無線通信システムにおける確認応答及びカテゴリー0ビットのための送信ダイバーシティ
【課題】無線通信システムにおける確認応答及びカテゴリー0ビットのための送信
ダイバーシティ。
【解決手段】確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号送信方法は、ACK/NACK信号を多重化するステップと、上記多重化された信号を所定回数繰返し送信し、上記送信の各反復で上記多重化された信号は、周波数領域で拡散され、複数の離散リソースユニットにマッピングされ、前記複数の離散リソースユニットの各々は、隣接した一対のサブキャリアと所定個数の直交周波数分割多重化(OFDM)制御シンボルとを有するステップとを含む。
ダイバーシティ。
【解決手段】確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号送信方法は、ACK/NACK信号を多重化するステップと、上記多重化された信号を所定回数繰返し送信し、上記送信の各反復で上記多重化された信号は、周波数領域で拡散され、複数の離散リソースユニットにマッピングされ、前記複数の離散リソースユニットの各々は、隣接した一対のサブキャリアと所定個数の直交周波数分割多重化(OFDM)制御シンボルとを有するステップとを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、無線通信システムにおける確認応答(ACK)及びカテゴリー0ビットを送信する方法及び装置に関し、特に、指定されたビットエラー率で指定されたターゲットカバレッジに対して送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化する確認応答(Acknowledgement:以下、“ACK”と称する。)/否定確認応答(Nonacknowledgement:以下、“NACK”と称する。)及びカテゴリー0ビットを送信する過程及び装置に関する。
【背景技術】
【0002】
本発明の2つの参照文献は、次の通りである。
[1]3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes、2007年3月、マルタ
[2]R1-050271、“Evaluation of Diversity in Evolved UTRA”、三星、RAN1#40bis、中国北京、2005年4月
【0003】
ACKチャネル及びキャット0(カテゴリー0)ビットに対する送信ダイバーシティは、現在、ロングタームエボルーション(Long Term Evolution:以下、“LTE”と称する。)標準規格で完全に開発されていない。ACKチャネルの場合に、多重化、リソースマッピング、及び送信ダイバーシティを含む完全なソリューションがまだ提案されていない。キャット0の場合に、空間周波数ブロック符号化(Space Frequency Block Coding:以下、“SFBC”と称する。)の基本仮定により、不必要な追加のUEの複雑性が発生した。これは、SFBCが1回に2つの変調シンボルと最も効率的に作用する一方、キャット0ビットは、1つの変調シンボルだけを形成するためである。
【0004】
直交周波数分割多重化(OFDM)は、周波数領域でデータを多重化する技術である。変調シンボルは、周波数サブキャリアを介して送信される。OFDMシンボルの総帯域幅は、サブキャリアと呼ばれる狭帯域周波数ユニットに分割される。サブキャリアの個数は、このシステムで使用されるFFT/IFFTサイズNと同一である。一般的に、データに使用されるサブキャリアの個数は、Nより小さい。これは、周波数スペクトルのエッジに位置する一部のサブキャリアがガードサブキャリアとして予備されるためである。一般的に、情報は、ガードサブキャリアを介して送信されないことがある。
【0005】
典型的なセルラー無線システムは、無線カバレッジ領域又はセルを定義する固定基地局(BS)を含む。一般的に、非可視(non-line-of-sight:NLOS)無線伝播経路は、基地局と移動局との間に位置する自然物及び人工物により基地局と移動局との間に存在する。その結果、無線波は、反射、回折、及び散乱を介して伝播される。ダウンリンク方向の移動局(MS)(アップリンク方向のBS)に到着した無線波は、各電波の相互に異なる位相により補強及び相殺付加(constructive and destructive additions)を経験する。これは、セルラー無線通信で主に使用される高キャリア周波数で差動(differential)伝播遅延の小さな変化が各無線波位相の大きい変化につながるためである。MSが移動中であるか、又は散乱環境に変化がある場合に、複合受信信号の振幅及び位相の空間的な変化は、レイリーフェージング(Rayleigh fading)又は高速フェージングとして知られている時間的な変化として現れる。無線チャネルの時変特性により、所望するビットエラー又はパケットエラーの信頼性を提供するためには、非常に高い信号対雑音比(Signal-to-Noise Ratio:以下、“SNR”と称する。)が要求される。
【0006】
高速フェージングの影響を除去するために、ダイバーシティが幅広く使用される。このために、同一の情報を含む信号のフェージングされた複数のレプリカ(replicas)が受信器に提供される。アンテナブランチの各々で独立したフェージングを仮定すると、瞬間(instantaneous)SNRが各ブランチで特定のしきい値以下である確率は、約pLであり、ここで、pは、各アンテナブランチで瞬間SNRが特定のしきい値以下である確率である。
【0007】
使用に適合したダイバーシティ方法は、次のカテゴリー、すなわち、空間、角度、分極化、フィールド、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティに含まれる。空間周波数は、多重送信又は受信アンテナを使用して達成される。多重アンテナ間の空間分離が選択され、これにより、送信及び受信アンテナ間の通過の間に、ダイバーシティブランチは、信号間の相関がほとんどないか又はまったくなくフェージングを経験する。送信ダイバーシティは、同一の信号の複数の無相関(uncorrelated)レプリカを受信器に提供するために多重送信アンテナを使用する。送信ダイバーシティ方式は、開ループ送信ダイバーシティ方式と閉ループ送信ダイバーシティ方式とに分類されることができる。開ループ送信ダイバーシティ方式では、受信器からのフィードバックが不必要である。閉ループ送信ダイバーシティの公知された一例で、受信器は、受信器で受信した信号電力を極大化するために送信アンテナで適用されなければならない位相及び振幅調整を計算する。選択送信ダイバーシティ(Selection Transmit diversity:以下、“STD”と称する。)と呼ばれる閉ループ送信ダイバーシティの他の例では、受信器が送信に使用されるアンテナを介してフィードバック情報を送信器に提供する。
【0008】
ハイブリッド自動再送要求(Hybrid Automatic Repeat reQuestion:以下、“HARQ”と称する。)は、復号化の失敗を除去し、データ送信の信頼性を向上させるために通信システムで幅広く使用されている。
【0009】
N-チャネル同期HARQは、その単純性のために無線通信システムで頻繁に使用される。例えば、HARQは、3GPPにおいてLTEアップリンクのためのHARQ方式として受け入れられている。
【0010】
一般的に、HARQを使用するアップリンクには、アップリンクリソースを共有するユーザーが1つ以上存在するので、基地局がダウンリンクで多重ACK信号を送信する必要がある。所定のビットエラー率要件で所定のターゲットカバレッジに対して送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化するために、このようなDL(ダウンリンク)ACKチャネルは、使用可能な送信ダイバーシティ方式を用いて多重化され送信されなければならない。このような目的を達成するためのソリューションがまだ完成されていない。
【0011】
動的カテゴリー0(キャット0)ビットは、3GPP LTE標準機構で使用されるLTE用語であり、物理制御フォーマット指示子チャネル(PCFICH)とも呼ばれる。キャット0の役割は、ダウンリンク及びアップリンクスケジューリング許可(grants)の数を示すことによりダウンリンク制御チャネルのディメンショニング(スケーリング)を支援するのである。現在有効な仮定(3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes、2007年3月、マルタ)は、動的キャット0ビットが最大2ビットサイズを有し、制御チャネル要素(CCE)が存在するサブフレームごとに送信されなければならない。キャット0ビットにより伝達される情報は、サブフレームですべての制御チャネルに対して使用されるOFDMシンボルの数を含むが、これに限定されない。キャット0ビットの送信ダイバーシティは完成されておらず、本発明の目的は、チャネルで空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティのすべてを取得する簡単であり効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0012】
したがって、本発明の目的は、指定されたビットエラー率で指定されたターゲットカバレッジに対する送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化するために確認応答(ACK)を送信する改善した過程及び装置を提供することにある。
【0013】
本発明の他の目的は、キャット0チャネルで空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティのすべてを達成する簡単であり効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0014】
上記のような目的を達成するために、本発明の実施形態の一態様によれば、ACKチャネルの所定の反復/送信のために干渉平均化を使用し、数回の反復/再送信にわたって干渉ランダム化を確保するために、セル-特定スクランブリングと関連して符号分割多重化(CDM)が使用される。ここで、拡散長さ2が選択されることもあり、拡散後の結果信号ベクトルが2×1リソースユニット(RU)にマッピングされる。1つのRUは、時間-周波数リソースマッピングで2つの隣接サブキャリア及び1つの直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルを含む。上述したCDM方法に加えて、拡散後の各信号ベクトルaは、2つの二位相偏移変調(BPSK)されたACKビットを運搬する。しかしながら、I及びQ(実数及び虚数)ブランチのすべてが相互に異なる電力設定を有する相互に異なるACKビットを運搬するのに適用される場合に、多重化容量は2倍となることもある。
【0015】
最大電力不均衡は、ACKチャネルのセットに適用されることができる。適当な最大電力不均衡値の場合に、低電力ACKチャネルに要求される追加電力は最小である。電力不均衡に対する制限に加えて、Node-Bは、類似した電力設定を有する2つのACKチャネルを同一の複素シンボルのI及びQブランチに適用してもよい。Node-Bは、セル内の基地局を意味する。
【0016】
CDM多重化構成は、次のステップで構成されたリソースマッピング方法につながる。 1. CDMされた各ベクトルaがR回反復され、各反復は、2×1 RUにマッピングされる。全体反復回数は、OFDM制御シンボルの数Nに無関係に固定される。
2. 制御チャネルに対してN=1 OFDMシンボルが使用されると、すべてのR回反復されたベクトルは、1番目のOFDMシンボルで送信され、周波数ダイバーシティのために周波数領域で拡散されなければならない。一方、N=2又はN=3 OFDMシンボルが使用される場合に、このようなR回反復されたベクトルは、OFDMシンボル間の電力共有を可能にしつつも、周波数ダイバーシティを保持するために時間領域及び周波数領域のすべてで拡散されることもある。
【0017】
符号分割多重化(CDM)+空間周波数ブロック符号化(SFBC)+反復方法を使用してマッピングする方法が提案される。CDMされたベクトルaは、R回繰返し送信される。各送信において、2つのシンボル[a1,a2]は、両方の送信アンテナにわたってSFBCを用いて2×1 RUにマッピングされる。N=2及びN=3の場合にも、反復を含む同一のSFBCが使用されてもよい。
【0018】
本発明の実施形態の他の態様によれば、拡散長さ4のCDMは、I/Q領域多重化とともに使用される。CDM+SFBC+反復方法を使用するマッピングの一例が提案される。この場合に、4つのシンボルを有するベクトルaは、周波数領域で所定回数繰返し送信される。各送信において、2×2 RUが要求されることもある。
【0019】
相互に異なる送信でベクトルaの2対のシンボルのマッピング方法及びこのようなマッピング方法のための相互に異なるシンボル対にわたったこの2対のシンボルの置換が提案される。この場合に、ベクトルaの2対のシンボルは、各送信アンテナで相互に異なるOFDMシンボルに交互にマッピングされてもよい。
【0020】
本発明の実施形態のさらなる態様によれば、本発明は、カテゴリー0ビットの送信のために次のような送信ダイバーシティ方式を使用する。
1.キャット0ビットに対して4通りの状態が要求される場合には、4位相偏移変調(QPSK)が使用されることができ、キャット0ビットに対して3通りの状態が要求される場合には、3位相偏移変調(3PSK)が使用されることができる。変調されたキャット0シンボルは、aで表現される。
2.キャット0ビットは、常にサブフレーム内の1番目のOFDMシンボルで送信される。
3.この変調されたシンボルaは、2K回反復され、このような2Kシンボルは、2×1 RUにマッピングされ、各RUは、時間-周波数リソースマッピングで1つのOFDMシンボルに2つの隣接サブキャリアを含む。Kは、RUの個数である。
4.2本の送信アンテナに対しては、周波数選択性送信ダイバーシティ(FSTD)及び反復方法を結合した方法が使用される。
【0021】
このような一貫した衝突を避け、干渉平均利得を確保するための1つの方法としてセル特定ホッピングが使用されることができる。
【0022】
ダイバーシティ次数8の場合に、“最悪の場合も考慮した”BER性能を保証するためにQPSK変調されたキャット0シンボルに対して12から16までの範囲における反復回数が要求されるに違いない。
【0023】
本発明の実施形態のさらなる他の態様によれば、キャット0ビットの1つの反復に対して使用された2×1 RU内の2つのサブキャリアは、隣接したサブキャリアでなくてもよい。
【0024】
本発明の実施形態のさらなる他の1つの態様によれば、各反復に対して、キャット0シンボルaは、正規直交行列(ortho-normal matrix)を用いて隣接した2つのサブキャリアにわたった2×1 RUに空間及び周波数にわたって拡散される。このような正規直交拡散からの送信行列Tの例は、次のものを含むが、これに限定されない。
【0025】
【数1】
【0026】
この行列の行が置き換えられたバージョンも可能な正規直交拡散行列であることに留意する。
【0027】
本発明の実施形態のさらにまた他の態様によれば、本発明は、ACKチャネルに対して次のような送信ダイバーシティ方式を使用する。
1.いずれか1つのACKチャネルがシンボルにBPSK変調されるか、又は2つのACKチャネルがすべてBPSK変調されるが、シンボルaにI/Q多重化される。多重化でCDMが使用されない。
2.変調されたACKシンボルに対して(FSTD+反復)方式が使用されてもよい。
本発明の実施形態のさらなる他の態様によれば、本発明は、(3,2,2)2進線形コードを用いて2つのキャット0ビットを3ビットコードワードc1c2c3にマッピングし、このようなコードワードは、コードワード対間に最小のハミング距離2を有する4サイズのコードブックに属する。3通りの状態がキャット0ビットにより運搬される場合に、このようなコードブックCの一例は、c1c2c3∈ C={111,100,010 001}である。3ビットコードワードが定められると、キャット0ビットに使用される2Kチャネルシンボルに適合するように反復され、レートマッチングされる。ここで、符号化されたチャネルビットに対してQPSK変調が使用される。また、4Kが3で分割可能でない場合に、このレートマッチング過程が必要である。この場合に、コードワードc1c2c3が
【0028】
【数2】
回(すなわち、4K/3の商)反復され、その結果のシーケンスがコードワードc1c2c3の1番目の4K−3×
【0029】
【数3】
(すなわち、4K/3の余り)ビットと連接される。このように連接されたビットシーケンスは、チャネルシンボルに変調されマッピングされる最終チャネルビットシーケンスである。
【0030】
本発明の実施形態のさらにその他の態様によれば、3通りの状態が2つのキャット0ビットにより運搬される必要がある場合に、コードワードc1c2c3の選択がコードブックのサブセットに限定され、このようなサブセットのサイズは、3つのコードワードである。例えば、コードブックCの可能なサブセットは、c1c2c3∈ Csubset={111,100,010}である。
【図面の簡単な説明】
【0031】
【図1】送信器チェーン及び受信器チェーンを有するOFDM送受信器チェーンを示す図である。
【図2】アラマウティ2×1空間-時間ダイバーシティ方式を示す図である。
【図3】アラマウティ2×1空間-周波数ダイバーシティ方式を示す図である。
【図4】HARQ動作の例示図である。
【図5】4チャネル同期HARQ動作の一例を示す図である。
【図6】本発明の一実施形態の原理に従ってCDMされたACKチャネルを受信器装置(RE)にマッピングする一例を示す図である。
【図7】本発明の一実施形態の原理に従ってCDM拡散長さが2であり反復回数が6である場合にCDM+SFBC+反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す図である。
【図8】本発明の一実施形態の原理に従ってCDM拡散長さが4であり反復回数が4である場合にCDM+SFBC+反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す図である。
【図9】本発明の一実施形態の原理に従って図8に示すようなマッピング方法の場合に相互に異なる送信で2対のシンボルのマッピングを交互に行い、相互に異なるシンボル対にわたってこの2対のシンボルを置き換える一例を示す図である。
【図10】本発明の一実施形態の原理に従って反復回数が6である場合の変調されたカテゴリー0シンボルのREに対するマッピング、FSTD+反復の一例を示す図である。
【図11】相互に異なるダイバーシティ受信に対するビットエラー率(BER)性能を示す対数スケールのグラフである。
【図12】ACK/NACK信号を送信するフローチャート及びACK/NACK信号を受信するフローチャートを示す図である。
【図13】ACK/NACK信号を送信するフローチャート及びカテゴリー0(キャット0)信号を受信するフローチャートを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0032】
