説明

SAWレス、LNAレス低ノイズ受信器

低ノイズ受信器は、無線周波数(RF)信号を受信するように構成されたダウンコンバータを含み、ダウンコンバータは、複数の局部発信器(LO)信号のそれぞれに基づいて複数の出力位相を生成するように構成されたスイッチング構造と、n番目の出力位相と(n+K)番目の出力位相との差をとるように複数の出力位相を組み合わせて、ゲイン付加出力位相をもたらすように構成された差動回路と、ゲイン付加出力位相を受信するように構成されるとともに、受信器の応答がRF信号の奇数高調波を効果的に低減するようにゲイン付加出力位相を組み合わせるように構成された加算フィルタとを備える。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
関連出願との相互参照
本出願は、2009年3月17日に出願された、「クワッドバンドGSM(登録商標)/GPRS/EDGEのための、固有の帯域外ブロッカーフィルタリングを用いた、高ダイナミックレンジ、SAWレス、LNAレスシングルエンド受信器(High Dynamic Range, SAW-Less, LNA-Less, Single-Ended Receiver With Intrinsic Out-Of-Band Blocker Filtering For Quad-Band GSM/GPRS/EDGE)」と題された、ともに継続中の米国特許仮出願番号61/160,858の出願日の優先権および利益を主張し、その全体の開示は、参照によりここに引用される。
【背景技術】
【0002】
背景
携帯電話、携帯情報端末(personal digital assistant:PDA)、WIFI送受信器、および他の通信装置のような携帯通信装置は、さまざまな周波数で通信信号を送受信する。効果的な通信のために、送受信信号の周波数は、通信されるべき情報を搬送するベースバンド情報信号よりも何倍も高い。したがって、送受信器は、送信信号をアップコンバートし、受信信号をダウンコンバートしなくてはならない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0003】
通常、1つまたはより多くのミキサが、送信信号のアップコンバートおよび受信信号のダウンコンバートを行なうために用いられる。多くの無線周波数(radio frequency:RF)通信方法、および特に直交変調法においては、ミキサは、局部発信器(local oscillator:LO)による直交信号の差動成分を切換える一連のスイッチを用いて実現され得る。LO信号の周波数は、LO信号と混合される無線周波数信号が所望の周波数に変換されるように選択される。
【0004】
信号アップコンバージョンおよび信号ダウンコンバージョンは、ミキサを用いて実行され、ミキサは典型的に半導体スイッチを用いて実現される。ディープサブミクロン技術においては、低ノイズ動作および高効率動作特性を提供する受動型スイッチの利用可能性は、低電流消費および高性能が望まれるパッシブミキサの使用を可能にする。スイッチクロック経路において用いられるレールトゥレール電圧、ならびに、ミキサにおける同位相(I)経路と直交位相(Q)経路との間の絶縁不足による問題は、パッシブミキサの使用に制限を課している。
【0005】
SAWフィルタは、典型的に、受信帯域外であるが特に受信周波数の特定の倍数(高調波)において依然として干渉を生じる干渉信号から、受信周波数を保護するために用いられる。LNAは、典型的に、それに含まれる情報を抽出できるように、相対的に微弱な受信信号を増幅するために用いられる。マルチバンド受信器について、個別のSAWフィルタが各帯域について必要とされ、さらに個別のLNSが各SAWフィルタの出力を受容するために必要とされる。そのため、典型的に、SAWフィルタおよびLNAが受信構造に複雑性を追加する。さらに、LNAは電力を消費し、この電力消費は、LNAが小さな所望の信号を圧縮することなく大きなブロッキング信号を通過するために、十分に高くなければならない。
【0006】
したがって、これらの追加素子に依存しない低ノイズ受信構造を有することが望まれる。
【課題を解決するための手段】
【0007】
要約
低ノイズ受信器の実施形態は、無線周波数(RF)信号を受信するように構成されたダウンコンバータを含み、ダウンコンバータは、複数の局所発信器(LO)信号にそれぞれ基づいた複数の出力位相を生成するように構成されたスイッチング構造と、n番目の出力位相と(n+K)番目の出力位相との差をとるように複数の出力位相を組み合わせて、ゲイン付加出力位相をもたらすように構成された差動回路と、ゲイン付加出力位相を受信するように構成されるとともに、受信器の応答がRF信号の奇数高調波を効率的に低減するようにゲイン付加出力位相を組み合わせるように構成された加算フィルタとを備える。
【0008】
他の実施形態も提供される。本発明の他のシステム、方法、特徴、および利点は、以下の図および詳細な説明を検討することによって当業者には明らかである、または明らかになるであろう。すべてのそのような追加的なシステム、方法、特徴、および利点が本説明に含まれ、本発明の範囲に含まれ、そして、添付の特許請求の範囲によって保護されるべきことが意図される。
【0009】
本発明は、以下の図面を参照して、より詳細に理解することができる。図中の要素は、必ずしも縮尺通りではなく、その代わりに、本発明の原理を明確に説明するために強調がなされている。さらに、図において、同様の参照符号は、異なる図を通して対応する部分を示している。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【図1】単純化された携帯受信器を示すブロック図である。
【図2】約25%のデューティサイクルトポロジを用いるパッシブミキサとして実現された、公知のシングルエンド電圧モードダウンコンバータの実施形態の回路図である。
【図3】図2に記載されたパッシブミキサの実施形態において用いられるLO信号を示すグラフである。
【図4】低ノイズ受信器の実施形態を示す回路図である。
【図5】低ノイズ受信器が動作する例示的な周波数スペクトルを示すグラフである。
【図6】図4の低ノイズ受信器の代替的な実施形態を示す回路図である。
【図7】図4の低ノイズ受信器の他の代替的な実施形態を示す回路図である。
【図8】第3次高調波および第5次高調波が除去される波形を生成する方法を示す図である。
【図9】k=4の場合についての、図7の低ノイズ受信器によって利用される8つのLO位相の導出を示すグラフである。
【図10】K=4の場合についての、図7の低ノイズ受信器によって利用される8つのLO位相の加重結合によって生成され、各々第3次高調波および第5次高調波が除去された、効果的な直交LO波形を示すグラフである。
【図11】図10の効果的な直交LO波形を実現する低ノイズ受信器の実施形態を示す回路図である。
【図12】低ノイズ受信器の実施形態の周波数応答例を示すグラフである。
【図13】図11の低ノイズ受信器の代替的な実施形態を示す回路図である。
【図14A】1GHzの受信周波数における、図4の低ノイズ受信器の実施形態の例示的な周波数応答を示すグラフである。
【図14B】1GHzの受信周波数における、図4の低ノイズ受信器の実施形態の例示的な周波数応答を示すグラフである。
【図14C】1GHzの受信周波数における、図4の低ノイズ受信器の実施形態の例示的な周波数応答を示すグラフである。
【図14D】1GHzの受信周波数における、図4の低ノイズ受信器の実施形態の例示的な周波数応答を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【0011】
詳細な説明
携帯送受信器を特に参照して説明されるが、SAWレス、LNAレス低ノイズ受信器(本明細書では、低ノイズ受信器とも称する。)は、受信器内で信号のダウンコンバージョンを用いる任意の装置で用いることができる。
【0012】
