フィルタ
【課題】平面フィルタの特性に影響を与えることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制し、平面フィルタ本来の特性を実現したフィルタを提供する。
【解決手段】フィルタは、入力線路１０１ａ、複数の共振器１０１ｃ、出力線路１０１ｂを有し、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタ１０１と、平面フィルタ１０１を囲む金属ケース１０２と、入力線路１０１ａから出力線路１０１ｂに向かう電磁波の進行方向の間隔、または電磁波が金属ケース１０２内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、金属ケース１０２内に配置される誘電体を含む複数の構造物１０３を備える。
【解決手段】フィルタは、入力線路１０１ａ、複数の共振器１０１ｃ、出力線路１０１ｂを有し、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタ１０１と、平面フィルタ１０１を囲む金属ケース１０２と、入力線路１０１ａから出力線路１０１ｂに向かう電磁波の進行方向の間隔、または電磁波が金属ケース１０２内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、金属ケース１０２内に配置される誘電体を含む複数の構造物１０３を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施の形態は、フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロストリップライン型のような片面開放型の平面フィルタは、作成および調整等が簡単に行えるメリットがある。しかし、片面が解放されているために外部環境の影響を受けやすく、また逆に電磁波を放射して外部にも影響を与えるデメリットがあり、この傾向は周波数が高くなるほど顕著である。このデメリットを防ぐための一つの簡便な方法は平面フィルタを金属ケース内に封入し、金属ケース内外の不要な電磁波の行き来を完全にシャットアウトすることである。
【０００３】
しかしながら、平面フィルタを金属ケースで囲うことは別の問題を発生させる。それは金属ケースの空洞モード共振によるものである。例えば、平面フィルタへの入力電力が空洞モード共振を励起し、これが平面フィルタの出力線にピックアップされることによって、平面フィルタの設計上は意図していない周波数帯に通過帯域が発生したり、フィルタの周波数特性を大きく劣化させたりする。
【０００４】
上記の問題を解決するための方法としては、導体や高誘電率誘電体などで構成された不要高次モード遮断板を用いる方法がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−２６９７０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、上記事情を考慮してなされたものであり、その目的とするところは、平面フィルタの特性に影響を与えることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制し、平面フィルタ本来の特性を実現したフィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施の形態のフィルタは、入力線路、複数の共振器、出力線路を有し、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタと、前記平面フィルタを囲む金属ケースと、前記入力線路から前記出力線路に向かう電磁波の進行方向の間隔、または前記電磁波が前記金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、前記金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物と、を備えることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１の実施の形態のフィルタを示す斜視図である。
【図２】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図３】図２の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図４】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図５】図４の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図６】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図７】図６の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】図６における２つの誘電体構造物間の距離を変化させた場合の通過特性を示す図である。
【図９】図６における２つの誘電体構造物間の距離を変化させた場合の通過特性を示す図である。
【図１０】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図１１】図１０の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】第２の実施の形態のフィルタを示す斜視図である。
【図１３】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図１４】図１３の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図１６】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図１７】図１６の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図１９】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図２０】図１９の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図２１】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図２２】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図２３】図２２の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図２４】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２５】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２６】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２７】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２８】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２９】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図３０】図２９の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図３１】構造物対間隔を変化させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図３２】第３の実施の形態のフィルタを示す斜視図である。
【図３３】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図３４】図３３の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図３５】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図３６】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図３７】図３６の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図３８】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図３９】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図４０】図３９の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図４１】９．４ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図４２】図３９の構造の低周波側のシミュレーション結果を示す図である。
【図４３】２ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図４４】３．１ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図４５】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図４６】図４５の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図４７】図４５に対し棒状の構造物群を３つとした構造の斜視図である。
【図４８】図４７の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図４９】図４５に対し棒状の構造物群を４つとした構造の斜視図である。
【図５０】図４９の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図５１】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図５２】図５１の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図５３】図５１の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図５４】周波数調整の実験結果を示す図である。
【図５５】周波数調整の実験結果を示す図である。
【図５６】周波数調整の実験結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
金属ケース内に遮断板を設けることによって、金属ケース内の電磁波伝播を抑制する方法では、遮断板単体の共振や複数の遮断板間の空洞共振などがフィルタ特性に悪影響を与える場合がある。金属ケース内に設けた遮断板は、その存在によって金属ケース内を伝播する電磁波を遮断し、フィルタの阻止帯域の減衰量を増大させることが目的の一つである。しかし、フィルタの中心周波数近傍に金属ケースの共振が存在すると、その共振によって阻止帯域に通過帯域が形成されてしまうおそれがある。
【００１０】
また、導体の遮断板、あるいは誘電損失の大きな誘電体の遮断板を設けた場合には、遮断板自体の損失によって、フィルタの挿入損失が劣化する問題を生ずる。これは、平面フィルタの損失が極めて少ない場合、例えば平面フィルタの導体部分を超伝導体によって構成した場合などに顕著なものとなる。なお、一般的に誘電体の誘電率が高いほど誘電損失も高い。
【００１１】
さらに、狭帯域のバンドパスフィルタを製作する場合には、フィルタを構成する複数の共振器の周波数を厳密に合わせこむ必要があるため、平面フィルタ作成後にフィルタ外部から共振周波数の調整を行わなければならないことも多い。遮断板の存在はこのような外部からの周波数調整を困難にする。
【００１２】
以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。なお、図中、同一または類似の部分には同一の番号を付する。
【００１３】
（第１の実施の形態）
本実施の形態のフィルタは、入力線路、複数の共振器、出力線路を備え、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタと、平面フィルタを囲む金属ケースと、入力線路から出力線路に向かう電磁波の進行方向の間隔、または電磁波が金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物を備える。本実施の形態では、構造物は板状である。
【００１４】
なお、本明細書中、２つの構造物の間隔は、それぞれの構造物の重心から重心の距離で代表させるものとする。
【００１５】
マイクロストリップ型平面フィルタを外部環境から独立させるためには、周囲を金属ケースで覆うことが簡単な解決手段である。しかしながら、金属ケースで覆った場合には、金属ケースが導波管として作用し、この導波管の伝播モードを介してフィルタの入出力が結合してしまう。
