ＬＥＤ駆動回路およびＬＥＤ駆動方法
【課題】音鳴りを発生させること無く、スムースなＬＥＤ調光制御を行うことができ、かつ、高効率なＬＥＤ駆動回路を実現する。
【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ（Ｌ２０２，Ｑ２０２，Ｄ２０９Ａ，Ｃ２１２）を用いてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動回路であって、特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節するＤＣ調光方式によって調光制御を行う。前記特定の調光度以下の調光度の領域では、ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節するＰＤＭ調光方式によって調光制御を行う。
【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ（Ｌ２０２，Ｑ２０２，Ｄ２０９Ａ，Ｃ２１２）を用いてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動回路であって、特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節するＤＣ調光方式によって調光制御を行う。前記特定の調光度以下の調光度の領域では、ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節するＰＤＭ調光方式によって調光制御を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バックコンバータタイプまたはバックブーストコンバータタイプのＬＥＤ(Light Emitting Diode)駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＥＤ駆動回路として、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてＬＥＤに定電流を供給し、この電流値を変化させてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動回路が知られている。ＬＥＤに定電流を供給する方法として、抵抗などによって出力電流を検出し、所望の電流が流れるよう、電圧フィードバックする方法がある（例えば、特許文献１）。しかしながら、この方法では一般的に１０％以下の調光領域において、チラつきが発生する問題がある。
【０００３】
これを回避するために、バックコンバータやバックブーストコンバータを使用し、ＰＷＭ（パルス幅変調）調光により調光を行う方法がある（例えば、特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−２０３９８８号公報（２００２年７月１９日公開）
【特許文献２】特開２０１１−７０９５７号公報（２０１１年４月７日公開）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＰＷＭ調光周波数に対して、バックコンバータやバックブーストコンバータの発振周波数が十分高くないと、調光を絞った場合、調光レベルの変化が目に見えてしまいスムースな調光性が失われてしまう。一方、このスムース調光性の問題を回避するためにバックコンバータ、バックブーストコンバータの発振周波数を上げると、スイッチングロスにより、効率が悪化するジレンマがあった。
【０００６】
例えば、バックコンバータタイプのＬＥＤ駆動回路に対して、全灯を１００％として、ｎ％刻みの調光を実現しようとした場合、発振周波数は最低でも調光周波数の１００／ｎ倍の値が必要となる。例えば、コンバータの発振周波数を２００ｋＨｚと仮定し、スムースな調光性を得るために１％刻みで調光しようとすれば、調光周波数は２ｋＨｚとなる。２ｋＨｚは可聴周波数であるため、この場合は電子部品からの音鳴りが危惧される。
【０００７】
上記音鳴りを無くすためには、調光周波数を可聴周波数以上とすればよい。しかしながら、１％刻みの調光を実現するには、発振周波数は、可聴周波数上限の２０ｋＨｚの１００倍、すなわち２ＭＨｚで発振させることが必要となる。発振周波数をこのような高周波数とすることは、スイッチングロスの著しい増加を招き、現実的ではない。
【０００８】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、音鳴りを発生させること無く、スムースなＬＥＤ調光制御を行うことができ、かつ、高効率なＬＥＤ駆動回路を実現することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の課題を解決するために、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動回路であって、特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節する調光方式によって調光制御を行い、前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節する調光方式によって調光制御を行うことを特徴としている。
【００１０】
上記の構成によれば、前記特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節することで調光制御を行うことができるため、調光度を上げる場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数は増加させずに済む。また、前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節することで調光制御を行うため、調光度を上げる場合にはＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数は増加するが、このような調光制御を行う調光領域が全調光領域の一部に限定されているため、発振周波数が増大しすぎることを回避できる。その結果、調光度が最小の場合の発振周波数を、音鳴りを発生しないように可聴周波数（例えば２０ｋＨｚ）以上としても、ＤＣ／ＤＣコンバータの最大発振周波数が増大しすぎることは無く、スイッチングロスの増加を抑制できる。
【００１１】
また、上記ＬＥＤ駆動回路では、可聴最低調光時の平均発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）、最大調光時の平均発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）、および、最大平均発振周波数ｆ（ｍａｘ）は、ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）＞２０ｋＨｚ、かつ、ｆ（ｍａｘ）＞ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）の関係を満たす構成とすることが好ましい。
【００１２】
上記の構成によれば、ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）＞２０ｋＨｚとすることで音鳴りを発生を回避することができる。さらに、ｆ（ｍａｘ）＞ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）とすることで、発熱が大きい調光１００％に近い領域での発振周波数が抑えられ、スイッチングロスをより低減することができる。
【００１３】
また、上記ＬＥＤ駆動回路では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオン期間を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータによって生成されるパルス電流の波高値と前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるインダクタのＬ値による電流傾きとから決定し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオフ期間をアナログ回路的な手法により決定する構成とすることができる。
【００１４】
上記の構成によれば、コンバータのオン期間・オフ期間が時間的な絶対値で指定されることがなく間接的に決定される。その結果、発振周波数に入力電圧の周期的な電圧変動（脈流）によるわずかな周波数の揺らぎを持つ。このことにより、不要輻射の特定周波数への集中を防止し、コンバータのオン期間とオフ期間とを時間的な絶対値としてマイコンなどから直接的に決定する場合に比べ、輻射ノイズレベルを低減することができる。