本発明の一実施形態の目的、特性、及び長所は、添付した図面と共に以下の説明により、さらに明確になるはずである。上記の図面において、同一の図面参照符号は、同一な素子、特性、及び構造を意味することが分かるはずである。
【0033】
現在、ロングタームエボルーション(Long Term Evolution:以下、“LTE”と称する。)標準規格では、確認応答(ACK)チャネル及びカテゴリー0(キャット0)ビットに対する送信ダイバーシティが完全に開発されていない。ACKチャネルの場合に、多重化、リソースマッピング、及び送信ダイバーシティを含む完全なソリューションがまだ提案されていない。キャット0の場合に、空間周波数ブロック符号化(Space Frequency Block Coding:以下、“SFBC”と称する。)の基本仮定により、不必要な追加のUEの複雑性が発生した。これは、SFBCが1回に2つの変調シンボルと最も効率的に作用する一方、キャット0ビットは、1つの変調シンボルだけを形成するためである。
【0034】
直交周波数分割多重化(OFDM)は、周波数領域でデータを多重化する技術である。変調シンボルは、周波数サブキャリアを介して運搬される。図1は、送信器チェーン及び受信器チェーンを有するOFDM送受信器チェーンを示す。OFDM送受信器チェーンの例が図1に図示されている。送信器チェーン100で、制御信号又はデータ信号が変調器101により変調され、変調された信号は、直列-並列変換器112により直列から並列に変換される。逆高速フーリエ変換(IFFT)部114は、この変調された信号又はデータを周波数領域から時間領域に移動させるのに使用され、時間領域に移動された変調信号は、並列-直列変換器116により並列から直列に変換される。サイクリックプレフィックス(CP)挿入段118でCP又はゼロプレフィックス(ZP)は、各OFDMシンボルに追加され、多重経路フェージングチャネル122での多重経路フェージングによる影響を避けるか、またはこれを軽減させる。CP挿入段118からの信号は、送信器(TX)フロントエンド処理部120、例えば、送信アンテナ(図1に図示せず)に印加される。したがって、送信器チェーン100により送信された信号は、受信器チェーン140により受信される。受信器チェーン140で、完壁な時間及び周波数同期化が達成されると仮定すると、受信器(RX)フロントエンド処理部124、例えば、受信アンテナ(図1に図示せず)を介して受信された信号は、受信された信号のサイクリックプレフィックス(CP)を除去するCP除去段126で処理される。CP除去段126で処理された信号は、直列-並列変換器128により直列から並列に変換される。高速フーリエ変換(FFT)部130は、並列-直列変換器132による並列-直列変換及び信号復調器134による復調を含む後続処理のために、受信された信号を時間領域から周波数領域に移動させる。
【0035】
OFDMシステムにおいて、総帯域幅は、サブキャリアと呼ばれる狭帯域周波数ユニットに分割される。サブキャリアの個数は、このシステムで使用されるFFT/IFFTサイズNと同一である。一般的に、データに使用されるサブキャリアの個数は、Nより小さい。これは、周波数スペクトルのエッジに位置する一部のサブキャリアがガードサブキャリアとして予備されるためである。一般的に、情報は、ガードサブキャリアを介して送信されないことがある。
【0036】
典型的なセルラー無線システムは、無線カバレッジ領域又はセルを定義する固定基地局(BS)を含む。一般的に、非可視(non-line-of-sight:NLOS)無線伝播経路は、基地局と移動局との間に位置する自然物及び人工物により基地局と移動局との間に存在する。その結果、無線波は、反射、回折、及び散乱を介して伝播される。ダウンリンク方向の移動局(MS)(アップリンク方向のBS)に到着した無線波は、各電波の相互に異なる位相により補強及び相殺付加(constructive and destructive additions)を経験する。これは、セルラー無線通信で主に使用される高キャリア周波数で差動伝播遅延の小さな変化が各無線波位相の大きい変化につながるためである。MSが移動中であるか、又は散乱環境に変化がある場合に、複合受信信号の振幅及び位相の空間的な変化は、レイリーフェージング(Rayleigh fading)又は高速フェージングとして知られている時間的な変化として現れる。無線チャネルの時変特性により、所望するビットエラー又はパケットエラーの信頼性を提供するためには、非常に高い信号対雑音比(Signal-to-Noise Ratio:以下、“SNR”と称する。)が要求される。
【0037】
高速フェージングの影響を除去するために、ダイバーシティが幅広く使用される。このために、同一の情報を含む信号のフェージングされた複数のレプリカ(replicas)が受信器に提供される。アンテナブランチの各々で独立したフェージングを仮定すると、瞬間SNRが各ブランチで特定のしきい値以下である確率は、約pLであり、ここで、pは、各アンテナブランチで瞬間SNRが特定のしきい値以下である確率である。
【0038】
使用に適合したダイバーシティ方法は、次のカテゴリー、すなわち、空間、角度、分極化、フィールド、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティに含まれる。空間周波数は、多重送信又は受信アンテナを使用して達成される。多重アンテナ間の空間分離が選択され、これにより、送信及び受信アンテナ間の通過の間に、ダイバーシティブランチは、信号間の相関がほとんどないか又はまったくなくフェージングを経験する。送信ダイバーシティは、同一の信号の複数の無相関レプリカを受信器に提供するために多重送信アンテナを使用する。送信ダイバーシティ方式は、開ループ送信ダイバーシティ方式と閉ループ送信ダイバーシティ方式とに分類されることができる。開ループ送信ダイバーシティ方式では、受信器からのフィードバックが不必要である。閉ループ送信ダイバーシティの公知された一例で、受信器は、受信器で受信した信号電力を極大化するために送信アンテナで適用されなければならない位相及び振幅調整を計算する。選択送信ダイバーシティ(Selection Transmit diversity:以下、“STD”と称する。)と呼ばれる閉ループ送信ダイバーシティの他の例では、受信器が送信に使用されるアンテナを介してフィードバック情報を送信器に提供する。
【0039】
開ループ送信ダイバーシティ方式の一例としては、アラマウティ2×1空間-時間ダイバーシティ方式が挙げられる。図2は、アラマウティ2×1空間-時間ダイバーシティ方式を示す。この方式では、任意のシンボル期間の間に、2つのデータシンボルが2本の送信アンテナANT1及びANT2から同時に送信される。図2に示すように、第1のシンボル間隔t1の間にANT1及びANT2から送信されたシンボルをそれぞれS1及びS2として示す。次のシンボル期間の間に、ANT1及びANT2から送信されたシンボルは、それぞれ−S2*及びS1*であり、ここで、x*は、xの複素共役を示す。受信器での特定の処理で、元のシンボルS1及びS2が復元されることもある。ここで、受信器での充実な復元のためには、ANT1及びANT2での瞬間チャネル利得推定値h1及びh2が要求される。これは、受信器でチャネル利得推定を提供するために両方のアンテナ上で個別のパイロットシンボルを必要とする。アラマウティ符号化により達成されるダイバーシティ利得は、最大比合成(MRC)で達成され得るダイバーシティ利得と同一である。
【0040】
また、2×1アラマウティ方式は、空間-周波数符号化された形態で実現されることができる。図3は、空間-周波数符号化された形態で実現された2×1アラマウティ方式を示す。この場合に、2つのシンボルが相互に異なる周波数、すなわち、サブキャリアf1及びf2、例えば、図3に示すようなOFDMシステムで相互に異なるサブキャリアを介して送信される。開ループ送信ダイバーシティ方式で空間-周波数符号化された形態で実現される場合に、図3に示す2×1アラマウティ空間-周波数ダイバーシティ方式は、任意のシンボル期間の間に、2つのデータシンボルが2本の送信アンテナANT1及びANT2から同時に送信される。図3に示すように、第1の周波数f1の間に、ANT1及びANT2から送信されたシンボルをそれぞれS1及びS2として示す。次のシンボル期間の間に、ANT1及びANT2から送信されたシンボルは、それぞれ−S2*及びS1*であり、ここで、x*は、xの複素共役を示す。元のシンボルS1及びS2は、受信器により復元されることもある。ここで、受信器での充実な復元のためには、ANT1及びANT2での瞬間チャネル利得推定値h1及びh2が要求される。これは、受信器でチャネル利得推定を提供するために両方のアンテナ上で個別のパイロットシンボルを必要とする。アラマウティ符号化により達成されるダイバーシティ利得は、最大比合成(MRC)で達成され得るダイバーシティ利得と同一である。
【0041】
サブキャリアf1、r1、及びf2、r2において、移動局が受信した信号r1及びr2は、次のように表現されることができる。
【0042】
【数4】
上述した数式(4)において、h1及びh2は、それぞれANT1及びANT2からのチャネル利得を示す。ここで、所定のアンテナからのチャネルは、サブキャリアf1とf2との間で変わらないと仮定する。移動局は、受信された信号に対して等化を実行し、シンボルS1及びS2を復元するために、この受信された2つの信号(r1及びr2)を結合する。
【0043】
【数5】
送信されたシンボルS1及びS2のすべてが完全な空間ダイバーシティを達成することがわかる。
【0044】
ハイブリッド自動再送要求(Hybrid Automatic Repeat reQuestion:以下、“HARQ”と称する。)は、復号化の失敗を除去し、データ送信の信頼性を向上させるために通信システムで幅広く使用されている。図4は、HARQ動作の例示である。データパケットは、特定の類型の順方向エラー訂正(FEC)方式を有するエンコーダ311を用いて符号化される。このパケットデータは、サブパケット生成器312により処理され、サブパケットのセットが生成される。サブパケット、例えば、サブパケットkは、符号化されたビットの中の一部だけを含んでもよい。フィードバック確認応答チャネル314により提供されるNAK否定確認応答で示すように、送受信器300によるサブパケットkの送信が失敗すると、このデータパケットを再送信するために再送信サブパケット、すなわち、サブパケットk+1が提供される。サブパケットk+1の送受信に成功すると、フィードバック確認応答チャネル314によりACK確認応答が提供される。この再送信サブパケットは、前のサブパケットとは異なる符号化されたビットを含んでもよい。受信器は、復号化器313が受信したすべてのサブパケットをソフトに結合するか又は共同で復号することにより、復号化の可能性を向上させる。一般的に、送信の最大回数は、信頼性、パケット遅延、及び実現複雑性を考慮して構成される。
【0045】
N-チャネル同期HARQは、その単純性のために無線通信システムで頻繁に使用される。例えば、同期HARQは、3GPPにおいてLTEアップリンクのためのHARQ方式として受け入れられている。図5は、4チャネル同期HARQ動作の例を示す。後続送信間の固定されたタイミング関係のために、個々のHARQチャネルでの送信スロットは、インターレース構成を見せる。例えば、インターレース0は、スロット0、4、8、...、4k、...を含み、インターレース1は、スロット1、5、9、...、4k+1、...を含み、インターレース2は、スロット2、6、10、...、4k+2、...を含み、インターレース3は、スロット3、7、11、...、4k+3、...を含む。パケットは、スロット0で送信される。受信器は、パケットを正確に復号した後に、ACK確認応答を送信器にさらに送信する。その後に、送信器は、このインターレースの次のスロット、すなわち、スロット4で新たなパケットの送信を開始する。しかしながら、スロット4で送信される新たなパケットの1番目のサブパケットは、適切に受信されない。送信器は、受信器からNAK否定確認応答を受信した後に、インターレース0の次のスロット、すなわち、スロット8で同一のパケットの他のサブパケットを送信する。インターレース1〜3は、インターレース0と類似した方式に従う。時には、受信器は、パケット境界、すなわち、サブパケットが新たなパケットの1番目のサブパケットである又は再送信サブパケットであるかを検出するのが困難であることもある。このような問題を緩和するためには、このパケットに対する送信フォーマット情報を運搬する制御チャネルで新たなパケット指示子が送信されてもよい。時には、受信器がパケットを検出し復号することができるようにサブパケットID及び/又はHARQチャネルIDのようなより精密な形態のHARQチャネル情報が提供されてもよい。
【0046】
一般的に、HARQを使用するアップリンクにはアップリンクリソースを共有するユーザーが1つ以上存在するので、基地局がダウンリンクで多重ACK信号を送信する必要がある。所定のビットエラー率要件で所定のターゲットカバレッジに対して送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化するために、このようなDL(ダウンリンク)ACKチャネルは、使用可能な送信ダイバーシティ方式を用いて多重化され送信されなければならない。このような目的を達成するためのソリューションがまだ完成されていないため、本発明の目的は、DL ACKチャネルに対する最適の基地局送信シグナリングを取得する目標を達成する際における完全なソリューションを提供することにある。
【0047】
動的カテゴリー0(キャット0)ビットは、3GPP LTE標準機構で使用されるLTE用語であり、物理制御フォーマット指示子チャネル(PCFICH)とも呼ばれる。キャット0の役割は、ダウンリンク及びアップリンクスケジューリング許可の数を示すことによりダウンリンク制御チャネルのディメンショニング(スケーリング)を支援するのである。現在有効な仮定(3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes、2007年3月、マルタ)は、動的キャット0ビットが最大2ビットサイズを有し、制御チャネル要素(CCE)が存在するサブフレームごとに送信されなければならない。キャット0ビットにより伝達される情報は、サブフレームですべての制御チャネルに対して使用されるOFDMシンボルの数を含むが、これに限定されない。キャット0ビットの送信ダイバーシティは完成されておらず、本発明の目的は、チャネルで空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティのすべてを取得することができるようにする簡単であり効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。
【0048】
3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes(2007年3月、マルタ)及びR1-050271、“Evaluation of Diversity in Evolved UTRA”、三星、RAN1#40bis(中国北京、2005年4月)は、関連ある論文である。
【0049】
本発明の一実施形態において、ACKチャネルの所定の反復/送信のために干渉平均化を使用し、数回の反復/再送信にわたって干渉ランダム化を確保するために、セル-特定スクランブリングと関連して符号分割多重化(CDM)が使用される。ここで、拡散長さ2が選択されることもあり、拡散後の結果信号ベクトルが2×1リソースユニット(RU)にマッピングされる。1つのRUが時間-周波数リソースマッピングで2つの隣接サブキャリア及び1つの直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルを含むことに留意する。b=[b1,b2]は、二位相偏移変調(BPSK)された2つのACKビットを意味し、S=[s1,s2]は、ユニタリ拡散行列であり、ここで、各拡散ベクトルs1,s2は、サイズが2×1であり、CDM拡散後の送信信号a=[a1,a2]は、次のようである。
【0050】
【数6】
ここで、W=diag[w1,w2]は、ACKビットの送信振幅を示す対角行列である。
【0051】
上述したCDM方法に加えて、拡散後の各信号ベクトルaは、2つのBPSK変調されたACKビットを運搬する。しかしながら、I及びQ(実数及び虚数)ブランチのすべてが相互に異なる電力設定を有する相互に異なるACKビットを運搬するのに適用される場合には、多重化容量が2倍となることもある。ここで、bi=[b1,i,b2,i]は、Iブランチ(実数ブランチ)で運搬される2つのBPSK変調されたACKビットを示し、bq=[b1,q,b2,q]は、Qブランチ(虚数ブランチ)で運搬される2つのBPSK変調されたACKビットを示し、S=[s1,s2]は、ユニタリ拡散行列を示し、ここで、各拡散ベクトルs1,s2のサイズは2×1であり、CDM拡散後の送信信号a=[a1,a2]は、次のようである。
【0052】
【数7】
ここで、Wi=diag[w1,i,w2,i]及びWq=diag[w1,q,w2,q]は、I及びQブランチの各々でACKビットの送信振幅を示す2つの対角行列である。
【0053】
CDM及びI/Q多重化方式において、相互に異なる電力レベルを有するACKチャネルが共に多重化される。相互に異なるACKチャネル間の電力不均衡が大きすぎると、2×1 RU内の微小なチャネル変化によるチャネル推定エラー及びCDM直交性の損失のような欠陥が高電力ACKチャネルより低電力ACKチャネルにさらに不利に作用する。
【0054】
このような影響を減少させるためには、最大電力不均衡PIM(dB)がACKチャネルのセットに適用される。P1、P2、...、PKは、ともに多重化されるK(Kは、拡散利得2の場合に4より小さいか又は同一である。)本のACKチャネルの電力(dB)である。一般的に、P1は、もっとも大きい電力値に設定される。残りのACKチャネルの電力(dB)は、次の数式により調整される。
【0055】
【数8】
PIMが適当な値、例えば、10dBである際に、低電力ACKチャネルに要求される追加電力は、最小である。これは、全体Node-B電力消費が高電力ACKチャネルにより左右されるためである。電力不均衡に対する制限に加えて、Node-Bは、類似した電力設定を有する2本のACKチャネルを同一の複素シンボルのI及びQブランチに適用しようとすることもある。複素シンボルは、複素数で示すことができる。複素数(A+jB)は、2つのA/N信号A及びBを示す。ここで、j(又はi)は、虚数を示す。複素数(A+jB)の実数部Aは、I部又は同相(in-phase)部分として知られている。複素数(A+jB)の虚数部Bは、Q部又は直交(Quadrature)部分として知られている。UMTSにおける用語Node Bは、送受信基地局(base transceiver station:BTS)を意味する。Node-Bは、セル内の基地局を意味する。
【0056】
CDM多重化構成は、次のステップで構成されたリソースマッピング方法につながる。
