誘導電動機の制御装置
【課題】 インバータのデッドタイムによる影響を受けずに励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ2の変動を同定し、常に精度良く所望の出力トルクを得る。
【解決手段】 トルク指令値Ｔ*が所定値Ｔrf以下の場合に、トルク電流指令ｉ1q*とトルク電流ｉ1qとに基づき算出されるトルク電圧指令Ｇq・Δｉ1qに基づいて励磁インダクタンスＭを同定し、励磁電流指令ｉ1d*と励磁電流ｉ1dに基づき算出される励磁電圧指令Ｇd・Δｉ1dに基づいてデッドタイム補正値を同定する。またＧq・Δｉ1qに基づき、二次抵抗値ｒ2を同定する。これらの同定された励磁インダクタンスＭ、二次抵抗値ｒ2とを用いて誘導電動機のベクトル制御を行う。
【解決手段】 トルク指令値Ｔ*が所定値Ｔrf以下の場合に、トルク電流指令ｉ1q*とトルク電流ｉ1qとに基づき算出されるトルク電圧指令Ｇq・Δｉ1qに基づいて励磁インダクタンスＭを同定し、励磁電流指令ｉ1d*と励磁電流ｉ1dに基づき算出される励磁電圧指令Ｇd・Δｉ1dに基づいてデッドタイム補正値を同定する。またＧq・Δｉ1qに基づき、二次抵抗値ｒ2を同定する。これらの同定された励磁インダクタンスＭ、二次抵抗値ｒ2とを用いて誘導電動機のベクトル制御を行う。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は工作機械の主軸駆動などに利用され、誘導電動機の出力トルクを任意に制御する誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】工作機械の主軸駆動などの用途には、すべり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動機が多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル制御において、出力トルクを任意に制御するためには、モータの二次抵抗ｒ2、励磁インダクタンスＭおよびトルク電流ｉ1qに応じて正確なすべり周波数をモータに与える必要がある。しかしながら、二次抵抗ｒ2は、モータの温度変化等によって２倍程度に大きく変動する。また、励磁インダクタンスＭは、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度によって大きく変動する。しかしながら制御装置内においては、これら二次抵抗ｒ2、励磁インダクタンスＭの値は変動が考慮されていない。その結果、モータに与えられるすべり周波数が不正確となり、出力トルクを正確に制御することができない。この問題を解決するべく、本出願人等は既に特願平７−９２１６５号において、誘導電動機の励磁インダクタンスＭおよび二次抵抗ｒ2の値が正確に把握できない場合や、これらの値が変動する場合においても常に出力トルクを精度良く制御できる誘導電動機の制御装置を提案している。
【０００３】図４に特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置のシステム構成の一例を示す。この制御装置に対して外部からの入力指令として、トルク指令Ｔ*および磁束密度指令φ*が入力される。変換器１は、磁束密度指令φ*に応じて必要な励磁電流指令値ｉ1d*を発生する励磁電流指令発生器であり、磁束密度と励磁電流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭをパラメータとしている。従って、この変換器１では、Ｍの逆数を乗算することによって励磁電流指令値ｉ1d*が出力される。なお、図中においてｉ1d*はｉd*と略記されている。
【０００４】除算器２は、入力されたトルク指令Ｔ*を入力された磁束密度指令φ*で除算するものであり、誘導電動機の出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例することから、除算器２の出力がトルク電流指令値ｉ1q*として出力される。なお、図中においてｉ1q*はｉq*と略記されている。
【０００５】この特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置の動作を図６の誘導電動機の等価回路をもとに説明する。モータの一次電流Ｉ1,励磁電流Ｉo,一次電圧Ｅ1は磁束の回転周波数ωに同期して回転するｄｑ軸座標上の電流ｉ1d,ｉ1q,ｉod,ｉoq、電圧ｅ1d,ｅ1qを用いて次のように表される。
【０００６】
【数１】
Ｉ1＝ｉ1d・sinωｔ＋ｉ1q・cosωｔ ・・・（１）
【数２】
Ｉo＝ｉod・sinωｔ＋ｉoq・cosωｔ ・・・（２）
【数３】
Ｅ1＝ｅ1d・sinωｔ＋ｅ1q・cosωｔ ・・・（３）
このとき誘導電動機の一次回路について電圧方程式は次のように表される。
【数４】
ｅ1d＝(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1d−ωＬσ・ｉ1q ＋ｐＭ・ｉod−ωＭ・ｉoq ・・・（４）
【数５】
ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1q ＋ωＭ・ｉod＋ｐＭ・ｉoq ・・・（５）
ここでｐは微分演算子d／dt、ｒ1は一次巻線抵抗、Ｌσは漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスである。次に二次回路についても同様に電圧方程式は次のように表される。
【数６】
−ｒ2・ｉ1d＋(ｒ2＋ｐＭ)ｉod−ωs・Ｍ・ｉoq＝０ ・・・（６）
【数７】
−ｒ2・ｉ1q＋ωs・Ｍ・ｉod＋(ｒ2＋ｐＭ)ｉoq＝０ ・・・（７）
ここでｒ2は二次巻線抵抗、ωsはすべり周波数である。このωsはモータの回転角周波数ωmを用いて次のように表される。
【数８】
ωs＝ω−ωm ・・・（８）
磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、モータ内部の励磁電流ｉoは次のように表される。
【数９】
ｉo＝φ／Ｍ＝ｉod，ｉoq＝０ ・・・（９）
（９）式と（６）式よりｉoとｉ1dとの関係を求めると次式を得る。
【数１０】
ｉo／ｉ1d＝１／(１＋ｐＭ／ｒ2） ・・・（１０）
すなわち、励磁電流ｉoはｉ1dに対して一次遅れで応答し、その時定数はＭ／ｒ2である。この時定数は一般的な誘導電動機において数100msであり、ｉoの変化は十分に緩慢であると近似できる。一方、（９）式と（７）式より、次式を得る。
【数１１】
ωs＝ｒ2・ｉ1q／（Ｍ・ｉo） ・・・（１１）
これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、この式を満たすωsをモータに与えるとき、磁束方向がｄ軸に一致する。このときｉ1qが磁束に直交することからモータの発生トルクＴは、以下のようになる。
【数１２】
Ｔ＝φ・ｉ1q＝Ｍ・ｉo・ｉ1q ・・・（１２）
従って、ｉ1qを制御することによって任意にトルクを制御することができる。前記のようにｉoの変化は十分に緩慢であると近似するとき、（４），（５）式は次のように書き直すことができる。
【数１３】
ｅ1d＝(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1d−ωＬσ・ｉ1q ・・・（１３）
