電界結合非接触給電システム
【課題】アクティブキャパシタを利用して、ＬＣ共振を用いずに、送電電力を増加させることができる電界結合非接触給電システムを提供する。
【解決手段】給電領域２に配置された給電部４と、被給電領域３に配置されて負荷８に電力を供給するための被給電部５とを有し、給電部４は、電源部１１と、アクティブキャパシタ２１と、アクティブキャパシタ制御部２５と、給電領域２と被給電領域３との境界部６を構成する結合コンデンサ３１，３２とを備えている。アクティブキャパシタ２１は、結合コンデンサ３１，３２のいずれかに直列接続されており、アクティブキャパシタ制御部２５によりアクティブキャパシタ２１の直流電圧Ｖｃｊの位相が電源部１１の直流電圧Ｖｓの位相から遅れるように（例えば９０°）制御されている。
【解決手段】給電領域２に配置された給電部４と、被給電領域３に配置されて負荷８に電力を供給するための被給電部５とを有し、給電部４は、電源部１１と、アクティブキャパシタ２１と、アクティブキャパシタ制御部２５と、給電領域２と被給電領域３との境界部６を構成する結合コンデンサ３１，３２とを備えている。アクティブキャパシタ２１は、結合コンデンサ３１，３２のいずれかに直列接続されており、アクティブキャパシタ制御部２５によりアクティブキャパシタ２１の直流電圧Ｖｃｊの位相が電源部１１の直流電圧Ｖｓの位相から遅れるように（例えば９０°）制御されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電界結合方式の非接触給電システムに関する。更に詳しくは、モバイル機器等が備える充電池等の各種の負荷に対して、非接触で充電等を行うことができる電界結合非接触給電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話、ノートパソコン、ポータブルオーディオプレイヤー等のように、充電池（二次電池）を内蔵したモバイル機器が普及している。また、地球温暖化等の環境問題やエネルギー資源の問題を受け、電気エネルギーを用いたクリーンな交通手段として、電池やキャパシタ等の蓄電装置を搭載した電気自動車の研究や開発が盛んに行われている。このような機器では、電池に対する給電方法が重要な技術的課題になっている。給電方法には接触給電方式と非接触給電方式とがあるが、電池に対して急速充電を行う給電方法としては、利便性、安全性、プラグの抜き忘れ等の観点から、今後は非接触給電方法が有望と考えられている。
【０００３】
非接触給電方法としては、電磁誘導方式、電磁界共鳴方式、電界結合方式の３つの方式が存在する。これらのうち、現在実用化されている非接触給電システムは、コイルからコイルへ電力を供給する電磁誘導方式が主流である。しかし、この電磁誘導方式は、コイル間の位置ずれによる伝送効率の低下、コイル間に異物が侵入した際の過熱、電磁波や高調波への対策等が問題となっている。そこで、最近では、電界や磁界を用いた共鳴方式の非接触給電システムの開発機運が高まっている。
【０００４】
電磁界共鳴方式は、今最もよく研究されている非接触給電方式であり、２メートル離れた状態でも伝送が可能であることが発表されている。電力の伝送効率は４０％台とまだまだ低いが、この技術で効率が上がれば、走行中の自動車にも充電できる可能性があり、研究開発が活発化している。しかし、この電磁界共鳴方式は、フェライトやリッツ線コイルを用いるため、重く、高価になるという問題がある。また、位置ずれにより伝送効率が急激に下がり、安全性に関しても磁気漏洩の問題等、さまざまな問題がある。
【０００５】
電界結合方式は、電磁誘導方式や電磁界共鳴方式と比較して伝送電力密度が小さいと考えられ、あまり研究されていなかった。しかし、本出願人の研究（例えば特許文献１参照）によれば、水平方向の位置ずれに強く、現在実用化されている電磁誘導方式で問題となる異物侵入時の過熱や電磁波等の問題が生じないというメリットがある。さらに、電磁界共鳴方式で必須となるフェライトやリッツ線コイルを用いないため、機器の重さやコストを低減できるという利点がある。また、出力が大きな機器に対しても、接触させる面積を広げるだけで対応できるという利点がある。
【０００６】
この電界結合方式では、静電容量を持つ結合部に電流を流すためには、これまではＬＣ共振現象を利用してきた。しかし、ＬＣ共振を利用することから、結合部のキャパシタンスが変化すると共振点がずれて効率が下がるという問題があった。この問題は、効率を高めるために回路のＱを高くとればとるほど顕著に表れた。また、インダクタンスは巻き線構造を持つため、大きく重いうえに周波数が高くなると線間容量によって所望の特性が得られないという問題があった。
【０００７】
一方、本出願人は、アクティブリアクタンスの研究を進めており、その応用例として、負のアクティブキャパシタを用いて実在するキャパシタンスの容量を等価的に増加させ、ＬＣフィルタの特性を改善することに成功している（非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−８９５２０号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】鎌田浄、船渡寛人、小笠原悟司、「小容量リニアアンプとＬＣフィルタを用いた低歪みスイッチング電力増幅器の提案」電気論Ｄ、１２７巻、５号、pp.457-464(2007)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述した電界結合方式の非接触給電システムにおいては、給電時の送電電力を増大させることが望ましい。しかし、上記非特許文献１の例では、アクティブキャパシタの実現にリニアアンプを用いており、損失が大きいという問題がある。
【００１１】
また、リニアアンプの代わりにＰＷＭインバータを用いる方法では、ＰＷＭインバータが対応可能な周波数に限界があるという問題がある。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、アクティブキャパシタを利用して、ＬＣ共振を用いずに、送電電力を増加させることができる電界結合方式の非接触給電システム（「電界結合非接触給電システム」という。）を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するための本発明に係る電界結合方式の非接触給電システムは、給電領域に配置された給電部と、被給電領域に配置されて負荷に電力を供給するための被給電部とを有し、前記給電部は、電源部と、アクティブキャパシタと、当該アクティブキャパシタを制御するアクティブキャパシタ制御部と、前記給電領域と前記被給電領域との境界部の当該給電領域側に配置されて、前記電源部から電力の供給を受ける第１送電電極及び第２送電電極とを備え、前記被給電部は、前記第１送電電極及び前記第２送電電極に対して前記境界部を挟んで非接触態様で対向配置される第１受電電極及び第２の受電電極を備え、前記第１送電電極と、当該第１送電電極に対向配置した前記第１受電電極及び第２受電電極のいずれか一方とで第１結合コンデンサが構成され、前記第２送電電極と、当該第２送電電極に対向配置した前記第１受電電極及び第２受電電極のいずれか他方とで第２結合コンデンサが構成され、前記アクティブキャパシタは、前記第１結合コンデンサ及び前記第２結合コンデンサのいずれか一方に直列接続されており、前記アクティブキャパシタ制御部により当該アクティブキャパシタの直流電圧Ｖcjの位相が前記電源部の直流電圧Ｖsの位相から遅れるように（例えば９０°）制御され、前記アクティブキャパシタが負のキャパシタンスとして動作する、ことを特徴とする。
【００１４】
この発明によれば、電源部からの電源信号と同期したスイッチング信号発生装置であるアクティブキャパシタを有し、そのアクティブキャパシタの直流電圧Ｖcjの位相が電源部の直流電圧Ｖsの位相から遅れるように（例えば９０°）制御されており、アクティブキャパシタが負のキャパシタンスとして動作するので、合成電圧Ｖ１が階段状になり、電圧の立ち上がり回数が倍に増える。すなわち、電流Ｉcjの導通回数を倍にすることができるので、負荷に供給する電流値を１．４倍（√２倍）にすることができ、出力電力を倍にすることができる。その結果、伝送効率を向上させることができる。こうした本発明に係る電界結合非接触給電システムは、その構成回路を簡略化でき、特に複雑な制御も不要となる。さらに、その回路では、キャパシタンス自体を大きくすることができ、周波数の影響を受けずにインピーダンスを小さくすることができるという利点がある。
【００１５】
本発明に係る電界結合非接触給電システムにおいて、前記アクティブキャパシタは、直流電源を備えていても良いし、その直流電源に代えてキャパシタを備えていても良い。
【００１６】
本発明に係る電界結合非接触給電システムにおいて、前記アクティブキャパシタを１又は２以上直列接続するように構成する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明に係る電界結合非接触給電システムによれば、ＬＣ共振を用いずに送電電力を増加させて伝送効率を向上させることができるとともに、その回路構成を簡略化でき、特に複雑な制御も不要とすることができる。さらに、この回路構成は、キャパシタンス自体を大きくすることができ、周波数の影響を受けずにインピーダンスを小さくすることができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係る電界結合非接触給電システムの基本構成を示す構成図である。
【図２】本発明に係る電界結合非接触給電システムの一例を示す構成図である。
【図３】図２に示す電界結合非接触給電システムの各部の電圧波形と電流波形である。
【図４】本発明に係る電界結合非接触給電システムの他の一例を示す構成図である。
【図５】図４のアクティブキャパシタの説明図である。