【００１６】
このために、上面解放の平面フィルタの特性と比較して、余計な電磁波の伝播経路が追加されるために、フィルタの帯域外の減衰量が低下する。すなわち、バックグラウンドレベルが上昇する。
【００１７】
これを回避するために、本実施の形態では、金属ケース内に誘電体の構造物を設け電磁波の伝播を阻害する。もっとも、誘電体の構造物はそれ自体も共振器として作用するために、その共振周波数近傍に通過域を形成してしまう。この通過域が平面フィルタの中心周波数ｆ０近傍に存在すると、平面フィルタの通過特性に悪影響を与えたり、平面フィルタの帯域外減衰量を低下させたりする。
【００１８】
この問題を回避するために、フィルタの入力線路から出力線路に向かって金属ケース内を伝播する電磁波の進行方向、またはこの電磁波が金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向に、平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５（５分の１）波長から１／２（２分の１）波長の間隔で、複数の誘電体の構造物を配置する。
【００１９】
図１は、本実施の形態のフィルタを示す斜視図である。本実施の形態のフィルタは、平面フィルタ１０１、平面フィルタ１０１を囲む金属ケース１０２、金属ケース内に配置される誘電体を含む２つの構造物１０３を備えている。
【００２０】
平面フィルタ１０１は、下面にグランドプレーン、上面にフィルタ回路パターンが形成された誘電体基板であるマイクロストリップライン型平面フィルタ基板を用いて形成される。すなわち、マイクロストリップライン型の平面フィルタである。
【００２１】
平面フィルタは左右に入力線路１０１ａ、出力線路１０１ｂを備え、１２個の短冊形の共振器１０１ｃによって形成される１２段のチェビシェフ型バンドパスフィルタである。フィルタの中心周波数ｆ０は、例えば１０ＧＨｚである。
【００２２】
フィルタの入出力の取り出しは、この金属ケースの左右に同軸−マイクロストリップ変換コネクタを取り付けるなどして行うことができる。
【００２３】
構造物１０３は、フィルタの入力線路１０１ａから出力線路１０１ｂに向かって金属ケース内を伝播する電磁波の進行方向、または、上記電磁波が金属ケース１０２内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向に、平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５波長から１／２波長の間隔で配置された２つの誘電体である。本実施の形態において、誘電体の構造物の形状は板状である。
【００２４】
構造物を誘電体とすることで、渦電流の発生等による電力損失を抑制することができる。
【００２５】
上記の構造物によって得られる効果を、３次元電磁界シミュレーションの結果に基づき以下で順に説明する。
【００２６】
図２は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース１０２内に誘電体の構造物がない場合である。以下のシミュレーションでは金属ケースを導波管とみなした場合の特性を計算している。
【００２７】
図３は、図２の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケース１０２の左右の面２０１および２０２を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図３に示す。
【００２８】
図３のグラフの横軸は周波数（６ＧＨｚ〜１４ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２０〜０ｄＢ）である。図２のように、金属ケース１０２内に誘電体の構造物がない場合には、この周波数範囲においては、ほぼ全通過となっている。
【００２９】
図４は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース１０２内に一つの誘電体の構造物４０１を配置した場合である。
【００３０】
図５は、図４の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケース１０２の左右の面４０２および４０３を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図５に示す。
【００３１】
図５のグラフの横軸は周波数（６ＧＨｚ〜１４ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２０〜０ｄＢ）である。図５によると、誘電体の構造物４０１による反射によって、この周波数域全体にわたって通過量が下がるが、構造物自体の共振によって、５０１と５０２に通過ピークが現れている。なお、周波数が上がるほど通過量の低下は小さい。
【００３２】
図６は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース１０２内に２つの誘電体の構造物６０１を配置した場合である。ここで、２つの誘電体構造物６０１間の距離６０４は、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚにおける電気長にしてλ／３である。
【００３３】
図７は、図６の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケース１０２の左右の面６０２および６０３を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図７に示す。
【００３４】
図７のグラフの横軸は周波数（６ＧＨｚ〜１４ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２０〜０ｄＢ）である。図７を図５と比較すると、誘電体構造物の数を１つから２つに増やしたことによって、２つの誘電体同士が電磁気的に結合し、図５における通過ピーク５０１と５０２が、図７においては通過ピーク群７０１と７０２に変化している。また７０１と７０２の間の周波数帯においては、図５と比較して通過量が更に下がっている。
【００３５】
図８、図９は、図６における２つの誘電体構造物６０１間の距離６０４を変化させた場合の通過特性を示す図である。距離６０４を中心周波数１０ＧＨｚの電気長にしてλ／６からλ／１．８まで変化させている。図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）はそれぞれ、距離６０４が、λ／６、λ／５、λ／４．３、λ／３．３、λ／３の場合である。また、図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はそれぞれ、距離６０４が、λ／２．７、λ／２．３、λ／２、λ／１．８の場合である。
【００３６】
距離６０４がλ／５からλ／２の場合には、構造物６０１に起因する通過ピークは、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚから離れている。距離６０４を短くするに従って、構造物同士の電磁気的な結合が強まり、図７における通過ピーク群７０１および７０２が広がる傾向にある。そして、距離６０４をλ／６とすると、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚに通過ピーク８０１が近接する。
【００３７】
逆に距離６０４を長くすると、構造体６０１間の空洞共振の周波数が下がる傾向にあり、距離６０４をλ／１．８とすると、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚに通過ピーク９０１が近接する。
【００３８】
したがって、距離６０４が概ねλ／５からλ／２の範囲で、構造物６０１自身または構造物６０１間の共振に邪魔されずに、平面フィルタの中心周波数近傍の通過量を下げることができる。距離６０４がλ／４．３からλ／２．３の範囲であることがより望ましい。
【００３９】
図１０は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内の構造物の数を、図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すように、３つ、４つ、５つと増やした場合である。なお誘電体構造物間の距離はすべてλ／３である。
【００４０】
図１１は、図１０の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図１１に示す。図１１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）がそれぞれ、図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の構造に対応する。図１１のグラフの横軸は周波数（６ＧＨｚ〜１４ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−４０〜０ｄＢ）である。
【００４１】
構造物の数を増やすにしたがって、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚ付近の通過量が低下するが、構造物に起因する通過ピーク群の周波数にそれほど変化はない。このことから、入出力間のアイソレーションを向上させるためには、構造物間の距離をλ／５からλ／２、望ましくはλ／３程度とし、構造物の数を増やすことが効果的であるといえる。
【００４２】
以上、本実施の形態のフィルタによれば、板状の誘電体の構造物を複数所定の間隔で配置することにより、平面フィルタの特性に影響を与えることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制し、平面フィルタ本来の特性を実現したフィルタを提供することが可能となる。
【００４３】
（第２の実施の形態）
本実施の形態のフィルタは、金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物が、入力線路から出力線路に向かう電磁波の進行方向に対し垂直な方向、または、金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に平行な方向に配置される複数の棒状の誘電体である点で第１の実施の形態と異なっている。以下、第１の実施の形態と重複する内容については、記述を省略する。
【００４４】
図１２は、本実施の形態のフィルタを示す斜視図である。本実施の形態のフィルタは、平面フィルタ１２０１、平面フィルタ１２０１を囲む金属ケース１２０２、金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物対１２０３〜１２０６を備えている。構造物対１２０３〜１２０６はそれぞれ、２つの棒状の構造物で構成される。なお、２つの棒状の構造物をまとめて構造物対と呼ぶことにする。
【００４５】
平面フィルタ１２０１は、下面にグランドプレーン、上面にフィルタ回路パターンが形成された誘電体基板であるマイクロストリップライン型平面フィルタ基板を用いて形成される。すなわち、マイクロストリップライン型の平面フィルタである。
【００４６】
平面フィルタは左右に入力線路１２０１ａ、出力線路１２０１ｂを備え、１２個の短冊形の共振器１２０１ｃによって形成される１２段のチェビシェフ型バンドパスフィルタである。フィルタの中心周波数ｆ０は１０ＧＨｚである。
【００４７】
フィルタの入出力の取り出しは、この金属ケースの左右に同軸−マイクロストリップ変換コネクタを取り付けるなどして行うことができる。
【００４８】
構造物対１２０３〜１２０６は、フィルタの入力線路１２０１ａから出力線路１２０１ｂに向かって金属ケース内を伝播する電磁波の進行方向（Ｙ方向）、または、上記電磁波が金属ケース１２０２内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向に、平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５波長から１／２波長の間隔で配置されている。本実施の形態において、構造物対は、２本の棒状の構造物であり、棒状の構造物の上部の太い部分１２０３ａ〜１２０６ａは金属、下部の細い部分１２０３ｂ〜１２０６ｂが誘電体によって形成されている。２本の棒状の構造物は、入力線路１２０１ａから出力線路１２０１ｂに向かう電磁波の進行方向に対し垂直な方向（Ｘ方向）、または、金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に平行な方向に並んで配置される。
【００４９】
上記の構造物によって得られる効果を、３次元電磁界シミュレーションの結果に基づき以下で順に説明する。
【００５０】
