スペクトラム拡散通信方法および装置
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はスペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、この送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散復調方式により受信データを復調する受信機とを備えたデータ通信システムにおけるスペクトラム拡散通信方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１１は、従来の一般的なスペクトル拡散通信方法の原理を文献「図説通信方式（理論と実際）、工学図書株式会社刊、昭和６０年１２月」から抜き出したもので、この方法によるデータ通信システムのブロック図を示す。図１１において、１は搬送波発生器、２は１次変調信号、３は搬送波発生器１からの搬送波を１次変調信号１で変調する１次変調回路、５はＰＮ（擬似雑音）符号による拡散信号発生器、４は上記１次変調回路３の出力信号を拡散信号発生器５の出力信号で拡散変調し、空中線６からＳＳ（周波数拡散）送信波として出力する拡散変調回路である。各々の変調の様子を図１２に示す。特に１次変調波の特定周波数にエネルギーの集中したスペクトルに対して、拡散変調したものは拡散信号の変調速度に応じて拡散されたスペクトルとなることを示している。以上が送信機の構成である。
【０００３】図１１において、一方７は空中線、８は逆拡散変調回路、１０は拡散信号発生器、９は１次変調波の復調回路であり、以上が受信機の構成である。図１３に示すように拡散変調された入力信号を逆拡散変調することにより送信波に対して同期確立された状態では拡散信号は元の変調信号に戻り上記１次変調信号２である特定周波数にエネルギーの集中したスペクトルに戻ることを表わしている。記述が省略されているが同期確立されていない状態で考えると、復調信号の拡散スペクトルを集中スペクトルになるように送信波に対して同期確立がなされるように位相制御を行うことによりＳＳ通信が成立することを示している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトラム拡散通信方法は、逆拡散変調回路８、１次変調波の復調回路９、復調信号１１、および拡散信号発生器１０から成るフィードバックループを介してアナログ的に相関を取る形で同期を確立する方式であり、ノイズおよび多重通信等の外乱信号によりフィードバックループが不安定になることが考えられる。又アナログ的な微妙な調整を必要とし技術的にも困難であった。したがって、従来方法では多重通信や外乱要素の多い移動体通信においては技術的精度が低く、問題とするところが多かった。
【０００５】この発明は上記の問題点を解決するためになされたものであり、調整の不要なデジタル処理を用い、フィードバックループを伴なわない形で同期確立と復号を実現し、又、同期確立後逆拡散信号を加えることにより多重通信や外乱要素の多い移動体通信においても十分実用可能な通信ができるようにするスペクトラム拡散通信方法および装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明のスペクトラム拡散通信方法は、スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機（２０）と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機（４０）とを用いてデータ通信を行うスペクトラム拡散通信方法において、上記送信機により、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生させ、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加え、更に不要帯域伝送に制限を加え、上記送信データを送信波として送信し、上記受信機により、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴とする。
【０００７】請求項２のスペクトラム拡散通信方法は、請求項１の送信機を備え、受信機において、送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、この相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない場合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴とする。また、請求項３のスペクトラム拡散通信方法は、受信機における上記同期確立条件が成立した状態で受信タイミングに同期して送信機は、送信データの極性を固定した状態で送信波およびその逆極性の送信波を作り、上記受信機は、上記送信波を受信し該受信波の帯域通過後の高周波増幅波と上記送信波と、上記高周波増幅波と上記逆極性送信波とを各々別々に合成し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベルが低い方に対応する検波出力を選択し、この選択出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波と、上記高周波増幅波とを合成することを特徴とする。さらに、請求項４のスペクトラム拡散通信方法は、受信機において、上記同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、上記第１，第２のスレッショールド値を変更するよう制御することを特徴とする。請求項５のスペクトラム拡散通信方法では、上記同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているかどうかを判断するようにしたことを特徴とする。
【０００８】請求項６に係る発明のスペクトラム拡散通信装置は、スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機（２０）と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機（４０）とを備えたスペクトラム拡散通信装置において、上記送信機は、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生する擬似雑音符号発生手段（ＰＮ符号発生回路２６）と、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加えるバイナリ位相シフトキーイング変調手段（同期式ＢＰＳＫ変調回路２７）と、不要帯域伝送に制限を加えるフィルタ（２８）とを有し、上記受信機は、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相シフトキーイング復調手段（同期式ＢＰＳＫ復調回路４５）と、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出する相関値算出手段（ディジタルＰＮ符号相関信号発生回路４６）、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、この相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とする判定手段（相関値判定器４７）とを有することを特徴とする。また、請求項７のスペクトラム拡散通信装置によれば、上記請求項６における送信機に加え、この送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相シフトキーイング復調手段と、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出する相関値算出手段（ディジタルＰＮ符号相関信号発生回路４６）と、この相関値が第１のスレッショールド値以上であるか否かを判定する第１の相関値判定手段（相関値判定器４８）と、上記相関値が第２のスレッショールド値以下であるか否かを判定する第２の相関値判定手段（相関値判定器４９）と、上記第１，第２のスレッショールド値を設定するための設定手段と、上記相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない場合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とする判定手段（相関値判定器４７）とを有する受信機を備えるものである。また、請求項８のスペクトラム拡散通信装置によれば、上記設定手段は、予め上記第１，第２のスレッショールド値が設定される第１の設定手段（同期判別設定器５０）と、同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、上記第１の設定手段に設定されている第１，第２のスレッショールド値を変更するよう制御する最適スレッショールド値設定手段（最適スレッショールド演算器５８）とから成ることを特徴とする。さらに、請求項９のスペクトラム拡散通信装置によれば、上記請求項７の受信機は、さらに、上記同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているか否かを検出する品質判定手段（信号品質判定回路５４）を有することを特徴とする。
【０００９】
