突入電流防止回路
【目的】 電流電源１及びインバータ６と並列に電源コンデンサ３を設け、かつ前記電源コンデンサ３と直列にパワーＭＯＳＦＥＴ４を配設し、直流電源１から負荷電流をインバータ６に直接供給することによってパワーＭＯＳＦＥＴ４の発熱量を低下させ、安全である突入電流防止回路を提供する。
【構成】 リレースイッチ２を投入するとコンデンサ１４が抵抗１１を経て直流電源１により充電され、抵抗１５の両端電位が緩やかに上昇することによってパワーＭＯＳＦＥＴ４にゲート電流が遅延して流れ、パワーＭＯＳＦＥＴ４が緩やかに導通するため、電源コンデンサ３への急激で過大な突入電流を防止する。
【構成】 リレースイッチ２を投入するとコンデンサ１４が抵抗１１を経て直流電源１により充電され、抵抗１５の両端電位が緩やかに上昇することによってパワーＭＯＳＦＥＴ４にゲート電流が遅延して流れ、パワーＭＯＳＦＥＴ４が緩やかに導通するため、電源コンデンサ３への急激で過大な突入電流を防止する。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源を用いたモータ制御装置に用いられる電源コンデンサや、交流電源からの全波整流による直流電源装置に用いられる平滑コンデンサなどの大容量コンデンサへの急激で過大な突入電流を防止する突入電流防止回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、交流電源からの電流を全波整流を行って直流電流を生成する直流電源装置において、交流リップル電圧を除去する目的で平滑コンデンサが設けられている。また、直流電源を用いたシステムにおけるモータなどの制御装置において、配線の浮遊インダクタンスによる電圧サージを防ぐ目的で、電源入力側に電源コンデンサを設けている。このような目的で使用されるコンデンサは電源投入時に充電が行われるが、容量が大きく、またインピーダンスが低いため急速に充電され、該コンデンサに大きな突入電流が流れる。この突入電流は電源開閉器としてのリレーの接点を溶着させるほどの大電流が流れるため、何らかの手段で抑制する必要性があった。
【０００３】特開平５−１５０５４号公報において突入電流防止回路が開示されている。それによると図４に示すように、トライアック８に抵抗７を並列接続し、そのＴ１端子に平滑コンデンサ１１の一端を接続し、前記平滑コンデンサ１１から前記Ｔ１端子とそのゲートを経る閉回路を形成し、前記平滑コンデンサ１１が前記第１のトライアック８をトリガーし始める前記平滑コンデンサ１１の電圧所定値を決める、第１のトリガー電圧決定手段である抵抗９，１０を設けたことを特徴としている。該突入電流防止回路によると、前記抵抗７によって急激で過大な突入電流が平滑コンデンサ１１に流れるのを防止している。そして、負荷電流による突入電流防止用の抵抗７の発熱を防止するために、平滑コンデンサ１１の充電終了後にはトライアック８を導通させて負荷電流を迂回させている。
【０００４】それに対して、特開平５−１１１１４９号公報記載の突入電流防止回路は、マイクロコンピュータを用いた構成によって、インターロックスイッチがＯＦＦからＯＮに切り替わった時に過大な突入電流がコンデンサＣ１に流れるのを防止している。それによると図５に示すように、プリンタのカバーが開けられた時にＯＦＦとなるインターロックスイッチＳＷ１と直列に電流制御素子１８を配設するとともに、そのプリンタのカバーが開けられたか否かを検出するカバーオープン検出回路２２を設け、カバーオープン検出回路２２によりカバーの開状態の検出信号ＳＤが出されるとマイクロコンピュータ１２が信号ＳＤ２をＬレベルとしトランジスタＱ１をＯＦＦしてトライアックＴＲＣ１を遮断状態とし、カバーオープン検出回路２２によりカバーの閉状態が検出されても、コンデンサＣ１が充電されるのに必要な一定時間を経過するまではトライアックＴＲＣ１の遮断状態を継続することを特徴としている。該突入電流防止回路によると、前記特開平５−１５０５４号公報記載の突入電流防止回路と同様に、電流制限抵抗Ｒ１によって過大な突入電流が流れるのを防止している。そして、負荷電流による電流制限抵抗Ｒ１の発熱を防止するために、コンデンサＣ１の充電終了後にはマイクロコンピュータ１２からの信号によってトライアックＴＲＣ１を導通させて電流を迂回させている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記特開平５−１５０５４号公報記載および前記特開平５−１１１１４９号公報記載の突入電流防止回路では、電源と直列にトライアック８またはトライアックＴＲＣ１のようなスイッチング素子を配設している。従って、負荷電流がスイッチング素子を流れるため、該スイッチング素子が発熱するという課題があった。また、何らかの不具合によって前記迂回路たるトライアック８またはトライアックＴＲＣ１のようなスイッチング素子の導通が妨げられた場合には、電流制限抵抗に負荷電流が過大に流れ該電流制限抵抗が過度に発熱する危険性があった。