【００１５】
また、上記ＬＥＤ駆動回路では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオフ期間を調節する機能を有する制御ＩＣを使用し、制御信号であるアナログ信号が、前記制御ＩＣのオフ期間を決定する端子に接続されたエミッタフォロワ回路に入力され、オフ期間を調節することにより、オフ期間を調節する構成とすることができる。
【００１６】
また、上記ＬＥＤ駆動回路では、３ステートバッファＩＣを使用し、単一の調光ＰＷＭ信号源で、ＤＣ調光とＰＤＭ調光を行う構成とすることができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のＬＥＤ駆動回路は、特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節することで調光制御を行うことができるため、調光度を上げる場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数は増加させずに済む。また、前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節することで調光制御を行うため、調光度を上げる場合にはＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数は増加するが、このような調光制御を行う調光領域が全調光領域の一部に限定されているため、発振周波数が増大しすぎることを回避できる。その結果、調光度が最小の場合の発振周波数を、音鳴りを発生しないように可聴周波数（例えば２０ｋＨｚ）以上としても、ＤＣ／ＤＣコンバータの最大発振周波数が増大しすぎることは無く、スイッチングロスの増加を抑制できるとの効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施形態を示すものであり、ＬＥＤ駆動回路の構成を示す回路図である。
【図２】従来のＰＷＭ調光方式を採用するＬＥＤ駆動回路の構成と、励磁時の電流の経路とを示す回路図である。
【図３】従来のＰＷＭ調光方式を採用するＬＥＤ駆動回路の構成と、転流時の電流の経路とを示す回路図である。
【図４】図２，３に示すＬＥＤ駆動回路を用いてＬＥＤの駆動を行った場合の、ＬＥＤ駆動電流を示す図である。
【図５】図１に示すＬＥＤ駆動回路を用いてＰＤＭ調光を行った場合の、ＬＥＤ駆動電流を示す図である。
【図６】図１に示すＬＥＤ駆動回路に使用される、電圧値可変のＤＣ電圧源の構成例を示す回路図である。
【図７】図１に示すＬＥＤ駆動回路を用いて調光制御を行った場合の、コンバータの発振周波数とＬＥＤの調光度との関係を示した図である。
【図８】図７に示す調光制御に対し、ＤＣ調光領域で発振周波数の変動をさせないように変更した場合の、コンバータの発振周波数とＬＥＤの調光度との関係の一例を示した図である。
【図９】図７に示す調光制御に対し、ＤＣ調光領域で発振周波数の変動をさせないように変更した場合の、コンバータの発振周波数とＬＥＤの調光度との関係の一例を示した図である。
【図１０】３ステートバッファＩＣを用いて、単一の調光ＰＷＭ信号源でＤＣ調光とＰＤＭ調光を実現する回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０の回路において、Ｈ／Ｌ信号の平均出力電流とＰＷＭ信号のオンデューティとの関係の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
（ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたＬＥＤ駆動回路の基本構成）
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。本発明は、バックコンバータタイプ、バックブーストコンバータタイプの両方に関し適用できるが、以降の説明ではバックコンバータタイプに適用した場合を例示する。
【００２０】
図２および図３は従来のＰＷＭ調光方式を採用するＬＥＤ駆動回路の典型的な構成を示す回路図である。この回路は、ＳＴマイクロ社製のＬ６５６２を制御ＩＣとして使用した定電流回路を示している。図４は、図２および図３に示すＬＥＤ駆動回路を用いてＬＥＤの駆動を行った場合の、ＬＥＤに流れる電流を示した図である。このＬＥＤ駆動回路は、インダクタＬ２０２、トランジスタＱ２０２、ダイオードＤ２０９ＡおよびコンデンサＣ２１２からなるバックコンバータタイプのＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、単にコンバータと称する）を備えている。
【００２１】
図４中、励磁側と記載された増加直線部は、コンデンサＣ２０６に蓄えられている電荷をＬＥＤに供給して発光させる場合の電流を示している。尚、このＬＥＤ駆動回路は、商用電源からダイオードブリッジを用いた整流回路部によって交流電流を直流化し、この直流電流を平滑コンデンサにて平滑してＬＥＤの駆動電流として用いるものとなっている。但し、図２および図３では、上記整流回路部の図示を省略しており、上記平滑コンデンサにあたるコンデンサＣ２０６のみを図示している。
【００２２】
コンデンサＣ２０６の＋端子から、ＬＥＤ負荷、インダクタＬ２０２、トランジスタＱ２０２、抵抗Ｒ２３３がこの順で直列に接続されている。抵抗Ｒ２３３の他端は接地されている。尚、図２，３では、３つのＬＥＤが直列に接続されてＬＥＤ負荷を構成しているが、ＬＥＤの数は特に限定されるものではない。ＬＥＤの個数が多ければ、複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤ列をさらに並列に接続してもよい。
【００２３】
図４の励磁側電流が流れている期間は、トランジスタＱ２０２がオンしており、コンデンサＣ２０６の＋端子よりＬＥＤ負荷→インダクタＬ２０２→トランジスタＱ２０２→抵抗Ｒ２３３→コンデンサＣ２０６の−端子（ＧＮＤ）の順に電流が流れる。この励磁側電流は、図２の実線矢印にて示すとおり、Ｌ２０２のインダクタを励磁しながら電流が流れるため、その電流波形は傾き一定の増加直線となる。
【００２４】
トランジスタＱ２０２と抵抗２３３との間のノードには抵抗Ｒ２３２が接続されており、抵抗Ｒ２３２のもう一方の端子は制御ＩＣであるＩＣ２０１のＣＳ端子に接続されている。これにより、上記励磁側電流は、Ｒ２３３端子で電圧に変換されＩＣ２０１にて監視される。ＩＣ２０１は、ＣＳ端子で検知した電圧が予め設定された電圧に達するとトランジスタＱ２０２をオフする。トランジスタＱ２０２をオフする信号は、ＩＣ２０１のＣＳ端子ＧＤから、抵抗Ｒ２１８を介してトランジスタＱ２０２のゲートに与えられる。
【００２５】
トランジスタＱ２０２がオフされると、励磁されたインダクタＬ２０２は電流を流し続けようとするが、トランジスタＱ２０２はオフされているので、ダイオードＤ２０９Ａ経由で転流する。ダイオードＤ２０９Ａは、コンデンサ２０６の＋端子とＬＥＤ負荷との間のノードＡと、インダクタＬ２０２とトランジスタＱ２０２との間のノードＢとを接続するように配置されており、ノードＡ側にカソード、ノードＢ側にアノードが接続されている。
【００２６】
トランジスタＱ２０２がオフしている状態の電流は、図４に示す転流側電流であり、このときの電流経路は、図３の実線矢印にて示すとおり、インダクタＬ２０２→ダイオードＤ２０９Ａ→ＬＥＤ負荷→インダクタＬ２０２の経路となる。転流側電流は、インダクタＬ２０２の起電力により流れる電流であるため、図４中、転流側と記載された減少直線部のとおり、電流波形は傾き一定の減少直線となる。
【００２７】
また、ＩＣ２０１のＧＤ端子に接続されている信号線は、抵抗Ｒ２１８の手前のノードＣで枝分かれしており、枝分かれした先はダイオードＤ２０６のアノードに接続されている。ダイオードＤ２０６のカソードには、抵抗Ｒ２１５およびＲ２１６と、コンデンサＣ２１０およびＣ２０９とからなる充放電回路が接続されている。上記充放電回路は、ダイオードＤ２０６のカソードとＧＮＤとの間に、直列接続された抵抗Ｒ２１５およびＲ２１６と、直列接続されたコンデンサＣ２１０およびＣ２０９とを並列に配置してなる。また、抵抗Ｒ２１５とＲ２１６との間のノードと、コンデンサＣ２１０とＣ２０９との間のノードとは、共にＩＣ２０１のＺＣＤ端子に接続されている。
【００２８】
