テレビジョン信号発生器
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、信号発生器、特に全面的にデジタル化し、単一のシステム・クロックと単一のデジタル・アナログ変換器とを用いたテレビジョン信号発生器に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする問題点】従来のテレビジョン試験信号発生器、例えばアメリカ合衆国オレゴン州ビーバートンのテクトロニックス社製の１４１０Ｒシリーズ同期及び試験信号発生器は、アナログ形式である。すなわち、総ての信号成分をアナログ技法により発生している。デジタル回路は、アナログ成分のタイミング調整と切換にのみ用いられる。このような構成をとった場合の問題点としては、映像出力における水平同期に対する副搬送波（ＳＣＨ）の不正確な位相の問題と、残留副搬送波の問題がある。とはいえ、このようなアナログ技法では、被試験テレビジョン・システム中のフィルタに典型的に起因するマルチバースト信号のリンギングを容易に検出できるよう、位相を回転できる。
【０００３】他の方法、例えばデンマーク・フィリップス社製のＰＭ５６３０型試験信号発生器及びテクトロニックス社製ＴＳＧ３００コンポーネント・テレビジョン信号発生器では、デジタル成分技法を用いている。これら信号発生器では、アナログ成分発生器をプログラマブル・リード・オンリー・メモリ（以下ＰＲＯＭと記す）に置換し、これらＰＲＲＭの後にデジタル・アナログ変換器（以下ＤＡＣと記す）及びローパス・フィルタを接続している。また、色成分包絡線用ＤＡＣの出力により、副搬送波周波数にて発振している発振器を変調することによって、色副搬送波を発生する。輝度チャンネルの出力を変調された副搬送波に加算して試験信号出力を発生する。このような構成によって試験信号の順応性が向上する。しかし、このアナログ変調の構成では、なお映像出力中に残留副搬送波とＳＣＨ誤差とが残ってしまう。また、位相回転をシミュレートするためには、各水平ライン用の個別のパターンを蓄積するメモリが必要なので、このメモリがなければ、この位相回転機能が失われてしまう。
【０００４】そこで本発明の目的は、大容量のメモリを用いずに位相回転機能を保持しつつ、映像出力から残留副搬送波とＳＣＨ誤差を除去すると共に、色データ及び輝度データの分解能を独立にすることができるテレビジョン信号発生器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明のテレビジョン信号発生器は、所望テレビジョン信号のデータを表すデジタル成分を蓄積する蓄積手段（２２、２４、２８、１０２）と、この蓄積手段に蓄積されたデジタル成分をアドレス指定するアドレス発生器（１６、２６、７４）と、デジタル化された正弦波関数を発生する正弦波関数発生手段（１８、２０、８２、８４）と、このアドレス発生器でアドレス指定され蓄積手段から得たデジタル成分を、正弦波関数発生手段が発生したデジタル化された正弦波関数とデジタル的に組み合わせて、変調されたデジタル副搬送波を発生する変調手段（３４、３６、７６、７８）と、この変調手段からの出力信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換器（４０）とを具えている。
【０００６】そして、本発明では、蓄積手段は、所望テレビジヨン信号の色データを表す第１及び第２デジタル成分並びに所望テレビジヨン信号の輝度データを表す第３デジタル成分を蓄積し、アドレス発生器は、蓄積手段の第１及び第２デジタル成分をアドレス指定する色データ用アドレス発生器と、蓄積手段の第３デジタル成分をアドレス指定する輝度データ用アドレス発生器とを有し、変調手段は、色データ用アドレス発生器でアドレス指定された第１及び第２デジタル成分を正弦波関数発生手段からのデジタル化された正弦波関数とデジタル的に組み合わせて２つの変調された副搬送波を発生し、これら２つの変調された副搬送波を輝度データ用アドレス発生器でアドレス指定された第３デジタル成分とデジタル的に組み合わせる。
【０００７】本発明の目的・利点・及びその他の新規な特徴は、図面を参照しての以下の説明より明らかとなろう。
【０００８】
【実施例】図１はＰＡＬ方式に適用した本発明のテレビジヨン信号発生器の第１の実施例のブロック図であり、ＰＡＬ用の色名称及び数値を用いる。システム・クロック発振器（ＯＳＣ）１０は、副搬送波周波数の４倍、すなわち４ｆｓｃにて発振し、テレビジョン信号発生回路のタイミングを決める。システム・クロック発振器１０の出力を位相ロック・ループ１２に入力する。この位相ロック・ループ１２は、電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）１４を制御し、水平ライン周波数の１１３５倍の周波数を発生ずる。システム・クロック発振器１０の出力を、同様に色アドレス発生器１６、デジタル正弦波発生器２０及びデジタル余弦波発生器１８にも入力する。これら正弦波発生器２０及び余弦波発生器１８は、副搬送波周波数にて、正弦関数及び余弦関数のデジタル信号を夫々発生する。なお、正弦波関数及び余弦波関数は位相がずれているだけであるので、本明細書では、正弦波関数発生器（正弦ＰＲＯＭも含む）及び余弦波関数発生器（余弦ＰＲＯＭも含む）を総称して車に正弦波関数発生手段と呼び、この正弦波関数発生手段が発生する正弦波関数は余弦波関数も含むものとする。色アドレス発生器１６は、副搬送波周波数の４倍で、Ｕ軸用ＰＲＯＭ２２及びＶ軸用ＰＲＯＭ２４からのデータをフェッチする。
【０００９】ＶＣＸＤ１４の出力は、輝度アドレス発生器２６をクロックして、１水平ライン当り１１３５個のサンプル点という比率で輝度ＰＲＯＭ２８からのデータをフェッチする。輝度アドレス発生器２６は、リセット信号を色アドレス発生器１６へ各フィールドの初めに送る。このためクロック・スキュー誤差が累積することを防止でき、よってＳＣＨ位相誤差を最小にする。
【００１０】Ｕ軸用ＰＲＯＭ２２及びＶ軸用ＰＲＯＭ２４からのフェッチされたデータは、対応する包絡線補間器３０及び３２を通過する。これら補間器により、副搬送波包絡線データを水平ライン単位に若干シフトすることができる。このことは、ＰＡＬ副搬送波周波数が水平走査周波数の整数倍ではないためにＰＡＬテレビジョン・システムに必要である。したがって、副搬送波包絡線を、６２５本のライン毎に総計４つのサンプル点だけ拡張すべきである。包絡線補間器３０，３２を実現する１つの方法は、包絡線サンプルを２つの成分、即ち開始点及び勾配として蓄積することである。フレームの最初のラインにおいて、開始点の値は、なんら変調されることなく包絡線補間器３０及び３２を通過する。次の半フィールド期間中、開始点の値にオフセット値を加えて、包絡線サンプルを計算する。このオフセット値は、開始点の値、勾配及びライン数の関数である。フィールドの半分を走査した後、副搬送波包絡線のライン１の開始点を１サンプル分だけ正確にシフトし、上述の工程を繰り返す。フィールド１の最終ラインの後、この工程を再び繰り返して、２サンプル分だけ正確にシフトする。この同じ工程を第２のフィールドにおいても繰り返し、６２５ライン期間にわたり正確に４つのサンプル点だけ副搬送波包絡線を拡張する。