【数１４】
ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1q＋ωＭ・ｉo ・・・（１４）
これらの式より、ｉ1d,ｉ1qを任意に制御しようとするとき、モータに印加する電圧を次のように制御すればよい。
【数１５】
ｅ1d*＝Ｇd・Δｉ1d−ωＬσ・ｉ1q* ・・・（１５）
【数１６】
ｅ1q*＝ωＬσ・ｉ1d*＋Ｇq・Δｉ1q＋ωＭc・ｉo* ・・・（１６）
ここで添え字*は指令値であることを意味しており、またΔｉ1d,Δｉ1qは次式で表される電流誤差である。
【数１７】
Δｉ1d＝ｉ1d*−ｉ1d，Δｉ1q＝ｉ1q*−ｉ1q ・・・（１７）
Ｍcはコントローラ内で想定した励磁インダクタンスであり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものである。また、Ｇd,Ｇqは十分に大きなゲインであり、ｐｉ演算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１６）式は図４のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されており、その内部ブロック図は図５に表される。また、（１１）式を満たすように除算器７、乗算器から成る変換器８を通ってωsが出力される。（１２）式で表される出力トルクＴを正確に制御しようとするとき、実際の励磁インダクタンスＭがコントローラ内のＭcと等しいこと、および（１１）式のベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致していることが必要である。しかしながら先に述べたように、励磁インダクタンスおよび（１１）式中の二次抵抗ｒ2を正確に把握することは困難であり、その結果、出力トルク精度が悪化する。そこで特願平７−９２１６５号においては、まず励磁インダクタンスについて次式に基づいて同定を行なっている。
【数１８】
Ｇq・Δｉ1q＝ω(Ｍ−Ｍc)ｉo＝ ω・ΔＭ・ｉo ・・・（１８）
ここでΔＭはコントロ−ラ側で想定した励磁インダクタンスＭcと実際のモ−タ内部の真値Ｍとの間の設定誤差である。なお、（１８）式は次のように導出されている。モ−タが無負荷でｉ1q＝ｉ1q*＝０であるとすると、（１４），（１６）式は次のように変形できる。
【数１９】
ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋ωＭ・ｉo ・・・（１９）
【数２０】
ｅ1q*＝ωＬσ・ｉ1d*＋Ｇq・Δｉ1q＋ωＭc・ｉo* ・・・（２０）
電流制御系の働きにより、ｉ1d*＝ｉ1d，ｉo*＝ｉo，ｅ1q＝ｅ1q*として（１９），（２０）式の差より、（１８）式が導出される。上記のように、ｉ1q＝ｉ1q*＝０の状態において励磁インダクタンスの同定がおこなわれる。すなわち、ｉ1q＝ｉ1q*＝０の状態のとき図４のコンパレータ２２によってトルク指令Ｔ*が小さいことが検出され、無負荷状態の時のみ、スイッチ２３が閉となり増幅器２１によってＧq・Δｉ1qが増幅されて同定が行なわれる。この増幅器２１の出力は、磁束密度指令φ*の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁束密度ごとに積分して保持される。この積分値は励磁インダクタンスＭの設定誤差ΔＭであり、トルク指令が０でない場合においても、磁束密度指令φ*に応じて保持されている設定誤差ΔＭを取り出して、変換器１の係数１／Ｍを補償しているので、常に励磁インダクタンスＭの真値を用いて制御することが可能である。次に二次抵抗ｒ2については次式に基づいて同定が行なわれる。
【数２１】
Ｇq・Δｉ1q＝Δｒ2(ω／ωs)ｉ1q ・・・（２１）
ここでΔｒ2はコントロ−ラ側で想定した値ｒ2cと実際の値ｒ2との間の設定誤差である。この（２１）式は以下のように導出される。まず（１１）式を変形して（２２）式を得る。
【数２２】
ωＭ・ｉo＝(ω／ωs)ｒ2・ｉ1q ・・・（２２）
この（２２）式を（１４）式に代入することによって、実際にモ−タに発生するｑ軸電圧は次のように表すことができる。
【数２３】
ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1q＋(ω／ωs)ｒ2・ｉ1q ・・・（２３）
一方、コントローラの出力する電圧ｅ1q*は、（２２），（１６）式から次のように表すことができる。
【数２４】
ｅ1q*＝Ｇq・Δｉ1q＋ωＬσ・ｉ1d*＋ｒ1・ｉ1q*＋(ω／ωs)ｒ2c・ｉ1q* ・・・（２４）
電流制御系の働きにより、ｉ1d*＝ｉ1d，ｉ1q*＝ｉ1q，ｅ1q＝ｅ1q*として（２３），（２４）式の差を求めると、次式を得る。
【数２５】
ｅ1q−ｅ1q*＝ｐＬσ・ｉ1q−Ｇq・Δｉ1q ＋(ω／ωs)・(ｒ2−ｒ2c)・ｉ1q＝０ ・・・（２５）
【０００７】第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると（２１）式が、導き出される。すなわち（２１）式よりＧq・Δｉ1qは二次抵抗ｒ2の設定誤差Δｒ2を表しており、この誤差はＧq・Δｉ1qを用いて補正することが可能である。そこで、図４において、増幅器２５の出力すなわちＧq・Δｉ1qに同定ゲインＧrを乗算した出力に応じて変換器８の係数ｒ2を補償している。
【０００８】以上のように、特願平７−９２１６５号の発明では、制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ2について、実際のモータにおける真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に追従させているので、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ2の変動の影響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることができる。
【０００９】特願平７−９２１６５号の発明における他の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なっており、その内部構成を図５に示す。図中の減算器１１が励磁電流指令値ｉ1d*から励磁電流検出値ｉ1dを減算して励磁電流誤差Δｉ1dが出力され、増幅器１２はΔｉ1dを増幅してＧd・Δｉ1dが出力される。変換器１３、乗算器１４ではトルク電流指令値ｉ1q*と回転周波数ω、漏れインダクタンスＬσから（１５）式の第２項が算出され、これがＧd・Δｉ1dと加算されて、ｄ軸電圧指令ｅ1d*が出力される。
