nsamp=64、Ncycles=4097、fsamp=37.4908である。他の実施例では、異なるパラメータ値を用いることもできる。
【0039】
動作の際には、装置100のユーザは、サンプリングが依然として同期式の間は、与えられた周期においてセンサ信号のどの点がサンプリングされるかを制御できる。周波数f=13.56MHzのRF信号が使用される特定の例では、fsamp=(64/65)X13.56MHzのサンプル・クロックを用いて、k=[0,64]ではθ=2πkでVIセンサ信号をサンプリングする。この例では、ゼロ番目のサンプルを、ゼロ番目の周期で取得される。つまり、θ=0°で(k=0)である。最初のサンプルは、θ=365.625°で得られ、これは、最初の周期において生じる。第2のサンプルは、θ=731.25°で、つまり、第2の周期で生じる、などである。
【0040】
信号は周期的であるから、1つの周期に2πk/64サンプルをとるのは、65の周期にわたって1つのサンプル/周期をとるのと同じことであるという事実に、ユーザは頼ることができる。言いかえれば、ユーザは、θ=5.625°での信号がθ=360+5.625°と同じであると考えてもよい。アンダーサンプリング法は、ある周期の表現を構築するために信号の65の期間が要求される以外は、64×13.56MHzのサンプル・レート試料採取回数と等価かもしれない。信号の形状及び振幅は、それらの周期(65/13.56MHzの=4.79μs)の間の特定された限度を超えては変わらないことが想定される。
【0041】
図4A−4E、5A−5E、6A−6C及び7A−7Cは、上に記述された同期式のアンダーサンプリング法のロバスト性及び精度を図解している。これらの図では、次の電圧及び電流信号が、3つの高調波に関し、各高調波の異なる位相オフセットに関し、及び基本周波数における振幅ノイズ及び位相ノイズに関し、入力として用いられる。
【0042】
【数3】

【0043】
【数4】

【0044】
電圧及び電流信号は、次の数式5及び数式6によって与えられる。
【0045】
【数5】

【0046】
【数6】

【0047】
ノイズ成分の範囲は、次の数式によって与えられる。φnoise[−2,2]サンプル、νnoise[−0.167V0,0.167V0]及びinoise[−0.167I0,0.167I0]
64のサンプルが360°(完全な1サイクル)を表すとすると、±2サンプルの位相ノイズは+11.25°(=2/64X360)に対応する。更に、基本周波数における電圧と電流との差は、45°である。
【0048】
図4A、4B、4C、4D及び4Eは、f=13.56MHzの基本周波数及び13.3514のMspsのサンプリング周波数fsampを有する、VIセンサからの、電圧信号の同期式のアンダーサンプリングを図解している。図2A−2Cの場合のように、図4Aは、第2及び第3の高調波だけでなく、f=13.56MHzの基本周波数成分を有するセンサ信号を図解する。図4Bは、13.56MHzの信号についてのズーム・イン図を提供し、図2Cは、実際の位相角についてのズーム・イン図を提供している。
【0049】
図4Dは、13.3514のMspsのサンプリング周波数で同期式にアンダーサンプリングされたf=13.56MHzの信号を図解する。図4Dに見られるように、同期式のアンダーサンプリングは正確な波形が再生されることを可能にし、基本周波数の高調波が捕捉されることを可能にする。図4Eは、アンダーサンプリングされた位相角を図解している。図4Eに見られるように、センサ信号が同期してアンダーサンプリングされるときには、測定されたサイクル内の瞬間の位相は正確である。図4D及び4Eに示されている曲線は、A/Dコンバータ132の出力に現われる波形である。
【0050】
図5A、5B、5C、5D、5E、5F、5G及び5Hは、振幅及び位相ノイズと高調波とがある場合の、同期してアンダーサンプリングされたRF電圧及び電流センサ信号の時間応答を図解している。図5Aは、振幅及び位相ノイズと同様に、基本周波数の高調波を含む生のRF電圧信号を図解する。図5Bは、振幅及び位相ノイズと同様に、基本周波数の高調波を含む生のRF電流信号を図解する。図5C及び5Dは、同期してサンプリングされた電圧及び電流信号をそれぞれ図解する。図5C及び5Dから見られるように、電圧及び電流信号の形状は、同期式のアンダーサンプリングを使用して正確に再構築されている。
【0051】
図5E及び5Fは、ディジタル・ミキサ162によって−sin(正弦のマイナス)及びcos(余弦)信号のミキシングの後の電圧信号と電流信号との実部及び虚部をそれぞれ図解している。図5Gは、アンダーサンプリングされた信号がCICフィルタを通り抜けた後の、電圧及び電流のデシメートされた振幅を図解する。図5Gからは、|V|=V0=2及び|I|=I0=1であることが観察され、これは、上述した数式(5)及び(6)と一致している。図5Hは、アンダーサンプリングされた信号がCICフィルタを通り抜けた後の、デシメートされた位相差を図解する。図5Hからは、位相差の評価が約45であることが観察でき、これは、上述したパラグラフ[049]での予測と一致している。図5Eないし5Hからわかるように、数式(3)及び(4)に与えられている電圧及び電流信号の同期式のアンダーサンプリングは、電圧及び電流の振幅及び位相を正確に評価している。