1. CDMされた各ベクトルaがR回反復され、各反復は、2×1 RUにマッピングされる。全体反復回数は、OFDM制御シンボル等の数Nに関係なく固定される。
2.制御チャネルに対してN=1 OFDMシンボルが使用されると、すべてのR回反復されたベクトルは、1番目のOFDMシンボルで送信され、周波数ダイバーシティのために周波数領域で拡散されなければならない。一方、N=2又はN=3 OFDMシンボルが使用される場合に、このようなR回反復されたベクトルは、OFDMシンボル間の電力共有を可能にしつつも、周波数ダイバーシティを保持するために時間領域及び周波数領域のすべてで拡散されることもある。図6は、本発明の一実施形態の原理に従ってCDMされたACKチャネルを受信器装置(RE)にマッピングする一例を示す。この例において、反復回数は、6に固定される。ベクトルaは、隣接した2個のサブキャリアk1、k1+1;k2、k2+1;k3、k3+1;k4、k4+1;k5、k5+1;k6、k6+1 k7、k7+1;、及びk8、k8+1により繰返し運搬される。N=2又はN=3の場合に、相互に異なるOFDM制御シンボル上の2×1 RUは、周波数ダイバーシティ利得を最大化するために交互に配置される。図7は、本発明の一実施形態の原理に従ってCDM拡散長さが2であり反復回数が6である場合に、CDM+SFBC+反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す図である。ここで、2本の送信アンテナの場合に対して送信ダイバーシティ方式が考慮され、サブフレームの1番目のシンボルだけが図7に図示されている。CDMされたベクトルaは、R回繰返し送信される。各送信において、2つのシンボル[a1,a2]は、両方の送信アンテナにわたってSFBCを用いて2×1 RUにマッピングされる。N=1 OFDM制御シンボルの場合に対する方式が図7に図示されており、ここで、R=6回反復が使用される。N=2及びN=3の場合にも、反復を含む同一のSFBCが使用されることができる。アンテナ1で、Iブランチとしてのシンボルa1は、サブキャリアk1により運搬され、Qブランチとしてのシンボル−a2*は、サブキャリアk1+1により運搬され、同一のシナリオが残りの反復に対しても適用されることができる。アンテナ2で、Iブランチとしてのシンボルa2は、サブキャリアk1により運搬され、Qブランチとしてのシンボルa1*は、サブキャリアk1+1により運搬され、同一のシナリオが残りの反復に対しても適用されることができる。サブフレームは、通常のCPの場合に14つのOFDMシンボルで構成され、OFDM制御シンボルは、1番目の1つ乃至3つのOFDMシンボルである。OFDMシンボルの正確な個数は、カテゴリー0ビット又はPCFICHチャネルで示す。
【0057】
各アンテナ上のチャネルが各2×1 RUで変化されないと仮定すると、拡散行列Sの直交性が保持され、UEは、標準SFBCダイバーシティ結合動作に加えて単純な逆拡散だけを要求する。この場合に、伝播チャネルで周波数選択性が十分であると、各反復に対してダイバーシティ次数2が達成され、6回の反復で12までのダイバーシティ次数を得ることができる。SFBCは、4-送信アンテナシステムにも適用されることができる。
【0058】
多重セル環境では、セルAからのACKチャネルのすべてのR回の反復が一貫してセルBからのACKチャネルのすべてのR回の反復と衝突する場合を避けることを希望するのであろう。このような衝突を回避するために、いわゆる干渉平均利得が多重セル環境下で開発された。このような一貫した衝突を避け、干渉平均利得を確保するための1つの方法としてセル特定ホッピングが使用されることができる。N個のOFDM制御シンボルが与えられた場合に、2×1粒度(granularity)のRUがホッピング過程で維持されるという仮定下で、最も簡素なホッピング方式は、すべての時間-周波数リソースにわたったランダムホッピングである。
【0059】
本発明の他の実施形態において、I/Q領域多重化と同時に拡散長さ4のCDMが使用される。ここで、bi=[b1,i,…,b4,i]は、Iブランチ(実数ブランチ)上で運搬される4つのBPSK変調されたACK/NACKビットを示し、bq=[b1,q,…,b4,q]は、Qブランチ(虚数ブランチ)上で運搬される4つのBPSK変調されたACK/NACKビットを示し、S=[s1,…,s4]は、ユニタリ拡散行列を示し、ここで、各拡散ベクトルs1,…,s4のサイズは、4x1であり、CDM拡散後の送信信号a=[a1,…,a4]は、次のようである。
【0060】
【数9】
ここで、Wi=diag[w1,i,…,w4,i]及びWq=diag[w1,q,…,w4,q]は、I及びQブランチの各々でACKビットの送信振幅を示す2つの対角行列である。
【0061】
図8は、本発明の一実施形態の原理に従ってCDM拡散長さが4であり反復回数が4である場合に、CDM+SFBC+反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す。この場合に、ベクトルaは、周波数領域でN回繰返し送信される。しかしながら、各送信において、1番目の2つのシンボル[a1,a2]は、両方の送信アンテナのすべてにわたってSFBCを用いて隣接2×1(2つのサブキャリア、1つのOFDMシンボル)RUにマッピングされる一方、次の2つのビット[a3,a4]は、両方の送信アンテナのすべてにわたってSFBCを用いて次のOFDMシンボルの隣接した2×1 RUにマッピングされる。1番目の2つのシンボル[a1,a2]は、時間1でサブキャリアk1、k1+1により運搬され、次の2つのシンボル[a3,a4]は、時間2でサブキャリアk1、k1+1により運搬される。したがって、ベクトルaの各反復を送信するためには、2×2 RUが要求される。2×2 RUは、隣接した2つのサブキャリア及び2つのOFDMシンボルを含む。このような方式は、図8に図示され、ここで、R=4回反復(4つの2×2 RUを含む)が図示されている。
【0062】
拡散及び相互に異なる電力設定により、ベクトルa=[a1,…,a4]でのシンボルは、相互に異なる振幅を有する。対[a1,a2]と対[a3,a4]間の電力差が大きいと、図8のすべての反復で2つの2×1 RUに対する2対のシンボルの一貫したマッピングは、2つのOFDMシンボルで電力不均衡を発生させることがある。図9は、本発明の一実施形態の原理に従って図8に示したようなマッピング方法の場合に相互に異なる送信で2対のシンボルのマッピングを交互に行い、相互に異なるシンボル対にわたってこの2対のシンボルを置き換える一例を示す図である。このような問題は、図9に示すように、相互に異なる送信でこのような2対のシンボルのマッピングを交代することにより容易に解決することができる。図8に示した方式に比べて、図9に示すような4番目の反復で、次の2つのシンボル[a3,a4]は、アンテナ1及びアンテナ2のすべてで時間1で送信されたシンボルにより運搬され、1番目の2つのシンボル[a1,a2]は、アンテナ1及びアンテナ2のすべてで時間2で送信されたシンボルにより運搬される。
【0063】
他の実施形態において、本発明は、カテゴリー0ビットの送信のために次のような送信ダイバーシティ方式を使用する。
1.キャット0ビットに対して4通りの状態が要求される場合には、4位相偏移変調(QPSK)が使用されることができ、キャット0ビットに対して3通りの状態が要求される場合には、3位相偏移変調(3PSK)が使用されることができる。変調されたキャット0シンボルは、aで表現される。
2.キャット0ビットは、常にサブフレーム内の1番目のOFDMシンボルで送信される。このような方法の理由は、キャット0マッピングがOFDM制御シンボルの数に従って変わると、追加の仮定テストが必要なこともあり、同一のBER性能を達成するためにさらに多くの送信電力及びリソースが要求される。他方、キャット0マッピングがすべてのサブフレームで1つ以上のOFDMシンボル、例えば、3つのOFDMシンボルに固定されると、使用された実際のOFDM制御シンボルが3より小さい場合に、衝突データパンクチャーリング問題が発生することがある。
3.この変調されたシンボルaは、2K回反復されるが、このような2Kシンボルは、2×1 RUにマッピングされ、各RUは、時間-周波数リソースマッピングで1つのOFDMシンボルに2つの隣接サブキャリアを含む。したがって、2Kシンボルは、K個のRUにマッピングされるのであろう。これらRUは、最大周波数ダイバーシティ利得を得るために周波数領域で拡散されなければならない。このような2×1 RU粒度は、キャット0リソースマッピングがCCEの全体のフレームワークをREマッピングに容易に適合するようにするためである。
4.2本の送信アンテナに対しては、周波数選択性送信ダイバーシティ(FSTD)及び反復方法を結合した方法が使用される。ここで、変調されたシンボルのすべてが同一であり、FSTDが同一の空間ダイバーシティ利得を得ることができるので、SFBCは勧められない。したがって、SFBCの追加のUEの複雑性を避けることができる。
【0064】
このような方法は、図10に明示されている。図10は、本発明の一実施形態の原理に従って反復回数が6である場合の変調されたカテゴリー0シンボルのREに対するマッピング、FSTD+反復の一例を示す。この例において、Kは、6である。サブフレーム内の1番目のOFDMシンボルだけが図10に図示されていることに留意する。図10に示すように、ベクトルaは、アンテナ1で1つのサブキャリアk1、k2、k3、k4、k5、及びk6により運搬され、ベクトルaは、アンテナ2で1つのサブキャリアk1+1、k2+1、k3+1、k4+1、k5+1、及びk6+1により運搬される。図7乃至図10に示すような方式とは異なり、ベクトルaは、全体的に、図10に示すような方式で相互に異なるサブキャリアに割り当てられる代わりに、指定されたサブキャリアに割り当てられる。
【0065】
多重セル環境では、セルAからキャット0シンボルのすべての2K回の反復が一貫してセルBからのキャット0シンボルのすべての2K回の反復と衝突する場合を避けることを希望するのであろう。このような衝突を回避するためには、いわゆる干渉平均利得が多重セル環境で提案された。このような一貫した衝突を避け、干渉平均利得を確保するための1つの方法としてセル特定ホッピングが使用されることができる。
【0066】
決定される1つのパラメーターは、キャット0シンボルに必要な反復の数であり、これは、前のセクションで2K(Kは、RUの個数)として定義される。ここで、キャット0シンボルに対して“最悪の場合も考慮した”性能が評価され、ここで、LTEケース3ネットワーク構成に対して0.1%のBERの98%カバレッジが要求される。LTEケース3は、LTE研究により定義されたシミュレーションシナリオの中の1つであり、3GPP TR 25.814から得られる。98%カバレッジポイントでの幾何値(Ior/Ioc)は、LTEケース3の場合に約−6.7dBである。
【0067】
ダイバーシティ受信に対するコーディングされていないBERは、図11に図示されており、図11は、参照文献[2]から抜粋する。図11は、相互に異なるダイバーシティ受信に対するビットエラー率(BER)性能を示す対数スケールのグラフである。AWGNは、白色ガウス雑音チャネルモデルであり、相互に異なるダイバーシティ次数に対するシステム性能は、図11に図示されている。ターゲットダイバーシティ次数8(すなわち、L=8)を仮定すると、0.1%BER(すなわち、BER=10-3)が8dBのEb/Noにより達成され、これは、QPSK変調されたキャット0シンボルの場合には、11dB Es/Noに変換されることができる。98%カバレッジポイントのギャップ値(gap value)が約−6.7dBであるため、Es/Noは、11+6.7=17.7dBである。ここで、Eb/Noは、ビット当たりのエネルギー対雑音電力スペクトル密度比であり、“ビット当たりのSNR”としても知られている標準化された信号対雑音比(SNR)測定値である。Es/Noは、シンボル当たりのエネルギー対雑音電力スペクトル密度比(Energy per symbol per noise power spectral density)である。このようなギャップを埋めるために、電力ブースティングと反復との結合が要求されることもある。反復の数が2L=12に選択されると(Lは、ダイバーシティの次数である)、反復利得は、101og10(12)=10.8dBであり、電力ブースティングにより満たされるギャップは、約17.7−10.8=6.9dBである。反復の数が2L=16に増加されると、反復利得は、10log10(16)=12dBであり、要求される電力ブースティングは、17.7−12=5.7dBである。このような分析は、チャネル推定での損失を説明しておらず、チャネル推定アルゴリズムに基づいて2dB〜3dBの追加マージンが必要であることに留意する。結論的に、ダイバーシティ次数8の場合に、“最悪の状況を考慮した”BER性能を保証するためにQPSK変調されたキャット0シンボルに対して反復の数2L=12乃至2L=16が要求されるに違いない。
【0068】
本発明の他の実施形態において、キャット0ビットの1つの反復に対して使用された2×1 RUでの2つのサブキャリアは、隣接したサブキャリアでなくてもよい。言い換えれば、図10に示すように、キャット0シンボルの2K回の反復が各サブキャリアk1、k2、...、k2Kにマッピングされ、空間領域及び周波数領域のすべてでダイバーシティ利得を最大にするために周波数選択性送信ダイバーシティ(FSTD)も使用される。
【0069】
本発明の他の実施形態において、キャット0シンボルに対する反復を含む直交拡散が使用されてもよい。各反復に対して、キャット0シンボルaは、正規直交行列を用いて隣接した2つのサブキャリアにわたった2×1 RUに空間及び周波数にわたって拡散される。このような正規直交拡散からの送信行列Tの例は、次のものを含むが、これに限定されない。
【0070】
【数10】
ここで、a*は、aの複素共役を示す。
【0071】
この行列の行が置き換えられたバージョンも可能な正規直交拡散行列であることに留意する。このような方式において、図10に示したような方式と同様に、K個の2×1 RU(これらのそれぞれは、隣接した2つのサブキャリア及び1つのOFDMシンボルにわたる)、使用されるK個の2×1 RUの各々、そして、正規直交行列の中の1つがシンボルaを空間-周波数リソースにマッピングするのに使用される。数式(10)から選択された指定された行列(例えば、行列T0)に対して、行m及び列nの要素は、[T0]m,nで示され、[T0]m,nは、2-Txアンテナの場合に対して、m番目のアンテナ及びn番目のサブキャリア又はn番目のタイムスロット(m=1,2 n=1,2)で送信されたシンボルを示す。正規直交拡散T0を適用することは、SFBCを使用するのに相当することに留意する。
【0072】
他の実施形態において、本発明は、ACKチャネルに対して次のような他の送信ダイバーシティ方式を使用する。
1.いずれか1つのACKチャネルがシンボルにBPSK変調されるか、又は2本のACKチャネルがすべてBPSK変調されるが、シンボルaにI/Q多重化される。多重化でCDMが使用されない。
2.変調されたACKシンボルに対して、図10に示したものと類似した(FSTD+反復)方式が使用される。
【0073】
他の実施形態において、本発明は、(3,2,2)2進線形コードを用いて2つのキャット0ビットを3ビットコードワードc1c2c3にマッピングし、このようなコードワードは、コードワード対間に最小のハミング距離2を有する4サイズのコードブックに属する。長さn及びランクk(すなわち、自身の生成行列にベイシス(basis)でk個のコードワード及びk個の行を有する)、最小のハミング距離dを有する線形コードを(n、k、d)コードと呼ぶ。ここで、長さnは、3であり、kは、2であり、ベースとして“0”及び“1”を示し、ハミング距離dは、2である。3通りの状態がキャット0ビットにより運搬される場合に、このようなコードブックCの一例は、c1c2c3∈ C={111,100,010 001}である。3ビットコードワードが定められると、キャット0ビットに使用される2Kチャネルシンボルに適合するように反復され、レートマッチングされる。ここで、符号化されたチャネルビットに対してQPSK変調が使用される。例えば、2K=12チャネルシンボルが使用可能な場合に、2×12=24チャネルビットが存在する。したがって、24ビット長さの符号化されたビットシーケンスを形成するためには、コードワードc1c2c3が8回反復され、この24ビットシーケンスを12つのチャネルシンボルにマッピングするためにQPSK変調が使用される。また、4Kが3で分割可能でない場合に、このレートマッチング過程が必要である。この場合に、コードワードc1c2c3が
【0074】
【数11】
回(すなわち、4K/3の商)反復され、その結果のシーケンスがコードワードc1c2c3の1番目の4K−3×
【0075】
【数12】
(すなわち、4K/3の余り)ビットと連接される。このように連接されたビットシーケンスは、チャネルシンボルに変調されマッピングされる最終チャネルビットシーケンスである。
【0076】
本発明の他の実施形態において、4通りの状態が2つのキャット0ビットにより運搬される必要がある場合に、コードワードc1c2c3の選択は、コードブックのサブセットに限定され、このようなサブセットのサイズは、3つのコードワードである。例えば、コードブックCの可能なサブセットは、c1c2c3∈ Csubset={111,100,010}である。
【0077】
図12は、ACK/NACK信号を送信するフローチャート及びACK/NACK信号を受信するフローチャートを示す。ACK/NACK信号を送信するフローチャートにおいて、ステップ200は、BPSK変調を介してACK/NACK信号を変調するステップであり、ステップ201は、CDMを介して変調されたACK/NACK信号を多重化するステップであり、ステップ203は、空間-周波数ブロック符号化によりこの多重化された変調ACK/NACK信号を隣接した1対のサブキャリアと所定数のOFDM制御シンボルを有するリソースユニットにマッピングするステップであり、ステップ205は、この多重化されたACK/NACK信号を所定回数繰返し送信し、この送信の各反復でこの多重化されたACK/NACK信号は、周波数領域で拡散され、複数の離散リソースユニット(discrete resource units)にマッピングされるステップである。ACK/NACK信号を受信するフローチャートにおいて、ステップ211は、受信器装置が基地局から送信されたACK/NACK信号を繰返し受信するステップであり、ステップ213は、符号化されたACK/NACKを復号化するステップであり、ステップ214は、符号化されたACK/NACKを逆拡散するステップであり、ステップ215は、この変調されたACK/NACKを復調するステップである。この受信器装置は、この受信されたACK/NACK信号により運搬された情報を使用する。
【0078】
