位相信号変換方法及び位相信号変換器
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調波信号の位相を検出し、その結果を量子化された位相信号に変換する位相信号変換方法及び位相信号変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】位相変換器は、ＰＳＫ変調波信号を遅延検波する復調器等に用いられる。本願出願人は、例えば特願平３−３３３７５９号などの出願により、各種の位相信号変換器を提案している。
【０００３】図６には、第１従来例に係る３ビットの位相信号変換器の構成が示されている。
【０００４】この図においては、入力端子１０からＰＳＫ変調波信号を入力しその電圧レベルを制限するリミタ１２が示されている。リミタ１２に入力されるＰＳＫ変調波信号は、周波数ｆ0 を有する搬送波をＰＳＫ変調して得られる信号である。リミタ１２により電圧制限が施されたＰＳＫ変調波信号は、その後段に設けられたフリップフロップ（以下ＦＦと言う）１４−１〜１４−８に供給される。
【０００５】一方、この図には、周波数８×ｆ0 で発振する発振器１６が示されている。８×ｆ0 で発振させるのは、この従来例が３ビットの変換器であり２3 ＝８であることによる。発振器１６の出力は、シフトレジスタ１８のＣＬＫ入力にクロックとして供給される一方で、分周器２０において８分周される。そのため、発振器１６の発振周波数は８×ｆ0 に設定されている。そして、分周器２０の分周出力、すなわち周波数ｆ0 を有する信号は、８段のシフトレジスタ１８により、クロック（発振器１６の出力）に同期して、シフトされる。シフトレジスタ１８の各段からは、基準信号θ1 〜θ8 が出力される。
【０００６】従って、この基準信号θ1 〜θ8 は、互いに、発振器１６から出力される局部発振信号の１周期ずつずれた位相を有する信号となる。この基準信号θ1 〜θ8は、ＦＦ１４−１〜１４−８にそれぞれ供給される。ＦＦ１４−１〜１４−８は、対応する基準信号θ1 〜θ8 を、リミタ１２から供給されるＰＳＫ変調波信号の立上がりタイミングで入力する。この動作により、８個のＦＦ１４−１〜１４−８から出力として各１ビット合計８ビットの検出信号が得られる。この検出信号は、位相信号判定器２２に供給され、その値に基づきＰＳＫ変調波信号の位相を示す３ビットの位相信号が生成出力される。
【０００７】図７には、この従来例における位相信号変換器の動作の一例が示されている。
【０００８】この図に示されるように、基準信号θ1 〜θ8 は、順に４５°ずつ相違する位相に対応する信号である。すなわち、第１の基準信号θ1 はＰＳＫ変調波信号の位相で２２．５°に、第２の基準信号θ2 は６７．５°に、…第８の基準信号θ8 は３３７．５°に、それぞれ対応している。従って、例えば基準信号に対して１７０°の位相を有するＰＳＫ変調波信号がリミタ１２から出力されている場合、当該ＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングＴn における各基準信号θ1 〜θ8の値は、ＦＦ１４の昇順に、ＨＨＨＨＬＬＬＬとなる。位相信号判定器２２は、各ＦＦ１４−１〜１４−８の出力（この例ではＨＨＨＨＬＬＬＬ）に基づき、ＰＳＫ変調波信号の位相を判定する。この場合、１５７．５°の位相を示す基準信号θ4 がＨであり２０２．５°の位相を示す基準信号θ5 がＬ値であるところから、位相信号判定器は、ＰＳＫ変調波信号の位相が１５７．５°から２０２．５°の範囲に属するとみなす。位相信号判定器は、この範囲を代表する値、例えば１８０°を選択し、この値を示す３ビットの信号を位相信号として出力端子２４から後段に出力する。後段の回路においては、この位相信号に基づき、ＰＳＫ変調波信号により伝送された符号を判定し、出力する。
【０００９】図８には、第２従来例に係る位相信号変換器の構成が示されている。
【００１０】この図においても、入力端子１０から入力されるＰＳＫ変調波信号の電圧レベルを制限するリミタ１２が設けられており、また局部発振信号を発振する発振器１６及びこれを分周する分周器２０が設けられている。この従来例においては、発振器１６の発振周波数、すなわち局部発振周波数が、ＰＳＫ変調波信号に係る搬送周波数ｆ0 のｍ倍（ｍ＝２M 、Ｍ：自然数）であり、分周器２０は局部発振信号をｍ分周する。このｍ分周の結果得られる基準信号Ａ1 はＦＦ２６のリセット（Ｒ）入力に供給される。ＦＦ２６のセット（Ｓ）入力には、リミタ１２によって電圧レベルが制限されたＰＳＫ変調波信号が入力されている。従って、ＦＦ２６のＱ出力Ｂは、ＰＳＫ変調波信号の立上りに応じて立ち上り、基準信号Ａ1の立上りに応じて立ち下がる信号となる。この信号は、後段に設けられたカウンタ２８のＣＥＢ入力に供給されている。
【００１１】カウンタ２８はＭビットのカウンタであり、発振器１６から出力される局部発振信号をＣＬＫ入力から入力している。カウンタ２８は、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＬ値を有している期間、ＣＬＫ入力から入力した局部発振信号を計数する。また、カウンタ２８は、分周器２０から出力されるパルスＡ2 の立下がりによりリセットされる。このパルスＡ2 は、基準信号Ａ1 の立上りに応じて立ち下がるパルスである。
【００１２】従って、カウンタ２８の計数値は、パルスＡ2 の立下がり（基準信号Ａ1 の立上り）に応じてリセットされ、カウンタ２８はその後ＦＦ２６のＱ出力ＢがＨ値となるまで計数を実行する。カウンタ２８のＭビットの計数値は、当該カウンタ２８の後段に設けられたラッチ３０においてパルスＡ2 の立ち下がりタイミングでラッチされる。ラッチ３０によりラッチされたＭビットの計数値は、ＰＳＫ変調波信号の位相を示す位相信号として出力端子２４から出力される。
【００１３】図９には、この従来例の動作の一例が示されている。
【００１４】この図に示されるように、発振器１６から出力される局部発振信号は、分周器２０によってｍ分周され、周波数ｆ0 の基準信号Ａ1 が生成される。この基準信号Ａ1 は、ＰＳＫ変調波信号に係る搬送周波数ｆ0 と等しい周波数であるが、その位相は、ＰＳＫ変調波信号と一般には一致しない。従って、この図に示されるように、ＦＦ２６のＱ出力Ｂは、ＰＳＫ変調波信号の立上り応じて立ち上り、基準信号Ａ1 立上りに応じて立ち下がる。従って、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＨ値を有している期間又はＬ値を有している期間は、基準信号Ａ1 を基準としたＰＳＫ変調波信号の位相を示している。カウンタ２８は、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＬ値を有している期間において局部発振信号を計数しているから、ＰＳＫ変調波信号が立ち上りＦＦ２６のＱ出力Ｂが立ち上った時点におけるカウンタ２８の計数値は、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＬ値を有している期間、すなわちＰＳＫ変調波信号の位相を示す計数値となる。このようにして、この従来例においてはＰＳＫ変調波信号の位相が、Ｍビットの位相信号に量子化されつつ検出されることとなる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これらいずれの従来技術においても、位相信号のビット数Ｍを大きくするために局部発振信号の周波数を高くしなければならず、そのため回路の消費電力が大きくなるという問題が生じていた。
