水晶発振回路
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電圧制御形の水晶発振回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えば、送信器からの送信信号を受信器により受信し、この受信信号に基づいて上記受信器を動作させるような場合、該受信器側では、受信された信号内のクロックと受信器の動作クロックとの同期をとることが要求される。この受信器側での同期合わせは、例えば、上記受信信号内のクロックと、該受信器内の動作クロック発生用水晶発振回路の発振周波数とが同期するように、該水晶発振回路の発振周波数を制御することで行われる。
【０００３】ここで、上記水晶発振回路としては、例えば、電圧制御形水晶発振回路（ＶＣＸＯ）が存在する。この電圧制御形水晶発振回路は、電圧によってリアクタンスが変化する素子（例えば可変容量ダイオード等）を、水晶発振ループへ組入れ、振動子（水晶振動子）側から見た回路側の負荷容量を、コントロール電圧によって変化させることで、該水晶発振回路の発振周波数を制御するという方式の回路である。このような電圧制御形水晶発振回路では、コントロール電圧を変化させることによって、いかに発振周波数を大きく変化させることができるかということが重要であり、これがすなわち該電圧制御形水晶発振回路の性能となる。これは、主に、水晶振動子の制御感度等の要因で決定されるものである。なお、上記制御感度とは、例えば水晶振動子側から見た回路側の負荷容量を、例えば１ｐＦ毎に変化させた時、該水晶発振回路の発振周波数がどれだけ変化（発振周波数の変化量）するかを示すものであり、水晶振動子毎に固有のものである。
【０００４】上記電圧制御形水晶発振回路の一般的な回路構成を図６に示す。この図６の電圧制御形水晶発振回路は、振動子としての水晶振動子１と、負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２と、インバータ２と、固定容量のコンデンサＣａ，Ｃｃと、トリマコンデンサＣｔと、電圧（端子３からのコントロール電圧Ｖｃｏｎ）によりリアクタンスが変化する素子である可変容量素子としての可変容量ダイオードＣｖａとを有するものである。ここで、上記負荷抵抗Ｒ１及びインバータ２は、上記水晶振動子１にそれぞれ並列に接続され、上記固定容量コンデンサＣａ及びトリマコンデンサＣｔは、上記インバータ２の入力側に接続されている。また、上記固定容量コンデンサＣｃは、上記インバータ２の出力側に設けられ、上記可変容量ダイオードＣｖａは、上記インバータ２の入力側に設けられている。なお、上記可変容量ダイオードＣｖａは、上記インバータ２の入出力端すなわち上記水晶振動子１の両端の何れか一方にあればよく、したがって、上記可変容量ダイオードＣｖａは、上記インバータ２の出力側に配される場合もある。この場合の上記固定容量コンデンサＣｃは、上記インバータ２の入力側に配されることになる。ただし、上記固定容量コンデンサＣｃは、プルダウン用であるため、あまり容量を大きくすると発振が停止してしまうことになる。通常、当該固定容量コンデンサＣｃは、上記インバータ２の出力側に設けられている。負荷抵抗Ｒ２はコントロール電圧制限用抵抗である。更に、上記トリマコンデンサＣｔは、上記水晶振動子１での基準周波数の微調整用に設けられているものであり、水晶振動子１の特性のバラツキを吸収し、当該基準周波数を補償するための素子である。
【０００５】上述の図６の電圧制御形水晶発振回路において、端子３のコントロール電圧Ｖｃｏｎを変化させることで、可変容量ダイオードＣｖａの容量が変化し、これによって、該水晶発振回路の発振周波数が変化するようになる。このような電圧制御形水晶発振回路が、受信器側に設けられることで、例えば受信信号のクロックと、上記水晶発振回路の発振周波数に基づいた動作クロックとの同期が取られるようになり、該受信器が送信信号に基づいて正常に動作するようになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、近年、高密度実装技術が進歩し、部品の小型化が急速に図られている。このため、上記水晶振動子も小型化された部品が開発されている。例えば従来よりも体積が半分（或いは１／４等）の水晶振動子も開発されている。しかし、この水晶振動子の小型化は、それを組み入れた製品の小型化には好都合であるが、反面、水晶振動子に封入される水晶片が小さくなるため、当該水晶片の大きさに依存する水晶振動子の制御感度が小さくなってしまうという欠点がある。
【０００７】すなわち、例えば、上記送信器，受信器の具体例として、複数のビデオカメラ間での同期合わせを考える場合、これらビデオカメラに用いられる従来の水晶発振回路での発振周波数の変化量は、例えば、水晶振動子の基準周波数から±３６ｐｐｍ程度となっている。しかし、今後さらに該ビデオカメラ等の機器の小型化が進められると、上記水晶振動子も小型化され、これに伴い水晶振動子の制御感度も小さくなっていくことが予想される。例えば、当該従来の水晶振動子の半分の体積の水晶振動子の場合、この水晶振動子を用いた水晶発振回路での発振周波数の変化量は、例えば上記基準周波数から±２６ｐｐｍ程度となってしまう。上述のように、水晶振動子が小さくなると、各機器間での同期合わせに必要な発振周波数の変化量（例えば、ビデオカメラ間の同期合わせに必要な周波数変化量）が得られなくなり、したがって、各機器間で同期がとれなくなる虞れがでてくるようになる。
