高電圧インバータ装置
【課題】高出力の高電圧を連続的に、安定的にしかも安全に得られるようにする。
【解決手段】直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧を入力電圧とし、その入力電圧をスイッチング素子Ｑswによってスイッチングして、同一の特性を持つ個別の第一、第二のトランスＴ１，Ｔ２の一次側の励磁巻線Ｎp1，Ｎp2を同時並列に励磁電流を流して励磁させ、その複数の第一、第二のトランスＴ１，Ｔ２の各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）を互いに直列に接続し、かつその各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）の出力電圧の波形の時間軸が同期している。
【解決手段】直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧を入力電圧とし、その入力電圧をスイッチング素子Ｑswによってスイッチングして、同一の特性を持つ個別の第一、第二のトランスＴ１，Ｔ２の一次側の励磁巻線Ｎp1，Ｎp2を同時並列に励磁電流を流して励磁させ、その複数の第一、第二のトランスＴ１，Ｔ２の各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）を互いに直列に接続し、かつその各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）の出力電圧の波形の時間軸が同期している。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、高電圧電源装置や放電用電源装置等に用いられるスイッチングレギュレータ、インバータ等の高電圧インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等に接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。
例えば、電子写真方式による画像形成装置により樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう場合がある。しかし、大気圧プラズマによる表面処理を行うと、濡れ性が向上するため、ニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。その大気圧プラズマを発生させるためには高電圧が必要となり、インバータ装置によって安全に高電圧を得る必要がある。
【０００３】
大気圧プラズマが発生し易い数ＫＶ、もしくは１０数ＫＶ〜２０ＫＶの高電圧を発生させる交流のインバータ装置において、この電圧範囲の高電圧は感電やスパークによる発火・発煙等が発生する恐れがあり、人体に極めて危険である。一方、国際規格ＩＥＣ６０９５０（Ｊ６０９５０）の安全規格によると、入力電圧はＳＥＬＶ（Safety Extra Low Voltage ：安全特別低電圧）である６０ＶＤＣ以内もしくは電圧尖頭値が４２．４Ｖを超えなければ安全とされている。そのため、そのＳＥＬＶ以内の電圧をインバータの入力電圧とし、何らかの原因でインバータ回路の構成部品が絶縁破壊されても、入力側で供給電力が制限される構成が必須である。
【０００４】
そこで、電源装置全体の構成としては商用入力電源を使用し、その電源回路の出力電圧範囲をＳＥＬＶ以内の電圧として、それを入力とする高圧インバータによって高電圧を発生させる装置がある。
入力電圧がＳＥＬＶ以内であると、所定の出力Ｖoutを得るためには、その数１０倍から数１００倍の昇圧比（倍率）ｎが必要となる。ここで、
ｎ＝Ｖout／ＳＥＬＶ
とすれば、Ｖout＝１５ＫＶで、ＳＥＬＶ＝４８Ｖのときは、ｎ＝３１２．５倍の昇圧が必要になる。
【０００５】
これを実現するためには、トランスやコッククロフトウオルトン回路（Cockcroft-Walton circuit）等のＮ倍整流回路等があげられる。しかし、コッククロフトウオルトン回路等のＮ倍整流回路は、コンデンサによる充放電で行うものであるため、瞬間的な単発出力は引き出せるが連続的に出力電力を取り出すことは困難である。したがって、安定な出力を得るには大型のトランスに頼らざるを得ない。
物に例えると、軽いものを高いところまで移動させるのは比較的容易であるが、重いものを高いところまで持ち上げるのには大変な労力が要る。高電圧インバータ装置においても、負荷(重さ)×移動距離×高さの総和に相当する出力電力が、数ｍＷとごく小さなものではなく、数１０Ｗないし数１００Ｗを得る必要がある。
【０００６】
トランスを決定する一般定義は次式のように表記される。すなわち、励磁巻線の巻数Ｎｐ、励磁巻線に流れる電流Ｉｐ、および出力巻線の巻数Ｎoutは、次式で求められる。
Ｎｐ= Ｖin・Ｔon／Ａｅ・Ｂ
Ｉｐ＝Ｎout・Ｉout／Ｎｐ
Ｎout ＝Ｖout・Ｎｐ・Ｔon／Ｖin
ここで、Ｔon：時比率（sec） Ａe：コアの実効断面積（cm２）
Ｂ：磁束密度（gauss） Ｖin：入力電圧
Ｖout：出力電圧（Ｖ） Ｉout：出力電流（Ａ）
【０００７】
これらの定義から分かるように、トランスの持つコアの磁束密度Ｂもしくは実効断面積Ａｅと、励磁巻線の巻数Ｎｐとの関係が反比例となっているため制約されてしまう。出力巻線の巻数Ｎoutはなるべく少ない正の整数であることが必要になってくる。しかし、巻数が少ないとコアの磁束密度Ｂが大きくなり、損失が増大すると共に磁気飽和の方向に進み、トランスとしての機能がなくなってしまう。また、逆に巻数が多すぎると巻線長さが増えるため、そこに流れる電流による損失が増加してしまう。
【０００８】
図１３にフェライトコアのＢ−Ｈカーブを示すように、コアの磁束密度Ｂは、ΔＢで示す特定の範囲のみで磁界の強さＨに略比例して変化し、磁界の強さＨがΔＨで示す範囲を超えると磁気飽和になる。したがって、この範囲でのみトランスとして機能することになる。図１３に示したＢ−Ｈカーブにおいて、磁界の強さＨが増加する時と減少する時の経路に囲まれた部分の面積（斜線部）が、一般的にはヒステリシス損（鉄損）といわれる。このような理由で、励磁巻線の巻数Ｎｐは特定の範囲のみとなり、トランスから引き出せる出力は、この励磁巻線の巻数Ｎｐとコアの磁束密度Ｂとの兼ね合いにかかっているが、結果的には特定の範囲に限定される。
磁束Ｂが必要十分に取り出せれば、次に述べるトランスの特性低下が生じない。しかし現実的にはコアの材料（例えばフェライト０．２〜０．３tesla、珪素鋼板１tesla：ただし使用したい周波数による、アモルファス１tesla、パーマロイ等がある）により磁束が不足する。
【０００９】
さらに、励磁巻線の巻数Ｎｐと出力巻線の巻数Ｎoutは比例関係にある。ここで技術課題になるのが、ＮｐとＮoutの大きさが、ごく一般的には出力電圧でほぼ決まるため、入力電圧Ｖinが低く昇圧比ｎが非常に大きな場合には、出力巻線の巻数Ｎoutが必然的に多くなり、巻線間容量の増大と層間容量の増大等が起こってしまう。そのため、次のような問題が生じる。
・使用したい動作周波数でトランスとして必要なインダクタンスが得られない。
・トランスの周波数の範囲が狭い。
・誘電損失が増大する。
・高電圧による近接効果による損失が増大する。
これらによって、トランスの性能を低下させてしまう。
【００１０】
そこで、従来のスイッチングコンバータとして、例えば特許文献１に記載されたものがあり、このスイッチングコンバータは、直流の入力電源を持ち、一つのトランスにて１次巻線（励磁巻線）が分割された巻線であり、その出力側に２つの出力巻線をもつ他励型ＯＮ−ＯＦＦ方式の直流電源である。
【００１１】
また、特許文献２に記載された高圧電源回路は、オンデューティが５０％に固定され、プッシュプルモードで動作する１対のスイッチング素子によって、絶縁高圧トランスの２つの１次巻線（励磁巻線）の励磁電流をスイッチングし、１つの２次巻線（出力巻線）の出力を整流平滑して直流高電圧を得るものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平１０−１４４５４４号公報
【特許文献２】特許第３１５２２９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記特許文献１に記載されたスイッチングコンバータや特許文献２に記載された高圧電源回路は、いずれも１個のトランスに複数の励磁巻線と出力巻線を設けて、その各出力を出力巻線の中点をとって整流平滑したり、２次側の交流出力を単に整流平滑して直流出力とするものである。そのため、出力巻線の巻数を多く巻けず、昇圧比が高い高電圧（数十Ｗ乃至数百Ｗ）を連続して出力させることはできなかった。
