ワイヤレス給電装置、ワイヤレス受電装置およびワイヤレス電力伝送システム
【課題】磁場共振型のワイヤレス給電において、負荷電圧を安定させる。
【解決手段】給電コイルＬ２から受電コイルＬ３には磁気共振により電力が伝送される。ＶＣＯ２０２は、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２を駆動周波数ｆｏにて交互にオン・オフさせ、給電コイルＬ２に交流電力を供給し、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３に交流電力を供給する。位相検出回路１１４は電流位相と電圧位相の位相差を検出し、ＶＣＯ２０２はこの位相差がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを調整する。負荷電圧が変化したときには電流位相の検出値が調整され、結果として駆動周波数ｆｏが調整される。
【解決手段】給電コイルＬ２から受電コイルＬ３には磁気共振により電力が伝送される。ＶＣＯ２０２は、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２を駆動周波数ｆｏにて交互にオン・オフさせ、給電コイルＬ２に交流電力を供給し、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３に交流電力を供給する。位相検出回路１１４は電流位相と電圧位相の位相差を検出し、ＶＣＯ２０２はこの位相差がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを調整する。負荷電圧が変化したときには電流位相の検出値が調整され、結果として駆動周波数ｆｏが調整される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワイヤレス給電に関し、特に、そのパワー制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。
【０００３】
電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、距離を大きくすると電力伝送効率が急激に低下してしまうため数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。磁場共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。ワイヤレスであるため完全に絶縁されたシステム構成が可能であり、特に、雨天時の給電に効果的であると考えられる。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。
【０００４】
磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献１参照）。特許文献１では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを給電側から順に「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」とよぶことにする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。同様に、受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。これらの距離に比べると、給電コイルから受電コイルまでの距離は「中距離」であり、比較的大きい。このシステムの目的は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電することである。
【０００５】
エキサイトコイルに交流電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。給電コイルが磁場を発生させ、給電コイルと受電コイルが磁気的に共振すると、受電コイルには大きな電流が流れる。電磁誘導の原理によりロードコイルにも電流が流れ、ロードコイルと直列接続される負荷から交流電力が取り出される。磁場共振現象を利用することにより、給電コイルから受電コイルまでの距離が大きくても高い電力伝送効率を実現できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】米国公開２００８／０２７８２６４号公報
【特許文献２】特開２００６−２３００３２号公報
【特許文献３】国際公開２００６／０２２３６５号公報
【特許文献４】米国公開２００９／００７２６２９号公報
【特許文献５】米国公開２００９／００１５０７５号公報
【特許文献６】特開２００８−１７２８７２号公報
【特許文献７】特開２００６−７４８４８号公報
【特許文献８】特開２００３−３３０１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明者は、ワイヤレス給電の利用可能性を拡げるためには、給電電力を自動制御して出力を安定させる仕組みが必要であると考える。特許文献７が開示する非接触電力伝送装置は、上記タイプ（Ａ）ではあるが、受電側の２次側ユニットが出力電圧の大きさを送電側の１次側ユニットに伝え、１次側ユニットは出力電圧に応じて給電電力を制御している。具体的には、コイルＬ４（２次側ユニット）からコイルＬ３（１次側ユニット）に、出力電圧の大きさを示す信号を送信している。
【０００８】
特許文献７の非接触電力伝送装置は、１次側直列共振回路や２次側直列共振回路の共振周波数が一定であることを暗黙の前提としている。しかし、磁場共振型の場合には給電コイルと受電コイルの位置関係等により共振周波数が変化しやすいため、特許文献７の仕組みを磁場共振型にそのまま応用しても実際的ではない。また、磁場共振型の場合、給電コイルや受電コイルが発生させる磁場が、コイルＬ４からＬ３への電磁波による信号伝送に大きな影響を及ぼすと考えられる。
【０００９】
本発明は、磁場共振型のワイヤレス給電において、給電電力を効率的に制御することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るワイヤレス給電装置は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するための装置である。この装置は、給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、給電コイルおよびキャパシタを含み受電コイルの共振周波数にて共振する給電コイル回路と、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、交流電力の受電側から、デューティ比により出力を示す出力信号を受信し、デューティ比に応じて出力信号を直流変換する信号受信回路を備える。送電制御回路は、位相差が減少するように駆動周波数を調整することにより駆動周波数を共振周波数に追随させる。更に、位相検出回路は、電圧位相および電流位相の双方または一方について検出された位相値を直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整する。
【００１１】
交流電力の電流位相と電圧位相を比較してその位相差を検出し、位相差が減少するように駆動周波数を調整すれば、共振周波数に駆動周波数を追随させることができる。この結果、共振周波数が変化しても、電力伝送効率を一定に維持しやすくなる。また、出力電圧等が変化したとき、その変化量に応じて電圧位相や電流位相を事後調整すれば、調整後の位相差に応じて駆動周波数が変化する。駆動周波数をパラメータとして給電電力をフィードバック制御できるので、出力を安定させやすくなる。
【００１２】
位相検出回路は、交流電力の電圧レベルが第１の基準値となるタイミングである第１の位相値と交流電力の電流レベルが第２の基準値となるタイミングである第２の位相値を比較することにより位相差を検出し、信号レベルに応じて第１および第２の基準値の双方または一方を変更することにより第１および第２の位相値の双方または一方を事後調整してもよい。信号受信回路は、赤外線などの光信号として出力信号を受信してもよい。
【００１３】
この装置は、給電コイルと磁気結合し、送電制御回路から供給される交流電力を給電コイルに供給するエキサイトコイルを更に備えてもよい。送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを駆動周波数にて交互に導通させることにより、エキサイトコイルに交流電力を供給してもよい。
【００１４】
この装置は、交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルを更に備えてもよい。位相検出回路は、検出コイルに流れる誘導電流の位相から、交流電力の電流位相を計測してもよい。検出コイルの誘導電流から電流位相を計測するため、給電コイルに直接的な計測負荷がかかりにくくなる。検出コイルは、給電コイルを流れる交流電流が発生させる磁界により誘導電流を発生させてもよい。
【００１５】
本発明に係るワイヤレス受電装置は、上述のワイヤレス給電装置からワイヤレス給電される交流電力を受電コイルにて受電する装置である。この装置は、受電コイルとキャパシタを含み給電コイルの共振周波数にて共振する受電コイル回路と、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルとそのロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、ロード回路の一部に印加される出力電圧をデューティ比により示す出力信号をワイヤレス給電装置に送信する信号送信回路を備える。
【００１６】
信号送信回路は、出力電圧と基準電圧の差分値をデューティ比により示す信号として出力信号を送信してもよい。基準電圧は手動にて調整可能であってもよい。
【００１７】
この装置は、所定の制御周波数にて制御信号を発生させる制御信号発生回路と、制御信号の信号レベルと出力電圧の間に所定の大小関係が成立するとき、有効信号を発生させる比較回路を更に備えてもよい。信号送信回路は、有効信号のデューティ比により出力信号のデューティ比を決定してもよい。「所定の大小関係」とは、たとえば、出力電圧の変動を示す所定電圧のレベルよりも制御信号のレベルが大きくなるときでもよいし、その逆でもよい。
【００１８】
この装置は、制御周波数よりも高い基準周波数の基準信号を発生させる基準信号発生回路を更に備えてもよい。信号送信回路は、有効信号の発生期間中であることを条件として基準信号を出力信号として送信してもよい。
【００１９】
本発明に係るワイヤレス電力伝送システムは、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するためのシステムである。このシステムは、給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、給電コイルおよび第１のキャパシタを含む給電コイル回路と、受電コイルおよび第２のキャパシタを含む受電コイル回路と、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルとそのロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、ロード回路の一部に印加される出力電圧をデューティ比により示す出力信号を給電側に送信する信号送信回路と、給電側において出力信号を受信し、そのデューティ比に応じて出力信号を直流変換する信号受信回路を備える。送電制御回路は、位相差が減少するように駆動周波数を調整する。また、位相検出回路は、電圧位相および電流位相の双方または一方について検出された位相値を出力信号の直流変換後の信号レベルに応じて事後調整する。
【００２０】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電において、給電電力を効率的に制御しやすくなる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】ワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。
【図２】負荷電流と負荷電圧の関係を示すグラフである。
【図３】コイル間距離と負荷電圧の関係を示すグラフである。
【図４】給電コイル回路のインピーダンスと駆動周波数の関係を示すグラフである。
【図５】出力電力効率と駆動周波数の関係を示すグラフである。
【図６】制御信号発生回路の回路図である。
【図７】Ｔ０〜Ｔ２信号の関係を示すタイムチャートである。
【図８】信号送信回路の回路図である。
【図９】Ｔ２、Ｔ３、Ｔ６信号の関係を示すタイムチャートである。
【図１０】電流位相検出回路と信号受信回路の回路図である。
【図１１】Ｓ１、Ｓ３、Ｔ５信号の関係を示すタイムチャートである。
【図１２】Ｓ１信号とＳ２信号の関係を示すタイムチャートである。
【図１３】変形例におけるワイヤレス受電装置の回路図である。
【図１４】ワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図の変形例である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。
【００２４】
図１は、ワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ワイヤレス給電装置１１６は、基本構成として、送電制御回路２００、エキサイト回路１１０、給電コイル回路１２０、位相検出回路１１４および信号受信回路１１２を含む。ワイヤレス受電装置１１８は、受電コイル回路１３０、ロード回路１４０、制御信号発生回路１７０、基準信号発生回路１７２および信号送信回路１２２を含む。
【００２５】
給電コイル回路１２０が有する給電コイルＬ２と、受電コイル回路１３０が有する受電コイルＬ３の間には０．２〜１．０ｍ程度の距離（以下、「コイル間距離」とよぶ）がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３にワイヤレスにて交流電力を送ることである。本実施形態においては共振周波数ｆｒ＝１００ｋＨｚであるとして説明する。なお、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、たとえば、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯のような高周波数帯にて動作させることも可能である。低周波数帯には、スイッチングトランジスタ（後述）のコストおよびスイッチング損失を抑制しやすい、電波法の規制が緩いといったメリットがある。
【００２６】
エキサイト回路１１０は、エキサイトコイルＬ１とトランスＴ２二次コイルＬｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬｉは、トランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。エキサイトコイルＬ１の巻き数は１回、導線直径は５ｍｍ、エキサイトコイルＬ１自体の形状は２１０ｍｍ×２１０ｍｍの正方形である。図１では、わかりやすさのため、エキサイトコイルＬ１を円形に描いている。他のコイルについても同様である。図１に示す各コイルの材質はいずれも銅である。エキサイト回路１１０には交流電流Ｉ１が流れる。
【００２７】
給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ２とキャパシタＣ２が直列接続された回路である。エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２は互いに向かい合っている。エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２は電磁気的に強く結合している。給電コイルＬ２の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、給電コイルＬ２自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。エキサイトコイルＬ１に交流電流Ｉ１を流すと、電磁誘導の原理により給電コイルＬ２に起電力が発生し、給電コイル回路１２０には交流電流Ｉ２が流れる。交流電流Ｉ２は交流電流Ｉ１よりも格段に大きい。給電コイルＬ２とキャパシタＣ２それぞれの値は、給電コイル回路１２０の共振周波数ｆｒが１００ｋＨｚとなるように設定される。
【００２８】