【０００８】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案されたものであり、水晶振動子を小型化しても、十分な発振周波数の変化量を得ることのできる水晶発振回路を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の水晶発振回路は、上述の目的を達成するために提案されたものであり、水晶振動子と、上記水晶振動子にそれぞれ並列に接続された第１の負荷抵抗、及び、インバータと、上記インバータの入力側に設けられた第１の可変容量素子と、上記インバータの出力側に設けられた第２の可変容量素子と、一端が共通接続されると共に、他端が上記水晶振動子の入力側或いは出力側に接続された第２，第３の負荷抵抗と、上記第３の負荷抵抗の入出力間に並列接続された容量素子とを備え、上記第２，第３の負荷抵抗の共通接続端に与えられる電圧を制御することにより、発振周波数を変化させるようにしたものである。また、本発明の水晶発振回路は、上記インバータの入力側に設けられ、上記水晶振動子の基準周波数の偏差を調整する調整用素子を備えるようにしたものである。
【００１０】
【作用】本発明の水晶発振回路によれば、水晶振動子の両端子（インバータの入力側及び出力側）に第１，第２の可変容量素子を設けて、負荷容量の変化量を大きくできるようにしているため、周波数変化量の増大が図れるようになるとともに、第３の負荷抵抗の入出力間に容量素子を設けて、周波数変化の応答速度アップを図れるようになる。また、インバータの入力側に水晶振動子の基準周波数の偏差を調整するための調整用素子を設けている。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の水晶発振回路の実施例を図面を参照しながら説明する。図１に第１の実施例の水晶発振回路の概略回路図を示す。図１において、第１の実施例の水晶発振回路は、水晶振動子１と、該水晶振動子１にそれぞれ並列に接続された負荷抵抗Ｒ１及びインバータ２と、該インバータ２の入力側に設けられた第１の可変容量素子である第１の可変容量ダイオードＣｖａと、上記インバータ２の出力側に設けられた第２の可変容量素子である可変容量ダイオードＣｖｂとを備え、上記第１，第２の可変容量ダイオードＣｖａ, Ｃｖｂの入出力間に与えられる電圧を制御することにより、該水晶発振回路の発振周波数を変化させるようにしたものである。
【００１２】すなわち、この図１に示す第１の実施例の水晶発振回路は、上述の水晶振動子１，負荷抵抗Ｒ１，インバータ２，第１及び第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂ等の本発明の第１の実施例の主要構成要素の他に、負荷抵抗Ｒ３，Ｒ４と、固定容量のコンデンサＣａ，Ｃｂと、トリマコンデンサＣｔとを有するものである。上記固定容量コンデンサＣａ及びトリマコンデンサＣｔは上記インバータ２の入力側に接続され、上記固定容量コンデンサＣｂは上記インバータ２の出力側に設けられている。また、上記固定容量コンデンサＣａ，Ｃｂは、直流電圧成分を除去するためのＤＣカットコンデンサであり、可変容量ダイオードの容量に比べてＣｖａ≪Ｃａ，Ｃｖｂ≪Ｃｂである。該水晶発振回路の発振周波数は、主に上記第１及び第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂの容量によって決定される。更に、上記トリマコンデンサＣｔは、水晶振動子１の基準周波数の微調整用に設けられているものであり、水晶振動子１の特性のバラツキを吸収し、該基準周波数を補償するための素子である。負荷抵抗Ｒ３，Ｒ４はコントロール電圧制限用抵抗である。
【００１３】ここで、ある制御感度を有する水晶振動子１を、電圧制御形水晶発振回路に適用する場合、上記水晶振動子１側から見た回路側の負荷容量変化量を大きくすることで、前述した従来の水晶発振回路よりも大きな発振周波数の変化量を得ることが可能となる。
【００１４】すなわち、図６に示した従来の水晶発振回路においては、水晶振動子１の両端子のうち、何方か一方に可変容量素子（図６の可変容量ダイオードＣｖａ）を接続して発振周波数を制御している。これに対し、図１R>１に示す第１の実施例回路においては、該水晶振動子１の両端子の双方に、可変容量素子（第１及び第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂ）を配することで、水晶振動子１側からみた回路側の負荷容量変化を増大させるようにしている。
【００１５】この図１の第１の実施例回路において、端子３のコントロール電圧Ｖｃｏｎを変化させることで、上記第１，第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂの容量が変化し、これにより、該水晶発振回路の発振周波数が変化することになる。
【００１６】図２に図１の回路の等価回路の構成を示す。すなわち、この図２の回路においては、水晶振動子１側からみた回路側に、上記負荷容量変化量を増大させるための第１及び第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂが設けられている。なお、この図２の図中点線で囲まれた第２の可変容量ダイオードＣｖｂ及び固定容量コンデンサＣｂを、上記図６の固定容量コンデンサＣｃに置き換えることで、該図２は図６の等価回路となる。
【００１７】この図１（或いは図６）の等価回路としての図２を用い、第１の実施例回路と従来の回路とで、水晶振動子１側から見た回路側の負荷容量変化量を比較する。なお、図２中容量Ｃｏｕｔ，Ｃｉｎは、図１の上記インバータ２の入力容量（Ｃｉｎ）と出力容量（Ｃｏｕｔ）である。
【００１８】図２の等価回路に基づき、水晶振動子１側からみた回路側の負荷容量を求める。先ず、第１の実施例回路における該回路側の負荷容量Ｃ1 は、Ｃｖａ≪Ｃａ, Ｃｖｂ≪Ｃｂより、式１から求めることができる。
【式１】
【００１９】ただし、この式１において、Ｃｖａは上記第１の可変容量ダイオードの容量を示し、Ｃｖｂ上記第１の可変容量ダイオードの容量を、Ｃｔはトリマコンデンサの容量を示している。
【００２０】また、従来の回路における該回路側の負荷容量Ｃ4 は、Ｃｖａ≪Ｃａより、式２から求めることができる。
【式２】
【００２１】ただし、この式２において、Ｃｖａは前述した図６の可変容量ダイオードの容量を示し、Ｃｃは固定容量コンデンサの容量を、Ｃｔはトリマコンデンサの容量を示している。