また、これらはトランスの持つ磁束密度を最大限有効に活用しようとするものであるが、更に昇圧しようとすると磁束密度が飽和してしまい、それ以上昇圧することができないという不具合があった。
【００１４】
この発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、高電圧インバータ装置によって、高出力の交流高電圧を連続的に、安定的にしかも安全に得られるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明は上記の目的を達成するため、直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧を入力電圧とし、その入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、そのトランスの二次側の出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、上記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、その複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時並列に励磁させるようにし、その複数のトランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつ各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする。
また、上記同一の特性を持つ個別の複数のトランスの各励磁巻線を直列に接続して同時に励磁させるようにしてもよい。
上記複数の各トランスは共振トランスであるとよい。
【発明の効果】
【００１６】
この発明の高電圧インバータ装置によれば、上記の構成によって、高出力の高電圧を連続的に、安定的にしかも安全に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】この発明による高電圧インバータ装置の第１実施例の回路図である。
【図２】スナバ回路の異なる例を示す回路図である。
【図３】図１に示した第１実施例のターンＯＮ時の等価回路図である。
【図４】同じくＯＮ時の等価回路図である。
【図５】同じくターンＯＦＦ時の等価回路図である。
【図６】同じくＯＦＦ時の等価回路図である。
【００１８】
【図７】図１に示した第１実施例の動作中の各部の電圧波形の変化を示すタイミングチャートである。
【図８】この発明による高電圧インバータ装置の第２実施例の回路図である。
【図９】この発明による高電圧インバータ装置の第３実施例の回路図である。
【図１０】この発明による高電圧インバータ装置の第４実施例の回路図である。
【図１１】この発明による高電圧インバータ装置の第５実施例の回路図である。
【図１２】この発明による高電圧インバータ装置におけるトランスの数とスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧の波高値との関係を示す曲線図である。
【図１３】一般的なトランスのコアのＢ−Ｈカーブの例を示す線図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
〔第１実施例：図１〜図７〕
この発明による高電圧インバータ装置の第１実施例（併列励磁＋電圧加算の例）について図１によって説明する。図１はその構成を示す回路図であり、ＩＮが入力端子であり、ＯＵＴが出力端子である（以後の実施例も同じ）。
この高電圧インバータ装置は、入力端子ＩＮから供給される直流電圧（６０Ｖ以下）若しくは直流成分に脈流が重畳されたＳＥＬＶ（安全特別低電圧）以内の電圧を入力電圧Ｖinとし、その入力電圧Ｖinをスイッチング素子Ｑswによってスイッチングして、第一のトランスＴ１と第二のトランスＴ２の一次側の励磁巻線ＮＰ１、ＮＰ２に励磁電流を流し、そのトランスＴ１，Ｔ２の二次側の出力巻線Ｎout，Ｎout(sub)から高電圧を出力し、交流高電圧の出力電圧Ｖout を出力端子ＯＵＴから負荷に対して出力する。
【００２０】
第一のトランスＴ１と第二のトランスＴ２は同一の特性を持つ別個のトランスであり、その励磁巻線Ｎp1，Ｎp2が、入力電源の正極側のａ点とＦＥＴ（電界効果トランジスタ）によるスイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点との間に並列に接続されている。
そのａ点とｂ点との間に、ａ点に一端を接続したコンデンサＣとアノードをｂ点に接続したダイオードＤとを直列に接続してスナバ回路を構成している。このスナバ回路は第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２のリセット用およびスイッチング素子Ｑswの電圧抑圧用に設けられている。そのスナバ回路は、上記のダイオードＤとコンデンサＣの直列回路以外にも、図示していないが、コンデンサＣに並列に抵抗Ｒを接続したいわゆるＲＣスナバ回路もある。
【００２１】
さらに、図２に示すように、スイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点から入力電源の正極側のａ点にコンデンサＣ１とダイオードＤ１とを、図１におけるダイオードＤとコンデンサＣとは順序を入れ替えて接続し、そのコンデンサＣ１とダイオードＤ１のアノードとの接続点ｅに別のダイオードＤ２のカソードを接続し、そのダイオードＤ２のアノードとスイッチング素子Ｑswの負極側のｄ点との間に、インダクタ（チョークコイル）Ｌと抵抗Ｒ２との並列回路を接続したスナバ回路も考えられる。
【００２２】
ＩＣは発振回路を含む制御回路であり、抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑswのゲートにスイッチングパルスを印加してスイッチング素子Ｑswをオン・オフさせる。それによって、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1，Ｎp2に断続的に電流を流し、各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）に交流高電圧を発生させる。
【００２３】
同一の特性を持つ別個の第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２にはそれぞれ出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）があり、第二のトランスＴ２の出力巻線Ｎout（sub）の上に第一のトランスＴ１の出力巻線Ｎoutが積み上げられるように、出力巻線Ｎoutと出力巻線Ｎout（sub）が直列に接続され、各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）の接続されていない方の各端子が出力端子ＯＵＴ側へ繋がる。
【００２４】
ここで、出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）からの出力は交流であるが、直流部分が少しあったときにその直流分をカットしたい等の理由で交流のみを出力端子へ通過させたい場合が生じる。その場合は出力の正極側ラインにコンデンサＣ０を配置するとよい。ただし、この発明は、数ＫＶ〜２０ＫＶでの電圧範囲が対象であるため、このコンデンサＣ０の耐圧は出力電圧と同じ電圧以上の耐圧が必要になる。
【００２５】
この高電圧インバータ装置において、スイッチング素子ＱswがターンＯＮした時（Turn
ON時）には、図３に等価回路で示すようになり、入力電源の正極側から破線矢印で示すようにスナバ回路のコンデンサＣとダイオードＤ（この時は接合間容量によりコンデンサとして機能する）を通してスイッチング素子Ｑswに電流が流れるが、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1，Ｎp2には殆ど電流が流れず、出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）にも誘起電流は殆ど流れない。
【００２６】
