無線受信装置
【課題】耐マルチパスフェージング特性を改善し、周波数特性の落ち込みを考慮してチャネル推定を行う、無線受信装置を提供する。
【解決手段】周波数帯が互いに異なる複数のチャネルの中から、無線端末から送信される信号のチャネルを無線端末から受信した信号に基づいて判断する無線受信装置であって、受信信号に基づいて各チャネルの伝達関数を算出する伝達関数算出部と、伝達関数の周波数特性の落ち込みを考慮して、最も低いビット誤り率のチャネルを判断するチャネル判断部３７６と、を備えている。
【解決手段】周波数帯が互いに異なる複数のチャネルの中から、無線端末から送信される信号のチャネルを無線端末から受信した信号に基づいて判断する無線受信装置であって、受信信号に基づいて各チャネルの伝達関数を算出する伝達関数算出部と、伝達関数の周波数特性の落ち込みを考慮して、最も低いビット誤り率のチャネルを判断するチャネル判断部３７６と、を備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線受信装置に係り、特に、マルチパスフェージングの環境下で受信した信号に基づいてチャネルを選択する無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の無線モードを用いて通信を行う無線通信システムが従来から知られている。たとえば、通信モードとしてシングルキャリア（以下、ＳＣと呼ぶ。）伝送とマルチキャリア（以下、ＭＣと呼ぶ。）伝送とを行う無線端末と、この無線端末と通信することが可能な基地局と、を備えた無線通信システムが提案されている。以下、ＳＣ／ＭＣハイブリッド無線通信システムと呼ぶ場合がある。
【０００３】
ここではアップリンク伝送を例として以下に説明する。図１９は無線端末の無線送信装置７０のブロック図であり、図２０は基地局の無線受信装置８０のブロック図である。
【０００４】
無線送信装置７０は、送信部７１と、切り替え制御部７２と、を備えている。
送信部７１は、データ系列の送信信号をシンボル系列の送信信号に変換するデータ変調部７１１と、シングルキャリア伝送用変調部７１２と、マルチキャリア伝送用変調部７１３と、シングルキャリア伝送用変調部７１２とマルチキャリア伝送用変調部７１３からの周波数領域成分の信号を時間領域成分の信号に変換する逆フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴと呼ぶ場合がある。）部７１４と、逆フーリエ変換部７１４からの時間領域成分の信号にガードインタバルを付加するガードインタバル部７１５と、ガードインタバルを付加された時間領域成分のディジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータ部７１６と、ＤＡコンバータ部７１６からのアナログ信号をＲＦ信号に変換する周波数変換部７１７と、シングルキャリア伝送とマルチキャリア伝送の２つの無線モードに対応して切り替えを行うスイッチ部７１８と、を備えている。
【０００５】
シングルキャリア伝送用変調部７１２は、シンボル系列の送信信号を周波数領域成分の信号に変換するフーリエ変換（以下、ＦＦＴと呼ぶ場合がある。）部７１２Ａと、フーリエ変換部７１２Ａの出力にフィルタ係数を乗積する送信フィルタ処理部７１２Ｂと、送信フィルタ処理部７１２Ｂの出力に無線モードに対応して周波数配置を与える周波数マッピング部７１２Ｃと、を備えている。
【０００６】
マルチキャリア伝送用変調部７１３は、シンボル系列の信号を並列に並び替える直並列変換部７１３Ａと、直並列変換部７１３Ａの出力に無線モードに対応して周波数配置を与える周波数マッピング部７１２Ｃと、を備えている。
切り替え制御部７２は２つの無線モードを切り替える。
【０００７】
無線受信装置８０は、受信部８１と伝搬路推定部８２とを備えている。
受信部８１は、ＲＦ信号に対応して周波数を変換する周波数変換部８１１と、周波数変換されたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤコンバータ部８１２と、ＡＤコンバータ部８１２からのディジタル信号からガードインタバルを除去するガードインタバル除去部８１３と、時間領域成分の信号を周波数領域成分の信号に変換するフーリエ変換部８１４と、シングルキャリア伝送用復調部８１５と、マルチキャリア伝送用復調部８１６と、を備えている。
【０００８】
シングルキャリア伝送用復調部８１５は、周波数配置を変更する周波数デマッピング部８１５Ａと、伝送路の線形歪みを周波数上で補償する周波数領域等化部（Frequency Domain Equalization：以下、ＦＤＥと呼ぶ場合がある。）８１５Ｂと、周波数領域等化部８１５Ｂからの出力にフィルタ係数を乗積する受信フィルタ部８１５Ｃと、周波数領域成分の信号を時間領域成分の信号に変換する逆フーリエ変換部８１５Ｄと、復調されたシンボル系列の受信信号をデータ系列の受信信号に変換するデータ復調部８１５Ｅと、を備えている。
【０００９】
マルチキャリア伝送用復調部８１６は、周波数配置を変更する周波数デマッピング部８１５Ａと、伝送路の線形歪みを周波数上で補償する周波数領域等化部８１５Ｂと、周波数領域等化部８１５Ｂからの並列配置された信号を直列に並び替える並直列変換部８１６Ａと、復調されたシンボル系列の受信信号をデータ系列の受信信号に変換するデータ復調部８１６Ｂと、を備えている。
【００１０】
伝搬路推定部８２は、各無線モードに対して伝搬路を推定評価する。具体的には、伝搬路推定部８２が伝達関数の推定を行い、この推定に基づいてＦＤＥが伝送路歪の補償を行う。
【００１１】
無線受信装置２０の伝搬路推定部８２で推定評価された結果に基づいて、周波数領域等化部８１５Ｂの係数を制御することにより伝搬路の線形歪みを補償するとともに、無線受信装置２０の伝搬路推定部８２で推定評価された結果の制御情報に基づいて、無線送信装置７０の切り替え制御部７２を介して、データ変調部７１１、周波数マッピング部７１２Ｃおよびスイッチ部７１８を切り替え制御することで、無線送信装置７０から送出する信号の無線モードを適応的に切り替えることができる。
【００１２】
このように、ＳＣ伝送とＭＣ伝送とを行う無線通信システムが特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００８−４２４９２号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】D.C. Chu, “Polyphase codes with good periodic correlation properties,” IEEE Trans. Info. Theory, July 1972, pp 531-532）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
従来のＳＣ／ＭＣハイブリッド無線通信システムでは、図２０に示すように、無線受信装置８０が伝搬路推定部８２を備え、チャネルの推定が行われる。ここで、従来のチャネル推定手法について説明する。
【００１６】
図２１は３ユーザの伝達関数例を示す。縦軸は、スケジューリング手法の一つであるProportional Fairness 法のユーザ選択指標である。ユーザｉのユーザ選択指標Γは下記の式（１）により定義される。
【数１】
ここで、γi,γi′は、それぞれユーザiの瞬時信号対雑音電力比(Signal to Noise ratio; 以下、ＳＮＲと呼ぶ。)と平均ＳＮＲである。この指標を用いることで基地局付近のユーザとセル端側にいるユーザの公平性を保つことができる。
【００１７】
図２１は周波数選択性の小さな場合のユーザ選択例を示す。各ユーザのΓは全体的になだらかな変化であり、各チャネルａ〜ｇ内での変化も少ない。このため、ユーザ選択はチャネルａ〜ｇ内のΓの平均値が一番高いユーザにチャネルを割り当てることが最適であると考えられる。なお、図２１において、下側の１〜３の数字は、当該チャネルを割り当てられたユーザの番号ｉを表している。
【００１８】
図２２は高速伝送を想定し周波数選択性の大きな場合のユーザ選択例を示す。各ユーザのΓは非常に大きく変化しており、各チャネルａ〜ｇ内でのΓも大きく変化する。この時、チャネルａ〜ｇ内での深い周波数軸上での伝達関数の落ち込みはビット誤り率(Bit Error Rate: 以下、ＢＥＲと呼ぶ。)特性の劣化を引き起こすと考えられる。
【００１９】
しかし、Γの平均は高いが、深い落ち込みがある伝達関数である場合にＢＥＲ特性が悪いチャネルにも拘らず、選択される可能性がある。このように、高速伝送を想定し、チャネルａ〜ｇ内での周波数の深い落ち込みがある場合には、Γの平均値のみでは、最適なチャネル割り当てが難しいと考えられる。これは最適なチャネルを選択する場合に重要である。
【００２０】
そこで、本発明は、耐マルチパスフェージング特性を改善し、周波数特性の落ち込みを考慮してチャネル推定を行う、無線受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を達成するために、本発明は、周波数帯が互いに異なる複数のチャネルの中から、無線端末から送信される信号のチャネルを上記無線端末から受信した信号に基づいて判断する無線受信装置であって、上記無線端末から受信した信号に基づいて各チャネルの伝達関数を算出する伝達関数算出部と、上記伝達関数の周波数特性の落ち込みを考慮して、最も低いビット誤り率のチャネルを判断するチャネル判断部と、を備えていることを特徴としている。
【００２２】
本発明の無線受信装置において、チャネル判断部は、好ましくは、評価値Pave，Pmin，Pdiffを算出する評価値算出部と、評価値Paveと評価値Pdiffとに対応したビット誤り率の関係を示す参考情報と、上記評価値算出部で算出された各チャネルの評価値Paveと評価値Pdiffとに基づいて、各チャネルのビット誤り率を求め、最も低いビット誤り率のチャネルを選択する選択部と、を備えている。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、伝達関数の周波数特性の落ち込みを考慮して、低ＢＥＲ特性のチャネルを選択することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態に係る無線通信システムのブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る無線端末の無線送信装置のブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る基地局の無線受信装置のブロック図である。
【図４】本発明の実施形態に係る無線受信装置の伝搬路推定部のブロック図である。
【図５】本発明の実施形態に係る無線受信装置のチャネル判断部での処理内容を説明するための図である。
【図６】本発明の実施形態に係る無線受信装置の選択部での処理に用いる情報を示す図である。
【図７】本発明の実施形態に係る無線受信装置の選択部での処理を説明するための図である。
【図８】本発明の実施形態に係るチャネル推定手法のシミュレーション条件を説明するための図である。
【図９】伝達関数とチャネルの評価値Paveの変動例を示す図である。
【図１０】評価値Pdiffの累積分布関数特性を示す図である。
【図１１】（Ａ）はPave＝０[ｄＢ]時における各チャネルの伝達関数、（Ｂ）はＭＭＳＥ等化重み係数の一例を示す図である。
【図１２】等化による雑音増加量の算出処理を示すブロック図である。
【図１３】評価値PdiffとＭＭＳＥ等化による雑音増加量ＮMMSEを示す図である。