受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３が直列接続された回路である。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、受電コイルＬ３自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。受電コイル回路１３０の共振周波数ｆｒも１００ｋＨｚとなるように、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３それぞれの値が設定されている。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は同一形状である必要はない。給電コイルＬ２が共振周波数ｆｒ＝１００ｋＨｚにて磁界を発生させると、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振し、受電コイル回路１３０にも大きな電流Ｉ３が流れる。
【００２９】
ロード回路１４０は、ロードコイルＬ４が整流回路１２４と計測回路１２６を介して負荷ＬＤと接続される回路である。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は電磁的に強く結合している。ロードコイルＬ４の巻き数は１回、導体直径は５ｍｍ、ロードコイルＬ４自体の形状は３００ｍｍ×３００ｍｍである。受電コイルＬ３に電流Ｉ３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に交流電流Ｉ４が流れる。交流電流Ｉ４は整流回路１２４により直流電流に整流される。一部は計測回路１２６を流れるが、大部分は直流電流Ｉ５として負荷ＬＤを流れる。整流回路１２４は、ブリッジ回路１２８とキャパシタＣ５により構成される一般的な回路である。計測回路１２６については後述する。
【００３０】
ワイヤレス給電装置１１６の給電コイルＬ２から送電された交流電力は、ワイヤレス受電装置１１８の受電コイルＬ３により受電され、負荷ＬＤから直流電力として取り出される。負荷ＬＤに印加される電圧を「負荷電圧Ｖ５」とよぶ。
【００３１】
負荷ＬＤを受電コイル回路１３０に直接接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。電力伝送効率を高めるためには、給電コイルＬ２、受電コイルＬ３およびロードコイルＬ４の中心線を揃えることが好ましい。
【００３２】
計測回路１２６は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、制御電源Ｖｓおよびコンパレータ１３２を含む。負荷電圧Ｖ５は、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧される。抵抗Ｒ２の両端に印加される電圧を「出力電圧」とよぶ。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点Ｆの電位は「計測電位」としてコンパレータ１３２の負極端子に入力される。コンパレータ１３２の正極端子には制御電源Ｖｓが接続される。制御電源Ｖｓによる正極端子の入力電位を「基準電位」とよぶ。
【００３３】
コンパレータ１３２は、計測電位と基準電位の差分（以下、「補正電圧」とよぶ）を増幅し、その増幅後の値をＴ０信号として出力する。Ｔ０信号は直流電圧信号であり、補正電圧の大きさを示す。いいかえれば、Ｔ０信号は負荷電圧Ｖ５の変化量を示す信号である。詳しくは後述するが、ワイヤレス電力伝送システム１００は、この補正電圧がゼロとなるように給電電力を制御することにより、出力電圧（負荷電圧Ｖ５）を安定させている。本実施形態においては基準電位を２．５（Ｖ）に設定する。また、負荷電圧Ｖ５が２４（Ｖ）のとき、計測電位が２．５（Ｖ）、補正電圧が０（Ｖ）となるように抵抗Ｒ１、Ｒ２を設定する。なお、制御電源Ｖｓは、可変直流電圧源であり任意に電圧調整可能である。
【００３４】
制御信号発生回路１７０は、制御周波数ｆｃの交流電圧信号をＴ１信号として発生させる回路である。本実施形態における制御周波数ｆｃは１．０ｋＨｚである。制御信号発生回路１７０については、図６に関連して後述する。コンパレータ１７４は、Ｔ０信号とＴ１信号を比較し、Ｔ１＞Ｔ０となるときにハイレベルとなるＴ２信号（有効信号：交流電圧信号）を発生させる。詳しくは後述するが、補正電圧によりＴ２信号のデューティ比が変化する。Ｔ０〜Ｔ２信号の関係については図７に関連して後述する。
【００３５】
基準信号発生回路１７２は、基準周波数ｆｓの交流電圧信号をＴ３信号として発生させる。本実施形態における基準周波数ｆｓは３８ｋＨｚである。信号送信回路１２２は、Ｔ２信号とＴ３信号に基づいて、交流光信号のＴ４信号を発生させる。Ｔ４信号は、受電側における出力の大きさを示す「出力信号」であり、ワイヤレス給電装置１１６の信号受信回路１１２により受光される。Ｔ４信号により、給電側は補正電圧の大きさ、いいかえれば負荷電圧Ｖ５の変動量を認識できる。信号送信回路１２２および基準信号発生回路１７２の回路構成および処理内容は、図８、図９に関連して後述する。
【００３６】
次に、送電制御回路２００の構成を説明する。まず、ゲート駆動用トランスＴ１の一次側にＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）２０２が接続される。ＶＣＯ２０２は、駆動周波数ｆｏの交流電圧Ｖｏを発生させる「オシレータ」として機能する。交流電圧Ｖｏの波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波（デジタル波形）であるとして説明する。交流電圧Ｖｏにより、トランスＴ１一次コイルＬｈには正負両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬｈとトランスＴ１二次コイルＬｆ、トランスＴ１二次コイルＬｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬｆとトランスＴ１二次コイルＬｇにも正負の両方向に交互に電流が流れる。
【００３７】
本実施形態におけるＶＣＯ２０２は、モトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニットを利用している。ＶＣＯ２０２は、位相比較回路１５０から出力される位相差指示電圧ＳＣ（後述）に基づいて駆動周波数ｆｏを動的に変化させる機能も備える。
【００３８】
駆動周波数ｆｏの最小値はｆｏ１＝９０ｋＨｚ、最大値はｆｏ２＝９９ｋＨｚであるとして説明する。位相差指示電圧ＳＣの適正範囲は、１．０〜４．０（Ｖ）である。位相差指示電圧ＳＣと駆動周波数ｆｏは正比例する。すなわち、位相差指示電圧ＳＣ＝１．０（Ｖ）のとき駆動周波数ｆｏ＝ｆｏ１＝９０ｋＨｚであり、ＳＣ＝４．０（Ｖ）のときｆｏ＝ｆｏ２＝９９ｋＨｚとなる。
【００３９】
送電制御回路２００の電源となるのは、直流電源Ｖｄｄにより充電されるキャパシタＣＡ、ＣＢである。キャパシタＣＡは図１に示す点Ｃと点Ｅの間、キャパシタＣＢは点Ｅと点Ｃの間に設けられる。キャパシタＣＡの電圧（ＣＥ間の電圧）をＶＡ、キャパシタＣＢの電圧（ＥＤ間の電圧）をＶＢとすると、ＶＡ＋ＶＢ（ＣＤ間の電圧）が入力電圧となる。キャパシタＣＡおよびＣＢは直流電圧源として機能する。
【００４０】
トランスＴ１二次コイルＬｆの一端は、スイッチングトランジスタＱ１のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ１のソースと接続される。トランスＴ１二次コイルＬｇの一端は、別のスイッチングトランジスタＱ２のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ２のソースと接続される。ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流電圧Ｖｏを発生させると、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が駆動周波数ｆｏにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は駆動周波数ｆｏにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるが、バイポーラ・トランジスタなど他のトランジスタでもよい。トランジスタの代わりにリレースイッチ等、他のスイッチを用いてもよい。
【００４１】
スイッチングトランジスタＱ１のドレインは、キャパシタＣＡの正極に接続される。キャパシタＣＡの負極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介してスイッチングトランジスタＱ１のソースに接続される。スイッチングトランジスタＱ２のソースは、キャパシタＣＢの負極に接続される。キャパシタＣＢの正極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介して、スイッチングトランジスタＱ２のドレインに接続される。
【００４２】
スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ２とする。ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、ＩＤＳ２については、同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。
【００４３】
スイッチングトランジスタＱ１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路（以下、「第１電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＡの正極から点Ｃ、スイッチングトランジスタＱ１、トランスＴ２一次コイルＬｂ、点Ｅを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。
【００４４】
スイッチングトランジスタＱ２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路（以下、「第２電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＢの正極から点Ｅ、トランスＴ２一次コイルＬｂ、スイッチングトランジスタＱ２、点Ｄを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。
【００４５】
送電制御回路２００においてトランスＴ２一次コイルＬｂを流れる電流を「電流Ｉｓ」とよぶ。電流Ｉｓは交流電流であり、第１電流経路を流れるときを正方向、第２電流経路を流れるときを負方向とよぶ。
【００４６】
ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流電圧Ｖｏを供給すると、第１電流経路と第２電流経路が駆動周波数ｆｏにて交互に切り替わる。駆動周波数ｆｏの交流電流ＩｓがトランスＴ２一次コイルＬｂを流れるため、エキサイト回路１１０にも駆動周波数ｆｏにて交流電流Ｉ１が流れ、更に、給電コイル回路１２０にも駆動周波数ｆｏの交流電流Ｉ２が流れる。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒに近いほど、電力伝送効率は高くなる。駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒであれば、給電コイル回路１２０の給電コイルＬ２とキャパシタＣ２は共振状態となる。受電コイル回路１３０も共振周波数ｆｒの共振回路であるから、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振する。このとき、電力伝送効率は最大となる。
【００４７】
ただし、本実施形態の場合、駆動周波数ｆｏの動作範囲には共振周波数ｆｒは含まれないため、電力伝送効率が最大となることはない。これは電力伝送効率を最大化するよりも、負荷電圧Ｖ５の安定を優先しているためである。負荷電圧Ｖ５の変化は補正電圧により検出できるため、ワイヤレス給電装置１１６は補正電圧がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを自動調整する。詳細については後述する。
【００４８】
共振周波数ｆｒは、給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０の使用状態や使用環境によって微妙に変化する。給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０を交換した場合にも共振周波数ｆｒは変化する。あるいは、キャパシタＣ２やキャパシタＣ３の静電容量を可変とすることにより共振周波数ｆｒを積極的に変化させたい場合もあるかもしれない。また、本発明者の実験により、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３のコイル間距離をある程度近づけると共振周波数ｆｒが低下し始めることがわかっている。共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏの差が変化すると電力伝送効率が変化する。電力伝送効率が変化すると、負荷電圧Ｖ５が変化する。したがって、負荷電圧Ｖ５を安定させるためには、共振周波数ｆｏが変化したときでも、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｒの差を一定に保つ必要がある。
【００４９】
給電コイル回路１２０には検出コイルＬＳＳが設けられる。検出コイルＬＳＳは、貫通孔を有するコア１５４（トロイダルコア）にＮｓ回巻き付けられたコイルである。コア１５４の材質はフェライト、珪素鋼板、パーマロイ（permalloy）等の既知材料である。本実施形態における検出コイルＬＳＳの巻き数Ｎｓは１００回である。
【００５０】
給電コイル回路１２０の電流経路の一部もコア１５４の貫通孔を貫通している。これは、コア１５４に対する給電コイル回路１２０の巻き数Ｎｐが１回であることを意味する。このような構成により、検出コイルＬＳＳと給電コイルＬ２は結合トランスを形成する。給電コイルＬ２の交流電流Ｉ２が発生させる交流磁界により、検出コイルＬＳＳには同相の誘導電流ＩＳＳが流れる。等アンペア・ターンの法則により、誘導電流ＩＳＳの大きさは、Ｉ２・（Ｎｐ／Ｎｓ）となる。
【００５１】
検出コイルＬＳＳの両端には抵抗Ｒ４が接続される。抵抗Ｒ４の一端Ｂは接地され、他端Ａの電位ＶＳＳはコンパレータ１４２を介して電流位相検出回路１４４に接続される。
【００５２】
電位ＶＳＳは、コンパレータ１４２によって２値化され、Ｓ０信号となる。コンパレータ１４２は電位ＶＳＳが所定の閾値、たとえば、０．１（Ｖ）より大きくなると飽和電圧３．０（Ｖ）を出力する。電位ＶＳＳは、コンパレータ１４２によってデジタル波形のＳ０信号に変換される。電流Ｉ２と誘導電流ＩＳＳは同相であり、誘導電流ＩＳＳと電位ＶＳＳ（Ｓ０信号）は同相である。また、送電制御回路２００を流れる交流電流Ｉｓは電流Ｉ２と同相である。したがって、Ｓ０信号の波形を観察することにより交流電流Ｉｓの電流位相を計測できる。
【００５３】
共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏが一致するときには電流位相と電圧位相も一致する。共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏのずれは、電流位相と電圧位相の位相差から計測できる。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、この位相差に基づいて、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏのずれを計測することにより、共振周波数ｆｒの変化に対して駆動周波数ｆｏを自動的に追随させる。
【００５４】
位相検出回路１１４は、電流位相検出回路１４４、位相比較回路１５０およびローパスフィルタ１５２を含む。ローパスフィルタ１５２は、既知の回路であり、位相差指示電圧ＳＣの高周波数成分をカットするために挿入される。本実施形態における位相比較回路１５０は、ＶＣＯ２０２と同じくモトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニット（Phase Comparator）を利用している。したがって、位相比較回路１５０とＶＣＯ２０２は、ワンチップにて実現可能である。
【００５５】
電流位相検出回路１４４は、電流位相を示す信号として、Ｓ１信号を発生させる。Ｓ１信号は位相比較回路１５０に入力される。また、ＶＣＯ２０２が発生させる交流電圧Ｖｏは、電圧位相を示すＳ２信号として位相比較回路１５０に入力される。位相比較回路１５０は、Ｓ１、Ｓ２信号から電流位相と電圧位相のずれ（位相差）を検出し、位相差の大きさを示す位相差指示電圧ＳＣを生成する。位相差の検出により、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏのずれの大きさを検出する。位相差指示電圧ＳＣにしたがって駆動周波数ｆｏを制御することにより、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒの位相差を一定に保つことができる。