スイッチング素子Ｑswが完全にオンになると、図４に等価回路で示すようになり、入力電源の正極側から破線矢印で示すように、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の並列に接続された励磁巻線Ｎp1，Ｎp2とスイッチング素子Ｑswを通して電流が流れ、その第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）にも破線矢印で示すように誘起電流が流れ、出力電圧が得られる。
スイッチング素子ＱswがターンＯＦＦした時（Turn OFF時）には、図５に等価回路で示すようになり、スナバ回路のコンデンサＣの充電電荷が放電する。このときダイオードＤは、順方向電圧が閾値になるまでの順方向回復時間の間は接合容量によりコンデンサとして機能する。
【００２７】
スイッチング素子Ｑswが完全にオフになると、図６に等価回路で示すようになり、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の並列に接続された励磁巻線Ｎp1，Ｎp2に逆起電圧が発生し、それが破線矢印で示すようにスナバ回路のダイオードＤ（このときは導通状態になる）とコンデンサＣを通して流れるとともに、開放したスイッチング素子Ｑswのソース・ドレイン間（この時はコンデンサとして機能する）を通して入力電源側へも流れる。各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）にも逆起電圧が発生し、それにより出力端子ＯＵＴに接続された負荷に電流を流す。
【００２８】
スイッチング素子Ｑswが周期的にオン・オフすることによって、上述した各状態を繰り返すことになる。そのときの各部の電圧波形の変化を図７のタイミングチャートに示す。この図における各波形の大小の比率、絶対値、時間軸の比率及び大小の相関は正確なものではない。
【００２９】
この図７において、Ｖgsはスイッチング素子Ｑswのドライブ電圧（ゲート・ソース間電圧）、ＶＮp1、ＶＮp2は励磁巻線Ｎp1、Ｎp2の電圧、Ｉdsはスイッチング素子Ｑswに流れる電流、Ｖdsはスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧、ＶNoutは第一のトランスＴ１の出力巻線Ｎoutの出力間電圧、ＶNout（sub）は第二のトランスＴ２の出力巻線Ｎout（sub）の出力間電圧、Ｖoutは出力端子ＯＵＴからの出力電圧である。そして、この図７から明らかなように、各出力巻線ＮoutとＮout（sub）の出力電圧ＶNoutとＶNout（sub）の波形の時間軸が同期している。
【００３０】
このように、この発明による高電圧インバータ装置は、磁路が全く違う別個のコアを持つ同じ特性を持つトランスを少なくとも２個以上設け、その各励磁巻線を同時に励磁し、出力側において各出力巻線の出力電圧波形の時間軸を同期させ、その各出力を電圧加算あるいは電流加算する。上述した第１実施例では、２個のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）の各出力を電圧加算によって積み上げ昇圧している。したがって、複数の励磁巻線に偏磁が生じることがなく、トランス全体として出力巻線の巻数を多くすることができるので、昇圧比が高い高電圧を連続して、安定にしかも安全に得ることができる。
【００３１】
〔第２実施例：図８〕
次に、この発明による高電圧インバータ装置の第２実施例（併列励磁＋電流加算の例）について図８によって説明する。図８はその構成を示す回路図である。
この第２実施例では、同一の特性を持つ別個の第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）は、各出力が電流加算されるように並列に接続されて、出力端子ＯＵＴ側へつながる。この実施例によれば、出力電圧はトランスが１個の場合と略同等であるが、出力直電流を倍増できるので出力電力も倍増する。
【００３２】
この各トランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1，Ｎp2が入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極間に並列に接続されていることは第１実施例と同じである。その他の構成及び作用も前述した第１実施例と同様である。この第２実施例では出力線にコンデンサＣ０を設けていないが、出力の直流成分をカットしたい場合には、第１実施例と同様に出力線にコンデンサＣ０を設けるとよい。
【００３３】
〔第３実施例：図９〕
次に、この発明による高電圧インバータ装置の第３実施例（分割励磁＋電流加算の例）について図９によって説明する。図９はその構成を示す回路図である。
この第３実施例３においては、別個に設けた同一の特性を持つ第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1とＮp2は、入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に直列に接続されている。そして、その入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間にスナバ回路を構成するダイオードＤとコンデンサＣの直列回路も接続されている。
第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）は、第２実施例と同様に出力が電流加算されるように並列に接続されて、出力端子ＯＵＴ側へ繋がっている。
その他の構成及び作用は、出力線にコンデンサＣ０を設けていない点を除いて前述した第１実施例と同様である。
【００３４】
〔第４実施例：図１０〕
次に、この発明による高電圧インバータ装置の第４実施例（分割励磁＋電圧加算の例）について図１０によって説明する。図１０はその構成を示す回路図である。
この実施例４においては、別個に設けた同一の特性を持つ第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1とＮp2は、第３実施例と同様に入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に直列に接続されている。また、その入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間にスナバ回路を構成するダイオードＤとコンデンサＣの直列回路も接続されている。
【００３５】
そして、第一のトランスＴ１の出力巻線Ｎoutと第二のトランスＴ２の出力巻線Ｎout（sub）とが、出力巻線Ｎoutの上に出力巻線Ｎout（sub）が積み上げられるように直列に接続され、それぞれ接続されていない各端子が出力端子ＯＵＴ側へ繋がっている。
その他の構成及び作用は出力線にコンデンサＣ０を設けていない点を除いて第１実施例と同様である。
【００３６】
〔第５実施例：図１１〕
次に、この発明による高電圧インバータ装置の第５実施例（トランス３個による併合励磁＋電圧加算の例）について図１１によって説明する。図１１はその構成を示す回路図である。
【００３７】
この第５実施例５においては、別個に設けた同一の特性を持つ３個のトランスを使用しており、その第一のトランスＴ１、第二のトランスＴ２、第三のトランスＴ３の各励磁巻線Ｎp1，Ｎp2、Ｎp3が、入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に並列に接続されている。その各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線Nout，Nout（sub），Nout（subc）は全て直列に接続され、その出力巻線NoutとNout（subc）のそれぞれ接続されていない方の端子が出力端子ＯＵＴ側へ繋がっている。
その他の構成及び作用は、出力線にコンデンサＣ０を設けていない点を除いて前述した第１実施例と同様である。
この第５実施例によれば、３個のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub），Nout（subc）の各出力を電圧加算によって積み上げ昇圧しているので、一層高い高電圧出力を得ることができる。
【００３８】
なお、同一の特性を持つ３個のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の各励磁巻線Ｎp1，Ｎp2、Ｎp3を第３、第４実施例と同様に全て直列に接続してもよい。また、その各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線Nout，Nout（sub），Nout（subc）を全て並列に接続してもよい。また、それぞれ別個に設けた同一の特性を持つトランスは４個以上でもかまわない。