図１３は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。平面フィルタ１３０１、金属ケース１３０２を備える。金属ケース１３０２内に誘電体の構造物がない場合である。電磁波の分布を分かりやすく示すために、図１３では、図１２に比較して金属ケース１３０２の長さを長くしている。以下のシミュレーションを行うフィルタの構造でも同様である。
【００５１】
図１４は、図１３の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図１４に示す。図１４のグラフの横軸は周波数（０ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−１００〜０ｄＢ）である。
【００５２】
この金属ケースのカットオフ周波数はおよそ５ＧＨｚであり、カットオフ周波数以上ではほぼ全通過となっている。
【００５３】
図１５は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。この図のみからは判別できないが、計算機上で入力位相を変化させて電場ベクトルの動きを観測すると、この電場は図１５の左側から右側へと向かう進行波である。
【００５４】
図１６は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に電磁波の進行方向とは垂直に２つの棒状の構造物１６０１および１６０２を配置した場合である。
【００５５】
図１７は、図１６の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図１７に示す。図１７のグラフの横軸は周波数（８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−４０〜０ｄＢ）である。
【００５６】
構造物を２つ配置したことにより通過量は約−８ｄＢに下がっている。
【００５７】
図１８は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。この図のみからは判別できないが、計算機上で入力位相を変化させて電場ベクトルの動きを観測すると、この電場は構造物より左側では定在波、右側では右向きの進行波となっており、通過量が約−８ｄＢに下がった原因は、構造物が２つ並んだ面（ＸＺ面）において電磁波が反射されたためであることが分かる。
【００５８】
図１９は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に２つの棒状の構造物対１９０１および１９０２を配置して反射面を２つ作り、共振器構造とした場合である。２つの棒状の構造物対の電磁波の進行方向の間隔は約λ／１．５である。
【００５９】
図２０は、図１９の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図２０に示す。図２０の横軸は周波数（８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−４０ｄＢ〜０ｄＢ）である。
【００６０】
図２１は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。電磁波の伝播方向と垂直に２つ並んだ棒状の構造物対が反射面となるために、２つの反射面の間で電磁波が往復し、構造物間に電界が集中するモードで共振していることが分かる。
【００６１】
図２２は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に３つの棒状の構造物対２２０１、２２０２および２２０３を配置して、導波管内に共振器構造を２つ作った場合である。棒状の構造物対の電磁波の進行方向の間隔は約λ／１．５である。
【００６２】
図２３は、図２２の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図２０に示す。図２３のグラフの横軸は周波数（１ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−１４０ｄＢ〜０ｄＢ）である。
【００６３】
図２３のグラフによると、１０ＧＨｚ近傍においては２つのピーク２３０４、２３０５があり、３ＧＨｚ〜５ＧＨｚに３つのピーク２３０１、２３０２、２３０３がある。
【００６４】
図２４〜図２８は、図２３のグラフの各共振ピーク２３０１〜２３０５における電場分布をそれぞれ示す図である。図２４から図２８によると明らかなように、２３０１、２３０２、２３０３の３つの共振ピークは棒状の構造物対自体がそれぞれ共振器となって共振していることが分かる。また電場分布のパターン（図２４は↓↓↓、図２５は↓０↑、図２６は↓↑↓）から、これらは３つの共振器がそれぞれ隣接する共振器と結合している場合の典型的なパターンであることも分かる。また、図２７および図２８から２３０４、２３０５の共振ピークは、構造物対間が１つの共振器として働く共振モードであることも分かる。
【００６５】
構造物対の数と通過量との関係は以下のようになっている。図２９は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。図２９（ａ）〜（ｅ）で、棒状の構造物対の数を１つから５つまで変化させた場合である。棒状の構造物対の電磁波の進行方向の間隔は約λ／２．５である。
【００６６】
図３０は、図２９の構造のシミュレーション結果を示す図である。図３０（ａ）〜（ｅ）それぞれが、図２９（ａ）〜（ｅ）それぞれの計算結果に対応する。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図３０に示す。図３０のグラフの横軸は周波数（８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−１００ｄＢ〜０ｄＢ）である。
【００６７】
図３０によると、構造物対の数を増やすほど、通過量の低下を大きくすることができ、フィルタ入出力間のアイソレーションを高めることができる。また、構造物を２本の棒状の構造物とすることで、板状の場合と比較して、高次の共振モードが少ないために、アイソレーションの高い周波数領域を広くすることができる。
【００６８】
図３１は、構造物対間隔を変化させた場合のシミュレーション結果を示す図である。構造物対の数が５つの場合において、構造物対間隔を中心周波数１０ＧＨｚの電気長にしてλ／５〜λ／１．８まで変化させた場合の通過特性の計算結果である。図３１のグラフの横軸は周波数（８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−１００ｄＢ〜０ｄＢ）である。
【００６９】
構造物対間隔が狭い場合には低周波側に共振ピークが現れ、広い場合には高周波側に共振ピークが現れている。前述のように、低周波側の共振ピークは構造物対自体が共振器として作用する共振モードであり、高周波側の共振ピークは構造物対間が共振器として作用する共振モードである。構造物対間隔がλ／５〜λ／２の範囲においては平面フィルタの中心周波数である１０ＧＨｚ近傍で通過量の低下が大きい領域があり、フィルタ入出力間のアイソレーションを高めることができる。
【００７０】
以上、本実施の形態のフィルタによれば、棒状の誘電体の構造物を複数所定の間隔で配置することにより、平面フィルタの特性に影響を与えることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制し、平面フィルタ本来の特性を実現したフィルタを提供することが可能となる。
特に、構造物を２本の棒状の構造物対とすることで、板状の場合と比較して、高次の共振モードが少ないために、アイソレーションの高い周波数領域を広くすることができ、金属ケース内の電磁波伝播の抑制を一層容易に実現することができる。
【００７１】
（第３の実施の形態）
本実施の形態のフィルタは、入力線路、複数の共振器、出力線路を備え、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタと、平面フィルタを囲む金属ケースと、入力線路から出力線路に向かう電磁波の進行方向の間隔、または電磁波が金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物を備える。
【００７２】
そして、構造物が、電磁波の進行方向に対し垂直な方向、または、定在波の波面に平行な方向に配置される複数、ここでは６本の棒状の誘電体を含む。そして、６本の棒状の誘電体が、それぞれ、中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長の間隔で配置される。
【００７３】
また、構造物が、棒状の誘電体を長手方向に上下移動させる可動機構を備える。そして、共振器の直上に棒状の誘電体が配置される構造となっている。この可動機構が、誘電体に接続される金属部をそなえ、金属部が金属ケースの外側に突出しており、突出した金属部の一部を回転させることで誘電体を棒の長手方向に可動させる。そして、棒状の誘電体を上下させることで共振器の中心周波数の調整が可能である。
【００７４】
さらに、平面フィルタ基板の導体部分が超電導体である。
【００７５】
図３２は、本実施の形態のフィルタを示す斜視図である。本実施の形態のフィルタは、平面フィルタ３２０１、平面フィルタ３２０１を囲む金属ケース３２０２、金属ケース３２０２内に配置される誘電体を含む複数の構造物３２０３、３２０４、３２０５、３２０６を備えている。
【００７６】
平面フィルタ３２０１は、は、下面にグランドプレーン、上面にフィルタ回路パターンが形成された誘電体基板であるマイクロストリップライン型平面フィルタ基板を用いて形成される。すなわち、マイクロストリップライン型の平面フィルタである。
【００７７】
平面フィルタは左右に入力線路３２０１ａ、出力線路３２０１ｂを備え、８個のヘアピン形の共振器３２０１ｃによって形成された８段の擬似楕円関数型バンドパスフィルタである。フィルタの中心周波数ｆ０は１０ＧＨｚである。
【００７８】
フィルタの入出力の取り出しは、この金属ケースの左右に同軸−マイクロストリップ変換コネクタを取り付けるなどして行うことができる。
【００７９】
構造物３２０３、３２０４、３２０５、３２０６は、フィルタの入力線路３２０１ａから出力線路３２０１ｂに向かって金属ケース内を伝播する電磁波の進行方向（Ｙ方向）、または、上記電磁波が金属ケース３２０２内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向に、平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５波長から１／２波長の間隔で配置された６本の棒状の構造物である、棒状の構造物の上部の太い部分３２０３ａ〜３２０６ａは金属、下部の細い部分３２０３ｂ〜３２０６ｂが誘電体によって形成されている。
【００８０】
上記の構造物によって得られる効果を、３次元電磁界シミュレーションの結果に基づき以下で順に説明する。
【００８１】
図３３は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。平面フィルタ３３０１が金属ケース３３０２に囲まれ、金属ケース３３０２内には、誘電体の構造物がない場合である。平面フィルタ３３０１のフィルタ回路パターンは記載を省略している。
【００８２】
図３４は、図３３の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面３３０３および３３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図３４に示す。図３４のグラフの横軸は周波数（１〜１６ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２５〜０ｄＢ）である。
【００８３】
この金属ケースのカットオフ周波数はおよそ２．４ＧＨｚであり、カットオフ周波数以上では、ほぼ全通過となっている。
【００８４】
図３５は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。この図のみからは判断できないが、計算機上で入力位相を変化させて電場ベクトルの動きを観測すると、この電場は図３５の左側から右側へ向かう進行波である。
【００８５】
図３６は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に電磁波の進行方向とは垂直に６つの棒状の誘電体の構造物３６０１、３６０２、３６０３、３６０４、３６０５、３６０６を配置した場合である。棒状の構造物の電磁波の進行方向の間隔は約λ／３である。平面フィルタ３３０１のフィルタ回路パターンは記載を省略している。
【００８６】
図３７は、図３６の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面３３０３および３３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図３７に示す。図３７のグラフの横軸は周波数（８〜１２ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２５〜０ｄＢ）である。
