ＰＷＭ制御を用いたインバ―タの制御方法及び装置
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータの制御装置に係り、特に最小オンパルス幅を確保し、且つ線形特性を得るように改良したＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭ制御により出力電圧を制御するインバータは、ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）等の自己消弧形のスイッチ素子が用いられ、変調周期毎に所定期間だけオン状態となってパルス状の電圧を出力し、その平均電圧を制御している。この場合、スイッチ素子がターンオフするときのサージ電圧を抑制するため、スイッチ素子と並列にスナバ回路のコンデンサが接続される。このコンデンサにサージ電流を吸収することでサージ電圧を抑制している。また、このコンデンサの電圧を初期化するためスイッチング素子をオンにしたとき、一定時間（最小オンパルス幅：例えば100 マイクロ秒程度）オン状態に維持してコンデンサの電荷を放電させるようにしている。
【０００３】この種の従来装置では、図２０（ａ）に示すように変調用三角波（キャリア）ＶCP，ＶCNと電圧基準Ｖ* を比較してコンパレータ出力ＶCMP が最小オンパルス幅Ｔ0 以下となるような低電圧の電圧基準のときはスイッチ素子をオンさせるゲート信号ＶG は最小オンパルス幅Ｔ0 以下にならないように図２０（ｂ）に示すパルス補正部１８０で最小幅をＴ0 に制限して出力している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述した従来装置では最小オンパルス幅Ｔ0 となる基準電圧±Ｖmin 以下の低電圧領域で電圧制御を行うことができなくなり、制御不能領域が生じる問題がある。このような制御不能領域が生じると制御系が不安定となり、高精度の制御を行うことが困難となる。
【０００５】本発明は上記の問題を解消するためなされたもので、その目的はＰＷＭ制御により３相交流電圧を出力するインバータにおいて、最小オンパルス幅を確保すると共に、線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦派の電圧を出力し制御不能領域のないＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法及び装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため、本発明は次のような制御方法及び装置とする。
【０００７】（１）請求項１に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する３相インバータの制御方法において、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定し、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のときあるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードを決定し、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードを決定し、通常モードのときは電圧基準をそのまま使用し、矩形モードに決定されたときは所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正し、零補正モードに決定されたときは前記所定電圧以下となる相の電圧基準を同極性の前記所定電圧に固定すると共に他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正する制御方法とする。
【０００８】（２）請求項３に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御方法において、各相の電圧基準のうち正の最大となる相の電圧基準を負の最小電圧基準または零に固定し、かつ他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第１の電圧基準変換方法と、各相の電圧基準のうち負の最大となる相の電圧基準を正の最小電圧基準または零に固定し、かつ他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第２の電圧基準変換方法とを用い、これら両変換方法を交互に切換える制御方法とする。
【０００９】（３）請求項５に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する３相インバータの制御装置において、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定し、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のときあるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードを決定し、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードを決定するモード決定手段と、このモード決定手段により通常モードに決定されたときは電圧基準をそのまま出力し、矩形モードに決定されたときは所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正した電圧基準を出力し、零補正モードに決定されたときは前記所定電圧以下となる相の電圧基準を同極性の前記所定電圧に固定すると共に他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正した電圧基準を出力する電圧基準変換手段を設け、最小オンパルス幅を確保し、かつ３相線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦波電圧を出力する制御装置とする。
【００１０】（４）請求項７に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、各相の電圧基準のうち唯一１相が素子の最小オンパルス幅に相当する最小電圧基準以下となるときこの相の電圧基準を正の最小電圧基準または負の最小電圧基準に固定し、他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する電圧基準変換手段を設け、この電圧基準変換手段により電圧基準の零クロス近傍でも出力線間電圧を制御可能にした制御装置とする。
【００１１】（５）請求項８に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、線間電圧を変化させることなく、電圧基準の極性を３相全て正または１相のみ零で他の２相を正に変換する第１の電圧基準変換手段と、電圧基準の極性を３相全て負または１相のみ零で他の２相を負に変換する第２の電圧基準変換手段と、これら第１及び第２の電圧基準変換手段の出力信号のうちどちらを各相の電圧基準として採用するかを交互に切換える切換手段とを設け、低電圧領域でも出力電圧を制御可能にした制御装置とする。
【００１２】（６）請求項９に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、各相の電圧基準のうち正の最大となる相の電圧基準を正の最大基準電圧に固定し他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第１の電圧基準変換手段と、各相の電圧基準のうち負の最大となる相の電圧基準を負の最大基準電圧に固定し他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第２の電圧基準変換手段と、これら第１及び第２の電圧基準変換手段の出力信号のうちどちらを各相の電圧基準として採用するかを交互に切換える切換手段とを設け、低電圧領域でも出力電圧を制御可能にした制御装置とする。
【００１３】
【作用】（１）請求項１に対応する発明の制御方法おいては、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定され、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のとき、あるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードに決定され、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で、他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードに決定される。
【００１４】矩形モードに決定されたとき、所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定し、零補正モードに決定されたとき前記所定電圧以下となる相の電圧基準と同極性の前記所定電圧に固定する。
【００１５】（２）請求項３に対応する発明の制御方法においては、第１の電圧基準変換方法と第２の電圧基準変換方法とを交互に切換えることにより、電圧基準は最小オンパルス幅以下のパルスを出力せず、しかも線間電圧は連続した正弦波となる電圧基準に変換されるので、電圧基準の切換時に最小オンパルス幅以下のパルスを出力しないように切換タイミングを選択することで、最小オンパルスを含むことなく、しかも線間電圧は連続した正弦波となるパルス列を得ることができる。
【００１６】（３）請求項５に対応する発明の制御装置においては、モード決定手段は上述の制御方法の場合と同様にして通常モード、矩形モード、零補正モードを決定し、矩形モード及び零補正モードが決定されたとき、電圧基準変換手段は上述の制御方法の場合と同様にして電圧基準の補正を行う。また電圧基準補正手段はインバータとして３レベルの電圧を出力する中性点クランプ式のインバータを使用するとき、矩形モードにおいて１相の電圧基準を零電圧に固定して所定周期だけスイッチングを停止させる。
【００１７】（４）請求項７に対応する発明の制御装置においては、電圧基準の零クロス近傍でも最小オンパルス幅以下のパルスを出力することなく低出力電圧を制御することが可能となり、さらに電圧基準の最大値近傍でも最小オフパルス幅以下のパルスを出力することなく高出力電圧を制御するすることが可能となるので、スイッチング回数を増加することなく低電圧領域から高電圧領域まで出力線間電圧を線形に制御することができる。
【００１８】（５）請求項８に対応する発明の制御装置においては、第１の電圧基準変換手段と第２の電圧変換手段を交互に切換えることにより、３相全てが正または負に切換わる毎に新たな電圧基準が得られるので、低電圧領域においても正極性モードと負極性モードとを交互に切換えるためのスイッチング素子の熱分担を平衡に保つことができしかも出力線間電圧を線形に制御することができる。
