パルス幅制御が可能な直列接続蓄電セル用均一充電器
【課題】パルス電源を用いた充電器においてキャパシタの充放電に伴って生じる突入電流を少なくとも軽減して、充電時の損失を抑えることにより、複雑な回路構成を必要とせず、且つ一般的なパルス電源を用いて動作可能な高効率充電器を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明の充電器においては、直列接続された各々の蓄電セルに対し、並列にダイオードとインダクタとを接続する。さらに、均等化用キャパシタを当該ダイオードとインダクタとの中間点に接続することにより、蓄電セルと均等化用キャパシタとの間を流れる充放電電流のうちいずれか一方がインダクタを経由するよう構成する。
【解決手段】本発明の充電器においては、直列接続された各々の蓄電セルに対し、並列にダイオードとインダクタとを接続する。さらに、均等化用キャパシタを当該ダイオードとインダクタとの中間点に接続することにより、蓄電セルと均等化用キャパシタとの間を流れる充放電電流のうちいずれか一方がインダクタを経由するよう構成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蓄電モジュールの充電器に関する。さらに詳細には、本発明は、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の複数個の蓄電セルを直列接続してなる蓄電モジュールにおいて、各蓄電セルに対して均一に充電を行う充電器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電力によって何らかの電子機器を動作させる際には、その装置の特性により決定される所定の動作電圧範囲内で給電を行うことが必要である。用途に応じた所望の電圧を出力するための電源として、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セルを複数直列接続して構成される蓄電モジュールを用いることができる。
【０００３】
一般に、上記蓄電モジュール内の各蓄電セルにおいては、各セルの容量、内部抵抗、環境温度、自己放電等のばらつきに起因して、各蓄電セル電圧のばらつきが発生する。セル電圧にばらつきが発生した状態で充放電を行えば、高電圧のセルは低電圧のセルと比較してより早く劣化が進行する。充放電を繰り返すことにより、このような劣化進行のばらつきは加速的に増大することがある。また、特に放電時においては、一部のセルの電圧が放電許容最低電圧に達した時点で、別の高電圧のセルに残存するエネルギーが利用不可能になるという問題がある。
【０００４】
セル電圧のばらつきを抑えてこのような問題を解消するための、均等化回路を備えた充電器が、従来提案されていた。しかしながら、従来の均等化回路においては、蓄電セルの直列数に応じて多数のスイッチを必要とするもの、あるいは単一のスイッチで動作するもののトランスを必要とするものなど、複雑な回路構成を有するものが主流であった。
【０００５】
一方、単純な構成の均等化回路を備えた充電器としては、図１に示すコッククロフトウォルトン回路を用いた均一充電器１００が提案されている。図１の充電器１００は、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セルＢ１〜Ｂ３，均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３，ダイオードＤ１〜Ｄ６，及び交流電源Ｖａｃから構成されており、交流電源Ｖａｃからの出力電流が均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３を経由して蓄電セルＢ１〜Ｂ３へと流れ込むことにより、Ｂ１〜Ｂ３が充電される。充電完了時において、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧は均一である。充電器１００は、充電すべき蓄電セルを除いて主にダイオードとキャパシタから構成されており、交流電源Ｖａｃ内部で用いられるもの以外にスイッチを必要としない。図１の回路を用いれば、従来の均等化回路と比較して回路構成を大幅に簡素化することができる。
【０００６】
図１の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は容量が１Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は容量が１００μＦのキャパシタであるとして、振幅３Ｖ、周波数１ｋＨｚの交流電源Ｖａｃによる充電動作のシミュレーションを行った。Ｂ１〜Ｂ３の電圧の時間変化として得られた動作波形を、図２に示す。最終的に各蓄電セルは等しく３Ｖまで充電されているが、充電過程においては各蓄電セルの電圧にばらつきが発生していることがわかる。図１の充電器は、その回路構成に起因して、充電過程における各蓄電セル電圧のばらつきを原理的に避けられないという問題を含む。
【０００７】
上記充電過程における各蓄電セル電圧のばらつきにより、エネルギーの有効利用が困難となる場合がある。具体的には、各蓄電セル電圧が最終的に均等化される前の充電途中の段階で当該蓄電セルＢ１〜Ｂ３に負荷を接続して、放電を行う場合である。この場合、放電の進行に伴い、放電開始時点での電圧が最も低い蓄電セル、すなわちＢ３の電圧が許容最低電圧に達した時点で、全ての蓄電セルＢ１〜Ｂ３が放電不能状態に陥る。許容最低電圧に達したことでＢ３が放電不能となれば、Ｂ３と直列接続されているＢ１及びＢ２も放電を続けることはできないからである。これによりＢ１及びＢ２に残存するエネルギーは利用不可能となる。すなわち図１の充電器１００においては、充電電圧の最も低い蓄電セルによって、放電可能なエネルギー量が制限される。以上のとおり、図１の充電器は、蓄電セルを完全かつ均一に充電するための充電時間を常に確保できるような使用状況でのみ、エネルギーの有効利用を可能とするものである。
【０００８】
充電途中であっても蓄電セル電圧のばらつきを発生させず、不完全な充電状態からの放電においても各蓄電セルのエネルギーの有効利用を可能とする充電器が、特願２００９−１８９９２７号により提案されている。図３に示すとおり、上記先願発明に係る充電器２００においては、均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３のそれぞれが他のキャパシタを介することなく交流電源Ｖａｃに直接接続されており、（充電開始時に各蓄電セル電圧が等しいとすれば、）充電途中であっても各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧がばらつくことはない。
【０００９】
図３の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は容量が１Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は容量が１００μＦのキャパシタであるとして、振幅３Ｖ、周波数１ｋＨｚの交流電源Ｖａｃによる充電動作のシミュレーションを行った。Ｂ１〜Ｂ３の電圧の時間変化として得られた動作波形を、図４に示す。充電過程において電圧ばらつきを発生することなく、各蓄電セルは等しく３Ｖまで充電されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】J. Cao, N. Schofield and A. Emadi, “Battery Balancing Methods: A Comprehensive Review,” IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference, pp. 1-6, September 2008.
【非特許文献２】松井景樹、他、“ＣＷ回路を用いた電気二重層キャパシタ用電圧均等化充電方式”、平成２０年度電気学会全国大会講演論文集４，４−１３８，ｐｐ ２３０−２３１．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図１と図３の均一充電器において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧は交流電源Ｖａｃの電圧振幅と等しくなるため、充電電圧を任意に制御するためには交流電源Ｖａｃの振幅制御を行う必要がある。これに関して、電源回路において現在最も一般的に用いられている制御方法はパルス幅制御（ＰＷＭ制御）であることを考えれば、これらの均一充電器においてもＰＷＭ制御を適用可能であることが望ましい。
【００１２】
しかしながら、これら充電器を用いて、パルス幅制御により得られる矩形波パルス状の交流電圧で充電動作を行う場合、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充放電に伴い各キャパシタに突入電流が流れて損失が発生する。以下、図３の充電器を例とし、図５〜図７を用いて突入電流の発生を説明する。
【００１３】
図５と図６は、矩形波パルス状の交流電圧を出力する交流電源Ｖａｃを用いた図３の充電器による充電過程での、電源電流における各極性に対応して、回路内を流れる電流の経路及び方向を描いた図である。また図７は、図３の充電器による充電動作のシミュレーションから得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３を流れる電流の時間変化を表すグラフである。なお、シミュレーションに用いた各パラメータは、図４の動作波形を得る際に行ったシミュレーションにおける各パラメータと同一である。
図７中、Ａで表される時間区間はキャパシタＣ１〜Ｃ３の充電期間（図５の電流経路が実現される期間）に対応し、Ｂで表される時間区間は放電期間（図６の電流経路が実現される期間）に対応する。図７が示すとおり、充放電の両期間において突入電流が生じている。
【００１４】
本発明はこのような背景の下でなされたものである。本発明は、パルス電源を用いた上記充電器においてキャパシタの充放電に伴って生じる突入電流を少なくとも軽減して、蓄電セル充電時の損失を抑えることにより、複雑な回路構成を必要とせず、且つ一般的なパルス電源を用いて動作可能な高効率充電器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、本件第１発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、パルス電源と、の間に接続された、第１のキャパシタと、第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋのダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００１６】
上記充電器の充電動作においては、パルス電源と蓄電セルから各キャパシタへ流れ込む電流がインダクタにより平滑化されるため、キャパシタへの突入電流を防止することができる。また、最終的な各蓄電セルの充電電圧は均一になるため、特に完全に充電をした上で負荷に接続し放電を行うという使用態様において、エネルギーの有効利用が達成される。
【００１７】
また、本件第２発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００１８】
本件第２発明は、本件第１発明の充電器において各キャパシタの接続構成を変更した実施形態に対応する。上記のとおり各キャパシタを接続すれば、充電過程においても各蓄電セル電圧のばらつきを防ぐことが可能であり、したがって不完全な充電状態からの放電においても、各蓄電セルに蓄えられたエネルギーを有効利用することができる。また、本件第１発明と同様にキャパシタへの突入電流の流入が防止されるため、突入電流に起因する損失も低減される。
【００１９】
また、本件第３発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、パルス電源と、の間に接続された、第１のキャパシタと、第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋのダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２０】
本件第３発明は、本件第１発明の充電器においてダイオードとインダクタの接続態様を変更した実施形態に対応する。上記の構成を採用すれば、各キャパシタから各蓄電セルへと流れ出す電流がインダクタにより平滑化されるため、キャパシタからの突入電流の流出を防止することができる。これにより損失が抑えられ、エネルギーの有効活用が達成される。
【００２１】
また、本件第４発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２２】
本件第４発明は、本件第２発明の充電器においてダイオードとインダクタの接続態様を変更した実施形態に対応する。上記の構成を採用すれば、各キャパシタから各蓄電セルへと流れ出す電流がインダクタにより平滑化されるため、キャパシタからの突入電流の流出を防止することができる。これにより損失が抑えられ、エネルギーの有効活用が達成される。また本件第２発明の充電器と同様に、本件第４発明の充電器によれば充電過程においても各蓄電セル電圧のばらつきを防ぐことが可能であり、したがって不完全な充電状態からの放電においても各蓄電セルのエネルギーを有効利用することができる。
【００２３】
本件第１〜第４発明においては、第１のキャパシタとパルス電源とを結ぶ経路上の任意の１点と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、のうち、任意の２点間に接続されたキャパシタを１以上備えることにより、充電時における各蓄電セルの電圧のばらつきを抑えることが可能である。
【００２４】
キャパシタを追加することで電荷移動の経路を増やした実施形態に対応する。電荷移動経路を増やすことにより、更に高い充電速度が得られる。また、充電開始時点で各蓄電セルの電圧にばらつきがあった場合も、上記のとおりキャパシタを追加した構成の充電器を用いることにより、各蓄電セル電圧をより速く均等化することができる。この点については、パルス電源を任意の位置に設けた後述の各実施形態においても同様である。
【００２５】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、少なくとも第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のキャパシタは直列接続された２以上の蓄電素子を含む、キャパシタと、第ｍのキャパシタに含まれる蓄電素子間のいずれかの直列接続点と、第ｍのダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点と、の間に接続されたパルス電源とを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２６】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続されたパルス電源と、第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２７】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、少なくとも第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のキャパシタは直列接続された２以上の蓄電素子を含む、キャパシタと、第ｍのキャパシタに含まれる蓄電素子間のいずれかの直列接続点と、第ｍのダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点と、の間に接続されたパルス電源とを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２８】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続されたパルス電源と、第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２９】
上記充電器は、本件第１〜４発明の充電器において回路構成を一部変更した実施形態に対応する。ｍの任意性が示すとおり、パルス電源を設ける位置は適宜変更可能であって、このような充電器においてもキャパシタへ流れ込む、あるいはキャパシタから流れ出す突入電流が軽減される。
【００３０】
本発明の充電器においては、ダイオード−インダクタ回路、キャパシタ、及びパルス電源の組を、上記第１から第ｎの蓄電セルに対し２以上接続することにより、充電速度を上昇させることが可能である。
【００３１】
本発明の充電器においては、ダイオードのうち少なくとも一つをスイッチに置き換えることが可能である。パルス電源から出力される電圧パルスが一周期内で取りうる各モードに対応して上記スイッチのオン・オフを切り替えることにより、ダイオードを用いた構成と同様の性能を得ることができる。
【００３２】
本発明の充電器に用いられる第１から第ｎの蓄電セルのうち、少なくとも１つは、コンデンサ、二次電池、又は電気二重層キャパシタを含んでよい。ただし、本発明の充電回路に用いることのできる蓄電セルがこれらに限られるわけではない。また、本発明における蓄電セル、及びキャパシタは単一の蓄電素子に限られるわけでもなく、２以上の素子からなるモジュール、あるいはそれらモジュールを用いて構成される任意の装置であってもよい。
【００３３】
また、本件第５発明は、上記いずれかの充電器と、蓄電セルのうち少なくとも１つの電圧を検出する蓄電セル電圧検出回路と、蓄電セル電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、蓄電セルの充電電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システムを提供する。
【００３４】
上記充電システムを用いれば、パルス電源の振幅に変動があった場合、あるいは動作環境や機器の問題により出力パルス波形が乱れた場合にも、蓄電セルの電圧を直接監視しつつ高精度で充電電圧を調整することができる。
【００３５】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、蓄電セルのうち少なくとも１つを流れる電流を検出する蓄電セル電流検出回路と、蓄電セル電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、蓄電セルを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００３６】
上記の構成を用いれば、蓄電セルや他の回路素子の耐久性の問題等から蓄電セルへの充電電流を制御する必要がある場合において、蓄電セルの電流を直接監視しつつパルス幅を制御することで、充電電流を所望の電流へと調整することができる。過度に大きい充電電流は損失増大の原因ともなるため、本構成はエネルギー有効利用の観点からも優れている。
【００３７】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、キャパシタのうち少なくとも１つの電圧を検出するキャパシタ電圧検出回路と、キャパシタ電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、キャパシタの電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００３８】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、キャパシタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するキャパシタ電流検出回路と、キャパシタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、キャパシタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００３９】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、インダクタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するインダクタ電流検出回路と、インダクタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、インダクタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００４０】
キャパシタの電圧、キャパシタを流れる電流、あるいはインダクタを流れる電流を検出し、検出結果に応じてパルス電源の出力パルス幅を制御することにより、それら検出対象を適宜調整するための構成である。特にインダクタに流れる電流は、条件によってはほぼ定電流と見なすことが可能なため、蓄電セルに流れる電流よりも検出が容易である。
【００４１】
あるいは、上記本件第５発明の充電システムを、蓄電セル電圧検出回路と、蓄電セル電流検出回路と、キャパシタ電圧検出回路と、キャパシタ電流検出回路と、インダクタ電流検出回路とから選択された２以上の検出回路と、２以上の検出回路のそれぞれが検出した電圧又は電流を、電圧又は電流に対応する基準電圧又は基準電流とを比較する、２以上の比較演算回路とを備え、２以上の比較演算回路による比較の結果に基づいて、パルス幅制御回路がパルス電源の出力パルス幅を制御することにより、電圧又は電流を所望の電圧又は電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００４２】
各検出回路を複数組み合わせて用いることで、さまざまな素子の電圧又は電流を監視しつつパルス電源を制御するための構成である。
【発明の効果】
【００４３】
本発明の充電器が備える充電回路においては、キャパシタの充電又は放電に伴う電流がインダクタの存在により定電流状となるため、突入電流の発生を抑制して充放電時の損失を低減することが可能である。このような構成を備えた本発明の充電回路は、パルス電源で動作させるために特に適している。本発明により、直列接続された蓄電セルの充電電圧をパルス電源の出力パルス幅の制御によって調整することが可能となるため、均一充電器における制御性が従来と比較して飛躍的に向上する。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】コッククロフトウォルトン回路を用いた従来の充電器の回路図である。
【図２】図１の充電器で充電を行った場合の各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３】特願２００９−１８９９２７号により提案された充電器の回路図である。
【図４】図３の充電器で充電を行った場合の各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図５】図３の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図６】図３の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図５とは異なる極性を有するタイミングでの、電流の流れを示す図である。
【図７】図３の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図８】本発明の実施例１に係る充電器の回路図である。
【図９】図８の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１０】図８の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図９とは異なる極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１１】図８の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図１２】図８の充電器で初期電圧が等しい状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図１３】図８の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図１４】本発明の実施例２に係る充電器の回路図である。
