ｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置
【課題】簡単な構成で、しかもトルクリップルの少ないマイクロステップ駆動を行い得るｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置を提供する。
【解決手段】電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線を順番に環状に接続し、各接続点を端子としたｍ相ステッピングモータ１と、一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部３と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器５によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部６を備えたパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいるマイクロステップ駆動装置。
【解決手段】電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線を順番に環状に接続し、各接続点を端子としたｍ相ステッピングモータ１と、一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部３と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器５によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部６を備えたパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいるマイクロステップ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ｍ相ステッピングモータの１ステップ角を、多分割化するｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のステッピングモータは、基本ステップ角θｓで運転されるフルステップ駆動、またはその１／２で運転されるハーフステップ駆動が一般的であるが、巻線電流を制御することにより、さらに細かく分割することが可能である。このような電流制御による多分割化を、一般にマイクロステップ駆動と呼んでいる。
【０００３】
このような制御方式として、前記各相巻線の相電流波形を正弦波とする制御方式がある。この場合の発生トルクベクトルの軌跡は円となり、トルクリップルを最小にすることが可能である。しかし、この場合には各相毎の電流制御を行う必要から、電流検出器も相数分必要となり、部品コストがアップし、回路構成も複雑になるという問題点があった。
この問題点を解決し制御回路の簡素化が行えるひとつの方式が、本出願人により、開示され実用化されている（特許文献１参照）。
【０００４】
すなわち、特許文献１の技術は、図８に示すように、電気角で７２°ずつ位相のシフトした５個の相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφを順番に環状に接続した５相ステッピングモータ１０１を用いている。そして、この５相ステッピングモータ１０１の各相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφの接続点電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅの波形を図９（特許文献１の第７図）に示すように台形波状に制御することにより、各相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφに流れる電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃｄ、Ｉｄｅ、Ｉｅａを図１０（特許文献１の第３図）に示すように台形波形にすることができる。そして、その発生トルクベクトルの軌跡は図１１（特許文献１の第４図）に示すように１０角形となる。
【０００５】
この場合、各相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφの接続点に流れ込む線電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅは、図１０（特許文献１の第３図）の各相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφの相電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃｄ、Ｉｄｅ、Ｉｅａからキルヒホッフの電流則により図１２（特許文献１の第８図）に示すようになる。
【０００６】
図１２（特許文献１の第８図）の各線電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅの正の値はインバータの上側アームを流れる電流であり、負の値は下側アームを流れる電流であることを意味している。したがって各線電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅの正の値を加算したものが直流電源からインバータ回路部１０２に流れ込む電流であり、常に一定値となることが分かる。
【０００７】
すなわち、この場合には、各相毎の電流をそれぞれ所定の波形に制御する必要はなく、インバータ回路部１０２に流れるトータル電流を一定に制御すればよいので、電流検出器はひとつでよく、回路構成も簡素化されるというメリットがある。
【０００８】
しかし、この場合にはトルクベクトルの軌跡が１０角形の辺上を動くので、５．２％のトルクリップルが原理的に発生するという問題点があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特許２８２１６９６号公報
【特許文献２】特開平３-９３４９５号公報
【特許文献３】特開２００８-２３６８５２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
この問題点を解決するひとつの方式として、５相ステッピングモータの各結線方式において端子電圧の３次高調波比率ｋ３を適切に選ぶことにより、正弦波駆動でありながらトータル電流一定制御が行える方式が本出願人により提案されている（特許文献３参照）。
