ＯＦＤＭ信号合成用受信装置
【課題】低計算量で処理を行うことができ、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能なＯＦＤＭ信号合成用受信装置を提供する。
【解決手段】アレー合成部１４は、時間領域で重み付け合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル等化部１８は、周波数領域で複素除算を行って等化後のキャリヤシンボルを生成する。重み係数制御部２１は、予め定められたパイロット信号にチャネル応答を乗算し、ＩＦＦＴ部２１３によって得られる時間領域信号を参照信号とし、前記アレー合成のために用いる重み係数を、アレー合成信号と参照信号との間の誤差が最小となるように、自乗誤差の規範により最適化によって求める。この場合、重み係数の数は、アレー合成するブランチ数で済む。
【解決手段】アレー合成部１４は、時間領域で重み付け合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル等化部１８は、周波数領域で複素除算を行って等化後のキャリヤシンボルを生成する。重み係数制御部２１は、予め定められたパイロット信号にチャネル応答を乗算し、ＩＦＦＴ部２１３によって得られる時間領域信号を参照信号とし、前記アレー合成のために用いる重み係数を、アレー合成信号と参照信号との間の誤差が最小となるように、自乗誤差の規範により最適化によって求める。この場合、重み係数の数は、アレー合成するブランチ数で済む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ方式を用いるデジタル放送またはデジタル伝送のＯＦＤＭ信号合成用受信装置に関し、特に、デジタル放送または無線ＬＡＮなどにおいて電波を受信する際に問題となるフェージングおよび干渉波の対策のために、アダプティブアレーアンテナ技術またはダイバーシティ受信技術を適用するＯＦＤＭ信号合成用受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ信号用アダプティブアレー技術として、例えば、特許文献１および２に記載のものが知られており、これらはいずれも放送波中継用の装置へ応用することを目的としている。これらの技術を用いた放送波中継用の干渉除去装置は、送信側の設備であることから、低計算量で処理を行うことよりも、高精度な干渉除去特性を得ることが求められる。しかし、この放送波中継用の干渉除去装置は、極端に劣悪な受信環境で用いられることは想定していない。特に、ＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）環境のサービスエリアは、レベルが高く、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）内であるが遅延時間が長いマルチパス波の影響を受ける環境であることから、十分な干渉除去特性を得ることができないことがあるという問題がある。また、最適化すべき重み係数の数がサブキャリヤ数とブランチ数との積となり、計算量が多くなるという問題もある。
【０００３】
これに対し、前述のＯＦＤＭ信号用アダプティブアレー技術を受信機へ応用することを想定した場合、低コスト化を実現するために、受信機には、より簡易な構成かつ少ない計算量で所要のビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）が得られること、また、より劣悪な受信環境でも動作できることが求められる。
【０００４】
放送波中継用の装置では、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られることが最低条件であり、干渉による伝送特性の劣化をいかに抑圧するかが求められる。これに対し、サービスエリアにおける受信用の装置では、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られればよい。このように、放送波中継用の装置とサービスエリアにおける受信用の装置とでは、ＯＦＤＭ信号用アダプティブアレー技術に対する要求条件が大きく異なっている。
【０００５】
一方、非特許文献１および２に、Ｐｒｅ−ＦＦＴ型のＯＦＤＭ信号用アダプティブアレー技術が記載されている。非特許文献１の技術は、移動受信を想定したものであり、希望波以外の到来波を全て抑圧することができる。また、非特許文献２の技術は、固定受信を想定したものであり、遅延時間がＧＩを越えるマルチパス波のみを抑圧することができる。これらはいずれも、少ない計算量で処理を行うことができる。
【０００６】
【特許文献１】特許第３７５９４４８号公報
【特許文献２】特開２００５−２９５５０６号公報
【非特許文献１】堀智、菊間信良、稲垣直樹、「ＯＦＤＭにおけるガード区間を利用したＭＭＳＥアダプティブアレー」、信学論、Ｊ８５−Ｂ（９）：１６０８−１６１５、Ｓｅｐ ２００２
【非特許文献２】堀智、菊間信良、稲垣直樹、「ガード区間を超える到来波のみを抑圧する固定受信のためのＯＦＤＭ用ＭＭＳＥアダプティブアレー」、信学論、Ｊ８６−Ｂ（９）：１９３４−１９４０、２００３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、非特許文献１および２に記載の技術は、いずれもＧＩが有効シンボルの後部と同一であるというＯＦＤＭ信号の特徴を利用するものである。このため、干渉波が希望波と同一方式であって、ＧＩ比が同じである場合には、干渉波を抑圧することができない場合があるという問題があった。例えば、希望波と干渉波のシンボル同期位置が一致する場合には、希望波と干渉波を区別することができず、干渉波を抑圧することができないという問題があった。
【０００８】
本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、低計算量で処理を行うことができ、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能なＯＦＤＭ信号合成用受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ波を受信し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、受信したＯＦＤＭ波の等価ベースバンド信号を時間領域において重み付けにより合成し、アレー合成信号を生成するアレー合成部と、前記アレー合成信号を周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、パイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、前記キャリヤシンボルを前記チャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行うチャネル等化部と、前記時間領域において重み付けによりアレー合成するために用いる重み係数を制御する重み係数制御部と、を備え、前記重み係数制御部が、パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、前記パイロット信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、前記時間領域の信号を参照信号とし、前記アレー合成信号と前記参照信号との間の誤差が最小となるように最適化し、前記重み係数を求める重み係数算出部と、を備えることを特徴とする。
【００１０】
また、請求項２の発明は、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ波を受信し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、受信したＯＦＤＭ波の等価ベースバンド信号を時間領域において重み付けにより合成し、アレー合成信号を生成するアレー合成部と、前記アレー合成信号を周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ部と、パイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、前記キャリヤシンボルを前記チャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行うチャネル等化部と、前記時間領域において重み付けによりアレー合成するために用いる重み係数を制御する重み係数制御部と、を備え、前記重み係数制御部が、前記チャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングすることによりシンボル再生し、再生キャリヤシンボルを生成するシンボル再生部と、前記再生キャリヤシンボルにパイロット信号を挿入するパイロット信号挿入部と、前記パイロット信号が挿入された再生キャリヤシンボルを時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ部と、前記時間領域の信号を参照信号とし、前記アレー合成信号と前記参照信号との間の誤差が最小となるように最適化し、前記重み係数を求める重み係数算出部と、を備えることを特徴とする。
【００１１】
また、請求項３の発明は、請求項１または２に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置において、前記重み係数制御部が、請求項１のパイロット信号生成部により生成されたパイロット信号、または請求項２のパイロット信号挿入部によりパイロット信号が挿入された再生キャリヤシンボルに、前記チャネル応答を乗算する乗算部を備え、前記ＩＦＦＴ部が、前記乗算結果を時間領域の信号に変換する、ことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項４の発明は、請求項２に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置において、前記重み係数制御部が、前記チャネル等化後のキャリヤシンボルおよび前記再生キャリヤシンボルに基づいて変調誤差比を算出する変調誤差比算出部を備え、前記パイロット信号挿入部が、前記変調誤差比に基づいて、予め定められたパイロット信号または前記パイロット信号に予め定められた定数を乗算した新たなパイロット信号を、前記再生キャリヤシンボルに挿入する、ことを特徴とする。
【００１３】
また、請求項５の発明は、請求項４に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置において、前記パイロット信号挿入部が、前記変調誤差比が予め定められたしきい値を下回り、かつ、前記キャリヤシンボルのシンボル番号が予め定められたシンボル間隔の整数倍となるときに、予め定められたパイロット信号に予め定められた定数を乗算した新たなパイロット信号を、前記再生キャリヤシンボルに挿入する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
以上のように、本発明によれば、アレー合成部が、時間領域で重み付け合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル等化部が、周波数領域でチャネル等化後のキャリヤシンボルを生成し、重み係数制御部が、予め定められたパイロット信号または再生キャリヤシンボルをＩＦＦＴして得られる時間領域信号を参照信号とし、アレー合成のために用いる重み係数を、アレー合成信号と参照信号との間の誤差が最小となるように最適化によって求めるようにした。これにより、最適化すべき重み係数の数は、アレー合成するブランチの数で済むから、サブキャリヤ数とブランチ数との積の数を必要とした従来の装置よりも低計算量となる。また、チャネル推定部が、パイロット信号を用いてチャネル応答を直接推定するから、同様に低計算量となる。また、このような低計算量にてアレー合成及びチャネル等化を行うことができるから、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。図１は、実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号合成用受信装置１は、周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、直交復調部１３、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル推定部１７、チャネル等化部１８、デマッピング部１９、パラレルシリアル変換部２０および重み係数制御部２１を備えている。また、アレー合成部１４は、アレー素子数分の乗算部１４１、加算部１４２および複素共役部１４３を備えている。重み係数制御部２１は、アレー素子数分のＧＩ除去部２１４、重み係数算出部３０、パイロット信号生成部２１１、乗算部２１２およびＩＦＦＴ部２１３を備えている。
【００１６】
アレー素子数分の周波数変換部１１は、アンテナ１０を介して受信したＯＦＤＭ信号をＩＦ信号に周波数変換する。アレー素子数分の周波数変換部１１の出力するＩＦ信号はそれぞれＡ／Ｄ変換部１２へ入力される。アレー素子数分のＡ／Ｄ変換部１２は、周波数変換部１１から入力されるＩＦ信号をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。アレー素子数分のＡ／Ｄ変換部１２の出力するデジタルＩＦ信号はそれぞれ直交復調部１３に入力される。アレー素子数分の直交復調部１３は、Ａ／Ｄ変換部１２から入力されるデジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を生成する。アレー素子数分の直交復調部１３の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方がアレー合成部１４の乗算部１４１へ、他方が重み係数制御部２１のＧＩ除去部２１４へ入力される。
【００１７】
アレー合成部１４におけるアレー素子数分の乗算部１４１は、直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号に、複素共役部１４３から入力される重み係数の複素共役値を乗算する。アレー素子数分の乗算部１４１が出力する、重み係数の複素共役値が乗算された等価ベースバンド信号は加算部１４２へ入力される。加算部１４２は、アレー素子数分の乗算部１４１の出力する、重み係数の複素共役値が乗算された等価ベースバンド信号を加算し、アレー合成信号を生成する。加算部１４２の出力するアレー合成信号はＧＩ除去部１５へ入力される。
【００１８】
ＧＩ除去部１５は、加算部１４２から入力されるアレー合成信号からＧＩを除去し、有効シンボル期間に相当する時間の信号を抽出する。ＧＩ除去部１５の出力する、有効シンボル期間におけるアレー合成信号はＦＦＴ部１６へ入力される。
【００１９】
ＦＦＴ部１６は、ＧＩ除去部１５の出力する有効シンボル期間におけるアレー合成信号をＦＦＴにより周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換する。ＦＦＴ部１６の出力するキャリヤシンボルは２分配され、一方がチャネル等化部１８へ、他方がチャネル推定部１７へ入力される。
【００２０】
チャネル推定部１７は、前記ＦＦＴ部１６の出力するキャリヤシンボルからチャネル応答を推定する。チャネル推定部１７の出力するチャネル応答は２分配され、一方がチャネル等化部１８へ、他方が重み係数制御部２１の乗算部２１２へ入力される。