【００８７】
構造物を６つ配置したことにより通過量は約−５ｄＢに下がっている。
【００８８】
図３８は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。この図のみからは判断できないが、計算機上で入力位相を変化させて電場ベクトルの動きを観測すると、この電場は構造物より左側では定在波、右側では右向きの進行波となっており、通過量が約−５ｄＢに下がった原因は構造物が６つ並んだ面（ＸＺ面）において電磁波が反射されたためであることが分かる。
【００８９】
図３９は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に、２つの構造物群３９０１および３９０２を配置して反射面を２つ形成し共振器構造とした場合である。なお、６つの棒状の構造物をまとめて構造物群と呼ぶことにする。２つの構造物群の電磁波の進行方向の間隔は約λ／１．５である。平面フィルタ３３０１のフィルタ回路パターンは記載を省略している。
【００９０】
図４０は、図３９の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面３３０３および３３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図４０に示す。図４０のグラフの横軸は周波数（８〜１２ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−１４〜０ｄＢ）である。
【００９１】
２つの構造物群を用いることで、共振器構造ができ約９．４ＧＨｚにおいて共振ピークが見られる。
【００９２】
図４１は、９．４ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。電磁波の伝播方向と垂直に２つ並んだ構造物群が反射面となるために、２つの反射面の間で電磁波が往復し、構造物群間に電界が集中するモードで共振していることが分かる。
【００９３】
図４２は、図３９の構造の低周波側のシミュレーション結果を示す図である。図４２の横軸は周波数（１〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−４０〜０ｄＢ）である。
【００９４】
この結果によると、約２ＧＨｚ、約３．１ＧＨｚ、約９．４ＧＨｚにそれぞれ図中に４２０１、４２０２、４２０３で示した３つの通過ピークが見られる。なお、ピーク４２０１が０ｄＢ以上となっているのは、金属ケースのカットオフ付近で計算が発散したためであり、物理的には０ｄＢであると考えられる。
【００９５】
まず、ピーク４２０３は図４１を用いて説明した構造物群間の共振によるものである。一方ピーク４２０１とピーク４２０２の要因を調べるために、それぞれの周波数における電場分布を計算した。
【００９６】
図４３は、２ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。図４４は、３．１ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【００９７】
図４３および図４４から明らかに、ピーク４２０１およびピーク４２０２の２つのピークは構造物群自体がそれぞれ共振器となって共振することに起因する。また電場分布のパターン（図４３は同位相、図４４は逆位相）から、これらは２つの共振器がそれぞれ隣接する共振器と結合している場合の典型的なパターンであることも分かる。
【００９８】
また、図４２によると、ピーク４２０１、ピーク４２０２の２つのピークとピーク４２０３の間の周波数範囲４２０４には通過量の低い、電磁波の伝播が抑制された領域が存在することが分かる。したがって、このような領域が平面フィルタの周波数である１０ＧＨｚ近傍となるように、構造物群の間隔を所定の範囲内に納めれば、平面フィルタの帯域外減衰量を大きくすることができる。この所定の範囲内とは第２の実施の形態の場合と概ね一致しており、フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にしておよそλ/５〜λ/２の範囲となっている。
【００９９】
図４５は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に、２つの棒状の構造物群４５０１および４５０２を、構造物群の間隔がλ/２．５となるように配置した場合である。平面フィルタ３３０１のフィルタ回路パターンは記載を省略している。
【０１００】
図４６は、図４５の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面３３０３および３３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図４０に示す。図４６の横軸は周波数（１〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−６０〜０ｄＢ）である。
【０１０１】
図４６から明らかに平面フィルタの中心周波数である１０ＧＨｚ近傍では通過量が約−１６ｄＢ程度に抑制されていることが分かる。
【０１０２】
図４７は、図４５に対し棒状の構造物群を３つとした構造の斜視図である。図４９は、図４５に対し棒状の構造物群を４つとした構造の斜視図である。図４７と図４９において構造物群の間隔はどちらもλ/２．５である。
【０１０３】
図４８、図５０は、それぞれ図４７、図４９の構造のシミュレーション結果を示す図である。図４８および図５０の横軸は周波数（１〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−６０〜０ｄＢ）である。
【０１０４】
構造物群の数を増やすにしたがって、平面フィルタの周波数１０ＧＨｚ近傍での通過量が低下しており、構造物群の数を増やすことが平面フィルタの帯域外減衰量を大きくするのに効果的であることが分かる。
【０１０５】
上述のように、６本の棒状の構造物それぞれの図中Ｘ方向の間隔もまた平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５波長から１／２波長の間隔で配置されている。このように配置することで、図中の奥行き方向（Ｘ方向）への電磁波の伝播も抑制することができる。このことは、金属ケースの奥行き方向の共振モードを抑制する効果をもたらす。
【０１０６】
図５１において、棒状の構造物の奥行き方向の間隔はすべてλ/３である。図５１は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケースおよび構造物の配置は図３２と同じである。
【０１０７】
図５２、図５３は、図５１の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面５１０１および５１０２を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図５２に示す。また、奥行き方向（Ｘ方向）の面５１０３および５１０４を入出力ポートとしてその通過特性を計算した結果を図５３に示す。図５２の横軸は周波数（４〜１４ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−６０〜０ｄＢ）である。図５３の横軸は周波数（４〜１４ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−８０〜０ｄＢ）である。
【０１０８】
図５２、図５３どちらの場合も平面フィルタの周波数１０ＧＨｚ近傍で通過が抑制されていることが分かる。
【０１０９】
さらに、上述のように、本実施の形態においては、棒状の誘電体を長手方向に上下移動させる可動機構を備える。棒状の構造物の構成は、図３２に示すように、棒の長手方向に誘電体３２０３ａ〜３２０６ａと金属部３２０３ｂ〜３２０６ｂとが重ねられたものである。そして、金属部が金属ケースの外側に突出しており、例えば、突出した金属部分の一部を回転させることで誘電体を棒の長手方向に上下移動させることができる構成になっている。金属部と誘電体部とは接着されており、金属ケースの外部から誘電体部を上下させることができ、かつ全体が金属で覆われた構成にすることができる。
【０１１０】
さらに、共振器３２０１ｃの直上に棒状の誘電体が配置される。いいかえれば、平面フィルタを構成する複数の共振器３２０１ｃの配置は、共振器３２０１ｃの位置が誘電体の構造物の下となるようになっており、棒状の誘電体の可動によって共振器の中心周波数の調整が可能である。これによって、金属ケース内の電磁波伝播を抑制しつつ、微妙な周波数調整が可能となるため、特に狭帯域のフィルタで有効である。
【０１１１】
一例として、図３２のような構造を用いて、フィルタの周波数を９７００ＭＨｚ、９７５０ＭＨｚ、９８００ＭＨｚに調整する実験をした。図５４、５５、５６は、周波数調整の実験結果を示す図である。図５４、図５５、図５６において、横軸は周波数（９６５０〜９８５０ＭＨｚ）、縦軸はフィルタ通過量（−１００〜０ｄＢ）である。
【０１１２】
このように、微妙な周波数調整を可能にすることで、フィルタの周波数を変化させることもできる。また、構造物の金属部３２０３ｂ〜３２０６ｂが外部からの電磁波を遮断するという利点もある。
【０１１３】
また、この平面フィルタの導体部分は超電導体で構成されている。図３２における入力線路３２０１ａ、出力線路３２０１ｂ、共振器３２０１ｃのパターン部分が超電導薄膜によって形成されている。また、この図には表示されていないが基板のパターンとは反対の面のグランドプレーンも超電導薄膜によって形成されている。
【０１１４】
以上、本実施の形態のフィルタによれば、棒状の誘電体の構造物を複数所定の間隔で配置することにより、平面フィルタの特性に影響を与えることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制し、平面フィルタ本来の特性を実現したフィルタを提供することが可能となる。
【０１１５】
また、棒状の構造物の可動によって共振器の中心周波数の調整が可能である。これによって、別途、調整機構を設けることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制しつつ、微妙な周波数調整が可能となる。
【０１１６】
さらに、平面フィルタの導体部分は超伝導体で構成される。したがって、低損失なフィルタが実現される。
【０１１７】
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。上記、実施の形態はあくまで、例として挙げられているだけであり、本発明を限定するものではない。また、実施の形態の説明においては、フィルタ等で、本発明の説明に直接必要としない部分等については記載を省略したが、必要とされるフィルタ等に関わる要素を適宜選択して用いることができる。
【０１１８】
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全てのフィルタが、本発明の範囲に包含される。本発明の範囲は、特許請求の範囲およびその均等物の範囲によって定義されるものである。
【符号の説明】
【０１１９】
１０１ 平面フィルタ
１０１ａ 入力線路
１０１ｂ 出力線路
１０１ｃ 共振器
１０２ 金属ケース
１０３ 構造物
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施の形態は、フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロストリップライン型のような片面開放型の平面フィルタは、作成および調整等が簡単に行えるメリットがある。しかし、片面が解放されているために外部環境の影響を受けやすく、また逆に電磁波を放射して外部にも影響を与えるデメリットがあり、この傾向は周波数が高くなるほど顕著である。このデメリットを防ぐための一つの簡便な方法は平面フィルタを金属ケース内に封入し、金属ケース内外の不要な電磁波の行き来を完全にシャットアウトすることである。
【０００３】
しかしながら、平面フィルタを金属ケースで囲うことは別の問題を発生させる。それは金属ケースの空洞モード共振によるものである。例えば、平面フィルタへの入力電力が空洞モード共振を励起し、これが平面フィルタの出力線にピックアップされることによって、平面フィルタの設計上は意図していない周波数帯に通過帯域が発生したり、フィルタの周波数特性を大きく劣化させたりする。
【０００４】
