移相器
【課題】挿入損失の周波数特性のうち、通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失が大きい。
【解決手段】一実施形態によれば、入力端子２および出力端子５の間に接続された一方の信号経路３と、一方の信号経路３に並列に設けられ入力端子２に一端が接続され出力端子５に他端が接続された他方の信号経路４と、一方の信号経路３および他方の信号経路４のいずれかに入力端子２からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路１６、１７と、一方の信号経路３に設けられた第１ハイパスフィルタ８と、この第１ハイパスフィルタ８を主として一方の信号経路３に副次的に並列に付加された第１ローパスフィルタ９とを備え、この第１ローパスフィルタ９および第１ハイパスフィルタ８は、挿入損失特性のうち、高周波信号が一方の信号経路３によって通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償する移相器１が提供される。
【解決手段】一実施形態によれば、入力端子２および出力端子５の間に接続された一方の信号経路３と、一方の信号経路３に並列に設けられ入力端子２に一端が接続され出力端子５に他端が接続された他方の信号経路４と、一方の信号経路３および他方の信号経路４のいずれかに入力端子２からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路１６、１７と、一方の信号経路３に設けられた第１ハイパスフィルタ８と、この第１ハイパスフィルタ８を主として一方の信号経路３に副次的に並列に付加された第１ローパスフィルタ９とを備え、この第１ローパスフィルタ９および第１ハイパスフィルタ８は、挿入損失特性のうち、高周波信号が一方の信号経路３によって通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償する移相器１が提供される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
一実施形態は移相器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波移相器回路はマイクロ波やミリ波などの高周波信号に通過位相差、即ち移相量を与える。移相器は一方の経路を伝送する信号の位相を基準とする基準状態を有し、基準となる一方の経路と他方の経路とを切換えるためのスイッチ回路を有する。
【０００３】
移相器の構成の一つとして、従来、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ：Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）及びローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を切換えるタイプの移相器が知られている（例えば特許文献１参照）。一方の信号経路にハイパスフィルタを設け、もう一方の信号経路に伝送線路を設けた移相器も知られている（例えば特許文献２参照）。複数個の移相ユニットを直列接続したマイクロ波移相器も知られている（例えば特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平０３−２３７８０７号公報
【特許文献２】特開２００８−１８７６６１号公報
【特許文献３】特開２００１−０９４３０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、ハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換え型の移相器では、通過位相差が大きい周波数の値がハイパスフィルタあるいはローパスフィルタの通過特性が変わる遮断周波数近辺であり、挿入損失が大きくなるという欠点がある。挿入損失とは入力端子から出力端子に伝搬する電力の損失をｄＢ(デシベル)で表した値を指す。
【０００６】
ハイパスフィルタにおいて入出力信号間の通過位相差が生じる周波数ではこのハイパスフィルタの挿入損失が大きい。ローパスフィルタにおいて入出力信号間の位相差が生じる周波数帯域はこのローパスフィルタの挿入損失の周波数特性が傾斜する帯域である。これは低域側通過域から高域側通過域へ周波数を増大させたときに挿入損失の値が大きくなり始める帯域である。ハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換え型の移相器では、結果として入出力信号間の位相差が生じる周波数帯域において通過損失が大きくなる。高周波信号がマイクロストリップ線路を伝送したとき、誘電体損失や、放射損失、導体損失といった通過損失が大きくなる。挿入損失の周波数特性のうち、通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失が大きい。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
このような課題を解決するため、一実施形態によれば、入力端子および出力端子の間に接続された一方の信号経路と、前記一方の信号経路に並列に設けられ前記入力端子に一端が接続され前記出力端子に他端が接続された他方の信号経路と、前記一方の信号経路および前記他方の信号経路のいずれかに前記入力端子からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路と、前記一方の信号経路に設けられた第１ハイパスフィルタと、この第１ハイパスフィルタを主として前記一方の信号経路に副次的に並列に付加された第１ローパスフィルタとを備え、この第１ローパスフィルタおよび前記第１ハイパスフィルタは、挿入損失特性のうち、前記高周波信号が前記一方の信号経路から通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償することを特徴とする移相器が提供される。
【０００８】
また、別の一実施形態によれば、入力端子および出力端子の間に接続された一方の信号経路と、前記一方の信号経路に並列に設けられ前記入力端子に一端が接続され前記出力端子に他端が接続された他方の信号経路と、前記一方の信号経路および前記他方の信号経路のいずれかに前記入力端子からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路と、前記一方の信号経路に設けられた第１ローパスフィルタと、この第１ローパスフィルタを主として前記一方の信号経路に副次的に並列に付加された第１ハイパスフィルタとを備え、この第１ハイパスフィルタおよび前記第１ローパスフィルタは、挿入損失特性のうち、前記高周波信号が前記一方の信号経路から通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償することを特徴とする移相器が提供される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１の実施形態に係る高周波移相器の構成図である。
【図２】第１の実施形態に係る高周波移相器を２段直列に接続した２ビット移相器回路の一例を示す図である。
【図３】第１の実施形態に係る高周波移相器回路による通過位相差を説明するための図である。
【図４】ハイパスフィルタ単体での通過特性を示す図である。
【図５】Π型回路単体での通過特性を示す図である。
【図６】従来のハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型の移相器回路の回路図である。
【図７】比較例によるマイクロ波移相器回路の通過特性を説明するための図である
【図８】第１の実施形態に係る高周波移相器の通過特性を説明するための図である。
【図９】第２の実施形態に係る高周波移相器に用いられるＲＦ主経路上の４種類の回路の型構成と、ＲＦ副経路の回路の型構成との組合せを示す図である。
【図１０】第３の実施形態に係る高周波移相器の構成図を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、一実施形態に係る移相器について、図１乃至図１０を参照しながら説明する。尚、各図において同一箇所については同一の符号を付すとともに、重複した説明は省略する。
【００１１】
（第１の実施形態）
第１の実施形態に係る高周波移相器はＭＭＩＣ（マイクロ波集積回路）に形成されるマイクロ波移相器回路である。図１はマイクロ移相器回路の構成図である。マイクロ波移相器回路１（高周波移相器）は、第一の信号経路３（一方の信号経路）にΠ型のCLC（第１ローパスフィルタ９）が付加された第１ハイパスフィルタ８を設け、第二の信号経路４（他方の信号経路）にΠ型のLCL（第２ハイパスフィルタ１２）が付加された第２第２ローパスフィルタ１１を設けている。
【００１２】
マイクロ波移相器回路１は入力端子２からのマイクロ波信号の信号経路を、第一の信号経路３又は第二の信号経路４に切換え、この信号を出力端子５より出力する回路であり、これらの第一の信号経路３及び第二の信号経路４間の通過位相の違いによって所要の移相量を得る。マイクロ波移相器回路１は、半絶縁性の基板に設けられた信号経路パターンと、それぞれこの基板に形成された複数のＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などのスイッチ素子と、それぞれマイクロ波信号に対して集中定数素子として働き基板に集積されたＣ（キャパシタ）及びＬ（インダクタ）などの受動素子とを備えている。