【００１０】同様に減算器１５はトルク電流指令値ｉ1q*からトルク電流検出値ｉ1qを減算して、トルク電流誤差Δｉ1qが求められ、これが増幅器１６で増幅されて（１６）式の第２項Ｇq・Δｉ1qが得られている。変換器１８は励磁電流指令ｉ1d*に漏れインダクタンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で回転周波数ωが乗算されることによって（１６）式の第１項ωＬσ・ｉ1d*が得られている。（１６）式の第３項ωＭc・ｉo*は、図５の図中においてはｅm*＝Ｍc・ｉo*と置き換えて乗算器１９によって出力されており、前記の第１項、第２項と加算されて、ｑ軸電圧指令ｅ1q*が出力される。なお、ｅm*は図４R>４の変換器１７によって磁束密度指令φ*に誘起電圧係数Ｋemを乗算することによって求められている。ｄｑ軸電圧指令算出部４の出力したｅ1d*，ｅ1q*は、図４の２相３相変換器３によって３相の交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*に変換され、インバータ２６に入力される。インバータ２６は直流電源２７をエネルギー源として、この３相の交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*に応じた電圧をモータ２８に印加することによって３相交流電流ｉu，ｉv，ｉwが流れる。この３相交流電流ｉu，ｉv，ｉwは電流検出器６a，６b，６cによって検出され、３相２相変換器９によって励磁電流検出値ｉ1dおよびトルク電流検出値ｉ1qに変換される。なお、２相３相変換器３と３相２相変換器９とが座標変換に使用する信号sinωｔ，cosωｔは、回転周波数ωを基に２相正弦波発生器１０によって出力される。このωは、位置検出器２９によって検出されたモータ２８の回転位置を微分器３０で微分することによって得た回転速度ωmに、すべり周波数ωsを加算することによって得られている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記特願平７−９２１６５号において、励磁インダクタンスおよび二次抵抗の同定に使用するｑ軸電流誤差アンプの出力Ｇq・Δｉ1qには、実際にはインバータのデッドタイムに起因する電圧誤差成分が含まれており、その結果、励磁インダクタンスおよび二次抵抗を正確に同定することができないという課題がある。ここで電流誤差アンプの出力にデッドタイムに起因する電圧誤差が発生する原理を以下に説明する。
【００１２】図７は一般的なインバータの入力電圧指令と出力電圧の関係を示すグラフである。このようにインバータの出力電圧は出力電流の極性に応じて、誤差Δｅを生じている。このΔｅは出力電流の極性および大きさによって変化する性質を持っている。次に図８は一般的なインバータにおける前記Δｅと出力電流との関係を示すものである。
【００１３】図９はモータの端子電圧と線電流波形、およびインバータ２６に入力される電圧指令の波形を代表例としてＵ相について示すものである。上記のようにインバータの出力電圧にはデッドタイムによる誤差成分が存在するが、電流制御系の働きによって、この誤差成分を補うような電圧指令ｅu*が自動的に発生し、図９中（ｃ）のような波形となるので、モータ線電流ｉuは図９中（ｂ）のように歪みのない正弦波となり、インバータの出力電圧、すなわちモータ端子電圧（図９の（ａ））も正弦波となる。このとき、ｄ軸、ｑ軸の電流誤差アンプ出力はそれぞれ（ｅ）（ｆ）のような波形を出力しており、Ｇq・Δｉ1qにも誤差成分が発生する。この結果、励磁インダクタンスおよび二次抵抗を正確に同定することができなくなり、精度良く所望の出力トルクを得ることができないという課題が発生する。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決するために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、インバータによって出力された三相交流電圧によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令を入力とし、当該二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機の実際の三相の１次電流をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換してフィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記三相電圧指令とデッドタイム補正値を入力とし、前記インバータに対して三相補正電圧指令を出力するデッドタイム補償手段と、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出し、当該励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電圧指令を算出する励磁電圧指令算出手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出し、当該トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電圧指令を算出するトルク電圧指令算出手段と、前記トルク電圧指令に基づきモータの二次抵抗の補正値を算出する二次抵抗補正値算出手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際のモータの角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記トルク指令が、予め定められたしきい値以下である場合にオンとなる第１および第２のスイッチと、前記第１のスイッチがオンの場合には前記トルク電圧指令に基づいて前記励磁インダクタンス補正値を算出し、また前記第１のスイッチがオフの場合には前記励磁インダクタンス補正値を保持する励磁インダクタンス補正値算出手段と、前記第２のスイッチがオンの場合には前記励磁電圧指令に基づいて前記デッドタイム補正値を算出し、また前記第２のスイッチがオフの場合には前記デッドタイム補正値を保持するデッドタイム補正値算出手段と、前記励磁電圧指令および前記トルク電圧指令と、前記角周波数指令とに基づいてモータに印加する前記三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段とを有することを特徴とする。
【００１５】
【作用】本発明による誘導電動機の制御装置によれば、インバータのデッドタイムに起因する出力電圧誤差を出力トルクの小さい状態（無負荷状態）において同定しており、これをインバータに対する電圧指令の補正値として補償している。さらに出力トルクの大きな状態においては、この補正値を保持して使用することによって、ｑ軸電流誤差アンプの出力Ｇq・Δｉ1qには常にデッドタイムの誤差成分を含まない電圧を出力することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は本発明に係る誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。図４に示す従来の誘導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。
【００１７】図１中のデッドタイム補償部３１は、２相３相変換器３の出力した３相交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*およびデッドタイム補正値ｅcを入力として三相補正電圧指令ｅu'*，ｅv'*，ｅw'*を出力する。その内部構成の一実施形態を図２に示す。図中の増幅器３４は各相の電流値を増幅しており、その出力をリミッタ３５によって波形整形することによって、リミッタ３５の出力は図８に示したように電流に対して非線形な信号となる。このリミッタ３５の出力をさらに乗算器３６でデッドタイム補正値ｅcと乗算することによって、各相の電圧指令値ｅu*，ｅv*，ｅw*に対して補正するべき３相の補正値が得られるので、これらを加算器３７において加算し、３相補正電圧指令ｅu'*，ｅv'*，ｅw'*を得ている。
