ＤＣ−ＤＣコンバータ
【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される高レンジの駆動電流を低損失で検出する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＯＴＡ（６０１）と容量（６０３）から構成され、インダクタ（１０）の両端電圧を積分する第１の積分回路、ＯＴＡ（６０２）と容量（６０４）から構成され、第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路、第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部（６０７）、保持部（６０７）の出力電圧に基づいてインダクタ（１０）の充放電制御を行う制御部（５０）を備えている。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＯＴＡ（６０１）と容量（６０３）から構成され、インダクタ（１０）の両端電圧を積分する第１の積分回路、ＯＴＡ（６０２）と容量（６０４）から構成され、第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路、第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部（６０７）、保持部（６０７）の出力電圧に基づいてインダクタ（１０）の充放電制御を行う制御部（５０）を備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、電流不連続モードで動作する昇圧及び昇降圧コンバータに適した負荷電流検出に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯機器等の表示装置として有機ＥＬパネルが多用されている。有機ＥＬパネルは比較的高い電圧で駆動する必要があるため、駆動回路としてＤＣ−ＤＣコンバータ、特に、昇圧コンバータがよく用いられる。昇圧コンバータは、バッテリー等から供給される数Ｖ程度の低い入力電圧から１０Ｖ以上の電圧を生成するものである。そして、有機ＥＬパネルの特徴を十分に発揮させるためには、駆動電流を精度良く検出し、その検出結果に基づいてて駆動回路の電圧制御を行う必要がある。
【０００３】
一般に、黒ラスタ表示時には有機ＥＬパネルにはほとんど電流は流れていないが、画面の輝度を確保するために印加電圧を通常よりも高く設定することが行われる。しかし、有機ＥＬパネルに過大な電流が流れ続けるとパネル寿命が著しく低下してしまうため、過電流が検出された場合には印加電圧を低下させるように制御することが好ましい。従来、有機ＥＬパネルに過電流が流れるのを防止するために、信号ラインに挿入した検出抵抗の両端に生じる電圧から駆動電流を検出し、その検出結果に応じて有機ＥＬパネルの駆動電圧及び駆動電流を制御する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００１−１１０５６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、上記手法では、検出抵抗によって駆動電圧に損失が生じてしまう。損失低減のために検出抵抗の抵抗値を小さくすると、黒ラスタ表示のような軽負荷の場合に検出精度が確保できなくなるといった問題が生じる。逆に、軽負荷時の検出精度を向上させるために検出抵抗の抵抗値を大きくすると、重負荷時に多大な損失が発生してしまう。このため、有機ＥＬパネルの駆動回路では、一般に、抵抗値が比較的小さな検出抵抗を設けて、重負荷時の駆動電流のみを検出するようになっている。
【０００５】
上記問題に鑑み、本発明は、主に駆動回路として用いられるＤＣ−ＤＣコンバータについて、高レンジの駆動電流を低損失で検出することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために本発明が講じた手段は、インダクタを備えたＤＣ−ＤＣコンバータとして、前記インダクタの両端電圧を積分する第１の積分回路と、前記第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路と、前記第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部と、前記保持部の出力電圧に基づいて前記インダクタの充放電制御を行う制御部とを備えたものとする。
【０００７】
これによると、制御部の制御によりインダクタに充電された電気エネルギーに対応する電圧が第１及び第２の積分回路によって二重積分され、当該積分結果が保持部に保持され、当該保持電圧に基づいて制御部によってインダクタの充放電制御が行われる。当該二重積分によって得られる電圧は本ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される駆動電流に比例しており、これにより、特に検出抵抗を用いなくとも駆動電流を検出することができる。
【０００８】
具体的には、前記第１の積分回路は、積分電荷を蓄積する第１の容量を有するものであり、前記第２の積分回路は、積分電荷を蓄積する第２の容量を有するものである。そして、上記のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の容量に並列に設けられた第１のスイッチと、前記第２の容量に並列に設けられた第２のスイッチと、前記インダクタの出力電圧と当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧とを受け、前記インダクタの出力電圧が当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧よりも小さいとき、前記第１のスイッチを導通状態にする一方、それ以外のとき、前記第１のスイッチを非導通状態にするスイッチ制御部とをさらに備えている。ここで、前記制御部は、前記インダクタの充電制御を行うとき、前記第２のスイッチを導通状態にする一方、前記インダクタの放電制御を行うとき、前記第２のスイッチを非導通状態にするものである。
【０００９】
より具体的には、前記第１の積分回路は、前記インダクタの入力電圧と出力電圧との差分に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものである。また、前記第１の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである。
【００１０】
また、より具体的には、前記第１の積分回路は、前記インダクタの出力電圧を電源電圧とし、前記第１の容量に接続された第１の電流源と、前記インダクタの入力電圧によってバイアス制御され、前記第１の電流源から電流を引き抜く第２の電流源とを有するものである。
【００１１】
一方、本発明が講じた手段は、インダクタを備えたＤＣ−ＤＣコンバータとして、前記インダクタの入力電圧を積分する第１の積分回路と、前記第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路と、前記第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部と、前記保持部の出力電圧に基づいて前記インダクタの充放電制御を行う制御部とを備えたものとする。
【００１２】
これによると、インダクタの入力電圧が第１の積分回路で積分され、当該積分結果がさらに第２の積分回路によって積分され、結局、インダクタに充電されることとなる電気エネルギーに対応する電圧が第１及び第２の積分回路によって二重積分され、当該積分結果が保持部に保持され、当該保持電圧に基づいて制御部によってインダクタの充放電制御が行われる。当該二重積分によって得られる電圧は本ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される駆動電流に比例しており、これにより、特に検出抵抗を用いなくとも駆動電流を検出することができる。
【００１３】
具体的には、前記第１の積分回路は、積分電荷を蓄積する第１の容量を有するものであり、前記第２の積分回路は、積分電荷を蓄積する第２の容量を有するものである。そして、上記のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の容量に並列に設けられた第１のスイッチと、前記第２の容量に並列に設けられた第２のスイッチと、前記第１の積分回路の積分動作の有効及び無効を切り替える第３のスイッチと、前記インダクタの出力電圧と当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と前記制御部の出力とを受け、前記インダクタの出力電圧が当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧よりも小さく、かつ、前記制御部によって前記インダクタの放電制御が行われているとき、前記第１のスイッチを導通状態にする一方、それ以外のとき、前記第１のスイッチを非導通状態にするスイッチ制御部とをさらに備えている。ここで、前記制御部は、前記インダクタの充電制御を行うとき、前記第２のスイッチを導通状態にするとともに前記第３のスイッチを前記第１の容量が充電される第１の状態にする一方、前記インダクタの放電制御を行うとき、前記第２のスイッチを非導通状態にするとともに前記第３のスイッチを前記第１の容量の充電が停止する第２の状態にするものである。
【００１４】
より具体的には、前記第１の積分回路は、前記インダクタの入力電圧と所定電圧との差分に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものである。また、前記第１の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである。
【００１５】
さらに具体的には、前記第３のスイッチは、前記演算相互コンダクタンス増幅器の反転入力端と非反転入力端との間に設けられたものである。そして、前記第１の状態は、前記反転入力端と前記非反転入力端とを開放する状態であり、前記第２の状態は、前記反転入力端と前記非反転入力端とを短絡する状態である。
【００１６】
また、さらに具体的には、前記第３のスイッチは、前記演算相互コンダクタンス増幅器の出力端と前記第１の容量との間に設けられたものである。そして、前記第１の状態は、導通状態であり、前記第２の状態は、非導通状態である。
【００１７】
また、具体的には、前記第２の積分回路は、前記第１の容量の両端電圧に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものであり、前記第２の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである。
【００１８】
また、好ましくは、前記保持部は、前記制御部及びスイッチ制御部のいずれか一方の制御によって初期化されるものとする。
【発明の効果】
【００１９】
以上のように本発明によると、ＤＣ−ＤＣコンバータについて、高レンジの駆動電流を低損失で検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２１】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。本ＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタ１０、スイッチ２０、ダイオード３０、容量４０、制御部５０、及び検出部６０Ａを備えた昇圧コンバータである。
【００２２】
インダクタ１０は、バッテリー等の入力電圧Ｖｉを受け、スイッチ２０の開閉動作に応じて充放電を繰り返す。この充放電電流はダイオード３０によって整流され、容量４０で平滑化されて出力電圧Ｖｏとなる。制御部５０は、出力電圧Ｖｏ及び検出部６０Ａから出力された検出電圧Ｖｄに応じて制御信号ＣＴ１の論理レベルを変化させて適応的にスイッチ２０の開閉動作を制御する。詳しくは後述するが、検出電圧Ｖｄは本ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流（駆動電流）Ｉｏを間接的に検出したものである。これにより、本ＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏに基づいてフィードバック制御をすることができるようになっている。