（６）請求項９に対応する発明の制御装置においては、上記（５）と同様の作用となるが、上記（５）に比べて構成の簡略化を図ることができる。
【００１９】
【実施例】以下本発明の実施例を図面を参照して説明する。図１は本発明によるＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置の第１の実施例を示すブロック図である。
【００２０】図１において、コントローラ１はベクトル制御等により３相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）を出力し、インバータの制御（例えば電動機の速度制御等）を行うものである。モード決定部２は３相の電圧基準Ｖ* が出力される度に図２に示すアルゴリズムに従って通常モード、矩形モード、零補正モードの何ずれかのモードを決定する。すなわち、すべての相の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin より大きいとき通常モードが選択される。また、３相のうち２相以上の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin 以下のとき、あるいは３相のうち２相の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin の２倍以下で異符号のとき矩形モードが選択される。さらに、３相のうち１相の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin 以下で２相の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin の２倍以下で同符号のとき零補正モードが選択される。
【００２１】モード決定部２は、上記３種のモードの何ずれか１つを選択した後、更に図３に示すように詳細なモード（Ｍｏｄｅ＝０〜±６）の何ずれか１つを選択する。通常モードのときは、図３（ａ）に示すように一義的にＭｏｄｅ＝０が選択される。
【００２２】矩形モードの場合は、図３（ｂ）に示すように３相電圧基準Ｖ* を掛け合わせることから電圧基準の位相でおよそ６０°毎に符号が変化する信号PNFLG を得る。次に信号PNFLG が正のとき、すなわちＶ* が１相のみ正で他の２相が負のときは３相の中で正の最大値となる電圧基準を選ぶ。これがＶU * ならばＭｏｄｅ＝−１とし、ＶV * ，ＶW * ならそれぞれＭｏｄｅ＝−２，−３とする。信号PNFLG が負のときは３相の中で負の最大値となる基準を選び、これがＶU * ，ＶV *，ＶW * ならそれぞれＭｏｄｅ＝１，２，３とする。
【００２３】零補正モードの場合は、１相のみが最小基準電圧Ｖmin 以下となるので、図３（ｃ）に示すようにＶmin 以下となる相（ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）とその極性によってＭｏｄｅ＝（±４〜±６）を決定する。電圧基準変換部３は、通常モード、矩形モード、零補正モードに応じて次のように電圧基準Ｖ* を補正して新たな電圧基準Ｖ**を出力する。
（ａ）通常モードのときモード決定部２はＭｏｄｅ＝０を選択し、新たな電圧基準Ｖ**として元の電圧基準Ｖ* をそのまま出力する。
Ｖ**（＝ＶU **，ＶV **，ＶW **）＝Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）
……（１）
（ｂ）矩形モードのとき
【００２４】モード決定部２はＭｏｄｅ＝±１〜±３を選択し、新たな電圧基準Ｖ**として最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の最小電圧基準電圧Ｖmin あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準線間電圧が元の値と変らないようにシフトして出力する。例えば、Ｕ相の電圧基準ＶU * が最も大きく正の場合、各相の電圧基準は次のように補正される。
ＶU **＝−ＶminＶV **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（２）
また、ＶU * が最も大きく負の場合、各相の電圧基準は次のように補正される。
ＶU **＝ＶminＶV **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（３）
この矩形モードにおける動作波形を図４に示す。図４において、ＶU ，ＶV ，ＶW は相電圧、ＶUV，Ｖvw，ＶWUは線間電圧を示す。
【００２５】図４に示すように、この実施例ではおよそ６０°毎にＭｏｄｅが切換えられ、それぞれのＭｏｄｅの範囲において最大となる相の電圧基準が逆極性の最小基準電圧Ｖmin に固定され、他相の電圧基準が線間電圧が元の値と変らないようにシフトされている。この矩形モードでは、およそ６０°毎に３相すべてが正または負に切換わるので、これを６０°切換方式と称する。
（ｃ）零補正モードのとき
【００２６】モード決定部２はＭｏｄｅ＝±４〜±６を選択し、新たな電圧基準Ｖ**として零クロスする相の電圧基準を最小電圧基準Ｖmin に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値と変らないようにシフトして出力する。例えばＵ相の電圧基準ＶU * が正側から負側に零クロスする場合、各相の電圧基準は次のように補正される。
ＶU **＝ＶminＶV **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（４）
また、ＶU * が負側から正側に零クロスする場合、各相の電圧基準は次のように補正される。
ＶU **＝−ＶminVV **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（５）
この零補正モードにおける動作波形を図５に示す。
【００２７】データラッチ７は電圧基準変換部３の出力Ｖ**を記憶保持するもので、切換タイミング選択部４は電圧基準変換部３から得られたＶ**とデータクラッチ７に保持された前回のＶ**とから図６に示す４種の切換タイミング０Ｘ，１Ｘ，２Ｘ，３Ｘの何ずれか１つを選択する。タイミング／キャリア比較部５はデータラッ７の内容を更新するか否かを決定する。
【００２８】切換タイミング回路６は切換タイミング選択部４で選択されたタイミングでデータラッチ８の出力を書換え、コンパレータ９はデータラッチ８からのＶ**とキャリアを比較してゲート信号を出力する。
【００２９】上記構成において、コントローラ１、モード決定部２、電圧基準変換部３、切換タイミング選択部４、タイミング／キャリア比較部５、データラッチ７はソフトウエアで構成され、これらを総称してＣＰＵ１０とする。
【００３０】ＣＰＵ１０のデータロード、すなわちコントローラ１のデータ入力は図６に示す正側キャリアの谷（０Ｘ）と山（２Ｘ）の時点で行われ、３相の電圧基準Ｖ*が出力される。
【００３１】切換タイミング選択部４は、今回出力された電圧基準Ｖ**（ｋ）とデータラッチ７に保持された前回の電圧基準Ｖ**（ｋ−１）から図７に示す流れ図に従って切換タイミングTChgｘ＝０Ｘ〜３Ｘを選択し、２bit データ（00〜11）で出力する。
【００３２】切換タイミング回路６は、図８に示すように２bit の切換タイミング信号TChgｘと２bit のキャリア位相信号とを比較し、これらが等しいときデータラッチ８の内容を書換える信号を出力する。なお、２bit のキャリア位相信号はキャリア信号を４等分して０Ｘ〜３Ｘの位相範囲を区別することで得られる。また、図のＬ，Ｈは下位桁、上位桁を意味する。
【００３３】これにより図９（ａ），（ｂ）に示すように電圧基準Ｖ**の符号が変化しないときは０Ｘか２Ｘのタイミングで切換わり、符号が変化するときは１Ｘか３Ｘのタイミングで切換わる。この場合、０，２識別信号９０は０が与えられ、０Ｘと２Ｘを区別しないようにしている。また、切換時点の前後で電圧基準Ｖ**とキャリアＶCP，ＶCNが交鎖してスイッチングが行われないように決定される。
【００３４】もし、上述の構成とせず切換タイミングを０Ｘと２Ｘあるいは１Ｘと３Ｘに固定すると図９（ｃ）あるいは（ｄ）に示すように電圧基準Ｖ**が書換えられた時点（零電圧付近あるいは高電圧領域）において電圧基準Ｖ**とキャリアＶCP，ＶCNとがクロスして最小オンパルス幅以下のパルスが発生する危険が生じる。
【００３５】タイミング／キャリア比較部５は上述した２bit の切換タイミング信号Tchgxと２bit のキャリア位相信号を比較してデータラッチ７の内容を更新し、常に正しい切換タイミングを選択するように作用する。
【００３６】例えば、タイミング０ａでデータロードを行い、切換タイミングが１ａとなった場合、この信号の出力はタイミング２ａの手前で行われるので、データラッチ８の出力はタイミング２ａから０ｂの間で書換えられなくなる。この状態で次回の切換タイミングの選択を行うと正しい結果が得られなくなるので、このような状態のときはデータクラッチの内容を更新しないようにしている。
【００３７】ＧＴＯを用いてＰＷＭ制御を行う場合、不完全なオフゲートパルスを与えるとＧＴＯ内部の一部に電流集中が生じ、素子が損傷する虞があるので、最小オフパルス幅以下にならないようにしている。即ち、図９（ｅ）に示すように電圧基準Ｖ**がキャリアの最大値に近い最大電圧基準±Ｖmax を超える領域ＴMP，ＴMNにおいて最小オフパルス幅以下となる場合が生じるので、切換タイミング回路６にこの領域ＴMP，ＴMNを全オン状態に切換える機能を設けている。
【００３８】即ち、この切換タイミング回路６においては、切換え時に最小オフパルス幅の１／２の幅のパルスが出力されないように正の最大電圧出力区間ＴMPの開始点と終了点は共にタイミング０Ｘ（谷）で切換え、負の最大電圧出力区間ＴMNの開始点と終了点はタイミング２Ｘ（山）で切換えるようにしている。この場合、０，２識別信号９０を１にセットして０Ｘと２Ｘを区別し、正の最大電圧出力区間か負の最大電圧出力区間かを判別する。
【００３９】本実施例の矩形モード（６０°切換方式）では電圧基準を変換することによって符号が変化する相は、正または負の最大値となる１相なので、電圧基準変換部３の矩形モードにおける正あるいは負の最大となる３相の電圧基準を負あるいは正の最小電圧基準Ｖmin に固定する補正の代りに正あるいは負の最大となる相の電圧基準を零に固定するように補正することができる。
【００４０】図１０はこの場合の電圧基準とＰＷＭ制御された出力電圧（相電圧及び線間電圧）の波形例を示したもので、Ｕ相の電圧基準Ｖu * の正あるいは負の最大となる期間ＴUPあるいはＴUNが補正された電圧基準ＶU **では零となっている。