【００１８】次に上記のデッドタイム補正値ｅcを算出する方法を説明する。図１においてコンパレータ２２はトルク指令値が所定のしきい値Ｔrfよりも小さい時に信号を出力し、スイッチ２３ａ、２３ｂをオンさせる。スイッチ２３ａについては図４の従来例において説明したとおり、無負荷時に励磁インダクタンスＭを同定している。スイッチ２３ｂは無負荷時において、増幅器３２の出力を積分器３３に接続しているが、増幅器３２の出力信号について図３を用いて説明する。
【００１９】図３はモータ端子電圧と線電流波形、およびインバータに入力される電圧指令の無負荷時の波形を示すものである。無負荷時においては（ｂ）の線電流ｉuは全てが励磁電流であり、すなわちｄ軸位相に等しい。またデッドタイムによる誤差電圧（ｄ）は線電流ｉu、つまりｄ軸位相と同位相であるので、デッドタイムによって電流誤差アンプに発生した誤差電圧成分は、ｄ軸成分については直流量として発生し、ｑ軸成分には平均値では０となり、発生しない。ここでｄ軸電流誤差アンプに発生した誤差電圧Ｇd・Δｉdの大きさは、デッドタイムによる誤差電圧に対して直接的に等しくなっているので、この値をそのままデッドタイム補正値ｅcとして使用することができる。なお、増幅器３２に設定する増幅率は積分器３３の積分時定数を調整するために可変して設定し、通常は数１００ｍｓ程度の時定数になるよう設定する。また有負荷状態においてスイッチ２３ａがオフした場合は積分器３３は無負荷状態において同定したデッドタイム補正値ｅcをそのまま保持して出力する。
【００２０】このようにして得られたデッドタイム補正値ｅcを用いて、図１のデッドタイム補償部３１において電圧指令値ｅu*，ｅv*，ｅw*に対して補正を行うと、補正後の３相補正電圧指令ｅu'*，ｅv'*，ｅw'*は、図９R>９および図３の（ｃ）の波形と等しくなる。このとき、電流誤差アンプの出力Ｇq・Δｉ1q、Ｇd・Δｉdにはもはや誤差電圧は含まれておらず、（１８）式（２１）式を用いて正確に励磁インダクタンスＭと二次抵抗ｒ2の同定が可能である。
【００２１】
【発明の効果】以上、説明したように本発明においてモータ内部の励磁電流およびトルク電流は、それぞれ独立にフィードバック制御されており、その制御に用いられる励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ2はｑ軸電流誤差アンプの出力に基づいて正確な値を同定して制御に用いることができる。さらにインバータのデッドタイムに起因する電圧誤差成分をｄ軸電流誤差アンプの出力に基づいて同定し、補償しているので、ｑ軸電流誤差アンプの出力にはデッドタイムによる誤差成分を含まず、常に正確に上記パラメータを同定することができる。その結果、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ2の変動の影響を受けず、常に精度良く所望の出力トルクを得ることができる。このため、従来は適用するモータにあわせて制御パラメータの調整が必要であったが、この調整を不要とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。
【図２】 デッドタイム補償部の内部構成の一実施形態のブロック図である。
【図３】 モータの端子電圧と線電流波形、およびインバータに入力される電圧指令の無負荷時の波形を示すものである。
【図４】 従来の誘導電動機の制御装置のブロック図の一例である。
【図５】 図４に示したｄｑ軸電圧指令算出部の内部ブロック図の一例である。
【図６】 誘導電動機の等価回路である。
【図７】 インバータの入力電圧指令と出力電圧の関係を示すグラフである。
【図８】 インバータにおけるデッドタイム誤差電圧Δｅと出力電流との関係を示すグラフである。
【図９】 モータの端子電圧と線電流波形、およびインバータに入力される電圧指令の波形を示すものである。
【符号の説明】
１ 変換器、２ 除算器、３ ２相３相変換器、４ ｄｑ軸電圧指令算出部、５ 一次進み補償回路、６ 電流検出器、７ 除算器、８ 変換器、９ ３相２相変換器、１０ ２相正弦波発生器、１１ 減算器、１２ 増幅器、１３ 変換器、１４ 乗算器、１５ 減算器、１６ 増幅器、１７ 変換器、１８ 変換器、１９ 乗算器、２０ 変換器、２１ 増幅器、２２ コンパレータ、２３ スイッチ、２４ データテーブル、２５ 増幅器、２６ インバータ、２７ 直流電源、２８ モータ、２９ 位置検出器、３０ 微分器、３１ デッドタイム補償部、３２ 増幅器、３３ 積分器、３４ 増幅器、３５ リミッタ、３６ 乗算器、３７ 加算器。
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は工作機械の主軸駆動などに利用され、誘導電動機の出力トルクを任意に制御する誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】工作機械の主軸駆動などの用途には、すべり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動機が多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル制御において、出力トルクを任意に制御するためには、モータの二次抵抗ｒ2、励磁インダクタンスＭおよびトルク電流ｉ1qに応じて正確なすべり周波数をモータに与える必要がある。しかしながら、二次抵抗ｒ2は、モータの温度変化等によって２倍程度に大きく変動する。また、励磁インダクタンスＭは、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度によって大きく変動する。しかしながら制御装置内においては、これら二次抵抗ｒ2、励磁インダクタンスＭの値は変動が考慮されていない。その結果、モータに与えられるすべり周波数が不正確となり、出力トルクを正確に制御することができない。この問題を解決するべく、本出願人等は既に特願平７−９２１６５号において、誘導電動機の励磁インダクタンスＭおよび二次抵抗ｒ2の値が正確に把握できない場合や、これらの値が変動する場合においても常に出力トルクを精度良く制御できる誘導電動機の制御装置を提案している。
【０００３】図４に特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置のシステム構成の一例を示す。この制御装置に対して外部からの入力指令として、トルク指令Ｔ*および磁束密度指令φ*が入力される。変換器１は、磁束密度指令φ*に応じて必要な励磁電流指令値ｉ1d*を発生する励磁電流指令発生器であり、磁束密度と励磁電流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭをパラメータとしている。従って、この変換器１では、Ｍの逆数を乗算することによって励磁電流指令値ｉ1d*が出力される。なお、図中においてｉ1d*はｉd*と略記されている。
【０００４】除算器２は、入力されたトルク指令Ｔ*を入力された磁束密度指令φ*で除算するものであり、誘導電動機の出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例することから、除算器２の出力がトルク電流指令値ｉ1q*として出力される。なお、図中においてｉ1q*はｉq*と略記されている。