【００１１】
すなわち、電気角で７２°ずつ位相のシフトした５個の相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφを順番に環状に接続し、接続点をモータ端子とした場合には、３次高調波成分を−７〜−１６％含ませる。また、電気角で１４４°ずつ位相のシフトした５個の相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφを順番に環状に接続し、接続点をモータ端子とした場合には、３次高調波成分を−５０〜−１００％含ませる。さらに、電気角で７２°ずつ位相のシフトした５個の相巻線の一端を共通接続して星状とした場合には、モータ端子電圧の電圧波形に３次高調波成分を−２０〜−４２％含ませる。このように構成することで正弦波駆動でありながらトータル電流のリップルを１％以下にすることが可能であり、トータル電流一定制御が行えるため、簡単な構成で、しかもトルクリップルの少ない５相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置が実現できるというメリットがある。
しかしながら、これらは５相に限定されており、その他の相数の場合には適用できないという問題点があった。
【００１２】
本発明はかかる点に鑑みなされたもので、その目的は前記問題点を解決し、簡単な構成で、しかもトルクリップルの少ないマイクロステップ駆動を行い得るｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、上記課題を解決するため、電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線を順番に環状に接続し、各接続点を端子としたｍ相ステッピングモータと、互いに直列接続された一対のスイッチング素子からなる直列回路ｍ組を互いに並列接続して直流電源に接続するとともに、前記各一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部を備え、上記各一対のスイッチング素子の一方（上側）がONの時は他方（下側）がOFF、一方（上側）がOFFの時は他方（下側）がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいることにある。ただし、ｍ＝2ａ＋1であり、ｎおよびａは1以上の整数、ｂはｍ／2より小さく、ｍとの共通の約数として１以外の値を持たない正の整数とする。
【００１４】
また、本発明は、電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線の一端を共通接続し、他端を端子としたｍ相ステッピングモータと、互いに直列接続された一対のスイッチング素子からなる直列回路ｍ組を互いに並列接続して直流電源に接続するとともに、前記各一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部を備え、前記各一対のスイッチング素子の一方（上側）がONの時は他方（下側）がOFF、一方（上側）がOFFの時は他方（下側）がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいることにある。ただし、ｍ＝2ａ＋1であり、ｎおよびａは1以上の整数、ｂ＝１とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、ｍ相ステッピングモータの各結線方式において、端子電圧の基本波に重畳可能な高調波次数が明確になったので、それらを比較検討することで最適な高調波次数を決定できる。そして、その高調波の比率を適切に選ぶことにより、正弦波駆動でありながらトータル電流のリップルを１％以下にすることが可能であり、トータル電流一定制御が行えるため、簡単な構成で、しかもトルクリップルの少ないｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に関わるｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置の一実施形態で、該駆動装置の構成ブロック図である。
【図２】本発明による７相ステッピングモータと、７相ハーフブリッジインバータ回路部との接続を示した回路図である。
【図３】本発明による７相ステッピングモータの各相巻線の結線方式として、各相巻線を環状に結線する方式と、各相巻線の一端を共通接続する方式を示し、図３（ａ）は、ｂ＝１の場合で、電気角で（２π／７）ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続した結線図、図３（ｂ）は、ｂ＝２の場合で、電気角で（２π／７）×2ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続した結線図、図３(ｃ)は、ｂ＝３の場合で、電気角で（２π／７）×３ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続した結線図、図３（ｄ）は、電気角で（２π／７）ずつ位相のシフトした相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφ、Ｆφ、Ｇφのそれぞれの一端を共通接続して星状に接続した結線図である。
【図４】図３（ａ）の結線方式としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を示すグラフである。
【図５】図３（ｂ）の結線方式としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を示すグラフである。
【図６】図３（ｃ）の結線方式としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を示すグラフである。
【図７】図３（ｄ）の結線方式としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を示すグラフである。
【図８】従来のペンタゴン結線による環状に結線した５相ステッピングモータ１の各相巻線と５相ハーフブリッジインバータ回路の結線図である。
【図９】従来の指示電圧信号の時間変化を示すタイムチャートである。
【図１０】従来の５相ステッピングモータのマイクロステップ駆動回路における各相電流の時間変化を示すタイムチャートである。
【図１１】図１０の各相電流に対応するトルク・ベクトルを示すダイヤグラムである。