【００４１】中性点クランプ式インバータの主回路は、図１１に示すように直流電圧源１０４のＰ，Ｎ間に備えた２個のコンデンサ１０３により中性点電圧が設けられ、このインバータ出力ＶU 〜ＶW を中性点電圧にクランプすることにより零電圧を出力することができ、直流電圧源のＰ，Ｎの電位と３レベルの出力が得られる。この中性点クランプ式インバータを用いて上述のように零電圧に固定すれば、スイッチング回数を大幅に低減することができ、スイッチング損失が低減するので、運転効率の向上したインバータが得られる。更に、スイッチ素子に流れる電流が正方向と負方向に交互に平衡して流れるので、スイッチ素子の発熱が平衡し、利用率が良くなる。また、零相補正モードにより電圧基準の零クロス近傍でも最小オンパルス幅以下のパルスを出力することなく出力電圧を制御することが可能となり、更に電圧基準の最大値近傍でも最小オフパルス幅以下のパルスを出力することなく高出力電圧を制御することが可能となり、低電圧領域から高電圧領域までの全出力電圧領域に亘り線間電圧を線形に制御することができ、高精度の制御の可能なインバータが得られる。次に本発明の他の実施例について説明する。
【００４２】第２の実施例として、図１に示すモード決定部２において、３相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）の中に最小電圧基準Ｖmin 以下の電圧基準がある場合は零補正モードに、ない場合には通常モードを選択するようにし、零補正モードの場合は図３（ｃ）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のうちＶmin 以下となる相と、その極性によってＭｏｄｅ（±４〜±６）を決定するようにしたものである。
【００４３】また、電圧基準変換部３においては、モード決定部で求められたＭｏｄｅにより次式に従って電圧基準Ｖ* を変換し、図５に示すような新たな電圧基準Ｖ**を出力するようにしたものである。
３相のうちでＶU * のみが０以上、Ｖmin 以下の場合（Ｍｏｄｅ＝４）
ＶU **＝ＶminＶV **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（６）
３相のうちでＶU * のみが−Ｖmin 以上０以下の場合（Ｍｏｄｅ＝−４）
ＶU **＝−ＶminＶV **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（７）
このようにすることで、相電圧では不連続となるが、相電圧の差である線間電圧では連続した正弦波の電圧基準が得られる。
【００４４】この第２の実施例によれば、電圧基準の零クロス近傍でも最小オンパルス幅以下のパルスを出力することなく低出力電圧の制御が可能となり、さらに電圧基準の最大値近傍でも最小オフパルス幅以下のパルスを出力することなく、高出力電圧の制御が可能となるので、中性点クランプ式インバータに適用した場合、スイッチング回数を増加することなく、停電圧領域から高電圧領域まで出力線間電圧を線形に制御することができる。
【００４５】第３の実施例として、図１に示すモード決定部２において、３相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）の中から正の最大値を選ぶ方式と負の最大値を選ぶ方式とをＵ相電圧基準の位相でおよそ６０°毎に切換え、正の最大値を選ぶ方式において例えばＵ相が正の最大ならＭｏｄｅ＝−１とし、負の最大値を選ぶ方式において例えばＵ相が負の最大ならＭｏｄｅ＝１という具合に６種類のモードに分けて出力するようにしたものである。
【００４６】また、電圧基準変換部３においては、モード決定部で求められたＭｏｄｅにより、ＶU * が３相のうち正の最大値のときＭｏｄｅ＝−１として上記（７）式に従って新たな電圧基準ＶU **，ＶV **，ＶW **を得、ＶU * が３相のうち負の最大値のときＭｏｄｅ＝１として上記（６）式に従って新たな電圧基準ＶU **，ＶV **，ＶW **を得ることで、相電圧では不連続となるが、相電圧の差である線間電圧では連続した正弦波の基準電圧を得ることができる。この第３の実施例にあっても前述と同様の効果を得ることができる。図１２は本発明の第４及び第５の実施例を示すブロック図である。
【００４７】図１２において、第４の実施例としては、図１の切換タイミング選択部４、タイミング／キャリア比較部５、データクラッチ７を省略し、切換タイミング回路６の代りにタイミング回路６Ａを設け、このタイミング回路６Ａは正側キャリアの谷（０Ｘ）と山（２Ｘ）の固定したタイミングで電圧基準を切換えるようにしている。
【００４８】この場合、前述したように電圧基準の切換時に最小オンパルス幅あるいは最小オフパルス幅の１／２の幅のパルスが発生することがあるので、この実施例を用いる場合は最小オンパルス幅及び最小オフパルス幅の２倍のパルス幅となるように予め最小電圧基準Ｖmin 及び最大電圧基準Ｖmax を設定する。この第４の実施例によれば、簡潔な構成で前述と同様に全出力電圧領域で線間電圧を線形に制御することができる。
【００４９】また、図１２において、第５の実施例として、電圧基準Ｖ**が零クロス近傍なのか、最大電圧近傍なのかを判別するレベル検出部１１と、この判定結果に基づいてコンパレータ９から出力されるゲート信号の最小オンパルス幅あるいは最小オフパルス幅に固定したゲート信号に変換して出力するパルス補正部１２を設ける構成としても同様の効果を得ることができる。
【００５０】また、モード決定部２の矩形モードにおけるアルゴリズムは図１３に示す方法で実施することができ、図１３（ａ）を第６の実施例、図１３（ｂ）を第７の実施例として説明する。
【００５１】第６の実施例は、矩形モードに切換えられたとき一定周期毎に与えられるクロックパルスを計数するカウンタを設け、一定クロック数（Count)に達する度にカウンタの内容を零クリアすると共にフラグ（PNFLG)の符号を反転させる機能を設け、このPNFLG の符号に応じて前述と同様にＭｏｄｅ＝±１〜±３の判定を行うようにする。この方式は電圧基準Ｖ* の周波数とは無関係に一定時間毎にPNFLGの符号を変化させるので、矩形モードの時間切換方式と称する。この方式を用い、２０msec毎にPNFLG の反転させたときの波形例を図１４に示す。
【００５２】この第６の実施例によれば、電圧基準Ｖ* の周波数に関係なく一定時間毎に正側と負側のスイッチング素子が導通するので、低周波領域並びに直流出力においてスイッチ素子の温度上昇の変動幅を少なくすることができ、その分だけ利用率の向上したインバータが得られる。
【００５３】第７の実施例は図１３（ｂ）に示すように矩形モードに切換えたとき、電圧基準Ｖ* の周波数が所定周波数以上か否かを検出する判定手段を設け、所定周波数以上なら図３（ｂ）と同様にＭｏｄｅ判定を行い、否ならば図１３（ａ）と同様にＭｏｄｅ判定を行うようにしたものである。
【００５４】この方式を用いて電圧基準Ｖ* の周波数を５Ｈz から１０Ｈz まで変化させ、８．３Ｈz 付近で時間切換方式から６０°切換方式に切換えたときの波形例を図１５に示す。
【００５５】この第７の実施例によれば、低周波領域あるいは直流出力時に時間切換方式によりスイッチ素子の温度上昇の変動を抑制し、その分だけ利用率を向上させることができ、また通常の周波数においては６０°切換方式によりスイッチング回数を大幅に低減し、効率のよい運転を行うことが可能となる。図１６は本発明の第８の実施例としてＰＷＭ制御を中性点クランプ式インバータに適用する場合の構成図を示すものである。
【００５６】図１６において、コントローラ１１はベクトル制御等により、３相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）を出力し、インバータの制御（電動機の速度制御等）を行うものである。
【００５７】モード決定部１２は３相の電圧基準Ｖ* が出力される度に、図１７に示すようにタイマーによってＰ，Ｎ切換周期（Ｔ）毎に正負切換信号PNFLG を１または−１にセットする。次にPNFLG が１のときは３相の中で正の最大値となる電圧基準を選ぶ。これがＶU * ならばモード１とし、ＶV * ，ＶW * ならばそれぞれモード２，３とする。また、PNFLG が−１のときは３相のなかで負の最大値となる基準を選び、これがＶU * ，ＶV * ，ＶW * ならそれぞれモード−１，−２，−３とする。このようにモード決定部１２から６種類のモードが出力される。電圧基準変換部１３はこれらのモードに応じて次のように電圧基準Ｖ* を補正して新たな電圧基準Ｖ**を出力する。
ＶU * が３相のうち正の最大値のとき（Ｍｏｄｅ＝１）
ＶU **＝ＶmaxＶV **＝Ｖmax −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝Ｖmax −（ＶU * −ＶW * ）
……（８）
ＶU * が３相のうち負の最大値のとき（Ｍｏｄｅ＝−１）
ＶU **＝−ＶmaxＶV **＝−Ｖmax −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝−Ｖmax −（ＶU * −ＶW * ）
……（９）
但し、Ｖmax は最大電圧基準である。図１８は第８の実施例における電圧基準、相電圧、線間電圧の波形図を示している。上記構成において、コントローラ１１，モード決定部１２，電圧基準変換部１３はソフトウェアで構成され、これらを総称してＣＰＵ１５とする。以上の変換方式により、相電圧では不連続となるが、相電圧の差である線間電圧では連続した正弦波の電圧基準Ｖ**が出力される。コンパレータ１４はこの電圧基準Ｖ**とキャリアを比較し、インバータゲート信号を出力する。
【００５８】従って、上記構成において、電圧基準ＶU * は電圧基準変換部１３で最小オンパルス幅以下のパルスを出力せず、しかも線間電圧は連続した正弦波となる電圧基準のＶ**に変換されるので、インバータの出力周波数が低い場合でもスイッチング素子の温度上昇にバラツキを生じることなく、出力線間電圧を線形に制御することが可能となる。
【００５９】第９の実施例として、図１６に示す構成において、モード決定部１２でタイマーによってＰＮ切換周期（Ｔ）毎に正負切換信号PNFLG を１または−１にセットし、電圧基準変換部１３でPNFLG に応じて次式に示すＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）に一定電圧基準を重畳することによって、図１９に示すようにＰＮ切換周期（Ｔ）毎に３相すべてが正または負に切換わる新たな電圧基準Ｖ**が得られるようにしたものである。
PNFLG ＝１のときＶU **＝ＶU * ＋１／２・ＶmaxＶV **＝ＶV * ＋１／２・ＶmaxＶW **＝ＶW * ＋１／２・Ｖmax………（１０）
PNFLG ＝−１のときＶU **＝ＶU * −１／２・ＶmaxＶV **＝ＶV * −１／２・ＶmaxＶW **＝ＶW * −１／２・Ｖmax………（１１）
但し、Ｖmax は最大電圧基準； ＶU * ≦１／２・Ｖmax である。
【００６０】この第９の実施例によれば、構成を簡略でき、しかも第８の実施例と同様にインバータの出力周波数が低い場合でもスイッチング素子の温度上昇にバラツキを生じることなく、出力線間電圧を線形に制御することができる。