【０００６】図５に示す従来技術の課題について更に説明する。インターロックスイッチンＳＷ１の投入により抵抗Ｒを介してバッテリＥによりコンデンサＣ１が充電される。このコンデンサＣ１が充電されると、トライアックＴＲＣ１は両端の電圧差が小さくなり、マイクロコンピュータ１２から指令信号ＳＤ２が発生しても点弧しないことがある。圧電ヘッド１４の負荷に対して圧電ヘッド制御回路１０のスイッチング素子が、トライアックＴＲＣ１と直列に挿入されてバッテリＥに接続されている。このため、トライアックＴＲＣ１に電流を流すためには圧電ヘッド制御回路１０と常に同じタイミングで、トライアックＴＲＣ１を駆動する必要がある。しかし、トライアックＴＲＣ１から圧電ヘッド制御回路１０までの通電回路には、配線による浮遊のインダクタンスが存在するため電圧と電流と位相がずれることから、トライアックＴＲＣ１と圧電ヘッド制御回路１０の電圧波形が異なる。従って、ゲート駆動してもトライアックＴＲＣ１が点弧しない可能性が残る。このように、スイッチング素子を直列接続する場合は、駆動法が問題となる。また、トライアックＴＲＣ１が点弧しないと負荷電流が抵抗Ｒ１を流れるので、抵抗Ｒ１が発熱する。しかも、トライアックＴＲＣ１は負荷電流により発熱を発生し、負荷電流の増加と比例して大きくなる。このように、トライアックを用いる従来の突入電流防止回路は、いずれも発熱の問題が大きくなる。
【０００７】本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、電源と並列にスイッチング素子を配設し、電源と負荷の間には抵抗やスイッチング素子などの発熱性を有する電気部品を介在させないようにして、電源から直接負荷に負荷電流を供給することによって発熱量を低下させ、安全である突入電流防止回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解決するための具体的手段として、直流電源手段に開閉器を経て負荷及び前記直流電源手段と並列に挿入される大容量コンデンサへの突入電流を防止する突入電流防止回路において、該大容量コンデンサと直列にかつ前記負荷と並列にスイッチング素子を配設すると共に、前記開閉器の投入時より前記スイッチング素子の導通を緩やかに行う緩和手段を設けることを特徴とする突入電流防止回路が提供される。
【０００９】
【作用】上記構成の突入電流防止回路によれば、大容量コンデンサと直列にかつ負荷と並列の回路に配設されたスイッチング素子の導通が開閉器投入時より緩やかに行われることによって、電源開閉器投入時などの大容量コンデンサへの急激で過大な突入電流を防止する。
【００１０】
【実施例】本発明の実施例を添付図面を参照して説明する。図１は本発明による突入電流防止回路をモータ制御のインバータに使用した実施例を示す回路図である。直流電源１は、リレースイッチ２及びヒューズ８を介してモータ７を制御するインバータ６に接続される。該インバータ６及び直流電源１と並列に大容量の電源コンデンサ３（大容量コンデンサ）が接続され、該電源コンデンサ３と直列にパワーＭＯＳＦＥＴ４が接続される。パワーＭＯＳＦＥＴ４と並列に逆極性のダイオード５が接続される。このダイオード５は、パワーＭＯＳＦＥＴ４内蔵のダイオードにより代用することもできる。
【００１１】パワーＭＯＳＦＥＴ４のゲートにはコンデンサ１４が接続される。該コンデンサ１４は、抵抗１１（第１の抵抗器）を介して充電され、その充電電圧は、コンデンサ１４、抵抗１１と抵抗１５による分圧比、及び電源１の電圧によって決定される。抵抗１１及び１５とコンデンサ１４は、パワーＭＯＳＦＥＴ４を緩やかに導通するための緩和手段をなす。また、パワーＭＯＳＦＥＴ４はゲート・ソース間に過大な電圧が印加されないようにツェナーダイオード１６によって保護している。抵抗１２とダイオード１３は、リレースイッチ２の開放時にコンデンサ１４の電荷を早く放出するための回路である。この場合に、抵抗１２は抵抗１１に比べて十分小さな抵抗である。