【作用】請求項１，６の発明においては、送信機は周波数拡散送信波を生成して送信する。送信波を受信した受信機では、受信波に、バイナリ位相シフトキーイング復調が施され、さらに、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、この相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、この相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「１」として、受信データの復調が行われる。つまり、擬似雑音符号との極性比較結果による多数決判定により受信データの復調を行っている。
【００１０】請求項２，７の発明では、相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、同期確立条件が得られない場合には、受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行う。
【００１１】請求項３では、送信機は、受信機での同期確立条件が成立した状態で受信タイミングに同期して、送信データの極性を固定した状態で送信波およびその逆極性の送信波を送信する。受信機は、送信波を受信して、該受信波の帯域通過後の高周波増幅波と送信波と、高周波増幅波と逆極性送信波とを各々別々に合成し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベルが低い方に対応する検波出力を選択する。さらに送信機は、上記選択出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波と、上記高周波増幅波とを合成する。これにより、高周波の受信増幅波から不要な外乱信号を除去する。請求項４，８では、実回線にバランスするよう、同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、第１，第２のスレッショールド値を最適値に変更する。請求項５，９では、同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているかどうかを判断する。
【００１２】
【実施例】実施例１．図１はこの発明の実施例１によるデータ通信システムにおける送信機の構成を示すブロック図である。図２は上記送信機の送信スペクトル特性を示す図である。図３は受信機の構成を示すブロック図である。また、図４と図５R>５はこの実施例１の動作を示すフローチャートである。
【００１３】図１において、２０はスペクトラム拡散（ＳＳ）変調方式による送信機である。図１において、変調すべきシリアル送信データＳＤ，送信要求信号ＲＳ，および送信タイミング信号ＳＴにもとづいて、送信タイミング作成回路２５においてタイミング制御を行い、ＰＮ符号発生回路２６において符号長ＮビットのＰＮ符号を作成し、送出する。同期式ＢＰＳＫ変調回路２７において、同期式ＢＰＳＫ変調を行う。そのスペクトルは図２に示すように特性３０のようになる。この特性３０のうち必要な基本波部分３１のみを通過させる帯域通過フィルタ２８を通すことにより、ＳＳ送信波が得られる。なおシリアル送信データＳＤの送信タイミングは内部タイミングに同期させる場合は送信タイミング信号ＳＴとして出力し、外部タイミングに同期させる場合は外部同期タイミング信号ＳＴ′を入力する。なお、２１は図示送信側の処理装置からの送信要求信号ＲＳを入力するための送信要求信号線、２２は送信タイミング信号ＳＴを上記処理装置へ出力するための送信タイミング信号線、２３は外部同期タイミング信号ＳＴ′を入力するための外部同期タイミング信号線、２４は上記処理装置からのシリアル送信データＳＤを入力するためのシリアル送信データ線、２９は図示しない伝送路へＳＳ送信波を出力するためのＳＳ送信波出力線である。
【００１４】一方、図３において、スペクトラム拡散（ＳＳ）復調方式による受信機４０は上記送信機２０からのＳＳ送信波を図示しない伝送路を介してＳＳ受信波として入力する。帯域通過フィルタ４２および高周波増幅器４３を介して、キャリヤデジタルＰＬＬ回路４４を通すことにより、伝送路の外乱要因による位相ジッターを吸収させ、同期式ＢＰＳＫ復調回路４５によりキャリヤに同期した形でパルス列へ復号され、デジタルＰＮ符号相関信号発生回路４６にて復号１ビット毎に、過去の符号長ＮビットとテキストコードＮビットを比較して同一ビットの場合「＋１」，異なる場合「−１」として加算させるような相関値を作成する。同期検出時は相関値としては正極性の誤りのない受信の場合「＋Ｎ」，逆極性の場合は「−Ｎ」を取り、その他の場合は「０」に近い値で分布する。信号のないノイズだけの状態の場合も「０」に近い値に確率的に分布する。別途、同期タイミング信号ＲＴに同期した形で相関値判定器４７から受信ＰＮ符号の相関値を正の場合「１」，負の場合「０」として受信データＲＤとして信号線５５から出力する。すなわち多数決判定を行っている。
【００１５】一方、相関値判定器４８および相関値判定器４９はＰＮ符号の正および逆極性のＰＮ符号に合わせてその同期を獲得する為のものであり、同期判別設定器５０へ設定されたスレッショールド値αを入力し、上記相関値と比較する。相関値判定器４８は相関値がαより大の場合に、相関値判定器４９は相関値が−αより小の場合にパルスを出力するが、いずれの出力があった場合にもＯＲ回路５１から同期確立があったとして同期検出回路５２を作動させ、内部タイミングで動作するが、同期検出回路５２の出力があった場合にはタイミング計数カウンターをリセットさせるように動作する自己同期作成回路５３からタイミング信号ＲＴを信号線５６から出力する。タイミング信号ＲＴは相関値判定器４７による受信判定タイミングとして作動しそのタイミングにより上記受信の多数決判定を有効にする。キャリヤ検出信号ＣＤとして出力する為の信号品質判定回路５４は同期検出回路５２の出力をタイマー的に監視して一定時間以内に出力が得られた場合に回線品質が確保されていると判断し、キャリヤ検出信号ＣＤを出力し、タイミング信号ＲＴおよび受信データＲＤの有効性を外部へ伝えるように働く。
【００１６】なお、４１は図示しない伝送路からのＳＳ送信波をＳＳ受信波として入力するためのＳＳ受信波入力線、５５は受信データＲＤを図示しない受信側の処理装置へ出力するための受信データ線、５６は上記処理装置へタイミング信号ＲＴを出力するためのタイミング信号線、５７は上記処理装置へキャリヤ検出信号ＣＤを出力するためのキャリヤ検出信号線である。
【００１７】次に図４と図５のフローチャートを参照してこの実施例１の動作について説明する。送信機２０において、シリアル送信データＳＤおよび送信タイミング信号ＳＴに対してシリアル送信データＳＤの１ビットをＮビットの擬似雑音符号（ＰＮ符号）として発生させ、シリアル送信データＳＤの「１」，「０」の極性に応じて（ステップＳ１）ＰＮ符号を正極性と（ステップＳ２）、その反転符号である逆極性とに分けて伝送し（ステップＳ３）、そのＰＮ符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調を加え（ステップＳ４）、不要帯域伝送に制限を加える帯域通過フィルタ２８を通して外部へ出力させる高周波レベルまで同期させたＳＳ送信波として送信する（ステップＳ５）。
【００１８】一方、受信機４０において、上記ＳＳ送信波をＳＳ受信波として入力し（ステップＳ６）、帯域通過フィルタ４２を通した後、増幅し復号する過程で送信波に同期する形でＢＰＳＫ復調を行い（ステップＳ７）、その復号ビットの１ビット毎に過去のＮビットに対して上記ＰＮ符号との相関を算出する（ステップＳ８）。たとえば「１」，「０」の極性が元のＰＮ符号の極性と合う場合には「＋１」，異なる場合には「−１」とする相関値をＰＮ符号長Ｎビットに対して順次加算させその相関値「Ｎ」から「−Ｎ」までを対雑音に対する確率現象と見なし次の様に処理する。
【００１９】相関値判定器４７においては相関値が正か負かによる多数決判定をすなわち多数決判別を施し、ＢＰＳＫ復調のＳ／Ｎ比に対する復号能力がＳ／Ｎ比の悪い状態（ＮがＳに比して十分大）でも符号エレメントエラー率が０．５に近づくことを利用して確率的にＮ倍のＳ／Ｎ改善を行うものである。その為には同期が確立していることが条件となるが相関値判定器４８，４９において一定の相関値のスレッショールド値「α」を設けＰＮ符号の正，逆極性の相関値が各々「α」以上（ステップＳ９）と「−α」以下（ステップＳ１０）を検出させ、その検出値が得られた場合に同期確立条件が成立したものと判定し、そのタイミングに同期して自己同期作成タイミング信号ＲＴを発生させ（ステップＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ１７）、同期確率条件が得られない場合にも内部タイミングで同期を維持するようにすると同時に、上記同期確立条件が有効かどうかをタイマー動作で判定し（ステップＳ１５，Ｓ１６）、有効であればキャリヤ検出信号ＣＤを出力する。また、相関値が「０」以上の場合、復号「１」の判定出力を得（ステップＳ１１，Ｓ１８）、相関値が「０」未満の場合、復号「０」の判定出力を得る（ステップＳ１１，Ｓ１９）。これにより受信データＲＤが得られる。なお、図４の処理において、送信データの伝送速度は例えば１２８Ｋｂ／ｓ、ステップＳ２，Ｓ３の処理速度は１６．２５６Ｍｂ／ｓ、ＳＳ送信波の周波数は２．４３８４ＧＨｚ、ＳＳ受信波の周波数は２．４３８４ＧＨｚ、ＢＰＳＫ復調速度は１６．２５６Ｍｂ／ｓである。図５の処理において、受信データＲＤの出力速度は１２８Ｋｂ／ｓである。これらは参考値である。
【００２０】図６にＢＰＳＫ方式のモデムの復調特性をＳ／Ｎを横軸にエレメントエラー率ｐｅを縦軸に示す。図６において、元の同期式ＢＰＳＫの特性Ｌ１に対して１５ビット（約１２ｄＢ改善），３１ビット（約１４ｄＢ改善），６３ビット（約１７ｄＢ改善），１２７ビット（約２０ｄＢ改善）のＰＮ符号による多数決判別を行った結果のエレメントエラー率はＬ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５で示すようになり、−Ｓ／Ｎでも十分実用回線にできることを示す。