【００６１】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、ＰＷＭ制御により３相交流電圧を出力するインバータにおいて、最小オンパルス幅を確保すると共に、線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦派の電圧を出力し制御不能領域のないＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法及び装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置の要部構成を示す第１乃至第３の実施例を説明するための構成図。
【図２】上記第１の実施例のモード決定部における通常モード、矩形モード、零補正モードの決定アルゴリズムを示す流れ図。
【図３】上記通常モード、矩形モード、零補正モードの各モード内を更に細分したモードに分割する流れ図。
【図４】上記第１の実施例の矩形モードにおける動作波形図。
【図５】上記第１の実施例の零補正モードにおける動作波形図。
【図６】上記第１の実施例の作用を説明するためのタイミング図。
【図７】上記第１の実施例における切換タイミング選択部のタイミング決定を示す流れ図。
【図８】上記第１の実施例における切換タイミング回路の具体的な回路図。
【図９】上記第１の実施例における電圧基準Ｖ**の切換タイミングを説明するための図で、（ａ），（ｂ）は第１の実施例の構成とした場合、（ｃ）は切換タイミングを０Ｘ，２Ｘに、（ｄ）は切換タイミングを１Ｘ，３Ｘに固定した場合を示し、（ｅ）は最大電圧基準±Ｖmax を越える場合の全オン状態に切換えるタイミングを示す波形図。
【図１０】上記第１の実施例の矩形モードにおいて、正または負の最大となる相の電圧基準を零に補正した場合の動作波形図。
【図１１】中性点クランプ式インバータの主回路の要部構成図。
【図１２】本発明の第４及び第５の実施例を説明するための構成図。
【図１３】本発明による第６及び第７の実施例を示す図で、図１及び図１２のモード決定部の矩形モードにおける細分モード決定アルゴリズムを変えたもので、（ａ）は第６の実施例の流れ図、（ｂ）は第７の実施例の流れ図である。
【図１４】上記第６の実施例の矩形モードにおける動作波形図。
【図１５】上記第７の実施例の矩形モードにおける動作波形図。
【図１６】本発明の第８及び第９の実施例を示す構成図。
【図１７】上記第８及び第９の実施例におけるモード決定部の流れ図。
【図１８】上記第８の実施例における電圧基準、相電圧基準、線間電圧基準の波形図。
【図１９】上記第９の実施例における電圧基準、相電圧基準、線間電圧基準の波形図。
【図２０】従来のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置を説明するためのもので、（ａ）は要部構成図、（ｂ）は制御不能領域を示す図。
【符号の説明】
１……コントローラ、２……ミード決定部、３……電圧基準変換部、４……切換タイミング選択部、５……タイミング／キャリア比較部、６……切換タイミナグ回路、データラッチ、９……コンパレータ。
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータの制御装置に係り、特に最小オンパルス幅を確保し、且つ線形特性を得るように改良したＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭ制御により出力電圧を制御するインバータは、ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）等の自己消弧形のスイッチ素子が用いられ、変調周期毎に所定期間だけオン状態となってパルス状の電圧を出力し、その平均電圧を制御している。この場合、スイッチ素子がターンオフするときのサージ電圧を抑制するため、スイッチ素子と並列にスナバ回路のコンデンサが接続される。このコンデンサにサージ電流を吸収することでサージ電圧を抑制している。また、このコンデンサの電圧を初期化するためスイッチング素子をオンにしたとき、一定時間（最小オンパルス幅：例えば100 マイクロ秒程度）オン状態に維持してコンデンサの電荷を放電させるようにしている。
【０００３】この種の従来装置では、図２０（ａ）に示すように変調用三角波（キャリア）ＶCP，ＶCNと電圧基準Ｖ* を比較してコンパレータ出力ＶCMP が最小オンパルス幅Ｔ0 以下となるような低電圧の電圧基準のときはスイッチ素子をオンさせるゲート信号ＶG は最小オンパルス幅Ｔ0 以下にならないように図２０（ｂ）に示すパルス補正部１８０で最小幅をＴ0 に制限して出力している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述した従来装置では最小オンパルス幅Ｔ0 となる基準電圧±Ｖmin 以下の低電圧領域で電圧制御を行うことができなくなり、制御不能領域が生じる問題がある。このような制御不能領域が生じると制御系が不安定となり、高精度の制御を行うことが困難となる。
【０００５】本発明は上記の問題を解消するためなされたもので、その目的はＰＷＭ制御により３相交流電圧を出力するインバータにおいて、最小オンパルス幅を確保すると共に、線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦派の電圧を出力し制御不能領域のないＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法及び装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため、本発明は次のような制御方法及び装置とする。
【０００７】（１）請求項１に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する３相インバータの制御方法において、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定し、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のときあるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードを決定し、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードを決定し、通常モードのときは電圧基準をそのまま使用し、矩形モードに決定されたときは所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正し、零補正モードに決定されたときは前記所定電圧以下となる相の電圧基準を同極性の前記所定電圧に固定すると共に他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正する制御方法とする。
【０００８】（２）請求項３に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御方法において、各相の電圧基準のうち正の最大となる相の電圧基準を負の最小電圧基準または零に固定し、かつ他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第１の電圧基準変換方法と、各相の電圧基準のうち負の最大となる相の電圧基準を正の最小電圧基準または零に固定し、かつ他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第２の電圧基準変換方法とを用い、これら両変換方法を交互に切換える制御方法とする。
【０００９】（３）請求項５に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する３相インバータの制御装置において、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定し、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のときあるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードを決定し、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードを決定するモード決定手段と、このモード決定手段により通常モードに決定されたときは電圧基準をそのまま出力し、矩形モードに決定されたときは所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正した電圧基準を出力し、零補正モードに決定されたときは前記所定電圧以下となる相の電圧基準を同極性の前記所定電圧に固定すると共に他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正した電圧基準を出力する電圧基準変換手段を設け、最小オンパルス幅を確保し、かつ３相線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦波電圧を出力する制御装置とする。
【００１０】（４）請求項７に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、各相の電圧基準のうち唯一１相が素子の最小オンパルス幅に相当する最小電圧基準以下となるときこの相の電圧基準を正の最小電圧基準または負の最小電圧基準に固定し、他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する電圧基準変換手段を設け、この電圧基準変換手段により電圧基準の零クロス近傍でも出力線間電圧を制御可能にした制御装置とする。
【００１１】（５）請求項８に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、線間電圧を変化させることなく、電圧基準の極性を３相全て正または１相のみ零で他の２相を正に変換する第１の電圧基準変換手段と、電圧基準の極性を３相全て負または１相のみ零で他の２相を負に変換する第２の電圧基準変換手段と、これら第１及び第２の電圧基準変換手段の出力信号のうちどちらを各相の電圧基準として採用するかを交互に切換える切換手段とを設け、低電圧領域でも出力電圧を制御可能にした制御装置とする。
【００１２】（６）請求項９に対応する発明は、各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、各相の電圧基準のうち正の最大となる相の電圧基準を正の最大基準電圧に固定し他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第１の電圧基準変換手段と、各相の電圧基準のうち負の最大となる相の電圧基準を負の最大基準電圧に固定し他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第２の電圧基準変換手段と、これら第１及び第２の電圧基準変換手段の出力信号のうちどちらを各相の電圧基準として採用するかを交互に切換える切換手段とを設け、低電圧領域でも出力電圧を制御可能にした制御装置とする。