【００２１】
チャネル等化部１８は、ＦＦＴ部１６から入力されるキャリヤシンボルを、チャネル推定部１７から入力されるチャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行う。チャネル等化部１８の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルはデマッピング部１９へ入力される。
【００２２】
デマッピング部１９は、チャネル等化部１８の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングすることにより、パラレル信号に変換する。デマッピング部１９の出力するパラレル信号はパラレルシリアル変換部２０へ入力される。パラレルシリアル変換部２０は、デマッピング部１９から入力されるパラレル信号をシリアル信号に変換し、ビット列を出力する。
【００２３】
一方、重み係数制御部２１のパイロット信号生成部２１１は、予め定められたパイロット信号を生成する。パイロット信号生成部２１１の出力するパイロット信号は乗算部２１２へ入力される。
【００２４】
乗算部２１２は、パイロット信号生成部２１１から入力されるパイロット信号に、チャネル推定部１７から入力されるチャネル応答を乗算する。乗算部２１２の出力する、チャネル応答が乗じられたパイロット信号はＩＦＦＴ部２１３へ入力される。
【００２５】
ＩＦＦＴ部２１３は、乗算部２１２が出力する、チャネル応答が乗じられたパイロット信号を時間領域の信号に変換し、パイロット信号のみが含まれる時間領域信号を生成する。ＩＦＦＴ部２１３の出力する、パイロット信号のみが含まれる時間領域信号は重み係数算出部３０へ入力される。ここで、ＩＦＦＴ部２１３の出力する、パイロット信号のみが含まれる時間領域信号は、重み係数算出部３０において参照信号として扱われる。
【００２６】
アレー素子数分のＧＩ除去部２１４は、それぞれの直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号からＧＩを除去し、有効シンボル期間に相当する時間の等価ベースバンド信号を抽出する。アレー素子数分のＧＩ除去部２１４の出力する、有効シンボル期間における等価ベースバンド信号は重み係数算出部３０へ入力される。
【００２７】
重み係数算出部３０は、アレー素子数分のＧＩ除去部２１４から入力される、有効シンボル期間における等価ベースバンド信号と、ＩＦＦＴ部２１３から入力される、チャネル応答が乗じられたパイロット信号のみが含まれる時間領域信号である参照信号とを用いて、重み係数を算出する。具体的には、重み係数算出部３０は、入力した等価ベースバンド信号を重み付けして得られるアレー合成信号と入力した参照信号との間の自乗誤差が最小となるように、最小自乗誤差（ＭＭＳＥ）の規範により重み係数を算出する。重み係数算出部３０の出力する重み係数はアレー合成部１４の複素共役部１４３へ入力される。
【００２８】
アレー合成部１４の複素共役部１４３は、重み係数算出部３０から入力される重み係数について、その複素共役値を算出する。アレー合成部１４の出力する重み係数の複素共役値はアレー素子数分の乗算部１４１へ入力される。
【００２９】
このように、実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１によれば、アレー合成部１４が、時間領域で重み係数を用いて合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル推定部１７が、パイロット信号を用いてチャネル応答を推定し、チャネル等化部１８が、周波数領域においてキャリヤシンボルをチャネル等化し、重み係数制御部２１が、予め定められたパイロット信号にチャネル応答を乗算し、この乗算結果の信号をＩＦＦＴして得られる時間領域信号を参照信号とし、アレー合成のために用いる重み係数を、アレー合成信号と参照信号との間の誤差が最小となるように最適化によって求めるようにした。これにより、最適化すべき重み係数の数はアレー合成するブランチの数で済む。従来の装置では、最適化すべき重み係数の数はサブキャリヤ数とブランチ数との積の数を必要としたが、実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１では従来よりも低計算量で済む。また、チャネル推定部１７がチャネル応答を直接推定するから、同様に低計算量で済む。また、このような低計算量にてアレー合成及びチャネル等化を行うから、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能となる。
【００３０】
〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。図２は、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号合成用受信装置２は、周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、直交復調部１３、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル推定部１７、チャネル等化部１８、シンボル再生部２３、パラレルシリアル変換部２０および重み係数制御部２２を備えている。また、アレー合成部１４は、アレー素子数分の乗算部１４１、加算部１４２および複素共役部１４３を備えている。シンボル再生部２３は、デマッピング部１９および再マッピング部２２１を備えている。重み係数制御部２２は、アレー素子数分の遅延部２２６、アレー素子数分のＧＩ除去部２２７、重み係数算出部２２８、再マッピング部２２１、変調誤差比（ＭＥＲ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）算出部２２２、パイロット信号挿入部２２３、乗算部２２４およびＩＦＦＴ部２２５を備えている。
【００３１】
図１に示した実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１と図２に示す実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２とを比較すると、両装置とも、アレー素子数分の周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２および直交復調部１３を備え、また、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル推定部１７、チャネル等化部１８、デマッピング部１９およびパラレルシリアル変換部２０を備えている点で同一である。また、両装置とも、重み係数制御部２１，２２において、アレー素子数分のＧＩ除去部２１４，２２７を備え、乗算部２１２，２２４、ＩＦＦＴ部２１３，２２５および重み係数算出部３０，２２８を備えている点で同一である。
【００３２】
一方、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１は、重み係数制御部２１においてパイロット信号生成部２１１を備えているのに対し、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置２は、シンボル再生部２３および重み係数制御部２２において、再マッピング部２２１、変調誤差比算出部２２２およびパイロット信号挿入部２２３を備えている点で相違する。また、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置２は、重み係数制御部２２において、アレー素子数分の遅延部２２６を備えている点で相違する。
【００３３】
周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、直交復調部１３、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル推定部１７、チャネル等化部１８、デマッピング部１９およびパラレルシリアル変換部２０については、実施例１にて説明したとおりである。
【００３４】
ここで、アレー素子数分の直交復調部１３の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方がアレー合成部１４の乗算部１４１へ、他方が重み係数制御部２２の遅延部２２６へ入力される。また、チャネル等化部１８の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルは２分配され、一方がシンボル再生部２３のデマッピング部１９へ、他方が重み係数制御部２２の変調誤差比算出部２２２へ入力される。また、シンボル再生部２３のデマッピング部１９の出力するパラレル信号は２分配され、一方がパラレルシリアル変換部２０へ、他方が再マッピング部２２１へ入力される。
【００３５】
再マッピング部２２１は、デマッピング部１９から入力されるパラレル信号を再マッピングし、再生キャリヤシンボルを生成する。再マッピング部２２１の出力する再生キャリヤシンボルは２分配され、一方が変調誤差比算出部２２２へ、他方がパイロット信号挿入部２２３へ入力される。
【００３６】
変調誤差比算出部２２２は、チャネル等化部１８から入力されるチャネル等化後のキャリヤシンボルと、再マッピング部２２１から入力される再生キャリヤシンボルとを用いて、変調誤差比を算出する。変調誤差比算出部２２２の出力する変調誤差比はパイロット信号挿入部２２３へ入力される。
【００３７】
パイロット信号挿入部２２３は、再マッピング部２２１から入力される再生キャリヤシンボルと、変調誤差比算出部２２２から入力される変調誤差比とにより、既知のパイロット信号を含む新たな再生キャリヤシンボルを生成する。具体的には、パイロット信号挿入部２２３は、既知のパイロット信号を生成し、入力した再生キャリヤシンボルのうちパイロット信号に割り当てられた再生キャリヤシンボルを、生成した既知のパイロット信号に置き換える。この場合、入力した変調誤差比と予め定められたしきい値とを比較し、変調誤差比がしきい値を下回り、かつシンボル番号が予め定められたシンボル間隔の整数倍であるときに、置き換えるパイロット信号には、予め定められた定数を乗じる。パイロット信号挿入部２２３の出力する再生キャリヤシンボルは乗算部２２４へ入力される。
【００３８】
乗算部２２４は、パイロット信号挿入部２２３から入力される再生キャリヤシンボルに、チャネル推定部１７から入力されるチャネル応答を乗算する。乗算部２２４の出力するチャネル応答が乗じられた再生キャリヤシンボルはＩＦＦＴ部２２５へ入力される。
【００３９】
ＩＦＦＴ部２２５は、乗算部２２４から入力される、チャネル応答が乗じられた再生キャリヤシンボルを時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ部２２５の出力する時間領域信号は重み係数算出部２２８へ入力される。ここで、ＩＦＦＴ部２２５の出力する時間領域信号は、重み係数算出部２２８において参照信号として扱われる。
【００４０】
アレー素子数分の遅延部２２６は、それぞれの直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号を、予め定められた時間分だけ遅延させる。予め定められた時間とは、直交復調部１３から出力された等価ベースバンド信号がアレー合成部１４においてアレー合成され、ＩＦＦＴ部２２５から参照信号が出力されるまでの間の演算に必要な時間をいう。アレー素子数分の遅延部２２６の出力する遅延した等価ベースバンド信号はそれぞれＧＩ除去部２２７へ入力される。
【００４１】
ＧＩ除去部２２７は、それぞれの遅延部２２６から入力される遅延した等価ベースバンド信号からＧＩを除去し、有効シンボル期間に相当する時間の等価ベースバンド信号を抽出する。アレー素子数分のＧＩ除去部２２７の出力する、有効シンボル期間における等価ベースバンド信号は重み係数算出部２２８へ入力される。
【００４２】
重み係数算出部２２８は、アレー素子数分のＧＩ除去部２２７から入力される、有効シンボル期間における等価ベースバンド信号と、ＩＦＦＴ部２２５から入力される、チャネル応答が乗じられた時間領域信号である参照信号とを用いて、重み係数を算出する。具体的には、重み係数算出部２２８は、入力した等価ベースバンド信号を重み付けして得られるアレー合成信号と入力した参照信号との間の自乗誤差が最小となるように、最小自乗誤差の規範により重み係数を算出する。重み係数算出部２２８の出力する重み係数はアレー合成部１４の複素共役部１４３へ入力される。
【００４３】
このように、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２によれば、アレー合成部１４が、時間領域で重み係数を用いて合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル推定部１７が、パイロット信号を用いてチャネル応答を推定し、チャネル等化部１８が、周波数領域においてキャリヤシンボルをチャネル等化するようにした。また、重み係数制御部２２が、チャネル等化されたキャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングして再生キャリヤシンボルを生成し、再生キャリヤシンボルに予め定められたパイロット信号を挿入してチャネル応答を乗算し、この乗算結果をＩＦＦＴして得られる時間領域信号を参照信号とし、アレー合成のために用いる重み係数を、アレー合成信号と参照信号との間の誤差が最小となるように最適化によって求めるようにした。これにより、実施例１の場合と同様に、最適化すべき重み係数の数はアレー合成するブランチの数で済むから、重み係数は、従来よりも低計算量で済む。また、チャネル推定部１７がチャネル応答を直接推定するから、同様に低計算量で済む。また、このような低計算量にてアレー合成及びチャネル等化を行うから、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能となる。
【００４４】
また、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２によれば、再マッピングした再生キャリヤシンボルおよび予め定められたパイロット信号をＩＦＦＴ部２２５により時間領域に変換して参照信号を生成する。そして、重み係数算出部２２８は、ＧＩ除去部２２７から入力した等価ベースバンド信号を合成して得られるアレー合成信号と、参照信号との誤差が最小となるように最適化した重み係数を算出する。これにより、重み係数算出部２２８は、希望波と干渉波のシンボル同期位置およびパイロット信号が同一サブキャリヤに挿入される４シンボル周期が一致した場合でも、パイロット信号以外のデータキャリヤが希望波と干渉波とでは異なるため、希望波と干渉波を区別可能な重み係数を算出することができる。
【００４５】
