無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラム
【課題】送信機及び受信機がそれぞれ線形領域又は非線形領域の波形等化アルゴリズムを用いて送受信処理を行なって最良のリンク特性を達成する。
【解決手段】線形領域波形等価アルゴリズムの観点からみるとチャネル行列のランクが下がり２本以上のストリームを通すには厳しいチャネルではあるが、２本以上のストリームのＳＮＲが高い環境であれば、送信機側では、ＳＶＤ−ＭＩＭＯによるビーム・フォーミング送信を取りやめて、固定ビーム・フォーミング又は重み付けせずに送信し、受信機側では、非線形領域波形等価アルゴリズムに従ったＭＬＤ受信方式を行なうことで、ピークレートを向上させる。
【解決手段】線形領域波形等価アルゴリズムの観点からみるとチャネル行列のランクが下がり２本以上のストリームを通すには厳しいチャネルではあるが、２本以上のストリームのＳＮＲが高い環境であれば、送信機側では、ＳＶＤ−ＭＩＭＯによるビーム・フォーミング送信を取りやめて、固定ビーム・フォーミング又は重み付けせずに送信し、受信機側では、非線形領域波形等価アルゴリズムに従ったＭＬＤ受信方式を行なうことで、ピークレートを向上させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、それぞれ１以上のアンテナを持つ送信機と受信機が対となって空間多重（ＭＩＭＯ）通信方式により伝送容量を拡大したデータ通信を行なう無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、送信機及び受信機がそれぞれ線形領域又は非線形領域の波形等化アルゴリズムを用いて送受信処理を行なって最良のリンク特性を達成する無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１やＩＥＥＥ８０２．１５を挙げることができる。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。
【０００３】
また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線ＬＡＮ規格が求められている。無線通信の高速化を実現する技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めており、ＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎ（ＴＧｎ）ではＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信方式を採用している。
【０００４】
ＭＩＭＯとは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現する通信方式である。送信側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。これに対し、受信側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得ることができる。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。また、空間多重を利用するので、周波数利用効率はよい。ＭＩＭＯはチャネル特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。
【０００５】
ＭＩＭＯ通信では、送信機側で複数の送信ブランチからの送信ストリームを空間多重するための送信重み行列や、受信機側で空間多重信号を元の複数のストリームに空間分離するための受信重み行列を、チャネル行列Ｈを利用してそれぞれ計算する。チャネル行列Ｈは、送受信アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列である。ここで言うチャネル情報は、位相と振幅を成分に持つ伝達関数である。通常、送受信機の間でチャネル行列を励起するための既知リファレンス・シンボルからなるトレーニング系列を含んだフレーム交換シーケンスを実施することで、チャネル行列を推定することができる。
【０００６】
ＭＩＭＯ通信システムの中で、最良のリンク特性を実現できる方式の１つとして、ＳＶＤ−ＭＩＭＯが知られている。同方式は、チャネル行列ＨをＵＤＶHに特異値分解（ＳＶＤ：Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）することで（すなわち、Ｈ＝ＵＤＶH）、送信ビーム・フォーミング行列Ｖを得るものである。
【０００７】
一方、ビームフォームされた空間多重信号を受信する受信側で、チャネル行列Ｈから受信重み行列を求める比較的簡単なアルゴリズムとして、完全にクロストークを取り除く論理に基づいてチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ-1を単純に受信重み行列に用いるＺｅｒｏ Ｆｏｒｃｅ（ＺＦ：ゼロ化規範）や、信号電力と２乗エラー（クロストーク電力と雑音電力の和）の比すなわちＳＮＲを最大化する論理に基づいてチャネル行列Ｈから受信重み行列Ｗを算出するＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）受信方式が挙げられる。ＭＭＳＥは、受信機の雑音電力の概念を導入し、クロストークを意図的に発生させて受信重み行列Ｗを求めるアルゴリズムであり、雑音が大きい環境下では、Ｚｅｒｏ ＦｏｒｃｅよりもＭＭＳＥの方が優れていることが知られている。
【０００８】
また、空間多重された受信信号を空間分離する他のアルゴリズムとして、考え得るすべての送信信号系列パターンとのマッチングにより最尤の送信系列を推定するＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を挙げることもできる。ＭＬＤは、受信方式が最も高いパフォーマンスを示す受信方式であることが知られているが、演算規模が大きく実装が困難であるという問題がある。
【０００９】
例えば、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信方式にＭＬＤ受信方式を組み合わせて、ＳＶＤとＭＬＤそれぞれの演算量を低減しつつ、ＳＶＤ本来の受信特性を改善する無線通信システムについて提案がなされている（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【００１０】
ＳＶＤにより得られる行列Ｖをビーム・フォーミング係数として用いることで、送受信間でクロストークのない完全な直交チャネルを作り出すことができる。この際、線形領域推定方式であれば受信方式は特に問われない。
【００１１】
ところが、送信機の送信アンテナ本数と送信ビーム・フォーミングにより形成される送信ストリーム本数が等しい場合で、複数のストリーム間で等しい変調方式を割り当てた場合には、通信条件（チャネル行列Ｈの状態）次第では、非線形領域の推定方式であるＭＬＤ受信方式の本来の特性改善効果を期待できなくなってしまうということが、本発明者らの検証により判明した。
【００１２】
【特許文献１】特開２００７−１１０２０３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、それぞれ１以上のアンテナを持つ送信機と受信機が対となってＭＩＭＯ通信方式により伝送容量を拡大したデータ通信を行なうことができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
【００１４】
本発明のさらなる目的は、送信機及び受信機がそれぞれ線形領域又は非線形領域の波形等化アルゴリズムを用いて送受信処理を行なって最良のリンク特性を達成することができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
【００１５】
本発明のさらなる目的は、送信機及び受信機がそれぞれチャネル行列Ｈの状態に応じた波形等化アルゴリズムを用いて送受信処理を行なって最良のリンク特性を達成することができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本願は、上記課題を参酌してなされたものであり、請求項１に記載の発明は、それぞれ１以上のアンテナを備える送信機及び受信機からなる無線通信システムであって、
前記送信機と前記受信機間のチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段と、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記送信機における送信方式及び前記受信機における受信方式を切り換える方式制御手段と、
を具備することを特徴とする無線通信システムである。
【００１７】
但し、ここで言う「システム」とは、複数の装置（又は特定の機能を実現する機能モジュール）が論理的に集合した物のことを言い、各装置や機能モジュールが単一の筐体内にあるか否かは特に問わない。
【００１８】
また、本願の請求項２に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間で推定されるチャネル行列の行列式又は固有値のランク数を算出して、通信可能なストリーム本数並びに変調方式を判定し、前記方式制御手段は、前記チャネル状態判定手段による判定結果以内のストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用するとともに前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するが、前記チャネル状態判定手段による判定結果を超えたストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するように構成されている。
【００１９】
また、本願の請求項３に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間のチャネル行列のランク数とＳＮＲを判定する。そして、前記方式制御手段は、チャネル行列のランク数が高く２以上のストリームを通すことが可能なときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用するとともに、前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するが、チャネル行列のランク数が低下し２以上のストリームを通すことが困難であるが２以上のストリームのＳＮＲが高いときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００２０】
また、本願の請求項４に記載の発明では、送信アンテナＭ本に対してＭ本のストリームを送信する際には、前記方式制御手段は、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００２１】
また、本願の請求項５に記載の発明では、前記受信機は、非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、前記送信機からのチャネル行列を励起させるためのトレーニング系列を含んだＳｏｕｎｄｉｎｇパケットの送信要求に対し、Ｓｏｕｎｄｉｎｇを無効化したレスポンス・パケットを返信するようになっている。
【００２２】
また、本願の請求項６に記載の発明では、前記受信機は、非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、前記送信機からのチャネル行列を励起させるためのトレーニング系列を含んだＳｏｕｎｄｉｎｇパケットの送信要求に対し、Ｓｏｕｎｄｉｎｇを無効化したレスポンス・パケットを返信するようになっている。
【００２３】
また、本願の請求項７に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間のチャネルのＳＮＲとチャネル行列の固有値に従った線形の評価関数と、ＳＮＲの単独の評価と、及び非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件か否かを検査する評価関数に基づいて、前記送信機が線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用すべきか否かを判定するようになっている。
【００２４】
また、本願の請求項８に記載の発明において、前記の非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であると判定されることである。そして、前記方式制御手段は、該判定結果に応じて、前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００２５】
また、本願の請求項９に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定するようになっている。
【００２６】
また、本願の請求項１０に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じてメトリックの距離を算出し、該メトリックの距離が設定閾値よりも小さければ、前記送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断するようになっている。
【００２７】
また、本願の請求項１１に記載の発明は、前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じて非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式のメトリックを算出し、得られた各々のメトリック間の距離が所定の閾値を下回るときには、前記送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断するようになっている。
【００２８】
また、本願の請求項１２に記載の発明では、前記受信機は、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断したときは、線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００２９】
また、本願の請求項１３に記載の発明では、前記受信機は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断するようになっている。
【００３０】
また、本願の請求項１４に記載の発明では、前記受信機は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定するようになっている。
【００３１】
また、本願の請求項１５に記載の発明は、
１以上のアンテナと、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段と、
パケットの送受信処理を行なう通信手段と、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信手段における送受信方式を切り換える方式制御手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。
【００３２】
また、本願の請求項１６に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間で推定されるチャネル行列の行列式又は固有値のランク数を算出して、通信可能なストリーム本数並びに変調方式を判定する。そして、前記方式制御手段は、前記チャネル状態判定手段による判定結果以内のストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式又は受信方式を適用し、前記チャネル状態判定手段による判定結果を超えたストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめ、又は前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００３３】
また、本願の請求項１７に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間のチャネル行列のランク数とＳＮＲを判定する。そして、前記方式制御手段は、チャネル行列のランク数が高く２以上のストリームを通すことが可能なときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式又は受信方式を適用し、チャネル行列のランク数が低下し２以上のストリームを通すことが困難であるが２以上のストリームのＳＮＲが高いときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめ、又は非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００３４】
また、本願の請求項１８に記載の無線通信装置は、Ｍ本の送信アンテナを備え、前記方式制御手段は、Ｍ本のストリームを送信する際には、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるようになっている。
【００３５】
また、本願の請求項１９に記載の無銭通信装置では、前記方式制御手段は、Ｍ本の送信アンテナを持つ通信相手からＭ本のストリームで送信されたパケットを受信するときには、非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００３６】
また、本願の請求項２０に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間のチャネルのＳＮＲとチャネル行列の固有値に従った線形の評価関数と、ＳＮＲの単独の評価と、及び非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件か否かを検査する評価関数に基づいて、前記通信相手が線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用すべきか否かを判定するようになっている。
【００３７】
また、本願の請求項２１に記載の発明において、前記の非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であると判定されることである。そして、前記方式制御手段は、該判定結果に応じて線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００３８】
また、本願の請求項２２に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定するようになっている。
【００３９】
また、本願の請求項２３に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じてメトリックの距離を算出し、該メトリックの距離が設定閾値よりも小さければ、前記通信相手がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断するようになっている。
【００４０】
また、本願の請求項２４に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じて非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式のメトリックを算出し、得られた各々のメトリック間の距離が所定の閾値を下回るときには、前記通信相手がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断するようになっている。
【００４１】
また、本願の請求項２５に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段がビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断したときは、前記方式制御手段は、線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００４２】
また、本願の請求項２６に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断するようになっている。
【００４３】
また、本願の請求項２７に記載の無線通信装置は、前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定するようになっている。
【００４４】
また、本願の請求項２８に記載の発明は、１以上のアンテナを用いた無線通信方法であって、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定ステップと、
パケットの送受信処理を行なう通信ステップと、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信ステップにおける送受信方式を切り換える方式制御ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法である。
【００４５】
また、本願の請求項２９に記載の発明は、１以上のアンテナを用いた無線通信処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段、
パケットの送受信処理を行なう通信手段、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信手段における送受信方式を切り換える方式制御手段、
として機能させるためのコンピューター・プログラムである。
【００４６】
本願の請求項２９に係るコンピューター・プログラムは、コンピューター上で所定の処理を実現するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムを定義したものである。換言すれば、本願の請求項２９に係るコンピューター・プログラムをコンピューターにインストールすることによって、コンピューター上では協働的作用が発揮され、本願の請求項１５に係る無線通信装置と同様の作用効果を得ることができる。
【発明の効果】
【００４７】
本発明によれば、送信機及び受信機がそれぞれ線形領域又は非線形領域の波形等化アルゴリズムを用いて送受信処理を行なって最良のリンク特性を達成することができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラを提供することができる。
【００４８】
また、本発明によれば、送信機及び受信機がそれぞれチャネル行列Ｈの状態に応じた波形等化アルゴリズムに切り換えて送受信処理を行なって、最良のリンク特性を達成することができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
【００４９】