【００１２】次に上記した構成による本実施例の突入電流防止回路の作動を説明する。パワーＭＯＳＦＥＴ４は図３に示すように前記ゲート・ソース間電圧ＶGSがスレッシュホールド電圧ＶGS(Th)を越えるとターンオンして導通状態になりドレイン電流ＩDを流す。リレースイッチ２が導通して電源１が投入されると図２に示すようにゲート・ソース間電圧ＶGSは、コンデンサ１４の充電波形によって緩やかに上昇する。それによって、パワーＭＯＳＦＥＴ４の前記ゲート・ソース間電圧ＶGSを緩やかに上昇させ、該ゲート・ソース間電圧ＶGSがスレッシュホールド電圧ＶGS(Th)を越えるとパワーＭＯＳＦＥＴ４はターンオンして導通状態になりドレイン電流ＩDが流れる。このように、ゲート・ソース間電圧を緩やかに変化させることにより、パワーＭＯＳＦＥＴ４は非導通状態から徐々に導通状態へと移行する。この結果、図２に示すようにドレイン・ソース間電圧ＶDSは時間ｔ1後緩やかに減少し、ドレイン電流ＩDもリレースイッチ２投入後時間ｔ1遅れて緩やかに流れる。
【００１３】本実施例の回路はリレースイッチ２の出力電圧で動作するため、まずリレースイッチ２が導通状態になってから動作を開始し、時間ｔ1後に電源コンデンサ３の充電電流が流れる。即ち、リレースイッチ２が確実に動作してから充電電流が流れることになる。
【００１４】また、図２のドレイン電流ＩDは、ゲート・ソース間電圧ＶGSによって図３に示すように最大電流が制限されるため、突入電流が抑制されヒューズ８を溶断するような短絡電流は流れない。つまり、従来の制限抵抗９の役割をパワーＭＯＳＦＥＴ４が行う。
【００１５】そして、リレー２投入後時間ｔ2が経過すると、ゲート・ソース間電圧ＶGSには十分な電圧が供給されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ４は常時導通状態に保たれる。逆方向の電流に対しては、ダイオード５によって導通状態である。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ４は短絡状態となり、インバータ６の入力端に電源コンデンサ３が常時接続された状態になる。
【００１６】上記した構成からなる本実施例の突入電流防止回路は、ゲート・ソース間電圧ＶGSを緩やかに変化させることによって、パワーＭＯＳＦＥＴ４が非導通状態から導通状態へ徐々に移行する。それによって、図２に示すようにドレイン・ソース間電圧ＶDSは緩やかに下降する。従って、ドレイン電流ＩDも緩やかに増減するため、従来のように電流制限抵抗を用いなくても急激で過大な突入電流が流れることがない。更に、パワーＭＯＳＦＥＴ４はインバータ６と並列に接続されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ４に負荷電流が流れずコンデンサ１４に流れる電流しか流れない。従って、負荷電流を供給できる能力が必要ないため容量を小さくすることができる。更に、電源１とインバータ６の間にはリレー２とヒューズ８以外は介在していないため、何らかの不具合によってパワーＭＯＳＦＥＴ４の導通が妨げられた場合でも、負荷電流が直接インバータ６に流れるため発熱する危険性がない。パワーＭＯＳＦＥＴ４は、トライアックのようにスイッチングさせないのでスイッチング損失はなく、ピーク電流は流れるが連続でないので通電損失はなく、電流容量の小さなものでよい。
【００１７】以下、従来の方式と本実施例による突入電流防止回路のその他の特徴を列記する。
（従来の方式）
１）リレースイッチの投入により電流制限抵抗を介してコンデンサが充電されると、トライアックの電圧差が小さくなり、トライアックが点弧しない可能性がある。
２）モータ負荷に対してインバータのスイッチング素子とトライアックが直列に直流電源に接続されているため、常にインバータと同じタイミングでトライアックを駆動しなければならない。しかしながら、回路の配線による浮遊のインダクタンスによって電圧と電流の位相がずれるためトライアックとインバータの電圧波形が異なり、ゲート駆動しても点弧しない可能性がある。
３）電流制限抵抗を使用しているため発熱量が大きく、電力の損失が大きい。
【００１８】（本実施例）
１）パワーＭＯＳＦＥＴは原理的に抵抗素子であるため、バイポーラのように電流集中が発生しないため、容量負荷のある場合に適し、壊れにくい。
２）パワーＭＯＳＦＥＴは充電が終了すると自動的に遮断するため、設計以上の電流が流れない。
