高電圧発生回路
【目的】 高電圧発生回路における高圧安定化制御を応答性よく行い、一次コイルに流れ込む電流変化を少くしてスイッチングノイズを小さくする。
【構成】 フライバックトランス３の一次コイル１側に、水平出力トランジスタ６とダンパーダイオード４と共振コンデンサ５とを並列に接続する。同一次コイル１に還流用ダイオード12を直列接続させ、一次コイル１と水平出力トランジスタ６と還流用ダイオード12とより電流還流回路を形成する。一次コイル１の一端側に制御トランジスタ11と駆動電源８を接続する。同制御トランジスタ11にスイッチ断続制御回路を接続し、高圧出力電圧の降下量が大きくなると制御トランジスタ11の断続スイッチオン期間を長くしてフライバックパルスの波高値を高くすることにより高圧出力電圧の安定化を行う。
【構成】 フライバックトランス３の一次コイル１側に、水平出力トランジスタ６とダンパーダイオード４と共振コンデンサ５とを並列に接続する。同一次コイル１に還流用ダイオード12を直列接続させ、一次コイル１と水平出力トランジスタ６と還流用ダイオード12とより電流還流回路を形成する。一次コイル１の一端側に制御トランジスタ11と駆動電源８を接続する。同制御トランジスタ11にスイッチ断続制御回路を接続し、高圧出力電圧の降下量が大きくなると制御トランジスタ11の断続スイッチオン期間を長くしてフライバックパルスの波高値を高くすることにより高圧出力電圧の安定化を行う。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、フライバックパルスを昇圧してその昇圧出力を陰極線管のアノードへ加える高電圧発生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】テレビジョン受像機やディスプレイ装置の陰極線管に数10ＫＶという高い電圧を印加する高電圧発生回路には、通常高圧出力電圧の安定化を行う高圧安定化回路が備えられている。この高圧安定化回路を組み込んだ従来の高電圧発生回路が図６に示されている。同図において、フライバックトランス３の一次側にダンパーダイオード４と、共振コンデンサ５と、水平出力スイッチ素子としての水平出力トランジスタ６と、電圧制御回路７と、駆動電源８とを有しており、水平出力トランジスタ６のオフ時にフライバックトランス３の一次コイル１と共振コンデンサ５とのＬＣ直列共振によってフライバックパルスを発生させ、このフライバックパルスをフライバックトランス３で昇圧して陰極線管９のアノードに加えるものである。電圧制御回路７はこの陰極線管９のアノードに加わる高圧出力電圧を検出し、例えば高圧出力電圧が降下したとき、その降下量に応じて駆動電源８の電源電圧を高くなる方向に制御してフライバックパルスの波高値を高くし、常に高圧出力電圧が一定となるよう制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図６に示す従来の高電圧発生回路では電圧制御回路７に周知の如く大容量のコンデンサ（図示せず）が使用されており、そのため同コンデンサの時定数によって高圧安定化制御の応答性が悪くなるという問題があった。
【０００４】本発明は、上記従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的は高圧安定化制御の応答性の優れた高電圧発生回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成するために、次のように構成されている。すなわち、本発明は、フライバックトランスの一次側に水平出力スイッチ素子と、この水平出力スイッチ素子のオフ時にフライバックトランスの一次コイルとのＬＣ共振によってフライバックパルスを発生させる共振コンデンサと、このフライバックパルスの波高値を制御する高圧制御スイッチ素子とを有し、高圧制御スイッチ素子のオフ時に前記フライバックトランスの一次コイルと水平出力スイッチ素子を通って還流する電流還流回路が形成されている高電圧発生回路であって、前記高圧制御スイッチ素子には水平出力スイッチ素子がオンしているトランジスタ期間でスイッチオン・オフを繰り返し断続制御するスイッチ断続制御回路が接続されており、このスイッチ断続制御回路は高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれ断続スイッチオンのパルス幅を大きくすることを特徴として構成されている。
【０００６】
【作用】水平出力スイッチ素子がオンしているトランジスタ期間に高圧制御スイッチ素子はスイッチ断続制御回路によりオン・オフを繰り返す。高圧制御スイッチ素子の１続スイッチオンのパルス幅に応じて駆動電源から一次コイルを通る電流が一次コイルに電磁エネルギとして蓄えられる。