【0052】
図6A、6B及び6Cは、著しい側波帯がある状態で同期してアンダーサンプリングされたRF電圧及び電流信号の周波数応答を図解する。図6A−6Cは、基本周波数f=13.56=MHzがf±500kHzとして高調波によって補われる場合のシミュレーション結果を表わす。図6Aは、13.3514MHzのレートでサンプリングされた13.56MHzの信号の周波数応答を図解する。図6Bは余弦(コサイン)信号と混合した後の信号を図解する。図6Cは、128のデシメーション・ファクタを有するCICフィルタを通り抜けた後の信号を図解する。同期式のアンダーサンプリングは、電圧及び電流の振幅及び位相の測定値を正確に評価するが、この様子は、著しい側波帯がある状態での同期式のアンダーサンプリング技術の有効性を示す図6A−6Cにおいて見られる。
【0053】
図6A−6Cは、上述した数式2におけるNsamp及びNcycles値は、任意の既知の側波帯周波数もフィルタリングによって除去されるように適切に選択されることを示している。特に、図6A−6Cは、f=13.56MHzの基本周波数を有する信号の側波帯がf±500kHzで生じる場合には上述した数式(2)においてp=6及びq=1と選択することによってこれらの側波帯がフィルタリングによって除去されることを示している。
【0054】
図7A、7B、1C、7D、7E、7F、7G及び7Hは、振幅及び位相ノイズと高調波とが存在する場合に、マイクロ波周波数電圧及び電流信号のための同期式のアンダーサンプリングを図解する。図7A及び7Bは、マイクロ波周波数での生のマイクロ波電圧及び電流信号をそれぞれ図解する。これらの信号は、振幅ノイズ及び位相ノイズだけでなく高調波を含んでいる。図7C及び7Dは、同期式にアンダーサンプリングされた電圧及び電流信号をそれぞれ図解し、64のサンプルが4097の周期で得られている。図7A及び7Bと比較するとわかるように、同期式にアンダーサンプリングされた電圧及び電流信号は、正確に生の電圧及び電流信号の形状を再構築する。
【0055】
図7E及び7Fは、ディジタル・ミキサ162によって負のサイン信号及びコサイン信号がミキシングされた後の電圧信号と電流信号との実部及び虚部をそれぞれ図解する。図7Gは、アンダーサンプリングされた信号がCICフィルタを通り抜けた後の、電圧及び電流のデシメートされた振幅を図解する。図7Hは、アンダーサンプリングされた信号がCICフィルタを通り抜けた後のデシメートされた位相差を図解する。図7A−7Hは、4097サイクルにおける64のサンプルを用いて、図5A−5Hと同じ結果を確認している。
【0056】
図8A、8B、8C、8D及び8Eは、実際の実験データを図解する。図8A及び8Bは、振幅ノイズ及び位相ノイズと同様に高調波も含む生の電圧及び電流信号に関する実験データをそれぞれ図解する。図8C及び8Dは、同期式にアンダーサンプリングされた電圧及び電流信号用実験データをそれぞれ図解する。図8C及び8Dには、64のサンプルが65の周期でとられている。
【0057】
図8E及び8Fは、ディジタル・ミキサ162による負のサイン及びコサイン信号のミキシングの後の、電圧信号と電流信号との実部及び虚部に関する実験データをそれぞれ図解する。図8Gは、アンダーサンプリングされた信号がCICフィルタを通り抜けた後の、電圧と電流のデシメートされた振幅に関する実験データを図解する。図8Hは、アンダーサンプリングされた信号がCICフィルタを通り抜けた後の、デシメートされた位相差に関する実験データを図解する。図8A−8Hから見られるように、これらの実験データはノイズと高調波がある場合の、同期式のアンダーサンプリング技術のロバスト性及び正確性とを確認する。
【0058】
図9は、1つのサイクル当たり1つのサンプルを捕らえる同期式のアンダーサンプリングの例を図解する。比較のために、図10は、1つのサイクル当たり4つのサンプルを捕らえる同期式のオーバーサンプリングの例を図解する。図10は、特に、同期式のオーバーサンプリングは、fsamp<65Msps、かつ、fsamp=(64x4/65)fであることを示す。
【0059】
要するに、以上では、高周波電圧と電流との計測のための、(RF及びマイクロ波周波数の信号に関する)同期式アンダーサンプリングと(RF信号に関する)同期式オーバーサンプリングとを実現する方法及び装置を説明した。アンダーサンプリングによると、VIセンサ信号は正確に再構築可能である。同期式のサンプリングでは、ジッタや共振に起因する不安定性及び不正確さを回避することができる。振幅及び位相情報は、高周波電圧及び電流の計測値から正確かつ反復可能に得られる。高調波の影響が著しい場合であっても、閉ループ制御の性能を改善することができる。同期式のアンダーサンプリングによると、VIセンサをより高い周波数(例えば、マイクロ波周波数)で用いることが可能になるし、クロック周波数を調整することによって、高調波及び関連する歪みの数量化が可能になる。