【０００５】この特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置の動作を図６の誘導電動機の等価回路をもとに説明する。モータの一次電流Ｉ1,励磁電流Ｉo,一次電圧Ｅ1は磁束の回転周波数ωに同期して回転するｄｑ軸座標上の電流ｉ1d,ｉ1q,ｉod,ｉoq、電圧ｅ1d,ｅ1qを用いて次のように表される。
【０００６】
【数１】
Ｉ1＝ｉ1d・sinωｔ＋ｉ1q・cosωｔ ・・・（１）
【数２】
Ｉo＝ｉod・sinωｔ＋ｉoq・cosωｔ ・・・（２）
【数３】
Ｅ1＝ｅ1d・sinωｔ＋ｅ1q・cosωｔ ・・・（３）
このとき誘導電動機の一次回路について電圧方程式は次のように表される。
【数４】
ｅ1d＝(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1d−ωＬσ・ｉ1q ＋ｐＭ・ｉod−ωＭ・ｉoq ・・・（４）
【数５】
ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1q ＋ωＭ・ｉod＋ｐＭ・ｉoq ・・・（５）
ここでｐは微分演算子d／dt、ｒ1は一次巻線抵抗、Ｌσは漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスである。次に二次回路についても同様に電圧方程式は次のように表される。
【数６】
−ｒ2・ｉ1d＋(ｒ2＋ｐＭ)ｉod−ωs・Ｍ・ｉoq＝０ ・・・（６）
【数７】
−ｒ2・ｉ1q＋ωs・Ｍ・ｉod＋(ｒ2＋ｐＭ)ｉoq＝０ ・・・（７）
ここでｒ2は二次巻線抵抗、ωsはすべり周波数である。このωsはモータの回転角周波数ωmを用いて次のように表される。
【数８】
ωs＝ω−ωm ・・・（８）
磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、モータ内部の励磁電流ｉoは次のように表される。
【数９】
ｉo＝φ／Ｍ＝ｉod，ｉoq＝０ ・・・（９）
（９）式と（６）式よりｉoとｉ1dとの関係を求めると次式を得る。
【数１０】
ｉo／ｉ1d＝１／(１＋ｐＭ／ｒ2） ・・・（１０）
すなわち、励磁電流ｉoはｉ1dに対して一次遅れで応答し、その時定数はＭ／ｒ2である。この時定数は一般的な誘導電動機において数100msであり、ｉoの変化は十分に緩慢であると近似できる。一方、（９）式と（７）式より、次式を得る。
【数１１】
ωs＝ｒ2・ｉ1q／（Ｍ・ｉo） ・・・（１１）
これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、この式を満たすωsをモータに与えるとき、磁束方向がｄ軸に一致する。このときｉ1qが磁束に直交することからモータの発生トルクＴは、以下のようになる。
【数１２】
Ｔ＝φ・ｉ1q＝Ｍ・ｉo・ｉ1q ・・・（１２）
従って、ｉ1qを制御することによって任意にトルクを制御することができる。前記のようにｉoの変化は十分に緩慢であると近似するとき、（４），（５）式は次のように書き直すことができる。
【数１３】
ｅ1d＝(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1d−ωＬσ・ｉ1q ・・・（１３）
【数１４】
ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1q＋ωＭ・ｉo ・・・（１４）
これらの式より、ｉ1d,ｉ1qを任意に制御しようとするとき、モータに印加する電圧を次のように制御すればよい。
【数１５】
ｅ1d*＝Ｇd・Δｉ1d−ωＬσ・ｉ1q* ・・・（１５）
【数１６】
ｅ1q*＝ωＬσ・ｉ1d*＋Ｇq・Δｉ1q＋ωＭc・ｉo* ・・・（１６）
ここで添え字*は指令値であることを意味しており、またΔｉ1d,Δｉ1qは次式で表される電流誤差である。
【数１７】
Δｉ1d＝ｉ1d*−ｉ1d，Δｉ1q＝ｉ1q*−ｉ1q ・・・（１７）
Ｍcはコントローラ内で想定した励磁インダクタンスであり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものである。また、Ｇd,Ｇqは十分に大きなゲインであり、ｐｉ演算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１６）式は図４のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されており、その内部ブロック図は図５に表される。また、（１１）式を満たすように除算器７、乗算器から成る変換器８を通ってωsが出力される。（１２）式で表される出力トルクＴを正確に制御しようとするとき、実際の励磁インダクタンスＭがコントローラ内のＭcと等しいこと、および（１１）式のベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致していることが必要である。しかしながら先に述べたように、励磁インダクタンスおよび（１１）式中の二次抵抗ｒ2を正確に把握することは困難であり、その結果、出力トルク精度が悪化する。そこで特願平７−９２１６５号においては、まず励磁インダクタンスについて次式に基づいて同定を行なっている。
【数１８】
Ｇq・Δｉ1q＝ω(Ｍ−Ｍc)ｉo＝ ω・ΔＭ・ｉo ・・・（１８）
ここでΔＭはコントロ−ラ側で想定した励磁インダクタンスＭcと実際のモ−タ内部の真値Ｍとの間の設定誤差である。なお、（１８）式は次のように導出されている。モ−タが無負荷でｉ1q＝ｉ1q*＝０であるとすると、（１４），（１６）式は次のように変形できる。
【数１９】
ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋ωＭ・ｉo ・・・（１９）
【数２０】
ｅ1q*＝ωＬσ・ｉ1d*＋Ｇq・Δｉ1q＋ωＭc・ｉo* ・・・（２０）
電流制御系の働きにより、ｉ1d*＝ｉ1d，ｉo*＝ｉo，ｅ1q＝ｅ1q*として（１９），（２０）式の差より、（１８）式が導出される。上記のように、ｉ1q＝ｉ1q*＝０の状態において励磁インダクタンスの同定がおこなわれる。すなわち、ｉ1q＝ｉ1q*＝０の状態のとき図４のコンパレータ２２によってトルク指令Ｔ*が小さいことが検出され、無負荷状態の時のみ、スイッチ２３が閉となり増幅器２１によってＧq・Δｉ1qが増幅されて同定が行なわれる。この増幅器２１の出力は、磁束密度指令φ*の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁束密度ごとに積分して保持される。この積分値は励磁インダクタンスＭの設定誤差ΔＭであり、トルク指令が０でない場合においても、磁束密度指令φ*に応じて保持されている設定誤差ΔＭを取り出して、変換器１の係数１／Ｍを補償しているので、常に励磁インダクタンスＭの真値を用いて制御することが可能である。次に二次抵抗ｒ2については次式に基づいて同定が行なわれる。
【数２１】
Ｇq・Δｉ1q＝Δｒ2(ω／ωs)ｉ1q ・・・（２１）
ここでΔｒ2はコントロ−ラ側で想定した値ｒ2cと実際の値ｒ2との間の設定誤差である。この（２１）式は以下のように導出される。まず（１１）式を変形して（２２）式を得る。