【図１２】従来の各相巻線の接続点に流入する電流の時間変化を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面に基づいて本発明の好適な実施形態を詳しく説明する。
図1は、本発明に関わるｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置の一実施形態で、該駆動装置の構成ブロック図である。
【００１８】
図1において、ｍ相ステッピングモータ１は、ｍ個の端子２を有し、前記端子２を通し、ｍ相のハーフブリッジインバータ回路部３に接続されている。前記ｍ相のハーフブリッジインバータ回路部３は、直流電源４に接続されており、このインバータ回路部３には直流電源４から直流電流が供給される。前記ｍ相のハーフブリッジインバータ回路部３と直流電源４との間には、検出器５が接続されており、この検出器５により前記インバータ回路部３に流れる電流を検出している。検出器５によって検出された検出電流は、定電流制御部６に入力され、定電流制御部６からの制御信号はｍ相指示電圧パターン発生回路７に入力される。ｍ相指示電圧パターン発生回路７からの出力パターンは、パルス幅変調パターン発生回路８に入力され、パルス幅変調パターン発生回路８はインバータ回路部３のスイッチング素子のゲートに接続され、各スイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦを制御する。
【００１９】
前記定電流制御部６およびｍ相指示電圧パターン発生回路７、パルス幅変調パターン発生回路８の働きにより前記インバータ回路部３に流れる電流を一定に制御している。前記パルス幅変調パターン発生回路８は前記ｍ相指示電圧パターン発生回路７からの出力信号に基づいて、前記インバータ回路部３にパルス幅変調方式でゲート信号を供給している。
【００２０】
以下７相ステッピングモータの場合を例に本実施例の説明を行う。
図２は７相ステッピングモータ1と、７相ハーフブリッジインバータ回路部３との接続を示した回路図であり、７相ステッピングモータ１の７個の入力端子Ｌ０、Ｌ１、Ｌ２、・・・Ｌ５、Ｌ６は、直列接続された各一対のスイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６、Ｑ７とＱ８、Ｑ９とＱ１０、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１３とＱ１４のそれぞれの接続点ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇに接続されている。
そして直列接続された前記スイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６、Ｑ７とＱ８、Ｑ９とＱ１０、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１３とＱ１４からなる７組の直列回路は、互いに並列接続され、図示しない直流電源（V）の電源、ＧＮＤ間に接続されている。スイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６、Ｑ７とＱ８、Ｑ９とＱ１０、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１３とＱ１４からなる７組の直列回路は、各一対のスイッチング素子の一方（上側）がONの時は他方（下側）がOFF、一方（上側）がOFFの時は他方（下側）がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うものである。
各相巻線の結線方式としては、各相巻線を環状に結線する方式と、各相巻線の一端を共通接続する方式の２通りに大別され、さらに前記環状結線方式は、（請求項１に記載した発明より）、７相（ｍ＝7）の場合、ｂは７／２より小さく、７との共通の約数として１以外の値を持たない正の整数であるので、ｂ＝１、ｂ＝２、ｂ＝３の３通りが可能である。従って結線方式としては、図３に示す４通りが可能となる。
【００２１】
図３（ａ）は、ｂ＝１の場合で、電気角で（２π／７）ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続したものであり、Ａφ−Ｂφ−Ｃφ−Ｄφ−Ｅφ−Ｆφ−Ｇφ−Ａφという順番で環状に接続されている。
図３（ｂ）は、ｂ＝２の場合で、電気角で（２π／７）×２ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続したものであり、Ａφ−Ｃφ−Ｅφ−Ｇφ−Ｂφ−Ｄφ−Ｆφ−Ａφという順番で環状に接続されている。
図３(ｃ)は、ｂ＝３の場合で、電気角で（２π／７）×３ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続したものであり、Ａφ−Ｄφ−Ｇφ−Ｃφ−Ｆφ−Ｂφ−Ｅφ−Ａφという順番で環状に接続されている。
図３（ｄ）は、電気角で（２π／７）ずつ位相のシフトした相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφ、Ｆφ、Ｇφのそれぞれの一端を共通接続して星状に接続したものであり、ｂ＝１である。
【００２２】
ここで、７個の入力端子Ｌ０、Ｌ１、Ｌ２、・・・Ｌ５、Ｌ６の電圧をＶ(０，ｔ)、Ｖ(１，ｔ)、Ｖ(２，ｔ)、Ｖ(３，ｔ)、Ｖ(４，ｔ)、Ｖ(５，ｔ)、Ｖ(６，ｔ)とすると、各端子電圧は次式（数１）で表せる。
【００２３】
【数１】
【００２４】
すなわち基本波成分に奇数次高調波成分を重畳させたものである。奇数次高調波成分としては、複数の次数を重畳させることも可能であるが、最も実用的な例として、ここでは１種類の高調波次数を重畳させることとする。
【００２５】
ここで、ｋ＝０、１、２、・・・５、６であり、モータの入力端子L０、L1、L2、L3、L4、L5、L６に対応している。ｂの値は結線方式に対応しており、前述のように、図３(a)および 図３(ｄ)の場合はｂ＝１、図３(b)の場合は、ｂ＝２、図３(c)の場合は、ｂ＝３である。
ｉは高調波の次数であり、（７ｎ±1）次および７（２ｎ−１）次以外で、かつ２×７より小さい奇数であるので、３次、５次、９次、１１次が候補としてあげられる。
ｋｉは端子電圧の高調波比率である。
【００２６】
相巻線が環状に接続されているとき、