トランジスタＱ２０２のオン時には、ＩＣ２０１のＧＤ端子からダイオードＤ２０６→抵抗Ｒ２１５→コンデンサＣ２０９の経路、およびコンデンサＣ２１０→コンデンサＣ２０９の経路で、コンデンサＣ２０９に電荷が蓄積される。また、この電荷は、トランジスタＱ２０２がオフに転じた瞬間から、抵抗Ｒ２１６を介して放電されてゆく。コンデンサＣ２０９端の電位がこれが接続されているＺＣＤ端子の閾値電位以下となると、ＩＣ２０１はトランジスタＱ２０２を再びオンするように動作する。これによりＬＥＤには図４に示すような脈流が流れ、ＬＥＤは連続的に発光しつづけることとなる。
【００２９】
上述したように、ＩＣ２０１のＣＳ端子が閾値以上となると、トランジスタＱ２０２がオン→オフに転じ、ＩＣ２０１のＺＣＤ端子が閾値以下となるとトランジスタＱ２０２がオフ→オンに転じる。したがって、図２，３に示すコンバータの動作において、ＬＥＤの駆動電流は、図４に示すとおり、電流波高値が一定な脈流電流となる。また、この脈流電流の谷の部分は、ＩＣ２０１のＧＤ端子の電位と、ダイオードＤ２０６を介して充放電される充放電回路の時定数（Ｒ２１５，Ｃ２１０，Ｒ２１６，Ｃ２０９で決定される）とによって決定される。
【００３０】
ここで、ＭＵＬＴ端子に入力される信号の電圧レベルにより、ＩＣ２０１内部の乗算器を変化させることで、ＩＣ２０１のＣＳ端子の閾値を変更することが可能である。ＩＣ２０１のＣＳ端子の閾値を変化させると、これに応じて図４に示す電流波形の電流波高値を変化させるＤＣ調光方式により、ＬＥＤの調光制御が可能となる。
【００３１】
（本実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成）
本実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、図１に示すように、図２，３に示されるＬＥＤ駆動回路に対して、コンデンサＣ２０９の充電電荷を放電するための抵抗Ｒ２１６に相当する放電経路にエミッタフォロワ回路を接続して構成される。エミッタフォロワ回路は、トランジスタＱ２０７，抵抗Ｒ２７０，Ｒ２７７，Ｒ２８０から構成されている。より謡的には、トランジスタＱ２０７のコレクタが、抵抗Ｒ２１５とＲ２１６との間のノード、およびコンデンサＣ２１０とＣ２０９との間のノードに接続され、トランジスタＱ２０７のエミッタが抵抗Ｒ２７０を介して接地されている。トランジスタＱ２０７のベースとエミッタとは、抵抗Ｒ２７７を介して接続されている。さらに、トランジスタＱ２０７のベースは、抵抗Ｒ２８０を介して、ＤＣ電圧源ＤＣ２と接続されている。ＤＣ電圧源ＤＣ２の電圧レベルを変化させることにより、充放電回路の放電時定数を可変にすることができ、コンバータにおけるオフ期間の調整が行える。
【００３２】
さらに、図１に示すＬＥＤ駆動回路が、図２，３に示されるＬＥＤ駆動回路と異なる点は、ＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子にＤＣ電圧源ＤＣ１が接続され、ＭＵＬＴ端子の電圧レベルを可変できる点にある。他の構成は、図２，３に示されるＬＥＤ駆動回路と同じである。
【００３３】
図１に示すＬＥＤ駆動回路では、ＬＥＤの調光動作を実現するに当たって、ＤＣ調光方式と、コンバータのオフ期間変動による調光方式（ＰＤＭ（パルス密度変調）方式）のいずれか、あるいは両方により制御することが可能である。
【００３４】
図１に示すとおり、本ＬＥＤ駆動回路では、電圧値可変のＤＣ電圧源（ＤＣ１，ＤＣ２）を２系統有しており、１系統はＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子に入力される。もう１系統はエミッタフォロワ回路に接続される。調光レベルが１００％から特定の調光度（ここでは仮に３０％とする）の領域では、エミッタフォロワ回路に接続されるＤＣ電圧源ＤＣ２ＤＣ電圧を上限に固定し、ＭＵＬＴ端子に接続されるＤＣ電圧源ＤＣ１のＤＣ電圧を１Ｖから０．３Ｖ程度へ変化させる。これにより、調光度が３０％以上での領域でのＤＣ調光が実現される。
【００３５】
調光度が３０％〜０％の領域では、ＭＵＬＴ端子に接続されるＤＣ電圧を０．３Ｖに固定し、エミッタフォロワ回路に接続されるＤＣ電圧源ＤＣ２のＤＣ電圧を減じていく。これにより、調光度が３０％以下での調光はコンバータの発振のオフ期間を変動させることによってＰＤＭ調光を実現する。ＰＤＭ調光時のＬＥＤに流れる電流波形を図５に示す。尚、ＤＣ調光とＰＤＭ調光とが切り換わる調光度は特に限定されるものではなく、任意の調光度に設定することができる。
【００３６】
上記２系統のＤＣ電圧源は、例えば図６に示すとおり、マイコンから出力されるＰＷＭ信号を積分回路によってＤＣ信号へ変換した信号源を利用することができる。
【００３７】
ここで、上記コンバータのオン期間とオフ期間とを時間的な絶対値としてマイコンなどから直接的に決定する、あるいは、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)などを用いて図２，３のトランジスタＱ２０２のオンオフ期間を直接的に決定することでも、図１のＬＥＤ駆動回路と同様に、ＤＣ調光方式とＰＤＭ調光方式とを組み合わせた調光制御を実現できる。図１のＬＥＤ駆動回路と、こうしたコンバータの発振のオン期間・オフ期間を直接的に決定する方法を用いた制御の違いについて述べる。
【００３８】
図１のＬＥＤ駆動回路では、オン期間はパルス電流値の波高値とチョークコイルのＬ値による電流傾きとから間接的に決定される。また、オフ期間はマイコンなどからのＰＷＭ信号を積分回路によりアナログ回路的な手法によりＤＣ電圧に変換し、そのＤＣ電圧を制御ＩＣであるＩＣ２０１のＺＣＤ端子に接続されるエミッタフォロワ回路に入力することにより実現する。このように、図１のＬＥＤ駆動回路では、コンバータのオン期間・オフ期間の時間的な絶対値で指定しないことより、結果的に発振周波数に入力電圧の周期的な電圧変動（脈流）によるわずかな周波数の揺らぎを持つ。このことにより、不要輻射の特定周波数への集中を防止し、輻射ノイズレベルの低減を可能としている。
【００３９】
前記のとおり、２つのＤＣ電圧源を利用し、調光１００％〜特定の調光度（例えば３０％）まではＬＥＤ駆動電流の電流波高値を変化させるＤＣ調光方式にて調光を実現し、上記特定の調光度以下ではオフ期間を変動させるＰＤＭ調光方式による調光を実現することができる。図１のＬＥＤ駆動回路では、さらに、その上で、効率の向上を目的として下記制御を追加することも可能である。
【００４０】
この場合、可聴最低調光時の発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）、最大調光時の発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）、および最大発振周波数ｆ（ｍａｘ）の間に、ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）＞２０ｋＨｚ，ｆ（ｍａｘ）＞ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）の関係が成り立つようにする（図７参照）。この制御自体は、２つのＤＣ電圧源ＤＣ１，ＤＣ２を作成するマイコン内のソフトウェアにより実現することができる。
【００４１】
尚、本実施の形態のＬＥＤ駆動回路では、発振周波数をマイコンなどから直接的に決定せず、コンバータのスイッチングのオン期間とオフ期間を異なる方法でコンバータに指示している。従って、それらにより決定されるコンバータの発振周波数は、入力電圧のわずかな変動（脈流）の影響を受け、周期的に変動する。このため、上記発振周波数は、実際にはそのセンター値である平均発振周波数を意味するものであるが、ここでは単に発振周波数と記載する。
【００４２】
また、可聴最低調光時とは、電力的に音鳴りが観測される調光率の下限を意味し、従って、この可聴最低調光時未満の調光率の領域では、電力的に音鳴りが観測されないことを意味する。すなわち、音鳴りは発振周波数が可聴周波数以外で観測されないのは自明であるが、可聴周波数帯でも、回路を通過する電力が小さければ発生する音圧が小さく観測されないため、本発明は可聴最低調光時における発振周波数が可聴周波数よりも大きくなるようにしている。
【００４３】
また、最大発振周波数は、全調光領域の中で、コンバータの発振周波数が最大となる時の周波数である。図７に示す制御を行う場合は、調光方式を切り換える時の調光度（例えば３０％）に最大発振周波数となる。
【００４４】
図７に示す制御により、発熱が大きい調光１００％に近い領域での発振周波数が低いため、スイッチングロスが低減され、スイッチング素子（図１のＱ２０２，Ｄ２０９Ａ）での発熱が効果的に抑制できる。