【数２２】
ωＭ・ｉo＝(ω／ωs)ｒ2・ｉ1q ・・・（２２）
この（２２）式を（１４）式に代入することによって、実際にモ−タに発生するｑ軸電圧は次のように表すことができる。
【数２３】
ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1q＋(ω／ωs)ｒ2・ｉ1q ・・・（２３）
一方、コントローラの出力する電圧ｅ1q*は、（２２），（１６）式から次のように表すことができる。
【数２４】
ｅ1q*＝Ｇq・Δｉ1q＋ωＬσ・ｉ1d*＋ｒ1・ｉ1q*＋(ω／ωs)ｒ2c・ｉ1q* ・・・（２４）
電流制御系の働きにより、ｉ1d*＝ｉ1d，ｉ1q*＝ｉ1q，ｅ1q＝ｅ1q*として（２３），（２４）式の差を求めると、次式を得る。
【数２５】
ｅ1q−ｅ1q*＝ｐＬσ・ｉ1q−Ｇq・Δｉ1q ＋(ω／ωs)・(ｒ2−ｒ2c)・ｉ1q＝０ ・・・（２５）
【０００７】第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると（２１）式が、導き出される。すなわち（２１）式よりＧq・Δｉ1qは二次抵抗ｒ2の設定誤差Δｒ2を表しており、この誤差はＧq・Δｉ1qを用いて補正することが可能である。そこで、図４において、増幅器２５の出力すなわちＧq・Δｉ1qに同定ゲインＧrを乗算した出力に応じて変換器８の係数ｒ2を補償している。
【０００８】以上のように、特願平７−９２１６５号の発明では、制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ2について、実際のモータにおける真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に追従させているので、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ2の変動の影響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることができる。
【０００９】特願平７−９２１６５号の発明における他の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なっており、その内部構成を図５に示す。図中の減算器１１が励磁電流指令値ｉ1d*から励磁電流検出値ｉ1dを減算して励磁電流誤差Δｉ1dが出力され、増幅器１２はΔｉ1dを増幅してＧd・Δｉ1dが出力される。変換器１３、乗算器１４ではトルク電流指令値ｉ1q*と回転周波数ω、漏れインダクタンスＬσから（１５）式の第２項が算出され、これがＧd・Δｉ1dと加算されて、ｄ軸電圧指令ｅ1d*が出力される。
【００１０】同様に減算器１５はトルク電流指令値ｉ1q*からトルク電流検出値ｉ1qを減算して、トルク電流誤差Δｉ1qが求められ、これが増幅器１６で増幅されて（１６）式の第２項Ｇq・Δｉ1qが得られている。変換器１８は励磁電流指令ｉ1d*に漏れインダクタンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で回転周波数ωが乗算されることによって（１６）式の第１項ωＬσ・ｉ1d*が得られている。（１６）式の第３項ωＭc・ｉo*は、図５の図中においてはｅm*＝Ｍc・ｉo*と置き換えて乗算器１９によって出力されており、前記の第１項、第２項と加算されて、ｑ軸電圧指令ｅ1q*が出力される。なお、ｅm*は図４R>４の変換器１７によって磁束密度指令φ*に誘起電圧係数Ｋemを乗算することによって求められている。ｄｑ軸電圧指令算出部４の出力したｅ1d*，ｅ1q*は、図４の２相３相変換器３によって３相の交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*に変換され、インバータ２６に入力される。インバータ２６は直流電源２７をエネルギー源として、この３相の交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*に応じた電圧をモータ２８に印加することによって３相交流電流ｉu，ｉv，ｉwが流れる。この３相交流電流ｉu，ｉv，ｉwは電流検出器６a，６b，６cによって検出され、３相２相変換器９によって励磁電流検出値ｉ1dおよびトルク電流検出値ｉ1qに変換される。なお、２相３相変換器３と３相２相変換器９とが座標変換に使用する信号sinωｔ，cosωｔは、回転周波数ωを基に２相正弦波発生器１０によって出力される。このωは、位置検出器２９によって検出されたモータ２８の回転位置を微分器３０で微分することによって得た回転速度ωmに、すべり周波数ωsを加算することによって得られている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記特願平７−９２１６５号において、励磁インダクタンスおよび二次抵抗の同定に使用するｑ軸電流誤差アンプの出力Ｇq・Δｉ1qには、実際にはインバータのデッドタイムに起因する電圧誤差成分が含まれており、その結果、励磁インダクタンスおよび二次抵抗を正確に同定することができないという課題がある。ここで電流誤差アンプの出力にデッドタイムに起因する電圧誤差が発生する原理を以下に説明する。
【００１２】図７は一般的なインバータの入力電圧指令と出力電圧の関係を示すグラフである。このようにインバータの出力電圧は出力電流の極性に応じて、誤差Δｅを生じている。このΔｅは出力電流の極性および大きさによって変化する性質を持っている。次に図８は一般的なインバータにおける前記Δｅと出力電流との関係を示すものである。
【００１３】図９はモータの端子電圧と線電流波形、およびインバータ２６に入力される電圧指令の波形を代表例としてＵ相について示すものである。上記のようにインバータの出力電圧にはデッドタイムによる誤差成分が存在するが、電流制御系の働きによって、この誤差成分を補うような電圧指令ｅu*が自動的に発生し、図９中（ｃ）のような波形となるので、モータ線電流ｉuは図９中（ｂ）のように歪みのない正弦波となり、インバータの出力電圧、すなわちモータ端子電圧（図９の（ａ））も正弦波となる。このとき、ｄ軸、ｑ軸の電流誤差アンプ出力はそれぞれ（ｅ）（ｆ）のような波形を出力しており、Ｇq・Δｉ1qにも誤差成分が発生する。この結果、励磁インダクタンスおよび二次抵抗を正確に同定することができなくなり、精度良く所望の出力トルクを得ることができないという課題が発生する。