入力端子Ｌ0、L1間の巻線に流れる電流をI（0,ｔ）、入力端子L1、L2間の巻線に流れる電流をI（1,t）、入力端子L2、L3間の巻線に流れる電流をI（2,t）、入力端子L3、L4間の巻線に流れる電流をI（3,t）、入力端子L4、L5間の巻線に流れる電流をI（4,t）、入力端子L5、L6間の巻線に流れる電流をI（5,t）、入力端子L6、L0間の巻線に流れる電流をI（6,t）、とすると、各相巻線を流れる電流は以下のように表せる。
【００２７】
【数２】
【００２８】
相巻線が星状に接続されているとき、
入力端子L０の巻線に流れる電流をI（0,t）、入力端子L1の巻線に流れる電流をI（1,t）、入力端子L2の巻線に流れる電流をI（2,t）、入力端子L3の巻線に流れる電流をI（3,t）、入力端子L4の巻線に流れる電流をI（4,t）、入力端子L５の巻線に流れる電流をI（5,t）、入力端子L６の巻線に流れる電流をI（6,t）、とすると、各相巻線を流れる電流は以下の式（数３）ように表せる。
【００２９】
【数３】
ここで、Ｒは巻線抵抗、ｋ＝０、１、２、・・・５、６である。
【００３０】
各相電流によるトルクはベクトルとして加算されるので、その合成トルクのＸ軸成分、Ｙ軸成分はトルク定数をＫｔとすると以下の式（数４）のように表せる。
【００３１】
【数４】
【００３２】
合成トルクのベクトル軌跡は、Ｔｘ(ｔ)を横軸、Ｔｙ(ｔ)を縦軸にとることで、図示することができる。
請求項の条件を満足する高調波次数を使用する限り、合成トルクのベクトル軌跡は円形となり、トルクリップルを最小にできる。
モーターの入力端子Ｌ０、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６に流れ込む電流（線電流）をそれぞれ、Ｉｔ（０，ｔ）、Ｉｔ（１，ｔ）、Ｉｔ（２，ｔ）、Ｉｔ（３，ｔ）、Ｉｔ（４，ｔ）、Ｉｔ（５、ｔ）、Ｉｔ（６，ｔ）とすると、
巻線が環状に結線されている場合は、
各端子に流れ込む電流（線電流）は以下の式（数５）のように表せる。
【００３３】
【数５】
【００３４】
各相巻線が星状に結線されている場合は、
各端子に流れ込む電流（線電流）は以下の式（数６）のように表せる。
【００３５】
【数６】
【００３６】
電源４からインバータ回路部３に流れ込むトータル電流は、前記線電流の正の値の合計であるので次式（数７）のように表せる。
【００３７】
【数７】
【００３８】
トータル電流は周期的に脈動する直流波形となり、最大値Ipmax、最小値Ipminをもつので、トータル電流のリップル率σは次式（数８）により求めることができる。
【００３９】
【数８】
【００４０】
従って、前述の計算手順に従い、各次数ごとに高調波比率に対するトータル電流のリップル率の変化を計算して、グラフを作成し、これらの中から、電流のリップル率が１％以下で、最も小さくなる次数および高調波比率を中心に実機確認を行うことで、最適なものを選択することができる。
【００４１】
図４、図５、図６、図７は結線方式をそれぞれ図３（ａ）、図３（ｂ）、図３（ｃ）、図３（ｄ）としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を前述の計算手順に従って求め、グラフ化したものである。
【００４２】
図４ないし図７から、３次、５次、９次、１１次の各高調波比率を適切に選ぶことによりリップル率を１％以下にできることがわかる。
表１はモータの相数を５相、７相、９相とした場合の、高調波次数（ｉ）と最適な高調波比率（ｋｉ）が存在する範囲を結線方式（環状結線あるいは星状結線）ごとに示したものである。
【００４３】
【表１】
【００４４】
上記実施の形態によれば、数１から数８で示した計算手順に従い、各次数ごとに高調波比率に対するトータル電流のリップル率の変化を計算して、図４から図７に示したグラフを作成し、これらの中から、電流のリップル率が１％以下で、最も小さくなる次数および高調波比率を中心に実機確認を行うことで、最適なものを選択することができる。
したがって、ｍ相ステッピングモータの各結線方式において、端子電圧の基本波に重畳可能な高調波次数が明確になったので、それらを比較検討することで最適な高調波次数を決定できる。そして、その高調波の比率を適切に選ぶことにより、正弦波駆動でありながらトータル電流のリップルを１％以下にすることが可能であり、トータル電流一定制御が行えるため、簡単な構成で、しかもトルクリップルの少ないｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置が実現できる。
【符号の説明】
【００４５】
１ ｍ相ステッピングモータ
２ 端子
３ インバータ回路部
４ 直流電源
５ 検出器
６ 定電流制御部
７ ｍ相指示電圧パターン発生回路
８ パルス幅変調パターン発生回路
Ｑ１〜Ｑ１４ スイッチング素子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ 接続点
Ａφ〜Ｇφ 相巻線
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ｍ相ステッピングモータの１ステップ角を、多分割化するｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のステッピングモータは、基本ステップ角θｓで運転されるフルステップ駆動、またはその１／２で運転されるハーフステップ駆動が一般的であるが、巻線電流を制御することにより、さらに細かく分割することが可能である。このような電流制御による多分割化を、一般にマイクロステップ駆動と呼んでいる。
【０００３】
このような制御方式として、前記各相巻線の相電流波形を正弦波とする制御方式がある。この場合の発生トルクベクトルの軌跡は円となり、トルクリップルを最小にすることが可能である。しかし、この場合には各相毎の電流制御を行う必要から、電流検出器も相数分必要となり、部品コストがアップし、回路構成も複雑になるという問題点があった。
この問題点を解決し制御回路の簡素化が行えるひとつの方式が、本出願人により、開示され実用化されている（特許文献１参照）。
【０００４】