【００１３】
マイクロ波移相器回路１の入力端子２には第１のＦＥＴ６及び第２のＦＥＴ７が接続されている。ＦＥＴ６にはＴ型の第１ハイパスフィルタ８と、この第１ハイパスフィルタ８に並列に副次的に付加されたΠ型の第１ローパスフィルタ９と、第３のＦＥＴ１０とが接続されている。第１ローパスフィルタ９はＣＬＣ（キャパシタ・インダクタ・キャパシタ）回路である。ＦＥＴ１０は出力端子５に接続される。第２のＦＥＴ７には、Ｔ型の第２ローパスフィルタ１１と、この第２ローパスフィルタ１１に並列に副次的に付加されたΠ型の第２ハイパスフィルタ１２と、第４のＦＥＴ１３とが接続されている。第２ハイパスフィルタ１２はＬＣＬ（インダクタ・キャパシタ・インダクタ）回路である。ＦＥＴ１３は出力端子５に接続されている。
【００１４】
図２にマイクロ波移相器回路１を２段直列に接続してなる２ビット移相器回路の一例を示す。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。２ビット移相器回路２０は、マイクロストリップ線路を有する基板上に、入力端子２よりマイクロ波信号を入力される第１のマイクロ波移相器回路１と、この第１のマイクロ波移相器回路１の出力に直結され出力端子５よりマイクロ波信号を出力する第２のマイクロ波移相器回路１と、各マイクロ波移相器回路１の移相量を制御する駆動回路２１とを備えている。駆動回路２１は、端子２２から入力される外部からの移相量制御信号が表す指令に対応して、第１のマイクロ波移相器回路１の４つのＦＥＴ６等のゲートバイアス電圧と、第２のマイクロ波移相器回路１の４つのＦＥＴ６等のゲートバイアス電圧とをハイ又はローに制御する。図２の例では、第１のマイクロ波移相器回路１による移相量は例えば９０度であり、第２のマイクロ波移相器回路１による移相量は第１のマイクロ波移相器回路１による移相量の２倍である１８０度にされている。
【００１５】
２つのマイクロ波移相器回路１においてそれぞれ、第１ハイパスフィルタ８及び第１ローパスフィルタ９により移相回路部１８が構成され、第２ローパスフィルタ１１及び第２ハイパスフィルタ１２により移相回路部１９が構成される。第１のマイクロ波移相器回路１の一方例えば移相回路部１９はこの第１のマイクロ波移相器回路１の挿入位相の基準となる基準回路として機能する。第１のマイクロ波移相器回路１の他方例えば移相回路部１８はこの移相回路部１９に対して９０度位相をシフトする回路として機能する。第２のマイクロ波移相器回路１でも移相回路部１９はこの第２のマイクロ波移相器回路１の挿入位相の基準となる基準回路として機能し、第２のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１８はこの移相回路部１９に対して１８０度位相をシフトする回路として機能する。
【００１６】
図３（ａ）はマイクロ波移相器回路１単体の等価回路を示す図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。＋θ１は第一の信号経路３において移相回路部１８による通過位相差を表す。＋θ２は第二の信号経路４において移相回路部１９による通過位相差を表す。
【００１７】
図３（ｂ）は移相量の周波数特性を説明するための図である。曲線２３は前段のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１８による通過位相差の周波数特性である。曲線２４は同じ前段のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１９あるいは後段のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１９による通過位相差の周波数特性である。駆動回路２１が前段のマイクロ波移相器回路１にこのマイクロ波移相器回路１での信号経路を第一の信号経路３に切換えさせ、後段のマイクロ波移相器回路１にこのマイクロ波移相器回路１での信号経路を第二の信号経路４に切換えさせるようにして制御信号を前段のＦＥＴ６、７、１０、１３及び後段のＦＥＴ６、７、１０、１３に印加する。２ビット移相器回路２０に入力されたマイクロ波信号は、前段の第一の信号経路３により＋θ１の通過位相差を与えられ、後段側の第二の信号経路４により−θ２の通過位相を与えられる。これによってマイクロ波信号は全体の移相量θ１＋θ２を得られるようになっている。
【００１８】
マイクロ波移相器回路１のＦＥＴ６、７、１０、１３（図１）はいずれもスイッチング素子であり、制御端子１４、１５から加えられる制御電圧によってオン状態あるいはオフ状態に制御される。ＦＥＴ６、７はこれらのＦＥＴ６、７間で互いが排他的にオン状態又はオフ状態とされるように制御される。ＦＥＴ６、７はＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ：単極双投）スイッチ１６（スイッチ回路）を構成する。第１のマイクロ波移相器回路１においてＦＥＴ１０、１３はこれらのＦＥＴ１０、１３間で互いが排他的にオン状態又はオフ状態とされるように制御され、ＳＰＤＴスイッチ１７（スイッチ回路）を構成する。
【００１９】
第１ハイパスフィルタ８、第１ローパスフィルタ９、第２ローパスフィルタ１１及び第２ハイパスフィルタ１２を構成するキャパシタのキャパシタンス及びインダクタのインダクタンスである素子定数は、第一の信号経路３がオン及び第二の信号経路４がオフであるときにマイクロ波移相器回路１単体での移相量がθ１となり、第一の信号経路３がオフ及び第二の信号経路４がオンであるときにマイクロ波移相器回路１単体での移相量が−θ２となるようにして決められている。
【００２０】
第２のマイクロ波移相器回路１のＦＥＴ６、７、１０、１３は第１のマイクロ波移相器回路１の例と同じである。
【００２１】
図１において、第一の信号経路３には第１ハイパスフィルタ８にΠ型のＣＬＣ回路が付加されている。第１ハイパスフィルタ８及び第１ローパスフィルタ９の前後には第一の信号経路３専用のＦＥＴ６、１０が配置されている。ＦＥＴ６のオン／オフ動作と、ＦＥＴ１０のオン／オフ動作とは同期するよう制御される。次に、第二の信号経路４には第２ローパスフィルタ１１にΠ型のＬＣＬ回路である第２ハイパスフィルタ１２が付加されている。第２ローパスフィルタ１１及び第２ハイパスフィルタ１２の前後には第二の信号経路４専用のＦＥＴ７、１３が配置されており、ＦＥＴ７のオン／オフ動作と、ＦＥＴ１３のオン／オフ動作とは同期するよう制御される。
【００２２】
上記、第一の信号経路３専用のＦＥＴ６、１０の各オン／オフ動作と、第二の信号経路４専用のＦＥＴ７、１３の各オン／オフ動作とは、これらのＦＥＴ６、１０と、ＦＥＴ７、１３との間で相補的になるようオン／オフをされる。つまり、これらのスイッチ回路群は、外部からの制御信号により、交流信号を第一の信号経路３と第二の信号経路４とを切換えている。
【００２３】
ＣＬＣ回路の素子定数については、第一の信号経路３において主経路となる第１ハイパスフィルタ８の通過特性と、副経路としての付加した第１ローパスフィルタ９のフィルタの通過特性とが重なり、その結果マイクロ波移相器回路１の挿入損失が小さくなるように、かつ所望の移相量が得られるように、この第１ローパスフィルタ９のインダクタ及びキャパシタのリアクタンス値を定めるようにしている。
【００２４】
上述の構成の２ビット移相器回路２０（図２）に対し、第１のマイクロ波移相器回路１、第２のマイクロ波移相器回路１に対してそれぞれ基準を表す２ビットの制御信号“０”、“０”を駆動回路２１が入力する。駆動回路２１は第１のマイクロ波移相器回路１に対し、ＦＥＴ６、１０をオン状態にし、ＦＥＴ７、１３をオフ状態にする。駆動回路２１は第２のマイクロ波移相器回路１に対し、ＦＥＴ６、１０をオン状態にし、ＦＥＴ７、１３をオフ状態にする。これにより、第１のマイクロ波移相器回路１の入力端子２からのマイクロ信号は、この第１のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１８と、第２のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１８とを通過し、この第２のマイクロ波移相器回路１の出力端子５から出力される。
【００２５】
次に、駆動回路２１が、第１のマイクロ波移相器回路１、第２のマイクロ波移相器回路１に対してそれぞれ制御信号“１”、“０”を入力する。この場合、駆動回路２１は第１のマイクロ波移相器回路１に対し、ＦＥＴ６、１０をオフ状態にし、ＦＥＴ７、１３をオン状態にする。駆動回路２１は第２のマイクロ波移相器回路１に対しては制御信号の内容を変えない。これにより、第１のマイクロ波移相器回路１側でマイクロ信号は移相回路部１９を通過する。制御信号“０”、“０”のときを基準としたときの信号位相よりも相対的に９０度位相がシフトする。マイクロ波信号は、第２のマイクロ波移相器回路１側では移相回路部１８を通過して出力される。２ビット移相器回路２０は挿入位相を９０度変化させる。
【００２６】