【００１１】Ｕ軸とＶ軸の副搬送波データを補間した後、正弦ＳＩＮ（Ｆｓｃ）及び余弦ＣＯＳ（Ｆｓｃ）デジタル値とこれら補間したデータとを掛け算器（変調手段）３４及び３６によって夫々積算する。サンプル結果は４ｆｓｃでクロックされるため、正弦波発生器２０及び余弦波発生器１８を単純化するように、例えばＳＩＮＥ＝０，＋１，０，−１，・・ＣＯＳ＝＋１，０，−１，０・・となるように包絡線上の点を選んでもよく、それゆえ掛け算器３４及び３６も単純化できる。その結果のデータを加算器３８に入力し、この加算結果出力をＤＡＣ４０に供給して、変調された副搬送波を発生する。輝度ＰＲＯＭ２８からのデータを第２ＤＡＣ４２に供給し、これら２つのＤＡＣ出力を第２加算器４４に入力する。これら輝度データ及ひ色データの加算結果をローパスフィルタ４６に供給して、映像出力を発生する。総ての色データをデジタル的に発生するため、残留搬送波が除去される。またＳＣＨ誤差は、全面的にアナログ比較器である場合よりも少なくなる。しかし、後述するような単一のＤＡＣ、又は改良されたクロック発振器を用いたテレビジョン信号発生器のようには安定しない。
【００１２】図２は、本発明の好適な第２実施例のブロック図であり、この実施例では、水平ライン周波数の１１３５倍（以下１１３５Ｈと記す）で発振するクロック発振器５０から４倍の副搬送波周波数を引き出すために、改良した技術を用いている。クロック発振器５０を用いて、アドレス・ポインタ・ラッチ５２を増分し、この増分した値をアドレス信号としてＰＲＯＭ５４に供給する。このＰＲＯＭ５４はデジタル化した正弦波の１サイクルを記憶している。デジタル化した正弦波の長さは、２の累乗になるように選択するので、２進加算を行うと共にキャリーを無視することにより、正弦波の終わりから初めに戻って「巻き込む」ようにアドレスをオフセットする。位相増分回路５６の出力を加算器５８にてラッチ５２の出力と加算し、この加算された値をラッチ５２に再び入力して、新たなアドレス・ポインタとする。位相増分の値は、正弦ＰＲＯＭ５４の出力が１００Ｈｚの正弦波のデジタル表現となるように選ぶ。正弦ＰＲＯＭ５４からのデータは、ＤＡＣ６０に、そしてローパス・フィルタ６２に送られ、１対の平衡アナログ変調器６４，６６及び９０度位相シフト器６８，７０にて１１３５Ｈのクロックと混合される。これによって、加算器７２の出力端において、水平ライン周波数の１１３５倍の周波数と１００Ｈｚとの和であり、正確に副搬送波周波数の４倍に等しい周波数を発生する。これら２つのクロック信号、即ち４ｆｓｃと１１３５Ｈとを、正弦波発生器２０、余弦波発生器１８、色アドレス発生器１６及び輝度アドレス発生器２６へと、図１を参照して上述したように入力する。本実施例においては、この２つのクロック４ｆｓｃと１１３５Ｈとが位相ロックループを用いずに相互にロックされており、冗長な分周回路、ＰＬＬの位相ジッタ及びＳＣＨ誤差を除去できる。
【００１３】図３は本発明の第３の実施例のブロック部であり、ここでは１１３５Ｈの単一のクロック発振器を用いて２つの正確に同期した発振器を具える必要をなくしている。この１１３５Ｈのクロック信号により、信号アドレス発生器７４はＵ軸ＰＲＯＭ２２、Ｖ軸ＰＲＯＭ２４及び輝度ＰＲＯＭ２８から１１３５Ｈの周波数でサンプル値をフェッチすることができる。ここで、Ｕ軸データとＶ軸データとは、夫々掛算器（変調手段）７６、７８によってＳＩＮ（Ｆｓｃ）及びＣＯＳ（Ｆｓｃ）のデジタル表現とデジタル的に変調され、更に輝度データと加算器８０にて加算される。加算結果のデータは、ＤＡＣ４０とローパスフィルタ４４とを通過し、映像信号出力となる。総てのデータは１１３５Ｈにてクロックされているため、ただ１つのＤＡＣがあれば十分である。なお、これらＳＩＮ（Ｆｓｃ）及びＣＯＳ（Ｆｓｃ）データは、１対のＰＲＯＭ８２及び８４からデータをフェッチすることにより発生するが、これらＰＲＯＭ８２及び８４は夫々１サイクル分がデジタル化された正弦波関数と余弦波関数とを記憶している。正弦ＰＲＯＭ８２と余弦ＰＲＯＭ８４用のアドレスは、加算器８６において、ラッチ８８からの現在のアドレスに、位相増分回路５６からの９０度に固定された位相増分とオフセット発生器９０の出力とを加算して計算する。なお、オフセット発生器９０の発振周波数は、ＰＡＬの場合、２５Ｈｚである。
【００１４】図４は、上述のオフセット発生器９０の詳細なブロック図である。ＰＡＬテレビジョン方式においては、副搬送波周波数を水平ライン周波数の１１３５／４倍と２５Ｈｚとの和と定めている。データを１１３５Ｈの周波数でクロックする場合、副搬送波の各サイクル当り約４サンプル点となる。副搬送波に必要とされる正確な周波数を発生するためには、正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチするサンプルは、９０度よりは若干多めに離れていなければらない。実際２５Ｈｚのオフセットは、６２５本の水平ラインの各期間内に副搬送波の「余分な」サイクルとして加えることと理解できる。この余分なサイクルを加えるには、正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチされるサンプルのアドレスをオフセット発生器９０が周期的に増分する。一例として、４０９６個の点にデジタル化された正弦波を記憶した正弦ＰＲＯＭ８２や、水平ライン当り１１３５個のサンプル点に対して、６２５ラインのフレーム当り７０９，３７５サンプル個の点がある。６２５本のライン毎に１つの余分な副搬送波サイクルを加えるために、オフセット発生器９０は７０９，３７５／４０９６＝１７３．１８７２６クロック・サイクル毎に１つのパルスを発生しなければならない。このオフセット発生器９０は、１６回に３回の割合で１７４クロック・サイクルだけ待機すると共に、１６回に１３回の割合で１７３クロック・サイクルだけ待機することによって、この値を近似している。これは、１７３．１８７２５クロック・サイクルのパルス間平均時間に対応する。この近似によって生まれる残留誤差は、フィールド１のライン１の開始において、正弦ＰＲＯＭアドレス・ラッチ８８を０度にリセットすることによって、４フレーム毎に１回クリアできる。