しかし、現実的には、そのトランスの数は、配置やパターン等が数とともに大きくなるため、不要輻射等のＥＭＩに課題を残すことになるため、４個位までがよいと思われる。
【００３９】
各トランスの励磁巻線は直列に接続しても並列に接続しても、ほぼ均一な分割された個々の磁界の強さが必要な強さになればよい。
また、第３〜第５実施例においても、出力の直流成分をカットしたい場合には、第１実施例と同様に出力線にコンデンサＣ０を設けるとよい。
【００４０】
〔共振トランスとその使用個数〕
この発明による高電圧インバータ装置における各トランスＴ１〜Ｔ３は共振トランスを用いるのが望ましい。共振トランスではフライバック方式で高電圧を得るため、エネルギーが一次側からトランスに注入される期間と二次側から取り出される期間とが交互になる。すなわち、一次側のスイッチング素子ＱswがＯＮの期間にエネルギーが励磁エネルギーとして各トランスに蓄えられ、そのスイッチング素子ＱswがＯＦＦの期間にそれを二次側に吐き出すような動作をする。そのため、各トランスは、スイッチング素子Ｑswのスイッチング周波数ｆsw以上の自己共振周波数ｆo（ｆsw ≦ｆo）で共振する。
【００４１】
励磁巻線への電圧印加のＯＮ期間（時間）とＯＦＦ期間（時間）の割合である時比率が５０％：５０％の場合はｆsw＝ｆ０ である。しかし、高電圧高電流を出力するためには、トランスに励磁エネルギーを蓄えるＯＮ期間をなるべく長くする必要がある。ＯＮ期間の割合が５０％を超えるようにするのはそのためであり、有効な出力を得るためにはＯＮ期間の割合が５５％以上あることが望ましい。
【００４２】
スイッチング周波数ｆswは可聴音周波数を充分に超える周波数、例えば２０ＫＨｚの一定周波数に固定する。そして、スイッチング素子ＱswのＯＮデューティが上記時比率のＯＮ期間に相当する割合になるように、図１等に示した制御回路ＩＣから出力するスイッチングパルスの周期（１／ｆsw）とＯＮデューティを予め設定する。
【００４３】
このような共振トランスを使用した高圧インバータ装置において、実験を積み重ねた結果、入力電圧：Ｖin、共振の鋭さ：Ｑｅ、スイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧：Ｖds、出力電圧：Ｖout 、巻線比（出力巻線のターン数／励磁巻線のターン数）：Ｎps、およびトランスの数：Nの間に、次の理論式が成り立つことが分かった。
・Ｖds＝Ｖout／（N・Ｎps）
・Ｖout＝Ｑｅ・Ｖin
【００４４】
したがって、出力電圧Ｖoutは共振の鋭さＱｅに比例し、Ｑｅを大きくすれば巻線比をあまり大きくしなくても充分な昇圧を達成することができる。
ここで、共振の鋭さＱｅについて説明する。周波数に対する共振電流の特性をとると、共振周波数ｆoで共振電流が最大値になるが、その前後の周波数で共振電流が最大値の１／√２になる周波数の幅（半値幅という）をΔｆとすると、Ｑｅ＝ｆo／Δｆで表される無次元数である。
【００４５】
そして、図１及び図１１に示した実施例のように、複数個のトランス（共振トランス）の各励磁巻線を並列に接続し、各出力巻線を直列に接続した場合、そのトランスの数Ｎ（個数）とスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧の波高値Ｖds（Ｖp-0）との関係は、Ｑｅを一定とした場合、図１２に示す曲線のように変化した。
すなわち、接続するトランスの数Ｎが多くなるほど、ドレイン・ソース間電圧の波高値Ｖds（Ｖp-0）の低下が認められた。図１２に示す例では、トランスが２個の場合にはＶds（Ｖp-0）が５６０Ｖであるが、トランスが３個の場合はＶds（Ｖp-0）が３８４Ｖである。
【００４６】
このことは、接続するトランスの数をが多くするほど、スイッチング素子Ｑswの耐圧が低くて済み、ＭＯＳ−ＦＥＴであればＯＮ抵抗の低い素子を使えることになる。例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴを３個並列駆動する必要があるところを２個並列駆動でもよいことになる。
実例として、入力電圧Ｖinが５６Ｖ、出力電圧Ｖout が１０．５ＫＶ、平均出力が２０Ｗ〜８００Ｗの場合、トランス２個では耐圧が９００Ｖのところ、トランス３個にすると耐圧が６００Ｖになる。それによって、スイッチング素子ＱswのＯＮ抵抗が著しく低下し、効率（出力電力／入力電力）が大幅に向上する。図１１に示した実施例の場合、７９．４％の効率を得ることができた。
【００４７】
トランス配置のループ長や面積を考慮しなければ、トランスの数を多くした方が効率が向上し、不要輻射などのノイズの低減にも寄与する。しかし、実際にはトランスの数に応じてループ長や設置面積が大きくなってしまうため、不要輻射の発生や装置サイズの問題も生じるので、トランスの数は４個位までが実用的な範囲であると考えられる。
【００４８】
以上、この発明による高電圧インバータ装置の各実施例について説明してきたが、この発明はこれらに限るものではなく、種々の変形が可能であり、各実施例は矛盾しない範囲で、適宜組み合わせて実施することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
この発明は、スイッチングレギュレータ、インバータ、高電圧電源、放電用電源等の高電圧発生装置に利用することができる。特に、印刷物の表面処理等を行うための大気圧プラズマを発生させるための高出力の高電圧を、連続的に安定して、しかも安全に得られるようにするのに適している。
【符号の説明】
【００５０】
ＩＮ：入力端子 ＯＵＴ：出力端子 Ｔ１：第一のトランス
Ｔ２：第二のトランス Ｔ３：第三のトランス
Ｑsw：スイッチング素子 Ｄ，Ｄ１，Ｄ２ ：ダイオード
Ｃ，Ｃ０，Ｃ１：コンデンサ Ｒ１，Ｒ２：抵抗 ＩＣ：制御回路
Ｎp1：第一のトランスの励磁巻線 Ｎout：第一のトランスの出力巻線
Ｎp2：第二のトランスの励磁巻線 Ｎout（sub）：第二のトランスの出力巻線
Ｎp3：第三のトランスの励磁巻線 Ｎout（subc）：第三のトランスの出力巻線
Ｖgs：スイッチング素子のドライブ電圧
ＶＮp1：第一のトランスの励磁巻線Ｎp1の電圧
ＶＮp2：第二のトランスの励磁巻線Ｎp2の電圧
Ｉds：スイッチング素子に流れる電流
Ｖds：スイッチング素子のソース・ドレイン間電圧
ＶＮout：第一のトランスの出力巻線間電圧
ＶＮout（sub）：第二のトランスの出力巻線間電圧 Ｖout：出力電圧
【技術分野】
【０００１】
この発明は、高電圧電源装置や放電用電源装置等に用いられるスイッチングレギュレータ、インバータ等の高電圧インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等に接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。
例えば、電子写真方式による画像形成装置により樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう場合がある。しかし、大気圧プラズマによる表面処理を行うと、濡れ性が向上するため、ニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。その大気圧プラズマを発生させるためには高電圧が必要となり、インバータ装置によって安全に高電圧を得る必要がある。
【０００３】
大気圧プラズマが発生し易い数ＫＶ、もしくは１０数ＫＶ〜２０ＫＶの高電圧を発生させる交流のインバータ装置において、この電圧範囲の高電圧は感電やスパークによる発火・発煙等が発生する恐れがあり、人体に極めて危険である。一方、国際規格ＩＥＣ６０９５０（Ｊ６０９５０）の安全規格によると、入力電圧はＳＥＬＶ（Safety Extra Low Voltage ：安全特別低電圧）である６０ＶＤＣ以内もしくは電圧尖頭値が４２．４Ｖを超えなければ安全とされている。そのため、そのＳＥＬＶ以内の電圧をインバータの入力電圧とし、何らかの原因でインバータ回路の構成部品が絶縁破壊されても、入力側で供給電力が制限される構成が必須である。
【０００４】
そこで、電源装置全体の構成としては商用入力電源を使用し、その電源回路の出力電圧範囲をＳＥＬＶ以内の電圧として、それを入力とする高圧インバータによって高電圧を発生させる装置がある。