【図１４】評価値Pave＝０[ｄＢ]時の評価値PdiffとＢＥＲ特性との関係を示す図である。
【図１５】ＭＭＳＥ等化による雑音増加を考慮した際の信号対雑音電力比とＢＥＲ特性を示す図である。
【図１６】評価値Paveと評価値PdiffによるＢＥＲ特性の関係を示す図である。
【図１７】評価値Paveと評価値PdiffとＢＥＲとの関係を示す図である。
【図１８】あるユーザの送信信号の各チャネルの各評価値Paveと評価値PdiffとＢＥＲとの関係を示す図である
【図１９】従来の無線端末の無線送信装置を示すブロック図である。
【図２０】従来の基地局の無線受信装置を示すブロック図である。
【図２１】従来の基地局の無線受信装置でのチャネル推定方法を説明するための図である。
【図２２】従来の基地局の無線受信装置でのチャネル推定方法の課題を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の実施形態に係る無線通信システム１のブロック図である。無線通信システム１は、複数の無線モードを切り替えて送信する機能を有する複数の無線端末２と、複数の無線モードを同時に受信する機能を有する基地局３と、を備えている。
【００２６】
図２は本発明の実施形態に係る無線端末２の無線送信装置２０のブロック図である。
無線送信装置２０は、データ変調部２１と、シングルキャリア伝送用変調部２２と、マルチキャリア伝送用変調部２３と、逆フーリエ変換部２４と、ガードインタバル挿入部２５と、Ｄ／Ａ変換部２６と、周波数変換部２７と、スイッチ部２８と、制御部２９と、を備えている。
【００２７】
データ変調部２１は、データ系列の送信信号をシンボル系列の送信信号に変換する。
【００２８】
シングルキャリア伝送用変調部２２は、シングルキャリア伝送用に送信信号を変調する。シングルキャリア伝送用変調部２２は、シンボル系列の送信信号を周波数領域成分の信号に変換するフーリエ変換部２２１と、フーリエ変換部２２１の出力にフィルタ係数を乗積する波形成形部２２２と、波形成形部２２２の出力にＳＣモードに対応して周波数配置を与える周波数マッピング部２２３と、を備えている。
【００２９】
マルチキャリア伝送用変調部２３は、マルチキャリア伝送用に送信信号を変調する。マルチキャリア伝送用変調部２３は、シンボル系列の信号を並列に並び替える直並列変換部２３１と、直並列変換部の出力にＭＣモードに対応して周波数配置を与える周波数マッピング部２２３と、を備えている。
【００３０】
逆フーリエ変換部２４は、シングルキャリア伝送用変調部２２とマルチキャリア伝送用変調部２３からの周波数領域成分の信号を時間領域成分の信号に変換する。
【００３１】
ガードインタバル挿入部２５は、逆フーリエ変換部２４からの時間領域成分の信号にガードインタバルを付加する。本明細書では、ガードインタバルをＧＩと呼ぶ場合がある。
【００３２】
Ｄ／Ａ変換部２６は、ガードインタバルを付加された時間領域成分のディジタル信号をアナログ信号に変換する。
【００３３】
周波数変換部２７は、Ｄ／Ａ変換部からのＩＦ（中間周波数）信号をＲＦ信号に変換する。
【００３４】
スイッチ部２８は、シングルキャリア伝送とマルチキャリア伝送の２つの無線モードに対応して、信号の出力方向の切り替えを行う。
【００３５】
制御部２９は、２つの無線モード、つまりシングルキャリア伝送のモードとマルチキャリア伝送のモードとを、後述する基地局３からの制御信号に基づいて切り替える。具体的には、無線送信装置２０の制御部２９が、データ変調部２１、周波数マッピング部２２３及びスイッチ部２８を切り替え制御することによって、無線送信装置２０から送出する信号の無線モードが切り替えられる。
【００３６】
図３は本発明の実施形態に係る基地局３の無線受信装置３０のブロック図である。
無線受信装置３０は、周波数変換部３１と、Ａ／Ｄ変換部３２と、ガードインタバル除去部３３と、フーリエ変換部３４と、シングルキャリア伝送用復調部３５と、マルチキャリア伝送用復調部３６と、伝搬路推定部３７と、を備えている。
【００３７】
周波数変換部３１は、ＲＦ信号をＩＦ（中間周波数）信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部３２は周波数変換されたアナログ信号をディジタル信号に変換する。ガードインタバル除去部３３はＡ／Ｄ変換部３２からのディジタル信号からガードインタバルを除去する。フーリエ変換部３４は時間領域成分の信号を周波数領域成分の信号に変換する。
【００３８】
シングルキャリア伝送用復調部３５は、周波数配置を変更する周波数デマッピング部３５１と、伝送路の線形歪みを周波数上で補償する周波数領域等化部３５２と、周波数領域等化部３５２からの出力にフィルタ係数を乗積する波形整形部３５３と、波形整形部３５３の信号を時間領域成分の信号に変換する逆フーリエ変換部３５４と、復調されたシンボル系列の受信信号をデータ系列の受信信号に変換するデータ復調部３５５と、を備えている。
【００３９】
マルチキャリア伝送用復調部３６は、周波数配置を変更する周波数デマッピング部３５１と、伝送路の線形歪みを周波数上で補償する周波数領域等化部３５２と、周波数領域等化部３５２からの並列配置された信号を直列に並び替える並直列変換部３６１と、復調されたシンボル系列の受信信号をデータ系列の受信信号に変換するデータ復調部３６２と、を備えている。
【００４０】
ここで、受信信号からＧＩを除去した後の受信信号をｒ（ｔ）とすると、受信信号ｒ（ｔ）をフーリエ変換部で周波数領域に変換して、信号Ｒ（ｎ）を得る。そして周波数領域等化部３５２でのＦＤＥ処理後の信号Ｒ′（ｎ）は、次式（２）で表される。
【数２】
式（２）において、ｗ（ｎ）は等化重みである。
【００４１】
伝搬路推定部３７は、受信信号の伝搬路歪みを周波数領域等化部３５２で等化するために、等化重みｗ（ｎ）を演算する。
このため、伝搬路推定部３７は、図４に示すように、逆フーリエ変換部３７１と、ウィンドウィング処理部３７２と、フーリエ変換部３７３と、ノイズ推定部３７４と、重み計算部３７５と、を備えている。
【００４２】
伝搬路推定部３７は、受信信号に含まれるパイロット信号Ｐ（ｔ）に基づいて伝達関数Ｈ(n)を求める。本実施形態では、チャネル推定手法として、無線送信装置２０と無線受信装置３０の双方が既知の信号、つまりパイロット信号Ｐ（ｔ）を伝搬信号に挿入する手法を利用する。このパイロット信号Ｐ（ｔ）には、例えば時間領域と周波数領域とにおいて振幅が一定なＣｈｕシーケンス（非特許文献１）を利用する。
【００４３】
伝搬路推定部３７は、デマッピング部３５１（図３）からの周波数信号Ｐ（ｎ）から伝達関数Ｈ(n)を求める際、ノイズや遅延の影響を除去するために、ウィンドウィング処理を行う。これをウィンドウィング処理部３７２が行う。ウィンドウィング処理部３７２では、周波数信号Ｐ（ｎ）を逆フーリエ変換部３７１で時間領域に変換した信号Ｐ（ｔ）に対して、周波数信号Ｐ（ｎ）のインパルス応答に基づいてＧＩ時間外の振幅信号を０にした信号Ｐ′（ｔ）を生成する。その後、フーリエ変換部３７３で再び信号Ｐ′（ｔ）を周波数領域に変換して伝達関数Ｈ（ｎ）を得る。これらの逆フーリエ変換部３７１、ウィンドウィング処理部３７２、フーリエ変換部３７３が、伝達関数算出部として機能する。
【００４４】
また、伝搬路推定部３７では、ノイズ推定部３７４が伝達関数のインパルス応答に基づいてノイズ電力σ2を求める。
【００４５】
そして、重み計算部３７５が、伝達関数Ｈ(n)とノイズ電力σ2とを用いて等化重みｗ（ｎ）を算出する。例えば、等化重みｗ（ｎ）は規範として、ＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)基準、ＺＦ(Zero Forcing)基準などを利用する。ここで、下記の式（３）がＭＭＳＥに基づく等化重み係数を示し、式（４）がＺＦに基づく等化重み係数を示している。
【数３】
【数４】
これらの式に、伝達関数Ｈ(n)とノイズ電力σ2とを代入することで、等化重みｗ（ｎ）を算出することができる。なお、式（３）、（４）において、Ｈ(n)は伝達関数のｎ番目の周波数要素であることを意味し、＊は複素共役演算を意味する。
このようにして得られた等化重みｗ（ｎ）を用いて、周波数領域等化部３５２では、受信信号と等化重みの乗算が各周波数点で行われる。
【００４６】
伝搬路推定部３７は、上記のように等化重みｗ（ｎ）を算出する処理（以下、第１処理と呼ぶ。）に加えて、下記の第２及び第３処理を行う。
第２処理： チャネル判断
第３処理： 伝送モード判断
これらの処理を以下、順に説明する。
【００４７】
チャネル判断部３７６での第２処理、つまりマルチパスフェージング環境下で受信した信号に関して、ＢＥＲの低いチャネルを選択するチャネル判断処理について説明する。ここで、図５はチャネル判断部３７６での処理内容を説明するための図である。図５は、あるユーザが使用する無線端末２が送信した信号を基地局３で受信し、その受信信号を周波数で表した図である。横軸が周波数、縦軸が強度を表している。言い換えれば、図５はあるユーザからの受信信号に関して、使用可能な全帯域４０ＭＨｚ内での伝達関数Ｈ（ｎ）を表している。図５に示す例では、全帯域を５ＭＨｚ毎に帯域（チャネルＣＨ１〜チャネルＣＨ８）を区切っており、以下、８つの帯域に区分する場合を前提に説明する。
【００４８】
チャネル判断部３７６は、伝達関数算出部で得られた伝達関数Ｈ（ｎ）に基づいて、使用すべき帯域、ＢＥＲの低いチャネルを判断する。
このため、チャネル判断部３７６は、図４に示すように、評価値算出部３７６Ａと、選択部３７６Ｂと、記憶部３７６Ｃと、を備えている。
【００４９】
評価値算出部３７６Ａは、各チャネルの有効性を評価するための指標、つまり各チャネルのＢＥＲを求めるための情報を作成する。具体的には、本実施形態では、以下の式（５）〜（７）の評価関数を利用して、これらの式から求める値、つまり評価値Pave，Pmin，Pdiffを、ＢＥＲを求めるための情報として取り扱う。評価値算出部３７６Ａは、これらの評価値Pave，Pmin，Pdiffを算出する。
【００５０】
【数５】
【数６】
【数７】
【００５１】
ここで，ＮCは１チャネルのＦＦＴポイント数であり、評価値Paveは１チャネルの平均電力、評価値Pminは１チャネル内の最小電力、評価値Pdiffは１チャネルの平均電力から最小電力の比であり伝達関数Ｈ（ｎ）の落ち込みの程度を示す。以下、各評価値Pave，Pmin，Pdiffの記述に関して、「評価値」の語句を外してPave，Pmin，Pdiffとだけ表す。
【００５２】
Paveはチャネルの平均ＳＮＲに影響を与え、Paveが大きいほどＢＥＲ特性は良好である。一方、伝達関数Ｈ（ｎ）の深い落ち込みが発生するほどPdiffは小さな値となる。そして、Pdiffが小さい場合は、周波数領域等化部３５２によって伝送路歪を補償することが難しく、ＢＥＲ特性に非常に大きな影響を与える。
チャネル判断部３７６の評価値算出部３７６Ａは、これらのPave，Pmin及びPdiffをチャネルごと、図５に示す例で言えばチャネルＣＨ１〜ＣＨ８ごとに算出する。評価値算出部３７６Ａは、伝達関数算出部で得られた伝達関数Ｈ（ｎ）、つまり各チャネルの帯域における伝達関数Ｈ（ｎ）に基づいて各チャネルのPaveとPdiffとを算出する。
【００５３】