【０００７】次に、水平出力スイッチ素子がオフしたとき同一次コイルと共振コンデンサとのＬＣ共振によりフライバックパルスが発生する。高圧出力電圧の降下量が大きくなればなるほど前記高圧制御スイッチ素子の断続スイッチオンのパルス幅が大きくなってフライバックパルスの波高値は高くなり、高圧出力電圧の降下量が補償されて高圧出力電圧の安定化が行われる。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１には本発明に係る高電圧発生回路の一実施例の回路構成が示されている。本実施例が従来例と異なる特徴的なことは、従来例では高圧出力電圧の安定化を電源電圧を制御する方式で行ったが、本実施例では、スイッチ動作によりフライバックパルスの波高値の大きさを制御するスイッチ制御方式にし、かつ、このスイッチ制御方式を特有な回路構成としたことである。
【０００９】同図において、フライバックトランス３の一次コイル１の一端側、例えば巻き始め側には還流用ダイオード12が接続されており、この一次コイル１と還流用ダイオード12との直列回路に並列に水平出力スイッチ素子としての水平出力トランジスタ６と、ダンパーダイオード４と、共振コンデンサ５とがそれぞれ接続されており、水平出力トランジスタ６のエミッタ側はアース側（グランド側）に接続されている。同水平出力トランジスタ６のベース側は水平ドライブ回路（図示せず）から図２の（ａ）に示すような水平ドライブ信号（ＨＤ信号）が加えられる。一次コイル１と水平出力トランジスタ６と還流用ダイオード12とより電流還流回路が形成されている。
【００１０】前記一次コイル１と還流用ダイオード12との直列接続部には高圧制御スイッチ素子として機能する制御トランジスタ11のエミッタ側が接続されており、制御トランジスタ11のコレクタ側は駆動電源８の正極側に接続され、駆動電源８の負極側はグランド側に接続されている。そして、前記制御トランジスタ11には並列にダイオード13が接続されている。
【００１１】フライバックトランス３の二次コイル２の高圧端側は、高圧整流ダイオード19とコンデンサ20との半波整流回路を介して陰極線管９のアノードに接続されている。二次コイル２の高圧端側には分圧抵抗体16，17の直列回路が接続されており、この分圧抵抗体16，17により分圧されて高圧出力電圧ＥH が検出される。
【００１２】前記制御トランジスタ11のベース側は、高圧出力電圧の降下量に応じてスイッチオンのタイミングを可変制御するスイッチ断続制御回路が接続されている。このスイッチ断続制御回路は、エラーアンプ14と差動増幅器15と基準鋸波信号発生回路22とを有して構成されている。エラーアンプ14は高圧出力電圧の検出電圧ＥS と基準電源18の基準電圧ＥO とを比較し、高圧出力電圧の降下量に応じた図２の（ｂ）に示すような比較信号ＥC を差動増幅器15の非反転入力端子側に加える。差動増幅器15の反転入力端子側は水平ドライブ信号よりも周波数の高い図２の（ｂ）に示すような常に一定の鋸波ＥM を発生する基準鋸波信号発生回路22に接続されている。差動増幅器15では図２の（ｂ）に示すように前記比較信号ＥC と鋸波ＥM とを比較してこの鋸波ＥM の立ち下がり部分と比較信号ＥC との交点で立ち上がり、鋸波ＥM の立ち上がり部分と比較信号ＥC との交点で立ち下がる同図の（ｃ）に示すような断続したパルスドライブ信号ＥP を出力し、これを前記制御トランジスタ11のベース側に加えている。つまり、差動増幅器15は高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれ、すなわち、比較信号ＥC のレベルが高くなるにつれ、オンのパルス幅を大きくし、オフのパルス幅を小さくしたパルスドライブ信号ＥP を作り出して制御トランジスタ11に加えている。
【００１３】この実施例は上記のように構成されており、次に図２のタイムチャートと図３の各動作回路図に基づき高圧出力電圧の安定化動作を説明する。まず、ｔ1 〜ｔ1A期間では、ｔ1 の時点で水平出力トランジスタ６がＨＤ信号に同期してオフすることによって共振コンデンサ５と一次コイル１とが直列ＬＣ共振を開始し、水平出力トランジスタ６がオフする前に駆動電源８からの電流によって一次コイル１に蓄えられていた電磁エネルギは共振コンデンサ５の静電エネルギに図２の（ｅ）に示すように変換されフライバックパルスが作り出されていく。次にｔ1A〜ｔ2 期間では制御トランジスタ11がオフとなるので駆動電源８を経由することなく還流用ダイオード12を経由して一次コイル１の電磁エネルギは共振コンデンサ５に静電エネルギとして変換されて蓄積され、ｔ2 で一次コイル１の電磁エネルギが全て静電エネルギに変換され、フライバックパルスのピークとなる。