【００２１】一方、図７と図８はスレッショールドをパラメータとして同期確立率を表わしたもので、横軸は図６R>６に同じくＳ／Ｎを、縦軸に同期の得られるＰＮ符号ブロックの受信回数を平均値として表わしており、Ｅｎ（ｎは０，１，２，・・・）のｎはエラー許容数すなわち上記スレッショールド値α＝Ｎ−ｎを表わす。図７はＰＮ符号ブロックの１つでの同期確立率を表わすが、図８R>８は２回連続したＰＮ符号ブロックの同期確立率を表わしており、回線品質Ｓ／Ｎに対してスレッショールド値αと許容時間ｔを選定することにより実用回線に適合させることができる。
【００２２】なお、図７において、同期確立率Ｅ１０，Ｅ１，Ｅ５，Ｅ１０，Ｅ１５，Ｅ２０，Ｅ２５，Ｅ３０，Ｅ３５，Ｅ４０，Ｅ４５，Ｅ５０，Ｅ５５は、各々（１×１０の３０乗），（１×１０の３０乗を超える），（３．９×１０の２９乗），（１．２×１０の２５乗），（１．５８×１０の１９乗），（１．５３×１０の１５乗），（６．６５×１０の１１乗），（１．０１×１０の９乗），（５．４９×１０の６乗），（６．１１×１０の４乗），（１．６４×１０の３乗），（１×１０の２乗），（１．３×１０）の符号長の同期確立平均ビット数を有している。
【００２３】また、図８において、同期確立率Ｅ１５，Ｅ２０，Ｅ２５，Ｅ３０，Ｅ３５，Ｅ４０，Ｅ４５，Ｅ５０，Ｅ５５は、各々（１×１０の３０乗を超える），（７．０１×１０の２９乗），（４．４２×１０の２３乗），（１．０２×１０の１９乗），（３．０１×１０の１３乗），（３．７３×１０の９乗），（２．７×１０の６乗），（１×１０の４乗），（１．６９×１０の２乗）の符号長の同期確立平均ビット数を有している。
【００２４】実施例２．図９は実施例２による他局信号除去ＳＳ通信受信機の構成を示すブロック図である。図９において、２０は図１に示す送信機と同じであり、４０は図３に示す受信機と同じである。この実施例２の受信機は、キャリヤ同期方式送受信変調方式を応用してＳＳ送信波の受信時に獲得された同期信号にもとづき逆拡散送信信号を送信するが、そのキャリヤ送信波とその反転位相（逆極性）キャリヤとを別々に元の受信キャリヤに合成し検波し、その検波レベルの低い方を選択することにより、自局信号の無くなった、又は少なくなった外乱信号のみを取り出し、その信号のレベルは同一で反転位相の逆極性信号を作り、元の受信波に合成させることにより本来の自局信号のみを取り出せるようにした他局信号除去ＳＳ通信受信機である。
【００２５】図９において、４１はＳＳ通信のアンテナからの受信端子であり、４２は帯域通過フィルタ、４３はＡＧＣ機能付高周波増幅器である。初期段階では増幅器４３の出力は合成器６９をそのまま通り受信機４０の入力線４１へ入力され復調され、復調出力である受信データＲＤ，復調タイミング信号ＲＴ，キャリヤ検出信号ＣＤを出力するが、キャリヤ検出信号ＣＤは送信機２０を起動させる為に送信要求信号ＲＳとして送信機２０に入力され、同様に受信タイミング信号ＲＴは送信タイミング信号ＳＴとして入力され、送信データＳＤは正，逆極性どちらでも良いが、図では「０」側にして送信を開始し、ＳＳ送信波出力線２９から復調信号に同期した形でＳＳ送信波を出力する。７０は位相反転増幅器であり、入力と同一レベルで位相のみ反転させるものであるが、上記ＡＧＣ機能付高周波増幅器４３の出力であるＳＳ受信増幅波と次の２通りの合成検波を行う。第１の合成検波は上記ＳＳ受信増幅波と上記位相反転増幅器７０の逆拡散送信波の位相反転増幅器出力とを合成器６１にて合成させ検波器６３にて検波する。第２の合成検波は上記ＳＳ受信増幅波と上記逆拡散送信波とを合成器６２にて合成させ検波器６４にて検波する。
【００２６】本方式は同期式変復調方式をキャリヤ信号まで取るものであり、合成器６１，６２の合成においてどちらかが元のＳＳ受信増幅波に比して信号位相が一致し、他方は逆極性となる。少々の位相ずれは許容する。比較器６５において検波器６３，６４の検波出力を比較すれば、信号位相が一致するものは元のＳＳ受信増幅波に比してレベルが高くなり、逆極性のものは低くなり、そのレベル差を検出し出力するが、アナログスイッチ６６においてレベルの低い方へ選択切替を行う。レベルが低下する分は全入力信号に対して逆拡散信号により自局のＳＳ受信波成分を合成により取り去った結果生じるものである。アナログスイッチ６６の出力を位相反転増幅器６７で逆極性として合成器６９で加算させることにより、上記ＳＳ受信増幅波から不要な外乱信号を除去させ本来の自局のＳＳ信号を抜き出し、上記受信機４０で高品質性，高信頼化した受信符号を可能とする回路を実現できる。
【００２７】特に多重通信を行う場合、他局信号は外来雑音と同じく自局信号に妨害を与えやすいが、自局同期信号獲得後は、逆拡散信号を加えて他局信号除去を行うことにより多重通信路においても高品質，高信頼化受信符号を可能にできる。
【００２８】以上説明したように本実施例２は、ＳＳ送信波に対して、受信機４０で復調するが、送信機２０を、受信機４０における同期確立が成立した状態で受信タイミング信号ＲＴに同期して極性“１”又は“０”に固定した状態でＳＳ送信波およびその逆極性のＳＳ送信波を作り、ＳＳ送信波の帯域通過フィルタ通過後の高周波増幅波と別々に、各ＳＳ送信波，逆極性ＳＳ送信波とを合成させ各々の合成出力を各々検波し、各々の検波出力を比較し検波出力のレベルの低い方は必要な自局のキャリヤレベルが逆相となる為合成によりレベルが低下するが、レベル低下した方の合成出力を切替選択し、その選択出力に対して位相反転の高周波へ変換したものと、ＳＳ受信波の高周波増幅出力とを合成させることにより、ＳＳ受信波の不要波や雑音等を除去し、自局の希望波のみを選択しＳＳ通信の同一無線周波に対する多重化使用を可能とする。
【００２９】実施例３．図３の実施例１では、受信機４０において同期判別設定器５０によりあらかじめ計算された相関値スレッショールド値を設定し、その値を超える相関値を得て同期を判別するものであった。本実施例３では、図１０に示すように同期検出回路５２の出力を入力し、その出力周期が短かい場合にスレッショールドレベル設定値を上げ逆に長い場合には低下させ実回線にバランスさせるようにした最適スレッショールド演算器５８を設け、同期判定設定器５０を制御させるようにしたものであり、又一定値以下に下がらないようにするものである。その結果、実回線に合わせた同期獲得が自動的に制御され、又そのスレッショールド値を知ることにより実回線の評価値を得ることができる。
【００３０】本実施例２は、図３の受信機４０のうち相関器スレッショールド値αを可変とするが、同期検出回路出力があればスレッショールド値を「１」下げ、一定時間無い場合は「１」上げてフロート状態にして実回線に合わせてバランスさせるような最適スレッショールド演算器５８を設け、同期判別設定器５０による相関器スレッショールド値αを制御するものである。
【００３１】以上各実施例で説明したスペクトラム拡散通信方法は送信データに関してＰＮ符号で符号変調を加え、その符号変調データに関して同期式バイナリ位相シフトキーイング変調（ＢＰＳＫ変調）を加えることによりＳＳ送信波を作る。一方同期式位相シフトキーイング復調（ＢＰＳＫ復調）のＳ／Ｎに対する符号エレメント誤り率を確立現象としてとらえてＰＮ符号過程でデジタル相関により同期を獲得し、同期確立後にＰＮ復号信号をＰＮ符号長の多数決判定させることによりノイズ中にわずかの信号が存在する状態でも通信可能とした方法である。
【００３２】したがって、各実施例によれば、デジタル符号変調およびＢＰＳＫ変調により送信出力までを同期方式とし、その復調・復号も同期方式とすることにより大幅にデジタル回路構成を容易にしＢＰＳＫモデムの特性を中心にその回線特性の解析を容易にすると同時に更に次のステップとして逆拡散を加えやすく、回線特性の評価が確実である為回線に合わせた最適同期確立の為の可変スレッショールド選択を可能とする。
【００３３】
【発明の効果】以上のように請求項１，２，５，６，７，９の発明によれば、擬似雑音符号との極性比較結果による多数決判定により受信データの復調を行うようにし、従来のアナログ方式を取らず符号化・変調および復調・復号のうち符号化をＰＮ符号による符号化変調とした為にデジタル回路化が容易でありＬＳＩ化による製造コスト低減が期待でき、特別な調整も不要である。特に、請求項２，５，７，９によれば、回線特性に応じた回線評価が容易であり同期獲得時間と復号によるビット誤り率が数式的に解析でき、本来のＳＳ通信の目的であるＳ／Ｎ改善と、多重通信使用を容易にすることができる。したがって、本発明によれば、多重通信や外乱要素の多い移動体通信においても十分実用可能な通信ができるという効果がある。
【００３４】請求項３の発明によれば、送信機では送信データの極性を固定した状態で送信波および逆極性送信波を作り、受信機では高周波増幅波と送信波と、高周波増幅波と逆極性送信波とを各々別々に合成し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベルが低い方に対応する検波出力を選択し、この選択出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波と高周波増幅波とを合成するようにしたので、受信波の不要波や雑音等を除去でき、自局の希望波のみを選択し、ＳＳ通信の同一無線周波に対する多重化使用を可能とする効果がある。
【００３５】請求項４，８の発明によれば、スレッショールド値を変更制御するので、実回線に合わせたスレッショールド値を知ることができ、実回線の評価値を得ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例１による送信機のブロック図である。