選択部３７６Ｂは、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８のPaveとPdiffとからＢＥＲを判断し、いずれかのチャネルを選択する。ＢＥＲを判断する際、選択部３７６Ｂは、図６に示すPaveとPdiffとＢＥＲの関係を示すグラフ状の情報（以下、グラフ情報Ｒefと呼ぶ。）を利用する。なお、図６に示すPaveとPdiffとＢＥＲの相関関係を示すグラフ情報Ｒefは、各基地局３に固有の情報であり、基地局３毎に予め作成されたものを利用する。作成するタイミングとしては、基地局３を設置する際が該当するが、基地局３を設置した周辺の環境に応じて、当該グラフ情報Ｒefを更新して利用しても良い。この情報Ｒefは、記憶部３７６Ｃに格納されている。
【００５４】
図６では、実線Ｌ１より下側の領域Ｒ１ではＢＥＲが１０-3より大きく、実線Ｌ１と一点鎖線Ｌ２の間の領域Ｒ２ではＢＥＲが１０-3より小さく１０-4より大きく、一点鎖線Ｌ２と二点鎖線Ｌ３の間の領域Ｒ３ではＢＥＲが１０-4より小さく１０-5より大きく、二点鎖線Ｌ３より上側の領域Ｒ４ではＢＥＲが１０-5より小さいことを表している。
【００５５】
選択部３７６Ｂは、図６に示す情報Ｒefと、評価値算出部３７６Ａで算出した各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８のPaveとPdiffとに基づいて、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８のＢＥＲを求める。図７の黒丸（●）印は各ＣＨ１〜ＣＨ８のＢＥＲ特性を示している。ここで、選択部３７６Ｂは、最も低いＢＥＲ特性を示すチャネルを選択する。本実施形態では、領域Ｒ４に含まれるチャネルを優先して選択するが、Ｒ４領域に該当するチャネルが無い場合はＢＥＲ特性が領域Ｒ４より劣る領域Ｒ３に属するチャネルを選択する。この領域Ｒ３にチャネルが存在しない場合はさらに領域Ｒ２を対象とする。なお、同じ領域内に複数のチャネルが属する場合は、Paveが高い方を選択する。図７では領域Ｒ４にチャネルＣＨ３とチャネルＣＨ１とが含まれるが、選択部３７６ＢはPaveが高いチャネルＣＨ１を選択する。
【００５６】
さらに、チャネル判断部３７６は、第３処理、つまり無線端末２からの送信モードを選択する伝送モード判断処理を行う。
このため、伝搬路推定部３７は、さらに図４に示すように、モード選択部３７７を備えている。
モード選択部３７７は、チャネル判断部３７６が選択したチャネルの周波数帯域における伝達関数Ｈ(n)のＳＮＲを所定の参照値と比較し、ＳＮＲが参照値以下であればＳＣ伝送、ＳＮＲが参照値より大きければＭＣ伝送と判断する。この選択信号が制御信号として、無線送信装置２０の制御部２９へ送られる。
なお、モード選択部３７７は、ＦＦＴ３７３からの伝達関数Ｈ（ｎ）に代えて、図４で二点鎖線Ｂで示すように重み計算部３７５からの等化重みｗ（ｎ）の情報を利用してもよい。
【００５７】
以上の伝搬路推定部３７はコンピュータなどの情報処理装置から構成される。この情報処理装置は、前もってインストールされたソフトウェアとしてのチャネル選択プログラムを実行することで、上記のチャネル選択手法を実現する。具体的には、情報処理装置がチャネル選択プログラムを実行することで、情報処理装置が前述の逆フーリエ変換部３７１と、ウィンドウィング処理部３７２と、フーリエ変換部３７３と、ノイズ推定部３７４と、重み計算部３７５と、チャネル判断部３７６と、評価値算出部３７６Ａと、選択部３７６Ｂと、記憶部３７６Ｃと、モード選択部３７７として機能する。
【００５８】
なお、情報処理装置は、従来公知の構成のものを使用することができ、ＲＡＭ，ＲＯＭ，ハードディスクなどの記憶装置と、キーボード，ポインティング・デバイスなどの操作装置と、操作装置等からの指示により記憶装置に格納されたデータやソフトウェアを処理する中央処理装置（ＣＰＵ）と、処理結果等を表示するディスプレイなどを備えている。この情報処理装置は汎用の装置であっても、専用の装置として構成されたものであってもよい。
【００５９】
本発明の実施形態に係る無線通信システム１は以上のように構成されており、伝搬路推定部３７が、従来の第１処理に加えて、第２処理として、基地局３の無線受信装置３０が無線端末２から送信された信号をマルチパスフェージングの環境下で受信した場合、その受信信号を周波数変換し、それらを細分化して分析する。つまり、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８の評価関数（１）〜（３）に基づいて各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８のＢＥＲを求めて、ＢＥＲの低いチャネルを選択する。
【００６０】
さらに、伝搬路推定部３７が、第２処理で推定評価した結果、つまり伝達関数に基づいて、携帯端末の無線送信装置への制御情報を作成する（第３処理）。例えば選択された伝達関数Ｈ（ｎ）のＳＮＲが所定の参照値以下であれば無線端末２の伝送モードをＳＣ伝送に切り換えるように、制御信号が作成される。無線端末２の無線送信装置２０では、基地局３の無線受信装置３０の伝搬路推定部３７からの制御信号に基づいて制御部２９が、データ変調部２１（送信側）、周波数マッピング部２２３（送信側）及びスイッチ部２８（送信側）を切り替え制御することで、無線送信装置２０から送出する信号の無線モードをＳＣ伝送に切り替える。なお、ＳＣ伝送モード時に、基地局３で選択チャネルのＳＮＲが所定の参照値より大きければ、伝送モードをＭＣ伝送に切り換えるように、無線端末２は基地局３から制御信号を受信する。
【００６１】
このように、本実施形態では、無線受信装置３０のチャネル判断部３７６は、各チャネルのPave，Pmin，Pdiffに基づいて各チャネルのＢＥＲ特性を評価し、最適なチャネルを選択する。この場合において、Pave，Pmin，Pdiffは伝達関数のみから簡易に算出可能であり、リアルタイムなチャネル選択が可能である。特に各チャネルに関して、各チャネルのPaveとPdiffを図６に示すPaveとPdiffとＢＥＲとの相関関係を示すグラフにプロットすること、つまりPaveに加えPdiffを考慮することによって、最も低ＢＥＲ特性のチャネルを選択することができる。
【００６２】
次に、各チャネルの伝達関数に基づいたPave，Pmin，PdiffとＢＥＲ特性とが相関関係があることを、シミュレーション結果に基づいて、以下の項目順に説明する。
（Ａ１）シミュレーション条件
（Ａ２）シミュレーションの目的
（Ａ３）ＭＭＳＥ等化による雑音増加について
（Ａ４）ＭＭＳＥ等化による雑音増加量の算出
（Ａ５）ＭＭＳＥ等化による雑音増加を考慮した信号対雑音電力比とＢＥＲ特性
（Ａ６）チャネル推定手法
（Ａ６−１）PaveとPdiffによるＢＥＲ特性の関係
（Ａ６−２）PaveとPdiffを活用したチャネル選択手法
（Ａ７）まとめ
【００６３】
（Ａ１）シミュレーション条件
下記の表１にシミュレーション条件を示す。伝送方式はＳＣ−ＦＤＭＡ、システム帯域幅は４０ＭＨｚ、サブチャネル帯域幅は５ＭＨｚとする。サブチャネルと全チャネル当たりのＦＦＴポイント数はそれぞれ２５６と２０４８とした。ＧＩ長はシンボル長の１／８とした。ＲＲＣ（Root Raised Cosine）フィルタのロールオフファクタを０．２、オーバサンプリングを８倍とした。図８に遅延波モデルを示す。具体的には、レイリーフェージングに基づく８パスの遅延波モデルを利用する。この時、各チャネルでのPaveとPdiffが変動することを想定して、遅延時間はシンボル時間の８倍以内でランダムに設定した。この遅延波モデルにおける遅延スプレッドは０．４μｓである。
【表１】
【００６４】
（Ａ２）シミュレーションの目的
シミュレーションの目的は、Pdiffの発生確率と、PaveとPdiffによるＢＥＲ特性の変化と、を確認する。これは、以下の事項に基づいている。
図９は３ユーザ（ｕｓｅｒ１〜３）の伝達関数とPaveの変動例を示す。図９（Ａ）に示すように、伝達関数の変動は非常に大きく変動しており、各ユーザ共に-３０ｄＢを下回る伝達関数の深い落ち込みが発生している。このような落ち込みがあると、Pdiffは-１０ｄＢ〜-４０ｄＢと大きな幅をもって変化する。一方、Paveは、図９（Ｂ）に示すように、数ｄＢ以内で変動している。
【００６５】
ここで、二点鎖線で示すｕｓｅｒ３に注目すると、例えば３０〜３５ＭＨｚの帯域では、伝達関数は-３０ｄＢと非常に伝達関数の深い落ち込み（図中の円ｃ１参照）があるにも拘わらずPaveは１ｄＢと大きい。また、３５〜４０ＭＨｚの帯域では伝達関数は-１０ｄＢと伝達関数の落ち込みは小さい（図中の円ｃ２参照）にも拘わらずPaveは-２ｄＢと小さい。このように、PdiffとPaveの相関特性はあまり強くない。言い換えれば、Paveが高くともPdiffが小さい、つまり伝達関数の落ち込みが深いユーザが選択される可能性がある。
【００６６】
図１０はPdiffの累積分布関数(Cumulative Distribution Function:以下、ＣＤＦと呼ぶ。）特性を示す。各凡例はPaveが-４．０〜３．０ｄＢのＣＤＦ特性である。図１０に示すように、PdiffのＣＤＦ特性はPaveに拠らずほぼ同じである。これは、Paveの大小に拠らず、小さなPdiffが発生することを示している。よって、各Paveにおいて伝達関数の大きな落ち込みが発生するため、各PaveとPdiffに対応したＢＥＲ特性を評価する必要がある。また、例えばPdiffが-３０ｄＢ時のＣＤＦは１４〜１６％発生することから、PdiffがＢＥＲ特性に影響を与える可能性がある。
以上のことから、Pdiffの発生確率を確認し、PaveとPdiffによるＢＥＲ特性の変化についてシミュレーションを行う。
【００６７】
（Ａ３）ＭＭＳＥ等化による雑音増加について
本発明者らは、PdiffがＢＥＲ特性に与える影響の要因としてＭＭＳＥ等化による雑音増加効果について検討を行った。ＭＭＳＥ等化では、通信路の白色雑音を強調する『雑音強調効果』と、伝達関数をすべての周波数要素において１に戻さないことによる『残留干渉効果』と、の二つの加算によって雑音増加量が決まると考えられる。以下、Pdiffと雑音増加量との相関性について説明する。
【００６８】
（Ａ４）ＭＭＳＥ等化による雑音増加量の算出
図１１（Ａ）はPave＝０[ｄＢ]時における各ユーザ（ｕｓｅｒ１〜３）の伝達関数|Ｈ（ｎ）|2、図１１（Ｂ）は|ｗ（ｎ）|2の一例を示す。この時、雑音電力は-１８[ｄＢ]である。チャネル帯域幅は５ＭＨｚであり、ＦＦＴポイント数は２５６である。この時、伝達関数の深い落ち込みは各ユーザ共に１〜２箇所発生している。また、伝達関数|Ｈ（ｎ）|2の落ち込みにはある程度の幅があり、-３０[ｄＢ]の伝達関数|Ｈ（ｎ）|2の落ち込み周辺では２〜５点程度が雑音電力を下回っている。ＭＭＳＥ等化重み係数|ｗ（ｎ）|2に注目すると、残留干渉効果が大きく発生すると考えられる。また、伝達関数|Ｈ（ｎ）|2の最小点付近において強い雑音強調効果が発生している。ここで、伝達関数の最小電力が雑音電力以上であれば『雑音強調効果』とPdiffは比例関係になると考えられ、この時『残留干渉効果』の影響は小さいと考えられる。
以上のことより、５ＭＨｚで区切った各チャネル内で強い伝達関数|Ｈ（ｎ）|2の落ち込みは数箇所しか発生せず、且つそれが雑音増加の要因である雑音強調効果と残留干渉効果と相関特性を持つと考えられるため、Pdiffによって雑音増加量を推定可能であると考えられる。
【００６９】
図１２は等化による雑音増加量の算出処理を示すブロック図である。パイロット信号とデータ信号は共にレイリーフェージングチャネル部を通過後、パイロット信号によって等化重み係数ｗ（ｎ）と通信路の雑音電力σ12を算出する。また、データ信号は等化重み係数ｗ（ｎ）を用い等化された後に、等化後の雑音電力Ｎeqを算出する。ここで、ＭＭＳＥ等化による雑音増加量ＮMMSEは以下の式（８）で定義される。