【図６】図４に示す電界結合非接触給電システムの各部の電圧波形と電流波形である。
【図７】図４のアクティブキャパシタを構成するキャパシタＣsでの電圧波形Ｖcsである。
【図８】キャパシタＣsでの電圧Ｖcsにおいて、初期値ゼロから起動した場合の電圧変化を示す初期充電波形である。
【図９】本発明に係る電界結合非接触給電システムのさらに他の一例を示す構成図である。
【図１０】図９に示す電界結合非接触給電システムの位相特性である。
【図１１】図９に示す電界結合非接触給電システムの各部の電圧波形と電流波形である。
【図１２】４つのアクティブキャパシタを直列接続してなるアクティブキャパシタを用いた場合のスイッチング波形の一例である。
【図１３】実験例で用いた回路の構成図である。
【図１４】実験例で用いる回路からアクティブキャパシタを外した回路で得られた実験波形である。
【図１５】実験例の回路で得られた実験波形である。
【図１６】本発明に係る電界結合非接触給電システムからアクティブキャパシタを外した場合の構成例である。
【図１７】図１６に示す電界結合非接触給電システムの各部の電圧波形と電流波形である。
【図１８】キャパシタ絶縁電源装置のモード別動作波形である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明に係る電界結合非接触給電システムについて、図面を参照しつつ説明する。なお、以下の実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２０】
［基本構成］
本発明に係る電界結合非接触給電システム（以下「非接触給電システム」と略すことがある。）１は、図１に示すように、給電領域２に配置された給電部４と、被給電領域３に配置されて負荷８に電力を供給するための被給電部５とを有し、給電部４から被給電部５を介して負荷８に電力を供給するためのシステムである。給電領域２や被給電領域３の具体的構成は任意であり、例えば、一般住宅の内部空間やオフィスビル等の建屋の内部空間、電車や飛行機等の乗り物の内部空間、又は、屋外空間等を挙げることができる。
【００２１】
（給電部）
給電部４は、給電領域２に配置されるものであって、給電部内に電源部１１を備えたもの（図１参照）であってもよいし、給電部外の電源部から電力が供給されるもの（図示しない）であってもよい。この給電部４は、恒久的に移動不能な固定体であってもよいし、移動可能な移動体であってもよい。また、不使用時には給電領域２から取り外すことができたり、給電領域内の任意の位置に移設可能なものであってもよい。
【００２２】
具体的には、給電部４は、図１及び図２等に示すように、電源部１１と、アクティブキャパシタ２１と、アクティブキャパシタ２１を制御するアクティブキャパシタ制御部２５と、給電領域２と被給電領域３との境界部６の当該給電領域側に配置されて、電源部１１から電力の供給を受ける第１送電電極３３及び第２送電電極３４とを備えている。
【００２３】
この給電部４に設けられているアクティブキャパシタ２１は、図１及び図２等に示すように、第１結合コンデンサ３１及び第２結合コンデンサ３２のいずれか一方に直列接続されている。そして、このアクティブキャパシタ２１は、アクティブキャパシタ制御部２５により、アクティブキャパシタ２１の直流電圧Ｖcjの位相が、電源部１１の直流電圧Ｖsの位相から遅れるように（例えば９０°）制御されている。これにより、アクティブキャパシタ２１が負のキャパシタンスとして動作する。
【００２４】
このアクティブキャパシタ２１は、電源一周期に一回のスイッチングで実現できるワンパルスアクティブキャパシタであることが好ましい。こうしたワンパルスアクティブキャパシタの適用にあっては、方形波電圧の電源及びチョーク入力型整流器の使用が前提とされる。
【００２５】
ここで、図１８のキャパシタ絶縁電源装置のモード別動作波形を用いて、連続モードと不連続モードについて説明する。図１８（ａ）に示すように、Ｉcが連続に流れる連続モードは、ＶＩＮが絶縁キャパシタに蓄積される最大電圧Ｖmaxよりも大きい場合である。このとき、Ｉcが方形波電流となり、伝送効率は高く、問題はない。一方、図１８（ｂ）に示すように、Ｉcが不連続に流れる不連続モードは、ＶＩＮとＶmaxとが等しくなる場合である。非接触給電において、接合部（第１結合コンデンサ３１と第２結合コンデンサ３２）のキャパシタの容量を大きくすることが困難であるため、Ｉc＝０の期間が長くなりやすく、負荷８への伝送効率が下がってしまうという問題がある。キャパシタによる絶縁を実現する場合は、連続モードとなるように絶縁キャパシタを選定すればよいが、非接触給電の場合は大きな接合キャパシタンスを実現することは困難である。そこで、本発明では、不連続モードの場合に、ワンパルスアクティブキャパシタを用いて給電容量を増加させているのである。
【００２６】
電源部１１は、直流電力の供給源である。例えば、直流電源１２は、蓄電池であってもよいし、送電線を介して送電された交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換装置として構成されたものであってもよい。なお、図２の例では１つの蓄電池の態様で表しているが、こうした態様に限定されず、複数の蓄電池で構成したものであってもよいし、蓄電池と交流／直流変換装置とを併設したものであってもよい。
【００２７】
電源部１１では、図２等に示すように、直流電源１２をインバータで対角にスイッチングを行い、方形波を作っている。スイッチング部１３は、一般的なものであり、トランジスタと、各トランジスタに並列接続されたダイオードと、スイッチング制御部とで構成される。本発明は電界結合非接触給電方式であるので、接合部（第１結合コンデンサ３１と第２結合コンデンサ３２）がキャパシタンスである。そのため、周波数が高ければ高いほど、キャパシタンスのインピーダンスは減少し、負荷への電力供給が増えることになる。そこで、本発明では、電源を、単純なスイッチの切り替えで行える方形波とすることが好ましい。こうした方形波電源を備えた電源部１１は、どのような電圧値を供給してもよいが、実用上、数Ｖ（例えば１Ｖ，２Ｖ，５Ｖ等）から数百Ｖ程度（例えば１００Ｖ，２００Ｖ等）を供給できる。また、その周波数も特に限定されず、１Ｈｚ未満の低周波数でもよいが、実用上は１ｋＨｚ以上である。なお、高い周波数は、使用するデバイスにより数百ＭＨｚの周波数でも可能であるが、通常、数ＭＨｚ程度である。
【００２８】
（被給電部）
被給電部５は、被給電領域３に固定的に配置して使用されるもの（静止体）であってもよいし、被給電領域３で移動するもの（可動体又は移動体ということもできる。）であってもよい。この被給電部５の機能や具体的構成は特に限定されないが、例えば静止体としては、設置箇所が固定されて通常は移動しない家電やデスクトップ型のコンピュータ等や、移動可能であるが充電時にはその場に置いて移動しない携帯電話、ノートパソコン、ポータブルオーディオプレイヤー、コードレス掃除機等を挙げることができる。また、可動体又は移動体としては、搬送ロボット等の移動ロボットや電気自動車等を挙げることができる。
【００２９】
具体的には、被給電部５は、図１及び図２等に示すように、第１送電電極３３及び第２送電電極３４に対して境界部６を挟んで非接触態様で対向配置される第１受電電極３５及び第２受電電極３６を備えている。そして、この被給電部５には、負荷８が接続されている。
【００３０】
（境界部）
給電領域２と被給電領域３とを区画する部位を「境界部６」（境界面ということもある。）という。例えば、被給電領域３を建屋の居室とすると共に、給電領域２を居室の床部又は壁部とした場合、床面又は壁面が境界部になる。この境界部６は、図１に示すように、第１結合コンデンサ３１と第２結合コンデンサ３２とから構成される。第１結合コンデンサ３１は、第１送電電極３３と、第１送電電極３３に対向配置した第１受電電極３５及び第２受電電極３６のいずれか一方とで構成されている。同様に、第２結合コンデンサ３２は、第２送電電極３４と、第２送電電極３４に対向配置した第１受電電極３５及び第２受電電極３６のいずれか他方とで構成されている。
【００３１】
（負荷）
負荷８は、被給電部５を介して供給された電力にて駆動し、所定機能を発揮するものである。例えば、被給電部５が携帯電話、ノートパソコン、ポータブルオーディオプレイヤー、コードレス掃除機等である場合には、その充電池（二次電池）が該当する。また、被給電部５が家電やデスクトップ型のコンピュータ等である場合には、内蔵された駆動電源ユニット等が該当する。また、被給電部５が搬送ロボット等の移動ロボットや電気自動車等である場合には、ロボット等に内蔵されたモータや制御ユニットが該当する。この他、負荷８の具体的構成は任意であり、例えば、被給電部５の外部の機器との相互間で通信信号の送受を無線又は有線にて行う通信機器、各種情報に関する情報処理を行なう情報処理機器等を挙げることができる。
【００３２】
負荷８は、被給電部５と一体として設けられているものであってもよいし、被給電部５と別体として設けられているものであってもよい。また、図１等においては、負荷８を１つのみ示しているが、相互に直列又は並列に接続された複数の負荷に対して電力供給を行ってもよい。
【００３３】
このように構成される電界結合非接触給電システム１は、図１に示すように、給電部４から被給電部５に対して電力を非接触で供給することができる。この非接触での電力供給は、境界部６を介して配置された結合部（第１結合コンデンサ３１及び第２結合コンデンサ３２）を用いて行われる。各結合コンデンサ３１，３２は、給電部４に設けた第１送信電極３３及び第２送電電極３４と、被給電部５に設けた第１受電電極３５及び第２受電電極３６とを、境界部（境界面）６を挟んで相互に非接触状に対向配置して構成されている。なお、各結合コンデンサ３１，３２を構成する各送電電極３３，３４と各受電電極３５，３６は、それぞれ平板状の導電体であり、相互に略平行になるように配置される。