【００２２】これらの式１，式２の各容量の具体的な数値例として、第１の実施例の水晶発振回路では、例えば、Ｃｏｕｔ＝９ｐＦ，Ｃｉｎ＝７ｐＦ，Ｃｖａ＝Ｃｖｂ＝１０ｐＦ〜２０ｐＦ，Ｃｔ＝２ｐＦ〜６ｐＦとしている。ただし、トリマコンデンサのＣｔは、上記水晶振動子１の基準周波数の補償用であるため、ここではＣｔ＝４ｐＦに固定しておく。これら数値を第１の実施例回路での式１に代入することにより、Ｃｖａ＝Ｃｖｂ＝１０ｐＦの時にＣ1 が最小値Ｃ1 ｍｉｎとなり、Ｃｖａ＝Ｃｖｂ＝２０ｐＦの時にＣ1 が最大値Ｃ1 ｍａｘとなる。すなわち、式１より、Ｃ1 ｍｉｎ＝９．９８ｐＦＣ1 ｍａｘ＝１４．９８ｐＦとなり、したがって、第１の実施例水晶発振回路での水晶振動子１側から見た回路側の負荷容量変化量ΔＣ1 は、ΔＣ1 ＝Ｃ1 ｍａｘ−Ｃ1 ｍｉｎ＝５．００ｐＦとなる。
【００２３】また、従来の回路の上記式２に、第１の実施例回路と同じ各容量の数値を代入すると、Ｃｖａ＝１０ｐＦの時にＣ4 が最小値Ｃ4 ｍｉｎ、Ｃｖａ＝Ｃｖｂ＝２０ｐＦの時にＣ4 が最大値Ｃ4ｍａｘとなる。すなわち、式２より、Ｃ4 ｍｉｎ＝１１．２０ｐＦＣ4 ｍａｘ＝１３．５３ｐＦとなり、したがって、従来例の水晶発振回路での水晶振動子１側から見た回路側の負荷容量変化量ΔＣ4 は、ΔＣ4 ＝Ｃ4 ｍａｘ−Ｃ4 ｍｉｎ＝２．３３ｐＦとなる。
【００２４】上述した式１，式２の計算結果が示しているように、第１の実施例の回路によれば、従来の回路に比べて、２倍以上の負荷容量変化量が得られるようになり、電圧制御形水晶発振回路の周波数制御に有利であることがわかる。
【００２５】更に、従来の回路と第１の実施例の回路の発振周波数の変化量を比較するため、実際にそれぞれ回路を構成し、例えば１０個の水晶振動子をサンプルに用いて、周波数変化量を測定した。その測定結果を図３に示す。この図３より、従来の回路では、図中点線で示す特性のように、周波数変化量が平均±２６ｐｐｍ程度となったのに対し、第１の実施例回路では、図中実線で示す特性のように、周波数変化量が平均±４８ｐｐｍ程度まで得ることができた。この第１の実施例回路での測定結果は、例えば、前述したビデオカメラ間の同期をとるのに十分な値である。
【００２６】また、第１の実施例回路による発振波形についても、実用上全く問題ない形状が得られ、誤動作も一切発生していない。更に、例えば、水晶振動子の体積を、従来の体積の１／４にした場合であっても、本発明の第１の実施例の回路に適用すれば、各種機器間の同期合わせに必要十分な発振周波数の変化量を得ることができるようになる。
【００２７】なお、第１の実施例回路において、周波数変化量が、上述したように、水晶振動子１の基準周波数に対して上限下限で略対称となっているのは、コントロール電圧Ｖｃｏｎの基準値を調整可能（例えばボリュームを使用して調整する）に構成し、第１，第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂの特性のバラツキを吸収するようにしたことによるものである。
【００２８】上述したように、第１の実施例回路によれば、水晶振動子１側からみた回路側での負荷容量変化量を増大させるための上記第１，第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂを、上記水晶振動子１の双方の端子（インバータ２の入出力端子）とそれぞれ接続することで、大きな発振周波数の変化量を得ることができるようになった。
【００２９】すなわち、ある制御感度を有する水晶振動子１を用いて、電圧制御形水晶発振回路を構成する場合、第１の実施例の構成を適用することにより、水晶振動子１側からみた回路側での負荷容量変化量を、従来の回路に比べて２倍以上にすることができ、その結果、第１の実施例回路は、従来例回路と同一条件下（同じ制御感度の水晶振動子を用いた場合）で、周波数変化量を約２倍に改善することが可能となった。したがって、第１の実施例回路を、例えばビデオカメラ等に適用すれば、今後、製品本体の小型化で予想される水晶振動子の小型化による制御感度の低下にも十分対応できる性能を有することになり、可変容量素子を用いた電圧制御形水晶発振回路の新しい方式として有効となる。
【００３０】ところで、上述した第１の実施例の水晶発振回路においては、上記インバータ２の出力インピーダンスが低いため、上記端子３のコントロール電圧Ｖｃｏｎの変化に対してサージ電流が生じ、上記発振周波数の変化の応答速度が遅くなることが考えられる。
【００３１】すなわち、上記インバータ２の入力インピーダンスＲｉは例えば約１００ｋΩ〜１ＭΩであるのに対し、出力インピーダンスＲｏは約１０Ω〜５０Ωのように低いものとなっている。この場合、上記図１の第１の実施例回路においては、図５に示すように矩形的な（例えば電圧値がｖL からｖH へ急激に変化するような）コントロール電圧Ｖｃｏｎを印加した時、インバータ２の入力側電圧ｖｉと出力側電圧ｖｏ1 間のｖｉ／ｖｏ1 のＤＣ値が、当該コントロール電圧Ｖｃｏｎに収束（図５の例ではｖH へ収束）するまでに、ある程度の時間ｔ1 が必要となることが考えられる。したがって、この時間ｔ1 分だけ、上記発振周波数の変化の応答速度が遅くなる虞れがある。
【００３２】本発明においては、図４に示すような第２の実施例の水晶発振回路の構成により、上記周波数変化の応答速度を改善することが可能である。すなわち、図４R>４に示す第２の実施例の水晶発振回路は、水晶振動子１と、当該水晶振動子１にそれぞれ並列に接続された第１の負荷抵抗Ｒ１、及び、インバータ２と、該インバータ２の入力側に設けられた第１の可変容量素子である第１の可変容量ダイオードＣｖａと、上記インバータ２の出力側に設けられた第２の可変容量素子である第２の可変容量ダイオードＣｖｂと、一端が共通接続されると共に他端が上記水晶振動子１の入力側或いは出力側に接続された第２，第３の負荷抵抗Ｒ４，Ｒ３と、上記第３の負荷抵抗Ｒ３の入出力間に並列接続された容量素子である固定容量コンデンサＣｓとを備えてなるものである。ここで、上記第２，第３の負荷抵抗Ｒ４，Ｒ３の共通接続端に与えられる電圧（上記コントロール電圧Ｖｃｏｎ）を制御することにより、該水晶発振回路の発振周波数を変化させるようにしたものである。なお、この図４において、図１と同じ指示符号が付されたものについては、当該図１の各構成要素と同様に動作するため、これらの詳細については説明を省略する。すなわち、上記インバータ２も図１と同様に入力インピーダンスＲｉは例えば約１００ｋΩ〜１ＭΩであるのに対し、出力インピーダンスＲｏは約１０Ω〜５０Ωのように低いものとなっている。