上記の問題を解決するための方法としては、導体や高誘電率誘電体などで構成された不要高次モード遮断板を用いる方法がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−２６９７０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、上記事情を考慮してなされたものであり、その目的とするところは、平面フィルタの特性に影響を与えることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制し、平面フィルタ本来の特性を実現したフィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施の形態のフィルタは、入力線路、複数の共振器、出力線路を有し、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタと、前記平面フィルタを囲む金属ケースと、前記入力線路から前記出力線路に向かう電磁波の進行方向の間隔、または前記電磁波が前記金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、前記金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物と、を備えることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１の実施の形態のフィルタを示す斜視図である。
【図２】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図３】図２の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図４】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図５】図４の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図６】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図７】図６の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】図６における２つの誘電体構造物間の距離を変化させた場合の通過特性を示す図である。
【図９】図６における２つの誘電体構造物間の距離を変化させた場合の通過特性を示す図である。
【図１０】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図１１】図１０の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】第２の実施の形態のフィルタを示す斜視図である。
【図１３】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図１４】図１３の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図１６】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図１７】図１６の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図１９】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図２０】図１９の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図２１】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図２２】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図２３】図２２の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図２４】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２５】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２６】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２７】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２８】図２３のグラフの共振ピークにおける電場分布を示す図である。
【図２９】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図３０】図２９の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図３１】構造物対間隔を変化させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図３２】第３の実施の形態のフィルタを示す斜視図である。
【図３３】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図３４】図３３の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図３５】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図３６】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図３７】図３６の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図３８】１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図３９】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図４０】図３９の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図４１】９．４ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図４２】図３９の構造の低周波側のシミュレーション結果を示す図である。
【図４３】２ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図４４】３．１ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【図４５】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図４６】図４５の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図４７】図４５に対し棒状の構造物群を３つとした構造の斜視図である。
【図４８】図４７の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図４９】図４５に対し棒状の構造物群を４つとした構造の斜視図である。
【図５０】図４９の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図５１】３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。
【図５２】図５１の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図５３】図５１の構造のシミュレーション結果を示す図である。
【図５４】周波数調整の実験結果を示す図である。
【図５５】周波数調整の実験結果を示す図である。
【図５６】周波数調整の実験結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
金属ケース内に遮断板を設けることによって、金属ケース内の電磁波伝播を抑制する方法では、遮断板単体の共振や複数の遮断板間の空洞共振などがフィルタ特性に悪影響を与える場合がある。金属ケース内に設けた遮断板は、その存在によって金属ケース内を伝播する電磁波を遮断し、フィルタの阻止帯域の減衰量を増大させることが目的の一つである。しかし、フィルタの中心周波数近傍に金属ケースの共振が存在すると、その共振によって阻止帯域に通過帯域が形成されてしまうおそれがある。
【００１０】
また、導体の遮断板、あるいは誘電損失の大きな誘電体の遮断板を設けた場合には、遮断板自体の損失によって、フィルタの挿入損失が劣化する問題を生ずる。これは、平面フィルタの損失が極めて少ない場合、例えば平面フィルタの導体部分を超伝導体によって構成した場合などに顕著なものとなる。なお、一般的に誘電体の誘電率が高いほど誘電損失も高い。
【００１１】
さらに、狭帯域のバンドパスフィルタを製作する場合には、フィルタを構成する複数の共振器の周波数を厳密に合わせこむ必要があるため、平面フィルタ作成後にフィルタ外部から共振周波数の調整を行わなければならないことも多い。遮断板の存在はこのような外部からの周波数調整を困難にする。
【００１２】
以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。なお、図中、同一または類似の部分には同一の番号を付する。
【００１３】
（第１の実施の形態）
本実施の形態のフィルタは、入力線路、複数の共振器、出力線路を備え、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタと、平面フィルタを囲む金属ケースと、入力線路から出力線路に向かう電磁波の進行方向の間隔、または電磁波が金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物を備える。本実施の形態では、構造物は板状である。
【００１４】
なお、本明細書中、２つの構造物の間隔は、それぞれの構造物の重心から重心の距離で代表させるものとする。
【００１５】
マイクロストリップ型平面フィルタを外部環境から独立させるためには、周囲を金属ケースで覆うことが簡単な解決手段である。しかしながら、金属ケースで覆った場合には、金属ケースが導波管として作用し、この導波管の伝播モードを介してフィルタの入出力が結合してしまう。
【００１６】
このために、上面解放の平面フィルタの特性と比較して、余計な電磁波の伝播経路が追加されるために、フィルタの帯域外の減衰量が低下する。すなわち、バックグラウンドレベルが上昇する。
【００１７】
これを回避するために、本実施の形態では、金属ケース内に誘電体の構造物を設け電磁波の伝播を阻害する。もっとも、誘電体の構造物はそれ自体も共振器として作用するために、その共振周波数近傍に通過域を形成してしまう。この通過域が平面フィルタの中心周波数ｆ０近傍に存在すると、平面フィルタの通過特性に悪影響を与えたり、平面フィルタの帯域外減衰量を低下させたりする。
【００１８】
この問題を回避するために、フィルタの入力線路から出力線路に向かって金属ケース内を伝播する電磁波の進行方向、またはこの電磁波が金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向に、平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５（５分の１）波長から１／２（２分の１）波長の間隔で、複数の誘電体の構造物を配置する。
【００１９】
図１は、本実施の形態のフィルタを示す斜視図である。本実施の形態のフィルタは、平面フィルタ１０１、平面フィルタ１０１を囲む金属ケース１０２、金属ケース内に配置される誘電体を含む２つの構造物１０３を備えている。
【００２０】
平面フィルタ１０１は、下面にグランドプレーン、上面にフィルタ回路パターンが形成された誘電体基板であるマイクロストリップライン型平面フィルタ基板を用いて形成される。すなわち、マイクロストリップライン型の平面フィルタである。
【００２１】
平面フィルタは左右に入力線路１０１ａ、出力線路１０１ｂを備え、１２個の短冊形の共振器１０１ｃによって形成される１２段のチェビシェフ型バンドパスフィルタである。フィルタの中心周波数ｆ０は、例えば１０ＧＨｚである。
【００２２】
フィルタの入出力の取り出しは、この金属ケースの左右に同軸−マイクロストリップ変換コネクタを取り付けるなどして行うことができる。
【００２３】
構造物１０３は、フィルタの入力線路１０１ａから出力線路１０１ｂに向かって金属ケース内を伝播する電磁波の進行方向、または、上記電磁波が金属ケース１０２内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向に、平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５波長から１／２波長の間隔で配置された２つの誘電体である。本実施の形態において、誘電体の構造物の形状は板状である。
【００２４】
構造物を誘電体とすることで、渦電流の発生等による電力損失を抑制することができる。
【００２５】
上記の構造物によって得られる効果を、３次元電磁界シミュレーションの結果に基づき以下で順に説明する。
【００２６】