【００３４】
本発明では、こうした結合コンデンサ３１，３２を少なくとも２つ設けて送電路に配置し、この２つの結合コンデンサ３１，３２を介して電界型の送電を行う。なお、本発明の構成によれば、給電部４の各送電電極３３，３４を被給電領域３に露出させる必要がなく、電力供給システムの安全性や耐久性を高めることができるという効果も併せ持つ。また、各送電電極３３，３４を複数配置することで、被給電部５が移動した場合においても当該被給電部５に対して継続的に電力供給を行うことができ、被給電部５の移動の自由度を確保することができるという効果も併せ持つ。
【００３５】
［アクティブキャパシタを有する回路構成］
最初に、アクティブキャパシタ２１を接続しない非接触給電システム１０１の回路構成（図１６参照）について説明し、その後に、本発明に係る非接触給電システム１Ａの回路構成（図２参照）について説明する。
【００３６】
（アクティブキャパシタを接続しない回路）
図１６は、アクティブキャパシタを接続しない回路で構成された非接触給電システム１０１の例である。この回路では、電源部１１１のインバータにより、高周波の方形波電圧Ｖsを出力し、非接触の接合部（接合コンデンサ１３１，１３２）のキャパシタＣjの電界を媒介としてエネルギーを被給電部１０５に伝送し、その被給電部１０５が備えるチョークインプット整流回路で整流され、負荷１０８に直流電流Ｉloadを給電する。チョークインプット整流回路には、デットタイムの影響を考え、電流環流用のダイオードＤfを接続している。
【００３７】
図１７は、図１６に示す回路構造の各部の電圧波形と電流波形を示している。図１７の波形は、電源部１１１から出力するインプット直流電圧Ｅを４０Ｖ、スイッチング周期Ｔを１００μｓ（スイッチング周波数１０ｋＨｚ）、結合部容量Ｃjを３３３ｎＦ×２、インダクタンスＬを１．３５ｍＨ、負荷抵抗Ｒを１０Ωとしたときの例である。このとき、結合部を流れる電流Ｉcjが不連続モードとなるようにしている。この不連続モードについては図１８を用いて説明したとおりである。なお、図１７の波形グラフにおいて、（Ａ）のＶsは電源部１１１から出力された方形波電圧であり、（Ｂ）のＶcjは接合コンデンサ１３１，１３２に印加される電圧であり、（Ｃ）のＩcjは接合コンデンサ１３１，１３２に流れる電流であり、（Ｄ）のＩloadは負荷１０８に流れる電流であり、（Ｅ）のｐloadは電源部１１１から供給される瞬間電力であり、（Ｇ）のＷloadは負荷平均電力である。
【００３８】
電流Ｉcjは、Ｖsと２×Ｖcjとに電位差がある場合のみ流れる。電流Ｉcjが流れることで接合コンデンサ１３１，１３２のキャパシタＣjが充電又は放電を行い、電圧Ｖcjが上昇又は減少してＶsとＶcjの電圧が再び等しくなると、電流Ｉcjは負荷１０８で環流し、Ｉcjは流れなくなる。
【００３９】
図１７に示すように、不連続モード時は、電流Ｉcjが導通しているときのみ電源から負荷１０８に電力を供給しているため、Ｉcjの導通時間が短いと、負荷電力Ｗloadは低く、伝送効率が悪くなる。
【００４０】
ここで、連続モードと不連続モードの境界条件を求める。一回の電流の導通時間をΔＴとし、スイッチング周期をＴとすると、スイッチの切り替えは一周期に２回あるため、下記式（１）のときが不連続モードとなる。
【００４１】
【数１】
【００４２】
また、キャパシタの電流は下記式（２）となる。
【００４３】
【数２】
【００４４】
式（２）を式（１）に代入すると、下記式（３）となり、この条件下で不連続モードとなる。
【００４５】
【数３】
【００４６】
また、負荷電流Ｉloadは下記式（４）と、負荷１０８にかかる平均電圧Ｖoutと、その抵抗値Ｒとで決まる。
【００４７】
【数４】
【００４８】
Ｖoutも周期ＴにおけるΔＴの割合で決められるので、下記式（５）となる。
【００４９】
【数５】
【００５０】
式（４）は式（２）と式（５）から下記式（６）となる。
【００５１】
【数６】
【００５２】
上記した回路要素のパラメータを式（６）に代入すると、Ｉ＝1.03Ａとなり、図１７（Ｆ）の値とほぼ一致する。なお、ｆはスイッチング周波数であり、f＝１／Ｔである。
【００５３】
（アクティブキャパシタを接続した回路）
図２は、アクティブキャパシタ２１を１つ備えた本発明に係る非接触給電システム１Ａを示す構成図である。アクティブキャパシタ２１は、第１結合コンデンサ３１に直列接続されている。そして、アクティブキャパシタ２１は、図３（Ａ）（Ｂ）に示すように、アクティブキャパシタ制御部２５（図１参照）により、アクティブキャパシタ２１の直流電圧Ｖaccの位相（図３（Ｂ）参照）が、電源部１１から出力された直流方形波電圧Ｖsの位相（図３（Ａ）参照）から例えば９０°遅れるように制御されている。なお、こうした制御は、アクティブキャパシタ２１を負のキャパシタンスとして動作させる。
【００５４】
この例では、Ｖaccの位相が直流方形波電圧Ｖsの位相から９０°遅れるようにしている。なお、この位相の遅れは９０°が原則であるが、電流が連続とならない限り（つまり重ならない限り）位相がずれてもよい（つまり９０°以外であってもよい）。
【００５５】
図２の例では、アクティブキャパシタ２１のインバータの直流電圧Ｖaccは、電源部１１から出力された直流方形波電圧Ｖsと等しくなっている（図３（Ａ）（Ｂ）参照）。両者の電圧（ＶaccとＶs）は、図３に示すように同じ値であってもよいし異なる値であってもよいが、同じ値であることがデバイスの選定上有利でＩＣ化し易いという利点がある（なお、後述の図４に示すように直流電源２２の代わりにキャパシタ２４を用いた場合は必ず同じ電圧になる。）。両者の電圧（ＶaccとＶs）を異なる値にする場合は、連続モードとならない範囲で任意の値に設定できる。
【００５６】
なお、図３のグラフにおいて、（Ｃ）のＶ１はＶsとＶaccの合成電圧であり、（Ｄ）のＶcjは接合コンデンサ３１，３２に印加される電圧であり、（Ｅ）のＩcjは接合コンデンサ３１，３２に流れる電流であり、（Ｆ）のＩloadは負荷８に流れる電流であり、（Ｇ）のｐloadは電源部１１から供給される瞬間電力であり、（Ｇ）のＷloadは負荷平均電力である。
【００５７】
図２の回路で図３に示すような制御を行うことにより、合成電圧Ｖ１が階段状となり（図３（Ｃ）参照）、電圧の立ち上がり回数が２倍に増える（図３（Ｄ）参照）。その結果、電流Ｉcjの導通回数も２倍となる（図３（Ｅ）参照）。
【００５８】
連続モード・不連続モードの境界条件及び負荷電流Ｉloadは、上記式（１）及び式（５）のΔＴの回数がそれぞれ２倍となるので、境界条件は下記式（７）のようになり、負荷電流は下記式（８）となり、アクティブキャパシタ接続によって負荷電流値が２倍となる。
【００５９】
【数７】
【００６０】
【数８】
【００６１】
図１７の回路条件で負荷電流Ｉloadを計算すると１．４Ａとなり、式（８）が成り立つことがわかる。出力電力はＩ２Ｒなので、アクティブキャパシタ２１を接続すると出力電力が２倍に増えていることがわかり、伝送効率の向上を確認することができる。
【００６２】
ここで、アクティブキャパシタ２１が負のキャパシタとして動作していることを以下により確認した。すなわち、Ｖaccが逆起電力方向を正としていることを考慮すると、ＩcjはＶaccからおよそ９０°遅れていることがわかる。電流が電圧から９０°遅れるという特性は、インダクタンス特性であることを示している。しかし、図１６に示す回路は、周波数による特性の変化が無いこと、及び、過渡時も振動を発生させることなく給電電力を増加させることから、負のキャパシタンスとして動作しているということができるのである。
【００６３】
（アクティブキャパシタを構成する直流電源をキャパシタに置き換えた回路）
図４は、図２に示すアクティブキャパシタ２１を構成する直流電源２２をキャパシタ２４に置き換えて構成した回路である。図２に示すアクティブキャパシタ２１はキャパシタとして動作しているため、直流電源２２をキャパシタ２４で置き換えることができるのである（図５参照）。
【００６４】
キャパシタ２４で置き換えた場合は電圧変動が問題となる。そのため、アクティブキャパシタ２１のキャパシタ２４の電圧変動を考える。キャパシタ２４には接合容量Ｃjと同じ電流が流れる。電圧変動はキャパシタンスに反比例するから、キャパシタ２４の容量Ｃsを接合容量Ｃj（接合コンデンサ３１，３２それぞれでの容量）のｋ倍にすれば、電圧変動は１／ｋとなる。接合容量Ｃjの電圧変動は電源電圧Ｅの２倍となるから、キャパシタ２４の容量Ｃsの電圧変動は２Ｅ／ｋとなる。接合容量Ｃjを１６６ｎＦ、電源電圧Ｅを４０Ｖ、キャパシタ２４の容量Ｃsを２０μＦとすると、容量Ｃsの変動は０．７Ｖとなり、十分小さい値であると言える。なお、ｋは、不安定とならない限りどのような値でもよいが、最低１以上で、数十（１０，２０，５０等）から数百（１００，２００，５００等）までの任意の値をとることができる。
【００６５】
図６（Ｃ）は、キャパシタ２４の容量Ｃsの電流波形を示している。このように、Ｃsには、正負の電流が交互に流れ、平均電力が零であることがわかる。図７はＣsの電圧Ｖcsの変動を示している。電圧Ｖcsは充放電のたびに変動が繰り返されるが、動作に支障があるような変動幅ではないことがわかる。
【００６６】
（Ｃsの電圧維持及び初期充電）
実際の回路には各部の損失が存在する。そのため、キャパシタ２４の容量Ｃsの電圧Ｖcsが変動することが考えられる。また、初期充電の必要もある。しかし、図３に示す本発明に係る回路は、自動的に容量Ｃsの電圧Ｖcsが電源電圧Ｖsと同等まで初期充電され、そのまま維持されるという好ましい特性がある。
【００６７】