【００１６】すなわち、いずれの従来技術においても、回路動作の最小単位が局部発振信号の１周期である。従って、Ｍビットの位相信号を得るためには、搬送周波数ｆ0の２M 倍の周波数を有する局部発振信号が必要である。ビット数Ｍを多くすると量子化誤差が小さくなり、例えば遅延検波に用いた場合に後段の回路における復調特性が良好になる。しかし、ビット数Ｍの増大は、局部発振信号の周波数の高周波化、すなわちそのための発振器の発振周波数の高周波化につながり、これは消費電力の増大を招く。また、発振器の周波数が高くなると、当該発振器において生じる高調波成分が、例えばＰＳＫ変調波信号を無線により受信する無線周波数回路に回り込み、誤動作の発生や動作の不安定化等の問題が生じてしまう。
【００１７】本発明は、このような問題点を解決することを課題としてなされたものであり、あるビット数Ｍの位相信号を得るために必要な局部発振信号の周波数を従来の１／２の周波数に低下させることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成するために、本発明の位相信号変換方法は、周波数ｋ×ｆ0 （ｋ＝２M-1 、Ｍ：自然数）の局部発振信号をｋ分周することにより所定個数の基準信号を生成し、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の位相を、基準信号の位相を基準として検出し、局部発振信号の１周期を単位としてＭ−１ビットに量子化する一方で、ＰＳＫ変調波信号の位相を局部発振信号の位相と比較し、その結果に基づき、上記Ｍ−１ビットの検出結果の下位に１ビットを付加することにより、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用い、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号を生成することを特徴とする。
【００１９】また、本発明の第１の構成に係る位相信号変換器は、周波数ｋ×ｆ0 の局部発振信号をｋ分周し、分周結果を局部発振信号に同期してｋ段シフトすることにより、順に局部発振信号の１周期に相当する位相差を有するｋ種類の基準信号を発生させる手段と、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりタイミングで各基準信号をラッチし、その結果を示すｋビットの検出信号を発生させる手段と、ＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりタイミングで局部発振信号をラッチし、その結果を示す１ビットの補助検出信号を発生させる手段と、ｋビットの検出信号及び１ビットの補助検出信号に基づきＰＳＫ変調波信号の位相を判定し、その結果をＭビットの位相信号として出力する手段と、を備え、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を生成することを特徴とする。
【００２０】そして、本発明の第２の構成に係る位相信号変換器は、周波数ｋ×ｆ0 の局部発振信号をｋ分周することにより基準信号を発生させる手段と、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりに応じて立ち上がり、基準信号の立上がり又は立下がりに応じて立ち下がる計数期間信号を発生させる手段と、計数期間信号が発生している期間又は発生していない期間において局部発振信号を計数し、その結果を示すＭ−１ビットの検出信号を発生させる手段と、ＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりの直後に到来するのが局部発振信号の立上がりがそれとも立下がりかを示す１ビットの補助検出信号を発生させる手段と、Ｍ−１ビットの検出信号の下位に１ビットの補助検出信号を付加することにより、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号を発生させ出力する手段と、を備え、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を生成することを特徴とする。
【００２１】
【作用】本発明の位相信号変換方法においては、まず、周波数ｋ×ｆ0 の局部発振信号がｋ分周される。このｋ分周により得られる周波数ｆ0 の所定個数の信号（基準信号）は、ＰＳＫ変調波信号の位相の検出の基準として用いられる。すなわち、所定個数の基準信号は、ＰＳＫ変調波信号に係る搬送波周波数ｆ0 と同一の周波数を有しているが、その位相はＰＳＫ変調波信号の位相とは一般には一致しない。そこで、ＰＳＫ変調波信号の位相を検出するにあたって、ｋ分周により得られた基準信号が当該位相検出の基準として用いられる。この検出の結果は、局部発振信号の１周期を単位として量子化される。局部発振信号の周波数は、搬送周波数ｆ0 のｋ＝２M-1 倍であるから、位相検出結果を量子化する際、Ｍ−１ビットへの量子化が可能である。
【００２２】本発明においては、このような位相検出が行われる一方で、ＰＳＫ変調波信号の位相と局部発振信号の位相の比較が実行される。ここに、局部発振信号は、上述の量子化に係る単位時間を１周期として変化する信号であるから、この位相比較により、ちょうど、上述のＭ−１ビットのさらに下位の１ビットに関する情報が得られる。本発明においては、Ｍ−１ビットの位相検出結果の下位にこの位相比較の結果得られる１ビットが付加され、Ｍビットの位相信号が生成される。従って、本発明においては、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号が生成されるため、局部発振信号を生成するのに必要な発振器の発振周波数を従来の１／２倍としつつ、量子化ビット数Ｍを得ることが可能となる。これにより、量子化誤差の抑制、消費電力の抑制、高調波成分の回り込みの防止等が実現される。逆に、局部発振周波数が同一であるとすれば、従来より１ビット大きな量子化ビット数が得られる。
【００２３】本発明に係る位相信号変換器は、このような位相信号変換方法を実施するのに適する構成を有する回路である。
【００２４】まず、第１の構成に係る位相信号変換器においては、周波数ｋ×ｆ0 の局部発振信号がｋ分周され、分周の結果得られる周波数ｆ0 の信号が、局部発振信号に同期してｋ段シフトされる。このｋ段シフトによって得られるｋ種類の信号（基準信号）は、従って、順に、局部発振信号の１周期に相当する位相差を有している。これらｋ種類の基準信号は、ＰＳＫ変調波信号の立上り又は立下がりタイミングでラッチされる。このラッチの結果は、ＰＳＫ変調波信号が立ち上り又は立ち下がった時点における各基準信号の値を示しており、その組合わせたるｋビットの検出信号は、ＰＳＫ変調波信号の位相を示している。また、各基準信号は局部発振信号の１周期に相当する位相差を有しているから、当該ｋビットの検出信号によって検出される位相は、局部発振信号の１周期に相当する時間を単位とした位相となる。
【００２５】本構成においては、このような位相検出が行われる一方で、ＰＳＫ変調波信号の立上り又は立下がりタイミングで局部発信信号がラッチされる。このラッチの結果は、局部発振信号の１周期内においてＰＳＫ変調波信号がいずれのタイミングで立ち上り又は立ち下がるかを示している。すなわち、上述の基準信号を用いた位相検出では得られないより細かな位相情報を示している。本構成においては、上述のｋビットの検出信号に加え、局部発振信号のラッチの結果として得られる１ビットの補助検出信号に基づき、ＰＳＫ変調波信号の位相が判定される。ｋ＝２M-1 であるから、この位相判定により、Ｍビットの位相信号が得られる。従って、本構成においては、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を得ることができる。