【００２３】
検出部６０Ａは、演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）６０１及び６０２、容量６０３及び６０４、スイッチ６０５及び６０６、保持部６０７、及びスイッチ制御部としての比較器６０８を備えている。ＯＴＡ６０１は、インダクタ１０の両端電圧、すなわち、入力電圧Ｖｉ及びスイッチ電圧（インダクタ１０の出力電圧）Ｖｓの差分に応じた電流を出力し、容量６０３を充電する。すなわち、ＯＴＡ６０１と容量６０３とで積分回路が構成されている。また、ＯＴＡ６０２は、容量６０２の両端電圧に応じた電流を出力し、容量６０４を充電する。すなわち、ＯＴＡ６０２と容量６０４とで積分回路が構成されている。
【００２４】
比較器６０８は、スイッチ電圧Ｖｓ及び出力電圧Ｖｏを受け、これら電圧の大小関係に応じて制御信号ＣＴ２を出力する。具体的には、比較器６０８は、スイッチ電圧Ｖｓが出力電圧Ｖｏよりも小さい（又は以下）のとき、制御信号ＣＴ２をＨレベルにする。一方、これ以外のとき、制御信号ＣＴ２をＬレベルにする。
【００２５】
スイッチ６０５は、容量６０３に並列に設けられており、制御信号ＣＴ２に従って開閉動作をする。具体的には、スイッチ６０５は、制御信号ＣＴ２がＨレベルのときに導通状態となり、Ｌレベルのときに非導通状態となる。スイッチ６０５が導通状態にあるとき、容量６０３がリフレッシュされるとともにＯＴＡ６０２の差動入力がゼロとなる。これにより、ＯＴＡ６０２の出力電流もまたゼロとなり、容量６０４の充電が停止する。
【００２６】
スイッチ６０６は、容量６０４に並列に設けられており、制御信号ＣＴ１に従って開閉動作をする。具体的には、スイッチ６０６は、制御信号ＣＴ１がＨレベルのときに導通状態となり、Ｌレベルのときに非導通状態となる。スイッチ６０６が導通状態にあるとき、容量６０４がリフレッシュされるとともに保持部６０７の入力がゼロとなる。
【００２７】
保持部６０７は、容量６０４の電圧を保持し、検出電圧Ｖｄとして出力する。保持部６０７の保持電圧は、制御信号ＣＴ２がＨレベルとなるごとに初期化される。
【００２８】
次に、図２のタイミングチャートを参照しながら本ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。ここで、図１に示したように、インダクタ１０のインダクタンスをＬ、インダクタ１０に流れる電流をＩＬ、ダイオード３０に流れる電流をＩｄ、容量６０３の電圧をＶ１、容量６０４の電圧をＶ２、ＯＴＡ６０１の相互コンダクタンスをｇｍ１、及びＯＴＡ６０２の相互コンダクタンスをｇｍ２とする。
【００２９】
時刻ｔ０において、制御信号ＣＴ１はＨレベルとなる。これにより、スイッチ２０は導通状態となり、インダクタ１０に入力電圧Ｖｉが印加される。すなわち、インダクタ１０の充電制御が開始される。この結果、スイッチ２０を流れるインダクタ電流ＩＬは次式（１）に従って直線的に増加する。
ＩＬ＝Ｖｉ／Ｌ＊ｔ…（１）
【００３０】
また、スイッチ６０６は導通状態となり、容量６０４はリフレッシュされ、電圧Ｖ２はゼロ（グランドレベル）となる。また、スイッチ電圧Ｖｓはほぼゼロであるため、制御信号ＣＴ２はＨレベルとなる。これにより、スイッチ６０５は導通状態となり、容量６０３はリフレッシュされ、電圧Ｖ１はゼロとなる。
【００３１】
次に、時刻ｔ１において、制御信号ＣＴ１はＬレベルとなる。これにより、スイッチ２０が非導通状態となり、インダクタ１０にはスイッチ電圧Ｖｓと入力電圧Ｖｉとの差分電圧（Ｖｉ−Ｖｓ）が印加される。すなわち、インダクタ１０の放電制御が開始される。この結果、ダイオード３０を流れる電流Ｉｄ（＝インダクタ電流ＩＬ）は次式（２）に従って直線的に減少する。電流Ｉｄは容量４０によって平滑化され、出力電圧Ｖｏが生成される。
ＩＬ＝Ｉｄ＝ΔＩ−（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｌ＊ｔ…（２）
【００３２】
また、時刻ｔ１において、スイッチ電圧Ｖｓは高電位となり、制御信号ＣＴ２はＬレベルとなる。これにより、スイッチ６０５は非導通状態となり、容量６０３は（Ｖｓ−Ｖｉ）＊ｇｍ１で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ１は次式（３）で表される。
Ｖ１＝１／Ｃ１＊∫（（Ｖｓ−Ｖｉ）＊ｇｍ１）ｄｔ
＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１＊ｇｍ１＊ｔ…（３）
ここで、差分電圧（Ｖｓ−Ｖｉ）がほぼ一定であれば、電圧Ｖ１は図２に示したように直線的に増加する。
【００３３】
また、スイッチ６０６は非導通状態となり、容量６０４はＶ１＊ｇｍ２で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ２は次式（４）で表される。
Ｖ２＝１／Ｃ２＊∫（Ｖ１＊ｇｍ２）ｄｔ
＝１／Ｃ１／Ｃ２＊∬（（Ｖｓ−Ｖｉ）＊ｇｍ１＊ｇｍ２）ｄｔ2
＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊ｔ2…（４）
ここで、差分電圧（Ｖｓ−Ｖｉ）がほぼ一定であれば、電圧Ｖ２は図２に示したように２次関数的に増加する。
【００３４】
次に、時刻ｔ２において、インダクタ電流ＩＬ、すなわち、ダイオード電流Ｉｄはゼロとなり、ダイオード３０はオフ状態となる。これにより、インダクタ１０の両端電圧は減衰振動しながらゼロとなる。同様に、スイッチ電圧Ｖｓもまた減衰振動しながら入力電圧Ｖｉとなる。この結果、制御信号ＣＴ２はＨレベルとなる。これにより、スイッチ６０５は導通状態となり、容量６０３はリフレッシュされ、電圧Ｖ１はゼロとなる。また、ＯＴＡ６０２の差動入力はゼロとなり、容量６０４の充電は停止する。この時の電圧Ｖ２は、ダイオード３０の導通期間をΔＴ（＝ｔ２−ｔ１）とすると、次式（５）で表される。
Ｖ２＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊ΔＴ2…（５）
【００３５】
また、制御信号ＣＴ２がＨレベルとなることにより、保持部６０７はこの時の電圧Ｖ２を保持する。したがって、保持部６０７から出力される検出電圧Ｖｄは式（５）で表される電圧Ｖ２と等しくなる。ここで、駆動電流Ｉｏは、ダイオード電流Ｉｄを平滑化（平均化）したものであるから、スイッチ２０のスイッチング周期をＴとして次式（６）で表される。
Ｉｏ＝ΔＩ／２／Ｔ＊ΔＴ…（６）
式（６）及び式（２）からΔＩを消去すると次式（７）が導かれる。
Ｉｏ＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／２／Ｔ／Ｌ＊ΔＴ2…（７）
ここで、スイッチング周期Ｔを一定とすると、式（５）及び式（７）から次式（８）が導かれる。
Ｖｄ＝２＊Ｔ＊Ｌ／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊Ｉｏ…（８）
式（８）から、検出電圧Ｖｄは駆動電流Ｉｏに比例していることがわかる。これは、検出部６０Ａによって駆動電流Ｉｏが間接的に検出されることを意味する。
【００３６】
以後、時刻ｔ３において、制御信号ＣＴ１が再びＨレベルとなり、上述した時刻ｔ０以降の動作が繰り返される。
【００３７】
以上、本実施形態によると、ダイオードの通電期間に、インダクタの両端電圧に応じた電流で第１の容量が充電され、同時に第１の容量に生じる電圧に応じた電流で第２の容量が充電される。これにより、第２の容量に、インダクタから電気エネルギーが放出される期間の２乗に比例する電圧、すなわち、駆動電流に比例する電圧が生じる。したがって、特に検出抵抗を用いることなく、高レンジの駆動電流を低損失で検出することができる。そして、検出された駆動電流及び駆動電圧に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を適応制御することができる。
【００３８】
なお、保持部６０７は、制御信号ＣＴ２に代えて制御信号ＣＴ１がＨレベルとなるごとに初期化されるようにしてもよい。また、制御信号ＣＴ１及びＣＴ２ではなく、図２に示した時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間にＨレベルとなる信号によって初期化されるようにしてもよい。
【００３９】
（第２の実施形態）
図３は、第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。本ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおけるＯＴＡ６０１に代えて電流源６１１及び６１２を備えている。以下、第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと異なる点についてのみ説明する。
【００４０】
電流源６１１は、スイッチ電圧Ｖｓを電源とする定電流源であり、容量６０３に接続されている。電流源６１２は、電流源６１１と容量６０３との接続点に接続され、電流源６１１から電流を引き抜く定電流源である。電流源６１２は、入力電圧Ｖｉによってバイアス制御される。
【００４１】
図４は、図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路構成を示す。図４において、６１２１は入力電圧端に接続された抵抗、６１２２及び６１２３は電流ミラー回路を構成するＮＭＯＳトランジスタである。抵抗６１２１に流れる電流と等しい電流がトランジスタ６１２３に流れる。６１１１及び６１１２は電流ミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタである。各トランジスタのソースにはスイッチ電圧Ｖｓが印加される。６１１３はトランジスタ６１１１のゲート及びドレインと接地ノードとの間に接続された抵抗である。トランジスタ６１２３及び６１１２のドレインはいずれも容量６０３の一端に接続される。この接続点電位をＶ１とする。容量６０３の他端は電圧源６１３に接続される。なお、電圧源６１３の電圧Ｖ０はトランジスタ６１２２及び６１２３が飽和しない電圧レベルに設定される。６０２１は電圧Ｖ１が入力されるバッファ回路である。６０２２及び６０２３は直列接続された抵抗である。抵抗６０２２の一端には電圧Ｖ０が印加される。６０２４は、非反転入力端に抵抗６０２２及び６０２３の接続点電位が印加され、出力端に抵抗６０２３の他端が接続された演算増幅器である。６０２５は演算増幅器６０２４の出力端に接続された抵抗である。６０２６は、容量６０４及びトランジスタ６０２５の接続点電位であるＶ２が入力されるバッファ回路である。６０２７及び６０２８は直列接続された抵抗である。抵抗６０２８にはバッファ回路６０２１の出力電圧（電圧Ｖ１）が印加される。抵抗６０２９にはバッファ回路６０２６の出力電圧（電圧Ｖ２）が印加される。
【００４２】
上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートは図２に示したとおりである。以下、図２のタイミングチャートを参照しながら図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。ここで、抵抗６１１３及び６１２１の抵抗値をいずれもＲ１、抵抗６０２５の抵抗値をＲ２、抵抗６０２２、６０２３、６０２８及び６０２９の抵抗値をいずれもＲ４とする。
【００４３】
時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、容量６０３は（Ｖｓ−Ｖｔ）／Ｒ１−（Ｖｉ−Ｖｔ）／Ｒ１＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｒ１で表される大きさの電流（ただし、Ｖｔはトランジスタ６１１２及び６１２３のソース・ゲート間電圧である。）で充電され、電圧Ｖ１は次式（９）で表される。
Ｖ１＝１／Ｃ１＊∫（（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｒ１）ｄｔ＋Ｖ０
＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｒ１＊ｔ…（９）
【００４４】
また、容量６０４は抵抗６０２５を流れる電流で充電される。演算増幅器６０２４の出力端電圧をＶ４とすると、演算増幅器６０２４の非反転入力端電圧は（Ｖ４＋Ｖ０）／２となり、反転入力端電圧は（Ｖ１＋Ｖ２）／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０２４はこれら電圧が等しくなるように動作し、電圧Ｖ４は次式（１０）で表される。
Ｖ４＝Ｖ１＋Ｖ２−Ｖ０…（１０）
したがって、容量６０４はＶ４−Ｖ２＝（Ｖ１−Ｖ０）／Ｒ２で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ２は次式（１１）で表される。
Ｖ２＝１／Ｃ２＊∫（（Ｖ１−Ｖ０）／Ｒ２）ｄｔ
＝１／Ｃ１／Ｃ２＊∬（（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｒ１／Ｒ２）ｄｔ2
＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊ｔ2…（１１）
【００４５】
時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間は容量６０４の充電は停止する。この時の電圧Ｖｄは次式（１２）で表される。
Ｖｄ＝Ｖ２＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊ΔＴ2…（１２）
式（７）及び式（１２）から次式（１３）が導かれる。
Ｖｄ＝２＊Ｔ＊Ｌ／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊Ｉｏ…（１３）
式（１３）から、検出電圧Ｖｄは駆動電流Ｉｏに比例していることがわかる。これは、検出部６０Ｂによって駆動電流Ｉｏが間接的に検出されることを意味する。
【００４６】
以上、本実施形態によると、第１の実施形態と同様に、特に検出抵抗を用いることなく、高レンジの駆動電流を低損失で検出することができる。そして、検出された駆動電流及び駆動電圧に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を適応制御することができる。
【００４７】
なお、第１及び第２の実施形態において、保持部６０７は、制御信号ＣＴ２に代えて制御信号ＣＴ１がＨレベルとなるごとに初期化されるようにしてもよい。また、制御信号ＣＴ１及びＣＴ２ではなく、図２に示した時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間にＨレベルとなる信号によって初期化されるようにしてもよい。
【００４８】
（第３の実施形態）
図５は、第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。本ＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタ１０、スイッチ２０、ダイオード３０、容量４０、制御部５０、及び検出部６０Ｃを備えた昇圧コンバータである。以下、第１の実施形態と異なる点についてのみ説明する。
【００４９】
検出部６０Ｃは、ＯＴＡ６０１及び６０２、容量６０３及び６０４、スイッチ６０５、６０６及び６２１、保持部６０７、比較器６０８、抵抗６２２及び６２３、ＲＳラッチ６２４及び論理回路６２５を備えている。比較器６０８とＲＳラッチ６２４と論理回路６２５とでスイッチ制御部が構成されている。抵抗６２２及び６２３は直列接続され、入力電圧端と接地ノードとの間に設けられている。ここで、抵抗６２２及び６２３の抵抗値を等しく設定すると、その接続点電圧は入力電圧Ｖｉの半分となる。ＯＴＡ６０１の反転入力端は接地ノードに接続され、非反転入力端には抵抗６２２及び６２３の接続点電圧が印加される。これにより、ＯＴＡ６０１は、入力電圧Ｖｉに応じた電流を出力し、容量６０３を充電する。すなわち、抵抗６２２及び６２３とＯＴＡ６０１と容量６０３とで積分回路が構成されている。また、ＯＴＡ６０２は、容量６０２の両端電圧に応じた電流を出力し、容量６０４を充電する。すなわち、ＯＴＡ６０２と容量６０４とで積分回路が構成されている。
【００５０】
スイッチ６２１は、ＯＴＡ６０１の反転入力端と非反転入力端との間に設けられており、制御信号ＣＴ１の反転である／ＣＴ１に従って開閉動作をする。具体的には、スイッチ６２１は、制御信号ＣＴ２がＨレベルのときに非導通状態となり、Ｌレベルのときに導通状態となる。スイッチ６２１が非導通状態にあるとき、ＯＴＡ６０１は容量６０３を充電する。一方、スイッチ６２１が導通状態にあるとき、ＯＴＡ６０１の差動入力はゼロとなり、容量６０３の充電が停止する。すなわち、スイッチ６２１が非導通状態にあるとき、ＯＴＡ６０１を含む積分回路の積分動作が有効となり、スイッチ６２１が導通状態にあるとき、当該積分動作は無効となる。
【００５１】
スイッチ６０５は、ＲＳラッチ６２４のＱ出力に従って開閉動作をする。ＲＳラッチ６２４は、セット信号として論理回路６２５の出力を受け、リセット信号として制御信号ＣＴ１を受ける。論理回路６２５は、制御信号ＣＴ１の反転と制御信号ＣＴとの論理積を出力する。したがって、スイッチ６０５は、制御信号ＣＴ２がＨレベル、かつ、制御信号ＣＴ１がＬレベルのときに導通状態となり、制御信号ＣＴ１がＨレベルとなることによって非導通状態となる。
【００５２】
保持部６０７は、容量６０４の電圧を保持し、検出電圧Ｖｄとして出力する。保持部６０７の保持電圧は、制御信号ＣＴがＨレベルとなるごとに初期化される。
【００５３】
次に、図６のタイミングチャートを参照しながら本ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。
【００５４】
時刻ｔ０において、制御信号ＣＴ１はＨレベルとなる。これにより、導通状態となったスイッチ２０を流れるインダクタ電流ＩＬは式（１）に従って直線的に増加する。このとき、スイッチ６０６は導通状態となり、容量６０４はリフレッシュされ、電圧Ｖ２はゼロ（グランドレベル）となる。ＲＳラッチ６２４はリセットされ、Ｑ出力はＬレベルとなり、スイッチ６０５は非導通状態となる。また、スイッチ６２１は非導通状態となり、容量６０３はＶｉ／２＊ｇｍ１で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ１は次式（１４）で表される。
Ｖ１＝１／Ｃ１＊∫（Ｖｉ／２＊ｇｍ１）ｄｔ
＝Ｖｉ／２／Ｃ１＊ｇｍ１＊ｔ…（１４）
ここで、電圧Ｖｉ／２は一定であるため、電圧Ｖ１は図６に示したように直線的に増加する。
【００５５】
次に、時刻ｔ１において、制御信号ＣＴ１はＬレベルとなる。これにより、スイッチ２０が非導通状態となり、ダイオード３０を流れる電流Ｉｄ（＝インダクタ電流ＩＬ）は式（２）に従って直線的に減少する。このとき、スイッチ６２１は導通状態となり、ＯＴＡ６０１の反転入力端と非反転入力端とが短絡される。これにより、容量６０３の充電が停止する。また、制御信号ＣＴ２がＬレベルとなるため、ＲＳラッチ６２４のＱ出力は依然としてＬレベルのままであり、スイッチ６０５は非導通状態を維持する。このときの電圧Ｖ１は、式（１４）に時刻ｔ０から時刻ｔ１までの期間Ｔｏｎを代入して、次式（１５）で表される。
Ｖ１＝Ｖｉ／２／Ｃ１＊ｇｍ１＊Ｔｏｎ…（１５）
【００５６】
また、時刻ｔ１において、スイッチ６０６は非導通状態となる。したがって、容量６０４はＶ１＊ｇｍ２で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ２は次式（１６）で表される。
Ｖ２＝１／Ｃ２＊∫（Ｖ１＊ｇｍ２）ｄｔ
＝Ｖ１／Ｃ２＊ｇｍ２＊ｔ…（１６）
ここで、電圧Ｖ１は一定であるため、電圧Ｖ２は図６に示したように直線的に増加する。
【００５７】
次に、時刻ｔ２において、制御信号ＣＴ２はＨレベルとなる。これにより、ＲＳラッチ６２４はセットされ、Ｑ出力はＨレベルとなる。したがって、スイッチ６０５は導通状態となり、容量６０３はリフレッシュされ、電圧Ｖ１はゼロとなる。また、ＯＴＡ６０２の差動入力はゼロとなり、容量６０４の充電は停止する。このときの電圧Ｖｄは、ダイオード３０の導通期間をΔＴ（＝ｔ２−ｔ１）とすると、次式（１７）で表される。
Ｖｄ＝Ｖ２＝Ｖ１／Ｃ２＊ｇｍ２＊ΔＴ
＝Ｖｉ／２／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊Ｔｏｎ＊ΔＴ…（１７）
【００５８】
ここで、ΔＩ＝Ｖｉ／Ｌ＊Ｔｏｎを式（６）に代入してΔＩを消去すると次式（１８）が導かれる。
Ｉｏ＝Ｖｉ／２／Ｌ／Ｔ＊Ｔｏｎ＊ΔＴ…（１８）
ここで、スイッチング周期Ｔを一定とすると、式（１７）及び式（１８）から次式（１９）が導かれる。
Ｖｄ＝Ｔ＊Ｌ／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊Ｉｏ…（１９）
式（１９）から、検出電圧Ｖｄは駆動電流Ｉｏに比例していることがわかる。これは、検出部６０Ｃによって駆動電流Ｉｏが間接的に検出されることを意味する。
【００５９】
以後、時刻ｔ３において、制御信号ＣＴ１が再びＨレベルとなり、上述した時刻ｔ０以降の動作が繰り返される。制御信号ＣＴ１がＨレベルとなることにより、保持部６０７は式（１７）で表される電圧Ｖ２を保持する。
【００６０】
図７は、図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路構成を示す。図７において、６０１１は抵抗６２２及び６２３の接続点電位が入力されるバッファ回路である。６０１２及び６０１３は直列接続された抵抗である。抵抗６０１２の一端は接地ノードに接続される。６０１４は、非反転入力端に抵抗６０１２及び６０１３の接続点電位が印加され、出力端に抵抗６０１３の他端が接続された演算増幅器である。６０１５は演算増幅器６０１４の出力端に接続された抵抗である。抵抗６０１５の他端は容量６０３の一端に接続されている。この接続点電位をＶ１とする。６０１６及び６０１７は直列接続された抵抗である。抵抗６０１６にはバッファ回路６０１１の出力電圧が印加される。抵抗６０１７にはバッファ回路６０２１の出力電圧（電圧Ｖ１）が印加される。図７においてＯＴＡ６０２に相当する部分は図４を参照して説明したとおりである。なお、図４に示したＯＴＡ６０２に相当する部分とは、抵抗６０２２の一端が接地ノードに接続されている点が異なる。
【００６１】
上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートは図６に示したとおりである。以下、図６のタイミングチャートを参照しながら図７に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。ここで、抵抗６０１５の抵抗値をＲ１、抵抗６０２５の抵抗値をＲ２、抵抗６２２及び６２３の抵抗値をいずれもＲ３、抵抗６０２２、６０２３、６０２８及び６０２９の抵抗値をいずれもＲ４、抵抗６０１２、６０１３、６０１６及び６０１７の抵抗値をいずれもＲ５とする。
【００６２】
時刻ｔ０から時刻ｔ１までの間、スイッチ６２１は非導通状態となる。これにより、抵抗６２２及び６２３の接続点には入力電圧Ｖｉを分圧した電圧Ｖｉ／２が発生し、バッファ回路６０１１に電圧Ｖｉ／２が入力される。演算増幅器６０１４の出力電圧をＶ５とすると、演算増幅器６０１４の非反転入力端電圧はＶ５／２となり、反転入力端電圧は（Ｖｉ／２＋Ｖ１）／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０１４はこれら電圧が等しくなるように動作し、電圧Ｖ５は次式（２０）で表される。
Ｖ５＝Ｖｉ／２＋Ｖ１…（２０）
したがって、容量６０３は（Ｖ５−Ｖ１）／Ｒ１＝Ｖｉ／２／Ｒ１で表される電流で充電され、電圧Ｖ１は次式（２１）で表される。
Ｖ１＝１／Ｃ１＊∫（Ｖｉ／２／Ｒ１）ｄｔ
＝Ｖｉ／２／Ｃ１／Ｒ１＊ｔ…（２１）
時刻ｔ１における電圧Ｖ１は、式（２１）にｔ＝Ｔｏｎを代入して次式（２２）で表される。
Ｖ１＝Ｖｉ／２／Ｃ１／Ｒ１＊Ｔｏｎ…（２２）
【００６３】