【図２】この実施例１による送信機の周波数スペクトルとフィルタの特性を示す図である。
【図３】この実施例１による受信機のブロック図である。
【図４】この実施例１の動作を説明するためのフローチャートである。
【図５】図４の続きを示すフローチャートである。
【図６】この実施例１においてＰＮ符号化Ｓ／Ｎ改善特性を示す図である。
【図７】この実施例１において符号長１回による同期確立率を示す図である。
【図８】この実施例１において符号長２回による同期確立率を示す図である。
【図９】この発明の実施例２による受信機のブロック図である。
【図１０】この発明の実施例３による受信機のブロック図である。
【図１１】従来のデータ通信システムのブロック図である。
【図１２】従来の送信機の動作を示す信号波形図である。
【図１３】従来の受信機の動作を示す信号波形図である。
【符号の説明】
２０ 送信機
２１ 送信要求信号線
２２ 送信タイミング信号線
２３ 外部同期タイミング信号線
２４ シリアル送信データ線
２５ 送信タイミング作成回路
２６ ＰＮ符号発生回路
２７ 同期式ＢＰＳＫ変調回路
２８ 帯域通過フィルタ
２９ ＳＳ送信波出力線
ＲＳ 送信要求信号
ＳＴ 送信タイミング信号
ＳＴ′外部同期タイミング信号
ＳＤ シリアル送信データ
４０ 受信機
４１ ＳＳ受信波入力線
４２ 帯域通過フィルタ
４３ 高周波増幅器
４４ キャリヤデジタルＰＬＬ回路
４５ 同期式ＢＰＳＫ復調回路
４６ デジタルＰＮ符号相関信号発生回路
４７，４８，４９ 相関値判定器
５０ 同期判別設定器
５１ ＯＲ回路
５２ 同期検出回路
５３ 自己同期作成回路
５４ 信号品質判定回路
５５ 受信データ線
５６ タイミング信号線
５７ キャリヤ検出信号線
５８ 最適スレッショールド演算器
ＲＤ 受信データ
ＲＴ タイミング信号
ＣＤ キャリヤ検出信号
６１，６２ 合成器
６３，６４ 検波器
６５ 比較器
６６ アナログスイッチ
６７ 位相反転増幅器
６８ アナログスイッチ
６９ 合成器
７０ 位相反転増幅器
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はスペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、この送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散復調方式により受信データを復調する受信機とを備えたデータ通信システムにおけるスペクトラム拡散通信方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１１は、従来の一般的なスペクトル拡散通信方法の原理を文献「図説通信方式（理論と実際）、工学図書株式会社刊、昭和６０年１２月」から抜き出したもので、この方法によるデータ通信システムのブロック図を示す。図１１において、１は搬送波発生器、２は１次変調信号、３は搬送波発生器１からの搬送波を１次変調信号１で変調する１次変調回路、５はＰＮ（擬似雑音）符号による拡散信号発生器、４は上記１次変調回路３の出力信号を拡散信号発生器５の出力信号で拡散変調し、空中線６からＳＳ（周波数拡散）送信波として出力する拡散変調回路である。各々の変調の様子を図１２に示す。特に１次変調波の特定周波数にエネルギーの集中したスペクトルに対して、拡散変調したものは拡散信号の変調速度に応じて拡散されたスペクトルとなることを示している。以上が送信機の構成である。
【０００３】図１１において、一方７は空中線、８は逆拡散変調回路、１０は拡散信号発生器、９は１次変調波の復調回路であり、以上が受信機の構成である。図１３に示すように拡散変調された入力信号を逆拡散変調することにより送信波に対して同期確立された状態では拡散信号は元の変調信号に戻り上記１次変調信号２である特定周波数にエネルギーの集中したスペクトルに戻ることを表わしている。記述が省略されているが同期確立されていない状態で考えると、復調信号の拡散スペクトルを集中スペクトルになるように送信波に対して同期確立がなされるように位相制御を行うことによりＳＳ通信が成立することを示している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトラム拡散通信方法は、逆拡散変調回路８、１次変調波の復調回路９、復調信号１１、および拡散信号発生器１０から成るフィードバックループを介してアナログ的に相関を取る形で同期を確立する方式であり、ノイズおよび多重通信等の外乱信号によりフィードバックループが不安定になることが考えられる。又アナログ的な微妙な調整を必要とし技術的にも困難であった。したがって、従来方法では多重通信や外乱要素の多い移動体通信においては技術的精度が低く、問題とするところが多かった。
【０００５】この発明は上記の問題点を解決するためになされたものであり、調整の不要なデジタル処理を用い、フィードバックループを伴なわない形で同期確立と復号を実現し、又、同期確立後逆拡散信号を加えることにより多重通信や外乱要素の多い移動体通信においても十分実用可能な通信ができるようにするスペクトラム拡散通信方法および装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明のスペクトラム拡散通信方法は、スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機（２０）と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機（４０）とを用いてデータ通信を行うスペクトラム拡散通信方法において、上記送信機により、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生させ、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加え、更に不要帯域伝送に制限を加え、上記送信データを送信波として送信し、上記受信機により、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴とする。
【０００７】請求項２のスペクトラム拡散通信方法は、請求項１の送信機を備え、受信機において、送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、この相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない場合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴とする。また、請求項３のスペクトラム拡散通信方法は、受信機における上記同期確立条件が成立した状態で受信タイミングに同期して送信機は、送信データの極性を固定した状態で送信波およびその逆極性の送信波を作り、上記受信機は、上記送信波を受信し該受信波の帯域通過後の高周波増幅波と上記送信波と、上記高周波増幅波と上記逆極性送信波とを各々別々に合成し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベルが低い方に対応する検波出力を選択し、この選択出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波と、上記高周波増幅波とを合成することを特徴とする。さらに、請求項４のスペクトラム拡散通信方法は、受信機において、上記同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、上記第１，第２のスレッショールド値を変更するよう制御することを特徴とする。請求項５のスペクトラム拡散通信方法では、上記同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているかどうかを判断するようにしたことを特徴とする。
【０００８】請求項６に係る発明のスペクトラム拡散通信装置は、スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機（２０）と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機（４０）とを備えたスペクトラム拡散通信装置において、上記送信機は、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生する擬似雑音符号発生手段（ＰＮ符号発生回路２６）と、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加えるバイナリ位相シフトキーイング変調手段（同期式ＢＰＳＫ変調回路２７）と、不要帯域伝送に制限を加えるフィルタ（２８）とを有し、上記受信機は、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相シフトキーイング復調手段（同期式ＢＰＳＫ復調回路４５）と、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出する相関値算出手段（ディジタルＰＮ符号相関信号発生回路４６）、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、この相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とする判定手段（相関値判定器４７）とを有することを特徴とする。