【0060】
以上では、高周波電圧及び電流の計測用の同期式のサンプリングを実現する装置及び方法に即して複数の実施例を説明したが、これらの実施例に黙示的に含まれる概念は、他の実施例においても同様に用いることができる。この特許出願の保護は、特許請求の範囲によってなされる。
【0061】
これらの請求項においては、要素が単数形で書かれていても、特に断らない限り、「1つ及び1つだけ」ではなく「1又は複数の」を意味する。この技術分野において既知であるか当業者であれば想到することができる、この出願における開示の全体にわたって記述された様々な実施例の要素への構造的及び機能的な等価物はすべて、特許請求の範囲に包含される。さらに、明記されているかどうかとは関係なく、この出願において開示された内容は、公衆に与えることを意図していない。要素が「手段」という表現を用いて書かれていない場合には、又は、方法の請求項において「ステップ」という表現を用いて書かれていない場合には、米国法35号第112条の規定によっては解釈されない。
【図面の簡単な説明】
【0062】
【図1】センサ信号からの電圧と電流とを測定する同期式サンプリング技術を実現する装置の実施例に関する概略的なブロック図である。
【図2】図2Aないし2Eで構成され、VIセンサからの電圧信号のオーバーサンプリングを図解している。
【図3】図3Aないし3Eで構成され、基本周波数の整数倍であるサンプリング周波数におけるVIセンサからの電圧信号のオーバーサンプリングの別の例をを図解している。
【図4】図4Aないし4Eで構成され、VIセンサからの電圧信号の同期式のアンダーサンプリングを図解している。
【図5】図5Aないし5Hで構成され、振幅及び位相ノイズと高調波とが存在する場合に同期式にアンダーサンプリングされたRF電圧及び電流センサ信号の時間応答を図解している。
【図6】図6Aないし6Cで構成され、著しい側帯(sidebands)が存在する場合に同期式にアンダーサンプリングされたRF電圧及び電流センサ信号の周波数応答を図解している。
【図7】図7Aないし7Hで構成され、振幅及び位相ノイズと高調波とが存在する場合に同期式にアンダーサンプリングされたマイクロ波周波数電圧及び電流センサ信号を図解している。
【図8】図8Aないし8Hで構成され、ノイズと高調波とが存在する場合に同期式アンダーサンプリング技術の精度を確認する実験データを図解している。
【図9】同期式アンダーサンプリングの例を図解している。
【図10】同期式オーバーサンプリングの例を図解している。

【特許請求の範囲】
【請求項1】
駆動信号に応答して信号を発生するように構成された電力源(power source)と、
前記電力源によって発生された信号の電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するように構成されたセンサと、
前記電力源を駆動する駆動信号と同期して前記センサ信号をアンダーサンプリングするように構成されたサンプラと、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項2】
請求項1記載の装置において、前記電力源はRF(無線周波数)電力源を含み、前記電力源からの信号はRF信号を含むことを特徴とする装置。
【請求項3】
請求項1記載の装置において、
前記サンプラはサンプリング周波数fsで前記センサ信号をアンダーサンプリングするように構成され、
前記センサ信号はそれぞれが基本周波数fを有する成分を含み、
前記サンプリング周波数fsは基本周波数fのスカラ倍であることを特徴とする装置。
【請求項4】
請求項1記載の装置において、
前記アンダーサンプリングされたセンサ信号を受け取り、周波数を設定する周波数コマンド信号を発生するように構成されたコントローラと、
前記周波数コマンド信号によって設定された周波数で前記駆動信号を発生するように構成された駆動信号発生器と、
を更に含むことを特徴とする装置。
【請求項5】
請求項4記載の装置において、前記コントローラはDSP(デジタル信号プロセッサ)を含み、前記駆動信号発生器はDDS(ダイレクト・デジタル・シンセサイザ)を含むことを特徴とする装置。
【請求項6】
請求項5記載の装置において、
前記電力源は電源(power supply)と電力増幅器とを含み、
前記DDSによって発生された駆動信号は前記電力増幅器のスイッチング周波数を制御することを特徴とする装置。
【請求項7】
請求項6記載の装置において、前記コントローラは、電力レベルを設定する電力コマンド信号を発生して、前記電力コマンド信号を前記電源に伝送して前記電力源によって発生される信号によって搬送される電力を規制するように構成されていることを特徴とする装置。
【請求項8】
請求項5記載の装置において、
前記サンプラは、A/D(アナログ・デジタル)コンバータとサンプル・クロックとを含み、
前記A/Dコンバータは、前記サンプル・クロックによって提供されるタイミング基準に応答してサンプルのタイミングを制御するように構成され、
前記サンプル・クロックの周波数は、前記DDSによって発生される駆動信号の周波数のスカラ倍であることを特徴とする装置。