【００３３】この図４の第２の実施例回路におていは、上記固定容量コンデンサＣｓを上記第３の負荷抵抗Ｒ３の入出力間に並列接続することにより、上記図５に示したような上記コントロール電圧Ｖｃｏｎ印加時の上記コンデンサＣｓの高周波数域インピーダンスＺｃと上記第３の負荷抵抗Ｒ３の抵抗値ｒとは、Ｚｃ≪ｒとなる。この時、図中矢印方向に流れる電流ｉは、上記コンデンサＣｓのインピーダンスＺｃとインバータ２の出力インピーダンスＲｏの値で決まる。また、過渡期には上記インバータ２の出力側電圧ｖｏ2 と、上記インバータ２の出力インピーダンスＲｏと、上記コンデンサＣｓのインピーダンスＺｃと、上記コントロール電圧Ｖｃｏｎとの関係は、式３に示すようになる。
【式３】
【００３４】このため、上記コントロール電圧Ｖｃｏｎを印加した直後、すぐに上記コンデンサＣｓに電荷が蓄積され、その後上記電流ｉは減少し、上記インバータ２の出力側電圧ｖｏ2 は短時間（ｔ2 ）でコントロール電圧Ｖｃｏｎに収束（ｖｏ2 ＝Ｖｃｏｎ）するようになる。したがって、上記インバータ２の出力側電圧ｖｏ2 は、上記第３の負荷抵抗Ｒ３のみ（コンデンサＣｓのない場合）よりも、当初から（コントロール電圧Ｖｃｏｎ印加時からすぐに）、高い電位となる。また、上記可変容量ダイオードＣｖａとＣｖｂへの正常印加も速まるようになる。
【００３５】すなわち、図５に示すように、上記出力側電圧ｖｏ2 がコントロール電圧Ｖｃｏｎ（ｖH ）に収束するまでの時間ｔ2 は、上記図１の回路における時間ｔ1 よりも速まるようになる。したがって、この第２の実施例の水晶発振回路によれば、発振周波数の変化の応答速度を上げる（応答時間を短く）することができるようになる。
【００３６】
【発明の効果】上述のように、本発明の水晶発振回路においては、水晶振動子の両端に可変容量素子を設け、可変容量素子の入出力間に与えられる電圧を制御して発振周波数を変化させることにより、この水晶発振回路の発振周波数変化量を増大させることが可能となり、また、第３の負荷抵抗の入出力間に容量素子を並列接続することにより、発振周波数の変化の応答速度を上げることができるようになる。さらに、本発明の水晶発振回路においては、インバータの入力側に調整用素子を設けることにより、水晶振動子の基準周波数の偏差を調整することができるようになる。したがって、本発明の水晶発振回路を例えばビデオカメラ等に適用すれば、今後、製品本体の小型化で予想される水晶振動子の小型化による制御感度の低下にも十分対応できる性能を有することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の水晶発振回路の概略回路図である。
【図２】第１の実施例水晶発振回路の等価回路を示す回路図である。
【図３】第１の実施例回路及び従来例回路における発振周波数変化量を示す特性図である。
【図４】本発明の第２の実施例の水晶発振回路の概略回路図である。
【図５】第１，第２の実施例回路の周波数変化の応答速度を比較するための波形図である。
【図６】従来例の水晶発振回路の概略回路図である。
【符号の説明】
１・・・・・・・水晶振動子
２・・・・・・・インバータ
Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４・・・負荷抵抗
Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｓ・・・固定容量コンデンサ
Ｃｖａ・・・・・・第１の可変容量ダイオード
Ｃｖｂ・・・・・・第２の可変容量ダイオード
Ｃｔ・・・・・・トリマコンデンサ
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電圧制御形の水晶発振回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えば、送信器からの送信信号を受信器により受信し、この受信信号に基づいて上記受信器を動作させるような場合、該受信器側では、受信された信号内のクロックと受信器の動作クロックとの同期をとることが要求される。この受信器側での同期合わせは、例えば、上記受信信号内のクロックと、該受信器内の動作クロック発生用水晶発振回路の発振周波数とが同期するように、該水晶発振回路の発振周波数を制御することで行われる。
【０００３】ここで、上記水晶発振回路としては、例えば、電圧制御形水晶発振回路（ＶＣＸＯ）が存在する。この電圧制御形水晶発振回路は、電圧によってリアクタンスが変化する素子（例えば可変容量ダイオード等）を、水晶発振ループへ組入れ、振動子（水晶振動子）側から見た回路側の負荷容量を、コントロール電圧によって変化させることで、該水晶発振回路の発振周波数を制御するという方式の回路である。このような電圧制御形水晶発振回路では、コントロール電圧を変化させることによって、いかに発振周波数を大きく変化させることができるかということが重要であり、これがすなわち該電圧制御形水晶発振回路の性能となる。これは、主に、水晶振動子の制御感度等の要因で決定されるものである。なお、上記制御感度とは、例えば水晶振動子側から見た回路側の負荷容量を、例えば１ｐＦ毎に変化させた時、該水晶発振回路の発振周波数がどれだけ変化（発振周波数の変化量）するかを示すものであり、水晶振動子毎に固有のものである。