【００１５】このオフセット発生器９０は、１６進法によって遅延ＰＲＯＭ９４をアドレス指定する遅延カウンタ９２を有する。この遅延ＰＲＯＭ９４は、１６個の整数を記憶している。循環カウンタ９６は、クロック・サイクルを計数し、遅延ＰＲＯＭ９４からのデータをプリロードしている。循環カウンタ９６からのキャリー出力は１７３クロック・サイクルの後に発生し、これによって遅延カウンタ９２が増分して、遅延ＰＲＯＭ９４の次の整数を選択し、この選択した整数を循環カウンタ９６にプリロードする。遅延ＰＲＯＭ９４中の整数は、１６個の内の１３個がキャリー・パルスの間で１７３クロック・サイクルの遅延を行ない、１６個の内の３個がキャリー・パルスの間で１７４クロック・サイクルの遅延を行なうように選択され、パルス間の平均時間を１７３．１８７５クロック・サイクルとしている。
【００１６】図５は、本発明の第４実施例を示すブロック図であり、この実施例ではデジタル化した正弦波の振幅と位相を変調することによって、色副搬送波を発生している。この実施例では、総てのデータが１１３５Ｈにクロックされており、デジタル掛算器はたった１つでよく、色データと輝度データは共に単一のＤＡＣを通過する。発生する各信号は、３つの成分、即ち副搬送波位相（Φ）増分、副搬送波振幅及び輝度に分け、これらの成分を対応するＰＲＯＭ１００，１０２，２８に蓄積する。アドレス発生器７４は、各ＰＲＯＭ１００，１０２，２８内のデータをアクセスするために、適切なアドレスを発生する。正弦ＰＲＯＭ８２からサンプル値をフェッチすることによって色副搬送波を発生する。サンプル周波数と連続したサンプル値間のアドレス数とを変化させることによって、任意の周波数及び位相特性を有する正弦波を発生できる。正弦ＰＲＯＭ８２の出力をデジタル掛算器７６に供給することによって、副搬送波の振幅を制御する。正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチされる現在のサンプル値のアドレスは、アドレス・ラッチ８８からの前のアドレスに、副搬送波位相増分ＰＲＯＭ１００及びオフセット発生器９０からの現在のデータを加算器８６にて加算することによって計数する。正弦ＰＲＯＭ８２からのデータは、副搬送波振幅ＰＲＯＭ１０２からの現在のデータと掛け合わせて、適当な位相と振幅特性を有する色副搬送波を発生する。加算器３８にて、この副搬送波データを輝度ＰＲＯＭ２８からの現在のデータと加算し、その結果データをＤＡＣ４０及びローパスフィルタ４６に順次供給する。位相増分ＰＲＯＭを用いていることで、ライン掃引、マルチバースト及びマルチパルス等の周波数応答信号の包絡線を観察する際に望ましい位相回転ができる。位相増分ＰＲＯＭ１００からの位相増分は、信号出力正弦波の周波数を設定し、振幅ＰＲＯＭ１０２からの振幅データは包絡線を変調する。位相増分をサンプル毎に直線的に変化させることによって、波形モニタ上に表示される際に水平ラインを掃引する周波数の正弦波を発生する。
【００１７】オフセット発生器９０は、各ライン上で位相差を生じさせるので、テレビジョン信号を表示する際、正弦波の隣接するノード間の間隔が無視できるようになり、この包絡線を明瞭に見ることができる。
【００１８】図６は、本発明の第５実施例を示すブロック図であり、図５に示す実施例の改良版である。この実施例では正弦ＰＲＯＭ８２は正弦波の半サイクル分のみ記憶しており、残りの（第２）半サイクルは初めの（第１）半サイクルを再びアドレス指定して、データを反転させることによって発生している。第１半サイクルと対称な第２半サイクルを発生するために、データを反転させた後に加算器１０６にてこのデータに１を加算する。この方法によってアドレス・ラッチ８８からの最上位アドレス・ビットは符号ビットとなり、掛算器７６を迂回して排他的論理和ゲート１０４へ入力する。掛算器７６の出力も同様に排他的論理和ゲート１０４へ入力するので、符号ビットが１のときに、この排他的論理和ゲートの出力が反転したデータとなる。この構成が持つ利点は、安価なＮ×Ｎ掛算器でＮ＋１ビットのデータを正確に発生させることができる点にある。
【００１９】図７は、本発明の第６実施例を示すブロック図である。この実施例においては、正弦波の複数の半サイクルが正弦ＰＲＯＭ８２に蓄積されており、この正弦ＰＲＯＭを上位ビット用のＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａ及び下位ビット用のＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂに分割している。発生する試験信号に必要な各定常状態副搬送波振幅用に正弦波の個別な半サイクルが存在するように、これらサイクルを拡大又は縮小する。こうすることによって副搬送波サンプル点の分解能が向上する。定常状態副搬送波振幅の期間中に、ＭＳＢデータはＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａから直接掛算器１０８へ入力し、ＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂからのＬＳＢデータは、マルチプレクサ１１０を経由する。副搬送波振幅の遷移期間は定常状態の期間に対して非常に短いが、この遷移期間中、マルチプレクサ１１０にてＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂの出力を無視することによって劣化した分解能となる。アドレス発生器７４からの選択信号は、正弦ＰＲＯＭ８２ａ，８２ｂの両方又はＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａのみをアドレス指定するようにアドレス・ラッチ８８を設定すると共にマルチプレクサ１１０の状態も決定する。このため、一層高分解能のデジタル掛算器を必要とせずに、テレビジョン信号の定常状態部分期間中、副搬送波の振幅分解能が向上する。
【００２０】図８は、図５〜図７に示す実施例に用いられた信号アドレス発生器７４のブロック図である。ＰＲＯＭ２８，１００，１０２は、１６個のサンプル点のブロックに分割された試験信号データを夫々記憶している。これらＰＲＯＭ２８，１００，１０２のアドレスの下位４ビットは、１１３５Ｈにてクロックされている水平カウンタ７１からの下位４ビット（ＨLSB ）である。よって、１６個のサンプル点のブロックからのデータは、１１３５Ｈの周波数でこれらＰＲＯＭ２８，１００，１０２からアクセスされる。これらＰＲＯＭ２８，１００，１０２の上位アドレス・ビットは、ＬＲＯＭブロックＰＲＯＭ７７とＣＲＯＭブロックＰＲＯＭ７９の出力から夫々得る。これらのブロック選択ＰＲＯＭ７７，７９は、１６個のサンプル点のどのブロックをＰＲＯＭ２８，１００，１０２から出力するかを選択する。これらのブロック選択ＰＲＯＭ７７，７９は、１１３５Ｈのサンプル周波数の１／１６でアクセスされるため、安価なＥＰＲＯＭで構成できる。これらブロック選択ＰＲＯＭ７７，７９のアドレスは、水平カウンタ７１の上位ビット（ＨMSB ）及び信号選択ＰＲＯＭ７３の出力から得る。水平カウンタ７１のビットは、半ラインの始点と終点にて「遷移ブロック」を選択するために必要とされる。この信号選択ＰＲＯＭ７３は、どの信号が各水平ラインに現われるかを決定するので、ただ２本の個別の水平ラインとして蓄積される収束信号のような信号を可能にする。この信号選択ＰＲＯＭ７３により、いくつかの試験信号をマトリックスに組合せて、１つの試験パターンを作ることができる。この信号選択ＰＲＯＭ７３のアドレスは垂直カウンタ８１とマイクロ・プロセッサ（μＰ）７５の出力から得る。このマイクロ・プロセッサ７５は、どの試験信号又はどの試験信号のマトリックスが発生するかを決定し、一方、垂直カウンタ８１は各水平ラインにどの信号が現われるかを決定する。この信号選択ＰＲＯＭ７３は、１１３５Ｈ毎に１回の垂直周波数でアクセスされるため、安価なＥＰＲＯＭで構成される。