ＳＶＤ−ＭＩＭＯやＭＭＳＥ受信などの線形領域の波形等化技術では、チャネル行列Ｈのランク数以上のストリーム本数を通すことはできない。これに対し、ＭＬＤ受信などの非線形領域の波形等化技術によれば、ストリームのＳＮＲが充分に高ければ、チャネル行列Ｈの状態に依らず、チャネル行列Ｈの行列式や固有値のランク数が示す本数以上のストリームを通すことができる可能性があるという優位な点がある。本願の請求項１、２、３、４、１５、１６、１７、１８、１９、２８、２９のそれぞれに記載の発明によれば、線形並びに非線形領域それぞれの波形等化アルゴリズムの利得を最大限に発揮できるように送受信方式を制御することで、最良のリンク特性を確保することができる。
【００５０】
また、本願の請求項５に記載の発明によれば、受信機は、ＭＬＤなどの非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、送信機からのトレーニング信号のフィードバック要求に対してＳｏｕｎｄｉｎｇパケットを返さず、送信機におけるビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることができる。これによって、送信機側におけるＳＶＤ−ＭＩＭＯによるＡＢＦと受信機側におけるＭＬＤ受信の組み合わせが回避され、リンク特性の劣化を防ぐことができる。
【００５１】
また、本願の請求項６に記載の発明によれば、受信機は、ＭＬＤなどの非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、送信機からのリンク・アダプテーション要求に対してＳｏｕｎｄｉｎｇパケットを返さず、送信機におけるビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることによって、リンク特性の劣化を防ぐことができる。
【００５２】
また、本願の請求項７、８、２０、２１のそれぞれに記載の発明によれば、受信機は、ビーム・フォーミング送信されたパケットを受信するときには、最良の受信特性を示すＭＬＤ受信を行なわず、ＺＦやＭＭＳＥといった回路規模の小さな線形領域等化アルゴリズムに従った受信方式に切り換えることで、低消費電力化を図ることができる。
【００５３】
また、本願の請求項９、２２のそれぞれに記載の発明によれば、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かによってチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定することができる。
【００５４】
また、本願の請求項１０、２３のそれぞれに記載の発明によれば、ビーム・フォーミング送信を行なうことが適当でないときには複数の送信パターンに対するメトリックが近接するという性質を利用して、送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきか否かを検査することができる。
【００５５】
また、本願の請求項１１、２４のそれぞれに記載の発明によれば、検査用のコンスタレーション・パターンについてＭＬＤ受信を行なって得られる各メトリック間の距離に基づいて、ＭＬＤを解き難い状態でないかどうかを判断し、送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきか否かを検査することができることができる。
【００５６】
また、本願の請求項１２、２５のそれぞれに記載の発明によれば、受信機は、ＳＶＤに基づくビーム・フォーミング送信信号を受信するときは、最良の受信特性を示すＭＬＤ受信を行なわず、ＺＦやＭＭＳＥといった回路規模の小さな線形領域等化アルゴリズムに従った受信方式に切り換えることで、低消費電力化を図ることができる。
【００５７】
また、本願の請求項１３、１４、２６、２７のそれぞれに記載の発明によれば、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断することができる。
【００５８】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５９】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００６０】
図１０には、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示している。
【００６１】
ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）１は、オペレーティング・システム（ＯＳ）が提供するプログラム実行環境下で、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）２やハード・ディスク・ドライブ（ＨＤＤ）１１に格納されているプログラムを実行する。例えば、後述する受信パケットの同期処理又はその一部の処理をＣＰＵ１が所定のプログラムを実行するという形態で実現することもできる。
【００６２】
ＲＯＭ２は、ＰＯＳＴ（Ｐｏｗｅｒ Ｏｎ Ｓｅｌｆ Ｔｅｓｔ）やＢＩＯＳ（Ｂａｓｉｃ Ｉｎｐｕｔ Ｏｕｔｐｕｔ Ｓｙｓｔｅｍ）などのプログラム・コードを恒久的に格納する。ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）３は、ＲＯＭ２やＨＤＤ１１に格納されているプログラムをＣＰＵ１が実行する際にロードしたり、実行中のプログラムの作業データを一時的に保持したりするために使用される。これらはＣＰＵ１のローカル・ピンに直結されたローカル・バス４により相互に接続されている。
【００６３】
ローカル・バス４は、ブリッジ５を介して、ＰＣＩ（Ｐｅｒｉｐｈｅｒａｌ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ）バスなどの入出力バス６に接続されている。
【００６４】
キーボード８と、マウスなどのポインティング・デバイス９は、ユーザにより操作される入力デバイスである。ディスプレイ１０は、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）又はＣＲＴ（Ｃａｔｈｏｄｅ Ｒａｙ Ｔｕｂｅ）などから成り、各種情報をテキストやイメージで表示する。
【００６５】
ＨＤＤ１１は、記録メディアとしてのハード・ディスクを内蔵したドライブ・ユニットであり、ハード・ディスクを駆動する。ハード・ディスクには、オペレーティング・システムや各種アプリケーションなどＣＰＵ１が実行するプログラムをインストールしたり、データ・ファイルなどを保存したりするために使用される。
【００６６】
通信部１２は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎに従う無線通信インターフェースであり、インフラストラクチャ・モード下でアクセスポイント若しくは端末局として動作し、あるいはアドホック・モード下で動作し、通信範囲内に存在するその他の通信端末との通信を実行する。
【００６７】
本実施形態では、通信部１２は、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現するＭＩＭＯ通信方式を採用している。送信ブランチ側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。一方、受信ブランチ側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得る。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。
【００６８】
図１１には、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示している。図示のシステムは、例えば２ストリームの２×２構成であり、ＭＩＭＯ送信機には、２本のアンテナ、すなわち送信アンテナ０と送信アンテナ１を備え、一方のＭＩＭＯ受信機も２本の受信アンテナ０と受信アンテナ１を備えている。ここで、送信アンテナ０と受信アンテナ０の伝搬路を伝搬路ａ、送信アンテナ１と受信アンテナ０の伝搬路を伝搬路ｂ、送信アンテナ０と受信アンテナ１の伝搬路を伝搬路ｃ、送信アンテナ１と受信アンテナ１の伝搬路を伝搬路ｄとする。そして、送信機は、送信アンテナ０に対して送信データ系列ｘ0を送信アンテナ１に対して送信データ系列ｘ1をそれぞれ割り当て、受信機は、受信アンテナ１において受信データ系列ｙ0を受信し、受信アンテナ１において受信データ系列ｙ1をそれぞれ受信したものとする。この場合の伝搬路状態は、以下の式（１）のように表現することができる。但し、ｙ、Ｈ、ｘ、ｎはそれぞれ受信信号、チャネル行列、送信信号、雑音成分である。
【００６９】
【数１】
【００７０】
図１１では送受信アンテナがともに２本の場合を示したが、アンテナ本数が２本以上であれば、同様にしてＭＩＭＯ通信システムを構築することができる。送信側アンテナ本数がＭで受信側アンテナ本数がＮのときは、チャネル行列はＮ×Ｍ（行×列）の行列となる。通常、送受信機間でチャネル行列を励起する既知トレーニング系列を交換し、実際に受信された信号と既知系列との差分によって伝達関数の推定を行ない、送受アンテナ組み合わせ分の経路の伝達を行列形式に並べることでチャネル行列Ｈを構成することができる。そして、推定されたチャネル行列に基づいて、送信機側で複数の送信ブランチからの送信ストリームを空間多重するための送信重み行列や、受信機側で空間多重信号を元の複数のストリームに空間分離するための受信重み行列を得ることができる。理想的には、送受信アンテナのうち少ない方の数（ＭＩＮ［Ｍ，Ｎ］）だけの送信ストリームが形成される。
【００７１】
例えば、チャネル行列ＨをＳＶＤ（特異値分解：前述）若しくはその他の行列分解手法を用いて、送信時に各送信アンテナに重みを与えてビーム・フォーミングを行なうための送信ビーム・フォーミング行列Ｖを得ることができる（前述）。チャネル行列Ｈの特異値分解は下式（２）のように表現される。
【００７２】
【数２】
【００７３】
上式（２）に示すように、チャネル行列Ｈを特異値分解すると、チャネル行列Ｈに含まれる１次独立な列ベクトルの総数すなわちチャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ：階数）に相当する個数ｍの固有値λiが得られる（但し、ｉは０〜ｍの整数）。ＵはＨＨHの正規化された固有値λiを並べた左特異行列であり、（送信ビーム・フォーミング行列として用いられる）ＶはＨHＨの正規化された固有値λiを並べた右特異行列であり、ＤはＨＨH又はＨHＨの固有値λiの平方根を対角要素として持つ対角行列である。ＵとＶはユニタリ行列であり、その複素共役転置行列が互いの逆行列となっている。なお、固有値の利得は、順序付けが行なわれ、第１の固有値λ1が最大、第ｍの固有値λmが最小の利得を有する。チャネル行列Ｈのランクｍが下落すると、伝送ストリーム数が減少し、伝送効率にとって致命的となる。
【００７４】
また、受信信号を空間分離するための受信重み行列をチャネル行列Ｈから求めるさらにアルゴリズムとして、信号電力と２乗エラー（クロストーク電力と雑音電力の和）の比すなわちＳＮＲを最大化する論理に基づいてチャネル行列Ｈから受信重み行列Ｗを算出するＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）受信方式が挙げられる。ＭＭＳＥは、受信機の雑音電力の概念を導入し、クロストークを意図的に発生させて受信重み行列Ｗを求めるアルゴリズムであり、雑音が大きい環境下で優れていることが知られている。
【００７５】
空間多重された受信信号を空間分離する他のアルゴリズムとして、考え得るすべての送信信号系列パターンとのマッチングにより最尤の送信系列を推定するＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を挙げることもできる。ＭＬＤは、受信方式が最も高いパフォーマンスを示す受信方式であることが知られているが、演算規模が大きく実装が困難であるという問題がある。
【００７６】
上記のＳＶＤやＭＭＳＥは線形領域における波形等化アルゴリズムに分類され、ＭＬＤは非線形領域における波形等化アルゴリズムに分類される。
【００７７】
図１及び図２には、ＭＩＭＯ通信を行なう通信部１２の送信機及び受信機の構成例をそれぞれ示している。
【００７８】
図１に示す送信機のアンテナ本数（若しくは、送信ブランチ数）はＭであり、このＭは例えばＩＥＥＥ仕様準拠であれば最大４本である。以下では、送信ビーム・フォーミングを行なう場合を例にとって、送信機の構成について説明する。
【００７９】
データ発生器１００から供給される送信データは、スクランブラ１０２においてスクランブルが掛けられる。次いで、符号化器１０４で誤り訂正符号化を施される。スクランブル及び符号化方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義に従う。そして、符号化信号はデータ振り分け器１０６に入力され、各送信ストリームに振り分けられる。
【００８０】
各送信ストリームでは、ストリーム毎に与えられたデータレートに従って、送信信号をパンクチャ１０８によりパンクチャし、インタリーバ１１０によりインタリーブし、マッパー１１２により、ｉｎ位相（Ｉ）と直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：Ｑ）からなるＩＱ信号空間にマッピングして複素ベースバンド信号となる。また、セレクタ１１１は、インタリーブされた空間ストリーム毎の送信信号に、適当なタイミングでトレーニング系列を挿入して、マッパー１１２に供給する。インタリーブ方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義を拡張し、複数ストリーム間で同一のインタリーブにならないようになっている。また、マッピング方式もＩＥＥＥ８０２．１１ａに従い、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを適用する。
【００８１】
空間多重部１１４内では、ビーム形成用送信重み行列計算部１１４ａは、例えば、チャネル行列ＨからＳＶＤなどの行列分解手法によって送信ビーム・フォーミング行列Ｖを組み立てる。あるいは、通信相手からフィードバックされるチャネル情報から送信ビーム・フォーミング行列Ｖを組み立てることもできる（周知）。そして、送信重み行列乗算部１１４ｂが各送信ストリームを要素とする送信ベクトルにこの送信重み行列Ｖを乗算して、送信信号にビーム形成を施す。
【００８２】
送信重み行列乗算部１１４ｂがチャネル行列Ｈに基づいて適応的な送信ビーム・フォーミングを行なう以外に、固定的なビーム・フォーミングを行なう方法も挙げられる。以下では、前者をＡＢＦ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）、後者をＳＥ（Ｓｐａｔｉａｌ Ｅｘｐａｎｓｉｏｎ）とも呼ぶことにする。固定ビーム・フォーミングの一例として、送信ブランチ間で送信タイミングに時間差を設けるＣｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ（ＣＤＤ）を挙げることができる。ＣＤＤには、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されないようにするなどの効果がある。ＡＢＦ並びにＳＥのいずれも、線形領域における波形等化アルゴリズムに従った送信方式である。本実施形態では、送信重み行列乗算部１１４ｂは、チャネル行列の検査結果に従って、線形領域は系統化アルゴリズムに従った送信方式の適用を取りやめることがあるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００８３】
なお、本実施形態では、チャネル行列Ｈの状態に応じて、送信重み行列乗算部１１４ｂでＡＢＦ又はＳＥのうちいずれかのビーム・フォーミングを行い、あるいは重み付けを行なわない場合もあるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００８４】
高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）１１６では、周波数領域に並んだ各サブキャリアを時間軸信号に変換し、さらにガード挿入部１１８でガード・インターバルを付加する。そして、デジタル・フィルタ１２０にて帯域制限した後、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）１２２にてアナログ信号に変換する。ＲＦ部１２４では、アナログＬＰＦにより所望帯域以外の信号成分を除去し、所望のＲＦ周波数帯へ中心周波数をアップコンバートし、さらに電力増幅によって信号振幅を増幅させる。ＲＦ帯となった送信信号は、各送信アンテナから空間に放出される。
【００８５】
また、図２に示す受信機のアンテナ本数（若しくは、受信ブランチ数）はＮであり、このＮは例えばＩＥＥＥ仕様準拠であれば最大４本である。以下で説明する受信機は、ＡＢＦ又はＳＥによりビーム・フォーミングされた送信パケット、あるいは重み付けされない送信パケットを受信するものとする。
【００８６】
チャネルを通して受信機の各受信ブランチに届いたデータは、それぞれの受信アンテナ・ブランチにおいて、まずＲＦ部２３０でアナログ処理が施される。そして、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）２２８によりアナログ受信信号をデジタル信号に変換した後、デジタル・フィルタ２２６に入力し、続いて、同期回路２２４にて、パケット発見、タイミング検出、周波数オフセット補正、ノイズ推定などの処理が行なわれる。
【００８７】
図３には、同期回路２２４の内部構成例を示している。それぞれのブランチの受信信号はバッファ３０６に蓄積されつつ、パケット発見部３０１がパケット先頭のプリアンブル信号を探索する。パケット発見部３０１がパケットを発見すると、タイミング検出部３０２、周波数オフセット推定部３０３、及び、ノイズ推定部３０４は、プリアンブル信号の後続の区間を用いて、同期タイミング、周波数オフセット、ノイズの各推定処理をそれぞれ行なう。制御部３０５は、パケット受信中において、タイミング検出部３０３による検出タイミングを基にバッファ３０６から受信データ・サンプルを読み出し、周波数オフセット推定部３０３による周波数オフセット推定値を基に発振器３０７に補正をかけて出力する。
【００８８】
また、図４には、ノイズ推定部３０４の内部構成例を示している。各受信ブランチの受信信号を周波数補正部４０１で周波数オフセットを補正した上、既知パターンの繰り返しからなるトレーニング系列のうちノイズ推定に使用される部分（後述）で、遅延回路４０３はこの繰り返し周期分の遅延信号を生成し、差分器４０５で繰り返し周期間の差分をとってノイズ成分を抽出し、さらに２乗器４０９で差分の２乗値を求める。他方の２乗器４０７では信号の２乗値を算出し、ＳＮ推定部４１１ではこれら２乗値の比を基にＳＮＲを推定する。
【００８９】
図２に戻って、ＭＩＭＯ受信機の構成について続けて説明する。ガード除去部２２２では、データ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去する。そして、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２２０により時間軸信号が周波数軸信号となる。続くキャリブレーション処理部２１８では、各受信ブランチの受信信号に対し、送受信ブランチ間の位相並びに振幅のインバランスを補正するためのキャリブレーション係数がそれぞれ乗算され、受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランス補正をデジタル部において実現する。
【００９０】
空間分離部２１６内では、空間多重された受信信号の空間分離処理を行なう。具体的には、チャネル行列推定部２１６ａは、各受信ブランチで受信した、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列から推定チャネル行列Ｈを組み立てる。逆方向のチャネル行列として送信機側のビーム形成用送信重み行列計算部１１４ａに渡されることもある。また、アンテナ受信重み行列演算部２１６ｂは、チャネル行列推定部２１６ａで得られたチャネル行列Ｈを基にアンテナ受信重み行列Ｗを計算する。そして、アンテナ受信重み行列乗算部２１６ｂは、各受信ストリームを要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Ｗとの行列乗算を行なうことで空間多重信号の空間復号を行ない、ストリーム毎に独立した信号系列を得る。
【００９１】
なお、本実施形態では、チャネル行列推定部２１６ａで推定されたチャネル行列Ｈの状態や、さらには推定ＳＮＲの検査を行なう。また、アンテナ受信重み行列演算部２１６ｂは、チャネル行列の検査結果に従って、線形領域波形等化アルゴリズムであるＭＭＳＥ受信方式、あるいは非線形領域波形等化アルゴリズムであるＭＬＤ受信方式のいずれかを、チャネル行列Ｈの状態に応じて切り換えて適用する。これらの点の詳細については後述に譲る。
【００９２】
チャネル等化回路２１４は、ストリーム毎の信号系列に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。そして、デマッパー２１２はＩＱ信号空間上の受信信号をデマップし、デインタリーバ２１０はデインタリーブし、デパンクチャ２０８は所定のデータレートでデパンクチャする。
【００９３】
データ合成部２０６は、複数の受信ストリームを１本のストリームに合成する。このデータ合成処理は送信側で行なうデータ振り分けと全く逆の動作を行なうものである。そして、復号器２０４にて誤り訂正復号した後、デスクランブラ２０２によりデスクランブルし、データ取得部２００は受信データを取得する。
【００９４】
続いて、通信システムにおいて用いられるパケット・フォーマットについて説明する。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＰＨＹ層は、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとは変調方式や符号化方式などの伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）が全く相違する高スループット（Ｈｉｇｈ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ：ＨＴ）伝送モード（以下では、「ＨＴモード」とも呼ぶ）を持つとともに、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと同じパケット・フォーマット及び同じ周波数領域でデータ伝送を行なう動作モード（以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ）も備えている。また、ＨＴモードは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠する従来端末（以下では、「レガシー端末」とも呼ぶ）との互換性を持つ“Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（ＭＭ）”と呼ばれる動作モードと、レガシー端末との互換性を全く持たない“Ｇｒｅｅｎ Ｆｉｅｌｄ（ＧＦ）”と呼ばれる動作モードに分けられる。
【００９５】