３）モータ負荷が大きくなってインバータのＰＷＭ信号のデューティ比が１００％になると電源コンデンサに電流が流れなくなる。従って、パワーＭＯＳＦＥＴの発熱はインバータ出力電流に比例しないので熱設計に余裕を持たせることができる。
４）特別な回路や信号を必要とせず、簡略な受動素子で自動的に電源投入を判別することができる。
５）図１において、リレースイッチ２が導通してから回路が作動を開始するため、リレースイッチ２が導通し図２R>２に示す時間ｔ1経過後に電源コンデンサ３の充電電流が流れる。すなわち、リレースイッチ２が確実に動作してからドレイン電流ＩDが流れることになるためリレースイッチ２が安定する。
６）図２に示すリレー投入時からゲート・ソース間電圧ＶGSがスレッシュホールド電圧ＶGS(Th)に達するまでの時間ｔ1、およびゲート・ソース間電圧ＶGSに十分な電圧が供給されパワーＭＯＳＦＥＴ４が導通状態に保たれるまでの時間ｔ2は、パワーＭＯＳＦＥＴ４のゲート側に接続されるコンデンサ１４の容量及び抵抗１１と１５によって決定される。そのため、コンデンサ１４の容量及び抵抗１１と１５を選択することによって、電源コンデンサ３の充電開始時間を任意に選択することができる。従って、リレースイッチ２の性能に準じて、電源コンデンサ３の充電開始時間を自在に設定することができる。
７）電流制限抵抗を使用していないため、電力の損失が少ない。
【００１９】本発明は当然ながら本実施例に限定されるわけではなく、パワーＭＯＳＦＥＴの駆動をマイクロコンピュータによって制御する構成とすることも可能である。
【発明の効果】本発明の突入電流防止回路は上記した構成を有し、直流電源と負荷の間には電流制限抵抗やトライアックなどの発熱性を有する電気部品を介在させないようにし、電源から直接負荷電流を負荷に供給することによって発熱を低下させ、安全であるという優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施例の全体構成を示す回路図である。
【図２】リレースイッチ投入後のパワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧、ドレイン・ソース間電圧、及びドレイン電流の関係を示すタイムチャートである。
【図３】ゲート・ソース間電圧とドレイン電流との関係を示す関係図である。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１...直流電源、
２...リレースイッチ、
３...電源コンデンサ、
４...パワーＭＯＳＦＥＴ、
５，１３...ダイオード、
６...インバータ、
１１，１２，１５...抵抗器、
１４...コンデンサ。
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源を用いたモータ制御装置に用いられる電源コンデンサや、交流電源からの全波整流による直流電源装置に用いられる平滑コンデンサなどの大容量コンデンサへの急激で過大な突入電流を防止する突入電流防止回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、交流電源からの電流を全波整流を行って直流電流を生成する直流電源装置において、交流リップル電圧を除去する目的で平滑コンデンサが設けられている。また、直流電源を用いたシステムにおけるモータなどの制御装置において、配線の浮遊インダクタンスによる電圧サージを防ぐ目的で、電源入力側に電源コンデンサを設けている。このような目的で使用されるコンデンサは電源投入時に充電が行われるが、容量が大きく、またインピーダンスが低いため急速に充電され、該コンデンサに大きな突入電流が流れる。この突入電流は電源開閉器としてのリレーの接点を溶着させるほどの大電流が流れるため、何らかの手段で抑制する必要性があった。
【０００３】特開平５−１５０５４号公報において突入電流防止回路が開示されている。それによると図４に示すように、トライアック８に抵抗７を並列接続し、そのＴ１端子に平滑コンデンサ１１の一端を接続し、前記平滑コンデンサ１１から前記Ｔ１端子とそのゲートを経る閉回路を形成し、前記平滑コンデンサ１１が前記第１のトライアック８をトリガーし始める前記平滑コンデンサ１１の電圧所定値を決める、第１のトリガー電圧決定手段である抵抗９，１０を設けたことを特徴としている。該突入電流防止回路によると、前記抵抗７によって急激で過大な突入電流が平滑コンデンサ１１に流れるのを防止している。そして、負荷電流による突入電流防止用の抵抗７の発熱を防止するために、平滑コンデンサ１１の充電終了後にはトライアック８を導通させて負荷電流を迂回させている。