【００２６】次に、本発明の第２の構成に係る位相信号変換器においては、まず、周波数ｋ×ｆ0 を有する局部発振信号がｋ分周され、これにより周波数ｆ0 の基準信号が生成される。さらに、本構成においては、ＰＳＫ変調波信号の立上り又は立下がりに応じて立ち上り、基準信号の立上り又は立下がりに応じて立ち下がる計数期間信号が生成される。従って、この計数期間信号が発生している期間（立ち上がっている期間）又は発生していない期間（立ち下っている期間）は、基準信号の位相を基準として検出したＰＳＫ変調波信号の位相を示している。本構成においては、この期間において局部発振信号が形成され、その結果を示す検出信号が生成される。局部発振信号の周波数は搬送周波数ｆ0 のｋ＝２M-1 倍であるから、この検出信号はＭ−１ビットに量子化できる。
【００２７】本構成においては、さらに、ＰＳＫ変調波信号の立上り又は立下がりの直後に到来するのが局部発振信号の立上りかそれとも立下がりかが判定される。すなわち、ＰＳＫ変調波信号の位相が、局部発振信号の位相を基準として検出される。この検出の結果得られる位相情報は、上述の計数によって得られる位相情報（検出信号）に比べ、より細かな位相情報である。この判定の結果は、１ビットの補助検出信号として、Ｍ−１ビットの検出信号が下位に付加される。このような処理により、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号が、周波数２M-1×ｆ0 の局部発信号を用いて生成されることとなる。
【００２８】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に基づき説明する。なお、図６乃至図９に示される従来例と同様の構成には同一の符号を付し説明を省略する。
【００２９】図１には、本発明の第１実施例に係る位相信号変換器の構成が示されている。この図に示される実施例は、前述のラッチ従来例の構成に改良を加えることにより、発振器１６の発振周波数（局部発振信号の周波数）を４×ｆ0 に抑制しつつ、位相信号判定器２２の出力ビット数（位相信号に係る量子化ビット数）を３に維持した構成である。
【００３０】この実施例においては、分周器２０により、局部発振信号が４分周され、得られた周波数ｆ0 の信号がシフトレジスタ１８に供給される。このシフトレジスタ１８は、従来例におけるシステレジスタ１８とは異なり、４段のシフトレジスタである。シフトレジスタ１８は、発振器１６から出力される局部発振信号をクロックとして分周器２０の出力を順次シフトし、これにより４個の基準信号θ1 〜θ4 を生成する。
【００３１】また、ＦＦ１４も、従来例のように８個ではなく、５個設けられている。そのうち４個、すなわちＦＦ１４−１〜１４−４は、リミタ１２により電圧レベルが制限されたＰＳＫ変調波信号をクロックとして、対応する基準信号θ1 〜θ8 を入力している。また、ＦＦ１４−５は、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号をクロックとして、発振器１６から出力される局部発振信号を入力している。位相信号判定器２２は、これら５個のＦＦ１４−１〜１４−５の出力に基づき３ビットの位相信号を生成し、出力端子２４から後段の回路に供給する。
【００３２】図２は、この実施例の動作が示されている。
【００３３】まず、基準信号θ1 〜θ4 は、局部発振信号を４分周しこれを局部発信号をシフトクロックとしてシフトして得られる信号であるから、互いに、局部発振信号の１周期に相当する位相差を有している。まず、第１の基準信号θ1 は６７．５°の位相を表しており、第２の基準信号は１５７．５°の位相を表している。第３の基準信号は２４７．５°の位相を現しており、第４の基準信号は３３７．５°の位相を表している。
【００３４】仮に、このような４個の基準信号θ1 〜θ4 を用いてＰＳＫ変調波信号の位相を検出するとするならば、４＝２2 であるから、位相信号として２ビットの信号しか得られない。
【００３５】本実施例においては、４個の基準信号θ1 〜θ4 のみならず、局部発振信号を用いて位相検出を行っているため、基準信号が４個しかないにもかかわらず、３ビットの位相信号を得ることが可能である。すなわち、発振器１６の発振周波数を従来例に比べ１／２に低下させつつ、同一分解能（同一量子化ビット数）の位相信号を得ることが可能である。
【００３６】この動作についてより詳細に説明すると次のようになる。
【００３７】まず、図２に示されるように、受信信号θ2 の立上りタイミングと基準信号θ3 の立上りタイミングの間に属する２種類のタイミングＴn-1 及びＴn を考える。また、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号が、タイミングＴn-1 及びＴn において立ち上がるとする。ＦＦ１４−１〜１４−４は、基準信号θ1 〜θ4 を、ＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングで入力し出力するから、タイミングＴn-1 及びＴn のいずれにおいても、ＦＦ１４−１〜１４−４の出力はその昇順にＨＨＬＬとなる。
【００３８】ここに、タイミングＴn-1 が、局部発振信号がＨ値を有する期間に属しており、タイミングＴn が、局部発振信号がＬ値を有する期間に属しているとする。前述のように、ＦＦ１４−５は、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングにおいて局部発振信号をラッチしている。従って、ＦＦ１４−５を併せて考えた場合、５個のＦＦ１４−１〜１４−５の出力の組合わせは、タイミングＴn-1 においてはＦＦ１４の昇順にＨＨＬＬＨとなり、タイミングＴn においてはＨＨＬＬＬとなる。
【００３９】従って、位相信号判定器２２においては、タイミングＴn-1 におけるＰＳＫ変調波信号の位相とタイミングＴn におけるＰＳＫ変調波信号の位相とを識別判定することができる。すなわち、タイミングＴn-1 及びＴn のいずれにおいても、ＰＳＫ変調波信号の位相は基準信号θ2 に対応する１５７．５°と基準信号θ3に対応する２４７．５°の間に存在しているが、タイミングＴn-1 においてはこの区間の前半、すなわち１５７．５°から２０２．５°の間に存在するとみなすことができ、タイミングＴn の場合にはこの期間の後半、すなわち２０２．５°から２４７．５°の間に存在するとみなすことができる。位相信号判定器２２は、タイミングＴn-1 の場合には、１５７．５°から２０２．５°の範囲を代表する値、例えば１８０°を示す３ビットの位相信号を、出力端子２４から出力する。また、タイミングＴn の場合には、２０２．５°から２４７．５°の範囲を代表する値、例えば２２５°を示す３ビットの位相信号を、出力端子２４から出力する。
【００４０】このように、本実施例によれば、従来例と同様３ビットの位相信号を出力し同程度の量子化誤差に抑制しながら、発振器１６の発振周波数を１／２に抑制することができるため、回路の動作周波数を低くし消費電力を抑制すると共に、無線回路等への高調波成分の回り込みを防止することが可能となる。また、シフトレジスタ１８の段数を低減しＦＦ１４の個数を低減しているため、装置構成もより簡素なものとなる。
【００４１】図３には、本発明の第２実施例に係る位相信号変換器の構成が示されている。この図に示される位相信号変換器は、前述の第２従来例の構成を改良したものである。
【００４２】この実施例においては、発振器１６は、周波数ｋ×ｆ0 で発振する。ｋは、量子化ビット数（位相信号のビット数）をＭとした場合に、２M-1 と表される値である。分周器２０は、発振器１６から出力される周波数値ｋ×ｆ0 の局部発振信号をｋ分周し、得られた基準信号Ａ1 を従来例同様ＦＦ２６のＲ入力に供給する。また、分周器２０は、この基準信号Ａ1 の立上りに同期して立ち下がるパルスＡ2 を生成し、従来例同様、これをカウンタ２８にリセット信号として、ラッチ３２ラッチ信号として、それぞれ供給する。