【００５６】
たとえば、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが乖離すると位相差が大きくなるため、位相比較回路１５０はこの位相差を小さくするように位相差指示電圧ＳＣを発生させればよい。したがって、共振周波数ｆｒが変化しても、電力伝送効率を一定に保ち、負荷電圧Ｖ５を安定させることができる。電流位相検出回路１４４および信号受信回路１１２の回路構成については図１０、Ｓ１信号とＳ２信号の関係については図１２に関連して後に詳述する。
【００５７】
なお、トランスＴ１一次コイルＬｈの両端に抵抗を並列接続し、交流電圧Ｖｏを分圧してＳ２信号としてもよい。分圧により、ＶＣＯ２０２の発生させる交流電圧Ｖｏが大きい場合でも、扱いやすい電圧に降圧できる。ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、ＶＤＳ２や、ソース・ゲート電圧ＶＧＳ１、ＶＧＳ２などから電圧位相を計測してもよい。
【００５８】
また、たとえ共振周波数ｆｒが一定であっても、負荷電圧Ｖ５が変化することがある。たとえば、負荷ＬＤが可変抵抗器であるときや負荷ＬＤ自体を取り替えたときに負荷電圧Ｖ５は変化する。本実施形態では、負荷電圧Ｖ５の変化を補正電圧として検出し、補正電圧がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを自動調整することにより、負荷電圧Ｖ５を安定させる。
【００５９】
補正電圧は、Ｔ４信号（交流光信号）として、信号送信回路１２２から信号受信回路１１２に伝達される。信号受信回路１１２は、交流光信号であるＴ４信号を直流電圧信号であるＴ５信号に変換する。Ｔ５信号の電圧レベルは負荷電圧Ｖ５と正相関関係にある。
【００６０】
電流位相検出回路１４４は、電流位相を示すＳ０信号（交流電圧信号）を補正電圧を示すＴ５信号（直流電圧信号）によって調整し、補正電流位相としてのＳ１信号（交流電圧信号）を出力する。負荷電圧Ｖ５が所望値である２４（Ｖ）のときには、Ｓ０信号がそのままＳ１信号となる。位相比較回路１５０は、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差をＳ１信号とＳ２信号に基づいて検出し、位相差指示電圧ＳＣを出力する。ＶＣＯ２０２は、位相差指示電圧ＳＣに基づいて、駆動周波数ｆｏを調整する。より具体的には、ＶＣＯ２０２は交流電圧Ｖｏのパルス幅を変化させることにより、駆動周波数ｆｏを変化させる。
【００６１】
補正電圧がゼロでないとき、すなわち、Ｔ５信号による調整がなされるときにも、位相比較回路１５０は、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差をＳ１信号とＳ２信号に基づいて検出し、位相差指示電圧ＳＣを出力する。ただし、このときのＳ１信号は、Ｓ０信号をＴ５信号に応じて調整した信号であるため、実際の電流位相を示す信号ではない。補正電圧に基づく調整ロジックについては、図１２に関連して更に詳述する。
【００６２】
図２は、負荷電流Ｉ５と負荷電圧Ｖ５の関係を示すグラフである。横軸は負荷ＬＤを流れる負荷電流Ｉ５（直流）の大きさを示し、縦軸は負荷電圧Ｖ５を示す。非調整時特性１３４は、補正電圧に基づく調整をしない場合の電流・電圧特性を示す。非調整時特性１３４の場合、負荷ＬＤが大きくなると負荷電流Ｉ５は減少し、負荷電圧Ｖ５は増加する。反対に負荷ＬＤが小さくなると負荷電流Ｉ５は増加し、負荷電圧Ｖ５は減少する。このように、給電電力が一定であっても負荷ＬＤを変更すると負荷電圧Ｖ５も変化する。
【００６３】
本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、調整時特性１３６に示す電流・電圧特性を実現する。具体的には、補正電圧に基づいてＳ１信号を調整することにより、電力伝送効率を変化させ、負荷電圧Ｖ５を安定させる。
【００６４】
図３は、コイル間距離ｄと負荷電圧Ｖ５の関係を示すグラフである。横軸は給電コイルＬ２と受電コイルＬ３のコイル間距離ｄ、縦軸は負荷電圧Ｖ５を示す。非調整時特性１４６は、補正電圧に基づく調整をしない場合の電圧・距離特性を示す。先述したように、コイル間距離ｄによって共振周波数ｆｒが変化する。共振周波数ｆｒが変化し、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒの差が変化すると、電力伝送効率が変化する。共振周波数ｆｒに駆動周波数ｆｏを追随させても、負荷電圧Ｖ５はコイル間距離ｄによって多少変化する。
【００６５】
本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、調整時特性１４８に示す電圧・距離特性を実現する。補正電圧に基づいてＳ１信号を調整することにより、電力伝送効率を変化させ、負荷電圧Ｖ５を安定させる。
【００６６】
図４は、給電コイル回路１２０のインピーダンスＺと駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。縦軸は、給電コイル回路１２０（キャパシタＣ２と給電コイルＬ２の直列回路）のインピーダンスＺを示す。横軸は駆動周波数ｆｏを示す。インピーダンスＺは、共振時において最低値Ｚｍｉｎとなる。共振時にＺｍｉｎ＝０となるのが理想であるが、給電コイル回路１２０には若干の抵抗成分が含まれるため、Ｚｍｉｎは通常ゼロとはならない。
【００６７】
駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒとなるとき、インピーダンスＺは最低となり、キャパシタＣ２と給電コイルＬ２は共振状態となる。駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒがずれると、インピーダンスＺにおける容量性リアクタンスまたは誘導性リアクタンスが優勢となるためインピーダンスＺも大きくなる。
【００６８】
駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが乖離するほどインピーダンスＺは大きくなり、電力伝送効率は低下する。したがって、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒの差を変化させることにより、電力伝送効率を変化させることができる。
【００６９】
図５は、出力電力効率と駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。出力電力効率とは、給電コイルＬ２から実際に給電される電力の最大出力値に対する割合を示す。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒと一致するときには、電流位相と電圧位相の差がゼロとなり、電力伝送効率が最大となるので、出力電力効率＝１００（％）となる。本実施形態のワイヤレス電力伝送システム１００においては、駆動周波数ｆｏは共振周波数ｆｒよりも低いｆｏ１〜ｆｏ２の範囲で調整される。
【００７０】
図６は、制御信号発生回路１７０の回路図である。制御信号発生回路１７０の出力であるＴ１信号（制御信号）はコンパレータ１７４の正極端子に入力される。コンパレータ１７４の負極端子には、計測回路１２６が出力するＴ０信号が入力される。Ｔ０信号は補正電圧を示す直流電圧信号である。
【００７１】
制御信号発生回路１７０は、制御周波数＝１．０ｋＨｚにてノコギリ波状に変化する交流電圧をＴ１信号として発生させる。制御信号発生回路１７０は、抵抗Ｒ５〜Ｒ７、キャパシタＣ６およびサイリスタ１３８を含む。サイリスタ１３８のゲートＧには、電源ＶＣＣの電源電圧を抵抗Ｒ５、Ｒ６により分圧したゲート電圧ＶＧが印加される。ゲート電圧ＶＧは一定値である。サイリスタ１３８のアノードＡは抵抗Ｒ７を介して電源ＶＣＣと接続され、キャパシタＣ６を介してグランドと接続される。電源電圧を抵抗Ｒ７により電圧降下させることにより、サイリスタ１３８にアノード電位ＶＡが印加される。Ｔ１信号はこのアノード電位ＶＡを示す。
【００７２】
アノード電位ＶＡ≦ゲート電位ＶＧのとき、サイリスタ１３８のアノード・カソード間はオフ（非導通）となり、この期間にはキャパシタＣ６が充電される。キャパシタＣ６が充電されるとアノード電位ＶＡ（Ｔ１信号）が高くなり、アノード電位ＶＡ＞ゲート電位ＶＧとなると、サイリスタ１３８のアノード・カソード間はオン（導通）となる。このとき、キャパシタＣ６の電荷がサイリスタ１３８を介して放電されるため、再び、アノード電位ＶＡ≦ゲート電位ＶＧとなる。制御信号発生回路１７０は、以上のプロセスを１．０ｋＨｚ（制御周波数ｆｃ）にて繰り返す。この結果、図７にて後述するようにノコギリ波状のＴ１信号が発生する。制御周波数ｆｃは、キャパシタＣ６と抵抗Ｒ７の時定数によって定まる。
【００７３】
コンパレータ１７４は、Ｔ１信号＞Ｔ０信号のとき、ハイレベルのＴ２信号（有効信号）を出力し、それ以外のときにはローレベルのＴ２信号を出力する。Ｔ１信号＞Ｔ０信号の期間が有効期間となり、それ以外の期間が無効期間となる。補正電位が高いほどＴ０信号のレベルは高くなり、有効期間は短くなる。
【００７４】
図７は、Ｔ０〜Ｔ２信号の関係を示すタイムチャートである。制御信号発生回路１７０において、時刻ｔ０にキャパシタＣ６の充電が開始される。アノード電位ＶＡが徐々に上昇するため、Ｔ１信号も徐々に上昇する。時刻ｔ１にアノード電位ＶＡ＞ゲート電位ＶＧとなり、サイリスタ１３８のアノード・カソード間はオン（導通）となる。キャパシタＣ６が放電するため、アノード電位ＶＡ（Ｓ１信号）は急落する。この時刻ｔ０〜時刻ｔ１までの期間を「単位期間」とよぶ。時刻ｔ１以降も同様である。制御周波数ｆｃ＝１．０ｋＨｚであるから、単位期間の長さは１．０（ｍｓｅｃ）である。
【００７５】
Ｔ０信号は、補正電圧に応じて電圧レベルが変化する直流電圧信号である。コンパレータ１７４は、Ｔ０信号とＴ１信号を比較し、Ｔ１＞Ｔ０信号となるときハイレベル、Ｔ１≦Ｔ０信号のときローレベルのＴ２信号を発生させる。ｔ０〜ｔ１の単位期間のうち、ｔ０〜ｔ４においてＴ２信号はローレベル、ｔ４〜ｔ１においてＴ２信号はハイレベルとなる。すなわち、単位期間（ｔ０〜ｔ１）のうち、時刻ｔ０〜時刻ｔ４が無効期間、時刻ｔ４〜時刻ｔ１が有効期間となる。補正電圧によってＴ０信号のレベルが変化することにより、有効期間と無効期間のデューティ比が変化する。負荷電圧Ｖ５が高くなると補正電位は低下し、Ｔ２信号のデューティ比は大きくなる。反対に、負荷電圧Ｖ５が低くなると補正電位は上昇し、Ｔ２信号のデューティ比は小さくなる。なお、本実施形態においては、補正電位がゼロとなってもデューティ比が１００％未満となるように設定されている。
【００７６】
図８は、信号送信回路１２２の回路図である。信号送信回路１２２は、赤外線ＬＥＤ（Light Emitting Diode）１５８と、トランジスタＱ３、信号制御回路１５６を含む。トランジスタＱ３はエミッタ接地されるバイポーラ・トランジスタであり、ベースとエミッタは抵抗Ｒ９を介して接続される。赤外線ＬＥＤ１５８の一端は、抵抗Ｒ８を介して電源ＶＣＣと接続され、他端はトランジスタＱ３のベースに接続される。トランジスタＱ３のベースには信号制御回路１５６も接続される。
【００７７】
信号制御回路１５６は、既知の回路であり、たとえば、テキサス・インツルメンツ社の製品番号ＵＣＣ３７３２１のＩＣ（Integrated Circuit）を利用すればよい。信号制御回路１５６には、基準信号発生回路１７２とコンパレータ１７４が接続される。信号制御回路１５６は、Ｔ２信号とＴ３信号が入力され、Ｔ６信号を出力する。基準信号発生回路１７２は、所定の基準周波数ｆｓにてＴ３信号（基準信号）を発生させるオシレータである。本実施形態において基準周波数ｆｓは、制御周波数ｆｃよりも十分に大きい３８ｋＨｚであるとする。Ｔ３信号は正弦波でもよいが、ここでは矩形波（デジタル波形）であるとして説明する。
【００７８】
信号制御回路１５６は、Ｔ２信号がハイレベルの期間、すなわち、有効期間に限り、Ｔ３信号（基準信号）をＴ６信号として出力する。無効期間においては、Ｔ６信号はローレベルに固定される。
【００７９】
Ｔ６信号（交流電圧信号）は、赤外線ＬＥＤ１５８によりＴ４信号（交流光信号）に変化する。赤外線ＬＥＤ１５８は、Ｔ４信号（交流光信号）を信号受信回路１１２に送る。本実施形態におけるＴ４信号は、赤外線信号である。赤外線波長は９４０ｎｍ程度である。Ｔ４信号は数ｍ程度の距離まで届くため、コイル間距離が大きくても十分に対応できる。赤外線は、給電コイルＬ２や受電コイルＬ３が発生させる磁界の影響をほとんど受けないため、Ｔ４信号と給電電力はお互いにほとんど影響しないというメリットもある。
【００８０】
図９は、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ６信号の関係を示すタイムチャートである。図７に関連して説明したように、Ｔ２信号（有効信号）はｔ０〜ｔ１、ｔ１〜ｔ２、・・・を単位期間とする制御周波数ｆｃ＝１．０ｋＨｚの交流電圧信号である。Ｔ２信号がハイレベルの期間が有効期間、ローレベルの期間が無効期間である。Ｔ３信号は、基準周波数ｆｓ＝３８ｋＨｚの交流電圧信号である。信号制御回路１５６は、有効期間中に限り、Ｔ３信号をＴ６信号として出力する。すなわち、Ｔ２信号とＴ３信号の論理積がＴ６信号である。
【００８１】
交流電圧信号であるＴ６信号は、交流光信号のＴ４信号に変換され、信号受信回路１１２に向けて照射される。赤外線ＬＥＤ１５８は、有効期間においては基準周波数ｆｓ＝３８ｋＨｚにて点滅し、無効期間においては消灯する。点滅期間と消灯期間は制御周波数ｆｃにて繰り返される。点滅期間と消灯期間のデューティ比は、補正電圧によって変化する。補正電圧が高いほど点滅期間は短くなる。単位期間のうち点滅期間の占める割合を「Ｔ４信号（出力信号）のデューティ比」とよぶ。
【００８２】
なお、Ｔ６信号ではなくＴ２信号により赤外線ＬＥＤ１５８を点灯させてもよい。この場合には、有効期間中は赤外線ＬＥＤ１５８は点灯し続けることになる。本実施形態のように有効期間中にＴ３信号にしたがって赤外線ＬＥＤ１５８を点滅させれば、赤外線ＬＥＤ１５８の消費電力を抑制する上で有効である。
【００８３】
図１０は、電流位相検出回路１４４と信号受信回路１１２の回路図である。電流位相検出回路１４４は、コンパレータ１６６と電流波形整形回路１６８を含む。まず、電位ＶＳＳはコンパレータ１４２によりデジタル波形のＳ０信号に整形され、電流波形整形回路１６８に入力される。電流波形整形回路１６８は、このデジタル波形（矩形波）のＳ０信号をノコギリ波状のＳ３信号に整形する。電流波形整形回路１６８においては、Ｓ０信号の経路に抵抗Ｒ１０が間挿され、抵抗Ｒ１０にはダイオードＤ１が並列接続される。また、Ｓ０信号の伝達経路は、キャパシタＣ７を介してグランド接地される。Ｓ３信号（交流電圧信号）はコンパレータ１６６の正極端子に入力される。Ｓ３信号は電流位相を示す信号である。
【００８４】
信号受信回路１１２は、フォトダイオード１６０と電圧変換部１６４、ローパスフィルタ１７６を含む。電圧変換部１６４は、コンパレータ１６２と抵抗Ｒ１２を含む。
【００８５】
フォトダイオード１６０は、間欠的に点滅する光信号であるＴ４信号を受光する。Ｔ４信号（交流光信号）は、電圧変換部１６４によりＴ７信号（交流電圧信号）に変換される。電圧変換部１６４においては１（ルクス）あたり１（ｍＶ）が出力されるように抵抗Ｒ１２を調整している。受光時のＴ４信号の明るさは０〜２０００（ルクス）程度であるため、Ｔ７信号の電圧レベルは０〜２．０（Ｖ）程度である。Ｔ７信号のデューティ比は補正電圧を示す。Ｔ７信号（交流電圧信号）は、ローパスフィルタ１７６により一定値のＴ５信号（直流電圧信号）に変換される。ローパスフィルタ１７６は、抵抗Ｒ１１とキャパシタＣ８を含む一般的な回路である。補正電圧が高いほどＴ５信号の電圧レベルは低く設定される。Ｔ５信号（直流電圧信号）はコンパレータ１６６の負極端子に入力される。Ｔ５信号は補正電圧を示す直流電圧信号である。
【００８６】
Ｓ３＞Ｔ５のとき、コンパレータ１６６はハイレベルのＳ１信号を出力し、それ以外のときにはローレベルのＳ１信号を出力する。
【００８７】
図１１は、Ｓ１、Ｓ３、Ｔ５信号の関係を示すタイムチャートである。Ｓ３信号は、駆動周波数ｆｏの交流電圧信号である。Ｓ３信号は電流位相を示す。Ｓ３信号は時刻ｔ１０から上昇し、時刻ｔ１１に急落する。この時刻ｔ１０〜ｔ１１までの期間がＳ３信号の単位期間である。駆動周波数ｆｏは９０〜９９ｋＨｚなので、単位期間の長さは０．０１（ｍｓｅｃ）程度である。
【００８８】