【請求項9】
請求項8記載の装置において、
前記サンプラからのアンダーサンプリングされた信号を、正弦波信号及び余弦波信号と畳み込む(convolveする)ように構成された1又は複数のデジタル・ミキサと、
前記アンダーサンプリングされ畳み込まれた信号をデシメートすることにより、前記アンダーサンプリングされた信号から振幅及び位相と関係する情報を抽出するように構成された1又は複数のCIC(カスケード式積分器コーム、cascade integrator comb)フィルタと、
を更に含むことを特徴とする装置。
【請求項10】
請求項9記載の装置において、
前記CICフィルタは、それぞれが、同相(in-phase)電圧信号と逆相(out-of-phase)電圧信号と同相電流信号と逆相電流信号との中の1つを発生するように構成されていることを特徴とする装置。
【請求項11】
請求項10記載の装置において、
前記デジタル・ミキサは、更に、前記サンプル・クロックによって提供されるタイミング基準に応答して前記畳み込みのタイミングを制御するように構成され、
前記CICフィルタは、更に、前記サンプル・クロックによって提供されるタイミング基準に応答して前記デシメーションのタイミングを制御するように構成されていることを特徴とする装置。
【請求項12】
請求項8記載の装置において、
前記センサ信号はそれぞれが基本周波数fを有する成分を含み、
前記サンプル・クロックは前記基本周波数fと同期していることを特徴とする装置。
【請求項13】
請求項1記載の装置において、前記センサ信号は時間と共に変動する周波数を有する1又は複数の信号を含むことを特徴とする装置。
【請求項14】
請求項3記載の装置において、
前記センサ信号の少なくとも一部は基本周波数fの1又は複数の高調波を更に含み、
前記サンプラはサンプリング点の列(succession)において前記センサ信号のそれぞれをサンプリングするように構成され、
前記サンプリング周波数fsは、前記サンプリング点のそれぞれが1又は複数の連続的(successive)なサンプリング点と同相であり前記高調波の中の少なくとも一部がサンプリングの間に前記サンプラによってピックアップされることを可能にする量だけ遅延するように、選択されることを特徴とする装置。
【請求項15】
請求項3記載の装置において、
前記サンプリング周波数fsは、fs=(Nsamp/Ncycles)*fによって与えられる方程式によって前記基本周波数fと関係しており、
cyclesは、サンプリングが前記サンプラによって実行されるサイクルの数を示す整数であり、
sampは、Ncyclesのサイクル数の間に得られるサンプル数を示す整数であり、
sampはNcyclesと異なることを特徴とする装置。
【請求項16】
請求項15記載の装置において、
sampは、数式Nsamp=2pに従って整数pと関係しており、
cyclesは、数式Ncycles=(2pq+1に従って整数p及び別の整数qと関係していることを特徴とする装置。
【請求項17】
請求項16記載の装置において、
前記電力原によって発生される信号はRF信号を含み、
p=6であり、
q=1であることを特徴とする装置。
【請求項18】
請求項16記載の装置において、
前記電力原によって発生される信号はマイクロ波周波数信号を含み、
p=6であり、
q=6であることを特徴とする装置。
【請求項19】
請求項15記載の装置において、NsampとNcyclesとは、1又は複数の側帯(sideband)周波数をセンサ信号の少なくとも一部からフィルタリングによって除去できるように選択されることを特徴とする装置。
【請求項20】
請求項1記載の装置において、前記電力源は、更に、同調可能な周波数範囲の中にある同調された周波数で信号を発生するように構成されていることを特徴とする装置。
【請求項21】
請求項9記載の装置において、
前記コントローラは、更に、前記畳み込みされた及びデシメートされた信号をFPGAから受け取り、前記信号をプラズマ・チャンバに伝送するように構成されていることを特徴とする装置。
【請求項22】
請求項21記載の装置において、
前記コントローラは、更に、キャパシタンス・コマンド信号を発生し前記キャパシタンス・コマンド信号をこの装置とプラズマ・チャンバとの間に配置されたインピーダンス整合ネットワークに伝送することにより前記インピーダンス整合ネットワークのインピーダンスを制御するように構成されていることを特徴とする装置。
【請求項23】
請求項1記載の装置において、前記電力源はマイクロ波周波数電力源を含み、前記電力源からの信号はマイクロ波信号を含むことを特徴とする装置。
【請求項24】
駆動信号によって駆動されると信号を発生するように構成された電力源と、
前記電力源からの信号によって供給される電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するように構成されたセンサと、
前記駆動信号と同期して前記センサ信号をオーバーサンプリングするように構成されたサンプラと、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項25】