【０００４】上記電圧制御形水晶発振回路の一般的な回路構成を図６に示す。この図６の電圧制御形水晶発振回路は、振動子としての水晶振動子１と、負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２と、インバータ２と、固定容量のコンデンサＣａ，Ｃｃと、トリマコンデンサＣｔと、電圧（端子３からのコントロール電圧Ｖｃｏｎ）によりリアクタンスが変化する素子である可変容量素子としての可変容量ダイオードＣｖａとを有するものである。ここで、上記負荷抵抗Ｒ１及びインバータ２は、上記水晶振動子１にそれぞれ並列に接続され、上記固定容量コンデンサＣａ及びトリマコンデンサＣｔは、上記インバータ２の入力側に接続されている。また、上記固定容量コンデンサＣｃは、上記インバータ２の出力側に設けられ、上記可変容量ダイオードＣｖａは、上記インバータ２の入力側に設けられている。なお、上記可変容量ダイオードＣｖａは、上記インバータ２の入出力端すなわち上記水晶振動子１の両端の何れか一方にあればよく、したがって、上記可変容量ダイオードＣｖａは、上記インバータ２の出力側に配される場合もある。この場合の上記固定容量コンデンサＣｃは、上記インバータ２の入力側に配されることになる。ただし、上記固定容量コンデンサＣｃは、プルダウン用であるため、あまり容量を大きくすると発振が停止してしまうことになる。通常、当該固定容量コンデンサＣｃは、上記インバータ２の出力側に設けられている。負荷抵抗Ｒ２はコントロール電圧制限用抵抗である。更に、上記トリマコンデンサＣｔは、上記水晶振動子１での基準周波数の微調整用に設けられているものであり、水晶振動子１の特性のバラツキを吸収し、当該基準周波数を補償するための素子である。
【０００５】上述の図６の電圧制御形水晶発振回路において、端子３のコントロール電圧Ｖｃｏｎを変化させることで、可変容量ダイオードＣｖａの容量が変化し、これによって、該水晶発振回路の発振周波数が変化するようになる。このような電圧制御形水晶発振回路が、受信器側に設けられることで、例えば受信信号のクロックと、上記水晶発振回路の発振周波数に基づいた動作クロックとの同期が取られるようになり、該受信器が送信信号に基づいて正常に動作するようになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、近年、高密度実装技術が進歩し、部品の小型化が急速に図られている。このため、上記水晶振動子も小型化された部品が開発されている。例えば従来よりも体積が半分（或いは１／４等）の水晶振動子も開発されている。しかし、この水晶振動子の小型化は、それを組み入れた製品の小型化には好都合であるが、反面、水晶振動子に封入される水晶片が小さくなるため、当該水晶片の大きさに依存する水晶振動子の制御感度が小さくなってしまうという欠点がある。
【０００７】すなわち、例えば、上記送信器，受信器の具体例として、複数のビデオカメラ間での同期合わせを考える場合、これらビデオカメラに用いられる従来の水晶発振回路での発振周波数の変化量は、例えば、水晶振動子の基準周波数から±３６ｐｐｍ程度となっている。しかし、今後さらに該ビデオカメラ等の機器の小型化が進められると、上記水晶振動子も小型化され、これに伴い水晶振動子の制御感度も小さくなっていくことが予想される。例えば、当該従来の水晶振動子の半分の体積の水晶振動子の場合、この水晶振動子を用いた水晶発振回路での発振周波数の変化量は、例えば上記基準周波数から±２６ｐｐｍ程度となってしまう。上述のように、水晶振動子が小さくなると、各機器間での同期合わせに必要な発振周波数の変化量（例えば、ビデオカメラ間の同期合わせに必要な周波数変化量）が得られなくなり、したがって、各機器間で同期がとれなくなる虞れがでてくるようになる。
【０００８】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案されたものであり、水晶振動子を小型化しても、十分な発振周波数の変化量を得ることのできる水晶発振回路を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の水晶発振回路は、上述の目的を達成するために提案されたものであり、水晶振動子と、上記水晶振動子にそれぞれ並列に接続された第１の負荷抵抗、及び、インバータと、上記インバータの入力側に設けられた第１の可変容量素子と、上記インバータの出力側に設けられた第２の可変容量素子と、一端が共通接続されると共に、他端が上記水晶振動子の入力側或いは出力側に接続された第２，第３の負荷抵抗と、上記第３の負荷抵抗の入出力間に並列接続された容量素子とを備え、上記第２，第３の負荷抵抗の共通接続端に与えられる電圧を制御することにより、発振周波数を変化させるようにしたものである。また、本発明の水晶発振回路は、上記インバータの入力側に設けられ、上記水晶振動子の基準周波数の偏差を調整する調整用素子を備えるようにしたものである。
【００１０】
【作用】本発明の水晶発振回路によれば、水晶振動子の両端子（インバータの入力側及び出力側）に第１，第２の可変容量素子を設けて、負荷容量の変化量を大きくできるようにしているため、周波数変化量の増大が図れるようになるとともに、第３の負荷抵抗の入出力間に容量素子を設けて、周波数変化の応答速度アップを図れるようになる。また、インバータの入力側に水晶振動子の基準周波数の偏差を調整するための調整用素子を設けている。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の水晶発振回路の実施例を図面を参照しながら説明する。図１に第１の実施例の水晶発振回路の概略回路図を示す。図１において、第１の実施例の水晶発振回路は、水晶振動子１と、該水晶振動子１にそれぞれ並列に接続された負荷抵抗Ｒ１及びインバータ２と、該インバータ２の入力側に設けられた第１の可変容量素子である第１の可変容量ダイオードＣｖａと、上記インバータ２の出力側に設けられた第２の可変容量素子である可変容量ダイオードＣｖｂとを備え、上記第１，第２の可変容量ダイオードＣｖａ, Ｃｖｂの入出力間に与えられる電圧を制御することにより、該水晶発振回路の発振周波数を変化させるようにしたものである。