次に、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、スイッチ６２１は導通状態となり、抵抗６２２及び６２３の接続点電圧はほぼゼロとなる。これにより、演算増幅器６０１４の反転入力端電圧はＶ１／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０１４は非反転入力端電圧がＶｃ／２となるように動作する。これにより、出力端電圧Ｖ５＝Ｖ１となり、電圧Ｖ１が維持される。
【００６４】
また、この期間、スイッチ６０６は非導通状態となる。演算増幅器６０２４の出力端電圧をＶ４とすると、演算増幅器６０２４の非反転入力端電圧はＶ４／２となり、反転入力端電圧は（Ｖ１＋Ｖ２）／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０２４はこれら電圧が等しくなるように動作し、電圧Ｖ４は次式（２３）で表される。
Ｖ４＝Ｖ１＋Ｖ２…（２３）
したがって、容量６０４は（Ｖ４−Ｖ２）／Ｒ２＝Ｖ１／Ｒ２で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ２は次式（２４）で表される。
Ｖ２＝１／Ｃ２＊∫（Ｖ１／Ｒ２）ｄｔ
＝Ｖ１／Ｃ２／Ｒ２＊ｔ…（２４）
【００６５】
時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間、スイッチ６０５は導通状態となる。これにより、容量６０３はリフレッシュされ、電圧Ｖ１はゼロとなり、演算増幅器６０２４の反転入力端電圧はＶ２／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０２４は非反転入力端電圧がＶｃ／２となるように動作する。これにより、出力端電圧Ｖ４＝Ｖ２となり、電圧Ｖ２が維持される。また、容量６０４の充電は停止する。このときの電圧Ｖｄは次式（２５）で表される。
Ｖｄ＝Ｖ２＝Ｖ１／Ｃ２／Ｒ２＊ΔＴ
＝Ｖｉ／２／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊Ｔｏｎ＊ΔＴ…（２５）
式（１８）及び式（２５）から次式（１６）が導かれる。
Ｖｄ＝Ｔ＊Ｌ／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊Ｉｏ…（２６）
式（２６）から、検出電圧Ｖｄは駆動電流Ｉｏに比例していることがわかる。これは、検出部６０Ｃによって駆動電流Ｉｏが間接的に検出されることを意味する。
【００６６】
以上、本実施形態によると、インダクタが充電されている間、その充電量に応じた電荷が第１の容量に充電され、その後、インダクタが放電している間、第１の容量に発生している電圧に応じた電流で第２の容量が充電される。これにより、第２の容量に、インダクタから電気エネルギーが放出される期間の２乗に比例する電圧、すなわち、駆動電流に比例する電圧が生じる。したがって、特に検出抵抗を用いることなく、高レンジの駆動電流を低損失で検出することができる。そして、検出された駆動電流及び駆動電圧に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を適応制御することができる。
【００６７】
なお、スイッチ６２１は、ＯＴＡ６０１と容量６０３との間に設けてもよい（図８参照）。この場合、スイッチ６２１は、制御信号ＣＴ１によって開閉動作が制御される。このように変更を加えても上述した効果が奏される。
【００６８】
また、保持部６０７は、制御信号ＣＴ１に代えて制御信号ＣＴ２がＨレベルとなるごとに初期化されるようにしてもよい。また、制御信号ＣＴ１及びＣＴ２ではなく、図６に示した時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間にＨレベルとなる信号によって初期化されるようにしてもよい。
【００６９】
また、上記の各実施形態は昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであるが、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータについても本発明により上述した効果が奏される。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、低損失で高レンジの駆動電流を検出することができるため、有機ＥＬパネルの駆動回路等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【図２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートである。
【図３】第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【図４】図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路構成図である。
【図５】第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【図６】図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートである。
【図７】図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路構成図である。
【図８】図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータの変形例である。
【符号の説明】
【００７２】
１０ インダクタ
５０ 制御部
６０１ ＯＴＡ（第１の演算相互演算コンダクタンス増幅器、第１の積分回路）
６０２ ＯＴＡ（第２の演算相互演算コンダクタンス増幅器、第２の積分回路）
６０３ 容量（第１の容量、第１の積分回路）
６０４ 容量（第２の容量、第２の積分回路）
６０５ スイッチ（第１のスイッチ）
６０６ スイッチ（第２のスイッチ）
６０７ 保持部
６０８ 比較器（スイッチ制御部）
６１１ 電流源（第１の電流源、第１の積分回路）
６１２ 電流源（第２の電流源、第１の積分回路）
６２１ スイッチ（第３のスイッチ）
６２４ ＲＳラッチ（スイッチ制御部）
６２５ 論理回路（スイッチ制御部）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、電流不連続モードで動作する昇圧及び昇降圧コンバータに適した負荷電流検出に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯機器等の表示装置として有機ＥＬパネルが多用されている。有機ＥＬパネルは比較的高い電圧で駆動する必要があるため、駆動回路としてＤＣ−ＤＣコンバータ、特に、昇圧コンバータがよく用いられる。昇圧コンバータは、バッテリー等から供給される数Ｖ程度の低い入力電圧から１０Ｖ以上の電圧を生成するものである。そして、有機ＥＬパネルの特徴を十分に発揮させるためには、駆動電流を精度良く検出し、その検出結果に基づいてて駆動回路の電圧制御を行う必要がある。
【０００３】
一般に、黒ラスタ表示時には有機ＥＬパネルにはほとんど電流は流れていないが、画面の輝度を確保するために印加電圧を通常よりも高く設定することが行われる。しかし、有機ＥＬパネルに過大な電流が流れ続けるとパネル寿命が著しく低下してしまうため、過電流が検出された場合には印加電圧を低下させるように制御することが好ましい。従来、有機ＥＬパネルに過電流が流れるのを防止するために、信号ラインに挿入した検出抵抗の両端に生じる電圧から駆動電流を検出し、その検出結果に応じて有機ＥＬパネルの駆動電圧及び駆動電流を制御する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００１−１１０５６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、上記手法では、検出抵抗によって駆動電圧に損失が生じてしまう。損失低減のために検出抵抗の抵抗値を小さくすると、黒ラスタ表示のような軽負荷の場合に検出精度が確保できなくなるといった問題が生じる。逆に、軽負荷時の検出精度を向上させるために検出抵抗の抵抗値を大きくすると、重負荷時に多大な損失が発生してしまう。このため、有機ＥＬパネルの駆動回路では、一般に、抵抗値が比較的小さな検出抵抗を設けて、重負荷時の駆動電流のみを検出するようになっている。
【０００５】
上記問題に鑑み、本発明は、主に駆動回路として用いられるＤＣ−ＤＣコンバータについて、高レンジの駆動電流を低損失で検出することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために本発明が講じた手段は、インダクタを備えたＤＣ−ＤＣコンバータとして、前記インダクタの両端電圧を積分する第１の積分回路と、前記第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路と、前記第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部と、前記保持部の出力電圧に基づいて前記インダクタの充放電制御を行う制御部とを備えたものとする。
【０００７】
これによると、制御部の制御によりインダクタに充電された電気エネルギーに対応する電圧が第１及び第２の積分回路によって二重積分され、当該積分結果が保持部に保持され、当該保持電圧に基づいて制御部によってインダクタの充放電制御が行われる。当該二重積分によって得られる電圧は本ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される駆動電流に比例しており、これにより、特に検出抵抗を用いなくとも駆動電流を検出することができる。
【０００８】
具体的には、前記第１の積分回路は、積分電荷を蓄積する第１の容量を有するものであり、前記第２の積分回路は、積分電荷を蓄積する第２の容量を有するものである。そして、上記のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の容量に並列に設けられた第１のスイッチと、前記第２の容量に並列に設けられた第２のスイッチと、前記インダクタの出力電圧と当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧とを受け、前記インダクタの出力電圧が当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧よりも小さいとき、前記第１のスイッチを導通状態にする一方、それ以外のとき、前記第１のスイッチを非導通状態にするスイッチ制御部とをさらに備えている。ここで、前記制御部は、前記インダクタの充電制御を行うとき、前記第２のスイッチを導通状態にする一方、前記インダクタの放電制御を行うとき、前記第２のスイッチを非導通状態にするものである。
【０００９】
より具体的には、前記第１の積分回路は、前記インダクタの入力電圧と出力電圧との差分に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものである。また、前記第１の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである。
【００１０】
また、より具体的には、前記第１の積分回路は、前記インダクタの出力電圧を電源電圧とし、前記第１の容量に接続された第１の電流源と、前記インダクタの入力電圧によってバイアス制御され、前記第１の電流源から電流を引き抜く第２の電流源とを有するものである。
【００１１】
一方、本発明が講じた手段は、インダクタを備えたＤＣ−ＤＣコンバータとして、前記インダクタの入力電圧を積分する第１の積分回路と、前記第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路と、前記第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部と、前記保持部の出力電圧に基づいて前記インダクタの充放電制御を行う制御部とを備えたものとする。
【００１２】