Ｔ５信号は、補正電圧に応じて電圧レベルが変化する直流電圧信号である。コンパレータ１６６は、Ｓ３信号とＴ５信号を比較し、Ｓ３＞Ｔ５信号となるときハイレベル、Ｓ３≦Ｔ５信号のときローレベルのＳ１信号を発生させる。ｔ１０〜ｔ１１の単位期間のうち、ｔ１０〜ｔ１４においてＳ１信号はローレベル、ｔ１４〜ｔ１１においてＳ１信号はハイレベルとなる。補正電圧によってＴ５信号のレベルが変化することにより、Ｓ１信号のデューティ比が変化する。詳しくは後述するが、負荷電圧Ｖ５が高くなると補正電位は低下し、Ｔ５信号の信号レベルが高くなる。この結果、Ｓ１信号のデューティ比は小さくなるとともに、Ｓ１信号の立ち上がり時刻はＳ３信号の立ち上がり時刻よりも遅くなる。
【００８９】
図１２は、Ｓ１信号とＳ２信号の関係を示すタイムチャートである。時刻ｔ２０〜時刻ｔ２１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間である。時刻ｔ２１〜時刻ｔ２２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間、時刻ｔ２２〜時刻ｔ２３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間、時刻ｔ２３〜時刻ｔ２４の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間であるとする。
【００９０】
時刻ｔ２０において交流電圧Ｖｏ（Ｓ２信号）は最低値から最大値に変化する。第１期間が終了する時刻ｔ２１に交流電圧Ｖｏ（Ｓ２信号）は最大値から最低値に変化する。以下、時刻ｔ２０のようにＳ２信号が立ち上がるタイミングを「電圧位相値」とよぶ。
【００９１】
駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒよりも小さい場合、給電コイル回路１２０（ＬＣ共振回路）のインピーダンスＺに容量性リアクタンス成分が現れ、電流Ｉｓの電流位相は電圧位相に対して進む。電流位相を示すＳ０信号は時刻ｔ２０よりも早い時刻ｔ１０に立ち上がる。以下、時刻ｔ１０のようにＳ０信号が立ち上がるタイミングを「電流位相値」とよぶ。図１２の場合、ｔ２０−ｔ１０が位相差を示す。ｔ２０−ｔ１０＞０なので電流位相が電圧位相に対して進んでいる。
【００９２】
時刻ｔ１０にＳ０信号が立ち上がると、Ｓ３信号のレベルも上昇し始める。Ｓ０信号がローレベルになる時刻ｔ１１に、Ｓ３信号も急降下する。
【００９３】
Ｔ５信号は補正電圧の大きさによってレベルが変化する直流電圧信号である。図１２では、補正電圧が検出され、負荷電圧Ｖ５が所望値からずれている状態を示している。
【００９４】
Ｓ３信号とＴ５信号は、それぞれ、コンパレータ１６６の正極端子と負極端子に入力され、その出力がＳ１信号となる。Ｓ３＞Ｔ５のときにはＳ１はハイレベル、Ｓ３≦Ｔ５のときにはＳ１はローレベルとなる。図１２では、時刻ｔ１０よりも後の時刻ｔ１４（以下、このようなタイミングを「補正後の電流位相値」ともよぶ）にＳ３＞Ｔ５となっている。Ｔ５信号の電圧レベルが、補正後の電流位相値を決定する「基準値」となる。
【００９５】
位相比較回路１５０は、Ｓ２信号の立ち上がり時刻ｔ１０とＳ１信号の立ち上がり時刻ｔ１４を比較して位相差ｔｄとして検出する。実際の位相差はｔ２０−ｔ１０（＞０）であるが、位相比較回路１５０によって認識される位相差はｔ２０−ｔ１４（＜０）である。位相比較回路１５０はｔ２０−ｔ１４に応じた位相差指示電圧ＳＣを出力する。ＶＣＯ２０２は、電流位相が電圧位相より遅れている、すなわち、駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒよりも大きいと判断し、駆動周波数ｆｏを低下させて位相差を解消しようとする。この結果、電力伝送効率が低下し、負荷電圧Ｖ５が抑制され、補正電圧が解消されるようにフィードバック制御される。
【００９６】
たとえば、負荷ＬＤの抵抗値が高くなると負荷電流Ｉ５は減少し、負荷電圧Ｖ５は上昇する（図２参照）。負荷電圧Ｖ５が上昇すると計測電位が上昇し、補正電圧は低下する。この結果、Ｔ０信号（直流電圧信号）の電圧レベルが低下する。
【００９７】
Ｔ０信号の電圧レベルが低下すると、Ｔ２信号のデューティ比が大きくなる（図７参照）。この結果、Ｔ４信号（出力信号）のデューティ比も大きくなる（図９参照）。Ｔ４信号のデューティ比が大きくなると、Ｔ５信号（直流電圧信号）の電圧レベルが高くなる。この結果、Ｓ１信号のデューティ比は小さくなる。また、Ｓ１信号の立ち上がり時刻がＳ２信号の立ち上がり時刻よりも遅れるため、位相比較回路１５０は電流位相が電圧位相に遅れていると認識する。電流位相を進めるため、位相比較回路１５０は位相差指示電圧ＳＣにより、ＶＣＯ２０２に駆動周波数ｆｏの低下を指示する。共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏの乖離がいっそう大きくなり、電力伝送効率が低下するため（図４、図５参照）、負荷電圧Ｖ５が低下する。このようなフィードバック制御により、負荷電圧Ｖ５を一定値に維持することができる。負荷電圧Ｖ５が低下したときにも同様のフィードバック制御がなされる。
【００９８】
図１３は、変形例におけるワイヤレス受電装置１１８の回路図である。図１では、負荷ＬＤに直流電流Ｉ５を供給していたが、変形例として負荷ＬＤに交流電流Ｉ４をそのまま供給してもよい。この場合には、ロードコイルＬ４の一部に整流回路１２４と計測回路１２６を接続し、Ｔ０信号を出力してもよい。
【００９９】
図１４は、ワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図の変形例である。変形例においては、送電制御回路２００がエキサイト回路１１０を介さずに、直接、給電コイル回路１２０を駆動する。図１と同一の符号を付した構成は、図１で説明した構成と同一または同様の機能を有する。
【０１００】
変形例における給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ２、キャパシタＣ２にトランスＴ２二次コイルＬｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬｉは、トランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。このように、エキサイト回路１１０を介さず、送電制御回路２００から給電コイル回路１２０に直接交流電力を供給してもよい。
【０１０１】
以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００を説明した。磁場共振型のワイヤレス給電の場合、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏの差により電力伝送効率を制御できる。共振周波数ｆｒが変化しても駆動周波数ｆｏを自動的に追随させることができるため、使用条件が変化しても、電力伝送効率を一定に維持しやすくなる。また、負荷ＬＤやコイル間距離ｄが変化したときも、補正電圧に基づくフィードバック制御により負荷電圧Ｖ５を一定に保つことができる。補正電圧に基づいてＳ１信号を変化させることにより、電力伝送効率を事後調整できる。本発明者の実験によれば、Ｓ１信号のレベル調整によって、有意な電力損失の発生は認められなかった。
【０１０２】
直流電圧信号であるＴ０信号は交流光信号であるＴ４信号に変換され、ワイヤレス受電装置１１８からワイヤレス給電装置１１６に照射される。光信号であるＴ４信号は給電コイルＬ２等が発生させる磁界の影響をほとんど受けないため、良好に信号伝送できるというメリットがある。
【０１０３】
また、受電側において基準電位を手動調整してもよい。計測電位が変化したときだけでなく基準電圧が変化したときにも補正電圧が検出され、結果として、電力伝送効率が調整される。たとえば、基準電位を低下させると、計測電位を低下させるようなフィードバック制御がなされ、負荷電圧Ｖ５も低下する。すなわち、受電側にて給電電力を制御できる。
【０１０４】
応用例として、ワイヤレス給電装置１１６をテーブルと一体化し、ワイヤレス受電装置１１８をテーブルに載置される卓上ランプに内蔵してもよい。従来の卓上ランプは電源コードが邪魔になるため、ダイニングテーブルでは吊り下げ型のランプを使うことが多い。上記応用例によれば、卓上ランプの電源コードを不要化できる。このため、卓上ランプの利用性が高まる。たとえば、卓上ランプで照明する方が、料理を美味しく見せることができる場合もある。吊り下げ型のランプだと照明箇所が固定されてしまうが、卓上ランプはレイアウト自由であるため、多様な照明が可能である。しかも、複数の卓上ランプがテーブルに載置されているときでも、１つの卓上ランプの基準電位を調整すれば、他の卓上ランプの明るさをまとめて制御できる。
【０１０５】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、いろいろな変形および変更が本発明の特許請求範囲内で可能なこと、またそうした変形例および変更も本発明の特許請求の範囲にあることは当業者に理解されるところである。従って、本明細書での記述および図面は限定的ではなく例証的に扱われるべきものである。
【０１０６】
送電制御回路２００はハーフブリッジ型の回路であるが、プッシュプル型の回路により形成されてもよい。電流波形整形回路１６８が発生させるＳ３信号や制御信号発生回路１７０が発生させるＴ１信号は、ノコギリ波に限らず、三角波や正弦波など、所定期間において電圧値が漸増減する交流信号であればよい。本実施形態においては、電流位相を調整するとして説明したが、電圧位相をＴ０信号により調整してもよい。また、出力電圧に限らず電流や電力等に基づいてフィードバック制御してもよい。
【０１０７】
Ｔ４信号は、赤外線などの光信号に限らず、無線信号であってもよい。いずれにしても、駆動周波数ｆｏや共振周波数ｆｒなどの周波数帯から十分に離れた周波数帯の信号であればよい。赤外線ＬＥＤ１５８やフォトダイオード１６０は比較的安価であるため、本実施形態では光信号を採用している。
【符号の説明】
【０１０８】
１００ ワイヤレス電力伝送システム、１１０ エキサイト回路、１１２ 信号受信回路、１１４ 位相検出回路、１１６ ワイヤレス給電装置、１１８ ワイヤレス受電装置、１２０ 給電コイル回路、１２２ 信号送信回路、１２４ 整流回路、１２６ 計測回路、１２８ ブリッジ回路、１３０ 受電コイル回路、１３２ コンパレータ、１３４ 非調整時特性、１３６ 調整時特性、１３８ サイリスタ、１４０ ロード回路、１４２ コンパレータ、１４４ 電流位相検出回路、１４６ 非調整時特性、１４８ 調整時特性、１５０ 位相比較回路、１５２ ローパスフィルタ、１５４ コア、１５６ 信号制御回路、１５８ 赤外線ＬＥＤ、１６０ フォトダイオード、１６２ コンパレータ、１６４ 電圧変換部、１６６ コンパレータ、１６８ 電流波形整形回路、１７０ 制御信号発生回路、１７２ 基準信号発生回路、１７４ コンパレータ、１７６ ローパスフィルタ、２００ 送電制御回路、２０２ ＶＣＯ、Ｌ１ エキサイトコイル、Ｌ２ 給電コイル、Ｌ３ 受電コイル、Ｌ４ ロードコイル。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワイヤレス給電に関し、特に、そのパワー制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。
【０００３】
電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、距離を大きくすると電力伝送効率が急激に低下してしまうため数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。磁場共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。ワイヤレスであるため完全に絶縁されたシステム構成が可能であり、特に、雨天時の給電に効果的であると考えられる。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。
【０００４】
磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献１参照）。特許文献１では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを給電側から順に「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」とよぶことにする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。同様に、受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。これらの距離に比べると、給電コイルから受電コイルまでの距離は「中距離」であり、比較的大きい。このシステムの目的は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電することである。
【０００５】
エキサイトコイルに交流電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。給電コイルが磁場を発生させ、給電コイルと受電コイルが磁気的に共振すると、受電コイルには大きな電流が流れる。電磁誘導の原理によりロードコイルにも電流が流れ、ロードコイルと直列接続される負荷から交流電力が取り出される。磁場共振現象を利用することにより、給電コイルから受電コイルまでの距離が大きくても高い電力伝送効率を実現できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】米国公開２００８／０２７８２６４号公報
【特許文献２】特開２００６−２３００３２号公報
【特許文献３】国際公開２００６／０２２３６５号公報
【特許文献４】米国公開２００９／００７２６２９号公報
【特許文献５】米国公開２００９／００１５０７５号公報
【特許文献６】特開２００８−１７２８７２号公報
【特許文献７】特開２００６−７４８４８号公報
【特許文献８】特開２００３−３３０１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明者は、ワイヤレス給電の利用可能性を拡げるためには、給電電力を自動制御して出力を安定させる仕組みが必要であると考える。特許文献７が開示する非接触電力伝送装置は、上記タイプ（Ａ）ではあるが、受電側の２次側ユニットが出力電圧の大きさを送電側の１次側ユニットに伝え、１次側ユニットは出力電圧に応じて給電電力を制御している。具体的には、コイルＬ４（２次側ユニット）からコイルＬ３（１次側ユニット）に、出力電圧の大きさを示す信号を送信している。
【０００８】
特許文献７の非接触電力伝送装置は、１次側直列共振回路や２次側直列共振回路の共振周波数が一定であることを暗黙の前提としている。しかし、磁場共振型の場合には給電コイルと受電コイルの位置関係等により共振周波数が変化しやすいため、特許文献７の仕組みを磁場共振型にそのまま応用しても実際的ではない。また、磁場共振型の場合、給電コイルや受電コイルが発生させる磁場が、コイルＬ４からＬ３への電磁波による信号伝送に大きな影響を及ぼすと考えられる。
【０００９】
本発明は、磁場共振型のワイヤレス給電において、給電電力を効率的に制御することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るワイヤレス給電装置は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するための装置である。この装置は、給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、給電コイルおよびキャパシタを含み受電コイルの共振周波数にて共振する給電コイル回路と、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、交流電力の受電側から、デューティ比により出力を示す出力信号を受信し、デューティ比に応じて出力信号を直流変換する信号受信回路を備える。送電制御回路は、位相差が減少するように駆動周波数を調整することにより駆動周波数を共振周波数に追随させる。更に、位相検出回路は、電圧位相および電流位相の双方または一方について検出された位相値を直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整する。
【００１１】
交流電力の電流位相と電圧位相を比較してその位相差を検出し、位相差が減少するように駆動周波数を調整すれば、共振周波数に駆動周波数を追随させることができる。この結果、共振周波数が変化しても、電力伝送効率を一定に維持しやすくなる。また、出力電圧等が変化したとき、その変化量に応じて電圧位相や電流位相を事後調整すれば、調整後の位相差に応じて駆動周波数が変化する。駆動周波数をパラメータとして給電電力をフィードバック制御できるので、出力を安定させやすくなる。