GSM(登録商標)/EDGE周波数スペクトルで動作するクワッドバンド通信装置について、本明細書で記載される低ノイズ受信器は、典型的にクワッドバンド携帯電話ソリューションで用いられる、4つの外部SAWフィルタおよびオンチップ低ノイズフィルタ(LNA)を排除し、大きなコストおよび領域の節約をもたらす。SAWフィルタおよびLNAの排除は、少なくとも部分的に、上述の高線形で低ノイズのパッシブミキサ構造によって、および、部分的に入出力マッチング回路の慎重な設計によって達成される。
【0013】
低ノイズ受信器は、ハードウェア、またはハードウェアおよびソフトウェアの組み合わせで実現することができる。ハードウェアで実現される場合、パッシブミキサ、およびパッシブミキサを用いる高Q値RFフィルタは、専用のハードウェア素子および論理を用いて実現され得る。低ノイズ受信器が部分的にソフトウェアで実現される場合、ソフトウェア部分は、さまざまな要素を正確に制御するために用いられ得る。ソフトウェアは、メモリ内に記憶され、かつ適当な指令実行システム(マイクロプロセッサ)によって実行され得る。低ノイズ受信器のハードウェア実行例は、すべてその技術分野で周知である、以下の技術のいずれかまたは組み合わせを含み得る:個別電子要素、データ信号についての論理関数を実現するための論理ゲートを有する個別論理回路、適切な論理ゲートを有する特定用途向け集積回路、プログラマブルゲートアレイ(PGA)、電界プログラマブルゲートアレイ(FPGA)など。
【0014】
低ノイズ受信器のためのソフトウェアは、論理関数を実行するための実行可能な指令の順序リストを含み、コンピュータベースシステム、プロセッサ含有システム、または、指令実行システム、装置、または機器からその指令を取り出し、かつその指令を実行することができる他のシステムのような、指令実行システム、装置または機器によってまたはそれらと関連して用いるための任意のコンピュータ読取可能媒体に内蔵され得る。
【0015】
本書類の内容において、「コンピュータ読取可能媒体」は、指令実行システム、装置または機器によって、またはそれらに関連して用いるためのプログラムを、含み、記憶し、通信し、伝播し、または転送することのできる任意の手段であり得る。コンピュータ読取可能媒体は、たとえば、限定されないが、電子的、磁気的、光学的、電磁的、赤外線、または半導体のシステム、装置、機器、あるいは伝播媒体であり得る。コンピュータ読取可能媒体のより具体的な例(限定的なリスト)は、以下のものを含み得る:1つまたはより多くの配線を有する電気接続(電子的)、ポータブルコンピュータディスケット(磁気的)、ランダムアクセスメモリ(RAM)、読み取り専用メモリ(ROM)、消去可能プログラマブル読み取り専用メモリ(EPROMまたはフラッシュメモリ)(磁気的)、光ファイバ(光学的)、およびポータブルコンパクトディスク読み取り専用メモリ(CDROM)(光学的)。なお、コンピュータ読取可能媒体は、たとえば、プログラムが、紙または他の媒体の光学スキャンを介して電子的に捕捉され、そしてコンパイルされ、解釈され、または、そうでなければ必要に応じて適当な態様で処理され、その後コンピュータメモリに記憶されるような、プログラムが印刷された紙または他の適当な媒体でもあり得ることに注意すべきである。
【0016】
図1は、単純化された携帯送受信器100を示すブロック図である。低ノイズ受信器の実施形態は、任意のRF受信器、RF送信器、またはRF送受信器で実行することができ、この例においては、携帯送受信器100に関連するRF受信器120で実現される。図1に図示される携帯送受信器100は、単純化された例であり、低ノイズ受信器が実現され得る多くの可能性のある用途の1つを示すことが意図される。当業者は、携帯送受信器の動作を理解するであろう。携帯送受信器100は、送信器110と、受信器120と、ベースバンドサブシステム130と、デジタル−アナログコンバータ(ADC)160と、アナログ−デジタルコンバータ(DAC)170とを含む。送信器110は、変調器116と、アップコンバータ117とを含む。一実施形態においては、アップコンバータ117は、変調器116のサブシステムであり得る。代替的な実施形態においては、アップコンバータ117は、個別の回路ブロックまたは回路素子であり得る。
【0017】
送信器は、ベースバンド信号を変調し、アップコンバートする任意の他の機能素子も含む。受信器120は、フィルタ回路と、受信したRF信号から情報信号の復元を可能とするダウンコンバータ200とを含む。ダウンコンバータ200は、本明細書で説明されるように、低ノイズ受信器の部分および実施形態を実現する。
【0018】
携帯送受信器100は、パワーアンプ140も含む。送信器110の出力は、接続112によってパワーアンプ140へ提供される。通信方法に応じて、携帯送受信器は、パワーアンプ制御素子(図示せず)も含み得る。
【0019】
受信器120およびパワーアンプ140は、フロントエンドモジュール144に接続される。フロントエンドモジュール144は、デュプレクサ、ダイプレクサ、または受信信号から送信信号を分離する任意の素子であり得る。フロントエンドモジュール144は、受信器120への受信信号の適用を制御するための適当なバンドスイッチ装置も含む。フロントエンドモジュール144は、接続142によってアンテナ138に接続される。
【0020】
送信モードにおいては、パワーアンプ140の出力は、接続114によってフロントエンドモジュール144に供給される。受信モードにおいては、フロントエンドモジュール144は、接続146によって、受信信号を受信器120へ供給する。
【0021】
低ノイズ受信器の部分が、ソフトウェアで実現される場合、ベースバンドシステム130は、マイクロプロセッサ135または他のプロセッサよって実行することができる受信器ソフトウェア155を含み、以下に説明されるような低ノイズ受信器の動作の少なくともいくつかを制御する。
【0022】
送信時は、ベースバンド送信信号が、ベースバンドサブシステム130から接続132を介してDAC160へ供給される。DAC160は、デジタルベースバンド送信信号を、接続134によって送信器110へ供給されるアナログ信号に変換する。変調器116およびアップコンバータ117は、携帯送受信器100が動作しているシステムによって規定された変調フォーマットにしたがって、アナログ送信信号を変調するとともにアップコンバートする。変調されかつアップコンバートされた送信信号は、その後、接続112によってパワーアンプ140に供給される。
【0023】
受信時は、フィルタリングされかつダウンコンバートされた受信信号が、受信器120からADC170へ、接続136によって供給される。ADCはそのアナログ信号をデジタル化するとともに、アナログベースバンド受信信号を接続138によってベースバンドサブシステム130へ提供する。ベースバンドサブシステム130は、受信情報を復元する。
【0024】
図2は、約25%のデューティサイクルトポロジを用いるパッシブミキサとして実現される、公知のシングルエンド電圧モードダウンコンバータの実施形態の回路図である。パッシブミキサは、図1のダウンコンバータ200の実行例の一例である。電圧モード動作が図2に示される実施形態において図示されるが、電流モード実行例も用いることができる。図2は、ミキサ切換えを制御するための25%デューティサイクルLO信号を利用する一例を示す。実際には、切換えのオン時間同士の間の重なりを防止するために、25%より少ないデューティサイクルが望ましい。
【0025】
図2に示されるような電圧モードミキサ実行例において、20%またはそれ未満までデューティサイクルを低減することは可能であるが、望ましくない入力信号のエイリアシングによるノイズ寄与またはLO周波数の高調波近辺のノイズが性能を低下する収穫逓減点に、直ちに到達する。20〜25%の間のデューティサイクルが、この実行例においては選択される。図2に示されるトポロジにおいては、(図3においてより詳細に説明される)LOおよび2LO乗算が、RF経路よりはむしろLO経路において行われる。