【０００４】それに対して、特開平５−１１１１４９号公報記載の突入電流防止回路は、マイクロコンピュータを用いた構成によって、インターロックスイッチがＯＦＦからＯＮに切り替わった時に過大な突入電流がコンデンサＣ１に流れるのを防止している。それによると図５に示すように、プリンタのカバーが開けられた時にＯＦＦとなるインターロックスイッチＳＷ１と直列に電流制御素子１８を配設するとともに、そのプリンタのカバーが開けられたか否かを検出するカバーオープン検出回路２２を設け、カバーオープン検出回路２２によりカバーの開状態の検出信号ＳＤが出されるとマイクロコンピュータ１２が信号ＳＤ２をＬレベルとしトランジスタＱ１をＯＦＦしてトライアックＴＲＣ１を遮断状態とし、カバーオープン検出回路２２によりカバーの閉状態が検出されても、コンデンサＣ１が充電されるのに必要な一定時間を経過するまではトライアックＴＲＣ１の遮断状態を継続することを特徴としている。該突入電流防止回路によると、前記特開平５−１５０５４号公報記載の突入電流防止回路と同様に、電流制限抵抗Ｒ１によって過大な突入電流が流れるのを防止している。そして、負荷電流による電流制限抵抗Ｒ１の発熱を防止するために、コンデンサＣ１の充電終了後にはマイクロコンピュータ１２からの信号によってトライアックＴＲＣ１を導通させて電流を迂回させている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記特開平５−１５０５４号公報記載および前記特開平５−１１１１４９号公報記載の突入電流防止回路では、電源と直列にトライアック８またはトライアックＴＲＣ１のようなスイッチング素子を配設している。従って、負荷電流がスイッチング素子を流れるため、該スイッチング素子が発熱するという課題があった。また、何らかの不具合によって前記迂回路たるトライアック８またはトライアックＴＲＣ１のようなスイッチング素子の導通が妨げられた場合には、電流制限抵抗に負荷電流が過大に流れ該電流制限抵抗が過度に発熱する危険性があった。
【０００６】図５に示す従来技術の課題について更に説明する。インターロックスイッチンＳＷ１の投入により抵抗Ｒを介してバッテリＥによりコンデンサＣ１が充電される。このコンデンサＣ１が充電されると、トライアックＴＲＣ１は両端の電圧差が小さくなり、マイクロコンピュータ１２から指令信号ＳＤ２が発生しても点弧しないことがある。圧電ヘッド１４の負荷に対して圧電ヘッド制御回路１０のスイッチング素子が、トライアックＴＲＣ１と直列に挿入されてバッテリＥに接続されている。このため、トライアックＴＲＣ１に電流を流すためには圧電ヘッド制御回路１０と常に同じタイミングで、トライアックＴＲＣ１を駆動する必要がある。しかし、トライアックＴＲＣ１から圧電ヘッド制御回路１０までの通電回路には、配線による浮遊のインダクタンスが存在するため電圧と電流と位相がずれることから、トライアックＴＲＣ１と圧電ヘッド制御回路１０の電圧波形が異なる。従って、ゲート駆動してもトライアックＴＲＣ１が点弧しない可能性が残る。このように、スイッチング素子を直列接続する場合は、駆動法が問題となる。また、トライアックＴＲＣ１が点弧しないと負荷電流が抵抗Ｒ１を流れるので、抵抗Ｒ１が発熱する。しかも、トライアックＴＲＣ１は負荷電流により発熱を発生し、負荷電流の増加と比例して大きくなる。このように、トライアックを用いる従来の突入電流防止回路は、いずれも発熱の問題が大きくなる。
【０００７】本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、電源と並列にスイッチング素子を配設し、電源と負荷の間には抵抗やスイッチング素子などの発熱性を有する電気部品を介在させないようにして、電源から直接負荷に負荷電流を供給することによって発熱量を低下させ、安全である突入電流防止回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解決するための具体的手段として、直流電源手段に開閉器を経て負荷及び前記直流電源手段と並列に挿入される大容量コンデンサへの突入電流を防止する突入電流防止回路において、該大容量コンデンサと直列にかつ前記負荷と並列にスイッチング素子を配設すると共に、前記開閉器の投入時より前記スイッチング素子の導通を緩やかに行う緩和手段を設けることを特徴とする突入電流防止回路が提供される。