【００１２】
位相検出回路は、交流電力の電圧レベルが第１の基準値となるタイミングである第１の位相値と交流電力の電流レベルが第２の基準値となるタイミングである第２の位相値を比較することにより位相差を検出し、信号レベルに応じて第１および第２の基準値の双方または一方を変更することにより第１および第２の位相値の双方または一方を事後調整してもよい。信号受信回路は、赤外線などの光信号として出力信号を受信してもよい。
【００１３】
この装置は、給電コイルと磁気結合し、送電制御回路から供給される交流電力を給電コイルに供給するエキサイトコイルを更に備えてもよい。送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを駆動周波数にて交互に導通させることにより、エキサイトコイルに交流電力を供給してもよい。
【００１４】
この装置は、交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルを更に備えてもよい。位相検出回路は、検出コイルに流れる誘導電流の位相から、交流電力の電流位相を計測してもよい。検出コイルの誘導電流から電流位相を計測するため、給電コイルに直接的な計測負荷がかかりにくくなる。検出コイルは、給電コイルを流れる交流電流が発生させる磁界により誘導電流を発生させてもよい。
【００１５】
本発明に係るワイヤレス受電装置は、上述のワイヤレス給電装置からワイヤレス給電される交流電力を受電コイルにて受電する装置である。この装置は、受電コイルとキャパシタを含み給電コイルの共振周波数にて共振する受電コイル回路と、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルとそのロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、ロード回路の一部に印加される出力電圧をデューティ比により示す出力信号をワイヤレス給電装置に送信する信号送信回路を備える。
【００１６】
信号送信回路は、出力電圧と基準電圧の差分値をデューティ比により示す信号として出力信号を送信してもよい。基準電圧は手動にて調整可能であってもよい。
【００１７】
この装置は、所定の制御周波数にて制御信号を発生させる制御信号発生回路と、制御信号の信号レベルと出力電圧の間に所定の大小関係が成立するとき、有効信号を発生させる比較回路を更に備えてもよい。信号送信回路は、有効信号のデューティ比により出力信号のデューティ比を決定してもよい。「所定の大小関係」とは、たとえば、出力電圧の変動を示す所定電圧のレベルよりも制御信号のレベルが大きくなるときでもよいし、その逆でもよい。
【００１８】
この装置は、制御周波数よりも高い基準周波数の基準信号を発生させる基準信号発生回路を更に備えてもよい。信号送信回路は、有効信号の発生期間中であることを条件として基準信号を出力信号として送信してもよい。
【００１９】
本発明に係るワイヤレス電力伝送システムは、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するためのシステムである。このシステムは、給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、給電コイルおよび第１のキャパシタを含む給電コイル回路と、受電コイルおよび第２のキャパシタを含む受電コイル回路と、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルとそのロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、ロード回路の一部に印加される出力電圧をデューティ比により示す出力信号を給電側に送信する信号送信回路と、給電側において出力信号を受信し、そのデューティ比に応じて出力信号を直流変換する信号受信回路を備える。送電制御回路は、位相差が減少するように駆動周波数を調整する。また、位相検出回路は、電圧位相および電流位相の双方または一方について検出された位相値を出力信号の直流変換後の信号レベルに応じて事後調整する。
【００２０】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電において、給電電力を効率的に制御しやすくなる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】ワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。
【図２】負荷電流と負荷電圧の関係を示すグラフである。
【図３】コイル間距離と負荷電圧の関係を示すグラフである。
【図４】給電コイル回路のインピーダンスと駆動周波数の関係を示すグラフである。
【図５】出力電力効率と駆動周波数の関係を示すグラフである。
【図６】制御信号発生回路の回路図である。
【図７】Ｔ０〜Ｔ２信号の関係を示すタイムチャートである。
【図８】信号送信回路の回路図である。
【図９】Ｔ２、Ｔ３、Ｔ６信号の関係を示すタイムチャートである。
【図１０】電流位相検出回路と信号受信回路の回路図である。
【図１１】Ｓ１、Ｓ３、Ｔ５信号の関係を示すタイムチャートである。
【図１２】Ｓ１信号とＳ２信号の関係を示すタイムチャートである。
【図１３】変形例におけるワイヤレス受電装置の回路図である。
【図１４】ワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図の変形例である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。
【００２４】
図１は、ワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ワイヤレス給電装置１１６は、基本構成として、送電制御回路２００、エキサイト回路１１０、給電コイル回路１２０、位相検出回路１１４および信号受信回路１１２を含む。ワイヤレス受電装置１１８は、受電コイル回路１３０、ロード回路１４０、制御信号発生回路１７０、基準信号発生回路１７２および信号送信回路１２２を含む。
【００２５】
給電コイル回路１２０が有する給電コイルＬ２と、受電コイル回路１３０が有する受電コイルＬ３の間には０．２〜１．０ｍ程度の距離（以下、「コイル間距離」とよぶ）がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３にワイヤレスにて交流電力を送ることである。本実施形態においては共振周波数ｆｒ＝１００ｋＨｚであるとして説明する。なお、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、たとえば、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯のような高周波数帯にて動作させることも可能である。低周波数帯には、スイッチングトランジスタ（後述）のコストおよびスイッチング損失を抑制しやすい、電波法の規制が緩いといったメリットがある。
【００２６】
エキサイト回路１１０は、エキサイトコイルＬ１とトランスＴ２二次コイルＬｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬｉは、トランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。エキサイトコイルＬ１の巻き数は１回、導線直径は５ｍｍ、エキサイトコイルＬ１自体の形状は２１０ｍｍ×２１０ｍｍの正方形である。図１では、わかりやすさのため、エキサイトコイルＬ１を円形に描いている。他のコイルについても同様である。図１に示す各コイルの材質はいずれも銅である。エキサイト回路１１０には交流電流Ｉ１が流れる。
【００２７】
給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ２とキャパシタＣ２が直列接続された回路である。エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２は互いに向かい合っている。エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２は電磁気的に強く結合している。給電コイルＬ２の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、給電コイルＬ２自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。エキサイトコイルＬ１に交流電流Ｉ１を流すと、電磁誘導の原理により給電コイルＬ２に起電力が発生し、給電コイル回路１２０には交流電流Ｉ２が流れる。交流電流Ｉ２は交流電流Ｉ１よりも格段に大きい。給電コイルＬ２とキャパシタＣ２それぞれの値は、給電コイル回路１２０の共振周波数ｆｒが１００ｋＨｚとなるように設定される。
【００２８】
受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３が直列接続された回路である。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、受電コイルＬ３自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。受電コイル回路１３０の共振周波数ｆｒも１００ｋＨｚとなるように、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３それぞれの値が設定されている。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は同一形状である必要はない。給電コイルＬ２が共振周波数ｆｒ＝１００ｋＨｚにて磁界を発生させると、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振し、受電コイル回路１３０にも大きな電流Ｉ３が流れる。
【００２９】
ロード回路１４０は、ロードコイルＬ４が整流回路１２４と計測回路１２６を介して負荷ＬＤと接続される回路である。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は電磁的に強く結合している。ロードコイルＬ４の巻き数は１回、導体直径は５ｍｍ、ロードコイルＬ４自体の形状は３００ｍｍ×３００ｍｍである。受電コイルＬ３に電流Ｉ３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に交流電流Ｉ４が流れる。交流電流Ｉ４は整流回路１２４により直流電流に整流される。一部は計測回路１２６を流れるが、大部分は直流電流Ｉ５として負荷ＬＤを流れる。整流回路１２４は、ブリッジ回路１２８とキャパシタＣ５により構成される一般的な回路である。計測回路１２６については後述する。
【００３０】
ワイヤレス給電装置１１６の給電コイルＬ２から送電された交流電力は、ワイヤレス受電装置１１８の受電コイルＬ３により受電され、負荷ＬＤから直流電力として取り出される。負荷ＬＤに印加される電圧を「負荷電圧Ｖ５」とよぶ。
【００３１】
負荷ＬＤを受電コイル回路１３０に直接接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。電力伝送効率を高めるためには、給電コイルＬ２、受電コイルＬ３およびロードコイルＬ４の中心線を揃えることが好ましい。
【００３２】
計測回路１２６は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、制御電源Ｖｓおよびコンパレータ１３２を含む。負荷電圧Ｖ５は、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧される。抵抗Ｒ２の両端に印加される電圧を「出力電圧」とよぶ。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点Ｆの電位は「計測電位」としてコンパレータ１３２の負極端子に入力される。コンパレータ１３２の正極端子には制御電源Ｖｓが接続される。制御電源Ｖｓによる正極端子の入力電位を「基準電位」とよぶ。
【００３３】
コンパレータ１３２は、計測電位と基準電位の差分（以下、「補正電圧」とよぶ）を増幅し、その増幅後の値をＴ０信号として出力する。Ｔ０信号は直流電圧信号であり、補正電圧の大きさを示す。いいかえれば、Ｔ０信号は負荷電圧Ｖ５の変化量を示す信号である。詳しくは後述するが、ワイヤレス電力伝送システム１００は、この補正電圧がゼロとなるように給電電力を制御することにより、出力電圧（負荷電圧Ｖ５）を安定させている。本実施形態においては基準電位を２．５（Ｖ）に設定する。また、負荷電圧Ｖ５が２４（Ｖ）のとき、計測電位が２．５（Ｖ）、補正電圧が０（Ｖ）となるように抵抗Ｒ１、Ｒ２を設定する。なお、制御電源Ｖｓは、可変直流電圧源であり任意に電圧調整可能である。
【００３４】
制御信号発生回路１７０は、制御周波数ｆｃの交流電圧信号をＴ１信号として発生させる回路である。本実施形態における制御周波数ｆｃは１．０ｋＨｚである。制御信号発生回路１７０については、図６に関連して後述する。コンパレータ１７４は、Ｔ０信号とＴ１信号を比較し、Ｔ１＞Ｔ０となるときにハイレベルとなるＴ２信号（有効信号：交流電圧信号）を発生させる。詳しくは後述するが、補正電圧によりＴ２信号のデューティ比が変化する。Ｔ０〜Ｔ２信号の関係については図７に関連して後述する。
【００３５】
基準信号発生回路１７２は、基準周波数ｆｓの交流電圧信号をＴ３信号として発生させる。本実施形態における基準周波数ｆｓは３８ｋＨｚである。信号送信回路１２２は、Ｔ２信号とＴ３信号に基づいて、交流光信号のＴ４信号を発生させる。Ｔ４信号は、受電側における出力の大きさを示す「出力信号」であり、ワイヤレス給電装置１１６の信号受信回路１１２により受光される。Ｔ４信号により、給電側は補正電圧の大きさ、いいかえれば負荷電圧Ｖ５の変動量を認識できる。信号送信回路１２２および基準信号発生回路１７２の回路構成および処理内容は、図８、図９に関連して後述する。
【００３６】
次に、送電制御回路２００の構成を説明する。まず、ゲート駆動用トランスＴ１の一次側にＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）２０２が接続される。ＶＣＯ２０２は、駆動周波数ｆｏの交流電圧Ｖｏを発生させる「オシレータ」として機能する。交流電圧Ｖｏの波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波（デジタル波形）であるとして説明する。交流電圧Ｖｏにより、トランスＴ１一次コイルＬｈには正負両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬｈとトランスＴ１二次コイルＬｆ、トランスＴ１二次コイルＬｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬｆとトランスＴ１二次コイルＬｇにも正負の両方向に交互に電流が流れる。
【００３７】
本実施形態におけるＶＣＯ２０２は、モトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニットを利用している。ＶＣＯ２０２は、位相比較回路１５０から出力される位相差指示電圧ＳＣ（後述）に基づいて駆動周波数ｆｏを動的に変化させる機能も備える。
【００３８】
駆動周波数ｆｏの最小値はｆｏ１＝９０ｋＨｚ、最大値はｆｏ２＝９９ｋＨｚであるとして説明する。位相差指示電圧ＳＣの適正範囲は、１．０〜４．０（Ｖ）である。位相差指示電圧ＳＣと駆動周波数ｆｏは正比例する。すなわち、位相差指示電圧ＳＣ＝１．０（Ｖ）のとき駆動周波数ｆｏ＝ｆｏ１＝９０ｋＨｚであり、ＳＣ＝４．０（Ｖ）のときｆｏ＝ｆｏ２＝９９ｋＨｚとなる。
【００３９】
送電制御回路２００の電源となるのは、直流電源Ｖｄｄにより充電されるキャパシタＣＡ、ＣＢである。キャパシタＣＡは図１に示す点Ｃと点Ｅの間、キャパシタＣＢは点Ｅと点Ｃの間に設けられる。キャパシタＣＡの電圧（ＣＥ間の電圧）をＶＡ、キャパシタＣＢの電圧（ＥＤ間の電圧）をＶＢとすると、ＶＡ＋ＶＢ（ＣＤ間の電圧）が入力電圧となる。キャパシタＣＡおよびＣＢは直流電圧源として機能する。
【００４０】