図６（Ａ）（Ｃ）より、キャパシタ２４の電流Ｉcsが正方向に流れるのは、電源部１１の電源電圧Ｖsが変動する時である。それに対して、図６（Ｂ）（Ｃ）に示すように、キャパシタ２４での電流Ｉcsが負方向に流れるのは、電源部１１の電源電圧Ｖaccが変化する時である。
【００６８】
ここで、図６（Ｃ）に示すＩcsの振幅は負荷電流で定まるので、インダクタＬが十分に大きければほぼ一定であるということができる。図２（Ｅ）に示すように、一回当たりのＩcjが流れる時間は、そのときの電圧変動に比例する。電源方形波のＶsの振幅とＶaccの振幅とが等しいので、正負両方向に流れる電流の幅は等しくなる。しかし、例えば、Ｖcsが電源電圧Ｖsよりも小さく、Ｖaccの振幅がＶsの振幅よりも小さいと、正方向の電流の通流幅よりも負方向の電流の通流幅が小さくなり、平均電流が正となる。つまり、アクティブキャパシタ２１の容量Ｃsを充電させる方向となる。そして、Ｖcsが電源電圧Ｖsと等しくなった点で、Ｉcsの平均がゼロとなり、釣り合うことになる。本発明に係るアクティブキャパシタ２１の構成回路はこのようなメカニズムであるので、たとえＶcsがゼロであったとしても、電源電圧Ｖsの電圧値Ｅまで初期充電され、さらに、自動的にその電圧値Ｅを保持することができる。
【００６９】
図８は、図３のパラメータ条件で、アクティブキャパシタ２１の容量Ｃcsでの電圧Ｖcsを初期値（ゼロ）から起動した場合の電圧変化を示している。図８に示すように、自動的に電源電圧Ｖsの電圧値Ｅまで充電された後に保たれていることがわかる。本発明に係る回路は、あくまでもＶcsのフィードバック制御等は一切ない状態で、このような動作を実現できる点に特徴がある。
【００７０】
（他の実施形態）
図９は、本発明に係る非接触給電システム１Ｃのさらに他の一例を示す構成図である。また、図１０は図９に示す電界結合非接触給電システム１Ｃの位相特性であり、図１１は図９に示す電界結合非接触給電システム１Ｃの各部の電圧波形と電流波形である。図９の回路は、図２に示すアクティブキャパシタ（２１Ａ）にさらに直列にもう１つのアクティブキャパシタ（２１Ｂ）を繋いだ回路である。電源電圧Ｖsと各アクティブキャパシタ２１Ａ，２１ＢのＶＣ１及びＶＣ２とのスイッチングのタイミングは、図１１（Ａ）〜（Ｃ）となるようにスイッチングを行うことができる。こうしたスイッチングパターンは任意に設定可能である。
【００７１】
図１０（Ａ）と図１１（Ｇ）に示すように、接合電流Ｉcjの導通回数は図３（Ｅ）からさらに２回増え、Ｖoutの平均電圧も増加し、負荷８に流れる電流Ｉloadは大きくなった。また、Ｖ１の電圧も振幅が±５０Ｖ増えている。このように、アクティブキャパシタ２１を増やしていくと、接合電流Ｉloadが常に流れている状態とすることができる。そして、Ｖout＝ＥとなるときがＩload＝Ｅ／Ｒとなり、負荷電流が最大のときである。
【００７２】
ここで、アクティブキャパシタ２１が負のキャパシタと同等の動作をしていることを確認する。２つのアクティブキャパシタ２１Ａ，２１Ｂの電圧ＶＣ１及びＶＣ２の合成電圧をＶc-sumとしたとき、合成電圧と流れる電流の位相を比較する。図１０（Ｂ）では、分かりやすくするために、それぞれの波形を正弦波で近似したものを同時に示している。すると、電圧と電流が約９０°ずれていることが分かる。こうしたことは、アクティブキャパシタは、負のキャパシタンスと同じ動作をしていることを意味している。
【００７３】
（さらに他の実施形態）
図１２は、４つのアクティブキャパシタを直列接続したアクティブキャパシタを用いた場合のスイッチング波形の一例である。上記したように、アクティブキャパシタ２１の数が増えると、スイッチングパターンが特殊になる。その理由は、平均電力が零にならなければいけないからである。そこで、アクティブキャパシタの平均電力が零になるようなスイッチングパターンを選定することになる。
【００７４】
ここで、スイッチングパターン決めるにあたって、二つの条件がある。第１の条件は、それぞれのアクティブキャパシタの正電圧時の中心が電源電圧Ｖsの立ち下がりにくることであり、第２の条件は、電源電圧と各々のアクティブキャパシタ電圧のすべての立ち上がり、立ち下がりの間隔が一定であることである。図１２は、これら２つの条件を満たした一例である。
【００７５】
まず、第１の条件を満たさないと平均電力が零にならない。また、第２の条件に関しては、Ｖoutの電圧が零になる前にスイッチが切り替わるような状態になると、間隔が一定にならないという問題が生じる。また、電流の導通が重なる形になると、片方のキャパシタの放電量が増えて電圧を一定に保てないという問題が生じる。したがって、上記した２つの条件を満たすようにスイッチングを設定することが必須となる。
【００７６】
前記した図１１においても、こうした２つの条件を満たしている。こうした条件を満たすように設定することにより、電源１周期の間に各アクティブキャパシタのスイッチの切り替えが１回で済むので制御しやすいという利点がある。そして、アクティブキャパシタを複数増やしても、この２つの条件を満たすスイッチングパルスに設定すればよい。例えば、アクティブキャパシタの個数をｎ個としたとき、オン期間を下記式（９）のようにする。
【００７７】
【数９】
【００７８】
これにより、ｎ個のスイッチングパターンができるので、それぞれのオン期間の中心を電源電圧の立下りに合わせてスイッチングを行えばよい。一例として、アクティブキャパシタを４つ直列接続した場合を設定する。上記式（９）において、ｎに４を代入し、ｋに１〜４を代入すると、図１２（Ｂ）〜（Ｅ）中に示すように、Ｔ／５、２Ｔ／５、３Ｔ／５、４Ｔ／５、の４パターンができる。したがって、図１２に示すようなスイッチングを行えばよい。
【実施例】
【００７９】
以下に、本発明に係る電界結合非接触給電システムの具体的な実験結果について実験例により説明する。なお、本発明は下記の実験例に限定されない。
【００８０】
（実験例）
図１３は、実験に用いた回路の構成図であり、図１４は、図１３の回路からアクティブキャパシタを外した回路で得られた実験波形であり、図１５は、図１３の回路で得られた実験波形である。図１４と図１５を比較してわかるように、アクティブキャパシタ２１を接続することで、一周期における電流導通回数は増加しており、負荷電流Ｉloadも増加していることがわかり、アクティブキャパシタを設けることによる伝送効率の向上を確認できた。
【００８１】
この実験での回路パラメータを表１に示す。
【００８２】
【表１】
【００８３】
以上説明したように、本発明に係る非接触給電システム１では，新しい電界結合非接触給電方式として、ワンパルスアクティブキャパシタ２１を用いた回路とした。こうしたアクティブキャパシタ２１を接続することにより、不連続モード時の通流時間が増え、負荷電流が増加し、伝送効率の向上効果を発揮することができた。上記のように、負荷電流が√２倍（約１．４倍）増加することを確認でき、伝送効率の向上を確認できた。本発明を構成するアクティブキャパシタ２１を有する回路は、直流部にキャパシタのみを持つ簡単な回路で構成することができ、しかもその制御も位相を９０°ずらしたスイッチングパターンを与えるという極めて簡単な制御で行うことができ、伝送効率の向上を図ることができた。こうした回路は、集積化が容易な回路と言える。
【符号の説明】
【００８４】
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ 電界結合非接触給電システム
２ 給電領域
３ 被給電領域
４ 給電部
５ 被給電部
６ 境界部
８ 負荷
１１ 電源部
２１ アクティブキャパシタ
２４ キャパシタ
２５ アクティブキャパシタ制御部
３１ 第１結合コンデンサ
３２ 第２結合コンデンサ
３３ 第１送電電極
３４ 第２送電電極
３５ 第１受電電極
３６ 第２受電電極
【００８５】
Ｖcj アクティブキャパシタのインバータ電圧（直流電圧）
Ｖcs アクティブキャパシタを構成するキャパシタンスＣの容量Ｃsにおける電圧
Ｖs 電源部のインバータ電圧（直流電圧）
Ｖ１ 合成電圧
Ｉcj アクティブキャパシタの電流
【００８６】
１０１ アクティブキャパシタを接続しない非接触給電システム
１０２ 給電領域
１０３ 被給電領域
１０４ 給電部
１０５ 被給電部
１０６ 境界部
１０８ 負荷
１１１ 電源部
１１２ 直流電源
１３１，１３２ 接合コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電界結合方式の非接触給電システムに関する。更に詳しくは、モバイル機器等が備える充電池等の各種の負荷に対して、非接触で充電等を行うことができる電界結合非接触給電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話、ノートパソコン、ポータブルオーディオプレイヤー等のように、充電池（二次電池）を内蔵したモバイル機器が普及している。また、地球温暖化等の環境問題やエネルギー資源の問題を受け、電気エネルギーを用いたクリーンな交通手段として、電池やキャパシタ等の蓄電装置を搭載した電気自動車の研究や開発が盛んに行われている。このような機器では、電池に対する給電方法が重要な技術的課題になっている。給電方法には接触給電方式と非接触給電方式とがあるが、電池に対して急速充電を行う給電方法としては、利便性、安全性、プラグの抜き忘れ等の観点から、今後は非接触給電方法が有望と考えられている。
【０００３】
非接触給電方法としては、電磁誘導方式、電磁界共鳴方式、電界結合方式の３つの方式が存在する。これらのうち、現在実用化されている非接触給電システムは、コイルからコイルへ電力を供給する電磁誘導方式が主流である。しかし、この電磁誘導方式は、コイル間の位置ずれによる伝送効率の低下、コイル間に異物が侵入した際の過熱、電磁波や高調波への対策等が問題となっている。そこで、最近では、電界や磁界を用いた共鳴方式の非接触給電システムの開発機運が高まっている。
【０００４】