【０００９】
【作用】上記構成の突入電流防止回路によれば、大容量コンデンサと直列にかつ負荷と並列の回路に配設されたスイッチング素子の導通が開閉器投入時より緩やかに行われることによって、電源開閉器投入時などの大容量コンデンサへの急激で過大な突入電流を防止する。
【００１０】
【実施例】本発明の実施例を添付図面を参照して説明する。図１は本発明による突入電流防止回路をモータ制御のインバータに使用した実施例を示す回路図である。直流電源１は、リレースイッチ２及びヒューズ８を介してモータ７を制御するインバータ６に接続される。該インバータ６及び直流電源１と並列に大容量の電源コンデンサ３（大容量コンデンサ）が接続され、該電源コンデンサ３と直列にパワーＭＯＳＦＥＴ４が接続される。パワーＭＯＳＦＥＴ４と並列に逆極性のダイオード５が接続される。このダイオード５は、パワーＭＯＳＦＥＴ４内蔵のダイオードにより代用することもできる。
【００１１】パワーＭＯＳＦＥＴ４のゲートにはコンデンサ１４が接続される。該コンデンサ１４は、抵抗１１（第１の抵抗器）を介して充電され、その充電電圧は、コンデンサ１４、抵抗１１と抵抗１５による分圧比、及び電源１の電圧によって決定される。抵抗１１及び１５とコンデンサ１４は、パワーＭＯＳＦＥＴ４を緩やかに導通するための緩和手段をなす。また、パワーＭＯＳＦＥＴ４はゲート・ソース間に過大な電圧が印加されないようにツェナーダイオード１６によって保護している。抵抗１２とダイオード１３は、リレースイッチ２の開放時にコンデンサ１４の電荷を早く放出するための回路である。この場合に、抵抗１２は抵抗１１に比べて十分小さな抵抗である。
【００１２】次に上記した構成による本実施例の突入電流防止回路の作動を説明する。パワーＭＯＳＦＥＴ４は図３に示すように前記ゲート・ソース間電圧ＶGSがスレッシュホールド電圧ＶGS(Th)を越えるとターンオンして導通状態になりドレイン電流ＩDを流す。リレースイッチ２が導通して電源１が投入されると図２に示すようにゲート・ソース間電圧ＶGSは、コンデンサ１４の充電波形によって緩やかに上昇する。それによって、パワーＭＯＳＦＥＴ４の前記ゲート・ソース間電圧ＶGSを緩やかに上昇させ、該ゲート・ソース間電圧ＶGSがスレッシュホールド電圧ＶGS(Th)を越えるとパワーＭＯＳＦＥＴ４はターンオンして導通状態になりドレイン電流ＩDが流れる。このように、ゲート・ソース間電圧を緩やかに変化させることにより、パワーＭＯＳＦＥＴ４は非導通状態から徐々に導通状態へと移行する。この結果、図２に示すようにドレイン・ソース間電圧ＶDSは時間ｔ1後緩やかに減少し、ドレイン電流ＩDもリレースイッチ２投入後時間ｔ1遅れて緩やかに流れる。
【００１３】本実施例の回路はリレースイッチ２の出力電圧で動作するため、まずリレースイッチ２が導通状態になってから動作を開始し、時間ｔ1後に電源コンデンサ３の充電電流が流れる。即ち、リレースイッチ２が確実に動作してから充電電流が流れることになる。
【００１４】また、図２のドレイン電流ＩDは、ゲート・ソース間電圧ＶGSによって図３に示すように最大電流が制限されるため、突入電流が抑制されヒューズ８を溶断するような短絡電流は流れない。つまり、従来の制限抵抗９の役割をパワーＭＯＳＦＥＴ４が行う。
【００１５】そして、リレー２投入後時間ｔ2が経過すると、ゲート・ソース間電圧ＶGSには十分な電圧が供給されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ４は常時導通状態に保たれる。逆方向の電流に対しては、ダイオード５によって導通状態である。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ４は短絡状態となり、インバータ６の入力端に電源コンデンサ３が常時接続された状態になる。