また、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２によれば、パイロット信号挿入部２２３は、再生キャリヤ信号にパイロット信号を挿入する際に、変調誤差比算出部２２２により算出された変調誤差比がしきい値を下回り、かつシンボル番号が予め定められたシンボル間隔の整数倍であるときに、予め定められた定数を乗じたパイロット信号を挿入するようにした。この場合、ＩＦＦＴ部２２５により生成される参照信号は、本来のパイロット信号とは異なる振幅のパイロット信号に基づいた信号となる。そして、重み係数算出部２２８は、ＧＩ除去部２２７から入力した等価ベースバンド信号を合成して得られるアレー合成信号と、本来のパイロット信号とは異なる振幅のパイロット信号に基づいた参照信号とを用いて、これらの信号の誤差が最小となるように最適化した重み係数を算出する。これにより、重み係数算出部２２８は、受信信号に含まれる干渉波におけるパイロット信号の振幅と、参照信号におけるパイロット信号の振幅とが異なる信号を用いるようにしたから、干渉波を抑圧可能な重み係数を算出することができる。一方、予め定められた定数を乗じずにパイロット信号を挿入する場合は、希望波と干渉波のシンボル同期位置およびパイロット信号が同一サブキャリヤに挿入される４シンボル周期が一致し、かつ希望波と干渉波の電力比が非常に小さい場合には、受信信号に含まれる干渉波におけるパイロット信号の振幅と、参照信号におけるパイロット信号の振幅とが一致していたから、希望波と干渉波を区別可能な重み係数を算出することができなかった。したがって、希望波と干渉波のシンボル同期位置およびパイロット信号が同一サブキャリヤに挿入される４シンボル周期が一致し、かつ希望波と干渉波の電力比が非常に小さい場合には、希望波と干渉波を区別することができず、干渉波を抑圧することができなかったが、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２によれば、この問題を解決することができる。
【００４６】
以上のように構成される実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１および実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２における構成部の詳細について、ＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）を適用した場合を例にして、以下に説明する。
【００４７】
〔アレー合成部〕
まず、図１および図２に示したアレー合成部１４について説明する。アレー素子数分の直交復調部１３の出力する等価ベースバンド信号からなるベクトルを以下に示す。
【数１】
ここで、ｔは時刻、Ｌはブランチ数を示す。また、上付きのＴは転置を示す。
【００４８】
重み係数算出部３０の出力する重み係数からなるベクトルを以下に示す。
【数２】
これにより、アレー合成部１４は、以下に示す演算を行い、アレー合成信号を出力する。
【数３】
ここで、上付きのＨは複素共役転置を示す。なお、前記式（３）には、複素共役部１４３による処理が含まれる。
【００４９】
〔チャネル推定部〕
次に、図１および図２に示したチャネル推定部１７について説明する。図３は、チャネル推定部１７の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部１７は、パイロット抽出部１７１、パイロット生成部１７２、除算部１７３および補間部１７４を備えている。
【００５０】
ＦＦＴ部１６の出力するキャリヤシンボルは、チャネル推定部１７のパイロット抽出部１７１へ入力される。パイロット抽出部１７１は、入力したキャリヤシンボルのうちの、予め決められたシンボル番号およびサブキャリヤ番号のキャリヤシンボルとして伝送されたパイロット信号を抽出する。パイロット抽出部１７１の出力するパイロット信号は、受信パイロット信号として除算部１７３へ入力される。
【００５１】
パイロット生成部１７２は、予め決められた振幅および位相を持つパイロット信号を生成する。パイロット生成部１７２が出力するパイロット信号は除算部１７３へ入力される。
【００５２】
除算部１７３は、パイロット抽出部１７１から入力される受信パイロット信号を、パイロット生成部１７２から入力されるパイロット信号で除算し、パイロット信号が伝送されるシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を求める。除算部１７３が出力するパイロット信号におけるチャネル応答は補間部１７４へ入力される。
【００５３】
補間部１７４は、除算部１７３から入力される、パイロット信号が伝送されるシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を、シンボル方向およびサブキャリヤ方向に補間し、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリヤにおけるチャネル応答を算出して出力する。
【００５４】
ＩＳＤＢ−Ｔ方式において、パイロット信号であるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）に割り当てられたサブキャリヤは、シンボル番号をｉ、サブキャリヤ番号をｋとすると、以下の式を満足する。
【数４】
ただし、ｍｏｄは剰余を示す。以下、前記式（４）を満足するｉ，ｋをそれぞれｉｐ，ｋｐとする。
【００５５】
ここで、図３に示したパイロット抽出部１７１をＳＰ抽出部とし、パイロット生成部１７２をＳＰ生成部とする。ＳＰ抽出部により抽出される受信ＳＰ信号をＸｉｐ，ｋｐとし、ＳＰ生成部により生成されるＳＰ信号、すなわち、送信側のＩＳＤＢ−Ｔ変調器において生成されて送信されるＳＰ信号（以下、単に「送信ＳＰ信号」という。）をＳｉｐ，ｋｐとすると、シンボル番号ｉｐ、サブキャリヤ番号ｋｐにおけるチャネル応答Ｕｉｐ，ｋｐは、次式で表される。
【数５】
【００５６】
ここでは、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で採用されているＳＰ信号を基準信号とし、チャネル応答を算出する方法を説明したが、振幅および位相が既知の信号であって、受信側において生成可能なシンボルであれば同様にチャネル応答算出のための基準信号として利用することができる。すなわち、本発明は、チャネル応答を算出するにあたり、基準信号としてＳＰ信号を用いることに限定されるものではない。
【００５７】
ところで、ＳＰ信号を用いてチャネル応答を算出する場合、全てのシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を直接算出することができない。全てのシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を算出するためには、シンボルおよびサブキャリヤ方向に補間処理を行う必要がある。
【００５８】
シンボル方向の補間には、例えば以下に示す最新値保持法または線形補間法を用いることができ、次式により補間処理を行うことができる。最新値保持法を用いる場合、以下の式により補間処理を行う。
【数６】
また、線形補間法を用いる場合、以下の式により補間処理を行う。
【数７】
【００５９】
一方、サブキャリヤ方向の補間には、例えば以下に示す線形補間法を用いることができ、次式により補間処理を行うことができる。
【数８】
【００６０】
〔チャネル等化部〕
次に、図１および図２に示したチャネル等化部１８について説明する。図４は、チャネル等化部１８の構成を示すブロック図である。このチャネル等化部１８は、除算部１８１を備えている。
【００６１】
ＦＦＴ部１６の出力するキャリヤシンボルおよびチャネル推定部１７の出力するチャネル応答は、チャネル等化部１８の除算部１８１へ入力される。チャネル等化部１８の除算部１８１は、次式のように、ＦＦＴ部１６から入力されるキャリヤシンボルＸｋを、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤごとにチャネル推定部１７から入力されるチャネル応答Ｕｋで除算することにより、チャネル等化を行う。
【数９】
ここで、Ｚｋはチャネル等化後のキャリヤシンボルを示す。
【００６２】
〔シンボル再生部（デマッピング部、再マッピング部）〕
次に、図２に示したシンボル再生部２３のデマッピング部１９および再マッピング部２２１について説明する。
【００６３】
デマッピング部１９は、チャネル等化部１８から入力される、チャネル等化後のキャリヤシンボルから、送信されたキャリヤシンボルを推定し、複数ビットからなるパラレル信号を取り出す。再マッピング部２２１は、デマッピング部１９から入力されるパラレル信号（複数ビットからなるパラレル信号）をキャリヤ変調し、キャリヤシンボルを再生する。ここで、前記式（９）は、以下の式で表すことができる。
【数１０】
ただし、Ｔｋは送信キャリヤシンボル、Ｎｋは雑音成分を示す。
【００６４】
したがって、雑音成分Ｎｋが十分小さい場合は、以下の式で表すことができる。
【数１１】
ここで、ｄｅｃはマッピングおよび再マッピングを示す関数であり、具体的には、与えられたキャリヤシンボルとの間のノルムが最も小さい送信キャリヤシンボルを返す関数である。すなわち、シンボル再生部２３は、チャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピング部１９にてデマッピングし、再マッピング部２２１にて再マッピングすることにより、送信キャリヤシンボルを得ることができる。
【００６５】
〔変調誤差比算出部〕
次に、図２に示した変調誤差比算出部２２２について説明する。変調誤差比算出部２２２は、チャネル等化部１８から入力されるチャネル等化後のキャリヤシンボルＺｋと、再マッピング部２２１から入力される再マッピングされた再生キャリヤシンボルＤｋとを用いて、次式で定義される変調誤差比ＭＥＲを算出する。
【数１２】
ここで、Ｋは全サブキャリヤ数を示す。なお、変調誤差比の詳細については、下記の非特許文献を参照されたい。
ETR 290：Measurement guidelines for DVB Systems, ETSI Technical Report, may 1997
【００６６】
〔パイロット信号挿入部〕
次に、図２に示したパイロット信号挿入部２２３について説明する。パイロット信号挿入部２２３は、再マッピング部２２１から入力される再生キャリヤシンボルＤｋのうちの、パイロット信号に割り当てられたキャリヤシンボルを、予め決められた振幅および位相を持つキャリヤシンボルＳｋに置き換える。すなわち、以下の式に示す処理を行う。
【数１３】
【００６７】
〔摂動〕
ここで、パイロット信号挿入部２２３が前記式（１３）の処理を行う場合、シンボル同期位置、および同一サブキャリヤにＳＰが挿入される４シンボル周期が、希望波と干渉波において完全に一致したときには、干渉波を良好に除去できないことがある。これに対応するため、パイロット信号挿入部２２３は、以下の式に示す処理を行う。
【数１４】
【数１５】
【００６８】
前記式（１２）により得られる変調誤差比は、キャリヤシンボルの送信シンボルの推定値としての確からしさを示しており、言い換えるならば、干渉除去後の信号品質を示している。この変調誤差比ＭＥＲが、予め定められたしきい値ｔｈを下回り、かつシンボル番号ｉが予め定められたシンボル間隔ｍの整数倍であるとき、予め決められた振幅および位相を持つパイロット信号のキャリヤシンボルＳｋに定数α’を乗じる。
【００６９】
本願発明者らの実験によれば、シンボル同期位置、および同一サブキャリヤにＳＰが挿入される４シンボル周期が、希望波と干渉波において完全に一致した場合であっても、例えば、ｔｈ＝１９ｄＢ，α’＝１／２，ｍ＝３とすることにより、干渉波を良好に除去することができるという結果を得た。
【００７０】
変調誤差比ＭＥＲが、予め定められたしきい値ｔｈを下回り、かつシンボル番号ｉが予め定められたシンボル間隔ｍの整数倍であるとき、パイロット信号挿入部２２３は、再生キャリヤシンボルにうちのパイロット信号に割り当てられたキャリヤシンボルを、振幅の小さいパイロット信号のキャリヤシンボルで置き換えた信号に基づいて、参照信号を生成する。そして、重み係数算出部２２８は、ＧＩ除去部２２７から入力した等価ベースバンド信号を合成して得たアレー合成信号と、振幅の小さいパイロット信号のキャリヤシンボルで置き換えた信号に基づいた参照信号とを用いて、これらの信号の誤差が最小となるように最適化した重み係数を算出する。これにより、重み係数算出部２２８は、希望波と干渉波とを区別することができ、アレー合成部１４によって干渉波を除去することが可能な重み係数を算出することができる。
【００７１】
〔パイロット信号生成部〕
次に、図１に示したパイロット信号生成部２１１について説明する。パイロット信号生成部２１１は、予め決められたシンボル番号およびサブキャリヤ番号において、予め決められた振幅および位相を持つキャリヤシンボルを生成すると同時に、パイロット信号に割り当てられていないシンボル番号およびサブキャリヤ番号のキャリヤシンボルをゼロに設定する。
【数１６】
【００７２】
〔周波数特性乗算部〕
次に、図１に示した乗算部２１２および図２に示した乗算部２２４である周波数特性乗算部について説明する。乗算部２１２は、パイロット信号生成部２１１からパイロット信号（キャリヤシンボル）を入力する。また、乗算部２２４は、パイロット信号挿入部２２３から再生キャリヤシンボル（キャリヤシンボル）を入力する。
【００７３】
そして、乗算部２１２，２２４は、入力したキャリヤシンボル
に、チャネル推定部１７から入力されるチャネル応答Ｕｋを乗算する。
【数１７】
ここで、Ｒｋは、チャネル応答が乗じられたキャリヤシンボルを示し、周波数領域で表現した参照信号である。
【００７４】
乗算部２１２，２２４の出力する周波数領域における参照信号は、チャネル応答を用いて算出した信号であるから、参照信号にはチャネル応答が含まれ、重み係数算出部３０，２２８は、チャネル応答が含まれる時間領域で表現した参照信号を用いて重み係数を算出する。したがって、希望波のマルチパスが受信される環境においても、重み係数算出部３０，２２８は、アレー合成部１４によって干渉波を除去することが可能な重み係数を算出することができる。つまり、干渉波はアレー合成部１４によって除去され、かつマルチパスによる周波数特性歪みはチャネル等化部１８によって等化される。これにより、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１，２は、ＯＦＤＭ信号を良好に受信することができる。
【００７５】
〔ＩＦＦＴ部〕
次に、図１に示したＩＦＦＴ部２１３および図２に示したＩＦＦＴ部２２５について説明する。ＩＦＦＴ部２１３，２２５は、周波数特性乗算部である乗算部２１２，２２４から入力されるキャリヤシンボルＲｋを、ＩＦＦＴにより時間領域の信号に変換し、参照信号を生成する。ＩＦＦＴ部２１３，２２５は、以下の式に示す処理を行う。
【数１８】
ここで、ｒ（ｔ）は参照信号を示す。
【００７６】
〔遅延部〕
次に、図２に示した遅延部２２６について説明する。遅延部２２６は、直交復調部１３が等価ベースバンド信号を出力してから、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル等化部１８、デマッピング部１９、再マッピング部２２１、パイロット信号挿入部２２３、乗算部２２４およびＩＦＦＴ部２２５による処理が行われ、ＩＦＦＴ部２２５が参照信号を出力するまでに要する時間と、ＧＩ除去部２２７による処理に要する時間との差に相当する遅延を加えて、等価ベースバンド信号を出力する。
【００７７】
〔重み係数算出部〕
次に、図１に示した重み係数算出部３０および図２に示した重み係数算出部２２８について説明する。図５は、重み係数算出部３０，２２８の構成を示すブロック図である。この重み係数算出部３０，２２８は、自己相関行列計算部３０１、逆行列計算部３０２、相互相関ベクトル計算部３０３および乗算部３０４を備えている。