図13は、ACK/NACK信号を送信するフローチャート及びカテゴリー0(キャット0)信号を受信するフローチャートを示す。カテゴリー0(キャット0)信号を送信するフローチャートにおいて、ステップ300は、QPSK変調又は3PSK変調を介してカテゴリー0(キャット0)信号を変調するステップであり、ステップ301は、キャット0信号をFSDMを介してマッピングするステップであり、ステップ305は、この多重化されたキャット0信号を所定回数繰返し送信するステップであり、ステップ311は、受信器装置が基地局から送信されたキャット0信号を繰返し受信するステップであり、ステップ315は、この変調されたキャット0信号を復調するステップである。この受信器装置は、受信されたキャット0信号により運搬された情報を使用する。
【0079】
以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲及び趣旨を逸脱することなく様々な変更が可能であるということは、当業者には明らかであり、本発明の範囲は、上述の実施形態に限定されるべきではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で定められるべきである。
【符号の説明】
【0080】
100 送信器チェーン
122 多重経路フェージングチャネル
140 受信器チェーン
【技術分野】
【0001】
本発明は、無線通信システムにおける確認応答(ACK)及びカテゴリー0ビットを送信する方法及び装置に関し、特に、指定されたビットエラー率で指定されたターゲットカバレッジに対して送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化する確認応答(Acknowledgement:以下、“ACK”と称する。)/否定確認応答(Nonacknowledgement:以下、“NACK”と称する。)及びカテゴリー0ビットを送信する過程及び装置に関する。
【背景技術】
【0002】
本発明の2つの参照文献は、次の通りである。
[1]3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes、2007年3月、マルタ
[2]R1-050271、“Evaluation of Diversity in Evolved UTRA”、三星、RAN1#40bis、中国北京、2005年4月
【0003】
ACKチャネル及びキャット0(カテゴリー0)ビットに対する送信ダイバーシティは、現在、ロングタームエボルーション(Long Term Evolution:以下、“LTE”と称する。)標準規格で完全に開発されていない。ACKチャネルの場合に、多重化、リソースマッピング、及び送信ダイバーシティを含む完全なソリューションがまだ提案されていない。キャット0の場合に、空間周波数ブロック符号化(Space Frequency Block Coding:以下、“SFBC”と称する。)の基本仮定により、不必要な追加のUEの複雑性が発生した。これは、SFBCが1回に2つの変調シンボルと最も効率的に作用する一方、キャット0ビットは、1つの変調シンボルだけを形成するためである。
【0004】
直交周波数分割多重化(OFDM)は、周波数領域でデータを多重化する技術である。変調シンボルは、周波数サブキャリアを介して送信される。OFDMシンボルの総帯域幅は、サブキャリアと呼ばれる狭帯域周波数ユニットに分割される。サブキャリアの個数は、このシステムで使用されるFFT/IFFTサイズNと同一である。一般的に、データに使用されるサブキャリアの個数は、Nより小さい。これは、周波数スペクトルのエッジに位置する一部のサブキャリアがガードサブキャリアとして予備されるためである。一般的に、情報は、ガードサブキャリアを介して送信されないことがある。
【0005】
典型的なセルラー無線システムは、無線カバレッジ領域又はセルを定義する固定基地局(BS)を含む。一般的に、非可視(non-line-of-sight:NLOS)無線伝播経路は、基地局と移動局との間に位置する自然物及び人工物により基地局と移動局との間に存在する。その結果、無線波は、反射、回折、及び散乱を介して伝播される。ダウンリンク方向の移動局(MS)(アップリンク方向のBS)に到着した無線波は、各電波の相互に異なる位相により補強及び相殺付加(constructive and destructive additions)を経験する。これは、セルラー無線通信で主に使用される高キャリア周波数で差動(differential)伝播遅延の小さな変化が各無線波位相の大きい変化につながるためである。MSが移動中であるか、又は散乱環境に変化がある場合に、複合受信信号の振幅及び位相の空間的な変化は、レイリーフェージング(Rayleigh fading)又は高速フェージングとして知られている時間的な変化として現れる。無線チャネルの時変特性により、所望するビットエラー又はパケットエラーの信頼性を提供するためには、非常に高い信号対雑音比(Signal-to-Noise Ratio:以下、“SNR”と称する。)が要求される。
【0006】
高速フェージングの影響を除去するために、ダイバーシティが幅広く使用される。このために、同一の情報を含む信号のフェージングされた複数のレプリカ(replicas)が受信器に提供される。アンテナブランチの各々で独立したフェージングを仮定すると、瞬間(instantaneous)SNRが各ブランチで特定のしきい値以下である確率は、約pLであり、ここで、pは、各アンテナブランチで瞬間SNRが特定のしきい値以下である確率である。
【0007】
使用に適合したダイバーシティ方法は、次のカテゴリー、すなわち、空間、角度、分極化、フィールド、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティに含まれる。空間周波数は、多重送信又は受信アンテナを使用して達成される。多重アンテナ間の空間分離が選択され、これにより、送信及び受信アンテナ間の通過の間に、ダイバーシティブランチは、信号間の相関がほとんどないか又はまったくなくフェージングを経験する。送信ダイバーシティは、同一の信号の複数の無相関(uncorrelated)レプリカを受信器に提供するために多重送信アンテナを使用する。送信ダイバーシティ方式は、開ループ送信ダイバーシティ方式と閉ループ送信ダイバーシティ方式とに分類されることができる。開ループ送信ダイバーシティ方式では、受信器からのフィードバックが不必要である。閉ループ送信ダイバーシティの公知された一例で、受信器は、受信器で受信した信号電力を極大化するために送信アンテナで適用されなければならない位相及び振幅調整を計算する。選択送信ダイバーシティ(Selection Transmit diversity:以下、“STD”と称する。)と呼ばれる閉ループ送信ダイバーシティの他の例では、受信器が送信に使用されるアンテナを介してフィードバック情報を送信器に提供する。
【0008】
ハイブリッド自動再送要求(Hybrid Automatic Repeat reQuestion:以下、“HARQ”と称する。)は、復号化の失敗を除去し、データ送信の信頼性を向上させるために通信システムで幅広く使用されている。
【0009】
N-チャネル同期HARQは、その単純性のために無線通信システムで頻繁に使用される。例えば、HARQは、3GPPにおいてLTEアップリンクのためのHARQ方式として受け入れられている。
【0010】
一般的に、HARQを使用するアップリンクには、アップリンクリソースを共有するユーザーが1つ以上存在するので、基地局がダウンリンクで多重ACK信号を送信する必要がある。所定のビットエラー率要件で所定のターゲットカバレッジに対して送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化するために、このようなDL(ダウンリンク)ACKチャネルは、使用可能な送信ダイバーシティ方式を用いて多重化され送信されなければならない。このような目的を達成するためのソリューションがまだ完成されていない。
【0011】
動的カテゴリー0(キャット0)ビットは、3GPP LTE標準機構で使用されるLTE用語であり、物理制御フォーマット指示子チャネル(PCFICH)とも呼ばれる。キャット0の役割は、ダウンリンク及びアップリンクスケジューリング許可(grants)の数を示すことによりダウンリンク制御チャネルのディメンショニング(スケーリング)を支援するのである。現在有効な仮定(3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes、2007年3月、マルタ)は、動的キャット0ビットが最大2ビットサイズを有し、制御チャネル要素(CCE)が存在するサブフレームごとに送信されなければならない。キャット0ビットにより伝達される情報は、サブフレームですべての制御チャネルに対して使用されるOFDMシンボルの数を含むが、これに限定されない。キャット0ビットの送信ダイバーシティは完成されておらず、本発明の目的は、チャネルで空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティのすべてを取得する簡単であり効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0012】
したがって、本発明の目的は、指定されたビットエラー率で指定されたターゲットカバレッジに対する送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化するために確認応答(ACK)を送信する改善した過程及び装置を提供することにある。
【0013】
本発明の他の目的は、キャット0チャネルで空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティのすべてを達成する簡単であり効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0014】
上記のような目的を達成するために、本発明の実施形態の一態様によれば、ACKチャネルの所定の反復/送信のために干渉平均化を使用し、数回の反復/再送信にわたって干渉ランダム化を確保するために、セル-特定スクランブリングと関連して符号分割多重化(CDM)が使用される。ここで、拡散長さ2が選択されることもあり、拡散後の結果信号ベクトルが2×1リソースユニット(RU)にマッピングされる。1つのRUは、時間-周波数リソースマッピングで2つの隣接サブキャリア及び1つの直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルを含む。上述したCDM方法に加えて、拡散後の各信号ベクトルaは、2つの二位相偏移変調(BPSK)されたACKビットを運搬する。しかしながら、I及びQ(実数及び虚数)ブランチのすべてが相互に異なる電力設定を有する相互に異なるACKビットを運搬するのに適用される場合に、多重化容量は2倍となることもある。
【0015】
最大電力不均衡は、ACKチャネルのセットに適用されることができる。適当な最大電力不均衡値の場合に、低電力ACKチャネルに要求される追加電力は最小である。電力不均衡に対する制限に加えて、Node-Bは、類似した電力設定を有する2つのACKチャネルを同一の複素シンボルのI及びQブランチに適用してもよい。Node-Bは、セル内の基地局を意味する。
【0016】
CDM多重化構成は、次のステップで構成されたリソースマッピング方法につながる。 1. CDMされた各ベクトルaがR回反復され、各反復は、2×1 RUにマッピングされる。全体反復回数は、OFDM制御シンボルの数Nに無関係に固定される。
2. 制御チャネルに対してN=1 OFDMシンボルが使用されると、すべてのR回反復されたベクトルは、1番目のOFDMシンボルで送信され、周波数ダイバーシティのために周波数領域で拡散されなければならない。一方、N=2又はN=3 OFDMシンボルが使用される場合に、このようなR回反復されたベクトルは、OFDMシンボル間の電力共有を可能にしつつも、周波数ダイバーシティを保持するために時間領域及び周波数領域のすべてで拡散されることもある。
【0017】
符号分割多重化(CDM)+空間周波数ブロック符号化(SFBC)+反復方法を使用してマッピングする方法が提案される。CDMされたベクトルaは、R回繰返し送信される。各送信において、2つのシンボル[a1,a2]は、両方の送信アンテナにわたってSFBCを用いて2×1 RUにマッピングされる。N=2及びN=3の場合にも、反復を含む同一のSFBCが使用されてもよい。
【0018】
本発明の実施形態の他の態様によれば、拡散長さ4のCDMは、I/Q領域多重化とともに使用される。CDM+SFBC+反復方法を使用するマッピングの一例が提案される。この場合に、4つのシンボルを有するベクトルaは、周波数領域で所定回数繰返し送信される。各送信において、2×2 RUが要求されることもある。
【0019】
相互に異なる送信でベクトルaの2対のシンボルのマッピング方法及びこのようなマッピング方法のための相互に異なるシンボル対にわたったこの2対のシンボルの置換が提案される。この場合に、ベクトルaの2対のシンボルは、各送信アンテナで相互に異なるOFDMシンボルに交互にマッピングされてもよい。
【0020】
本発明の実施形態のさらなる態様によれば、本発明は、カテゴリー0ビットの送信のために次のような送信ダイバーシティ方式を使用する。
1.キャット0ビットに対して4通りの状態が要求される場合には、4位相偏移変調(QPSK)が使用されることができ、キャット0ビットに対して3通りの状態が要求される場合には、3位相偏移変調(3PSK)が使用されることができる。変調されたキャット0シンボルは、aで表現される。
2.キャット0ビットは、常にサブフレーム内の1番目のOFDMシンボルで送信される。
3.この変調されたシンボルaは、2K回反復され、このような2Kシンボルは、2×1 RUにマッピングされ、各RUは、時間-周波数リソースマッピングで1つのOFDMシンボルに2つの隣接サブキャリアを含む。Kは、RUの個数である。
4.2本の送信アンテナに対しては、周波数選択性送信ダイバーシティ(FSTD)及び反復方法を結合した方法が使用される。
【0021】
このような一貫した衝突を避け、干渉平均利得を確保するための1つの方法としてセル特定ホッピングが使用されることができる。
【0022】
ダイバーシティ次数8の場合に、“最悪の場合も考慮した”BER性能を保証するためにQPSK変調されたキャット0シンボルに対して12から16までの範囲における反復回数が要求されるに違いない。
【0023】
本発明の実施形態のさらなる他の態様によれば、キャット0ビットの1つの反復に対して使用された2×1 RU内の2つのサブキャリアは、隣接したサブキャリアでなくてもよい。
【0024】
本発明の実施形態のさらなる他の1つの態様によれば、各反復に対して、キャット0シンボルaは、正規直交行列(ortho-normal matrix)を用いて隣接した2つのサブキャリアにわたった2×1 RUに空間及び周波数にわたって拡散される。このような正規直交拡散からの送信行列Tの例は、次のものを含むが、これに限定されない。
【0025】
【数1】
【0026】
この行列の行が置き換えられたバージョンも可能な正規直交拡散行列であることに留意する。
【0027】
本発明の実施形態のさらにまた他の態様によれば、本発明は、ACKチャネルに対して次のような送信ダイバーシティ方式を使用する。
1.いずれか1つのACKチャネルがシンボルにBPSK変調されるか、又は2つのACKチャネルがすべてBPSK変調されるが、シンボルaにI/Q多重化される。多重化でCDMが使用されない。
2.変調されたACKシンボルに対して(FSTD+反復)方式が使用されてもよい。
本発明の実施形態のさらなる他の態様によれば、本発明は、(3,2,2)2進線形コードを用いて2つのキャット0ビットを3ビットコードワードc1c2c3にマッピングし、このようなコードワードは、コードワード対間に最小のハミング距離2を有する4サイズのコードブックに属する。3通りの状態がキャット0ビットにより運搬される場合に、このようなコードブックCの一例は、c1c2c3∈ C={111,100,010 001}である。3ビットコードワードが定められると、キャット0ビットに使用される2Kチャネルシンボルに適合するように反復され、レートマッチングされる。ここで、符号化されたチャネルビットに対してQPSK変調が使用される。また、4Kが3で分割可能でない場合に、このレートマッチング過程が必要である。この場合に、コードワードc1c2c3が
【0028】
【数2】
回(すなわち、4K/3の商)反復され、その結果のシーケンスがコードワードc1c2c3の1番目の4K−3×
【0029】
【数3】
(すなわち、4K/3の余り)ビットと連接される。このように連接されたビットシーケンスは、チャネルシンボルに変調されマッピングされる最終チャネルビットシーケンスである。
【0030】
本発明の実施形態のさらにその他の態様によれば、3通りの状態が2つのキャット0ビットにより運搬される必要がある場合に、コードワードc1c2c3の選択がコードブックのサブセットに限定され、このようなサブセットのサイズは、3つのコードワードである。例えば、コードブックCの可能なサブセットは、c1c2c3∈ Csubset={111,100,010}である。
【図面の簡単な説明】
【0031】
【図1】送信器チェーン及び受信器チェーンを有するOFDM送受信器チェーンを示す図である。
【図2】アラマウティ2×1空間-時間ダイバーシティ方式を示す図である。
【図3】アラマウティ2×1空間-周波数ダイバーシティ方式を示す図である。
【図4】HARQ動作の例示図である。
【図5】4チャネル同期HARQ動作の一例を示す図である。
【図6】本発明の一実施形態の原理に従ってCDMされたACKチャネルを受信器装置(RE)にマッピングする一例を示す図である。
【図7】本発明の一実施形態の原理に従ってCDM拡散長さが2であり反復回数が6である場合にCDM+SFBC+反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す図である。
【図8】本発明の一実施形態の原理に従ってCDM拡散長さが4であり反復回数が4である場合にCDM+SFBC+反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す図である。
【図9】本発明の一実施形態の原理に従って図8に示すようなマッピング方法の場合に相互に異なる送信で2対のシンボルのマッピングを交互に行い、相互に異なるシンボル対にわたってこの2対のシンボルを置き換える一例を示す図である。
【図10】本発明の一実施形態の原理に従って反復回数が6である場合の変調されたカテゴリー0シンボルのREに対するマッピング、FSTD+反復の一例を示す図である。
【図11】相互に異なるダイバーシティ受信に対するビットエラー率(BER)性能を示す対数スケールのグラフである。
【図12】ACK/NACK信号を送信するフローチャート及びACK/NACK信号を受信するフローチャートを示す図である。
【図13】ACK/NACK信号を送信するフローチャート及びカテゴリー0(キャット0)信号を受信するフローチャートを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0032】
本発明の一実施形態の目的、特性、及び長所は、添付した図面と共に以下の説明により、さらに明確になるはずである。上記の図面において、同一の図面参照符号は、同一な素子、特性、及び構造を意味することが分かるはずである。
【0033】