また、駆動回路２１が、第１のマイクロ波移相器回路１、第２のマイクロ波移相器回路１に対してそれぞれ制御信号“０”、“１”を入力する。この場合、駆動回路２１は第１のマイクロ波移相器回路１に対しては制御信号の内容を変えない。駆動回路２１は第２のマイクロ波移相器回路１に対し、ＦＥＴ６、１０をオフ状態にし、ＦＥＴ７、１３をオン状態にする。これにより、第２のマイクロ波移相器回路１に入力されたマイクロ信号は、移相回路部１９を通過する。マイクロ波移相器回路１では、制御信号“０”、“０”のときを基準としたときの信号位相よりも相対的に１８０度位相がシフトする。
【００２７】
また、同様に、駆動回路２１が、第１のマイクロ波移相器回路１、第２のマイクロ波移相器回路１に対してそれぞれ制御信号“１”、“１”を入力すると、マイクロ波移相器回路１は挿入位相を２７０度変化させる。
【００２８】
このようにして、マイクロ波移相器回路１は基準状態の通過位相と移相状態の通過位相の差から必要な移相量を得ることができる。
【００２９】
第１ハイパスフィルタ８、第１ローパスフィルタ９がそれぞれ単体で動作したときの通過特性と、第１ハイパスフィルタ８に第１ローパスフィルタ９が追加されて動作したときの通過特性とを図４、図５を参照して比較する。これらの図中、既述の符号はそれらと同じ要素を表す。
【００３０】
図４に第１ハイパスフィルタ８単体での通過特性を示す。通過特性とはＳパラメータの損失特性Ｓ２１を指す。図４（ａ）は第１ハイパスフィルタ８の等価回路図である。図４（ｂ）は第１ハイパスフィルタ８の挿入損失の周波数依存性を示すグラフであり、Ｓ２１の絶対値をとったマグニチュード（ｄＢ）が示されている。図４（ｃ）は第１ハイパスフィルタ８による移相量の周波数依存性を示すグラフであり、Ｓ２１の位相角をとったフェーズ（度）が示されている。移相量が大きく変化する周波数の値は特性カーブの曲がり方が変わる遮断周波数近辺であり、この遮断周波数近辺における通過損失は大きい。
【００３１】
図５に第１ローパスフィルタ９単体での通過特性を示す。図５（ａ）は第１ローパスフィルタ９の等価回路図である。図５（ｂ）は第１ローパスフィルタ９の挿入損失の周波数依存性を示すグラフである。図５（ｃ）は第１ローパスフィルタ９による移相量の周波数依存性を示すグラフである。移相量が大きく変化する周波数の値は特性カーブの曲がり方が変わる遮断周波数近辺であり、この遮断周波数近辺における通過損失は大きい。
【００３２】
マイクロ波移相器回路１は、第一の信号経路３に対し、ＣＬＣからなるＴ型の第１ハイパスフィルタ８に、もう一つフィルタ構造を有する第１ローパスフィルタ９を並列に追加することで、通過損失の補償と位相調整とを高周波帯域において行えるようになる。
【００３３】
従来例による移相器回路と本実施形態に係る高周波マイクロ波移相器回路１とについて述べる。図６は従来のハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型の移相器回路の回路図である。マイクロ波移相器回路１００は、ハイパスフィルタ１０１及びローパスフィルタ１０２をＦＥＴスイッチにより切換える回路である。図７は比較例によるマイクロ波移相器回路１００の通過特性を説明するための図である。図７（ａ）には、ハイパスフィルタ１０１を信号伝送経路とした場合のマイクロ波移相器回路１００の計測系の一例が示されており、同図の例では、Ｔ型のＣＬＣ構成を用いて９０度の移相量の位相シフトを行う。端子Ｐ１は入力端子２に相当し、端子Ｐ２は出力端子３に相当する。ｍ１〜ｍ６は計測点を表す。
【００３４】
図７（ｃ）の点ｍ３は、周波数７．３００ＧＨｚの計測点である。移相量９０．２２１度を計測したとき、図７（ｂ）の点ｍ４に示すように、−０．５１５ｄＢの挿入損失を得た。周波数３．６ＧＨｚ近辺で位相差が大きく変わる。この周波数近辺は、このハイパスフィルタ１０１の遮断周波数近辺であり、挿入損失が大きい。矢印Ｐで示す点ｍ４は周波数特性カーブの肩に位置する。
【００３５】
図８はマイクロ波移相器回路１の通過特性を説明するための図である。図８（ａ）の等価回路はマイクロ波移相器回路１が第１ハイパスフィルタ８を選択したときの回路素子の要部から形成されている。マイクロ波移相器回路１はＴ型構造を持つ第１ハイパスフィルタ８、及び第１ローパスフィルタ９により＋θ１の通過位相差を作る。第１ハイパスフィルタ８のＣＬＣ回路の各素子定数はハイパスフィルタ１０１のＣＬＣ回路の各素子定数と同じである。
【００３６】
図８（ｃ）の点ｍ３は、周波数７．５００ＧＨｚの計測点である。移相量９０．６０２度を計測したとき、図８（ｂ）の点ｍ４に示すように、−０．０１８ｄＢの挿入損失を得た。周波数４．９ＧＨｚ近辺で通過位相差が変わる。この周波数近辺での挿入損失は、−０．２〜０．３ｄＢである。図７（ｂ）のマイクロ波移相器回路１００では通過位相差が大きく変わる周波数が遮断周波数近辺である。図８（ｂ）では通過位相差が大きく変わる周波数において損失が改善されている。マイクロ波移相器回路１の挿入損失はマイクロ波移相器回路１００の挿入損失よりも小さい。マイクロ波移相器回路１による挿入損失量はマイクロ波移相器回路１００による挿入損失量を減らすことができるようになる。
【００３７】
即ち、第２ローパスフィルタ１１及び第１ハイパスフィルタ８は、挿入損失特性のうち、マイクロ波信号が第一の信号経路３によって通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償している。本実施形態に係る高周波マイクロ波移相器回路１はハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型のフィルタ型の構成を保ちながらも、インダクタやキャパシタを付加することで、フィルタの通過域外でも挿入損失を増大させることなく、通過特性を向上させることができるようになる。
【００３８】
一般的なハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型では、第一の信号経路にはハイパスフィルタ１０１が設けられる。ハイパスフィルタ１０１の位相変化が大きい周波数帯域は挿入損失が大きい帯域である。本実施形態では、一般的なハイパスフィルタ１０１と同じ構造の第１ハイパスフィルタ８にΠ型のＣＬＣ回路を付加した。図５（ａ）に示されるΠ型のＣＬＣ回路の挿入損失の周波数特性は、図５（ｂ）、図５（ｃ）に示す通りである。第１ハイパスフィルタ８の挿入損失が小さい周波数帯と、Π型のＣＬＣ回路の挿入損失が小さい周波数帯とが重ねられ、かつ所望の位相が得られるように、Π型のＣＬＣ回路の各素子定数を定める。これにより、初期の位相変化量を得ながらも、挿入損失の劣化を補償することができる。第１ローパスフィルタ９を追加する前の位相変化量（図７（ｃ））と同じ量の位相変化量（図８（ｃ））を得ながらも、挿入損失の劣化量を少なくし、低損失化が達成される。
【００３９】
本実施形態によれば、ハイパスフィルタ／ローパスフィルタの切換型の移相回路構成を用いた高周波移相器において、挿入損失を改善することができるようになる。移相量を生じさせながらも、マイクロ波移相器回路１の挿入損失を小さくすることができるようになる。
【００４０】
従来例によるハイパス型やローパス型のフィルタは、Ｔ型もしくはΠ型のインダクタ（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）とを用いているが、フィルタの通過域外では挿入損失が大きくなり、結果として移相器の特性を劣化させる原因となっていた。本実施形態によれば、ハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型フィルタ型の構成を保ちながらも、インダクタ及びキャパシタを付加することで、フィルタの通過域外でも挿入損失を減らし、挿入特性を向上させることができる。従来例によるハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換え型の移相器が持つ通過位相差が生じる周波数帯域にて通過損失が増大することが本実施形態に係る高周波移相器ではなくすことができる。
【００４１】
（第１の実施形態の変形例）
上記第１の実施形態では、第一の信号経路３に第１ハイパスフィルタ８を設けた例を挙げたが、変形例では、第二の信号経路４に設けられた第２ローパスフィルタ１１において、上記のキャパシタＣとインダクタＬを入れ替えて構成する。第１の実施形態では、第一の信号経路３が一方の信号経路であり、第二の信号経路４が他方の信号経路であったが、この変形例では、第一の信号経路３が他方の信号経路であり、第二の信号経路４が一方の信号経路として機能する。
【００４２】
第二の信号経路４の第２ハイパスフィルタ１２であるＬＣＬ回路の素子定数については、第二の信号経路４において主経路となる第２ローパスフィルタ１１の通過特性と、副経路として付加した第２ハイパスフィルタ１２のフィルタの通過特性とが重なり、その結果マイクロ波移相器回路１の挿入損失が小さくなるように、かつ所望の移相量が得られるように、この第２ハイパスフィルタ１２のインダクタ及びキャパシタのリアクタンス値を定める。
【００４３】
この変形例に係る高周波移相器もマイクロ波移相器回路１であり、これらのマイクロ波移相器回路１が２段に接続されて２ビット移相器回路２０を構成する。本実施形態でも上記例と同様に２段のマイクロ波移相器回路１が制御される。
【００４４】