【0026】
接続146上の電圧信号は、スイッチ222,224,226,228に提供される。スイッチ222,224,226,228は、たとえば、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)技術、電界効果トランジスタ(FET)技術、または他のスイッチング技術のような、任意のスイッチング技術を用いて実現することができる。スイッチ222,224,226,228は、パスゲートを用いても実現することができ、その各々は、その技術分野で知られているように、典型的にNFETおよびPFETトランジスタの組み合わせによって実現される。スイッチ222,224,226,228は、本明細書で説明されるスイッチング信号を生成するために用いることができる任意のタイプのスイッチを示すために、図2においては単純な単極単投スイッチとして図示される。
【0027】
本明細書で説明される実施形態においては、同位相(I)信号および直交位相(Q)信号は差動(differential)である。したがって、I信号は、VI+信号およびVI-信号を含む。同様に、Q信号は、VQ+信号およびVQ-信号を含む。スイッチ222はI+信号を生成し、スイッチ224はI−信号を生成し、スイッチ226はQ+信号を生成し、スイッチ228はQ−信号を生成する。スイッチ222,224,226,228を駆動するクロック信号が25%デューティサイクルを有するものとして示されており、以下に示されるように生成することができる。クロック信号232がスイッチ222を駆動し、クロックサイクル234がスイッチ226を駆動し、クロック信号236がスイッチ224を駆動し、クロックサイクル238がスイッチ228を駆動する。25%デューティサイクルトポロジを提供することによって、クロック信号232〜238のいずれも、それらが重なる時間期間、あるいは同時に正である時間期間を有さない。
【0028】
スイッチ222の出力は、キャパシタンス256および抵抗257によって終端され、増幅器252の一方の入力に供給される。スイッチ224の出力は、キャパシタンス258および抵抗259によって終端され、増幅器252の他方の入力に供給される。スイッチ226の出力は、キャパシタンス266および抵抗267によって終端され、増幅器262の一方の入力に供給される。スイッチ228の出力は、キャパシタンス268および抵抗269によって終端され、増幅器262の他方の入力に供給される。接続254上の増幅器252の出力は、VI+およびVI-の差動出力信号であり、接続264上の増幅器262の出力は、QI+およびQI-の差動出力信号である。
【0029】
【数1】

【0030】
効果的同位相差動LO信号eLO_Iはトレース318として示され、効果的直交位相差動LO信号eLO_Qはトレース322として示される。これらの信号は、それぞれ、LO_I+−LO_I−およびLO_Q+−LO_Q−のように抽出される。図3に示されるように、効果的同位相差動LO信号eLO_I318および効果的直交位相差動LO信号eLO_Q322は、各極性においておよそ25%のデューティサイクルを与え、スイッチングが2LO信号302の遷移においてのみ実行されることを保証し、それによって、スイッチングノイズのいかなる影響をも最小化するとともに、LO_I信号304およびLO_Q信号306によるI信号およびQ信号の重なりを最小化する。トレース326は、I+信号328、Q+信号332、I−信号334およびQ−信号336による、RF入力信号のサンプリングを示す、連続波形例である。
【0031】
図4は、低ノイズ受信器400の実施形態を示す回路図である。3GPP標準によれば、所望の受信周波数の高調波において生じ得るもののように、所望の受信周波数から20MHzより大きくオフセットした周波数における0dBm帯域外非スプリアスブロッカの存在、または、−43dBm帯域外スプリアスブロッカの存在において、低ノイズ受信器400は、約−99dBmの強度で所望の信号を復調することができなければならない。
【0032】
低ノイズ受信器400は、フロントエンドモジュール144に受信信号を供給するアンテナ138からの信号を受信する。この例においては、フロントエンドモジュール144は、フィルタリングされた信号を送受信(T/R)スイッチモジュール404に供給するアンテナフィルタ402を備える。図4に示される実施形態においては、T/Rスイッチモジュール404は、高帯域送信、低帯域送信(単純化のために示されない回路)、および高帯域受信、低帯域受信を切換える、単極四投(SPFT)スイッチである。このクワッドバンドの例においては、送受信スイッチモジュール404は、本技術分野において公知であるような任意のタイプのスイッチを用いて実現することができる。
【0033】
受信信号は、T/Rスイッチモジュール404内の適当なスイッチ素子から、ローパスフィルタモジュール410へ供給される。図4に示される実施形態においては、ローパスフィルタモジュール410は、低帯域受信および高帯域受信双方のための回路を含む。ローパスフィルタモジュール410は、高調波除去フィルタよして、およびインピーダンスマッチングネットワークとして動作する。ローパスフィルタモジュール410は、たとえば、所望の受信信号の、たとえば第3次および第5次高調波のような奇数高調波において発生し得る、帯域外ブロッキング信号を減衰させるとともに、T/Rスイッチモジュール404からダウンコンバータ200の入力へのインピーダンスマッチングも提供する。一実施形態においては、インダクタ412および417は10ナノヘンリー(nH)の値を有し、キャパシタ414および416は3.0ピコファラッド(pF)の値を有し、インダクタ418および422は3.3nHの値を有し、キャパシタ419および421は1.5pFの値を有する。
【0034】
低帯域フィルタ回路は、インダクタ412と、キャパシタ414と、インダクタ417と、キャパシタ416とを備える。同様に、高帯域フィルタ回路は、インダクタ418と、キャパシタ419と、インダクタ422と、キャパシタ421とを備える。一実施形態においては、ローパスフィルタモジュール410は、相対的に低いインピーダンス源から相対的に高いインピーダンス負荷へのインピーダンスマッチングを提供するとともに、プロセスにおいて、本技術分野で公知であるような昇圧変圧器として動作することによって電圧ゲインを提供する。一例として、ローパスフィルタ410の入力は、およそ50Ωのインピーダンスを有し、それはダウンコンバータ200への入力における約400Ωのインピーダンスにマッチングされなければならない。そのようなマッチングを提供するフィルタネットワークは、電圧をSQRT(400/50)で昇圧し、それは、dBでは、20*log(SQRT(400/50))=9dBである。
【0035】
低ノイズ受信器400は、図2に示されるダウンコンバータ200の実施形態も含む。図4に示される例においては、ダウンコンバータ200は、低帯域用のトランジスタスイッチ424,426,427,428および高帯域用のトランジスタスイッチ429,431,432,434を備える2バンド低ノイズパッシブミキサである。バンド動作によれば、高帯域スイッチのみまたは低帯域スイッチのみが同時に採用される。この実施形態によれば、トランジスタスイッチ424,246,247,248またはトランジスタスイッチ429,431,432,434は、図2および図3に記載されるようなLO波形および位相を有する25%局部発信器(LO)デューティサイクルに従って切換えられる。この動作によれば、ダウンコンバータ200の高帯域または低帯域のセグメントのいずれかにおける2つのトランジスタスイッチは、同時には動作されない。
【0036】