入力電圧がＳＥＬＶ以内であると、所定の出力Ｖoutを得るためには、その数１０倍から数１００倍の昇圧比（倍率）ｎが必要となる。ここで、
ｎ＝Ｖout／ＳＥＬＶ
とすれば、Ｖout＝１５ＫＶで、ＳＥＬＶ＝４８Ｖのときは、ｎ＝３１２．５倍の昇圧が必要になる。
【０００５】
これを実現するためには、トランスやコッククロフトウオルトン回路（Cockcroft-Walton circuit）等のＮ倍整流回路等があげられる。しかし、コッククロフトウオルトン回路等のＮ倍整流回路は、コンデンサによる充放電で行うものであるため、瞬間的な単発出力は引き出せるが連続的に出力電力を取り出すことは困難である。したがって、安定な出力を得るには大型のトランスに頼らざるを得ない。
物に例えると、軽いものを高いところまで移動させるのは比較的容易であるが、重いものを高いところまで持ち上げるのには大変な労力が要る。高電圧インバータ装置においても、負荷(重さ)×移動距離×高さの総和に相当する出力電力が、数ｍＷとごく小さなものではなく、数１０Ｗないし数１００Ｗを得る必要がある。
【０００６】
トランスを決定する一般定義は次式のように表記される。すなわち、励磁巻線の巻数Ｎｐ、励磁巻線に流れる電流Ｉｐ、および出力巻線の巻数Ｎoutは、次式で求められる。
Ｎｐ= Ｖin・Ｔon／Ａｅ・Ｂ
Ｉｐ＝Ｎout・Ｉout／Ｎｐ
Ｎout ＝Ｖout・Ｎｐ・Ｔon／Ｖin
ここで、Ｔon：時比率（sec） Ａe：コアの実効断面積（cm２）
Ｂ：磁束密度（gauss） Ｖin：入力電圧
Ｖout：出力電圧（Ｖ） Ｉout：出力電流（Ａ）
【０００７】
これらの定義から分かるように、トランスの持つコアの磁束密度Ｂもしくは実効断面積Ａｅと、励磁巻線の巻数Ｎｐとの関係が反比例となっているため制約されてしまう。出力巻線の巻数Ｎoutはなるべく少ない正の整数であることが必要になってくる。しかし、巻数が少ないとコアの磁束密度Ｂが大きくなり、損失が増大すると共に磁気飽和の方向に進み、トランスとしての機能がなくなってしまう。また、逆に巻数が多すぎると巻線長さが増えるため、そこに流れる電流による損失が増加してしまう。
【０００８】
図１３にフェライトコアのＢ−Ｈカーブを示すように、コアの磁束密度Ｂは、ΔＢで示す特定の範囲のみで磁界の強さＨに略比例して変化し、磁界の強さＨがΔＨで示す範囲を超えると磁気飽和になる。したがって、この範囲でのみトランスとして機能することになる。図１３に示したＢ−Ｈカーブにおいて、磁界の強さＨが増加する時と減少する時の経路に囲まれた部分の面積（斜線部）が、一般的にはヒステリシス損（鉄損）といわれる。このような理由で、励磁巻線の巻数Ｎｐは特定の範囲のみとなり、トランスから引き出せる出力は、この励磁巻線の巻数Ｎｐとコアの磁束密度Ｂとの兼ね合いにかかっているが、結果的には特定の範囲に限定される。
磁束Ｂが必要十分に取り出せれば、次に述べるトランスの特性低下が生じない。しかし現実的にはコアの材料（例えばフェライト０．２〜０．３tesla、珪素鋼板１tesla：ただし使用したい周波数による、アモルファス１tesla、パーマロイ等がある）により磁束が不足する。
【０００９】
さらに、励磁巻線の巻数Ｎｐと出力巻線の巻数Ｎoutは比例関係にある。ここで技術課題になるのが、ＮｐとＮoutの大きさが、ごく一般的には出力電圧でほぼ決まるため、入力電圧Ｖinが低く昇圧比ｎが非常に大きな場合には、出力巻線の巻数Ｎoutが必然的に多くなり、巻線間容量の増大と層間容量の増大等が起こってしまう。そのため、次のような問題が生じる。
・使用したい動作周波数でトランスとして必要なインダクタンスが得られない。
・トランスの周波数の範囲が狭い。
・誘電損失が増大する。
・高電圧による近接効果による損失が増大する。
これらによって、トランスの性能を低下させてしまう。
【００１０】
そこで、従来のスイッチングコンバータとして、例えば特許文献１に記載されたものがあり、このスイッチングコンバータは、直流の入力電源を持ち、一つのトランスにて１次巻線（励磁巻線）が分割された巻線であり、その出力側に２つの出力巻線をもつ他励型ＯＮ−ＯＦＦ方式の直流電源である。
【００１１】
また、特許文献２に記載された高圧電源回路は、オンデューティが５０％に固定され、プッシュプルモードで動作する１対のスイッチング素子によって、絶縁高圧トランスの２つの１次巻線（励磁巻線）の励磁電流をスイッチングし、１つの２次巻線（出力巻線）の出力を整流平滑して直流高電圧を得るものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平１０−１４４５４４号公報
【特許文献２】特許第３１５２２９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記特許文献１に記載されたスイッチングコンバータや特許文献２に記載された高圧電源回路は、いずれも１個のトランスに複数の励磁巻線と出力巻線を設けて、その各出力を出力巻線の中点をとって整流平滑したり、２次側の交流出力を単に整流平滑して直流出力とするものである。そのため、出力巻線の巻数を多く巻けず、昇圧比が高い高電圧（数十Ｗ乃至数百Ｗ）を連続して出力させることはできなかった。
また、これらはトランスの持つ磁束密度を最大限有効に活用しようとするものであるが、更に昇圧しようとすると磁束密度が飽和してしまい、それ以上昇圧することができないという不具合があった。
【００１４】
この発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、高電圧インバータ装置によって、高出力の交流高電圧を連続的に、安定的にしかも安全に得られるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明は上記の目的を達成するため、直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧を入力電圧とし、その入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、そのトランスの二次側の出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、上記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、その複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時並列に励磁させるようにし、その複数のトランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつ各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする。
また、上記同一の特性を持つ個別の複数のトランスの各励磁巻線を直列に接続して同時に励磁させるようにしてもよい。
上記複数の各トランスは共振トランスであるとよい。
【発明の効果】
【００１６】
この発明の高電圧インバータ装置によれば、上記の構成によって、高出力の高電圧を連続的に、安定的にしかも安全に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】この発明による高電圧インバータ装置の第１実施例の回路図である。
【図２】スナバ回路の異なる例を示す回路図である。
【図３】図１に示した第１実施例のターンＯＮ時の等価回路図である。
【図４】同じくＯＮ時の等価回路図である。
【図５】同じくターンＯＦＦ時の等価回路図である。
【図６】同じくＯＦＦ時の等価回路図である。
【００１８】
【図７】図１に示した第１実施例の動作中の各部の電圧波形の変化を示すタイミングチャートである。
【図８】この発明による高電圧インバータ装置の第２実施例の回路図である。
【図９】この発明による高電圧インバータ装置の第３実施例の回路図である。
【図１０】この発明による高電圧インバータ装置の第４実施例の回路図である。
【図１１】この発明による高電圧インバータ装置の第５実施例の回路図である。
【図１２】この発明による高電圧インバータ装置におけるトランスの数とスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧の波高値との関係を示す曲線図である。
【図１３】一般的なトランスのコアのＢ−Ｈカーブの例を示す線図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