【００１４】ｔ2 〜ｔ3 期間では、共振コンデンサ５と一次コイル１とのＬＣ共振により今度は共振コンデンサ５の静電エネルギが一次コイル１の電磁エネルギに逆変換されて行き、水平出力トランジスタ６のコレクタ電圧は徐々に低下し、ｔ3 の時点でコレクタ電圧は零になり、フライバックパルスが作り出される。
【００１５】次に、コレクタ電圧が零電位より小さくなるとダンパーダイオード４がオンしてダンパー期間ｔ3 〜ｔ4 となり、グランド側からダンパーダイオード４を通って一次コイル１側にダンパー電流が流れ、ｔ4 の時点でダンパーダイオード４のアノード側の電圧がカソード側の電圧よりも低くなってダンパーダイオード４がオフする。
【００１６】次に、ｔ4 〜ｔ5 のトランジスタ期間では制御トランジスタ11がオンしているＴON期間と制御トランジスタ11がオフしているＴOFF 期間とが、制御トランジスタ11のオン・オフ状態により繰り返される。ＴON期間では水平出力トランジスタ６と制御トランジスタ11とが共にオンしており、図２の（ｄ）に示すように駆動電源８から一次コイル１を経て水平出力トランジスタ６側に電流が時間の経過とともに増加する態様で流れ、一次コイル１に、電磁エネルギが蓄積される。次に、ＴOFF 期間では、水平出力トランジスタ６がオン状態であるが制御トランジスタ11がオフとなるので、制御トランジスタ11側に流れる電流の経路が遮断されるので、電流は一次コイル１、水平出力トランジスタ６、還流用ダイオード12を順に経て一次コイル１に至る閉ループ、すなわち電流還流回路を還流し、電磁エネルギは保持される。以上のＴON期間とＴOFF 期間の動作が繰り返されてｔ5 に至ると最初のｔ1 の状態に一致し、以上のｔ1 〜ｔ5 の動作が繰り返されることにより、回路動作が継続される。
【００１７】このように本実施例によれば、高圧出力電圧の降下量が大きくなればなるほどトランジスタ期間内の制御トランジスタ11の断続スイッチオンの期間ＴONが長くなり、駆動電源８から一次コイル１に電流が多く流れ一次コイル１に電磁エネルギが多く蓄積され、水平出力トランジスタ６のオフ時に発生するフライバックパルスの波高値は高くなり、高圧出力電圧の降下量が補償されて高圧出力電圧の安定化が行われる。
【００１８】また、本実施例は、従来のような電圧制御方式でなく、スイッチ制御方式によって高圧出力電圧ＥH の安定化を行っているので、大容量のコンデンサを使用する必要がないので高圧安定化制御の応答性が向上する。
【００１９】さらに、水平出力トランジスタ６がオンしているトランジスタ期間に制御トランジスタ11がオンしているＴON期間では、一次コイル１に流れる電流は図２の（ｄ）に示すように増加し、制御トランジスタ11がオフしているＴOFF 期間では、一次コイル１に流れる電流のレベルが維持されて、電流は電流還流回路を還流し、次に制御トランジスタ11がオンすると、その電流レベルから一次コイル１に電流が増加して流れる。以上のようなＴON期間とＴOFF 期間とを繰り返して、一次コイル１に電流が流れて、同図の（ｄ）に示すように電流の変化が緩やかな直線状態となり、電磁エネルギが蓄積される。
【００２０】トランジスタ期間内で、同図の（ｇ），（ｈ）に示すように１回だけ制御トランジスタ11をオンさせ、このトランジスタオンのタイミングを制御することで、高圧安定化制御を行うこともできるが、この場合には、制御トランジスタ11のオン・オフ時に一次コイル１に流れる電流が大きく変化し、スイッチングノイズの発生が大きくなる。本実施例では、制御トランジスタ11がオン時に一次コイル１に電磁エネルギを蓄積し、制御トランジスタがオフ時に電流還流回路を還流するという動作を繰り返すようにしたので、トランジスタ期間における制御トランジスタ11のオン時からオフ時に至る電流の増加量が小さくなり、オン時の電流レベルはオフ時の電流還流回路を還流する電流レベルと等しく、オン・オフ時にレベル差の小さい電流の変化が断続的に繰り返される。トランジスタ期間の始期から終期にかけての電流の増加量は、図２の（ｄ）に示すように直線状態となり、かつ、制御トランジスタ11のオン・オフ時の電流変化が極めて小さくなる。
【００２１】制御トランジスタ11のオン・オフ時に発生するスイッチングノイズは、一次コイル１に流れる電流の変化が大きい程、大きく発生する傾向があるので、本実施例のように、一次コイル１に流れる電流の変化を極めて小さくした場合には、スイッチングノイズの発生が極めて小さくなり、トランジスタ期間でのスイッチングノイズのトータル量は図２の（ｇ），（ｈ）に示すように、トランジスタ期間に１度だけ制御トランジスタをオンさせるものよりも格段に小さくなり、スイッチングノイズによるディスプレイ画面への悪影響を小さくすることができる。