【００１３】
【作用】（１）請求項１に対応する発明の制御方法おいては、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定され、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のとき、あるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードに決定され、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で、他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードに決定される。
【００１４】矩形モードに決定されたとき、所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定し、零補正モードに決定されたとき前記所定電圧以下となる相の電圧基準と同極性の前記所定電圧に固定する。
【００１５】（２）請求項３に対応する発明の制御方法においては、第１の電圧基準変換方法と第２の電圧基準変換方法とを交互に切換えることにより、電圧基準は最小オンパルス幅以下のパルスを出力せず、しかも線間電圧は連続した正弦波となる電圧基準に変換されるので、電圧基準の切換時に最小オンパルス幅以下のパルスを出力しないように切換タイミングを選択することで、最小オンパルスを含むことなく、しかも線間電圧は連続した正弦波となるパルス列を得ることができる。
【００１６】（３）請求項５に対応する発明の制御装置においては、モード決定手段は上述の制御方法の場合と同様にして通常モード、矩形モード、零補正モードを決定し、矩形モード及び零補正モードが決定されたとき、電圧基準変換手段は上述の制御方法の場合と同様にして電圧基準の補正を行う。また電圧基準補正手段はインバータとして３レベルの電圧を出力する中性点クランプ式のインバータを使用するとき、矩形モードにおいて１相の電圧基準を零電圧に固定して所定周期だけスイッチングを停止させる。
【００１７】（４）請求項７に対応する発明の制御装置においては、電圧基準の零クロス近傍でも最小オンパルス幅以下のパルスを出力することなく低出力電圧を制御することが可能となり、さらに電圧基準の最大値近傍でも最小オフパルス幅以下のパルスを出力することなく高出力電圧を制御するすることが可能となるので、スイッチング回数を増加することなく低電圧領域から高電圧領域まで出力線間電圧を線形に制御することができる。
【００１８】（５）請求項８に対応する発明の制御装置においては、第１の電圧基準変換手段と第２の電圧変換手段を交互に切換えることにより、３相全てが正または負に切換わる毎に新たな電圧基準が得られるので、低電圧領域においても正極性モードと負極性モードとを交互に切換えるためのスイッチング素子の熱分担を平衡に保つことができしかも出力線間電圧を線形に制御することができる。
（６）請求項９に対応する発明の制御装置においては、上記（５）と同様の作用となるが、上記（５）に比べて構成の簡略化を図ることができる。
【００１９】
【実施例】以下本発明の実施例を図面を参照して説明する。図１は本発明によるＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置の第１の実施例を示すブロック図である。
【００２０】図１において、コントローラ１はベクトル制御等により３相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）を出力し、インバータの制御（例えば電動機の速度制御等）を行うものである。モード決定部２は３相の電圧基準Ｖ* が出力される度に図２に示すアルゴリズムに従って通常モード、矩形モード、零補正モードの何ずれかのモードを決定する。すなわち、すべての相の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin より大きいとき通常モードが選択される。また、３相のうち２相以上の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin 以下のとき、あるいは３相のうち２相の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin の２倍以下で異符号のとき矩形モードが選択される。さらに、３相のうち１相の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin 以下で２相の電圧基準が最小電圧基準Ｖmin の２倍以下で同符号のとき零補正モードが選択される。
【００２１】モード決定部２は、上記３種のモードの何ずれか１つを選択した後、更に図３に示すように詳細なモード（Ｍｏｄｅ＝０〜±６）の何ずれか１つを選択する。通常モードのときは、図３（ａ）に示すように一義的にＭｏｄｅ＝０が選択される。
【００２２】矩形モードの場合は、図３（ｂ）に示すように３相電圧基準Ｖ* を掛け合わせることから電圧基準の位相でおよそ６０°毎に符号が変化する信号PNFLG を得る。次に信号PNFLG が正のとき、すなわちＶ* が１相のみ正で他の２相が負のときは３相の中で正の最大値となる電圧基準を選ぶ。これがＶU * ならばＭｏｄｅ＝−１とし、ＶV * ，ＶW * ならそれぞれＭｏｄｅ＝−２，−３とする。信号PNFLG が負のときは３相の中で負の最大値となる基準を選び、これがＶU * ，ＶV *，ＶW * ならそれぞれＭｏｄｅ＝１，２，３とする。
【００２３】零補正モードの場合は、１相のみが最小基準電圧Ｖmin 以下となるので、図３（ｃ）に示すようにＶmin 以下となる相（ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）とその極性によってＭｏｄｅ＝（±４〜±６）を決定する。電圧基準変換部３は、通常モード、矩形モード、零補正モードに応じて次のように電圧基準Ｖ* を補正して新たな電圧基準Ｖ**を出力する。
（ａ）通常モードのときモード決定部２はＭｏｄｅ＝０を選択し、新たな電圧基準Ｖ**として元の電圧基準Ｖ* をそのまま出力する。
Ｖ**（＝ＶU **，ＶV **，ＶW **）＝Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）
……（１）
（ｂ）矩形モードのとき
【００２４】モード決定部２はＭｏｄｅ＝±１〜±３を選択し、新たな電圧基準Ｖ**として最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の最小電圧基準電圧Ｖmin あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準線間電圧が元の値と変らないようにシフトして出力する。例えば、Ｕ相の電圧基準ＶU * が最も大きく正の場合、各相の電圧基準は次のように補正される。
ＶU **＝−ＶminＶV **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（２）
また、ＶU * が最も大きく負の場合、各相の電圧基準は次のように補正される。
ＶU **＝ＶminＶV **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（３）
この矩形モードにおける動作波形を図４に示す。図４において、ＶU ，ＶV ，ＶW は相電圧、ＶUV，Ｖvw，ＶWUは線間電圧を示す。
【００２５】図４に示すように、この実施例ではおよそ６０°毎にＭｏｄｅが切換えられ、それぞれのＭｏｄｅの範囲において最大となる相の電圧基準が逆極性の最小基準電圧Ｖmin に固定され、他相の電圧基準が線間電圧が元の値と変らないようにシフトされている。この矩形モードでは、およそ６０°毎に３相すべてが正または負に切換わるので、これを６０°切換方式と称する。
（ｃ）零補正モードのとき
【００２６】モード決定部２はＭｏｄｅ＝±４〜±６を選択し、新たな電圧基準Ｖ**として零クロスする相の電圧基準を最小電圧基準Ｖmin に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値と変らないようにシフトして出力する。例えばＵ相の電圧基準ＶU * が正側から負側に零クロスする場合、各相の電圧基準は次のように補正される。
ＶU **＝ＶminＶV **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（４）
また、ＶU * が負側から正側に零クロスする場合、各相の電圧基準は次のように補正される。
ＶU **＝−ＶminVV **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（５）
この零補正モードにおける動作波形を図５に示す。
【００２７】データラッチ７は電圧基準変換部３の出力Ｖ**を記憶保持するもので、切換タイミング選択部４は電圧基準変換部３から得られたＶ**とデータクラッチ７に保持された前回のＶ**とから図６に示す４種の切換タイミング０Ｘ，１Ｘ，２Ｘ，３Ｘの何ずれか１つを選択する。タイミング／キャリア比較部５はデータラッ７の内容を更新するか否かを決定する。
【００２８】切換タイミング回路６は切換タイミング選択部４で選択されたタイミングでデータラッチ８の出力を書換え、コンパレータ９はデータラッチ８からのＶ**とキャリアを比較してゲート信号を出力する。
【００２９】上記構成において、コントローラ１、モード決定部２、電圧基準変換部３、切換タイミング選択部４、タイミング／キャリア比較部５、データラッチ７はソフトウエアで構成され、これらを総称してＣＰＵ１０とする。
【００３０】ＣＰＵ１０のデータロード、すなわちコントローラ１のデータ入力は図６に示す正側キャリアの谷（０Ｘ）と山（２Ｘ）の時点で行われ、３相の電圧基準Ｖ*が出力される。
【００３１】切換タイミング選択部４は、今回出力された電圧基準Ｖ**（ｋ）とデータラッチ７に保持された前回の電圧基準Ｖ**（ｋ−１）から図７に示す流れ図に従って切換タイミングTChgｘ＝０Ｘ〜３Ｘを選択し、２bit データ（00〜11）で出力する。
【００３２】切換タイミング回路６は、図８に示すように２bit の切換タイミング信号TChgｘと２bit のキャリア位相信号とを比較し、これらが等しいときデータラッチ８の内容を書換える信号を出力する。なお、２bit のキャリア位相信号はキャリア信号を４等分して０Ｘ〜３Ｘの位相範囲を区別することで得られる。また、図のＬ，Ｈは下位桁、上位桁を意味する。
【００３３】これにより図９（ａ），（ｂ）に示すように電圧基準Ｖ**の符号が変化しないときは０Ｘか２Ｘのタイミングで切換わり、符号が変化するときは１Ｘか３Ｘのタイミングで切換わる。この場合、０，２識別信号９０は０が与えられ、０Ｘと２Ｘを区別しないようにしている。また、切換時点の前後で電圧基準Ｖ**とキャリアＶCP，ＶCNが交鎖してスイッチングが行われないように決定される。