本変形例に係る高周波移相器は第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得られる。第二の信号経路４に着目すると、マイクロ波移相器回路１は、ＬＣＬからなるＴ型の第２ローパスフィルタ１１に、もう一つフィルタ構造を有する第２ハイパスフィルタ１２を並列に追加することで、通過損失の補償と位相調整とを高周波領域において行えるようになる。
【００４５】
（第２の実施形態）
第１の実施形態及びその変形例では、第一の信号経路３上でＴ型の第１ハイパスフィルタ８に第１ローパスフィルタ９が追加されており、第二の信号経路４上でＴ型の第２ローパスフィルタ１１に第２ハイパスフィルタ１２が追加されている。第２の実施形態に係る高周波移相器は、第一の信号経路３上の高域マイクロ波通過主経路、第二の信号経路４上の低域マイクロ波通過主回路の回路構造をＴ−Π、Π−Ｔ、Π−Πにそれぞれ変えた構成を有する。
【００４６】
第１の実施形態及びその変形例において、ハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換え機能を実行する点では、第一の信号経路３、第二の信号経路４はいずれもＲＦ主経路であり、第１ローパスフィルタ９、第２ハイパスフィルタ１２はいずれもＲＦ副経路である。換言すれば、第１の実施形態等では、第一の信号経路３にはＴ型ＲＦ主経路及びΠ型ＲＦ副経路が設けられており、第二の信号経路４にはＴ型ＲＦ主経路及びΠ型ＲＦＲＦ副経路が設けられている。
【００４７】
本実施形態に係る高周波移相器は、次に述べる表１の列（２）及び図９（ｂ）に示すように、第一の信号経路３にＴ型のハイパスの主経路及びΠ型副経路を設け、第二の信号経路４にΠ型のローパスの主経路及びＴ型副経路を設ける。表１に、第一の信号経路３のＲＦ主経路、第二の信号経路４のＲＦ主経路に用いる素子構成と、第一の信号経路３のＲＦ副経路、第二の信号経路４のＲＦ副経路に用いる素子構成との組合せを示す。図９に、各ＲＦ主経路上のハイパスフィルタ、ローパスフィルタが取り得る４種類の回路型構成と、各主経路に追加可能なＲＦ副経路の回路型構成との組合せを示す。図９中、既述の符号はそれらと同じ符号を表す。
【表１】
【００４８】
表１の列（１）、（２）、（３）、（４）に対応する回路の型構成が図９（ａ）、図９（ｂ）、図９（ｃ）、図９（ｄ）にそれぞれに対応する。ここで、表１の列（１）、図９（ａ）はともに第１の実施形態及びその変形例での構成に対応する。
【００４９】
また、本実施形態に係る高周波移相器は、表１の列（３）及び図９（ｃ）に示すように、第一の信号経路３にΠ型ＲＦ主経路及びＴ型ＲＦ副経路を設け、第二の信号経路４にＴ型ＲＦ主経路及びΠ型ＲＦ副経路を設けて構成することもできる。
【００５０】
また、本実施形態に係る高周波移相器は、表１の列（４）及び図９（ｄ）に示すように、第一の信号経路３にΠ型ＲＦ主経路及びＴ型ＲＦ副経路を設け、第二の信号経路４にΠ型ＲＦ主経路及びＴ型ＲＦ副経路を設けて構成してもよい。
【００５１】
表１の列（２）から列（４）の構成を用いた場合、ＲＦ副経路に設けられるＣＬＣ回路及びＬＣＬ回路の素子定数は、第一の信号経路３及び第二の信号経路４でのＲＦ主経路の通過特性と、ＲＦ副経路を構成するＣＬＣ回路やＬＣＬ回路の通過特性とを重ね、挿入損失が小さくなるようにして定める。
【００５２】
第２の実施形態に係る高周波移相器によれば、例えばＭＭＩＣの回路素子の配置を効率的に利用してマイクロ波移相器を実現することができる。
【００５３】
（第３の実施形態）
上記実施形態では、第一の信号経路３及び第二の信号経路４の両方にフィルタが設けられていたが、これらの第一の信号経路３及び第二の信号経路４のうちの一方だけにフィルタを設けて構成してもよい。
【００５４】
図１０（ａ）は第３の実施形態に係る高周波移相器の構成図を示す図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。マイクロ移相器回路２５は、このマイクロ波移相器回路２５の基準回路としてのマイクロストリップ線路２６を第二の信号経路４ａに設けて成る。
【００５５】
このマイクロ波移相器回路２５を、図２の例と同様に、２段縦続接続することにより、２ビット移相器回路が構成される。本実施形態に係る高周波移相器は、多ビットマイクロ波移相器回路において、小さな移相量を持つ下位のビットの移相器に利用することができる。多ビットのうち下位ビットは変動量が小さいからである。マイクロ波移相器回路２５は例えば２２．５度、１０．２５度といった移相量が小さい場合、少ない回路構成で所望する移相量を実現できるようになる。
【００５６】
図１０（ｂ）に本実施形態の変形例に係る他の高周波移相器の構成図を示す。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。マイクロ移相器回路２７は、このマイクロ波移相器回路２７の基準回路としてのマイクロストリップ線路２８を第一の信号経路３ａに設けて成る。マイクロ波移相器回路２７は移相量が小さい下位のビットの移相器に利用することができる。
【００５７】
（他の実施形態）
尚、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。
【００５８】
上記実施形態では、移相器回路を、前段の出力端子５を次段の入力端子２に接続させるようにして複数多段に移相器が直列接続されてもよい。それぞれ移相量が異なる複数の移相器回路を多段に縦続接続する。縦続接続された最前段の入力端子から入力された高周波信号は、所要の移相量を与えられ、最後段の出力端子から出力される。図２の２ビット移相器回路２０は一例であり、種々変更可能である。２ビット移相器回路２０の構成を変えて実施したに過ぎない発明に対して本発明の優位性は何ら損なわれるものではない。
【００５９】
また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【００６０】
一実施形態に係る高周波移相器は、所望する移相量を得ながら挿入損失の劣化を補償できる範囲で追加ＣＬＣのΠ型回路に、抵抗器や、他のインダクタあるいは他のキャパシタを含めてもよい。高周波移相器は、所望する移相量を得ながら挿入損失の劣化を補償できる範囲で追加ＬＣＬのΠ型回路に、抵抗器や、他のインダクタあるいは他のキャパシタを含めてもよい。
【符号の説明】
【００６１】
１，２５，２７…マイクロ波移相器回路（移相器）、２…入力端子、３，３ａ…第一の信号経路（一方の信号経路）、４，４ａ…第二の信号経路（他方の信号経路）、５…出力端子、６，７，１０，１３…ＦＥＴ、８…第１ハイパスフィルタ、９…第１ローパスフィルタ、１１…第２ハイパスフィルタ１２…第２ハイパスフィルタ、１４，１５…制御端子、１６，１７…ＳＰＤＴスイッチ（スイッチ回路）、１８，１９…移相回路部、２０…２ビット移相器回路、２１…駆動回路、２２…端子、２３，２４…曲線、２６，２８…マイクロストリップ線路。
【技術分野】
【０００１】
一実施形態は移相器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波移相器回路はマイクロ波やミリ波などの高周波信号に通過位相差、即ち移相量を与える。移相器は一方の経路を伝送する信号の位相を基準とする基準状態を有し、基準となる一方の経路と他方の経路とを切換えるためのスイッチ回路を有する。
【０００３】
移相器の構成の一つとして、従来、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ：Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）及びローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を切換えるタイプの移相器が知られている（例えば特許文献１参照）。一方の信号経路にハイパスフィルタを設け、もう一方の信号経路に伝送線路を設けた移相器も知られている（例えば特許文献２参照）。複数個の移相ユニットを直列接続したマイクロ波移相器も知られている（例えば特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平０３−２３７８０７号公報
【特許文献２】特開２００８−１８７６６１号公報
【特許文献３】特開２００１−０９４３０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、ハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換え型の移相器では、通過位相差が大きい周波数の値がハイパスフィルタあるいはローパスフィルタの通過特性が変わる遮断周波数近辺であり、挿入損失が大きくなるという欠点がある。挿入損失とは入力端子から出力端子に伝搬する電力の損失をｄＢ(デシベル)で表した値を指す。
【０００６】