【００１２】すなわち、この図１に示す第１の実施例の水晶発振回路は、上述の水晶振動子１，負荷抵抗Ｒ１，インバータ２，第１及び第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂ等の本発明の第１の実施例の主要構成要素の他に、負荷抵抗Ｒ３，Ｒ４と、固定容量のコンデンサＣａ，Ｃｂと、トリマコンデンサＣｔとを有するものである。上記固定容量コンデンサＣａ及びトリマコンデンサＣｔは上記インバータ２の入力側に接続され、上記固定容量コンデンサＣｂは上記インバータ２の出力側に設けられている。また、上記固定容量コンデンサＣａ，Ｃｂは、直流電圧成分を除去するためのＤＣカットコンデンサであり、可変容量ダイオードの容量に比べてＣｖａ≪Ｃａ，Ｃｖｂ≪Ｃｂである。該水晶発振回路の発振周波数は、主に上記第１及び第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂの容量によって決定される。更に、上記トリマコンデンサＣｔは、水晶振動子１の基準周波数の微調整用に設けられているものであり、水晶振動子１の特性のバラツキを吸収し、該基準周波数を補償するための素子である。負荷抵抗Ｒ３，Ｒ４はコントロール電圧制限用抵抗である。
【００１３】ここで、ある制御感度を有する水晶振動子１を、電圧制御形水晶発振回路に適用する場合、上記水晶振動子１側から見た回路側の負荷容量変化量を大きくすることで、前述した従来の水晶発振回路よりも大きな発振周波数の変化量を得ることが可能となる。
【００１４】すなわち、図６に示した従来の水晶発振回路においては、水晶振動子１の両端子のうち、何方か一方に可変容量素子（図６の可変容量ダイオードＣｖａ）を接続して発振周波数を制御している。これに対し、図１R>１に示す第１の実施例回路においては、該水晶振動子１の両端子の双方に、可変容量素子（第１及び第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂ）を配することで、水晶振動子１側からみた回路側の負荷容量変化を増大させるようにしている。
【００１５】この図１の第１の実施例回路において、端子３のコントロール電圧Ｖｃｏｎを変化させることで、上記第１，第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂの容量が変化し、これにより、該水晶発振回路の発振周波数が変化することになる。
【００１６】図２に図１の回路の等価回路の構成を示す。すなわち、この図２の回路においては、水晶振動子１側からみた回路側に、上記負荷容量変化量を増大させるための第１及び第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂが設けられている。なお、この図２の図中点線で囲まれた第２の可変容量ダイオードＣｖｂ及び固定容量コンデンサＣｂを、上記図６の固定容量コンデンサＣｃに置き換えることで、該図２は図６の等価回路となる。
【００１７】この図１（或いは図６）の等価回路としての図２を用い、第１の実施例回路と従来の回路とで、水晶振動子１側から見た回路側の負荷容量変化量を比較する。なお、図２中容量Ｃｏｕｔ，Ｃｉｎは、図１の上記インバータ２の入力容量（Ｃｉｎ）と出力容量（Ｃｏｕｔ）である。
【００１８】図２の等価回路に基づき、水晶振動子１側からみた回路側の負荷容量を求める。先ず、第１の実施例回路における該回路側の負荷容量Ｃ1 は、Ｃｖａ≪Ｃａ, Ｃｖｂ≪Ｃｂより、式１から求めることができる。
【式１】
【００１９】ただし、この式１において、Ｃｖａは上記第１の可変容量ダイオードの容量を示し、Ｃｖｂ上記第１の可変容量ダイオードの容量を、Ｃｔはトリマコンデンサの容量を示している。
【００２０】また、従来の回路における該回路側の負荷容量Ｃ4 は、Ｃｖａ≪Ｃａより、式２から求めることができる。
【式２】
【００２１】ただし、この式２において、Ｃｖａは前述した図６の可変容量ダイオードの容量を示し、Ｃｃは固定容量コンデンサの容量を、Ｃｔはトリマコンデンサの容量を示している。
【００２２】これらの式１，式２の各容量の具体的な数値例として、第１の実施例の水晶発振回路では、例えば、Ｃｏｕｔ＝９ｐＦ，Ｃｉｎ＝７ｐＦ，Ｃｖａ＝Ｃｖｂ＝１０ｐＦ〜２０ｐＦ，Ｃｔ＝２ｐＦ〜６ｐＦとしている。ただし、トリマコンデンサのＣｔは、上記水晶振動子１の基準周波数の補償用であるため、ここではＣｔ＝４ｐＦに固定しておく。これら数値を第１の実施例回路での式１に代入することにより、Ｃｖａ＝Ｃｖｂ＝１０ｐＦの時にＣ1 が最小値Ｃ1 ｍｉｎとなり、Ｃｖａ＝Ｃｖｂ＝２０ｐＦの時にＣ1 が最大値Ｃ1 ｍａｘとなる。すなわち、式１より、Ｃ1 ｍｉｎ＝９．９８ｐＦＣ1 ｍａｘ＝１４．９８ｐＦとなり、したがって、第１の実施例水晶発振回路での水晶振動子１側から見た回路側の負荷容量変化量ΔＣ1 は、ΔＣ1 ＝Ｃ1 ｍａｘ−Ｃ1 ｍｉｎ＝５．００ｐＦとなる。
【００２３】また、従来の回路の上記式２に、第１の実施例回路と同じ各容量の数値を代入すると、Ｃｖａ＝１０ｐＦの時にＣ4 が最小値Ｃ4 ｍｉｎ、Ｃｖａ＝Ｃｖｂ＝２０ｐＦの時にＣ4 が最大値Ｃ4ｍａｘとなる。すなわち、式２より、Ｃ4 ｍｉｎ＝１１．２０ｐＦＣ4 ｍａｘ＝１３．５３ｐＦとなり、したがって、従来例の水晶発振回路での水晶振動子１側から見た回路側の負荷容量変化量ΔＣ4 は、ΔＣ4 ＝Ｃ4 ｍａｘ−Ｃ4 ｍｉｎ＝２．３３ｐＦとなる。
【００２４】上述した式１，式２の計算結果が示しているように、第１の実施例の回路によれば、従来の回路に比べて、２倍以上の負荷容量変化量が得られるようになり、電圧制御形水晶発振回路の周波数制御に有利であることがわかる。