【００４３】この実施例においては、従来例の回路に、さらにＦＦ３２、３４及び３６が付加されている。
【００４４】まず、ＦＦ３２は、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号を、局部発振信号の立ち下がりに同期して入力する。すなわち、ＦＦ３２のＤ入力にはＰＳＫ変調波信号が入力され、ＣＬＫＢ入力には局部発振信号が入力される。また、ＦＦ３４は、ＦＦ２６のＱ出力Ｂを、局部発振信号の立上りタイミングで入力する。すなわち、ＦＦ３４のＤ入力にはＦＦ２６のＱ出力Ｂが供給されており、ＣＬＫ入力には局部発振信号が供給されている。そして、ＦＦ３６は、ＦＦ３２のＱ出力Ｃを、ＦＦ３４のＱ出力Ｅのタイミングで入力する。すなわち、ＦＦ３６のＤ入力にはＦＦ３２のＱ出力Ｃが供給されており、ＣＬＫ入力にはＦＦ３４のＱ出力Ｅが供給されている。ＦＦ３６のＱＢ出力は、カウンタ２８の出力と共にラッチ３０に供給され、パルスＡ2 の立ち下がりタイミングでラッチされる。なお、カウンタ２８は従来例と異なりＭ−１ビットのカウンタであり、ＦＦ３６のＱＢ出力をその下位に付加することによりＭビットの信号が得られる。また、ＦＦ３６のＳＥＴ入力には、パルスＡ2 が反転入力されている。
【００４５】図４及び図５には、この実施例の動作が示されている。特に、図５には、図４に示される動作のうちタイミングＴn-1 及びＴn 近傍の期間における動作が拡大して示されている。
【００４６】まず、図４に示されるように、タイミングＴn-1 及びＴn において、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号が立ち上ったとする。ＦＦ２６のＳ入力にこのＰＳＫ変調波信号が供給されているから、ＦＦ２６のＱ出力Ｂは、これに応じて立ち上がる。さらに、局部発振信号をｋ＝２M-1 分周して得られる基準信号Ａ1 は、タイミングＴn-1 及びＴn と一般に異なるタイミングで立ち上がる。基準信号Ａ1 は、ＦＦ２６のＲ入力に供給されているから、ＦＦ２６のＱ出力Ｂはこれに応じて立ち下がる。
【００４７】カウンタ２８は、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＬ値の期間において局部発振信号を計数する。また、その値が、パルスＡ2 の立ち下がりタイミング、すなわち基準信号Ａ1 の立上がりタイミングにおいてリセットされる。従って、図４に示されるように、パルスＡ2 が立ち下がるタイミングにおけるカウンタ２８の出力が、基準信号Ａ1 が立ち上がってからＰＳＫ変調波信号が立ち上がるまでの期間、すなわちＰＳＫ変調波信号の位相を基準信号Ａ1 を基準として示す値となる。カウンタ２８は搬送周波数ｆ0 の２M-1 倍の周波数を有する局部発振信号に応じてこの計数を行っているから、カウンタ２８の出力は、ＰＳＫ変調波信号の位相を示す情報をＭ−１ビット量子化した信号となる。
【００４８】一方、ＦＦ３２のＱ出力Ｃは、局部発振信号の立ち下がりタイミングにおけるＰＳＫ変調波信号の値を示している。また、ＦＦ３４のＱ出力Ｅは、局部発振信号の立上りタイミングにおけるＦＦ２６のＱ出力Ｂを示している。従って、図５に示されるように、ＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングＴn-1 のように局部発振信号が立ち上がり次にＰＳＫ変調波信号が立上がる場合には、ＦＦ３２のＱ出力ＣがＨ値となった後にＦＦ３４のＱ出力ＥがＨ値となる。逆に、ＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングＴn のように局部発振信号が立ち下がり次にＰＳＫ変調波信号が立ち上がる場合には、まずＦＦ３４のＱ出力ＥがＨ値となった後にＦＦ３２のＱ出力ＣがＨ値となる。従って、ＦＦ３４のＱ出力Ｅの立上りタイミングにおいてＦＦ３２のＱ出力Ｃを入力するＦＦ３６のＱＢ出力は、前者の場合にはＬ値のまま変化せず、後者の場合にはＦＦ３４のＱ出力Ｅの立上りタイミングにおいてＬからＨ値に変化する。
【００４９】従って、ＦＦ３６のＱＢ出力は、ＰＳＫ変調波信号の位相を局部発振信号の位相と比較した結果となり、さらにこの位相比較の結果は、カウンタ２８の計数動作によって得られる位相情報よりもより細かな位相情報、すなわち局部発振信号の１周期内における位相情報となる。本実施例においては、カウンタ２８によって得られるＭ−１ビットの信号とＦＦ３６のＱＢ出力として得られる１ビットの情報により、Ｍビット位相信号が生成される。すなわち、ＦＦ３６のＱＢ出力が、Ｍビットの位相信号の最下位ビットとして使用される。
【００５０】なお、以上の説明においては、ＰＳＫ変調波信号の立上りトリガとする回路構成について説明したが、これは立下がりをトリガとする回路構成に置き換えてもかまわない。また、位相信号のビット数Ｍは、ＰＳＫ変調波信号の周波数とデータ伝送速度の関係や、ＩＣ化プロセスの制約を受けるものの、任意に設定することができる。
【００５１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、ＰＳＫ変調波信号の位相と局部発振信号の位相の比較の結果に基づき、基準信号の位相を基準として検出したＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭ−１ビットの値にさらに１ビットを付加するようにしたため、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いつつ、Ｍビットの位相信号を生成することができる。従って、量子化誤差を抑制しつつ、局部発振信号に係る発振器の発振周波数を抑制し消費電力を低減すると共に回り込み等の防止を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係る位相信号変換器の構成を示すブロック図である。
【図２】この実施例における位相検出動作の内容を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の第２実施例に係る位相信号変換器の構成を示すブロック図である。
【図４】この実施例における位相検出動作を示すタイミングチャートである。
【図５】図４の一部拡大図である。
【図６】第１従来例に係る位相信号変換器の構成を示すブロック図である。
【図７】この従来例の位相検出動作を示すタイミングチャートである。
【図８】第２従来例に係る位相信号変換器の構成を示すブロック図である。
【図９】この従来例における位相検出動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１４−１〜１４−５，２６，３２〜３６ フリップフロップ（ＦＦ）
１６ 発振器
１８ シフトレジスタ
２０ 分周器
２２ 位相信号判定器
２８ カウンタ
３０ ラッチ
ｆ0 搬送周波数
ｋ 分周比
θ1 〜θ4 ，Ａ1 基準信号
Ａ2 パルス
Ｍ 位相信号のビット数（量子化ビット数）
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調波信号の位相を検出し、その結果を量子化された位相信号に変換する位相信号変換方法及び位相信号変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】位相変換器は、ＰＳＫ変調波信号を遅延検波する復調器等に用いられる。本願出願人は、例えば特願平３−３３３７５９号などの出願により、各種の位相信号変換器を提案している。