【数８】
なお、この雑音増加量ＮMMSEは、『雑音強調効果』の雑音増加量と『残留干渉効果』の雑音増加量との和である。
【００７０】
図１３はPdiffとＭＭＳＥ等化による雑音増加量ＮMMSEを示す。シミュレーションでは、Paveが０[ｄＢ]である結果のみを抽出して雑音増加量ＮMMSEの算出を行った。実線Ｌ４はシミュレーション結果の平均値を示し、Pdiff＝１８[ｄＢ]におけるＣＤＦ１０％とＣＤＦ９０％時のＮMMSEはそれぞれ２．７[ｄＢ]と７．７[ｄＢ]であった。破線Ｌ５はシミュレーションでデータが得られなかった点であるが、Pdiff＝０[ｄＢ]の時、伝達関数は全てのＦＦＴポイントにおいて１となるため、等化による雑音増加は発生せずＮMMSEは０[ｄＢ]になると考えられる。ここで、Pdiffが雑音電力である-１８[ｄＢ]以上の領域では、雑音強調効果が支配的であると考えられるため、Pdiffの減少に比例してＮMMSEは増加する。一方、Pdiffが-１８[ｄＢ]以下の領域では、ＭＭＳＥ等化重み係数ｗ（ｎ）は折り返しが発生するために雑音強調効果は飽和し、残留干渉効果によって雑音増加がＮMMSEの総量としては飽和傾向を示している。
以上のことから、PdiffとＮMMSEに相関特性がある。よって、Pdiffによって雑音増加量ＮMMSEを簡易に推定可能であり、ＢＥＲ特性も推定可能になると考えられる。そこで、本発明者らは、雑音増加を考慮した際の信号対雑音電力比とＢＥＲ特性の関係についてさらに以下の検討を行った。
【００７１】
（Ａ５）ＭＭＳＥ等化による雑音増加を考慮した信号対雑音電力比とＢＥＲ特性について
図１４はPave＝０[ｄＢ]時のPdiffとＢＥＲ特性との関係を表すグラフである。シミュレーション上において、Pave＝０[ｄＢ]となる結果のみを抽出したものである。また、Pdiffが小さくなるにつれて、ＢＥＲ特性が劣化する。これは、ＭＭＳＥ等化によって発生する雑音増加のためであると考えられる。
【００７２】
図１５は図１３で示したＭＭＳＥ等化による雑音増加を考慮した際の信号対雑音電力比と、図１４で示したＢＥＲ特性の関係を示している。横軸は雑音増加量を考慮した信号対雑音電力比であり、図１３によりPdiffに対応したＮMMSEとＥb／Ｎ0から算出した。等化による雑音増加を考慮したシミュレーション結果はＡＷＧＮ環境下のＢＥＲ特性と同等の傾向を示している。これは、簡易的ながらPdiffを活用することでＢＥＲ特性を推定可能であることを示している。また、Pdiffの算出にはPaveとPminのみが必要であり、簡易な演算により高速に算出可能であることから、リアルタイムなチャネル選択に適している。
このようなことから、本発明者らは、各PaveとPdiffとによって、チャネルを選択する手法について検討した。
【００７３】
（Ａ６）チャネル推定手法
以下、（Ａ６−１）でPaveとPdiffによるＢＥＲ特性を示し、（Ａ６−２）でPaveとPdiffとを活用したチャネル選択手法について説明する。
【００７４】
（Ａ６−１）PaveとPdiffによるＢＥＲ特性の関係
図１６はPaveとPdiffによるＢＥＲ特性の関係を示している。各凡例は、各PaveにおけるPdiffとＢＥＲ特性である。ここで、Paveが小さくなるにつれてＳＮＲが劣化することで、ＢＥＲ特性が低下する。また、Pdiffが小さくなるにつれてＭＭＳＥ等化による雑音増加が発生するために、ＢＥＲ特性が劣化する。この時、Pave＝０[ｄＢ]且つPdiff＝-２５[ｄＢ]のチャネルのＢＥＲは１０-4となる。一方、Pave＝-１[ｄＢ]とPaveが低いチャネルであっても、Pdiff＝-１５[ｄＢ]のチャネルであれば、ＢＥＲは２×１０-5となり、Paveが低くてもPdiffが大きければ、低ＢＥＲ特性のチャネルが存在する。
以上のことから、PaveとPdiffを活用することによって簡易かつ高速にＢＥＲ特性が推定可能であり、伝達関数Ｈ（ｎ）を活用したリアルタイムなチャネル選択が可能になると考えられる。
【００７５】
（Ａ６−２）PaveとPdiffを活用したチャネル選択手法
図１７はPaveとPdiffとＢＥＲとの関係を表している。各凡例は、図１６より求まるＢＥＲ＝１０-3，１０-4，１０-5における各Pave，Pdiffをプロットして得たグラフである。このグラフを用いてPaveとPdiffを算出することで、ＢＥＲが算出可能である。図１７では、実線Ｌ１より下側はＢＥＲが１０-3より大きい領域を示し、実線と一点鎖線の間はＢＥＲが１０-3より小さく１０-4より大きい領域を示し、一点鎖線と二点鎖線の間はＢＥＲが１０-4より小さく１０-5より大きい領域を示し、二点鎖線より上側はＢＥＲが１０-5より大きい領域を示している。
【００７６】
図１７を作成するためのPdiffはPminとPaveにより算出可能であり、PminとPaveの算出も簡易かつ高速で可能である。よって、図１７を利用した、リアルタイムなチャネル選択が可能である。
【００７７】
図１８は、あるユーザの送信信号をマルチパスフェージング（レイリーフェージング）の環境下で受信した場合の信号を８つの帯域で区分した場合に、各チャネルＣｈ１〜Ｃｈ８の各PaveとPdiffとＢＥＲとの関係を示すグラフである。図中の黒点●は各チャネルＣｈ１〜Ｃｈ８におけるPaveとPdiffを示している。ここで、８チャネルＣｈ１〜Ｃｈ８から１つのチャネルを選択する場合について説明する。
先ず、従来式にPaveを考慮したチャネル選択を行う場合は、最もPaveの高いチャネルが選択されるため、本例ではＣｈ７が選択される。このＣｈ７のＢＥＲ特性は、プロットされた位置から１０-4〜１０-5と推定される。
【００７８】
一方、PaveとPdiffとを考慮した際のチャネル選択を行う場合、図１８を活用することでＣｈ１が選択される。このＣｈ１のＢＥＲ特性は、プロットされた位置から１０-5以下と推定される。
以上より、Paveに加えPdiffをも考慮することで、より高精度にＢＥＲ特性が推定可能である。従って、図１７などに示すPaveとPdiffとＢＥＲとの関係に基づいて、低ＢＥＲ特性のチャネルを選択することが可能である。
【００７９】
（Ａ７）まとめ
以上のように、伝搬路推定部３７によって得られる伝達関数Ｈ（ｎ）に基づいて、各チャネルを判断するための評価値としてPave，Pmin，Pdiffを定義し、ＢＥＲ特性との関係について評価を行った。Pave，Pmin，Pdiffは伝達関数Ｈ（ｎ）のみから簡易に算出可能であり、伝搬路推定部３７を活用したリアルタイムなチャネル選択が可能であると考えられる。
また、評価値Pdiffに注目した場合、評価値Pdiffによって等化による雑音増加量が簡易に推定可能であり、且つＢＥＲ特性が推定可能である。そこで、シミュレーションによって各評価値Paveと評価値Pdiffに対応したＢＥＲ特性が推定可能であることを示した。
【００８０】
以上、本発明を説明したが、本発明は発明の趣旨を逸脱しない範囲において様々な形態で実施をすることができる。
チャネル判断部３７６が評価値Paveと評価値PdiffとによってＢＥＲを判断する際の情報として、図６に示す評価値Paveと評価値PdiffとＢＥＲの関係図では、説明の便宜上、ＢＥＲ特性の線を３本（実線Ｌ１、一点鎖線Ｌ２、二点鎖線Ｌ３）だけを描いたが、ＢＥＲの領域を区分する境界線の数は３本に限定されるものではない、例えば４本以上であってもよいことは勿論である。
【００８１】
上記説明では、ＳＣ伝送とＭＣ伝送とを利用できるハイブリッド無線通信システムについて説明したが、ＳＣ伝送とＭＣ伝送との何れか一方の伝送モードにだけ対応できるように、携帯端末と基地局とを構成してもよいことは勿論である。
【００８２】
また、上記説明では、アップリンク時の伝送で、基地局がチャネルを推定する場合を説明したが、ダウンリンクできるように、基地局が無線送信装置を備え、携帯端末が無線受信装置を備えることは勿論である。
【００８３】
また、無線端末は、携帯電話の他、携帯通信機能を備えたＰＤＡ(Personal Digital Assistant)、タブレット型のＰＣなどの携帯型の電子計算機を含む。
【符号の説明】
【００８４】
１ 無線通信システム
２ 無線端末
２０ 無線送信装置
２１ データ変調部
２２ シングルキャリア伝送用変調部
２３ マルチキャリア伝送用変調部
２４ 逆フーリエ変換部
２５ ガードインタバル挿入部
２６ Ｄ／Ａ変換部
２７ 周波数変換部
２８ スイッチ部
２９ 制御部
３ 基地局
３０ 無線受信装置
３１ 周波数変換部
３２ Ａ／Ｄ変換部
３３ ガードインタバル除去部
３４ フーリエ変換部
３５ シングルキャリア伝送用復調部
３５１ 周波数デマッピング部
３５２ 周波数領域等化部
３５３ 波形整形部
３５４ 逆フーリエ変換部
３５５ データ復調部
３６ マルチキャリア伝送用復調部
３６１ 並直列変換部
３６２ データ復調部
３７ 伝搬路推定部
３７１ 逆フーリエ変換部
３７２ ウィンドウィング処理部
３７３ フーリエ変換部
３７４ ノイズ推定部
３７５ 重み計算部
３７６ チャネル判断部
３７６Ａ 評価値算出部
３７６Ｂ 選択部
３７６Ｃ 記憶部
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線受信装置に係り、特に、マルチパスフェージングの環境下で受信した信号に基づいてチャネルを選択する無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の無線モードを用いて通信を行う無線通信システムが従来から知られている。たとえば、通信モードとしてシングルキャリア（以下、ＳＣと呼ぶ。）伝送とマルチキャリア（以下、ＭＣと呼ぶ。）伝送とを行う無線端末と、この無線端末と通信することが可能な基地局と、を備えた無線通信システムが提案されている。以下、ＳＣ／ＭＣハイブリッド無線通信システムと呼ぶ場合がある。
【０００３】
ここではアップリンク伝送を例として以下に説明する。図１９は無線端末の無線送信装置７０のブロック図であり、図２０は基地局の無線受信装置８０のブロック図である。
【０００４】
無線送信装置７０は、送信部７１と、切り替え制御部７２と、を備えている。
送信部７１は、データ系列の送信信号をシンボル系列の送信信号に変換するデータ変調部７１１と、シングルキャリア伝送用変調部７１２と、マルチキャリア伝送用変調部７１３と、シングルキャリア伝送用変調部７１２とマルチキャリア伝送用変調部７１３からの周波数領域成分の信号を時間領域成分の信号に変換する逆フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴと呼ぶ場合がある。）部７１４と、逆フーリエ変換部７１４からの時間領域成分の信号にガードインタバルを付加するガードインタバル部７１５と、ガードインタバルを付加された時間領域成分のディジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータ部７１６と、ＤＡコンバータ部７１６からのアナログ信号をＲＦ信号に変換する周波数変換部７１７と、シングルキャリア伝送とマルチキャリア伝送の２つの無線モードに対応して切り替えを行うスイッチ部７１８と、を備えている。
【０００５】
シングルキャリア伝送用変調部７１２は、シンボル系列の送信信号を周波数領域成分の信号に変換するフーリエ変換（以下、ＦＦＴと呼ぶ場合がある。）部７１２Ａと、フーリエ変換部７１２Ａの出力にフィルタ係数を乗積する送信フィルタ処理部７１２Ｂと、送信フィルタ処理部７１２Ｂの出力に無線モードに対応して周波数配置を与える周波数マッピング部７１２Ｃと、を備えている。
【０００６】