【図１５】図１４の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１６】図１４の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図１５とは異なる極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１７】図１４の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図１８】図１４の充電器で初期電圧が等しい状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図１９】図１４の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図２０】本発明の実施例３に係る充電器の回路図である。
【図２１】図２０の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２２】図２０の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図２１とは異なる極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２３】図２０の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図２４】図２０の充電器で初期電圧が等しい状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図２５】図２０の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図２６】本発明の実施例４に係る充電器の回路図である。
【図２７】図２６の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２８】図２６の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図２７とは異なる極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２９】図２６の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３０】図２６の充電器で初期電圧が等しい状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３１】図２７の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図３２】図８の構成において、新たにキャパシタＣ４とＣ５を接続してなる充電器の回路図である。
【図３３】図３２の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３４】図１４の構成において、新たにキャパシタＣ６とＣ７を接続してなる充電器の回路図である。
【図３５】図３４の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３６】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３７】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３８】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３９】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図４０】本発明の実施例６に係る充電器の回路図である。
【図４１】本発明の充電器において、ダイオードをスイッチで置き換えた構成を示す回路図である。
【図４２】図８の充電器における蓄電セル電圧を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４３】図８の充電器において蓄電セルを流れる電流を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４４】図８の充電器におけるキャパシタ電圧を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４５】図８の充電器においてキャパシタを流れる電流を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４６】図８の充電器においてインダクタを流れる電流を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４７】図４２と図４３の制御系を併用し、蓄電セルを定電流／定電圧にて充電するためのシステムを示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
これより図面を用いて、本発明に係る充電器、及び充電システムを説明する。但し、本発明に係る充電器、充電システムの構成は、各図面にて示される特定の具体的構成へと限定されるわけではなく、本発明の範囲内で適宜変更可能である。例えば、以下において各キャパシタは主に単独の蓄電素子としてのキャパシタ（コンデンサ）であるとして、また蓄電セルは、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等であるとして説明するが、これらは充放電可能な任意の素子、又は複数の素子からなるモジュールであってよい。各蓄電素子の容量も、それぞれ異なっていてよい。各スイッチについても、以下においてはＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチであるとして説明するが、任意の電子スイッチ、あるいは機械式スイッチを用いることも可能である。
【実施例１】
【００４６】
充電器１の構成
図８は、本発明の第１実施例としての充電器１を示した回路図である。Ｂ１〜Ｂ３は、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セル、Ｃ１〜Ｃ３は均等化用のキャパシタ、Ｄ１〜Ｄ３はダイオード、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタであり、Ｖａｃは矩形波状の電圧を出力するパルス電源である。Ｖａｃからの出力電圧におけるパルス幅は、任意に制御可能である。蓄電セルＢ１〜Ｂ３は直列接続されており、その各々に対し、Ｄ１とＬ１、Ｄ２とＬ２、Ｄ３とＬ３からなる第１〜第３のダイオード−インダクタ回路がそれぞれ並列に接続されている。各ダイオード−インダクタ回路においてはインダクタがダイオードのアノード側と接続されており、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう、各ダイオード−インダクタ回路は直列接続されている。キャパシタＣ１は、第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、パルス電源Ｖａｃと、の間に接続されている。キャパシタＣ２は、第１及び第２のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタのそれぞれの中間点の間に接続されており、同様にキャパシタＣ３は、第２及び第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタのそれぞれの中間点の間に接続されている。ここで、キャパシタＣ１〜Ｃ３は直列に接続されている。また、蓄電セルＢ１は接地されている。
【００４７】
なお、蓄電セル、ダイオード−インダクタ回路、及び均等化用キャパシタの数は、３に限らず２以上の任意の数であってよい。この点については、後続の全ての実施形態においても同様である。
【００４８】
充電器１の動作
次に、パルス電源Ｖａｃから出力される交流電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００４９】
パルス電源Ｖａｃからの出力電圧は、典型的には振幅が一定で所定のパルス幅を有する矩形状の波形を有する。充電器１の回路内を流れる電流の極性は、所定の時間間隔ごとに切り替えられる。図９と図１０は、そのように切り替えられる各々の極性に対応して、回路内の電流の向きを表したものである。ただし、蓄電セルＢ１〜Ｂ３及びキャパシタＣ１〜Ｃ３の各初期電圧は、パルス電源Ｖａｃの出力電圧の振幅よりも小さいものとする。
【００５０】
図９は、Ｖａｃが紙面の下方向から上方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、キャパシタＣ１〜Ｃ３はインダクタＬ１〜Ｌ３を経由して流れ込む電流により充電される。具体的には、図９中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃからインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＣ１が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＣ１とＣ２が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１，Ｂ２からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によって、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が充電される。
【００５１】
上記のとおり、キャパシタＣ１〜Ｃ３へ流れ込む充電電流はいずれもインダクタを経由する。充電電流はインダクタの存在により平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの充電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００５２】
図１０は、Ｖａｃが紙面の上方向から下方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、ダイオードＤ１〜Ｄ３を経由して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｃ１〜Ｃ３からＢ１〜Ｂ３に対して充電が行われる。具体的には、図１０中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１からダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１，Ｃ２からダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３からダイオードＤ３を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。これらのキャパシタから蓄電セルへと流れ出す放電電流はインダクタを経由しておらず、突入電流状となるため、キャパシタの放電に伴い損失が発生する。
【００５３】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図９に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図１０に対応する期間中に放出する。図１０の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００５４】
以上のとおり、図８の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の放電期間中は突入電流による損失が発生するが、一方でＣ１〜Ｃ３の充電電流はインダクタを介することで定電流状となるため、充電期間中は突入電流が防止される。すなわち、図８の充電器を用いることにより、従来の均一充電器と比較してキャパシタにおける損失を低減することが可能である。
【００５５】
次に、パルス電源Ｖａｃから出力されるパルス電圧の振幅とパルス幅に応じて決定される、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を算出する。
【００５６】
蓄電セルＢ１〜Ｂ３の各電圧をＶB1〜ＶB3、キャパシタＣ１〜Ｃ３の各電圧をＶC1〜ＶC3、ダイオードの降下電圧をＶDとし、図９及び図１０の矢印で示される極性の電流が流れる期間中での、パルス電源の出力電圧をそれぞれ＋Ｖa、−Ｖbとする。また、出力パルスの一周期に占めるパルス幅＋Ｖaの割合、すなわち、パルス電源の動作の一周期中で、図９に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が非導通となる期間の割合をｄとし（ただしｄ≦１）、図１０に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が導通される期間の割合を１−ｄとする。
【００５７】
このとき、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、定常状態においてゼロとなる。したがって、以下の（１）〜（３）式が成立する。
ｄ（Ｖa―ＶC1）＝（１−ｄ）（ＶB1＋ＶD）
＝（１−ｄ）（Ｖb＋ＶC1） …（１）
ｄ（Ｖa＋ＶB1−ＶC1−ＶC2）
＝（１−ｄ）（ＶB2＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC2＋ＶD） …（２）
ｄ（Ｖa＋ＶB1＋ＶB2−ＶC1−ＶC2−ＶC3）
＝（１−ｄ）（ＶB3＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC3＋ＶD） …（３）
【００５８】
これらを解けば、以下のとおり各蓄電セルの電圧が決定される。
ＶB1＝ＶB2＝ＶB3＝ｄ（Ｖa＋Ｖb）−ＶD …（４）
【００５９】
（４）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧はパルス幅におけるＶaとＶbとの比率を示す値ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧はパルス幅制御により調整可能である。
【００６０】
図８の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は等価直列抵抗が０．０１Ωで容量が０．２Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は等価直列抵抗が０．１Ωで容量が４７μＦのキャパシタであるとし、Ｄ１〜Ｄ３は順方向電圧降下ＶD＝０．７Ｖのダイオードであるとし、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタンスが１００μＨのインダクタであるとして、またパルス電源Ｖａｃの動作周波数を２０ｋＨｚとし、ｄ＝０．８とし、振幅（Ｖa＋Ｖb）を５Ｖであるとして、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧をそれぞれ２Ｖ，１．５Ｖ，１Ｖとばらつかせた状態から充電動作のシミュレーションを行った。これにより得られた各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形を図１１に示す。時間の経過と共に各蓄電セルの電圧は上昇し、最終的に３．３Ｖの均一な電圧へと充電されている。なお、シミュレーションにより得られた最終的な充電電圧値である３．３Ｖは、上記（４）式においてシミュレーションに用いた各パラメータを代入することで得られる電圧と等しい。
【００６１】
図１２は、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧が１Ｖの等しい状態であるとして充電動作のシミュレーションを行うことにより得られた、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形である。初期電圧以外のパラメータは、図１１に結果を示したシミュレーションにおけるパラメータと全て同一である。図１１の動作波形と同様に、最終的な充電電圧は均一となる。また、初期電圧が均一であったにも関わらず、充電の過程において蓄電セル電圧にばらつきが発生している。このように、図８の構成では充電の過程において必然的に電圧ばらつきが発生する。
【００６２】
なお、初期電圧がばらついた状態での上記シミュレーションで得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れる電流の動作波形は図１３に示すとおりである。図１３のグラフ中、記号Ａが付された矢印は図９に示す極性の電流が流れる期間に対応し、また記号Ｂが付された矢印は、図１０に示す極性の電流が流れる期間に対応する。図１３からわかるとおり、図８の充電器を用いた充電動作においては、各キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れ込む電流が平滑化されて直流電流状となっている。
【実施例２】
【００６３】
充電器１の構成
図１４は、本発明の第２実施例としての充電器１を示した回路図である。図１４の充電器と図８の充電器とでは、均等化用キャパシタの接続態様が異なる。具体的に、図１４の充電器において、キャパシタＣ１は図８と同様に第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源Ｖａｃとの間に接続されているが、一方でキャパシタＣ２とＣ３とは、図８の構成とは異なり、それぞれ第２、第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源Ｖａｃとの間に接続されている。すなわち全てのキャパシタが他のキャパシタを介することなくパルス電源Ｖａｃに接続されており、このような構成によって、充電途中でも蓄電セル電圧のばらつきを防ぐことが可能となる。
【００６４】
充電器１の動作
次に、パルス電源Ｖａｃから出力される交流電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００６５】
パルス電源Ｖａｃからの出力電圧は、典型的には振幅が一定で所定のパルス幅を有する矩形状の波形を有する。充電器１の回路内を流れる電流の極性は、所定の時間間隔ごとに切り替えられる。図１５と図１６は、そのように切り替えられる各々の極性に対応して、回路内の電流の向きを表したものである。ただし、蓄電セルＢ１〜Ｂ３及びキャパシタＣ１〜Ｃ３の各初期電圧は、パルス電源Ｖａｃの出力電圧の振幅よりも小さいものとする。
【００６６】
図１５は、Ｖａｃが紙面の下方向から上方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、キャパシタＣ１〜Ｃ３はインダクタＬ１〜Ｌ３を経由して流れ込む電流により充電される。具体的には、図１５中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃからインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＣ１が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＣ２が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１，Ｂ２からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によって、Ｃ３が充電される。
【００６７】
上記のとおり、キャパシタＣ１〜Ｃ３へ流れ込む充電電流はいずれもインダクタを経由する。充電電流はインダクタの存在により平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの充電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００６８】
図１６は、Ｖａｃが紙面の上方向から下方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、ダイオードＤ１〜Ｄ３を経由して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｃ１〜Ｃ３からＢ１〜Ｂ３に対して充電が行われる。具体的には、図１６中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１からダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ２からダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ３からダイオードＤ３を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。これらのキャパシタから蓄電セルへと流れ出す放電電流はインダクタを経由しておらず、突入電流状となるため、キャパシタの放電に伴い損失が発生する。
【００６９】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図１５に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図１６に対応する期間中に放出する。図１６の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００７０】
以上のとおり、図１４の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の放電期間中は突入電流による損失が発生するが、一方でＣ１〜Ｃ３の充電電流はインダクタを介することで定電流状となるため、充電期間中は突入電流が防止される。すなわち、図１４の充電器を用いることにより、従来の均一充電器と比較してキャパシタにおける損失を低減することが可能である。
【００７１】
次に、パルス電源Ｖａｃから出力されるパルス電圧の振幅とパルス幅に応じて決定される、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を算出する。
【００７２】
実施例１と同様に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の各電圧をＶB1〜ＶB3、キャパシタＣ１〜Ｃ３の各電圧をＶC1〜ＶC3、ダイオードの降下電圧をＶDとし、図１５及び図１６の矢印で示される極性の電流が流れる期間中での、パルス電源の出力電圧をそれぞれ＋Ｖa、−Ｖbとする。また、出力パルスの一周期に占めるパルス幅＋Ｖaの割合、すなわち、パルス電源の動作の一周期中で、図１５に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が非導通となる期間の割合をｄとし（ただしｄ≦１）、図１６に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が導通される期間の割合を１−ｄとする。
【００７３】
このとき、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、パルス電源の定常状態においてゼロとなる。したがって、以下の（５）〜（７）式が成立する。
ｄ（Ｖa―ＶC1）＝（１−ｄ）（ＶB1＋ＶD）
＝（１−ｄ）（Ｖb＋ＶC1） …（５）
ｄ（Ｖa＋ＶB1−ＶC2）
＝（１−ｄ）（ＶB2＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC2−ＶC1＋ＶD） …（６）
ｄ（Ｖa＋ＶB1＋ＶB2−ＶC3）
＝（１−ｄ）（ＶB3＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC3−ＶC2＋ＶD） …（７）
【００７４】
これらを解けば、実施例１と同様に（４）式が得られる。
【００７５】
（４）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧はパルス幅におけるＶaとＶbとの比率を示す値ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧はパルス幅制御により調整可能である。
【００７６】
図１４の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は等価直列抵抗が０．０１Ωで容量が０．２Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は等価直列抵抗が０．１Ωで容量が４７μＦのキャパシタであるとし、Ｄ１〜Ｄ３は順方向電圧降下ＶD＝０．７Ｖのダイオードであるとし、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタンスが１００μＨのインダクタであるとして、またパルス電源Ｖａｃの動作周波数を２０ｋＨｚとし、ｄ＝０．８とし、振幅（Ｖa＋Ｖb）を５Ｖであるとして、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧をそれぞれ２Ｖ，１．５Ｖ，１Ｖとばらつかせた状態から充電動作のシミュレーションを行った。これにより得られた各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形を図１７に示す。時間の経過と共に各蓄電セルの電圧は上昇し、最終的に３．３Ｖの均一な電圧へと充電されている。なお、シミュレーションにより得られた最終的な充電電圧値である３．３Ｖは、上記（４）式においてシミュレーションに用いた各パラメータを代入することで得られる電圧と等しい。