トランスＴ１二次コイルＬｆの一端は、スイッチングトランジスタＱ１のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ１のソースと接続される。トランスＴ１二次コイルＬｇの一端は、別のスイッチングトランジスタＱ２のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ２のソースと接続される。ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流電圧Ｖｏを発生させると、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が駆動周波数ｆｏにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は駆動周波数ｆｏにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるが、バイポーラ・トランジスタなど他のトランジスタでもよい。トランジスタの代わりにリレースイッチ等、他のスイッチを用いてもよい。
【００４１】
スイッチングトランジスタＱ１のドレインは、キャパシタＣＡの正極に接続される。キャパシタＣＡの負極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介してスイッチングトランジスタＱ１のソースに接続される。スイッチングトランジスタＱ２のソースは、キャパシタＣＢの負極に接続される。キャパシタＣＢの正極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介して、スイッチングトランジスタＱ２のドレインに接続される。
【００４２】
スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ２とする。ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、ＩＤＳ２については、同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。
【００４３】
スイッチングトランジスタＱ１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路（以下、「第１電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＡの正極から点Ｃ、スイッチングトランジスタＱ１、トランスＴ２一次コイルＬｂ、点Ｅを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。
【００４４】
スイッチングトランジスタＱ２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路（以下、「第２電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＢの正極から点Ｅ、トランスＴ２一次コイルＬｂ、スイッチングトランジスタＱ２、点Ｄを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。
【００４５】
送電制御回路２００においてトランスＴ２一次コイルＬｂを流れる電流を「電流Ｉｓ」とよぶ。電流Ｉｓは交流電流であり、第１電流経路を流れるときを正方向、第２電流経路を流れるときを負方向とよぶ。
【００４６】
ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流電圧Ｖｏを供給すると、第１電流経路と第２電流経路が駆動周波数ｆｏにて交互に切り替わる。駆動周波数ｆｏの交流電流ＩｓがトランスＴ２一次コイルＬｂを流れるため、エキサイト回路１１０にも駆動周波数ｆｏにて交流電流Ｉ１が流れ、更に、給電コイル回路１２０にも駆動周波数ｆｏの交流電流Ｉ２が流れる。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒに近いほど、電力伝送効率は高くなる。駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒであれば、給電コイル回路１２０の給電コイルＬ２とキャパシタＣ２は共振状態となる。受電コイル回路１３０も共振周波数ｆｒの共振回路であるから、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振する。このとき、電力伝送効率は最大となる。
【００４７】
ただし、本実施形態の場合、駆動周波数ｆｏの動作範囲には共振周波数ｆｒは含まれないため、電力伝送効率が最大となることはない。これは電力伝送効率を最大化するよりも、負荷電圧Ｖ５の安定を優先しているためである。負荷電圧Ｖ５の変化は補正電圧により検出できるため、ワイヤレス給電装置１１６は補正電圧がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを自動調整する。詳細については後述する。
【００４８】
共振周波数ｆｒは、給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０の使用状態や使用環境によって微妙に変化する。給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０を交換した場合にも共振周波数ｆｒは変化する。あるいは、キャパシタＣ２やキャパシタＣ３の静電容量を可変とすることにより共振周波数ｆｒを積極的に変化させたい場合もあるかもしれない。また、本発明者の実験により、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３のコイル間距離をある程度近づけると共振周波数ｆｒが低下し始めることがわかっている。共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏの差が変化すると電力伝送効率が変化する。電力伝送効率が変化すると、負荷電圧Ｖ５が変化する。したがって、負荷電圧Ｖ５を安定させるためには、共振周波数ｆｏが変化したときでも、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｒの差を一定に保つ必要がある。
【００４９】
給電コイル回路１２０には検出コイルＬＳＳが設けられる。検出コイルＬＳＳは、貫通孔を有するコア１５４（トロイダルコア）にＮｓ回巻き付けられたコイルである。コア１５４の材質はフェライト、珪素鋼板、パーマロイ（permalloy）等の既知材料である。本実施形態における検出コイルＬＳＳの巻き数Ｎｓは１００回である。
【００５０】
給電コイル回路１２０の電流経路の一部もコア１５４の貫通孔を貫通している。これは、コア１５４に対する給電コイル回路１２０の巻き数Ｎｐが１回であることを意味する。このような構成により、検出コイルＬＳＳと給電コイルＬ２は結合トランスを形成する。給電コイルＬ２の交流電流Ｉ２が発生させる交流磁界により、検出コイルＬＳＳには同相の誘導電流ＩＳＳが流れる。等アンペア・ターンの法則により、誘導電流ＩＳＳの大きさは、Ｉ２・（Ｎｐ／Ｎｓ）となる。
【００５１】
検出コイルＬＳＳの両端には抵抗Ｒ４が接続される。抵抗Ｒ４の一端Ｂは接地され、他端Ａの電位ＶＳＳはコンパレータ１４２を介して電流位相検出回路１４４に接続される。
【００５２】
電位ＶＳＳは、コンパレータ１４２によって２値化され、Ｓ０信号となる。コンパレータ１４２は電位ＶＳＳが所定の閾値、たとえば、０．１（Ｖ）より大きくなると飽和電圧３．０（Ｖ）を出力する。電位ＶＳＳは、コンパレータ１４２によってデジタル波形のＳ０信号に変換される。電流Ｉ２と誘導電流ＩＳＳは同相であり、誘導電流ＩＳＳと電位ＶＳＳ（Ｓ０信号）は同相である。また、送電制御回路２００を流れる交流電流Ｉｓは電流Ｉ２と同相である。したがって、Ｓ０信号の波形を観察することにより交流電流Ｉｓの電流位相を計測できる。
【００５３】
共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏが一致するときには電流位相と電圧位相も一致する。共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏのずれは、電流位相と電圧位相の位相差から計測できる。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、この位相差に基づいて、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏのずれを計測することにより、共振周波数ｆｒの変化に対して駆動周波数ｆｏを自動的に追随させる。
【００５４】
位相検出回路１１４は、電流位相検出回路１４４、位相比較回路１５０およびローパスフィルタ１５２を含む。ローパスフィルタ１５２は、既知の回路であり、位相差指示電圧ＳＣの高周波数成分をカットするために挿入される。本実施形態における位相比較回路１５０は、ＶＣＯ２０２と同じくモトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニット（Phase Comparator）を利用している。したがって、位相比較回路１５０とＶＣＯ２０２は、ワンチップにて実現可能である。
【００５５】
電流位相検出回路１４４は、電流位相を示す信号として、Ｓ１信号を発生させる。Ｓ１信号は位相比較回路１５０に入力される。また、ＶＣＯ２０２が発生させる交流電圧Ｖｏは、電圧位相を示すＳ２信号として位相比較回路１５０に入力される。位相比較回路１５０は、Ｓ１、Ｓ２信号から電流位相と電圧位相のずれ（位相差）を検出し、位相差の大きさを示す位相差指示電圧ＳＣを生成する。位相差の検出により、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏのずれの大きさを検出する。位相差指示電圧ＳＣにしたがって駆動周波数ｆｏを制御することにより、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒの位相差を一定に保つことができる。
【００５６】
たとえば、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが乖離すると位相差が大きくなるため、位相比較回路１５０はこの位相差を小さくするように位相差指示電圧ＳＣを発生させればよい。したがって、共振周波数ｆｒが変化しても、電力伝送効率を一定に保ち、負荷電圧Ｖ５を安定させることができる。電流位相検出回路１４４および信号受信回路１１２の回路構成については図１０、Ｓ１信号とＳ２信号の関係については図１２に関連して後に詳述する。
【００５７】
なお、トランスＴ１一次コイルＬｈの両端に抵抗を並列接続し、交流電圧Ｖｏを分圧してＳ２信号としてもよい。分圧により、ＶＣＯ２０２の発生させる交流電圧Ｖｏが大きい場合でも、扱いやすい電圧に降圧できる。ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、ＶＤＳ２や、ソース・ゲート電圧ＶＧＳ１、ＶＧＳ２などから電圧位相を計測してもよい。
【００５８】
また、たとえ共振周波数ｆｒが一定であっても、負荷電圧Ｖ５が変化することがある。たとえば、負荷ＬＤが可変抵抗器であるときや負荷ＬＤ自体を取り替えたときに負荷電圧Ｖ５は変化する。本実施形態では、負荷電圧Ｖ５の変化を補正電圧として検出し、補正電圧がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを自動調整することにより、負荷電圧Ｖ５を安定させる。
【００５９】
補正電圧は、Ｔ４信号（交流光信号）として、信号送信回路１２２から信号受信回路１１２に伝達される。信号受信回路１１２は、交流光信号であるＴ４信号を直流電圧信号であるＴ５信号に変換する。Ｔ５信号の電圧レベルは負荷電圧Ｖ５と正相関関係にある。
【００６０】
電流位相検出回路１４４は、電流位相を示すＳ０信号（交流電圧信号）を補正電圧を示すＴ５信号（直流電圧信号）によって調整し、補正電流位相としてのＳ１信号（交流電圧信号）を出力する。負荷電圧Ｖ５が所望値である２４（Ｖ）のときには、Ｓ０信号がそのままＳ１信号となる。位相比較回路１５０は、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差をＳ１信号とＳ２信号に基づいて検出し、位相差指示電圧ＳＣを出力する。ＶＣＯ２０２は、位相差指示電圧ＳＣに基づいて、駆動周波数ｆｏを調整する。より具体的には、ＶＣＯ２０２は交流電圧Ｖｏのパルス幅を変化させることにより、駆動周波数ｆｏを変化させる。
【００６１】
補正電圧がゼロでないとき、すなわち、Ｔ５信号による調整がなされるときにも、位相比較回路１５０は、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差をＳ１信号とＳ２信号に基づいて検出し、位相差指示電圧ＳＣを出力する。ただし、このときのＳ１信号は、Ｓ０信号をＴ５信号に応じて調整した信号であるため、実際の電流位相を示す信号ではない。補正電圧に基づく調整ロジックについては、図１２に関連して更に詳述する。
【００６２】
図２は、負荷電流Ｉ５と負荷電圧Ｖ５の関係を示すグラフである。横軸は負荷ＬＤを流れる負荷電流Ｉ５（直流）の大きさを示し、縦軸は負荷電圧Ｖ５を示す。非調整時特性１３４は、補正電圧に基づく調整をしない場合の電流・電圧特性を示す。非調整時特性１３４の場合、負荷ＬＤが大きくなると負荷電流Ｉ５は減少し、負荷電圧Ｖ５は増加する。反対に負荷ＬＤが小さくなると負荷電流Ｉ５は増加し、負荷電圧Ｖ５は減少する。このように、給電電力が一定であっても負荷ＬＤを変更すると負荷電圧Ｖ５も変化する。
【００６３】
本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、調整時特性１３６に示す電流・電圧特性を実現する。具体的には、補正電圧に基づいてＳ１信号を調整することにより、電力伝送効率を変化させ、負荷電圧Ｖ５を安定させる。
【００６４】
図３は、コイル間距離ｄと負荷電圧Ｖ５の関係を示すグラフである。横軸は給電コイルＬ２と受電コイルＬ３のコイル間距離ｄ、縦軸は負荷電圧Ｖ５を示す。非調整時特性１４６は、補正電圧に基づく調整をしない場合の電圧・距離特性を示す。先述したように、コイル間距離ｄによって共振周波数ｆｒが変化する。共振周波数ｆｒが変化し、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒの差が変化すると、電力伝送効率が変化する。共振周波数ｆｒに駆動周波数ｆｏを追随させても、負荷電圧Ｖ５はコイル間距離ｄによって多少変化する。
【００６５】
本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、調整時特性１４８に示す電圧・距離特性を実現する。補正電圧に基づいてＳ１信号を調整することにより、電力伝送効率を変化させ、負荷電圧Ｖ５を安定させる。
【００６６】
図４は、給電コイル回路１２０のインピーダンスＺと駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。縦軸は、給電コイル回路１２０（キャパシタＣ２と給電コイルＬ２の直列回路）のインピーダンスＺを示す。横軸は駆動周波数ｆｏを示す。インピーダンスＺは、共振時において最低値Ｚｍｉｎとなる。共振時にＺｍｉｎ＝０となるのが理想であるが、給電コイル回路１２０には若干の抵抗成分が含まれるため、Ｚｍｉｎは通常ゼロとはならない。
【００６７】
駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒとなるとき、インピーダンスＺは最低となり、キャパシタＣ２と給電コイルＬ２は共振状態となる。駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒがずれると、インピーダンスＺにおける容量性リアクタンスまたは誘導性リアクタンスが優勢となるためインピーダンスＺも大きくなる。
【００６８】
駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒが乖離するほどインピーダンスＺは大きくなり、電力伝送効率は低下する。したがって、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒの差を変化させることにより、電力伝送効率を変化させることができる。
【００６９】
図５は、出力電力効率と駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。出力電力効率とは、給電コイルＬ２から実際に給電される電力の最大出力値に対する割合を示す。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒと一致するときには、電流位相と電圧位相の差がゼロとなり、電力伝送効率が最大となるので、出力電力効率＝１００（％）となる。本実施形態のワイヤレス電力伝送システム１００においては、駆動周波数ｆｏは共振周波数ｆｒよりも低いｆｏ１〜ｆｏ２の範囲で調整される。
【００７０】
図６は、制御信号発生回路１７０の回路図である。制御信号発生回路１７０の出力であるＴ１信号（制御信号）はコンパレータ１７４の正極端子に入力される。コンパレータ１７４の負極端子には、計測回路１２６が出力するＴ０信号が入力される。Ｔ０信号は補正電圧を示す直流電圧信号である。