これによると、インダクタの入力電圧が第１の積分回路で積分され、当該積分結果がさらに第２の積分回路によって積分され、結局、インダクタに充電されることとなる電気エネルギーに対応する電圧が第１及び第２の積分回路によって二重積分され、当該積分結果が保持部に保持され、当該保持電圧に基づいて制御部によってインダクタの充放電制御が行われる。当該二重積分によって得られる電圧は本ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される駆動電流に比例しており、これにより、特に検出抵抗を用いなくとも駆動電流を検出することができる。
【００１３】
具体的には、前記第１の積分回路は、積分電荷を蓄積する第１の容量を有するものであり、前記第２の積分回路は、積分電荷を蓄積する第２の容量を有するものである。そして、上記のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の容量に並列に設けられた第１のスイッチと、前記第２の容量に並列に設けられた第２のスイッチと、前記第１の積分回路の積分動作の有効及び無効を切り替える第３のスイッチと、前記インダクタの出力電圧と当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と前記制御部の出力とを受け、前記インダクタの出力電圧が当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧よりも小さく、かつ、前記制御部によって前記インダクタの放電制御が行われているとき、前記第１のスイッチを導通状態にする一方、それ以外のとき、前記第１のスイッチを非導通状態にするスイッチ制御部とをさらに備えている。ここで、前記制御部は、前記インダクタの充電制御を行うとき、前記第２のスイッチを導通状態にするとともに前記第３のスイッチを前記第１の容量が充電される第１の状態にする一方、前記インダクタの放電制御を行うとき、前記第２のスイッチを非導通状態にするとともに前記第３のスイッチを前記第１の容量の充電が停止する第２の状態にするものである。
【００１４】
より具体的には、前記第１の積分回路は、前記インダクタの入力電圧と所定電圧との差分に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものである。また、前記第１の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである。
【００１５】
さらに具体的には、前記第３のスイッチは、前記演算相互コンダクタンス増幅器の反転入力端と非反転入力端との間に設けられたものである。そして、前記第１の状態は、前記反転入力端と前記非反転入力端とを開放する状態であり、前記第２の状態は、前記反転入力端と前記非反転入力端とを短絡する状態である。
【００１６】
また、さらに具体的には、前記第３のスイッチは、前記演算相互コンダクタンス増幅器の出力端と前記第１の容量との間に設けられたものである。そして、前記第１の状態は、導通状態であり、前記第２の状態は、非導通状態である。
【００１７】
また、具体的には、前記第２の積分回路は、前記第１の容量の両端電圧に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものであり、前記第２の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである。
【００１８】
また、好ましくは、前記保持部は、前記制御部及びスイッチ制御部のいずれか一方の制御によって初期化されるものとする。
【発明の効果】
【００１９】
以上のように本発明によると、ＤＣ−ＤＣコンバータについて、高レンジの駆動電流を低損失で検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２１】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。本ＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタ１０、スイッチ２０、ダイオード３０、容量４０、制御部５０、及び検出部６０Ａを備えた昇圧コンバータである。
【００２２】
インダクタ１０は、バッテリー等の入力電圧Ｖｉを受け、スイッチ２０の開閉動作に応じて充放電を繰り返す。この充放電電流はダイオード３０によって整流され、容量４０で平滑化されて出力電圧Ｖｏとなる。制御部５０は、出力電圧Ｖｏ及び検出部６０Ａから出力された検出電圧Ｖｄに応じて制御信号ＣＴ１の論理レベルを変化させて適応的にスイッチ２０の開閉動作を制御する。詳しくは後述するが、検出電圧Ｖｄは本ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流（駆動電流）Ｉｏを間接的に検出したものである。これにより、本ＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏに基づいてフィードバック制御をすることができるようになっている。
【００２３】
検出部６０Ａは、演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）６０１及び６０２、容量６０３及び６０４、スイッチ６０５及び６０６、保持部６０７、及びスイッチ制御部としての比較器６０８を備えている。ＯＴＡ６０１は、インダクタ１０の両端電圧、すなわち、入力電圧Ｖｉ及びスイッチ電圧（インダクタ１０の出力電圧）Ｖｓの差分に応じた電流を出力し、容量６０３を充電する。すなわち、ＯＴＡ６０１と容量６０３とで積分回路が構成されている。また、ＯＴＡ６０２は、容量６０２の両端電圧に応じた電流を出力し、容量６０４を充電する。すなわち、ＯＴＡ６０２と容量６０４とで積分回路が構成されている。
【００２４】
比較器６０８は、スイッチ電圧Ｖｓ及び出力電圧Ｖｏを受け、これら電圧の大小関係に応じて制御信号ＣＴ２を出力する。具体的には、比較器６０８は、スイッチ電圧Ｖｓが出力電圧Ｖｏよりも小さい（又は以下）のとき、制御信号ＣＴ２をＨレベルにする。一方、これ以外のとき、制御信号ＣＴ２をＬレベルにする。
【００２５】
スイッチ６０５は、容量６０３に並列に設けられており、制御信号ＣＴ２に従って開閉動作をする。具体的には、スイッチ６０５は、制御信号ＣＴ２がＨレベルのときに導通状態となり、Ｌレベルのときに非導通状態となる。スイッチ６０５が導通状態にあるとき、容量６０３がリフレッシュされるとともにＯＴＡ６０２の差動入力がゼロとなる。これにより、ＯＴＡ６０２の出力電流もまたゼロとなり、容量６０４の充電が停止する。
【００２６】
スイッチ６０６は、容量６０４に並列に設けられており、制御信号ＣＴ１に従って開閉動作をする。具体的には、スイッチ６０６は、制御信号ＣＴ１がＨレベルのときに導通状態となり、Ｌレベルのときに非導通状態となる。スイッチ６０６が導通状態にあるとき、容量６０４がリフレッシュされるとともに保持部６０７の入力がゼロとなる。
【００２７】
保持部６０７は、容量６０４の電圧を保持し、検出電圧Ｖｄとして出力する。保持部６０７の保持電圧は、制御信号ＣＴ２がＨレベルとなるごとに初期化される。
【００２８】
次に、図２のタイミングチャートを参照しながら本ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。ここで、図１に示したように、インダクタ１０のインダクタンスをＬ、インダクタ１０に流れる電流をＩＬ、ダイオード３０に流れる電流をＩｄ、容量６０３の電圧をＶ１、容量６０４の電圧をＶ２、ＯＴＡ６０１の相互コンダクタンスをｇｍ１、及びＯＴＡ６０２の相互コンダクタンスをｇｍ２とする。
【００２９】
時刻ｔ０において、制御信号ＣＴ１はＨレベルとなる。これにより、スイッチ２０は導通状態となり、インダクタ１０に入力電圧Ｖｉが印加される。すなわち、インダクタ１０の充電制御が開始される。この結果、スイッチ２０を流れるインダクタ電流ＩＬは次式（１）に従って直線的に増加する。
ＩＬ＝Ｖｉ／Ｌ＊ｔ…（１）
【００３０】
また、スイッチ６０６は導通状態となり、容量６０４はリフレッシュされ、電圧Ｖ２はゼロ（グランドレベル）となる。また、スイッチ電圧Ｖｓはほぼゼロであるため、制御信号ＣＴ２はＨレベルとなる。これにより、スイッチ６０５は導通状態となり、容量６０３はリフレッシュされ、電圧Ｖ１はゼロとなる。
【００３１】
次に、時刻ｔ１において、制御信号ＣＴ１はＬレベルとなる。これにより、スイッチ２０が非導通状態となり、インダクタ１０にはスイッチ電圧Ｖｓと入力電圧Ｖｉとの差分電圧（Ｖｉ−Ｖｓ）が印加される。すなわち、インダクタ１０の放電制御が開始される。この結果、ダイオード３０を流れる電流Ｉｄ（＝インダクタ電流ＩＬ）は次式（２）に従って直線的に減少する。電流Ｉｄは容量４０によって平滑化され、出力電圧Ｖｏが生成される。
ＩＬ＝Ｉｄ＝ΔＩ−（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｌ＊ｔ…（２）
【００３２】
また、時刻ｔ１において、スイッチ電圧Ｖｓは高電位となり、制御信号ＣＴ２はＬレベルとなる。これにより、スイッチ６０５は非導通状態となり、容量６０３は（Ｖｓ−Ｖｉ）＊ｇｍ１で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ１は次式（３）で表される。
Ｖ１＝１／Ｃ１＊∫（（Ｖｓ−Ｖｉ）＊ｇｍ１）ｄｔ
＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１＊ｇｍ１＊ｔ…（３）
ここで、差分電圧（Ｖｓ−Ｖｉ）がほぼ一定であれば、電圧Ｖ１は図２に示したように直線的に増加する。
【００３３】
また、スイッチ６０６は非導通状態となり、容量６０４はＶ１＊ｇｍ２で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ２は次式（４）で表される。
Ｖ２＝１／Ｃ２＊∫（Ｖ１＊ｇｍ２）ｄｔ
＝１／Ｃ１／Ｃ２＊∬（（Ｖｓ−Ｖｉ）＊ｇｍ１＊ｇｍ２）ｄｔ2
＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊ｔ2…（４）
ここで、差分電圧（Ｖｓ−Ｖｉ）がほぼ一定であれば、電圧Ｖ２は図２に示したように２次関数的に増加する。
【００３４】
次に、時刻ｔ２において、インダクタ電流ＩＬ、すなわち、ダイオード電流Ｉｄはゼロとなり、ダイオード３０はオフ状態となる。これにより、インダクタ１０の両端電圧は減衰振動しながらゼロとなる。同様に、スイッチ電圧Ｖｓもまた減衰振動しながら入力電圧Ｖｉとなる。この結果、制御信号ＣＴ２はＨレベルとなる。これにより、スイッチ６０５は導通状態となり、容量６０３はリフレッシュされ、電圧Ｖ１はゼロとなる。また、ＯＴＡ６０２の差動入力はゼロとなり、容量６０４の充電は停止する。この時の電圧Ｖ２は、ダイオード３０の導通期間をΔＴ（＝ｔ２−ｔ１）とすると、次式（５）で表される。
Ｖ２＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊ΔＴ2…（５）
【００３５】
また、制御信号ＣＴ２がＨレベルとなることにより、保持部６０７はこの時の電圧Ｖ２を保持する。したがって、保持部６０７から出力される検出電圧Ｖｄは式（５）で表される電圧Ｖ２と等しくなる。ここで、駆動電流Ｉｏは、ダイオード電流Ｉｄを平滑化（平均化）したものであるから、スイッチ２０のスイッチング周期をＴとして次式（６）で表される。
Ｉｏ＝ΔＩ／２／Ｔ＊ΔＴ…（６）
式（６）及び式（２）からΔＩを消去すると次式（７）が導かれる。
Ｉｏ＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／２／Ｔ／Ｌ＊ΔＴ2…（７）
ここで、スイッチング周期Ｔを一定とすると、式（５）及び式（７）から次式（８）が導かれる。
Ｖｄ＝２＊Ｔ＊Ｌ／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊Ｉｏ…（８）
式（８）から、検出電圧Ｖｄは駆動電流Ｉｏに比例していることがわかる。これは、検出部６０Ａによって駆動電流Ｉｏが間接的に検出されることを意味する。
【００３６】
以後、時刻ｔ３において、制御信号ＣＴ１が再びＨレベルとなり、上述した時刻ｔ０以降の動作が繰り返される。
【００３７】