トランジスタスイッチ424,426,427,428、またはトランジスタスイッチ429,431,432,434についての25%デューティサイクルLO駆動は、任意の与えられた事象において、キャパシタのうちの1つだけをシングルエンドRF入力に接続することによって図4のキャパシタCL上のIおよびQベースバンド出力間の絶縁を提供する。これは、IキャパシタおよびQキャパシタ間で共有される電荷を防止し、ダウンコンバータ200のRF入力におけるバンドパスフィルタ応答のミキサゲイン、雑音指数(noise figure:NF)およびクオリティファクタ(Q値)を強化する。この電圧モードサンプルホールドトポロジにおける、シングルエンドから差動への変換は、追加電圧ゲインのおよそ6dBの利点を有する。このトポロジにおけるゲインが、サンプル/ホールドミキサ動作およびシングルエンドから差動へのダウンコンバージョンによって、5.1dBに到達していることが示され得る。ローパスフィルタ410におけるおよそ50オーム(Ω)からおよそ400Ωへのインピーダンス上昇によって、追加ゲインは、アンテナ入力からパッシブミキサ出力までのトータルゲインを、およそ14.1dB強化する。ミキサゲインが、信号経路におけるアクティブステージまたはバイアス電流なしに達成されることは、注目すべきことである。受動型スイッチおよびミキサLO生成回路の性能がより低いゲート長さにおいて改善するので、このフロントエンド設計が、将来の技術スケーリングにおいて大きな利益を享受し得ることも注目すべきである。
【0037】
ダウンコンバータ200の出力は、抵抗性/容量性(RC)フィルタネットワーク436に供給される。具体的には、トランジスタ424または429の出力は、抵抗437およびキャパシタ438に供給される。トランジスタ426または431の出力は、抵抗439およびキャパシタ441に供給される。トランジスタ427またはトランジスタ432の出力は、抵抗442およびキャパシタ444に供給され、トランジスタ428またはトランジスタ434の出力は、抵抗446およびキャパシタ447に供給される。
【0038】
以下の説明は、ほんの一例として、特に、トランジスタ424の出力と抵抗437およびキャパシタ438を備えるフィルタネットワーク、ならびに、トランジスタ426の出力と抵抗439およびキャパシタ441を備えるフィルタネットワークを参照してなされる。回路のバランスは同じ態様で実行される。キャパシタ438は、サンプル−ホールド機能、および、トランジスタ424からの信号出力についてのシングルエンドから差動への変換を実行する。トランジスタ424が、上述の25%デューティサイクルに対応する時間周期の間に導通している各時間、トランジスタ424の出力は、キャパシタ438に蓄えられて、サンプル−ホールド機能を提供する。そして、同位相信号を例示的に参照して、差動変換がキャパシタ438およびキャパシタ441によって実行される。キャパシタ438は、インターバル328(図3)の間充電し、キャパシタ441は、インターバル334(図3)の間充電する。その後、これらの出力は差がとられ、信号が反対の極性であるので、結果として、2倍の振幅をもたらす。一例として、組み合わされた信号の値はおよそ6dBである。
【0039】
単一の供給電圧を用いる差動システムにおいて、非ゼロのコモンモード電圧が用いられるので、抵抗437および439はコモンモード電圧(Vcm)を提供する。キャパシタ438、抵抗437、およびトランジスタ424を通る抵抗の並列結合は、RCローパスフィルタを形成する。一実施形態においては、これらの素子の値は、±1MHzのRCローパスフィルタ帯域幅を提供するように選択される。図5に示されるように、このローパスフィルタ応答は、2MHz幅のRFバンドパス応答がダウンコンバータ200への入力に現れるように、ダウンコンバータ200を通して反射される。
【0040】
RCネットワーク436の出力は、その後、高ゲイントランスアドミタンス(trans-admittance)増幅器450へ供給される。この実施形態においては、低ノイズ受信器は、高ゲイントランスアドミタンス増幅器450の4つのインスタンスを備える。高ゲイントランスアドミタンス増幅器450は、抵抗437およびキャパシタ438の出力を受けるように構成された、電流源452と、トランジスタ454と、抵抗456とを含む。同様に、抵抗439およびキャパシタ441の出力は、電流源457と、トランジスタ458と、抵抗459とを備える高ゲイントランスアドミタンス増幅器に供給される。同様に、抵抗442およびキャパシタ444の出力は、電流源461と、トランジスタ462と、抵抗464とを備える高ゲイントランスアドミタンス増幅器に供給される。最後に、抵抗446およびキャパシタ447の出力は、電流源468と、トランジスタ467と、抵抗468とを備える高ゲイントランスアドミタンス増幅器に供給される。一実施形態においては、ダウンコンバータ200および高ゲイントランスアドミタンス増幅器450は、1.2Vの調節された電源で動作し得る。
【0041】
高ゲイントランスアドミタンス増幅器450の出力は、RCローパスフィルタ470へ提供される。RCローパスフィルタ470は、抵抗471と、キャパシタ472と、抵抗474とを備える。RCローパスフィルタ470は、抵抗474、キャパシタ477、および抵抗478をさらに備える。
【0042】
RCローパスフィルタ470の出力は、増幅器481ならびに関連した抵抗(R1およびR2)およびキャパシタ(C1およびC2)と、増幅器491ならびに関連した抵抗(R1およびR2)およびキャパシタ(C1およびC2)とを備えるフィルタ480へ提供される。フィルタ470および480は、完全には独立しておらず、それらのインターフェースにおける負荷(loading)によって互いに影響を与える。フィルタ470および480の合成特性は、抵抗471,476、キャパシタ472および477、抵抗R1、抵抗R2、キャパシタC1、およびキャパシタC2を用いて調整されて、所望のフィルタ応答が得られる。全体の受信器ゲインは、抵抗456,459,464,468を用いて、あるいは、抵抗471および476、キャパシタ472および477、抵抗R1、抵抗R2、キャパシタC1、およびキャパシタC2を調整してスケーリングされ得る。コンセプトは、示される特定のアクティブフィルタトポロジの使用に限定されず、他のオペアンプベースのアクティブフィルタトポロジならびにパッシブRCフィルタを含む他のトポロジが用いられてもよい。
【0043】
フィルタ480の出力電圧は、アナログ−デジタル変換器(ADC)490へ供給される。増幅器481の出力電圧はADC492に提供され、増幅器491の出力電圧はADC494に提供される。ADC490のデジタル出力は、ベースバンドサブシステム130へ提供される。
【0044】
図5は、低ノイズ受信器が動作する例示的な周波数スペクトルを示すグラフである。横軸502は周波数を表わし、縦軸504は信号レベルを表わす。領域506は、925MHzから960MHzの受信周波数領域を示す。領域506は、システム内にSAWフィルタが存在する場合は、SAWフィルタによって提供されるフィルタ領域も示す。信号508は所望の信号を表わし、領域512は、ダウンコンバータ200の動作によって与えられる所望の受信周波数(同調周波数516)に中心がおかれた、領域518を覆う2MHz幅の周波数応答を示す。一実施形態においては、ダウンコンバータ200は「フィルタリングミキサ」とも称され得る。
【0045】