〔第１実施例：図１〜図７〕
この発明による高電圧インバータ装置の第１実施例（併列励磁＋電圧加算の例）について図１によって説明する。図１はその構成を示す回路図であり、ＩＮが入力端子であり、ＯＵＴが出力端子である（以後の実施例も同じ）。
この高電圧インバータ装置は、入力端子ＩＮから供給される直流電圧（６０Ｖ以下）若しくは直流成分に脈流が重畳されたＳＥＬＶ（安全特別低電圧）以内の電圧を入力電圧Ｖinとし、その入力電圧Ｖinをスイッチング素子Ｑswによってスイッチングして、第一のトランスＴ１と第二のトランスＴ２の一次側の励磁巻線ＮＰ１、ＮＰ２に励磁電流を流し、そのトランスＴ１，Ｔ２の二次側の出力巻線Ｎout，Ｎout(sub)から高電圧を出力し、交流高電圧の出力電圧Ｖout を出力端子ＯＵＴから負荷に対して出力する。
【００２０】
第一のトランスＴ１と第二のトランスＴ２は同一の特性を持つ別個のトランスであり、その励磁巻線Ｎp1，Ｎp2が、入力電源の正極側のａ点とＦＥＴ（電界効果トランジスタ）によるスイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点との間に並列に接続されている。
そのａ点とｂ点との間に、ａ点に一端を接続したコンデンサＣとアノードをｂ点に接続したダイオードＤとを直列に接続してスナバ回路を構成している。このスナバ回路は第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２のリセット用およびスイッチング素子Ｑswの電圧抑圧用に設けられている。そのスナバ回路は、上記のダイオードＤとコンデンサＣの直列回路以外にも、図示していないが、コンデンサＣに並列に抵抗Ｒを接続したいわゆるＲＣスナバ回路もある。
【００２１】
さらに、図２に示すように、スイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点から入力電源の正極側のａ点にコンデンサＣ１とダイオードＤ１とを、図１におけるダイオードＤとコンデンサＣとは順序を入れ替えて接続し、そのコンデンサＣ１とダイオードＤ１のアノードとの接続点ｅに別のダイオードＤ２のカソードを接続し、そのダイオードＤ２のアノードとスイッチング素子Ｑswの負極側のｄ点との間に、インダクタ（チョークコイル）Ｌと抵抗Ｒ２との並列回路を接続したスナバ回路も考えられる。
【００２２】
ＩＣは発振回路を含む制御回路であり、抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑswのゲートにスイッチングパルスを印加してスイッチング素子Ｑswをオン・オフさせる。それによって、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1，Ｎp2に断続的に電流を流し、各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）に交流高電圧を発生させる。
【００２３】
同一の特性を持つ別個の第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２にはそれぞれ出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）があり、第二のトランスＴ２の出力巻線Ｎout（sub）の上に第一のトランスＴ１の出力巻線Ｎoutが積み上げられるように、出力巻線Ｎoutと出力巻線Ｎout（sub）が直列に接続され、各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）の接続されていない方の各端子が出力端子ＯＵＴ側へ繋がる。
【００２４】
ここで、出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）からの出力は交流であるが、直流部分が少しあったときにその直流分をカットしたい等の理由で交流のみを出力端子へ通過させたい場合が生じる。その場合は出力の正極側ラインにコンデンサＣ０を配置するとよい。ただし、この発明は、数ＫＶ〜２０ＫＶでの電圧範囲が対象であるため、このコンデンサＣ０の耐圧は出力電圧と同じ電圧以上の耐圧が必要になる。
【００２５】
この高電圧インバータ装置において、スイッチング素子ＱswがターンＯＮした時（Turn
ON時）には、図３に等価回路で示すようになり、入力電源の正極側から破線矢印で示すようにスナバ回路のコンデンサＣとダイオードＤ（この時は接合間容量によりコンデンサとして機能する）を通してスイッチング素子Ｑswに電流が流れるが、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1，Ｎp2には殆ど電流が流れず、出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）にも誘起電流は殆ど流れない。
【００２６】
スイッチング素子Ｑswが完全にオンになると、図４に等価回路で示すようになり、入力電源の正極側から破線矢印で示すように、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の並列に接続された励磁巻線Ｎp1，Ｎp2とスイッチング素子Ｑswを通して電流が流れ、その第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）にも破線矢印で示すように誘起電流が流れ、出力電圧が得られる。
スイッチング素子ＱswがターンＯＦＦした時（Turn OFF時）には、図５に等価回路で示すようになり、スナバ回路のコンデンサＣの充電電荷が放電する。このときダイオードＤは、順方向電圧が閾値になるまでの順方向回復時間の間は接合容量によりコンデンサとして機能する。
【００２７】
スイッチング素子Ｑswが完全にオフになると、図６に等価回路で示すようになり、第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の並列に接続された励磁巻線Ｎp1，Ｎp2に逆起電圧が発生し、それが破線矢印で示すようにスナバ回路のダイオードＤ（このときは導通状態になる）とコンデンサＣを通して流れるとともに、開放したスイッチング素子Ｑswのソース・ドレイン間（この時はコンデンサとして機能する）を通して入力電源側へも流れる。各出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）にも逆起電圧が発生し、それにより出力端子ＯＵＴに接続された負荷に電流を流す。
【００２８】
スイッチング素子Ｑswが周期的にオン・オフすることによって、上述した各状態を繰り返すことになる。そのときの各部の電圧波形の変化を図７のタイミングチャートに示す。この図における各波形の大小の比率、絶対値、時間軸の比率及び大小の相関は正確なものではない。
【００２９】
この図７において、Ｖgsはスイッチング素子Ｑswのドライブ電圧（ゲート・ソース間電圧）、ＶＮp1、ＶＮp2は励磁巻線Ｎp1、Ｎp2の電圧、Ｉdsはスイッチング素子Ｑswに流れる電流、Ｖdsはスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧、ＶNoutは第一のトランスＴ１の出力巻線Ｎoutの出力間電圧、ＶNout（sub）は第二のトランスＴ２の出力巻線Ｎout（sub）の出力間電圧、Ｖoutは出力端子ＯＵＴからの出力電圧である。そして、この図７から明らかなように、各出力巻線ＮoutとＮout（sub）の出力電圧ＶNoutとＶNout（sub）の波形の時間軸が同期している。
【００３０】
このように、この発明による高電圧インバータ装置は、磁路が全く違う別個のコアを持つ同じ特性を持つトランスを少なくとも２個以上設け、その各励磁巻線を同時に励磁し、出力側において各出力巻線の出力電圧波形の時間軸を同期させ、その各出力を電圧加算あるいは電流加算する。上述した第１実施例では、２個のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）の各出力を電圧加算によって積み上げ昇圧している。したがって、複数の励磁巻線に偏磁が生じることがなく、トランス全体として出力巻線の巻数を多くすることができるので、昇圧比が高い高電圧を連続して、安定にしかも安全に得ることができる。
【００３１】
〔第２実施例：図８〕
次に、この発明による高電圧インバータ装置の第２実施例（併列励磁＋電流加算の例）について図８によって説明する。図８はその構成を示す回路図である。