マルチキャリア伝送用変調部７１３は、シンボル系列の信号を並列に並び替える直並列変換部７１３Ａと、直並列変換部７１３Ａの出力に無線モードに対応して周波数配置を与える周波数マッピング部７１２Ｃと、を備えている。
切り替え制御部７２は２つの無線モードを切り替える。
【０００７】
無線受信装置８０は、受信部８１と伝搬路推定部８２とを備えている。
受信部８１は、ＲＦ信号に対応して周波数を変換する周波数変換部８１１と、周波数変換されたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤコンバータ部８１２と、ＡＤコンバータ部８１２からのディジタル信号からガードインタバルを除去するガードインタバル除去部８１３と、時間領域成分の信号を周波数領域成分の信号に変換するフーリエ変換部８１４と、シングルキャリア伝送用復調部８１５と、マルチキャリア伝送用復調部８１６と、を備えている。
【０００８】
シングルキャリア伝送用復調部８１５は、周波数配置を変更する周波数デマッピング部８１５Ａと、伝送路の線形歪みを周波数上で補償する周波数領域等化部（Frequency Domain Equalization：以下、ＦＤＥと呼ぶ場合がある。）８１５Ｂと、周波数領域等化部８１５Ｂからの出力にフィルタ係数を乗積する受信フィルタ部８１５Ｃと、周波数領域成分の信号を時間領域成分の信号に変換する逆フーリエ変換部８１５Ｄと、復調されたシンボル系列の受信信号をデータ系列の受信信号に変換するデータ復調部８１５Ｅと、を備えている。
【０００９】
マルチキャリア伝送用復調部８１６は、周波数配置を変更する周波数デマッピング部８１５Ａと、伝送路の線形歪みを周波数上で補償する周波数領域等化部８１５Ｂと、周波数領域等化部８１５Ｂからの並列配置された信号を直列に並び替える並直列変換部８１６Ａと、復調されたシンボル系列の受信信号をデータ系列の受信信号に変換するデータ復調部８１６Ｂと、を備えている。
【００１０】
伝搬路推定部８２は、各無線モードに対して伝搬路を推定評価する。具体的には、伝搬路推定部８２が伝達関数の推定を行い、この推定に基づいてＦＤＥが伝送路歪の補償を行う。
【００１１】
無線受信装置２０の伝搬路推定部８２で推定評価された結果に基づいて、周波数領域等化部８１５Ｂの係数を制御することにより伝搬路の線形歪みを補償するとともに、無線受信装置２０の伝搬路推定部８２で推定評価された結果の制御情報に基づいて、無線送信装置７０の切り替え制御部７２を介して、データ変調部７１１、周波数マッピング部７１２Ｃおよびスイッチ部７１８を切り替え制御することで、無線送信装置７０から送出する信号の無線モードを適応的に切り替えることができる。
【００１２】
このように、ＳＣ伝送とＭＣ伝送とを行う無線通信システムが特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００８−４２４９２号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】D.C. Chu, “Polyphase codes with good periodic correlation properties,” IEEE Trans. Info. Theory, July 1972, pp 531-532）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
従来のＳＣ／ＭＣハイブリッド無線通信システムでは、図２０に示すように、無線受信装置８０が伝搬路推定部８２を備え、チャネルの推定が行われる。ここで、従来のチャネル推定手法について説明する。
【００１６】
図２１は３ユーザの伝達関数例を示す。縦軸は、スケジューリング手法の一つであるProportional Fairness 法のユーザ選択指標である。ユーザｉのユーザ選択指標Γは下記の式（１）により定義される。
【数１】
ここで、γi,γi′は、それぞれユーザiの瞬時信号対雑音電力比(Signal to Noise ratio; 以下、ＳＮＲと呼ぶ。)と平均ＳＮＲである。この指標を用いることで基地局付近のユーザとセル端側にいるユーザの公平性を保つことができる。
【００１７】
図２１は周波数選択性の小さな場合のユーザ選択例を示す。各ユーザのΓは全体的になだらかな変化であり、各チャネルａ〜ｇ内での変化も少ない。このため、ユーザ選択はチャネルａ〜ｇ内のΓの平均値が一番高いユーザにチャネルを割り当てることが最適であると考えられる。なお、図２１において、下側の１〜３の数字は、当該チャネルを割り当てられたユーザの番号ｉを表している。
【００１８】
図２２は高速伝送を想定し周波数選択性の大きな場合のユーザ選択例を示す。各ユーザのΓは非常に大きく変化しており、各チャネルａ〜ｇ内でのΓも大きく変化する。この時、チャネルａ〜ｇ内での深い周波数軸上での伝達関数の落ち込みはビット誤り率(Bit Error Rate: 以下、ＢＥＲと呼ぶ。)特性の劣化を引き起こすと考えられる。
【００１９】
しかし、Γの平均は高いが、深い落ち込みがある伝達関数である場合にＢＥＲ特性が悪いチャネルにも拘らず、選択される可能性がある。このように、高速伝送を想定し、チャネルａ〜ｇ内での周波数の深い落ち込みがある場合には、Γの平均値のみでは、最適なチャネル割り当てが難しいと考えられる。これは最適なチャネルを選択する場合に重要である。
【００２０】
そこで、本発明は、耐マルチパスフェージング特性を改善し、周波数特性の落ち込みを考慮してチャネル推定を行う、無線受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を達成するために、本発明は、周波数帯が互いに異なる複数のチャネルの中から、無線端末から送信される信号のチャネルを上記無線端末から受信した信号に基づいて判断する無線受信装置であって、上記無線端末から受信した信号に基づいて各チャネルの伝達関数を算出する伝達関数算出部と、上記伝達関数の周波数特性の落ち込みを考慮して、最も低いビット誤り率のチャネルを判断するチャネル判断部と、を備えていることを特徴としている。
【００２２】
本発明の無線受信装置において、チャネル判断部は、好ましくは、評価値Pave，Pmin，Pdiffを算出する評価値算出部と、評価値Paveと評価値Pdiffとに対応したビット誤り率の関係を示す参考情報と、上記評価値算出部で算出された各チャネルの評価値Paveと評価値Pdiffとに基づいて、各チャネルのビット誤り率を求め、最も低いビット誤り率のチャネルを選択する選択部と、を備えている。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、伝達関数の周波数特性の落ち込みを考慮して、低ＢＥＲ特性のチャネルを選択することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態に係る無線通信システムのブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る無線端末の無線送信装置のブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る基地局の無線受信装置のブロック図である。
【図４】本発明の実施形態に係る無線受信装置の伝搬路推定部のブロック図である。
【図５】本発明の実施形態に係る無線受信装置のチャネル判断部での処理内容を説明するための図である。
【図６】本発明の実施形態に係る無線受信装置の選択部での処理に用いる情報を示す図である。
【図７】本発明の実施形態に係る無線受信装置の選択部での処理を説明するための図である。
【図８】本発明の実施形態に係るチャネル推定手法のシミュレーション条件を説明するための図である。
【図９】伝達関数とチャネルの評価値Paveの変動例を示す図である。
【図１０】評価値Pdiffの累積分布関数特性を示す図である。
【図１１】（Ａ）はPave＝０[ｄＢ]時における各チャネルの伝達関数、（Ｂ）はＭＭＳＥ等化重み係数の一例を示す図である。
【図１２】等化による雑音増加量の算出処理を示すブロック図である。
【図１３】評価値PdiffとＭＭＳＥ等化による雑音増加量ＮMMSEを示す図である。
【図１４】評価値Pave＝０[ｄＢ]時の評価値PdiffとＢＥＲ特性との関係を示す図である。
【図１５】ＭＭＳＥ等化による雑音増加を考慮した際の信号対雑音電力比とＢＥＲ特性を示す図である。
【図１６】評価値Paveと評価値PdiffによるＢＥＲ特性の関係を示す図である。
【図１７】評価値Paveと評価値PdiffとＢＥＲとの関係を示す図である。
【図１８】あるユーザの送信信号の各チャネルの各評価値Paveと評価値PdiffとＢＥＲとの関係を示す図である
【図１９】従来の無線端末の無線送信装置を示すブロック図である。
【図２０】従来の基地局の無線受信装置を示すブロック図である。
【図２１】従来の基地局の無線受信装置でのチャネル推定方法を説明するための図である。
【図２２】従来の基地局の無線受信装置でのチャネル推定方法の課題を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の実施形態に係る無線通信システム１のブロック図である。無線通信システム１は、複数の無線モードを切り替えて送信する機能を有する複数の無線端末２と、複数の無線モードを同時に受信する機能を有する基地局３と、を備えている。
【００２６】
図２は本発明の実施形態に係る無線端末２の無線送信装置２０のブロック図である。
無線送信装置２０は、データ変調部２１と、シングルキャリア伝送用変調部２２と、マルチキャリア伝送用変調部２３と、逆フーリエ変換部２４と、ガードインタバル挿入部２５と、Ｄ／Ａ変換部２６と、周波数変換部２７と、スイッチ部２８と、制御部２９と、を備えている。
【００２７】
データ変調部２１は、データ系列の送信信号をシンボル系列の送信信号に変換する。
【００２８】
シングルキャリア伝送用変調部２２は、シングルキャリア伝送用に送信信号を変調する。シングルキャリア伝送用変調部２２は、シンボル系列の送信信号を周波数領域成分の信号に変換するフーリエ変換部２２１と、フーリエ変換部２２１の出力にフィルタ係数を乗積する波形成形部２２２と、波形成形部２２２の出力にＳＣモードに対応して周波数配置を与える周波数マッピング部２２３と、を備えている。
【００２９】
マルチキャリア伝送用変調部２３は、マルチキャリア伝送用に送信信号を変調する。マルチキャリア伝送用変調部２３は、シンボル系列の信号を並列に並び替える直並列変換部２３１と、直並列変換部の出力にＭＣモードに対応して周波数配置を与える周波数マッピング部２２３と、を備えている。
【００３０】
逆フーリエ変換部２４は、シングルキャリア伝送用変調部２２とマルチキャリア伝送用変調部２３からの周波数領域成分の信号を時間領域成分の信号に変換する。
【００３１】
ガードインタバル挿入部２５は、逆フーリエ変換部２４からの時間領域成分の信号にガードインタバルを付加する。本明細書では、ガードインタバルをＧＩと呼ぶ場合がある。
【００３２】
Ｄ／Ａ変換部２６は、ガードインタバルを付加された時間領域成分のディジタル信号をアナログ信号に変換する。
【００３３】
周波数変換部２７は、Ｄ／Ａ変換部からのＩＦ（中間周波数）信号をＲＦ信号に変換する。
【００３４】
スイッチ部２８は、シングルキャリア伝送とマルチキャリア伝送の２つの無線モードに対応して、信号の出力方向の切り替えを行う。
【００３５】
制御部２９は、２つの無線モード、つまりシングルキャリア伝送のモードとマルチキャリア伝送のモードとを、後述する基地局３からの制御信号に基づいて切り替える。具体的には、無線送信装置２０の制御部２９が、データ変調部２１、周波数マッピング部２２３及びスイッチ部２８を切り替え制御することによって、無線送信装置２０から送出する信号の無線モードが切り替えられる。