【００７８】
重み係数算出部３０，２２８は、アレー素子数分のＧＩ除去部２１４，２２７から入力される等価ベースバンド信号からなる入力信号ベクトルを重み付け合成して得られるアレー合成信号とＩＦＦＴ部２２５から入力される参照信号との誤差を最小化する重み係数ベクトルを生成する。入力信号ベクトルを以下の式に示す。
【数１９】
また、アレー合成信号を以下の式に示す。
【数２０】
【００７９】
重み係数算出部３０，２２８は、前記式（２０）のアレー合成信号と参照信号ｒ（ｔ）との間の自乗誤差が最小となるように、重み係数を最適化する。ここで、前記式（１）に示した
および前記式（３）に示した
は、ＧＩ期間および有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を示しているのに対し、前記式（１９）に示したｘ（ｔ）および前記式（２０）に示したｙ（ｔ）は、ＧＩが除去された、有効シンボル期間のみの等価ベースバンド信号を示している。
【００８０】
また、自乗誤差は、以下の式により定義される。
【数２１】
ここで、Ｅ［・］は期待値演算を示す。
【００８１】
前記式（２１）の自乗誤差を最小化する重み係数ｗｏｐｔは、以下の式で表される。
【数２２】
ここで、Ｒｘｘはｘ（ｔ）の自己相関行列、ｒｘｒはｘ（ｔ）とｒ（ｔ）の相互相関ベクトルを示す。
【００８２】
ここで、自己相関行列および相互相関ベクトルをそれぞれ以下の式で表し、
【数２３】
【数２４】
係数更新間隔を例えば１シンボル間隔として、これらを更新する。ただし、上付きの＊は複素共役を示す。
【００８３】
すなわち、自己相関行列計算部３０１は、入力信号ベクトルｘ（ｔ）を用いて、以下の式（２５）の処理を行い、自己相間行列Ｒｘｘ（ｎ）を算出する。また、相互相関ベクトル計算部３０３は、入力した入力信号ベクトルｘ（ｔ）および参照信号ｒ（ｔ）を用いて、以下の式（２６）の処理を行い、相互相関ベクトルｒｘｒ（ｎ）を算出する。
【数２５】
【数２６】
ここで、ｎは係数更新時間を示す。また、λは、０≦λ＜１を満たす適応係数を示し、忘却係数と呼ばれる。さらに、前記式（２５）および（２６）における右辺の第２項の期待値演算は、係数更新間隔、例えば１シンボルのうちで有効シンボル期間に相当する期間における期待値を示す。
【００８４】
逆行列計算部３０２は、自己相関行列計算部３０１により算出された自己相間行列Ｒｘｘ（ｎ）の逆行列Ｒｘｘ−１（ｎ）を算出する。乗算部３０４は、逆行列計算部３０２により算出された自己相間行列の逆行列Ｒｘｘ−１（ｎ）と、相互相関ベクトル計算部３０３により算出された相互相関ベクトルｒｘｒ（ｎ）とを乗算し、重み係数ベクトルｗを算出する。したがって、重み係数算出部３０，２２８は、重み係数ベクトルｗを、以下の式により求めることができる。
【数２７】
【００８５】
〔実験結果〕
次に、計算機シミュレーションにより得られた干渉除去特性の実験結果について説明する。図６（ａ）は、従来のＰｒｅ−ＦＦＴ型ＯＦＤＭ信号合成用受信装置（前述した非特許文献１に記載されたＯＦＤＭ信号合成用受信装置）における、シンボル同期位置に対する干渉除去特性を示す図である。また、図６（ｂ）は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２における、シンボル同期位置に対する干渉除去特性を示す図である。これらの実験結果は、希望波と干渉波がともにＩＳＤＢ−Ｔによるものであり、ＧＩ比も１／８で同一である場合において、希望波と干渉波のシンボル同期位置の差に対する、干渉除去後の変調誤差比を干渉除去特性として示している。また、受信Ｃ／Ｎは２５ｄＢ、干渉波のＤ／Ｕは１０ｄＢとし、希望波が０度から、干渉波が５０度からそれぞれ到来し、これらの信号を２素子のアレーアンテナで受信するものとし、その間隔は半波長とした。シンボル同期位置の差を横軸に、干渉除去後の変調誤差比を縦軸に示している。
【００８６】
図６（ａ）に示す従来のＰｒｅ−ＦＦＴ型ＯＦＤＭ信号合成用受信装置の実験結果によれば、シンボル同期位置の差がシンボル長の整数倍になるとき、干渉除去特性に劣化が生じていることがわかる。これに対し、図６（ｂ）に示す本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２の実験結果によれば、シンボル同期位置の差に関わらず、良好に干渉が除去されていることがわかる。
【００８７】
図７は、従来のＯＦＤＭ信号合成用受信装置（特許文献２に記載されたＯＦＤＭ信号合成用受信装置）および本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２のマルチパス環境における干渉除去特性を示す図である。この実験結果は、希望波と干渉波の他に、希望波のマルチパス波が受信される環境において、マルチパスＤ／Ｕに対する干渉除去後の変調誤差比を干渉除去特性として示している。また、受信Ｃ／Ｎは４５ｄＢ、干渉波のＤ／Ｕは１０ｄＢ、希望波が０度から、干渉波が５０度から、希望波のマルチパス波が−６０度からそれぞれ到来し、これらの信号を２素子のアレーアンテナで受信するものとし、その間隔は半波長とした。また、マルチパス波は遅延時間が１２０μｓ（ＧＩ長１２６μｓの約９５％）とし、マルチパス波のＤ／Ｕを横軸に、干渉除去後の変調誤差比を縦軸に示している。
【００８８】
図７に示す実験結果によれば、マルチパスＤ／Ｕが４ｄＢ以上のときは、従来のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の方が、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２よりも高い変調誤差比が得られていることがわかる。一方、マルチパスＤ／Ｕが３ｄＢ以下のときは、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２では良好に干渉が除去されているのに対し、従来のＯＦＤＭ信号合成用受信装置では著しく受信特性が劣化していることがわかる。
【００８９】
前述のとおり、放送波中継用の装置では、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られることが最低条件であり、干渉による伝送特性の劣化をいかに抑圧するかが求められるのに対し、サービスエリアにおける受信用の装置では、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られればよい。つまり、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置を受信機へ応用することを想定した場合、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られればよく、所要のＢＥＲを下回れば、それ以上低いＢＥＲを得ることは必要ではない。したがって、図７に示した実験結果によれば、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２と従来のＯＦＤＭ信号合成用受信装置とを比較すると、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２の方が、低Ｄ／Ｕのマルチパス環境に対する耐性を有していることがわかる。
【００９０】
以上のように、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１，２によれば、アレー合成部１４が、時間領域で重み付け合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル等化部１８が、周波数領域で複素除算を行って等化後のキャリヤシンボルを生成し、重み係数制御部２１，２２が、予め定められたパイロット信号（ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１の場合）または再生キャリヤシンボル（ＯＦＤＭ信号合成用受信装置２の場合）にチャネル応答を乗算し、再変調して得られる時間領域信号を参照信号として、前記アレー合成のために用いる重み係数を、最小自乗誤差の規範により最適化によって求めるようにした。これにより、低計算量で処理を行うことができ、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能となる。
【００９１】
なお、図１に示したＯＦＤＭ信号合成用受信装置１では、乗算部２１２がパイロット信号にチャネル応答を乗算し、重み係数算出部３０において、その乗算結果がＩＦＦＴ部２１３にてＩＦＦＴされた信号を参照信号として扱うようにした。同様に、図２に示したＯＦＤＭ信号合成用受信装置２では、乗算部２２４がパイロット信号挿入後の再生キャリヤシンボルにチャネル応答を乗算し、重み係数算出部２２８において、その乗算結果がＩＦＦＴ部２２５にてＩＦＦＴされた信号を参照信号として扱うようにした。この場合、ＩＦＦＴ部２１３が、チャネル応答が乗算されていないパイロット信号をＩＦＦＴし、ＩＦＦＴ部２２５が、チャネル応答が乗算されていない再生キャリヤシンボルをＩＦＦＴし、そして、重み係数算出部３０，２２８において、そのチャネル応答を含まずにＩＦＦＴされた信号を参照信号として扱うようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明の第１の実施形態（実施例１）によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態（実施例２）によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】チャネル推定部の構成を示すブロック図である。
【図４】チャネル等化部の構成を示すブロック図である。
【図５】重み係数算出部の構成を示すブロック図である。
【図６】（ａ）は、従来のＰｒｅ−ＦＦＴ型ＯＦＤＭ信号合成用受信装置における、シンボル同期位置に対する干渉除去特性を示す図である。（ｂ）は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置における、シンボル同期位置に対する干渉除去特性を示す図である。
【図７】従来のＰｒｅ−ＦＦＴ型ＯＦＤＭ信号合成用受信装置および本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置のマルチパス環境における干渉除去特性を示す図である。
【符号の説明】
【００９３】
１，２ ＯＦＤＭ信号合成用受信装置
１０ アンテナ
１１ 周波数変換部
１２ Ａ／Ｄ変換部
１３ 直交復調部
１４ アレー合成部
１５，２１４，２２７ ＧＩ除去部
１６ ＦＦＴ部
１７ チャネル推定部
１８ チャネル等化部
１９ デマッピング部
２０ パラレルシリアル変換部
２１，２２ 重み係数制御部
２３ シンボル再生部
３０，２２８ 重み係数算出部
１４１，２１２，２２４，３０４ 乗算部
１４２ 加算部
１４３ 複素共役部
１７１ パイロット抽出部
１７２ パイロット生成部
１７３，１８１ 除算部
１７４ 補間部
２１１ パイロット信号生成部
２１３，２２５ ＩＦＦＴ部
２２１ 再マッピング部
２２２ 変調誤差比算出部
２２３ パイロット信号挿入部
２２６ 遅延部
３０１ 自己相関行列計算部
３０２ 逆行列計算部
３０３ 相互相関ベクトル計算部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ方式を用いるデジタル放送またはデジタル伝送のＯＦＤＭ信号合成用受信装置に関し、特に、デジタル放送または無線ＬＡＮなどにおいて電波を受信する際に問題となるフェージングおよび干渉波の対策のために、アダプティブアレーアンテナ技術またはダイバーシティ受信技術を適用するＯＦＤＭ信号合成用受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ信号用アダプティブアレー技術として、例えば、特許文献１および２に記載のものが知られており、これらはいずれも放送波中継用の装置へ応用することを目的としている。これらの技術を用いた放送波中継用の干渉除去装置は、送信側の設備であることから、低計算量で処理を行うことよりも、高精度な干渉除去特性を得ることが求められる。しかし、この放送波中継用の干渉除去装置は、極端に劣悪な受信環境で用いられることは想定していない。特に、ＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）環境のサービスエリアは、レベルが高く、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）内であるが遅延時間が長いマルチパス波の影響を受ける環境であることから、十分な干渉除去特性を得ることができないことがあるという問題がある。また、最適化すべき重み係数の数がサブキャリヤ数とブランチ数との積となり、計算量が多くなるという問題もある。
【０００３】
これに対し、前述のＯＦＤＭ信号用アダプティブアレー技術を受信機へ応用することを想定した場合、低コスト化を実現するために、受信機には、より簡易な構成かつ少ない計算量で所要のビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）が得られること、また、より劣悪な受信環境でも動作できることが求められる。
【０００４】
放送波中継用の装置では、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られることが最低条件であり、干渉による伝送特性の劣化をいかに抑圧するかが求められる。これに対し、サービスエリアにおける受信用の装置では、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られればよい。このように、放送波中継用の装置とサービスエリアにおける受信用の装置とでは、ＯＦＤＭ信号用アダプティブアレー技術に対する要求条件が大きく異なっている。
【０００５】
一方、非特許文献１および２に、Ｐｒｅ−ＦＦＴ型のＯＦＤＭ信号用アダプティブアレー技術が記載されている。非特許文献１の技術は、移動受信を想定したものであり、希望波以外の到来波を全て抑圧することができる。また、非特許文献２の技術は、固定受信を想定したものであり、遅延時間がＧＩを越えるマルチパス波のみを抑圧することができる。これらはいずれも、少ない計算量で処理を行うことができる。
【０００６】
【特許文献１】特許第３７５９４４８号公報
【特許文献２】特開２００５−２９５５０６号公報
【非特許文献１】堀智、菊間信良、稲垣直樹、「ＯＦＤＭにおけるガード区間を利用したＭＭＳＥアダプティブアレー」、信学論、Ｊ８５−Ｂ（９）：１６０８−１６１５、Ｓｅｐ ２００２
【非特許文献２】堀智、菊間信良、稲垣直樹、「ガード区間を超える到来波のみを抑圧する固定受信のためのＯＦＤＭ用ＭＭＳＥアダプティブアレー」、信学論、Ｊ８６−Ｂ（９）：１９３４−１９４０、２００３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、非特許文献１および２に記載の技術は、いずれもＧＩが有効シンボルの後部と同一であるというＯＦＤＭ信号の特徴を利用するものである。このため、干渉波が希望波と同一方式であって、ＧＩ比が同じである場合には、干渉波を抑圧することができない場合があるという問題があった。例えば、希望波と干渉波のシンボル同期位置が一致する場合には、希望波と干渉波を区別することができず、干渉波を抑圧することができないという問題があった。