【００２１】図９は、本発明の第７実施例を示すブロック図であるが、本実施例によって副搬送波の分解能が向上する。この実施例では、正弦ＰＲＯＭ８２に蓄積された正弦波の単一半サイクルを、ある整数により複数のセグメントに分割しており、各セグメントの振幅がゼロからオフセットしている。データは第６図と同様に、正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチされ、掛算器７６に供給する。しかし、排他的論理和ゲート１０４を経由する掛算器７６の出力は、加算器１０６にて振幅補正ＰＲＯＭ１１２からの出力と加算される。この振幅補正ＰＲＯＭ１１２は、副搬送波振幅ＰＲＯＭ１０２からの現在のデータよって掛算された適当な振幅オフセットと等しいデータを記憶している。この技術による振幅分解能は、より高分解能のデジタル掛算器を必要とせずに向上し、しかも定常状態領域と同様に副搬送波遷移領域における振幅分解能も向上させる。
【００２２】図１０は、本発明の第８実施例を示すブロック図である。この実施例では、副搬送波振幅に対応したテレビジョン信号の成分を、オフセットＰＲＯＭ１１４に蓄積された副搬送波位相オフセット成分に置き替えられている。またこの実施例では加算器１０６にて副搬送波を第２正弦ＰＲＯＭ８２′からの第２正弦波と加算されることによって、副搬送波の振幅を調整する。加算器１１６にてオフセットＰＲＯＭ１１４からの増分をラッチ８８からのアドレスと加算することによって第２正弦ＰＲＯＭ８２′からの第２正弦波の位相をオフセットしている。位相オフセットをゼロから１８０度へと変化させることによって、加算器１０６の出力端に、結果としての正弦波が発生する。この正弦波は、ゼロから各正弦ＰＲＯＭ８２，８２′に蓄積されている最大値の２倍まで振幅が変化し得る。この方法によって、副搬送波振幅の分解能はなんらデジタル掛算器を必要とせずに無限に向上する。
【００２３】
【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、蓄積手段が所望テレビジョン信号のデータを表すデジタル成分を蓄積し、変調手段が蓄積手段からのデジタル成分をデジタル化された正弦波関数（余弦波関数も含む）とデジタル的に組み合わせて変調されたデジタル副搬送波を発生する。このように変調までをデジタル的に処理した後に、アナログ形式のテレビジョン信号を得るために、最終段階で、デジタル・アナログ変換器が変調手段からのデジタル副搬送波をアナログ信号に変換する。よって、変調までをアナログ形式で処理した場合に比較して、出力テレビジョン信号中の残留副搬送波及びＳＣＨ誤差を改善できる。また、本発明では、色データを表す第１及び第２デジタル成分の蓄積位置をアドレス指定する色データ用アドレス発生器と、輝度データを表す第３デジタル成分の蓄積位置をアドレス指定する輝度データ用アドレス発生器とを別々に具えるため、夫々を別個にクロックできるので、色データ及び輝度データを独立の分解能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示すブロック図
【図２】本発明の第２実施例を示すブロック図
【図３】本発明の第３実施例を示すブロック図
【図４】本発明に用いるオフセット発生器を示すブロック図
【図５】本発明の第４実施例を示すブロック図
【図６】本発明の第５実施例を示すブロック図
【図７】本発明の第６実施例を示すブロック図
【図８】本発明に用いる信号アドレス発生器を示すブロック図
【図９】本発明の第７実施例を示すブロック図
【図１０】本発明の第８実施例を示すブロック図
【符号の説明】
１６、２６、７４ アドレス発生器
１８、２０、８２、８４ 正弦波関数発生手段
２２、２４、２８、１０２ 蓄積手段
３４、３６、７６、７８ 変調手段
４０ デジタル・アナログ変換器
８２、８４ 正弦波関数発生手段
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、信号発生器、特に全面的にデジタル化し、単一のシステム・クロックと単一のデジタル・アナログ変換器とを用いたテレビジョン信号発生器に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする問題点】従来のテレビジョン試験信号発生器、例えばアメリカ合衆国オレゴン州ビーバートンのテクトロニックス社製の１４１０Ｒシリーズ同期及び試験信号発生器は、アナログ形式である。すなわち、総ての信号成分をアナログ技法により発生している。デジタル回路は、アナログ成分のタイミング調整と切換にのみ用いられる。このような構成をとった場合の問題点としては、映像出力における水平同期に対する副搬送波（ＳＣＨ）の不正確な位相の問題と、残留副搬送波の問題がある。とはいえ、このようなアナログ技法では、被試験テレビジョン・システム中のフィルタに典型的に起因するマルチバースト信号のリンギングを容易に検出できるよう、位相を回転できる。
【０００３】他の方法、例えばデンマーク・フィリップス社製のＰＭ５６３０型試験信号発生器及びテクトロニックス社製ＴＳＧ３００コンポーネント・テレビジョン信号発生器では、デジタル成分技法を用いている。これら信号発生器では、アナログ成分発生器をプログラマブル・リード・オンリー・メモリ（以下ＰＲＯＭと記す）に置換し、これらＰＲＲＭの後にデジタル・アナログ変換器（以下ＤＡＣと記す）及びローパス・フィルタを接続している。また、色成分包絡線用ＤＡＣの出力により、副搬送波周波数にて発振している発振器を変調することによって、色副搬送波を発生する。輝度チャンネルの出力を変調された副搬送波に加算して試験信号出力を発生する。このような構成によって試験信号の順応性が向上する。しかし、このアナログ変調の構成では、なお映像出力中に残留副搬送波とＳＣＨ誤差とが残ってしまう。また、位相回転をシミュレートするためには、各水平ライン用の個別のパターンを蓄積するメモリが必要なので、このメモリがなければ、この位相回転機能が失われてしまう。