【００３６】
図３は本発明の実施形態に係る基地局３の無線受信装置３０のブロック図である。
無線受信装置３０は、周波数変換部３１と、Ａ／Ｄ変換部３２と、ガードインタバル除去部３３と、フーリエ変換部３４と、シングルキャリア伝送用復調部３５と、マルチキャリア伝送用復調部３６と、伝搬路推定部３７と、を備えている。
【００３７】
周波数変換部３１は、ＲＦ信号をＩＦ（中間周波数）信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部３２は周波数変換されたアナログ信号をディジタル信号に変換する。ガードインタバル除去部３３はＡ／Ｄ変換部３２からのディジタル信号からガードインタバルを除去する。フーリエ変換部３４は時間領域成分の信号を周波数領域成分の信号に変換する。
【００３８】
シングルキャリア伝送用復調部３５は、周波数配置を変更する周波数デマッピング部３５１と、伝送路の線形歪みを周波数上で補償する周波数領域等化部３５２と、周波数領域等化部３５２からの出力にフィルタ係数を乗積する波形整形部３５３と、波形整形部３５３の信号を時間領域成分の信号に変換する逆フーリエ変換部３５４と、復調されたシンボル系列の受信信号をデータ系列の受信信号に変換するデータ復調部３５５と、を備えている。
【００３９】
マルチキャリア伝送用復調部３６は、周波数配置を変更する周波数デマッピング部３５１と、伝送路の線形歪みを周波数上で補償する周波数領域等化部３５２と、周波数領域等化部３５２からの並列配置された信号を直列に並び替える並直列変換部３６１と、復調されたシンボル系列の受信信号をデータ系列の受信信号に変換するデータ復調部３６２と、を備えている。
【００４０】
ここで、受信信号からＧＩを除去した後の受信信号をｒ（ｔ）とすると、受信信号ｒ（ｔ）をフーリエ変換部で周波数領域に変換して、信号Ｒ（ｎ）を得る。そして周波数領域等化部３５２でのＦＤＥ処理後の信号Ｒ′（ｎ）は、次式（２）で表される。
【数２】
式（２）において、ｗ（ｎ）は等化重みである。
【００４１】
伝搬路推定部３７は、受信信号の伝搬路歪みを周波数領域等化部３５２で等化するために、等化重みｗ（ｎ）を演算する。
このため、伝搬路推定部３７は、図４に示すように、逆フーリエ変換部３７１と、ウィンドウィング処理部３７２と、フーリエ変換部３７３と、ノイズ推定部３７４と、重み計算部３７５と、を備えている。
【００４２】
伝搬路推定部３７は、受信信号に含まれるパイロット信号Ｐ（ｔ）に基づいて伝達関数Ｈ(n)を求める。本実施形態では、チャネル推定手法として、無線送信装置２０と無線受信装置３０の双方が既知の信号、つまりパイロット信号Ｐ（ｔ）を伝搬信号に挿入する手法を利用する。このパイロット信号Ｐ（ｔ）には、例えば時間領域と周波数領域とにおいて振幅が一定なＣｈｕシーケンス（非特許文献１）を利用する。
【００４３】
伝搬路推定部３７は、デマッピング部３５１（図３）からの周波数信号Ｐ（ｎ）から伝達関数Ｈ(n)を求める際、ノイズや遅延の影響を除去するために、ウィンドウィング処理を行う。これをウィンドウィング処理部３７２が行う。ウィンドウィング処理部３７２では、周波数信号Ｐ（ｎ）を逆フーリエ変換部３７１で時間領域に変換した信号Ｐ（ｔ）に対して、周波数信号Ｐ（ｎ）のインパルス応答に基づいてＧＩ時間外の振幅信号を０にした信号Ｐ′（ｔ）を生成する。その後、フーリエ変換部３７３で再び信号Ｐ′（ｔ）を周波数領域に変換して伝達関数Ｈ（ｎ）を得る。これらの逆フーリエ変換部３７１、ウィンドウィング処理部３７２、フーリエ変換部３７３が、伝達関数算出部として機能する。
【００４４】
また、伝搬路推定部３７では、ノイズ推定部３７４が伝達関数のインパルス応答に基づいてノイズ電力σ2を求める。
【００４５】
そして、重み計算部３７５が、伝達関数Ｈ(n)とノイズ電力σ2とを用いて等化重みｗ（ｎ）を算出する。例えば、等化重みｗ（ｎ）は規範として、ＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)基準、ＺＦ(Zero Forcing)基準などを利用する。ここで、下記の式（３）がＭＭＳＥに基づく等化重み係数を示し、式（４）がＺＦに基づく等化重み係数を示している。
【数３】
【数４】
これらの式に、伝達関数Ｈ(n)とノイズ電力σ2とを代入することで、等化重みｗ（ｎ）を算出することができる。なお、式（３）、（４）において、Ｈ(n)は伝達関数のｎ番目の周波数要素であることを意味し、＊は複素共役演算を意味する。
このようにして得られた等化重みｗ（ｎ）を用いて、周波数領域等化部３５２では、受信信号と等化重みの乗算が各周波数点で行われる。
【００４６】
伝搬路推定部３７は、上記のように等化重みｗ（ｎ）を算出する処理（以下、第１処理と呼ぶ。）に加えて、下記の第２及び第３処理を行う。
第２処理： チャネル判断
第３処理： 伝送モード判断
これらの処理を以下、順に説明する。
【００４７】
チャネル判断部３７６での第２処理、つまりマルチパスフェージング環境下で受信した信号に関して、ＢＥＲの低いチャネルを選択するチャネル判断処理について説明する。ここで、図５はチャネル判断部３７６での処理内容を説明するための図である。図５は、あるユーザが使用する無線端末２が送信した信号を基地局３で受信し、その受信信号を周波数で表した図である。横軸が周波数、縦軸が強度を表している。言い換えれば、図５はあるユーザからの受信信号に関して、使用可能な全帯域４０ＭＨｚ内での伝達関数Ｈ（ｎ）を表している。図５に示す例では、全帯域を５ＭＨｚ毎に帯域（チャネルＣＨ１〜チャネルＣＨ８）を区切っており、以下、８つの帯域に区分する場合を前提に説明する。
【００４８】
チャネル判断部３７６は、伝達関数算出部で得られた伝達関数Ｈ（ｎ）に基づいて、使用すべき帯域、ＢＥＲの低いチャネルを判断する。
このため、チャネル判断部３７６は、図４に示すように、評価値算出部３７６Ａと、選択部３７６Ｂと、記憶部３７６Ｃと、を備えている。
【００４９】
評価値算出部３７６Ａは、各チャネルの有効性を評価するための指標、つまり各チャネルのＢＥＲを求めるための情報を作成する。具体的には、本実施形態では、以下の式（５）〜（７）の評価関数を利用して、これらの式から求める値、つまり評価値Pave，Pmin，Pdiffを、ＢＥＲを求めるための情報として取り扱う。評価値算出部３７６Ａは、これらの評価値Pave，Pmin，Pdiffを算出する。
【００５０】
【数５】
【数６】
【数７】
【００５１】
ここで，ＮCは１チャネルのＦＦＴポイント数であり、評価値Paveは１チャネルの平均電力、評価値Pminは１チャネル内の最小電力、評価値Pdiffは１チャネルの平均電力から最小電力の比であり伝達関数Ｈ（ｎ）の落ち込みの程度を示す。以下、各評価値Pave，Pmin，Pdiffの記述に関して、「評価値」の語句を外してPave，Pmin，Pdiffとだけ表す。
【００５２】
Paveはチャネルの平均ＳＮＲに影響を与え、Paveが大きいほどＢＥＲ特性は良好である。一方、伝達関数Ｈ（ｎ）の深い落ち込みが発生するほどPdiffは小さな値となる。そして、Pdiffが小さい場合は、周波数領域等化部３５２によって伝送路歪を補償することが難しく、ＢＥＲ特性に非常に大きな影響を与える。
チャネル判断部３７６の評価値算出部３７６Ａは、これらのPave，Pmin及びPdiffをチャネルごと、図５に示す例で言えばチャネルＣＨ１〜ＣＨ８ごとに算出する。評価値算出部３７６Ａは、伝達関数算出部で得られた伝達関数Ｈ（ｎ）、つまり各チャネルの帯域における伝達関数Ｈ（ｎ）に基づいて各チャネルのPaveとPdiffとを算出する。
【００５３】
選択部３７６Ｂは、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８のPaveとPdiffとからＢＥＲを判断し、いずれかのチャネルを選択する。ＢＥＲを判断する際、選択部３７６Ｂは、図６に示すPaveとPdiffとＢＥＲの関係を示すグラフ状の情報（以下、グラフ情報Ｒefと呼ぶ。）を利用する。なお、図６に示すPaveとPdiffとＢＥＲの相関関係を示すグラフ情報Ｒefは、各基地局３に固有の情報であり、基地局３毎に予め作成されたものを利用する。作成するタイミングとしては、基地局３を設置する際が該当するが、基地局３を設置した周辺の環境に応じて、当該グラフ情報Ｒefを更新して利用しても良い。この情報Ｒefは、記憶部３７６Ｃに格納されている。
【００５４】
図６では、実線Ｌ１より下側の領域Ｒ１ではＢＥＲが１０-3より大きく、実線Ｌ１と一点鎖線Ｌ２の間の領域Ｒ２ではＢＥＲが１０-3より小さく１０-4より大きく、一点鎖線Ｌ２と二点鎖線Ｌ３の間の領域Ｒ３ではＢＥＲが１０-4より小さく１０-5より大きく、二点鎖線Ｌ３より上側の領域Ｒ４ではＢＥＲが１０-5より小さいことを表している。
【００５５】
選択部３７６Ｂは、図６に示す情報Ｒefと、評価値算出部３７６Ａで算出した各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８のPaveとPdiffとに基づいて、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８のＢＥＲを求める。図７の黒丸（●）印は各ＣＨ１〜ＣＨ８のＢＥＲ特性を示している。ここで、選択部３７６Ｂは、最も低いＢＥＲ特性を示すチャネルを選択する。本実施形態では、領域Ｒ４に含まれるチャネルを優先して選択するが、Ｒ４領域に該当するチャネルが無い場合はＢＥＲ特性が領域Ｒ４より劣る領域Ｒ３に属するチャネルを選択する。この領域Ｒ３にチャネルが存在しない場合はさらに領域Ｒ２を対象とする。なお、同じ領域内に複数のチャネルが属する場合は、Paveが高い方を選択する。図７では領域Ｒ４にチャネルＣＨ３とチャネルＣＨ１とが含まれるが、選択部３７６ＢはPaveが高いチャネルＣＨ１を選択する。
【００５６】
さらに、チャネル判断部３７６は、第３処理、つまり無線端末２からの送信モードを選択する伝送モード判断処理を行う。
このため、伝搬路推定部３７は、さらに図４に示すように、モード選択部３７７を備えている。
モード選択部３７７は、チャネル判断部３７６が選択したチャネルの周波数帯域における伝達関数Ｈ(n)のＳＮＲを所定の参照値と比較し、ＳＮＲが参照値以下であればＳＣ伝送、ＳＮＲが参照値より大きければＭＣ伝送と判断する。この選択信号が制御信号として、無線送信装置２０の制御部２９へ送られる。
なお、モード選択部３７７は、ＦＦＴ３７３からの伝達関数Ｈ（ｎ）に代えて、図４で二点鎖線Ｂで示すように重み計算部３７５からの等化重みｗ（ｎ）の情報を利用してもよい。
【００５７】
以上の伝搬路推定部３７はコンピュータなどの情報処理装置から構成される。この情報処理装置は、前もってインストールされたソフトウェアとしてのチャネル選択プログラムを実行することで、上記のチャネル選択手法を実現する。具体的には、情報処理装置がチャネル選択プログラムを実行することで、情報処理装置が前述の逆フーリエ変換部３７１と、ウィンドウィング処理部３７２と、フーリエ変換部３７３と、ノイズ推定部３７４と、重み計算部３７５と、チャネル判断部３７６と、評価値算出部３７６Ａと、選択部３７６Ｂと、記憶部３７６Ｃと、モード選択部３７７として機能する。
【００５８】