【００３４】もし、上述の構成とせず切換タイミングを０Ｘと２Ｘあるいは１Ｘと３Ｘに固定すると図９（ｃ）あるいは（ｄ）に示すように電圧基準Ｖ**が書換えられた時点（零電圧付近あるいは高電圧領域）において電圧基準Ｖ**とキャリアＶCP，ＶCNとがクロスして最小オンパルス幅以下のパルスが発生する危険が生じる。
【００３５】タイミング／キャリア比較部５は上述した２bit の切換タイミング信号Tchgxと２bit のキャリア位相信号を比較してデータラッチ７の内容を更新し、常に正しい切換タイミングを選択するように作用する。
【００３６】例えば、タイミング０ａでデータロードを行い、切換タイミングが１ａとなった場合、この信号の出力はタイミング２ａの手前で行われるので、データラッチ８の出力はタイミング２ａから０ｂの間で書換えられなくなる。この状態で次回の切換タイミングの選択を行うと正しい結果が得られなくなるので、このような状態のときはデータクラッチの内容を更新しないようにしている。
【００３７】ＧＴＯを用いてＰＷＭ制御を行う場合、不完全なオフゲートパルスを与えるとＧＴＯ内部の一部に電流集中が生じ、素子が損傷する虞があるので、最小オフパルス幅以下にならないようにしている。即ち、図９（ｅ）に示すように電圧基準Ｖ**がキャリアの最大値に近い最大電圧基準±Ｖmax を超える領域ＴMP，ＴMNにおいて最小オフパルス幅以下となる場合が生じるので、切換タイミング回路６にこの領域ＴMP，ＴMNを全オン状態に切換える機能を設けている。
【００３８】即ち、この切換タイミング回路６においては、切換え時に最小オフパルス幅の１／２の幅のパルスが出力されないように正の最大電圧出力区間ＴMPの開始点と終了点は共にタイミング０Ｘ（谷）で切換え、負の最大電圧出力区間ＴMNの開始点と終了点はタイミング２Ｘ（山）で切換えるようにしている。この場合、０，２識別信号９０を１にセットして０Ｘと２Ｘを区別し、正の最大電圧出力区間か負の最大電圧出力区間かを判別する。
【００３９】本実施例の矩形モード（６０°切換方式）では電圧基準を変換することによって符号が変化する相は、正または負の最大値となる１相なので、電圧基準変換部３の矩形モードにおける正あるいは負の最大となる３相の電圧基準を負あるいは正の最小電圧基準Ｖmin に固定する補正の代りに正あるいは負の最大となる相の電圧基準を零に固定するように補正することができる。
【００４０】図１０はこの場合の電圧基準とＰＷＭ制御された出力電圧（相電圧及び線間電圧）の波形例を示したもので、Ｕ相の電圧基準Ｖu * の正あるいは負の最大となる期間ＴUPあるいはＴUNが補正された電圧基準ＶU **では零となっている。
【００４１】中性点クランプ式インバータの主回路は、図１１に示すように直流電圧源１０４のＰ，Ｎ間に備えた２個のコンデンサ１０３により中性点電圧が設けられ、このインバータ出力ＶU 〜ＶW を中性点電圧にクランプすることにより零電圧を出力することができ、直流電圧源のＰ，Ｎの電位と３レベルの出力が得られる。この中性点クランプ式インバータを用いて上述のように零電圧に固定すれば、スイッチング回数を大幅に低減することができ、スイッチング損失が低減するので、運転効率の向上したインバータが得られる。更に、スイッチ素子に流れる電流が正方向と負方向に交互に平衡して流れるので、スイッチ素子の発熱が平衡し、利用率が良くなる。また、零相補正モードにより電圧基準の零クロス近傍でも最小オンパルス幅以下のパルスを出力することなく出力電圧を制御することが可能となり、更に電圧基準の最大値近傍でも最小オフパルス幅以下のパルスを出力することなく高出力電圧を制御することが可能となり、低電圧領域から高電圧領域までの全出力電圧領域に亘り線間電圧を線形に制御することができ、高精度の制御の可能なインバータが得られる。次に本発明の他の実施例について説明する。
【００４２】第２の実施例として、図１に示すモード決定部２において、３相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）の中に最小電圧基準Ｖmin 以下の電圧基準がある場合は零補正モードに、ない場合には通常モードを選択するようにし、零補正モードの場合は図３（ｃ）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のうちＶmin 以下となる相と、その極性によってＭｏｄｅ（±４〜±６）を決定するようにしたものである。
【００４３】また、電圧基準変換部３においては、モード決定部で求められたＭｏｄｅにより次式に従って電圧基準Ｖ* を変換し、図５に示すような新たな電圧基準Ｖ**を出力するようにしたものである。
３相のうちでＶU * のみが０以上、Ｖmin 以下の場合（Ｍｏｄｅ＝４）
ＶU **＝ＶminＶV **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（６）
３相のうちでＶU * のみが−Ｖmin 以上０以下の場合（Ｍｏｄｅ＝−４）
ＶU **＝−ＶminＶV **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝−Ｖmin −（ＶU * −ＶW * ）
……（７）
このようにすることで、相電圧では不連続となるが、相電圧の差である線間電圧では連続した正弦波の電圧基準が得られる。
【００４４】この第２の実施例によれば、電圧基準の零クロス近傍でも最小オンパルス幅以下のパルスを出力することなく低出力電圧の制御が可能となり、さらに電圧基準の最大値近傍でも最小オフパルス幅以下のパルスを出力することなく、高出力電圧の制御が可能となるので、中性点クランプ式インバータに適用した場合、スイッチング回数を増加することなく、停電圧領域から高電圧領域まで出力線間電圧を線形に制御することができる。
【００４５】第３の実施例として、図１に示すモード決定部２において、３相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）の中から正の最大値を選ぶ方式と負の最大値を選ぶ方式とをＵ相電圧基準の位相でおよそ６０°毎に切換え、正の最大値を選ぶ方式において例えばＵ相が正の最大ならＭｏｄｅ＝−１とし、負の最大値を選ぶ方式において例えばＵ相が負の最大ならＭｏｄｅ＝１という具合に６種類のモードに分けて出力するようにしたものである。
【００４６】また、電圧基準変換部３においては、モード決定部で求められたＭｏｄｅにより、ＶU * が３相のうち正の最大値のときＭｏｄｅ＝−１として上記（７）式に従って新たな電圧基準ＶU **，ＶV **，ＶW **を得、ＶU * が３相のうち負の最大値のときＭｏｄｅ＝１として上記（６）式に従って新たな電圧基準ＶU **，ＶV **，ＶW **を得ることで、相電圧では不連続となるが、相電圧の差である線間電圧では連続した正弦波の基準電圧を得ることができる。この第３の実施例にあっても前述と同様の効果を得ることができる。図１２は本発明の第４及び第５の実施例を示すブロック図である。
【００４７】図１２において、第４の実施例としては、図１の切換タイミング選択部４、タイミング／キャリア比較部５、データクラッチ７を省略し、切換タイミング回路６の代りにタイミング回路６Ａを設け、このタイミング回路６Ａは正側キャリアの谷（０Ｘ）と山（２Ｘ）の固定したタイミングで電圧基準を切換えるようにしている。
【００４８】この場合、前述したように電圧基準の切換時に最小オンパルス幅あるいは最小オフパルス幅の１／２の幅のパルスが発生することがあるので、この実施例を用いる場合は最小オンパルス幅及び最小オフパルス幅の２倍のパルス幅となるように予め最小電圧基準Ｖmin 及び最大電圧基準Ｖmax を設定する。この第４の実施例によれば、簡潔な構成で前述と同様に全出力電圧領域で線間電圧を線形に制御することができる。
【００４９】また、図１２において、第５の実施例として、電圧基準Ｖ**が零クロス近傍なのか、最大電圧近傍なのかを判別するレベル検出部１１と、この判定結果に基づいてコンパレータ９から出力されるゲート信号の最小オンパルス幅あるいは最小オフパルス幅に固定したゲート信号に変換して出力するパルス補正部１２を設ける構成としても同様の効果を得ることができる。
【００５０】また、モード決定部２の矩形モードにおけるアルゴリズムは図１３に示す方法で実施することができ、図１３（ａ）を第６の実施例、図１３（ｂ）を第７の実施例として説明する。
【００５１】第６の実施例は、矩形モードに切換えられたとき一定周期毎に与えられるクロックパルスを計数するカウンタを設け、一定クロック数（Count)に達する度にカウンタの内容を零クリアすると共にフラグ（PNFLG)の符号を反転させる機能を設け、このPNFLG の符号に応じて前述と同様にＭｏｄｅ＝±１〜±３の判定を行うようにする。この方式は電圧基準Ｖ* の周波数とは無関係に一定時間毎にPNFLGの符号を変化させるので、矩形モードの時間切換方式と称する。この方式を用い、２０msec毎にPNFLG の反転させたときの波形例を図１４に示す。
【００５２】この第６の実施例によれば、電圧基準Ｖ* の周波数に関係なく一定時間毎に正側と負側のスイッチング素子が導通するので、低周波領域並びに直流出力においてスイッチ素子の温度上昇の変動幅を少なくすることができ、その分だけ利用率の向上したインバータが得られる。
【００５３】第７の実施例は図１３（ｂ）に示すように矩形モードに切換えたとき、電圧基準Ｖ* の周波数が所定周波数以上か否かを検出する判定手段を設け、所定周波数以上なら図３（ｂ）と同様にＭｏｄｅ判定を行い、否ならば図１３（ａ）と同様にＭｏｄｅ判定を行うようにしたものである。
【００５４】この方式を用いて電圧基準Ｖ* の周波数を５Ｈz から１０Ｈz まで変化させ、８．３Ｈz 付近で時間切換方式から６０°切換方式に切換えたときの波形例を図１５に示す。
【００５５】この第７の実施例によれば、低周波領域あるいは直流出力時に時間切換方式によりスイッチ素子の温度上昇の変動を抑制し、その分だけ利用率を向上させることができ、また通常の周波数においては６０°切換方式によりスイッチング回数を大幅に低減し、効率のよい運転を行うことが可能となる。図１６は本発明の第８の実施例としてＰＷＭ制御を中性点クランプ式インバータに適用する場合の構成図を示すものである。
【００５６】図１６において、コントローラ１１はベクトル制御等により、３相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）を出力し、インバータの制御（電動機の速度制御等）を行うものである。
【００５７】モード決定部１２は３相の電圧基準Ｖ* が出力される度に、図１７に示すようにタイマーによってＰ，Ｎ切換周期（Ｔ）毎に正負切換信号PNFLG を１または−１にセットする。次にPNFLG が１のときは３相の中で正の最大値となる電圧基準を選ぶ。これがＶU * ならばモード１とし、ＶV * ，ＶW * ならばそれぞれモード２，３とする。また、PNFLG が−１のときは３相のなかで負の最大値となる基準を選び、これがＶU * ，ＶV * ，ＶW * ならそれぞれモード−１，−２，−３とする。このようにモード決定部１２から６種類のモードが出力される。電圧基準変換部１３はこれらのモードに応じて次のように電圧基準Ｖ* を補正して新たな電圧基準Ｖ**を出力する。