図１２〜図１４には、レガシー・モード、ＭＭ、ＧＦの各動作モードにおけるパケット・フォーマットをそれぞれ示している。但し、各図において１ＯＦＤＭシンボルは４マイクロ秒であるとする。
【００９６】
図１２に示すレガシー・モード下のパケット（以下、「レガシー・パケット」とも呼ぶ）はＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと全く同じフォーマットである。レガシー・パケットのヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとして、パケット発見用の既知ＯＦＤＭシンボルからなるＬ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、同期獲得並びに等化用の既知トレーニング・シンボルからなるＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、伝送レートやデータ長などを記載したＬ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＩＧＮＡＬ Ｆｉｅｌｄ）で構成され、これに続いてペイロード（Ｄａｔａ）が送信される。
【００９７】
また、図１３に示すパケット（以下、「ＭＭパケット」とも呼ぶ）のヘッダ部は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとまったく同じフォーマットからなるレガシー・プリアンブルと、これに続くＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマット（以下では、「ＨＴフォーマット」とも呼ぶ）からなるプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）及びデータ部で構成される。ＭＭパケットは、レガシー・パケットにおけるＰＨＹペイロードに相当する部分がＨＴフォーマットで構成されており、このＨＴフォーマット内は、再帰的にＨＴプリアンブルとＰＨＹペイロードで構成されると捉えることもできる。
【００９８】
ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳやペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、ＭＩＭＯシステムにおけるＡＧＣ（自動利得制御）を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、受信機側で空間変調（マッピング）された入力信号毎にチャネル推定を行なうためのトレーニング・シンボルからなる。
【００９９】
なお、２本以上の伝送ブランチを使用するＭＩＭＯ通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。このため、送信機側では、各送信アンテナからＨＴ−ＬＴＦを時分割で送信するようになっている。したがって、空間ストリーム数に応じて１以上のＨＴ−ＬＴＦフィールドが付加されることになる。
【０１００】
ＭＭパケット中のレガシー・プリアンブルは、レガシー・パケットのプリアンブルと全く同じフォーマットであるとともに、レガシー端末がデコード可能な伝送方式で伝送される。これに対し、ＨＴプリアンブル以降のＨＴフォーマット部分はレガシー端末が対応していない伝送方式で伝送される。レガシー端末は、ＭＭパケットのレガシー・プリアンブル中のＬ−ＳＩＧをデコードして、自局宛てでないことと、データ長情報などを読み取り、適切な長さのＮＡＶ（Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ Ｖｅｃｔｏｒ）すなわち送信待機期間を設定して、衝突を回避することができる。この結果、ＭＭパケットはレガシー端末との互換性を実現することができる。
【０１０１】
また、図１４に示すパケット（以下、「ＧＦパケット」とも呼ぶ）は、ＨＴフォーマット部分のみで構成される。ＧＦパケットのプリアンブルは、パケット発見用のＬ−ＳＴＦフィールド、チャネル推定用のＨＴ−ＬＴＦフィールド、ＨＴフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載されたＨＴ−ＳＩＧフィールド、並びに２ｎｄ ＨＴ−ＬＴＦフィールドからなる。ＭＩＭＯ通信では、空間ストリーム毎にチャネル推定してチャネル行列を取得する必要があるから、２ｎｄ ＨＴ−ＬＴＦフィールドでは送信アンテナ本数分のＨＴ−ＬＴＦが時分割で送信される（同上）。
【０１０２】
図１５には、ＨＴ−ＳＩＧフィールドのデータ構造を示している。図示のように、ＨＴ−ＳＩＧは２ＯＦＤＭシンボルで構成され、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳ（後述）やペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる各種の制御情報が記載される。ＭＭパケットとＧＦパケットのいずれであっても、ＨＴ−ＳＩＧフィールドにおける記載内容は同じである。また、ＭＭパケットとＧＦパケットのいずれであっても、ＨＴ−ＳＩＧフィールドを含むプリアンブル部分は、レガシー・プリアンブル並びにＨＴプリアンブルともに、符号化率１／２のＢＰＳＫ変調を適用するように取り決められている。このような低いデータレートを用いるのは、パケット受信に必要な処理や情報通知を確実に実現するためでもある。
【０１０３】
続いて、チャネル行列の状態に応じた送受信方式の適応制御について説明する。
【０１０４】
ＭＩＭＯ通信システムの中で、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式は、あらかじめ取得したチャネル行列Ｈを特異値分解して得られる右特異行列Ｖを用いて送信ビーム・フォーミングすることで、送受信間で完全な直交チャネルを作り出し、最良のリンク特性を実現することができる。この場合、送信ビーム・フォーミングされた空間多重信号を受信する受信機側では、線形領域推定方式であれば受信方式は特に問わない。
【０１０５】
ところが、送信機の送信アンテナ本数と送信ビーム・フォーミングにより形成される送信ストリーム本数が等しい場合で、複数のストリーム間で等しい変調方式を割り当てた場合には、通信条件（チャネル行列Ｈの状態）次第では、非線形領域の推定方式であるＭＬＤ受信方式の本来の特性改善効果を期待できなくなってしまい、ビーム・フォーミング送信パケットに対してＭＬＤ受信でもＭＭＳＥ受信でも特性が同等になってしまうということが、本発明者らの検証により判明した。
【０１０６】
ここで、送信側ではＡＢＦ又はＳＥによりビーム・フォーミング送信する場合と、ビーム・フォーミング無しで送信する場合が考えられ、また、受信側での受信方式としてＭＭＳＥとＭＬＤが考えられる。
【０１０７】
図５〜図７には、送受信間のアンテナ・コンフィギュレーションが２×２、３×３、４×４のそれぞれの場合において、各送受信方式についてのＳＮ環境に応じたＰＥＲ（Ｐａｃｋｅｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：パケット・エラー率）特性のシミュレーション結果を示している。各図のシミュレーション・モデルは以下の通りである。
【０１０８】
【数３】
【０１０９】
なお、ＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）は、変調方式、符号化方式、及び、空間チャネル本数を決める値であり、ＭＣＳ１２並びに１５の内容は下表の通りである。
【０１１０】
【表１】
【０１１１】
図５から、２×２のアンテナ・コンフィギュレーションでは、いずれの変調及び符号化方式（ＭＣＳ）においても、ビーム・フォーミング送信（ＡＢＦ）よりもＭＬＤ受信の方の特性がよいことと、ビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信を組み合わせると、ＭＬＤ受信のみを行なう場合よりもかえって特性が劣化することが分かる。
【０１１２】
また、図６から、３×３のアンテナ・コンフィギュレーションでは、いずれの変調及び符号化方式（ＭＣＳ）においても、ビーム・フォーミング送信（ＡＢＦ）の方がＭＬＤ受信よりも特性がよいことと、ビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信を組み合わせても特性は向上しないことが分かる。
【０１１３】
また、図７から、４×４のアンテナ・コンフィギュレーションでは、いずれの変調及び符号化方式（ＭＣＳ）においても、ビーム・フォーミング送信（ＡＢＦ）の方がＭＬＤ受信よりも特性がよいことと、ビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信を組み合わせると、ＭＬＤ受信しない場合よりも特性は劣化することが分かる。
【０１１４】
また、図５〜図７から、２×２のアンテナ・コンフィギュレーションの場合にシミュレーション結果において、ＭＬＤ特性がビーム・フォーミング送信の利得を上回っていることが分かる。なお、ビーム・フォーミング送信（ＡＢＦ）にＭＬＤ受信を組み合わせても、特性は向上しないか又はむしろ特性が劣化する。
【０１１５】
各アンテナ・コンフィギュレーションにおいて、実測に従ったＭＩＭＯチャネル・モデルの素性は、下式（４）〜（６）に示す通りである。
【０１１６】
【数４】
【０１１７】
【数５】
【０１１８】
【数６】
【０１１９】
２×２チャネル・モデルでは、λ1とλ2間では１０ｄＢ以上の差がつく。また、３×３チャネル・モデルでは、λ1並びにλ2とλ3間では１０ｄＢ以上の差がつく。また、４×４チャネル・モデルでは、λ1並びにλ2とλ3並びにλ4間では３０〜４０ｄＢ以上の差がつく。
【０１２０】
このことから、実際には、チャネル行列Ｈの状態（言い換えれば、対角行列Ｄの対角要素である固有値λiで表される通信ストリームの品質）に応じて、ストリーム毎に不当となる変調方式を採用することになる。このため、同じレートのＰＥＲ（Ｐａｃｋｅｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：パケット誤り率）特性ではＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式によるＡＢＦがＭＬＤ特性に劣ることはない。
【０１２１】
しかしながら、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎの２ストリーム構成では、ＭＣＳ１２（２０ＭＨｚで１０４Ｍｂｐｓ）より高いレートの不等変調は存在しないため（最高でも２０ＭＨｚで９７．５Ｍｂｐｓ）、ＭＣＳ１２以上が通ってしまう環境では、ピークレートで、ＭＬＤ特性はＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式に勝る。高い利得のストリームに６４ＱＡＭ以上の変調方式を採用するのが困難であることが、実装上のボトルネックである。
【０１２２】
図５〜図７に示した結果から、本発明者らは、以下の結論を導き出した。すなわち、
【０１２３】
（１）送信アンテナ本数（Ｍ）と送信ストリーム数（ＭＩＮ（Ｍ，Ｎ）以下）が等しいときには、ＭＬＤ受信の特性はマージンを期待できず、ビーム・フォーミング送信とＭＭＳＥ受信を組み合わせた場合（ＡＢＦ＋ＭＭＳＥ）とほぼ等しい特性となる。
【０１２４】
（２）送信アンテナ本数を最大送信ストリーム本数よりも１本でもおくなるアンテナ・コンフィギュレーションであれば、いかなる変調方式の組み合わせでも、ＭＬＤ受信本来の特性を維持することができる。また、ビーム・フォーミング送信とＭＭＳＥ受信を組み合わせた場合（ＡＢＦ＋ＭＭＳＥ）の特性は、常にＭＬＤ受信特性に対するマージンを維持することができ、共存繁栄できる環境であると言える。
【０１２５】
ビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信を組み合わせたときの（ＡＢＦ＋ＭＬＤ）、ビーム・フォーミング送信（すなわち、ＳＶＭ−ＭＩＭＯ）の効果はせいぜい１ｄＢ程度にとどまる。場合によっては、ビーム・フォーミング送信とＭＭＳＥ受信を組み合わせた方がＭＬＤ受信よりも特性がはるかに良好となる（ＡＢＦ＋ＭＭＳＥ≫ＭＬＤ）。
【０１２６】
したがって、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、チャネル行列Ｈの状態に応じて送受信方式を適応的に切り換えることで、最良のリンク特性を実現することができると言える。
【０１２７】
ＳＶＤやＭＭＳＥなどの線形領域波形等価アルゴリズムの観点からみると、チャネル行列（Ｈ＝ＵＤＶH）のランクが下がり、２本以上のストリームを通すには厳しいチャネルではあるが、２本以上のストリームのＳＮＲが高い環境であると判断された場合には、送信機側では、ＡＢＦ（すなわち、チャネル行列Ｈを特異値分解して得られる係数行列Ｖを用いたビーム・フォーミング送信）を取りやめて、ＳＥ（すなわち、Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙなどの固定ビーム・フォーミング）又は重み付けせずに送信する。そして、受信機側では、非線形領域波形等価アルゴリズムに従ったＭＬＤ受信方式を行なう。このように、チャネル行列の状態に応じた送受信方式を適用することで、ピークレートを向上させることが期待される。
【０１２８】
あるいは、送信アンテナＭ本に対して、Ｍ本のストリームを送信する場合には、送信機側では、ＳＶＤ分解に基づいたビーム・フォーミング送信を取りやめ、ＳＥ（すなわち、Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙなどの固定ビーム・フォーミング）又は重み付けせずに送信する。そして、受信機側では、非線形領域波形等価アルゴリズムに従ったＭＬＤ受信方式を適用することで、ピークレートを向上させるが期待される。
【０１２９】
ここで、送信機と受信機の間で送受信方式の切り替えを通知するために、既存のフレーム交換手順を利用する方法が挙げられる。
【０１３０】
その一例は、送受信機間でチャネル行列に関する情報をフィードバックするフレーム交換手順である。送信機は、チャネル行列を組み立てるために、チャネル行列を励起させるためのトレーニング系列を含んだＳｏｕｎｄｉｎｇパケットの送信を受信機に要求するＴＲＱ（Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）手順が取り決められている。ここで、受信機は、非線形領域波形等化アルゴリズムに従ったＭＬＤ受信方式を用いる場合には、ヘッダ部であるＨＴ−ＳＩＧ内のＳｏｕｎｄｉｎｇフラグ（図１５を参照のこと）を無効（ＮｏｎＶａｌｉｄ）にしたレスポンス・パケットを送信することで、Ｓｏｕｎｄｉｎｇパケットを返さず、送信機におけるビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることができる。これによって、送信機側におけるＳＶＤ−ＭＩＭＯによるＡＢＦと受信機側におけるＭＬＤ受信の組み合わせが回避され、リンク特性の劣化を防ぐことができる。
【０１３１】
図８には、ＴＲＱフレーム交換手順を利用して送受信方式を切り換えるための処理手順をフローチャートの形式で示している。
【０１３２】
受信機は、送信機からＴＲＱパケットを受信すると、現在ＭＬＤ受信を行なっているか否かをチェックする（ステップＳ１）。
【０１３３】
ここで、受信機がＭＬＤ受信を行なっていなければ（ステップＳ１のＮｏ）、Ｓｏｕｎｄｉｎｇパケットを送信機に返信する（ステップＳ２）。この結果、送信機側ではチャネル行列Ｈを得ることができ、これを特異値分解して得られる係数行列Ｖを用いて以降のパケットをビーム・フォーミング送信することができる。
【０１３４】
他方、受信機がＭＬＤ受信を行なっているときには（ステップＳ１のＹｅｓ）、ＨＴ−ＳＩＧ内のＳｏｕｎｄｉｎｇフラグを無効（ＮｏｎＶａｌｉｄ）にしたレスポンス・パケットを送信する（ステップＳ３）。この場合、送信機にはＳｏｕｎｄｉｎｇパケットが届かないことから、受信機は送信機側でのビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることができる。
【０１３５】
また、他の例として、送受信機間でリンク・アダプテーションを行なうためのフレーム交換手順を挙げることができる。このフレーム交換手順として、以下の２つの方法が規定されている。
【０１３６】
・単一の送信機会（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ：ＴＸＯＰ）内で、Ｒｅｓｐｏｎｄｅｒに相当する通信局からＩｎｉｔｉａｔｏｒとなる通信局に対し、推奨すべき伝送方式ＭＣＳを含んだリンク・アダプテーション・フィードバック（ＭＣＳ Ｆｅｅｄｂａｃｋ：ＭＦＢ）を行なう方法。
・通信相手から伝送方式ＭＣＳの送信要求（ＭＣＳ Ｒｅｑｕｅｓｔ：ＭＲＱ）を含んだパケットを受け取ったことに応じて、次の送信機会ＴＸＯＰでリンク・アダプテーション・フィードバックＭＦＢを返信する方法。
【０１３７】
いずれのリンク・アダプテーション方法においても、受信機は、アンテナ本数がＭ本の送信機からＲｅｃｏｍｍｅｎｄｅｄ ＭＣＳとしてストリーム本数Ｍを指定したＭＲＱを受信したときには、ＨＴ−ＳＩＧ内のｓｏｕｎｄｉｎｇフラグを無効（ＮｏｎＶａｌｉｄ）にしたレスポンス・パケットを送信することで、Ｓｏｕｎｄｉｎｇパケットを返さず、送信機におけるビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させて、リンク特性の劣化を防ぐことができる。
【０１３８】
図９には、ＭＲＱフレーム交換手順を利用して送受信方式を切り換えるための処理手順をフローチャートの形式で示している。
【０１３９】
受信機は、送信機からＭＲＱパケットを受信すると、当該パケットの送信元のアンテナ本数と、Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄｅｄ ＭＣＳの内容を確認し、アンテナ本数がＭ本の送信機からストリーム本数Ｍを指定したＭＲＱであるか否かをチェックする（ステップＳ１１）。
【０１４０】
ここで、アンテナ本数Ｍの送信機がストリーム本数Ｍの指定したリンク・アダプテーションを要求していない（送信アンテナ本数未満となるストリーム本数が指定されている）場合には（ステップＳ１１のＮｏ）、受信機はＭＦＢを送信機に返信する（ステップＳ１２）。この結果、送信機と受信機の間では、ストリーム本数Ｍでリンク・アダプテーションが実現する。
【０１４１】
他方、アンテナ本数Ｍの送信機がストリーム本数Ｍの指定したリンク・アダプテーションを要求しているときには（ステップＳ１１のＹｅｓ）、ＨＴ−ＳＩＧ内のＳｏｕｎｄｉｎｇフラグを無効（ＮｏｎＶａｌｉｄ）にしたレスポンス・パケットを送信する（ステップＳ１３）。この場合、受信機は、送信機側でのビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることができる。
【０１４２】
なお、本発明の要旨は、送受信方式の通知に利用するフレーム交換手順は上記の２種類にのみ限定されるものではない。通信システムに適用される通信プロトコルに応じて、手順を適宜変更が可能であることを理解されたい。
【０１４３】
また、いずれのフレーム交換手順でＭＩＭＯ通信システムの送受信方式を切り換えるにせよ、送信側でビーム・フォーミング送信を行なうべきか否かの判定条件として、チャネル行列Ｈの状態をどのように検査するかが重要である。
【０１４４】
ＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式やＭＭＳＥ受信方式は、線形領域の波形等化技術であると言える。よって、チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ-1の行列式（Ｄｅｔｅｒｍｉｎａｎｔ）や固有値λiのランク数によって、選択可能な最大のストリーム本数や変調方式を決定することができる。
【０１４５】
一方、ＭＬＤ受信方式は、非線形領域の波形等化技術である。送信信号ｘをチャネル行列Ｈからなるチャネルを伝搬したときの受信信号ｙは、上式（１）に示した通り、ｙ＝Ｈｘ＋ｎとなる（但し、ｎは雑音信号）。ＭＬＤ受信機は、受信信号ｙに対して複数の送信信号候補ｘkを用いてレプリカを生成し、そのユークリッド距離｜ｙ−Ｈ・ｘk｜2を最小とする信号候補を出力する。したがって、ＭＬＤ受信方式のメトリック計算は下式（７）で表される。
【０１４６】
【数７】
【０１４７】
ここで、ＭＬＤ受信の特性が良くなるかどうかを、実際の例を用いて考察してみる。例えば、下式（８）に示すチャネル行列Ｈの状態下において、ＢＰＳＫ変調で２ストリームを送信するとする。このチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ-1で見ると、行列式は０．０２６６であり、送受信機間で２本のストリームを通すことが難しいチャネル環境である。
【０１４８】
【数８】
【０１４９】
ＭＬＤ、すなわち、考え得るすべての送信信号系列パターンとチャネル行列Ｈとの組み合わせは、下式（９）の通りとなる。同式では、すべての推定ベクトル間で開きが大きいから、最尤の送信ベクトルを見つけ易い。
【０１５０】
【数９】
【０１５１】
ＳＶＤ−ＭＩＭＯやＭＭＳＥ受信などの線形領域の波形等化技術では、チャネル行列Ｈのランク数以上のストリーム本数を通すことはできない。これに対し、ＭＬＤ受信などの非線形領域の波形等化技術によれば、ストリームのＳＮＲが充分に高ければ、チャネル行列Ｈの状態に依らず、チャネル行列Ｈの行列式や固有値のランク数が示す本数以上のストリームを通すことができる可能性があるという優位な点があることが、上式（９）から分かる。
【０１５２】
チャネル毎の推定ＳＮＲ1、ＳＮＲ2と固有値λ1、λ2に従うチャネル行列をリンクさせるような際、下式（１０）に示すγのような線形の評価関数が考えられる。なお、推定ＳＮＲは、同期回路２２４内のノイズ推定部３０４で得ることができる（前述）。
【０１５３】
【数１０】
【０１５４】
本実施形態では、上式（１０）に示すγから得られる線形の評価関数に加え、推定ＳＮＲ単独の評価と、ＭＬＤ受信が不得手とする条件に該当するか否かを検査する評価関数にかけて、送信機側で送信ビーム・フォーミングを行なうべきか否かを判断する。ＭＬＤ受信が不得手とする条件とは、チャネル行列Ｈ（＝ＵＤＶH）が各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列（例えば、ＵＤ）であると判定される場合であり、例えば、下式（１１）のように表される。第２の固有値λ2が非常に小さいと、２ストリームを通す環境として相応しくないと表現することもできる。
【０１５５】
【数１１】
【０１５６】
なお、チャネル行列Ｈがユニタリ行列であるか否かを判定するための手順については、後述に譲る。
【０１５７】
以下では、送信機側で送信ビーム・フォーミングを行なうべきか否かを適切に判断するための、チャネル行列の状態の検査方法を２つほど提案する。
【０１５８】
ここで、上式（８）及び（９）に示したＭＩＭＯチャネルＨにＢＰＳＫ変調方式を適用した２本のビーム・フォーミング送信を実際に行なった場合のメトリック値の計算例を挙げておく。このチャネル行列Ｈを特異値で見ると、下式（１２）に示す通りとなる。