現在、ロングタームエボルーション(Long Term Evolution:以下、“LTE”と称する。)標準規格では、確認応答(ACK)チャネル及びカテゴリー0(キャット0)ビットに対する送信ダイバーシティが完全に開発されていない。ACKチャネルの場合に、多重化、リソースマッピング、及び送信ダイバーシティを含む完全なソリューションがまだ提案されていない。キャット0の場合に、空間周波数ブロック符号化(Space Frequency Block Coding:以下、“SFBC”と称する。)の基本仮定により、不必要な追加のUEの複雑性が発生した。これは、SFBCが1回に2つの変調シンボルと最も効率的に作用する一方、キャット0ビットは、1つの変調シンボルだけを形成するためである。
【0034】
直交周波数分割多重化(OFDM)は、周波数領域でデータを多重化する技術である。変調シンボルは、周波数サブキャリアを介して運搬される。図1は、送信器チェーン及び受信器チェーンを有するOFDM送受信器チェーンを示す。OFDM送受信器チェーンの例が図1に図示されている。送信器チェーン100で、制御信号又はデータ信号が変調器101により変調され、変調された信号は、直列-並列変換器112により直列から並列に変換される。逆高速フーリエ変換(IFFT)部114は、この変調された信号又はデータを周波数領域から時間領域に移動させるのに使用され、時間領域に移動された変調信号は、並列-直列変換器116により並列から直列に変換される。サイクリックプレフィックス(CP)挿入段118でCP又はゼロプレフィックス(ZP)は、各OFDMシンボルに追加され、多重経路フェージングチャネル122での多重経路フェージングによる影響を避けるか、またはこれを軽減させる。CP挿入段118からの信号は、送信器(TX)フロントエンド処理部120、例えば、送信アンテナ(図1に図示せず)に印加される。したがって、送信器チェーン100により送信された信号は、受信器チェーン140により受信される。受信器チェーン140で、完壁な時間及び周波数同期化が達成されると仮定すると、受信器(RX)フロントエンド処理部124、例えば、受信アンテナ(図1に図示せず)を介して受信された信号は、受信された信号のサイクリックプレフィックス(CP)を除去するCP除去段126で処理される。CP除去段126で処理された信号は、直列-並列変換器128により直列から並列に変換される。高速フーリエ変換(FFT)部130は、並列-直列変換器132による並列-直列変換及び信号復調器134による復調を含む後続処理のために、受信された信号を時間領域から周波数領域に移動させる。
【0035】
OFDMシステムにおいて、総帯域幅は、サブキャリアと呼ばれる狭帯域周波数ユニットに分割される。サブキャリアの個数は、このシステムで使用されるFFT/IFFTサイズNと同一である。一般的に、データに使用されるサブキャリアの個数は、Nより小さい。これは、周波数スペクトルのエッジに位置する一部のサブキャリアがガードサブキャリアとして予備されるためである。一般的に、情報は、ガードサブキャリアを介して送信されないことがある。
【0036】
典型的なセルラー無線システムは、無線カバレッジ領域又はセルを定義する固定基地局(BS)を含む。一般的に、非可視(non-line-of-sight:NLOS)無線伝播経路は、基地局と移動局との間に位置する自然物及び人工物により基地局と移動局との間に存在する。その結果、無線波は、反射、回折、及び散乱を介して伝播される。ダウンリンク方向の移動局(MS)(アップリンク方向のBS)に到着した無線波は、各電波の相互に異なる位相により補強及び相殺付加(constructive and destructive additions)を経験する。これは、セルラー無線通信で主に使用される高キャリア周波数で差動伝播遅延の小さな変化が各無線波位相の大きい変化につながるためである。MSが移動中であるか、又は散乱環境に変化がある場合に、複合受信信号の振幅及び位相の空間的な変化は、レイリーフェージング(Rayleigh fading)又は高速フェージングとして知られている時間的な変化として現れる。無線チャネルの時変特性により、所望するビットエラー又はパケットエラーの信頼性を提供するためには、非常に高い信号対雑音比(Signal-to-Noise Ratio:以下、“SNR”と称する。)が要求される。
【0037】
高速フェージングの影響を除去するために、ダイバーシティが幅広く使用される。このために、同一の情報を含む信号のフェージングされた複数のレプリカ(replicas)が受信器に提供される。アンテナブランチの各々で独立したフェージングを仮定すると、瞬間SNRが各ブランチで特定のしきい値以下である確率は、約pLであり、ここで、pは、各アンテナブランチで瞬間SNRが特定のしきい値以下である確率である。
【0038】
使用に適合したダイバーシティ方法は、次のカテゴリー、すなわち、空間、角度、分極化、フィールド、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティに含まれる。空間周波数は、多重送信又は受信アンテナを使用して達成される。多重アンテナ間の空間分離が選択され、これにより、送信及び受信アンテナ間の通過の間に、ダイバーシティブランチは、信号間の相関がほとんどないか又はまったくなくフェージングを経験する。送信ダイバーシティは、同一の信号の複数の無相関レプリカを受信器に提供するために多重送信アンテナを使用する。送信ダイバーシティ方式は、開ループ送信ダイバーシティ方式と閉ループ送信ダイバーシティ方式とに分類されることができる。開ループ送信ダイバーシティ方式では、受信器からのフィードバックが不必要である。閉ループ送信ダイバーシティの公知された一例で、受信器は、受信器で受信した信号電力を極大化するために送信アンテナで適用されなければならない位相及び振幅調整を計算する。選択送信ダイバーシティ(Selection Transmit diversity:以下、“STD”と称する。)と呼ばれる閉ループ送信ダイバーシティの他の例では、受信器が送信に使用されるアンテナを介してフィードバック情報を送信器に提供する。
【0039】
開ループ送信ダイバーシティ方式の一例としては、アラマウティ2×1空間-時間ダイバーシティ方式が挙げられる。図2は、アラマウティ2×1空間-時間ダイバーシティ方式を示す。この方式では、任意のシンボル期間の間に、2つのデータシンボルが2本の送信アンテナANT1及びANT2から同時に送信される。図2に示すように、第1のシンボル間隔t1の間にANT1及びANT2から送信されたシンボルをそれぞれS1及びS2として示す。次のシンボル期間の間に、ANT1及びANT2から送信されたシンボルは、それぞれ−S2*及びS1*であり、ここで、x*は、xの複素共役を示す。受信器での特定の処理で、元のシンボルS1及びS2が復元されることもある。ここで、受信器での充実な復元のためには、ANT1及びANT2での瞬間チャネル利得推定値h1及びh2が要求される。これは、受信器でチャネル利得推定を提供するために両方のアンテナ上で個別のパイロットシンボルを必要とする。アラマウティ符号化により達成されるダイバーシティ利得は、最大比合成(MRC)で達成され得るダイバーシティ利得と同一である。
【0040】
また、2×1アラマウティ方式は、空間-周波数符号化された形態で実現されることができる。図3は、空間-周波数符号化された形態で実現された2×1アラマウティ方式を示す。この場合に、2つのシンボルが相互に異なる周波数、すなわち、サブキャリアf1及びf2、例えば、図3に示すようなOFDMシステムで相互に異なるサブキャリアを介して送信される。開ループ送信ダイバーシティ方式で空間-周波数符号化された形態で実現される場合に、図3に示す2×1アラマウティ空間-周波数ダイバーシティ方式は、任意のシンボル期間の間に、2つのデータシンボルが2本の送信アンテナANT1及びANT2から同時に送信される。図3に示すように、第1の周波数f1の間に、ANT1及びANT2から送信されたシンボルをそれぞれS1及びS2として示す。次のシンボル期間の間に、ANT1及びANT2から送信されたシンボルは、それぞれ−S2*及びS1*であり、ここで、x*は、xの複素共役を示す。元のシンボルS1及びS2は、受信器により復元されることもある。ここで、受信器での充実な復元のためには、ANT1及びANT2での瞬間チャネル利得推定値h1及びh2が要求される。これは、受信器でチャネル利得推定を提供するために両方のアンテナ上で個別のパイロットシンボルを必要とする。アラマウティ符号化により達成されるダイバーシティ利得は、最大比合成(MRC)で達成され得るダイバーシティ利得と同一である。
【0041】
サブキャリアf1、r1、及びf2、r2において、移動局が受信した信号r1及びr2は、次のように表現されることができる。
【0042】
【数4】
上述した数式(4)において、h1及びh2は、それぞれANT1及びANT2からのチャネル利得を示す。ここで、所定のアンテナからのチャネルは、サブキャリアf1とf2との間で変わらないと仮定する。移動局は、受信された信号に対して等化を実行し、シンボルS1及びS2を復元するために、この受信された2つの信号(r1及びr2)を結合する。
【0043】
【数5】
送信されたシンボルS1及びS2のすべてが完全な空間ダイバーシティを達成することがわかる。
【0044】
ハイブリッド自動再送要求(Hybrid Automatic Repeat reQuestion:以下、“HARQ”と称する。)は、復号化の失敗を除去し、データ送信の信頼性を向上させるために通信システムで幅広く使用されている。図4は、HARQ動作の例示である。データパケットは、特定の類型の順方向エラー訂正(FEC)方式を有するエンコーダ311を用いて符号化される。このパケットデータは、サブパケット生成器312により処理され、サブパケットのセットが生成される。サブパケット、例えば、サブパケットkは、符号化されたビットの中の一部だけを含んでもよい。フィードバック確認応答チャネル314により提供されるNAK否定確認応答で示すように、送受信器300によるサブパケットkの送信が失敗すると、このデータパケットを再送信するために再送信サブパケット、すなわち、サブパケットk+1が提供される。サブパケットk+1の送受信に成功すると、フィードバック確認応答チャネル314によりACK確認応答が提供される。この再送信サブパケットは、前のサブパケットとは異なる符号化されたビットを含んでもよい。受信器は、復号化器313が受信したすべてのサブパケットをソフトに結合するか又は共同で復号することにより、復号化の可能性を向上させる。一般的に、送信の最大回数は、信頼性、パケット遅延、及び実現複雑性を考慮して構成される。
【0045】
N-チャネル同期HARQは、その単純性のために無線通信システムで頻繁に使用される。例えば、同期HARQは、3GPPにおいてLTEアップリンクのためのHARQ方式として受け入れられている。図5は、4チャネル同期HARQ動作の例を示す。後続送信間の固定されたタイミング関係のために、個々のHARQチャネルでの送信スロットは、インターレース構成を見せる。例えば、インターレース0は、スロット0、4、8、...、4k、...を含み、インターレース1は、スロット1、5、9、...、4k+1、...を含み、インターレース2は、スロット2、6、10、...、4k+2、...を含み、インターレース3は、スロット3、7、11、...、4k+3、...を含む。パケットは、スロット0で送信される。受信器は、パケットを正確に復号した後に、ACK確認応答を送信器にさらに送信する。その後に、送信器は、このインターレースの次のスロット、すなわち、スロット4で新たなパケットの送信を開始する。しかしながら、スロット4で送信される新たなパケットの1番目のサブパケットは、適切に受信されない。送信器は、受信器からNAK否定確認応答を受信した後に、インターレース0の次のスロット、すなわち、スロット8で同一のパケットの他のサブパケットを送信する。インターレース1〜3は、インターレース0と類似した方式に従う。時には、受信器は、パケット境界、すなわち、サブパケットが新たなパケットの1番目のサブパケットである又は再送信サブパケットであるかを検出するのが困難であることもある。このような問題を緩和するためには、このパケットに対する送信フォーマット情報を運搬する制御チャネルで新たなパケット指示子が送信されてもよい。時には、受信器がパケットを検出し復号することができるようにサブパケットID及び/又はHARQチャネルIDのようなより精密な形態のHARQチャネル情報が提供されてもよい。
【0046】
一般的に、HARQを使用するアップリンクにはアップリンクリソースを共有するユーザーが1つ以上存在するので、基地局がダウンリンクで多重ACK信号を送信する必要がある。所定のビットエラー率要件で所定のターゲットカバレッジに対して送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化するために、このようなDL(ダウンリンク)ACKチャネルは、使用可能な送信ダイバーシティ方式を用いて多重化され送信されなければならない。このような目的を達成するためのソリューションがまだ完成されていないため、本発明の目的は、DL ACKチャネルに対する最適の基地局送信シグナリングを取得する目標を達成する際における完全なソリューションを提供することにある。
【0047】
動的カテゴリー0(キャット0)ビットは、3GPP LTE標準機構で使用されるLTE用語であり、物理制御フォーマット指示子チャネル(PCFICH)とも呼ばれる。キャット0の役割は、ダウンリンク及びアップリンクスケジューリング許可の数を示すことによりダウンリンク制御チャネルのディメンショニング(スケーリング)を支援するのである。現在有効な仮定(3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes、2007年3月、マルタ)は、動的キャット0ビットが最大2ビットサイズを有し、制御チャネル要素(CCE)が存在するサブフレームごとに送信されなければならない。キャット0ビットにより伝達される情報は、サブフレームですべての制御チャネルに対して使用されるOFDMシンボルの数を含むが、これに限定されない。キャット0ビットの送信ダイバーシティは完成されておらず、本発明の目的は、チャネルで空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティのすべてを取得することができるようにする簡単であり効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。
【0048】
3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes(2007年3月、マルタ)及びR1-050271、“Evaluation of Diversity in Evolved UTRA”、三星、RAN1#40bis(中国北京、2005年4月)は、関連ある論文である。
【0049】
本発明の一実施形態において、ACKチャネルの所定の反復/送信のために干渉平均化を使用し、数回の反復/再送信にわたって干渉ランダム化を確保するために、セル-特定スクランブリングと関連して符号分割多重化(CDM)が使用される。ここで、拡散長さ2が選択されることもあり、拡散後の結果信号ベクトルが2×1リソースユニット(RU)にマッピングされる。1つのRUが時間-周波数リソースマッピングで2つの隣接サブキャリア及び1つの直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルを含むことに留意する。b=[b1,b2]は、二位相偏移変調(BPSK)された2つのACKビットを意味し、S=[s1,s2]は、ユニタリ拡散行列であり、ここで、各拡散ベクトルs1,s2は、サイズが2×1であり、CDM拡散後の送信信号a=[a1,a2]は、次のようである。
【0050】
【数6】
ここで、W=diag[w1,w2]は、ACKビットの送信振幅を示す対角行列である。
【0051】
上述したCDM方法に加えて、拡散後の各信号ベクトルaは、2つのBPSK変調されたACKビットを運搬する。しかしながら、I及びQ(実数及び虚数)ブランチのすべてが相互に異なる電力設定を有する相互に異なるACKビットを運搬するのに適用される場合には、多重化容量が2倍となることもある。ここで、bi=[b1,i,b2,i]は、Iブランチ(実数ブランチ)で運搬される2つのBPSK変調されたACKビットを示し、bq=[b1,q,b2,q]は、Qブランチ(虚数ブランチ)で運搬される2つのBPSK変調されたACKビットを示し、S=[s1,s2]は、ユニタリ拡散行列を示し、ここで、各拡散ベクトルs1,s2のサイズは2×1であり、CDM拡散後の送信信号a=[a1,a2]は、次のようである。
【0052】
【数7】
ここで、Wi=diag[w1,i,w2,i]及びWq=diag[w1,q,w2,q]は、I及びQブランチの各々でACKビットの送信振幅を示す2つの対角行列である。
【0053】
CDM及びI/Q多重化方式において、相互に異なる電力レベルを有するACKチャネルが共に多重化される。相互に異なるACKチャネル間の電力不均衡が大きすぎると、2×1 RU内の微小なチャネル変化によるチャネル推定エラー及びCDM直交性の損失のような欠陥が高電力ACKチャネルより低電力ACKチャネルにさらに不利に作用する。
【0054】
このような影響を減少させるためには、最大電力不均衡PIM(dB)がACKチャネルのセットに適用される。P1、P2、...、PKは、ともに多重化されるK(Kは、拡散利得2の場合に4より小さいか又は同一である。)本のACKチャネルの電力(dB)である。一般的に、P1は、もっとも大きい電力値に設定される。残りのACKチャネルの電力(dB)は、次の数式により調整される。
【0055】
【数8】
PIMが適当な値、例えば、10dBである際に、低電力ACKチャネルに要求される追加電力は、最小である。これは、全体Node-B電力消費が高電力ACKチャネルにより左右されるためである。電力不均衡に対する制限に加えて、Node-Bは、類似した電力設定を有する2本のACKチャネルを同一の複素シンボルのI及びQブランチに適用しようとすることもある。複素シンボルは、複素数で示すことができる。複素数(A+jB)は、2つのA/N信号A及びBを示す。ここで、j(又はi)は、虚数を示す。複素数(A+jB)の実数部Aは、I部又は同相(in-phase)部分として知られている。複素数(A+jB)の虚数部Bは、Q部又は直交(Quadrature)部分として知られている。UMTSにおける用語Node Bは、送受信基地局(base transceiver station:BTS)を意味する。Node-Bは、セル内の基地局を意味する。
【0056】
CDM多重化構成は、次のステップで構成されたリソースマッピング方法につながる。
1. CDMされた各ベクトルaがR回反復され、各反復は、2×1 RUにマッピングされる。全体反復回数は、OFDM制御シンボル等の数Nに関係なく固定される。