【０００４】そこで本発明の目的は、大容量のメモリを用いずに位相回転機能を保持しつつ、映像出力から残留副搬送波とＳＣＨ誤差を除去すると共に、色データ及び輝度データの分解能を独立にすることができるテレビジョン信号発生器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明のテレビジョン信号発生器は、所望テレビジョン信号のデータを表すデジタル成分を蓄積する蓄積手段（２２、２４、２８、１０２）と、この蓄積手段に蓄積されたデジタル成分をアドレス指定するアドレス発生器（１６、２６、７４）と、デジタル化された正弦波関数を発生する正弦波関数発生手段（１８、２０、８２、８４）と、このアドレス発生器でアドレス指定され蓄積手段から得たデジタル成分を、正弦波関数発生手段が発生したデジタル化された正弦波関数とデジタル的に組み合わせて、変調されたデジタル副搬送波を発生する変調手段（３４、３６、７６、７８）と、この変調手段からの出力信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換器（４０）とを具えている。
【０００６】そして、本発明では、蓄積手段は、所望テレビジヨン信号の色データを表す第１及び第２デジタル成分並びに所望テレビジヨン信号の輝度データを表す第３デジタル成分を蓄積し、アドレス発生器は、蓄積手段の第１及び第２デジタル成分をアドレス指定する色データ用アドレス発生器と、蓄積手段の第３デジタル成分をアドレス指定する輝度データ用アドレス発生器とを有し、変調手段は、色データ用アドレス発生器でアドレス指定された第１及び第２デジタル成分を正弦波関数発生手段からのデジタル化された正弦波関数とデジタル的に組み合わせて２つの変調された副搬送波を発生し、これら２つの変調された副搬送波を輝度データ用アドレス発生器でアドレス指定された第３デジタル成分とデジタル的に組み合わせる。
【０００７】本発明の目的・利点・及びその他の新規な特徴は、図面を参照しての以下の説明より明らかとなろう。
【０００８】
【実施例】図１はＰＡＬ方式に適用した本発明のテレビジヨン信号発生器の第１の実施例のブロック図であり、ＰＡＬ用の色名称及び数値を用いる。システム・クロック発振器（ＯＳＣ）１０は、副搬送波周波数の４倍、すなわち４ｆｓｃにて発振し、テレビジョン信号発生回路のタイミングを決める。システム・クロック発振器１０の出力を位相ロック・ループ１２に入力する。この位相ロック・ループ１２は、電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）１４を制御し、水平ライン周波数の１１３５倍の周波数を発生ずる。システム・クロック発振器１０の出力を、同様に色アドレス発生器１６、デジタル正弦波発生器２０及びデジタル余弦波発生器１８にも入力する。これら正弦波発生器２０及び余弦波発生器１８は、副搬送波周波数にて、正弦関数及び余弦関数のデジタル信号を夫々発生する。なお、正弦波関数及び余弦波関数は位相がずれているだけであるので、本明細書では、正弦波関数発生器（正弦ＰＲＯＭも含む）及び余弦波関数発生器（余弦ＰＲＯＭも含む）を総称して車に正弦波関数発生手段と呼び、この正弦波関数発生手段が発生する正弦波関数は余弦波関数も含むものとする。色アドレス発生器１６は、副搬送波周波数の４倍で、Ｕ軸用ＰＲＯＭ２２及びＶ軸用ＰＲＯＭ２４からのデータをフェッチする。
【０００９】ＶＣＸＤ１４の出力は、輝度アドレス発生器２６をクロックして、１水平ライン当り１１３５個のサンプル点という比率で輝度ＰＲＯＭ２８からのデータをフェッチする。輝度アドレス発生器２６は、リセット信号を色アドレス発生器１６へ各フィールドの初めに送る。このためクロック・スキュー誤差が累積することを防止でき、よってＳＣＨ位相誤差を最小にする。
【００１０】Ｕ軸用ＰＲＯＭ２２及びＶ軸用ＰＲＯＭ２４からのフェッチされたデータは、対応する包絡線補間器３０及び３２を通過する。これら補間器により、副搬送波包絡線データを水平ライン単位に若干シフトすることができる。このことは、ＰＡＬ副搬送波周波数が水平走査周波数の整数倍ではないためにＰＡＬテレビジョン・システムに必要である。したがって、副搬送波包絡線を、６２５本のライン毎に総計４つのサンプル点だけ拡張すべきである。包絡線補間器３０，３２を実現する１つの方法は、包絡線サンプルを２つの成分、即ち開始点及び勾配として蓄積することである。フレームの最初のラインにおいて、開始点の値は、なんら変調されることなく包絡線補間器３０及び３２を通過する。次の半フィールド期間中、開始点の値にオフセット値を加えて、包絡線サンプルを計算する。このオフセット値は、開始点の値、勾配及びライン数の関数である。フィールドの半分を走査した後、副搬送波包絡線のライン１の開始点を１サンプル分だけ正確にシフトし、上述の工程を繰り返す。フィールド１の最終ラインの後、この工程を再び繰り返して、２サンプル分だけ正確にシフトする。この同じ工程を第２のフィールドにおいても繰り返し、６２５ライン期間にわたり正確に４つのサンプル点だけ副搬送波包絡線を拡張する。
【００１１】Ｕ軸とＶ軸の副搬送波データを補間した後、正弦ＳＩＮ（Ｆｓｃ）及び余弦ＣＯＳ（Ｆｓｃ）デジタル値とこれら補間したデータとを掛け算器（変調手段）３４及び３６によって夫々積算する。サンプル結果は４ｆｓｃでクロックされるため、正弦波発生器２０及び余弦波発生器１８を単純化するように、例えばＳＩＮＥ＝０，＋１，０，−１，・・ＣＯＳ＝＋１，０，−１，０・・となるように包絡線上の点を選んでもよく、それゆえ掛け算器３４及び３６も単純化できる。その結果のデータを加算器３８に入力し、この加算結果出力をＤＡＣ４０に供給して、変調された副搬送波を発生する。輝度ＰＲＯＭ２８からのデータを第２ＤＡＣ４２に供給し、これら２つのＤＡＣ出力を第２加算器４４に入力する。これら輝度データ及ひ色データの加算結果をローパスフィルタ４６に供給して、映像出力を発生する。総ての色データをデジタル的に発生するため、残留搬送波が除去される。またＳＣＨ誤差は、全面的にアナログ比較器である場合よりも少なくなる。しかし、後述するような単一のＤＡＣ、又は改良されたクロック発振器を用いたテレビジョン信号発生器のようには安定しない。
【００１２】図２は、本発明の好適な第２実施例のブロック図であり、この実施例では、水平ライン周波数の１１３５倍（以下１１３５Ｈと記す）で発振するクロック発振器５０から４倍の副搬送波周波数を引き出すために、改良した技術を用いている。クロック発振器５０を用いて、アドレス・ポインタ・ラッチ５２を増分し、この増分した値をアドレス信号としてＰＲＯＭ５４に供給する。このＰＲＯＭ５４はデジタル化した正弦波の１サイクルを記憶している。デジタル化した正弦波の長さは、２の累乗になるように選択するので、２進加算を行うと共にキャリーを無視することにより、正弦波の終わりから初めに戻って「巻き込む」ようにアドレスをオフセットする。位相増分回路５６の出力を加算器５８にてラッチ５２の出力と加算し、この加算された値をラッチ５２に再び入力して、新たなアドレス・ポインタとする。位相増分の値は、正弦ＰＲＯＭ５４の出力が１００Ｈｚの正弦波のデジタル表現となるように選ぶ。正弦ＰＲＯＭ５４からのデータは、ＤＡＣ６０に、そしてローパス・フィルタ６２に送られ、１対の平衡アナログ変調器６４，６６及び９０度位相シフト器６８，７０にて１１３５Ｈのクロックと混合される。これによって、加算器７２の出力端において、水平ライン周波数の１１３５倍の周波数と１００Ｈｚとの和であり、正確に副搬送波周波数の４倍に等しい周波数を発生する。これら２つのクロック信号、即ち４ｆｓｃと１１３５Ｈとを、正弦波発生器２０、余弦波発生器１８、色アドレス発生器１６及び輝度アドレス発生器２６へと、図１を参照して上述したように入力する。本実施例においては、この２つのクロック４ｆｓｃと１１３５Ｈとが位相ロックループを用いずに相互にロックされており、冗長な分周回路、ＰＬＬの位相ジッタ及びＳＣＨ誤差を除去できる。