【０１５９】
【数１２】
【０１６０】
そして、メトリック値の計算例は下式（１３）に示す通りである。
【０１６１】
【数１３】
【０１６２】
上記の計算例では、送信信号候補（１，１）と（１，−１）の各々に対する推定ベクトルの開きが小さく、また、送信信号候補（−１，１）と（−１，−１）の各々に対する推定ベクトルの開きが小さいことから分かる。すなわち、推定ベクトルの開きがとても小さい組み合わせが存在すると、最尤ベクトルを非常に見つけ難い状態となる。
【０１６３】
１つ目のチャネル行列の状態の検査方法では、上式（１２）〜（１３）で採り上げた、ビーム・フォーミング送信を用いると複数の送信パターンに対するメトリックが近接するという特徴を用いるものである。具体的には、ＢＰＳＫやＱＰＳＫなどの幾つかのコンスタレーション・パターンを検査用に備えておき、チャネル行列Ｈを使って、ＭＬＤの予行を行なう。例えば、ＢＰＳＫ変調方式の２本のストリームを送信したと仮定して、Ｓa＝（ｓ０，ｓ１）＝（１，１）とＳb（ｓ０´，ｓ１´）＝（−１，１）を、次式（１４）を用いて得られるメトリック間距離χを算出する。
【０１６４】
【数１４】
【０１６５】
上式（１２）〜（１３）に示した例を当て嵌めると、χ＝５．２９２５ｅ−００４隣、非常に小さな値となる。この値が実際にはノイズや推定誤差も含むので、その分のマージンをとって閾値を設ける。そして、メトリックの距離がこの閾値を下回る場合には、線形領域では解くことができないので、ビーム・フォーミング送信すべきではないと判定する。
【０１６６】
また、２つ目のチャネル行列の状態の検査方法では、検索パターンを簡略化したコンスタレーション・ポイントに対してそれぞれＭＬＤ受信を行なって、で得られた各々のメトリックがどの程度、離れているかを算出する。そして、ある距離以上に離れた個数を数え、下式（１５）に示す判定式にかける。このとき、その値が閾値λを超えていれば、メトリック間距離が判定を行なうのに十分に離れており、上式（１２）〜（１３）に示した例とは相違して、ＭＬＤを解き難い状態でない、ということを間接的に判別することができる。
【０１６７】
【数１５】
【０１６８】
但し、上式（１５）中の、δはノイズ分散値、Ｉは単位行列である。
【０１６９】
なお、上式（１１）に示したように、チャネル行列Ｈ（＝ＵＤＶH）が各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列（例えば、ＵＤ）であると判定される場合には、受信機は、ＳＶＤに基づくビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断することができる。既に述べたように、ＳＶＤに基づくビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信の組み合わせは相性がよくない（図５〜図７を参照のこと）。したがって、受信機は、ビーム・フォーミング送信パケットを受信するときには、最良の受信特性を示すＭＬＤ受信を行なわず、ＺＦやＭＭＳＥといった回路規模の小さな線形領域等化アルゴリズムに従った受信方式に切り換えることで、低消費電力化を図ることができる。
【０１７０】
受信機は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化する。そして、正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、この計算結果が所定の閾値よりも小さければ、チャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定することができる。以下では、簡単のため、２×２のアンテナ・コンフィギュレーションの場合を例にとって、判定手順について説明する。
【０１７１】
ビーム・フォーミング送信されたパケットのチャネル行列Ｈを、下式（１６）とする。
【０１７２】
【数１６】
【０１７３】
上式（１６）より、チャネル行列の要素を分解して、まず固有値を下式（１７）のように推定する。
【０１７４】
【数１７】
【０１７５】
上式（１７）の結果を用いて、下式（１８）に示すように、チャネル行列Ｈを推定対角行列Ｄ´で正規化する。
【０１７６】
【数１８】
【０１７７】
正規化されたＨ´は、ユニタリ行列となる。
【０１７８】
【数１９】
【０１７９】
上式（１９）の結果βは、必ず０になる。実際には、ノイズや上式（１７）の推定誤差も含まれるので、その分のマージンを設けて閾値を設け、ビーム・フォーミング送信された信号か否かを判断する。
【産業上の利用可能性】
【０１８０】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【０１８１】
本明細書では、主にＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅをベースとしたＭｏｂｉｌｅ ＷｉＭａｘ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ）、移動体向けの高速無線通信規格であるＩＥＥＥ８０２．２０、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯を使用する高速無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格であるＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯の無線伝送を利用して非圧縮のＨＤ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）映像を伝送可能とするＷｉｒｅｌｅｓｓ ＨＤ、第４世代（４Ｇ）携帯電話など、ＭＩＭＯ通信方式を採用するさまざまな無線通信システムに対して、同様に本発明を適用することができる。
【０１８２】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１８３】
【図１】図１は、ＭＩＭＯ送信機の構成例を示した図である
【図２】図２は、ＭＩＭＯ受信機の構成例を示した図である。
【図３】図３は、同期回路２２４の内部構成例を示した図である。
【図４】図４は、ノイズ推定部３０４の内部構成例を示した図である。
【図５】図５は、送受信間のアンテナ・コンフィギュレーションが２×２４の場合において、各送受信方式についてのＳＮ環境に応じたＰＥＲ特性のシミュレーション結果を示した図である。
【図６】図６は、送受信間のアンテナ・コンフィギュレーションが３×３の場合において、各送受信方式についてのＳＮ環境に応じたＰＥＲ特性のシミュレーション結果を示した図である。
【図７】図７は、送受信間のアンテナ・コンフィギュレーションが４×４の場合において、各送受信方式についてのＳＮ環境に応じたＰＥＲ特性のシミュレーション結果を示した図である。
【図８】図８は、ＴＲＱフレーム交換手順を利用して送受信方式を切り換えるための処理手順を示したフローチャートである。
【図９】図９は、ＭＲＱフレーム交換手順を利用して送受信方式を切り換えるための処理手順を示したフローチャートである。
【図１０】図１０は、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示した図である。
【図１１】図１１は、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示した図である。
【図１２】図１２は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するレガシー・モードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。
【図１３】図１３は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するＭＭモードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。
【図１４】図１４は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するＧＦモードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。
【図１５】図１５は、ＨＴ−ＳＩＧフィールドのデータ構造を示した図である。
【符号の説明】
【０１８４】
１…ＣＰＵ
２…ＲＯＭ
３…ＲＡＭ
４…ローカル・バス
５…ブリッジ
６…入出力バス
７…入出力インターフェース
８…キーボード
９…ポインティング・デバイス（マウス）
１０…ディスプレイ
１１…ＨＤＤ
１２…通信部
１００…データ発生器
１０２…スクランブラ
１０４…符号化器
１０６…データ振り分け部
１０８…パンクチャ
１１０…インタリーバ
１１１…セレクタ
１１２…マッパー
１１４…空間多重部
１１４ａ…ビーム生成用送信重み行列計算部
１１４ｂ…送信重み行列計算部
１１６…高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）
１１８…ガード挿入部
１２０…デジタル・フィルタ
１２２…ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）
１２４…ＲＦ部
２００…データ取得部
２０２…デスクランブラ
２０４…復号器
２０６…データ合成部
２０８…デパンクチャ
２１０…デインタリーバ
２１２…デマッパー
２１４…チャネル等化回路
２１６…空間分離部
２１６ａ…チャネル行列推定部
２１６ｂ…アンテナ重み行列演算部
２１６ｃ…アンテナ重み行列乗算部
２１８…キャリブレーション処理部
２２０…高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２２２…ガード除去部
２２４…同期回路
２２６…デジタル・フィルタ
２２８…ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
２３０…ＲＦ部
３０１…パケット発見部
３０２…タイミング検出部
３０３…周波数オフセット推定部
３０４…ノイズ推定部
３０５…制御部
３０６…バッファ
３０７…発振器
４０１…周波数補正部
４０３…遅延回路
４０５…差分器
４０７、４０９…２乗器
４１１…ＳＮ推定部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、それぞれ１以上のアンテナを持つ送信機と受信機が対となって空間多重（ＭＩＭＯ）通信方式により伝送容量を拡大したデータ通信を行なう無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、送信機及び受信機がそれぞれ線形領域又は非線形領域の波形等化アルゴリズムを用いて送受信処理を行なって最良のリンク特性を達成する無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１やＩＥＥＥ８０２．１５を挙げることができる。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。
【０００３】
また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線ＬＡＮ規格が求められている。無線通信の高速化を実現する技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めており、ＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎ（ＴＧｎ）ではＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信方式を採用している。
【０００４】
ＭＩＭＯとは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現する通信方式である。送信側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。これに対し、受信側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得ることができる。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。また、空間多重を利用するので、周波数利用効率はよい。ＭＩＭＯはチャネル特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。
【０００５】
ＭＩＭＯ通信では、送信機側で複数の送信ブランチからの送信ストリームを空間多重するための送信重み行列や、受信機側で空間多重信号を元の複数のストリームに空間分離するための受信重み行列を、チャネル行列Ｈを利用してそれぞれ計算する。チャネル行列Ｈは、送受信アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列である。ここで言うチャネル情報は、位相と振幅を成分に持つ伝達関数である。通常、送受信機の間でチャネル行列を励起するための既知リファレンス・シンボルからなるトレーニング系列を含んだフレーム交換シーケンスを実施することで、チャネル行列を推定することができる。
【０００６】
ＭＩＭＯ通信システムの中で、最良のリンク特性を実現できる方式の１つとして、ＳＶＤ−ＭＩＭＯが知られている。同方式は、チャネル行列ＨをＵＤＶHに特異値分解（ＳＶＤ：Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）することで（すなわち、Ｈ＝ＵＤＶH）、送信ビーム・フォーミング行列Ｖを得るものである。
【０００７】
一方、ビームフォームされた空間多重信号を受信する受信側で、チャネル行列Ｈから受信重み行列を求める比較的簡単なアルゴリズムとして、完全にクロストークを取り除く論理に基づいてチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ-1を単純に受信重み行列に用いるＺｅｒｏ Ｆｏｒｃｅ（ＺＦ：ゼロ化規範）や、信号電力と２乗エラー（クロストーク電力と雑音電力の和）の比すなわちＳＮＲを最大化する論理に基づいてチャネル行列Ｈから受信重み行列Ｗを算出するＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）受信方式が挙げられる。ＭＭＳＥは、受信機の雑音電力の概念を導入し、クロストークを意図的に発生させて受信重み行列Ｗを求めるアルゴリズムであり、雑音が大きい環境下では、Ｚｅｒｏ ＦｏｒｃｅよりもＭＭＳＥの方が優れていることが知られている。
【０００８】
また、空間多重された受信信号を空間分離する他のアルゴリズムとして、考え得るすべての送信信号系列パターンとのマッチングにより最尤の送信系列を推定するＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を挙げることもできる。ＭＬＤは、受信方式が最も高いパフォーマンスを示す受信方式であることが知られているが、演算規模が大きく実装が困難であるという問題がある。
【０００９】
例えば、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信方式にＭＬＤ受信方式を組み合わせて、ＳＶＤとＭＬＤそれぞれの演算量を低減しつつ、ＳＶＤ本来の受信特性を改善する無線通信システムについて提案がなされている（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【００１０】
ＳＶＤにより得られる行列Ｖをビーム・フォーミング係数として用いることで、送受信間でクロストークのない完全な直交チャネルを作り出すことができる。この際、線形領域推定方式であれば受信方式は特に問われない。
【００１１】
ところが、送信機の送信アンテナ本数と送信ビーム・フォーミングにより形成される送信ストリーム本数が等しい場合で、複数のストリーム間で等しい変調方式を割り当てた場合には、通信条件（チャネル行列Ｈの状態）次第では、非線形領域の推定方式であるＭＬＤ受信方式の本来の特性改善効果を期待できなくなってしまうということが、本発明者らの検証により判明した。
【００１２】
【特許文献１】特開２００７−１１０２０３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、それぞれ１以上のアンテナを持つ送信機と受信機が対となってＭＩＭＯ通信方式により伝送容量を拡大したデータ通信を行なうことができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
【００１４】
本発明のさらなる目的は、送信機及び受信機がそれぞれ線形領域又は非線形領域の波形等化アルゴリズムを用いて送受信処理を行なって最良のリンク特性を達成することができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
【００１５】
本発明のさらなる目的は、送信機及び受信機がそれぞれチャネル行列Ｈの状態に応じた波形等化アルゴリズムを用いて送受信処理を行なって最良のリンク特性を達成することができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本願は、上記課題を参酌してなされたものであり、請求項１に記載の発明は、それぞれ１以上のアンテナを備える送信機及び受信機からなる無線通信システムであって、
前記送信機と前記受信機間のチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段と、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記送信機における送信方式及び前記受信機における受信方式を切り換える方式制御手段と、
を具備することを特徴とする無線通信システムである。
【００１７】
但し、ここで言う「システム」とは、複数の装置（又は特定の機能を実現する機能モジュール）が論理的に集合した物のことを言い、各装置や機能モジュールが単一の筐体内にあるか否かは特に問わない。
【００１８】
また、本願の請求項２に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間で推定されるチャネル行列の行列式又は固有値のランク数を算出して、通信可能なストリーム本数並びに変調方式を判定し、前記方式制御手段は、前記チャネル状態判定手段による判定結果以内のストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用するとともに前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するが、前記チャネル状態判定手段による判定結果を超えたストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するように構成されている。
【００１９】
また、本願の請求項３に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間のチャネル行列のランク数とＳＮＲを判定する。そして、前記方式制御手段は、チャネル行列のランク数が高く２以上のストリームを通すことが可能なときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用するとともに、前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するが、チャネル行列のランク数が低下し２以上のストリームを通すことが困難であるが２以上のストリームのＳＮＲが高いときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００２０】
また、本願の請求項４に記載の発明では、送信アンテナＭ本に対してＭ本のストリームを送信する際には、前記方式制御手段は、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００２１】
また、本願の請求項５に記載の発明では、前記受信機は、非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、前記送信機からのチャネル行列を励起させるためのトレーニング系列を含んだＳｏｕｎｄｉｎｇパケットの送信要求に対し、Ｓｏｕｎｄｉｎｇを無効化したレスポンス・パケットを返信するようになっている。
【００２２】
また、本願の請求項６に記載の発明では、前記受信機は、非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、前記送信機からのチャネル行列を励起させるためのトレーニング系列を含んだＳｏｕｎｄｉｎｇパケットの送信要求に対し、Ｓｏｕｎｄｉｎｇを無効化したレスポンス・パケットを返信するようになっている。
【００２３】
また、本願の請求項７に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間のチャネルのＳＮＲとチャネル行列の固有値に従った線形の評価関数と、ＳＮＲの単独の評価と、及び非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件か否かを検査する評価関数に基づいて、前記送信機が線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用すべきか否かを判定するようになっている。
【００２４】
また、本願の請求項８に記載の発明において、前記の非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であると判定されることである。そして、前記方式制御手段は、該判定結果に応じて、前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００２５】
また、本願の請求項９に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定するようになっている。
【００２６】
また、本願の請求項１０に記載の発明では、前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じてメトリックの距離を算出し、該メトリックの距離が設定閾値よりも小さければ、前記送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断するようになっている。
【００２７】
また、本願の請求項１１に記載の発明は、前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じて非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式のメトリックを算出し、得られた各々のメトリック間の距離が所定の閾値を下回るときには、前記送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断するようになっている。
【００２８】
また、本願の請求項１２に記載の発明では、前記受信機は、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断したときは、線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００２９】