すなわち、特許文献１の技術は、図８に示すように、電気角で７２°ずつ位相のシフトした５個の相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφを順番に環状に接続した５相ステッピングモータ１０１を用いている。そして、この５相ステッピングモータ１０１の各相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφの接続点電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅの波形を図９（特許文献１の第７図）に示すように台形波状に制御することにより、各相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφに流れる電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃｄ、Ｉｄｅ、Ｉｅａを図１０（特許文献１の第３図）に示すように台形波形にすることができる。そして、その発生トルクベクトルの軌跡は図１１（特許文献１の第４図）に示すように１０角形となる。
【０００５】
この場合、各相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφの接続点に流れ込む線電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅは、図１０（特許文献１の第３図）の各相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφの相電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃｄ、Ｉｄｅ、Ｉｅａからキルヒホッフの電流則により図１２（特許文献１の第８図）に示すようになる。
【０００６】
図１２（特許文献１の第８図）の各線電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅの正の値はインバータの上側アームを流れる電流であり、負の値は下側アームを流れる電流であることを意味している。したがって各線電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅの正の値を加算したものが直流電源からインバータ回路部１０２に流れ込む電流であり、常に一定値となることが分かる。
【０００７】
すなわち、この場合には、各相毎の電流をそれぞれ所定の波形に制御する必要はなく、インバータ回路部１０２に流れるトータル電流を一定に制御すればよいので、電流検出器はひとつでよく、回路構成も簡素化されるというメリットがある。
【０００８】
しかし、この場合にはトルクベクトルの軌跡が１０角形の辺上を動くので、５．２％のトルクリップルが原理的に発生するという問題点があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特許２８２１６９６号公報
【特許文献２】特開平３-９３４９５号公報
【特許文献３】特開２００８-２３６８５２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
この問題点を解決するひとつの方式として、５相ステッピングモータの各結線方式において端子電圧の３次高調波比率ｋ３を適切に選ぶことにより、正弦波駆動でありながらトータル電流一定制御が行える方式が本出願人により提案されている（特許文献３参照）。
【００１１】
すなわち、電気角で７２°ずつ位相のシフトした５個の相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφを順番に環状に接続し、接続点をモータ端子とした場合には、３次高調波成分を−７〜−１６％含ませる。また、電気角で１４４°ずつ位相のシフトした５個の相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφを順番に環状に接続し、接続点をモータ端子とした場合には、３次高調波成分を−５０〜−１００％含ませる。さらに、電気角で７２°ずつ位相のシフトした５個の相巻線の一端を共通接続して星状とした場合には、モータ端子電圧の電圧波形に３次高調波成分を−２０〜−４２％含ませる。このように構成することで正弦波駆動でありながらトータル電流のリップルを１％以下にすることが可能であり、トータル電流一定制御が行えるため、簡単な構成で、しかもトルクリップルの少ない５相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置が実現できるというメリットがある。
しかしながら、これらは５相に限定されており、その他の相数の場合には適用できないという問題点があった。
【００１２】
本発明はかかる点に鑑みなされたもので、その目的は前記問題点を解決し、簡単な構成で、しかもトルクリップルの少ないマイクロステップ駆動を行い得るｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、上記課題を解決するため、電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線を順番に環状に接続し、各接続点を端子としたｍ相ステッピングモータと、互いに直列接続された一対のスイッチング素子からなる直列回路ｍ組を互いに並列接続して直流電源に接続するとともに、前記各一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部を備え、上記各一対のスイッチング素子の一方（上側）がONの時は他方（下側）がOFF、一方（上側）がOFFの時は他方（下側）がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいることにある。ただし、ｍ＝2ａ＋1であり、ｎおよびａは1以上の整数、ｂはｍ／2より小さく、ｍとの共通の約数として１以外の値を持たない正の整数とする。
【００１４】
また、本発明は、電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線の一端を共通接続し、他端を端子としたｍ相ステッピングモータと、互いに直列接続された一対のスイッチング素子からなる直列回路ｍ組を互いに並列接続して直流電源に接続するとともに、前記各一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部を備え、前記各一対のスイッチング素子の一方（上側）がONの時は他方（下側）がOFF、一方（上側）がOFFの時は他方（下側）がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいることにある。ただし、ｍ＝2ａ＋1であり、ｎおよびａは1以上の整数、ｂ＝１とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、ｍ相ステッピングモータの各結線方式において、端子電圧の基本波に重畳可能な高調波次数が明確になったので、それらを比較検討することで最適な高調波次数を決定できる。そして、その高調波の比率を適切に選ぶことにより、正弦波駆動でありながらトータル電流のリップルを１％以下にすることが可能であり、トータル電流一定制御が行えるため、簡単な構成で、しかもトルクリップルの少ないｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に関わるｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置の一実施形態で、該駆動装置の構成ブロック図である。