【００４５】
また、ＤＣ調光とＰＤＭ調光との切り換わる調光領域近辺での発振周波数を、調光１００％に近い領域の発振周波数より高くすることにより、この時点での発振周波数が最大発振周波数となる。そして、より調光が低い領域では、この最大発振周波数を基準とし、この最大発振周波数との比率で調光度が決定されるため、最も調光が小さい制御時の発振周波数を高くすることができる。例えば、ＤＣ調光とＰＤＭ調光との切り換わる調光度が３０%で、１％刻みの調光を行うとすれば、可聴最低調光時における発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）を２０ｋＨｚとしても、最大発振周波数ｆ（ｍａｘ）はその３０倍の６００ｋＨｚで良い。
【００４６】
図７に示すような発振周波数の制御を行わない場合、調光１００％時のコンバータの発振周波数を、図７と同程度の発振周波数とすると、調光を絞った際に、可聴調光率の領域で可聴周波数領域となってしまい、構成される電子部品からの音鳴りが問題となる（図８参照）。
【００４７】
また、図９に示すように、可聴調光率の領域で可聴周波数領域とならないような発振周波数とし、ＤＣ調光を行う領域での発振周波数を変化させないとすると、ＤＣ調光を行う領域では常に最大発振周波数となる。この場合は、図７の制御に比べて、調光１００％時の発振周波数が高くなる。しかしながら、この場合であっても、最大発振周波数は可聴周波数上限の２０ｋＨｚの３０倍で済み（ＤＣ調光とＰＤＭ調光との切り換わる調光度が３０%で、１％刻みの調光を行う場合）、全調光領域でＰＷＭ調光を行う従来技術に比べると十分にスイッチングロスを低減する効果が得られるため、図９の制御も本発明に含まれる。
【００４８】
（本実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の変形例）
図１０は、図１中のＤＣ調光率とＰＤＭ調光率を制御するＤＣ信号源、ＤＣ１，ＤＣ２を１つの調光ＰＷＭ信号源から作り出す変形例である。
【００４９】
図１０中における回路部１は、図１に示したＬＥＤ駆動回路と同等の回路である。また、図１０中における回路部２，３は、図５に示したものと同等の回路である。図１０中の右側にある、Ｈ／Ｌ信号とＰＷＭ信号とが制御信号である。Ｈ／Ｌ信号は、３ステートバッファＩＣ Ｕ７０５に直接入力され、そのＧ１端子では内部で反転されるため、Ｈ／Ｌ信号がｈｉｇｈの場合はＡ２端子，Ｙ２端子がアクティブとなり、Ａ２端子の入力がＹ２端子に出力される。一方、Ｙ１端子はＡ１端子の状態によらずハイインピーダンスとなる。
【００５０】
これに従い、図１０の回路はＤＣ調光を選択したことになり、この状態でのＰＷＭ信号は、Ｕ７０５のＡ２端子に入力され、そのままＹ２端子から出力される。Ｙ２端子から出力される信号は、Ｒ７３８，Ｃ７２６で形成される積分回路であるＰＷＭ／ＤＣ変換回路２によりＰＷＭ→ＤＣ変換され、ＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子へ入力される。前記のとおり、ＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子は乗算器入力であり、この端子の電圧レベルによりＬＥＤに流れる電流を調節することができる。図１０のＲ２７２，Ｒ２７３からなる回路は、ＭＵＬＴ端子の絶対値を補正するＤＣレベル補正回路である。このＤＣレベル補正回路は、また、後述するＨ／Ｌ信号をＬｏｗとしてＰＤＭ調光が選択された場合、Ｕ７０５のＹ２端子がハイインピーダンスになった場合の、ＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子の電位を確定する。従って、Ｒ２７２，Ｒ２７３の抵抗値で分圧され決定される電圧値は後述するＰＤＭ調光時のＬＥＤに流れる電流の最大値を決定していることとなる。
【００５１】
一方、Ｈ／Ｌ信号がｌｏｗの場合は、Ａ１端子、Ｙ１端子がアクティブとなり、Ａ１端子の入力がＹ１端子にて出力される。一方、Ｙ２端子はＡ２端子の状態によらずハイインピーダンスとなる。これに従い、図１０の回路はＰＤＭ調光を選択したことになり、この状態でＰＷＭ信号は、Ｑ７０６とＲ７５７とで形成されるＰＷＭ反転回路を通じ、３ステートバッファＩＣ Ｕ７０５のＹ２端子に入力され、Ｕ７０５のＡ２端子から出力される。このＡ２端子から出力されるＰＷＭ信号が、Ｒ７４６でレベル補正された後、Ｒ７０４，Ｃ７０７で形成される積分回路であるＰＷＭ／ＤＣ変換回路３でＰＷＭ→ＤＣ変換され、Ｒ２８０を介してＱ２０７で形成されるエミッタフォロワ回路へ入力される。
【００５２】
図１０右側のＰＷＭ信号のオンデューティと調光率の関係は図１１に示すとおりとなる。すなわち、図１１は、Ｈ／Ｌ信号の平均出力電流とＰＷＭ信号のオンデューティとの関係の一例を示している。
【００５３】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、バックコンバータタイプまたはバックブーストコンバータタイプのＬＥＤ駆動回路に利用することができる。
【符号の説明】
【００５５】
Ｌ２０２ インダクタ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
Ｑ２０２ トランジスタ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
Ｄ２０９Ａ ダイオード（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
Ｃ２１２ コンデンサ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
ＩＣ２０１ 制御ＩＣ
Ｕ７０５ ３ステートバッファＩＣ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バックコンバータタイプまたはバックブーストコンバータタイプのＬＥＤ(Light Emitting Diode)駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＥＤ駆動回路として、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてＬＥＤに定電流を供給し、この電流値を変化させてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動回路が知られている。ＬＥＤに定電流を供給する方法として、抵抗などによって出力電流を検出し、所望の電流が流れるよう、電圧フィードバックする方法がある（例えば、特許文献１）。しかしながら、この方法では一般的に１０％以下の調光領域において、チラつきが発生する問題がある。
【０００３】
これを回避するために、バックコンバータやバックブーストコンバータを使用し、ＰＷＭ（パルス幅変調）調光により調光を行う方法がある（例えば、特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−２０３９８８号公報（２００２年７月１９日公開）
【特許文献２】特開２０１１−７０９５７号公報（２０１１年４月７日公開）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＰＷＭ調光周波数に対して、バックコンバータやバックブーストコンバータの発振周波数が十分高くないと、調光を絞った場合、調光レベルの変化が目に見えてしまいスムースな調光性が失われてしまう。一方、このスムース調光性の問題を回避するためにバックコンバータ、バックブーストコンバータの発振周波数を上げると、スイッチングロスにより、効率が悪化するジレンマがあった。
【０００６】
例えば、バックコンバータタイプのＬＥＤ駆動回路に対して、全灯を１００％として、ｎ％刻みの調光を実現しようとした場合、発振周波数は最低でも調光周波数の１００／ｎ倍の値が必要となる。例えば、コンバータの発振周波数を２００ｋＨｚと仮定し、スムースな調光性を得るために１％刻みで調光しようとすれば、調光周波数は２ｋＨｚとなる。２ｋＨｚは可聴周波数であるため、この場合は電子部品からの音鳴りが危惧される。
【０００７】
上記音鳴りを無くすためには、調光周波数を可聴周波数以上とすればよい。しかしながら、１％刻みの調光を実現するには、発振周波数は、可聴周波数上限の２０ｋＨｚの１００倍、すなわち２ＭＨｚで発振させることが必要となる。発振周波数をこのような高周波数とすることは、スイッチングロスの著しい増加を招き、現実的ではない。