以上、本実施形態によると、ダイオードの通電期間に、インダクタの両端電圧に応じた電流で第１の容量が充電され、同時に第１の容量に生じる電圧に応じた電流で第２の容量が充電される。これにより、第２の容量に、インダクタから電気エネルギーが放出される期間の２乗に比例する電圧、すなわち、駆動電流に比例する電圧が生じる。したがって、特に検出抵抗を用いることなく、高レンジの駆動電流を低損失で検出することができる。そして、検出された駆動電流及び駆動電圧に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を適応制御することができる。
【００３８】
なお、保持部６０７は、制御信号ＣＴ２に代えて制御信号ＣＴ１がＨレベルとなるごとに初期化されるようにしてもよい。また、制御信号ＣＴ１及びＣＴ２ではなく、図２に示した時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間にＨレベルとなる信号によって初期化されるようにしてもよい。
【００３９】
（第２の実施形態）
図３は、第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。本ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおけるＯＴＡ６０１に代えて電流源６１１及び６１２を備えている。以下、第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと異なる点についてのみ説明する。
【００４０】
電流源６１１は、スイッチ電圧Ｖｓを電源とする定電流源であり、容量６０３に接続されている。電流源６１２は、電流源６１１と容量６０３との接続点に接続され、電流源６１１から電流を引き抜く定電流源である。電流源６１２は、入力電圧Ｖｉによってバイアス制御される。
【００４１】
図４は、図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路構成を示す。図４において、６１２１は入力電圧端に接続された抵抗、６１２２及び６１２３は電流ミラー回路を構成するＮＭＯＳトランジスタである。抵抗６１２１に流れる電流と等しい電流がトランジスタ６１２３に流れる。６１１１及び６１１２は電流ミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタである。各トランジスタのソースにはスイッチ電圧Ｖｓが印加される。６１１３はトランジスタ６１１１のゲート及びドレインと接地ノードとの間に接続された抵抗である。トランジスタ６１２３及び６１１２のドレインはいずれも容量６０３の一端に接続される。この接続点電位をＶ１とする。容量６０３の他端は電圧源６１３に接続される。なお、電圧源６１３の電圧Ｖ０はトランジスタ６１２２及び６１２３が飽和しない電圧レベルに設定される。６０２１は電圧Ｖ１が入力されるバッファ回路である。６０２２及び６０２３は直列接続された抵抗である。抵抗６０２２の一端には電圧Ｖ０が印加される。６０２４は、非反転入力端に抵抗６０２２及び６０２３の接続点電位が印加され、出力端に抵抗６０２３の他端が接続された演算増幅器である。６０２５は演算増幅器６０２４の出力端に接続された抵抗である。６０２６は、容量６０４及びトランジスタ６０２５の接続点電位であるＶ２が入力されるバッファ回路である。６０２７及び６０２８は直列接続された抵抗である。抵抗６０２８にはバッファ回路６０２１の出力電圧（電圧Ｖ１）が印加される。抵抗６０２９にはバッファ回路６０２６の出力電圧（電圧Ｖ２）が印加される。
【００４２】
上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートは図２に示したとおりである。以下、図２のタイミングチャートを参照しながら図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。ここで、抵抗６１１３及び６１２１の抵抗値をいずれもＲ１、抵抗６０２５の抵抗値をＲ２、抵抗６０２２、６０２３、６０２８及び６０２９の抵抗値をいずれもＲ４とする。
【００４３】
時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、容量６０３は（Ｖｓ−Ｖｔ）／Ｒ１−（Ｖｉ−Ｖｔ）／Ｒ１＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｒ１で表される大きさの電流（ただし、Ｖｔはトランジスタ６１１２及び６１２３のソース・ゲート間電圧である。）で充電され、電圧Ｖ１は次式（９）で表される。
Ｖ１＝１／Ｃ１＊∫（（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｒ１）ｄｔ＋Ｖ０
＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｒ１＊ｔ…（９）
【００４４】
また、容量６０４は抵抗６０２５を流れる電流で充電される。演算増幅器６０２４の出力端電圧をＶ４とすると、演算増幅器６０２４の非反転入力端電圧は（Ｖ４＋Ｖ０）／２となり、反転入力端電圧は（Ｖ１＋Ｖ２）／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０２４はこれら電圧が等しくなるように動作し、電圧Ｖ４は次式（１０）で表される。
Ｖ４＝Ｖ１＋Ｖ２−Ｖ０…（１０）
したがって、容量６０４はＶ４−Ｖ２＝（Ｖ１−Ｖ０）／Ｒ２で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ２は次式（１１）で表される。
Ｖ２＝１／Ｃ２＊∫（（Ｖ１−Ｖ０）／Ｒ２）ｄｔ
＝１／Ｃ１／Ｃ２＊∬（（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｒ１／Ｒ２）ｄｔ2
＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊ｔ2…（１１）
【００４５】
時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間は容量６０４の充電は停止する。この時の電圧Ｖｄは次式（１２）で表される。
Ｖｄ＝Ｖ２＝（Ｖｓ−Ｖｉ）／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊ΔＴ2…（１２）
式（７）及び式（１２）から次式（１３）が導かれる。
Ｖｄ＝２＊Ｔ＊Ｌ／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊Ｉｏ…（１３）
式（１３）から、検出電圧Ｖｄは駆動電流Ｉｏに比例していることがわかる。これは、検出部６０Ｂによって駆動電流Ｉｏが間接的に検出されることを意味する。
【００４６】
以上、本実施形態によると、第１の実施形態と同様に、特に検出抵抗を用いることなく、高レンジの駆動電流を低損失で検出することができる。そして、検出された駆動電流及び駆動電圧に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を適応制御することができる。
【００４７】
なお、第１及び第２の実施形態において、保持部６０７は、制御信号ＣＴ２に代えて制御信号ＣＴ１がＨレベルとなるごとに初期化されるようにしてもよい。また、制御信号ＣＴ１及びＣＴ２ではなく、図２に示した時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間にＨレベルとなる信号によって初期化されるようにしてもよい。
【００４８】
（第３の実施形態）
図５は、第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。本ＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタ１０、スイッチ２０、ダイオード３０、容量４０、制御部５０、及び検出部６０Ｃを備えた昇圧コンバータである。以下、第１の実施形態と異なる点についてのみ説明する。
【００４９】
検出部６０Ｃは、ＯＴＡ６０１及び６０２、容量６０３及び６０４、スイッチ６０５、６０６及び６２１、保持部６０７、比較器６０８、抵抗６２２及び６２３、ＲＳラッチ６２４及び論理回路６２５を備えている。比較器６０８とＲＳラッチ６２４と論理回路６２５とでスイッチ制御部が構成されている。抵抗６２２及び６２３は直列接続され、入力電圧端と接地ノードとの間に設けられている。ここで、抵抗６２２及び６２３の抵抗値を等しく設定すると、その接続点電圧は入力電圧Ｖｉの半分となる。ＯＴＡ６０１の反転入力端は接地ノードに接続され、非反転入力端には抵抗６２２及び６２３の接続点電圧が印加される。これにより、ＯＴＡ６０１は、入力電圧Ｖｉに応じた電流を出力し、容量６０３を充電する。すなわち、抵抗６２２及び６２３とＯＴＡ６０１と容量６０３とで積分回路が構成されている。また、ＯＴＡ６０２は、容量６０２の両端電圧に応じた電流を出力し、容量６０４を充電する。すなわち、ＯＴＡ６０２と容量６０４とで積分回路が構成されている。
【００５０】
スイッチ６２１は、ＯＴＡ６０１の反転入力端と非反転入力端との間に設けられており、制御信号ＣＴ１の反転である／ＣＴ１に従って開閉動作をする。具体的には、スイッチ６２１は、制御信号ＣＴ２がＨレベルのときに非導通状態となり、Ｌレベルのときに導通状態となる。スイッチ６２１が非導通状態にあるとき、ＯＴＡ６０１は容量６０３を充電する。一方、スイッチ６２１が導通状態にあるとき、ＯＴＡ６０１の差動入力はゼロとなり、容量６０３の充電が停止する。すなわち、スイッチ６２１が非導通状態にあるとき、ＯＴＡ６０１を含む積分回路の積分動作が有効となり、スイッチ６２１が導通状態にあるとき、当該積分動作は無効となる。
【００５１】
スイッチ６０５は、ＲＳラッチ６２４のＱ出力に従って開閉動作をする。ＲＳラッチ６２４は、セット信号として論理回路６２５の出力を受け、リセット信号として制御信号ＣＴ１を受ける。論理回路６２５は、制御信号ＣＴ１の反転と制御信号ＣＴとの論理積を出力する。したがって、スイッチ６０５は、制御信号ＣＴ２がＨレベル、かつ、制御信号ＣＴ１がＬレベルのときに導通状態となり、制御信号ＣＴ１がＨレベルとなることによって非導通状態となる。
【００５２】
保持部６０７は、容量６０４の電圧を保持し、検出電圧Ｖｄとして出力する。保持部６０７の保持電圧は、制御信号ＣＴがＨレベルとなるごとに初期化される。
【００５３】
次に、図６のタイミングチャートを参照しながら本ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。
【００５４】
時刻ｔ０において、制御信号ＣＴ１はＨレベルとなる。これにより、導通状態となったスイッチ２０を流れるインダクタ電流ＩＬは式（１）に従って直線的に増加する。このとき、スイッチ６０６は導通状態となり、容量６０４はリフレッシュされ、電圧Ｖ２はゼロ（グランドレベル）となる。ＲＳラッチ６２４はリセットされ、Ｑ出力はＬレベルとなり、スイッチ６０５は非導通状態となる。また、スイッチ６２１は非導通状態となり、容量６０３はＶｉ／２＊ｇｍ１で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ１は次式（１４）で表される。
Ｖ１＝１／Ｃ１＊∫（Ｖｉ／２＊ｇｍ１）ｄｔ
＝Ｖｉ／２／Ｃ１＊ｇｍ１＊ｔ…（１４）
ここで、電圧Ｖｉ／２は一定であるため、電圧Ｖ１は図６に示したように直線的に増加する。
【００５５】
次に、時刻ｔ１において、制御信号ＣＴ１はＬレベルとなる。これにより、スイッチ２０が非導通状態となり、ダイオード３０を流れる電流Ｉｄ（＝インダクタ電流ＩＬ）は式（２）に従って直線的に減少する。このとき、スイッチ６２１は導通状態となり、ＯＴＡ６０１の反転入力端と非反転入力端とが短絡される。これにより、容量６０３の充電が停止する。また、制御信号ＣＴ２がＬレベルとなるため、ＲＳラッチ６２４のＱ出力は依然としてＬレベルのままであり、スイッチ６０５は非導通状態を維持する。このときの電圧Ｖ１は、式（１４）に時刻ｔ０から時刻ｔ１までの期間Ｔｏｎを代入して、次式（１５）で表される。
Ｖ１＝Ｖｉ／２／Ｃ１＊ｇｍ１＊Ｔｏｎ…（１５）
【００５６】
また、時刻ｔ１において、スイッチ６０６は非導通状態となる。したがって、容量６０４はＶ１＊ｇｍ２で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ２は次式（１６）で表される。