【００１６】上記した構成からなる本実施例の突入電流防止回路は、ゲート・ソース間電圧ＶGSを緩やかに変化させることによって、パワーＭＯＳＦＥＴ４が非導通状態から導通状態へ徐々に移行する。それによって、図２に示すようにドレイン・ソース間電圧ＶDSは緩やかに下降する。従って、ドレイン電流ＩDも緩やかに増減するため、従来のように電流制限抵抗を用いなくても急激で過大な突入電流が流れることがない。更に、パワーＭＯＳＦＥＴ４はインバータ６と並列に接続されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ４に負荷電流が流れずコンデンサ１４に流れる電流しか流れない。従って、負荷電流を供給できる能力が必要ないため容量を小さくすることができる。更に、電源１とインバータ６の間にはリレー２とヒューズ８以外は介在していないため、何らかの不具合によってパワーＭＯＳＦＥＴ４の導通が妨げられた場合でも、負荷電流が直接インバータ６に流れるため発熱する危険性がない。パワーＭＯＳＦＥＴ４は、トライアックのようにスイッチングさせないのでスイッチング損失はなく、ピーク電流は流れるが連続でないので通電損失はなく、電流容量の小さなものでよい。
【００１７】以下、従来の方式と本実施例による突入電流防止回路のその他の特徴を列記する。
（従来の方式）
１）リレースイッチの投入により電流制限抵抗を介してコンデンサが充電されると、トライアックの電圧差が小さくなり、トライアックが点弧しない可能性がある。
２）モータ負荷に対してインバータのスイッチング素子とトライアックが直列に直流電源に接続されているため、常にインバータと同じタイミングでトライアックを駆動しなければならない。しかしながら、回路の配線による浮遊のインダクタンスによって電圧と電流の位相がずれるためトライアックとインバータの電圧波形が異なり、ゲート駆動しても点弧しない可能性がある。
３）電流制限抵抗を使用しているため発熱量が大きく、電力の損失が大きい。
【００１８】（本実施例）
１）パワーＭＯＳＦＥＴは原理的に抵抗素子であるため、バイポーラのように電流集中が発生しないため、容量負荷のある場合に適し、壊れにくい。
２）パワーＭＯＳＦＥＴは充電が終了すると自動的に遮断するため、設計以上の電流が流れない。
３）モータ負荷が大きくなってインバータのＰＷＭ信号のデューティ比が１００％になると電源コンデンサに電流が流れなくなる。従って、パワーＭＯＳＦＥＴの発熱はインバータ出力電流に比例しないので熱設計に余裕を持たせることができる。
４）特別な回路や信号を必要とせず、簡略な受動素子で自動的に電源投入を判別することができる。
５）図１において、リレースイッチ２が導通してから回路が作動を開始するため、リレースイッチ２が導通し図２R>２に示す時間ｔ1経過後に電源コンデンサ３の充電電流が流れる。すなわち、リレースイッチ２が確実に動作してからドレイン電流ＩDが流れることになるためリレースイッチ２が安定する。
６）図２に示すリレー投入時からゲート・ソース間電圧ＶGSがスレッシュホールド電圧ＶGS(Th)に達するまでの時間ｔ1、およびゲート・ソース間電圧ＶGSに十分な電圧が供給されパワーＭＯＳＦＥＴ４が導通状態に保たれるまでの時間ｔ2は、パワーＭＯＳＦＥＴ４のゲート側に接続されるコンデンサ１４の容量及び抵抗１１と１５によって決定される。そのため、コンデンサ１４の容量及び抵抗１１と１５を選択することによって、電源コンデンサ３の充電開始時間を任意に選択することができる。従って、リレースイッチ２の性能に準じて、電源コンデンサ３の充電開始時間を自在に設定することができる。
７）電流制限抵抗を使用していないため、電力の損失が少ない。
【００１９】本発明は当然ながら本実施例に限定されるわけではなく、パワーＭＯＳＦＥＴの駆動をマイクロコンピュータによって制御する構成とすることも可能である。
【発明の効果】本発明の突入電流防止回路は上記した構成を有し、直流電源と負荷の間には電流制限抵抗やトライアックなどの発熱性を有する電気部品を介在させないようにし、電源から直接負荷電流を負荷に供給することによって発熱を低下させ、安全であるという優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施例の全体構成を示す回路図である。
【図２】リレースイッチ投入後のパワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧、ドレイン・ソース間電圧、及びドレイン電流の関係を示すタイムチャートである。
【図３】ゲート・ソース間電圧とドレイン電流との関係を示す関係図である。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１...直流電源、
２...リレースイッチ、
３...電源コンデンサ、
４...パワーＭＯＳＦＥＴ、
５，１３...ダイオード、
６...インバータ、
１１，１２，１５...抵抗器、