帯域外干渉信号とも称される帯域外ブロッキング信号が、参照符号522を用いて、図5に示される。この例においては、帯域外ブロッキング信号522は、960MHzの上部周波数領域よりも、およそ20MHz高い周波数である。ダウンコンバータ200は、周波数応答512を示し、それによって、周波数領域518内の信号を通過させるとともに、周波数領域518の外側の信号を実質的に除去し、それによって帯域外ブロッキング信号の所望の信号508への干渉を防止する。周波数応答512は、同調周波数516(LO(fix)の周波数)周辺で非常に高いQ値を有するバンドパス応答であり、同調周波数516に中心がおかれた2MHzの3dB帯域を有する。この高Q値バンドパス応答は、図4のキャパシタ438および抵抗437(たとえば、CLおよびRB)によるローパスポールによって確立され、ダウンコンバータ入力においてLO周波数に中心がおかれたバンドパスポールを示すために、ダウンコンバータ200におけるトランジスタを通して効果的に反射される。LOの周辺におけるより高いオフセットのために、ダウンコンバータ200において用いられるパッシブスイッチの有限の抵抗によって定められる底部(floor)に応答が到達するまで、入力インピーダンスにおいて20dB/ディケードの低下が観測される。ダウンコンバータ入力におけるこの高Q値フィルタによって、GSM(登録商標)950MHz帯域における20MHzブロッカーが、12dBよりも大きく減衰される。
【0046】
図4のダウンコンバータ200へ印加される局部発信器周波数が変化するにつれて、2MHz幅領域512は、同調周波数516とともにシフトする。受信器400が同調される任意のチャンネルは、同調周波数516周辺のこの2MHz幅フィルタ領域であり、そのため、(2MHzを超える)任意の帯域外ブロッキング信号を排除する。これは、低ノイズ受信器400への入力におけるSAWフィルタの必要性を排除する。
【0047】
ダウンコンバータ200によって与えられる低ノイズを伴うこの「トラッキングフィルタ」動作は、フロントエンドモジュール144がダウンコンバータ200への入力においてローパスフィルタ410に直接接続される図4に示されるように、低ノイズ増幅器の排除を可能とする。図3で説明したLO−2LO法によって抽出され、ダウンコンバータ200に印加され、図3に示される非重複ダウンコンバータ位相を提供する25%デューティサイクルLOは、およそ6dBの電圧ゲインが、ダウンコンバータによって与えられることを可能とし、したがって、フロントエンドモジュール144とローパスフィルタ410との間の低ノイズ増幅器の省略をさらに正当化する。
【0048】
しかしながら、帯域外ブロッキング信号522が、所望の信号508の同調周波数516の3倍または5倍のいずれかの周波数(一般的には、基本周波数の第3次高調波または第5次高調波と称される)において生じる場合、ミキサエイリアシングと称される現象を通して、帯域外ブロッキング信号522の全振幅が、所望の信号598にわたって重畳され、それによって、同調周波数516における受信器感度を低下させる。
【0049】
所望の信号508の奇数高調波、たとえば、第3次または第5次高調波において生じ得る帯域外ブロッキング信号522の、所望の信号508への干渉を防止するために、ローパスフィルタ410(図4)は、所望の信号508の第3次および第5次高調波における受信器感度を低減するように実現される。ローパスフィルタ410において用いられるマッチング要素のトータルの数は、典型的なクワッドバンド受信器マッチング回路に用いられるものと同等あるいはそれよりも少ない。単純な4次フィルタは、所望の受信周波数の3倍または5倍における望ましくない成分について、30dBより大きい除去を提供する。要素の適切な選択によって、この除去は、要素の自己共振の利用によって、65dBより大きくなるまで増加され得る。
【0050】
さらに、以下の図7に示されるように、ダウンコンバータ200から利用可能な出力位相を利用し、所望の信号の奇数高調波、たとえば第3次および第5次高調波において主に生じる帯域外ブロッキング信号をさらに減衰するために、その位相が足し合わされ得る。
【0051】
図6は、図4の低ノイズ受信器の代替的な実施形態を示す回路図である。図4の素子と類似の図6の素子は、6XXの表記を用いて番号が付され、ここで、図6における「XX」は図4における類似の素子を参照する。さらに、図6におけるいくつかの参照符号は、単純化のために示されていない。低ノイズ受信器600は、図6の実施形態が、例示的なベースバンドフィルタ実行例を示す点を除いて、低ノイズ受信器400と同様であり、このベースバンドフィルタ実行例においては、高ゲイントランスアドミタンス増幅器650によって与えられるベースバンドV−I変換ステージからの出力電流が、RCローパスフィルタ670におけるパッシブローパスフィルタリングの後に、ADC素子692および694を備える連続時間ADC690の仮想接地に直接印加される。
【0052】
図7は、図4の低ノイズ受信器の、他の代替的な実施形態を示す回路図である。図7の低ノイズ受信器の実施形態は、1つの帯域(低帯域)のみを図示し、ダウンコンバータ200の8つの出力位相の生成例を示す。所望の受信周波数の奇数高調波、たとえば、第3次および第5次高調波において生じ得る帯域外ブロッキング信号のさらなる減衰は、ダウンコンバータ200から利用可能な出力位相を利用することによって得ることができる。ダウンコンバータ200からの出力位相は、たとえば、所望の信号の第3次および第5次の高調波において、帯域外ブロッキング信号をさらに減衰させるために、足し合わされ得る。
【0053】
低ノイズ受信器700の実施形態は、図示の単純化のために、低帯域のみが示されている。低ノイズ受信器700は、トランジスタデバイスに代えて単純なスイッチを用いて示されるダウンコンバータ200の実行例を含み、単純化のために低帯域(LB)信号のみを示す。スイッチのLO駆動信号が、グラフ750を用いて示される。ダウンコンバータ715の実施形態は、2K個のタップを含み、LO周波数の完全なサイクルにつきトータルで2K個のサンプルを取得する。一般的な2K個のタップのダウンコンバータ715においては、各LO波形のデューティサイクルは、LO/2Kよりも少ない。ダウンコンバータ715のゲインは、Kが増加するにつれて0dBに近づく。シングルエンドダウンコンバータの場合については、上述の、シングルエンドから差動への変換とサンプル−ホールド(S/H)動作との組み合わせから、ゲインは6dBに近づく。ローパスフィルタモジュール710における任意の昇圧は、上記で言及したように、さらなるゲインを与える。
【0054】
Kが4,8,16などの2K個のタップの実行例は、入力RF周波数の高調波をダウンコンバータ715の出力の簡単な加重和によって除去することができる構成を可能とする。第3次および第5次高調波を搬送しない波形を与える3つの出力位相の加算の例が、図8に記述される。
【0055】
ローパスフィルタモジュール710からの信号は、単純化のためにスイッチのアレイとして示されるダウンコンバータ715に供給される。各スイッチは、それ(LO_0〜LO_(2K−1))を駆動するLO波形750の指示とともに示される。図7に示される一般的な実行例においては、2K個のスイッチ(LO_0〜LO_(2K−1))は、信号経路において用いられ、各スイッチは(100/2K)%以下のデューティサイクルを有する。LO周波数の周期はTであり、各LO波形はT/2Kのアクティブパルス幅を示す。この例において言及される実行例は、K=4の特定の場合であり、そのため、各LO波形750はT/8のアクティブパルス幅を示す。しかしながら、ベースバンド出力の任意の数Kを、用途に応じた受信器トポロジで用いることが可能である。数Kが増加するにつれて、サンプル−ホールドゲインは0dBに近づく。たとえば、第3次または第5次高調波除去受信器トポロジは、K=4を用いて、RF波形の0,45,90,135,180,225,270,315度のサンプルを生成する。図7における、K=4の場合についての、V(0),V(1),…V(2K−1)で示される出力は、それぞれ、0,45,90,135,180,225,270,315度のサンプルに対応する。出力V(0),V(1),…V(2K−1)は、対にグルーピングされ、各対は、180度位相がずれた出力を含む。たとえば、V(0)およびV(K)の差、V(1)およびV(K+1)のサ、およびV(K−1)およびV(2K−1)などである。これらの対の各々の差は、その後、個別の差動増幅器785−1〜785−Kによって定められる。差動増幅器785−1〜785−Kは、フィルタ480として図4で記述されるような、ローパスフィルタも含み得る。差がとられた信号は180度位相がずれているので、6dBゲインが達成される。K=4についての特定の場合においては、結果として得られる差動増幅器785−1〜785−Kの出力は、追加された6dBゲインを有する0,45,90および135度における受信信号のゲイン追加された位相を表わす。差動増幅器785−1〜785−Kの出力は、ADC790−1〜790−Kに印加される。そして、ADC790−1〜790−Kの出力は、ベースバンドシステム130に印加される。以下に説明されるように、ベースバンドシステム130内において、高調波除去加算が、これら複数の位相の加重加算を用いて実行される。