【図２】本発明による７相ステッピングモータと、７相ハーフブリッジインバータ回路部との接続を示した回路図である。
【図３】本発明による７相ステッピングモータの各相巻線の結線方式として、各相巻線を環状に結線する方式と、各相巻線の一端を共通接続する方式を示し、図３（ａ）は、ｂ＝１の場合で、電気角で（２π／７）ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続した結線図、図３（ｂ）は、ｂ＝２の場合で、電気角で（２π／７）×2ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続した結線図、図３(ｃ)は、ｂ＝３の場合で、電気角で（２π／７）×３ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続した結線図、図３（ｄ）は、電気角で（２π／７）ずつ位相のシフトした相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφ、Ｆφ、Ｇφのそれぞれの一端を共通接続して星状に接続した結線図である。
【図４】図３（ａ）の結線方式としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を示すグラフである。
【図５】図３（ｂ）の結線方式としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を示すグラフである。
【図６】図３（ｃ）の結線方式としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を示すグラフである。
【図７】図３（ｄ）の結線方式としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を示すグラフである。
【図８】従来のペンタゴン結線による環状に結線した５相ステッピングモータ１の各相巻線と５相ハーフブリッジインバータ回路の結線図である。
【図９】従来の指示電圧信号の時間変化を示すタイムチャートである。
【図１０】従来の５相ステッピングモータのマイクロステップ駆動回路における各相電流の時間変化を示すタイムチャートである。
【図１１】図１０の各相電流に対応するトルク・ベクトルを示すダイヤグラムである。
【図１２】従来の各相巻線の接続点に流入する電流の時間変化を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面に基づいて本発明の好適な実施形態を詳しく説明する。
図1は、本発明に関わるｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置の一実施形態で、該駆動装置の構成ブロック図である。
【００１８】
図1において、ｍ相ステッピングモータ１は、ｍ個の端子２を有し、前記端子２を通し、ｍ相のハーフブリッジインバータ回路部３に接続されている。前記ｍ相のハーフブリッジインバータ回路部３は、直流電源４に接続されており、このインバータ回路部３には直流電源４から直流電流が供給される。前記ｍ相のハーフブリッジインバータ回路部３と直流電源４との間には、検出器５が接続されており、この検出器５により前記インバータ回路部３に流れる電流を検出している。検出器５によって検出された検出電流は、定電流制御部６に入力され、定電流制御部６からの制御信号はｍ相指示電圧パターン発生回路７に入力される。ｍ相指示電圧パターン発生回路７からの出力パターンは、パルス幅変調パターン発生回路８に入力され、パルス幅変調パターン発生回路８はインバータ回路部３のスイッチング素子のゲートに接続され、各スイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦを制御する。
【００１９】
前記定電流制御部６およびｍ相指示電圧パターン発生回路７、パルス幅変調パターン発生回路８の働きにより前記インバータ回路部３に流れる電流を一定に制御している。前記パルス幅変調パターン発生回路８は前記ｍ相指示電圧パターン発生回路７からの出力信号に基づいて、前記インバータ回路部３にパルス幅変調方式でゲート信号を供給している。
【００２０】
以下７相ステッピングモータの場合を例に本実施例の説明を行う。
図２は７相ステッピングモータ1と、７相ハーフブリッジインバータ回路部３との接続を示した回路図であり、７相ステッピングモータ１の７個の入力端子Ｌ０、Ｌ１、Ｌ２、・・・Ｌ５、Ｌ６は、直列接続された各一対のスイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６、Ｑ７とＱ８、Ｑ９とＱ１０、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１３とＱ１４のそれぞれの接続点ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇに接続されている。
そして直列接続された前記スイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６、Ｑ７とＱ８、Ｑ９とＱ１０、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１３とＱ１４からなる７組の直列回路は、互いに並列接続され、図示しない直流電源（V）の電源、ＧＮＤ間に接続されている。スイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６、Ｑ７とＱ８、Ｑ９とＱ１０、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ１３とＱ１４からなる７組の直列回路は、各一対のスイッチング素子の一方（上側）がONの時は他方（下側）がOFF、一方（上側）がOFFの時は他方（下側）がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うものである。