【００２５】更に、従来の回路と第１の実施例の回路の発振周波数の変化量を比較するため、実際にそれぞれ回路を構成し、例えば１０個の水晶振動子をサンプルに用いて、周波数変化量を測定した。その測定結果を図３に示す。この図３より、従来の回路では、図中点線で示す特性のように、周波数変化量が平均±２６ｐｐｍ程度となったのに対し、第１の実施例回路では、図中実線で示す特性のように、周波数変化量が平均±４８ｐｐｍ程度まで得ることができた。この第１の実施例回路での測定結果は、例えば、前述したビデオカメラ間の同期をとるのに十分な値である。
【００２６】また、第１の実施例回路による発振波形についても、実用上全く問題ない形状が得られ、誤動作も一切発生していない。更に、例えば、水晶振動子の体積を、従来の体積の１／４にした場合であっても、本発明の第１の実施例の回路に適用すれば、各種機器間の同期合わせに必要十分な発振周波数の変化量を得ることができるようになる。
【００２７】なお、第１の実施例回路において、周波数変化量が、上述したように、水晶振動子１の基準周波数に対して上限下限で略対称となっているのは、コントロール電圧Ｖｃｏｎの基準値を調整可能（例えばボリュームを使用して調整する）に構成し、第１，第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂの特性のバラツキを吸収するようにしたことによるものである。
【００２８】上述したように、第１の実施例回路によれば、水晶振動子１側からみた回路側での負荷容量変化量を増大させるための上記第１，第２の可変容量ダイオードＣｖａ，Ｃｖｂを、上記水晶振動子１の双方の端子（インバータ２の入出力端子）とそれぞれ接続することで、大きな発振周波数の変化量を得ることができるようになった。
【００２９】すなわち、ある制御感度を有する水晶振動子１を用いて、電圧制御形水晶発振回路を構成する場合、第１の実施例の構成を適用することにより、水晶振動子１側からみた回路側での負荷容量変化量を、従来の回路に比べて２倍以上にすることができ、その結果、第１の実施例回路は、従来例回路と同一条件下（同じ制御感度の水晶振動子を用いた場合）で、周波数変化量を約２倍に改善することが可能となった。したがって、第１の実施例回路を、例えばビデオカメラ等に適用すれば、今後、製品本体の小型化で予想される水晶振動子の小型化による制御感度の低下にも十分対応できる性能を有することになり、可変容量素子を用いた電圧制御形水晶発振回路の新しい方式として有効となる。
【００３０】ところで、上述した第１の実施例の水晶発振回路においては、上記インバータ２の出力インピーダンスが低いため、上記端子３のコントロール電圧Ｖｃｏｎの変化に対してサージ電流が生じ、上記発振周波数の変化の応答速度が遅くなることが考えられる。
【００３１】すなわち、上記インバータ２の入力インピーダンスＲｉは例えば約１００ｋΩ〜１ＭΩであるのに対し、出力インピーダンスＲｏは約１０Ω〜５０Ωのように低いものとなっている。この場合、上記図１の第１の実施例回路においては、図５に示すように矩形的な（例えば電圧値がｖL からｖH へ急激に変化するような）コントロール電圧Ｖｃｏｎを印加した時、インバータ２の入力側電圧ｖｉと出力側電圧ｖｏ1 間のｖｉ／ｖｏ1 のＤＣ値が、当該コントロール電圧Ｖｃｏｎに収束（図５の例ではｖH へ収束）するまでに、ある程度の時間ｔ1 が必要となることが考えられる。したがって、この時間ｔ1 分だけ、上記発振周波数の変化の応答速度が遅くなる虞れがある。
【００３２】本発明においては、図４に示すような第２の実施例の水晶発振回路の構成により、上記周波数変化の応答速度を改善することが可能である。すなわち、図４R>４に示す第２の実施例の水晶発振回路は、水晶振動子１と、当該水晶振動子１にそれぞれ並列に接続された第１の負荷抵抗Ｒ１、及び、インバータ２と、該インバータ２の入力側に設けられた第１の可変容量素子である第１の可変容量ダイオードＣｖａと、上記インバータ２の出力側に設けられた第２の可変容量素子である第２の可変容量ダイオードＣｖｂと、一端が共通接続されると共に他端が上記水晶振動子１の入力側或いは出力側に接続された第２，第３の負荷抵抗Ｒ４，Ｒ３と、上記第３の負荷抵抗Ｒ３の入出力間に並列接続された容量素子である固定容量コンデンサＣｓとを備えてなるものである。ここで、上記第２，第３の負荷抵抗Ｒ４，Ｒ３の共通接続端に与えられる電圧（上記コントロール電圧Ｖｃｏｎ）を制御することにより、該水晶発振回路の発振周波数を変化させるようにしたものである。なお、この図４において、図１と同じ指示符号が付されたものについては、当該図１の各構成要素と同様に動作するため、これらの詳細については説明を省略する。すなわち、上記インバータ２も図１と同様に入力インピーダンスＲｉは例えば約１００ｋΩ〜１ＭΩであるのに対し、出力インピーダンスＲｏは約１０Ω〜５０Ωのように低いものとなっている。
【００３３】この図４の第２の実施例回路におていは、上記固定容量コンデンサＣｓを上記第３の負荷抵抗Ｒ３の入出力間に並列接続することにより、上記図５に示したような上記コントロール電圧Ｖｃｏｎ印加時の上記コンデンサＣｓの高周波数域インピーダンスＺｃと上記第３の負荷抵抗Ｒ３の抵抗値ｒとは、Ｚｃ≪ｒとなる。この時、図中矢印方向に流れる電流ｉは、上記コンデンサＣｓのインピーダンスＺｃとインバータ２の出力インピーダンスＲｏの値で決まる。また、過渡期には上記インバータ２の出力側電圧ｖｏ2 と、上記インバータ２の出力インピーダンスＲｏと、上記コンデンサＣｓのインピーダンスＺｃと、上記コントロール電圧Ｖｃｏｎとの関係は、式３に示すようになる。
【式３】
【００３４】このため、上記コントロール電圧Ｖｃｏｎを印加した直後、すぐに上記コンデンサＣｓに電荷が蓄積され、その後上記電流ｉは減少し、上記インバータ２の出力側電圧ｖｏ2 は短時間（ｔ2 ）でコントロール電圧Ｖｃｏｎに収束（ｖｏ2 ＝Ｖｃｏｎ）するようになる。したがって、上記インバータ２の出力側電圧ｖｏ2 は、上記第３の負荷抵抗Ｒ３のみ（コンデンサＣｓのない場合）よりも、当初から（コントロール電圧Ｖｃｏｎ印加時からすぐに）、高い電位となる。また、上記可変容量ダイオードＣｖａとＣｖｂへの正常印加も速まるようになる。