図２は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース１０２内に誘電体の構造物がない場合である。以下のシミュレーションでは金属ケースを導波管とみなした場合の特性を計算している。
【００２７】
図３は、図２の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケース１０２の左右の面２０１および２０２を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図３に示す。
【００２８】
図３のグラフの横軸は周波数（６ＧＨｚ〜１４ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２０〜０ｄＢ）である。図２のように、金属ケース１０２内に誘電体の構造物がない場合には、この周波数範囲においては、ほぼ全通過となっている。
【００２９】
図４は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース１０２内に一つの誘電体の構造物４０１を配置した場合である。
【００３０】
図５は、図４の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケース１０２の左右の面４０２および４０３を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図５に示す。
【００３１】
図５のグラフの横軸は周波数（６ＧＨｚ〜１４ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２０〜０ｄＢ）である。図５によると、誘電体の構造物４０１による反射によって、この周波数域全体にわたって通過量が下がるが、構造物自体の共振によって、５０１と５０２に通過ピークが現れている。なお、周波数が上がるほど通過量の低下は小さい。
【００３２】
図６は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース１０２内に２つの誘電体の構造物６０１を配置した場合である。ここで、２つの誘電体構造物６０１間の距離６０４は、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚにおける電気長にしてλ／３である。
【００３３】
図７は、図６の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケース１０２の左右の面６０２および６０３を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図７に示す。
【００３４】
図７のグラフの横軸は周波数（６ＧＨｚ〜１４ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２０〜０ｄＢ）である。図７を図５と比較すると、誘電体構造物の数を１つから２つに増やしたことによって、２つの誘電体同士が電磁気的に結合し、図５における通過ピーク５０１と５０２が、図７においては通過ピーク群７０１と７０２に変化している。また７０１と７０２の間の周波数帯においては、図５と比較して通過量が更に下がっている。
【００３５】
図８、図９は、図６における２つの誘電体構造物６０１間の距離６０４を変化させた場合の通過特性を示す図である。距離６０４を中心周波数１０ＧＨｚの電気長にしてλ／６からλ／１．８まで変化させている。図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）はそれぞれ、距離６０４が、λ／６、λ／５、λ／４．３、λ／３．３、λ／３の場合である。また、図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はそれぞれ、距離６０４が、λ／２．７、λ／２．３、λ／２、λ／１．８の場合である。
【００３６】
距離６０４がλ／５からλ／２の場合には、構造物６０１に起因する通過ピークは、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚから離れている。距離６０４を短くするに従って、構造物同士の電磁気的な結合が強まり、図７における通過ピーク群７０１および７０２が広がる傾向にある。そして、距離６０４をλ／６とすると、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚに通過ピーク８０１が近接する。
【００３７】
逆に距離６０４を長くすると、構造体６０１間の空洞共振の周波数が下がる傾向にあり、距離６０４をλ／１．８とすると、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚに通過ピーク９０１が近接する。
【００３８】
したがって、距離６０４が概ねλ／５からλ／２の範囲で、構造物６０１自身または構造物６０１間の共振に邪魔されずに、平面フィルタの中心周波数近傍の通過量を下げることができる。距離６０４がλ／４．３からλ／２．３の範囲であることがより望ましい。
【００３９】
図１０は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内の構造物の数を、図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すように、３つ、４つ、５つと増やした場合である。なお誘電体構造物間の距離はすべてλ／３である。
【００４０】
図１１は、図１０の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図１１に示す。図１１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）がそれぞれ、図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の構造に対応する。図１１のグラフの横軸は周波数（６ＧＨｚ〜１４ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−４０〜０ｄＢ）である。
【００４１】
構造物の数を増やすにしたがって、平面フィルタの中心周波数１０ＧＨｚ付近の通過量が低下するが、構造物に起因する通過ピーク群の周波数にそれほど変化はない。このことから、入出力間のアイソレーションを向上させるためには、構造物間の距離をλ／５からλ／２、望ましくはλ／３程度とし、構造物の数を増やすことが効果的であるといえる。
【００４２】
以上、本実施の形態のフィルタによれば、板状の誘電体の構造物を複数所定の間隔で配置することにより、平面フィルタの特性に影響を与えることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制し、平面フィルタ本来の特性を実現したフィルタを提供することが可能となる。
【００４３】
（第２の実施の形態）
本実施の形態のフィルタは、金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物が、入力線路から出力線路に向かう電磁波の進行方向に対し垂直な方向、または、金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に平行な方向に配置される複数の棒状の誘電体である点で第１の実施の形態と異なっている。以下、第１の実施の形態と重複する内容については、記述を省略する。
【００４４】
図１２は、本実施の形態のフィルタを示す斜視図である。本実施の形態のフィルタは、平面フィルタ１２０１、平面フィルタ１２０１を囲む金属ケース１２０２、金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物対１２０３〜１２０６を備えている。構造物対１２０３〜１２０６はそれぞれ、２つの棒状の構造物で構成される。なお、２つの棒状の構造物をまとめて構造物対と呼ぶことにする。
【００４５】
平面フィルタ１２０１は、下面にグランドプレーン、上面にフィルタ回路パターンが形成された誘電体基板であるマイクロストリップライン型平面フィルタ基板を用いて形成される。すなわち、マイクロストリップライン型の平面フィルタである。
【００４６】
平面フィルタは左右に入力線路１２０１ａ、出力線路１２０１ｂを備え、１２個の短冊形の共振器１２０１ｃによって形成される１２段のチェビシェフ型バンドパスフィルタである。フィルタの中心周波数ｆ０は１０ＧＨｚである。
【００４７】
フィルタの入出力の取り出しは、この金属ケースの左右に同軸−マイクロストリップ変換コネクタを取り付けるなどして行うことができる。
【００４８】
構造物対１２０３〜１２０６は、フィルタの入力線路１２０１ａから出力線路１２０１ｂに向かって金属ケース内を伝播する電磁波の進行方向（Ｙ方向）、または、上記電磁波が金属ケース１２０２内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向に、平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５波長から１／２波長の間隔で配置されている。本実施の形態において、構造物対は、２本の棒状の構造物であり、棒状の構造物の上部の太い部分１２０３ａ〜１２０６ａは金属、下部の細い部分１２０３ｂ〜１２０６ｂが誘電体によって形成されている。２本の棒状の構造物は、入力線路１２０１ａから出力線路１２０１ｂに向かう電磁波の進行方向に対し垂直な方向（Ｘ方向）、または、金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に平行な方向に並んで配置される。
【００４９】
上記の構造物によって得られる効果を、３次元電磁界シミュレーションの結果に基づき以下で順に説明する。
【００５０】
図１３は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。平面フィルタ１３０１、金属ケース１３０２を備える。金属ケース１３０２内に誘電体の構造物がない場合である。電磁波の分布を分かりやすく示すために、図１３では、図１２に比較して金属ケース１３０２の長さを長くしている。以下のシミュレーションを行うフィルタの構造でも同様である。
【００５１】
図１４は、図１３の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図１４に示す。図１４のグラフの横軸は周波数（０ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−１００〜０ｄＢ）である。
【００５２】
この金属ケースのカットオフ周波数はおよそ５ＧＨｚであり、カットオフ周波数以上ではほぼ全通過となっている。
【００５３】
図１５は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。この図のみからは判別できないが、計算機上で入力位相を変化させて電場ベクトルの動きを観測すると、この電場は図１５の左側から右側へと向かう進行波である。
【００５４】
図１６は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に電磁波の進行方向とは垂直に２つの棒状の構造物１６０１および１６０２を配置した場合である。
【００５５】
図１７は、図１６の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図１７に示す。図１７のグラフの横軸は周波数（８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−４０〜０ｄＢ）である。
【００５６】
構造物を２つ配置したことにより通過量は約−８ｄＢに下がっている。
【００５７】
図１８は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。この図のみからは判別できないが、計算機上で入力位相を変化させて電場ベクトルの動きを観測すると、この電場は構造物より左側では定在波、右側では右向きの進行波となっており、通過量が約−８ｄＢに下がった原因は、構造物が２つ並んだ面（ＸＺ面）において電磁波が反射されたためであることが分かる。
【００５８】
図１９は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に２つの棒状の構造物対１９０１および１９０２を配置して反射面を２つ作り、共振器構造とした場合である。２つの棒状の構造物対の電磁波の進行方向の間隔は約λ／１．５である。
【００５９】
図２０は、図１９の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図２０に示す。図２０の横軸は周波数（８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−４０ｄＢ〜０ｄＢ）である。
【００６０】
図２１は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。電磁波の伝播方向と垂直に２つ並んだ棒状の構造物対が反射面となるために、２つの反射面の間で電磁波が往復し、構造物間に電界が集中するモードで共振していることが分かる。