また、請求項７のスペクトラム拡散通信装置によれば、上記請求項６における送信機に加え、この送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相シフトキーイング復調手段と、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出する相関値算出手段（ディジタルＰＮ符号相関信号発生回路４６）と、この相関値が第１のスレッショールド値以上であるか否かを判定する第１の相関値判定手段（相関値判定器４８）と、上記相関値が第２のスレッショールド値以下であるか否かを判定する第２の相関値判定手段（相関値判定器４９）と、上記第１，第２のスレッショールド値を設定するための設定手段と、上記相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない場合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とする判定手段（相関値判定器４７）とを有する受信機を備えるものである。また、請求項８のスペクトラム拡散通信装置によれば、上記設定手段は、予め上記第１，第２のスレッショールド値が設定される第１の設定手段（同期判別設定器５０）と、同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、上記第１の設定手段に設定されている第１，第２のスレッショールド値を変更するよう制御する最適スレッショールド値設定手段（最適スレッショールド演算器５８）とから成ることを特徴とする。さらに、請求項９のスペクトラム拡散通信装置によれば、上記請求項７の受信機は、さらに、上記同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているか否かを検出する品質判定手段（信号品質判定回路５４）を有することを特徴とする。
【０００９】
【作用】請求項１，６の発明においては、送信機は周波数拡散送信波を生成して送信する。送信波を受信した受信機では、受信波に、バイナリ位相シフトキーイング復調が施され、さらに、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、この相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、この相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「１」として、受信データの復調が行われる。つまり、擬似雑音符号との極性比較結果による多数決判定により受信データの復調を行っている。
【００１０】請求項２，７の発明では、相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、同期確立条件が得られない場合には、受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行う。
【００１１】請求項３では、送信機は、受信機での同期確立条件が成立した状態で受信タイミングに同期して、送信データの極性を固定した状態で送信波およびその逆極性の送信波を送信する。受信機は、送信波を受信して、該受信波の帯域通過後の高周波増幅波と送信波と、高周波増幅波と逆極性送信波とを各々別々に合成し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベルが低い方に対応する検波出力を選択する。さらに送信機は、上記選択出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波と、上記高周波増幅波とを合成する。これにより、高周波の受信増幅波から不要な外乱信号を除去する。請求項４，８では、実回線にバランスするよう、同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、第１，第２のスレッショールド値を最適値に変更する。請求項５，９では、同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているかどうかを判断する。
【００１２】
【実施例】実施例１．図１はこの発明の実施例１によるデータ通信システムにおける送信機の構成を示すブロック図である。図２は上記送信機の送信スペクトル特性を示す図である。図３は受信機の構成を示すブロック図である。また、図４と図５R>５はこの実施例１の動作を示すフローチャートである。
【００１３】図１において、２０はスペクトラム拡散（ＳＳ）変調方式による送信機である。図１において、変調すべきシリアル送信データＳＤ，送信要求信号ＲＳ，および送信タイミング信号ＳＴにもとづいて、送信タイミング作成回路２５においてタイミング制御を行い、ＰＮ符号発生回路２６において符号長ＮビットのＰＮ符号を作成し、送出する。同期式ＢＰＳＫ変調回路２７において、同期式ＢＰＳＫ変調を行う。そのスペクトルは図２に示すように特性３０のようになる。この特性３０のうち必要な基本波部分３１のみを通過させる帯域通過フィルタ２８を通すことにより、ＳＳ送信波が得られる。なおシリアル送信データＳＤの送信タイミングは内部タイミングに同期させる場合は送信タイミング信号ＳＴとして出力し、外部タイミングに同期させる場合は外部同期タイミング信号ＳＴ′を入力する。なお、２１は図示送信側の処理装置からの送信要求信号ＲＳを入力するための送信要求信号線、２２は送信タイミング信号ＳＴを上記処理装置へ出力するための送信タイミング信号線、２３は外部同期タイミング信号ＳＴ′を入力するための外部同期タイミング信号線、２４は上記処理装置からのシリアル送信データＳＤを入力するためのシリアル送信データ線、２９は図示しない伝送路へＳＳ送信波を出力するためのＳＳ送信波出力線である。
【００１４】一方、図３において、スペクトラム拡散（ＳＳ）復調方式による受信機４０は上記送信機２０からのＳＳ送信波を図示しない伝送路を介してＳＳ受信波として入力する。帯域通過フィルタ４２および高周波増幅器４３を介して、キャリヤデジタルＰＬＬ回路４４を通すことにより、伝送路の外乱要因による位相ジッターを吸収させ、同期式ＢＰＳＫ復調回路４５によりキャリヤに同期した形でパルス列へ復号され、デジタルＰＮ符号相関信号発生回路４６にて復号１ビット毎に、過去の符号長ＮビットとテキストコードＮビットを比較して同一ビットの場合「＋１」，異なる場合「−１」として加算させるような相関値を作成する。同期検出時は相関値としては正極性の誤りのない受信の場合「＋Ｎ」，逆極性の場合は「−Ｎ」を取り、その他の場合は「０」に近い値で分布する。信号のないノイズだけの状態の場合も「０」に近い値に確率的に分布する。別途、同期タイミング信号ＲＴに同期した形で相関値判定器４７から受信ＰＮ符号の相関値を正の場合「１」，負の場合「０」として受信データＲＤとして信号線５５から出力する。すなわち多数決判定を行っている。
【００１５】一方、相関値判定器４８および相関値判定器４９はＰＮ符号の正および逆極性のＰＮ符号に合わせてその同期を獲得する為のものであり、同期判別設定器５０へ設定されたスレッショールド値αを入力し、上記相関値と比較する。相関値判定器４８は相関値がαより大の場合に、相関値判定器４９は相関値が−αより小の場合にパルスを出力するが、いずれの出力があった場合にもＯＲ回路５１から同期確立があったとして同期検出回路５２を作動させ、内部タイミングで動作するが、同期検出回路５２の出力があった場合にはタイミング計数カウンターをリセットさせるように動作する自己同期作成回路５３からタイミング信号ＲＴを信号線５６から出力する。タイミング信号ＲＴは相関値判定器４７による受信判定タイミングとして作動しそのタイミングにより上記受信の多数決判定を有効にする。キャリヤ検出信号ＣＤとして出力する為の信号品質判定回路５４は同期検出回路５２の出力をタイマー的に監視して一定時間以内に出力が得られた場合に回線品質が確保されていると判断し、キャリヤ検出信号ＣＤを出力し、タイミング信号ＲＴおよび受信データＲＤの有効性を外部へ伝えるように働く。
【００１６】なお、４１は図示しない伝送路からのＳＳ送信波をＳＳ受信波として入力するためのＳＳ受信波入力線、５５は受信データＲＤを図示しない受信側の処理装置へ出力するための受信データ線、５６は上記処理装置へタイミング信号ＲＴを出力するためのタイミング信号線、５７は上記処理装置へキャリヤ検出信号ＣＤを出力するためのキャリヤ検出信号線である。
【００１７】次に図４と図５のフローチャートを参照してこの実施例１の動作について説明する。送信機２０において、シリアル送信データＳＤおよび送信タイミング信号ＳＴに対してシリアル送信データＳＤの１ビットをＮビットの擬似雑音符号（ＰＮ符号）として発生させ、シリアル送信データＳＤの「１」，「０」の極性に応じて（ステップＳ１）ＰＮ符号を正極性と（ステップＳ２）、その反転符号である逆極性とに分けて伝送し（ステップＳ３）、そのＰＮ符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調を加え（ステップＳ４）、不要帯域伝送に制限を加える帯域通過フィルタ２８を通して外部へ出力させる高周波レベルまで同期させたＳＳ送信波として送信する（ステップＳ５）。
【００１８】一方、受信機４０において、上記ＳＳ送信波をＳＳ受信波として入力し（ステップＳ６）、帯域通過フィルタ４２を通した後、増幅し復号する過程で送信波に同期する形でＢＰＳＫ復調を行い（ステップＳ７）、その復号ビットの１ビット毎に過去のＮビットに対して上記ＰＮ符号との相関を算出する（ステップＳ８）。たとえば「１」，「０」の極性が元のＰＮ符号の極性と合う場合には「＋１」，異なる場合には「−１」とする相関値をＰＮ符号長Ｎビットに対して順次加算させその相関値「Ｎ」から「−Ｎ」までを対雑音に対する確率現象と見なし次の様に処理する。