【００７７】
図１８は、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧が１Ｖの等しい状態であるとして充電動作のシミュレーションを行うことにより得られた、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形である。初期電圧以外のパラメータは、図１７に結果を示したシミュレーションにおけるパラメータと全て同一である。図１７の動作波形と同様に、最終的な充電電圧は均一となる。また、実施例１とは異なり、初期電圧が等しい場合には充電途中であっても蓄電セル電圧にばらつきが発生していないことがわかる。このように、図１４の構成を用いれば、充電途中であっても電圧ばらつきを発生させることなく、各セルを均一に充電することが可能である。
【００７８】
なお、初期電圧がばらついた状態での上記シミュレーションで得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れる電流の動作波形は図１９に示すとおりである。図１９のグラフ中、記号Ａが付された矢印は図１５に示す極性の電流が流れる期間に対応し、また記号Ｂが付された矢印は、図１６に示す極性の電流が流れる期間に対応する。図１９からわかるとおり、図１４の充電器を用いた充電動作においては、各キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れ込む電流が平滑化されて直流電流状となっている。
【実施例３】
【００７９】
充電器１の構成
図２０は、本発明の第３実施例としての充電器１を示した回路図である。図２０の充電器は、図８に示す充電器において、各ダイオード−インダクタ回路内のダイオードとインダクタとの位置を交換したものである。
【００８０】
充電器１の動作
次に、パルス電源Ｖａｃから出力される交流電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００８１】
パルス電源Ｖａｃからの出力電圧は、典型的には振幅が一定で所定のパルス幅を有する矩形状の波形を有する。充電器１の回路内を流れる電流の極性は、所定の時間間隔ごとに切り替えられる。図２１と図２２は、そのように切り替えられる各々の極性に対応して、回路内の電流の向きを表したものである。ただし、蓄電セルＢ１〜Ｂ３及びキャパシタＣ１〜Ｃ３の各初期電圧は、パルス電源Ｖａｃの出力電圧の振幅よりも小さいものとする。
【００８２】
図２１は、Ｖａｃが紙面の上方向から下方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、インダクタＬ１〜Ｌ３を経由して流れ込む電流により充電される。具体的には、図２１中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１からインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１，Ｃ２からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＢ１とＢ２が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。インダクタＬ１〜Ｌ３によりキャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出す電流は平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの放電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００８３】
図２２は、Ｖａｃが紙面の下方向から上方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、キャパシタＣ１〜Ｃ３はダイオードＤ１〜Ｄ３を経由して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｂ１〜Ｂ２からＣ１〜Ｃ３に対して充電が行われる。具体的には、図２２中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃからダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＣ１が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１からダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｃ１，Ｃ２が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１，Ｂ２からダイオードＤ３を経由して流れ込む電流によって、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が充電される。これらのパルス電源及び蓄電セルからキャパシタへと流れ込む充電電流はインダクタを経由しておらず、突入電流状となるため、キャパシタの充電に伴い損失が発生する。
【００８４】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図２１に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図２２に対応する期間中に放出する。図２２の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００８５】
以上のとおり、図２０の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充電期間中は突入電流による損失が発生するが、一方でＣ１〜Ｃ３の放電電流はインダクタを介することで定電流状となるため、放電期間中は突入電流が防止される。すなわち、図２０の充電器を用いることにより、従来の均一充電器と比較してキャパシタにおける損失を低減することが可能である。
【００８６】
次に、パルス電源Ｖａｃから出力されるパルス電圧の振幅とパルス幅に応じて決定される、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を算出する。
【００８７】
実施例１，２と同様に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の各電圧をＶB1〜ＶB3、キャパシタＣ１〜Ｃ３の各電圧をＶC1〜ＶC3、ダイオードの降下電圧をＶDとし、図２１及び図２２の矢印で示される極性の電流が流れる期間中での、パルス電源の出力電圧をそれぞれ−Ｖb、＋Ｖaとする。また、出力パルスの一周期に占めるパルス幅−Ｖbの割合、すなわち、パルス電源の動作の一周期中で、図２１に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が非導通となる期間の割合をｄとし（ただしｄ≦１）、図２２に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が導通される期間の割合を１−ｄとする。
【００８８】
このとき、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、パルス電源の定常状態においてゼロとなる。したがって、以下の（８）〜（１０）式が成立する。
（１−ｄ）（ＶB1＋ＶD）＝（１−ｄ）（ＶC2＋ＶD）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC1−ＶB1） …（８）
（１−ｄ）（ＶB2＋ＶD）＝（１−ｄ）（ＶC3＋ＶD）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC1＋ＶC2−ＶB1−ＶB2） …（９）
（１−ｄ）（ＶB3＋ＶD）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC1＋ＶC2＋ＶC3−ＶB1−ＶB2−ＶB3） …（１０）
【００８９】
これらを解けば、実施例１，２と同様に（４）式が得られる。
【００９０】
（４）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧はパルス幅におけるＶaとＶbとの比率を示す値ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧はパルス幅制御により調整可能である。
【００９１】
図２０の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は等価直列抵抗が０．０１Ωで容量が０．２Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は等価直列抵抗が０．１Ωで容量が４７μＦのキャパシタであるとし、Ｄ１〜Ｄ３は順方向電圧降下ＶD＝０．７Ｖのダイオードであるとし、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタンスが１００μＨのインダクタであるとして、またパルス電源Ｖａｃの動作周波数を２０ｋＨｚとし、ｄ＝０．８とし、振幅（Ｖa＋Ｖb）を５Ｖであるとして、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧をそれぞれ２Ｖ，１．５Ｖ，１Ｖとばらつかせた状態から充電動作のシミュレーションを行った。これにより得られた各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形を図２３に示す。時間の経過と共に各蓄電セルの電圧は上昇し、最終的に３．３Ｖの均一な電圧へと充電されている。なお、シミュレーションにより得られた最終的な充電電圧値である３．３Ｖは、上記（４）式においてシミュレーションに用いた各パラメータを代入することで得られる電圧と等しい。
【００９２】
図２４は、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧が１Ｖの等しい状態であるとして充電動作のシミュレーションを行うことにより得られた、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形である。初期電圧以外のパラメータは、図２３に結果を示したシミュレーションにおけるパラメータと全て同一である。図２３の動作波形と同様に、最終的な充電電圧は均一となる。また、初期電圧が均一であったにも関わらず、充電の過程において蓄電セル電圧にばらつきが発生している。このように、図２０の構成では充電の過程において必然的に電圧ばらつきが発生する。
【００９３】
なお、初期電圧がばらついた状態での上記シミュレーションで得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れる電流の動作波形は図２５に示すとおりである。図２５のグラフ中、記号Ａが付された矢印は図２１に示す極性の電流が流れる期間に対応し、また記号Ｂが付された矢印は、図２２に示す極性の電流が流れる期間に対応する。図２５からわかるとおり、図２０の充電器を用いた充電動作においては、各キャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出す電流が平滑化されて直流電流状となっている。
【実施例４】
【００９４】
充電器１の構成
図２６は、本発明の第４実施例としての充電器１を示した回路図である。図２６の充電器は、図１４に示す充電器において、各ダイオード−インダクタ回路内のダイオードとインダクタとの位置を交換したものである。
【００９５】
充電器１の動作
次に、パルス電源Ｖａｃから出力される交流電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００９６】
パルス電源Ｖａｃからの出力電圧は、典型的には振幅が一定で所定のパルス幅を有する矩形状の波形を有する。充電器１の回路内を流れる電流の極性は、所定の時間間隔ごとに切り替えられる。図２７と図２８は、そのように切り替えられる各々の極性に対応して、回路内の電流の向きを表したものである。ただし、蓄電セルＢ１〜Ｂ３及びキャパシタＣ１〜Ｃ３の各初期電圧は、パルス電源Ｖａｃの出力電圧の振幅よりも小さいものとする。
【００９７】
図２７は、Ｖａｃが紙面の上方向から下方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、インダクタＬ１〜Ｌ３を経由して流れ込む電流により充電される。具体的には、図２７中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１からインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ２からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＢ１とＢ２が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ３からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。インダクタＬ１〜Ｌ３によりキャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出す電流は平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの放電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００９８】
図２８は、Ｖａｃが紙面の下方向から上方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、キャパシタＣ１〜Ｃ３はダイオードＤ１〜Ｄ３を経由して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｂ１〜Ｂ３からＣ１〜Ｃ３に対して充電が行われる。具体的には、図２８中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃからダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＣ１が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１からダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｃ２が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１，Ｂ２からダイオードＤ３を経由して流れ込む電流によって、Ｃ３が充電される。これらのパルス電源及び蓄電セルからキャパシタへと流れ込む充電電流はインダクタを経由しておらず、突入電流状となるため、キャパシタの充電に伴い損失が発生する。
【００９９】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図２７に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図２８に対応する期間中に放出する。図２８の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【０１００】
以上のとおり、図２６の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充電期間中は突入電流による損失が発生するが、一方でＣ１〜Ｃ３の放電電流はインダクタを介することで定電流状となるため、放電期間中は突入電流が防止される。すなわち、図２６の充電器を用いることにより、従来の均一充電器と比較してキャパシタにおける損失を低減することが可能である。
【０１０１】
次に、パルス電源Ｖａｃから出力されるパルス電圧の振幅とパルス幅に応じて決定される、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を算出する。
【０１０２】
実施例１〜３と同様に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の各電圧をＶB1〜ＶB3、キャパシタＣ１〜Ｃ３の各電圧をＶC1〜ＶC3、ダイオードの降下電圧をＶDとし、図２７及び図２８の矢印で示される極性の電流が流れる期間中での、パルス電源の出力電圧をそれぞれ−Ｖb、＋Ｖaとする。また、出力パルスの一周期に占めるパルス幅−Ｖbの割合、すなわち、パルス電源の動作の一周期中で、図２７に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が非導通となる期間の割合をｄとし（ただしｄ≦１）、図２８に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が導通される期間の割合を１−ｄとする。
【０１０３】
このとき、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、パルス電源の定常状態においてゼロとなる。したがって、以下の（１１）〜（１３）式が成立する。
（１−ｄ）（ＶB1＋ＶD）＝（１−ｄ）（ＶC2＋ＶD−ＶC1）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC1−ＶB1） …（１１）
（１−ｄ）（ＶB2＋ＶD）＝（１−ｄ）（ＶC3＋ＶD−ＶC2）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC2−ＶB1−ＶB2） …（１２）
（１−ｄ）（ＶB3＋ＶD）＝ｄ（Ｖb＋ＶC3−ＶB1−ＶB2−ＶB3） …（１３）
【０１０４】
これらを解けば、実施例１〜３と同様に（４）式が得られる。
【０１０５】
（４）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧はパルス幅におけるＶaとＶbとの比率を示す値ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧はパルス幅制御により調整可能である。
【０１０６】
図２６の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は等価直列抵抗が０．０１Ωで容量が０．２Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は等価直列抵抗が０．１Ωで容量が４７μＦのキャパシタであるとし、Ｄ１〜Ｄ３は順方向電圧降下ＶD＝０．７Ｖのダイオードであるとし、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタンスが１００μＨのインダクタであるとして、またパルス電源Ｖａｃの動作周波数を２０ｋＨｚとし、ｄ＝０．８とし、振幅（Ｖa＋Ｖb）を５Ｖであるとして、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧をそれぞれ２Ｖ，１．５Ｖ，１Ｖとばらつかせた状態から充電動作のシミュレーションを行った。これにより得られた各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形を図２９に示す。時間の経過と共に各蓄電セルの電圧は上昇し、最終的に３．３Ｖの均一な電圧へと充電されている。なお、シミュレーションにより得られた最終的な充電電圧値である３．３Ｖは、上記（４）式においてシミュレーションに用いた各パラメータを代入することで得られる電圧と等しい。
【０１０７】
図３０は、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧が１Ｖの等しい状態であるとして充電動作のシミュレーションを行うことにより得られた、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形である。初期電圧以外のパラメータは、図２９に結果を示したシミュレーションにおけるパラメータと全て同一である。図２９の動作波形と同様に、最終的な充電電圧は均一となる。また、初期電圧が等しい場合には充電途中であっても蓄電セル電圧にばらつきが発生していないことがわかる。このように、図２６の構成を用いれば、充電途中であっても電圧ばらつきを発生させることなく、各セルを均一に充電することが可能である。
【０１０８】
なお、初期電圧がばらついた状態での上記シミュレーションで得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れる電流の動作波形は図３１に示すとおりである。図３１のグラフ中、記号Ａが付された矢印は図２７に示す極性の電流が流れる期間に対応し、また記号Ｂが付された矢印は、図２８に示す極性の電流が流れる期間に対応する。図３１からわかるとおり、図２６の充電器を用いた充電動作においては、各キャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出す電流が平滑化されて直流電流状となっている。
【０１０９】
上記実施例１〜４の充電器においては、均等化用キャパシタを更に追加することで、充電時における各蓄電セルの電圧のばらつきを抑え、動作時の充電速度を上昇させることが可能である。図３２にその一例を示す。
【０１１０】
図３２の充電器は、図８の充電器に対して更にキャパシタＣ４とＣ５を接続した接続構成を有している。具体的に、Ｃ４は第１及び第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの両中間点の間に接続されており、またＣ５は、キャパシタＣ１とパルス電源Ｖａｃとを結ぶ経路上の１点と、第２のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続されている。すなわち図３２の充電器は、蓄電セルの直列数を任意の整数ｎであるとした本発明の充電器において、第１のキャパシタとパルス電源とを結ぶ経路上の任意の１点と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、のうち、任意の２点間に接続されたキャパシタを１以上備えることにより、充電時における各蓄電セルの電圧のばらつきを抑えるための構成としての一例である。
【０１１１】
図３２の充電器において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の初期電圧がそれぞれ２Ｖ、１．５Ｖ、１Ｖとばらついた状態であるとした場合の充電動作のシミュレーションを行った。シミュレーションに用いたその他のパラメータは、実施例１のシミュレーションで用いたものと同一である。得られた動作波形を図３３に示す。Ｃ４とＣ５の存在により、図８の充電器に比べて電荷移動の経路が増えたため、実施例１において図１１に示された結果と比べて充電過程における電圧のばらつきが抑えられていることが分かる。また各蓄電セルが最終的な充電電圧である３．３Ｖに達するまでの時間も、図３２の充電器を用いたシミュレーションにおいては短縮されている。
【０１１２】
図３４は、本発明の充電器に対して均等化用キャパシタを更に追加した構成の、別の一例を示している。具体的に、Ｃ６は第１及び第２のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの両中間点の間に接続されており、またＣ７は、第２及び第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの両中間点の間に接続されている。あるいは、図３４の充電器は、図８の充電器と図１４の充電器においてそれぞれ用いられていた均等化用キャパシタを全て接続してなる構成を有した充電器であるということもできる。
【０１１３】
図３４の充電器において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の初期電圧がそれぞれ２Ｖ、１．５Ｖ、１Ｖとばらついた状態であるとした場合の充電動作のシミュレーションを行った。シミュレーションに用いたその他のパラメータは、実施例２のシミュレーションで用いたものと同一である。得られた動作波形を図３５に示す。Ｃ６とＣ７の存在により、図１４の充電器に比べて電荷移動の経路が増えたため、実施例２において図１７に示された結果と比べて充電過程における電圧のばらつきが抑えられていることが分かる。また各蓄電セルが最終的な充電電圧である３．３Ｖに達するまでの時間も、図３４の充電器を用いたシミュレーションにおいては短縮されている。