【0056】
図7に示される技術は、性能を大幅に低下させ、または、電力消費およびダイ領域を増加し得る追加の特別な回路ブロックを用いずに、時間領域におけるRF信号をK個の個別の経路に分割する効果的な方法である。
【0057】
図8は、第3次および第5次高調波が除去された波形を生成する公知の方法を示す。図8は、同位相(I)信号に関連する信号のみを示す。単純化のために、図8の例は、第3次または第5次高調波を搬送しない波形を提供する3つの出力位相の加算の例を示す。出力位相の他の数は、組み合わされて同様の出力波形をもたらす。
【0058】
波形820は、以下の式に従った基本LO信号を表す。
【0059】
【数2】

【0060】
波形810は、信号820に対して45度進んだ基本LO信号820を表す。信号810は、以下の式に従って表される。
【0061】
【数3】

【0062】
波形830は、信号820に対して45度遅れた基本LO信号820を表す。信号830は、以下の式に従って表される。
【0063】
【数4】

【0064】
波形840は、基本LO信号820の第3および第5高調波が除去されるように、適切な比率での上記の3つの波形の組み合わせを表す。組み合わせは、以下の式に従って形成される。
【0065】
【数5】

【0066】
再び図7を参照して、ダウンコンバータ715の効果的なLO出力は、図8に関連して概して上述したように組み合わされ、8つの出力位相の場合について図10で以下に説明されるように、さらなる高調波除去を提供し、ローパスフィルタ410(図4)についての要件をさらに単純化する。K=4について、第3および第5高調波除去を提供するダウンコンバータ構成が得られ、受信器が所望のRF信号の3倍および5倍における入力信号を除去することを可能にする。
【0067】
図9は、K=4の場合についての、図7の低ノイズ受信器によって利用される、8つのLO位相を示すグラフである。トレース902は、50%デューティサイクルを有する4LO波形を示す。トレース904および906は、2LOの2つの直交位相を示し、それぞれ、2LO_Iおよび2LO_Qと称される。トレース908および912は、LOの2つの45度オフセット位相を示し、それぞれ、LO_IおよびLO_Qと称される。トレース902,904,906,908,912によって表された信号は、トレース922,924,926,928,932,934,936,938によって示される8つの組み合わせに掛け合わされて8つのそれぞれのLO波形を生成し、それらは、LO_0、LO_4、LO_1,LO_5,LO_2,LO_6,LO_3,LO_7と称され、それらの各々は1/8のデューティサイクルを示す。
【0068】
図10は、効果的な直交LO波形を示すグラフであり、各々は第3次および第5次高調波が除去されており、k=4の場合について図7の低ノイズ受信器によって利用される8つのLO位相の重み付けされた組み合わせによって生成される。
【0069】
図10においては、トレース922,924,926,928,932,934,936,938によってそれぞれ示される8つの1/8デューティサイクル波形LO_0〜LO_7は、ベースバンドシステム130において、適切な比率で組み合わされて、図11および図13にさらに示されるような、効果的な直交波形eLO_I 1002およびeLO_Q 1004を形成する。波形eLO_I 1002およびeLO_Q 1004は、8つの組み合わされた出力位相を有する信号について、3つの出力位相の組み合わせについて図8におけるトレース840によって示されたものと同じ高調波除去特性形状を示す。
【0070】
第5次高調波よりも大きい高調波の抑制は、出力位相の数を増加することによって達成することができる。たとえば、16の出力位相および重み係数の適当な選択を用いて、第3次、第5次、第7次、第9次、第11次、および第13次の高調波を抑制する周波数応答を達成することができる。そのような応答が、プロット1220(図12)と似ており、16GHzにまでおよび、1GHzおよび15GHzにおいてのみ極大部を有する。このような場合において、波形eLO_IおよびeLO_Qは、図10におけるプロット1002および1004と比較して、より緻密な(finer-toothed)量子化を示す。出力位相の数が、無限大に向けて増加するにつれて、eLO_IおよびeLO_Qは、純粋な正弦波になり、それは高調波を全く含まない。
【0071】
図11は、図10の効果的な直交LO波形を実現する低ノイズ受信器の実施形態を示す回路図である。低ノイズ受信器1100は、図7の低ノイズ受信器700の代替的な実施形態であり、それは図10の効果的な直交LO波形を組み合わせて、ダウンコンバータの入力において第3次および第5次高調波のさらなる除去を提供する。ダウンコンバータ1115を備えるスイッチは、図9におけるトレース922,924,926,928,932,934,936,938によって示される8つのLO位相によって制御される。図11に示される実施形態は、LO信号の8つの位相を含み、そのため、8つのLO信号は、グラフ1150に示されるように、LO_0からLO_7として表される。
【0072】
第3次および第5次高調波のさらなる除去を提供するために8つのLO位相を組み合わせることは、2つの部分で生じる。8つのLO位相の第1の組み合わせは、アナログ差動増幅器1185−1,1185−2,1185−3,1185−4を用いて、アナログ領域において生じる。受信信号の各n番目のサンプルが、それぞれのアナログ差動増幅器1185によって、(n+4)番目のサンプルとの差がとられる。LO_0信号は、アナログ差動増幅器1185−1によってLO_4信号と組み合わされる。LO_1信号は、アナログ差動増幅器1185−2によってLO_5信号と組み合わされる。LO_2信号は、アナログ差動増幅器1185−3によってLO_6信号と組み合わされる。LO_3信号は、アナログ差動増幅器1185−4によってLO_7信号と組み合わされる。アナログ差動増幅器1185−1〜1185−4のそれぞれの出力は、図7において上述したように、およそ6dBの追加ゲインを有する、0,45,90,135度における受信信号の位相を表す。
【0073】
アナログ差動増幅器1185の出力は、それぞれのADC素子1190によってデジタル領域へ変換される。アナログ差動増幅器1185−1の出力は、ADC1190−1へ供給される。アナログ差動増幅器1185−2の出力は、ADC1190−2へ供給される。アナログ差動増幅器1185−3の出力は、ADC1190−3へ供給される。アナログ差動増幅器1185−4の出力は、ADC1190−4へ供給される。
【0074】