【００１９】相関値判定器４７においては相関値が正か負かによる多数決判定をすなわち多数決判別を施し、ＢＰＳＫ復調のＳ／Ｎ比に対する復号能力がＳ／Ｎ比の悪い状態（ＮがＳに比して十分大）でも符号エレメントエラー率が０．５に近づくことを利用して確率的にＮ倍のＳ／Ｎ改善を行うものである。その為には同期が確立していることが条件となるが相関値判定器４８，４９において一定の相関値のスレッショールド値「α」を設けＰＮ符号の正，逆極性の相関値が各々「α」以上（ステップＳ９）と「−α」以下（ステップＳ１０）を検出させ、その検出値が得られた場合に同期確立条件が成立したものと判定し、そのタイミングに同期して自己同期作成タイミング信号ＲＴを発生させ（ステップＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ１７）、同期確率条件が得られない場合にも内部タイミングで同期を維持するようにすると同時に、上記同期確立条件が有効かどうかをタイマー動作で判定し（ステップＳ１５，Ｓ１６）、有効であればキャリヤ検出信号ＣＤを出力する。また、相関値が「０」以上の場合、復号「１」の判定出力を得（ステップＳ１１，Ｓ１８）、相関値が「０」未満の場合、復号「０」の判定出力を得る（ステップＳ１１，Ｓ１９）。これにより受信データＲＤが得られる。なお、図４の処理において、送信データの伝送速度は例えば１２８Ｋｂ／ｓ、ステップＳ２，Ｓ３の処理速度は１６．２５６Ｍｂ／ｓ、ＳＳ送信波の周波数は２．４３８４ＧＨｚ、ＳＳ受信波の周波数は２．４３８４ＧＨｚ、ＢＰＳＫ復調速度は１６．２５６Ｍｂ／ｓである。図５の処理において、受信データＲＤの出力速度は１２８Ｋｂ／ｓである。これらは参考値である。
【００２０】図６にＢＰＳＫ方式のモデムの復調特性をＳ／Ｎを横軸にエレメントエラー率ｐｅを縦軸に示す。図６において、元の同期式ＢＰＳＫの特性Ｌ１に対して１５ビット（約１２ｄＢ改善），３１ビット（約１４ｄＢ改善），６３ビット（約１７ｄＢ改善），１２７ビット（約２０ｄＢ改善）のＰＮ符号による多数決判別を行った結果のエレメントエラー率はＬ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５で示すようになり、−Ｓ／Ｎでも十分実用回線にできることを示す。
【００２１】一方、図７と図８はスレッショールドをパラメータとして同期確立率を表わしたもので、横軸は図６R>６に同じくＳ／Ｎを、縦軸に同期の得られるＰＮ符号ブロックの受信回数を平均値として表わしており、Ｅｎ（ｎは０，１，２，・・・）のｎはエラー許容数すなわち上記スレッショールド値α＝Ｎ−ｎを表わす。図７はＰＮ符号ブロックの１つでの同期確立率を表わすが、図８R>８は２回連続したＰＮ符号ブロックの同期確立率を表わしており、回線品質Ｓ／Ｎに対してスレッショールド値αと許容時間ｔを選定することにより実用回線に適合させることができる。
【００２２】なお、図７において、同期確立率Ｅ１０，Ｅ１，Ｅ５，Ｅ１０，Ｅ１５，Ｅ２０，Ｅ２５，Ｅ３０，Ｅ３５，Ｅ４０，Ｅ４５，Ｅ５０，Ｅ５５は、各々（１×１０の３０乗），（１×１０の３０乗を超える），（３．９×１０の２９乗），（１．２×１０の２５乗），（１．５８×１０の１９乗），（１．５３×１０の１５乗），（６．６５×１０の１１乗），（１．０１×１０の９乗），（５．４９×１０の６乗），（６．１１×１０の４乗），（１．６４×１０の３乗），（１×１０の２乗），（１．３×１０）の符号長の同期確立平均ビット数を有している。
【００２３】また、図８において、同期確立率Ｅ１５，Ｅ２０，Ｅ２５，Ｅ３０，Ｅ３５，Ｅ４０，Ｅ４５，Ｅ５０，Ｅ５５は、各々（１×１０の３０乗を超える），（７．０１×１０の２９乗），（４．４２×１０の２３乗），（１．０２×１０の１９乗），（３．０１×１０の１３乗），（３．７３×１０の９乗），（２．７×１０の６乗），（１×１０の４乗），（１．６９×１０の２乗）の符号長の同期確立平均ビット数を有している。
【００２４】実施例２．図９は実施例２による他局信号除去ＳＳ通信受信機の構成を示すブロック図である。図９において、２０は図１に示す送信機と同じであり、４０は図３に示す受信機と同じである。この実施例２の受信機は、キャリヤ同期方式送受信変調方式を応用してＳＳ送信波の受信時に獲得された同期信号にもとづき逆拡散送信信号を送信するが、そのキャリヤ送信波とその反転位相（逆極性）キャリヤとを別々に元の受信キャリヤに合成し検波し、その検波レベルの低い方を選択することにより、自局信号の無くなった、又は少なくなった外乱信号のみを取り出し、その信号のレベルは同一で反転位相の逆極性信号を作り、元の受信波に合成させることにより本来の自局信号のみを取り出せるようにした他局信号除去ＳＳ通信受信機である。
【００２５】図９において、４１はＳＳ通信のアンテナからの受信端子であり、４２は帯域通過フィルタ、４３はＡＧＣ機能付高周波増幅器である。初期段階では増幅器４３の出力は合成器６９をそのまま通り受信機４０の入力線４１へ入力され復調され、復調出力である受信データＲＤ，復調タイミング信号ＲＴ，キャリヤ検出信号ＣＤを出力するが、キャリヤ検出信号ＣＤは送信機２０を起動させる為に送信要求信号ＲＳとして送信機２０に入力され、同様に受信タイミング信号ＲＴは送信タイミング信号ＳＴとして入力され、送信データＳＤは正，逆極性どちらでも良いが、図では「０」側にして送信を開始し、ＳＳ送信波出力線２９から復調信号に同期した形でＳＳ送信波を出力する。７０は位相反転増幅器であり、入力と同一レベルで位相のみ反転させるものであるが、上記ＡＧＣ機能付高周波増幅器４３の出力であるＳＳ受信増幅波と次の２通りの合成検波を行う。第１の合成検波は上記ＳＳ受信増幅波と上記位相反転増幅器７０の逆拡散送信波の位相反転増幅器出力とを合成器６１にて合成させ検波器６３にて検波する。第２の合成検波は上記ＳＳ受信増幅波と上記逆拡散送信波とを合成器６２にて合成させ検波器６４にて検波する。
【００２６】本方式は同期式変復調方式をキャリヤ信号まで取るものであり、合成器６１，６２の合成においてどちらかが元のＳＳ受信増幅波に比して信号位相が一致し、他方は逆極性となる。少々の位相ずれは許容する。比較器６５において検波器６３，６４の検波出力を比較すれば、信号位相が一致するものは元のＳＳ受信増幅波に比してレベルが高くなり、逆極性のものは低くなり、そのレベル差を検出し出力するが、アナログスイッチ６６においてレベルの低い方へ選択切替を行う。レベルが低下する分は全入力信号に対して逆拡散信号により自局のＳＳ受信波成分を合成により取り去った結果生じるものである。アナログスイッチ６６の出力を位相反転増幅器６７で逆極性として合成器６９で加算させることにより、上記ＳＳ受信増幅波から不要な外乱信号を除去させ本来の自局のＳＳ信号を抜き出し、上記受信機４０で高品質性，高信頼化した受信符号を可能とする回路を実現できる。
【００２７】特に多重通信を行う場合、他局信号は外来雑音と同じく自局信号に妨害を与えやすいが、自局同期信号獲得後は、逆拡散信号を加えて他局信号除去を行うことにより多重通信路においても高品質，高信頼化受信符号を可能にできる。
【００２８】以上説明したように本実施例２は、ＳＳ送信波に対して、受信機４０で復調するが、送信機２０を、受信機４０における同期確立が成立した状態で受信タイミング信号ＲＴに同期して極性“１”又は“０”に固定した状態でＳＳ送信波およびその逆極性のＳＳ送信波を作り、ＳＳ送信波の帯域通過フィルタ通過後の高周波増幅波と別々に、各ＳＳ送信波，逆極性ＳＳ送信波とを合成させ各々の合成出力を各々検波し、各々の検波出力を比較し検波出力のレベルの低い方は必要な自局のキャリヤレベルが逆相となる為合成によりレベルが低下するが、レベル低下した方の合成出力を切替選択し、その選択出力に対して位相反転の高周波へ変換したものと、ＳＳ受信波の高周波増幅出力とを合成させることにより、ＳＳ受信波の不要波や雑音等を除去し、自局の希望波のみを選択しＳＳ通信の同一無線周波に対する多重化使用を可能とする。
【００２９】実施例３．図３の実施例１では、受信機４０において同期判別設定器５０によりあらかじめ計算された相関値スレッショールド値を設定し、その値を超える相関値を得て同期を判別するものであった。本実施例３では、図１０に示すように同期検出回路５２の出力を入力し、その出力周期が短かい場合にスレッショールドレベル設定値を上げ逆に長い場合には低下させ実回線にバランスさせるようにした最適スレッショールド演算器５８を設け、同期判定設定器５０を制御させるようにしたものであり、又一定値以下に下がらないようにするものである。その結果、実回線に合わせた同期獲得が自動的に制御され、又そのスレッショールド値を知ることにより実回線の評価値を得ることができる。
【００３０】本実施例２は、図３の受信機４０のうち相関器スレッショールド値αを可変とするが、同期検出回路出力があればスレッショールド値を「１」下げ、一定時間無い場合は「１」上げてフロート状態にして実回線に合わせてバランスさせるような最適スレッショールド演算器５８を設け、同期判別設定器５０による相関器スレッショールド値αを制御するものである。
【００３１】以上各実施例で説明したスペクトラム拡散通信方法は送信データに関してＰＮ符号で符号変調を加え、その符号変調データに関して同期式バイナリ位相シフトキーイング変調（ＢＰＳＫ変調）を加えることによりＳＳ送信波を作る。一方同期式位相シフトキーイング復調（ＢＰＳＫ復調）のＳ／Ｎに対する符号エレメント誤り率を確立現象としてとらえてＰＮ符号過程でデジタル相関により同期を獲得し、同期確立後にＰＮ復号信号をＰＮ符号長の多数決判定させることによりノイズ中にわずかの信号が存在する状態でも通信可能とした方法である。