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決するために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、インバータによって出力された三相交流電圧によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令を入力とし、当該二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機の実際の三相の１次電流をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換してフィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記三相電圧指令とデッドタイム補正値を入力とし、前記インバータに対して三相補正電圧指令を出力するデッドタイム補償手段と、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出し、当該励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電圧指令を算出する励磁電圧指令算出手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出し、当該トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電圧指令を算出するトルク電圧指令算出手段と、前記トルク電圧指令に基づきモータの二次抵抗の補正値を算出する二次抵抗補正値算出手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際のモータの角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記トルク指令が、予め定められたしきい値以下である場合にオンとなる第１および第２のスイッチと、前記第１のスイッチがオンの場合には前記トルク電圧指令に基づいて前記励磁インダクタンス補正値を算出し、また前記第１のスイッチがオフの場合には前記励磁インダクタンス補正値を保持する励磁インダクタンス補正値算出手段と、前記第２のスイッチがオンの場合には前記励磁電圧指令に基づいて前記デッドタイム補正値を算出し、また前記第２のスイッチがオフの場合には前記デッドタイム補正値を保持するデッドタイム補正値算出手段と、前記励磁電圧指令および前記トルク電圧指令と、前記角周波数指令とに基づいてモータに印加する前記三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段とを有することを特徴とする。
【００１５】
【作用】本発明による誘導電動機の制御装置によれば、インバータのデッドタイムに起因する出力電圧誤差を出力トルクの小さい状態（無負荷状態）において同定しており、これをインバータに対する電圧指令の補正値として補償している。さらに出力トルクの大きな状態においては、この補正値を保持して使用することによって、ｑ軸電流誤差アンプの出力Ｇq・Δｉ1qには常にデッドタイムの誤差成分を含まない電圧を出力することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は本発明に係る誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。図４に示す従来の誘導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。
【００１７】図１中のデッドタイム補償部３１は、２相３相変換器３の出力した３相交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*およびデッドタイム補正値ｅcを入力として三相補正電圧指令ｅu'*，ｅv'*，ｅw'*を出力する。その内部構成の一実施形態を図２に示す。図中の増幅器３４は各相の電流値を増幅しており、その出力をリミッタ３５によって波形整形することによって、リミッタ３５の出力は図８に示したように電流に対して非線形な信号となる。このリミッタ３５の出力をさらに乗算器３６でデッドタイム補正値ｅcと乗算することによって、各相の電圧指令値ｅu*，ｅv*，ｅw*に対して補正するべき３相の補正値が得られるので、これらを加算器３７において加算し、３相補正電圧指令ｅu'*，ｅv'*，ｅw'*を得ている。
【００１８】次に上記のデッドタイム補正値ｅcを算出する方法を説明する。図１においてコンパレータ２２はトルク指令値が所定のしきい値Ｔrfよりも小さい時に信号を出力し、スイッチ２３ａ、２３ｂをオンさせる。スイッチ２３ａについては図４の従来例において説明したとおり、無負荷時に励磁インダクタンスＭを同定している。スイッチ２３ｂは無負荷時において、増幅器３２の出力を積分器３３に接続しているが、増幅器３２の出力信号について図３を用いて説明する。
【００１９】図３はモータ端子電圧と線電流波形、およびインバータに入力される電圧指令の無負荷時の波形を示すものである。無負荷時においては（ｂ）の線電流ｉuは全てが励磁電流であり、すなわちｄ軸位相に等しい。またデッドタイムによる誤差電圧（ｄ）は線電流ｉu、つまりｄ軸位相と同位相であるので、デッドタイムによって電流誤差アンプに発生した誤差電圧成分は、ｄ軸成分については直流量として発生し、ｑ軸成分には平均値では０となり、発生しない。ここでｄ軸電流誤差アンプに発生した誤差電圧Ｇd・Δｉdの大きさは、デッドタイムによる誤差電圧に対して直接的に等しくなっているので、この値をそのままデッドタイム補正値ｅcとして使用することができる。なお、増幅器３２に設定する増幅率は積分器３３の積分時定数を調整するために可変して設定し、通常は数１００ｍｓ程度の時定数になるよう設定する。また有負荷状態においてスイッチ２３ａがオフした場合は積分器３３は無負荷状態において同定したデッドタイム補正値ｅcをそのまま保持して出力する。
【００２０】このようにして得られたデッドタイム補正値ｅcを用いて、図１のデッドタイム補償部３１において電圧指令値ｅu*，ｅv*，ｅw*に対して補正を行うと、補正後の３相補正電圧指令ｅu'*，ｅv'*，ｅw'*は、図９R>９および図３の（ｃ）の波形と等しくなる。このとき、電流誤差アンプの出力Ｇq・Δｉ1q、Ｇd・Δｉdにはもはや誤差電圧は含まれておらず、（１８）式（２１）式を用いて正確に励磁インダクタンスＭと二次抵抗ｒ2の同定が可能である。
【００２１】
【発明の効果】以上、説明したように本発明においてモータ内部の励磁電流およびトルク電流は、それぞれ独立にフィードバック制御されており、その制御に用いられる励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ2はｑ軸電流誤差アンプの出力に基づいて正確な値を同定して制御に用いることができる。さらにインバータのデッドタイムに起因する電圧誤差成分をｄ軸電流誤差アンプの出力に基づいて同定し、補償しているので、ｑ軸電流誤差アンプの出力にはデッドタイムによる誤差成分を含まず、常に正確に上記パラメータを同定することができる。その結果、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ2の変動の影響を受けず、常に精度良く所望の出力トルクを得ることができる。このため、従来は適用するモータにあわせて制御パラメータの調整が必要であったが、この調整を不要とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。
【図２】 デッドタイム補償部の内部構成の一実施形態のブロック図である。
【図３】 モータの端子電圧と線電流波形、およびインバータに入力される電圧指令の無負荷時の波形を示すものである。
【図４】 従来の誘導電動機の制御装置のブロック図の一例である。
【図５】 図４に示したｄｑ軸電圧指令算出部の内部ブロック図の一例である。
【図６】 誘導電動機の等価回路である。
【図７】 インバータの入力電圧指令と出力電圧の関係を示すグラフである。
【図８】 インバータにおけるデッドタイム誤差電圧Δｅと出力電流との関係を示すグラフである。