【０１１４】
以上のとおり、特に図８と図１４の充電器に対してキャパシタを追加した構成について説明をしたのであるが、図２０と図２６の充電器等、その他の全ての実施形態に対しても、同様にキャパシタを追加して電圧のばらつきを小さく抑えることが可能である。
【実施例５】
【０１１５】
図３６は、本発明の第５実施例としての充電器１を示した回路図である。実施例１〜４とは異なり、パルス電源Ｖａｃは、第２のダイオード−インダクタ回路と第３のダイオード−インダクタ回路の接続点に対して接続されている。このような構成の充電器によっても、インダクタによる充放電電流の平滑化により、キャパシタＣ１〜Ｃ４の充電時又は放電時における突入電流を防止して損失を低減させることが可能である。なお、パルス電源Ｖａｃは、他のダイオード−インダクタ回路同士の接続点に対して接続されていてもよい。その場合は、Ｃ１又はＣ４に替えて、Ｖａｃと接続するための接続点を有した複数のキャパシタの組（Ｃ２とＣ３の組に対応）を用いることができる。
【０１１６】
図３７は、本発明の第５実施例としての充電器１の、別の例を示した回路図である。実施例１〜４とは異なり、パルス電源Ｖａｃは第２のダイオード−インダクタ回路と第３のダイオード−インダクタ回路の接続点に対して接続されている。各キャパシタＣ１〜Ｃ４は、第１〜第４のダイオード−インダクタ回路の中間点と、上記パルス電源との間に接続されている。このような構成の充電器によっても、インダクタによる充放電電流の平滑化により、キャパシタＣ１〜Ｃ４の充電時又は放電時における突入電流を防止して損失を低減させることが可能である。なお、パルス電源Ｖａｃは、他のダイオード−インダクタ回路同士の接続点に対して接続されていてもよい。その場合も、パルス電源Ｖａｃに対してキャパシタＣ１〜Ｃ４を接続し、且つＣ１〜Ｃ４を第１〜第４のダイオード−インダクタ回路の中間点と接続することにより、本発明の充電器を構成することができる。
【０１１７】
その他、実施例５の充電器としては、図３８及び図３９に示される構成の充電器を用いることも可能である。図３８及び図３９の構成は、それぞれ図３６及び図３７に示される充電器において、各ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタとの位置を交換した構成に相当する。蓄電セルの直列接続数、及びパルス電源Ｖａｃの接続位置の任意性は、これらの構成においても同様に成立する。
【実施例６】
【０１１８】
なお、直列接続された蓄電セル列に対しては、実施例１〜５で説明した、ダイオード−インダクタ回路、キャパシタ、及びパルス電源からなる回路を２組以上接続することも可能である。図４０は、そのような構成の一例を示している。ダイオードＤ１〜Ｄ３及びインダクタＬ１〜Ｌ３よりなる、直列接続された第１〜第３のダイオード−インダクタ回路と、均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３と、パルス電源Ｖａｃ１とが蓄電セルＢ１〜Ｂ３に対して接続されている点は図８の構成と同様であるが、これらに加えて、蓄電セルＢ１〜Ｂ３に対しては、ダイオードＤ４〜Ｄ６及びインダクタＬ４〜Ｌ６よりなる、直列接続された第４〜第６のダイオード−インダクタ回路と、均等化用キャパシタＣ４〜Ｃ６と、パルス電源Ｖａｃ２とが更に接続されている。
【０１１９】
図４０の充電器を用いれば、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、Ｃ１〜Ｃ３を通る各経路とＣ４〜Ｃ６を通る各経路の２通りの経路を経由して充電されるので、図８の充電器を用いるよりも速い充電速度を得ることが可能である。この場合、Ｂ１〜Ｂ３に流れるリップル電流の観点から、Ｖａｃ１とＶａｃ２は逆位相で動作させることが望ましい。上述した全ての実施例１〜５に対して、同様に複数の組の回路を用いることが可能である。また、例えば図８において各蓄電セルに接続されていた回路と図１４において各蓄電セルに接続されていた回路を用いるなど、異種の回路を併用することも可能であるし、３以上の組の回路を各蓄電セルに対して接続してもよい。
【０１２０】
なお、これまで説明した本発明の充電器は、全てダイオードを含む回路構成を有していたが、一部、あるいは全てのダイオードをスイッチで置き換えてもよい。
【０１２１】
図８の充電器において全てのダイオードをスイッチで置き換えた構成を、図４１に示す。各スイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴ等、任意の半導体スイッチを用いることが好ましいが、要求される応答速度等によっては、他の電子式スイッチや機械式スイッチを用いることも可能である。スイッチとしてＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチを用いる場合、任意のスイッチドライバによって当該スイッチのオン・オフを制御することが可能である。
【０１２２】
図９、図１０を用いて示したとおり、パルス電源Ｖａｃが供給する出力電圧の時間変化する極性に応じて、図８に示した充電器におけるダイオードは導通／非導通の状態間で交互に切り替えられる。これを鑑みれば、図４０の充電器を用いた充電動作においては、Ｖａｃの出力電圧の時間変化する極性に応じて上記スイッチドライバによりスイッチ切り替えを行うことで、図９、図１０で示される各充放電状態と同様の状態を実現することができる。なお、図４１はスイッチを用いる構成の単なる一例である。上述の実施例として説明された全ての充電器において、同様にダイオードの一部あるいは全てをスイッチで置き換えることが可能である。
【実施例７】
【０１２３】
上記実施例１〜６の充電器において、蓄電セルへの充電電流を制御する必要がなく、パルス電源の振幅（Ｖa＋Ｖb）を固定した上で所定の電圧値まで蓄電セルを充電する場合、当該充電器の使用者は、ある固定されたｄの値にてパルス電源Ｖａｃを動作させればよい。しかしながら、充電電流を制御する必要がある場合やパルス電源の振幅に変動がある場合、あるいは、蓄電セルの充電電圧を高精度で調整する必要がある場合には、充電の進行に応じてｄの値を随時制御する必要がある。
【０１２４】
図４２〜図４７に、そのようなｄの値の制御を行うための、充電システム２の一例を示す。これら充電システム２は、本発明の充電器と、充電器を構成するいずれかの素子の電流又は電圧を検出するための検出回路と、検出結果を基準値と比較するための比較演算回路と、比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのパルス幅制御回路から構成される。
【０１２５】
なお、図４２〜図４７の充電システム２で用いられている充電器は図８に示した充電器１と同一の回路構成を有しているが、本充電システムに用いるべき充電器がこのような構成に限られるわけではない。すなわち、本発明の充電器のうち任意のものを用いて、充電システム２を構成することができる。
【０１２６】
また、検出回路を接続する素子は、充電器を構成するいずれの素子であってもよく、任意の素子の電流・電圧を検出しつつパルス幅の制御を行うことが可能である。
【０１２７】
充電システム２の構成
次に、図４２を用いて充電システム２の構成及び動作を説明する。図４２は、図８で示された実施例１の充電器に対して、Ｂ１〜Ｂ３の蓄電セルの電圧を検出する電圧検出回路と、検出結果と基準電圧を比較して差分に応じた信号を出力する比較演算回路と、比較結果に基づいてパルス電源Ｖａｃの出力パルス幅を制御するためのパルス幅制御回路と、を接続してなる充電システム２を示している。
【０１２８】
電圧検出回路は、電圧を検出して検出結果に応じた信号を発することのできる任意の電圧計であってよい。また比較演算回路は、電圧検出回路からアナログ信号が発せられる場合には、Ａ／Ｄコンバータを介して検出回路に接続されたデジタル・シグナル・プロセッサ等であってよい。比較演算回路には、電圧の基準値を記録するためのメモリ等が必要に応じて備えられている。なお、検出回路からの信号がデジタル信号であるならば、Ａ／Ｄコンバータは不要である。パルス幅制御回路は、比較演算回路から受信した信号に応じて一定の時間間隔ごとにパルス電源Ｖａｃに対して出力レベルを切り替えるための信号を発するよう構成された、スイッチングドライバ回路等であってよい。一般的なパルス電源は、電源回路内のスイッチを切り替えることで一定振幅のパルス電圧の出力レベルを切り替えるよう構成されているため、パルス幅制御回路からパルス電源に対して送信される、スイッチを切り替える信号の送信間隔を制御することにより、出力パルス幅を調整することができる。
【０１２９】
ただし、本発明の充電システムに用いられる検出回路、比較演算回路、及びパルス幅制御回路が上記の具体的な構成に限られるわけではない。当業者であれば、本発明の教示に従い、同様の機能を備えた別の回路を適宜構成することが可能である。本発明は、そのようなバリエーションの全てをその範囲に含む。
【０１３０】
充電システム２の動作
次に、図４２を用いて充電システム２の動作を説明する。
【０１３１】
充電器の動作中、電圧検出回路は随時蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧を検出し、検出結果を表わす信号を比較演算回路へと発している。ただし、電圧検出回路に対してクロック発振器を接続し、クロック信号に応じて所定のタイミングで検出結果の信号を発するよう構成してもよい。
【０１３２】
次に、比較演算回路は、必要に応じてＡ／Ｄコンバータを介して、上記検出結果を表わす信号を受信し、この検出結果を、蓄電セルの目標充電電圧である基準電圧と比較する。蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも低い場合、比較演算回路は、パルス幅制御回路に対し、パルス電源の出力パルス幅を大きくすることを指示する信号を発する。ここにおける「大きくする」とは、あらかじめ定められた特定の時間間隔だけパルス幅を広くすることを指示する信号であってもよいし、あるいは、蓄電セルの電圧と目標充電電圧との間の差分に応じて算出された時間間隔だけ、パルス幅を広くすることを指示する信号であってもよい。なお、この場合の具体的なパルス幅の算出は、個々の回路構成に応じて成立する電流・電圧間の数学的関係式を理論的に解くことにより行ってもよいし、あるいはパルス幅と蓄電セル電圧との関係をあらかじめサンプリングし、比較演算回路内のメモリに記録した上で、当該記録されたデータと検出された蓄電セル電圧を照合することにより行ってもよい。
【０１３３】
同様に、蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも高い場合、比較演算回路は、パルス幅制御回路に対し、パルス電源の出力パルス幅を小さくする方向へと指示する信号を発する。
【０１３４】
次に、パルス幅制御回路は、比較演算回路から受信した信号に応じて、パルス電源の出力パルス幅を制御する。典型的には、パルス電源内のスイッチに対して、比較演算回路により指示されたパルス幅に対応する時間間隔ごとに、スイッチ切り替え信号を発する。
【０１３５】
この構成においては、蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも低い場合にはパルス幅制御回路がパルス電源に対して出力パルス幅を大きくするよう信号を出力し、蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも高い場合はパルス幅制御回路がパルス電源に対して出力パルス幅を小さくする方向へと信号を出力することにより、蓄電セルの電圧を所望の値へと制御することができる。すなわち、蓄電セルの電圧が目標充電電圧と等しくなるようパルス電源の出力パルス幅ｄが制御されるため、パルス電源の振幅が変動した場合等においても高精度で蓄電セルの充電電圧を調整することが可能である。
【０１３６】
なお、電圧検出回路から比較演算回路へと通知される蓄電セル電圧とは、充電器を構成する蓄電セルの全て、又は一部の電圧に基づいて決定される任意の電圧であってよい。すなわち、全ての蓄電セルの電圧を検出してその平均値を目標充電電圧と比較することが可能であるし、その他にも、例えば最も電圧の高いセルの電圧値を用いる、最も電圧の低いセルの電圧値を用いる、あるいは一部のセルの電圧のみ検出しその電圧値を用いる等、任意の方法によって蓄電セルの検出電圧を決定することができる。
【０１３７】
図４３は、図８で示した実施例１の充電器に対して、Ｂ１〜Ｂ３の蓄電セルに流れる電流を検出する電流検出回路と、検出結果と基準電流値を比較して差分に応じた信号を出力する比較演算回路、比較結果に基づいてパルス電源Ｖａｃの出力パルス幅を制御するためのパルス幅制御回路を加えたものである。図４２の充電システムにおける電圧検出回路に代わって、電流検出回路を用いた充電システムである。このような構成の充電システムを図４２のシステムと同様に動作させれば、蓄電セルの電流を所望の値へと調整することが可能となる。なお、電流検出回路とは、電流を検出して検出結果に応じた信号を発することのできる任意の電流計であってよい。
【０１３８】
図４３の充電システムの動作においては、電流検出回路の電流検出値と基準電流値とが、比較演算回路によって比較される。この場合の基準電流値は蓄電セルの目標充電電流値である。図９、図１０を用いて説明したように、本発明の充電器の動作においては、パルス電源Ｖａｃからの出力方向に応じて各蓄電セルに異なる極性の電流が流れる。よって、蓄電セルに流れる電流を検出する図４３の構成を用いる場合、電流検出値としては、蓄電セルに流れる電流の平均値を用いることが好ましい。この場合、具体的には、各蓄電セルを流れる電流が電流検出回路により検出され、それぞれの検出値を表わす信号が、Ａ／Ｄコンバータを介して比較演算回路へと入力され、比較演算回路はそれら電流検出値の平均値を算出し、当該平均値とメモリに記録された目標充電電流値とを比較する。
【０１３９】
蓄電セルを流れる電流が目標充電電流値よりも低い場合は、パルス幅制御回路がパルス電源に対して出力パルス幅を大きくするよう信号を出力し、蓄電セルに流れる電流が目標充電電流値よりも高い場合は、パルス幅制御回路がパルス電源に対して出力パルス幅を小さくする方向へと信号を出力する。このようにして、蓄電セルに流れる充電電流を所望の値に制御することができる。蓄電セルに流れる電流が目標充電電流値と等しくなるようパルス電源の出力パルス幅ｄが制御されるため、蓄電セルの電圧が変動する場合等においても高精度で蓄電セルに流れる充電電流値を調整することが可能である。この構成においては、全てのセルの電流を検出しそれら平均値を用いる、最も大きな電流の流れるセルの電流値を用いる、最も小さな電流の流れるセルの電流値を用いる、あるいは一部のセルの電流のみ検出しその電流値を用いる等、任意の方法により電流検出値を決定することができる。
【０１４０】
以上、蓄電セルの電圧ならびに電流を検出しパルス幅を制御する構成について述べた。しかしながら、蓄電セルの電圧ならびに電流を検出する代わりに、図４４及び図４５に示す構成用いてキャパシタＣ１〜Ｃ３の電流・電圧を検出し、検出結果に応じてパルス幅の制御を行うことが可能であるし、あるいは図４６に示す構成を用いてインダクタＬ１〜Ｌ３に流れる電流を検出し、検出結果に応じてパルス幅の制御を行うことも可能である。特にインダクタに流れる電流は条件によってはほぼ定電流と見なすことが可能なため、上記図４３で蓄電セルに流れる電流を検出するよりも容易である。
【０１４１】
また、実施例７の充電システムとしては、特に電圧あるいは電流の一方のみを検出して制御を行う態様について説明したが、電圧と電流を共に検出し制御を行うことも可能である。例として、図４７に蓄電セルの電圧及び電流を検出し、パルス電源Ｖａｃの出力パルス幅の制御を行う構成を示す。蓄電セルの電圧が基準電圧値よりも低い場合、電圧比較演算回路はパルス幅制御回路に対してパルス幅を大きくするよう信号を出力するが、一方で電流比較演算回路はパルス幅制御回路に対して蓄電セルに流れる電流がある任意の値となるよう信号を出力する。その結果、蓄電セルの電圧が任意の充電電圧よりも低い場合、蓄電セルはある任意の定電流にて充電されることになる。蓄電セルの電圧が基準電圧値と等しいか、あるいは高い場合においても電流比較演算回路はパルス幅制御回路に対して蓄電セルに流れる電流がある任意の値となるよう信号を出力するが、一方で電圧比較演算回路はパルス幅制御回路に対して蓄電セルの電圧がある任意の値に保たれるよう信号を出力する。その結果、蓄電セルの充電電流は抑えられ、当該蓄電セルはある任意の定電圧にて充電されることになる。このように、電圧検出と電流検出を併用することにより、定電流／定電圧にて充電を行うことが可能である。
【０１４２】
その他、任意の素子における電流・電圧等の検出可能な任意の量を２以上同時に検出し、それら検出結果に応じてパルス電源の出力パルス幅を制御するよう、本充電システムを構成することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１４３】
本発明に従い、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セルを充電するための充電器・充電システムを構成することができる。特に本発明によれば突入電流の軽減によりエネルギー効率が上昇し、素子への負担も抑えられるため、本発明においては、高い効率や耐久性が求められる充電器・充電システムとしての応用が見込まれる。
また、従来のコッククロフトウォルトン回路が使われている各種装置ならびにマルチレベルインバータ等、複数個の直列に接続されたコンデンサの電圧を均等に維持することが望ましい用途においても本発明技術を適用することが出来る。
【符号の説明】
【０１４４】
１ 充電器
２ 充電システム
Ｂ１〜Ｂ４ 蓄電セル
Ｃ１〜Ｃ６ 均等化用キャパシタ
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｌ１〜Ｌ６ インダクタ
Ｖａｃ１，Ｖａｃ２ パルス電源
Ｑ１〜Ｑ３ スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蓄電モジュールの充電器に関する。さらに詳細には、本発明は、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の複数個の蓄電セルを直列接続してなる蓄電モジュールにおいて、各蓄電セルに対して均一に充電を行う充電器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電力によって何らかの電子機器を動作させる際には、その装置の特性により決定される所定の動作電圧範囲内で給電を行うことが必要である。用途に応じた所望の電圧を出力するための電源として、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セルを複数直列接続して構成される蓄電モジュールを用いることができる。
【０００３】
一般に、上記蓄電モジュール内の各蓄電セルにおいては、各セルの容量、内部抵抗、環境温度、自己放電等のばらつきに起因して、各蓄電セル電圧のばらつきが発生する。セル電圧にばらつきが発生した状態で充放電を行えば、高電圧のセルは低電圧のセルと比較してより早く劣化が進行する。充放電を繰り返すことにより、このような劣化進行のばらつきは加速的に増大することがある。また、特に放電時においては、一部のセルの電圧が放電許容最低電圧に達した時点で、別の高電圧のセルに残存するエネルギーが利用不可能になるという問題がある。
【０００４】
セル電圧のばらつきを抑えてこのような問題を解消するための、均等化回路を備えた充電器が、従来提案されていた。しかしながら、従来の均等化回路においては、蓄電セルの直列数に応じて多数のスイッチを必要とするもの、あるいは単一のスイッチで動作するもののトランスを必要とするものなど、複雑な回路構成を有するものが主流であった。
【０００５】
一方、単純な構成の均等化回路を備えた充電器としては、図１に示すコッククロフトウォルトン回路を用いた均一充電器１００が提案されている。図１の充電器１００は、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セルＢ１〜Ｂ３，均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３，ダイオードＤ１〜Ｄ６，及び交流電源Ｖａｃから構成されており、交流電源Ｖａｃからの出力電流が均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３を経由して蓄電セルＢ１〜Ｂ３へと流れ込むことにより、Ｂ１〜Ｂ３が充電される。充電完了時において、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧は均一である。充電器１００は、充電すべき蓄電セルを除いて主にダイオードとキャパシタから構成されており、交流電源Ｖａｃ内部で用いられるもの以外にスイッチを必要としない。図１の回路を用いれば、従来の均等化回路と比較して回路構成を大幅に簡素化することができる。
【０００６】
図１の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は容量が１Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は容量が１００μＦのキャパシタであるとして、振幅３Ｖ、周波数１ｋＨｚの交流電源Ｖａｃによる充電動作のシミュレーションを行った。Ｂ１〜Ｂ３の電圧の時間変化として得られた動作波形を、図２に示す。最終的に各蓄電セルは等しく３Ｖまで充電されているが、充電過程においては各蓄電セルの電圧にばらつきが発生していることがわかる。図１の充電器は、その回路構成に起因して、充電過程における各蓄電セル電圧のばらつきを原理的に避けられないという問題を含む。
【０００７】
上記充電過程における各蓄電セル電圧のばらつきにより、エネルギーの有効利用が困難となる場合がある。具体的には、各蓄電セル電圧が最終的に均等化される前の充電途中の段階で当該蓄電セルＢ１〜Ｂ３に負荷を接続して、放電を行う場合である。この場合、放電の進行に伴い、放電開始時点での電圧が最も低い蓄電セル、すなわちＢ３の電圧が許容最低電圧に達した時点で、全ての蓄電セルＢ１〜Ｂ３が放電不能状態に陥る。許容最低電圧に達したことでＢ３が放電不能となれば、Ｂ３と直列接続されているＢ１及びＢ２も放電を続けることはできないからである。これによりＢ１及びＢ２に残存するエネルギーは利用不可能となる。すなわち図１の充電器１００においては、充電電圧の最も低い蓄電セルによって、放電可能なエネルギー量が制限される。以上のとおり、図１の充電器は、蓄電セルを完全かつ均一に充電するための充電時間を常に確保できるような使用状況でのみ、エネルギーの有効利用を可能とするものである。
【０００８】
充電途中であっても蓄電セル電圧のばらつきを発生させず、不完全な充電状態からの放電においても各蓄電セルのエネルギーの有効利用を可能とする充電器が、特願２００９−１８９９２７号により提案されている。図３に示すとおり、上記先願発明に係る充電器２００においては、均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３のそれぞれが他のキャパシタを介することなく交流電源Ｖａｃに直接接続されており、（充電開始時に各蓄電セル電圧が等しいとすれば、）充電途中であっても各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧がばらつくことはない。
【０００９】
図３の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は容量が１Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は容量が１００μＦのキャパシタであるとして、振幅３Ｖ、周波数１ｋＨｚの交流電源Ｖａｃによる充電動作のシミュレーションを行った。Ｂ１〜Ｂ３の電圧の時間変化として得られた動作波形を、図４に示す。充電過程において電圧ばらつきを発生することなく、各蓄電セルは等しく３Ｖまで充電されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】J. Cao, N. Schofield and A. Emadi, “Battery Balancing Methods: A Comprehensive Review,” IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference, pp. 1-6, September 2008.