【００７１】
制御信号発生回路１７０は、制御周波数＝１．０ｋＨｚにてノコギリ波状に変化する交流電圧をＴ１信号として発生させる。制御信号発生回路１７０は、抵抗Ｒ５〜Ｒ７、キャパシタＣ６およびサイリスタ１３８を含む。サイリスタ１３８のゲートＧには、電源ＶＣＣの電源電圧を抵抗Ｒ５、Ｒ６により分圧したゲート電圧ＶＧが印加される。ゲート電圧ＶＧは一定値である。サイリスタ１３８のアノードＡは抵抗Ｒ７を介して電源ＶＣＣと接続され、キャパシタＣ６を介してグランドと接続される。電源電圧を抵抗Ｒ７により電圧降下させることにより、サイリスタ１３８にアノード電位ＶＡが印加される。Ｔ１信号はこのアノード電位ＶＡを示す。
【００７２】
アノード電位ＶＡ≦ゲート電位ＶＧのとき、サイリスタ１３８のアノード・カソード間はオフ（非導通）となり、この期間にはキャパシタＣ６が充電される。キャパシタＣ６が充電されるとアノード電位ＶＡ（Ｔ１信号）が高くなり、アノード電位ＶＡ＞ゲート電位ＶＧとなると、サイリスタ１３８のアノード・カソード間はオン（導通）となる。このとき、キャパシタＣ６の電荷がサイリスタ１３８を介して放電されるため、再び、アノード電位ＶＡ≦ゲート電位ＶＧとなる。制御信号発生回路１７０は、以上のプロセスを１．０ｋＨｚ（制御周波数ｆｃ）にて繰り返す。この結果、図７にて後述するようにノコギリ波状のＴ１信号が発生する。制御周波数ｆｃは、キャパシタＣ６と抵抗Ｒ７の時定数によって定まる。
【００７３】
コンパレータ１７４は、Ｔ１信号＞Ｔ０信号のとき、ハイレベルのＴ２信号（有効信号）を出力し、それ以外のときにはローレベルのＴ２信号を出力する。Ｔ１信号＞Ｔ０信号の期間が有効期間となり、それ以外の期間が無効期間となる。補正電位が高いほどＴ０信号のレベルは高くなり、有効期間は短くなる。
【００７４】
図７は、Ｔ０〜Ｔ２信号の関係を示すタイムチャートである。制御信号発生回路１７０において、時刻ｔ０にキャパシタＣ６の充電が開始される。アノード電位ＶＡが徐々に上昇するため、Ｔ１信号も徐々に上昇する。時刻ｔ１にアノード電位ＶＡ＞ゲート電位ＶＧとなり、サイリスタ１３８のアノード・カソード間はオン（導通）となる。キャパシタＣ６が放電するため、アノード電位ＶＡ（Ｓ１信号）は急落する。この時刻ｔ０〜時刻ｔ１までの期間を「単位期間」とよぶ。時刻ｔ１以降も同様である。制御周波数ｆｃ＝１．０ｋＨｚであるから、単位期間の長さは１．０（ｍｓｅｃ）である。
【００７５】
Ｔ０信号は、補正電圧に応じて電圧レベルが変化する直流電圧信号である。コンパレータ１７４は、Ｔ０信号とＴ１信号を比較し、Ｔ１＞Ｔ０信号となるときハイレベル、Ｔ１≦Ｔ０信号のときローレベルのＴ２信号を発生させる。ｔ０〜ｔ１の単位期間のうち、ｔ０〜ｔ４においてＴ２信号はローレベル、ｔ４〜ｔ１においてＴ２信号はハイレベルとなる。すなわち、単位期間（ｔ０〜ｔ１）のうち、時刻ｔ０〜時刻ｔ４が無効期間、時刻ｔ４〜時刻ｔ１が有効期間となる。補正電圧によってＴ０信号のレベルが変化することにより、有効期間と無効期間のデューティ比が変化する。負荷電圧Ｖ５が高くなると補正電位は低下し、Ｔ２信号のデューティ比は大きくなる。反対に、負荷電圧Ｖ５が低くなると補正電位は上昇し、Ｔ２信号のデューティ比は小さくなる。なお、本実施形態においては、補正電位がゼロとなってもデューティ比が１００％未満となるように設定されている。
【００７６】
図８は、信号送信回路１２２の回路図である。信号送信回路１２２は、赤外線ＬＥＤ（Light Emitting Diode）１５８と、トランジスタＱ３、信号制御回路１５６を含む。トランジスタＱ３はエミッタ接地されるバイポーラ・トランジスタであり、ベースとエミッタは抵抗Ｒ９を介して接続される。赤外線ＬＥＤ１５８の一端は、抵抗Ｒ８を介して電源ＶＣＣと接続され、他端はトランジスタＱ３のベースに接続される。トランジスタＱ３のベースには信号制御回路１５６も接続される。
【００７７】
信号制御回路１５６は、既知の回路であり、たとえば、テキサス・インツルメンツ社の製品番号ＵＣＣ３７３２１のＩＣ（Integrated Circuit）を利用すればよい。信号制御回路１５６には、基準信号発生回路１７２とコンパレータ１７４が接続される。信号制御回路１５６は、Ｔ２信号とＴ３信号が入力され、Ｔ６信号を出力する。基準信号発生回路１７２は、所定の基準周波数ｆｓにてＴ３信号（基準信号）を発生させるオシレータである。本実施形態において基準周波数ｆｓは、制御周波数ｆｃよりも十分に大きい３８ｋＨｚであるとする。Ｔ３信号は正弦波でもよいが、ここでは矩形波（デジタル波形）であるとして説明する。
【００７８】
信号制御回路１５６は、Ｔ２信号がハイレベルの期間、すなわち、有効期間に限り、Ｔ３信号（基準信号）をＴ６信号として出力する。無効期間においては、Ｔ６信号はローレベルに固定される。
【００７９】
Ｔ６信号（交流電圧信号）は、赤外線ＬＥＤ１５８によりＴ４信号（交流光信号）に変化する。赤外線ＬＥＤ１５８は、Ｔ４信号（交流光信号）を信号受信回路１１２に送る。本実施形態におけるＴ４信号は、赤外線信号である。赤外線波長は９４０ｎｍ程度である。Ｔ４信号は数ｍ程度の距離まで届くため、コイル間距離が大きくても十分に対応できる。赤外線は、給電コイルＬ２や受電コイルＬ３が発生させる磁界の影響をほとんど受けないため、Ｔ４信号と給電電力はお互いにほとんど影響しないというメリットもある。
【００８０】
図９は、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ６信号の関係を示すタイムチャートである。図７に関連して説明したように、Ｔ２信号（有効信号）はｔ０〜ｔ１、ｔ１〜ｔ２、・・・を単位期間とする制御周波数ｆｃ＝１．０ｋＨｚの交流電圧信号である。Ｔ２信号がハイレベルの期間が有効期間、ローレベルの期間が無効期間である。Ｔ３信号は、基準周波数ｆｓ＝３８ｋＨｚの交流電圧信号である。信号制御回路１５６は、有効期間中に限り、Ｔ３信号をＴ６信号として出力する。すなわち、Ｔ２信号とＴ３信号の論理積がＴ６信号である。
【００８１】
交流電圧信号であるＴ６信号は、交流光信号のＴ４信号に変換され、信号受信回路１１２に向けて照射される。赤外線ＬＥＤ１５８は、有効期間においては基準周波数ｆｓ＝３８ｋＨｚにて点滅し、無効期間においては消灯する。点滅期間と消灯期間は制御周波数ｆｃにて繰り返される。点滅期間と消灯期間のデューティ比は、補正電圧によって変化する。補正電圧が高いほど点滅期間は短くなる。単位期間のうち点滅期間の占める割合を「Ｔ４信号（出力信号）のデューティ比」とよぶ。
【００８２】
なお、Ｔ６信号ではなくＴ２信号により赤外線ＬＥＤ１５８を点灯させてもよい。この場合には、有効期間中は赤外線ＬＥＤ１５８は点灯し続けることになる。本実施形態のように有効期間中にＴ３信号にしたがって赤外線ＬＥＤ１５８を点滅させれば、赤外線ＬＥＤ１５８の消費電力を抑制する上で有効である。
【００８３】
図１０は、電流位相検出回路１４４と信号受信回路１１２の回路図である。電流位相検出回路１４４は、コンパレータ１６６と電流波形整形回路１６８を含む。まず、電位ＶＳＳはコンパレータ１４２によりデジタル波形のＳ０信号に整形され、電流波形整形回路１６８に入力される。電流波形整形回路１６８は、このデジタル波形（矩形波）のＳ０信号をノコギリ波状のＳ３信号に整形する。電流波形整形回路１６８においては、Ｓ０信号の経路に抵抗Ｒ１０が間挿され、抵抗Ｒ１０にはダイオードＤ１が並列接続される。また、Ｓ０信号の伝達経路は、キャパシタＣ７を介してグランド接地される。Ｓ３信号（交流電圧信号）はコンパレータ１６６の正極端子に入力される。Ｓ３信号は電流位相を示す信号である。
【００８４】
信号受信回路１１２は、フォトダイオード１６０と電圧変換部１６４、ローパスフィルタ１７６を含む。電圧変換部１６４は、コンパレータ１６２と抵抗Ｒ１２を含む。
【００８５】
フォトダイオード１６０は、間欠的に点滅する光信号であるＴ４信号を受光する。Ｔ４信号（交流光信号）は、電圧変換部１６４によりＴ７信号（交流電圧信号）に変換される。電圧変換部１６４においては１（ルクス）あたり１（ｍＶ）が出力されるように抵抗Ｒ１２を調整している。受光時のＴ４信号の明るさは０〜２０００（ルクス）程度であるため、Ｔ７信号の電圧レベルは０〜２．０（Ｖ）程度である。Ｔ７信号のデューティ比は補正電圧を示す。Ｔ７信号（交流電圧信号）は、ローパスフィルタ１７６により一定値のＴ５信号（直流電圧信号）に変換される。ローパスフィルタ１７６は、抵抗Ｒ１１とキャパシタＣ８を含む一般的な回路である。補正電圧が高いほどＴ５信号の電圧レベルは低く設定される。Ｔ５信号（直流電圧信号）はコンパレータ１６６の負極端子に入力される。Ｔ５信号は補正電圧を示す直流電圧信号である。
【００８６】
Ｓ３＞Ｔ５のとき、コンパレータ１６６はハイレベルのＳ１信号を出力し、それ以外のときにはローレベルのＳ１信号を出力する。
【００８７】
図１１は、Ｓ１、Ｓ３、Ｔ５信号の関係を示すタイムチャートである。Ｓ３信号は、駆動周波数ｆｏの交流電圧信号である。Ｓ３信号は電流位相を示す。Ｓ３信号は時刻ｔ１０から上昇し、時刻ｔ１１に急落する。この時刻ｔ１０〜ｔ１１までの期間がＳ３信号の単位期間である。駆動周波数ｆｏは９０〜９９ｋＨｚなので、単位期間の長さは０．０１（ｍｓｅｃ）程度である。
【００８８】
Ｔ５信号は、補正電圧に応じて電圧レベルが変化する直流電圧信号である。コンパレータ１６６は、Ｓ３信号とＴ５信号を比較し、Ｓ３＞Ｔ５信号となるときハイレベル、Ｓ３≦Ｔ５信号のときローレベルのＳ１信号を発生させる。ｔ１０〜ｔ１１の単位期間のうち、ｔ１０〜ｔ１４においてＳ１信号はローレベル、ｔ１４〜ｔ１１においてＳ１信号はハイレベルとなる。補正電圧によってＴ５信号のレベルが変化することにより、Ｓ１信号のデューティ比が変化する。詳しくは後述するが、負荷電圧Ｖ５が高くなると補正電位は低下し、Ｔ５信号の信号レベルが高くなる。この結果、Ｓ１信号のデューティ比は小さくなるとともに、Ｓ１信号の立ち上がり時刻はＳ３信号の立ち上がり時刻よりも遅くなる。
【００８９】
図１２は、Ｓ１信号とＳ２信号の関係を示すタイムチャートである。時刻ｔ２０〜時刻ｔ２１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間である。時刻ｔ２１〜時刻ｔ２２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間、時刻ｔ２２〜時刻ｔ２３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間、時刻ｔ２３〜時刻ｔ２４の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間であるとする。
【００９０】
時刻ｔ２０において交流電圧Ｖｏ（Ｓ２信号）は最低値から最大値に変化する。第１期間が終了する時刻ｔ２１に交流電圧Ｖｏ（Ｓ２信号）は最大値から最低値に変化する。以下、時刻ｔ２０のようにＳ２信号が立ち上がるタイミングを「電圧位相値」とよぶ。
【００９１】
駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒよりも小さい場合、給電コイル回路１２０（ＬＣ共振回路）のインピーダンスＺに容量性リアクタンス成分が現れ、電流Ｉｓの電流位相は電圧位相に対して進む。電流位相を示すＳ０信号は時刻ｔ２０よりも早い時刻ｔ１０に立ち上がる。以下、時刻ｔ１０のようにＳ０信号が立ち上がるタイミングを「電流位相値」とよぶ。図１２の場合、ｔ２０−ｔ１０が位相差を示す。ｔ２０−ｔ１０＞０なので電流位相が電圧位相に対して進んでいる。
【００９２】
時刻ｔ１０にＳ０信号が立ち上がると、Ｓ３信号のレベルも上昇し始める。Ｓ０信号がローレベルになる時刻ｔ１１に、Ｓ３信号も急降下する。
【００９３】
Ｔ５信号は補正電圧の大きさによってレベルが変化する直流電圧信号である。図１２では、補正電圧が検出され、負荷電圧Ｖ５が所望値からずれている状態を示している。
【００９４】
Ｓ３信号とＴ５信号は、それぞれ、コンパレータ１６６の正極端子と負極端子に入力され、その出力がＳ１信号となる。Ｓ３＞Ｔ５のときにはＳ１はハイレベル、Ｓ３≦Ｔ５のときにはＳ１はローレベルとなる。図１２では、時刻ｔ１０よりも後の時刻ｔ１４（以下、このようなタイミングを「補正後の電流位相値」ともよぶ）にＳ３＞Ｔ５となっている。Ｔ５信号の電圧レベルが、補正後の電流位相値を決定する「基準値」となる。
【００９５】
位相比較回路１５０は、Ｓ２信号の立ち上がり時刻ｔ１０とＳ１信号の立ち上がり時刻ｔ１４を比較して位相差ｔｄとして検出する。実際の位相差はｔ２０−ｔ１０（＞０）であるが、位相比較回路１５０によって認識される位相差はｔ２０−ｔ１４（＜０）である。位相比較回路１５０はｔ２０−ｔ１４に応じた位相差指示電圧ＳＣを出力する。ＶＣＯ２０２は、電流位相が電圧位相より遅れている、すなわち、駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒよりも大きいと判断し、駆動周波数ｆｏを低下させて位相差を解消しようとする。この結果、電力伝送効率が低下し、負荷電圧Ｖ５が抑制され、補正電圧が解消されるようにフィードバック制御される。
【００９６】
たとえば、負荷ＬＤの抵抗値が高くなると負荷電流Ｉ５は減少し、負荷電圧Ｖ５は上昇する（図２参照）。負荷電圧Ｖ５が上昇すると計測電位が上昇し、補正電圧は低下する。この結果、Ｔ０信号（直流電圧信号）の電圧レベルが低下する。
【００９７】
Ｔ０信号の電圧レベルが低下すると、Ｔ２信号のデューティ比が大きくなる（図７参照）。この結果、Ｔ４信号（出力信号）のデューティ比も大きくなる（図９参照）。Ｔ４信号のデューティ比が大きくなると、Ｔ５信号（直流電圧信号）の電圧レベルが高くなる。この結果、Ｓ１信号のデューティ比は小さくなる。また、Ｓ１信号の立ち上がり時刻がＳ２信号の立ち上がり時刻よりも遅れるため、位相比較回路１５０は電流位相が電圧位相に遅れていると認識する。電流位相を進めるため、位相比較回路１５０は位相差指示電圧ＳＣにより、ＶＣＯ２０２に駆動周波数ｆｏの低下を指示する。共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏの乖離がいっそう大きくなり、電力伝送効率が低下するため（図４、図５参照）、負荷電圧Ｖ５が低下する。このようなフィードバック制御により、負荷電圧Ｖ５を一定値に維持することができる。負荷電圧Ｖ５が低下したときにも同様のフィードバック制御がなされる。
【００９８】
図１３は、変形例におけるワイヤレス受電装置１１８の回路図である。図１では、負荷ＬＤに直流電流Ｉ５を供給していたが、変形例として負荷ＬＤに交流電流Ｉ４をそのまま供給してもよい。この場合には、ロードコイルＬ４の一部に整流回路１２４と計測回路１２６を接続し、Ｔ０信号を出力してもよい。
【００９９】
図１４は、ワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図の変形例である。変形例においては、送電制御回路２００がエキサイト回路１１０を介さずに、直接、給電コイル回路１２０を駆動する。図１と同一の符号を付した構成は、図１で説明した構成と同一または同様の機能を有する。
【０１００】
変形例における給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ２、キャパシタＣ２にトランスＴ２二次コイルＬｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬｉは、トランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。このように、エキサイト回路１１０を介さず、送電制御回路２００から給電コイル回路１２０に直接交流電力を供給してもよい。
【０１０１】
以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００を説明した。磁場共振型のワイヤレス給電の場合、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｏの差により電力伝送効率を制御できる。共振周波数ｆｒが変化しても駆動周波数ｆｏを自動的に追随させることができるため、使用条件が変化しても、電力伝送効率を一定に維持しやすくなる。また、負荷ＬＤやコイル間距離ｄが変化したときも、補正電圧に基づくフィードバック制御により負荷電圧Ｖ５を一定に保つことができる。補正電圧に基づいてＳ１信号を変化させることにより、電力伝送効率を事後調整できる。本発明者の実験によれば、Ｓ１信号のレベル調整によって、有意な電力損失の発生は認められなかった。
【０１０２】
直流電圧信号であるＴ０信号は交流光信号であるＴ４信号に変換され、ワイヤレス受電装置１１８からワイヤレス給電装置１１６に照射される。光信号であるＴ４信号は給電コイルＬ２等が発生させる磁界の影響をほとんど受けないため、良好に信号伝送できるというメリットがある。