ハイパスフィルタにおいて入出力信号間の通過位相差が生じる周波数ではこのハイパスフィルタの挿入損失が大きい。ローパスフィルタにおいて入出力信号間の位相差が生じる周波数帯域はこのローパスフィルタの挿入損失の周波数特性が傾斜する帯域である。これは低域側通過域から高域側通過域へ周波数を増大させたときに挿入損失の値が大きくなり始める帯域である。ハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換え型の移相器では、結果として入出力信号間の位相差が生じる周波数帯域において通過損失が大きくなる。高周波信号がマイクロストリップ線路を伝送したとき、誘電体損失や、放射損失、導体損失といった通過損失が大きくなる。挿入損失の周波数特性のうち、通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失が大きい。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
このような課題を解決するため、一実施形態によれば、入力端子および出力端子の間に接続された一方の信号経路と、前記一方の信号経路に並列に設けられ前記入力端子に一端が接続され前記出力端子に他端が接続された他方の信号経路と、前記一方の信号経路および前記他方の信号経路のいずれかに前記入力端子からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路と、前記一方の信号経路に設けられた第１ハイパスフィルタと、この第１ハイパスフィルタを主として前記一方の信号経路に副次的に並列に付加された第１ローパスフィルタとを備え、この第１ローパスフィルタおよび前記第１ハイパスフィルタは、挿入損失特性のうち、前記高周波信号が前記一方の信号経路から通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償することを特徴とする移相器が提供される。
【０００８】
また、別の一実施形態によれば、入力端子および出力端子の間に接続された一方の信号経路と、前記一方の信号経路に並列に設けられ前記入力端子に一端が接続され前記出力端子に他端が接続された他方の信号経路と、前記一方の信号経路および前記他方の信号経路のいずれかに前記入力端子からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路と、前記一方の信号経路に設けられた第１ローパスフィルタと、この第１ローパスフィルタを主として前記一方の信号経路に副次的に並列に付加された第１ハイパスフィルタとを備え、この第１ハイパスフィルタおよび前記第１ローパスフィルタは、挿入損失特性のうち、前記高周波信号が前記一方の信号経路から通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償することを特徴とする移相器が提供される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１の実施形態に係る高周波移相器の構成図である。
【図２】第１の実施形態に係る高周波移相器を２段直列に接続した２ビット移相器回路の一例を示す図である。
【図３】第１の実施形態に係る高周波移相器回路による通過位相差を説明するための図である。
【図４】ハイパスフィルタ単体での通過特性を示す図である。
【図５】Π型回路単体での通過特性を示す図である。
【図６】従来のハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型の移相器回路の回路図である。
【図７】比較例によるマイクロ波移相器回路の通過特性を説明するための図である
【図８】第１の実施形態に係る高周波移相器の通過特性を説明するための図である。
【図９】第２の実施形態に係る高周波移相器に用いられるＲＦ主経路上の４種類の回路の型構成と、ＲＦ副経路の回路の型構成との組合せを示す図である。
【図１０】第３の実施形態に係る高周波移相器の構成図を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、一実施形態に係る移相器について、図１乃至図１０を参照しながら説明する。尚、各図において同一箇所については同一の符号を付すとともに、重複した説明は省略する。
【００１１】
（第１の実施形態）
第１の実施形態に係る高周波移相器はＭＭＩＣ（マイクロ波集積回路）に形成されるマイクロ波移相器回路である。図１はマイクロ移相器回路の構成図である。マイクロ波移相器回路１（高周波移相器）は、第一の信号経路３（一方の信号経路）にΠ型のCLC（第１ローパスフィルタ９）が付加された第１ハイパスフィルタ８を設け、第二の信号経路４（他方の信号経路）にΠ型のLCL（第２ハイパスフィルタ１２）が付加された第２第２ローパスフィルタ１１を設けている。
【００１２】
マイクロ波移相器回路１は入力端子２からのマイクロ波信号の信号経路を、第一の信号経路３又は第二の信号経路４に切換え、この信号を出力端子５より出力する回路であり、これらの第一の信号経路３及び第二の信号経路４間の通過位相の違いによって所要の移相量を得る。マイクロ波移相器回路１は、半絶縁性の基板に設けられた信号経路パターンと、それぞれこの基板に形成された複数のＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などのスイッチ素子と、それぞれマイクロ波信号に対して集中定数素子として働き基板に集積されたＣ（キャパシタ）及びＬ（インダクタ）などの受動素子とを備えている。
【００１３】
マイクロ波移相器回路１の入力端子２には第１のＦＥＴ６及び第２のＦＥＴ７が接続されている。ＦＥＴ６にはＴ型の第１ハイパスフィルタ８と、この第１ハイパスフィルタ８に並列に副次的に付加されたΠ型の第１ローパスフィルタ９と、第３のＦＥＴ１０とが接続されている。第１ローパスフィルタ９はＣＬＣ（キャパシタ・インダクタ・キャパシタ）回路である。ＦＥＴ１０は出力端子５に接続される。第２のＦＥＴ７には、Ｔ型の第２ローパスフィルタ１１と、この第２ローパスフィルタ１１に並列に副次的に付加されたΠ型の第２ハイパスフィルタ１２と、第４のＦＥＴ１３とが接続されている。第２ハイパスフィルタ１２はＬＣＬ（インダクタ・キャパシタ・インダクタ）回路である。ＦＥＴ１３は出力端子５に接続されている。
【００１４】
図２にマイクロ波移相器回路１を２段直列に接続してなる２ビット移相器回路の一例を示す。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。２ビット移相器回路２０は、マイクロストリップ線路を有する基板上に、入力端子２よりマイクロ波信号を入力される第１のマイクロ波移相器回路１と、この第１のマイクロ波移相器回路１の出力に直結され出力端子５よりマイクロ波信号を出力する第２のマイクロ波移相器回路１と、各マイクロ波移相器回路１の移相量を制御する駆動回路２１とを備えている。駆動回路２１は、端子２２から入力される外部からの移相量制御信号が表す指令に対応して、第１のマイクロ波移相器回路１の４つのＦＥＴ６等のゲートバイアス電圧と、第２のマイクロ波移相器回路１の４つのＦＥＴ６等のゲートバイアス電圧とをハイ又はローに制御する。図２の例では、第１のマイクロ波移相器回路１による移相量は例えば９０度であり、第２のマイクロ波移相器回路１による移相量は第１のマイクロ波移相器回路１による移相量の２倍である１８０度にされている。
【００１５】
２つのマイクロ波移相器回路１においてそれぞれ、第１ハイパスフィルタ８及び第１ローパスフィルタ９により移相回路部１８が構成され、第２ローパスフィルタ１１及び第２ハイパスフィルタ１２により移相回路部１９が構成される。第１のマイクロ波移相器回路１の一方例えば移相回路部１９はこの第１のマイクロ波移相器回路１の挿入位相の基準となる基準回路として機能する。第１のマイクロ波移相器回路１の他方例えば移相回路部１８はこの移相回路部１９に対して９０度位相をシフトする回路として機能する。第２のマイクロ波移相器回路１でも移相回路部１９はこの第２のマイクロ波移相器回路１の挿入位相の基準となる基準回路として機能し、第２のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１８はこの移相回路部１９に対して１８０度位相をシフトする回路として機能する。
【００１６】
図３（ａ）はマイクロ波移相器回路１単体の等価回路を示す図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。＋θ１は第一の信号経路３において移相回路部１８による通過位相差を表す。＋θ２は第二の信号経路４において移相回路部１９による通過位相差を表す。
【００１７】
図３（ｂ）は移相量の周波数特性を説明するための図である。曲線２３は前段のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１８による通過位相差の周波数特性である。曲線２４は同じ前段のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１９あるいは後段のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１９による通過位相差の周波数特性である。駆動回路２１が前段のマイクロ波移相器回路１にこのマイクロ波移相器回路１での信号経路を第一の信号経路３に切換えさせ、後段のマイクロ波移相器回路１にこのマイクロ波移相器回路１での信号経路を第二の信号経路４に切換えさせるようにして制御信号を前段のＦＥＴ６、７、１０、１３及び後段のＦＥＴ６、７、１０、１３に印加する。２ビット移相器回路２０に入力されたマイクロ波信号は、前段の第一の信号経路３により＋θ１の通過位相差を与えられ、後段側の第二の信号経路４により−θ２の通過位相を与えられる。これによってマイクロ波信号は全体の移相量θ１＋θ２を得られるようになっている。