2.制御チャネルに対してN=1 OFDMシンボルが使用されると、すべてのR回反復されたベクトルは、1番目のOFDMシンボルで送信され、周波数ダイバーシティのために周波数領域で拡散されなければならない。一方、N=2又はN=3 OFDMシンボルが使用される場合に、このようなR回反復されたベクトルは、OFDMシンボル間の電力共有を可能にしつつも、周波数ダイバーシティを保持するために時間領域及び周波数領域のすべてで拡散されることもある。図6は、本発明の一実施形態の原理に従ってCDMされたACKチャネルを受信器装置(RE)にマッピングする一例を示す。この例において、反復回数は、6に固定される。ベクトルaは、隣接した2個のサブキャリアk1、k1+1;k2、k2+1;k3、k3+1;k4、k4+1;k5、k5+1;k6、k6+1 k7、k7+1;、及びk8、k8+1により繰返し運搬される。N=2又はN=3の場合に、相互に異なるOFDM制御シンボル上の2×1 RUは、周波数ダイバーシティ利得を最大化するために交互に配置される。図7は、本発明の一実施形態の原理に従ってCDM拡散長さが2であり反復回数が6である場合に、CDM+SFBC+反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す図である。ここで、2本の送信アンテナの場合に対して送信ダイバーシティ方式が考慮され、サブフレームの1番目のシンボルだけが図7に図示されている。CDMされたベクトルaは、R回繰返し送信される。各送信において、2つのシンボル[a1,a2]は、両方の送信アンテナにわたってSFBCを用いて2×1 RUにマッピングされる。N=1 OFDM制御シンボルの場合に対する方式が図7に図示されており、ここで、R=6回反復が使用される。N=2及びN=3の場合にも、反復を含む同一のSFBCが使用されることができる。アンテナ1で、Iブランチとしてのシンボルa1は、サブキャリアk1により運搬され、Qブランチとしてのシンボル−a2*は、サブキャリアk1+1により運搬され、同一のシナリオが残りの反復に対しても適用されることができる。アンテナ2で、Iブランチとしてのシンボルa2は、サブキャリアk1により運搬され、Qブランチとしてのシンボルa1*は、サブキャリアk1+1により運搬され、同一のシナリオが残りの反復に対しても適用されることができる。サブフレームは、通常のCPの場合に14つのOFDMシンボルで構成され、OFDM制御シンボルは、1番目の1つ乃至3つのOFDMシンボルである。OFDMシンボルの正確な個数は、カテゴリー0ビット又はPCFICHチャネルで示す。
【0057】
各アンテナ上のチャネルが各2×1 RUで変化されないと仮定すると、拡散行列Sの直交性が保持され、UEは、標準SFBCダイバーシティ結合動作に加えて単純な逆拡散だけを要求する。この場合に、伝播チャネルで周波数選択性が十分であると、各反復に対してダイバーシティ次数2が達成され、6回の反復で12までのダイバーシティ次数を得ることができる。SFBCは、4-送信アンテナシステムにも適用されることができる。
【0058】
多重セル環境では、セルAからのACKチャネルのすべてのR回の反復が一貫してセルBからのACKチャネルのすべてのR回の反復と衝突する場合を避けることを希望するのであろう。このような衝突を回避するために、いわゆる干渉平均利得が多重セル環境下で開発された。このような一貫した衝突を避け、干渉平均利得を確保するための1つの方法としてセル特定ホッピングが使用されることができる。N個のOFDM制御シンボルが与えられた場合に、2×1粒度(granularity)のRUがホッピング過程で維持されるという仮定下で、最も簡素なホッピング方式は、すべての時間-周波数リソースにわたったランダムホッピングである。
【0059】
本発明の他の実施形態において、I/Q領域多重化と同時に拡散長さ4のCDMが使用される。ここで、bi=[b1,i,…,b4,i]は、Iブランチ(実数ブランチ)上で運搬される4つのBPSK変調されたACK/NACKビットを示し、bq=[b1,q,…,b4,q]は、Qブランチ(虚数ブランチ)上で運搬される4つのBPSK変調されたACK/NACKビットを示し、S=[s1,…,s4]は、ユニタリ拡散行列を示し、ここで、各拡散ベクトルs1,…,s4のサイズは、4x1であり、CDM拡散後の送信信号a=[a1,…,a4]は、次のようである。
【0060】
【数9】
ここで、Wi=diag[w1,i,…,w4,i]及びWq=diag[w1,q,…,w4,q]は、I及びQブランチの各々でACKビットの送信振幅を示す2つの対角行列である。
【0061】
図8は、本発明の一実施形態の原理に従ってCDM拡散長さが4であり反復回数が4である場合に、CDM+SFBC+反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す。この場合に、ベクトルaは、周波数領域でN回繰返し送信される。しかしながら、各送信において、1番目の2つのシンボル[a1,a2]は、両方の送信アンテナのすべてにわたってSFBCを用いて隣接2×1(2つのサブキャリア、1つのOFDMシンボル)RUにマッピングされる一方、次の2つのビット[a3,a4]は、両方の送信アンテナのすべてにわたってSFBCを用いて次のOFDMシンボルの隣接した2×1 RUにマッピングされる。1番目の2つのシンボル[a1,a2]は、時間1でサブキャリアk1、k1+1により運搬され、次の2つのシンボル[a3,a4]は、時間2でサブキャリアk1、k1+1により運搬される。したがって、ベクトルaの各反復を送信するためには、2×2 RUが要求される。2×2 RUは、隣接した2つのサブキャリア及び2つのOFDMシンボルを含む。このような方式は、図8に図示され、ここで、R=4回反復(4つの2×2 RUを含む)が図示されている。
【0062】
拡散及び相互に異なる電力設定により、ベクトルa=[a1,…,a4]でのシンボルは、相互に異なる振幅を有する。対[a1,a2]と対[a3,a4]間の電力差が大きいと、図8のすべての反復で2つの2×1 RUに対する2対のシンボルの一貫したマッピングは、2つのOFDMシンボルで電力不均衡を発生させることがある。図9は、本発明の一実施形態の原理に従って図8に示したようなマッピング方法の場合に相互に異なる送信で2対のシンボルのマッピングを交互に行い、相互に異なるシンボル対にわたってこの2対のシンボルを置き換える一例を示す図である。このような問題は、図9に示すように、相互に異なる送信でこのような2対のシンボルのマッピングを交代することにより容易に解決することができる。図8に示した方式に比べて、図9に示すような4番目の反復で、次の2つのシンボル[a3,a4]は、アンテナ1及びアンテナ2のすべてで時間1で送信されたシンボルにより運搬され、1番目の2つのシンボル[a1,a2]は、アンテナ1及びアンテナ2のすべてで時間2で送信されたシンボルにより運搬される。
【0063】
他の実施形態において、本発明は、カテゴリー0ビットの送信のために次のような送信ダイバーシティ方式を使用する。
1.キャット0ビットに対して4通りの状態が要求される場合には、4位相偏移変調(QPSK)が使用されることができ、キャット0ビットに対して3通りの状態が要求される場合には、3位相偏移変調(3PSK)が使用されることができる。変調されたキャット0シンボルは、aで表現される。
2.キャット0ビットは、常にサブフレーム内の1番目のOFDMシンボルで送信される。このような方法の理由は、キャット0マッピングがOFDM制御シンボルの数に従って変わると、追加の仮定テストが必要なこともあり、同一のBER性能を達成するためにさらに多くの送信電力及びリソースが要求される。他方、キャット0マッピングがすべてのサブフレームで1つ以上のOFDMシンボル、例えば、3つのOFDMシンボルに固定されると、使用された実際のOFDM制御シンボルが3より小さい場合に、衝突データパンクチャーリング問題が発生することがある。
3.この変調されたシンボルaは、2K回反復されるが、このような2Kシンボルは、2×1 RUにマッピングされ、各RUは、時間-周波数リソースマッピングで1つのOFDMシンボルに2つの隣接サブキャリアを含む。したがって、2Kシンボルは、K個のRUにマッピングされるのであろう。これらRUは、最大周波数ダイバーシティ利得を得るために周波数領域で拡散されなければならない。このような2×1 RU粒度は、キャット0リソースマッピングがCCEの全体のフレームワークをREマッピングに容易に適合するようにするためである。
4.2本の送信アンテナに対しては、周波数選択性送信ダイバーシティ(FSTD)及び反復方法を結合した方法が使用される。ここで、変調されたシンボルのすべてが同一であり、FSTDが同一の空間ダイバーシティ利得を得ることができるので、SFBCは勧められない。したがって、SFBCの追加のUEの複雑性を避けることができる。
【0064】
このような方法は、図10に明示されている。図10は、本発明の一実施形態の原理に従って反復回数が6である場合の変調されたカテゴリー0シンボルのREに対するマッピング、FSTD+反復の一例を示す。この例において、Kは、6である。サブフレーム内の1番目のOFDMシンボルだけが図10に図示されていることに留意する。図10に示すように、ベクトルaは、アンテナ1で1つのサブキャリアk1、k2、k3、k4、k5、及びk6により運搬され、ベクトルaは、アンテナ2で1つのサブキャリアk1+1、k2+1、k3+1、k4+1、k5+1、及びk6+1により運搬される。図7乃至図10に示すような方式とは異なり、ベクトルaは、全体的に、図10に示すような方式で相互に異なるサブキャリアに割り当てられる代わりに、指定されたサブキャリアに割り当てられる。
【0065】
多重セル環境では、セルAからキャット0シンボルのすべての2K回の反復が一貫してセルBからのキャット0シンボルのすべての2K回の反復と衝突する場合を避けることを希望するのであろう。このような衝突を回避するためには、いわゆる干渉平均利得が多重セル環境で提案された。このような一貫した衝突を避け、干渉平均利得を確保するための1つの方法としてセル特定ホッピングが使用されることができる。
【0066】
決定される1つのパラメーターは、キャット0シンボルに必要な反復の数であり、これは、前のセクションで2K(Kは、RUの個数)として定義される。ここで、キャット0シンボルに対して“最悪の場合も考慮した”性能が評価され、ここで、LTEケース3ネットワーク構成に対して0.1%のBERの98%カバレッジが要求される。LTEケース3は、LTE研究により定義されたシミュレーションシナリオの中の1つであり、3GPP TR 25.814から得られる。98%カバレッジポイントでの幾何値(Ior/Ioc)は、LTEケース3の場合に約−6.7dBである。
【0067】
ダイバーシティ受信に対するコーディングされていないBERは、図11に図示されており、図11は、参照文献[2]から抜粋する。図11は、相互に異なるダイバーシティ受信に対するビットエラー率(BER)性能を示す対数スケールのグラフである。AWGNは、白色ガウス雑音チャネルモデルであり、相互に異なるダイバーシティ次数に対するシステム性能は、図11に図示されている。ターゲットダイバーシティ次数8(すなわち、L=8)を仮定すると、0.1%BER(すなわち、BER=10-3)が8dBのEb/Noにより達成され、これは、QPSK変調されたキャット0シンボルの場合には、11dB Es/Noに変換されることができる。98%カバレッジポイントのギャップ値(gap value)が約−6.7dBであるため、Es/Noは、11+6.7=17.7dBである。ここで、Eb/Noは、ビット当たりのエネルギー対雑音電力スペクトル密度比であり、“ビット当たりのSNR”としても知られている標準化された信号対雑音比(SNR)測定値である。Es/Noは、シンボル当たりのエネルギー対雑音電力スペクトル密度比(Energy per symbol per noise power spectral density)である。このようなギャップを埋めるために、電力ブースティングと反復との結合が要求されることもある。反復の数が2L=12に選択されると(Lは、ダイバーシティの次数である)、反復利得は、101og10(12)=10.8dBであり、電力ブースティングにより満たされるギャップは、約17.7−10.8=6.9dBである。反復の数が2L=16に増加されると、反復利得は、10log10(16)=12dBであり、要求される電力ブースティングは、17.7−12=5.7dBである。このような分析は、チャネル推定での損失を説明しておらず、チャネル推定アルゴリズムに基づいて2dB〜3dBの追加マージンが必要であることに留意する。結論的に、ダイバーシティ次数8の場合に、“最悪の状況を考慮した”BER性能を保証するためにQPSK変調されたキャット0シンボルに対して反復の数2L=12乃至2L=16が要求されるに違いない。
【0068】
本発明の他の実施形態において、キャット0ビットの1つの反復に対して使用された2×1 RUでの2つのサブキャリアは、隣接したサブキャリアでなくてもよい。言い換えれば、図10に示すように、キャット0シンボルの2K回の反復が各サブキャリアk1、k2、...、k2Kにマッピングされ、空間領域及び周波数領域のすべてでダイバーシティ利得を最大にするために周波数選択性送信ダイバーシティ(FSTD)も使用される。
【0069】
本発明の他の実施形態において、キャット0シンボルに対する反復を含む直交拡散が使用されてもよい。各反復に対して、キャット0シンボルaは、正規直交行列を用いて隣接した2つのサブキャリアにわたった2×1 RUに空間及び周波数にわたって拡散される。このような正規直交拡散からの送信行列Tの例は、次のものを含むが、これに限定されない。
【0070】
【数10】
ここで、a*は、aの複素共役を示す。
【0071】
この行列の行が置き換えられたバージョンも可能な正規直交拡散行列であることに留意する。このような方式において、図10に示したような方式と同様に、K個の2×1 RU(これらのそれぞれは、隣接した2つのサブキャリア及び1つのOFDMシンボルにわたる)、使用されるK個の2×1 RUの各々、そして、正規直交行列の中の1つがシンボルaを空間-周波数リソースにマッピングするのに使用される。数式(10)から選択された指定された行列(例えば、行列T0)に対して、行m及び列nの要素は、[T0]m,nで示され、[T0]m,nは、2-Txアンテナの場合に対して、m番目のアンテナ及びn番目のサブキャリア又はn番目のタイムスロット(m=1,2 n=1,2)で送信されたシンボルを示す。正規直交拡散T0を適用することは、SFBCを使用するのに相当することに留意する。
【0072】
他の実施形態において、本発明は、ACKチャネルに対して次のような他の送信ダイバーシティ方式を使用する。
1.いずれか1つのACKチャネルがシンボルにBPSK変調されるか、又は2本のACKチャネルがすべてBPSK変調されるが、シンボルaにI/Q多重化される。多重化でCDMが使用されない。
2.変調されたACKシンボルに対して、図10に示したものと類似した(FSTD+反復)方式が使用される。
【0073】
他の実施形態において、本発明は、(3,2,2)2進線形コードを用いて2つのキャット0ビットを3ビットコードワードc1c2c3にマッピングし、このようなコードワードは、コードワード対間に最小のハミング距離2を有する4サイズのコードブックに属する。長さn及びランクk(すなわち、自身の生成行列にベイシス(basis)でk個のコードワード及びk個の行を有する)、最小のハミング距離dを有する線形コードを(n、k、d)コードと呼ぶ。ここで、長さnは、3であり、kは、2であり、ベースとして“0”及び“1”を示し、ハミング距離dは、2である。3通りの状態がキャット0ビットにより運搬される場合に、このようなコードブックCの一例は、c1c2c3∈ C={111,100,010 001}である。3ビットコードワードが定められると、キャット0ビットに使用される2Kチャネルシンボルに適合するように反復され、レートマッチングされる。ここで、符号化されたチャネルビットに対してQPSK変調が使用される。例えば、2K=12チャネルシンボルが使用可能な場合に、2×12=24チャネルビットが存在する。したがって、24ビット長さの符号化されたビットシーケンスを形成するためには、コードワードc1c2c3が8回反復され、この24ビットシーケンスを12つのチャネルシンボルにマッピングするためにQPSK変調が使用される。また、4Kが3で分割可能でない場合に、このレートマッチング過程が必要である。この場合に、コードワードc1c2c3が
【0074】
【数11】
回(すなわち、4K/3の商)反復され、その結果のシーケンスがコードワードc1c2c3の1番目の4K−3×
【0075】
【数12】
(すなわち、4K/3の余り)ビットと連接される。このように連接されたビットシーケンスは、チャネルシンボルに変調されマッピングされる最終チャネルビットシーケンスである。
【0076】
本発明の他の実施形態において、4通りの状態が2つのキャット0ビットにより運搬される必要がある場合に、コードワードc1c2c3の選択は、コードブックのサブセットに限定され、このようなサブセットのサイズは、3つのコードワードである。例えば、コードブックCの可能なサブセットは、c1c2c3∈ Csubset={111,100,010}である。
【0077】
図12は、ACK/NACK信号を送信するフローチャート及びACK/NACK信号を受信するフローチャートを示す。ACK/NACK信号を送信するフローチャートにおいて、ステップ200は、BPSK変調を介してACK/NACK信号を変調するステップであり、ステップ201は、CDMを介して変調されたACK/NACK信号を多重化するステップであり、ステップ203は、空間-周波数ブロック符号化によりこの多重化された変調ACK/NACK信号を隣接した1対のサブキャリアと所定数のOFDM制御シンボルを有するリソースユニットにマッピングするステップであり、ステップ205は、この多重化されたACK/NACK信号を所定回数繰返し送信し、この送信の各反復でこの多重化されたACK/NACK信号は、周波数領域で拡散され、複数の離散リソースユニット(discrete resource units)にマッピングされるステップである。ACK/NACK信号を受信するフローチャートにおいて、ステップ211は、受信器装置が基地局から送信されたACK/NACK信号を繰返し受信するステップであり、ステップ213は、符号化されたACK/NACKを復号化するステップであり、ステップ214は、符号化されたACK/NACKを逆拡散するステップであり、ステップ215は、この変調されたACK/NACKを復調するステップである。この受信器装置は、この受信されたACK/NACK信号により運搬された情報を使用する。
【0078】
図13は、ACK/NACK信号を送信するフローチャート及びカテゴリー0(キャット0)信号を受信するフローチャートを示す。カテゴリー0(キャット0)信号を送信するフローチャートにおいて、ステップ300は、QPSK変調又は3PSK変調を介してカテゴリー0(キャット0)信号を変調するステップであり、ステップ301は、キャット0信号をFSDMを介してマッピングするステップであり、ステップ305は、この多重化されたキャット0信号を所定回数繰返し送信するステップであり、ステップ311は、受信器装置が基地局から送信されたキャット0信号を繰返し受信するステップであり、ステップ315は、この変調されたキャット0信号を復調するステップである。この受信器装置は、受信されたキャット0信号により運搬された情報を使用する。