この第２実施例では、同一の特性を持つ別個の第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）は、各出力が電流加算されるように並列に接続されて、出力端子ＯＵＴ側へつながる。この実施例によれば、出力電圧はトランスが１個の場合と略同等であるが、出力直電流を倍増できるので出力電力も倍増する。
【００３２】
この各トランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1，Ｎp2が入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極間に並列に接続されていることは第１実施例と同じである。その他の構成及び作用も前述した第１実施例と同様である。この第２実施例では出力線にコンデンサＣ０を設けていないが、出力の直流成分をカットしたい場合には、第１実施例と同様に出力線にコンデンサＣ０を設けるとよい。
【００３３】
〔第３実施例：図９〕
次に、この発明による高電圧インバータ装置の第３実施例（分割励磁＋電流加算の例）について図９によって説明する。図９はその構成を示す回路図である。
この第３実施例３においては、別個に設けた同一の特性を持つ第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1とＮp2は、入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に直列に接続されている。そして、その入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間にスナバ回路を構成するダイオードＤとコンデンサＣの直列回路も接続されている。
第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub）は、第２実施例と同様に出力が電流加算されるように並列に接続されて、出力端子ＯＵＴ側へ繋がっている。
その他の構成及び作用は、出力線にコンデンサＣ０を設けていない点を除いて前述した第１実施例と同様である。
【００３４】
〔第４実施例：図１０〕
次に、この発明による高電圧インバータ装置の第４実施例（分割励磁＋電圧加算の例）について図１０によって説明する。図１０はその構成を示す回路図である。
この実施例４においては、別個に設けた同一の特性を持つ第一、第二のトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線Ｎp1とＮp2は、第３実施例と同様に入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に直列に接続されている。また、その入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間にスナバ回路を構成するダイオードＤとコンデンサＣの直列回路も接続されている。
【００３５】
そして、第一のトランスＴ１の出力巻線Ｎoutと第二のトランスＴ２の出力巻線Ｎout（sub）とが、出力巻線Ｎoutの上に出力巻線Ｎout（sub）が積み上げられるように直列に接続され、それぞれ接続されていない各端子が出力端子ＯＵＴ側へ繋がっている。
その他の構成及び作用は出力線にコンデンサＣ０を設けていない点を除いて第１実施例と同様である。
【００３６】
〔第５実施例：図１１〕
次に、この発明による高電圧インバータ装置の第５実施例（トランス３個による併合励磁＋電圧加算の例）について図１１によって説明する。図１１はその構成を示す回路図である。
【００３７】
この第５実施例５においては、別個に設けた同一の特性を持つ３個のトランスを使用しており、その第一のトランスＴ１、第二のトランスＴ２、第三のトランスＴ３の各励磁巻線Ｎp1，Ｎp2、Ｎp3が、入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に並列に接続されている。その各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線Nout，Nout（sub），Nout（subc）は全て直列に接続され、その出力巻線NoutとNout（subc）のそれぞれ接続されていない方の端子が出力端子ＯＵＴ側へ繋がっている。
その他の構成及び作用は、出力線にコンデンサＣ０を設けていない点を除いて前述した第１実施例と同様である。
この第５実施例によれば、３個のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線Ｎout，Ｎout（sub），Nout（subc）の各出力を電圧加算によって積み上げ昇圧しているので、一層高い高電圧出力を得ることができる。
【００３８】
なお、同一の特性を持つ３個のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の各励磁巻線Ｎp1，Ｎp2、Ｎp3を第３、第４実施例と同様に全て直列に接続してもよい。また、その各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線Nout，Nout（sub），Nout（subc）を全て並列に接続してもよい。また、それぞれ別個に設けた同一の特性を持つトランスは４個以上でもかまわない。
しかし、現実的には、そのトランスの数は、配置やパターン等が数とともに大きくなるため、不要輻射等のＥＭＩに課題を残すことになるため、４個位までがよいと思われる。
【００３９】
各トランスの励磁巻線は直列に接続しても並列に接続しても、ほぼ均一な分割された個々の磁界の強さが必要な強さになればよい。
また、第３〜第５実施例においても、出力の直流成分をカットしたい場合には、第１実施例と同様に出力線にコンデンサＣ０を設けるとよい。
【００４０】
〔共振トランスとその使用個数〕
この発明による高電圧インバータ装置における各トランスＴ１〜Ｔ３は共振トランスを用いるのが望ましい。共振トランスではフライバック方式で高電圧を得るため、エネルギーが一次側からトランスに注入される期間と二次側から取り出される期間とが交互になる。すなわち、一次側のスイッチング素子ＱswがＯＮの期間にエネルギーが励磁エネルギーとして各トランスに蓄えられ、そのスイッチング素子ＱswがＯＦＦの期間にそれを二次側に吐き出すような動作をする。そのため、各トランスは、スイッチング素子Ｑswのスイッチング周波数ｆsw以上の自己共振周波数ｆo（ｆsw ≦ｆo）で共振する。
【００４１】
励磁巻線への電圧印加のＯＮ期間（時間）とＯＦＦ期間（時間）の割合である時比率が５０％：５０％の場合はｆsw＝ｆ０ である。しかし、高電圧高電流を出力するためには、トランスに励磁エネルギーを蓄えるＯＮ期間をなるべく長くする必要がある。ＯＮ期間の割合が５０％を超えるようにするのはそのためであり、有効な出力を得るためにはＯＮ期間の割合が５５％以上あることが望ましい。
【００４２】
スイッチング周波数ｆswは可聴音周波数を充分に超える周波数、例えば２０ＫＨｚの一定周波数に固定する。そして、スイッチング素子ＱswのＯＮデューティが上記時比率のＯＮ期間に相当する割合になるように、図１等に示した制御回路ＩＣから出力するスイッチングパルスの周期（１／ｆsw）とＯＮデューティを予め設定する。
【００４３】
このような共振トランスを使用した高圧インバータ装置において、実験を積み重ねた結果、入力電圧：Ｖin、共振の鋭さ：Ｑｅ、スイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧：Ｖds、出力電圧：Ｖout 、巻線比（出力巻線のターン数／励磁巻線のターン数）：Ｎps、およびトランスの数：Nの間に、次の理論式が成り立つことが分かった。
・Ｖds＝Ｖout／（N・Ｎps）
・Ｖout＝Ｑｅ・Ｖin
【００４４】
したがって、出力電圧Ｖoutは共振の鋭さＱｅに比例し、Ｑｅを大きくすれば巻線比をあまり大きくしなくても充分な昇圧を達成することができる。
ここで、共振の鋭さＱｅについて説明する。周波数に対する共振電流の特性をとると、共振周波数ｆoで共振電流が最大値になるが、その前後の周波数で共振電流が最大値の１／√２になる周波数の幅（半値幅という）をΔｆとすると、Ｑｅ＝ｆo／Δｆで表される無次元数である。
【００４５】