【非特許文献２】松井景樹、他、“ＣＷ回路を用いた電気二重層キャパシタ用電圧均等化充電方式”、平成２０年度電気学会全国大会講演論文集４，４−１３８，ｐｐ ２３０−２３１．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図１と図３の均一充電器において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧は交流電源Ｖａｃの電圧振幅と等しくなるため、充電電圧を任意に制御するためには交流電源Ｖａｃの振幅制御を行う必要がある。これに関して、電源回路において現在最も一般的に用いられている制御方法はパルス幅制御（ＰＷＭ制御）であることを考えれば、これらの均一充電器においてもＰＷＭ制御を適用可能であることが望ましい。
【００１２】
しかしながら、これら充電器を用いて、パルス幅制御により得られる矩形波パルス状の交流電圧で充電動作を行う場合、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充放電に伴い各キャパシタに突入電流が流れて損失が発生する。以下、図３の充電器を例とし、図５〜図７を用いて突入電流の発生を説明する。
【００１３】
図５と図６は、矩形波パルス状の交流電圧を出力する交流電源Ｖａｃを用いた図３の充電器による充電過程での、電源電流における各極性に対応して、回路内を流れる電流の経路及び方向を描いた図である。また図７は、図３の充電器による充電動作のシミュレーションから得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３を流れる電流の時間変化を表すグラフである。なお、シミュレーションに用いた各パラメータは、図４の動作波形を得る際に行ったシミュレーションにおける各パラメータと同一である。
図７中、Ａで表される時間区間はキャパシタＣ１〜Ｃ３の充電期間（図５の電流経路が実現される期間）に対応し、Ｂで表される時間区間は放電期間（図６の電流経路が実現される期間）に対応する。図７が示すとおり、充放電の両期間において突入電流が生じている。
【００１４】
本発明はこのような背景の下でなされたものである。本発明は、パルス電源を用いた上記充電器においてキャパシタの充放電に伴って生じる突入電流を少なくとも軽減して、蓄電セル充電時の損失を抑えることにより、複雑な回路構成を必要とせず、且つ一般的なパルス電源を用いて動作可能な高効率充電器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、本件第１発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、パルス電源と、の間に接続された、第１のキャパシタと、第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋのダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００１６】
上記充電器の充電動作においては、パルス電源と蓄電セルから各キャパシタへ流れ込む電流がインダクタにより平滑化されるため、キャパシタへの突入電流を防止することができる。また、最終的な各蓄電セルの充電電圧は均一になるため、特に完全に充電をした上で負荷に接続し放電を行うという使用態様において、エネルギーの有効利用が達成される。
【００１７】
また、本件第２発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００１８】
本件第２発明は、本件第１発明の充電器において各キャパシタの接続構成を変更した実施形態に対応する。上記のとおり各キャパシタを接続すれば、充電過程においても各蓄電セル電圧のばらつきを防ぐことが可能であり、したがって不完全な充電状態からの放電においても、各蓄電セルに蓄えられたエネルギーを有効利用することができる。また、本件第１発明と同様にキャパシタへの突入電流の流入が防止されるため、突入電流に起因する損失も低減される。
【００１９】
また、本件第３発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、パルス電源と、の間に接続された、第１のキャパシタと、第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋのダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２０】
本件第３発明は、本件第１発明の充電器においてダイオードとインダクタの接続態様を変更した実施形態に対応する。上記の構成を採用すれば、各キャパシタから各蓄電セルへと流れ出す電流がインダクタにより平滑化されるため、キャパシタからの突入電流の流出を防止することができる。これにより損失が抑えられ、エネルギーの有効活用が達成される。
【００２１】
また、本件第４発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２２】
本件第４発明は、本件第２発明の充電器においてダイオードとインダクタの接続態様を変更した実施形態に対応する。上記の構成を採用すれば、各キャパシタから各蓄電セルへと流れ出す電流がインダクタにより平滑化されるため、キャパシタからの突入電流の流出を防止することができる。これにより損失が抑えられ、エネルギーの有効活用が達成される。また本件第２発明の充電器と同様に、本件第４発明の充電器によれば充電過程においても各蓄電セル電圧のばらつきを防ぐことが可能であり、したがって不完全な充電状態からの放電においても各蓄電セルのエネルギーを有効利用することができる。
【００２３】
本件第１〜第４発明においては、第１のキャパシタとパルス電源とを結ぶ経路上の任意の１点と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、のうち、任意の２点間に接続されたキャパシタを１以上備えることにより、充電時における各蓄電セルの電圧のばらつきを抑えることが可能である。
【００２４】
キャパシタを追加することで電荷移動の経路を増やした実施形態に対応する。電荷移動経路を増やすことにより、更に高い充電速度が得られる。また、充電開始時点で各蓄電セルの電圧にばらつきがあった場合も、上記のとおりキャパシタを追加した構成の充電器を用いることにより、各蓄電セル電圧をより速く均等化することができる。この点については、パルス電源を任意の位置に設けた後述の各実施形態においても同様である。
【００２５】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、少なくとも第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のキャパシタは直列接続された２以上の蓄電素子を含む、キャパシタと、第ｍのキャパシタに含まれる蓄電素子間のいずれかの直列接続点と、第ｍのダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点と、の間に接続されたパルス電源とを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２６】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続されたパルス電源と、第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２７】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、少なくとも第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のキャパシタは直列接続された２以上の蓄電素子を含む、キャパシタと、第ｍのキャパシタに含まれる蓄電素子間のいずれかの直列接続点と、第ｍのダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点と、の間に接続されたパルス電源とを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２８】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続されたパルス電源と、第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタとを備え、パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２９】
上記充電器は、本件第１〜４発明の充電器において回路構成を一部変更した実施形態に対応する。ｍの任意性が示すとおり、パルス電源を設ける位置は適宜変更可能であって、このような充電器においてもキャパシタへ流れ込む、あるいはキャパシタから流れ出す突入電流が軽減される。
【００３０】
本発明の充電器においては、ダイオード−インダクタ回路、キャパシタ、及びパルス電源の組を、上記第１から第ｎの蓄電セルに対し２以上接続することにより、充電速度を上昇させることが可能である。
【００３１】
本発明の充電器においては、ダイオードのうち少なくとも一つをスイッチに置き換えることが可能である。パルス電源から出力される電圧パルスが一周期内で取りうる各モードに対応して上記スイッチのオン・オフを切り替えることにより、ダイオードを用いた構成と同様の性能を得ることができる。
【００３２】
本発明の充電器に用いられる第１から第ｎの蓄電セルのうち、少なくとも１つは、コンデンサ、二次電池、又は電気二重層キャパシタを含んでよい。ただし、本発明の充電回路に用いることのできる蓄電セルがこれらに限られるわけではない。また、本発明における蓄電セル、及びキャパシタは単一の蓄電素子に限られるわけでもなく、２以上の素子からなるモジュール、あるいはそれらモジュールを用いて構成される任意の装置であってもよい。
【００３３】
また、本件第５発明は、上記いずれかの充電器と、蓄電セルのうち少なくとも１つの電圧を検出する蓄電セル電圧検出回路と、蓄電セル電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、蓄電セルの充電電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システムを提供する。
【００３４】
上記充電システムを用いれば、パルス電源の振幅に変動があった場合、あるいは動作環境や機器の問題により出力パルス波形が乱れた場合にも、蓄電セルの電圧を直接監視しつつ高精度で充電電圧を調整することができる。
【００３５】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、蓄電セルのうち少なくとも１つを流れる電流を検出する蓄電セル電流検出回路と、蓄電セル電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、蓄電セルを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００３６】
上記の構成を用いれば、蓄電セルや他の回路素子の耐久性の問題等から蓄電セルへの充電電流を制御する必要がある場合において、蓄電セルの電流を直接監視しつつパルス幅を制御することで、充電電流を所望の電流へと調整することができる。過度に大きい充電電流は損失増大の原因ともなるため、本構成はエネルギー有効利用の観点からも優れている。
【００３７】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、キャパシタのうち少なくとも１つの電圧を検出するキャパシタ電圧検出回路と、キャパシタ電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、キャパシタの電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００３８】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、キャパシタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するキャパシタ電流検出回路と、キャパシタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、キャパシタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００３９】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、インダクタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するインダクタ電流検出回路と、インダクタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路とを備え、パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、インダクタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００４０】
キャパシタの電圧、キャパシタを流れる電流、あるいはインダクタを流れる電流を検出し、検出結果に応じてパルス電源の出力パルス幅を制御することにより、それら検出対象を適宜調整するための構成である。特にインダクタに流れる電流は、条件によってはほぼ定電流と見なすことが可能なため、蓄電セルに流れる電流よりも検出が容易である。
【００４１】
あるいは、上記本件第５発明の充電システムを、蓄電セル電圧検出回路と、蓄電セル電流検出回路と、キャパシタ電圧検出回路と、キャパシタ電流検出回路と、インダクタ電流検出回路とから選択された２以上の検出回路と、２以上の検出回路のそれぞれが検出した電圧又は電流を、電圧又は電流に対応する基準電圧又は基準電流とを比較する、２以上の比較演算回路とを備え、２以上の比較演算回路による比較の結果に基づいて、パルス幅制御回路がパルス電源の出力パルス幅を制御することにより、電圧又は電流を所望の電圧又は電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００４２】
各検出回路を複数組み合わせて用いることで、さまざまな素子の電圧又は電流を監視しつつパルス電源を制御するための構成である。
【発明の効果】
【００４３】
本発明の充電器が備える充電回路においては、キャパシタの充電又は放電に伴う電流がインダクタの存在により定電流状となるため、突入電流の発生を抑制して充放電時の損失を低減することが可能である。このような構成を備えた本発明の充電回路は、パルス電源で動作させるために特に適している。本発明により、直列接続された蓄電セルの充電電圧をパルス電源の出力パルス幅の制御によって調整することが可能となるため、均一充電器における制御性が従来と比較して飛躍的に向上する。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】コッククロフトウォルトン回路を用いた従来の充電器の回路図である。
【図２】図１の充電器で充電を行った場合の各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３】特願２００９−１８９９２７号により提案された充電器の回路図である。
【図４】図３の充電器で充電を行った場合の各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図５】図３の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図６】図３の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図５とは異なる極性を有するタイミングでの、電流の流れを示す図である。
【図７】図３の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図８】本発明の実施例１に係る充電器の回路図である。
【図９】図８の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１０】図８の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図９とは異なる極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１１】図８の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図１２】図８の充電器で初期電圧が等しい状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図１３】図８の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図１４】本発明の実施例２に係る充電器の回路図である。
【図１５】図１４の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１６】図１４の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図１５とは異なる極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１７】図１４の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図１８】図１４の充電器で初期電圧が等しい状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図１９】図１４の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図２０】本発明の実施例３に係る充電器の回路図である。
【図２１】図２０の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２２】図２０の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図２１とは異なる極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２３】図２０の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図２４】図２０の充電器で初期電圧が等しい状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図２５】図２０の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図２６】本発明の実施例４に係る充電器の回路図である。
【図２７】図２６の充電器の動作時において、パルス電源からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２８】図２６の充電器の動作時において、パルス電源からの電流が図２７とは異なる極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２９】図２６の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３０】図２６の充電器で初期電圧が等しい状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３１】図２７の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図３２】図８の構成において、新たにキャパシタＣ４とＣ５を接続してなる充電器の回路図である。
【図３３】図３２の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３４】図１４の構成において、新たにキャパシタＣ６とＣ７を接続してなる充電器の回路図である。
【図３５】図３４の充電器で初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３６】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３７】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３８】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３９】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図４０】本発明の実施例６に係る充電器の回路図である。
【図４１】本発明の充電器において、ダイオードをスイッチで置き換えた構成を示す回路図である。
【図４２】図８の充電器における蓄電セル電圧を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４３】図８の充電器において蓄電セルを流れる電流を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４４】図８の充電器におけるキャパシタ電圧を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４５】図８の充電器においてキャパシタを流れる電流を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４６】図８の充電器においてインダクタを流れる電流を検出し、検出結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４７】図４２と図４３の制御系を併用し、蓄電セルを定電流／定電圧にて充電するためのシステムを示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
これより図面を用いて、本発明に係る充電器、及び充電システムを説明する。但し、本発明に係る充電器、充電システムの構成は、各図面にて示される特定の具体的構成へと限定されるわけではなく、本発明の範囲内で適宜変更可能である。例えば、以下において各キャパシタは主に単独の蓄電素子としてのキャパシタ（コンデンサ）であるとして、また蓄電セルは、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等であるとして説明するが、これらは充放電可能な任意の素子、又は複数の素子からなるモジュールであってよい。各蓄電素子の容量も、それぞれ異なっていてよい。各スイッチについても、以下においてはＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチであるとして説明するが、任意の電子スイッチ、あるいは機械式スイッチを用いることも可能である。
【実施例１】
【００４６】
充電器１の構成
図８は、本発明の第１実施例としての充電器１を示した回路図である。Ｂ１〜Ｂ３は、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セル、Ｃ１〜Ｃ３は均等化用のキャパシタ、Ｄ１〜Ｄ３はダイオード、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタであり、Ｖａｃは矩形波状の電圧を出力するパルス電源である。Ｖａｃからの出力電圧におけるパルス幅は、任意に制御可能である。蓄電セルＢ１〜Ｂ３は直列接続されており、その各々に対し、Ｄ１とＬ１、Ｄ２とＬ２、Ｄ３とＬ３からなる第１〜第３のダイオード−インダクタ回路がそれぞれ並列に接続されている。各ダイオード−インダクタ回路においてはインダクタがダイオードのアノード側と接続されており、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう、各ダイオード−インダクタ回路は直列接続されている。キャパシタＣ１は、第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、パルス電源Ｖａｃと、の間に接続されている。キャパシタＣ２は、第１及び第２のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタのそれぞれの中間点の間に接続されており、同様にキャパシタＣ３は、第２及び第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタのそれぞれの中間点の間に接続されている。ここで、キャパシタＣ１〜Ｃ３は直列に接続されている。また、蓄電セルＢ１は接地されている。
【００４７】
なお、蓄電セル、ダイオード−インダクタ回路、及び均等化用キャパシタの数は、３に限らず２以上の任意の数であってよい。この点については、後続の全ての実施形態においても同様である。
【００４８】
充電器１の動作
次に、パルス電源Ｖａｃから出力される交流電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００４９】
パルス電源Ｖａｃからの出力電圧は、典型的には振幅が一定で所定のパルス幅を有する矩形状の波形を有する。充電器１の回路内を流れる電流の極性は、所定の時間間隔ごとに切り替えられる。図９と図１０は、そのように切り替えられる各々の極性に対応して、回路内の電流の向きを表したものである。ただし、蓄電セルＢ１〜Ｂ３及びキャパシタＣ１〜Ｃ３の各初期電圧は、パルス電源Ｖａｃの出力電圧の振幅よりも小さいものとする。
【００５０】
図９は、Ｖａｃが紙面の下方向から上方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、キャパシタＣ１〜Ｃ３はインダクタＬ１〜Ｌ３を経由して流れ込む電流により充電される。具体的には、図９中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃからインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＣ１が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＣ１とＣ２が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１，Ｂ２からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によって、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が充電される。