また、本願の請求項１３に記載の発明では、前記受信機は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断するようになっている。
【００３０】
また、本願の請求項１４に記載の発明では、前記受信機は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定するようになっている。
【００３１】
また、本願の請求項１５に記載の発明は、
１以上のアンテナと、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段と、
パケットの送受信処理を行なう通信手段と、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信手段における送受信方式を切り換える方式制御手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。
【００３２】
また、本願の請求項１６に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間で推定されるチャネル行列の行列式又は固有値のランク数を算出して、通信可能なストリーム本数並びに変調方式を判定する。そして、前記方式制御手段は、前記チャネル状態判定手段による判定結果以内のストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式又は受信方式を適用し、前記チャネル状態判定手段による判定結果を超えたストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめ、又は前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００３３】
また、本願の請求項１７に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間のチャネル行列のランク数とＳＮＲを判定する。そして、前記方式制御手段は、チャネル行列のランク数が高く２以上のストリームを通すことが可能なときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式又は受信方式を適用し、チャネル行列のランク数が低下し２以上のストリームを通すことが困難であるが２以上のストリームのＳＮＲが高いときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめ、又は非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００３４】
また、本願の請求項１８に記載の無線通信装置は、Ｍ本の送信アンテナを備え、前記方式制御手段は、Ｍ本のストリームを送信する際には、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるようになっている。
【００３５】
また、本願の請求項１９に記載の無銭通信装置では、前記方式制御手段は、Ｍ本の送信アンテナを持つ通信相手からＭ本のストリームで送信されたパケットを受信するときには、非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００３６】
また、本願の請求項２０に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間のチャネルのＳＮＲとチャネル行列の固有値に従った線形の評価関数と、ＳＮＲの単独の評価と、及び非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件か否かを検査する評価関数に基づいて、前記通信相手が線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用すべきか否かを判定するようになっている。
【００３７】
また、本願の請求項２１に記載の発明において、前記の非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であると判定されることである。そして、前記方式制御手段は、該判定結果に応じて線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００３８】
また、本願の請求項２２に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定するようになっている。
【００３９】
また、本願の請求項２３に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じてメトリックの距離を算出し、該メトリックの距離が設定閾値よりも小さければ、前記通信相手がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断するようになっている。
【００４０】
また、本願の請求項２４に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じて非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式のメトリックを算出し、得られた各々のメトリック間の距離が所定の閾値を下回るときには、前記通信相手がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断するようになっている。
【００４１】
また、本願の請求項２５に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段がビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断したときは、前記方式制御手段は、線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するようになっている。
【００４２】
また、本願の請求項２６に記載の無線通信装置では、前記チャネル状態判定手段は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断するようになっている。
【００４３】
また、本願の請求項２７に記載の無線通信装置は、前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定するようになっている。
【００４４】
また、本願の請求項２８に記載の発明は、１以上のアンテナを用いた無線通信方法であって、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定ステップと、
パケットの送受信処理を行なう通信ステップと、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信ステップにおける送受信方式を切り換える方式制御ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法である。
【００４５】
また、本願の請求項２９に記載の発明は、１以上のアンテナを用いた無線通信処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段、
パケットの送受信処理を行なう通信手段、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信手段における送受信方式を切り換える方式制御手段、
として機能させるためのコンピューター・プログラムである。
【００４６】
本願の請求項２９に係るコンピューター・プログラムは、コンピューター上で所定の処理を実現するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムを定義したものである。換言すれば、本願の請求項２９に係るコンピューター・プログラムをコンピューターにインストールすることによって、コンピューター上では協働的作用が発揮され、本願の請求項１５に係る無線通信装置と同様の作用効果を得ることができる。
【発明の効果】
【００４７】
本発明によれば、送信機及び受信機がそれぞれ線形領域又は非線形領域の波形等化アルゴリズムを用いて送受信処理を行なって最良のリンク特性を達成することができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラを提供することができる。
【００４８】
また、本発明によれば、送信機及び受信機がそれぞれチャネル行列Ｈの状態に応じた波形等化アルゴリズムに切り換えて送受信処理を行なって、最良のリンク特性を達成することができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
【００４９】
ＳＶＤ−ＭＩＭＯやＭＭＳＥ受信などの線形領域の波形等化技術では、チャネル行列Ｈのランク数以上のストリーム本数を通すことはできない。これに対し、ＭＬＤ受信などの非線形領域の波形等化技術によれば、ストリームのＳＮＲが充分に高ければ、チャネル行列Ｈの状態に依らず、チャネル行列Ｈの行列式や固有値のランク数が示す本数以上のストリームを通すことができる可能性があるという優位な点がある。本願の請求項１、２、３、４、１５、１６、１７、１８、１９、２８、２９のそれぞれに記載の発明によれば、線形並びに非線形領域それぞれの波形等化アルゴリズムの利得を最大限に発揮できるように送受信方式を制御することで、最良のリンク特性を確保することができる。
【００５０】
また、本願の請求項５に記載の発明によれば、受信機は、ＭＬＤなどの非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、送信機からのトレーニング信号のフィードバック要求に対してＳｏｕｎｄｉｎｇパケットを返さず、送信機におけるビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることができる。これによって、送信機側におけるＳＶＤ−ＭＩＭＯによるＡＢＦと受信機側におけるＭＬＤ受信の組み合わせが回避され、リンク特性の劣化を防ぐことができる。
【００５１】
また、本願の請求項６に記載の発明によれば、受信機は、ＭＬＤなどの非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、送信機からのリンク・アダプテーション要求に対してＳｏｕｎｄｉｎｇパケットを返さず、送信機におけるビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることによって、リンク特性の劣化を防ぐことができる。
【００５２】
また、本願の請求項７、８、２０、２１のそれぞれに記載の発明によれば、受信機は、ビーム・フォーミング送信されたパケットを受信するときには、最良の受信特性を示すＭＬＤ受信を行なわず、ＺＦやＭＭＳＥといった回路規模の小さな線形領域等化アルゴリズムに従った受信方式に切り換えることで、低消費電力化を図ることができる。
【００５３】
また、本願の請求項９、２２のそれぞれに記載の発明によれば、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かによってチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定することができる。
【００５４】
また、本願の請求項１０、２３のそれぞれに記載の発明によれば、ビーム・フォーミング送信を行なうことが適当でないときには複数の送信パターンに対するメトリックが近接するという性質を利用して、送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきか否かを検査することができる。
【００５５】
また、本願の請求項１１、２４のそれぞれに記載の発明によれば、検査用のコンスタレーション・パターンについてＭＬＤ受信を行なって得られる各メトリック間の距離に基づいて、ＭＬＤを解き難い状態でないかどうかを判断し、送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきか否かを検査することができることができる。
【００５６】
また、本願の請求項１２、２５のそれぞれに記載の発明によれば、受信機は、ＳＶＤに基づくビーム・フォーミング送信信号を受信するときは、最良の受信特性を示すＭＬＤ受信を行なわず、ＺＦやＭＭＳＥといった回路規模の小さな線形領域等化アルゴリズムに従った受信方式に切り換えることで、低消費電力化を図ることができる。
【００５７】
また、本願の請求項１３、１４、２６、２７のそれぞれに記載の発明によれば、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断することができる。
【００５８】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５９】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００６０】
図１０には、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示している。
【００６１】
ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）１は、オペレーティング・システム（ＯＳ）が提供するプログラム実行環境下で、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）２やハード・ディスク・ドライブ（ＨＤＤ）１１に格納されているプログラムを実行する。例えば、後述する受信パケットの同期処理又はその一部の処理をＣＰＵ１が所定のプログラムを実行するという形態で実現することもできる。
【００６２】
ＲＯＭ２は、ＰＯＳＴ（Ｐｏｗｅｒ Ｏｎ Ｓｅｌｆ Ｔｅｓｔ）やＢＩＯＳ（Ｂａｓｉｃ Ｉｎｐｕｔ Ｏｕｔｐｕｔ Ｓｙｓｔｅｍ）などのプログラム・コードを恒久的に格納する。ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）３は、ＲＯＭ２やＨＤＤ１１に格納されているプログラムをＣＰＵ１が実行する際にロードしたり、実行中のプログラムの作業データを一時的に保持したりするために使用される。これらはＣＰＵ１のローカル・ピンに直結されたローカル・バス４により相互に接続されている。
【００６３】
ローカル・バス４は、ブリッジ５を介して、ＰＣＩ（Ｐｅｒｉｐｈｅｒａｌ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ）バスなどの入出力バス６に接続されている。
【００６４】
キーボード８と、マウスなどのポインティング・デバイス９は、ユーザにより操作される入力デバイスである。ディスプレイ１０は、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）又はＣＲＴ（Ｃａｔｈｏｄｅ Ｒａｙ Ｔｕｂｅ）などから成り、各種情報をテキストやイメージで表示する。
【００６５】
ＨＤＤ１１は、記録メディアとしてのハード・ディスクを内蔵したドライブ・ユニットであり、ハード・ディスクを駆動する。ハード・ディスクには、オペレーティング・システムや各種アプリケーションなどＣＰＵ１が実行するプログラムをインストールしたり、データ・ファイルなどを保存したりするために使用される。
【００６６】
通信部１２は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎに従う無線通信インターフェースであり、インフラストラクチャ・モード下でアクセスポイント若しくは端末局として動作し、あるいはアドホック・モード下で動作し、通信範囲内に存在するその他の通信端末との通信を実行する。
【００６７】
本実施形態では、通信部１２は、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現するＭＩＭＯ通信方式を採用している。送信ブランチ側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。一方、受信ブランチ側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得る。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。
【００６８】
図１１には、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示している。図示のシステムは、例えば２ストリームの２×２構成であり、ＭＩＭＯ送信機には、２本のアンテナ、すなわち送信アンテナ０と送信アンテナ１を備え、一方のＭＩＭＯ受信機も２本の受信アンテナ０と受信アンテナ１を備えている。ここで、送信アンテナ０と受信アンテナ０の伝搬路を伝搬路ａ、送信アンテナ１と受信アンテナ０の伝搬路を伝搬路ｂ、送信アンテナ０と受信アンテナ１の伝搬路を伝搬路ｃ、送信アンテナ１と受信アンテナ１の伝搬路を伝搬路ｄとする。そして、送信機は、送信アンテナ０に対して送信データ系列ｘ0を送信アンテナ１に対して送信データ系列ｘ1をそれぞれ割り当て、受信機は、受信アンテナ１において受信データ系列ｙ0を受信し、受信アンテナ１において受信データ系列ｙ1をそれぞれ受信したものとする。この場合の伝搬路状態は、以下の式（１）のように表現することができる。但し、ｙ、Ｈ、ｘ、ｎはそれぞれ受信信号、チャネル行列、送信信号、雑音成分である。
【００６９】
【数１】
【００７０】
図１１では送受信アンテナがともに２本の場合を示したが、アンテナ本数が２本以上であれば、同様にしてＭＩＭＯ通信システムを構築することができる。送信側アンテナ本数がＭで受信側アンテナ本数がＮのときは、チャネル行列はＮ×Ｍ（行×列）の行列となる。通常、送受信機間でチャネル行列を励起する既知トレーニング系列を交換し、実際に受信された信号と既知系列との差分によって伝達関数の推定を行ない、送受アンテナ組み合わせ分の経路の伝達を行列形式に並べることでチャネル行列Ｈを構成することができる。そして、推定されたチャネル行列に基づいて、送信機側で複数の送信ブランチからの送信ストリームを空間多重するための送信重み行列や、受信機側で空間多重信号を元の複数のストリームに空間分離するための受信重み行列を得ることができる。理想的には、送受信アンテナのうち少ない方の数（ＭＩＮ［Ｍ，Ｎ］）だけの送信ストリームが形成される。
【００７１】
例えば、チャネル行列ＨをＳＶＤ（特異値分解：前述）若しくはその他の行列分解手法を用いて、送信時に各送信アンテナに重みを与えてビーム・フォーミングを行なうための送信ビーム・フォーミング行列Ｖを得ることができる（前述）。チャネル行列Ｈの特異値分解は下式（２）のように表現される。
【００７２】
【数２】
【００７３】
上式（２）に示すように、チャネル行列Ｈを特異値分解すると、チャネル行列Ｈに含まれる１次独立な列ベクトルの総数すなわちチャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ：階数）に相当する個数ｍの固有値λiが得られる（但し、ｉは０〜ｍの整数）。ＵはＨＨHの正規化された固有値λiを並べた左特異行列であり、（送信ビーム・フォーミング行列として用いられる）ＶはＨHＨの正規化された固有値λiを並べた右特異行列であり、ＤはＨＨH又はＨHＨの固有値λiの平方根を対角要素として持つ対角行列である。ＵとＶはユニタリ行列であり、その複素共役転置行列が互いの逆行列となっている。なお、固有値の利得は、順序付けが行なわれ、第１の固有値λ1が最大、第ｍの固有値λmが最小の利得を有する。チャネル行列Ｈのランクｍが下落すると、伝送ストリーム数が減少し、伝送効率にとって致命的となる。
【００７４】
また、受信信号を空間分離するための受信重み行列をチャネル行列Ｈから求めるさらにアルゴリズムとして、信号電力と２乗エラー（クロストーク電力と雑音電力の和）の比すなわちＳＮＲを最大化する論理に基づいてチャネル行列Ｈから受信重み行列Ｗを算出するＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）受信方式が挙げられる。ＭＭＳＥは、受信機の雑音電力の概念を導入し、クロストークを意図的に発生させて受信重み行列Ｗを求めるアルゴリズムであり、雑音が大きい環境下で優れていることが知られている。
【００７５】
空間多重された受信信号を空間分離する他のアルゴリズムとして、考え得るすべての送信信号系列パターンとのマッチングにより最尤の送信系列を推定するＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を挙げることもできる。ＭＬＤは、受信方式が最も高いパフォーマンスを示す受信方式であることが知られているが、演算規模が大きく実装が困難であるという問題がある。
【００７６】
上記のＳＶＤやＭＭＳＥは線形領域における波形等化アルゴリズムに分類され、ＭＬＤは非線形領域における波形等化アルゴリズムに分類される。
【００７７】
図１及び図２には、ＭＩＭＯ通信を行なう通信部１２の送信機及び受信機の構成例をそれぞれ示している。
【００７８】
図１に示す送信機のアンテナ本数（若しくは、送信ブランチ数）はＭであり、このＭは例えばＩＥＥＥ仕様準拠であれば最大４本である。以下では、送信ビーム・フォーミングを行なう場合を例にとって、送信機の構成について説明する。
【００７９】
データ発生器１００から供給される送信データは、スクランブラ１０２においてスクランブルが掛けられる。次いで、符号化器１０４で誤り訂正符号化を施される。スクランブル及び符号化方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義に従う。そして、符号化信号はデータ振り分け器１０６に入力され、各送信ストリームに振り分けられる。
【００８０】
各送信ストリームでは、ストリーム毎に与えられたデータレートに従って、送信信号をパンクチャ１０８によりパンクチャし、インタリーバ１１０によりインタリーブし、マッパー１１２により、ｉｎ位相（Ｉ）と直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：Ｑ）からなるＩＱ信号空間にマッピングして複素ベースバンド信号となる。また、セレクタ１１１は、インタリーブされた空間ストリーム毎の送信信号に、適当なタイミングでトレーニング系列を挿入して、マッパー１１２に供給する。インタリーブ方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義を拡張し、複数ストリーム間で同一のインタリーブにならないようになっている。また、マッピング方式もＩＥＥＥ８０２．１１ａに従い、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを適用する。
【００８１】
空間多重部１１４内では、ビーム形成用送信重み行列計算部１１４ａは、例えば、チャネル行列ＨからＳＶＤなどの行列分解手法によって送信ビーム・フォーミング行列Ｖを組み立てる。あるいは、通信相手からフィードバックされるチャネル情報から送信ビーム・フォーミング行列Ｖを組み立てることもできる（周知）。そして、送信重み行列乗算部１１４ｂが各送信ストリームを要素とする送信ベクトルにこの送信重み行列Ｖを乗算して、送信信号にビーム形成を施す。