8つのLO位相の第2の組み合わせは、デジタル加算高調波除去フィルタ1125を用いてデジタル領域で生じ、それは、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアおよびソフトウェアの組み合わせで実現され得る。一実施形態においては、デジタル加算高調波除去フィルタ1125は、受信器ソフトウェア155の動作の一部であり、プロセッサ135によって実行される。受信器ソフトウェア155は、加算素子1130および1132によって表される加算を実行する。ADC1190−1の出力は、乗算素子1142および乗算素子1144に供給される。ADC1190−2の出力は、乗算素子1146および乗算素子1148に供給される。ADC1190−3の出力は、乗算素子1152および乗算素子1154に供給される。ADC1190−4の出力は、乗算素子1156および乗算素子1158に供給される。各乗算素子は、図11に示されるそれぞれの加重因子によって、それを通過する信号をデジタル的に増幅する。たとえば、ADC1190−1の出力は、1+√2/2の因子で、乗算素子1142によってデジタル的に増幅される。重み付けされた信号の加算は、加算素子1130および1132で実行され、ベースバンド出力IおよびQをもたらす。重要なことは、ダウンコンバータ1115におけるスイッチは、それらを駆動する非重複のLO信号のために、互いに干渉しないことである。さらに、加算素子1130および1132によって実行される加算はベースバンドで行なわれるが、RFにおける高調波、特に第3次および第5次高調波の除去の効果を有する。したがって、ベースバンド出力IおよびQは、所望のRFキャリアの第3次および第5次高調波において存在し得る、望ましくないRFブロッキング信号の存在による実質的な干渉を伴わない、受信器が同調される所望のRFキャリア上に搬送されるベースバンド信号の正確な再生を表す。
【0075】
図12は、低ノイズ受信器の実施形態の周波数特性例を示すグラフである。図12における例は、1GHzの受信信号についての応答を示す。プロット1210は、K=2についての、図4のダウンコンバータ200のスイッチング動作および加算動作の効果的な応答を示す。プロット1210は、LC高調波除去フィルタ410の効果は含んでいない。プロット1210においては、偶数高調波は除去されているが、奇数高調波は残ったままである。したがって、図4におけるLC高調波除去フィルタ410は、第3次、第5次および第7次高調波のすべての減衰を提供しなくてはならない。
【0076】
プロット1220は、K=4についての、図11の低ノイズ受信器1100のスイッチング動作および加算動作の効果的な応答を示す。プロット1220は、LCアンテナフィルタの効果含んでいない。この場合においては、第3次および第5次高調波は、8相スイッチングおよび高調波除去加算によって大幅に除去され、第7次高調波のみが残っている。したがって、図11のシステムにLCアンテナフィルタが追加される場合には、そのようなLCアンテナフィルタは、第7次高調波を除去することのみが必要であり、それは、上述のような第3次および第5次高調波を除去することよりもずっと容易である。
【0077】
図13は、図11の低ノイズ受信器の代替的な実施形態を示す回路図である。図13に示される実施形態1300は、K=4の場合についての図10で説明されたLO信号、LO_0〜LO_7のアナログ加算を示す。ダウンコンバータ1315を備えるスイッチは、図9におけるトレース922,924,926,928,932,934,936,938によって示される8つのLO位相によって制御される。図13に示される実施形態は、LO信号の8つの位相を含み、そして、8つのLO信号は、グラフ1350に示されるように、LO_0〜LO_7として示される。
【0078】
8つのLO信号を組み合わせは、2つの部分において生じる。8つのLO信号の第1の組み合わせは、アナログ差動増幅器1385−1,1385−2,1385−3,1385−4を用いて、アナログ領域において生じる。受信信号の各n番目のサンプルは、アナログ差動増幅器1385によって、(n+4)番目のサンプルとの差がとられる。LO_0信号は、アナログ差動増幅器1385−1によってLO_4信号と組み合わされる。LO_1信号は、アナログ差動増幅器1385−2によってLO_5信号と組み合わされる。LO_2信号は、アナログ差動増幅器1385−3によってLO_6信号と組み合わされる。LO_3信号は、アナログ差動増幅器1385−4によってLO_7信号と組み合わされる。
【0079】
この実施形態においては、8つのLO位相の第2の組み合わせも、アナログ加算除去フィルタ1325において、アナログ領域で生じる。フィルタ1325は、加算素子1330および1320を用いて加算を実行する。アナログ差動増幅器1385−1の出力は、増幅器1342および増幅器1344に供給される。アナログ差動増幅器1385−2の出力は、増幅器1346および増幅器1348に供給される。アナログ差動増幅器1385−3の出力は、増幅器1352および増幅器1354に供給される。アナログ差動増幅器1385−4の出力は、増幅器1356および増幅器1358に供給される。各増幅器1342,1344,1346,1348,1352,1354,1356,1358は、図13に示されるそれぞれの重み因子によって、それを通過する信号を増幅する。たとえば、アナログ差動増幅器1385−1の出力は、1+√2/2の因子で増幅器1342によって増幅される。重み付けされた信号の加算は、加算素子1331および1332において実行され、アナログのI信号およびQ信号をもたらす。重要なことは、ダウンコンバータ1315におけるスイッチが、それらを駆動する非重複のLO信号のために、互いに干渉しないことである。
【0080】
さらに、加算素子1330および1332によって実行される加算はベースバンドで行われるが、RFにおける高調波の除去効果を有する。したがって、ベースバンド出力IおよびQは、所望のRFキャリアの第3次および第5次高調波において存在し得る、望ましくないRFブロッキング信号の存在による実質的な干渉を伴わない、受信器が同調される所望のRFキャリアで搬送されるベースバンド信号の正確な再生を表す。
【0081】
加算要素1330の同位相出力は、デジタル領域への変換のためのADC1395へ供給される。加算素子1332の直交位相出力は、デジタル領域への変換のためのADC1396へ供給される。そして、デジタル同位相信号およびデジタル直交位相信号は、さらなる処理のために、ベースバンドシステム130(図1)へ供給される。
【0082】
図13に示されるようなアナログ領域において実行される高調波除去加算を用いる、所望の信号周波数の高調波のための典型的な除去は、アナログ要素の許容範囲のために、
およそ35dBから40dBに限定されるが、一方、図 および図11に示されるデジタル実行例は、図11の実行例に残っているアナログの許容範囲がサンプリングキャパシタ、差動増幅器、およびADCのもののみであるので、40dBより大きい除去を達成し得る。デジタル領域における比例加算は、図11に示されるように、さまざまな経路における任意のアナログミスマッチについてのさらなる要素によって、所望の信号のn倍における除去を最大化することができる、最小二乗平均(LMS)ベースのアルゴリズムの実行例を潜在的に可能とする。
【0083】
図14A〜図14Dは、図11または図13の低ノイズ受信器の実施形態の周波数応答例を示すグラフであり、その低ノイズ受信器は、アンテナとダウンコンバータへの入力との間にローパスフィルタモジュールの追加を伴い、1GHzの受信周波数で動作する。図14Aは、4次ローパスフィルタモジュール410の応答例を示す。この例においては、フィルタは、第3次または第5次高調波ではなくて、第7次高調波においてのみ除去を提供することが要求されるので、広帯域かつ緩やかな傾斜を有するように設計される。図14Bは、(スイッチングおよびRCによって生じる)1GHzにおける2MHz幅パスバンドを示し、エイリアシングのために高調波において生じる望ましくない類似の応答がすべて付加されている。図14Cは、図11または図13の高調波除去加算によって形成される応答を示す。図14Dは、図14A、図14Bおよび図14Cのカスケードされた応答を示す。図14Dのカスケードされた応答においては、受信器の同調周波数を追跡する2MHZ幅応答の理想的な特性が示され、それは、第3次および第5次高調波において除去された類似の応答を有し、第7次高調波において実質的に抑制されている。