【００５１】
上記のとおり、キャパシタＣ１〜Ｃ３へ流れ込む充電電流はいずれもインダクタを経由する。充電電流はインダクタの存在により平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの充電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００５２】
図１０は、Ｖａｃが紙面の上方向から下方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、ダイオードＤ１〜Ｄ３を経由して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｃ１〜Ｃ３からＢ１〜Ｂ３に対して充電が行われる。具体的には、図１０中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１からダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１，Ｃ２からダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３からダイオードＤ３を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。これらのキャパシタから蓄電セルへと流れ出す放電電流はインダクタを経由しておらず、突入電流状となるため、キャパシタの放電に伴い損失が発生する。
【００５３】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図９に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図１０に対応する期間中に放出する。図１０の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００５４】
以上のとおり、図８の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の放電期間中は突入電流による損失が発生するが、一方でＣ１〜Ｃ３の充電電流はインダクタを介することで定電流状となるため、充電期間中は突入電流が防止される。すなわち、図８の充電器を用いることにより、従来の均一充電器と比較してキャパシタにおける損失を低減することが可能である。
【００５５】
次に、パルス電源Ｖａｃから出力されるパルス電圧の振幅とパルス幅に応じて決定される、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を算出する。
【００５６】
蓄電セルＢ１〜Ｂ３の各電圧をＶB1〜ＶB3、キャパシタＣ１〜Ｃ３の各電圧をＶC1〜ＶC3、ダイオードの降下電圧をＶDとし、図９及び図１０の矢印で示される極性の電流が流れる期間中での、パルス電源の出力電圧をそれぞれ＋Ｖa、−Ｖbとする。また、出力パルスの一周期に占めるパルス幅＋Ｖaの割合、すなわち、パルス電源の動作の一周期中で、図９に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が非導通となる期間の割合をｄとし（ただしｄ≦１）、図１０に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が導通される期間の割合を１−ｄとする。
【００５７】
このとき、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、定常状態においてゼロとなる。したがって、以下の（１）〜（３）式が成立する。
ｄ（Ｖa―ＶC1）＝（１−ｄ）（ＶB1＋ＶD）
＝（１−ｄ）（Ｖb＋ＶC1） …（１）
ｄ（Ｖa＋ＶB1−ＶC1−ＶC2）
＝（１−ｄ）（ＶB2＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC2＋ＶD） …（２）
ｄ（Ｖa＋ＶB1＋ＶB2−ＶC1−ＶC2−ＶC3）
＝（１−ｄ）（ＶB3＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC3＋ＶD） …（３）
【００５８】
これらを解けば、以下のとおり各蓄電セルの電圧が決定される。
ＶB1＝ＶB2＝ＶB3＝ｄ（Ｖa＋Ｖb）−ＶD …（４）
【００５９】
（４）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧はパルス幅におけるＶaとＶbとの比率を示す値ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧はパルス幅制御により調整可能である。
【００６０】
図８の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は等価直列抵抗が０．０１Ωで容量が０．２Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は等価直列抵抗が０．１Ωで容量が４７μＦのキャパシタであるとし、Ｄ１〜Ｄ３は順方向電圧降下ＶD＝０．７Ｖのダイオードであるとし、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタンスが１００μＨのインダクタであるとして、またパルス電源Ｖａｃの動作周波数を２０ｋＨｚとし、ｄ＝０．８とし、振幅（Ｖa＋Ｖb）を５Ｖであるとして、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧をそれぞれ２Ｖ，１．５Ｖ，１Ｖとばらつかせた状態から充電動作のシミュレーションを行った。これにより得られた各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形を図１１に示す。時間の経過と共に各蓄電セルの電圧は上昇し、最終的に３．３Ｖの均一な電圧へと充電されている。なお、シミュレーションにより得られた最終的な充電電圧値である３．３Ｖは、上記（４）式においてシミュレーションに用いた各パラメータを代入することで得られる電圧と等しい。
【００６１】
図１２は、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧が１Ｖの等しい状態であるとして充電動作のシミュレーションを行うことにより得られた、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形である。初期電圧以外のパラメータは、図１１に結果を示したシミュレーションにおけるパラメータと全て同一である。図１１の動作波形と同様に、最終的な充電電圧は均一となる。また、初期電圧が均一であったにも関わらず、充電の過程において蓄電セル電圧にばらつきが発生している。このように、図８の構成では充電の過程において必然的に電圧ばらつきが発生する。
【００６２】
なお、初期電圧がばらついた状態での上記シミュレーションで得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れる電流の動作波形は図１３に示すとおりである。図１３のグラフ中、記号Ａが付された矢印は図９に示す極性の電流が流れる期間に対応し、また記号Ｂが付された矢印は、図１０に示す極性の電流が流れる期間に対応する。図１３からわかるとおり、図８の充電器を用いた充電動作においては、各キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れ込む電流が平滑化されて直流電流状となっている。
【実施例２】
【００６３】
充電器１の構成
図１４は、本発明の第２実施例としての充電器１を示した回路図である。図１４の充電器と図８の充電器とでは、均等化用キャパシタの接続態様が異なる。具体的に、図１４の充電器において、キャパシタＣ１は図８と同様に第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源Ｖａｃとの間に接続されているが、一方でキャパシタＣ２とＣ３とは、図８の構成とは異なり、それぞれ第２、第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とパルス電源Ｖａｃとの間に接続されている。すなわち全てのキャパシタが他のキャパシタを介することなくパルス電源Ｖａｃに接続されており、このような構成によって、充電途中でも蓄電セル電圧のばらつきを防ぐことが可能となる。
【００６４】
充電器１の動作
次に、パルス電源Ｖａｃから出力される交流電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００６５】
パルス電源Ｖａｃからの出力電圧は、典型的には振幅が一定で所定のパルス幅を有する矩形状の波形を有する。充電器１の回路内を流れる電流の極性は、所定の時間間隔ごとに切り替えられる。図１５と図１６は、そのように切り替えられる各々の極性に対応して、回路内の電流の向きを表したものである。ただし、蓄電セルＢ１〜Ｂ３及びキャパシタＣ１〜Ｃ３の各初期電圧は、パルス電源Ｖａｃの出力電圧の振幅よりも小さいものとする。
【００６６】
図１５は、Ｖａｃが紙面の下方向から上方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、キャパシタＣ１〜Ｃ３はインダクタＬ１〜Ｌ３を経由して流れ込む電流により充電される。具体的には、図１５中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃからインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＣ１が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＣ２が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１，Ｂ２からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によって、Ｃ３が充電される。
【００６７】
上記のとおり、キャパシタＣ１〜Ｃ３へ流れ込む充電電流はいずれもインダクタを経由する。充電電流はインダクタの存在により平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの充電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００６８】
図１６は、Ｖａｃが紙面の上方向から下方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、ダイオードＤ１〜Ｄ３を経由して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｃ１〜Ｃ３からＢ１〜Ｂ３に対して充電が行われる。具体的には、図１６中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１からダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ２からダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ３からダイオードＤ３を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。これらのキャパシタから蓄電セルへと流れ出す放電電流はインダクタを経由しておらず、突入電流状となるため、キャパシタの放電に伴い損失が発生する。
【００６９】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図１５に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図１６に対応する期間中に放出する。図１６の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００７０】
以上のとおり、図１４の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の放電期間中は突入電流による損失が発生するが、一方でＣ１〜Ｃ３の充電電流はインダクタを介することで定電流状となるため、充電期間中は突入電流が防止される。すなわち、図１４の充電器を用いることにより、従来の均一充電器と比較してキャパシタにおける損失を低減することが可能である。
【００７１】
次に、パルス電源Ｖａｃから出力されるパルス電圧の振幅とパルス幅に応じて決定される、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を算出する。
【００７２】
実施例１と同様に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の各電圧をＶB1〜ＶB3、キャパシタＣ１〜Ｃ３の各電圧をＶC1〜ＶC3、ダイオードの降下電圧をＶDとし、図１５及び図１６の矢印で示される極性の電流が流れる期間中での、パルス電源の出力電圧をそれぞれ＋Ｖa、−Ｖbとする。また、出力パルスの一周期に占めるパルス幅＋Ｖaの割合、すなわち、パルス電源の動作の一周期中で、図１５に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が非導通となる期間の割合をｄとし（ただしｄ≦１）、図１６に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が導通される期間の割合を１−ｄとする。
【００７３】
このとき、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、パルス電源の定常状態においてゼロとなる。したがって、以下の（５）〜（７）式が成立する。
ｄ（Ｖa―ＶC1）＝（１−ｄ）（ＶB1＋ＶD）
＝（１−ｄ）（Ｖb＋ＶC1） …（５）
ｄ（Ｖa＋ＶB1−ＶC2）
＝（１−ｄ）（ＶB2＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC2−ＶC1＋ＶD） …（６）
ｄ（Ｖa＋ＶB1＋ＶB2−ＶC3）
＝（１−ｄ）（ＶB3＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC3−ＶC2＋ＶD） …（７）
【００７４】
これらを解けば、実施例１と同様に（４）式が得られる。
【００７５】
（４）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧はパルス幅におけるＶaとＶbとの比率を示す値ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧はパルス幅制御により調整可能である。
【００７６】
図１４の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は等価直列抵抗が０．０１Ωで容量が０．２Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は等価直列抵抗が０．１Ωで容量が４７μＦのキャパシタであるとし、Ｄ１〜Ｄ３は順方向電圧降下ＶD＝０．７Ｖのダイオードであるとし、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタンスが１００μＨのインダクタであるとして、またパルス電源Ｖａｃの動作周波数を２０ｋＨｚとし、ｄ＝０．８とし、振幅（Ｖa＋Ｖb）を５Ｖであるとして、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧をそれぞれ２Ｖ，１．５Ｖ，１Ｖとばらつかせた状態から充電動作のシミュレーションを行った。これにより得られた各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形を図１７に示す。時間の経過と共に各蓄電セルの電圧は上昇し、最終的に３．３Ｖの均一な電圧へと充電されている。なお、シミュレーションにより得られた最終的な充電電圧値である３．３Ｖは、上記（４）式においてシミュレーションに用いた各パラメータを代入することで得られる電圧と等しい。
【００７７】
図１８は、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧が１Ｖの等しい状態であるとして充電動作のシミュレーションを行うことにより得られた、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形である。初期電圧以外のパラメータは、図１７に結果を示したシミュレーションにおけるパラメータと全て同一である。図１７の動作波形と同様に、最終的な充電電圧は均一となる。また、実施例１とは異なり、初期電圧が等しい場合には充電途中であっても蓄電セル電圧にばらつきが発生していないことがわかる。このように、図１４の構成を用いれば、充電途中であっても電圧ばらつきを発生させることなく、各セルを均一に充電することが可能である。
【００７８】
なお、初期電圧がばらついた状態での上記シミュレーションで得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れる電流の動作波形は図１９に示すとおりである。図１９のグラフ中、記号Ａが付された矢印は図１５に示す極性の電流が流れる期間に対応し、また記号Ｂが付された矢印は、図１６に示す極性の電流が流れる期間に対応する。図１９からわかるとおり、図１４の充電器を用いた充電動作においては、各キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れ込む電流が平滑化されて直流電流状となっている。
【実施例３】
【００７９】
充電器１の構成
図２０は、本発明の第３実施例としての充電器１を示した回路図である。図２０の充電器は、図８に示す充電器において、各ダイオード−インダクタ回路内のダイオードとインダクタとの位置を交換したものである。
【００８０】
充電器１の動作
次に、パルス電源Ｖａｃから出力される交流電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００８１】
パルス電源Ｖａｃからの出力電圧は、典型的には振幅が一定で所定のパルス幅を有する矩形状の波形を有する。充電器１の回路内を流れる電流の極性は、所定の時間間隔ごとに切り替えられる。図２１と図２２は、そのように切り替えられる各々の極性に対応して、回路内の電流の向きを表したものである。ただし、蓄電セルＢ１〜Ｂ３及びキャパシタＣ１〜Ｃ３の各初期電圧は、パルス電源Ｖａｃの出力電圧の振幅よりも小さいものとする。
【００８２】
図２１は、Ｖａｃが紙面の上方向から下方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、インダクタＬ１〜Ｌ３を経由して流れ込む電流により充電される。具体的には、図２１中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１からインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１，Ｃ２からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＢ１とＢ２が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。インダクタＬ１〜Ｌ３によりキャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出す電流は平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの放電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００８３】
図２２は、Ｖａｃが紙面の下方向から上方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、キャパシタＣ１〜Ｃ３はダイオードＤ１〜Ｄ３を経由して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｂ１〜Ｂ２からＣ１〜Ｃ３に対して充電が行われる。具体的には、図２２中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃからダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＣ１が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１からダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｃ１，Ｃ２が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１，Ｂ２からダイオードＤ３を経由して流れ込む電流によって、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が充電される。これらのパルス電源及び蓄電セルからキャパシタへと流れ込む充電電流はインダクタを経由しておらず、突入電流状となるため、キャパシタの充電に伴い損失が発生する。
【００８４】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図２１に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図２２に対応する期間中に放出する。図２２の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００８５】
以上のとおり、図２０の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充電期間中は突入電流による損失が発生するが、一方でＣ１〜Ｃ３の放電電流はインダクタを介することで定電流状となるため、放電期間中は突入電流が防止される。すなわち、図２０の充電器を用いることにより、従来の均一充電器と比較してキャパシタにおける損失を低減することが可能である。
【００８６】
次に、パルス電源Ｖａｃから出力されるパルス電圧の振幅とパルス幅に応じて決定される、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を算出する。
【００８７】
実施例１，２と同様に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の各電圧をＶB1〜ＶB3、キャパシタＣ１〜Ｃ３の各電圧をＶC1〜ＶC3、ダイオードの降下電圧をＶDとし、図２１及び図２２の矢印で示される極性の電流が流れる期間中での、パルス電源の出力電圧をそれぞれ−Ｖb、＋Ｖaとする。また、出力パルスの一周期に占めるパルス幅−Ｖbの割合、すなわち、パルス電源の動作の一周期中で、図２１に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が非導通となる期間の割合をｄとし（ただしｄ≦１）、図２２に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が導通される期間の割合を１−ｄとする。
【００８８】
このとき、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、パルス電源の定常状態においてゼロとなる。したがって、以下の（８）〜（１０）式が成立する。
（１−ｄ）（ＶB1＋ＶD）＝（１−ｄ）（ＶC2＋ＶD）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC1−ＶB1） …（８）
（１−ｄ）（ＶB2＋ＶD）＝（１−ｄ）（ＶC3＋ＶD）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC1＋ＶC2−ＶB1−ＶB2） …（９）
（１−ｄ）（ＶB3＋ＶD）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC1＋ＶC2＋ＶC3−ＶB1−ＶB2−ＶB3） …（１０）
【００８９】
これらを解けば、実施例１，２と同様に（４）式が得られる。
【００９０】
（４）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧はパルス幅におけるＶaとＶbとの比率を示す値ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧はパルス幅制御により調整可能である。
【００９１】
図２０の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は等価直列抵抗が０．０１Ωで容量が０．２Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は等価直列抵抗が０．１Ωで容量が４７μＦのキャパシタであるとし、Ｄ１〜Ｄ３は順方向電圧降下ＶD＝０．７Ｖのダイオードであるとし、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタンスが１００μＨのインダクタであるとして、またパルス電源Ｖａｃの動作周波数を２０ｋＨｚとし、ｄ＝０．８とし、振幅（Ｖa＋Ｖb）を５Ｖであるとして、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧をそれぞれ２Ｖ，１．５Ｖ，１Ｖとばらつかせた状態から充電動作のシミュレーションを行った。これにより得られた各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形を図２３に示す。時間の経過と共に各蓄電セルの電圧は上昇し、最終的に３．３Ｖの均一な電圧へと充電されている。なお、シミュレーションにより得られた最終的な充電電圧値である３．３Ｖは、上記（４）式においてシミュレーションに用いた各パラメータを代入することで得られる電圧と等しい。