【００８２】
送信重み行列乗算部１１４ｂがチャネル行列Ｈに基づいて適応的な送信ビーム・フォーミングを行なう以外に、固定的なビーム・フォーミングを行なう方法も挙げられる。以下では、前者をＡＢＦ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）、後者をＳＥ（Ｓｐａｔｉａｌ Ｅｘｐａｎｓｉｏｎ）とも呼ぶことにする。固定ビーム・フォーミングの一例として、送信ブランチ間で送信タイミングに時間差を設けるＣｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ（ＣＤＤ）を挙げることができる。ＣＤＤには、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されないようにするなどの効果がある。ＡＢＦ並びにＳＥのいずれも、線形領域における波形等化アルゴリズムに従った送信方式である。本実施形態では、送信重み行列乗算部１１４ｂは、チャネル行列の検査結果に従って、線形領域は系統化アルゴリズムに従った送信方式の適用を取りやめることがあるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００８３】
なお、本実施形態では、チャネル行列Ｈの状態に応じて、送信重み行列乗算部１１４ｂでＡＢＦ又はＳＥのうちいずれかのビーム・フォーミングを行い、あるいは重み付けを行なわない場合もあるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００８４】
高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）１１６では、周波数領域に並んだ各サブキャリアを時間軸信号に変換し、さらにガード挿入部１１８でガード・インターバルを付加する。そして、デジタル・フィルタ１２０にて帯域制限した後、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）１２２にてアナログ信号に変換する。ＲＦ部１２４では、アナログＬＰＦにより所望帯域以外の信号成分を除去し、所望のＲＦ周波数帯へ中心周波数をアップコンバートし、さらに電力増幅によって信号振幅を増幅させる。ＲＦ帯となった送信信号は、各送信アンテナから空間に放出される。
【００８５】
また、図２に示す受信機のアンテナ本数（若しくは、受信ブランチ数）はＮであり、このＮは例えばＩＥＥＥ仕様準拠であれば最大４本である。以下で説明する受信機は、ＡＢＦ又はＳＥによりビーム・フォーミングされた送信パケット、あるいは重み付けされない送信パケットを受信するものとする。
【００８６】
チャネルを通して受信機の各受信ブランチに届いたデータは、それぞれの受信アンテナ・ブランチにおいて、まずＲＦ部２３０でアナログ処理が施される。そして、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）２２８によりアナログ受信信号をデジタル信号に変換した後、デジタル・フィルタ２２６に入力し、続いて、同期回路２２４にて、パケット発見、タイミング検出、周波数オフセット補正、ノイズ推定などの処理が行なわれる。
【００８７】
図３には、同期回路２２４の内部構成例を示している。それぞれのブランチの受信信号はバッファ３０６に蓄積されつつ、パケット発見部３０１がパケット先頭のプリアンブル信号を探索する。パケット発見部３０１がパケットを発見すると、タイミング検出部３０２、周波数オフセット推定部３０３、及び、ノイズ推定部３０４は、プリアンブル信号の後続の区間を用いて、同期タイミング、周波数オフセット、ノイズの各推定処理をそれぞれ行なう。制御部３０５は、パケット受信中において、タイミング検出部３０３による検出タイミングを基にバッファ３０６から受信データ・サンプルを読み出し、周波数オフセット推定部３０３による周波数オフセット推定値を基に発振器３０７に補正をかけて出力する。
【００８８】
また、図４には、ノイズ推定部３０４の内部構成例を示している。各受信ブランチの受信信号を周波数補正部４０１で周波数オフセットを補正した上、既知パターンの繰り返しからなるトレーニング系列のうちノイズ推定に使用される部分（後述）で、遅延回路４０３はこの繰り返し周期分の遅延信号を生成し、差分器４０５で繰り返し周期間の差分をとってノイズ成分を抽出し、さらに２乗器４０９で差分の２乗値を求める。他方の２乗器４０７では信号の２乗値を算出し、ＳＮ推定部４１１ではこれら２乗値の比を基にＳＮＲを推定する。
【００８９】
図２に戻って、ＭＩＭＯ受信機の構成について続けて説明する。ガード除去部２２２では、データ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去する。そして、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２２０により時間軸信号が周波数軸信号となる。続くキャリブレーション処理部２１８では、各受信ブランチの受信信号に対し、送受信ブランチ間の位相並びに振幅のインバランスを補正するためのキャリブレーション係数がそれぞれ乗算され、受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランス補正をデジタル部において実現する。
【００９０】
空間分離部２１６内では、空間多重された受信信号の空間分離処理を行なう。具体的には、チャネル行列推定部２１６ａは、各受信ブランチで受信した、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列から推定チャネル行列Ｈを組み立てる。逆方向のチャネル行列として送信機側のビーム形成用送信重み行列計算部１１４ａに渡されることもある。また、アンテナ受信重み行列演算部２１６ｂは、チャネル行列推定部２１６ａで得られたチャネル行列Ｈを基にアンテナ受信重み行列Ｗを計算する。そして、アンテナ受信重み行列乗算部２１６ｂは、各受信ストリームを要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Ｗとの行列乗算を行なうことで空間多重信号の空間復号を行ない、ストリーム毎に独立した信号系列を得る。
【００９１】
なお、本実施形態では、チャネル行列推定部２１６ａで推定されたチャネル行列Ｈの状態や、さらには推定ＳＮＲの検査を行なう。また、アンテナ受信重み行列演算部２１６ｂは、チャネル行列の検査結果に従って、線形領域波形等化アルゴリズムであるＭＭＳＥ受信方式、あるいは非線形領域波形等化アルゴリズムであるＭＬＤ受信方式のいずれかを、チャネル行列Ｈの状態に応じて切り換えて適用する。これらの点の詳細については後述に譲る。
【００９２】
チャネル等化回路２１４は、ストリーム毎の信号系列に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。そして、デマッパー２１２はＩＱ信号空間上の受信信号をデマップし、デインタリーバ２１０はデインタリーブし、デパンクチャ２０８は所定のデータレートでデパンクチャする。
【００９３】
データ合成部２０６は、複数の受信ストリームを１本のストリームに合成する。このデータ合成処理は送信側で行なうデータ振り分けと全く逆の動作を行なうものである。そして、復号器２０４にて誤り訂正復号した後、デスクランブラ２０２によりデスクランブルし、データ取得部２００は受信データを取得する。
【００９４】
続いて、通信システムにおいて用いられるパケット・フォーマットについて説明する。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＰＨＹ層は、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとは変調方式や符号化方式などの伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）が全く相違する高スループット（Ｈｉｇｈ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ：ＨＴ）伝送モード（以下では、「ＨＴモード」とも呼ぶ）を持つとともに、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと同じパケット・フォーマット及び同じ周波数領域でデータ伝送を行なう動作モード（以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ）も備えている。また、ＨＴモードは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠する従来端末（以下では、「レガシー端末」とも呼ぶ）との互換性を持つ“Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（ＭＭ）”と呼ばれる動作モードと、レガシー端末との互換性を全く持たない“Ｇｒｅｅｎ Ｆｉｅｌｄ（ＧＦ）”と呼ばれる動作モードに分けられる。
【００９５】
図１２〜図１４には、レガシー・モード、ＭＭ、ＧＦの各動作モードにおけるパケット・フォーマットをそれぞれ示している。但し、各図において１ＯＦＤＭシンボルは４マイクロ秒であるとする。
【００９６】
図１２に示すレガシー・モード下のパケット（以下、「レガシー・パケット」とも呼ぶ）はＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと全く同じフォーマットである。レガシー・パケットのヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとして、パケット発見用の既知ＯＦＤＭシンボルからなるＬ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、同期獲得並びに等化用の既知トレーニング・シンボルからなるＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、伝送レートやデータ長などを記載したＬ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＩＧＮＡＬ Ｆｉｅｌｄ）で構成され、これに続いてペイロード（Ｄａｔａ）が送信される。
【００９７】
また、図１３に示すパケット（以下、「ＭＭパケット」とも呼ぶ）のヘッダ部は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとまったく同じフォーマットからなるレガシー・プリアンブルと、これに続くＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマット（以下では、「ＨＴフォーマット」とも呼ぶ）からなるプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）及びデータ部で構成される。ＭＭパケットは、レガシー・パケットにおけるＰＨＹペイロードに相当する部分がＨＴフォーマットで構成されており、このＨＴフォーマット内は、再帰的にＨＴプリアンブルとＰＨＹペイロードで構成されると捉えることもできる。
【００９８】
ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳやペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、ＭＩＭＯシステムにおけるＡＧＣ（自動利得制御）を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、受信機側で空間変調（マッピング）された入力信号毎にチャネル推定を行なうためのトレーニング・シンボルからなる。
【００９９】
なお、２本以上の伝送ブランチを使用するＭＩＭＯ通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。このため、送信機側では、各送信アンテナからＨＴ−ＬＴＦを時分割で送信するようになっている。したがって、空間ストリーム数に応じて１以上のＨＴ−ＬＴＦフィールドが付加されることになる。
【０１００】
ＭＭパケット中のレガシー・プリアンブルは、レガシー・パケットのプリアンブルと全く同じフォーマットであるとともに、レガシー端末がデコード可能な伝送方式で伝送される。これに対し、ＨＴプリアンブル以降のＨＴフォーマット部分はレガシー端末が対応していない伝送方式で伝送される。レガシー端末は、ＭＭパケットのレガシー・プリアンブル中のＬ−ＳＩＧをデコードして、自局宛てでないことと、データ長情報などを読み取り、適切な長さのＮＡＶ（Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ Ｖｅｃｔｏｒ）すなわち送信待機期間を設定して、衝突を回避することができる。この結果、ＭＭパケットはレガシー端末との互換性を実現することができる。
【０１０１】
また、図１４に示すパケット（以下、「ＧＦパケット」とも呼ぶ）は、ＨＴフォーマット部分のみで構成される。ＧＦパケットのプリアンブルは、パケット発見用のＬ−ＳＴＦフィールド、チャネル推定用のＨＴ−ＬＴＦフィールド、ＨＴフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載されたＨＴ−ＳＩＧフィールド、並びに２ｎｄ ＨＴ−ＬＴＦフィールドからなる。ＭＩＭＯ通信では、空間ストリーム毎にチャネル推定してチャネル行列を取得する必要があるから、２ｎｄ ＨＴ−ＬＴＦフィールドでは送信アンテナ本数分のＨＴ−ＬＴＦが時分割で送信される（同上）。
【０１０２】
図１５には、ＨＴ−ＳＩＧフィールドのデータ構造を示している。図示のように、ＨＴ−ＳＩＧは２ＯＦＤＭシンボルで構成され、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳ（後述）やペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる各種の制御情報が記載される。ＭＭパケットとＧＦパケットのいずれであっても、ＨＴ−ＳＩＧフィールドにおける記載内容は同じである。また、ＭＭパケットとＧＦパケットのいずれであっても、ＨＴ−ＳＩＧフィールドを含むプリアンブル部分は、レガシー・プリアンブル並びにＨＴプリアンブルともに、符号化率１／２のＢＰＳＫ変調を適用するように取り決められている。このような低いデータレートを用いるのは、パケット受信に必要な処理や情報通知を確実に実現するためでもある。
【０１０３】
続いて、チャネル行列の状態に応じた送受信方式の適応制御について説明する。
【０１０４】
ＭＩＭＯ通信システムの中で、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式は、あらかじめ取得したチャネル行列Ｈを特異値分解して得られる右特異行列Ｖを用いて送信ビーム・フォーミングすることで、送受信間で完全な直交チャネルを作り出し、最良のリンク特性を実現することができる。この場合、送信ビーム・フォーミングされた空間多重信号を受信する受信機側では、線形領域推定方式であれば受信方式は特に問わない。
【０１０５】
ところが、送信機の送信アンテナ本数と送信ビーム・フォーミングにより形成される送信ストリーム本数が等しい場合で、複数のストリーム間で等しい変調方式を割り当てた場合には、通信条件（チャネル行列Ｈの状態）次第では、非線形領域の推定方式であるＭＬＤ受信方式の本来の特性改善効果を期待できなくなってしまい、ビーム・フォーミング送信パケットに対してＭＬＤ受信でもＭＭＳＥ受信でも特性が同等になってしまうということが、本発明者らの検証により判明した。
【０１０６】
ここで、送信側ではＡＢＦ又はＳＥによりビーム・フォーミング送信する場合と、ビーム・フォーミング無しで送信する場合が考えられ、また、受信側での受信方式としてＭＭＳＥとＭＬＤが考えられる。
【０１０７】
図５〜図７には、送受信間のアンテナ・コンフィギュレーションが２×２、３×３、４×４のそれぞれの場合において、各送受信方式についてのＳＮ環境に応じたＰＥＲ（Ｐａｃｋｅｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：パケット・エラー率）特性のシミュレーション結果を示している。各図のシミュレーション・モデルは以下の通りである。
【０１０８】
【数３】
【０１０９】
なお、ＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）は、変調方式、符号化方式、及び、空間チャネル本数を決める値であり、ＭＣＳ１２並びに１５の内容は下表の通りである。
【０１１０】
【表１】
【０１１１】
図５から、２×２のアンテナ・コンフィギュレーションでは、いずれの変調及び符号化方式（ＭＣＳ）においても、ビーム・フォーミング送信（ＡＢＦ）よりもＭＬＤ受信の方の特性がよいことと、ビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信を組み合わせると、ＭＬＤ受信のみを行なう場合よりもかえって特性が劣化することが分かる。
【０１１２】
また、図６から、３×３のアンテナ・コンフィギュレーションでは、いずれの変調及び符号化方式（ＭＣＳ）においても、ビーム・フォーミング送信（ＡＢＦ）の方がＭＬＤ受信よりも特性がよいことと、ビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信を組み合わせても特性は向上しないことが分かる。
【０１１３】
また、図７から、４×４のアンテナ・コンフィギュレーションでは、いずれの変調及び符号化方式（ＭＣＳ）においても、ビーム・フォーミング送信（ＡＢＦ）の方がＭＬＤ受信よりも特性がよいことと、ビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信を組み合わせると、ＭＬＤ受信しない場合よりも特性は劣化することが分かる。
【０１１４】
また、図５〜図７から、２×２のアンテナ・コンフィギュレーションの場合にシミュレーション結果において、ＭＬＤ特性がビーム・フォーミング送信の利得を上回っていることが分かる。なお、ビーム・フォーミング送信（ＡＢＦ）にＭＬＤ受信を組み合わせても、特性は向上しないか又はむしろ特性が劣化する。
【０１１５】
各アンテナ・コンフィギュレーションにおいて、実測に従ったＭＩＭＯチャネル・モデルの素性は、下式（４）〜（６）に示す通りである。
【０１１６】
【数４】
【０１１７】
【数５】
【０１１８】
【数６】
【０１１９】
２×２チャネル・モデルでは、λ1とλ2間では１０ｄＢ以上の差がつく。また、３×３チャネル・モデルでは、λ1並びにλ2とλ3間では１０ｄＢ以上の差がつく。また、４×４チャネル・モデルでは、λ1並びにλ2とλ3並びにλ4間では３０〜４０ｄＢ以上の差がつく。
【０１２０】
このことから、実際には、チャネル行列Ｈの状態（言い換えれば、対角行列Ｄの対角要素である固有値λiで表される通信ストリームの品質）に応じて、ストリーム毎に不当となる変調方式を採用することになる。このため、同じレートのＰＥＲ（Ｐａｃｋｅｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：パケット誤り率）特性ではＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式によるＡＢＦがＭＬＤ特性に劣ることはない。
【０１２１】
しかしながら、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎの２ストリーム構成では、ＭＣＳ１２（２０ＭＨｚで１０４Ｍｂｐｓ）より高いレートの不等変調は存在しないため（最高でも２０ＭＨｚで９７．５Ｍｂｐｓ）、ＭＣＳ１２以上が通ってしまう環境では、ピークレートで、ＭＬＤ特性はＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式に勝る。高い利得のストリームに６４ＱＡＭ以上の変調方式を採用するのが困難であることが、実装上のボトルネックである。
【０１２２】
図５〜図７に示した結果から、本発明者らは、以下の結論を導き出した。すなわち、
【０１２３】
（１）送信アンテナ本数（Ｍ）と送信ストリーム数（ＭＩＮ（Ｍ，Ｎ）以下）が等しいときには、ＭＬＤ受信の特性はマージンを期待できず、ビーム・フォーミング送信とＭＭＳＥ受信を組み合わせた場合（ＡＢＦ＋ＭＭＳＥ）とほぼ等しい特性となる。
【０１２４】
（２）送信アンテナ本数を最大送信ストリーム本数よりも１本でもおくなるアンテナ・コンフィギュレーションであれば、いかなる変調方式の組み合わせでも、ＭＬＤ受信本来の特性を維持することができる。また、ビーム・フォーミング送信とＭＭＳＥ受信を組み合わせた場合（ＡＢＦ＋ＭＭＳＥ）の特性は、常にＭＬＤ受信特性に対するマージンを維持することができ、共存繁栄できる環境であると言える。
【０１２５】
ビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信を組み合わせたときの（ＡＢＦ＋ＭＬＤ）、ビーム・フォーミング送信（すなわち、ＳＶＭ−ＭＩＭＯ）の効果はせいぜい１ｄＢ程度にとどまる。場合によっては、ビーム・フォーミング送信とＭＭＳＥ受信を組み合わせた方がＭＬＤ受信よりも特性がはるかに良好となる（ＡＢＦ＋ＭＭＳＥ≫ＭＬＤ）。
【０１２６】
したがって、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、チャネル行列Ｈの状態に応じて送受信方式を適応的に切り換えることで、最良のリンク特性を実現することができると言える。
【０１２７】
ＳＶＤやＭＭＳＥなどの線形領域波形等価アルゴリズムの観点からみると、チャネル行列（Ｈ＝ＵＤＶH）のランクが下がり、２本以上のストリームを通すには厳しいチャネルではあるが、２本以上のストリームのＳＮＲが高い環境であると判断された場合には、送信機側では、ＡＢＦ（すなわち、チャネル行列Ｈを特異値分解して得られる係数行列Ｖを用いたビーム・フォーミング送信）を取りやめて、ＳＥ（すなわち、Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙなどの固定ビーム・フォーミング）又は重み付けせずに送信する。そして、受信機側では、非線形領域波形等価アルゴリズムに従ったＭＬＤ受信方式を行なう。このように、チャネル行列の状態に応じた送受信方式を適用することで、ピークレートを向上させることが期待される。
【０１２８】
あるいは、送信アンテナＭ本に対して、Ｍ本のストリームを送信する場合には、送信機側では、ＳＶＤ分解に基づいたビーム・フォーミング送信を取りやめ、ＳＥ（すなわち、Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙなどの固定ビーム・フォーミング）又は重み付けせずに送信する。そして、受信機側では、非線形領域波形等価アルゴリズムに従ったＭＬＤ受信方式を適用することで、ピークレートを向上させるが期待される。
【０１２９】
ここで、送信機と受信機の間で送受信方式の切り替えを通知するために、既存のフレーム交換手順を利用する方法が挙げられる。
【０１３０】