【０００８】
本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、低計算量で処理を行うことができ、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能なＯＦＤＭ信号合成用受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ波を受信し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、受信したＯＦＤＭ波の等価ベースバンド信号を時間領域において重み付けにより合成し、アレー合成信号を生成するアレー合成部と、前記アレー合成信号を周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、パイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、前記キャリヤシンボルを前記チャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行うチャネル等化部と、前記時間領域において重み付けによりアレー合成するために用いる重み係数を制御する重み係数制御部と、を備え、前記重み係数制御部が、パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、前記パイロット信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、前記時間領域の信号を参照信号とし、前記アレー合成信号と前記参照信号との間の誤差が最小となるように最適化し、前記重み係数を求める重み係数算出部と、を備えることを特徴とする。
【００１０】
また、請求項２の発明は、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ波を受信し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、受信したＯＦＤＭ波の等価ベースバンド信号を時間領域において重み付けにより合成し、アレー合成信号を生成するアレー合成部と、前記アレー合成信号を周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ部と、パイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、前記キャリヤシンボルを前記チャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行うチャネル等化部と、前記時間領域において重み付けによりアレー合成するために用いる重み係数を制御する重み係数制御部と、を備え、前記重み係数制御部が、前記チャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングすることによりシンボル再生し、再生キャリヤシンボルを生成するシンボル再生部と、前記再生キャリヤシンボルにパイロット信号を挿入するパイロット信号挿入部と、前記パイロット信号が挿入された再生キャリヤシンボルを時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ部と、前記時間領域の信号を参照信号とし、前記アレー合成信号と前記参照信号との間の誤差が最小となるように最適化し、前記重み係数を求める重み係数算出部と、を備えることを特徴とする。
【００１１】
また、請求項３の発明は、請求項１または２に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置において、前記重み係数制御部が、請求項１のパイロット信号生成部により生成されたパイロット信号、または請求項２のパイロット信号挿入部によりパイロット信号が挿入された再生キャリヤシンボルに、前記チャネル応答を乗算する乗算部を備え、前記ＩＦＦＴ部が、前記乗算結果を時間領域の信号に変換する、ことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項４の発明は、請求項２に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置において、前記重み係数制御部が、前記チャネル等化後のキャリヤシンボルおよび前記再生キャリヤシンボルに基づいて変調誤差比を算出する変調誤差比算出部を備え、前記パイロット信号挿入部が、前記変調誤差比に基づいて、予め定められたパイロット信号または前記パイロット信号に予め定められた定数を乗算した新たなパイロット信号を、前記再生キャリヤシンボルに挿入する、ことを特徴とする。
【００１３】
また、請求項５の発明は、請求項４に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置において、前記パイロット信号挿入部が、前記変調誤差比が予め定められたしきい値を下回り、かつ、前記キャリヤシンボルのシンボル番号が予め定められたシンボル間隔の整数倍となるときに、予め定められたパイロット信号に予め定められた定数を乗算した新たなパイロット信号を、前記再生キャリヤシンボルに挿入する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
以上のように、本発明によれば、アレー合成部が、時間領域で重み付け合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル等化部が、周波数領域でチャネル等化後のキャリヤシンボルを生成し、重み係数制御部が、予め定められたパイロット信号または再生キャリヤシンボルをＩＦＦＴして得られる時間領域信号を参照信号とし、アレー合成のために用いる重み係数を、アレー合成信号と参照信号との間の誤差が最小となるように最適化によって求めるようにした。これにより、最適化すべき重み係数の数は、アレー合成するブランチの数で済むから、サブキャリヤ数とブランチ数との積の数を必要とした従来の装置よりも低計算量となる。また、チャネル推定部が、パイロット信号を用いてチャネル応答を直接推定するから、同様に低計算量となる。また、このような低計算量にてアレー合成及びチャネル等化を行うことができるから、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。図１は、実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号合成用受信装置１は、周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、直交復調部１３、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル推定部１７、チャネル等化部１８、デマッピング部１９、パラレルシリアル変換部２０および重み係数制御部２１を備えている。また、アレー合成部１４は、アレー素子数分の乗算部１４１、加算部１４２および複素共役部１４３を備えている。重み係数制御部２１は、アレー素子数分のＧＩ除去部２１４、重み係数算出部３０、パイロット信号生成部２１１、乗算部２１２およびＩＦＦＴ部２１３を備えている。
【００１６】
アレー素子数分の周波数変換部１１は、アンテナ１０を介して受信したＯＦＤＭ信号をＩＦ信号に周波数変換する。アレー素子数分の周波数変換部１１の出力するＩＦ信号はそれぞれＡ／Ｄ変換部１２へ入力される。アレー素子数分のＡ／Ｄ変換部１２は、周波数変換部１１から入力されるＩＦ信号をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。アレー素子数分のＡ／Ｄ変換部１２の出力するデジタルＩＦ信号はそれぞれ直交復調部１３に入力される。アレー素子数分の直交復調部１３は、Ａ／Ｄ変換部１２から入力されるデジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を生成する。アレー素子数分の直交復調部１３の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方がアレー合成部１４の乗算部１４１へ、他方が重み係数制御部２１のＧＩ除去部２１４へ入力される。
【００１７】
アレー合成部１４におけるアレー素子数分の乗算部１４１は、直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号に、複素共役部１４３から入力される重み係数の複素共役値を乗算する。アレー素子数分の乗算部１４１が出力する、重み係数の複素共役値が乗算された等価ベースバンド信号は加算部１４２へ入力される。加算部１４２は、アレー素子数分の乗算部１４１の出力する、重み係数の複素共役値が乗算された等価ベースバンド信号を加算し、アレー合成信号を生成する。加算部１４２の出力するアレー合成信号はＧＩ除去部１５へ入力される。
【００１８】
ＧＩ除去部１５は、加算部１４２から入力されるアレー合成信号からＧＩを除去し、有効シンボル期間に相当する時間の信号を抽出する。ＧＩ除去部１５の出力する、有効シンボル期間におけるアレー合成信号はＦＦＴ部１６へ入力される。
【００１９】
ＦＦＴ部１６は、ＧＩ除去部１５の出力する有効シンボル期間におけるアレー合成信号をＦＦＴにより周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換する。ＦＦＴ部１６の出力するキャリヤシンボルは２分配され、一方がチャネル等化部１８へ、他方がチャネル推定部１７へ入力される。
【００２０】
チャネル推定部１７は、前記ＦＦＴ部１６の出力するキャリヤシンボルからチャネル応答を推定する。チャネル推定部１７の出力するチャネル応答は２分配され、一方がチャネル等化部１８へ、他方が重み係数制御部２１の乗算部２１２へ入力される。
【００２１】
チャネル等化部１８は、ＦＦＴ部１６から入力されるキャリヤシンボルを、チャネル推定部１７から入力されるチャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行う。チャネル等化部１８の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルはデマッピング部１９へ入力される。
【００２２】
デマッピング部１９は、チャネル等化部１８の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングすることにより、パラレル信号に変換する。デマッピング部１９の出力するパラレル信号はパラレルシリアル変換部２０へ入力される。パラレルシリアル変換部２０は、デマッピング部１９から入力されるパラレル信号をシリアル信号に変換し、ビット列を出力する。
【００２３】
一方、重み係数制御部２１のパイロット信号生成部２１１は、予め定められたパイロット信号を生成する。パイロット信号生成部２１１の出力するパイロット信号は乗算部２１２へ入力される。
【００２４】
乗算部２１２は、パイロット信号生成部２１１から入力されるパイロット信号に、チャネル推定部１７から入力されるチャネル応答を乗算する。乗算部２１２の出力する、チャネル応答が乗じられたパイロット信号はＩＦＦＴ部２１３へ入力される。
【００２５】
ＩＦＦＴ部２１３は、乗算部２１２が出力する、チャネル応答が乗じられたパイロット信号を時間領域の信号に変換し、パイロット信号のみが含まれる時間領域信号を生成する。ＩＦＦＴ部２１３の出力する、パイロット信号のみが含まれる時間領域信号は重み係数算出部３０へ入力される。ここで、ＩＦＦＴ部２１３の出力する、パイロット信号のみが含まれる時間領域信号は、重み係数算出部３０において参照信号として扱われる。
【００２６】
アレー素子数分のＧＩ除去部２１４は、それぞれの直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号からＧＩを除去し、有効シンボル期間に相当する時間の等価ベースバンド信号を抽出する。アレー素子数分のＧＩ除去部２１４の出力する、有効シンボル期間における等価ベースバンド信号は重み係数算出部３０へ入力される。
【００２７】
重み係数算出部３０は、アレー素子数分のＧＩ除去部２１４から入力される、有効シンボル期間における等価ベースバンド信号と、ＩＦＦＴ部２１３から入力される、チャネル応答が乗じられたパイロット信号のみが含まれる時間領域信号である参照信号とを用いて、重み係数を算出する。具体的には、重み係数算出部３０は、入力した等価ベースバンド信号を重み付けして得られるアレー合成信号と入力した参照信号との間の自乗誤差が最小となるように、最小自乗誤差（ＭＭＳＥ）の規範により重み係数を算出する。重み係数算出部３０の出力する重み係数はアレー合成部１４の複素共役部１４３へ入力される。
【００２８】
アレー合成部１４の複素共役部１４３は、重み係数算出部３０から入力される重み係数について、その複素共役値を算出する。アレー合成部１４の出力する重み係数の複素共役値はアレー素子数分の乗算部１４１へ入力される。
【００２９】
このように、実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１によれば、アレー合成部１４が、時間領域で重み係数を用いて合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル推定部１７が、パイロット信号を用いてチャネル応答を推定し、チャネル等化部１８が、周波数領域においてキャリヤシンボルをチャネル等化し、重み係数制御部２１が、予め定められたパイロット信号にチャネル応答を乗算し、この乗算結果の信号をＩＦＦＴして得られる時間領域信号を参照信号とし、アレー合成のために用いる重み係数を、アレー合成信号と参照信号との間の誤差が最小となるように最適化によって求めるようにした。これにより、最適化すべき重み係数の数はアレー合成するブランチの数で済む。従来の装置では、最適化すべき重み係数の数はサブキャリヤ数とブランチ数との積の数を必要としたが、実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１では従来よりも低計算量で済む。また、チャネル推定部１７がチャネル応答を直接推定するから、同様に低計算量で済む。また、このような低計算量にてアレー合成及びチャネル等化を行うから、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能となる。
【００３０】
〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。図２は、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号合成用受信装置２は、周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、直交復調部１３、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル推定部１７、チャネル等化部１８、シンボル再生部２３、パラレルシリアル変換部２０および重み係数制御部２２を備えている。また、アレー合成部１４は、アレー素子数分の乗算部１４１、加算部１４２および複素共役部１４３を備えている。シンボル再生部２３は、デマッピング部１９および再マッピング部２２１を備えている。重み係数制御部２２は、アレー素子数分の遅延部２２６、アレー素子数分のＧＩ除去部２２７、重み係数算出部２２８、再マッピング部２２１、変調誤差比（ＭＥＲ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）算出部２２２、パイロット信号挿入部２２３、乗算部２２４およびＩＦＦＴ部２２５を備えている。