【００２２】また、同図の（ｇ），（ｈ）に示すように、トランジスタ期間内で１回だけ制御トランジスタ11をオンさせる場合には、制御トランジスタ11のオフ時に電流還流回路を還流する電流値が大きくなるので、各回路素子には電力損失が大きく生ずるが、本実施例によれば、トランジスタ期間内で制御トランジスタのオン・オフ動作のスイッチング制御を断続的に行っているので、還流も断続的に生ずるため、その電流値も分散されて小さくなり、電流還流回路の各回路素子から発生する電力損失も分散されて小さくなり、トランジスタ期間内のトータル電力損失量も格段に小さくなる。
【００２３】なお、本実施例は、上記実施例に限定されることはなく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、上記実施例での水平出力トランジスタ６や制御トランジスタ11は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等で構成してもよい。
【００２４】また、図４に示すように、共振コンデンサを５ａと５ｂの直列回路によって構成し、スイッチ25のオン・オフ制御によって共振容量の大きさを可変し、広範囲の周波数領域のマルチスキャンタイプのものに対応することができる。
【００２５】さらに、図５に示すように、共振コンデンサ５に並列に偏向ヨーク26と補正コンデンサ27との直列回路を接続して、偏向高圧一体型の回路構成とすることも可能である。
【００２６】さらに、上記実施例では、トランジスタ期間以外でも制御トランジスタ11をオン・オフを繰り返すようにしたが、トランジスタ期間以外では制御トランジスタ11がオフするようにしてもよい。
【００２７】さらに、制御トランジスタ11と並列にコンデンサ28を接続する（図５の点線部分）ことにより、トランジスタ期間の電流波形をよりなだらかにして、スイッチングノイズの発生をより分散させて、画面への悪影響をより一層軽減できる。
【００２８】
【発明の効果】本発明は、高圧制御スイッチ素子のオン・オフ制御によって、高圧出力電圧の安定化を行うスイッチ制御方式であるので、従来の電圧制御方式の場合のような大容量のコンデンサを使用しないので、高圧安定化制御の応答性がよくなる。
【００２９】また、水平出力スイッチ素子がオン状態のトランジスタ期間で、高圧制御スイッチ素子がオン・オフを繰り返すことによってフライバックトランスの一次コイルへの電磁エネルギの蓄積が逐次行われるため、一次コイルに流れる電流の変化量が小さくなり、スイッチングノイズの発生を小さく分散させることができるので、スイッチングノイズによる画面への悪影響を小さくすることができる。
【００３０】さらに、トランジスタ期間内で高圧制御トランジスタのオン・オフ動作を断続的に行っているので、高圧制御トランジスタのオフ時における電流還流回路での還流も断続的に生ずるため、その電流も分散されて小さくなり、各回路素子から発生する電力損失を小さくでき、トランジスタ期間内のトータル電力損失量も十分小さなものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高電圧発生回路の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】同実施例の回路の動作を示すタイムチャートである。
【図３】同実施例の回路の動作タイミングの説明図である。
【図４】マルチスキャンタイプの他の実施例の回路説明図である。
【図５】偏向電圧一体型タイプのさらに他の実施例の回路説明図である。
【図６】従来の高電圧発生回路の説明図である。
【符号の説明】
１ 一次コイル
３ フライバックトランス
５ 共振コンデンサ
６ 水平出力スイッチ素子
11 高圧制御スイッチ素子
ＥH 高圧出力電圧
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、フライバックパルスを昇圧してその昇圧出力を陰極線管のアノードへ加える高電圧発生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】テレビジョン受像機やディスプレイ装置の陰極線管に数10ＫＶという高い電圧を印加する高電圧発生回路には、通常高圧出力電圧の安定化を行う高圧安定化回路が備えられている。この高圧安定化回路を組み込んだ従来の高電圧発生回路が図６に示されている。