ＶU * が３相のうち正の最大値のとき（Ｍｏｄｅ＝１）
ＶU **＝ＶmaxＶV **＝Ｖmax −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝Ｖmax −（ＶU * −ＶW * ）
……（８）
ＶU * が３相のうち負の最大値のとき（Ｍｏｄｅ＝−１）
ＶU **＝−ＶmaxＶV **＝−Ｖmax −（ＶU * −ＶV * ）
ＶW **＝−Ｖmax −（ＶU * −ＶW * ）
……（９）
但し、Ｖmax は最大電圧基準である。図１８は第８の実施例における電圧基準、相電圧、線間電圧の波形図を示している。上記構成において、コントローラ１１，モード決定部１２，電圧基準変換部１３はソフトウェアで構成され、これらを総称してＣＰＵ１５とする。以上の変換方式により、相電圧では不連続となるが、相電圧の差である線間電圧では連続した正弦波の電圧基準Ｖ**が出力される。コンパレータ１４はこの電圧基準Ｖ**とキャリアを比較し、インバータゲート信号を出力する。
【００５８】従って、上記構成において、電圧基準ＶU * は電圧基準変換部１３で最小オンパルス幅以下のパルスを出力せず、しかも線間電圧は連続した正弦波となる電圧基準のＶ**に変換されるので、インバータの出力周波数が低い場合でもスイッチング素子の温度上昇にバラツキを生じることなく、出力線間電圧を線形に制御することが可能となる。
【００５９】第９の実施例として、図１６に示す構成において、モード決定部１２でタイマーによってＰＮ切換周期（Ｔ）毎に正負切換信号PNFLG を１または−１にセットし、電圧基準変換部１３でPNFLG に応じて次式に示すＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧基準Ｖ* （ＶU * ，ＶV * ，ＶW * ）に一定電圧基準を重畳することによって、図１９に示すようにＰＮ切換周期（Ｔ）毎に３相すべてが正または負に切換わる新たな電圧基準Ｖ**が得られるようにしたものである。
PNFLG ＝１のときＶU **＝ＶU * ＋１／２・ＶmaxＶV **＝ＶV * ＋１／２・ＶmaxＶW **＝ＶW * ＋１／２・Ｖmax………（１０）
PNFLG ＝−１のときＶU **＝ＶU * −１／２・ＶmaxＶV **＝ＶV * −１／２・ＶmaxＶW **＝ＶW * −１／２・Ｖmax………（１１）
但し、Ｖmax は最大電圧基準； ＶU * ≦１／２・Ｖmax である。
【００６０】この第９の実施例によれば、構成を簡略でき、しかも第８の実施例と同様にインバータの出力周波数が低い場合でもスイッチング素子の温度上昇にバラツキを生じることなく、出力線間電圧を線形に制御することができる。
【００６１】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、ＰＷＭ制御により３相交流電圧を出力するインバータにおいて、最小オンパルス幅を確保すると共に、線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦派の電圧を出力し制御不能領域のないＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法及び装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置の要部構成を示す第１乃至第３の実施例を説明するための構成図。
【図２】上記第１の実施例のモード決定部における通常モード、矩形モード、零補正モードの決定アルゴリズムを示す流れ図。
【図３】上記通常モード、矩形モード、零補正モードの各モード内を更に細分したモードに分割する流れ図。
【図４】上記第１の実施例の矩形モードにおける動作波形図。
【図５】上記第１の実施例の零補正モードにおける動作波形図。
【図６】上記第１の実施例の作用を説明するためのタイミング図。
【図７】上記第１の実施例における切換タイミング選択部のタイミング決定を示す流れ図。
【図８】上記第１の実施例における切換タイミング回路の具体的な回路図。
【図９】上記第１の実施例における電圧基準Ｖ**の切換タイミングを説明するための図で、（ａ），（ｂ）は第１の実施例の構成とした場合、（ｃ）は切換タイミングを０Ｘ，２Ｘに、（ｄ）は切換タイミングを１Ｘ，３Ｘに固定した場合を示し、（ｅ）は最大電圧基準±Ｖmax を越える場合の全オン状態に切換えるタイミングを示す波形図。
【図１０】上記第１の実施例の矩形モードにおいて、正または負の最大となる相の電圧基準を零に補正した場合の動作波形図。
【図１１】中性点クランプ式インバータの主回路の要部構成図。
【図１２】本発明の第４及び第５の実施例を説明するための構成図。
【図１３】本発明による第６及び第７の実施例を示す図で、図１及び図１２のモード決定部の矩形モードにおける細分モード決定アルゴリズムを変えたもので、（ａ）は第６の実施例の流れ図、（ｂ）は第７の実施例の流れ図である。
【図１４】上記第６の実施例の矩形モードにおける動作波形図。
【図１５】上記第７の実施例の矩形モードにおける動作波形図。
【図１６】本発明の第８及び第９の実施例を示す構成図。
【図１７】上記第８及び第９の実施例におけるモード決定部の流れ図。
【図１８】上記第８の実施例における電圧基準、相電圧基準、線間電圧基準の波形図。
【図１９】上記第９の実施例における電圧基準、相電圧基準、線間電圧基準の波形図。
【図２０】従来のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置を説明するためのもので、（ａ）は要部構成図、（ｂ）は制御不能領域を示す図。
【符号の説明】
１……コントローラ、２……ミード決定部、３……電圧基準変換部、４……切換タイミング選択部、５……タイミング／キャリア比較部、６……切換タイミナグ回路、データラッチ、９……コンパレータ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する３相インバータの制御方法において、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定し、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のときあるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードを決定し、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードを決定し、通常モードのときは電圧基準をそのまま使用し、矩形モードに決定されたときは所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正し、零補正モードに決定されたときは前記所定電圧以下となる相の電圧基準を同極性の前記所定電圧に固定すると共に他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正することを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法。
【請求項２】 矩形モードに決定された場合において、電圧基準の周波数が所定周波数以下のとき前記所定周期を一定時間の周期とし、電圧基準の周波数が前記所定周波数を越えるとき前記所定周期を一定位相の周期とすることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法。
【請求項３】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御方法において、各相の電圧基準のうち正の最大となる相の電圧基準を負の最小電圧基準または零に固定し、かつ他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第１の電圧基準変換方法と、各相の電圧基準のうち負の最大となる相の電圧基準を正の最小電圧基準または零に固定し、かつ他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第２の電圧基準変換方法とを用い、これら両変換方法を交互に切換えるようにしたことを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法。
【請求項４】 電圧基準を切換えるタイミングをキャリア信号の周期を複数等分して得られる位相範囲とし、切換前の電圧基準の符号と切換後の電圧基準の符号が異なる場合の切換えタイミングと、同じ場合の切換タイミングとを、それぞれ別の前記位相範囲から選択することにより、前記切換時の電圧基準とキャリアとのクロスを防止することを特徴とする請求項３記載のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法。
【請求項５】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する３相インバータの制御装置において、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定し、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のときあるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードを決定し、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードを決定するモード決定手段と、このモード決定手段により通常モードに決定されたときは電圧基準をそのまま出力し、矩形モードに決定されたときは所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正した電圧基準を出力し、零補正モードに決定されたときは前記所定電圧以下となる相の電圧基準を同極性の前記所定電圧に固定すると共に他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正した電圧基準を出力する電圧基準変換手段を設け、最小オンパルス幅を確保し、かつ３相線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦波電圧を出力することを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【請求項６】 