【００１８】
マイクロ波移相器回路１のＦＥＴ６、７、１０、１３（図１）はいずれもスイッチング素子であり、制御端子１４、１５から加えられる制御電圧によってオン状態あるいはオフ状態に制御される。ＦＥＴ６、７はこれらのＦＥＴ６、７間で互いが排他的にオン状態又はオフ状態とされるように制御される。ＦＥＴ６、７はＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ：単極双投）スイッチ１６（スイッチ回路）を構成する。第１のマイクロ波移相器回路１においてＦＥＴ１０、１３はこれらのＦＥＴ１０、１３間で互いが排他的にオン状態又はオフ状態とされるように制御され、ＳＰＤＴスイッチ１７（スイッチ回路）を構成する。
【００１９】
第１ハイパスフィルタ８、第１ローパスフィルタ９、第２ローパスフィルタ１１及び第２ハイパスフィルタ１２を構成するキャパシタのキャパシタンス及びインダクタのインダクタンスである素子定数は、第一の信号経路３がオン及び第二の信号経路４がオフであるときにマイクロ波移相器回路１単体での移相量がθ１となり、第一の信号経路３がオフ及び第二の信号経路４がオンであるときにマイクロ波移相器回路１単体での移相量が−θ２となるようにして決められている。
【００２０】
第２のマイクロ波移相器回路１のＦＥＴ６、７、１０、１３は第１のマイクロ波移相器回路１の例と同じである。
【００２１】
図１において、第一の信号経路３には第１ハイパスフィルタ８にΠ型のＣＬＣ回路が付加されている。第１ハイパスフィルタ８及び第１ローパスフィルタ９の前後には第一の信号経路３専用のＦＥＴ６、１０が配置されている。ＦＥＴ６のオン／オフ動作と、ＦＥＴ１０のオン／オフ動作とは同期するよう制御される。次に、第二の信号経路４には第２ローパスフィルタ１１にΠ型のＬＣＬ回路である第２ハイパスフィルタ１２が付加されている。第２ローパスフィルタ１１及び第２ハイパスフィルタ１２の前後には第二の信号経路４専用のＦＥＴ７、１３が配置されており、ＦＥＴ７のオン／オフ動作と、ＦＥＴ１３のオン／オフ動作とは同期するよう制御される。
【００２２】
上記、第一の信号経路３専用のＦＥＴ６、１０の各オン／オフ動作と、第二の信号経路４専用のＦＥＴ７、１３の各オン／オフ動作とは、これらのＦＥＴ６、１０と、ＦＥＴ７、１３との間で相補的になるようオン／オフをされる。つまり、これらのスイッチ回路群は、外部からの制御信号により、交流信号を第一の信号経路３と第二の信号経路４とを切換えている。
【００２３】
ＣＬＣ回路の素子定数については、第一の信号経路３において主経路となる第１ハイパスフィルタ８の通過特性と、副経路としての付加した第１ローパスフィルタ９のフィルタの通過特性とが重なり、その結果マイクロ波移相器回路１の挿入損失が小さくなるように、かつ所望の移相量が得られるように、この第１ローパスフィルタ９のインダクタ及びキャパシタのリアクタンス値を定めるようにしている。
【００２４】
上述の構成の２ビット移相器回路２０（図２）に対し、第１のマイクロ波移相器回路１、第２のマイクロ波移相器回路１に対してそれぞれ基準を表す２ビットの制御信号“０”、“０”を駆動回路２１が入力する。駆動回路２１は第１のマイクロ波移相器回路１に対し、ＦＥＴ６、１０をオン状態にし、ＦＥＴ７、１３をオフ状態にする。駆動回路２１は第２のマイクロ波移相器回路１に対し、ＦＥＴ６、１０をオン状態にし、ＦＥＴ７、１３をオフ状態にする。これにより、第１のマイクロ波移相器回路１の入力端子２からのマイクロ信号は、この第１のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１８と、第２のマイクロ波移相器回路１の移相回路部１８とを通過し、この第２のマイクロ波移相器回路１の出力端子５から出力される。
【００２５】
次に、駆動回路２１が、第１のマイクロ波移相器回路１、第２のマイクロ波移相器回路１に対してそれぞれ制御信号“１”、“０”を入力する。この場合、駆動回路２１は第１のマイクロ波移相器回路１に対し、ＦＥＴ６、１０をオフ状態にし、ＦＥＴ７、１３をオン状態にする。駆動回路２１は第２のマイクロ波移相器回路１に対しては制御信号の内容を変えない。これにより、第１のマイクロ波移相器回路１側でマイクロ信号は移相回路部１９を通過する。制御信号“０”、“０”のときを基準としたときの信号位相よりも相対的に９０度位相がシフトする。マイクロ波信号は、第２のマイクロ波移相器回路１側では移相回路部１８を通過して出力される。２ビット移相器回路２０は挿入位相を９０度変化させる。
【００２６】
また、駆動回路２１が、第１のマイクロ波移相器回路１、第２のマイクロ波移相器回路１に対してそれぞれ制御信号“０”、“１”を入力する。この場合、駆動回路２１は第１のマイクロ波移相器回路１に対しては制御信号の内容を変えない。駆動回路２１は第２のマイクロ波移相器回路１に対し、ＦＥＴ６、１０をオフ状態にし、ＦＥＴ７、１３をオン状態にする。これにより、第２のマイクロ波移相器回路１に入力されたマイクロ信号は、移相回路部１９を通過する。マイクロ波移相器回路１では、制御信号“０”、“０”のときを基準としたときの信号位相よりも相対的に１８０度位相がシフトする。
【００２７】
また、同様に、駆動回路２１が、第１のマイクロ波移相器回路１、第２のマイクロ波移相器回路１に対してそれぞれ制御信号“１”、“１”を入力すると、マイクロ波移相器回路１は挿入位相を２７０度変化させる。
【００２８】
このようにして、マイクロ波移相器回路１は基準状態の通過位相と移相状態の通過位相の差から必要な移相量を得ることができる。
【００２９】
第１ハイパスフィルタ８、第１ローパスフィルタ９がそれぞれ単体で動作したときの通過特性と、第１ハイパスフィルタ８に第１ローパスフィルタ９が追加されて動作したときの通過特性とを図４、図５を参照して比較する。これらの図中、既述の符号はそれらと同じ要素を表す。
【００３０】
図４に第１ハイパスフィルタ８単体での通過特性を示す。通過特性とはＳパラメータの損失特性Ｓ２１を指す。図４（ａ）は第１ハイパスフィルタ８の等価回路図である。図４（ｂ）は第１ハイパスフィルタ８の挿入損失の周波数依存性を示すグラフであり、Ｓ２１の絶対値をとったマグニチュード（ｄＢ）が示されている。図４（ｃ）は第１ハイパスフィルタ８による移相量の周波数依存性を示すグラフであり、Ｓ２１の位相角をとったフェーズ（度）が示されている。移相量が大きく変化する周波数の値は特性カーブの曲がり方が変わる遮断周波数近辺であり、この遮断周波数近辺における通過損失は大きい。
【００３１】
図５に第１ローパスフィルタ９単体での通過特性を示す。図５（ａ）は第１ローパスフィルタ９の等価回路図である。図５（ｂ）は第１ローパスフィルタ９の挿入損失の周波数依存性を示すグラフである。図５（ｃ）は第１ローパスフィルタ９による移相量の周波数依存性を示すグラフである。移相量が大きく変化する周波数の値は特性カーブの曲がり方が変わる遮断周波数近辺であり、この遮断周波数近辺における通過損失は大きい。
【００３２】
マイクロ波移相器回路１は、第一の信号経路３に対し、ＣＬＣからなるＴ型の第１ハイパスフィルタ８に、もう一つフィルタ構造を有する第１ローパスフィルタ９を並列に追加することで、通過損失の補償と位相調整とを高周波帯域において行えるようになる。
【００３３】
従来例による移相器回路と本実施形態に係る高周波マイクロ波移相器回路１とについて述べる。図６は従来のハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型の移相器回路の回路図である。マイクロ波移相器回路１００は、ハイパスフィルタ１０１及びローパスフィルタ１０２をＦＥＴスイッチにより切換える回路である。図７は比較例によるマイクロ波移相器回路１００の通過特性を説明するための図である。図７（ａ）には、ハイパスフィルタ１０１を信号伝送経路とした場合のマイクロ波移相器回路１００の計測系の一例が示されており、同図の例では、Ｔ型のＣＬＣ構成を用いて９０度の移相量の位相シフトを行う。端子Ｐ１は入力端子２に相当し、端子Ｐ２は出力端子３に相当する。ｍ１〜ｍ６は計測点を表す。
【００３４】
図７（ｃ）の点ｍ３は、周波数７．３００ＧＨｚの計測点である。移相量９０．２２１度を計測したとき、図７（ｂ）の点ｍ４に示すように、−０．５１５ｄＢの挿入損失を得た。周波数３．６ＧＨｚ近辺で位相差が大きく変わる。この周波数近辺は、このハイパスフィルタ１０１の遮断周波数近辺であり、挿入損失が大きい。矢印Ｐで示す点ｍ４は周波数特性カーブの肩に位置する。
【００３５】
図８はマイクロ波移相器回路１の通過特性を説明するための図である。図８（ａ）の等価回路はマイクロ波移相器回路１が第１ハイパスフィルタ８を選択したときの回路素子の要部から形成されている。マイクロ波移相器回路１はＴ型構造を持つ第１ハイパスフィルタ８、及び第１ローパスフィルタ９により＋θ１の通過位相差を作る。第１ハイパスフィルタ８のＣＬＣ回路の各素子定数はハイパスフィルタ１０１のＣＬＣ回路の各素子定数と同じである。
【００３６】