同図において、フライバックトランス３の一次側にダンパーダイオード４と、共振コンデンサ５と、水平出力スイッチ素子としての水平出力トランジスタ６と、電圧制御回路７と、駆動電源８とを有しており、水平出力トランジスタ６のオフ時にフライバックトランス３の一次コイル１と共振コンデンサ５とのＬＣ直列共振によってフライバックパルスを発生させ、このフライバックパルスをフライバックトランス３で昇圧して陰極線管９のアノードに加えるものである。電圧制御回路７はこの陰極線管９のアノードに加わる高圧出力電圧を検出し、例えば高圧出力電圧が降下したとき、その降下量に応じて駆動電源８の電源電圧を高くなる方向に制御してフライバックパルスの波高値を高くし、常に高圧出力電圧が一定となるよう制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図６に示す従来の高電圧発生回路では電圧制御回路７に周知の如く大容量のコンデンサ（図示せず）が使用されており、そのため同コンデンサの時定数によって高圧安定化制御の応答性が悪くなるという問題があった。
【０００４】本発明は、上記従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的は高圧安定化制御の応答性の優れた高電圧発生回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成するために、次のように構成されている。すなわち、本発明は、フライバックトランスの一次側に水平出力スイッチ素子と、この水平出力スイッチ素子のオフ時にフライバックトランスの一次コイルとのＬＣ共振によってフライバックパルスを発生させる共振コンデンサと、このフライバックパルスの波高値を制御する高圧制御スイッチ素子とを有し、高圧制御スイッチ素子のオフ時に前記フライバックトランスの一次コイルと水平出力スイッチ素子を通って還流する電流還流回路が形成されている高電圧発生回路であって、前記高圧制御スイッチ素子には水平出力スイッチ素子がオンしているトランジスタ期間でスイッチオン・オフを繰り返し断続制御するスイッチ断続制御回路が接続されており、このスイッチ断続制御回路は高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれ断続スイッチオンのパルス幅を大きくすることを特徴として構成されている。
【０００６】
【作用】水平出力スイッチ素子がオンしているトランジスタ期間に高圧制御スイッチ素子はスイッチ断続制御回路によりオン・オフを繰り返す。高圧制御スイッチ素子の１続スイッチオンのパルス幅に応じて駆動電源から一次コイルを通る電流が一次コイルに電磁エネルギとして蓄えられる。
【０００７】次に、水平出力スイッチ素子がオフしたとき同一次コイルと共振コンデンサとのＬＣ共振によりフライバックパルスが発生する。高圧出力電圧の降下量が大きくなればなるほど前記高圧制御スイッチ素子の断続スイッチオンのパルス幅が大きくなってフライバックパルスの波高値は高くなり、高圧出力電圧の降下量が補償されて高圧出力電圧の安定化が行われる。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１には本発明に係る高電圧発生回路の一実施例の回路構成が示されている。本実施例が従来例と異なる特徴的なことは、従来例では高圧出力電圧の安定化を電源電圧を制御する方式で行ったが、本実施例では、スイッチ動作によりフライバックパルスの波高値の大きさを制御するスイッチ制御方式にし、かつ、このスイッチ制御方式を特有な回路構成としたことである。
【０００９】同図において、フライバックトランス３の一次コイル１の一端側、例えば巻き始め側には還流用ダイオード12が接続されており、この一次コイル１と還流用ダイオード12との直列回路に並列に水平出力スイッチ素子としての水平出力トランジスタ６と、ダンパーダイオード４と、共振コンデンサ５とがそれぞれ接続されており、水平出力トランジスタ６のエミッタ側はアース側（グランド側）に接続されている。同水平出力トランジスタ６のベース側は水平ドライブ回路（図示せず）から図２の（ａ）に示すような水平ドライブ信号（ＨＤ信号）が加えられる。一次コイル１と水平出力トランジスタ６と還流用ダイオード12とより電流還流回路が形成されている。
【００１０】前記一次コイル１と還流用ダイオード12との直列接続部には高圧制御スイッチ素子として機能する制御トランジスタ11のエミッタ側が接続されており、制御トランジスタ11のコレクタ側は駆動電源８の正極側に接続され、駆動電源８の負極側はグランド側に接続されている。そして、前記制御トランジスタ11には並列にダイオード13が接続されている。