【００３１】
図１に示した実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１と図２に示す実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２とを比較すると、両装置とも、アレー素子数分の周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２および直交復調部１３を備え、また、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル推定部１７、チャネル等化部１８、デマッピング部１９およびパラレルシリアル変換部２０を備えている点で同一である。また、両装置とも、重み係数制御部２１，２２において、アレー素子数分のＧＩ除去部２１４，２２７を備え、乗算部２１２，２２４、ＩＦＦＴ部２１３，２２５および重み係数算出部３０，２２８を備えている点で同一である。
【００３２】
一方、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１は、重み係数制御部２１においてパイロット信号生成部２１１を備えているのに対し、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置２は、シンボル再生部２３および重み係数制御部２２において、再マッピング部２２１、変調誤差比算出部２２２およびパイロット信号挿入部２２３を備えている点で相違する。また、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置２は、重み係数制御部２２において、アレー素子数分の遅延部２２６を備えている点で相違する。
【００３３】
周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、直交復調部１３、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル推定部１７、チャネル等化部１８、デマッピング部１９およびパラレルシリアル変換部２０については、実施例１にて説明したとおりである。
【００３４】
ここで、アレー素子数分の直交復調部１３の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方がアレー合成部１４の乗算部１４１へ、他方が重み係数制御部２２の遅延部２２６へ入力される。また、チャネル等化部１８の出力するチャネル等化後のキャリヤシンボルは２分配され、一方がシンボル再生部２３のデマッピング部１９へ、他方が重み係数制御部２２の変調誤差比算出部２２２へ入力される。また、シンボル再生部２３のデマッピング部１９の出力するパラレル信号は２分配され、一方がパラレルシリアル変換部２０へ、他方が再マッピング部２２１へ入力される。
【００３５】
再マッピング部２２１は、デマッピング部１９から入力されるパラレル信号を再マッピングし、再生キャリヤシンボルを生成する。再マッピング部２２１の出力する再生キャリヤシンボルは２分配され、一方が変調誤差比算出部２２２へ、他方がパイロット信号挿入部２２３へ入力される。
【００３６】
変調誤差比算出部２２２は、チャネル等化部１８から入力されるチャネル等化後のキャリヤシンボルと、再マッピング部２２１から入力される再生キャリヤシンボルとを用いて、変調誤差比を算出する。変調誤差比算出部２２２の出力する変調誤差比はパイロット信号挿入部２２３へ入力される。
【００３７】
パイロット信号挿入部２２３は、再マッピング部２２１から入力される再生キャリヤシンボルと、変調誤差比算出部２２２から入力される変調誤差比とにより、既知のパイロット信号を含む新たな再生キャリヤシンボルを生成する。具体的には、パイロット信号挿入部２２３は、既知のパイロット信号を生成し、入力した再生キャリヤシンボルのうちパイロット信号に割り当てられた再生キャリヤシンボルを、生成した既知のパイロット信号に置き換える。この場合、入力した変調誤差比と予め定められたしきい値とを比較し、変調誤差比がしきい値を下回り、かつシンボル番号が予め定められたシンボル間隔の整数倍であるときに、置き換えるパイロット信号には、予め定められた定数を乗じる。パイロット信号挿入部２２３の出力する再生キャリヤシンボルは乗算部２２４へ入力される。
【００３８】
乗算部２２４は、パイロット信号挿入部２２３から入力される再生キャリヤシンボルに、チャネル推定部１７から入力されるチャネル応答を乗算する。乗算部２２４の出力するチャネル応答が乗じられた再生キャリヤシンボルはＩＦＦＴ部２２５へ入力される。
【００３９】
ＩＦＦＴ部２２５は、乗算部２２４から入力される、チャネル応答が乗じられた再生キャリヤシンボルを時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ部２２５の出力する時間領域信号は重み係数算出部２２８へ入力される。ここで、ＩＦＦＴ部２２５の出力する時間領域信号は、重み係数算出部２２８において参照信号として扱われる。
【００４０】
アレー素子数分の遅延部２２６は、それぞれの直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号を、予め定められた時間分だけ遅延させる。予め定められた時間とは、直交復調部１３から出力された等価ベースバンド信号がアレー合成部１４においてアレー合成され、ＩＦＦＴ部２２５から参照信号が出力されるまでの間の演算に必要な時間をいう。アレー素子数分の遅延部２２６の出力する遅延した等価ベースバンド信号はそれぞれＧＩ除去部２２７へ入力される。
【００４１】
ＧＩ除去部２２７は、それぞれの遅延部２２６から入力される遅延した等価ベースバンド信号からＧＩを除去し、有効シンボル期間に相当する時間の等価ベースバンド信号を抽出する。アレー素子数分のＧＩ除去部２２７の出力する、有効シンボル期間における等価ベースバンド信号は重み係数算出部２２８へ入力される。
【００４２】
重み係数算出部２２８は、アレー素子数分のＧＩ除去部２２７から入力される、有効シンボル期間における等価ベースバンド信号と、ＩＦＦＴ部２２５から入力される、チャネル応答が乗じられた時間領域信号である参照信号とを用いて、重み係数を算出する。具体的には、重み係数算出部２２８は、入力した等価ベースバンド信号を重み付けして得られるアレー合成信号と入力した参照信号との間の自乗誤差が最小となるように、最小自乗誤差の規範により重み係数を算出する。重み係数算出部２２８の出力する重み係数はアレー合成部１４の複素共役部１４３へ入力される。
【００４３】
このように、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２によれば、アレー合成部１４が、時間領域で重み係数を用いて合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル推定部１７が、パイロット信号を用いてチャネル応答を推定し、チャネル等化部１８が、周波数領域においてキャリヤシンボルをチャネル等化するようにした。また、重み係数制御部２２が、チャネル等化されたキャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングして再生キャリヤシンボルを生成し、再生キャリヤシンボルに予め定められたパイロット信号を挿入してチャネル応答を乗算し、この乗算結果をＩＦＦＴして得られる時間領域信号を参照信号とし、アレー合成のために用いる重み係数を、アレー合成信号と参照信号との間の誤差が最小となるように最適化によって求めるようにした。これにより、実施例１の場合と同様に、最適化すべき重み係数の数はアレー合成するブランチの数で済むから、重み係数は、従来よりも低計算量で済む。また、チャネル推定部１７がチャネル応答を直接推定するから、同様に低計算量で済む。また、このような低計算量にてアレー合成及びチャネル等化を行うから、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能となる。
【００４４】
また、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２によれば、再マッピングした再生キャリヤシンボルおよび予め定められたパイロット信号をＩＦＦＴ部２２５により時間領域に変換して参照信号を生成する。そして、重み係数算出部２２８は、ＧＩ除去部２２７から入力した等価ベースバンド信号を合成して得られるアレー合成信号と、参照信号との誤差が最小となるように最適化した重み係数を算出する。これにより、重み係数算出部２２８は、希望波と干渉波のシンボル同期位置およびパイロット信号が同一サブキャリヤに挿入される４シンボル周期が一致した場合でも、パイロット信号以外のデータキャリヤが希望波と干渉波とでは異なるため、希望波と干渉波を区別可能な重み係数を算出することができる。
【００４５】
また、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２によれば、パイロット信号挿入部２２３は、再生キャリヤ信号にパイロット信号を挿入する際に、変調誤差比算出部２２２により算出された変調誤差比がしきい値を下回り、かつシンボル番号が予め定められたシンボル間隔の整数倍であるときに、予め定められた定数を乗じたパイロット信号を挿入するようにした。この場合、ＩＦＦＴ部２２５により生成される参照信号は、本来のパイロット信号とは異なる振幅のパイロット信号に基づいた信号となる。そして、重み係数算出部２２８は、ＧＩ除去部２２７から入力した等価ベースバンド信号を合成して得られるアレー合成信号と、本来のパイロット信号とは異なる振幅のパイロット信号に基づいた参照信号とを用いて、これらの信号の誤差が最小となるように最適化した重み係数を算出する。これにより、重み係数算出部２２８は、受信信号に含まれる干渉波におけるパイロット信号の振幅と、参照信号におけるパイロット信号の振幅とが異なる信号を用いるようにしたから、干渉波を抑圧可能な重み係数を算出することができる。一方、予め定められた定数を乗じずにパイロット信号を挿入する場合は、希望波と干渉波のシンボル同期位置およびパイロット信号が同一サブキャリヤに挿入される４シンボル周期が一致し、かつ希望波と干渉波の電力比が非常に小さい場合には、受信信号に含まれる干渉波におけるパイロット信号の振幅と、参照信号におけるパイロット信号の振幅とが一致していたから、希望波と干渉波を区別可能な重み係数を算出することができなかった。したがって、希望波と干渉波のシンボル同期位置およびパイロット信号が同一サブキャリヤに挿入される４シンボル周期が一致し、かつ希望波と干渉波の電力比が非常に小さい場合には、希望波と干渉波を区別することができず、干渉波を抑圧することができなかったが、実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２によれば、この問題を解決することができる。
【００４６】
以上のように構成される実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１および実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２における構成部の詳細について、ＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）を適用した場合を例にして、以下に説明する。
【００４７】
〔アレー合成部〕
まず、図１および図２に示したアレー合成部１４について説明する。アレー素子数分の直交復調部１３の出力する等価ベースバンド信号からなるベクトルを以下に示す。
【数１】
ここで、ｔは時刻、Ｌはブランチ数を示す。また、上付きのＴは転置を示す。
【００４８】
重み係数算出部３０の出力する重み係数からなるベクトルを以下に示す。
【数２】
これにより、アレー合成部１４は、以下に示す演算を行い、アレー合成信号を出力する。
【数３】
ここで、上付きのＨは複素共役転置を示す。なお、前記式（３）には、複素共役部１４３による処理が含まれる。
【００４９】
〔チャネル推定部〕
次に、図１および図２に示したチャネル推定部１７について説明する。図３は、チャネル推定部１７の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部１７は、パイロット抽出部１７１、パイロット生成部１７２、除算部１７３および補間部１７４を備えている。
【００５０】
ＦＦＴ部１６の出力するキャリヤシンボルは、チャネル推定部１７のパイロット抽出部１７１へ入力される。パイロット抽出部１７１は、入力したキャリヤシンボルのうちの、予め決められたシンボル番号およびサブキャリヤ番号のキャリヤシンボルとして伝送されたパイロット信号を抽出する。パイロット抽出部１７１の出力するパイロット信号は、受信パイロット信号として除算部１７３へ入力される。
【００５１】
パイロット生成部１７２は、予め決められた振幅および位相を持つパイロット信号を生成する。パイロット生成部１７２が出力するパイロット信号は除算部１７３へ入力される。
【００５２】
除算部１７３は、パイロット抽出部１７１から入力される受信パイロット信号を、パイロット生成部１７２から入力されるパイロット信号で除算し、パイロット信号が伝送されるシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を求める。除算部１７３が出力するパイロット信号におけるチャネル応答は補間部１７４へ入力される。
【００５３】
補間部１７４は、除算部１７３から入力される、パイロット信号が伝送されるシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を、シンボル方向およびサブキャリヤ方向に補間し、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリヤにおけるチャネル応答を算出して出力する。
【００５４】
ＩＳＤＢ−Ｔ方式において、パイロット信号であるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）に割り当てられたサブキャリヤは、シンボル番号をｉ、サブキャリヤ番号をｋとすると、以下の式を満足する。
【数４】
ただし、ｍｏｄは剰余を示す。以下、前記式（４）を満足するｉ，ｋをそれぞれｉｐ，ｋｐとする。
【００５５】
ここで、図３に示したパイロット抽出部１７１をＳＰ抽出部とし、パイロット生成部１７２をＳＰ生成部とする。ＳＰ抽出部により抽出される受信ＳＰ信号をＸｉｐ，ｋｐとし、ＳＰ生成部により生成されるＳＰ信号、すなわち、送信側のＩＳＤＢ−Ｔ変調器において生成されて送信されるＳＰ信号（以下、単に「送信ＳＰ信号」という。）をＳｉｐ，ｋｐとすると、シンボル番号ｉｐ、サブキャリヤ番号ｋｐにおけるチャネル応答Ｕｉｐ，ｋｐは、次式で表される。
【数５】
【００５６】
ここでは、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で採用されているＳＰ信号を基準信号とし、チャネル応答を算出する方法を説明したが、振幅および位相が既知の信号であって、受信側において生成可能なシンボルであれば同様にチャネル応答算出のための基準信号として利用することができる。すなわち、本発明は、チャネル応答を算出するにあたり、基準信号としてＳＰ信号を用いることに限定されるものではない。