電磁界共鳴方式は、今最もよく研究されている非接触給電方式であり、２メートル離れた状態でも伝送が可能であることが発表されている。電力の伝送効率は４０％台とまだまだ低いが、この技術で効率が上がれば、走行中の自動車にも充電できる可能性があり、研究開発が活発化している。しかし、この電磁界共鳴方式は、フェライトやリッツ線コイルを用いるため、重く、高価になるという問題がある。また、位置ずれにより伝送効率が急激に下がり、安全性に関しても磁気漏洩の問題等、さまざまな問題がある。
【０００５】
電界結合方式は、電磁誘導方式や電磁界共鳴方式と比較して伝送電力密度が小さいと考えられ、あまり研究されていなかった。しかし、本出願人の研究（例えば特許文献１参照）によれば、水平方向の位置ずれに強く、現在実用化されている電磁誘導方式で問題となる異物侵入時の過熱や電磁波等の問題が生じないというメリットがある。さらに、電磁界共鳴方式で必須となるフェライトやリッツ線コイルを用いないため、機器の重さやコストを低減できるという利点がある。また、出力が大きな機器に対しても、接触させる面積を広げるだけで対応できるという利点がある。
【０００６】
この電界結合方式では、静電容量を持つ結合部に電流を流すためには、これまではＬＣ共振現象を利用してきた。しかし、ＬＣ共振を利用することから、結合部のキャパシタンスが変化すると共振点がずれて効率が下がるという問題があった。この問題は、効率を高めるために回路のＱを高くとればとるほど顕著に表れた。また、インダクタンスは巻き線構造を持つため、大きく重いうえに周波数が高くなると線間容量によって所望の特性が得られないという問題があった。
【０００７】
一方、本出願人は、アクティブリアクタンスの研究を進めており、その応用例として、負のアクティブキャパシタを用いて実在するキャパシタンスの容量を等価的に増加させ、ＬＣフィルタの特性を改善することに成功している（非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−８９５２０号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】鎌田浄、船渡寛人、小笠原悟司、「小容量リニアアンプとＬＣフィルタを用いた低歪みスイッチング電力増幅器の提案」電気論Ｄ、１２７巻、５号、pp.457-464(2007)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述した電界結合方式の非接触給電システムにおいては、給電時の送電電力を増大させることが望ましい。しかし、上記非特許文献１の例では、アクティブキャパシタの実現にリニアアンプを用いており、損失が大きいという問題がある。
【００１１】
また、リニアアンプの代わりにＰＷＭインバータを用いる方法では、ＰＷＭインバータが対応可能な周波数に限界があるという問題がある。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、アクティブキャパシタを利用して、ＬＣ共振を用いずに、送電電力を増加させることができる電界結合方式の非接触給電システム（「電界結合非接触給電システム」という。）を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するための本発明に係る電界結合方式の非接触給電システムは、給電領域に配置された給電部と、被給電領域に配置されて負荷に電力を供給するための被給電部とを有し、前記給電部は、電源部と、アクティブキャパシタと、当該アクティブキャパシタを制御するアクティブキャパシタ制御部と、前記給電領域と前記被給電領域との境界部の当該給電領域側に配置されて、前記電源部から電力の供給を受ける第１送電電極及び第２送電電極とを備え、前記被給電部は、前記第１送電電極及び前記第２送電電極に対して前記境界部を挟んで非接触態様で対向配置される第１受電電極及び第２の受電電極を備え、前記第１送電電極と、当該第１送電電極に対向配置した前記第１受電電極及び第２受電電極のいずれか一方とで第１結合コンデンサが構成され、前記第２送電電極と、当該第２送電電極に対向配置した前記第１受電電極及び第２受電電極のいずれか他方とで第２結合コンデンサが構成され、前記アクティブキャパシタは、前記第１結合コンデンサ及び前記第２結合コンデンサのいずれか一方に直列接続されており、前記アクティブキャパシタ制御部により当該アクティブキャパシタの直流電圧Ｖcjの位相が前記電源部の直流電圧Ｖsの位相から遅れるように（例えば９０°）制御され、前記アクティブキャパシタが負のキャパシタンスとして動作する、ことを特徴とする。
【００１４】
この発明によれば、電源部からの電源信号と同期したスイッチング信号発生装置であるアクティブキャパシタを有し、そのアクティブキャパシタの直流電圧Ｖcjの位相が電源部の直流電圧Ｖsの位相から遅れるように（例えば９０°）制御されており、アクティブキャパシタが負のキャパシタンスとして動作するので、合成電圧Ｖ１が階段状になり、電圧の立ち上がり回数が倍に増える。すなわち、電流Ｉcjの導通回数を倍にすることができるので、負荷に供給する電流値を１．４倍（√２倍）にすることができ、出力電力を倍にすることができる。その結果、伝送効率を向上させることができる。こうした本発明に係る電界結合非接触給電システムは、その構成回路を簡略化でき、特に複雑な制御も不要となる。さらに、その回路では、キャパシタンス自体を大きくすることができ、周波数の影響を受けずにインピーダンスを小さくすることができるという利点がある。
【００１５】
本発明に係る電界結合非接触給電システムにおいて、前記アクティブキャパシタは、直流電源を備えていても良いし、その直流電源に代えてキャパシタを備えていても良い。
【００１６】
本発明に係る電界結合非接触給電システムにおいて、前記アクティブキャパシタを１又は２以上直列接続するように構成する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明に係る電界結合非接触給電システムによれば、ＬＣ共振を用いずに送電電力を増加させて伝送効率を向上させることができるとともに、その回路構成を簡略化でき、特に複雑な制御も不要とすることができる。さらに、この回路構成は、キャパシタンス自体を大きくすることができ、周波数の影響を受けずにインピーダンスを小さくすることができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係る電界結合非接触給電システムの基本構成を示す構成図である。
【図２】本発明に係る電界結合非接触給電システムの一例を示す構成図である。
【図３】図２に示す電界結合非接触給電システムの各部の電圧波形と電流波形である。
【図４】本発明に係る電界結合非接触給電システムの他の一例を示す構成図である。
【図５】図４のアクティブキャパシタの説明図である。
【図６】図４に示す電界結合非接触給電システムの各部の電圧波形と電流波形である。
【図７】図４のアクティブキャパシタを構成するキャパシタＣsでの電圧波形Ｖcsである。
【図８】キャパシタＣsでの電圧Ｖcsにおいて、初期値ゼロから起動した場合の電圧変化を示す初期充電波形である。
【図９】本発明に係る電界結合非接触給電システムのさらに他の一例を示す構成図である。
【図１０】図９に示す電界結合非接触給電システムの位相特性である。
【図１１】図９に示す電界結合非接触給電システムの各部の電圧波形と電流波形である。
【図１２】４つのアクティブキャパシタを直列接続してなるアクティブキャパシタを用いた場合のスイッチング波形の一例である。
【図１３】実験例で用いた回路の構成図である。
【図１４】実験例で用いる回路からアクティブキャパシタを外した回路で得られた実験波形である。
【図１５】実験例の回路で得られた実験波形である。
【図１６】本発明に係る電界結合非接触給電システムからアクティブキャパシタを外した場合の構成例である。
【図１７】図１６に示す電界結合非接触給電システムの各部の電圧波形と電流波形である。
【図１８】キャパシタ絶縁電源装置のモード別動作波形である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明に係る電界結合非接触給電システムについて、図面を参照しつつ説明する。なお、以下の実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２０】
［基本構成］
本発明に係る電界結合非接触給電システム（以下「非接触給電システム」と略すことがある。）１は、図１に示すように、給電領域２に配置された給電部４と、被給電領域３に配置されて負荷８に電力を供給するための被給電部５とを有し、給電部４から被給電部５を介して負荷８に電力を供給するためのシステムである。給電領域２や被給電領域３の具体的構成は任意であり、例えば、一般住宅の内部空間やオフィスビル等の建屋の内部空間、電車や飛行機等の乗り物の内部空間、又は、屋外空間等を挙げることができる。
【００２１】
（給電部）
給電部４は、給電領域２に配置されるものであって、給電部内に電源部１１を備えたもの（図１参照）であってもよいし、給電部外の電源部から電力が供給されるもの（図示しない）であってもよい。この給電部４は、恒久的に移動不能な固定体であってもよいし、移動可能な移動体であってもよい。また、不使用時には給電領域２から取り外すことができたり、給電領域内の任意の位置に移設可能なものであってもよい。
【００２２】
具体的には、給電部４は、図１及び図２等に示すように、電源部１１と、アクティブキャパシタ２１と、アクティブキャパシタ２１を制御するアクティブキャパシタ制御部２５と、給電領域２と被給電領域３との境界部６の当該給電領域側に配置されて、電源部１１から電力の供給を受ける第１送電電極３３及び第２送電電極３４とを備えている。
【００２３】