１４...コンデンサ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】 直流電源手段に開閉器を経て負荷及び前記直流電源手段と並列に挿入される大容量コンデンサへの突入電流を防止する突入電流防止回路において、該大容量コンデンサと直列にかつ前記負荷と並列にスイッチング素子を配設すると共に、前記開閉器の投入時より前記スイッチング素子の導通を緩やかに行う緩和手段を設けることを特徴とする突入電流防止回路。
【請求項２】 前記スイッチング素子がパワーＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載の突入電流防止回路。
【請求項３】 前記パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧を前記開閉器の出力電圧から第１，第２の抵抗器を直列接続する抵抗分圧器により供給すると共に、前記パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間に第２のコンデンサを配設して前記緩和手段とすることを特徴とする請求項２に記載の突入電流防止回路。
【請求項４】 前記パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間にツェナーダイオードを接続することを特徴とする請求項３に記載の突入電流防止回路。
【請求項５】 前記抵抗分圧器の第１抵抗器と並列に第３抵抗器と第１逆極性ダイオードとの直列回路を設けることを特徴とする請求項３又は請求項４記載の突入電流防止回路。
【請求項６】 前記パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に第２逆極性ダイオードを並列に設けることを特徴とする請求項２及至請求項５のいずれかに記載の突入電流防止回路。
【請求項１】 直流電源手段に開閉器を経て負荷及び前記直流電源手段と並列に挿入される大容量コンデンサへの突入電流を防止する突入電流防止回路において、該大容量コンデンサと直列にかつ前記負荷と並列にスイッチング素子を配設すると共に、前記開閉器の投入時より前記スイッチング素子の導通を緩やかに行う緩和手段を設けることを特徴とする突入電流防止回路。
【請求項２】 前記スイッチング素子がパワーＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載の突入電流防止回路。
【請求項３】 前記パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧を前記開閉器の出力電圧から第１，第２の抵抗器を直列接続する抵抗分圧器により供給すると共に、前記パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間に第２のコンデンサを配設して前記緩和手段とすることを特徴とする請求項２に記載の突入電流防止回路。
【請求項４】 前記パワーＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間にツェナーダイオードを接続することを特徴とする請求項３に記載の突入電流防止回路。
【請求項５】 前記抵抗分圧器の第１抵抗器と並列に第３抵抗器と第１逆極性ダイオードとの直列回路を設けることを特徴とする請求項３又は請求項４記載の突入電流防止回路。
【請求項６】 前記パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に第２逆極性ダイオードを並列に設けることを特徴とする請求項２及至請求項５のいずれかに記載の突入電流防止回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開平７−１７５５３３
【公開日】平成７年（１９９５）７月１４日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−３４５３１０
【出願日】平成５年（１９９３）１２月２０日
【出願人】（０００００４２６０）日本電装株式会社 (27,639)
【公開日】平成７年（１９９５）７月１４日
【国際特許分類】
【出願日】平成５年（１９９３）１２月２０日
【出願人】（０００００４２６０）日本電装株式会社 (27,639)
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