【０００３】図６には、第１従来例に係る３ビットの位相信号変換器の構成が示されている。
【０００４】この図においては、入力端子１０からＰＳＫ変調波信号を入力しその電圧レベルを制限するリミタ１２が示されている。リミタ１２に入力されるＰＳＫ変調波信号は、周波数ｆ0 を有する搬送波をＰＳＫ変調して得られる信号である。リミタ１２により電圧制限が施されたＰＳＫ変調波信号は、その後段に設けられたフリップフロップ（以下ＦＦと言う）１４−１〜１４−８に供給される。
【０００５】一方、この図には、周波数８×ｆ0 で発振する発振器１６が示されている。８×ｆ0 で発振させるのは、この従来例が３ビットの変換器であり２3 ＝８であることによる。発振器１６の出力は、シフトレジスタ１８のＣＬＫ入力にクロックとして供給される一方で、分周器２０において８分周される。そのため、発振器１６の発振周波数は８×ｆ0 に設定されている。そして、分周器２０の分周出力、すなわち周波数ｆ0 を有する信号は、８段のシフトレジスタ１８により、クロック（発振器１６の出力）に同期して、シフトされる。シフトレジスタ１８の各段からは、基準信号θ1 〜θ8 が出力される。
【０００６】従って、この基準信号θ1 〜θ8 は、互いに、発振器１６から出力される局部発振信号の１周期ずつずれた位相を有する信号となる。この基準信号θ1 〜θ8は、ＦＦ１４−１〜１４−８にそれぞれ供給される。ＦＦ１４−１〜１４−８は、対応する基準信号θ1 〜θ8 を、リミタ１２から供給されるＰＳＫ変調波信号の立上がりタイミングで入力する。この動作により、８個のＦＦ１４−１〜１４−８から出力として各１ビット合計８ビットの検出信号が得られる。この検出信号は、位相信号判定器２２に供給され、その値に基づきＰＳＫ変調波信号の位相を示す３ビットの位相信号が生成出力される。
【０００７】図７には、この従来例における位相信号変換器の動作の一例が示されている。
【０００８】この図に示されるように、基準信号θ1 〜θ8 は、順に４５°ずつ相違する位相に対応する信号である。すなわち、第１の基準信号θ1 はＰＳＫ変調波信号の位相で２２．５°に、第２の基準信号θ2 は６７．５°に、…第８の基準信号θ8 は３３７．５°に、それぞれ対応している。従って、例えば基準信号に対して１７０°の位相を有するＰＳＫ変調波信号がリミタ１２から出力されている場合、当該ＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングＴn における各基準信号θ1 〜θ8の値は、ＦＦ１４の昇順に、ＨＨＨＨＬＬＬＬとなる。位相信号判定器２２は、各ＦＦ１４−１〜１４−８の出力（この例ではＨＨＨＨＬＬＬＬ）に基づき、ＰＳＫ変調波信号の位相を判定する。この場合、１５７．５°の位相を示す基準信号θ4 がＨであり２０２．５°の位相を示す基準信号θ5 がＬ値であるところから、位相信号判定器は、ＰＳＫ変調波信号の位相が１５７．５°から２０２．５°の範囲に属するとみなす。位相信号判定器は、この範囲を代表する値、例えば１８０°を選択し、この値を示す３ビットの信号を位相信号として出力端子２４から後段に出力する。後段の回路においては、この位相信号に基づき、ＰＳＫ変調波信号により伝送された符号を判定し、出力する。
【０００９】図８には、第２従来例に係る位相信号変換器の構成が示されている。
【００１０】この図においても、入力端子１０から入力されるＰＳＫ変調波信号の電圧レベルを制限するリミタ１２が設けられており、また局部発振信号を発振する発振器１６及びこれを分周する分周器２０が設けられている。この従来例においては、発振器１６の発振周波数、すなわち局部発振周波数が、ＰＳＫ変調波信号に係る搬送周波数ｆ0 のｍ倍（ｍ＝２M 、Ｍ：自然数）であり、分周器２０は局部発振信号をｍ分周する。このｍ分周の結果得られる基準信号Ａ1 はＦＦ２６のリセット（Ｒ）入力に供給される。ＦＦ２６のセット（Ｓ）入力には、リミタ１２によって電圧レベルが制限されたＰＳＫ変調波信号が入力されている。従って、ＦＦ２６のＱ出力Ｂは、ＰＳＫ変調波信号の立上りに応じて立ち上り、基準信号Ａ1の立上りに応じて立ち下がる信号となる。この信号は、後段に設けられたカウンタ２８のＣＥＢ入力に供給されている。
【００１１】カウンタ２８はＭビットのカウンタであり、発振器１６から出力される局部発振信号をＣＬＫ入力から入力している。カウンタ２８は、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＬ値を有している期間、ＣＬＫ入力から入力した局部発振信号を計数する。また、カウンタ２８は、分周器２０から出力されるパルスＡ2 の立下がりによりリセットされる。このパルスＡ2 は、基準信号Ａ1 の立上りに応じて立ち下がるパルスである。
【００１２】従って、カウンタ２８の計数値は、パルスＡ2 の立下がり（基準信号Ａ1 の立上り）に応じてリセットされ、カウンタ２８はその後ＦＦ２６のＱ出力ＢがＨ値となるまで計数を実行する。カウンタ２８のＭビットの計数値は、当該カウンタ２８の後段に設けられたラッチ３０においてパルスＡ2 の立ち下がりタイミングでラッチされる。ラッチ３０によりラッチされたＭビットの計数値は、ＰＳＫ変調波信号の位相を示す位相信号として出力端子２４から出力される。
【００１３】図９には、この従来例の動作の一例が示されている。
【００１４】この図に示されるように、発振器１６から出力される局部発振信号は、分周器２０によってｍ分周され、周波数ｆ0 の基準信号Ａ1 が生成される。この基準信号Ａ1 は、ＰＳＫ変調波信号に係る搬送周波数ｆ0 と等しい周波数であるが、その位相は、ＰＳＫ変調波信号と一般には一致しない。従って、この図に示されるように、ＦＦ２６のＱ出力Ｂは、ＰＳＫ変調波信号の立上り応じて立ち上り、基準信号Ａ1 立上りに応じて立ち下がる。従って、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＨ値を有している期間又はＬ値を有している期間は、基準信号Ａ1 を基準としたＰＳＫ変調波信号の位相を示している。カウンタ２８は、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＬ値を有している期間において局部発振信号を計数しているから、ＰＳＫ変調波信号が立ち上りＦＦ２６のＱ出力Ｂが立ち上った時点におけるカウンタ２８の計数値は、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＬ値を有している期間、すなわちＰＳＫ変調波信号の位相を示す計数値となる。このようにして、この従来例においてはＰＳＫ変調波信号の位相が、Ｍビットの位相信号に量子化されつつ検出されることとなる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これらいずれの従来技術においても、位相信号のビット数Ｍを大きくするために局部発振信号の周波数を高くしなければならず、そのため回路の消費電力が大きくなるという問題が生じていた。
【００１６】すなわち、いずれの従来技術においても、回路動作の最小単位が局部発振信号の１周期である。従って、Ｍビットの位相信号を得るためには、搬送周波数ｆ0の２M 倍の周波数を有する局部発振信号が必要である。ビット数Ｍを多くすると量子化誤差が小さくなり、例えば遅延検波に用いた場合に後段の回路における復調特性が良好になる。しかし、ビット数Ｍの増大は、局部発振信号の周波数の高周波化、すなわちそのための発振器の発振周波数の高周波化につながり、これは消費電力の増大を招く。また、発振器の周波数が高くなると、当該発振器において生じる高調波成分が、例えばＰＳＫ変調波信号を無線により受信する無線周波数回路に回り込み、誤動作の発生や動作の不安定化等の問題が生じてしまう。