【図９】 モータの端子電圧と線電流波形、およびインバータに入力される電圧指令の波形を示すものである。
【符号の説明】
１ 変換器、２ 除算器、３ ２相３相変換器、４ ｄｑ軸電圧指令算出部、５ 一次進み補償回路、６ 電流検出器、７ 除算器、８ 変換器、９ ３相２相変換器、１０ ２相正弦波発生器、１１ 減算器、１２ 増幅器、１３ 変換器、１４ 乗算器、１５ 減算器、１６ 増幅器、１７ 変換器、１８ 変換器、１９ 乗算器、２０ 変換器、２１ 増幅器、２２ コンパレータ、２３ スイッチ、２４ データテーブル、２５ 増幅器、２６ インバータ、２７ 直流電源、２８ モータ、２９ 位置検出器、３０ 微分器、３１ デッドタイム補償部、３２ 増幅器、３３ 積分器、３４ 増幅器、３５ リミッタ、３６ 乗算器、３７ 加算器。
【特許請求の範囲】
【請求項１】インバータによって出力された三相交流電圧によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令を入力とし、当該二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機の実際の三相の１次電流をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換してフィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記三相電圧指令とデッドタイム補正値を入力とし、前記インバータに対して三相補正電圧指令を出力するデッドタイム補償手段と、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出し、当該励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電圧指令を算出する励磁電圧指令算出手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出し、当該トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電圧指令を算出するトルク電圧指令算出手段と、前記トルク電圧指令に基づきモータの二次抵抗の補正値を算出する二次抵抗補正値算出手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際のモータの角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記トルク指令が、予め定められたしきい値以下である場合にオンとなる第１および第２のスイッチと、前記第１のスイッチがオンの場合には前記トルク電圧指令に基づいて前記励磁インダクタンス補正値を算出し、また前記第１のスイッチがオフの場合には前記励磁インダクタンス補正値を保持する励磁インダクタンス補正値算出手段と、前記第２のスイッチがオンの場合には前記励磁電圧指令に基づいて前記デッドタイム補正値を算出し、また前記第２のスイッチがオフの場合には前記デッドタイム補正値を保持するデッドタイム補正値算出手段と、前記励磁電圧指令および前記トルク電圧指令と、前記角周波数指令とに基づいてモータに印加する前記三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を有することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
【請求項１】インバータによって出力された三相交流電圧によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令を入力とし、当該二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機の実際の三相の１次電流をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換してフィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記三相電圧指令とデッドタイム補正値を入力とし、前記インバータに対して三相補正電圧指令を出力するデッドタイム補償手段と、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出し、当該励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電圧指令を算出する励磁電圧指令算出手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出し、当該トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電圧指令を算出するトルク電圧指令算出手段と、前記トルク電圧指令に基づきモータの二次抵抗の補正値を算出する二次抵抗補正値算出手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際のモータの角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記トルク指令が、予め定められたしきい値以下である場合にオンとなる第１および第２のスイッチと、前記第１のスイッチがオンの場合には前記トルク電圧指令に基づいて前記励磁インダクタンス補正値を算出し、また前記第１のスイッチがオフの場合には前記励磁インダクタンス補正値を保持する励磁インダクタンス補正値算出手段と、前記第２のスイッチがオンの場合には前記励磁電圧指令に基づいて前記デッドタイム補正値を算出し、また前記第２のスイッチがオフの場合には前記デッドタイム補正値を保持するデッドタイム補正値算出手段と、前記励磁電圧指令および前記トルク電圧指令と、前記角周波数指令とに基づいてモータに印加する前記三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を有することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
【図１】
【図６】
【図２】
【図５】
【図７】
【図３】
【図８】
【図４】
【図９】
【図６】
【図２】
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【図７】
【図３】
【図８】
【図４】
【図９】
【公開番号】特開２０００−５０６９８（Ｐ２０００−５０６９８Ａ）
【公開日】平成１２年２月１８日（２０００．２．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願平１０−２１５９１０
【出願日】平成１０年７月３０日（１９９８．７．３０）
【出願人】（０００１４９０６６）オークマ株式会社 (476)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１２年２月１８日（２０００．２．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１０年７月３０日（１９９８．７．３０）
【出願人】（０００１４９０６６）オークマ株式会社 (476)
【Ｆターム（参考）】
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