【００９２】
図２４は、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧が１Ｖの等しい状態であるとして充電動作のシミュレーションを行うことにより得られた、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形である。初期電圧以外のパラメータは、図２３に結果を示したシミュレーションにおけるパラメータと全て同一である。図２３の動作波形と同様に、最終的な充電電圧は均一となる。また、初期電圧が均一であったにも関わらず、充電の過程において蓄電セル電圧にばらつきが発生している。このように、図２０の構成では充電の過程において必然的に電圧ばらつきが発生する。
【００９３】
なお、初期電圧がばらついた状態での上記シミュレーションで得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れる電流の動作波形は図２５に示すとおりである。図２５のグラフ中、記号Ａが付された矢印は図２１に示す極性の電流が流れる期間に対応し、また記号Ｂが付された矢印は、図２２に示す極性の電流が流れる期間に対応する。図２５からわかるとおり、図２０の充電器を用いた充電動作においては、各キャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出す電流が平滑化されて直流電流状となっている。
【実施例４】
【００９４】
充電器１の構成
図２６は、本発明の第４実施例としての充電器１を示した回路図である。図２６の充電器は、図１４に示す充電器において、各ダイオード−インダクタ回路内のダイオードとインダクタとの位置を交換したものである。
【００９５】
充電器１の動作
次に、パルス電源Ｖａｃから出力される交流電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００９６】
パルス電源Ｖａｃからの出力電圧は、典型的には振幅が一定で所定のパルス幅を有する矩形状の波形を有する。充電器１の回路内を流れる電流の極性は、所定の時間間隔ごとに切り替えられる。図２７と図２８は、そのように切り替えられる各々の極性に対応して、回路内の電流の向きを表したものである。ただし、蓄電セルＢ１〜Ｂ３及びキャパシタＣ１〜Ｃ３の各初期電圧は、パルス電源Ｖａｃの出力電圧の振幅よりも小さいものとする。
【００９７】
図２７は、Ｖａｃが紙面の上方向から下方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、インダクタＬ１〜Ｌ３を経由して流れ込む電流により充電される。具体的には、図２７中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ１からインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ２からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＢ１とＢ２が充電され、パルス電源ＶａｃとキャパシタＣ３からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。インダクタＬ１〜Ｌ３によりキャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出す電流は平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの放電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００９８】
図２８は、Ｖａｃが紙面の下方向から上方向へと電力を供給する期間における電流の流れを表している。この期間において、キャパシタＣ１〜Ｃ３はダイオードＤ１〜Ｄ３を経由して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｂ１〜Ｂ３からＣ１〜Ｃ３に対して充電が行われる。具体的には、図２８中の各矢印によって示されるとおり、パルス電源ＶａｃからダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＣ１が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１からダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｃ２が充電され、パルス電源Ｖａｃと蓄電セルＢ１，Ｂ２からダイオードＤ３を経由して流れ込む電流によって、Ｃ３が充電される。これらのパルス電源及び蓄電セルからキャパシタへと流れ込む充電電流はインダクタを経由しておらず、突入電流状となるため、キャパシタの充電に伴い損失が発生する。
【００９９】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図２７に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図２８に対応する期間中に放出する。図２８の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【０１００】
以上のとおり、図２６の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充電期間中は突入電流による損失が発生するが、一方でＣ１〜Ｃ３の放電電流はインダクタを介することで定電流状となるため、放電期間中は突入電流が防止される。すなわち、図２６の充電器を用いることにより、従来の均一充電器と比較してキャパシタにおける損失を低減することが可能である。
【０１０１】
次に、パルス電源Ｖａｃから出力されるパルス電圧の振幅とパルス幅に応じて決定される、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を算出する。
【０１０２】
実施例１〜３と同様に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の各電圧をＶB1〜ＶB3、キャパシタＣ１〜Ｃ３の各電圧をＶC1〜ＶC3、ダイオードの降下電圧をＶDとし、図２７及び図２８の矢印で示される極性の電流が流れる期間中での、パルス電源の出力電圧をそれぞれ−Ｖb、＋Ｖaとする。また、出力パルスの一周期に占めるパルス幅−Ｖbの割合、すなわち、パルス電源の動作の一周期中で、図２７に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が非導通となる期間の割合をｄとし（ただしｄ≦１）、図２８に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が導通される期間の割合を１−ｄとする。
【０１０３】
このとき、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、パルス電源の定常状態においてゼロとなる。したがって、以下の（１１）〜（１３）式が成立する。
（１−ｄ）（ＶB1＋ＶD）＝（１−ｄ）（ＶC2＋ＶD−ＶC1）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC1−ＶB1） …（１１）
（１−ｄ）（ＶB2＋ＶD）＝（１−ｄ）（ＶC3＋ＶD−ＶC2）
＝ｄ（Ｖb＋ＶC2−ＶB1−ＶB2） …（１２）
（１−ｄ）（ＶB3＋ＶD）＝ｄ（Ｖb＋ＶC3−ＶB1−ＶB2−ＶB3） …（１３）
【０１０４】
これらを解けば、実施例１〜３と同様に（４）式が得られる。
【０１０５】
（４）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧はパルス幅におけるＶaとＶbとの比率を示す値ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧はパルス幅制御により調整可能である。
【０１０６】
図２６の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は等価直列抵抗が０．０１Ωで容量が０．２Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は等価直列抵抗が０．１Ωで容量が４７μＦのキャパシタであるとし、Ｄ１〜Ｄ３は順方向電圧降下ＶD＝０．７Ｖのダイオードであるとし、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタンスが１００μＨのインダクタであるとして、またパルス電源Ｖａｃの動作周波数を２０ｋＨｚとし、ｄ＝０．８とし、振幅（Ｖa＋Ｖb）を５Ｖであるとして、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧をそれぞれ２Ｖ，１．５Ｖ，１Ｖとばらつかせた状態から充電動作のシミュレーションを行った。これにより得られた各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形を図２９に示す。時間の経過と共に各蓄電セルの電圧は上昇し、最終的に３．３Ｖの均一な電圧へと充電されている。なお、シミュレーションにより得られた最終的な充電電圧値である３．３Ｖは、上記（４）式においてシミュレーションに用いた各パラメータを代入することで得られる電圧と等しい。
【０１０７】
図３０は、Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧が１Ｖの等しい状態であるとして充電動作のシミュレーションを行うことにより得られた、各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧の動作波形である。初期電圧以外のパラメータは、図２９に結果を示したシミュレーションにおけるパラメータと全て同一である。図２９の動作波形と同様に、最終的な充電電圧は均一となる。また、初期電圧が等しい場合には充電途中であっても蓄電セル電圧にばらつきが発生していないことがわかる。このように、図２６の構成を用いれば、充電途中であっても電圧ばらつきを発生させることなく、各セルを均一に充電することが可能である。
【０１０８】
なお、初期電圧がばらついた状態での上記シミュレーションで得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３に流れる電流の動作波形は図３１に示すとおりである。図３１のグラフ中、記号Ａが付された矢印は図２７に示す極性の電流が流れる期間に対応し、また記号Ｂが付された矢印は、図２８に示す極性の電流が流れる期間に対応する。図３１からわかるとおり、図２６の充電器を用いた充電動作においては、各キャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出す電流が平滑化されて直流電流状となっている。
【０１０９】
上記実施例１〜４の充電器においては、均等化用キャパシタを更に追加することで、充電時における各蓄電セルの電圧のばらつきを抑え、動作時の充電速度を上昇させることが可能である。図３２にその一例を示す。
【０１１０】
図３２の充電器は、図８の充電器に対して更にキャパシタＣ４とＣ５を接続した接続構成を有している。具体的に、Ｃ４は第１及び第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの両中間点の間に接続されており、またＣ５は、キャパシタＣ１とパルス電源Ｖａｃとを結ぶ経路上の１点と、第２のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続されている。すなわち図３２の充電器は、蓄電セルの直列数を任意の整数ｎであるとした本発明の充電器において、第１のキャパシタとパルス電源とを結ぶ経路上の任意の１点と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、のうち、任意の２点間に接続されたキャパシタを１以上備えることにより、充電時における各蓄電セルの電圧のばらつきを抑えるための構成としての一例である。
【０１１１】
図３２の充電器において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の初期電圧がそれぞれ２Ｖ、１．５Ｖ、１Ｖとばらついた状態であるとした場合の充電動作のシミュレーションを行った。シミュレーションに用いたその他のパラメータは、実施例１のシミュレーションで用いたものと同一である。得られた動作波形を図３３に示す。Ｃ４とＣ５の存在により、図８の充電器に比べて電荷移動の経路が増えたため、実施例１において図１１に示された結果と比べて充電過程における電圧のばらつきが抑えられていることが分かる。また各蓄電セルが最終的な充電電圧である３．３Ｖに達するまでの時間も、図３２の充電器を用いたシミュレーションにおいては短縮されている。
【０１１２】
図３４は、本発明の充電器に対して均等化用キャパシタを更に追加した構成の、別の一例を示している。具体的に、Ｃ６は第１及び第２のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの両中間点の間に接続されており、またＣ７は、第２及び第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの両中間点の間に接続されている。あるいは、図３４の充電器は、図８の充電器と図１４の充電器においてそれぞれ用いられていた均等化用キャパシタを全て接続してなる構成を有した充電器であるということもできる。
【０１１３】
図３４の充電器において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の初期電圧がそれぞれ２Ｖ、１．５Ｖ、１Ｖとばらついた状態であるとした場合の充電動作のシミュレーションを行った。シミュレーションに用いたその他のパラメータは、実施例２のシミュレーションで用いたものと同一である。得られた動作波形を図３５に示す。Ｃ６とＣ７の存在により、図１４の充電器に比べて電荷移動の経路が増えたため、実施例２において図１７に示された結果と比べて充電過程における電圧のばらつきが抑えられていることが分かる。また各蓄電セルが最終的な充電電圧である３．３Ｖに達するまでの時間も、図３４の充電器を用いたシミュレーションにおいては短縮されている。
【０１１４】
以上のとおり、特に図８と図１４の充電器に対してキャパシタを追加した構成について説明をしたのであるが、図２０と図２６の充電器等、その他の全ての実施形態に対しても、同様にキャパシタを追加して電圧のばらつきを小さく抑えることが可能である。
【実施例５】
【０１１５】
図３６は、本発明の第５実施例としての充電器１を示した回路図である。実施例１〜４とは異なり、パルス電源Ｖａｃは、第２のダイオード−インダクタ回路と第３のダイオード−インダクタ回路の接続点に対して接続されている。このような構成の充電器によっても、インダクタによる充放電電流の平滑化により、キャパシタＣ１〜Ｃ４の充電時又は放電時における突入電流を防止して損失を低減させることが可能である。なお、パルス電源Ｖａｃは、他のダイオード−インダクタ回路同士の接続点に対して接続されていてもよい。その場合は、Ｃ１又はＣ４に替えて、Ｖａｃと接続するための接続点を有した複数のキャパシタの組（Ｃ２とＣ３の組に対応）を用いることができる。
【０１１６】
図３７は、本発明の第５実施例としての充電器１の、別の例を示した回路図である。実施例１〜４とは異なり、パルス電源Ｖａｃは第２のダイオード−インダクタ回路と第３のダイオード−インダクタ回路の接続点に対して接続されている。各キャパシタＣ１〜Ｃ４は、第１〜第４のダイオード−インダクタ回路の中間点と、上記パルス電源との間に接続されている。このような構成の充電器によっても、インダクタによる充放電電流の平滑化により、キャパシタＣ１〜Ｃ４の充電時又は放電時における突入電流を防止して損失を低減させることが可能である。なお、パルス電源Ｖａｃは、他のダイオード−インダクタ回路同士の接続点に対して接続されていてもよい。その場合も、パルス電源Ｖａｃに対してキャパシタＣ１〜Ｃ４を接続し、且つＣ１〜Ｃ４を第１〜第４のダイオード−インダクタ回路の中間点と接続することにより、本発明の充電器を構成することができる。
【０１１７】
その他、実施例５の充電器としては、図３８及び図３９に示される構成の充電器を用いることも可能である。図３８及び図３９の構成は、それぞれ図３６及び図３７に示される充電器において、各ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタとの位置を交換した構成に相当する。蓄電セルの直列接続数、及びパルス電源Ｖａｃの接続位置の任意性は、これらの構成においても同様に成立する。
【実施例６】
【０１１８】
なお、直列接続された蓄電セル列に対しては、実施例１〜５で説明した、ダイオード−インダクタ回路、キャパシタ、及びパルス電源からなる回路を２組以上接続することも可能である。図４０は、そのような構成の一例を示している。ダイオードＤ１〜Ｄ３及びインダクタＬ１〜Ｌ３よりなる、直列接続された第１〜第３のダイオード−インダクタ回路と、均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３と、パルス電源Ｖａｃ１とが蓄電セルＢ１〜Ｂ３に対して接続されている点は図８の構成と同様であるが、これらに加えて、蓄電セルＢ１〜Ｂ３に対しては、ダイオードＤ４〜Ｄ６及びインダクタＬ４〜Ｌ６よりなる、直列接続された第４〜第６のダイオード−インダクタ回路と、均等化用キャパシタＣ４〜Ｃ６と、パルス電源Ｖａｃ２とが更に接続されている。
【０１１９】
図４０の充電器を用いれば、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、Ｃ１〜Ｃ３を通る各経路とＣ４〜Ｃ６を通る各経路の２通りの経路を経由して充電されるので、図８の充電器を用いるよりも速い充電速度を得ることが可能である。この場合、Ｂ１〜Ｂ３に流れるリップル電流の観点から、Ｖａｃ１とＶａｃ２は逆位相で動作させることが望ましい。上述した全ての実施例１〜５に対して、同様に複数の組の回路を用いることが可能である。また、例えば図８において各蓄電セルに接続されていた回路と図１４において各蓄電セルに接続されていた回路を用いるなど、異種の回路を併用することも可能であるし、３以上の組の回路を各蓄電セルに対して接続してもよい。
【０１２０】
なお、これまで説明した本発明の充電器は、全てダイオードを含む回路構成を有していたが、一部、あるいは全てのダイオードをスイッチで置き換えてもよい。
【０１２１】
図８の充電器において全てのダイオードをスイッチで置き換えた構成を、図４１に示す。各スイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴ等、任意の半導体スイッチを用いることが好ましいが、要求される応答速度等によっては、他の電子式スイッチや機械式スイッチを用いることも可能である。スイッチとしてＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチを用いる場合、任意のスイッチドライバによって当該スイッチのオン・オフを制御することが可能である。
【０１２２】
図９、図１０を用いて示したとおり、パルス電源Ｖａｃが供給する出力電圧の時間変化する極性に応じて、図８に示した充電器におけるダイオードは導通／非導通の状態間で交互に切り替えられる。これを鑑みれば、図４０の充電器を用いた充電動作においては、Ｖａｃの出力電圧の時間変化する極性に応じて上記スイッチドライバによりスイッチ切り替えを行うことで、図９、図１０で示される各充放電状態と同様の状態を実現することができる。なお、図４１はスイッチを用いる構成の単なる一例である。上述の実施例として説明された全ての充電器において、同様にダイオードの一部あるいは全てをスイッチで置き換えることが可能である。
【実施例７】
【０１２３】
上記実施例１〜６の充電器において、蓄電セルへの充電電流を制御する必要がなく、パルス電源の振幅（Ｖa＋Ｖb）を固定した上で所定の電圧値まで蓄電セルを充電する場合、当該充電器の使用者は、ある固定されたｄの値にてパルス電源Ｖａｃを動作させればよい。しかしながら、充電電流を制御する必要がある場合やパルス電源の振幅に変動がある場合、あるいは、蓄電セルの充電電圧を高精度で調整する必要がある場合には、充電の進行に応じてｄの値を随時制御する必要がある。
【０１２４】
図４２〜図４７に、そのようなｄの値の制御を行うための、充電システム２の一例を示す。これら充電システム２は、本発明の充電器と、充電器を構成するいずれかの素子の電流又は電圧を検出するための検出回路と、検出結果を基準値と比較するための比較演算回路と、比較の結果に基づいてパルス電源の出力パルス幅を制御するためのパルス幅制御回路から構成される。
【０１２５】
なお、図４２〜図４７の充電システム２で用いられている充電器は図８に示した充電器１と同一の回路構成を有しているが、本充電システムに用いるべき充電器がこのような構成に限られるわけではない。すなわち、本発明の充電器のうち任意のものを用いて、充電システム２を構成することができる。
【０１２６】
また、検出回路を接続する素子は、充電器を構成するいずれの素子であってもよく、任意の素子の電流・電圧を検出しつつパルス幅の制御を行うことが可能である。
【０１２７】
充電システム２の構成
次に、図４２を用いて充電システム２の構成及び動作を説明する。図４２は、図８で示された実施例１の充電器に対して、Ｂ１〜Ｂ３の蓄電セルの電圧を検出する電圧検出回路と、検出結果と基準電圧を比較して差分に応じた信号を出力する比較演算回路と、比較結果に基づいてパルス電源Ｖａｃの出力パルス幅を制御するためのパルス幅制御回路と、を接続してなる充電システム２を示している。
【０１２８】
電圧検出回路は、電圧を検出して検出結果に応じた信号を発することのできる任意の電圧計であってよい。また比較演算回路は、電圧検出回路からアナログ信号が発せられる場合には、Ａ／Ｄコンバータを介して検出回路に接続されたデジタル・シグナル・プロセッサ等であってよい。比較演算回路には、電圧の基準値を記録するためのメモリ等が必要に応じて備えられている。なお、検出回路からの信号がデジタル信号であるならば、Ａ／Ｄコンバータは不要である。パルス幅制御回路は、比較演算回路から受信した信号に応じて一定の時間間隔ごとにパルス電源Ｖａｃに対して出力レベルを切り替えるための信号を発するよう構成された、スイッチングドライバ回路等であってよい。一般的なパルス電源は、電源回路内のスイッチを切り替えることで一定振幅のパルス電圧の出力レベルを切り替えるよう構成されているため、パルス幅制御回路からパルス電源に対して送信される、スイッチを切り替える信号の送信間隔を制御することにより、出力パルス幅を調整することができる。
【０１２９】
ただし、本発明の充電システムに用いられる検出回路、比較演算回路、及びパルス幅制御回路が上記の具体的な構成に限られるわけではない。当業者であれば、本発明の教示に従い、同様の機能を備えた別の回路を適宜構成することが可能である。本発明は、そのようなバリエーションの全てをその範囲に含む。
【０１３０】
充電システム２の動作
次に、図４２を用いて充電システム２の動作を説明する。
【０１３１】
充電器の動作中、電圧検出回路は随時蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧を検出し、検出結果を表わす信号を比較演算回路へと発している。ただし、電圧検出回路に対してクロック発振器を接続し、クロック信号に応じて所定のタイミングで検出結果の信号を発するよう構成してもよい。
【０１３２】
次に、比較演算回路は、必要に応じてＡ／Ｄコンバータを介して、上記検出結果を表わす信号を受信し、この検出結果を、蓄電セルの目標充電電圧である基準電圧と比較する。蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも低い場合、比較演算回路は、パルス幅制御回路に対し、パルス電源の出力パルス幅を大きくすることを指示する信号を発する。ここにおける「大きくする」とは、あらかじめ定められた特定の時間間隔だけパルス幅を広くすることを指示する信号であってもよいし、あるいは、蓄電セルの電圧と目標充電電圧との間の差分に応じて算出された時間間隔だけ、パルス幅を広くすることを指示する信号であってもよい。なお、この場合の具体的なパルス幅の算出は、個々の回路構成に応じて成立する電流・電圧間の数学的関係式を理論的に解くことにより行ってもよいし、あるいはパルス幅と蓄電セル電圧との関係をあらかじめサンプリングし、比較演算回路内のメモリに記録した上で、当該記録されたデータと検出された蓄電セル電圧を照合することにより行ってもよい。
【０１３３】
同様に、蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも高い場合、比較演算回路は、パルス幅制御回路に対し、パルス電源の出力パルス幅を小さくする方向へと指示する信号を発する。
【０１３４】
次に、パルス幅制御回路は、比較演算回路から受信した信号に応じて、パルス電源の出力パルス幅を制御する。典型的には、パルス電源内のスイッチに対して、比較演算回路により指示されたパルス幅に対応する時間間隔ごとに、スイッチ切り替え信号を発する。
【０１３５】