【０００８】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、音鳴りを発生させること無く、スムースなＬＥＤ調光制御を行うことができ、かつ、高効率なＬＥＤ駆動回路を実現することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の課題を解決するために、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動回路であって、特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節する調光方式によって調光制御を行い、前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節する調光方式によって調光制御を行うことを特徴としている。
【００１０】
上記の構成によれば、前記特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節することで調光制御を行うことができるため、調光度を上げる場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数は増加させずに済む。また、前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節することで調光制御を行うため、調光度を上げる場合にはＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数は増加するが、このような調光制御を行う調光領域が全調光領域の一部に限定されているため、発振周波数が増大しすぎることを回避できる。その結果、調光度が最小の場合の発振周波数を、音鳴りを発生しないように可聴周波数（例えば２０ｋＨｚ）以上としても、ＤＣ／ＤＣコンバータの最大発振周波数が増大しすぎることは無く、スイッチングロスの増加を抑制できる。
【００１１】
また、上記ＬＥＤ駆動回路では、可聴最低調光時の平均発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）、最大調光時の平均発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）、および、最大平均発振周波数ｆ（ｍａｘ）は、ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）＞２０ｋＨｚ、かつ、ｆ（ｍａｘ）＞ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）の関係を満たす構成とすることが好ましい。
【００１２】
上記の構成によれば、ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）＞２０ｋＨｚとすることで音鳴りを発生を回避することができる。さらに、ｆ（ｍａｘ）＞ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）とすることで、発熱が大きい調光１００％に近い領域での発振周波数が抑えられ、スイッチングロスをより低減することができる。
【００１３】
また、上記ＬＥＤ駆動回路では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオン期間を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータによって生成されるパルス電流の波高値と前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるインダクタのＬ値による電流傾きとから決定し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオフ期間をアナログ回路的な手法により決定する構成とすることができる。
【００１４】
上記の構成によれば、コンバータのオン期間・オフ期間が時間的な絶対値で指定されることがなく間接的に決定される。その結果、発振周波数に入力電圧の周期的な電圧変動（脈流）によるわずかな周波数の揺らぎを持つ。このことにより、不要輻射の特定周波数への集中を防止し、コンバータのオン期間とオフ期間とを時間的な絶対値としてマイコンなどから直接的に決定する場合に比べ、輻射ノイズレベルを低減することができる。
【００１５】
また、上記ＬＥＤ駆動回路では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオフ期間を調節する機能を有する制御ＩＣを使用し、制御信号であるアナログ信号が、前記制御ＩＣのオフ期間を決定する端子に接続されたエミッタフォロワ回路に入力され、オフ期間を調節することにより、オフ期間を調節する構成とすることができる。
【００１６】
また、上記ＬＥＤ駆動回路では、３ステートバッファＩＣを使用し、単一の調光ＰＷＭ信号源で、ＤＣ調光とＰＤＭ調光を行う構成とすることができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のＬＥＤ駆動回路は、特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節することで調光制御を行うことができるため、調光度を上げる場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数は増加させずに済む。また、前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節することで調光制御を行うため、調光度を上げる場合にはＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数は増加するが、このような調光制御を行う調光領域が全調光領域の一部に限定されているため、発振周波数が増大しすぎることを回避できる。その結果、調光度が最小の場合の発振周波数を、音鳴りを発生しないように可聴周波数（例えば２０ｋＨｚ）以上としても、ＤＣ／ＤＣコンバータの最大発振周波数が増大しすぎることは無く、スイッチングロスの増加を抑制できるとの効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施形態を示すものであり、ＬＥＤ駆動回路の構成を示す回路図である。
【図２】従来のＰＷＭ調光方式を採用するＬＥＤ駆動回路の構成と、励磁時の電流の経路とを示す回路図である。
【図３】従来のＰＷＭ調光方式を採用するＬＥＤ駆動回路の構成と、転流時の電流の経路とを示す回路図である。
【図４】図２，３に示すＬＥＤ駆動回路を用いてＬＥＤの駆動を行った場合の、ＬＥＤ駆動電流を示す図である。
【図５】図１に示すＬＥＤ駆動回路を用いてＰＤＭ調光を行った場合の、ＬＥＤ駆動電流を示す図である。
【図６】図１に示すＬＥＤ駆動回路に使用される、電圧値可変のＤＣ電圧源の構成例を示す回路図である。
【図７】図１に示すＬＥＤ駆動回路を用いて調光制御を行った場合の、コンバータの発振周波数とＬＥＤの調光度との関係を示した図である。
【図８】図７に示す調光制御に対し、ＤＣ調光領域で発振周波数の変動をさせないように変更した場合の、コンバータの発振周波数とＬＥＤの調光度との関係の一例を示した図である。
【図９】図７に示す調光制御に対し、ＤＣ調光領域で発振周波数の変動をさせないように変更した場合の、コンバータの発振周波数とＬＥＤの調光度との関係の一例を示した図である。
【図１０】３ステートバッファＩＣを用いて、単一の調光ＰＷＭ信号源でＤＣ調光とＰＤＭ調光を実現する回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０の回路において、Ｈ／Ｌ信号の平均出力電流とＰＷＭ信号のオンデューティとの関係の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
（ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたＬＥＤ駆動回路の基本構成）
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。本発明は、バックコンバータタイプ、バックブーストコンバータタイプの両方に関し適用できるが、以降の説明ではバックコンバータタイプに適用した場合を例示する。
【００２０】