【0084】
本発明のさまざまな実施形態が説明されたが、当業者には、本発明の範囲内のより多くの実施形態および実行例が可能であることが明らかであろう。たとえば、本発明は、特定のタイプの無線受信器または送受信器に限定されない。本発明の実施形態は、異なるタイプの受信器および送受信器に適用可能であり、さらに、受信信号をダウンコンバートまたはフィルタリングする任意の受信器に適用可能である。

【特許請求の範囲】
【請求項1】
低ノイズ受信器であって、
無線周波数(RF)信号を受信するように構成されたダウンコンバータを備え、
前記ダウンコンバータは、
複数の局部発信器(LO)信号のそれぞれに基づいて複数の出力位相を生成するように構成されたスイッチング構造と、
n番目の出力位相と(n+K)番目の出力位相との差をとるように前記複数の出力位相を組み合わせて、ゲイン付加出力位相をもたらすように構成された差動回路と、
前記ゲイン付加出力位相を受信するように構成されるとともに、前記受信器の応答が前記RF信号の奇数高調波を効率的に低減するように前記ゲイン付加出力位相を組み合わせるように構成された加算フィルタとを含む、受信器。
【請求項2】
スイッチモジュールから前記無線周波数(RF)信号を直接受信するように構成された受動ローパスフィルタをさらに備え、
前記受動ローパスフィルタは、前記RF信号に対して電圧ゲインを提供するようにも構成される、請求項1に記載の受信器。
【請求項3】
前記受動ローパスフィルタは、インピーダンスマッチング回路をさらに含む、請求項2に記載の受信器。
【請求項4】
前記加算フィルタは、前記RF信号の第3次高調波および第5次高調波を効果的に低減し、
前記受動ローパスフィルタは、前記RF信号の周波数の第7高調波である周波数において生じる干渉信号のレベルを低減するように構成される、請求項3に記載の受信器。
【請求項5】
前記ダウンコンバータは、前記RF信号と一致する周波数に中心をおいたフィルタ応答を与える、請求項1に記載の受信器。
【請求項6】
前記ダウンコンバータによって与えられた前記フィルタ応答は、前記受信器から、表面弾性波(surface acoustic wave:SAW)フィルタを排除する、請求項5に記載の受信器。
【請求項7】
前記加算フィルタはデジタル的に実現される、請求項1に記載の受信器。
【請求項8】
前記加算フィルタは、アナログ領域において実現される、請求項1に記載の受信器。
【請求項9】
前記ダウンコンバータは、4つの出力位相を生成する、請求項1に記載の受信器。
【請求項10】
前記ダウンコンバータは、8つの出力位相を生成する、請求項1に記載の受信器。
【請求項11】
受信信号を操作するための方法であって、
無線周波数(RF)信号を受信するステップと、
複数の局所発信器(LO)信号のそれぞれに基づいて複数の出力位相を生成するステップと、
n番目の出力位相と(n+K)番目の出力位相との差をとるように前記複数の出力位相を組み合わせて、ゲイン付加出力位相をもたらすステップと、
前記受信信号の奇数高調波が低減されるように、前記ゲイン付加出力位相を加算するステップとを備える、方法。
【請求項12】
前記無線周波数(RF)信号に電圧ゲインを与えるように、前記RF信号をフィルタリングするステップをさらに備える、請求項11に記載の方法。
【請求項13】
前記フィルタリングするステップは、インピーダンスマッチングを実行するステップを含む、請求項12に記載の方法。
【請求項14】
前記加算するステップは、前記RF信号の第3次高調波および第5次高調波を低減するステップを含み、
前記フィルタリングするステップは、前記RF信号の第7高調波を低減するステップを含む、請求項13に記載の方法。
【請求項15】
前記RF信号に一致する周波数に中心をおいたフィルタ応答を与えるステップをさらに備える、請求項11に記載の方法。
【請求項16】
前記加算するステップは、デジタル的に実行される、請求項11に記載の方法。
【請求項17】
前記加算するステップは、アナログ領域で実行される、請求項11に記載の方法。
【請求項18】
前記複数の出力位相を生成するステップは、4つの出力位相を生成するステップを含む、請求項11に記載の方法。
【請求項19】
前記複数の出力位相を生成するステップは、8つの出力位相を生成するステップを含む、請求項11に記載の方法。
【請求項20】
加算フィルタであって、
複数の結合素子を備え、
各結合素子は、ゲイン付加受信器出力位相を受信するように構成されるとともに、重み付けされた信号をもたらす対応する重み因子を伴う前記ゲイン付加受信器出力位相を操作するように構成され、
前記加算フィルタは、
前記複数の結合素子の各々からの前記重み付けされた信号を組み合わせるとともに、RF信号の奇数高調波を低減する複数の位相オフセット出力信号を与えるように構成される加算素子をさらに備える、加算フィルタ。

【図1】
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【図2】
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【図3】
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【図4】
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【図5】
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【図6】
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【図7】
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【図8】
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【図9】
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【図10】
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【図11】
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【図12】
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【図13】
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【図14A】
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【図14B】
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【図14C】
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【図14D】
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【公表番号】特表2012−521154(P2012−521154A)
【公表日】平成24年9月10日(2012.9.10)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2012−500778(P2012−500778)
【出願日】平成21年12月16日(2009.12.16)
【国際出願番号】PCT/US2009/068212
【国際公開番号】WO2010/107460
【国際公開日】平成22年9月23日(2010.9.23)
【出願人】(503031330)スカイワークス ソリューションズ,インコーポレイテッド (30)
【氏名又は名称原語表記】SKYWORKS SOLUTIONS,INC.
【Fターム(参考)】