その一例は、送受信機間でチャネル行列に関する情報をフィードバックするフレーム交換手順である。送信機は、チャネル行列を組み立てるために、チャネル行列を励起させるためのトレーニング系列を含んだＳｏｕｎｄｉｎｇパケットの送信を受信機に要求するＴＲＱ（Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）手順が取り決められている。ここで、受信機は、非線形領域波形等化アルゴリズムに従ったＭＬＤ受信方式を用いる場合には、ヘッダ部であるＨＴ−ＳＩＧ内のＳｏｕｎｄｉｎｇフラグ（図１５を参照のこと）を無効（ＮｏｎＶａｌｉｄ）にしたレスポンス・パケットを送信することで、Ｓｏｕｎｄｉｎｇパケットを返さず、送信機におけるビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることができる。これによって、送信機側におけるＳＶＤ−ＭＩＭＯによるＡＢＦと受信機側におけるＭＬＤ受信の組み合わせが回避され、リンク特性の劣化を防ぐことができる。
【０１３１】
図８には、ＴＲＱフレーム交換手順を利用して送受信方式を切り換えるための処理手順をフローチャートの形式で示している。
【０１３２】
受信機は、送信機からＴＲＱパケットを受信すると、現在ＭＬＤ受信を行なっているか否かをチェックする（ステップＳ１）。
【０１３３】
ここで、受信機がＭＬＤ受信を行なっていなければ（ステップＳ１のＮｏ）、Ｓｏｕｎｄｉｎｇパケットを送信機に返信する（ステップＳ２）。この結果、送信機側ではチャネル行列Ｈを得ることができ、これを特異値分解して得られる係数行列Ｖを用いて以降のパケットをビーム・フォーミング送信することができる。
【０１３４】
他方、受信機がＭＬＤ受信を行なっているときには（ステップＳ１のＹｅｓ）、ＨＴ−ＳＩＧ内のＳｏｕｎｄｉｎｇフラグを無効（ＮｏｎＶａｌｉｄ）にしたレスポンス・パケットを送信する（ステップＳ３）。この場合、送信機にはＳｏｕｎｄｉｎｇパケットが届かないことから、受信機は送信機側でのビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることができる。
【０１３５】
また、他の例として、送受信機間でリンク・アダプテーションを行なうためのフレーム交換手順を挙げることができる。このフレーム交換手順として、以下の２つの方法が規定されている。
【０１３６】
・単一の送信機会（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ：ＴＸＯＰ）内で、Ｒｅｓｐｏｎｄｅｒに相当する通信局からＩｎｉｔｉａｔｏｒとなる通信局に対し、推奨すべき伝送方式ＭＣＳを含んだリンク・アダプテーション・フィードバック（ＭＣＳ Ｆｅｅｄｂａｃｋ：ＭＦＢ）を行なう方法。
・通信相手から伝送方式ＭＣＳの送信要求（ＭＣＳ Ｒｅｑｕｅｓｔ：ＭＲＱ）を含んだパケットを受け取ったことに応じて、次の送信機会ＴＸＯＰでリンク・アダプテーション・フィードバックＭＦＢを返信する方法。
【０１３７】
いずれのリンク・アダプテーション方法においても、受信機は、アンテナ本数がＭ本の送信機からＲｅｃｏｍｍｅｎｄｅｄ ＭＣＳとしてストリーム本数Ｍを指定したＭＲＱを受信したときには、ＨＴ−ＳＩＧ内のｓｏｕｎｄｉｎｇフラグを無効（ＮｏｎＶａｌｉｄ）にしたレスポンス・パケットを送信することで、Ｓｏｕｎｄｉｎｇパケットを返さず、送信機におけるビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させて、リンク特性の劣化を防ぐことができる。
【０１３８】
図９には、ＭＲＱフレーム交換手順を利用して送受信方式を切り換えるための処理手順をフローチャートの形式で示している。
【０１３９】
受信機は、送信機からＭＲＱパケットを受信すると、当該パケットの送信元のアンテナ本数と、Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄｅｄ ＭＣＳの内容を確認し、アンテナ本数がＭ本の送信機からストリーム本数Ｍを指定したＭＲＱであるか否かをチェックする（ステップＳ１１）。
【０１４０】
ここで、アンテナ本数Ｍの送信機がストリーム本数Ｍの指定したリンク・アダプテーションを要求していない（送信アンテナ本数未満となるストリーム本数が指定されている）場合には（ステップＳ１１のＮｏ）、受信機はＭＦＢを送信機に返信する（ステップＳ１２）。この結果、送信機と受信機の間では、ストリーム本数Ｍでリンク・アダプテーションが実現する。
【０１４１】
他方、アンテナ本数Ｍの送信機がストリーム本数Ｍの指定したリンク・アダプテーションを要求しているときには（ステップＳ１１のＹｅｓ）、ＨＴ−ＳＩＧ内のＳｏｕｎｄｉｎｇフラグを無効（ＮｏｎＶａｌｉｄ）にしたレスポンス・パケットを送信する（ステップＳ１３）。この場合、受信機は、送信機側でのビーム・フォーミング送信を意図的に禁止させることができる。
【０１４２】
なお、本発明の要旨は、送受信方式の通知に利用するフレーム交換手順は上記の２種類にのみ限定されるものではない。通信システムに適用される通信プロトコルに応じて、手順を適宜変更が可能であることを理解されたい。
【０１４３】
また、いずれのフレーム交換手順でＭＩＭＯ通信システムの送受信方式を切り換えるにせよ、送信側でビーム・フォーミング送信を行なうべきか否かの判定条件として、チャネル行列Ｈの状態をどのように検査するかが重要である。
【０１４４】
ＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式やＭＭＳＥ受信方式は、線形領域の波形等化技術であると言える。よって、チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ-1の行列式（Ｄｅｔｅｒｍｉｎａｎｔ）や固有値λiのランク数によって、選択可能な最大のストリーム本数や変調方式を決定することができる。
【０１４５】
一方、ＭＬＤ受信方式は、非線形領域の波形等化技術である。送信信号ｘをチャネル行列Ｈからなるチャネルを伝搬したときの受信信号ｙは、上式（１）に示した通り、ｙ＝Ｈｘ＋ｎとなる（但し、ｎは雑音信号）。ＭＬＤ受信機は、受信信号ｙに対して複数の送信信号候補ｘkを用いてレプリカを生成し、そのユークリッド距離｜ｙ−Ｈ・ｘk｜2を最小とする信号候補を出力する。したがって、ＭＬＤ受信方式のメトリック計算は下式（７）で表される。
【０１４６】
【数７】
【０１４７】
ここで、ＭＬＤ受信の特性が良くなるかどうかを、実際の例を用いて考察してみる。例えば、下式（８）に示すチャネル行列Ｈの状態下において、ＢＰＳＫ変調で２ストリームを送信するとする。このチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ-1で見ると、行列式は０．０２６６であり、送受信機間で２本のストリームを通すことが難しいチャネル環境である。
【０１４８】
【数８】
【０１４９】
ＭＬＤ、すなわち、考え得るすべての送信信号系列パターンとチャネル行列Ｈとの組み合わせは、下式（９）の通りとなる。同式では、すべての推定ベクトル間で開きが大きいから、最尤の送信ベクトルを見つけ易い。
【０１５０】
【数９】
【０１５１】
ＳＶＤ−ＭＩＭＯやＭＭＳＥ受信などの線形領域の波形等化技術では、チャネル行列Ｈのランク数以上のストリーム本数を通すことはできない。これに対し、ＭＬＤ受信などの非線形領域の波形等化技術によれば、ストリームのＳＮＲが充分に高ければ、チャネル行列Ｈの状態に依らず、チャネル行列Ｈの行列式や固有値のランク数が示す本数以上のストリームを通すことができる可能性があるという優位な点があることが、上式（９）から分かる。
【０１５２】
チャネル毎の推定ＳＮＲ1、ＳＮＲ2と固有値λ1、λ2に従うチャネル行列をリンクさせるような際、下式（１０）に示すγのような線形の評価関数が考えられる。なお、推定ＳＮＲは、同期回路２２４内のノイズ推定部３０４で得ることができる（前述）。
【０１５３】
【数１０】
【０１５４】
本実施形態では、上式（１０）に示すγから得られる線形の評価関数に加え、推定ＳＮＲ単独の評価と、ＭＬＤ受信が不得手とする条件に該当するか否かを検査する評価関数にかけて、送信機側で送信ビーム・フォーミングを行なうべきか否かを判断する。ＭＬＤ受信が不得手とする条件とは、チャネル行列Ｈ（＝ＵＤＶH）が各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列（例えば、ＵＤ）であると判定される場合であり、例えば、下式（１１）のように表される。第２の固有値λ2が非常に小さいと、２ストリームを通す環境として相応しくないと表現することもできる。
【０１５５】
【数１１】
【０１５６】
なお、チャネル行列Ｈがユニタリ行列であるか否かを判定するための手順については、後述に譲る。
【０１５７】
以下では、送信機側で送信ビーム・フォーミングを行なうべきか否かを適切に判断するための、チャネル行列の状態の検査方法を２つほど提案する。
【０１５８】
ここで、上式（８）及び（９）に示したＭＩＭＯチャネルＨにＢＰＳＫ変調方式を適用した２本のビーム・フォーミング送信を実際に行なった場合のメトリック値の計算例を挙げておく。このチャネル行列Ｈを特異値で見ると、下式（１２）に示す通りとなる。
【０１５９】
【数１２】
【０１６０】
そして、メトリック値の計算例は下式（１３）に示す通りである。
【０１６１】
【数１３】
【０１６２】
上記の計算例では、送信信号候補（１，１）と（１，−１）の各々に対する推定ベクトルの開きが小さく、また、送信信号候補（−１，１）と（−１，−１）の各々に対する推定ベクトルの開きが小さいことから分かる。すなわち、推定ベクトルの開きがとても小さい組み合わせが存在すると、最尤ベクトルを非常に見つけ難い状態となる。
【０１６３】
１つ目のチャネル行列の状態の検査方法では、上式（１２）〜（１３）で採り上げた、ビーム・フォーミング送信を用いると複数の送信パターンに対するメトリックが近接するという特徴を用いるものである。具体的には、ＢＰＳＫやＱＰＳＫなどの幾つかのコンスタレーション・パターンを検査用に備えておき、チャネル行列Ｈを使って、ＭＬＤの予行を行なう。例えば、ＢＰＳＫ変調方式の２本のストリームを送信したと仮定して、Ｓa＝（ｓ０，ｓ１）＝（１，１）とＳb（ｓ０´，ｓ１´）＝（−１，１）を、次式（１４）を用いて得られるメトリック間距離χを算出する。
【０１６４】
【数１４】
【０１６５】
上式（１２）〜（１３）に示した例を当て嵌めると、χ＝５．２９２５ｅ−００４隣、非常に小さな値となる。この値が実際にはノイズや推定誤差も含むので、その分のマージンをとって閾値を設ける。そして、メトリックの距離がこの閾値を下回る場合には、線形領域では解くことができないので、ビーム・フォーミング送信すべきではないと判定する。
【０１６６】
また、２つ目のチャネル行列の状態の検査方法では、検索パターンを簡略化したコンスタレーション・ポイントに対してそれぞれＭＬＤ受信を行なって、で得られた各々のメトリックがどの程度、離れているかを算出する。そして、ある距離以上に離れた個数を数え、下式（１５）に示す判定式にかける。このとき、その値が閾値λを超えていれば、メトリック間距離が判定を行なうのに十分に離れており、上式（１２）〜（１３）に示した例とは相違して、ＭＬＤを解き難い状態でない、ということを間接的に判別することができる。
【０１６７】
【数１５】
【０１６８】
但し、上式（１５）中の、δはノイズ分散値、Ｉは単位行列である。
【０１６９】
なお、上式（１１）に示したように、チャネル行列Ｈ（＝ＵＤＶH）が各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列（例えば、ＵＤ）であると判定される場合には、受信機は、ＳＶＤに基づくビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断することができる。既に述べたように、ＳＶＤに基づくビーム・フォーミング送信とＭＬＤ受信の組み合わせは相性がよくない（図５〜図７を参照のこと）。したがって、受信機は、ビーム・フォーミング送信パケットを受信するときには、最良の受信特性を示すＭＬＤ受信を行なわず、ＺＦやＭＭＳＥといった回路規模の小さな線形領域等化アルゴリズムに従った受信方式に切り換えることで、低消費電力化を図ることができる。
【０１７０】
受信機は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化する。そして、正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、この計算結果が所定の閾値よりも小さければ、チャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定することができる。以下では、簡単のため、２×２のアンテナ・コンフィギュレーションの場合を例にとって、判定手順について説明する。
【０１７１】
ビーム・フォーミング送信されたパケットのチャネル行列Ｈを、下式（１６）とする。
【０１７２】
【数１６】
【０１７３】
上式（１６）より、チャネル行列の要素を分解して、まず固有値を下式（１７）のように推定する。
【０１７４】
【数１７】
【０１７５】
上式（１７）の結果を用いて、下式（１８）に示すように、チャネル行列Ｈを推定対角行列Ｄ´で正規化する。
【０１７６】
【数１８】
【０１７７】
正規化されたＨ´は、ユニタリ行列となる。
【０１７８】
【数１９】
【０１７９】
上式（１９）の結果βは、必ず０になる。実際には、ノイズや上式（１７）の推定誤差も含まれるので、その分のマージンを設けて閾値を設け、ビーム・フォーミング送信された信号か否かを判断する。
【産業上の利用可能性】
【０１８０】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【０１８１】
本明細書では、主にＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅをベースとしたＭｏｂｉｌｅ ＷｉＭａｘ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ）、移動体向けの高速無線通信規格であるＩＥＥＥ８０２．２０、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯を使用する高速無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格であるＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯の無線伝送を利用して非圧縮のＨＤ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）映像を伝送可能とするＷｉｒｅｌｅｓｓ ＨＤ、第４世代（４Ｇ）携帯電話など、ＭＩＭＯ通信方式を採用するさまざまな無線通信システムに対して、同様に本発明を適用することができる。
【０１８２】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１８３】
【図１】図１は、ＭＩＭＯ送信機の構成例を示した図である
【図２】図２は、ＭＩＭＯ受信機の構成例を示した図である。
【図３】図３は、同期回路２２４の内部構成例を示した図である。
【図４】図４は、ノイズ推定部３０４の内部構成例を示した図である。
【図５】図５は、送受信間のアンテナ・コンフィギュレーションが２×２４の場合において、各送受信方式についてのＳＮ環境に応じたＰＥＲ特性のシミュレーション結果を示した図である。
【図６】図６は、送受信間のアンテナ・コンフィギュレーションが３×３の場合において、各送受信方式についてのＳＮ環境に応じたＰＥＲ特性のシミュレーション結果を示した図である。
【図７】図７は、送受信間のアンテナ・コンフィギュレーションが４×４の場合において、各送受信方式についてのＳＮ環境に応じたＰＥＲ特性のシミュレーション結果を示した図である。
【図８】図８は、ＴＲＱフレーム交換手順を利用して送受信方式を切り換えるための処理手順を示したフローチャートである。
【図９】図９は、ＭＲＱフレーム交換手順を利用して送受信方式を切り換えるための処理手順を示したフローチャートである。
【図１０】図１０は、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示した図である。
【図１１】図１１は、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示した図である。
【図１２】図１２は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するレガシー・モードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。
【図１３】図１３は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するＭＭモードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。
【図１４】図１４は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するＧＦモードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。
【図１５】図１５は、ＨＴ−ＳＩＧフィールドのデータ構造を示した図である。
【符号の説明】
【０１８４】
１…ＣＰＵ
２…ＲＯＭ
３…ＲＡＭ
４…ローカル・バス
５…ブリッジ
６…入出力バス
７…入出力インターフェース
８…キーボード
９…ポインティング・デバイス（マウス）
１０…ディスプレイ
１１…ＨＤＤ
１２…通信部
１００…データ発生器
１０２…スクランブラ
１０４…符号化器
１０６…データ振り分け部
１０８…パンクチャ
１１０…インタリーバ
１１１…セレクタ
１１２…マッパー
１１４…空間多重部
１１４ａ…ビーム生成用送信重み行列計算部
１１４ｂ…送信重み行列計算部
１１６…高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）
１１８…ガード挿入部
１２０…デジタル・フィルタ
１２２…ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）
１２４…ＲＦ部
２００…データ取得部
２０２…デスクランブラ
２０４…復号器
２０６…データ合成部
２０８…デパンクチャ
２１０…デインタリーバ
２１２…デマッパー
２１４…チャネル等化回路
２１６…空間分離部
２１６ａ…チャネル行列推定部
２１６ｂ…アンテナ重み行列演算部
２１６ｃ…アンテナ重み行列乗算部
２１８…キャリブレーション処理部
２２０…高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２２２…ガード除去部
２２４…同期回路
２２６…デジタル・フィルタ
２２８…ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
２３０…ＲＦ部
３０１…パケット発見部
３０２…タイミング検出部
３０３…周波数オフセット推定部
３０４…ノイズ推定部
３０５…制御部
３０６…バッファ
３０７…発振器
４０１…周波数補正部
４０３…遅延回路
４０５…差分器
４０７、４０９…２乗器
４１１…ＳＮ推定部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ１以上のアンテナを備える送信機及び受信機からなる無線通信システムであって、
前記送信機と前記受信機間のチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段と、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記送信機における送信方式及び前記受信機における受信方式を切り換える方式制御手段と、
を具備することを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間で推定されるチャネル行列の行列式又は固有値のランク数を算出して、通信可能なストリーム本数並びに変調方式を判定し、
前記方式制御手段は、前記チャネル状態判定手段による判定結果以内のストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用するとともに前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するが、前記チャネル状態判定手段による判定結果を超えたストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３】
前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間のチャネル行列のランク数とＳＮＲを判定し、
前記方式制御手段は、
チャネル行列のランク数が高く２以上のストリームを通すことが可能なときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用するとともに、前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用し、
チャネル行列のランク数が低下し２以上のストリームを通すことが困難であるが２以上のストリームのＳＮＲが高いときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項４】
送信アンテナＭ本に対してＭ本のストリームを送信する際には、前記方式制御手段は、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項５】
前記受信機は、非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、前記送信機からのチャネル行列を励起させるためのトレーニング系列を含んだＳｏｕｎｄｉｎｇパケットの送信要求に対し、Ｓｏｕｎｄｉｎｇを無効化したレスポンス・パケットを返信する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項６】
前記受信機は、アンテナ本数がＭ本の送信機からストリーム本数Ｍを指定したリンク・アダプテーション要求を受け取ったときには、Ｓｏｕｎｄｉｎｇを無効化したレスポンス・パケットを返信する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項７】
前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間のチャネルのＳＮＲとチャネル行列の固有値に従った線形の評価関数と、ＳＮＲの単独の評価と、及び非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件か否かを検査する評価関数に基づいて、前記送信機が線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用すべきか否かを判定する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項８】