【００１１】フライバックトランス３の二次コイル２の高圧端側は、高圧整流ダイオード19とコンデンサ20との半波整流回路を介して陰極線管９のアノードに接続されている。二次コイル２の高圧端側には分圧抵抗体16，17の直列回路が接続されており、この分圧抵抗体16，17により分圧されて高圧出力電圧ＥH が検出される。
【００１２】前記制御トランジスタ11のベース側は、高圧出力電圧の降下量に応じてスイッチオンのタイミングを可変制御するスイッチ断続制御回路が接続されている。このスイッチ断続制御回路は、エラーアンプ14と差動増幅器15と基準鋸波信号発生回路22とを有して構成されている。エラーアンプ14は高圧出力電圧の検出電圧ＥS と基準電源18の基準電圧ＥO とを比較し、高圧出力電圧の降下量に応じた図２の（ｂ）に示すような比較信号ＥC を差動増幅器15の非反転入力端子側に加える。差動増幅器15の反転入力端子側は水平ドライブ信号よりも周波数の高い図２の（ｂ）に示すような常に一定の鋸波ＥM を発生する基準鋸波信号発生回路22に接続されている。差動増幅器15では図２の（ｂ）に示すように前記比較信号ＥC と鋸波ＥM とを比較してこの鋸波ＥM の立ち下がり部分と比較信号ＥC との交点で立ち上がり、鋸波ＥM の立ち上がり部分と比較信号ＥC との交点で立ち下がる同図の（ｃ）に示すような断続したパルスドライブ信号ＥP を出力し、これを前記制御トランジスタ11のベース側に加えている。つまり、差動増幅器15は高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれ、すなわち、比較信号ＥC のレベルが高くなるにつれ、オンのパルス幅を大きくし、オフのパルス幅を小さくしたパルスドライブ信号ＥP を作り出して制御トランジスタ11に加えている。
【００１３】この実施例は上記のように構成されており、次に図２のタイムチャートと図３の各動作回路図に基づき高圧出力電圧の安定化動作を説明する。まず、ｔ1 〜ｔ1A期間では、ｔ1 の時点で水平出力トランジスタ６がＨＤ信号に同期してオフすることによって共振コンデンサ５と一次コイル１とが直列ＬＣ共振を開始し、水平出力トランジスタ６がオフする前に駆動電源８からの電流によって一次コイル１に蓄えられていた電磁エネルギは共振コンデンサ５の静電エネルギに図２の（ｅ）に示すように変換されフライバックパルスが作り出されていく。次にｔ1A〜ｔ2 期間では制御トランジスタ11がオフとなるので駆動電源８を経由することなく還流用ダイオード12を経由して一次コイル１の電磁エネルギは共振コンデンサ５に静電エネルギとして変換されて蓄積され、ｔ2 で一次コイル１の電磁エネルギが全て静電エネルギに変換され、フライバックパルスのピークとなる。
【００１４】ｔ2 〜ｔ3 期間では、共振コンデンサ５と一次コイル１とのＬＣ共振により今度は共振コンデンサ５の静電エネルギが一次コイル１の電磁エネルギに逆変換されて行き、水平出力トランジスタ６のコレクタ電圧は徐々に低下し、ｔ3 の時点でコレクタ電圧は零になり、フライバックパルスが作り出される。
【００１５】次に、コレクタ電圧が零電位より小さくなるとダンパーダイオード４がオンしてダンパー期間ｔ3 〜ｔ4 となり、グランド側からダンパーダイオード４を通って一次コイル１側にダンパー電流が流れ、ｔ4 の時点でダンパーダイオード４のアノード側の電圧がカソード側の電圧よりも低くなってダンパーダイオード４がオフする。
【００１６】次に、ｔ4 〜ｔ5 のトランジスタ期間では制御トランジスタ11がオンしているＴON期間と制御トランジスタ11がオフしているＴOFF 期間とが、制御トランジスタ11のオン・オフ状態により繰り返される。ＴON期間では水平出力トランジスタ６と制御トランジスタ11とが共にオンしており、図２の（ｄ）に示すように駆動電源８から一次コイル１を経て水平出力トランジスタ６側に電流が時間の経過とともに増加する態様で流れ、一次コイル１に、電磁エネルギが蓄積される。次に、ＴOFF 期間では、水平出力トランジスタ６がオン状態であるが制御トランジスタ11がオフとなるので、制御トランジスタ11側に流れる電流の経路が遮断されるので、電流は一次コイル１、水平出力トランジスタ６、還流用ダイオード12を順に経て一次コイル１に至る閉ループ、すなわち電流還流回路を還流し、電磁エネルギは保持される。以上のＴON期間とＴOFF 期間の動作が繰り返されてｔ5 に至ると最初のｔ1 の状態に一致し、以上のｔ1 〜ｔ5 の動作が繰り返されることにより、回路動作が継続される。
【００１７】このように本実施例によれば、高圧出力電圧の降下量が大きくなればなるほどトランジスタ期間内の制御トランジスタ11の断続スイッチオンの期間ＴONが長くなり、駆動電源８から一次コイル１に電流が多く流れ一次コイル１に電磁エネルギが多く蓄積され、水平出力トランジスタ６のオフ時に発生するフライバックパルスの波高値は高くなり、高圧出力電圧の降下量が補償されて高圧出力電圧の安定化が行われる。