図２および図３は従来のＰＷＭ調光方式を採用するＬＥＤ駆動回路の典型的な構成を示す回路図である。この回路は、ＳＴマイクロ社製のＬ６５６２を制御ＩＣとして使用した定電流回路を示している。図４は、図２および図３に示すＬＥＤ駆動回路を用いてＬＥＤの駆動を行った場合の、ＬＥＤに流れる電流を示した図である。このＬＥＤ駆動回路は、インダクタＬ２０２、トランジスタＱ２０２、ダイオードＤ２０９ＡおよびコンデンサＣ２１２からなるバックコンバータタイプのＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、単にコンバータと称する）を備えている。
【００２１】
図４中、励磁側と記載された増加直線部は、コンデンサＣ２０６に蓄えられている電荷をＬＥＤに供給して発光させる場合の電流を示している。尚、このＬＥＤ駆動回路は、商用電源からダイオードブリッジを用いた整流回路部によって交流電流を直流化し、この直流電流を平滑コンデンサにて平滑してＬＥＤの駆動電流として用いるものとなっている。但し、図２および図３では、上記整流回路部の図示を省略しており、上記平滑コンデンサにあたるコンデンサＣ２０６のみを図示している。
【００２２】
コンデンサＣ２０６の＋端子から、ＬＥＤ負荷、インダクタＬ２０２、トランジスタＱ２０２、抵抗Ｒ２３３がこの順で直列に接続されている。抵抗Ｒ２３３の他端は接地されている。尚、図２，３では、３つのＬＥＤが直列に接続されてＬＥＤ負荷を構成しているが、ＬＥＤの数は特に限定されるものではない。ＬＥＤの個数が多ければ、複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤ列をさらに並列に接続してもよい。
【００２３】
図４の励磁側電流が流れている期間は、トランジスタＱ２０２がオンしており、コンデンサＣ２０６の＋端子よりＬＥＤ負荷→インダクタＬ２０２→トランジスタＱ２０２→抵抗Ｒ２３３→コンデンサＣ２０６の−端子（ＧＮＤ）の順に電流が流れる。この励磁側電流は、図２の実線矢印にて示すとおり、Ｌ２０２のインダクタを励磁しながら電流が流れるため、その電流波形は傾き一定の増加直線となる。
【００２４】
トランジスタＱ２０２と抵抗２３３との間のノードには抵抗Ｒ２３２が接続されており、抵抗Ｒ２３２のもう一方の端子は制御ＩＣであるＩＣ２０１のＣＳ端子に接続されている。これにより、上記励磁側電流は、Ｒ２３３端子で電圧に変換されＩＣ２０１にて監視される。ＩＣ２０１は、ＣＳ端子で検知した電圧が予め設定された電圧に達するとトランジスタＱ２０２をオフする。トランジスタＱ２０２をオフする信号は、ＩＣ２０１のＣＳ端子ＧＤから、抵抗Ｒ２１８を介してトランジスタＱ２０２のゲートに与えられる。
【００２５】
トランジスタＱ２０２がオフされると、励磁されたインダクタＬ２０２は電流を流し続けようとするが、トランジスタＱ２０２はオフされているので、ダイオードＤ２０９Ａ経由で転流する。ダイオードＤ２０９Ａは、コンデンサ２０６の＋端子とＬＥＤ負荷との間のノードＡと、インダクタＬ２０２とトランジスタＱ２０２との間のノードＢとを接続するように配置されており、ノードＡ側にカソード、ノードＢ側にアノードが接続されている。
【００２６】
トランジスタＱ２０２がオフしている状態の電流は、図４に示す転流側電流であり、このときの電流経路は、図３の実線矢印にて示すとおり、インダクタＬ２０２→ダイオードＤ２０９Ａ→ＬＥＤ負荷→インダクタＬ２０２の経路となる。転流側電流は、インダクタＬ２０２の起電力により流れる電流であるため、図４中、転流側と記載された減少直線部のとおり、電流波形は傾き一定の減少直線となる。
【００２７】
また、ＩＣ２０１のＧＤ端子に接続されている信号線は、抵抗Ｒ２１８の手前のノードＣで枝分かれしており、枝分かれした先はダイオードＤ２０６のアノードに接続されている。ダイオードＤ２０６のカソードには、抵抗Ｒ２１５およびＲ２１６と、コンデンサＣ２１０およびＣ２０９とからなる充放電回路が接続されている。上記充放電回路は、ダイオードＤ２０６のカソードとＧＮＤとの間に、直列接続された抵抗Ｒ２１５およびＲ２１６と、直列接続されたコンデンサＣ２１０およびＣ２０９とを並列に配置してなる。また、抵抗Ｒ２１５とＲ２１６との間のノードと、コンデンサＣ２１０とＣ２０９との間のノードとは、共にＩＣ２０１のＺＣＤ端子に接続されている。
【００２８】
トランジスタＱ２０２のオン時には、ＩＣ２０１のＧＤ端子からダイオードＤ２０６→抵抗Ｒ２１５→コンデンサＣ２０９の経路、およびコンデンサＣ２１０→コンデンサＣ２０９の経路で、コンデンサＣ２０９に電荷が蓄積される。また、この電荷は、トランジスタＱ２０２がオフに転じた瞬間から、抵抗Ｒ２１６を介して放電されてゆく。コンデンサＣ２０９端の電位がこれが接続されているＺＣＤ端子の閾値電位以下となると、ＩＣ２０１はトランジスタＱ２０２を再びオンするように動作する。これによりＬＥＤには図４に示すような脈流が流れ、ＬＥＤは連続的に発光しつづけることとなる。
【００２９】
上述したように、ＩＣ２０１のＣＳ端子が閾値以上となると、トランジスタＱ２０２がオン→オフに転じ、ＩＣ２０１のＺＣＤ端子が閾値以下となるとトランジスタＱ２０２がオフ→オンに転じる。したがって、図２，３に示すコンバータの動作において、ＬＥＤの駆動電流は、図４に示すとおり、電流波高値が一定な脈流電流となる。また、この脈流電流の谷の部分は、ＩＣ２０１のＧＤ端子の電位と、ダイオードＤ２０６を介して充放電される充放電回路の時定数（Ｒ２１５，Ｃ２１０，Ｒ２１６，Ｃ２０９で決定される）とによって決定される。
【００３０】
ここで、ＭＵＬＴ端子に入力される信号の電圧レベルにより、ＩＣ２０１内部の乗算器を変化させることで、ＩＣ２０１のＣＳ端子の閾値を変更することが可能である。ＩＣ２０１のＣＳ端子の閾値を変化させると、これに応じて図４に示す電流波形の電流波高値を変化させるＤＣ調光方式により、ＬＥＤの調光制御が可能となる。
【００３１】
（本実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成）
本実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、図１に示すように、図２，３に示されるＬＥＤ駆動回路に対して、コンデンサＣ２０９の充電電荷を放電するための抵抗Ｒ２１６に相当する放電経路にエミッタフォロワ回路を接続して構成される。エミッタフォロワ回路は、トランジスタＱ２０７，抵抗Ｒ２７０，Ｒ２７７，Ｒ２８０から構成されている。より謡的には、トランジスタＱ２０７のコレクタが、抵抗Ｒ２１５とＲ２１６との間のノード、およびコンデンサＣ２１０とＣ２０９との間のノードに接続され、トランジスタＱ２０７のエミッタが抵抗Ｒ２７０を介して接地されている。トランジスタＱ２０７のベースとエミッタとは、抵抗Ｒ２７７を介して接続されている。さらに、トランジスタＱ２０７のベースは、抵抗Ｒ２８０を介して、ＤＣ電圧源ＤＣ２と接続されている。ＤＣ電圧源ＤＣ２の電圧レベルを変化させることにより、充放電回路の放電時定数を可変にすることができ、コンバータにおけるオフ期間の調整が行える。
【００３２】
さらに、図１に示すＬＥＤ駆動回路が、図２，３に示されるＬＥＤ駆動回路と異なる点は、ＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子にＤＣ電圧源ＤＣ１が接続され、ＭＵＬＴ端子の電圧レベルを可変できる点にある。他の構成は、図２，３に示されるＬＥＤ駆動回路と同じである。
【００３３】
図１に示すＬＥＤ駆動回路では、ＬＥＤの調光動作を実現するに当たって、ＤＣ調光方式と、コンバータのオフ期間変動による調光方式（ＰＤＭ（パルス密度変調）方式）のいずれか、あるいは両方により制御することが可能である。
【００３４】
図１に示すとおり、本ＬＥＤ駆動回路では、電圧値可変のＤＣ電圧源（ＤＣ１，ＤＣ２）を２系統有しており、１系統はＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子に入力される。もう１系統はエミッタフォロワ回路に接続される。調光レベルが１００％から特定の調光度（ここでは仮に３０％とする）の領域では、エミッタフォロワ回路に接続されるＤＣ電圧源ＤＣ２ＤＣ電圧を上限に固定し、ＭＵＬＴ端子に接続されるＤＣ電圧源ＤＣ１のＤＣ電圧を１Ｖから０．３Ｖ程度へ変化させる。これにより、調光度が３０％以上での領域でのＤＣ調光が実現される。
【００３５】
調光度が３０％〜０％の領域では、ＭＵＬＴ端子に接続されるＤＣ電圧を０．３Ｖに固定し、エミッタフォロワ回路に接続されるＤＣ電圧源ＤＣ２のＤＣ電圧を減じていく。これにより、調光度が３０％以下での調光はコンバータの発振のオフ期間を変動させることによってＰＤＭ調光を実現する。ＰＤＭ調光時のＬＥＤに流れる電流波形を図５に示す。尚、ＤＣ調光とＰＤＭ調光とが切り換わる調光度は特に限定されるものではなく、任意の調光度に設定することができる。