【００６１】
図２２は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に３つの棒状の構造物対２２０１、２２０２および２２０３を配置して、導波管内に共振器構造を２つ作った場合である。棒状の構造物対の電磁波の進行方向の間隔は約λ／１．５である。
【００６２】
図２３は、図２２の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図２０に示す。図２３のグラフの横軸は周波数（１ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−１４０ｄＢ〜０ｄＢ）である。
【００６３】
図２３のグラフによると、１０ＧＨｚ近傍においては２つのピーク２３０４、２３０５があり、３ＧＨｚ〜５ＧＨｚに３つのピーク２３０１、２３０２、２３０３がある。
【００６４】
図２４〜図２８は、図２３のグラフの各共振ピーク２３０１〜２３０５における電場分布をそれぞれ示す図である。図２４から図２８によると明らかなように、２３０１、２３０２、２３０３の３つの共振ピークは棒状の構造物対自体がそれぞれ共振器となって共振していることが分かる。また電場分布のパターン（図２４は↓↓↓、図２５は↓０↑、図２６は↓↑↓）から、これらは３つの共振器がそれぞれ隣接する共振器と結合している場合の典型的なパターンであることも分かる。また、図２７および図２８から２３０４、２３０５の共振ピークは、構造物対間が１つの共振器として働く共振モードであることも分かる。
【００６５】
構造物対の数と通過量との関係は以下のようになっている。図２９は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。図２９（ａ）〜（ｅ）で、棒状の構造物対の数を１つから５つまで変化させた場合である。棒状の構造物対の電磁波の進行方向の間隔は約λ／２．５である。
【００６６】
図３０は、図２９の構造のシミュレーション結果を示す図である。図３０（ａ）〜（ｅ）それぞれが、図２９（ａ）〜（ｅ）それぞれの計算結果に対応する。金属ケースの左右の面１３０３および１３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図３０に示す。図３０のグラフの横軸は周波数（８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−１００ｄＢ〜０ｄＢ）である。
【００６７】
図３０によると、構造物対の数を増やすほど、通過量の低下を大きくすることができ、フィルタ入出力間のアイソレーションを高めることができる。また、構造物を２本の棒状の構造物とすることで、板状の場合と比較して、高次の共振モードが少ないために、アイソレーションの高い周波数領域を広くすることができる。
【００６８】
図３１は、構造物対間隔を変化させた場合のシミュレーション結果を示す図である。構造物対の数が５つの場合において、構造物対間隔を中心周波数１０ＧＨｚの電気長にしてλ／５〜λ／１．８まで変化させた場合の通過特性の計算結果である。図３１のグラフの横軸は周波数（８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−１００ｄＢ〜０ｄＢ）である。
【００６９】
構造物対間隔が狭い場合には低周波側に共振ピークが現れ、広い場合には高周波側に共振ピークが現れている。前述のように、低周波側の共振ピークは構造物対自体が共振器として作用する共振モードであり、高周波側の共振ピークは構造物対間が共振器として作用する共振モードである。構造物対間隔がλ／５〜λ／２の範囲においては平面フィルタの中心周波数である１０ＧＨｚ近傍で通過量の低下が大きい領域があり、フィルタ入出力間のアイソレーションを高めることができる。
【００７０】
以上、本実施の形態のフィルタによれば、棒状の誘電体の構造物を複数所定の間隔で配置することにより、平面フィルタの特性に影響を与えることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制し、平面フィルタ本来の特性を実現したフィルタを提供することが可能となる。
特に、構造物を２本の棒状の構造物対とすることで、板状の場合と比較して、高次の共振モードが少ないために、アイソレーションの高い周波数領域を広くすることができ、金属ケース内の電磁波伝播の抑制を一層容易に実現することができる。
【００７１】
（第３の実施の形態）
本実施の形態のフィルタは、入力線路、複数の共振器、出力線路を備え、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタと、平面フィルタを囲む金属ケースと、入力線路から出力線路に向かう電磁波の進行方向の間隔、または電磁波が金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物を備える。
【００７２】
そして、構造物が、電磁波の進行方向に対し垂直な方向、または、定在波の波面に平行な方向に配置される複数、ここでは６本の棒状の誘電体を含む。そして、６本の棒状の誘電体が、それぞれ、中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長の間隔で配置される。
【００７３】
また、構造物が、棒状の誘電体を長手方向に上下移動させる可動機構を備える。そして、共振器の直上に棒状の誘電体が配置される構造となっている。この可動機構が、誘電体に接続される金属部をそなえ、金属部が金属ケースの外側に突出しており、突出した金属部の一部を回転させることで誘電体を棒の長手方向に可動させる。そして、棒状の誘電体を上下させることで共振器の中心周波数の調整が可能である。
【００７４】
さらに、平面フィルタ基板の導体部分が超電導体である。
【００７５】
図３２は、本実施の形態のフィルタを示す斜視図である。本実施の形態のフィルタは、平面フィルタ３２０１、平面フィルタ３２０１を囲む金属ケース３２０２、金属ケース３２０２内に配置される誘電体を含む複数の構造物３２０３、３２０４、３２０５、３２０６を備えている。
【００７６】
平面フィルタ３２０１は、は、下面にグランドプレーン、上面にフィルタ回路パターンが形成された誘電体基板であるマイクロストリップライン型平面フィルタ基板を用いて形成される。すなわち、マイクロストリップライン型の平面フィルタである。
【００７７】
平面フィルタは左右に入力線路３２０１ａ、出力線路３２０１ｂを備え、８個のヘアピン形の共振器３２０１ｃによって形成された８段の擬似楕円関数型バンドパスフィルタである。フィルタの中心周波数ｆ０は１０ＧＨｚである。
【００７８】
フィルタの入出力の取り出しは、この金属ケースの左右に同軸−マイクロストリップ変換コネクタを取り付けるなどして行うことができる。
【００７９】
構造物３２０３、３２０４、３２０５、３２０６は、フィルタの入力線路３２０１ａから出力線路３２０１ｂに向かって金属ケース内を伝播する電磁波の進行方向（Ｙ方向）、または、上記電磁波が金属ケース３２０２内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向に、平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５波長から１／２波長の間隔で配置された６本の棒状の構造物である、棒状の構造物の上部の太い部分３２０３ａ〜３２０６ａは金属、下部の細い部分３２０３ｂ〜３２０６ｂが誘電体によって形成されている。
【００８０】
上記の構造物によって得られる効果を、３次元電磁界シミュレーションの結果に基づき以下で順に説明する。
【００８１】
図３３は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。平面フィルタ３３０１が金属ケース３３０２に囲まれ、金属ケース３３０２内には、誘電体の構造物がない場合である。平面フィルタ３３０１のフィルタ回路パターンは記載を省略している。
【００８２】
図３４は、図３３の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面３３０３および３３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図３４に示す。図３４のグラフの横軸は周波数（１〜１６ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２５〜０ｄＢ）である。
【００８３】
この金属ケースのカットオフ周波数はおよそ２．４ＧＨｚであり、カットオフ周波数以上では、ほぼ全通過となっている。
【００８４】
図３５は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。この図のみからは判断できないが、計算機上で入力位相を変化させて電場ベクトルの動きを観測すると、この電場は図３５の左側から右側へ向かう進行波である。
【００８５】
図３６は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に電磁波の進行方向とは垂直に６つの棒状の誘電体の構造物３６０１、３６０２、３６０３、３６０４、３６０５、３６０６を配置した場合である。棒状の構造物の電磁波の進行方向の間隔は約λ／３である。平面フィルタ３３０１のフィルタ回路パターンは記載を省略している。
【００８６】
図３７は、図３６の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面３３０３および３３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図３７に示す。図３７のグラフの横軸は周波数（８〜１２ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−２５〜０ｄＢ）である。
【００８７】
構造物を６つ配置したことにより通過量は約−５ｄＢに下がっている。
【００８８】
図３８は、１０ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。この図のみからは判断できないが、計算機上で入力位相を変化させて電場ベクトルの動きを観測すると、この電場は構造物より左側では定在波、右側では右向きの進行波となっており、通過量が約−５ｄＢに下がった原因は構造物が６つ並んだ面（ＸＺ面）において電磁波が反射されたためであることが分かる。
【００８９】
図３９は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に、２つの構造物群３９０１および３９０２を配置して反射面を２つ形成し共振器構造とした場合である。なお、６つの棒状の構造物をまとめて構造物群と呼ぶことにする。２つの構造物群の電磁波の進行方向の間隔は約λ／１．５である。平面フィルタ３３０１のフィルタ回路パターンは記載を省略している。
【００９０】
図４０は、図３９の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面３３０３および３３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図４０に示す。図４０のグラフの横軸は周波数（８〜１２ＧＨｚ）であり、縦軸はポート間の通過量（−１４〜０ｄＢ）である。
【００９１】
２つの構造物群を用いることで、共振器構造ができ約９．４ＧＨｚにおいて共振ピークが見られる。
【００９２】
図４１は、９．４ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。電磁波の伝播方向と垂直に２つ並んだ構造物群が反射面となるために、２つの反射面の間で電磁波が往復し、構造物群間に電界が集中するモードで共振していることが分かる。
【００９３】
図４２は、図３９の構造の低周波側のシミュレーション結果を示す図である。図４２の横軸は周波数（１〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−４０〜０ｄＢ）である。
【００９４】
この結果によると、約２ＧＨｚ、約３．１ＧＨｚ、約９．４ＧＨｚにそれぞれ図中に４２０１、４２０２、４２０３で示した３つの通過ピークが見られる。なお、ピーク４２０１が０ｄＢ以上となっているのは、金属ケースのカットオフ付近で計算が発散したためであり、物理的には０ｄＢであると考えられる。
【００９５】
まず、ピーク４２０３は図４１を用いて説明した構造物群間の共振によるものである。一方ピーク４２０１とピーク４２０２の要因を調べるために、それぞれの周波数における電場分布を計算した。
【００９６】
図４３は、２ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。図４４は、３．１ＧＨｚでの金属ケース内の電場分布を示す図である。
【００９７】