【００１８】また、本実施例は、従来のような電圧制御方式でなく、スイッチ制御方式によって高圧出力電圧ＥH の安定化を行っているので、大容量のコンデンサを使用する必要がないので高圧安定化制御の応答性が向上する。
【００１９】さらに、水平出力トランジスタ６がオンしているトランジスタ期間に制御トランジスタ11がオンしているＴON期間では、一次コイル１に流れる電流は図２の（ｄ）に示すように増加し、制御トランジスタ11がオフしているＴOFF 期間では、一次コイル１に流れる電流のレベルが維持されて、電流は電流還流回路を還流し、次に制御トランジスタ11がオンすると、その電流レベルから一次コイル１に電流が増加して流れる。以上のようなＴON期間とＴOFF 期間とを繰り返して、一次コイル１に電流が流れて、同図の（ｄ）に示すように電流の変化が緩やかな直線状態となり、電磁エネルギが蓄積される。
【００２０】トランジスタ期間内で、同図の（ｇ），（ｈ）に示すように１回だけ制御トランジスタ11をオンさせ、このトランジスタオンのタイミングを制御することで、高圧安定化制御を行うこともできるが、この場合には、制御トランジスタ11のオン・オフ時に一次コイル１に流れる電流が大きく変化し、スイッチングノイズの発生が大きくなる。本実施例では、制御トランジスタ11がオン時に一次コイル１に電磁エネルギを蓄積し、制御トランジスタがオフ時に電流還流回路を還流するという動作を繰り返すようにしたので、トランジスタ期間における制御トランジスタ11のオン時からオフ時に至る電流の増加量が小さくなり、オン時の電流レベルはオフ時の電流還流回路を還流する電流レベルと等しく、オン・オフ時にレベル差の小さい電流の変化が断続的に繰り返される。トランジスタ期間の始期から終期にかけての電流の増加量は、図２の（ｄ）に示すように直線状態となり、かつ、制御トランジスタ11のオン・オフ時の電流変化が極めて小さくなる。
【００２１】制御トランジスタ11のオン・オフ時に発生するスイッチングノイズは、一次コイル１に流れる電流の変化が大きい程、大きく発生する傾向があるので、本実施例のように、一次コイル１に流れる電流の変化を極めて小さくした場合には、スイッチングノイズの発生が極めて小さくなり、トランジスタ期間でのスイッチングノイズのトータル量は図２の（ｇ），（ｈ）に示すように、トランジスタ期間に１度だけ制御トランジスタをオンさせるものよりも格段に小さくなり、スイッチングノイズによるディスプレイ画面への悪影響を小さくすることができる。
【００２２】また、同図の（ｇ），（ｈ）に示すように、トランジスタ期間内で１回だけ制御トランジスタ11をオンさせる場合には、制御トランジスタ11のオフ時に電流還流回路を還流する電流値が大きくなるので、各回路素子には電力損失が大きく生ずるが、本実施例によれば、トランジスタ期間内で制御トランジスタのオン・オフ動作のスイッチング制御を断続的に行っているので、還流も断続的に生ずるため、その電流値も分散されて小さくなり、電流還流回路の各回路素子から発生する電力損失も分散されて小さくなり、トランジスタ期間内のトータル電力損失量も格段に小さくなる。
【００２３】なお、本実施例は、上記実施例に限定されることはなく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、上記実施例での水平出力トランジスタ６や制御トランジスタ11は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等で構成してもよい。
【００２４】また、図４に示すように、共振コンデンサを５ａと５ｂの直列回路によって構成し、スイッチ25のオン・オフ制御によって共振容量の大きさを可変し、広範囲の周波数領域のマルチスキャンタイプのものに対応することができる。
【００２５】さらに、図５に示すように、共振コンデンサ５に並列に偏向ヨーク26と補正コンデンサ27との直列回路を接続して、偏向高圧一体型の回路構成とすることも可能である。
【００２６】さらに、上記実施例では、トランジスタ期間以外でも制御トランジスタ11をオン・オフを繰り返すようにしたが、トランジスタ期間以外では制御トランジスタ11がオフするようにしてもよい。
【００２７】さらに、制御トランジスタ11と並列にコンデンサ28を接続する（図５の点線部分）ことにより、トランジスタ期間の電流波形をよりなだらかにして、スイッチングノイズの発生をより分散させて、画面への悪影響をより一層軽減できる。
【００２８】