【００３６】
上記２系統のＤＣ電圧源は、例えば図６に示すとおり、マイコンから出力されるＰＷＭ信号を積分回路によってＤＣ信号へ変換した信号源を利用することができる。
【００３７】
ここで、上記コンバータのオン期間とオフ期間とを時間的な絶対値としてマイコンなどから直接的に決定する、あるいは、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)などを用いて図２，３のトランジスタＱ２０２のオンオフ期間を直接的に決定することでも、図１のＬＥＤ駆動回路と同様に、ＤＣ調光方式とＰＤＭ調光方式とを組み合わせた調光制御を実現できる。図１のＬＥＤ駆動回路と、こうしたコンバータの発振のオン期間・オフ期間を直接的に決定する方法を用いた制御の違いについて述べる。
【００３８】
図１のＬＥＤ駆動回路では、オン期間はパルス電流値の波高値とチョークコイルのＬ値による電流傾きとから間接的に決定される。また、オフ期間はマイコンなどからのＰＷＭ信号を積分回路によりアナログ回路的な手法によりＤＣ電圧に変換し、そのＤＣ電圧を制御ＩＣであるＩＣ２０１のＺＣＤ端子に接続されるエミッタフォロワ回路に入力することにより実現する。このように、図１のＬＥＤ駆動回路では、コンバータのオン期間・オフ期間の時間的な絶対値で指定しないことより、結果的に発振周波数に入力電圧の周期的な電圧変動（脈流）によるわずかな周波数の揺らぎを持つ。このことにより、不要輻射の特定周波数への集中を防止し、輻射ノイズレベルの低減を可能としている。
【００３９】
前記のとおり、２つのＤＣ電圧源を利用し、調光１００％〜特定の調光度（例えば３０％）まではＬＥＤ駆動電流の電流波高値を変化させるＤＣ調光方式にて調光を実現し、上記特定の調光度以下ではオフ期間を変動させるＰＤＭ調光方式による調光を実現することができる。図１のＬＥＤ駆動回路では、さらに、その上で、効率の向上を目的として下記制御を追加することも可能である。
【００４０】
この場合、可聴最低調光時の発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）、最大調光時の発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）、および最大発振周波数ｆ（ｍａｘ）の間に、ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）＞２０ｋＨｚ，ｆ（ｍａｘ）＞ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）の関係が成り立つようにする（図７参照）。この制御自体は、２つのＤＣ電圧源ＤＣ１，ＤＣ２を作成するマイコン内のソフトウェアにより実現することができる。
【００４１】
尚、本実施の形態のＬＥＤ駆動回路では、発振周波数をマイコンなどから直接的に決定せず、コンバータのスイッチングのオン期間とオフ期間を異なる方法でコンバータに指示している。従って、それらにより決定されるコンバータの発振周波数は、入力電圧のわずかな変動（脈流）の影響を受け、周期的に変動する。このため、上記発振周波数は、実際にはそのセンター値である平均発振周波数を意味するものであるが、ここでは単に発振周波数と記載する。
【００４２】
また、可聴最低調光時とは、電力的に音鳴りが観測される調光率の下限を意味し、従って、この可聴最低調光時未満の調光率の領域では、電力的に音鳴りが観測されないことを意味する。すなわち、音鳴りは発振周波数が可聴周波数以外で観測されないのは自明であるが、可聴周波数帯でも、回路を通過する電力が小さければ発生する音圧が小さく観測されないため、本発明は可聴最低調光時における発振周波数が可聴周波数よりも大きくなるようにしている。
【００４３】
また、最大発振周波数は、全調光領域の中で、コンバータの発振周波数が最大となる時の周波数である。図７に示す制御を行う場合は、調光方式を切り換える時の調光度（例えば３０％）に最大発振周波数となる。
【００４４】
図７に示す制御により、発熱が大きい調光１００％に近い領域での発振周波数が低いため、スイッチングロスが低減され、スイッチング素子（図１のＱ２０２，Ｄ２０９Ａ）での発熱が効果的に抑制できる。
【００４５】
また、ＤＣ調光とＰＤＭ調光との切り換わる調光領域近辺での発振周波数を、調光１００％に近い領域の発振周波数より高くすることにより、この時点での発振周波数が最大発振周波数となる。そして、より調光が低い領域では、この最大発振周波数を基準とし、この最大発振周波数との比率で調光度が決定されるため、最も調光が小さい制御時の発振周波数を高くすることができる。例えば、ＤＣ調光とＰＤＭ調光との切り換わる調光度が３０%で、１％刻みの調光を行うとすれば、可聴最低調光時における発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）を２０ｋＨｚとしても、最大発振周波数ｆ（ｍａｘ）はその３０倍の６００ｋＨｚで良い。
【００４６】
図７に示すような発振周波数の制御を行わない場合、調光１００％時のコンバータの発振周波数を、図７と同程度の発振周波数とすると、調光を絞った際に、可聴調光率の領域で可聴周波数領域となってしまい、構成される電子部品からの音鳴りが問題となる（図８参照）。
【００４７】
また、図９に示すように、可聴調光率の領域で可聴周波数領域とならないような発振周波数とし、ＤＣ調光を行う領域での発振周波数を変化させないとすると、ＤＣ調光を行う領域では常に最大発振周波数となる。この場合は、図７の制御に比べて、調光１００％時の発振周波数が高くなる。しかしながら、この場合であっても、最大発振周波数は可聴周波数上限の２０ｋＨｚの３０倍で済み（ＤＣ調光とＰＤＭ調光との切り換わる調光度が３０%で、１％刻みの調光を行う場合）、全調光領域でＰＷＭ調光を行う従来技術に比べると十分にスイッチングロスを低減する効果が得られるため、図９の制御も本発明に含まれる。
【００４８】
（本実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の変形例）
図１０は、図１中のＤＣ調光率とＰＤＭ調光率を制御するＤＣ信号源、ＤＣ１，ＤＣ２を１つの調光ＰＷＭ信号源から作り出す変形例である。
【００４９】
図１０中における回路部１は、図１に示したＬＥＤ駆動回路と同等の回路である。また、図１０中における回路部２，３は、図５に示したものと同等の回路である。図１０中の右側にある、Ｈ／Ｌ信号とＰＷＭ信号とが制御信号である。Ｈ／Ｌ信号は、３ステートバッファＩＣ Ｕ７０５に直接入力され、そのＧ１端子では内部で反転されるため、Ｈ／Ｌ信号がｈｉｇｈの場合はＡ２端子，Ｙ２端子がアクティブとなり、Ａ２端子の入力がＹ２端子に出力される。一方、Ｙ１端子はＡ１端子の状態によらずハイインピーダンスとなる。
【００５０】
これに従い、図１０の回路はＤＣ調光を選択したことになり、この状態でのＰＷＭ信号は、Ｕ７０５のＡ２端子に入力され、そのままＹ２端子から出力される。Ｙ２端子から出力される信号は、Ｒ７３８，Ｃ７２６で形成される積分回路であるＰＷＭ／ＤＣ変換回路２によりＰＷＭ→ＤＣ変換され、ＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子へ入力される。前記のとおり、ＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子は乗算器入力であり、この端子の電圧レベルによりＬＥＤに流れる電流を調節することができる。図１０のＲ２７２，Ｒ２７３からなる回路は、ＭＵＬＴ端子の絶対値を補正するＤＣレベル補正回路である。このＤＣレベル補正回路は、また、後述するＨ／Ｌ信号をＬｏｗとしてＰＤＭ調光が選択された場合、Ｕ７０５のＹ２端子がハイインピーダンスになった場合の、ＩＣ２０１のＭＵＬＴ端子の電位を確定する。従って、Ｒ２７２，Ｒ２７３の抵抗値で分圧され決定される電圧値は後述するＰＤＭ調光時のＬＥＤに流れる電流の最大値を決定していることとなる。
【００５１】
一方、Ｈ／Ｌ信号がｌｏｗの場合は、Ａ１端子、Ｙ１端子がアクティブとなり、Ａ１端子の入力がＹ１端子にて出力される。一方、Ｙ２端子はＡ２端子の状態によらずハイインピーダンスとなる。これに従い、図１０の回路はＰＤＭ調光を選択したことになり、この状態でＰＷＭ信号は、Ｑ７０６とＲ７５７とで形成されるＰＷＭ反転回路を通じ、３ステートバッファＩＣ Ｕ７０５のＹ２端子に入力され、Ｕ７０５のＡ２端子から出力される。このＡ２端子から出力されるＰＷＭ信号が、Ｒ７４６でレベル補正された後、Ｒ７０４，Ｃ７０７で形成される積分回路であるＰＷＭ／ＤＣ変換回路３でＰＷＭ→ＤＣ変換され、Ｒ２８０を介してＱ２０７で形成されるエミッタフォロワ回路へ入力される。