この給電部４に設けられているアクティブキャパシタ２１は、図１及び図２等に示すように、第１結合コンデンサ３１及び第２結合コンデンサ３２のいずれか一方に直列接続されている。そして、このアクティブキャパシタ２１は、アクティブキャパシタ制御部２５により、アクティブキャパシタ２１の直流電圧Ｖcjの位相が、電源部１１の直流電圧Ｖsの位相から遅れるように（例えば９０°）制御されている。これにより、アクティブキャパシタ２１が負のキャパシタンスとして動作する。
【００２４】
このアクティブキャパシタ２１は、電源一周期に一回のスイッチングで実現できるワンパルスアクティブキャパシタであることが好ましい。こうしたワンパルスアクティブキャパシタの適用にあっては、方形波電圧の電源及びチョーク入力型整流器の使用が前提とされる。
【００２５】
ここで、図１８のキャパシタ絶縁電源装置のモード別動作波形を用いて、連続モードと不連続モードについて説明する。図１８（ａ）に示すように、Ｉcが連続に流れる連続モードは、ＶＩＮが絶縁キャパシタに蓄積される最大電圧Ｖmaxよりも大きい場合である。このとき、Ｉcが方形波電流となり、伝送効率は高く、問題はない。一方、図１８（ｂ）に示すように、Ｉcが不連続に流れる不連続モードは、ＶＩＮとＶmaxとが等しくなる場合である。非接触給電において、接合部（第１結合コンデンサ３１と第２結合コンデンサ３２）のキャパシタの容量を大きくすることが困難であるため、Ｉc＝０の期間が長くなりやすく、負荷８への伝送効率が下がってしまうという問題がある。キャパシタによる絶縁を実現する場合は、連続モードとなるように絶縁キャパシタを選定すればよいが、非接触給電の場合は大きな接合キャパシタンスを実現することは困難である。そこで、本発明では、不連続モードの場合に、ワンパルスアクティブキャパシタを用いて給電容量を増加させているのである。
【００２６】
電源部１１は、直流電力の供給源である。例えば、直流電源１２は、蓄電池であってもよいし、送電線を介して送電された交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換装置として構成されたものであってもよい。なお、図２の例では１つの蓄電池の態様で表しているが、こうした態様に限定されず、複数の蓄電池で構成したものであってもよいし、蓄電池と交流／直流変換装置とを併設したものであってもよい。
【００２７】
電源部１１では、図２等に示すように、直流電源１２をインバータで対角にスイッチングを行い、方形波を作っている。スイッチング部１３は、一般的なものであり、トランジスタと、各トランジスタに並列接続されたダイオードと、スイッチング制御部とで構成される。本発明は電界結合非接触給電方式であるので、接合部（第１結合コンデンサ３１と第２結合コンデンサ３２）がキャパシタンスである。そのため、周波数が高ければ高いほど、キャパシタンスのインピーダンスは減少し、負荷への電力供給が増えることになる。そこで、本発明では、電源を、単純なスイッチの切り替えで行える方形波とすることが好ましい。こうした方形波電源を備えた電源部１１は、どのような電圧値を供給してもよいが、実用上、数Ｖ（例えば１Ｖ，２Ｖ，５Ｖ等）から数百Ｖ程度（例えば１００Ｖ，２００Ｖ等）を供給できる。また、その周波数も特に限定されず、１Ｈｚ未満の低周波数でもよいが、実用上は１ｋＨｚ以上である。なお、高い周波数は、使用するデバイスにより数百ＭＨｚの周波数でも可能であるが、通常、数ＭＨｚ程度である。
【００２８】
（被給電部）
被給電部５は、被給電領域３に固定的に配置して使用されるもの（静止体）であってもよいし、被給電領域３で移動するもの（可動体又は移動体ということもできる。）であってもよい。この被給電部５の機能や具体的構成は特に限定されないが、例えば静止体としては、設置箇所が固定されて通常は移動しない家電やデスクトップ型のコンピュータ等や、移動可能であるが充電時にはその場に置いて移動しない携帯電話、ノートパソコン、ポータブルオーディオプレイヤー、コードレス掃除機等を挙げることができる。また、可動体又は移動体としては、搬送ロボット等の移動ロボットや電気自動車等を挙げることができる。
【００２９】
具体的には、被給電部５は、図１及び図２等に示すように、第１送電電極３３及び第２送電電極３４に対して境界部６を挟んで非接触態様で対向配置される第１受電電極３５及び第２受電電極３６を備えている。そして、この被給電部５には、負荷８が接続されている。
【００３０】
（境界部）
給電領域２と被給電領域３とを区画する部位を「境界部６」（境界面ということもある。）という。例えば、被給電領域３を建屋の居室とすると共に、給電領域２を居室の床部又は壁部とした場合、床面又は壁面が境界部になる。この境界部６は、図１に示すように、第１結合コンデンサ３１と第２結合コンデンサ３２とから構成される。第１結合コンデンサ３１は、第１送電電極３３と、第１送電電極３３に対向配置した第１受電電極３５及び第２受電電極３６のいずれか一方とで構成されている。同様に、第２結合コンデンサ３２は、第２送電電極３４と、第２送電電極３４に対向配置した第１受電電極３５及び第２受電電極３６のいずれか他方とで構成されている。
【００３１】
（負荷）
負荷８は、被給電部５を介して供給された電力にて駆動し、所定機能を発揮するものである。例えば、被給電部５が携帯電話、ノートパソコン、ポータブルオーディオプレイヤー、コードレス掃除機等である場合には、その充電池（二次電池）が該当する。また、被給電部５が家電やデスクトップ型のコンピュータ等である場合には、内蔵された駆動電源ユニット等が該当する。また、被給電部５が搬送ロボット等の移動ロボットや電気自動車等である場合には、ロボット等に内蔵されたモータや制御ユニットが該当する。この他、負荷８の具体的構成は任意であり、例えば、被給電部５の外部の機器との相互間で通信信号の送受を無線又は有線にて行う通信機器、各種情報に関する情報処理を行なう情報処理機器等を挙げることができる。
【００３２】
負荷８は、被給電部５と一体として設けられているものであってもよいし、被給電部５と別体として設けられているものであってもよい。また、図１等においては、負荷８を１つのみ示しているが、相互に直列又は並列に接続された複数の負荷に対して電力供給を行ってもよい。
【００３３】
このように構成される電界結合非接触給電システム１は、図１に示すように、給電部４から被給電部５に対して電力を非接触で供給することができる。この非接触での電力供給は、境界部６を介して配置された結合部（第１結合コンデンサ３１及び第２結合コンデンサ３２）を用いて行われる。各結合コンデンサ３１，３２は、給電部４に設けた第１送信電極３３及び第２送電電極３４と、被給電部５に設けた第１受電電極３５及び第２受電電極３６とを、境界部（境界面）６を挟んで相互に非接触状に対向配置して構成されている。なお、各結合コンデンサ３１，３２を構成する各送電電極３３，３４と各受電電極３５，３６は、それぞれ平板状の導電体であり、相互に略平行になるように配置される。
【００３４】
本発明では、こうした結合コンデンサ３１，３２を少なくとも２つ設けて送電路に配置し、この２つの結合コンデンサ３１，３２を介して電界型の送電を行う。なお、本発明の構成によれば、給電部４の各送電電極３３，３４を被給電領域３に露出させる必要がなく、電力供給システムの安全性や耐久性を高めることができるという効果も併せ持つ。また、各送電電極３３，３４を複数配置することで、被給電部５が移動した場合においても当該被給電部５に対して継続的に電力供給を行うことができ、被給電部５の移動の自由度を確保することができるという効果も併せ持つ。
【００３５】
［アクティブキャパシタを有する回路構成］
最初に、アクティブキャパシタ２１を接続しない非接触給電システム１０１の回路構成（図１６参照）について説明し、その後に、本発明に係る非接触給電システム１Ａの回路構成（図２参照）について説明する。
【００３６】
（アクティブキャパシタを接続しない回路）
図１６は、アクティブキャパシタを接続しない回路で構成された非接触給電システム１０１の例である。この回路では、電源部１１１のインバータにより、高周波の方形波電圧Ｖsを出力し、非接触の接合部（接合コンデンサ１３１，１３２）のキャパシタＣjの電界を媒介としてエネルギーを被給電部１０５に伝送し、その被給電部１０５が備えるチョークインプット整流回路で整流され、負荷１０８に直流電流Ｉloadを給電する。チョークインプット整流回路には、デットタイムの影響を考え、電流環流用のダイオードＤfを接続している。
【００３７】
図１７は、図１６に示す回路構造の各部の電圧波形と電流波形を示している。図１７の波形は、電源部１１１から出力するインプット直流電圧Ｅを４０Ｖ、スイッチング周期Ｔを１００μｓ（スイッチング周波数１０ｋＨｚ）、結合部容量Ｃjを３３３ｎＦ×２、インダクタンスＬを１．３５ｍＨ、負荷抵抗Ｒを１０Ωとしたときの例である。このとき、結合部を流れる電流Ｉcjが不連続モードとなるようにしている。この不連続モードについては図１８を用いて説明したとおりである。なお、図１７の波形グラフにおいて、（Ａ）のＶsは電源部１１１から出力された方形波電圧であり、（Ｂ）のＶcjは接合コンデンサ１３１，１３２に印加される電圧であり、（Ｃ）のＩcjは接合コンデンサ１３１，１３２に流れる電流であり、（Ｄ）のＩloadは負荷１０８に流れる電流であり、（Ｅ）のｐloadは電源部１１１から供給される瞬間電力であり、（Ｇ）のＷloadは負荷平均電力である。
【００３８】
電流Ｉcjは、Ｖsと２×Ｖcjとに電位差がある場合のみ流れる。電流Ｉcjが流れることで接合コンデンサ１３１，１３２のキャパシタＣjが充電又は放電を行い、電圧Ｖcjが上昇又は減少してＶsとＶcjの電圧が再び等しくなると、電流Ｉcjは負荷１０８で環流し、Ｉcjは流れなくなる。
【００３９】