前記の非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であると判定されることであり、
前記方式制御手段は、該判定結果に応じて、前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項７に記載の無線通信システム。
【請求項９】
前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定する、
ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信システム。
【請求項１０】
前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じてメトリックの距離を算出し、該メトリックの距離が設定閾値よりも小さければ、前記送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項１１】
前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じて非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式のメトリックを算出し、得られた各々のメトリック間の距離が所定の閾値を下回るときには、前記送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項１２】
前記受信機は、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断したときは、線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項１３】
前記受信機は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断する、
ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信システム。
【請求項１４】
前記受信機は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定する、
ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信システム。
【請求項１５】
１以上のアンテナと、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段と、
パケットの送受信処理を行なう通信手段と、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信手段における送受信方式を切り換える方式制御手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置。
【請求項１６】
前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間で推定されるチャネル行列の行列式又は固有値のランク数を算出して、通信可能なストリーム本数並びに変調方式を判定し、
前記方式制御手段は、前記チャネル状態判定手段による判定結果以内のストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式又は受信方式を適用し、前記チャネル状態判定手段による判定結果を超えたストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめ、又は前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１５に記載の無線通信装置。
【請求項１７】
前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間のチャネル行列のランク数とＳＮＲを判定し、
前記方式制御手段は、チャネル行列のランク数が高く２以上のストリームを通すことが可能なときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式又は受信方式を適用し、チャネル行列のランク数が低下し２以上のストリームを通すことが困難であるが２以上のストリームのＳＮＲが高いときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめ、又は非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項１８】
Ｍ本の送信アンテナを備え、
前記方式制御手段は、Ｍ本のストリームを送信する際には、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめる、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項１９】
前記方式制御手段は、Ｍ本の送信アンテナを持つ通信相手からＭ本のストリームで送信されたパケットを受信するときには、非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２０】
前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間のチャネルのＳＮＲとチャネル行列の固有値に従った線形の評価関数と、ＳＮＲの単独の評価と、及び非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件か否かを検査する評価関数に基づいて、前記通信相手が線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用すべきか否かを判定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２１】
前記の非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であると判定されることであり、
前記方式制御手段は、該判定結果に応じて線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項２０に記載の無線通信装置。
【請求項２２】
前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定する、
ことを特徴とする請求項２１に記載の無線通信装置。
【請求項２３】
前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じてメトリックの距離を算出し、該メトリックの距離が設定閾値よりも小さければ、前記通信相手がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２４】
前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じて非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式のメトリックを算出し、得られた各々のメトリック間の距離が所定の閾値を下回るときには、前記通信相手がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２５】
前記チャネル状態判定手段がビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断したときは、前記方式制御手段は、線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２６】
前記チャネル状態判定手段は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断する、
ことを特徴とする請求項２５に記載の無線通信装置。
【請求項２７】
前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定する、
ことを特徴とする請求項２６に記載の無線通信装置。
【請求項２８】
１以上のアンテナを用いた無線通信方法であって、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定ステップと、
パケットの送受信処理を行なう通信ステップと、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信ステップにおける送受信方式を切り換える方式制御ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法。
【請求項２９】
１以上のアンテナを用いた無線通信処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段、
パケットの送受信処理を行なう通信手段、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信手段における送受信方式を切り換える方式制御手段、
として機能させるためのコンピューター・プログラム。
【請求項１】
それぞれ１以上のアンテナを備える送信機及び受信機からなる無線通信システムであって、
前記送信機と前記受信機間のチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段と、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記送信機における送信方式及び前記受信機における受信方式を切り換える方式制御手段と、
を具備することを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間で推定されるチャネル行列の行列式又は固有値のランク数を算出して、通信可能なストリーム本数並びに変調方式を判定し、
前記方式制御手段は、前記チャネル状態判定手段による判定結果以内のストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用するとともに前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用するが、前記チャネル状態判定手段による判定結果を超えたストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３】
前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間のチャネル行列のランク数とＳＮＲを判定し、
前記方式制御手段は、
チャネル行列のランク数が高く２以上のストリームを通すことが可能なときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用するとともに、前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用し、
チャネル行列のランク数が低下し２以上のストリームを通すことが困難であるが２以上のストリームのＳＮＲが高いときには、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項４】
送信アンテナＭ本に対してＭ本のストリームを送信する際には、前記方式制御手段は、前記送信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめるとともに、前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項５】
前記受信機は、非線形領域波形等化アルゴリズムに従った受信方式を用いる場合には、前記送信機からのチャネル行列を励起させるためのトレーニング系列を含んだＳｏｕｎｄｉｎｇパケットの送信要求に対し、Ｓｏｕｎｄｉｎｇを無効化したレスポンス・パケットを返信する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項６】
前記受信機は、アンテナ本数がＭ本の送信機からストリーム本数Ｍを指定したリンク・アダプテーション要求を受け取ったときには、Ｓｏｕｎｄｉｎｇを無効化したレスポンス・パケットを返信する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項７】
前記チャネル状態判定手段は、前記送信機と前記受信機間のチャネルのＳＮＲとチャネル行列の固有値に従った線形の評価関数と、ＳＮＲの単独の評価と、及び非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件か否かを検査する評価関数に基づいて、前記送信機が線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用すべきか否かを判定する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項８】
前記の非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であると判定されることであり、
前記方式制御手段は、該判定結果に応じて、前記受信機において線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項７に記載の無線通信システム。
【請求項９】
前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定する、
ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信システム。
【請求項１０】
前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じてメトリックの距離を算出し、該メトリックの距離が設定閾値よりも小さければ、前記送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項１１】
前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じて非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式のメトリックを算出し、得られた各々のメトリック間の距離が所定の閾値を下回るときには、前記送信機がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項１２】
前記受信機は、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断したときは、線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
【請求項１３】
前記受信機は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断する、
ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信システム。
【請求項１４】
前記受信機は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定する、
ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信システム。
【請求項１５】
１以上のアンテナと、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段と、
パケットの送受信処理を行なう通信手段と、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信手段における送受信方式を切り換える方式制御手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置。
【請求項１６】
前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間で推定されるチャネル行列の行列式又は固有値のランク数を算出して、通信可能なストリーム本数並びに変調方式を判定し、
前記方式制御手段は、前記チャネル状態判定手段による判定結果以内のストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式又は受信方式を適用し、前記チャネル状態判定手段による判定結果を超えたストリーム本数又は変調方式で通信を行なうときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめ、又は前記受信機において非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１５に記載の無線通信装置。
【請求項１７】
前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間のチャネル行列のランク数とＳＮＲを判定し、
前記方式制御手段は、チャネル行列のランク数が高く２以上のストリームを通すことが可能なときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式又は受信方式を適用し、チャネル行列のランク数が低下し２以上のストリームを通すことが困難であるが２以上のストリームのＳＮＲが高いときには、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめ、又は非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項１８】
Ｍ本の送信アンテナを備え、
前記方式制御手段は、Ｍ本のストリームを送信する際には、線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式の適用を取りやめる、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項１９】
前記方式制御手段は、Ｍ本の送信アンテナを持つ通信相手からＭ本のストリームで送信されたパケットを受信するときには、非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２０】
前記チャネル状態判定手段は、前記通信相手との間のチャネルのＳＮＲとチャネル行列の固有値に従った線形の評価関数と、ＳＮＲの単独の評価と、及び非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件か否かを検査する評価関数に基づいて、前記通信相手が線形領域等化アルゴリズムに基づく送信方式を適用すべきか否かを判定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２１】
前記の非線形領域等化アルゴリズムに適していない条件は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であると判定されることであり、
前記方式制御手段は、該判定結果に応じて線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項２０に記載の無線通信装置。
【請求項２２】
前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定する、
ことを特徴とする請求項２１に記載の無線通信装置。
【請求項２３】
前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じてメトリックの距離を算出し、該メトリックの距離が設定閾値よりも小さければ、前記通信相手がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２４】
前記チャネル状態判定手段は、検査用の幾つかのコンスタレーション・パターンを備えておき、チャネル行列Ｈの取得に応じて非線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式のメトリックを算出し、得られた各々のメトリック間の距離が所定の閾値を下回るときには、前記通信相手がビーム・フォーミング送信を行なうべきでないと判断する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２５】
前記チャネル状態判定手段がビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断したときは、前記方式制御手段は、線形領域等化アルゴリズムに基づく受信方式を適用する、
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信装置。
【請求項２６】
前記チャネル状態判定手段は、チャネル行列Ｈが各受信アンテナ間に不当な電力利得が与えられたユニタリ行列であるときに、ビーム・フォーミング送信信号を受信していると判断する、
ことを特徴とする請求項２５に記載の無線通信装置。
【請求項２７】
前記チャネル状態判定手段は、ビーム・フォーミングされたパケットのチャネル行列Ｈから、送信アンテナからのチャネルの電力の総和をとって固有値を推定し、該推定された固有値でチャネル行列Ｈを正規化し、該正規化したチャネル行列Ｈ´のアンテナ毎の要素が直交しているか否かを計算し、該計算結果が所定の閾値よりも小さければチャネル行列Ｈがユニタリ行列であると判定する、
ことを特徴とする請求項２６に記載の無線通信装置。
【請求項２８】
１以上のアンテナを用いた無線通信方法であって、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定ステップと、
パケットの送受信処理を行なう通信ステップと、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信ステップにおける送受信方式を切り換える方式制御ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法。
【請求項２９】
１以上のアンテナを用いた無線通信処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
通信相手とのチャネルの状態を判定するチャネル状態判定手段、
パケットの送受信処理を行なう通信手段、
前記チャネル状態判定手段による判定結果に応じて、前記通信手段における送受信方式を切り換える方式制御手段、
として機能させるためのコンピューター・プログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１０−９３７０４（Ｐ２０１０−９３７０４Ａ）
【公開日】平成２２年４月２２日（２０１０．４．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２６３９６１（Ｐ２００８−２６３９６１）
【出願日】平成２０年１０月１０日（２００８．１０．１０）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年４月２２日（２０１０．４．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１０月１０日（２００８．１０．１０）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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