図８（ｃ）の点ｍ３は、周波数７．５００ＧＨｚの計測点である。移相量９０．６０２度を計測したとき、図８（ｂ）の点ｍ４に示すように、−０．０１８ｄＢの挿入損失を得た。周波数４．９ＧＨｚ近辺で通過位相差が変わる。この周波数近辺での挿入損失は、−０．２〜０．３ｄＢである。図７（ｂ）のマイクロ波移相器回路１００では通過位相差が大きく変わる周波数が遮断周波数近辺である。図８（ｂ）では通過位相差が大きく変わる周波数において損失が改善されている。マイクロ波移相器回路１の挿入損失はマイクロ波移相器回路１００の挿入損失よりも小さい。マイクロ波移相器回路１による挿入損失量はマイクロ波移相器回路１００による挿入損失量を減らすことができるようになる。
【００３７】
即ち、第２ローパスフィルタ１１及び第１ハイパスフィルタ８は、挿入損失特性のうち、マイクロ波信号が第一の信号経路３によって通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償している。本実施形態に係る高周波マイクロ波移相器回路１はハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型のフィルタ型の構成を保ちながらも、インダクタやキャパシタを付加することで、フィルタの通過域外でも挿入損失を増大させることなく、通過特性を向上させることができるようになる。
【００３８】
一般的なハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型では、第一の信号経路にはハイパスフィルタ１０１が設けられる。ハイパスフィルタ１０１の位相変化が大きい周波数帯域は挿入損失が大きい帯域である。本実施形態では、一般的なハイパスフィルタ１０１と同じ構造の第１ハイパスフィルタ８にΠ型のＣＬＣ回路を付加した。図５（ａ）に示されるΠ型のＣＬＣ回路の挿入損失の周波数特性は、図５（ｂ）、図５（ｃ）に示す通りである。第１ハイパスフィルタ８の挿入損失が小さい周波数帯と、Π型のＣＬＣ回路の挿入損失が小さい周波数帯とが重ねられ、かつ所望の位相が得られるように、Π型のＣＬＣ回路の各素子定数を定める。これにより、初期の位相変化量を得ながらも、挿入損失の劣化を補償することができる。第１ローパスフィルタ９を追加する前の位相変化量（図７（ｃ））と同じ量の位相変化量（図８（ｃ））を得ながらも、挿入損失の劣化量を少なくし、低損失化が達成される。
【００３９】
本実施形態によれば、ハイパスフィルタ／ローパスフィルタの切換型の移相回路構成を用いた高周波移相器において、挿入損失を改善することができるようになる。移相量を生じさせながらも、マイクロ波移相器回路１の挿入損失を小さくすることができるようになる。
【００４０】
従来例によるハイパス型やローパス型のフィルタは、Ｔ型もしくはΠ型のインダクタ（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）とを用いているが、フィルタの通過域外では挿入損失が大きくなり、結果として移相器の特性を劣化させる原因となっていた。本実施形態によれば、ハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換型フィルタ型の構成を保ちながらも、インダクタ及びキャパシタを付加することで、フィルタの通過域外でも挿入損失を減らし、挿入特性を向上させることができる。従来例によるハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換え型の移相器が持つ通過位相差が生じる周波数帯域にて通過損失が増大することが本実施形態に係る高周波移相器ではなくすことができる。
【００４１】
（第１の実施形態の変形例）
上記第１の実施形態では、第一の信号経路３に第１ハイパスフィルタ８を設けた例を挙げたが、変形例では、第二の信号経路４に設けられた第２ローパスフィルタ１１において、上記のキャパシタＣとインダクタＬを入れ替えて構成する。第１の実施形態では、第一の信号経路３が一方の信号経路であり、第二の信号経路４が他方の信号経路であったが、この変形例では、第一の信号経路３が他方の信号経路であり、第二の信号経路４が一方の信号経路として機能する。
【００４２】
第二の信号経路４の第２ハイパスフィルタ１２であるＬＣＬ回路の素子定数については、第二の信号経路４において主経路となる第２ローパスフィルタ１１の通過特性と、副経路として付加した第２ハイパスフィルタ１２のフィルタの通過特性とが重なり、その結果マイクロ波移相器回路１の挿入損失が小さくなるように、かつ所望の移相量が得られるように、この第２ハイパスフィルタ１２のインダクタ及びキャパシタのリアクタンス値を定める。
【００４３】
この変形例に係る高周波移相器もマイクロ波移相器回路１であり、これらのマイクロ波移相器回路１が２段に接続されて２ビット移相器回路２０を構成する。本実施形態でも上記例と同様に２段のマイクロ波移相器回路１が制御される。
【００４４】
本変形例に係る高周波移相器は第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得られる。第二の信号経路４に着目すると、マイクロ波移相器回路１は、ＬＣＬからなるＴ型の第２ローパスフィルタ１１に、もう一つフィルタ構造を有する第２ハイパスフィルタ１２を並列に追加することで、通過損失の補償と位相調整とを高周波領域において行えるようになる。
【００４５】
（第２の実施形態）
第１の実施形態及びその変形例では、第一の信号経路３上でＴ型の第１ハイパスフィルタ８に第１ローパスフィルタ９が追加されており、第二の信号経路４上でＴ型の第２ローパスフィルタ１１に第２ハイパスフィルタ１２が追加されている。第２の実施形態に係る高周波移相器は、第一の信号経路３上の高域マイクロ波通過主経路、第二の信号経路４上の低域マイクロ波通過主回路の回路構造をＴ−Π、Π−Ｔ、Π−Πにそれぞれ変えた構成を有する。
【００４６】
第１の実施形態及びその変形例において、ハイパスフィルタ／ローパスフィルタ切換え機能を実行する点では、第一の信号経路３、第二の信号経路４はいずれもＲＦ主経路であり、第１ローパスフィルタ９、第２ハイパスフィルタ１２はいずれもＲＦ副経路である。換言すれば、第１の実施形態等では、第一の信号経路３にはＴ型ＲＦ主経路及びΠ型ＲＦ副経路が設けられており、第二の信号経路４にはＴ型ＲＦ主経路及びΠ型ＲＦＲＦ副経路が設けられている。
【００４７】
本実施形態に係る高周波移相器は、次に述べる表１の列（２）及び図９（ｂ）に示すように、第一の信号経路３にＴ型のハイパスの主経路及びΠ型副経路を設け、第二の信号経路４にΠ型のローパスの主経路及びＴ型副経路を設ける。表１に、第一の信号経路３のＲＦ主経路、第二の信号経路４のＲＦ主経路に用いる素子構成と、第一の信号経路３のＲＦ副経路、第二の信号経路４のＲＦ副経路に用いる素子構成との組合せを示す。図９に、各ＲＦ主経路上のハイパスフィルタ、ローパスフィルタが取り得る４種類の回路型構成と、各主経路に追加可能なＲＦ副経路の回路型構成との組合せを示す。図９中、既述の符号はそれらと同じ符号を表す。
【表１】
【００４８】
表１の列（１）、（２）、（３）、（４）に対応する回路の型構成が図９（ａ）、図９（ｂ）、図９（ｃ）、図９（ｄ）にそれぞれに対応する。ここで、表１の列（１）、図９（ａ）はともに第１の実施形態及びその変形例での構成に対応する。
【００４９】
また、本実施形態に係る高周波移相器は、表１の列（３）及び図９（ｃ）に示すように、第一の信号経路３にΠ型ＲＦ主経路及びＴ型ＲＦ副経路を設け、第二の信号経路４にＴ型ＲＦ主経路及びΠ型ＲＦ副経路を設けて構成することもできる。
【００５０】
また、本実施形態に係る高周波移相器は、表１の列（４）及び図９（ｄ）に示すように、第一の信号経路３にΠ型ＲＦ主経路及びＴ型ＲＦ副経路を設け、第二の信号経路４にΠ型ＲＦ主経路及びＴ型ＲＦ副経路を設けて構成してもよい。
【００５１】
表１の列（２）から列（４）の構成を用いた場合、ＲＦ副経路に設けられるＣＬＣ回路及びＬＣＬ回路の素子定数は、第一の信号経路３及び第二の信号経路４でのＲＦ主経路の通過特性と、ＲＦ副経路を構成するＣＬＣ回路やＬＣＬ回路の通過特性とを重ね、挿入損失が小さくなるようにして定める。
【００５２】
第２の実施形態に係る高周波移相器によれば、例えばＭＭＩＣの回路素子の配置を効率的に利用してマイクロ波移相器を実現することができる。
【００５３】
（第３の実施形態）
上記実施形態では、第一の信号経路３及び第二の信号経路４の両方にフィルタが設けられていたが、これらの第一の信号経路３及び第二の信号経路４のうちの一方だけにフィルタを設けて構成してもよい。
【００５４】
図１０（ａ）は第３の実施形態に係る高周波移相器の構成図を示す図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。マイクロ移相器回路２５は、このマイクロ波移相器回路２５の基準回路としてのマイクロストリップ線路２６を第二の信号経路４ａに設けて成る。
【００５５】
このマイクロ波移相器回路２５を、図２の例と同様に、２段縦続接続することにより、２ビット移相器回路が構成される。本実施形態に係る高周波移相器は、多ビットマイクロ波移相器回路において、小さな移相量を持つ下位のビットの移相器に利用することができる。多ビットのうち下位ビットは変動量が小さいからである。マイクロ波移相器回路２５は例えば２２．５度、１０．２５度といった移相量が小さい場合、少ない回路構成で所望する移相量を実現できるようになる。
【００５６】