Ｖ２＝１／Ｃ２＊∫（Ｖ１＊ｇｍ２）ｄｔ
＝Ｖ１／Ｃ２＊ｇｍ２＊ｔ…（１６）
ここで、電圧Ｖ１は一定であるため、電圧Ｖ２は図６に示したように直線的に増加する。
【００５７】
次に、時刻ｔ２において、制御信号ＣＴ２はＨレベルとなる。これにより、ＲＳラッチ６２４はセットされ、Ｑ出力はＨレベルとなる。したがって、スイッチ６０５は導通状態となり、容量６０３はリフレッシュされ、電圧Ｖ１はゼロとなる。また、ＯＴＡ６０２の差動入力はゼロとなり、容量６０４の充電は停止する。このときの電圧Ｖｄは、ダイオード３０の導通期間をΔＴ（＝ｔ２−ｔ１）とすると、次式（１７）で表される。
Ｖｄ＝Ｖ２＝Ｖ１／Ｃ２＊ｇｍ２＊ΔＴ
＝Ｖｉ／２／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊Ｔｏｎ＊ΔＴ…（１７）
【００５８】
ここで、ΔＩ＝Ｖｉ／Ｌ＊Ｔｏｎを式（６）に代入してΔＩを消去すると次式（１８）が導かれる。
Ｉｏ＝Ｖｉ／２／Ｌ／Ｔ＊Ｔｏｎ＊ΔＴ…（１８）
ここで、スイッチング周期Ｔを一定とすると、式（１７）及び式（１８）から次式（１９）が導かれる。
Ｖｄ＝Ｔ＊Ｌ／Ｃ１／Ｃ２＊ｇｍ１＊ｇｍ２＊Ｉｏ…（１９）
式（１９）から、検出電圧Ｖｄは駆動電流Ｉｏに比例していることがわかる。これは、検出部６０Ｃによって駆動電流Ｉｏが間接的に検出されることを意味する。
【００５９】
以後、時刻ｔ３において、制御信号ＣＴ１が再びＨレベルとなり、上述した時刻ｔ０以降の動作が繰り返される。制御信号ＣＴ１がＨレベルとなることにより、保持部６０７は式（１７）で表される電圧Ｖ２を保持する。
【００６０】
図７は、図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路構成を示す。図７において、６０１１は抵抗６２２及び６２３の接続点電位が入力されるバッファ回路である。６０１２及び６０１３は直列接続された抵抗である。抵抗６０１２の一端は接地ノードに接続される。６０１４は、非反転入力端に抵抗６０１２及び６０１３の接続点電位が印加され、出力端に抵抗６０１３の他端が接続された演算増幅器である。６０１５は演算増幅器６０１４の出力端に接続された抵抗である。抵抗６０１５の他端は容量６０３の一端に接続されている。この接続点電位をＶ１とする。６０１６及び６０１７は直列接続された抵抗である。抵抗６０１６にはバッファ回路６０１１の出力電圧が印加される。抵抗６０１７にはバッファ回路６０２１の出力電圧（電圧Ｖ１）が印加される。図７においてＯＴＡ６０２に相当する部分は図４を参照して説明したとおりである。なお、図４に示したＯＴＡ６０２に相当する部分とは、抵抗６０２２の一端が接地ノードに接続されている点が異なる。
【００６１】
上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートは図６に示したとおりである。以下、図６のタイミングチャートを参照しながら図７に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。ここで、抵抗６０１５の抵抗値をＲ１、抵抗６０２５の抵抗値をＲ２、抵抗６２２及び６２３の抵抗値をいずれもＲ３、抵抗６０２２、６０２３、６０２８及び６０２９の抵抗値をいずれもＲ４、抵抗６０１２、６０１３、６０１６及び６０１７の抵抗値をいずれもＲ５とする。
【００６２】
時刻ｔ０から時刻ｔ１までの間、スイッチ６２１は非導通状態となる。これにより、抵抗６２２及び６２３の接続点には入力電圧Ｖｉを分圧した電圧Ｖｉ／２が発生し、バッファ回路６０１１に電圧Ｖｉ／２が入力される。演算増幅器６０１４の出力電圧をＶ５とすると、演算増幅器６０１４の非反転入力端電圧はＶ５／２となり、反転入力端電圧は（Ｖｉ／２＋Ｖ１）／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０１４はこれら電圧が等しくなるように動作し、電圧Ｖ５は次式（２０）で表される。
Ｖ５＝Ｖｉ／２＋Ｖ１…（２０）
したがって、容量６０３は（Ｖ５−Ｖ１）／Ｒ１＝Ｖｉ／２／Ｒ１で表される電流で充電され、電圧Ｖ１は次式（２１）で表される。
Ｖ１＝１／Ｃ１＊∫（Ｖｉ／２／Ｒ１）ｄｔ
＝Ｖｉ／２／Ｃ１／Ｒ１＊ｔ…（２１）
時刻ｔ１における電圧Ｖ１は、式（２１）にｔ＝Ｔｏｎを代入して次式（２２）で表される。
Ｖ１＝Ｖｉ／２／Ｃ１／Ｒ１＊Ｔｏｎ…（２２）
【００６３】
次に、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、スイッチ６２１は導通状態となり、抵抗６２２及び６２３の接続点電圧はほぼゼロとなる。これにより、演算増幅器６０１４の反転入力端電圧はＶ１／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０１４は非反転入力端電圧がＶｃ／２となるように動作する。これにより、出力端電圧Ｖ５＝Ｖ１となり、電圧Ｖ１が維持される。
【００６４】
また、この期間、スイッチ６０６は非導通状態となる。演算増幅器６０２４の出力端電圧をＶ４とすると、演算増幅器６０２４の非反転入力端電圧はＶ４／２となり、反転入力端電圧は（Ｖ１＋Ｖ２）／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０２４はこれら電圧が等しくなるように動作し、電圧Ｖ４は次式（２３）で表される。
Ｖ４＝Ｖ１＋Ｖ２…（２３）
したがって、容量６０４は（Ｖ４−Ｖ２）／Ｒ２＝Ｖ１／Ｒ２で表される大きさの電流で充電され、電圧Ｖ２は次式（２４）で表される。
Ｖ２＝１／Ｃ２＊∫（Ｖ１／Ｒ２）ｄｔ
＝Ｖ１／Ｃ２／Ｒ２＊ｔ…（２４）
【００６５】
時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間、スイッチ６０５は導通状態となる。これにより、容量６０３はリフレッシュされ、電圧Ｖ１はゼロとなり、演算増幅器６０２４の反転入力端電圧はＶ２／２となる。いわゆるイマジナリーショートにより演算増幅器６０２４は非反転入力端電圧がＶｃ／２となるように動作する。これにより、出力端電圧Ｖ４＝Ｖ２となり、電圧Ｖ２が維持される。また、容量６０４の充電は停止する。このときの電圧Ｖｄは次式（２５）で表される。
Ｖｄ＝Ｖ２＝Ｖ１／Ｃ２／Ｒ２＊ΔＴ
＝Ｖｉ／２／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊Ｔｏｎ＊ΔＴ…（２５）
式（１８）及び式（２５）から次式（１６）が導かれる。
Ｖｄ＝Ｔ＊Ｌ／Ｃ１／Ｃ２／Ｒ１／Ｒ２＊Ｉｏ…（２６）
式（２６）から、検出電圧Ｖｄは駆動電流Ｉｏに比例していることがわかる。これは、検出部６０Ｃによって駆動電流Ｉｏが間接的に検出されることを意味する。
【００６６】
以上、本実施形態によると、インダクタが充電されている間、その充電量に応じた電荷が第１の容量に充電され、その後、インダクタが放電している間、第１の容量に発生している電圧に応じた電流で第２の容量が充電される。これにより、第２の容量に、インダクタから電気エネルギーが放出される期間の２乗に比例する電圧、すなわち、駆動電流に比例する電圧が生じる。したがって、特に検出抵抗を用いることなく、高レンジの駆動電流を低損失で検出することができる。そして、検出された駆動電流及び駆動電圧に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を適応制御することができる。
【００６７】
なお、スイッチ６２１は、ＯＴＡ６０１と容量６０３との間に設けてもよい（図８参照）。この場合、スイッチ６２１は、制御信号ＣＴ１によって開閉動作が制御される。このように変更を加えても上述した効果が奏される。
【００６８】
また、保持部６０７は、制御信号ＣＴ１に代えて制御信号ＣＴ２がＨレベルとなるごとに初期化されるようにしてもよい。また、制御信号ＣＴ１及びＣＴ２ではなく、図６に示した時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間にＨレベルとなる信号によって初期化されるようにしてもよい。
【００６９】
また、上記の各実施形態は昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであるが、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータについても本発明により上述した効果が奏される。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、低損失で高レンジの駆動電流を検出することができるため、有機ＥＬパネルの駆動回路等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【図２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートである。
【図３】第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【図４】図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路構成図である。
【図５】第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【図６】図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートである。
【図７】図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な回路構成図である。
【図８】図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータの変形例である。
【符号の説明】
【００７２】
１０ インダクタ
５０ 制御部
６０１ ＯＴＡ（第１の演算相互演算コンダクタンス増幅器、第１の積分回路）
６０２ ＯＴＡ（第２の演算相互演算コンダクタンス増幅器、第２の積分回路）
６０３ 容量（第１の容量、第１の積分回路）
６０４ 容量（第２の容量、第２の積分回路）
６０５ スイッチ（第１のスイッチ）
６０６ スイッチ（第２のスイッチ）
６０７ 保持部
６０８ 比較器（スイッチ制御部）
６１１ 電流源（第１の電流源、第１の積分回路）
６１２ 電流源（第２の電流源、第１の積分回路）
６２１ スイッチ（第３のスイッチ）
６２４ ＲＳラッチ（スイッチ制御部）
６２５ 論理回路（スイッチ制御部）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記インダクタの両端電圧を積分する第１の積分回路と、
前記第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路と、
前記第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部と、
前記保持部の出力電圧に基づいて前記インダクタの充放電制御を行う制御部とを備えた
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、積分電荷を蓄積する第１の容量を有するものであり、
前記第２の積分回路は、積分電荷を蓄積する第２の容量を有するものであり、
当該ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１の容量に並列に設けられた第１のスイッチと、
前記第２の容量に並列に設けられた第２のスイッチと、
前記インダクタの出力電圧と当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧とを受け、前記インダクタの出力電圧が当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧よりも小さいとき、前記第１のスイッチを導通状態にする一方、それ以外のとき、前記第１のスイッチを非導通状態にするスイッチ制御部とを備え、