前記電圧基準変換手段は、インバータとして３レベルの電圧を出力する中性点クランプ式のインバータを使用するとき矩形モードにおいて、１相の電圧基準を零電圧に固定して所定期間だけスイッチングを停止することを特徴とする請求項５記載のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【請求項７】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、各相の電圧基準のうち唯一１相が素子の最小オンパルス幅に相当する最小電圧基準以下となるときこの相の電圧基準を正の最小電圧基準または負の最小電圧基準に固定し、他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する電圧基準変換手段を設け、この電圧基準変換手段により電圧基準の零クロス近傍でも出力線間電圧を制御可能にしたことを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【請求項８】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、線間電圧を変化させることなく、電圧基準の極性を３相全て正または１相のみ零で他の２相を正に変換する第１の電圧基準変換手段と、電圧基準の極性を３相全て負または１相のみ零で他の２相を負に変換する第２の電圧基準変換手段と、これら第１及び第２の電圧基準変換手段の出力信号のうちどちらを各相の電圧基準として採用するかを交互に切換える切換手段とを設け、低電圧領域でも出力電圧を制御可能にしたことを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【請求項９】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、各相の電圧基準のうち正の最大となる相の電圧基準を正の最大基準電圧に固定し他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第１の電圧基準変換手段と、各相の電圧基準のうち負の最大となる相の電圧基準を負の最大基準電圧に固定し他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第２の電圧基準変換手段と、これら第１及び第２の電圧基準変換手段の出力信号のうちどちらを各相の電圧基準として採用するかを交互に切換える切換手段とを設け、低電圧領域でも出力電圧を制御可能にしたことを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【請求項１】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する３相インバータの制御方法において、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定し、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のときあるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードを決定し、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードを決定し、通常モードのときは電圧基準をそのまま使用し、矩形モードに決定されたときは所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正し、零補正モードに決定されたときは前記所定電圧以下となる相の電圧基準を同極性の前記所定電圧に固定すると共に他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正することを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法。
【請求項２】 矩形モードに決定された場合において、電圧基準の周波数が所定周波数以下のとき前記所定周期を一定時間の周期とし、電圧基準の周波数が前記所定周波数を越えるとき前記所定周期を一定位相の周期とすることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法。
【請求項３】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御方法において、各相の電圧基準のうち正の最大となる相の電圧基準を負の最小電圧基準または零に固定し、かつ他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第１の電圧基準変換方法と、各相の電圧基準のうち負の最大となる相の電圧基準を正の最小電圧基準または零に固定し、かつ他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第２の電圧基準変換方法とを用い、これら両変換方法を交互に切換えるようにしたことを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法。
【請求項４】 電圧基準を切換えるタイミングをキャリア信号の周期を複数等分して得られる位相範囲とし、切換前の電圧基準の符号と切換後の電圧基準の符号が異なる場合の切換えタイミングと、同じ場合の切換タイミングとを、それぞれ別の前記位相範囲から選択することにより、前記切換時の電圧基準とキャリアとのクロスを防止することを特徴とする請求項３記載のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御方法。
【請求項５】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する３相インバータの制御装置において、３相の電圧基準がすべて所定電圧を越えるとき通常モードに決定し、３相のうち２相以上の電圧基準が前記所定電圧以下のときあるいは３相のうち２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で異符号のとき矩形モードを決定し、３相のうち１相の電圧基準が前記所定電圧以下で他の２相の電圧基準が前記所定電圧の２倍以下で同符号のとき零補正モードを決定するモード決定手段と、このモード決定手段により通常モードに決定されたときは電圧基準をそのまま出力し、矩形モードに決定されたときは所定周期毎に最大電圧となる相の電圧基準を逆極性の前記所定電圧あるいは零電圧に固定すると共に、他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正した電圧基準を出力し、零補正モードに決定されたときは前記所定電圧以下となる相の電圧基準を同極性の前記所定電圧に固定すると共に他相の電圧基準を線間電圧が元の値から変化しないように補正した電圧基準を出力する電圧基準変換手段を設け、最小オンパルス幅を確保し、かつ３相線間電圧の全出力電圧領域において滑らかな正弦波電圧を出力することを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【請求項６】 前記電圧基準変換手段は、インバータとして３レベルの電圧を出力する中性点クランプ式のインバータを使用するとき矩形モードにおいて、１相の電圧基準を零電圧に固定して所定期間だけスイッチングを停止することを特徴とする請求項５記載のＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【請求項７】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、各相の電圧基準のうち唯一１相が素子の最小オンパルス幅に相当する最小電圧基準以下となるときこの相の電圧基準を正の最小電圧基準または負の最小電圧基準に固定し、他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する電圧基準変換手段を設け、この電圧基準変換手段により電圧基準の零クロス近傍でも出力線間電圧を制御可能にしたことを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【請求項８】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、線間電圧を変化させることなく、電圧基準の極性を３相全て正または１相のみ零で他の２相を正に変換する第１の電圧基準変換手段と、電圧基準の極性を３相全て負または１相のみ零で他の２相を負に変換する第２の電圧基準変換手段と、これら第１及び第２の電圧基準変換手段の出力信号のうちどちらを各相の電圧基準として採用するかを交互に切換える切換手段とを設け、低電圧領域でも出力電圧を制御可能にしたことを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【請求項９】 各相毎に電圧基準に応じた電圧をＰＷＭ制御を用いて出力する中性点クランプ式３相インバータの制御装置において、各相の電圧基準のうち正の最大となる相の電圧基準を正の最大基準電圧に固定し他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第１の電圧基準変換手段と、各相の電圧基準のうち負の最大となる相の電圧基準を負の最大基準電圧に固定し他の２相の電圧基準を線間電圧が変化しないように変換する第２の電圧基準変換手段と、これら第１及び第２の電圧基準変換手段の出力信号のうちどちらを各相の電圧基準として採用するかを交互に切換える切換手段とを設け、低電圧領域でも出力電圧を制御可能にしたことを特徴とするＰＷＭ制御を用いたインバータの制御装置。
【図２】
【図１】
【図３】
【図４】
【図１６】
【図５】
【図６】
【図１８】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１９】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１７】
【図２０】
【図１】
【図３】
【図４】
【図１６】
【図５】
【図６】
【図１８】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１９】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１７】
【図２０】
【特許番号】第２５３９１４６号
【登録日】平成８年（１９９６）７月８日
【発行日】平成８年（１９９６）１０月２日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平４−２４４４２８
【出願日】平成４年（１９９２）９月１４日
【公開番号】特開平５−２６８７７３
【公開日】平成５年（１９９３）１０月１５日
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【登録日】平成８年（１９９６）７月８日
【発行日】平成８年（１９９６）１０月２日
【国際特許分類】
【出願日】平成４年（１９９２）９月１４日
【公開番号】特開平５−２６８７７３
【公開日】平成５年（１９９３）１０月１５日
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
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