図１７に示すように、不連続モード時は、電流Ｉcjが導通しているときのみ電源から負荷１０８に電力を供給しているため、Ｉcjの導通時間が短いと、負荷電力Ｗloadは低く、伝送効率が悪くなる。
【００４０】
ここで、連続モードと不連続モードの境界条件を求める。一回の電流の導通時間をΔＴとし、スイッチング周期をＴとすると、スイッチの切り替えは一周期に２回あるため、下記式（１）のときが不連続モードとなる。
【００４１】
【数１】
【００４２】
また、キャパシタの電流は下記式（２）となる。
【００４３】
【数２】
【００４４】
式（２）を式（１）に代入すると、下記式（３）となり、この条件下で不連続モードとなる。
【００４５】
【数３】
【００４６】
また、負荷電流Ｉloadは下記式（４）と、負荷１０８にかかる平均電圧Ｖoutと、その抵抗値Ｒとで決まる。
【００４７】
【数４】
【００４８】
Ｖoutも周期ＴにおけるΔＴの割合で決められるので、下記式（５）となる。
【００４９】
【数５】
【００５０】
式（４）は式（２）と式（５）から下記式（６）となる。
【００５１】
【数６】
【００５２】
上記した回路要素のパラメータを式（６）に代入すると、Ｉ＝1.03Ａとなり、図１７（Ｆ）の値とほぼ一致する。なお、ｆはスイッチング周波数であり、f＝１／Ｔである。
【００５３】
（アクティブキャパシタを接続した回路）
図２は、アクティブキャパシタ２１を１つ備えた本発明に係る非接触給電システム１Ａを示す構成図である。アクティブキャパシタ２１は、第１結合コンデンサ３１に直列接続されている。そして、アクティブキャパシタ２１は、図３（Ａ）（Ｂ）に示すように、アクティブキャパシタ制御部２５（図１参照）により、アクティブキャパシタ２１の直流電圧Ｖaccの位相（図３（Ｂ）参照）が、電源部１１から出力された直流方形波電圧Ｖsの位相（図３（Ａ）参照）から例えば９０°遅れるように制御されている。なお、こうした制御は、アクティブキャパシタ２１を負のキャパシタンスとして動作させる。
【００５４】
この例では、Ｖaccの位相が直流方形波電圧Ｖsの位相から９０°遅れるようにしている。なお、この位相の遅れは９０°が原則であるが、電流が連続とならない限り（つまり重ならない限り）位相がずれてもよい（つまり９０°以外であってもよい）。
【００５５】
図２の例では、アクティブキャパシタ２１のインバータの直流電圧Ｖaccは、電源部１１から出力された直流方形波電圧Ｖsと等しくなっている（図３（Ａ）（Ｂ）参照）。両者の電圧（ＶaccとＶs）は、図３に示すように同じ値であってもよいし異なる値であってもよいが、同じ値であることがデバイスの選定上有利でＩＣ化し易いという利点がある（なお、後述の図４に示すように直流電源２２の代わりにキャパシタ２４を用いた場合は必ず同じ電圧になる。）。両者の電圧（ＶaccとＶs）を異なる値にする場合は、連続モードとならない範囲で任意の値に設定できる。
【００５６】
なお、図３のグラフにおいて、（Ｃ）のＶ１はＶsとＶaccの合成電圧であり、（Ｄ）のＶcjは接合コンデンサ３１，３２に印加される電圧であり、（Ｅ）のＩcjは接合コンデンサ３１，３２に流れる電流であり、（Ｆ）のＩloadは負荷８に流れる電流であり、（Ｇ）のｐloadは電源部１１から供給される瞬間電力であり、（Ｇ）のＷloadは負荷平均電力である。
【００５７】
図２の回路で図３に示すような制御を行うことにより、合成電圧Ｖ１が階段状となり（図３（Ｃ）参照）、電圧の立ち上がり回数が２倍に増える（図３（Ｄ）参照）。その結果、電流Ｉcjの導通回数も２倍となる（図３（Ｅ）参照）。
【００５８】
連続モード・不連続モードの境界条件及び負荷電流Ｉloadは、上記式（１）及び式（５）のΔＴの回数がそれぞれ２倍となるので、境界条件は下記式（７）のようになり、負荷電流は下記式（８）となり、アクティブキャパシタ接続によって負荷電流値が２倍となる。
【００５９】
【数７】
【００６０】
【数８】
【００６１】
図１７の回路条件で負荷電流Ｉloadを計算すると１．４Ａとなり、式（８）が成り立つことがわかる。出力電力はＩ２Ｒなので、アクティブキャパシタ２１を接続すると出力電力が２倍に増えていることがわかり、伝送効率の向上を確認することができる。
【００６２】
ここで、アクティブキャパシタ２１が負のキャパシタとして動作していることを以下により確認した。すなわち、Ｖaccが逆起電力方向を正としていることを考慮すると、ＩcjはＶaccからおよそ９０°遅れていることがわかる。電流が電圧から９０°遅れるという特性は、インダクタンス特性であることを示している。しかし、図１６に示す回路は、周波数による特性の変化が無いこと、及び、過渡時も振動を発生させることなく給電電力を増加させることから、負のキャパシタンスとして動作しているということができるのである。
【００６３】
（アクティブキャパシタを構成する直流電源をキャパシタに置き換えた回路）
図４は、図２に示すアクティブキャパシタ２１を構成する直流電源２２をキャパシタ２４に置き換えて構成した回路である。図２に示すアクティブキャパシタ２１はキャパシタとして動作しているため、直流電源２２をキャパシタ２４で置き換えることができるのである（図５参照）。
【００６４】
キャパシタ２４で置き換えた場合は電圧変動が問題となる。そのため、アクティブキャパシタ２１のキャパシタ２４の電圧変動を考える。キャパシタ２４には接合容量Ｃjと同じ電流が流れる。電圧変動はキャパシタンスに反比例するから、キャパシタ２４の容量Ｃsを接合容量Ｃj（接合コンデンサ３１，３２それぞれでの容量）のｋ倍にすれば、電圧変動は１／ｋとなる。接合容量Ｃjの電圧変動は電源電圧Ｅの２倍となるから、キャパシタ２４の容量Ｃsの電圧変動は２Ｅ／ｋとなる。接合容量Ｃjを１６６ｎＦ、電源電圧Ｅを４０Ｖ、キャパシタ２４の容量Ｃsを２０μＦとすると、容量Ｃsの変動は０．７Ｖとなり、十分小さい値であると言える。なお、ｋは、不安定とならない限りどのような値でもよいが、最低１以上で、数十（１０，２０，５０等）から数百（１００，２００，５００等）までの任意の値をとることができる。
【００６５】
図６（Ｃ）は、キャパシタ２４の容量Ｃsの電流波形を示している。このように、Ｃsには、正負の電流が交互に流れ、平均電力が零であることがわかる。図７はＣsの電圧Ｖcsの変動を示している。電圧Ｖcsは充放電のたびに変動が繰り返されるが、動作に支障があるような変動幅ではないことがわかる。
【００６６】
（Ｃsの電圧維持及び初期充電）
実際の回路には各部の損失が存在する。そのため、キャパシタ２４の容量Ｃsの電圧Ｖcsが変動することが考えられる。また、初期充電の必要もある。しかし、図３に示す本発明に係る回路は、自動的に容量Ｃsの電圧Ｖcsが電源電圧Ｖsと同等まで初期充電され、そのまま維持されるという好ましい特性がある。
【００６７】
図６（Ａ）（Ｃ）より、キャパシタ２４の電流Ｉcsが正方向に流れるのは、電源部１１の電源電圧Ｖsが変動する時である。それに対して、図６（Ｂ）（Ｃ）に示すように、キャパシタ２４での電流Ｉcsが負方向に流れるのは、電源部１１の電源電圧Ｖaccが変化する時である。
【００６８】
ここで、図６（Ｃ）に示すＩcsの振幅は負荷電流で定まるので、インダクタＬが十分に大きければほぼ一定であるということができる。図２（Ｅ）に示すように、一回当たりのＩcjが流れる時間は、そのときの電圧変動に比例する。電源方形波のＶsの振幅とＶaccの振幅とが等しいので、正負両方向に流れる電流の幅は等しくなる。しかし、例えば、Ｖcsが電源電圧Ｖsよりも小さく、Ｖaccの振幅がＶsの振幅よりも小さいと、正方向の電流の通流幅よりも負方向の電流の通流幅が小さくなり、平均電流が正となる。つまり、アクティブキャパシタ２１の容量Ｃsを充電させる方向となる。そして、Ｖcsが電源電圧Ｖsと等しくなった点で、Ｉcsの平均がゼロとなり、釣り合うことになる。本発明に係るアクティブキャパシタ２１の構成回路はこのようなメカニズムであるので、たとえＶcsがゼロであったとしても、電源電圧Ｖsの電圧値Ｅまで初期充電され、さらに、自動的にその電圧値Ｅを保持することができる。
【００６９】
図８は、図３のパラメータ条件で、アクティブキャパシタ２１の容量Ｃcsでの電圧Ｖcsを初期値（ゼロ）から起動した場合の電圧変化を示している。図８に示すように、自動的に電源電圧Ｖsの電圧値Ｅまで充電された後に保たれていることがわかる。本発明に係る回路は、あくまでもＶcsのフィードバック制御等は一切ない状態で、このような動作を実現できる点に特徴がある。
【００７０】
（他の実施形態）
図９は、本発明に係る非接触給電システム１Ｃのさらに他の一例を示す構成図である。また、図１０は図９に示す電界結合非接触給電システム１Ｃの位相特性であり、図１１は図９に示す電界結合非接触給電システム１Ｃの各部の電圧波形と電流波形である。図９の回路は、図２に示すアクティブキャパシタ（２１Ａ）にさらに直列にもう１つのアクティブキャパシタ（２１Ｂ）を繋いだ回路である。電源電圧Ｖsと各アクティブキャパシタ２１Ａ，２１ＢのＶＣ１及びＶＣ２とのスイッチングのタイミングは、図１１（Ａ）〜（Ｃ）となるようにスイッチングを行うことができる。こうしたスイッチングパターンは任意に設定可能である。
【００７１】
図１０（Ａ）と図１１（Ｇ）に示すように、接合電流Ｉcjの導通回数は図３（Ｅ）からさらに２回増え、Ｖoutの平均電圧も増加し、負荷８に流れる電流Ｉloadは大きくなった。また、Ｖ１の電圧も振幅が±５０Ｖ増えている。このように、アクティブキャパシタ２１を増やしていくと、接合電流Ｉloadが常に流れている状態とすることができる。そして、Ｖout＝ＥとなるときがＩload＝Ｅ／Ｒとなり、負荷電流が最大のときである。
【００７２】