前記制御部は、前記インダクタの充電制御を行うとき、前記第２のスイッチを導通状態にする一方、前記インダクタの放電制御を行うとき、前記第２のスイッチを非導通状態にするものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、前記インダクタの入力電圧と出力電圧との差分に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものであり、
前記第１の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、
前記インダクタの出力電圧を電源電圧とし、前記第１の容量に接続された第１の電流源と、
前記インダクタの入力電圧によってバイアス制御され、前記第１の電流源から電流を引き抜く第２の電流源とを有するものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
インダクタを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記インダクタの入力電圧を積分する第１の積分回路と、
前記第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路と、
前記第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部と、
前記保持部の出力電圧に基づいて前記インダクタの充放電制御を行う制御部とを備えた
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、積分電荷を蓄積する第１の容量を有するものであり、
前記第２の積分回路は、積分電荷を蓄積する第２の容量を有するものであり、
当該ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１の容量に並列に設けられた第１のスイッチと、
前記第２の容量に並列に設けられた第２のスイッチと、
前記第１の積分回路の積分動作の有効及び無効を切り替える第３のスイッチと、
前記インダクタの出力電圧と当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と前記制御部の出力とを受け、前記インダクタの出力電圧が当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧よりも小さく、かつ、前記制御部によって前記インダクタの放電制御が行われているとき、前記第１のスイッチを導通状態にする一方、それ以外のとき、前記第１のスイッチを非導通状態にするスイッチ制御部とを備え、
前記制御部は、前記インダクタの充電制御を行うとき、前記第２のスイッチを導通状態にするとともに前記第３のスイッチを前記第１の容量が充電される第１の状態にする一方、前記インダクタの放電制御を行うとき、前記第２のスイッチを非導通状態にするとともに前記第３のスイッチを前記第１の容量の充電が停止する第２の状態にするものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、前記インダクタの入力電圧と所定電圧との差分に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものであり、
前記第１の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第３のスイッチは、前記演算相互コンダクタンス増幅器の反転入力端と非反転入力端との間に設けられたものであり、
前記第１の状態は、前記反転入力端と前記非反転入力端とを開放する状態であり、
前記第２の状態は、前記反転入力端と前記非反転入力端とを短絡する状態である
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第３のスイッチは、前記演算相互コンダクタンス増幅器の出力端と前記第１の容量との間に設けられたものであり、
前記第１の状態は、導通状態であり、
前記第２の状態は、非導通状態である
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
請求項２及び６のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第２の積分回路は、前記第１の容量の両端電圧に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものであり、
前記第２の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
請求項２及び６のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記保持部は、前記制御部及びスイッチ制御部のいずれか一方の制御によって初期化されるものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
インダクタを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記インダクタの両端電圧を積分する第１の積分回路と、
前記第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路と、
前記第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部と、
前記保持部の出力電圧に基づいて前記インダクタの充放電制御を行う制御部とを備えた
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、積分電荷を蓄積する第１の容量を有するものであり、
前記第２の積分回路は、積分電荷を蓄積する第２の容量を有するものであり、
当該ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１の容量に並列に設けられた第１のスイッチと、
前記第２の容量に並列に設けられた第２のスイッチと、
前記インダクタの出力電圧と当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧とを受け、前記インダクタの出力電圧が当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧よりも小さいとき、前記第１のスイッチを導通状態にする一方、それ以外のとき、前記第１のスイッチを非導通状態にするスイッチ制御部とを備え、
前記制御部は、前記インダクタの充電制御を行うとき、前記第２のスイッチを導通状態にする一方、前記インダクタの放電制御を行うとき、前記第２のスイッチを非導通状態にするものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、前記インダクタの入力電圧と出力電圧との差分に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものであり、
前記第１の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、
前記インダクタの出力電圧を電源電圧とし、前記第１の容量に接続された第１の電流源と、
前記インダクタの入力電圧によってバイアス制御され、前記第１の電流源から電流を引き抜く第２の電流源とを有するものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
インダクタを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記インダクタの入力電圧を積分する第１の積分回路と、
前記第１の積分回路の出力電圧を積分する第２の積分回路と、
前記第２の積分回路の出力電圧を保持する保持部と、
前記保持部の出力電圧に基づいて前記インダクタの充放電制御を行う制御部とを備えた
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、積分電荷を蓄積する第１の容量を有するものであり、
前記第２の積分回路は、積分電荷を蓄積する第２の容量を有するものであり、
当該ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１の容量に並列に設けられた第１のスイッチと、
前記第２の容量に並列に設けられた第２のスイッチと、
前記第１の積分回路の積分動作の有効及び無効を切り替える第３のスイッチと、
前記インダクタの出力電圧と当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と前記制御部の出力とを受け、前記インダクタの出力電圧が当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧よりも小さく、かつ、前記制御部によって前記インダクタの放電制御が行われているとき、前記第１のスイッチを導通状態にする一方、それ以外のとき、前記第１のスイッチを非導通状態にするスイッチ制御部とを備え、
前記制御部は、前記インダクタの充電制御を行うとき、前記第２のスイッチを導通状態にするとともに前記第３のスイッチを前記第１の容量が充電される第１の状態にする一方、前記インダクタの放電制御を行うとき、前記第２のスイッチを非導通状態にするとともに前記第３のスイッチを前記第１の容量の充電が停止する第２の状態にするものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の積分回路は、前記インダクタの入力電圧と所定電圧との差分に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものであり、
前記第１の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第３のスイッチは、前記演算相互コンダクタンス増幅器の反転入力端と非反転入力端との間に設けられたものであり、
前記第１の状態は、前記反転入力端と前記非反転入力端とを開放する状態であり、
前記第２の状態は、前記反転入力端と前記非反転入力端とを短絡する状態である
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第３のスイッチは、前記演算相互コンダクタンス増幅器の出力端と前記第１の容量との間に設けられたものであり、
前記第１の状態は、導通状態であり、
前記第２の状態は、非導通状態である
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
請求項２及び６のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第２の積分回路は、前記第１の容量の両端電圧に応じた電流を出力する演算相互コンダクタンス増幅器を有するものであり、
前記第２の容量は、前記演算相互コンダクタンス増幅器から出力された電流によって充電されるものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
請求項２及び６のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記保持部は、前記制御部及びスイッチ制御部のいずれか一方の制御によって初期化されるものである
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００７−２０２２３６（Ｐ２００７−２０２２３６Ａ）
【公開日】平成１９年８月９日（２００７．８．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１４９７０（Ｐ２００６−１４９７０）
【出願日】平成１８年１月２４日（２００６．１．２４）
【出願人】（０００００５８２１）松下電器産業株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年８月９日（２００７．８．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１月２４日（２００６．１．２４）
【出願人】（０００００５８２１）松下電器産業株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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