【００５７】
ところで、ＳＰ信号を用いてチャネル応答を算出する場合、全てのシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を直接算出することができない。全てのシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を算出するためには、シンボルおよびサブキャリヤ方向に補間処理を行う必要がある。
【００５８】
シンボル方向の補間には、例えば以下に示す最新値保持法または線形補間法を用いることができ、次式により補間処理を行うことができる。最新値保持法を用いる場合、以下の式により補間処理を行う。
【数６】
また、線形補間法を用いる場合、以下の式により補間処理を行う。
【数７】
【００５９】
一方、サブキャリヤ方向の補間には、例えば以下に示す線形補間法を用いることができ、次式により補間処理を行うことができる。
【数８】
【００６０】
〔チャネル等化部〕
次に、図１および図２に示したチャネル等化部１８について説明する。図４は、チャネル等化部１８の構成を示すブロック図である。このチャネル等化部１８は、除算部１８１を備えている。
【００６１】
ＦＦＴ部１６の出力するキャリヤシンボルおよびチャネル推定部１７の出力するチャネル応答は、チャネル等化部１８の除算部１８１へ入力される。チャネル等化部１８の除算部１８１は、次式のように、ＦＦＴ部１６から入力されるキャリヤシンボルＸｋを、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤごとにチャネル推定部１７から入力されるチャネル応答Ｕｋで除算することにより、チャネル等化を行う。
【数９】
ここで、Ｚｋはチャネル等化後のキャリヤシンボルを示す。
【００６２】
〔シンボル再生部（デマッピング部、再マッピング部）〕
次に、図２に示したシンボル再生部２３のデマッピング部１９および再マッピング部２２１について説明する。
【００６３】
デマッピング部１９は、チャネル等化部１８から入力される、チャネル等化後のキャリヤシンボルから、送信されたキャリヤシンボルを推定し、複数ビットからなるパラレル信号を取り出す。再マッピング部２２１は、デマッピング部１９から入力されるパラレル信号（複数ビットからなるパラレル信号）をキャリヤ変調し、キャリヤシンボルを再生する。ここで、前記式（９）は、以下の式で表すことができる。
【数１０】
ただし、Ｔｋは送信キャリヤシンボル、Ｎｋは雑音成分を示す。
【００６４】
したがって、雑音成分Ｎｋが十分小さい場合は、以下の式で表すことができる。
【数１１】
ここで、ｄｅｃはマッピングおよび再マッピングを示す関数であり、具体的には、与えられたキャリヤシンボルとの間のノルムが最も小さい送信キャリヤシンボルを返す関数である。すなわち、シンボル再生部２３は、チャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピング部１９にてデマッピングし、再マッピング部２２１にて再マッピングすることにより、送信キャリヤシンボルを得ることができる。
【００６５】
〔変調誤差比算出部〕
次に、図２に示した変調誤差比算出部２２２について説明する。変調誤差比算出部２２２は、チャネル等化部１８から入力されるチャネル等化後のキャリヤシンボルＺｋと、再マッピング部２２１から入力される再マッピングされた再生キャリヤシンボルＤｋとを用いて、次式で定義される変調誤差比ＭＥＲを算出する。
【数１２】
ここで、Ｋは全サブキャリヤ数を示す。なお、変調誤差比の詳細については、下記の非特許文献を参照されたい。
ETR 290：Measurement guidelines for DVB Systems, ETSI Technical Report, may 1997
【００６６】
〔パイロット信号挿入部〕
次に、図２に示したパイロット信号挿入部２２３について説明する。パイロット信号挿入部２２３は、再マッピング部２２１から入力される再生キャリヤシンボルＤｋのうちの、パイロット信号に割り当てられたキャリヤシンボルを、予め決められた振幅および位相を持つキャリヤシンボルＳｋに置き換える。すなわち、以下の式に示す処理を行う。
【数１３】
【００６７】
〔摂動〕
ここで、パイロット信号挿入部２２３が前記式（１３）の処理を行う場合、シンボル同期位置、および同一サブキャリヤにＳＰが挿入される４シンボル周期が、希望波と干渉波において完全に一致したときには、干渉波を良好に除去できないことがある。これに対応するため、パイロット信号挿入部２２３は、以下の式に示す処理を行う。
【数１４】
【数１５】
【００６８】
前記式（１２）により得られる変調誤差比は、キャリヤシンボルの送信シンボルの推定値としての確からしさを示しており、言い換えるならば、干渉除去後の信号品質を示している。この変調誤差比ＭＥＲが、予め定められたしきい値ｔｈを下回り、かつシンボル番号ｉが予め定められたシンボル間隔ｍの整数倍であるとき、予め決められた振幅および位相を持つパイロット信号のキャリヤシンボルＳｋに定数α’を乗じる。
【００６９】
本願発明者らの実験によれば、シンボル同期位置、および同一サブキャリヤにＳＰが挿入される４シンボル周期が、希望波と干渉波において完全に一致した場合であっても、例えば、ｔｈ＝１９ｄＢ，α’＝１／２，ｍ＝３とすることにより、干渉波を良好に除去することができるという結果を得た。
【００７０】
変調誤差比ＭＥＲが、予め定められたしきい値ｔｈを下回り、かつシンボル番号ｉが予め定められたシンボル間隔ｍの整数倍であるとき、パイロット信号挿入部２２３は、再生キャリヤシンボルにうちのパイロット信号に割り当てられたキャリヤシンボルを、振幅の小さいパイロット信号のキャリヤシンボルで置き換えた信号に基づいて、参照信号を生成する。そして、重み係数算出部２２８は、ＧＩ除去部２２７から入力した等価ベースバンド信号を合成して得たアレー合成信号と、振幅の小さいパイロット信号のキャリヤシンボルで置き換えた信号に基づいた参照信号とを用いて、これらの信号の誤差が最小となるように最適化した重み係数を算出する。これにより、重み係数算出部２２８は、希望波と干渉波とを区別することができ、アレー合成部１４によって干渉波を除去することが可能な重み係数を算出することができる。
【００７１】
〔パイロット信号生成部〕
次に、図１に示したパイロット信号生成部２１１について説明する。パイロット信号生成部２１１は、予め決められたシンボル番号およびサブキャリヤ番号において、予め決められた振幅および位相を持つキャリヤシンボルを生成すると同時に、パイロット信号に割り当てられていないシンボル番号およびサブキャリヤ番号のキャリヤシンボルをゼロに設定する。
【数１６】
【００７２】
〔周波数特性乗算部〕
次に、図１に示した乗算部２１２および図２に示した乗算部２２４である周波数特性乗算部について説明する。乗算部２１２は、パイロット信号生成部２１１からパイロット信号（キャリヤシンボル）を入力する。また、乗算部２２４は、パイロット信号挿入部２２３から再生キャリヤシンボル（キャリヤシンボル）を入力する。
【００７３】
そして、乗算部２１２，２２４は、入力したキャリヤシンボル
に、チャネル推定部１７から入力されるチャネル応答Ｕｋを乗算する。
【数１７】
ここで、Ｒｋは、チャネル応答が乗じられたキャリヤシンボルを示し、周波数領域で表現した参照信号である。
【００７４】
乗算部２１２，２２４の出力する周波数領域における参照信号は、チャネル応答を用いて算出した信号であるから、参照信号にはチャネル応答が含まれ、重み係数算出部３０，２２８は、チャネル応答が含まれる時間領域で表現した参照信号を用いて重み係数を算出する。したがって、希望波のマルチパスが受信される環境においても、重み係数算出部３０，２２８は、アレー合成部１４によって干渉波を除去することが可能な重み係数を算出することができる。つまり、干渉波はアレー合成部１４によって除去され、かつマルチパスによる周波数特性歪みはチャネル等化部１８によって等化される。これにより、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１，２は、ＯＦＤＭ信号を良好に受信することができる。
【００７５】
〔ＩＦＦＴ部〕
次に、図１に示したＩＦＦＴ部２１３および図２に示したＩＦＦＴ部２２５について説明する。ＩＦＦＴ部２１３，２２５は、周波数特性乗算部である乗算部２１２，２２４から入力されるキャリヤシンボルＲｋを、ＩＦＦＴにより時間領域の信号に変換し、参照信号を生成する。ＩＦＦＴ部２１３，２２５は、以下の式に示す処理を行う。
【数１８】
ここで、ｒ（ｔ）は参照信号を示す。
【００７６】
〔遅延部〕
次に、図２に示した遅延部２２６について説明する。遅延部２２６は、直交復調部１３が等価ベースバンド信号を出力してから、アレー合成部１４、ＧＩ除去部１５、ＦＦＴ部１６、チャネル等化部１８、デマッピング部１９、再マッピング部２２１、パイロット信号挿入部２２３、乗算部２２４およびＩＦＦＴ部２２５による処理が行われ、ＩＦＦＴ部２２５が参照信号を出力するまでに要する時間と、ＧＩ除去部２２７による処理に要する時間との差に相当する遅延を加えて、等価ベースバンド信号を出力する。
【００７７】
〔重み係数算出部〕
次に、図１に示した重み係数算出部３０および図２に示した重み係数算出部２２８について説明する。図５は、重み係数算出部３０，２２８の構成を示すブロック図である。この重み係数算出部３０，２２８は、自己相関行列計算部３０１、逆行列計算部３０２、相互相関ベクトル計算部３０３および乗算部３０４を備えている。
【００７８】
重み係数算出部３０，２２８は、アレー素子数分のＧＩ除去部２１４，２２７から入力される等価ベースバンド信号からなる入力信号ベクトルを重み付け合成して得られるアレー合成信号とＩＦＦＴ部２２５から入力される参照信号との誤差を最小化する重み係数ベクトルを生成する。入力信号ベクトルを以下の式に示す。
【数１９】
また、アレー合成信号を以下の式に示す。
【数２０】
【００７９】
重み係数算出部３０，２２８は、前記式（２０）のアレー合成信号と参照信号ｒ（ｔ）との間の自乗誤差が最小となるように、重み係数を最適化する。ここで、前記式（１）に示した
および前記式（３）に示した
は、ＧＩ期間および有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を示しているのに対し、前記式（１９）に示したｘ（ｔ）および前記式（２０）に示したｙ（ｔ）は、ＧＩが除去された、有効シンボル期間のみの等価ベースバンド信号を示している。
【００８０】
また、自乗誤差は、以下の式により定義される。
【数２１】
ここで、Ｅ［・］は期待値演算を示す。
【００８１】
前記式（２１）の自乗誤差を最小化する重み係数ｗｏｐｔは、以下の式で表される。
【数２２】
ここで、Ｒｘｘはｘ（ｔ）の自己相関行列、ｒｘｒはｘ（ｔ）とｒ（ｔ）の相互相関ベクトルを示す。
【００８２】
ここで、自己相関行列および相互相関ベクトルをそれぞれ以下の式で表し、
【数２３】
【数２４】
係数更新間隔を例えば１シンボル間隔として、これらを更新する。ただし、上付きの＊は複素共役を示す。
【００８３】
すなわち、自己相関行列計算部３０１は、入力信号ベクトルｘ（ｔ）を用いて、以下の式（２５）の処理を行い、自己相間行列Ｒｘｘ（ｎ）を算出する。また、相互相関ベクトル計算部３０３は、入力した入力信号ベクトルｘ（ｔ）および参照信号ｒ（ｔ）を用いて、以下の式（２６）の処理を行い、相互相関ベクトルｒｘｒ（ｎ）を算出する。
【数２５】
【数２６】
ここで、ｎは係数更新時間を示す。また、λは、０≦λ＜１を満たす適応係数を示し、忘却係数と呼ばれる。さらに、前記式（２５）および（２６）における右辺の第２項の期待値演算は、係数更新間隔、例えば１シンボルのうちで有効シンボル期間に相当する期間における期待値を示す。
【００８４】
逆行列計算部３０２は、自己相関行列計算部３０１により算出された自己相間行列Ｒｘｘ（ｎ）の逆行列Ｒｘｘ−１（ｎ）を算出する。乗算部３０４は、逆行列計算部３０２により算出された自己相間行列の逆行列Ｒｘｘ−１（ｎ）と、相互相関ベクトル計算部３０３により算出された相互相関ベクトルｒｘｒ（ｎ）とを乗算し、重み係数ベクトルｗを算出する。したがって、重み係数算出部３０，２２８は、重み係数ベクトルｗを、以下の式により求めることができる。
【数２７】
【００８５】
〔実験結果〕
次に、計算機シミュレーションにより得られた干渉除去特性の実験結果について説明する。図６（ａ）は、従来のＰｒｅ−ＦＦＴ型ＯＦＤＭ信号合成用受信装置（前述した非特許文献１に記載されたＯＦＤＭ信号合成用受信装置）における、シンボル同期位置に対する干渉除去特性を示す図である。また、図６（ｂ）は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２における、シンボル同期位置に対する干渉除去特性を示す図である。これらの実験結果は、希望波と干渉波がともにＩＳＤＢ−Ｔによるものであり、ＧＩ比も１／８で同一である場合において、希望波と干渉波のシンボル同期位置の差に対する、干渉除去後の変調誤差比を干渉除去特性として示している。また、受信Ｃ／Ｎは２５ｄＢ、干渉波のＤ／Ｕは１０ｄＢとし、希望波が０度から、干渉波が５０度からそれぞれ到来し、これらの信号を２素子のアレーアンテナで受信するものとし、その間隔は半波長とした。シンボル同期位置の差を横軸に、干渉除去後の変調誤差比を縦軸に示している。
【００８６】
図６（ａ）に示す従来のＰｒｅ−ＦＦＴ型ＯＦＤＭ信号合成用受信装置の実験結果によれば、シンボル同期位置の差がシンボル長の整数倍になるとき、干渉除去特性に劣化が生じていることがわかる。これに対し、図６（ｂ）に示す本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２の実験結果によれば、シンボル同期位置の差に関わらず、良好に干渉が除去されていることがわかる。
【００８７】
図７は、従来のＯＦＤＭ信号合成用受信装置（特許文献２に記載されたＯＦＤＭ信号合成用受信装置）および本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２のマルチパス環境における干渉除去特性を示す図である。この実験結果は、希望波と干渉波の他に、希望波のマルチパス波が受信される環境において、マルチパスＤ／Ｕに対する干渉除去後の変調誤差比を干渉除去特性として示している。また、受信Ｃ／Ｎは４５ｄＢ、干渉波のＤ／Ｕは１０ｄＢ、希望波が０度から、干渉波が５０度から、希望波のマルチパス波が−６０度からそれぞれ到来し、これらの信号を２素子のアレーアンテナで受信するものとし、その間隔は半波長とした。また、マルチパス波は遅延時間が１２０μｓ（ＧＩ長１２６μｓの約９５％）とし、マルチパス波のＤ／Ｕを横軸に、干渉除去後の変調誤差比を縦軸に示している。
【００８８】
図７に示す実験結果によれば、マルチパスＤ／Ｕが４ｄＢ以上のときは、従来のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の方が、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２よりも高い変調誤差比が得られていることがわかる。一方、マルチパスＤ／Ｕが３ｄＢ以下のときは、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２では良好に干渉が除去されているのに対し、従来のＯＦＤＭ信号合成用受信装置では著しく受信特性が劣化していることがわかる。