【００５２】
図１０右側のＰＷＭ信号のオンデューティと調光率の関係は図１１に示すとおりとなる。すなわち、図１１は、Ｈ／Ｌ信号の平均出力電流とＰＷＭ信号のオンデューティとの関係の一例を示している。
【００５３】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、バックコンバータタイプまたはバックブーストコンバータタイプのＬＥＤ駆動回路に利用することができる。
【符号の説明】
【００５５】
Ｌ２０２ インダクタ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
Ｑ２０２ トランジスタ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
Ｄ２０９Ａ ダイオード（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
Ｃ２１２ コンデンサ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
ＩＣ２０１ 制御ＩＣ
Ｕ７０５ ３ステートバッファＩＣ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動回路であって、
特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節する調光方式によって調光制御を行い、
前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節する調光方式によって調光制御を行うことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
【請求項２】
可聴最低調光時の平均発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）、最大調光時の平均発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）、および、最大平均発振周波数ｆ（ｍａｘ）は、
ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）＞２０ｋＨｚ、かつ、ｆ（ｍａｘ）＞ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）
の関係を満たすことを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
【請求項３】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオン期間を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータによって生成されるパルス電流の波高値と前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるインダクタのＬ値による電流傾きとから決定し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオフ期間をアナログ回路的な手法により決定することを特徴とする請求項１または２に記載のＬＥＤ駆動回路。
【請求項４】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオフ期間を調節する機能を有する制御ＩＣを使用し、制御信号であるアナログ信号が、前記制御ＩＣのオフ期間を決定する端子に接続されたエミッタフォロワ回路に入力されることにより、オフ期間を調節することを特徴とする請求項３に記載のＬＥＤ駆動回路。
【請求項５】
３ステートバッファＩＣを用いて、単一の調光ＰＷＭ信号源で、ＤＣ調光とＰＤＭ調光を行うことを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載のＬＥＤ駆動回路。
【請求項６】
ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動方法であって、
特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節する調光方式によって調光制御を行い、
前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節する調光方式によって調光制御を行うことを特徴とするＬＥＤ駆動方法。
【請求項１】
ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動回路であって、
特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節する調光方式によって調光制御を行い、
前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節する調光方式によって調光制御を行うことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
【請求項２】
可聴最低調光時の平均発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）、最大調光時の平均発振周波数ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）、および、最大平均発振周波数ｆ（ｍａｘ）は、
ｆ（ｄｉｍ．ｍｉｎ）＞２０ｋＨｚ、かつ、ｆ（ｍａｘ）＞ｆ（ｄｉｍ．ｍａｘ）
の関係を満たすことを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
【請求項３】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオン期間を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータによって生成されるパルス電流の波高値と前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるインダクタのＬ値による電流傾きとから決定し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオフ期間をアナログ回路的な手法により決定することを特徴とする請求項１または２に記載のＬＥＤ駆動回路。
【請求項４】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのオフ期間を調節する機能を有する制御ＩＣを使用し、制御信号であるアナログ信号が、前記制御ＩＣのオフ期間を決定する端子に接続されたエミッタフォロワ回路に入力されることにより、オフ期間を調節することを特徴とする請求項３に記載のＬＥＤ駆動回路。
【請求項５】
３ステートバッファＩＣを用いて、単一の調光ＰＷＭ信号源で、ＤＣ調光とＰＤＭ調光を行うことを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載のＬＥＤ駆動回路。
【請求項６】
ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてＬＥＤの調光制御を行うＬＥＤ駆動方法であって、
特定の調光度以上の調光度の領域では、ＬＥＤ駆動電流の波高値を調節する調光方式によって調光制御を行い、
前記特定の調光度以下の調光度の領域では、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振のオフ期間を調節する調光方式によって調光制御を行うことを特徴とするＬＥＤ駆動方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１３−４５７５３（Ｐ２０１３−４５７５３Ａ）
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８５１４６（Ｐ２０１１−１８５１４６）
【出願日】平成２３年８月２６日（２０１１．８．２６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月２６日（２０１１．８．２６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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