【0079】
以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲及び趣旨を逸脱することなく様々な変更が可能であるということは、当業者には明らかであり、本発明の範囲は、上述の実施形態に限定されるべきではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で定められるべきである。
【符号の説明】
【0080】
100 送信器チェーン
122 多重経路フェージングチャネル
140 受信器チェーン
【特許請求の範囲】
【請求項1】
信号伝送方法であって、
制御信号を生成するステップと、
特定の変調方式による変調されたシンボルを生成するために前記制御信号を変調するステップと、
空間周波数ブロック符号化(SFBC)技術を使用して一つ以上のリソースユニットを前記変調されたシンボルにマッピングするステップと、
少なくとも2個のアンテナを通じて前記マッピングしたシンボルを前記一つ以上のリソースユニットを用いて送信するステップと、
を具備することを特徴とする信号伝送方法。
【請求項2】
前記制御信号を生成するステップは、
符号分割多重化(CDM)制御情報を用いて前記制御信号を生成するステップを具備することを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項3】
前記制御信号を生成するステップは、
拡散技術及びスクランブリング技術のうち少なくとも一つに対する情報を含むCDM制御情報を用いて前記制御信号を生成するステップを具備することを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項4】
前記スクランブリング技術は、セル特定スクランブリング技術を含むことを特徴とする請求項3に記載の信号伝送方法。
【請求項5】
前記特定の変調方式は二位相偏移変調(BPSK)方式を含むことを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項6】
前記一つ以上のリソースユニットは、周波数領域の周波数リソースユニット及び時間領域の直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルリソースユニットを含むことを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項7】
サブフレーム内の前記時間領域のOFDMシンボルリソースユニットは、1,2,又は3つのOFDMシンボルリソースユニットを含むことを特徴とする請求項6に記載の信号伝送方法。
【請求項8】
前記変調されたシンボルにリソースをマッピングするステップは、
周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)技術を使用して、前記制御信号を一度に送信するための少なくとも一つの送信アンテナを選択するステップをさらに具備することを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項9】
送信器チェーンであって、
制御信号を受信し、特定の変調方式による変調されたシンボルを生成するために前記制御信号を変調する変調部と、
空間周波数ブロック符号化(SFBC)技術を使用して一つ以上のリソースユニットを前記変調されたシンボルにマッピングするエンコーダと、
少なくとも2個のアンテナを通じて前記マッピングしたシンボルを前記一つ以上のリソースユニットを用いて送信するフロントエンド処理部と、
を含むことを特徴とする送信器チェーン。
【請求項10】
前記制御信号は、符号分割多重化(CDM)制御情報を用いて生成されることを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項11】
前記制御信号は、拡散技術及びスクランブリング技術のうち少なくとも一つに対する情報を含むCDM制御情報を用いて生成されることを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項12】
前記スクランブリング技術は、セル特定スクランブリング技術を含むことを特徴とする請求項11に記載の送信器チェーン。
【請求項13】
前記特定変調方式は、二位相偏移変調(BPSK)方式を含むことを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項14】
前記一つ以上のリソースユニットは、周波数領域の周波数リソースユニット及び時間領域の直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルリソースユニットを含むことを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項15】
サブフレーム内の前記時間領域のOFDMシンボルリソースユニットは、1,2,又は3つのOFDMシンボルリソースユニットを含むことを特徴とする請求項14に記載の送信器チェーン。
【請求項16】
前記エンコーダは、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)技術を使用し、前記制御信号を一度に送信するための少なくとも一つの送信アンテナを選択することを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項17】
信号受信方法であって、
基地局から制御信号情報を有するマッピングしたシンボルを含むサブキャリアを受信するステップと、
空間周波数ブロック符号化(SFBC)技術を使用して一つ以上のリソースユニットによって前記マッピングしたシンボルを復号化するステップと、
特定の変調方式によって前記制御信号情報を獲得するために前記復号化したシンボルを復調するステップと、
を具備することを特徴とする信号受信方法。
【請求項18】
前記制御信号は、符号分割多重化(CDM)制御情報を用いて生成されることを特徴とする請求項17に記載の信号受信方法。
【請求項19】
前記復調方式は、二位相偏移変調(BPSK)方式を含むことを特徴とする請求項17に記載の信号受信方法。
【請求項20】
前記マッピングしたシンボルを復号化するステップは、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)技術を使用し、前記制御信号を一度に受信するための少なくとも一つのアンテナを選択するステップをさらに具備することを特徴とする請求項17に記載の信号受信方法。
【請求項21】
受信器チェーンであって、
基地局から制御信号情報を有するマッピングしたシンボルを含むサブキャリアを受信する受信部と、
空間周波数ブロック符号化(SFBC)技術を使用して一つ以上のリソースユニットによって前記マッピングしたシンボルを復号化するデコーダと、
特定の変調方式によって前記制御信号情報を獲得するために前記復号化したシンボルを復調する復調部と、
を含むことを特徴とする受信器チェーン。
【請求項22】
前記制御信号は、符号分割多重化(CDM)制御情報を用いて生成されることを特徴とする請求項21に記載の受信器チェーン。
【請求項23】
前記復調方式は、二位相偏移変調(BPSK)復調方式を含むことを特徴とする請求項21に記載の受信器チェーン。
【請求項24】
前記デコーダは、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)技術を使用して、前記制御信号を一度に受信するための少なくとも一つのアンテナを選択することを特徴とする請求項21に記載の受信器チェーン。
【請求項25】
ハイブリッド自動再送要求(HARQ)を支援するために確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号を送信する方法であって、
所定の反復回数、二位相偏移変調(BPSK)、及び少なくとも一つの直交符号に基づき、前記ACK/NACK信号に対する反復、変調、及び符号分割多重化(CDM)を遂行するステップと、
前記反復、変調、及びCDMを遂行したACK/NACK信号をプリコーディングするステップと、
前記プリコーディングしたACK/NACK信号をリソースユニット及び周波数領域の拡散に基づいて時間及び周波数リソースにマッピングするステップと、
前記時間及び周波数リソースにマッピングしたACK/NACK信号を第1のアンテナ及び第2のアンテナを含む少なくとも2個のアンテナを介して送信するステップと、を具備し、
前記リソースユニットは、一つの直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルユニット内のサブキャリアの集合を含み、前記直交符号の拡散長さは2又は4であることを特徴とするACK/NACK信号送信方法。
【請求項26】
各HARQチャンネルの送信間の時間関係は固定されることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項27】
4個の連続したACK/NACKシンボルは、前記第1のアンテナに対するシンボルインデックス及びサブキャリアインデックスによって4個のサブキャリアにマッピングされ、前記4個の連続したACK/NACKシンボルは、前記第2のアンテナに対して、前記第1のアンテナに対して使用された4個のサブキャリアと異なる4個のサブキャリアにマッピングされることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項28】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数領域の拡散に基づいて一つのOFDMシンボルにマッピングされることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項29】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数領域の拡散に基づいてOFDMシンボルインデックスによる2個又は3個のOFDMシンボルにマッピングされることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項30】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)方法に基づいて時間及び周波数リソースと、前記第1のアンテナ及び第2のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項31】
ハイブリッド自動再送要求(HARQ)を支援するために確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号を送信する装置であって、
所定の反復回数、二位相偏移変調(BPSK)、及び少なくとも一つの直交符号に基づき、前記ACK/NACK信号に対する反復、変調、及び符号分割多重化(CDM)を遂行する変調及び多重化部と、
前記反復、変調、及びCDMが遂行されたACK/NACK信号をプリコーディングするプリコーディング部と、
前記プリコーディングしたACK/NACK信号をリソースユニット及び周波数領域の拡散に基づいて時間及び周波数リソースにマッピングするマッパと、
前記時間及び周波数リソースにマッピングしたACK/NACK信号を第1のアンテナ及び第2のアンテナを含む少なくとも2個のアンテナを介して送信する送信部と、を含み、
前記リソースユニットは、一つの直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルユニット内のサブキャリアの集合を含み、前記直交符号の拡散要素は2又は4であることを特徴とするACK/NACK信号送信装置。
【請求項32】
各HARQチャンネルの送信間の時間関係は固定されることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項33】
4個の連続したACK/NACKシンボルは、前記第1のアンテナに対するシンボルインデックス及びサブキャリアインデックスによって4個のサブキャリアにマッピングされ、前記4個の連続したACK/NACKシンボルは、前記第2のアンテナに対して、前記第1のアンテナに対して使用された4個のサブキャリアと異なる4個のサブキャリアにマッピングされることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項34】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数領域の拡散に基づいて一つのOFDMシンボルにマッピングされることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項35】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数領域の拡散に基づいてOFDMシンボルインデックスによる2個又は3個のOFDMシンボルにマッピングされることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項36】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)方法に基づいて時間及び周波数リソースと、前記第1のアンテナ及び第2のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項37】
移動通信システムにおける制御情報を送信するために多重アンテナアレイにリソース要素をマッピングする方法であって、
拡散要素によって複数のリソース要素に前記制御情報を拡散するステップと、
反復インデックスに基づいて前記多重アンテナアレイに前記複数のリソース要素をマッピングし、前記複数のリソース要素が前記反復インデックスによって交互的パターンで前記多重アンテナアレイにマッピングさせるステップと、
を具備することを特徴とするマッピング方法。
【請求項38】
前記複数のリソース要素を前記多重アンテナアレイにマッピングするために複素共役及び符号逆転のうち少なくとも一つが適用されることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項39】
前記反復インデックスは3であることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項40】
前記多重アンテナアレイは4個のアンテナを含み、前記拡散要素は4であることを特徴とする請求項39に記載のマッピング方法。
【請求項41】
前記複数のリソース要素は、時間周波数領域で、確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号の送信のための拡散要素に対応する4個の連続したリソース要素を含むことを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項42】
OFDMシンボルの開始シンボルがn=0として定義される場合、前記制御情報の送信のためのシンボルインデックスnは[010,010,101,101,…]による順にマッピングされることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項43】
OFDMシンボルの開始シンボルがn=0として定義される場合、前記制御情報の送信のためのシンボルインデックスnは[101,101,010,010,…]による順にマッピングされることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項44】
前記交互的パターンは、複数の物理的HARQインジケータチャンネル(PHICH)グループのうち少なくとも2個のPHICHグループの間に適用されることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項45】
前記複数のリソース要素は、下記の<表1>によって前記多重アンテナアレイにマッピングされることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【表1】
【請求項46】
移動通信システムにおける制御情報を送信するために多重アンテナアレイにリソース要素をマッピングする装置であって、
拡散要素によって複数のリソース要素に前記制御情報を拡散し、反復インデックスに基づいて前記多重アンテナアレイに前記複数のリソース要素をマッピングし、前記複数のリソース要素が前記反復インデックスによって交互的パターンで前記多重アンテナアレイにマッピングさせる制御部を含むことを特徴とするマッピング装置。
【請求項47】
前記複数のリソース要素を前記多重アンテナアレイにマッピングするために複素共役及び符号逆転のうち少なくとも一つが適用されることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項48】
前記反復インデックスは3であることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項49】
前記多重アンテナアレイは4個のアンテナを含み、前記拡散要素は4であることを特徴とする請求項48に記載のマッピング装置。
【請求項50】
前記複数のリソース要素は、時間周波数領域で、確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号の送信のための拡散要素に対応する4個の連続したリソース要素を含むことを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項51】
OFDMシンボルの開始シンボルがn=0として定義される場合、前記制御情報の送信のためのシンボルインデックスnは[010,010,101,101,…]による順にマッピングされることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項52】
OFDMシンボルの開始シンボルがn=0として定義される場合、前記制御情報の送信のためのシンボルインデックスnは[101,101,010,010,…]による順にマッピングされることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項53】
前記交互的パターンは、複数の物理的HARQインジケータチャンネル(PHICH)グループのうち少なくとも2個のPHICHグループの間に適用されることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項54】
前記複数のリソース要素は、下記の<表2>によって前記多重アンテナアレイにマッピングされることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【表2】
【請求項1】
信号伝送方法であって、
制御信号を生成するステップと、
特定の変調方式による変調されたシンボルを生成するために前記制御信号を変調するステップと、
空間周波数ブロック符号化(SFBC)技術を使用して一つ以上のリソースユニットを前記変調されたシンボルにマッピングするステップと、
少なくとも2個のアンテナを通じて前記マッピングしたシンボルを前記一つ以上のリソースユニットを用いて送信するステップと、