【００３５】すなわち、図５に示すように、上記出力側電圧ｖｏ2 がコントロール電圧Ｖｃｏｎ（ｖH ）に収束するまでの時間ｔ2 は、上記図１の回路における時間ｔ1 よりも速まるようになる。したがって、この第２の実施例の水晶発振回路によれば、発振周波数の変化の応答速度を上げる（応答時間を短く）することができるようになる。
【００３６】
【発明の効果】上述のように、本発明の水晶発振回路においては、水晶振動子の両端に可変容量素子を設け、可変容量素子の入出力間に与えられる電圧を制御して発振周波数を変化させることにより、この水晶発振回路の発振周波数変化量を増大させることが可能となり、また、第３の負荷抵抗の入出力間に容量素子を並列接続することにより、発振周波数の変化の応答速度を上げることができるようになる。さらに、本発明の水晶発振回路においては、インバータの入力側に調整用素子を設けることにより、水晶振動子の基準周波数の偏差を調整することができるようになる。したがって、本発明の水晶発振回路を例えばビデオカメラ等に適用すれば、今後、製品本体の小型化で予想される水晶振動子の小型化による制御感度の低下にも十分対応できる性能を有することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の水晶発振回路の概略回路図である。
【図２】第１の実施例水晶発振回路の等価回路を示す回路図である。
【図３】第１の実施例回路及び従来例回路における発振周波数変化量を示す特性図である。
【図４】本発明の第２の実施例の水晶発振回路の概略回路図である。
【図５】第１，第２の実施例回路の周波数変化の応答速度を比較するための波形図である。
【図６】従来例の水晶発振回路の概略回路図である。
【符号の説明】
１・・・・・・・水晶振動子
２・・・・・・・インバータ
Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４・・・負荷抵抗
Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｓ・・・固定容量コンデンサ
Ｃｖａ・・・・・・第１の可変容量ダイオード
Ｃｖｂ・・・・・・第２の可変容量ダイオード
Ｃｔ・・・・・・トリマコンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】 水晶振動子と、上記水晶振動子にそれぞれ並列に接続された第１の負荷抵抗、及び、インバータと、上記インバータの入力側に設けられた第１の可変容量素子と、上記インバータの出力側に設けられた第２の可変容量素子と、一端が共通接続されると共に、他端が上記水晶振動子の入力側或いは出力側に接続された第２，第３の負荷抵抗と、上記第３の負荷抵抗の入出力間に並列接続された容量素子とを備え、上記第２，第３の負荷抵抗の共通接続端に与えられる電圧を制御することにより、発振周波数を変化させることを特徴とする水晶発振回路。
【請求項２】 上記インバータの入力側に設けられ、上記水晶振動子の基準周波数の偏差を調整する調整用素子を備えることを特徴とする請求項１記載の水晶発振回路。
【請求項１】 水晶振動子と、上記水晶振動子にそれぞれ並列に接続された第１の負荷抵抗、及び、インバータと、上記インバータの入力側に設けられた第１の可変容量素子と、上記インバータの出力側に設けられた第２の可変容量素子と、一端が共通接続されると共に、他端が上記水晶振動子の入力側或いは出力側に接続された第２，第３の負荷抵抗と、上記第３の負荷抵抗の入出力間に並列接続された容量素子とを備え、上記第２，第３の負荷抵抗の共通接続端に与えられる電圧を制御することにより、発振周波数を変化させることを特徴とする水晶発振回路。
【請求項２】 上記インバータの入力側に設けられ、上記水晶振動子の基準周波数の偏差を調整する調整用素子を備えることを特徴とする請求項１記載の水晶発振回路。
【図１】
【図２】
【図４】
【図５】
【図６】
【図３】
【図２】
【図４】
【図５】
【図６】
【図３】
【特許番号】特許第３２０３６６４号（Ｐ３２０３６６４）
【登録日】平成１３年６月２９日（２００１．６．２９）
【発行日】平成１３年８月２７日（２００１．８．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願平３−２２６９６
【出願日】平成３年１月２４日（１９９１．１．２４）
【公開番号】特開平４−２１２５０７
【公開日】平成４年８月４日（１９９２．８．４）
【審査請求日】平成１０年１月９日（１９９８．１．９）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【参考文献】
【文献】特開 平２−２０３６０６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 昭６２−３０４１０（ＪＰ，Ａ）
【文献】実開 昭５６−１５１１１（ＪＰ，Ｕ）
【文献】実開 平２−６４２２４（ＪＰ，Ｕ）
【登録日】平成１３年６月２９日（２００１．６．２９）
【発行日】平成１３年８月２７日（２００１．８．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成３年１月２４日（１９９１．１．２４）
【公開番号】特開平４−２１２５０７
【公開日】平成４年８月４日（１９９２．８．４）
【審査請求日】平成１０年１月９日（１９９８．１．９）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【参考文献】
【文献】特開 平２−２０３６０６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 昭６２−３０４１０（ＪＰ，Ａ）
【文献】実開 昭５６−１５１１１（ＪＰ，Ｕ）
【文献】実開 平２−６４２２４（ＪＰ，Ｕ）
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