そして、図１及び図１１に示した実施例のように、複数個のトランス（共振トランス）の各励磁巻線を並列に接続し、各出力巻線を直列に接続した場合、そのトランスの数Ｎ（個数）とスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間電圧の波高値Ｖds（Ｖp-0）との関係は、Ｑｅを一定とした場合、図１２に示す曲線のように変化した。
すなわち、接続するトランスの数Ｎが多くなるほど、ドレイン・ソース間電圧の波高値Ｖds（Ｖp-0）の低下が認められた。図１２に示す例では、トランスが２個の場合にはＶds（Ｖp-0）が５６０Ｖであるが、トランスが３個の場合はＶds（Ｖp-0）が３８４Ｖである。
【００４６】
このことは、接続するトランスの数をが多くするほど、スイッチング素子Ｑswの耐圧が低くて済み、ＭＯＳ−ＦＥＴであればＯＮ抵抗の低い素子を使えることになる。例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴを３個並列駆動する必要があるところを２個並列駆動でもよいことになる。
実例として、入力電圧Ｖinが５６Ｖ、出力電圧Ｖout が１０．５ＫＶ、平均出力が２０Ｗ〜８００Ｗの場合、トランス２個では耐圧が９００Ｖのところ、トランス３個にすると耐圧が６００Ｖになる。それによって、スイッチング素子ＱswのＯＮ抵抗が著しく低下し、効率（出力電力／入力電力）が大幅に向上する。図１１に示した実施例の場合、７９．４％の効率を得ることができた。
【００４７】
トランス配置のループ長や面積を考慮しなければ、トランスの数を多くした方が効率が向上し、不要輻射などのノイズの低減にも寄与する。しかし、実際にはトランスの数に応じてループ長や設置面積が大きくなってしまうため、不要輻射の発生や装置サイズの問題も生じるので、トランスの数は４個位までが実用的な範囲であると考えられる。
【００４８】
以上、この発明による高電圧インバータ装置の各実施例について説明してきたが、この発明はこれらに限るものではなく、種々の変形が可能であり、各実施例は矛盾しない範囲で、適宜組み合わせて実施することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
この発明は、スイッチングレギュレータ、インバータ、高電圧電源、放電用電源等の高電圧発生装置に利用することができる。特に、印刷物の表面処理等を行うための大気圧プラズマを発生させるための高出力の高電圧を、連続的に安定して、しかも安全に得られるようにするのに適している。
【符号の説明】
【００５０】
ＩＮ：入力端子 ＯＵＴ：出力端子 Ｔ１：第一のトランス
Ｔ２：第二のトランス Ｔ３：第三のトランス
Ｑsw：スイッチング素子 Ｄ，Ｄ１，Ｄ２ ：ダイオード
Ｃ，Ｃ０，Ｃ１：コンデンサ Ｒ１，Ｒ２：抵抗 ＩＣ：制御回路
Ｎp1：第一のトランスの励磁巻線 Ｎout：第一のトランスの出力巻線
Ｎp2：第二のトランスの励磁巻線 Ｎout（sub）：第二のトランスの出力巻線
Ｎp3：第三のトランスの励磁巻線 Ｎout（subc）：第三のトランスの出力巻線
Ｖgs：スイッチング素子のドライブ電圧
ＶＮp1：第一のトランスの励磁巻線Ｎp1の電圧
ＶＮp2：第二のトランスの励磁巻線Ｎp2の電圧
Ｉds：スイッチング素子に流れる電流
Ｖds：スイッチング素子のソース・ドレイン間電圧
ＶＮout：第一のトランスの出力巻線間電圧
ＶＮout（sub）：第二のトランスの出力巻線間電圧 Ｖout：出力電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの二次側の出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
前記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、該複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時に励磁させるようにし、該複数のトランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする高電圧インバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載の高電圧インバータ装置であって、前記トランスを、同一の特性を持つ３個のトランスによって構成し、該３個のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時に励磁させるようにし、該３個のトランスの各出力巻線を互いに直列に接続したことを特徴とする高電圧インバータ装置。
【請求項３】
直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの二次側の出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
前記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、該複数のトランスの各励磁巻線を直列に接続して同時に励磁させるようにし、該複数のトランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする高電圧インバータ装置。
【請求項４】
前記複数の各トランスは、出力電圧が共振の鋭さに比例する共振トランスであることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置。
【請求項１】
直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの二次側の出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
前記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、該複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時に励磁させるようにし、該複数のトランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする高電圧インバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載の高電圧インバータ装置であって、前記トランスを、同一の特性を持つ３個のトランスによって構成し、該３個のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時に励磁させるようにし、該３個のトランスの各出力巻線を互いに直列に接続したことを特徴とする高電圧インバータ装置。
【請求項３】
直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチングしてトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの二次側の出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
前記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、該複数のトランスの各励磁巻線を直列に接続して同時に励磁させるようにし、該複数のトランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする高電圧インバータ装置。
【請求項４】
前記複数の各トランスは、出力電圧が共振の鋭さに比例する共振トランスであることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１２−１８６９８４（Ｐ２０１２−１８６９８４Ａ）
【公開日】平成２４年９月２７日（２０１２．９．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−６７５８４（Ｐ２０１１−６７５８４）
【出願日】平成２３年３月２５日（２０１１．３．２５）
【出願人】（０００２２１９３７）東北リコー株式会社 (509)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年９月２７日（２０１２．９．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月２５日（２０１１．３．２５）
【出願人】（０００２２１９３７）東北リコー株式会社 (509)
【Ｆターム（参考）】
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