なお、情報処理装置は、従来公知の構成のものを使用することができ、ＲＡＭ，ＲＯＭ，ハードディスクなどの記憶装置と、キーボード，ポインティング・デバイスなどの操作装置と、操作装置等からの指示により記憶装置に格納されたデータやソフトウェアを処理する中央処理装置（ＣＰＵ）と、処理結果等を表示するディスプレイなどを備えている。この情報処理装置は汎用の装置であっても、専用の装置として構成されたものであってもよい。
【００５９】
本発明の実施形態に係る無線通信システム１は以上のように構成されており、伝搬路推定部３７が、従来の第１処理に加えて、第２処理として、基地局３の無線受信装置３０が無線端末２から送信された信号をマルチパスフェージングの環境下で受信した場合、その受信信号を周波数変換し、それらを細分化して分析する。つまり、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８の評価関数（１）〜（３）に基づいて各チャネルＣＨ１〜ＣＨ８のＢＥＲを求めて、ＢＥＲの低いチャネルを選択する。
【００６０】
さらに、伝搬路推定部３７が、第２処理で推定評価した結果、つまり伝達関数に基づいて、携帯端末の無線送信装置への制御情報を作成する（第３処理）。例えば選択された伝達関数Ｈ（ｎ）のＳＮＲが所定の参照値以下であれば無線端末２の伝送モードをＳＣ伝送に切り換えるように、制御信号が作成される。無線端末２の無線送信装置２０では、基地局３の無線受信装置３０の伝搬路推定部３７からの制御信号に基づいて制御部２９が、データ変調部２１（送信側）、周波数マッピング部２２３（送信側）及びスイッチ部２８（送信側）を切り替え制御することで、無線送信装置２０から送出する信号の無線モードをＳＣ伝送に切り替える。なお、ＳＣ伝送モード時に、基地局３で選択チャネルのＳＮＲが所定の参照値より大きければ、伝送モードをＭＣ伝送に切り換えるように、無線端末２は基地局３から制御信号を受信する。
【００６１】
このように、本実施形態では、無線受信装置３０のチャネル判断部３７６は、各チャネルのPave，Pmin，Pdiffに基づいて各チャネルのＢＥＲ特性を評価し、最適なチャネルを選択する。この場合において、Pave，Pmin，Pdiffは伝達関数のみから簡易に算出可能であり、リアルタイムなチャネル選択が可能である。特に各チャネルに関して、各チャネルのPaveとPdiffを図６に示すPaveとPdiffとＢＥＲとの相関関係を示すグラフにプロットすること、つまりPaveに加えPdiffを考慮することによって、最も低ＢＥＲ特性のチャネルを選択することができる。
【００６２】
次に、各チャネルの伝達関数に基づいたPave，Pmin，PdiffとＢＥＲ特性とが相関関係があることを、シミュレーション結果に基づいて、以下の項目順に説明する。
（Ａ１）シミュレーション条件
（Ａ２）シミュレーションの目的
（Ａ３）ＭＭＳＥ等化による雑音増加について
（Ａ４）ＭＭＳＥ等化による雑音増加量の算出
（Ａ５）ＭＭＳＥ等化による雑音増加を考慮した信号対雑音電力比とＢＥＲ特性
（Ａ６）チャネル推定手法
（Ａ６−１）PaveとPdiffによるＢＥＲ特性の関係
（Ａ６−２）PaveとPdiffを活用したチャネル選択手法
（Ａ７）まとめ
【００６３】
（Ａ１）シミュレーション条件
下記の表１にシミュレーション条件を示す。伝送方式はＳＣ−ＦＤＭＡ、システム帯域幅は４０ＭＨｚ、サブチャネル帯域幅は５ＭＨｚとする。サブチャネルと全チャネル当たりのＦＦＴポイント数はそれぞれ２５６と２０４８とした。ＧＩ長はシンボル長の１／８とした。ＲＲＣ（Root Raised Cosine）フィルタのロールオフファクタを０．２、オーバサンプリングを８倍とした。図８に遅延波モデルを示す。具体的には、レイリーフェージングに基づく８パスの遅延波モデルを利用する。この時、各チャネルでのPaveとPdiffが変動することを想定して、遅延時間はシンボル時間の８倍以内でランダムに設定した。この遅延波モデルにおける遅延スプレッドは０．４μｓである。
【表１】
【００６４】
（Ａ２）シミュレーションの目的
シミュレーションの目的は、Pdiffの発生確率と、PaveとPdiffによるＢＥＲ特性の変化と、を確認する。これは、以下の事項に基づいている。
図９は３ユーザ（ｕｓｅｒ１〜３）の伝達関数とPaveの変動例を示す。図９（Ａ）に示すように、伝達関数の変動は非常に大きく変動しており、各ユーザ共に-３０ｄＢを下回る伝達関数の深い落ち込みが発生している。このような落ち込みがあると、Pdiffは-１０ｄＢ〜-４０ｄＢと大きな幅をもって変化する。一方、Paveは、図９（Ｂ）に示すように、数ｄＢ以内で変動している。
【００６５】
ここで、二点鎖線で示すｕｓｅｒ３に注目すると、例えば３０〜３５ＭＨｚの帯域では、伝達関数は-３０ｄＢと非常に伝達関数の深い落ち込み（図中の円ｃ１参照）があるにも拘わらずPaveは１ｄＢと大きい。また、３５〜４０ＭＨｚの帯域では伝達関数は-１０ｄＢと伝達関数の落ち込みは小さい（図中の円ｃ２参照）にも拘わらずPaveは-２ｄＢと小さい。このように、PdiffとPaveの相関特性はあまり強くない。言い換えれば、Paveが高くともPdiffが小さい、つまり伝達関数の落ち込みが深いユーザが選択される可能性がある。
【００６６】
図１０はPdiffの累積分布関数(Cumulative Distribution Function:以下、ＣＤＦと呼ぶ。）特性を示す。各凡例はPaveが-４．０〜３．０ｄＢのＣＤＦ特性である。図１０に示すように、PdiffのＣＤＦ特性はPaveに拠らずほぼ同じである。これは、Paveの大小に拠らず、小さなPdiffが発生することを示している。よって、各Paveにおいて伝達関数の大きな落ち込みが発生するため、各PaveとPdiffに対応したＢＥＲ特性を評価する必要がある。また、例えばPdiffが-３０ｄＢ時のＣＤＦは１４〜１６％発生することから、PdiffがＢＥＲ特性に影響を与える可能性がある。
以上のことから、Pdiffの発生確率を確認し、PaveとPdiffによるＢＥＲ特性の変化についてシミュレーションを行う。
【００６７】
（Ａ３）ＭＭＳＥ等化による雑音増加について
本発明者らは、PdiffがＢＥＲ特性に与える影響の要因としてＭＭＳＥ等化による雑音増加効果について検討を行った。ＭＭＳＥ等化では、通信路の白色雑音を強調する『雑音強調効果』と、伝達関数をすべての周波数要素において１に戻さないことによる『残留干渉効果』と、の二つの加算によって雑音増加量が決まると考えられる。以下、Pdiffと雑音増加量との相関性について説明する。
【００６８】
（Ａ４）ＭＭＳＥ等化による雑音増加量の算出
図１１（Ａ）はPave＝０[ｄＢ]時における各ユーザ（ｕｓｅｒ１〜３）の伝達関数|Ｈ（ｎ）|2、図１１（Ｂ）は|ｗ（ｎ）|2の一例を示す。この時、雑音電力は-１８[ｄＢ]である。チャネル帯域幅は５ＭＨｚであり、ＦＦＴポイント数は２５６である。この時、伝達関数の深い落ち込みは各ユーザ共に１〜２箇所発生している。また、伝達関数|Ｈ（ｎ）|2の落ち込みにはある程度の幅があり、-３０[ｄＢ]の伝達関数|Ｈ（ｎ）|2の落ち込み周辺では２〜５点程度が雑音電力を下回っている。ＭＭＳＥ等化重み係数|ｗ（ｎ）|2に注目すると、残留干渉効果が大きく発生すると考えられる。また、伝達関数|Ｈ（ｎ）|2の最小点付近において強い雑音強調効果が発生している。ここで、伝達関数の最小電力が雑音電力以上であれば『雑音強調効果』とPdiffは比例関係になると考えられ、この時『残留干渉効果』の影響は小さいと考えられる。
以上のことより、５ＭＨｚで区切った各チャネル内で強い伝達関数|Ｈ（ｎ）|2の落ち込みは数箇所しか発生せず、且つそれが雑音増加の要因である雑音強調効果と残留干渉効果と相関特性を持つと考えられるため、Pdiffによって雑音増加量を推定可能であると考えられる。
【００６９】
図１２は等化による雑音増加量の算出処理を示すブロック図である。パイロット信号とデータ信号は共にレイリーフェージングチャネル部を通過後、パイロット信号によって等化重み係数ｗ（ｎ）と通信路の雑音電力σ12を算出する。また、データ信号は等化重み係数ｗ（ｎ）を用い等化された後に、等化後の雑音電力Ｎeqを算出する。ここで、ＭＭＳＥ等化による雑音増加量ＮMMSEは以下の式（８）で定義される。
【数８】
なお、この雑音増加量ＮMMSEは、『雑音強調効果』の雑音増加量と『残留干渉効果』の雑音増加量との和である。
【００７０】
図１３はPdiffとＭＭＳＥ等化による雑音増加量ＮMMSEを示す。シミュレーションでは、Paveが０[ｄＢ]である結果のみを抽出して雑音増加量ＮMMSEの算出を行った。実線Ｌ４はシミュレーション結果の平均値を示し、Pdiff＝１８[ｄＢ]におけるＣＤＦ１０％とＣＤＦ９０％時のＮMMSEはそれぞれ２．７[ｄＢ]と７．７[ｄＢ]であった。破線Ｌ５はシミュレーションでデータが得られなかった点であるが、Pdiff＝０[ｄＢ]の時、伝達関数は全てのＦＦＴポイントにおいて１となるため、等化による雑音増加は発生せずＮMMSEは０[ｄＢ]になると考えられる。ここで、Pdiffが雑音電力である-１８[ｄＢ]以上の領域では、雑音強調効果が支配的であると考えられるため、Pdiffの減少に比例してＮMMSEは増加する。一方、Pdiffが-１８[ｄＢ]以下の領域では、ＭＭＳＥ等化重み係数ｗ（ｎ）は折り返しが発生するために雑音強調効果は飽和し、残留干渉効果によって雑音増加がＮMMSEの総量としては飽和傾向を示している。
以上のことから、PdiffとＮMMSEに相関特性がある。よって、Pdiffによって雑音増加量ＮMMSEを簡易に推定可能であり、ＢＥＲ特性も推定可能になると考えられる。そこで、本発明者らは、雑音増加を考慮した際の信号対雑音電力比とＢＥＲ特性の関係についてさらに以下の検討を行った。
【００７１】
（Ａ５）ＭＭＳＥ等化による雑音増加を考慮した信号対雑音電力比とＢＥＲ特性について
図１４はPave＝０[ｄＢ]時のPdiffとＢＥＲ特性との関係を表すグラフである。シミュレーション上において、Pave＝０[ｄＢ]となる結果のみを抽出したものである。また、Pdiffが小さくなるにつれて、ＢＥＲ特性が劣化する。これは、ＭＭＳＥ等化によって発生する雑音増加のためであると考えられる。
【００７２】
図１５は図１３で示したＭＭＳＥ等化による雑音増加を考慮した際の信号対雑音電力比と、図１４で示したＢＥＲ特性の関係を示している。横軸は雑音増加量を考慮した信号対雑音電力比であり、図１３によりPdiffに対応したＮMMSEとＥb／Ｎ0から算出した。等化による雑音増加を考慮したシミュレーション結果はＡＷＧＮ環境下のＢＥＲ特性と同等の傾向を示している。これは、簡易的ながらPdiffを活用することでＢＥＲ特性を推定可能であることを示している。また、Pdiffの算出にはPaveとPminのみが必要であり、簡易な演算により高速に算出可能であることから、リアルタイムなチャネル選択に適している。
このようなことから、本発明者らは、各PaveとPdiffとによって、チャネルを選択する手法について検討した。
【００７３】
（Ａ６）チャネル推定手法
以下、（Ａ６−１）でPaveとPdiffによるＢＥＲ特性を示し、（Ａ６−２）でPaveとPdiffとを活用したチャネル選択手法について説明する。
【００７４】
（Ａ６−１）PaveとPdiffによるＢＥＲ特性の関係
図１６はPaveとPdiffによるＢＥＲ特性の関係を示している。各凡例は、各PaveにおけるPdiffとＢＥＲ特性である。ここで、Paveが小さくなるにつれてＳＮＲが劣化することで、ＢＥＲ特性が低下する。また、Pdiffが小さくなるにつれてＭＭＳＥ等化による雑音増加が発生するために、ＢＥＲ特性が劣化する。この時、Pave＝０[ｄＢ]且つPdiff＝-２５[ｄＢ]のチャネルのＢＥＲは１０-4となる。一方、Pave＝-１[ｄＢ]とPaveが低いチャネルであっても、Pdiff＝-１５[ｄＢ]のチャネルであれば、ＢＥＲは２×１０-5となり、Paveが低くてもPdiffが大きければ、低ＢＥＲ特性のチャネルが存在する。