【０１０３】
また、受電側において基準電位を手動調整してもよい。計測電位が変化したときだけでなく基準電圧が変化したときにも補正電圧が検出され、結果として、電力伝送効率が調整される。たとえば、基準電位を低下させると、計測電位を低下させるようなフィードバック制御がなされ、負荷電圧Ｖ５も低下する。すなわち、受電側にて給電電力を制御できる。
【０１０４】
応用例として、ワイヤレス給電装置１１６をテーブルと一体化し、ワイヤレス受電装置１１８をテーブルに載置される卓上ランプに内蔵してもよい。従来の卓上ランプは電源コードが邪魔になるため、ダイニングテーブルでは吊り下げ型のランプを使うことが多い。上記応用例によれば、卓上ランプの電源コードを不要化できる。このため、卓上ランプの利用性が高まる。たとえば、卓上ランプで照明する方が、料理を美味しく見せることができる場合もある。吊り下げ型のランプだと照明箇所が固定されてしまうが、卓上ランプはレイアウト自由であるため、多様な照明が可能である。しかも、複数の卓上ランプがテーブルに載置されているときでも、１つの卓上ランプの基準電位を調整すれば、他の卓上ランプの明るさをまとめて制御できる。
【０１０５】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、いろいろな変形および変更が本発明の特許請求範囲内で可能なこと、またそうした変形例および変更も本発明の特許請求の範囲にあることは当業者に理解されるところである。従って、本明細書での記述および図面は限定的ではなく例証的に扱われるべきものである。
【０１０６】
送電制御回路２００はハーフブリッジ型の回路であるが、プッシュプル型の回路により形成されてもよい。電流波形整形回路１６８が発生させるＳ３信号や制御信号発生回路１７０が発生させるＴ１信号は、ノコギリ波に限らず、三角波や正弦波など、所定期間において電圧値が漸増減する交流信号であればよい。本実施形態においては、電流位相を調整するとして説明したが、電圧位相をＴ０信号により調整してもよい。また、出力電圧に限らず電流や電力等に基づいてフィードバック制御してもよい。
【０１０７】
Ｔ４信号は、赤外線などの光信号に限らず、無線信号であってもよい。いずれにしても、駆動周波数ｆｏや共振周波数ｆｒなどの周波数帯から十分に離れた周波数帯の信号であればよい。赤外線ＬＥＤ１５８やフォトダイオード１６０は比較的安価であるため、本実施形態では光信号を採用している。
【符号の説明】
【０１０８】
１００ ワイヤレス電力伝送システム、１１０ エキサイト回路、１１２ 信号受信回路、１１４ 位相検出回路、１１６ ワイヤレス給電装置、１１８ ワイヤレス受電装置、１２０ 給電コイル回路、１２２ 信号送信回路、１２４ 整流回路、１２６ 計測回路、１２８ ブリッジ回路、１３０ 受電コイル回路、１３２ コンパレータ、１３４ 非調整時特性、１３６ 調整時特性、１３８ サイリスタ、１４０ ロード回路、１４２ コンパレータ、１４４ 電流位相検出回路、１４６ 非調整時特性、１４８ 調整時特性、１５０ 位相比較回路、１５２ ローパスフィルタ、１５４ コア、１５６ 信号制御回路、１５８ 赤外線ＬＥＤ、１６０ フォトダイオード、１６２ コンパレータ、１６４ 電圧変換部、１６６ コンパレータ、１６８ 電流波形整形回路、１７０ 制御信号発生回路、１７２ 基準信号発生回路、１７４ コンパレータ、１７６ ローパスフィルタ、２００ 送電制御回路、２０２ ＶＣＯ、Ｌ１ エキサイトコイル、Ｌ２ 給電コイル、Ｌ３ 受電コイル、Ｌ４ ロードコイル。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するための装置であって、
前記給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、
前記給電コイルおよびキャパシタを含み、前記受電コイルの共振周波数にて共振する給電コイル回路と、
前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、
前記交流電力の受電側から、デューティ比により出力を示す出力信号を受信し、前記デューティ比に応じて前記出力信号を直流変換する信号受信回路と、を備え、
前記送電制御回路は、前記位相差が減少するように前記駆動周波数を調整することにより前記駆動周波数を前記共振周波数に追随させ、
更に、前記位相検出回路は、前記電圧位相および前記電流位相の双方または一方について検出された位相値を前記直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整することを特徴とするワイヤレス給電装置。
【請求項２】
前記位相検出回路は、前記交流電力の電圧レベルが第１の基準値となるタイミングである第１の位相値と前記交流電力の電流レベルが第２の基準値となるタイミングである第２の位相値を比較することにより前記位相差を検出し、前記信号レベルに応じて前記第１および第２の基準値の双方または一方を変更することにより前記第１および第２の位相値の双方または一方を事後調整することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
【請求項３】
前記信号受信回路は、光信号として前記出力信号を受信することを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス給電装置。
【請求項４】
前記給電コイルと磁気結合し、前記送電制御回路から供給される交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイル、を更に備え、
前記送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、前記第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを前記駆動周波数にて交互に導通させることにより、前記エキサイトコイルに前記交流電力を供給することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
【請求項５】
前記交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルを更に備え、
前記位相検出回路は、前記検出コイルに流れる前記誘導電流の位相から、前記交流電力の電流位相を計測することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれかに記載のワイヤレス給電装置からワイヤレス給電される交流電力を受電コイルにて受電する装置であって、
前記受電コイルとキャパシタを含み、前記給電コイルの共振周波数にて共振する受電コイル回路と、
前記受電コイルと磁気結合することにより前記受電コイルから前記交流電力を受電するロードコイルと、前記ロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、
前記ロード回路の一部に印加される出力電圧をデューティ比により示す出力信号を前記ワイヤレス給電装置に送信する信号送信回路と、を備えることを特徴とするワイヤレス受電装置。
【請求項７】
前記信号送信回路は、前記出力電圧と基準電圧の差分値を前記デューティ比により示す信号として前記出力信号を送信することを特徴とする請求項６に記載のワイヤレス受電装置。
【請求項８】
前記基準電圧が調整可能に形成されたことを特徴とする請求項７に記載のワイヤレス受電装置。
【請求項９】
所定の制御周波数にて制御信号を発生させる制御信号発生回路と、
前記制御信号の信号レベルと前記出力電圧の間に所定の大小関係が成立するとき、有効信号を発生させる比較回路と、を更に備え、
前記信号送信回路は、前記有効信号のデューティ比により前記出力信号のデューティ比を決定することを特徴とする請求項６から８のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
【請求項１０】
前記制御周波数よりも高い基準周波数の基準信号を発生させる基準信号発生回路と、を更に備え、
前記信号送信回路は、前記有効信号の発生期間中であることを条件として前記基準信号を前記出力信号として送信することを特徴とする請求項９に記載のワイヤレス受電装置。
【請求項１１】
給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するためのシステムであって、
前記給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、
前記給電コイルおよび第１のキャパシタを含む給電コイル回路と、
前記受電コイルおよび第２のキャパシタを含む受電コイル回路と、
前記受電コイルと磁気結合することにより前記受電コイルから前記交流電力を受電するロードコイルと、前記ロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、
前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、
前記ロード回路の一部に印加される出力電圧をデューティ比により示す出力信号を給電側に送信する信号送信回路と、
給電側において前記出力信号を受信し、前記デューティ比に応じて前記出力信号を直流変換する信号受信回路と、を備え、
前記送電制御回路は、前記位相差が減少するように前記駆動周波数を調整し、
更に、前記位相検出回路は、前記電圧位相および前記電流位相の双方または一方について検出された位相値を前記直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整することを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。
【請求項１】
給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するための装置であって、
前記給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、
前記給電コイルおよびキャパシタを含み、前記受電コイルの共振周波数にて共振する給電コイル回路と、
前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、
前記交流電力の受電側から、デューティ比により出力を示す出力信号を受信し、前記デューティ比に応じて前記出力信号を直流変換する信号受信回路と、を備え、
前記送電制御回路は、前記位相差が減少するように前記駆動周波数を調整することにより前記駆動周波数を前記共振周波数に追随させ、
更に、前記位相検出回路は、前記電圧位相および前記電流位相の双方または一方について検出された位相値を前記直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整することを特徴とするワイヤレス給電装置。
【請求項２】
前記位相検出回路は、前記交流電力の電圧レベルが第１の基準値となるタイミングである第１の位相値と前記交流電力の電流レベルが第２の基準値となるタイミングである第２の位相値を比較することにより前記位相差を検出し、前記信号レベルに応じて前記第１および第２の基準値の双方または一方を変更することにより前記第１および第２の位相値の双方または一方を事後調整することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
【請求項３】
前記信号受信回路は、光信号として前記出力信号を受信することを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス給電装置。
【請求項４】
前記給電コイルと磁気結合し、前記送電制御回路から供給される交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイル、を更に備え、
前記送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、前記第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを前記駆動周波数にて交互に導通させることにより、前記エキサイトコイルに前記交流電力を供給することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
【請求項５】
前記交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルを更に備え、
前記位相検出回路は、前記検出コイルに流れる前記誘導電流の位相から、前記交流電力の電流位相を計測することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれかに記載のワイヤレス給電装置からワイヤレス給電される交流電力を受電コイルにて受電する装置であって、
前記受電コイルとキャパシタを含み、前記給電コイルの共振周波数にて共振する受電コイル回路と、
前記受電コイルと磁気結合することにより前記受電コイルから前記交流電力を受電するロードコイルと、前記ロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、
前記ロード回路の一部に印加される出力電圧をデューティ比により示す出力信号を前記ワイヤレス給電装置に送信する信号送信回路と、を備えることを特徴とするワイヤレス受電装置。
【請求項７】
前記信号送信回路は、前記出力電圧と基準電圧の差分値を前記デューティ比により示す信号として前記出力信号を送信することを特徴とする請求項６に記載のワイヤレス受電装置。
【請求項８】
前記基準電圧が調整可能に形成されたことを特徴とする請求項７に記載のワイヤレス受電装置。
【請求項９】
所定の制御周波数にて制御信号を発生させる制御信号発生回路と、
前記制御信号の信号レベルと前記出力電圧の間に所定の大小関係が成立するとき、有効信号を発生させる比較回路と、を更に備え、
前記信号送信回路は、前記有効信号のデューティ比により前記出力信号のデューティ比を決定することを特徴とする請求項６から８のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
【請求項１０】
前記制御周波数よりも高い基準周波数の基準信号を発生させる基準信号発生回路と、を更に備え、
前記信号送信回路は、前記有効信号の発生期間中であることを条件として前記基準信号を前記出力信号として送信することを特徴とする請求項９に記載のワイヤレス受電装置。
【請求項１１】
給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するためのシステムであって、
前記給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、
前記給電コイルおよび第１のキャパシタを含む給電コイル回路と、
前記受電コイルおよび第２のキャパシタを含む受電コイル回路と、
前記受電コイルと磁気結合することにより前記受電コイルから前記交流電力を受電するロードコイルと、前記ロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、
前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、
前記ロード回路の一部に印加される出力電圧をデューティ比により示す出力信号を給電側に送信する信号送信回路と、
給電側において前記出力信号を受信し、前記デューティ比に応じて前記出力信号を直流変換する信号受信回路と、を備え、
前記送電制御回路は、前記位相差が減少するように前記駆動周波数を調整し、
更に、前記位相検出回路は、前記電圧位相および前記電流位相の双方または一方について検出された位相値を前記直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整することを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−１３９６２１（Ｐ２０１１−１３９６２１Ａ）
【公開日】平成２３年７月１４日（２０１１．７．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１８２８３１（Ｐ２０１０−１８２８３１）
【出願日】平成２２年８月１８日（２０１０．８．１８）
【出願人】（０００００３０６７）ＴＤＫ株式会社 (7,238)
【公開日】平成２３年７月１４日（２０１１．７．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年８月１８日（２０１０．８．１８）
【出願人】（０００００３０６７）ＴＤＫ株式会社 (7,238)
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