【００８９】
前述のとおり、放送波中継用の装置では、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られることが最低条件であり、干渉による伝送特性の劣化をいかに抑圧するかが求められるのに対し、サービスエリアにおける受信用の装置では、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られればよい。つまり、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置を受信機へ応用することを想定した場合、干渉除去後に所要のＢＥＲが得られればよく、所要のＢＥＲを下回れば、それ以上低いＢＥＲを得ることは必要ではない。したがって、図７に示した実験結果によれば、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２と従来のＯＦＤＭ信号合成用受信装置とを比較すると、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置２の方が、低Ｄ／Ｕのマルチパス環境に対する耐性を有していることがわかる。
【００９０】
以上のように、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１，２によれば、アレー合成部１４が、時間領域で重み付け合成を行ってアレー合成信号を生成し、チャネル等化部１８が、周波数領域で複素除算を行って等化後のキャリヤシンボルを生成し、重み係数制御部２１，２２が、予め定められたパイロット信号（ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１の場合）または再生キャリヤシンボル（ＯＦＤＭ信号合成用受信装置２の場合）にチャネル応答を乗算し、再変調して得られる時間領域信号を参照信号として、前記アレー合成のために用いる重み係数を、最小自乗誤差の規範により最適化によって求めるようにした。これにより、低計算量で処理を行うことができ、劣悪な受信環境においても効果的に干渉波を抑圧することが可能となる。
【００９１】
なお、図１に示したＯＦＤＭ信号合成用受信装置１では、乗算部２１２がパイロット信号にチャネル応答を乗算し、重み係数算出部３０において、その乗算結果がＩＦＦＴ部２１３にてＩＦＦＴされた信号を参照信号として扱うようにした。同様に、図２に示したＯＦＤＭ信号合成用受信装置２では、乗算部２２４がパイロット信号挿入後の再生キャリヤシンボルにチャネル応答を乗算し、重み係数算出部２２８において、その乗算結果がＩＦＦＴ部２２５にてＩＦＦＴされた信号を参照信号として扱うようにした。この場合、ＩＦＦＴ部２１３が、チャネル応答が乗算されていないパイロット信号をＩＦＦＴし、ＩＦＦＴ部２２５が、チャネル応答が乗算されていない再生キャリヤシンボルをＩＦＦＴし、そして、重み係数算出部３０，２２８において、そのチャネル応答を含まずにＩＦＦＴされた信号を参照信号として扱うようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明の第１の実施形態（実施例１）によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態（実施例２）によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】チャネル推定部の構成を示すブロック図である。
【図４】チャネル等化部の構成を示すブロック図である。
【図５】重み係数算出部の構成を示すブロック図である。
【図６】（ａ）は、従来のＰｒｅ−ＦＦＴ型ＯＦＤＭ信号合成用受信装置における、シンボル同期位置に対する干渉除去特性を示す図である。（ｂ）は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置における、シンボル同期位置に対する干渉除去特性を示す図である。
【図７】従来のＰｒｅ−ＦＦＴ型ＯＦＤＭ信号合成用受信装置および本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置のマルチパス環境における干渉除去特性を示す図である。
【符号の説明】
【００９３】
１，２ ＯＦＤＭ信号合成用受信装置
１０ アンテナ
１１ 周波数変換部
１２ Ａ／Ｄ変換部
１３ 直交復調部
１４ アレー合成部
１５，２１４，２２７ ＧＩ除去部
１６ ＦＦＴ部
１７ チャネル推定部
１８ チャネル等化部
１９ デマッピング部
２０ パラレルシリアル変換部
２１，２２ 重み係数制御部
２３ シンボル再生部
３０，２２８ 重み係数算出部
１４１，２１２，２２４，３０４ 乗算部
１４２ 加算部
１４３ 複素共役部
１７１ パイロット抽出部
１７２ パイロット生成部
１７３，１８１ 除算部
１７４ 補間部
２１１ パイロット信号生成部
２１３，２２５ ＩＦＦＴ部
２２１ 再マッピング部
２２２ 変調誤差比算出部
２２３ パイロット信号挿入部
２２６ 遅延部
３０１ 自己相関行列計算部
３０２ 逆行列計算部
３０３ 相互相関ベクトル計算部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ波を受信し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ波の等価ベースバンド信号を時間領域において重み付けにより合成し、アレー合成信号を生成するアレー合成部と、
前記アレー合成信号を周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、
パイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記キャリヤシンボルを前記チャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行うチャネル等化部と、
前記時間領域において重み付けによりアレー合成するために用いる重み係数を制御する重み係数制御部と、を備え、
前記重み係数制御部が、
パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
前記パイロット信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、
前記時間領域の信号を参照信号とし、前記アレー合成信号と前記参照信号との間の誤差が最小となるように最適化し、前記重み係数を求める重み係数算出部と、を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【請求項２】
複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ波を受信し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ波の等価ベースバンド信号を時間領域において重み付けにより合成し、アレー合成信号を生成するアレー合成部と、
前記アレー合成信号を周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ部と、
パイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記キャリヤシンボルを前記チャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行うチャネル等化部と、
前記時間領域において重み付けによりアレー合成するために用いる重み係数を制御する重み係数制御部と、を備え、
前記重み係数制御部が、
前記チャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングすることによりシンボル再生し、再生キャリヤシンボルを生成するシンボル再生部と、
前記再生キャリヤシンボルにパイロット信号を挿入するパイロット信号挿入部と、
前記パイロット信号が挿入された再生キャリヤシンボルを時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ部と、
前記時間領域の信号を参照信号とし、前記アレー合成信号と前記参照信号との間の誤差が最小となるように最適化し、前記重み係数を求める重み係数算出部と、を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【請求項３】
前記重み係数制御部が、
請求項１のパイロット信号生成部により生成されたパイロット信号、または請求項２のパイロット信号挿入部によりパイロット信号が挿入された再生キャリヤシンボルに、前記チャネル応答を乗算する乗算部を備え、
前記ＩＦＦＴ部が、前記乗算結果を時間領域の信号に変換する、ことを特徴とする請求項１または２に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【請求項４】
前記重み係数制御部が、
前記チャネル等化後のキャリヤシンボルおよび前記再生キャリヤシンボルに基づいて変調誤差比を算出する変調誤差比算出部を備え、
前記パイロット信号挿入部が、前記変調誤差比に基づいて、予め定められたパイロット信号または前記パイロット信号に予め定められた定数を乗算した新たなパイロット信号を、前記再生キャリヤシンボルに挿入する、ことを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【請求項５】
前記パイロット信号挿入部が、前記変調誤差比が予め定められたしきい値を下回り、かつ、前記キャリヤシンボルのシンボル番号が予め定められたシンボル間隔の整数倍となるときに、予め定められたパイロット信号に予め定められた定数を乗算した新たなパイロット信号を、前記再生キャリヤシンボルに挿入する、ことを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【請求項１】
複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ波を受信し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ波の等価ベースバンド信号を時間領域において重み付けにより合成し、アレー合成信号を生成するアレー合成部と、
前記アレー合成信号を周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、
パイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記キャリヤシンボルを前記チャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行うチャネル等化部と、
前記時間領域において重み付けによりアレー合成するために用いる重み係数を制御する重み係数制御部と、を備え、
前記重み係数制御部が、
パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
前記パイロット信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、
前記時間領域の信号を参照信号とし、前記アレー合成信号と前記参照信号との間の誤差が最小となるように最適化し、前記重み係数を求める重み係数算出部と、を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【請求項２】
複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ波を受信し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ波の等価ベースバンド信号を時間領域において重み付けにより合成し、アレー合成信号を生成するアレー合成部と、
前記アレー合成信号を周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ部と、
パイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記キャリヤシンボルを前記チャネル応答で除算することにより、チャネル等化を行うチャネル等化部と、
前記時間領域において重み付けによりアレー合成するために用いる重み係数を制御する重み係数制御部と、を備え、
前記重み係数制御部が、
前記チャネル等化後のキャリヤシンボルをデマッピングおよび再マッピングすることによりシンボル再生し、再生キャリヤシンボルを生成するシンボル再生部と、
前記再生キャリヤシンボルにパイロット信号を挿入するパイロット信号挿入部と、
前記パイロット信号が挿入された再生キャリヤシンボルを時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ部と、
前記時間領域の信号を参照信号とし、前記アレー合成信号と前記参照信号との間の誤差が最小となるように最適化し、前記重み係数を求める重み係数算出部と、を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【請求項３】
前記重み係数制御部が、
請求項１のパイロット信号生成部により生成されたパイロット信号、または請求項２のパイロット信号挿入部によりパイロット信号が挿入された再生キャリヤシンボルに、前記チャネル応答を乗算する乗算部を備え、
前記ＩＦＦＴ部が、前記乗算結果を時間領域の信号に変換する、ことを特徴とする請求項１または２に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【請求項４】
前記重み係数制御部が、
前記チャネル等化後のキャリヤシンボルおよび前記再生キャリヤシンボルに基づいて変調誤差比を算出する変調誤差比算出部を備え、
前記パイロット信号挿入部が、前記変調誤差比に基づいて、予め定められたパイロット信号または前記パイロット信号に予め定められた定数を乗算した新たなパイロット信号を、前記再生キャリヤシンボルに挿入する、ことを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【請求項５】
前記パイロット信号挿入部が、前記変調誤差比が予め定められたしきい値を下回り、かつ、前記キャリヤシンボルのシンボル番号が予め定められたシンボル間隔の整数倍となるときに、予め定められたパイロット信号に予め定められた定数を乗算した新たなパイロット信号を、前記再生キャリヤシンボルに挿入する、ことを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１０−６８２６３（Ｐ２０１０−６８２６３Ａ）
【公開日】平成２２年３月２５日（２０１０．３．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２３２８４６（Ｐ２００８−２３２８４６）
【出願日】平成２０年９月１１日（２００８．９．１１）
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年３月２５日（２０１０．３．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年９月１１日（２００８．９．１１）
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]