各相巻線の結線方式としては、各相巻線を環状に結線する方式と、各相巻線の一端を共通接続する方式の２通りに大別され、さらに前記環状結線方式は、（請求項１に記載した発明より）、７相（ｍ＝7）の場合、ｂは７／２より小さく、７との共通の約数として１以外の値を持たない正の整数であるので、ｂ＝１、ｂ＝２、ｂ＝３の３通りが可能である。従って結線方式としては、図３に示す４通りが可能となる。
【００２１】
図３（ａ）は、ｂ＝１の場合で、電気角で（２π／７）ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続したものであり、Ａφ−Ｂφ−Ｃφ−Ｄφ−Ｅφ−Ｆφ−Ｇφ−Ａφという順番で環状に接続されている。
図３（ｂ）は、ｂ＝２の場合で、電気角で（２π／７）×２ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続したものであり、Ａφ−Ｃφ−Ｅφ−Ｇφ−Ｂφ−Ｄφ−Ｆφ−Ａφという順番で環状に接続されている。
図３(ｃ)は、ｂ＝３の場合で、電気角で（２π／７）×３ずつ位相のシフトした相巻線を順番に環状に接続したものであり、Ａφ−Ｄφ−Ｇφ−Ｃφ−Ｆφ−Ｂφ−Ｅφ−Ａφという順番で環状に接続されている。
図３（ｄ）は、電気角で（２π／７）ずつ位相のシフトした相巻線Ａφ、Ｂφ、Ｃφ、Ｄφ、Ｅφ、Ｆφ、Ｇφのそれぞれの一端を共通接続して星状に接続したものであり、ｂ＝１である。
【００２２】
ここで、７個の入力端子Ｌ０、Ｌ１、Ｌ２、・・・Ｌ５、Ｌ６の電圧をＶ(０，ｔ)、Ｖ(１，ｔ)、Ｖ(２，ｔ)、Ｖ(３，ｔ)、Ｖ(４，ｔ)、Ｖ(５，ｔ)、Ｖ(６，ｔ)とすると、各端子電圧は次式（数１）で表せる。
【００２３】
【数１】
【００２４】
すなわち基本波成分に奇数次高調波成分を重畳させたものである。奇数次高調波成分としては、複数の次数を重畳させることも可能であるが、最も実用的な例として、ここでは１種類の高調波次数を重畳させることとする。
【００２５】
ここで、ｋ＝０、１、２、・・・５、６であり、モータの入力端子L０、L1、L2、L3、L4、L5、L６に対応している。ｂの値は結線方式に対応しており、前述のように、図３(a)および 図３(ｄ)の場合はｂ＝１、図３(b)の場合は、ｂ＝２、図３(c)の場合は、ｂ＝３である。
ｉは高調波の次数であり、（７ｎ±1）次および７（２ｎ−１）次以外で、かつ２×７より小さい奇数であるので、３次、５次、９次、１１次が候補としてあげられる。
ｋｉは端子電圧の高調波比率である。
【００２６】
相巻線が環状に接続されているとき、
入力端子Ｌ0、L1間の巻線に流れる電流をI（0,ｔ）、入力端子L1、L2間の巻線に流れる電流をI（1,t）、入力端子L2、L3間の巻線に流れる電流をI（2,t）、入力端子L3、L4間の巻線に流れる電流をI（3,t）、入力端子L4、L5間の巻線に流れる電流をI（4,t）、入力端子L5、L6間の巻線に流れる電流をI（5,t）、入力端子L6、L0間の巻線に流れる電流をI（6,t）、とすると、各相巻線を流れる電流は以下のように表せる。
【００２７】
【数２】
【００２８】
相巻線が星状に接続されているとき、
入力端子L０の巻線に流れる電流をI（0,t）、入力端子L1の巻線に流れる電流をI（1,t）、入力端子L2の巻線に流れる電流をI（2,t）、入力端子L3の巻線に流れる電流をI（3,t）、入力端子L4の巻線に流れる電流をI（4,t）、入力端子L５の巻線に流れる電流をI（5,t）、入力端子L６の巻線に流れる電流をI（6,t）、とすると、各相巻線を流れる電流は以下の式（数３）ように表せる。
【００２９】
【数３】
ここで、Ｒは巻線抵抗、ｋ＝０、１、２、・・・５、６である。
【００３０】
各相電流によるトルクはベクトルとして加算されるので、その合成トルクのＸ軸成分、Ｙ軸成分はトルク定数をＫｔとすると以下の式（数４）のように表せる。
【００３１】
【数４】
【００３２】
合成トルクのベクトル軌跡は、Ｔｘ(ｔ)を横軸、Ｔｙ(ｔ)を縦軸にとることで、図示することができる。
請求項の条件を満足する高調波次数を使用する限り、合成トルクのベクトル軌跡は円形となり、トルクリップルを最小にできる。
モーターの入力端子Ｌ０、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６に流れ込む電流（線電流）をそれぞれ、Ｉｔ（０，ｔ）、Ｉｔ（１，ｔ）、Ｉｔ（２，ｔ）、Ｉｔ（３，ｔ）、Ｉｔ（４，ｔ）、Ｉｔ（５、ｔ）、Ｉｔ（６，ｔ）とすると、
巻線が環状に結線されている場合は、
各端子に流れ込む電流（線電流）は以下の式（数５）のように表せる。
【００３３】
【数５】
【００３４】
各相巻線が星状に結線されている場合は、
各端子に流れ込む電流（線電流）は以下の式（数６）のように表せる。
【００３５】
【数６】
【００３６】
電源４からインバータ回路部３に流れ込むトータル電流は、前記線電流の正の値の合計であるので次式（数７）のように表せる。
【００３７】
【数７】
【００３８】
トータル電流は周期的に脈動する直流波形となり、最大値Ipmax、最小値Ipminをもつので、トータル電流のリップル率σは次式（数８）により求めることができる。
【００３９】
【数８】
【００４０】
従って、前述の計算手順に従い、各次数ごとに高調波比率に対するトータル電流のリップル率の変化を計算して、グラフを作成し、これらの中から、電流のリップル率が１％以下で、最も小さくなる次数および高調波比率を中心に実機確認を行うことで、最適なものを選択することができる。
【００４１】
図４、図５、図６、図７は結線方式をそれぞれ図３（ａ）、図３（ｂ）、図３（ｃ）、図３（ｄ）としたときの、高調波比率とトータル電流リップル率の関係を前述の計算手順に従って求め、グラフ化したものである。
【００４２】
図４ないし図７から、３次、５次、９次、１１次の各高調波比率を適切に選ぶことによりリップル率を１％以下にできることがわかる。
表１はモータの相数を５相、７相、９相とした場合の、高調波次数（ｉ）と最適な高調波比率（ｋｉ）が存在する範囲を結線方式（環状結線あるいは星状結線）ごとに示したものである。
【００４３】
【表１】
【００４４】
上記実施の形態によれば、数１から数８で示した計算手順に従い、各次数ごとに高調波比率に対するトータル電流のリップル率の変化を計算して、図４から図７に示したグラフを作成し、これらの中から、電流のリップル率が１％以下で、最も小さくなる次数および高調波比率を中心に実機確認を行うことで、最適なものを選択することができる。