【００１７】本発明は、このような問題点を解決することを課題としてなされたものであり、あるビット数Ｍの位相信号を得るために必要な局部発振信号の周波数を従来の１／２の周波数に低下させることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成するために、本発明の位相信号変換方法は、周波数ｋ×ｆ0 （ｋ＝２M-1 、Ｍ：自然数）の局部発振信号をｋ分周することにより所定個数の基準信号を生成し、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の位相を、基準信号の位相を基準として検出し、局部発振信号の１周期を単位としてＭ−１ビットに量子化する一方で、ＰＳＫ変調波信号の位相を局部発振信号の位相と比較し、その結果に基づき、上記Ｍ−１ビットの検出結果の下位に１ビットを付加することにより、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用い、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号を生成することを特徴とする。
【００１９】また、本発明の第１の構成に係る位相信号変換器は、周波数ｋ×ｆ0 の局部発振信号をｋ分周し、分周結果を局部発振信号に同期してｋ段シフトすることにより、順に局部発振信号の１周期に相当する位相差を有するｋ種類の基準信号を発生させる手段と、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりタイミングで各基準信号をラッチし、その結果を示すｋビットの検出信号を発生させる手段と、ＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりタイミングで局部発振信号をラッチし、その結果を示す１ビットの補助検出信号を発生させる手段と、ｋビットの検出信号及び１ビットの補助検出信号に基づきＰＳＫ変調波信号の位相を判定し、その結果をＭビットの位相信号として出力する手段と、を備え、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を生成することを特徴とする。
【００２０】そして、本発明の第２の構成に係る位相信号変換器は、周波数ｋ×ｆ0 の局部発振信号をｋ分周することにより基準信号を発生させる手段と、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりに応じて立ち上がり、基準信号の立上がり又は立下がりに応じて立ち下がる計数期間信号を発生させる手段と、計数期間信号が発生している期間又は発生していない期間において局部発振信号を計数し、その結果を示すＭ−１ビットの検出信号を発生させる手段と、ＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりの直後に到来するのが局部発振信号の立上がりがそれとも立下がりかを示す１ビットの補助検出信号を発生させる手段と、Ｍ−１ビットの検出信号の下位に１ビットの補助検出信号を付加することにより、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号を発生させ出力する手段と、を備え、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を生成することを特徴とする。
【００２１】
【作用】本発明の位相信号変換方法においては、まず、周波数ｋ×ｆ0 の局部発振信号がｋ分周される。このｋ分周により得られる周波数ｆ0 の所定個数の信号（基準信号）は、ＰＳＫ変調波信号の位相の検出の基準として用いられる。すなわち、所定個数の基準信号は、ＰＳＫ変調波信号に係る搬送波周波数ｆ0 と同一の周波数を有しているが、その位相はＰＳＫ変調波信号の位相とは一般には一致しない。そこで、ＰＳＫ変調波信号の位相を検出するにあたって、ｋ分周により得られた基準信号が当該位相検出の基準として用いられる。この検出の結果は、局部発振信号の１周期を単位として量子化される。局部発振信号の周波数は、搬送周波数ｆ0 のｋ＝２M-1 倍であるから、位相検出結果を量子化する際、Ｍ−１ビットへの量子化が可能である。
【００２２】本発明においては、このような位相検出が行われる一方で、ＰＳＫ変調波信号の位相と局部発振信号の位相の比較が実行される。ここに、局部発振信号は、上述の量子化に係る単位時間を１周期として変化する信号であるから、この位相比較により、ちょうど、上述のＭ−１ビットのさらに下位の１ビットに関する情報が得られる。本発明においては、Ｍ−１ビットの位相検出結果の下位にこの位相比較の結果得られる１ビットが付加され、Ｍビットの位相信号が生成される。従って、本発明においては、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号が生成されるため、局部発振信号を生成するのに必要な発振器の発振周波数を従来の１／２倍としつつ、量子化ビット数Ｍを得ることが可能となる。これにより、量子化誤差の抑制、消費電力の抑制、高調波成分の回り込みの防止等が実現される。逆に、局部発振周波数が同一であるとすれば、従来より１ビット大きな量子化ビット数が得られる。
【００２３】本発明に係る位相信号変換器は、このような位相信号変換方法を実施するのに適する構成を有する回路である。
【００２４】まず、第１の構成に係る位相信号変換器においては、周波数ｋ×ｆ0 の局部発振信号がｋ分周され、分周の結果得られる周波数ｆ0 の信号が、局部発振信号に同期してｋ段シフトされる。このｋ段シフトによって得られるｋ種類の信号（基準信号）は、従って、順に、局部発振信号の１周期に相当する位相差を有している。これらｋ種類の基準信号は、ＰＳＫ変調波信号の立上り又は立下がりタイミングでラッチされる。このラッチの結果は、ＰＳＫ変調波信号が立ち上り又は立ち下がった時点における各基準信号の値を示しており、その組合わせたるｋビットの検出信号は、ＰＳＫ変調波信号の位相を示している。また、各基準信号は局部発振信号の１周期に相当する位相差を有しているから、当該ｋビットの検出信号によって検出される位相は、局部発振信号の１周期に相当する時間を単位とした位相となる。
【００２５】本構成においては、このような位相検出が行われる一方で、ＰＳＫ変調波信号の立上り又は立下がりタイミングで局部発信信号がラッチされる。このラッチの結果は、局部発振信号の１周期内においてＰＳＫ変調波信号がいずれのタイミングで立ち上り又は立ち下がるかを示している。すなわち、上述の基準信号を用いた位相検出では得られないより細かな位相情報を示している。本構成においては、上述のｋビットの検出信号に加え、局部発振信号のラッチの結果として得られる１ビットの補助検出信号に基づき、ＰＳＫ変調波信号の位相が判定される。ｋ＝２M-1 であるから、この位相判定により、Ｍビットの位相信号が得られる。従って、本構成においては、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を得ることができる。
【００２６】次に、本発明の第２の構成に係る位相信号変換器においては、まず、周波数ｋ×ｆ0 を有する局部発振信号がｋ分周され、これにより周波数ｆ0 の基準信号が生成される。さらに、本構成においては、ＰＳＫ変調波信号の立上り又は立下がりに応じて立ち上り、基準信号の立上り又は立下がりに応じて立ち下がる計数期間信号が生成される。従って、この計数期間信号が発生している期間（立ち上がっている期間）又は発生していない期間（立ち下っている期間）は、基準信号の位相を基準として検出したＰＳＫ変調波信号の位相を示している。本構成においては、この期間において局部発振信号が形成され、その結果を示す検出信号が生成される。局部発振信号の周波数は搬送周波数ｆ0 のｋ＝２M-1 倍であるから、この検出信号はＭ−１ビットに量子化できる。