以上のことから、PaveとPdiffを活用することによって簡易かつ高速にＢＥＲ特性が推定可能であり、伝達関数Ｈ（ｎ）を活用したリアルタイムなチャネル選択が可能になると考えられる。
【００７５】
（Ａ６−２）PaveとPdiffを活用したチャネル選択手法
図１７はPaveとPdiffとＢＥＲとの関係を表している。各凡例は、図１６より求まるＢＥＲ＝１０-3，１０-4，１０-5における各Pave，Pdiffをプロットして得たグラフである。このグラフを用いてPaveとPdiffを算出することで、ＢＥＲが算出可能である。図１７では、実線Ｌ１より下側はＢＥＲが１０-3より大きい領域を示し、実線と一点鎖線の間はＢＥＲが１０-3より小さく１０-4より大きい領域を示し、一点鎖線と二点鎖線の間はＢＥＲが１０-4より小さく１０-5より大きい領域を示し、二点鎖線より上側はＢＥＲが１０-5より大きい領域を示している。
【００７６】
図１７を作成するためのPdiffはPminとPaveにより算出可能であり、PminとPaveの算出も簡易かつ高速で可能である。よって、図１７を利用した、リアルタイムなチャネル選択が可能である。
【００７７】
図１８は、あるユーザの送信信号をマルチパスフェージング（レイリーフェージング）の環境下で受信した場合の信号を８つの帯域で区分した場合に、各チャネルＣｈ１〜Ｃｈ８の各PaveとPdiffとＢＥＲとの関係を示すグラフである。図中の黒点●は各チャネルＣｈ１〜Ｃｈ８におけるPaveとPdiffを示している。ここで、８チャネルＣｈ１〜Ｃｈ８から１つのチャネルを選択する場合について説明する。
先ず、従来式にPaveを考慮したチャネル選択を行う場合は、最もPaveの高いチャネルが選択されるため、本例ではＣｈ７が選択される。このＣｈ７のＢＥＲ特性は、プロットされた位置から１０-4〜１０-5と推定される。
【００７８】
一方、PaveとPdiffとを考慮した際のチャネル選択を行う場合、図１８を活用することでＣｈ１が選択される。このＣｈ１のＢＥＲ特性は、プロットされた位置から１０-5以下と推定される。
以上より、Paveに加えPdiffをも考慮することで、より高精度にＢＥＲ特性が推定可能である。従って、図１７などに示すPaveとPdiffとＢＥＲとの関係に基づいて、低ＢＥＲ特性のチャネルを選択することが可能である。
【００７９】
（Ａ７）まとめ
以上のように、伝搬路推定部３７によって得られる伝達関数Ｈ（ｎ）に基づいて、各チャネルを判断するための評価値としてPave，Pmin，Pdiffを定義し、ＢＥＲ特性との関係について評価を行った。Pave，Pmin，Pdiffは伝達関数Ｈ（ｎ）のみから簡易に算出可能であり、伝搬路推定部３７を活用したリアルタイムなチャネル選択が可能であると考えられる。
また、評価値Pdiffに注目した場合、評価値Pdiffによって等化による雑音増加量が簡易に推定可能であり、且つＢＥＲ特性が推定可能である。そこで、シミュレーションによって各評価値Paveと評価値Pdiffに対応したＢＥＲ特性が推定可能であることを示した。
【００８０】
以上、本発明を説明したが、本発明は発明の趣旨を逸脱しない範囲において様々な形態で実施をすることができる。
チャネル判断部３７６が評価値Paveと評価値PdiffとによってＢＥＲを判断する際の情報として、図６に示す評価値Paveと評価値PdiffとＢＥＲの関係図では、説明の便宜上、ＢＥＲ特性の線を３本（実線Ｌ１、一点鎖線Ｌ２、二点鎖線Ｌ３）だけを描いたが、ＢＥＲの領域を区分する境界線の数は３本に限定されるものではない、例えば４本以上であってもよいことは勿論である。
【００８１】
上記説明では、ＳＣ伝送とＭＣ伝送とを利用できるハイブリッド無線通信システムについて説明したが、ＳＣ伝送とＭＣ伝送との何れか一方の伝送モードにだけ対応できるように、携帯端末と基地局とを構成してもよいことは勿論である。
【００８２】
また、上記説明では、アップリンク時の伝送で、基地局がチャネルを推定する場合を説明したが、ダウンリンクできるように、基地局が無線送信装置を備え、携帯端末が無線受信装置を備えることは勿論である。
【００８３】
また、無線端末は、携帯電話の他、携帯通信機能を備えたＰＤＡ(Personal Digital Assistant)、タブレット型のＰＣなどの携帯型の電子計算機を含む。
【符号の説明】
【００８４】
１ 無線通信システム
２ 無線端末
２０ 無線送信装置
２１ データ変調部
２２ シングルキャリア伝送用変調部
２３ マルチキャリア伝送用変調部
２４ 逆フーリエ変換部
２５ ガードインタバル挿入部
２６ Ｄ／Ａ変換部
２７ 周波数変換部
２８ スイッチ部
２９ 制御部
３ 基地局
３０ 無線受信装置
３１ 周波数変換部
３２ Ａ／Ｄ変換部
３３ ガードインタバル除去部
３４ フーリエ変換部
３５ シングルキャリア伝送用復調部
３５１ 周波数デマッピング部
３５２ 周波数領域等化部
３５３ 波形整形部
３５４ 逆フーリエ変換部
３５５ データ復調部
３６ マルチキャリア伝送用復調部
３６１ 並直列変換部
３６２ データ復調部
３７ 伝搬路推定部
３７１ 逆フーリエ変換部
３７２ ウィンドウィング処理部
３７３ フーリエ変換部
３７４ ノイズ推定部
３７５ 重み計算部
３７６ チャネル判断部
３７６Ａ 評価値算出部
３７６Ｂ 選択部
３７６Ｃ 記憶部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数帯が互いに異なる複数のチャネルの中から、無線端末から送信される信号のチャネルを上記無線端末から受信した信号に基づいて判断する無線受信装置であって、
上記無線端末から受信した信号に基づいて各チャネルの伝達関数を算出する伝達関数算出部と、
上記伝達関数の周波数特性の落ち込みを考慮して、最も低いビット誤り率のチャネルを判断するチャネル判断部と、を備えていることを特徴とする、無線受信装置。
【請求項２】
前記チャネル判断部は、
下記の式（１）〜（３）で定義される評価値Pave，Pmin，Pdiffを算出する評価値算出部と、
上記評価値Paveと上記評価値Pdiffとに対応したビット誤り率の関係を示す参考情報と、上記評価値算出部で算出された各チャネルの評価値Paveと評価値Pdiffとに基づいて、各チャネルのビット誤り率を求め、最も低いビット誤り率のチャネルを選択する選択部と、を備えていることを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
【数１】
【数２】
【数３】
ここで，ＮCは１チャネルのＦＦＴポイント数であり、評価値Pave，Pmin，Pdiffはそれぞれの１チャネル内の平均電力、１チャネル内の最小電力、１チャネル内の平均電力から最小電力の比であり伝達関数の落ち込みの程度を示す。
【請求項３】
前記選択は、複数の信号のビット誤り率が同じである場合、Paveが高いチャネルを選択することを特徴とする、請求項２に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記参考情報は、チャネルの評価値Paveと評価値Pdiffとで複数のビット誤り率の何れかを特定できるように、チャネルの評価値Paveと評価値Pdiffとによってビット誤り率が定まる相関関係を示すグラフ情報であることを特徴とする、請求項２又は３に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記参考情報は、無線受信装置を設置する環境を考慮して当該無線受信装置専用に作成されていることを特徴とする、請求項２〜４の何れかに記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記参考情報が更新可能であることを特徴とする、請求項２〜５の何れかに記載の無線受信装置。
【請求項７】
シングルキャリア伝送及びマルチキャリア伝送の少なくとも何れか一方の伝送モードに対応した、請求項１〜６の何れかに記載の無線受信装置。
【請求項１】
周波数帯が互いに異なる複数のチャネルの中から、無線端末から送信される信号のチャネルを上記無線端末から受信した信号に基づいて判断する無線受信装置であって、
上記無線端末から受信した信号に基づいて各チャネルの伝達関数を算出する伝達関数算出部と、
上記伝達関数の周波数特性の落ち込みを考慮して、最も低いビット誤り率のチャネルを判断するチャネル判断部と、を備えていることを特徴とする、無線受信装置。
【請求項２】
前記チャネル判断部は、
下記の式（１）〜（３）で定義される評価値Pave，Pmin，Pdiffを算出する評価値算出部と、
上記評価値Paveと上記評価値Pdiffとに対応したビット誤り率の関係を示す参考情報と、上記評価値算出部で算出された各チャネルの評価値Paveと評価値Pdiffとに基づいて、各チャネルのビット誤り率を求め、最も低いビット誤り率のチャネルを選択する選択部と、を備えていることを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
【数１】
【数２】
【数３】
ここで，ＮCは１チャネルのＦＦＴポイント数であり、評価値Pave，Pmin，Pdiffはそれぞれの１チャネル内の平均電力、１チャネル内の最小電力、１チャネル内の平均電力から最小電力の比であり伝達関数の落ち込みの程度を示す。
【請求項３】
前記選択は、複数の信号のビット誤り率が同じである場合、Paveが高いチャネルを選択することを特徴とする、請求項２に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記参考情報は、チャネルの評価値Paveと評価値Pdiffとで複数のビット誤り率の何れかを特定できるように、チャネルの評価値Paveと評価値Pdiffとによってビット誤り率が定まる相関関係を示すグラフ情報であることを特徴とする、請求項２又は３に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記参考情報は、無線受信装置を設置する環境を考慮して当該無線受信装置専用に作成されていることを特徴とする、請求項２〜４の何れかに記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記参考情報が更新可能であることを特徴とする、請求項２〜５の何れかに記載の無線受信装置。
【請求項７】
シングルキャリア伝送及びマルチキャリア伝送の少なくとも何れか一方の伝送モードに対応した、請求項１〜６の何れかに記載の無線受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【公開番号】特開２０１３−１０２３０９（Ｐ２０１３−１０２３０９Ａ）
【公開日】平成２５年５月２３日（２０１３．５．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２４４０３６（Ｐ２０１１−２４４０３６）
【出願日】平成２３年１１月７日（２０１１．１１．７）
【出願人】（５０４１５７０２４）国立大学法人東北大学 (2,297)
【公開日】平成２５年５月２３日（２０１３．５．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月７日（２０１１．１１．７）
【出願人】（５０４１５７０２４）国立大学法人東北大学 (2,297)
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