【００３２】したがって、各実施例によれば、デジタル符号変調およびＢＰＳＫ変調により送信出力までを同期方式とし、その復調・復号も同期方式とすることにより大幅にデジタル回路構成を容易にしＢＰＳＫモデムの特性を中心にその回線特性の解析を容易にすると同時に更に次のステップとして逆拡散を加えやすく、回線特性の評価が確実である為回線に合わせた最適同期確立の為の可変スレッショールド選択を可能とする。
【００３３】
【発明の効果】以上のように請求項１，２，５，６，７，９の発明によれば、擬似雑音符号との極性比較結果による多数決判定により受信データの復調を行うようにし、従来のアナログ方式を取らず符号化・変調および復調・復号のうち符号化をＰＮ符号による符号化変調とした為にデジタル回路化が容易でありＬＳＩ化による製造コスト低減が期待でき、特別な調整も不要である。特に、請求項２，５，７，９によれば、回線特性に応じた回線評価が容易であり同期獲得時間と復号によるビット誤り率が数式的に解析でき、本来のＳＳ通信の目的であるＳ／Ｎ改善と、多重通信使用を容易にすることができる。したがって、本発明によれば、多重通信や外乱要素の多い移動体通信においても十分実用可能な通信ができるという効果がある。
【００３４】請求項３の発明によれば、送信機では送信データの極性を固定した状態で送信波および逆極性送信波を作り、受信機では高周波増幅波と送信波と、高周波増幅波と逆極性送信波とを各々別々に合成し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベルが低い方に対応する検波出力を選択し、この選択出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波と高周波増幅波とを合成するようにしたので、受信波の不要波や雑音等を除去でき、自局の希望波のみを選択し、ＳＳ通信の同一無線周波に対する多重化使用を可能とする効果がある。
【００３５】請求項４，８の発明によれば、スレッショールド値を変更制御するので、実回線に合わせたスレッショールド値を知ることができ、実回線の評価値を得ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例１による送信機のブロック図である。
【図２】この実施例１による送信機の周波数スペクトルとフィルタの特性を示す図である。
【図３】この実施例１による受信機のブロック図である。
【図４】この実施例１の動作を説明するためのフローチャートである。
【図５】図４の続きを示すフローチャートである。
【図６】この実施例１においてＰＮ符号化Ｓ／Ｎ改善特性を示す図である。
【図７】この実施例１において符号長１回による同期確立率を示す図である。
【図８】この実施例１において符号長２回による同期確立率を示す図である。
【図９】この発明の実施例２による受信機のブロック図である。
【図１０】この発明の実施例３による受信機のブロック図である。
【図１１】従来のデータ通信システムのブロック図である。
【図１２】従来の送信機の動作を示す信号波形図である。
【図１３】従来の受信機の動作を示す信号波形図である。
【符号の説明】
２０ 送信機
２１ 送信要求信号線
２２ 送信タイミング信号線
２３ 外部同期タイミング信号線
２４ シリアル送信データ線
２５ 送信タイミング作成回路
２６ ＰＮ符号発生回路
２７ 同期式ＢＰＳＫ変調回路
２８ 帯域通過フィルタ
２９ ＳＳ送信波出力線
ＲＳ 送信要求信号
ＳＴ 送信タイミング信号
ＳＴ′外部同期タイミング信号
ＳＤ シリアル送信データ
４０ 受信機
４１ ＳＳ受信波入力線
４２ 帯域通過フィルタ
４３ 高周波増幅器
４４ キャリヤデジタルＰＬＬ回路
４５ 同期式ＢＰＳＫ復調回路
４６ デジタルＰＮ符号相関信号発生回路
４７，４８，４９ 相関値判定器
５０ 同期判別設定器
５１ ＯＲ回路
５２ 同期検出回路
５３ 自己同期作成回路
５４ 信号品質判定回路
５５ 受信データ線
５６ タイミング信号線
５７ キャリヤ検出信号線
５８ 最適スレッショールド演算器
ＲＤ 受信データ
ＲＴ タイミング信号
ＣＤ キャリヤ検出信号
６１，６２ 合成器
６３，６４ 検波器
６５ 比較器
６６ アナログスイッチ
６７ 位相反転増幅器
６８ アナログスイッチ
６９ 合成器
７０ 位相反転増幅器
【特許請求の範囲】
【請求項１】 スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機とを用いてデータ通信を行うスペクトラム拡散通信方法において、上記送信機により、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生させ、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加え、更に不要帯域伝送に制限を加え、上記送信データを送信波として送信し、上記受信機により、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴とするスペクトラム拡散通信方法。
【請求項２】 スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機とを用いてデータ通信を行うスペクトラム拡散通信方法において、上記送信機により、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生させ、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加え、更に不要帯域伝送に制限を加え、上記送信データを送信波として送信し、上記受信機により、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、この相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない場合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴とするスペクトラム拡散通信方法。
【請求項３】 受信機における上記同期確立条件が成立した状態で受信タイミングに同期して送信機は、送信データの極性を固定した状態で送信波およびその逆極性の送信波を作り、上記受信機は、上記送信波を受信し該受信波の帯域通過後の高周波増幅波と上記送信波と、上記高周波増幅波と上記逆極性送信波とを各々別々に合成し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベルが低い方に対応する検波出力を選択し、この選択出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波と、上記高周波増幅波とを合成することを特徴とする請求項第２項記載のスペクトラム拡散通信方法。
【請求項４】 受信機では、上記同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、上記第１，第２のスレッショールド値を変更するよう制御することを特徴とする請求項第２項記載のスペクトラム拡散通信方法。
【請求項５】 上記同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているかどうかを判断するようにしたことを特徴とする請求項第２項記載のスペクトラム拡散通信方法。
【請求項６】 スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機とを備えたスペクトラム拡散通信装置において、上記送信機は、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生する擬似雑音符号発生手段と、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加えるバイナリ位相シフトキーイング変調手段と、不要帯域伝送に制限を加えるフィルタとを有し、上記受信機は、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相シフトキーイング復調手段と、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出する相関値算出手段と、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とする判定手段とを有することを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
【請求項７】 スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機とを備えたスペクトラム拡散通信装置において、上記送信機は、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生する擬似雑音符号発生手段と、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加えるバイナリ位相シフトキーイング変調手段と、不要帯域伝送に制限を加えるフィルタとを有し、上記受信機は、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相シフトキーイング復調手段と、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出する相関値算出手段と、この相関値が第１のスレッショールド値以上であるか否かを判定する第１の相関値判定手段と、上記相関値が第２のスレッショールド値以下であるか否かを判定する第２の相関値判定手段と、上記第１，第２のスレッショールド値を設定するための設定手段と、上記相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない場合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とする判定手段とを有することを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