【００２７】本構成においては、さらに、ＰＳＫ変調波信号の立上り又は立下がりの直後に到来するのが局部発振信号の立上りかそれとも立下がりかが判定される。すなわち、ＰＳＫ変調波信号の位相が、局部発振信号の位相を基準として検出される。この検出の結果得られる位相情報は、上述の計数によって得られる位相情報（検出信号）に比べ、より細かな位相情報である。この判定の結果は、１ビットの補助検出信号として、Ｍ−１ビットの検出信号が下位に付加される。このような処理により、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号が、周波数２M-1×ｆ0 の局部発信号を用いて生成されることとなる。
【００２８】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に基づき説明する。なお、図６乃至図９に示される従来例と同様の構成には同一の符号を付し説明を省略する。
【００２９】図１には、本発明の第１実施例に係る位相信号変換器の構成が示されている。この図に示される実施例は、前述のラッチ従来例の構成に改良を加えることにより、発振器１６の発振周波数（局部発振信号の周波数）を４×ｆ0 に抑制しつつ、位相信号判定器２２の出力ビット数（位相信号に係る量子化ビット数）を３に維持した構成である。
【００３０】この実施例においては、分周器２０により、局部発振信号が４分周され、得られた周波数ｆ0 の信号がシフトレジスタ１８に供給される。このシフトレジスタ１８は、従来例におけるシステレジスタ１８とは異なり、４段のシフトレジスタである。シフトレジスタ１８は、発振器１６から出力される局部発振信号をクロックとして分周器２０の出力を順次シフトし、これにより４個の基準信号θ1 〜θ4 を生成する。
【００３１】また、ＦＦ１４も、従来例のように８個ではなく、５個設けられている。そのうち４個、すなわちＦＦ１４−１〜１４−４は、リミタ１２により電圧レベルが制限されたＰＳＫ変調波信号をクロックとして、対応する基準信号θ1 〜θ8 を入力している。また、ＦＦ１４−５は、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号をクロックとして、発振器１６から出力される局部発振信号を入力している。位相信号判定器２２は、これら５個のＦＦ１４−１〜１４−５の出力に基づき３ビットの位相信号を生成し、出力端子２４から後段の回路に供給する。
【００３２】図２は、この実施例の動作が示されている。
【００３３】まず、基準信号θ1 〜θ4 は、局部発振信号を４分周しこれを局部発信号をシフトクロックとしてシフトして得られる信号であるから、互いに、局部発振信号の１周期に相当する位相差を有している。まず、第１の基準信号θ1 は６７．５°の位相を表しており、第２の基準信号は１５７．５°の位相を表している。第３の基準信号は２４７．５°の位相を現しており、第４の基準信号は３３７．５°の位相を表している。
【００３４】仮に、このような４個の基準信号θ1 〜θ4 を用いてＰＳＫ変調波信号の位相を検出するとするならば、４＝２2 であるから、位相信号として２ビットの信号しか得られない。
【００３５】本実施例においては、４個の基準信号θ1 〜θ4 のみならず、局部発振信号を用いて位相検出を行っているため、基準信号が４個しかないにもかかわらず、３ビットの位相信号を得ることが可能である。すなわち、発振器１６の発振周波数を従来例に比べ１／２に低下させつつ、同一分解能（同一量子化ビット数）の位相信号を得ることが可能である。
【００３６】この動作についてより詳細に説明すると次のようになる。
【００３７】まず、図２に示されるように、受信信号θ2 の立上りタイミングと基準信号θ3 の立上りタイミングの間に属する２種類のタイミングＴn-1 及びＴn を考える。また、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号が、タイミングＴn-1 及びＴn において立ち上がるとする。ＦＦ１４−１〜１４−４は、基準信号θ1 〜θ4 を、ＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングで入力し出力するから、タイミングＴn-1 及びＴn のいずれにおいても、ＦＦ１４−１〜１４−４の出力はその昇順にＨＨＬＬとなる。
【００３８】ここに、タイミングＴn-1 が、局部発振信号がＨ値を有する期間に属しており、タイミングＴn が、局部発振信号がＬ値を有する期間に属しているとする。前述のように、ＦＦ１４−５は、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングにおいて局部発振信号をラッチしている。従って、ＦＦ１４−５を併せて考えた場合、５個のＦＦ１４−１〜１４−５の出力の組合わせは、タイミングＴn-1 においてはＦＦ１４の昇順にＨＨＬＬＨとなり、タイミングＴn においてはＨＨＬＬＬとなる。
【００３９】従って、位相信号判定器２２においては、タイミングＴn-1 におけるＰＳＫ変調波信号の位相とタイミングＴn におけるＰＳＫ変調波信号の位相とを識別判定することができる。すなわち、タイミングＴn-1 及びＴn のいずれにおいても、ＰＳＫ変調波信号の位相は基準信号θ2 に対応する１５７．５°と基準信号θ3に対応する２４７．５°の間に存在しているが、タイミングＴn-1 においてはこの区間の前半、すなわち１５７．５°から２０２．５°の間に存在するとみなすことができ、タイミングＴn の場合にはこの期間の後半、すなわち２０２．５°から２４７．５°の間に存在するとみなすことができる。位相信号判定器２２は、タイミングＴn-1 の場合には、１５７．５°から２０２．５°の範囲を代表する値、例えば１８０°を示す３ビットの位相信号を、出力端子２４から出力する。また、タイミングＴn の場合には、２０２．５°から２４７．５°の範囲を代表する値、例えば２２５°を示す３ビットの位相信号を、出力端子２４から出力する。
【００４０】このように、本実施例によれば、従来例と同様３ビットの位相信号を出力し同程度の量子化誤差に抑制しながら、発振器１６の発振周波数を１／２に抑制することができるため、回路の動作周波数を低くし消費電力を抑制すると共に、無線回路等への高調波成分の回り込みを防止することが可能となる。また、シフトレジスタ１８の段数を低減しＦＦ１４の個数を低減しているため、装置構成もより簡素なものとなる。
【００４１】図３には、本発明の第２実施例に係る位相信号変換器の構成が示されている。この図に示される位相信号変換器は、前述の第２従来例の構成を改良したものである。
【００４２】この実施例においては、発振器１６は、周波数ｋ×ｆ0 で発振する。ｋは、量子化ビット数（位相信号のビット数）をＭとした場合に、２M-1 と表される値である。分周器２０は、発振器１６から出力される周波数値ｋ×ｆ0 の局部発振信号をｋ分周し、得られた基準信号Ａ1 を従来例同様ＦＦ２６のＲ入力に供給する。また、分周器２０は、この基準信号Ａ1 の立上りに同期して立ち下がるパルスＡ2 を生成し、従来例同様、これをカウンタ２８にリセット信号として、ラッチ３２ラッチ信号として、それぞれ供給する。
【００４３】この実施例においては、従来例の回路に、さらにＦＦ３２、３４及び３６が付加されている。