図１０（ｂ）に本実施形態の変形例に係る他の高周波移相器の構成図を示す。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。マイクロ移相器回路２７は、このマイクロ波移相器回路２７の基準回路としてのマイクロストリップ線路２８を第一の信号経路３ａに設けて成る。マイクロ波移相器回路２７は移相量が小さい下位のビットの移相器に利用することができる。
【００５７】
（他の実施形態）
尚、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。
【００５８】
上記実施形態では、移相器回路を、前段の出力端子５を次段の入力端子２に接続させるようにして複数多段に移相器が直列接続されてもよい。それぞれ移相量が異なる複数の移相器回路を多段に縦続接続する。縦続接続された最前段の入力端子から入力された高周波信号は、所要の移相量を与えられ、最後段の出力端子から出力される。図２の２ビット移相器回路２０は一例であり、種々変更可能である。２ビット移相器回路２０の構成を変えて実施したに過ぎない発明に対して本発明の優位性は何ら損なわれるものではない。
【００５９】
また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【００６０】
一実施形態に係る高周波移相器は、所望する移相量を得ながら挿入損失の劣化を補償できる範囲で追加ＣＬＣのΠ型回路に、抵抗器や、他のインダクタあるいは他のキャパシタを含めてもよい。高周波移相器は、所望する移相量を得ながら挿入損失の劣化を補償できる範囲で追加ＬＣＬのΠ型回路に、抵抗器や、他のインダクタあるいは他のキャパシタを含めてもよい。
【符号の説明】
【００６１】
１，２５，２７…マイクロ波移相器回路（移相器）、２…入力端子、３，３ａ…第一の信号経路（一方の信号経路）、４，４ａ…第二の信号経路（他方の信号経路）、５…出力端子、６，７，１０，１３…ＦＥＴ、８…第１ハイパスフィルタ、９…第１ローパスフィルタ、１１…第２ハイパスフィルタ１２…第２ハイパスフィルタ、１４，１５…制御端子、１６，１７…ＳＰＤＴスイッチ（スイッチ回路）、１８，１９…移相回路部、２０…２ビット移相器回路、２１…駆動回路、２２…端子、２３，２４…曲線、２６，２８…マイクロストリップ線路。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子および出力端子の間に接続された一方の信号経路と、
前記一方の信号経路に並列に設けられ前記入力端子に一端が接続され前記出力端子に他端が接続された他方の信号経路と、
前記一方の信号経路および前記他方の信号経路のいずれかに前記入力端子からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路と、
前記一方の信号経路に設けられた第１ハイパスフィルタと、
この第１ハイパスフィルタを主として前記一方の信号経路に副次的に並列に付加された第１ローパスフィルタとを備え、
この第１ローパスフィルタおよび前記第１ハイパスフィルタは、挿入損失特性のうち、前記高周波信号が前記一方の信号経路から通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償することを特徴とする移相器。
【請求項２】
入力端子および出力端子の間に接続された一方の信号経路と、
前記一方の信号経路に並列に設けられ前記入力端子に一端が接続され前記出力端子に他端が接続された他方の信号経路と、
前記一方の信号経路および前記他方の信号経路のいずれかに前記入力端子からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路と、
前記一方の信号経路に設けられた第１ローパスフィルタと、
この第１ローパスフィルタを主として前記一方の信号経路に副次的に並列に付加された第１ハイパスフィルタとを備え、
この第１ハイパスフィルタおよび前記第１ローパスフィルタは、挿入損失特性のうち、前記高周波信号が前記一方の信号経路から通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償することを特徴とする移相器。
【請求項３】
前記他方の信号経路には第２ローパスフィルタが設けられたことを特徴とする請求項１又は２記載の移相器。
【請求項４】
前記他方の信号経路には更に前記第２ローパスフィルタを主として副次的に第２ハイパスフィルタが設けられたことを特徴とする請求項３記載の移相器。
【請求項５】
前記第１ハイパスフィルタは複数の受動素子がＴ型に接続されたＴ型回路あるいは複数の受動素子がΠ型に接続されたΠ型回路であり、前記第１ローパスフィルタはＣＬＣ（キャパシタ・インダクタ・キャパシタ）のΠ型回路あるいはＬＣＬ（インダクタ・キャパシタ・インダクタ）のＴ型回路であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の移相器。
【請求項６】
前記第２ハイパスフィルタは複数の受動素子がＴ型に接続されたＴ型回路あるいは複数の受動素子がΠ型に接続されたΠ型回路であり、前記第２ローパスフィルタはＣＬＣのΠ型回路あるいはＬＣＬのＴ型回路であることを特徴とする請求項３又は４に記載の移相器。
【請求項７】
前記スイッチ回路はＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ）スイッチであることを特徴とする請求項１記載の移相器。
【請求項１】
入力端子および出力端子の間に接続された一方の信号経路と、
前記一方の信号経路に並列に設けられ前記入力端子に一端が接続され前記出力端子に他端が接続された他方の信号経路と、
前記一方の信号経路および前記他方の信号経路のいずれかに前記入力端子からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路と、
前記一方の信号経路に設けられた第１ハイパスフィルタと、
この第１ハイパスフィルタを主として前記一方の信号経路に副次的に並列に付加された第１ローパスフィルタとを備え、
この第１ローパスフィルタおよび前記第１ハイパスフィルタは、挿入損失特性のうち、前記高周波信号が前記一方の信号経路から通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償することを特徴とする移相器。
【請求項２】
入力端子および出力端子の間に接続された一方の信号経路と、
前記一方の信号経路に並列に設けられ前記入力端子に一端が接続され前記出力端子に他端が接続された他方の信号経路と、
前記一方の信号経路および前記他方の信号経路のいずれかに前記入力端子からの高周波信号の経路を切換えるスイッチ回路と、
前記一方の信号経路に設けられた第１ローパスフィルタと、
この第１ローパスフィルタを主として前記一方の信号経路に副次的に並列に付加された第１ハイパスフィルタとを備え、
この第１ハイパスフィルタおよび前記第１ローパスフィルタは、挿入損失特性のうち、前記高周波信号が前記一方の信号経路から通過位相差を与えられる周波数範囲における挿入損失を補償することを特徴とする移相器。
【請求項３】
前記他方の信号経路には第２ローパスフィルタが設けられたことを特徴とする請求項１又は２記載の移相器。
【請求項４】
前記他方の信号経路には更に前記第２ローパスフィルタを主として副次的に第２ハイパスフィルタが設けられたことを特徴とする請求項３記載の移相器。
【請求項５】
前記第１ハイパスフィルタは複数の受動素子がＴ型に接続されたＴ型回路あるいは複数の受動素子がΠ型に接続されたΠ型回路であり、前記第１ローパスフィルタはＣＬＣ（キャパシタ・インダクタ・キャパシタ）のΠ型回路あるいはＬＣＬ（インダクタ・キャパシタ・インダクタ）のＴ型回路であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の移相器。
【請求項６】
前記第２ハイパスフィルタは複数の受動素子がＴ型に接続されたＴ型回路あるいは複数の受動素子がΠ型に接続されたΠ型回路であり、前記第２ローパスフィルタはＣＬＣのΠ型回路あるいはＬＣＬのＴ型回路であることを特徴とする請求項３又は４に記載の移相器。
【請求項７】
前記スイッチ回路はＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ）スイッチであることを特徴とする請求項１記載の移相器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１１−２５９２１５（Ｐ２０１１−２５９２１５Ａ）
【公開日】平成２３年１２月２２日（２０１１．１２．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１３１９７４（Ｐ２０１０−１３１９７４）
【出願日】平成２２年６月９日（２０１０．６．９）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【公開日】平成２３年１２月２２日（２０１１．１２．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年６月９日（２０１０．６．９）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
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