ここで、アクティブキャパシタ２１が負のキャパシタと同等の動作をしていることを確認する。２つのアクティブキャパシタ２１Ａ，２１Ｂの電圧ＶＣ１及びＶＣ２の合成電圧をＶc-sumとしたとき、合成電圧と流れる電流の位相を比較する。図１０（Ｂ）では、分かりやすくするために、それぞれの波形を正弦波で近似したものを同時に示している。すると、電圧と電流が約９０°ずれていることが分かる。こうしたことは、アクティブキャパシタは、負のキャパシタンスと同じ動作をしていることを意味している。
【００７３】
（さらに他の実施形態）
図１２は、４つのアクティブキャパシタを直列接続したアクティブキャパシタを用いた場合のスイッチング波形の一例である。上記したように、アクティブキャパシタ２１の数が増えると、スイッチングパターンが特殊になる。その理由は、平均電力が零にならなければいけないからである。そこで、アクティブキャパシタの平均電力が零になるようなスイッチングパターンを選定することになる。
【００７４】
ここで、スイッチングパターン決めるにあたって、二つの条件がある。第１の条件は、それぞれのアクティブキャパシタの正電圧時の中心が電源電圧Ｖsの立ち下がりにくることであり、第２の条件は、電源電圧と各々のアクティブキャパシタ電圧のすべての立ち上がり、立ち下がりの間隔が一定であることである。図１２は、これら２つの条件を満たした一例である。
【００７５】
まず、第１の条件を満たさないと平均電力が零にならない。また、第２の条件に関しては、Ｖoutの電圧が零になる前にスイッチが切り替わるような状態になると、間隔が一定にならないという問題が生じる。また、電流の導通が重なる形になると、片方のキャパシタの放電量が増えて電圧を一定に保てないという問題が生じる。したがって、上記した２つの条件を満たすようにスイッチングを設定することが必須となる。
【００７６】
前記した図１１においても、こうした２つの条件を満たしている。こうした条件を満たすように設定することにより、電源１周期の間に各アクティブキャパシタのスイッチの切り替えが１回で済むので制御しやすいという利点がある。そして、アクティブキャパシタを複数増やしても、この２つの条件を満たすスイッチングパルスに設定すればよい。例えば、アクティブキャパシタの個数をｎ個としたとき、オン期間を下記式（９）のようにする。
【００７７】
【数９】
【００７８】
これにより、ｎ個のスイッチングパターンができるので、それぞれのオン期間の中心を電源電圧の立下りに合わせてスイッチングを行えばよい。一例として、アクティブキャパシタを４つ直列接続した場合を設定する。上記式（９）において、ｎに４を代入し、ｋに１〜４を代入すると、図１２（Ｂ）〜（Ｅ）中に示すように、Ｔ／５、２Ｔ／５、３Ｔ／５、４Ｔ／５、の４パターンができる。したがって、図１２に示すようなスイッチングを行えばよい。
【実施例】
【００７９】
以下に、本発明に係る電界結合非接触給電システムの具体的な実験結果について実験例により説明する。なお、本発明は下記の実験例に限定されない。
【００８０】
（実験例）
図１３は、実験に用いた回路の構成図であり、図１４は、図１３の回路からアクティブキャパシタを外した回路で得られた実験波形であり、図１５は、図１３の回路で得られた実験波形である。図１４と図１５を比較してわかるように、アクティブキャパシタ２１を接続することで、一周期における電流導通回数は増加しており、負荷電流Ｉloadも増加していることがわかり、アクティブキャパシタを設けることによる伝送効率の向上を確認できた。
【００８１】
この実験での回路パラメータを表１に示す。
【００８２】
【表１】
【００８３】
以上説明したように、本発明に係る非接触給電システム１では，新しい電界結合非接触給電方式として、ワンパルスアクティブキャパシタ２１を用いた回路とした。こうしたアクティブキャパシタ２１を接続することにより、不連続モード時の通流時間が増え、負荷電流が増加し、伝送効率の向上効果を発揮することができた。上記のように、負荷電流が√２倍（約１．４倍）増加することを確認でき、伝送効率の向上を確認できた。本発明を構成するアクティブキャパシタ２１を有する回路は、直流部にキャパシタのみを持つ簡単な回路で構成することができ、しかもその制御も位相を９０°ずらしたスイッチングパターンを与えるという極めて簡単な制御で行うことができ、伝送効率の向上を図ることができた。こうした回路は、集積化が容易な回路と言える。
【符号の説明】
【００８４】
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ 電界結合非接触給電システム
２ 給電領域
３ 被給電領域
４ 給電部
５ 被給電部
６ 境界部
８ 負荷
１１ 電源部
２１ アクティブキャパシタ
２４ キャパシタ
２５ アクティブキャパシタ制御部
３１ 第１結合コンデンサ
３２ 第２結合コンデンサ
３３ 第１送電電極
３４ 第２送電電極
３５ 第１受電電極
３６ 第２受電電極
【００８５】
Ｖcj アクティブキャパシタのインバータ電圧（直流電圧）
Ｖcs アクティブキャパシタを構成するキャパシタンスＣの容量Ｃsにおける電圧
Ｖs 電源部のインバータ電圧（直流電圧）
Ｖ１ 合成電圧
Ｉcj アクティブキャパシタの電流
【００８６】
１０１ アクティブキャパシタを接続しない非接触給電システム
１０２ 給電領域
１０３ 被給電領域
１０４ 給電部
１０５ 被給電部
１０６ 境界部
１０８ 負荷
１１１ 電源部
１１２ 直流電源
１３１，１３２ 接合コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
給電領域に配置された給電部と、被給電領域に配置されて負荷に電力を供給するための被給電部とを有し、
前記給電部は、電源部と、アクティブキャパシタと、当該アクティブキャパシタを制御するアクティブキャパシタ制御部と、前記給電領域と前記被給電領域との境界部の当該給電領域側に配置されて、前記電源部から電力の供給を受ける第１送電電極及び第２送電電極とを備え、
前記被給電部は、前記第１送電電極及び前記第２送電電極に対して前記境界部を挟んで非接触態様で対向配置される第１受電電極及び第２の受電電極を備え、
前記第１送電電極と、当該第１送電電極に対向配置した前記第１受電電極及び第２受電電極のいずれか一方とで第１結合コンデンサが構成され、前記第２送電電極と、当該第２送電電極に対向配置した前記第１受電電極及び第２受電電極のいずれか他方とで第２結合コンデンサが構成され、
前記アクティブキャパシタは、前記第１結合コンデンサ及び前記第２結合コンデンサのいずれか一方に直列接続されており、前記アクティブキャパシタ制御部により当該アクティブキャパシタの直流電圧Ｖcjの位相が前記電源部の直流電圧Ｖｓの位相から遅れるように制御され、前記アクティブキャパシタが負のキャパシタンスとして動作する、ことを特徴とする電界結合非接触給電システム。
【請求項２】
前記アクティブキャパシタがキャパシタを備えている、請求項１に記載の電界結合非接触給電システム。
【請求項３】
前記アクティブキャパシタが直流電源を備えている、請求項１に記載の電界結合非接触給電システム。
【請求項４】
前記アクティブキャパシタを１又は２以上直列接続する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電界結合非接触給電システム。
【請求項１】
給電領域に配置された給電部と、被給電領域に配置されて負荷に電力を供給するための被給電部とを有し、
前記給電部は、電源部と、アクティブキャパシタと、当該アクティブキャパシタを制御するアクティブキャパシタ制御部と、前記給電領域と前記被給電領域との境界部の当該給電領域側に配置されて、前記電源部から電力の供給を受ける第１送電電極及び第２送電電極とを備え、
前記被給電部は、前記第１送電電極及び前記第２送電電極に対して前記境界部を挟んで非接触態様で対向配置される第１受電電極及び第２の受電電極を備え、
前記第１送電電極と、当該第１送電電極に対向配置した前記第１受電電極及び第２受電電極のいずれか一方とで第１結合コンデンサが構成され、前記第２送電電極と、当該第２送電電極に対向配置した前記第１受電電極及び第２受電電極のいずれか他方とで第２結合コンデンサが構成され、
前記アクティブキャパシタは、前記第１結合コンデンサ及び前記第２結合コンデンサのいずれか一方に直列接続されており、前記アクティブキャパシタ制御部により当該アクティブキャパシタの直流電圧Ｖcjの位相が前記電源部の直流電圧Ｖｓの位相から遅れるように制御され、前記アクティブキャパシタが負のキャパシタンスとして動作する、ことを特徴とする電界結合非接触給電システム。
【請求項２】
前記アクティブキャパシタがキャパシタを備えている、請求項１に記載の電界結合非接触給電システム。
【請求項３】
前記アクティブキャパシタが直流電源を備えている、請求項１に記載の電界結合非接触給電システム。
【請求項４】
前記アクティブキャパシタを１又は２以上直列接続する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電界結合非接触給電システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１２−３４４４７（Ｐ２０１２−３４４４７Ａ）
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１６９８２５（Ｐ２０１０−１６９８２５）
【出願日】平成２２年７月２８日（２０１０．７．２８）
【出願人】（３０４０３６７４３）国立大学法人宇都宮大学 (209)
【出願人】（０００００３６２１）株式会社竹中工務店 (1,669)
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年７月２８日（２０１０．７．２８）
【出願人】（３０４０３６７４３）国立大学法人宇都宮大学 (209)
【出願人】（０００００３６２１）株式会社竹中工務店 (1,669)
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