【発明の効果】本発明は、高圧制御スイッチ素子のオン・オフ制御によって、高圧出力電圧の安定化を行うスイッチ制御方式であるので、従来の電圧制御方式の場合のような大容量のコンデンサを使用しないので、高圧安定化制御の応答性がよくなる。
【００２９】また、水平出力スイッチ素子がオン状態のトランジスタ期間で、高圧制御スイッチ素子がオン・オフを繰り返すことによってフライバックトランスの一次コイルへの電磁エネルギの蓄積が逐次行われるため、一次コイルに流れる電流の変化量が小さくなり、スイッチングノイズの発生を小さく分散させることができるので、スイッチングノイズによる画面への悪影響を小さくすることができる。
【００３０】さらに、トランジスタ期間内で高圧制御トランジスタのオン・オフ動作を断続的に行っているので、高圧制御トランジスタのオフ時における電流還流回路での還流も断続的に生ずるため、その電流も分散されて小さくなり、各回路素子から発生する電力損失を小さくでき、トランジスタ期間内のトータル電力損失量も十分小さなものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高電圧発生回路の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】同実施例の回路の動作を示すタイムチャートである。
【図３】同実施例の回路の動作タイミングの説明図である。
【図４】マルチスキャンタイプの他の実施例の回路説明図である。
【図５】偏向電圧一体型タイプのさらに他の実施例の回路説明図である。
【図６】従来の高電圧発生回路の説明図である。
【符号の説明】
１ 一次コイル
３ フライバックトランス
５ 共振コンデンサ
６ 水平出力スイッチ素子
11 高圧制御スイッチ素子
ＥH 高圧出力電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】 フライバックトランスの一次側に水平出力スイッチ素子と、この水平出力スイッチ素子のオフ時にフライバックトランスの一次コイルとのＬＣ共振によってフライバックパルスを発生させる共振コンデンサと、このフライバックパルスの波高値を制御する高圧制御スイッチ素子とを有し、高圧制御スイッチ素子のオフ時に前記フライバックトランスの一次コイルと水平出力スイッチ素子を通って還流する電流還流回路が形成されている高電圧発生回路であって、前記高圧制御スイッチ素子には水平出力スイッチ素子がオンしているトランジスタ期間でスイッチオン・オフを繰り返し断続制御するスイッチ断続制御回路が接続されており、このスイッチ断続制御回路は高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれ断続スイッチオンのパルス幅を大きくする構成とした高電圧発生回路。
【請求項１】 フライバックトランスの一次側に水平出力スイッチ素子と、この水平出力スイッチ素子のオフ時にフライバックトランスの一次コイルとのＬＣ共振によってフライバックパルスを発生させる共振コンデンサと、このフライバックパルスの波高値を制御する高圧制御スイッチ素子とを有し、高圧制御スイッチ素子のオフ時に前記フライバックトランスの一次コイルと水平出力スイッチ素子を通って還流する電流還流回路が形成されている高電圧発生回路であって、前記高圧制御スイッチ素子には水平出力スイッチ素子がオンしているトランジスタ期間でスイッチオン・オフを繰り返し断続制御するスイッチ断続制御回路が接続されており、このスイッチ断続制御回路は高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれ断続スイッチオンのパルス幅を大きくする構成とした高電圧発生回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図６】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図６】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開平６−２４５０９１
【公開日】平成６年（１９９４）９月２日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−５４８９４
【出願日】平成５年（１９９３）２月１９日
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
【公開日】平成６年（１９９４）９月２日
【国際特許分類】
【出願日】平成５年（１９９３）２月１９日
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
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