【００１３】図３は本発明の第３の実施例のブロック部であり、ここでは１１３５Ｈの単一のクロック発振器を用いて２つの正確に同期した発振器を具える必要をなくしている。この１１３５Ｈのクロック信号により、信号アドレス発生器７４はＵ軸ＰＲＯＭ２２、Ｖ軸ＰＲＯＭ２４及び輝度ＰＲＯＭ２８から１１３５Ｈの周波数でサンプル値をフェッチすることができる。ここで、Ｕ軸データとＶ軸データとは、夫々掛算器（変調手段）７６、７８によってＳＩＮ（Ｆｓｃ）及びＣＯＳ（Ｆｓｃ）のデジタル表現とデジタル的に変調され、更に輝度データと加算器８０にて加算される。加算結果のデータは、ＤＡＣ４０とローパスフィルタ４４とを通過し、映像信号出力となる。総てのデータは１１３５Ｈにてクロックされているため、ただ１つのＤＡＣがあれば十分である。なお、これらＳＩＮ（Ｆｓｃ）及びＣＯＳ（Ｆｓｃ）データは、１対のＰＲＯＭ８２及び８４からデータをフェッチすることにより発生するが、これらＰＲＯＭ８２及び８４は夫々１サイクル分がデジタル化された正弦波関数と余弦波関数とを記憶している。正弦ＰＲＯＭ８２と余弦ＰＲＯＭ８４用のアドレスは、加算器８６において、ラッチ８８からの現在のアドレスに、位相増分回路５６からの９０度に固定された位相増分とオフセット発生器９０の出力とを加算して計算する。なお、オフセット発生器９０の発振周波数は、ＰＡＬの場合、２５Ｈｚである。
【００１４】図４は、上述のオフセット発生器９０の詳細なブロック図である。ＰＡＬテレビジョン方式においては、副搬送波周波数を水平ライン周波数の１１３５／４倍と２５Ｈｚとの和と定めている。データを１１３５Ｈの周波数でクロックする場合、副搬送波の各サイクル当り約４サンプル点となる。副搬送波に必要とされる正確な周波数を発生するためには、正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチするサンプルは、９０度よりは若干多めに離れていなければらない。実際２５Ｈｚのオフセットは、６２５本の水平ラインの各期間内に副搬送波の「余分な」サイクルとして加えることと理解できる。この余分なサイクルを加えるには、正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチされるサンプルのアドレスをオフセット発生器９０が周期的に増分する。一例として、４０９６個の点にデジタル化された正弦波を記憶した正弦ＰＲＯＭ８２や、水平ライン当り１１３５個のサンプル点に対して、６２５ラインのフレーム当り７０９，３７５サンプル個の点がある。６２５本のライン毎に１つの余分な副搬送波サイクルを加えるために、オフセット発生器９０は７０９，３７５／４０９６＝１７３．１８７２６クロック・サイクル毎に１つのパルスを発生しなければならない。このオフセット発生器９０は、１６回に３回の割合で１７４クロック・サイクルだけ待機すると共に、１６回に１３回の割合で１７３クロック・サイクルだけ待機することによって、この値を近似している。これは、１７３．１８７２５クロック・サイクルのパルス間平均時間に対応する。この近似によって生まれる残留誤差は、フィールド１のライン１の開始において、正弦ＰＲＯＭアドレス・ラッチ８８を０度にリセットすることによって、４フレーム毎に１回クリアできる。
【００１５】このオフセット発生器９０は、１６進法によって遅延ＰＲＯＭ９４をアドレス指定する遅延カウンタ９２を有する。この遅延ＰＲＯＭ９４は、１６個の整数を記憶している。循環カウンタ９６は、クロック・サイクルを計数し、遅延ＰＲＯＭ９４からのデータをプリロードしている。循環カウンタ９６からのキャリー出力は１７３クロック・サイクルの後に発生し、これによって遅延カウンタ９２が増分して、遅延ＰＲＯＭ９４の次の整数を選択し、この選択した整数を循環カウンタ９６にプリロードする。遅延ＰＲＯＭ９４中の整数は、１６個の内の１３個がキャリー・パルスの間で１７３クロック・サイクルの遅延を行ない、１６個の内の３個がキャリー・パルスの間で１７４クロック・サイクルの遅延を行なうように選択され、パルス間の平均時間を１７３．１８７５クロック・サイクルとしている。
【００１６】図５は、本発明の第４実施例を示すブロック図であり、この実施例ではデジタル化した正弦波の振幅と位相を変調することによって、色副搬送波を発生している。この実施例では、総てのデータが１１３５Ｈにクロックされており、デジタル掛算器はたった１つでよく、色データと輝度データは共に単一のＤＡＣを通過する。発生する各信号は、３つの成分、即ち副搬送波位相（Φ）増分、副搬送波振幅及び輝度に分け、これらの成分を対応するＰＲＯＭ１００，１０２，２８に蓄積する。アドレス発生器７４は、各ＰＲＯＭ１００，１０２，２８内のデータをアクセスするために、適切なアドレスを発生する。正弦ＰＲＯＭ８２からサンプル値をフェッチすることによって色副搬送波を発生する。サンプル周波数と連続したサンプル値間のアドレス数とを変化させることによって、任意の周波数及び位相特性を有する正弦波を発生できる。正弦ＰＲＯＭ８２の出力をデジタル掛算器７６に供給することによって、副搬送波の振幅を制御する。正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチされる現在のサンプル値のアドレスは、アドレス・ラッチ８８からの前のアドレスに、副搬送波位相増分ＰＲＯＭ１００及びオフセット発生器９０からの現在のデータを加算器８６にて加算することによって計数する。正弦ＰＲＯＭ８２からのデータは、副搬送波振幅ＰＲＯＭ１０２からの現在のデータと掛け合わせて、適当な位相と振幅特性を有する色副搬送波を発生する。加算器３８にて、この副搬送波データを輝度ＰＲＯＭ２８からの現在のデータと加算し、その結果データをＤＡＣ４０及びローパスフィルタ４６に順次供給する。位相増分ＰＲＯＭを用いていることで、ライン掃引、マルチバースト及びマルチパルス等の周波数応答信号の包絡線を観察する際に望ましい位相回転ができる。位相増分ＰＲＯＭ１００からの位相増分は、信号出力正弦波の周波数を設定し、振幅ＰＲＯＭ１０２からの振幅データは包絡線を変調する。位相増分をサンプル毎に直線的に変化させることによって、波形モニタ上に表示される際に水平ラインを掃引する周波数の正弦波を発生する。