を具備することを特徴とする信号伝送方法。
【請求項2】
前記制御信号を生成するステップは、
符号分割多重化(CDM)制御情報を用いて前記制御信号を生成するステップを具備することを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項3】
前記制御信号を生成するステップは、
拡散技術及びスクランブリング技術のうち少なくとも一つに対する情報を含むCDM制御情報を用いて前記制御信号を生成するステップを具備することを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項4】
前記スクランブリング技術は、セル特定スクランブリング技術を含むことを特徴とする請求項3に記載の信号伝送方法。
【請求項5】
前記特定の変調方式は二位相偏移変調(BPSK)方式を含むことを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項6】
前記一つ以上のリソースユニットは、周波数領域の周波数リソースユニット及び時間領域の直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルリソースユニットを含むことを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項7】
サブフレーム内の前記時間領域のOFDMシンボルリソースユニットは、1,2,又は3つのOFDMシンボルリソースユニットを含むことを特徴とする請求項6に記載の信号伝送方法。
【請求項8】
前記変調されたシンボルにリソースをマッピングするステップは、
周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)技術を使用して、前記制御信号を一度に送信するための少なくとも一つの送信アンテナを選択するステップをさらに具備することを特徴とする請求項1に記載の信号伝送方法。
【請求項9】
送信器チェーンであって、
制御信号を受信し、特定の変調方式による変調されたシンボルを生成するために前記制御信号を変調する変調部と、
空間周波数ブロック符号化(SFBC)技術を使用して一つ以上のリソースユニットを前記変調されたシンボルにマッピングするエンコーダと、
少なくとも2個のアンテナを通じて前記マッピングしたシンボルを前記一つ以上のリソースユニットを用いて送信するフロントエンド処理部と、
を含むことを特徴とする送信器チェーン。
【請求項10】
前記制御信号は、符号分割多重化(CDM)制御情報を用いて生成されることを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項11】
前記制御信号は、拡散技術及びスクランブリング技術のうち少なくとも一つに対する情報を含むCDM制御情報を用いて生成されることを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項12】
前記スクランブリング技術は、セル特定スクランブリング技術を含むことを特徴とする請求項11に記載の送信器チェーン。
【請求項13】
前記特定変調方式は、二位相偏移変調(BPSK)方式を含むことを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項14】
前記一つ以上のリソースユニットは、周波数領域の周波数リソースユニット及び時間領域の直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルリソースユニットを含むことを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項15】
サブフレーム内の前記時間領域のOFDMシンボルリソースユニットは、1,2,又は3つのOFDMシンボルリソースユニットを含むことを特徴とする請求項14に記載の送信器チェーン。
【請求項16】
前記エンコーダは、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)技術を使用し、前記制御信号を一度に送信するための少なくとも一つの送信アンテナを選択することを特徴とする請求項9に記載の送信器チェーン。
【請求項17】
信号受信方法であって、
基地局から制御信号情報を有するマッピングしたシンボルを含むサブキャリアを受信するステップと、
空間周波数ブロック符号化(SFBC)技術を使用して一つ以上のリソースユニットによって前記マッピングしたシンボルを復号化するステップと、
特定の変調方式によって前記制御信号情報を獲得するために前記復号化したシンボルを復調するステップと、
を具備することを特徴とする信号受信方法。
【請求項18】
前記制御信号は、符号分割多重化(CDM)制御情報を用いて生成されることを特徴とする請求項17に記載の信号受信方法。
【請求項19】
前記復調方式は、二位相偏移変調(BPSK)方式を含むことを特徴とする請求項17に記載の信号受信方法。
【請求項20】
前記マッピングしたシンボルを復号化するステップは、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)技術を使用し、前記制御信号を一度に受信するための少なくとも一つのアンテナを選択するステップをさらに具備することを特徴とする請求項17に記載の信号受信方法。
【請求項21】
受信器チェーンであって、
基地局から制御信号情報を有するマッピングしたシンボルを含むサブキャリアを受信する受信部と、
空間周波数ブロック符号化(SFBC)技術を使用して一つ以上のリソースユニットによって前記マッピングしたシンボルを復号化するデコーダと、
特定の変調方式によって前記制御信号情報を獲得するために前記復号化したシンボルを復調する復調部と、
を含むことを特徴とする受信器チェーン。
【請求項22】
前記制御信号は、符号分割多重化(CDM)制御情報を用いて生成されることを特徴とする請求項21に記載の受信器チェーン。
【請求項23】
前記復調方式は、二位相偏移変調(BPSK)復調方式を含むことを特徴とする請求項21に記載の受信器チェーン。
【請求項24】
前記デコーダは、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)技術を使用して、前記制御信号を一度に受信するための少なくとも一つのアンテナを選択することを特徴とする請求項21に記載の受信器チェーン。
【請求項25】
ハイブリッド自動再送要求(HARQ)を支援するために確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号を送信する方法であって、
所定の反復回数、二位相偏移変調(BPSK)、及び少なくとも一つの直交符号に基づき、前記ACK/NACK信号に対する反復、変調、及び符号分割多重化(CDM)を遂行するステップと、
前記反復、変調、及びCDMを遂行したACK/NACK信号をプリコーディングするステップと、
前記プリコーディングしたACK/NACK信号をリソースユニット及び周波数領域の拡散に基づいて時間及び周波数リソースにマッピングするステップと、
前記時間及び周波数リソースにマッピングしたACK/NACK信号を第1のアンテナ及び第2のアンテナを含む少なくとも2個のアンテナを介して送信するステップと、を具備し、
前記リソースユニットは、一つの直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルユニット内のサブキャリアの集合を含み、前記直交符号の拡散長さは2又は4であることを特徴とするACK/NACK信号送信方法。
【請求項26】
各HARQチャンネルの送信間の時間関係は固定されることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項27】
4個の連続したACK/NACKシンボルは、前記第1のアンテナに対するシンボルインデックス及びサブキャリアインデックスによって4個のサブキャリアにマッピングされ、前記4個の連続したACK/NACKシンボルは、前記第2のアンテナに対して、前記第1のアンテナに対して使用された4個のサブキャリアと異なる4個のサブキャリアにマッピングされることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項28】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数領域の拡散に基づいて一つのOFDMシンボルにマッピングされることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項29】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数領域の拡散に基づいてOFDMシンボルインデックスによる2個又は3個のOFDMシンボルにマッピングされることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項30】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)方法に基づいて時間及び周波数リソースと、前記第1のアンテナ及び第2のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項25に記載のACK/NACK信号送信方法。
【請求項31】
ハイブリッド自動再送要求(HARQ)を支援するために確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号を送信する装置であって、
所定の反復回数、二位相偏移変調(BPSK)、及び少なくとも一つの直交符号に基づき、前記ACK/NACK信号に対する反復、変調、及び符号分割多重化(CDM)を遂行する変調及び多重化部と、
前記反復、変調、及びCDMが遂行されたACK/NACK信号をプリコーディングするプリコーディング部と、
前記プリコーディングしたACK/NACK信号をリソースユニット及び周波数領域の拡散に基づいて時間及び周波数リソースにマッピングするマッパと、
前記時間及び周波数リソースにマッピングしたACK/NACK信号を第1のアンテナ及び第2のアンテナを含む少なくとも2個のアンテナを介して送信する送信部と、を含み、
前記リソースユニットは、一つの直交周波数分割多重化(OFDM)シンボルユニット内のサブキャリアの集合を含み、前記直交符号の拡散要素は2又は4であることを特徴とするACK/NACK信号送信装置。
【請求項32】
各HARQチャンネルの送信間の時間関係は固定されることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項33】
4個の連続したACK/NACKシンボルは、前記第1のアンテナに対するシンボルインデックス及びサブキャリアインデックスによって4個のサブキャリアにマッピングされ、前記4個の連続したACK/NACKシンボルは、前記第2のアンテナに対して、前記第1のアンテナに対して使用された4個のサブキャリアと異なる4個のサブキャリアにマッピングされることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項34】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数領域の拡散に基づいて一つのOFDMシンボルにマッピングされることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項35】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数領域の拡散に基づいてOFDMシンボルインデックスによる2個又は3個のOFDMシンボルにマッピングされることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項36】
前記プリコーディングされたACK/NACK信号は、周波数選択的送信ダイバーシティ(FSTD)方法に基づいて時間及び周波数リソースと、前記第1のアンテナ及び第2のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項31に記載のACK/NACK信号送信装置。
【請求項37】
移動通信システムにおける制御情報を送信するために多重アンテナアレイにリソース要素をマッピングする方法であって、
拡散要素によって複数のリソース要素に前記制御情報を拡散するステップと、
反復インデックスに基づいて前記多重アンテナアレイに前記複数のリソース要素をマッピングし、前記複数のリソース要素が前記反復インデックスによって交互的パターンで前記多重アンテナアレイにマッピングさせるステップと、
を具備することを特徴とするマッピング方法。
【請求項38】
前記複数のリソース要素を前記多重アンテナアレイにマッピングするために複素共役及び符号逆転のうち少なくとも一つが適用されることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項39】
前記反復インデックスは3であることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項40】
前記多重アンテナアレイは4個のアンテナを含み、前記拡散要素は4であることを特徴とする請求項39に記載のマッピング方法。
【請求項41】
前記複数のリソース要素は、時間周波数領域で、確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号の送信のための拡散要素に対応する4個の連続したリソース要素を含むことを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項42】
OFDMシンボルの開始シンボルがn=0として定義される場合、前記制御情報の送信のためのシンボルインデックスnは[010,010,101,101,…]による順にマッピングされることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項43】
OFDMシンボルの開始シンボルがn=0として定義される場合、前記制御情報の送信のためのシンボルインデックスnは[101,101,010,010,…]による順にマッピングされることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項44】
前記交互的パターンは、複数の物理的HARQインジケータチャンネル(PHICH)グループのうち少なくとも2個のPHICHグループの間に適用されることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【請求項45】
前記複数のリソース要素は、下記の<表1>によって前記多重アンテナアレイにマッピングされることを特徴とする請求項37に記載のマッピング方法。
【表1】
【請求項46】
移動通信システムにおける制御情報を送信するために多重アンテナアレイにリソース要素をマッピングする装置であって、
拡散要素によって複数のリソース要素に前記制御情報を拡散し、反復インデックスに基づいて前記多重アンテナアレイに前記複数のリソース要素をマッピングし、前記複数のリソース要素が前記反復インデックスによって交互的パターンで前記多重アンテナアレイにマッピングさせる制御部を含むことを特徴とするマッピング装置。
【請求項47】
前記複数のリソース要素を前記多重アンテナアレイにマッピングするために複素共役及び符号逆転のうち少なくとも一つが適用されることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項48】
前記反復インデックスは3であることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項49】
前記多重アンテナアレイは4個のアンテナを含み、前記拡散要素は4であることを特徴とする請求項48に記載のマッピング装置。
【請求項50】
前記複数のリソース要素は、時間周波数領域で、確認応答(ACK)/否定確認応答(NACK)信号の送信のための拡散要素に対応する4個の連続したリソース要素を含むことを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項51】
OFDMシンボルの開始シンボルがn=0として定義される場合、前記制御情報の送信のためのシンボルインデックスnは[010,010,101,101,…]による順にマッピングされることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項52】
OFDMシンボルの開始シンボルがn=0として定義される場合、前記制御情報の送信のためのシンボルインデックスnは[101,101,010,010,…]による順にマッピングされることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項53】
前記交互的パターンは、複数の物理的HARQインジケータチャンネル(PHICH)グループのうち少なくとも2個のPHICHグループの間に適用されることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【請求項54】
前記複数のリソース要素は、下記の<表2>によって前記多重アンテナアレイにマッピングされることを特徴とする請求項46に記載のマッピング装置。
【表2】
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図8】
【図9】
【図12】
【図13】
【図6】
【図7】
【図10】
【図11】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図8】
【図9】
【図12】
【図13】
【図6】
【図7】
【図10】
【図11】
【公開番号】特開2012−147464(P2012−147464A)
【公開日】平成24年8月2日(2012.8.2)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2012−54241(P2012−54241)
【出願日】平成24年3月12日(2012.3.12)
【分割の表示】特願2010−506051(P2010−506051)の分割
【原出願日】平成20年4月24日(2008.4.24)
【出願人】(503447036)サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド (2,221)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成24年8月2日(2012.8.2)
【国際特許分類】
【出願日】平成24年3月12日(2012.3.12)
【分割の表示】特願2010−506051(P2010−506051)の分割
【原出願日】平成20年4月24日(2008.4.24)
【出願人】(503447036)サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド (2,221)
【Fターム(参考)】
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