図４３および図４４から明らかに、ピーク４２０１およびピーク４２０２の２つのピークは構造物群自体がそれぞれ共振器となって共振することに起因する。また電場分布のパターン（図４３は同位相、図４４は逆位相）から、これらは２つの共振器がそれぞれ隣接する共振器と結合している場合の典型的なパターンであることも分かる。
【００９８】
また、図４２によると、ピーク４２０１、ピーク４２０２の２つのピークとピーク４２０３の間の周波数範囲４２０４には通過量の低い、電磁波の伝播が抑制された領域が存在することが分かる。したがって、このような領域が平面フィルタの周波数である１０ＧＨｚ近傍となるように、構造物群の間隔を所定の範囲内に納めれば、平面フィルタの帯域外減衰量を大きくすることができる。この所定の範囲内とは第２の実施の形態の場合と概ね一致しており、フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にしておよそλ/５〜λ/２の範囲となっている。
【００９９】
図４５は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケース内に、２つの棒状の構造物群４５０１および４５０２を、構造物群の間隔がλ/２．５となるように配置した場合である。平面フィルタ３３０１のフィルタ回路パターンは記載を省略している。
【０１００】
図４６は、図４５の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面３３０３および３３０４を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図４０に示す。図４６の横軸は周波数（１〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−６０〜０ｄＢ）である。
【０１０１】
図４６から明らかに平面フィルタの中心周波数である１０ＧＨｚ近傍では通過量が約−１６ｄＢ程度に抑制されていることが分かる。
【０１０２】
図４７は、図４５に対し棒状の構造物群を３つとした構造の斜視図である。図４９は、図４５に対し棒状の構造物群を４つとした構造の斜視図である。図４７と図４９において構造物群の間隔はどちらもλ/２．５である。
【０１０３】
図４８、図５０は、それぞれ図４７、図４９の構造のシミュレーション結果を示す図である。図４８および図５０の横軸は周波数（１〜１２ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−６０〜０ｄＢ）である。
【０１０４】
構造物群の数を増やすにしたがって、平面フィルタの周波数１０ＧＨｚ近傍での通過量が低下しており、構造物群の数を増やすことが平面フィルタの帯域外減衰量を大きくするのに効果的であることが分かる。
【０１０５】
上述のように、６本の棒状の構造物それぞれの図中Ｘ方向の間隔もまた平面フィルタの通過帯域の中心周波数ｆ０の電気長にして概ね１／５波長から１／２波長の間隔で配置されている。このように配置することで、図中の奥行き方向（Ｘ方向）への電磁波の伝播も抑制することができる。このことは、金属ケースの奥行き方向の共振モードを抑制する効果をもたらす。
【０１０６】
図５１において、棒状の構造物の奥行き方向の間隔はすべてλ/３である。図５１は、３次元電磁界シミュレーションを行う構造を示す斜視図である。金属ケースおよび構造物の配置は図３２と同じである。
【０１０７】
図５２、図５３は、図５１の構造のシミュレーション結果を示す図である。金属ケースの左右の面５１０１および５１０２を入出力ポートとして、その通過特性を計算した結果を図５２に示す。また、奥行き方向（Ｘ方向）の面５１０３および５１０４を入出力ポートとしてその通過特性を計算した結果を図５３に示す。図５２の横軸は周波数（４〜１４ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−６０〜０ｄＢ）である。図５３の横軸は周波数（４〜１４ＧＨｚ）、縦軸は通過量（−８０〜０ｄＢ）である。
【０１０８】
図５２、図５３どちらの場合も平面フィルタの周波数１０ＧＨｚ近傍で通過が抑制されていることが分かる。
【０１０９】
さらに、上述のように、本実施の形態においては、棒状の誘電体を長手方向に上下移動させる可動機構を備える。棒状の構造物の構成は、図３２に示すように、棒の長手方向に誘電体３２０３ａ〜３２０６ａと金属部３２０３ｂ〜３２０６ｂとが重ねられたものである。そして、金属部が金属ケースの外側に突出しており、例えば、突出した金属部分の一部を回転させることで誘電体を棒の長手方向に上下移動させることができる構成になっている。金属部と誘電体部とは接着されており、金属ケースの外部から誘電体部を上下させることができ、かつ全体が金属で覆われた構成にすることができる。
【０１１０】
さらに、共振器３２０１ｃの直上に棒状の誘電体が配置される。いいかえれば、平面フィルタを構成する複数の共振器３２０１ｃの配置は、共振器３２０１ｃの位置が誘電体の構造物の下となるようになっており、棒状の誘電体の可動によって共振器の中心周波数の調整が可能である。これによって、金属ケース内の電磁波伝播を抑制しつつ、微妙な周波数調整が可能となるため、特に狭帯域のフィルタで有効である。
【０１１１】
一例として、図３２のような構造を用いて、フィルタの周波数を９７００ＭＨｚ、９７５０ＭＨｚ、９８００ＭＨｚに調整する実験をした。図５４、５５、５６は、周波数調整の実験結果を示す図である。図５４、図５５、図５６において、横軸は周波数（９６５０〜９８５０ＭＨｚ）、縦軸はフィルタ通過量（−１００〜０ｄＢ）である。
【０１１２】
このように、微妙な周波数調整を可能にすることで、フィルタの周波数を変化させることもできる。また、構造物の金属部３２０３ｂ〜３２０６ｂが外部からの電磁波を遮断するという利点もある。
【０１１３】
また、この平面フィルタの導体部分は超電導体で構成されている。図３２における入力線路３２０１ａ、出力線路３２０１ｂ、共振器３２０１ｃのパターン部分が超電導薄膜によって形成されている。また、この図には表示されていないが基板のパターンとは反対の面のグランドプレーンも超電導薄膜によって形成されている。
【０１１４】
以上、本実施の形態のフィルタによれば、棒状の誘電体の構造物を複数所定の間隔で配置することにより、平面フィルタの特性に影響を与えることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制し、平面フィルタ本来の特性を実現したフィルタを提供することが可能となる。
【０１１５】
また、棒状の構造物の可動によって共振器の中心周波数の調整が可能である。これによって、別途、調整機構を設けることなく、金属ケース内の電磁波伝播を抑制しつつ、微妙な周波数調整が可能となる。
【０１１６】
さらに、平面フィルタの導体部分は超伝導体で構成される。したがって、低損失なフィルタが実現される。
【０１１７】
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。上記、実施の形態はあくまで、例として挙げられているだけであり、本発明を限定するものではない。また、実施の形態の説明においては、フィルタ等で、本発明の説明に直接必要としない部分等については記載を省略したが、必要とされるフィルタ等に関わる要素を適宜選択して用いることができる。
【０１１８】
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全てのフィルタが、本発明の範囲に包含される。本発明の範囲は、特許請求の範囲およびその均等物の範囲によって定義されるものである。
【符号の説明】
【０１１９】
１０１ 平面フィルタ
１０１ａ 入力線路
１０１ｂ 出力線路
１０１ｃ 共振器
１０２ 金属ケース
１０３ 構造物
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力線路、複数の共振器、出力線路を有し、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタと、
前記平面フィルタを囲む金属ケースと、
前記入力線路から前記出力線路に向かう電磁波の進行方向の間隔、または前記電磁波が前記金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、前記金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物と、
を備えることを特徴とするフィルタ。
【請求項２】
前記誘電体が棒状であることを特徴とする請求項１記載のフィルタ。
【請求項３】
前記構造物が、前記電磁波の進行方向に対し垂直な方向、または、前記定在波の波面に平行な方向に配置されることを特徴とする請求項２記載のフィルタ。
【請求項４】
前記構造物が、前記電磁波の進行方向に対し垂直な方向、または、前記定在波の波面に平行な方向に、中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長の間隔で配置されることを特徴とする請求項３記載のフィルタ。
【請求項５】
前記構造物が、前記誘電体を棒の長手方向に上下移動させる可動機構を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項４いずれか一項記載のフィルタ。
【請求項６】
前記共振器の直上に前記誘電体が配置されることを特徴とする請求項５記載のフィルタ。
【請求項７】
前記構造物が、前記誘電体に接続される金属部を有し、前記金属部が前記金属ケースの外側に突出しており、突出した前記金属部の一部を回転させることで前記誘電体を棒の長手方向に可動させることを特徴とする請求項５または請求項６記載のフィルタ。
【請求項８】
前記平面フィルタ基板の導体部分が超電導体であることを特徴とする請求項１ないし請求項７いずれか一項記載のフィルタ。
【請求項１】
入力線路、複数の共振器、出力線路を有し、通過帯域の中心周波数ｆ０のマイクロストリップライン型の平面フィルタと、
前記平面フィルタを囲む金属ケースと、
前記入力線路から前記出力線路に向かう電磁波の進行方向の間隔、または前記電磁波が前記金属ケース内で共振することによって発生する定在波の波面に対して垂直な方向の間隔が中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長で、前記金属ケース内に配置される誘電体を含む複数の構造物と、
を備えることを特徴とするフィルタ。
【請求項２】
前記誘電体が棒状であることを特徴とする請求項１記載のフィルタ。
【請求項３】
前記構造物が、前記電磁波の進行方向に対し垂直な方向、または、前記定在波の波面に平行な方向に配置されることを特徴とする請求項２記載のフィルタ。
【請求項４】
前記構造物が、前記電磁波の進行方向に対し垂直な方向、または、前記定在波の波面に平行な方向に、中心周波数ｆ０の電気長にして１／５波長から１／２波長の間隔で配置されることを特徴とする請求項３記載のフィルタ。
【請求項５】
前記構造物が、前記誘電体を棒の長手方向に上下移動させる可動機構を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項４いずれか一項記載のフィルタ。
【請求項６】
前記共振器の直上に前記誘電体が配置されることを特徴とする請求項５記載のフィルタ。
【請求項７】
前記構造物が、前記誘電体に接続される金属部を有し、前記金属部が前記金属ケースの外側に突出しており、突出した前記金属部の一部を回転させることで前記誘電体を棒の長手方向に可動させることを特徴とする請求項５または請求項６記載のフィルタ。
【請求項８】
前記平面フィルタ基板の導体部分が超電導体であることを特徴とする請求項１ないし請求項７いずれか一項記載のフィルタ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【図５２】
【図５３】
【図５４】
【図５５】
【図５６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【図５２】
【図５３】
【図５４】
【図５５】
【図５６】
【公開番号】特開２０１３−７４５５８（Ｐ２０１３−７４５５８Ａ）
【公開日】平成２５年４月２２日（２０１３．４．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２１３６９１（Ｐ２０１１−２１３６９１）
【出願日】平成２３年９月２９日（２０１１．９．２９）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月２２日（２０１３．４．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月２９日（２０１１．９．２９）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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