【００１７】オフセット発生器９０は、各ライン上で位相差を生じさせるので、テレビジョン信号を表示する際、正弦波の隣接するノード間の間隔が無視できるようになり、この包絡線を明瞭に見ることができる。
【００１８】図６は、本発明の第５実施例を示すブロック図であり、図５に示す実施例の改良版である。この実施例では正弦ＰＲＯＭ８２は正弦波の半サイクル分のみ記憶しており、残りの（第２）半サイクルは初めの（第１）半サイクルを再びアドレス指定して、データを反転させることによって発生している。第１半サイクルと対称な第２半サイクルを発生するために、データを反転させた後に加算器１０６にてこのデータに１を加算する。この方法によってアドレス・ラッチ８８からの最上位アドレス・ビットは符号ビットとなり、掛算器７６を迂回して排他的論理和ゲート１０４へ入力する。掛算器７６の出力も同様に排他的論理和ゲート１０４へ入力するので、符号ビットが１のときに、この排他的論理和ゲートの出力が反転したデータとなる。この構成が持つ利点は、安価なＮ×Ｎ掛算器でＮ＋１ビットのデータを正確に発生させることができる点にある。
【００１９】図７は、本発明の第６実施例を示すブロック図である。この実施例においては、正弦波の複数の半サイクルが正弦ＰＲＯＭ８２に蓄積されており、この正弦ＰＲＯＭを上位ビット用のＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａ及び下位ビット用のＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂに分割している。発生する試験信号に必要な各定常状態副搬送波振幅用に正弦波の個別な半サイクルが存在するように、これらサイクルを拡大又は縮小する。こうすることによって副搬送波サンプル点の分解能が向上する。定常状態副搬送波振幅の期間中に、ＭＳＢデータはＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａから直接掛算器１０８へ入力し、ＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂからのＬＳＢデータは、マルチプレクサ１１０を経由する。副搬送波振幅の遷移期間は定常状態の期間に対して非常に短いが、この遷移期間中、マルチプレクサ１１０にてＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂの出力を無視することによって劣化した分解能となる。アドレス発生器７４からの選択信号は、正弦ＰＲＯＭ８２ａ，８２ｂの両方又はＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａのみをアドレス指定するようにアドレス・ラッチ８８を設定すると共にマルチプレクサ１１０の状態も決定する。このため、一層高分解能のデジタル掛算器を必要とせずに、テレビジョン信号の定常状態部分期間中、副搬送波の振幅分解能が向上する。
【００２０】図８は、図５〜図７に示す実施例に用いられた信号アドレス発生器７４のブロック図である。ＰＲＯＭ２８，１００，１０２は、１６個のサンプル点のブロックに分割された試験信号データを夫々記憶している。これらＰＲＯＭ２８，１００，１０２のアドレスの下位４ビットは、１１３５Ｈにてクロックされている水平カウンタ７１からの下位４ビット（ＨLSB ）である。よって、１６個のサンプル点のブロックからのデータは、１１３５Ｈの周波数でこれらＰＲＯＭ２８，１００，１０２からアクセスされる。これらＰＲＯＭ２８，１００，１０２の上位アドレス・ビットは、ＬＲＯＭブロックＰＲＯＭ７７とＣＲＯＭブロックＰＲＯＭ７９の出力から夫々得る。これらのブロック選択ＰＲＯＭ７７，７９は、１６個のサンプル点のどのブロックをＰＲＯＭ２８，１００，１０２から出力するかを選択する。これらのブロック選択ＰＲＯＭ７７，７９は、１１３５Ｈのサンプル周波数の１／１６でアクセスされるため、安価なＥＰＲＯＭで構成できる。これらブロック選択ＰＲＯＭ７７，７９のアドレスは、水平カウンタ７１の上位ビット（ＨMSB ）及び信号選択ＰＲＯＭ７３の出力から得る。水平カウンタ７１のビットは、半ラインの始点と終点にて「遷移ブロック」を選択するために必要とされる。この信号選択ＰＲＯＭ７３は、どの信号が各水平ラインに現われるかを決定するので、ただ２本の個別の水平ラインとして蓄積される収束信号のような信号を可能にする。この信号選択ＰＲＯＭ７３により、いくつかの試験信号をマトリックスに組合せて、１つの試験パターンを作ることができる。この信号選択ＰＲＯＭ７３のアドレスは垂直カウンタ８１とマイクロ・プロセッサ（μＰ）７５の出力から得る。このマイクロ・プロセッサ７５は、どの試験信号又はどの試験信号のマトリックスが発生するかを決定し、一方、垂直カウンタ８１は各水平ラインにどの信号が現われるかを決定する。この信号選択ＰＲＯＭ７３は、１１３５Ｈ毎に１回の垂直周波数でアクセスされるため、安価なＥＰＲＯＭで構成される。
【００２１】図９は、本発明の第７実施例を示すブロック図であるが、本実施例によって副搬送波の分解能が向上する。この実施例では、正弦ＰＲＯＭ８２に蓄積された正弦波の単一半サイクルを、ある整数により複数のセグメントに分割しており、各セグメントの振幅がゼロからオフセットしている。データは第６図と同様に、正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチされ、掛算器７６に供給する。しかし、排他的論理和ゲート１０４を経由する掛算器７６の出力は、加算器１０６にて振幅補正ＰＲＯＭ１１２からの出力と加算される。この振幅補正ＰＲＯＭ１１２は、副搬送波振幅ＰＲＯＭ１０２からの現在のデータよって掛算された適当な振幅オフセットと等しいデータを記憶している。この技術による振幅分解能は、より高分解能のデジタル掛算器を必要とせずに向上し、しかも定常状態領域と同様に副搬送波遷移領域における振幅分解能も向上させる。
【００２２】図１０は、本発明の第８実施例を示すブロック図である。この実施例では、副搬送波振幅に対応したテレビジョン信号の成分を、オフセットＰＲＯＭ１１４に蓄積された副搬送波位相オフセット成分に置き替えられている。またこの実施例では加算器１０６にて副搬送波を第２正弦ＰＲＯＭ８２′からの第２正弦波と加算されることによって、副搬送波の振幅を調整する。加算器１１６にてオフセットＰＲＯＭ１１４からの増分をラッチ８８からのアドレスと加算することによって第２正弦ＰＲＯＭ８２′からの第２正弦波の位相をオフセットしている。位相オフセットをゼロから１８０度へと変化させることによって、加算器１０６の出力端に、結果としての正弦波が発生する。この正弦波は、ゼロから各正弦ＰＲＯＭ８２，８２′に蓄積されている最大値の２倍まで振幅が変化し得る。この方法によって、副搬送波振幅の分解能はなんらデジタル掛算器を必要とせずに無限に向上する。