【請求項８】 上記設定手段は、予め上記第１，第２のスレッショールド値が設定される第１の設定手段と、同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、上記第１の設定手段に設定されている第１，第２のスレッショールド値を変更するよう制御する最適スレッショールド値設定手段とから成ることを特徴とする請求項第７項記載のスペクトラム拡散通信装置。
【請求項９】 上記受信機は、さらに、上記同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているか否かを検出する品質判定手段を有することを特徴とする請求項第７項記載のスペクトラム拡散通信装置。
【請求項１】 スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機とを用いてデータ通信を行うスペクトラム拡散通信方法において、上記送信機により、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生させ、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加え、更に不要帯域伝送に制限を加え、上記送信データを送信波として送信し、上記受信機により、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴とするスペクトラム拡散通信方法。
【請求項２】 スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機とを用いてデータ通信を行うスペクトラム拡散通信方法において、上記送信機により、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生させ、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加え、更に不要帯域伝送に制限を加え、上記送信データを送信波として送信し、上記受信機により、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、この相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない場合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴とするスペクトラム拡散通信方法。
【請求項３】 受信機における上記同期確立条件が成立した状態で受信タイミングに同期して送信機は、送信データの極性を固定した状態で送信波およびその逆極性の送信波を作り、上記受信機は、上記送信波を受信し該受信波の帯域通過後の高周波増幅波と上記送信波と、上記高周波増幅波と上記逆極性送信波とを各々別々に合成し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベルが低い方に対応する検波出力を選択し、この選択出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波と、上記高周波増幅波とを合成することを特徴とする請求項第２項記載のスペクトラム拡散通信方法。
【請求項４】 受信機では、上記同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、上記第１，第２のスレッショールド値を変更するよう制御することを特徴とする請求項第２項記載のスペクトラム拡散通信方法。
【請求項５】 上記同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているかどうかを判断するようにしたことを特徴とする請求項第２項記載のスペクトラム拡散通信方法。
【請求項６】 スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機とを備えたスペクトラム拡散通信装置において、上記送信機は、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生する擬似雑音符号発生手段と、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加えるバイナリ位相シフトキーイング変調手段と、不要帯域伝送に制限を加えるフィルタとを有し、上記受信機は、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相シフトキーイング復調手段と、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出する相関値算出手段と、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とする判定手段とを有することを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
【請求項７】 スペクトラム拡散変調方式により変調されたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データを復調する受信機とを備えたスペクトラム拡散通信装置において、上記送信機は、送信データに対して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生する擬似雑音符号発生手段と、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング変調を加えるバイナリ位相シフトキーイング変調手段と、不要帯域伝送に制限を加えるフィルタとを有し、上記受信機は、上記送信機からの送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相シフトキーイング復調手段と、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出する相関値算出手段と、この相関値が第１のスレッショールド値以上であるか否かを判定する第１の相関値判定手段と、上記相関値が第２のスレッショールド値以下であるか否かを判定する第２の相関値判定手段と、上記第１，第２のスレッショールド値を設定するための設定手段と、上記相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない場合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とする判定手段とを有することを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
【請求項８】 上記設定手段は、予め上記第１，第２のスレッショールド値が設定される第１の設定手段と、同期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、上記第１の設定手段に設定されている第１，第２のスレッショールド値を変更するよう制御する最適スレッショールド値設定手段とから成ることを特徴とする請求項第７項記載のスペクトラム拡散通信装置。
【請求項９】 上記受信機は、さらに、上記同期確立条件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているか否かを検出する品質判定手段を有することを特徴とする請求項第７項記載のスペクトラム拡散通信装置。
【図１】
【図２】
【図１２】
【図１３】
【図１１】
【図３】
【図４】
【図６】
【図７】
【図５】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図１２】
【図１３】
【図１１】
【図３】
【図４】
【図６】
【図７】
【図５】
【図８】
【図９】
【図１０】
【特許番号】第２７４０６１２号
【登録日】平成１０年（１９９８）１月２３日
【発行日】平成１０年（１９９８）４月１５日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−２３３１３
【出願日】平成５年（１９９３）１月１８日
【公開番号】特開平６−２１６８７９
【公開日】平成６年（１９９４）８月５日
【審査請求日】平成８年（１９９６）４月２４日
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【参考文献】
【文献】特開 平４−２５２５３１（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 平２−２２９４１（ＪＰ，Ａ）
【登録日】平成１０年（１９９８）１月２３日
【発行日】平成１０年（１９９８）４月１５日
【国際特許分類】
【出願日】平成５年（１９９３）１月１８日
【公開番号】特開平６−２１６８７９
【公開日】平成６年（１９９４）８月５日
【審査請求日】平成８年（１９９６）４月２４日
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【参考文献】
【文献】特開 平４−２５２５３１（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 平２−２２９４１（ＪＰ，Ａ）
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