したがって、ｍ相ステッピングモータの各結線方式において、端子電圧の基本波に重畳可能な高調波次数が明確になったので、それらを比較検討することで最適な高調波次数を決定できる。そして、その高調波の比率を適切に選ぶことにより、正弦波駆動でありながらトータル電流のリップルを１％以下にすることが可能であり、トータル電流一定制御が行えるため、簡単な構成で、しかもトルクリップルの少ないｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置が実現できる。
【符号の説明】
【００４５】
１ ｍ相ステッピングモータ
２ 端子
３ インバータ回路部
４ 直流電源
５ 検出器
６ 定電流制御部
７ ｍ相指示電圧パターン発生回路
８ パルス幅変調パターン発生回路
Ｑ１〜Ｑ１４ スイッチング素子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ 接続点
Ａφ〜Ｇφ 相巻線
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線を順番に環状に接続し、各接続点を端子としたｍ相ステッピングモータと、互いに直列接続された一対のスイッチング素子からなる直列回路ｍ組を互いに並列接続して直流電源に接続するとともに、前記各一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部を備え、前記各一対のスイッチング素子の一方がONの時は他方がOFF、一方がOFFの時は他方がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、
前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいることを特徴とするｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置。
（ただし、ｍ＝2ａ＋1であり、ｎおよびａは1以上の整数、ｂはｍ／2より小さく、ｍとの共通の約数として１以外の値を持たない正の整数とする。）
【請求項２】
電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線の一端を共通接続し、他端を端子としたｍ相ステッピングモータと、互いに直列接続された一対のスイッチング素子からなる直列回路ｍ組を互いに並列接続して直流電源に接続するとともに、前記各一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部を備え、前記各一対のスイッチング素子の一方がONの時は他方がOFF、一方がOFFの時は他方がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、
前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいることを特徴とするｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置。
（ただし、ｍ＝2ａ＋1であり、ｎおよびａは1以上の整数、ｂ＝１とする。）
【請求項１】
電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線を順番に環状に接続し、各接続点を端子としたｍ相ステッピングモータと、互いに直列接続された一対のスイッチング素子からなる直列回路ｍ組を互いに並列接続して直流電源に接続するとともに、前記各一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部を備え、前記各一対のスイッチング素子の一方がONの時は他方がOFF、一方がOFFの時は他方がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、
前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいることを特徴とするｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置。
（ただし、ｍ＝2ａ＋1であり、ｎおよびａは1以上の整数、ｂはｍ／2より小さく、ｍとの共通の約数として１以外の値を持たない正の整数とする。）
【請求項２】
電気角で2πｂ／ｍずつ位相のシフトしたｍ個の相巻線の一端を共通接続し、他端を端子としたｍ相ステッピングモータと、互いに直列接続された一対のスイッチング素子からなる直列回路ｍ組を互いに並列接続して直流電源に接続するとともに、前記各一対のスイッチング素子の各接続点に、前記各端子がそれぞれ接続されたｍ相ハーフブリッジインバータ回路部と、前記インバータ回路部に流れる電流を検出器によって検出し、前記インバータ回路部に流れる電流値を一定に制御する電流制御部を備え、前記各一対のスイッチング素子の一方がONの時は他方がOFF、一方がOFFの時は他方がONとなるようにON、OFFのスイッチング制御を行ってパルス幅変調を行うｍ相ステッピングモータの駆動装置において、
前記スイッチング素子の各接続点の電圧波形は正弦波の基本波成分に（ｍｎ±1）次および（2ｎ−1）ｍ次以外で、かつ2ｍより小さい奇数次の高調波成分を含んでいることを特徴とするｍ相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置。
（ただし、ｍ＝2ａ＋1であり、ｎおよびａは1以上の整数、ｂ＝１とする。）
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１１−１４７２３５（Ｐ２０１１−１４７２３５Ａ）
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−４８１０（Ｐ２０１０−４８１０）
【出願日】平成２２年１月１３日（２０１０．１．１３）
【出願人】（０００１０３７９２）オリエンタルモーター株式会社 (150)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１月１３日（２０１０．１．１３）
【出願人】（０００１０３７９２）オリエンタルモーター株式会社 (150)
【Ｆターム（参考）】
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