【００２３】
【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、蓄積手段が所望テレビジョン信号のデータを表すデジタル成分を蓄積し、変調手段が蓄積手段からのデジタル成分をデジタル化された正弦波関数（余弦波関数も含む）とデジタル的に組み合わせて変調されたデジタル副搬送波を発生する。このように変調までをデジタル的に処理した後に、アナログ形式のテレビジョン信号を得るために、最終段階で、デジタル・アナログ変換器が変調手段からのデジタル副搬送波をアナログ信号に変換する。よって、変調までをアナログ形式で処理した場合に比較して、出力テレビジョン信号中の残留副搬送波及びＳＣＨ誤差を改善できる。また、本発明では、色データを表す第１及び第２デジタル成分の蓄積位置をアドレス指定する色データ用アドレス発生器と、輝度データを表す第３デジタル成分の蓄積位置をアドレス指定する輝度データ用アドレス発生器とを別々に具えるため、夫々を別個にクロックできるので、色データ及び輝度データを独立の分解能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示すブロック図
【図２】本発明の第２実施例を示すブロック図
【図３】本発明の第３実施例を示すブロック図
【図４】本発明に用いるオフセット発生器を示すブロック図
【図５】本発明の第４実施例を示すブロック図
【図６】本発明の第５実施例を示すブロック図
【図７】本発明の第６実施例を示すブロック図
【図８】本発明に用いる信号アドレス発生器を示すブロック図
【図９】本発明の第７実施例を示すブロック図
【図１０】本発明の第８実施例を示すブロック図
【符号の説明】
１６、２６、７４ アドレス発生器
１８、２０、８２、８４ 正弦波関数発生手段
２２、２４、２８、１０２ 蓄積手段
３４、３６、７６、７８ 変調手段
４０ デジタル・アナログ変換器
８２、８４ 正弦波関数発生手段
【特許請求の範囲】
【請求項１】 所望テレビジョン信号のデータを表すデジタル成分を蓄積する蓄積手段と、該蓄積手段に蓄積された上記デジタル成分をアドレス指定するアドレス発生器と、デジタル化された正弦波関数を発生する正弦波関数発生手段と、上記アドレス発生器でアドレス指定され上記蓄積手段から得た上記デジタル成分を、上記正弦波関数発生手段が発生した上記デジタル化された正弦波関数とデジタル的に組み合わせて、変調されたデジタル副搬送波を発生する変調手段と、該変調手段からの出力信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換器とを具え、上記蓄積手段は、上記所望テレビジョン信号の色データを表す第１及び第２デジタル成分並びに上記所望テレビジョン信号の輝度データを表す第３デジタル成分を蓄積し、上記アドレス発生器は、上記蓄積手段の上記第１及び第２デジタル成分をアドレス指定する色データ用アドレス発生器と、上記蓄積手段の第３デジタル成分をアドレス指定する輝度データ用アドレス発生器とを有し、上記変調手段は、上記色データ用アドレス発生器でアドレス指定された上記第１及び第２デジタル成分を上記正弦波関数発生手段からのデジタル化された正弦波関数とデジタル的に組み合わせて２つの変調された副搬送波を発生し、該２つの変調された副搬送波をデジタル的に組み合わせることを特徴とするテレビジョン信号発生器。
【請求項１】 所望テレビジョン信号のデータを表すデジタル成分を蓄積する蓄積手段と、該蓄積手段に蓄積された上記デジタル成分をアドレス指定するアドレス発生器と、デジタル化された正弦波関数を発生する正弦波関数発生手段と、上記アドレス発生器でアドレス指定され上記蓄積手段から得た上記デジタル成分を、上記正弦波関数発生手段が発生した上記デジタル化された正弦波関数とデジタル的に組み合わせて、変調されたデジタル副搬送波を発生する変調手段と、該変調手段からの出力信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換器とを具え、上記蓄積手段は、上記所望テレビジョン信号の色データを表す第１及び第２デジタル成分並びに上記所望テレビジョン信号の輝度データを表す第３デジタル成分を蓄積し、上記アドレス発生器は、上記蓄積手段の上記第１及び第２デジタル成分をアドレス指定する色データ用アドレス発生器と、上記蓄積手段の第３デジタル成分をアドレス指定する輝度データ用アドレス発生器とを有し、上記変調手段は、上記色データ用アドレス発生器でアドレス指定された上記第１及び第２デジタル成分を上記正弦波関数発生手段からのデジタル化された正弦波関数とデジタル的に組み合わせて２つの変調された副搬送波を発生し、該２つの変調された副搬送波をデジタル的に組み合わせることを特徴とするテレビジョン信号発生器。
【図２】
【図１】
【図５】
【図３】
【図４】
【図６】
【図９】
【図７】
【図８】
【図１０】
【図１】
【図５】
【図３】
【図４】
【図６】
【図９】
【図７】
【図８】
【図１０】
【特許番号】第２５９９０９１号
【登録日】平成９年（１９９７）１月９日
【発行日】平成９年（１９９７）４月９日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−１５２４５１
【分割の表示】特願昭６２−２２９４４２の分割
【出願日】昭和６２年（１９８７）９月１２日
【公開番号】特開平６−４６４６２
【公開日】平成６年（１９９４）２月１８日
【出願人】（３９１００２３４０）テクトロニクス・インコーポレイテッド (234)
【氏名又は名称原語表記】ＴＥＫＴＲＯＮＩＸ，ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【参考文献】
【文献】特開 昭６１−２３９７９３（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 昭６２−１５２２８９（ＪＰ，Ａ）
【登録日】平成９年（１９９７）１月９日
【発行日】平成９年（１９９７）４月９日
【国際特許分類】
【分割の表示】特願昭６２−２２９４４２の分割
【出願日】昭和６２年（１９８７）９月１２日
【公開番号】特開平６−４６４６２
【公開日】平成６年（１９９４）２月１８日
【出願人】（３９１００２３４０）テクトロニクス・インコーポレイテッド (234)
【氏名又は名称原語表記】ＴＥＫＴＲＯＮＩＸ，ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【参考文献】
【文献】特開 昭６１−２３９７９３（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 昭６２−１５２２８９（ＪＰ，Ａ）
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