請求項24記載の装置において、前記電力源はRF(無線周波数)電力源を含み、前記電力源によって発生された信号はRF信号を含むことを特徴とする装置。
【請求項26】
駆動信号に応答して信号を発生する手段と、
前記駆動信号に応答して発生される信号によって供給される電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生する感知手段と、
前記センサ信号を前記駆動信号と同期してアンダーサンプリングするサンプリング手段と、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項27】
駆動信号によって駆動される電力源によって発生される信号の電圧と電流とを測定するステップと、
測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するステップと、
前記センサ信号を前記信号発生器を駆動する駆動信号と同期してアンダーサンプリングするステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項28】
請求項27記載の方法において、
前記センサ信号は基本周波数fを有する成分を含み、
前記センサ信号をアンダーサンプリングするステップは、基本周波数fのスカラ倍であるサンプリング周波数fsで前記センサ信号をアンダーサンプリングするステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項29】
請求項28記載の方法において、
前記センサ信号のは基本周波数fの1又は複数の高調波を更に含み、
前記センサ信号をアンダーサンプリングするステップは、前記高調波の中の少なくとも一部がサンプリングの間にピックアップされることを可能にするように選択されるサンプリング点の列(succession)においてセンサ信号をサンプリングするステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項30】
請求項29記載の方法において、
前記サンプリング周波数fsは、fs=(Nsamp/Ncycles)*fによって与えられる方程式によって前記基本周波数fと関係しており、
cyclesは、サンプリングが前記サンプラによって実行されるサイクルの数を示す整数であり、
sampは、Ncyclesのサイクル数の間に得られるサンプル数を示す整数であり、
sampはNcyclesと異なることを特徴とする装置。
【請求項31】
駆動信号によって駆動される電力源からの信号によって供給される電圧と電流とを測定するステップと、
測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するステップと、
前記センサ信号を前記信号発生器を駆動する駆動信号と同期してアンダーサンプリングするステップと、
を含むことを特徴とする方法。

【図1】
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【図2】
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【図3】
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【図4】
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【図5】
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【図6】
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【図7】
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【図8】
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【図9】
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【図10】
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【公表番号】特表2008−541404(P2008−541404A)
【公表日】平成20年11月20日(2008.11.20)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2008−512389(P2008−512389)
【出願日】平成18年5月15日(2006.5.15)
【国際出願番号】PCT/US2006/018651
【国際公開番号】WO2006/124734
【国際公開日】平成18年11月23日(2006.11.23)
【出願人】(592053963)エム ケー エス インストルメンツ インコーポレーテッド (114)
【氏名又は名称原語表記】MKS INSTRUMENTS,INCORPORATED
【Fターム(参考)】