この構成においては、蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも低い場合にはパルス幅制御回路がパルス電源に対して出力パルス幅を大きくするよう信号を出力し、蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも高い場合はパルス幅制御回路がパルス電源に対して出力パルス幅を小さくする方向へと信号を出力することにより、蓄電セルの電圧を所望の値へと制御することができる。すなわち、蓄電セルの電圧が目標充電電圧と等しくなるようパルス電源の出力パルス幅ｄが制御されるため、パルス電源の振幅が変動した場合等においても高精度で蓄電セルの充電電圧を調整することが可能である。
【０１３６】
なお、電圧検出回路から比較演算回路へと通知される蓄電セル電圧とは、充電器を構成する蓄電セルの全て、又は一部の電圧に基づいて決定される任意の電圧であってよい。すなわち、全ての蓄電セルの電圧を検出してその平均値を目標充電電圧と比較することが可能であるし、その他にも、例えば最も電圧の高いセルの電圧値を用いる、最も電圧の低いセルの電圧値を用いる、あるいは一部のセルの電圧のみ検出しその電圧値を用いる等、任意の方法によって蓄電セルの検出電圧を決定することができる。
【０１３７】
図４３は、図８で示した実施例１の充電器に対して、Ｂ１〜Ｂ３の蓄電セルに流れる電流を検出する電流検出回路と、検出結果と基準電流値を比較して差分に応じた信号を出力する比較演算回路、比較結果に基づいてパルス電源Ｖａｃの出力パルス幅を制御するためのパルス幅制御回路を加えたものである。図４２の充電システムにおける電圧検出回路に代わって、電流検出回路を用いた充電システムである。このような構成の充電システムを図４２のシステムと同様に動作させれば、蓄電セルの電流を所望の値へと調整することが可能となる。なお、電流検出回路とは、電流を検出して検出結果に応じた信号を発することのできる任意の電流計であってよい。
【０１３８】
図４３の充電システムの動作においては、電流検出回路の電流検出値と基準電流値とが、比較演算回路によって比較される。この場合の基準電流値は蓄電セルの目標充電電流値である。図９、図１０を用いて説明したように、本発明の充電器の動作においては、パルス電源Ｖａｃからの出力方向に応じて各蓄電セルに異なる極性の電流が流れる。よって、蓄電セルに流れる電流を検出する図４３の構成を用いる場合、電流検出値としては、蓄電セルに流れる電流の平均値を用いることが好ましい。この場合、具体的には、各蓄電セルを流れる電流が電流検出回路により検出され、それぞれの検出値を表わす信号が、Ａ／Ｄコンバータを介して比較演算回路へと入力され、比較演算回路はそれら電流検出値の平均値を算出し、当該平均値とメモリに記録された目標充電電流値とを比較する。
【０１３９】
蓄電セルを流れる電流が目標充電電流値よりも低い場合は、パルス幅制御回路がパルス電源に対して出力パルス幅を大きくするよう信号を出力し、蓄電セルに流れる電流が目標充電電流値よりも高い場合は、パルス幅制御回路がパルス電源に対して出力パルス幅を小さくする方向へと信号を出力する。このようにして、蓄電セルに流れる充電電流を所望の値に制御することができる。蓄電セルに流れる電流が目標充電電流値と等しくなるようパルス電源の出力パルス幅ｄが制御されるため、蓄電セルの電圧が変動する場合等においても高精度で蓄電セルに流れる充電電流値を調整することが可能である。この構成においては、全てのセルの電流を検出しそれら平均値を用いる、最も大きな電流の流れるセルの電流値を用いる、最も小さな電流の流れるセルの電流値を用いる、あるいは一部のセルの電流のみ検出しその電流値を用いる等、任意の方法により電流検出値を決定することができる。
【０１４０】
以上、蓄電セルの電圧ならびに電流を検出しパルス幅を制御する構成について述べた。しかしながら、蓄電セルの電圧ならびに電流を検出する代わりに、図４４及び図４５に示す構成用いてキャパシタＣ１〜Ｃ３の電流・電圧を検出し、検出結果に応じてパルス幅の制御を行うことが可能であるし、あるいは図４６に示す構成を用いてインダクタＬ１〜Ｌ３に流れる電流を検出し、検出結果に応じてパルス幅の制御を行うことも可能である。特にインダクタに流れる電流は条件によってはほぼ定電流と見なすことが可能なため、上記図４３で蓄電セルに流れる電流を検出するよりも容易である。
【０１４１】
また、実施例７の充電システムとしては、特に電圧あるいは電流の一方のみを検出して制御を行う態様について説明したが、電圧と電流を共に検出し制御を行うことも可能である。例として、図４７に蓄電セルの電圧及び電流を検出し、パルス電源Ｖａｃの出力パルス幅の制御を行う構成を示す。蓄電セルの電圧が基準電圧値よりも低い場合、電圧比較演算回路はパルス幅制御回路に対してパルス幅を大きくするよう信号を出力するが、一方で電流比較演算回路はパルス幅制御回路に対して蓄電セルに流れる電流がある任意の値となるよう信号を出力する。その結果、蓄電セルの電圧が任意の充電電圧よりも低い場合、蓄電セルはある任意の定電流にて充電されることになる。蓄電セルの電圧が基準電圧値と等しいか、あるいは高い場合においても電流比較演算回路はパルス幅制御回路に対して蓄電セルに流れる電流がある任意の値となるよう信号を出力するが、一方で電圧比較演算回路はパルス幅制御回路に対して蓄電セルの電圧がある任意の値に保たれるよう信号を出力する。その結果、蓄電セルの充電電流は抑えられ、当該蓄電セルはある任意の定電圧にて充電されることになる。このように、電圧検出と電流検出を併用することにより、定電流／定電圧にて充電を行うことが可能である。
【０１４２】
その他、任意の素子における電流・電圧等の検出可能な任意の量を２以上同時に検出し、それら検出結果に応じてパルス電源の出力パルス幅を制御するよう、本充電システムを構成することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１４３】
本発明に従い、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セルを充電するための充電器・充電システムを構成することができる。特に本発明によれば突入電流の軽減によりエネルギー効率が上昇し、素子への負担も抑えられるため、本発明においては、高い効率や耐久性が求められる充電器・充電システムとしての応用が見込まれる。
また、従来のコッククロフトウォルトン回路が使われている各種装置ならびにマルチレベルインバータ等、複数個の直列に接続されたコンデンサの電圧を均等に維持することが望ましい用途においても本発明技術を適用することが出来る。
【符号の説明】
【０１４４】
１ 充電器
２ 充電システム
Ｂ１〜Ｂ４ 蓄電セル
Ｃ１〜Ｃ６ 均等化用キャパシタ
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｌ１〜Ｌ６ インダクタ
Ｖａｃ１，Ｖａｃ２ パルス電源
Ｑ１〜Ｑ３ スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、前記パルス電源と、の間に接続された、第１のキャパシタと、
第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋの前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項２】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と前記パルス電源との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項３】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、前記パルス電源と、の間に接続された、第１のキャパシタと、
第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋの前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項４】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と前記パルス電源との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項５】
前記第１のキャパシタと前記パルス電源とを結ぶ経路上の任意の１点と、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、のうち、任意の２点間に接続されたキャパシタを１以上備えることにより、充電時における各蓄電セルの電圧のばらつきを抑えたことを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の充電器。
【請求項６】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１の前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、該第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、少なくとも第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のキャパシタは直列接続された２以上の蓄電素子を含む、キャパシタと、
前記第ｍのキャパシタに含まれる蓄電素子間のいずれかの直列接続点と、第ｍのダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点と、の間に接続されたパルス電源と
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項７】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続されたパルス電源と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と前記パルス電源との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項８】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１の前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、該第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、少なくとも第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のキャパシタは直列接続された２以上の蓄電素子を含む、キャパシタと、
前記第ｍのキャパシタに含まれる蓄電素子間のいずれかの直列接続点と、第ｍのダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点と、の間に接続されたパルス電源と
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項９】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続されたパルス電源と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と前記パルス電源との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかに記載の充電器における、前記ダイオード−インダクタ回路、前記キャパシタ、及び前記パルス電源の組を、前記第１から第ｎの蓄電セルに対し２以上接続することにより、充電速度を上昇させたこと特徴とする、充電器。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の充電器において、前記ダイオードのうち少なくとも一つをスイッチに置き換えたことを特徴とする充電器。
【請求項１２】
前記第１から第ｎの蓄電セルのうち少なくとも１つは、コンデンサ、二次電池、又は電気二重層キャパシタを含む、請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の充電器。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記蓄電セルのうち少なくとも１つの電圧を検出する蓄電セル電圧検出回路と、
前記蓄電セル電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記蓄電セルの充電電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１４】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記蓄電セルのうち少なくとも１つを流れる電流を検出する蓄電セル電流検出回路と、
前記蓄電セル電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記蓄電セルを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１５】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記キャパシタのうち少なくとも１つの電圧を検出するキャパシタ電圧検出回路と、
前記キャパシタ電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記キャパシタの電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１６】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記キャパシタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するキャパシタ電流検出回路と、
前記キャパシタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記キャパシタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１７】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記インダクタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するインダクタ電流検出回路と、
前記インダクタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記インダクタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１８】
前記蓄電セル電圧検出回路と、前記蓄電セル電流検出回路と、前記キャパシタ電圧検出回路と、前記キャパシタ電流検出回路と、前記インダクタ電流検出回路と、から選択された２以上の検出回路と、
前記２以上の検出回路のそれぞれが検出した電圧又は電流を、該電圧又は電流に対応する基準電圧又は基準電流と比較する、２以上の比較演算回路と
を備え、前記２以上の比較演算回路による比較の結果に基づいて、前記パルス幅制御回路が前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記電圧又は電流を所望の電圧又は電流へと調整することを特徴とする、請求項１３乃至１７のいずれか一項に記載の充電システム。
【請求項１】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、前記パルス電源と、の間に接続された、第１のキャパシタと、
第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋの前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項２】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と前記パルス電源との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項３】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、前記パルス電源と、の間に接続された、第１のキャパシタと、
第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋの前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項４】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するパルス電源と、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と前記パルス電源との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項５】
前記第１のキャパシタと前記パルス電源とを結ぶ経路上の任意の１点と、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、のうち、任意の２点間に接続されたキャパシタを１以上備えることにより、充電時における各蓄電セルの電圧のばらつきを抑えたことを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の充電器。
【請求項６】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１の前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、該第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、少なくとも第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のキャパシタは直列接続された２以上の蓄電素子を含む、キャパシタと、
前記第ｍのキャパシタに含まれる蓄電素子間のいずれかの直列接続点と、第ｍのダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点と、の間に接続されたパルス電源と
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項７】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続されたパルス電源と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と前記パルス電源との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項８】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１の前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、該第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、少なくとも第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のキャパシタは直列接続された２以上の蓄電素子を含む、キャパシタと、
前記第ｍのキャパシタに含まれる蓄電素子間のいずれかの直列接続点と、第ｍのダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点と、の間に接続されたパルス電源と
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項９】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続されたパルス電源と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と前記パルス電源との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記パルス電源から出力される電圧パルスの大きさ及びパルス幅に応じた電圧へと、前記蓄電セルを充電することを特徴とする、充電器。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかに記載の充電器における、前記ダイオード−インダクタ回路、前記キャパシタ、及び前記パルス電源の組を、前記第１から第ｎの蓄電セルに対し２以上接続することにより、充電速度を上昇させたこと特徴とする、充電器。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の充電器において、前記ダイオードのうち少なくとも一つをスイッチに置き換えたことを特徴とする充電器。
【請求項１２】
前記第１から第ｎの蓄電セルのうち少なくとも１つは、コンデンサ、二次電池、又は電気二重層キャパシタを含む、請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の充電器。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記蓄電セルのうち少なくとも１つの電圧を検出する蓄電セル電圧検出回路と、
前記蓄電セル電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記蓄電セルの充電電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１４】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記蓄電セルのうち少なくとも１つを流れる電流を検出する蓄電セル電流検出回路と、
前記蓄電セル電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記蓄電セルを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１５】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記キャパシタのうち少なくとも１つの電圧を検出するキャパシタ電圧検出回路と、
前記キャパシタ電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記キャパシタの電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１６】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記キャパシタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するキャパシタ電流検出回路と、
前記キャパシタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記キャパシタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１７】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記インダクタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するインダクタ電流検出回路と、
前記インダクタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記パルス電源の出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路と
を備え、
前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記インダクタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１８】
前記蓄電セル電圧検出回路と、前記蓄電セル電流検出回路と、前記キャパシタ電圧検出回路と、前記キャパシタ電流検出回路と、前記インダクタ電流検出回路と、から選択された２以上の検出回路と、
前記２以上の検出回路のそれぞれが検出した電圧又は電流を、該電圧又は電流に対応する基準電圧又は基準電流と比較する、２以上の比較演算回路と
を備え、前記２以上の比較演算回路による比較の結果に基づいて、前記パルス幅制御回路が前記パルス電源の出力パルス幅を制御することにより、前記電圧又は電流を所望の電圧又は電流へと調整することを特徴とする、請求項１３乃至１７のいずれか一項に記載の充電システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【公開番号】特開２０１１−１９９９４８（Ｐ２０１１−１９９９４８Ａ）
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−６１１３７（Ｐ２０１０−６１１３７）
【出願日】平成２２年３月１７日（２０１０．３．１７）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２２年３月５日 「社団法人電気学会」発行 「平成２２年 電気学会全国大会 講演論文集」 第２１２頁
【出願人】（５０３３６１４００）独立行政法人 宇宙航空研究開発機構 (453)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月１７日（２０１０．３．１７）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２２年３月５日 「社団法人電気学会」発行 「平成２２年 電気学会全国大会 講演論文集」 第２１２頁
【出願人】（５０３３６１４００）独立行政法人 宇宙航空研究開発機構 (453)
【Ｆターム（参考）】
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