【００４４】まず、ＦＦ３２は、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号を、局部発振信号の立ち下がりに同期して入力する。すなわち、ＦＦ３２のＤ入力にはＰＳＫ変調波信号が入力され、ＣＬＫＢ入力には局部発振信号が入力される。また、ＦＦ３４は、ＦＦ２６のＱ出力Ｂを、局部発振信号の立上りタイミングで入力する。すなわち、ＦＦ３４のＤ入力にはＦＦ２６のＱ出力Ｂが供給されており、ＣＬＫ入力には局部発振信号が供給されている。そして、ＦＦ３６は、ＦＦ３２のＱ出力Ｃを、ＦＦ３４のＱ出力Ｅのタイミングで入力する。すなわち、ＦＦ３６のＤ入力にはＦＦ３２のＱ出力Ｃが供給されており、ＣＬＫ入力にはＦＦ３４のＱ出力Ｅが供給されている。ＦＦ３６のＱＢ出力は、カウンタ２８の出力と共にラッチ３０に供給され、パルスＡ2 の立ち下がりタイミングでラッチされる。なお、カウンタ２８は従来例と異なりＭ−１ビットのカウンタであり、ＦＦ３６のＱＢ出力をその下位に付加することによりＭビットの信号が得られる。また、ＦＦ３６のＳＥＴ入力には、パルスＡ2 が反転入力されている。
【００４５】図４及び図５には、この実施例の動作が示されている。特に、図５には、図４に示される動作のうちタイミングＴn-1 及びＴn 近傍の期間における動作が拡大して示されている。
【００４６】まず、図４に示されるように、タイミングＴn-1 及びＴn において、リミタ１２から出力されるＰＳＫ変調波信号が立ち上ったとする。ＦＦ２６のＳ入力にこのＰＳＫ変調波信号が供給されているから、ＦＦ２６のＱ出力Ｂは、これに応じて立ち上がる。さらに、局部発振信号をｋ＝２M-1 分周して得られる基準信号Ａ1 は、タイミングＴn-1 及びＴn と一般に異なるタイミングで立ち上がる。基準信号Ａ1 は、ＦＦ２６のＲ入力に供給されているから、ＦＦ２６のＱ出力Ｂはこれに応じて立ち下がる。
【００４７】カウンタ２８は、ＦＦ２６のＱ出力ＢがＬ値の期間において局部発振信号を計数する。また、その値が、パルスＡ2 の立ち下がりタイミング、すなわち基準信号Ａ1 の立上がりタイミングにおいてリセットされる。従って、図４に示されるように、パルスＡ2 が立ち下がるタイミングにおけるカウンタ２８の出力が、基準信号Ａ1 が立ち上がってからＰＳＫ変調波信号が立ち上がるまでの期間、すなわちＰＳＫ変調波信号の位相を基準信号Ａ1 を基準として示す値となる。カウンタ２８は搬送周波数ｆ0 の２M-1 倍の周波数を有する局部発振信号に応じてこの計数を行っているから、カウンタ２８の出力は、ＰＳＫ変調波信号の位相を示す情報をＭ−１ビット量子化した信号となる。
【００４８】一方、ＦＦ３２のＱ出力Ｃは、局部発振信号の立ち下がりタイミングにおけるＰＳＫ変調波信号の値を示している。また、ＦＦ３４のＱ出力Ｅは、局部発振信号の立上りタイミングにおけるＦＦ２６のＱ出力Ｂを示している。従って、図５に示されるように、ＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングＴn-1 のように局部発振信号が立ち上がり次にＰＳＫ変調波信号が立上がる場合には、ＦＦ３２のＱ出力ＣがＨ値となった後にＦＦ３４のＱ出力ＥがＨ値となる。逆に、ＰＳＫ変調波信号の立上りタイミングＴn のように局部発振信号が立ち下がり次にＰＳＫ変調波信号が立ち上がる場合には、まずＦＦ３４のＱ出力ＥがＨ値となった後にＦＦ３２のＱ出力ＣがＨ値となる。従って、ＦＦ３４のＱ出力Ｅの立上りタイミングにおいてＦＦ３２のＱ出力Ｃを入力するＦＦ３６のＱＢ出力は、前者の場合にはＬ値のまま変化せず、後者の場合にはＦＦ３４のＱ出力Ｅの立上りタイミングにおいてＬからＨ値に変化する。
【００４９】従って、ＦＦ３６のＱＢ出力は、ＰＳＫ変調波信号の位相を局部発振信号の位相と比較した結果となり、さらにこの位相比較の結果は、カウンタ２８の計数動作によって得られる位相情報よりもより細かな位相情報、すなわち局部発振信号の１周期内における位相情報となる。本実施例においては、カウンタ２８によって得られるＭ−１ビットの信号とＦＦ３６のＱＢ出力として得られる１ビットの情報により、Ｍビット位相信号が生成される。すなわち、ＦＦ３６のＱＢ出力が、Ｍビットの位相信号の最下位ビットとして使用される。
【００５０】なお、以上の説明においては、ＰＳＫ変調波信号の立上りトリガとする回路構成について説明したが、これは立下がりをトリガとする回路構成に置き換えてもかまわない。また、位相信号のビット数Ｍは、ＰＳＫ変調波信号の周波数とデータ伝送速度の関係や、ＩＣ化プロセスの制約を受けるものの、任意に設定することができる。
【００５１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、ＰＳＫ変調波信号の位相と局部発振信号の位相の比較の結果に基づき、基準信号の位相を基準として検出したＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭ−１ビットの値にさらに１ビットを付加するようにしたため、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いつつ、Ｍビットの位相信号を生成することができる。従って、量子化誤差を抑制しつつ、局部発振信号に係る発振器の発振周波数を抑制し消費電力を低減すると共に回り込み等の防止を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係る位相信号変換器の構成を示すブロック図である。
【図２】この実施例における位相検出動作の内容を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の第２実施例に係る位相信号変換器の構成を示すブロック図である。
【図４】この実施例における位相検出動作を示すタイミングチャートである。
【図５】図４の一部拡大図である。
【図６】第１従来例に係る位相信号変換器の構成を示すブロック図である。
【図７】この従来例の位相検出動作を示すタイミングチャートである。
【図８】第２従来例に係る位相信号変換器の構成を示すブロック図である。
【図９】この従来例における位相検出動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１４−１〜１４−５，２６，３２〜３６ フリップフロップ（ＦＦ）
１６ 発振器
１８ シフトレジスタ
２０ 分周器
２２ 位相信号判定器
２８ カウンタ
３０ ラッチ
ｆ0 搬送周波数
ｋ 分周比
θ1 〜θ4 ，Ａ1 基準信号
Ａ2 パルス
Ｍ 位相信号のビット数（量子化ビット数）
【特許請求の範囲】
【請求項１】 周波数ｋ×ｆ0 （ｋ＝２M-1 、Ｍ：自然数）の局部発振信号をｋ分周することにより所定個数の基準信号を生成し、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の位相を、基準信号の位相を基準として検出し、局部発振信号の１周期を単位としてＭ−１ビットに量子化する一方で、ＰＳＫ変調波信号の位相を局部発振信号の位相と比較し、その結果に基づき、上記Ｍ−１ビットの検出結果の下位に１ビットを付加することにより、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用い、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号を生成することを特徴とする位相信号変換方法。
【請求項２】 周波数ｋ×ｆ0 （ｋ＝２M-1 、Ｍ：自然数）の局部発振信号をｋ分周し、分周結果を局部発振信号に同期してｋ段シフトすることにより、順に局部発振信号の１周期に相当する位相差を有するｋ種類の基準信号を発生させる手段と、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりタイミングで各基準信号をラッチし、その結果を示すｋビットの検出信号を発生させる手段と、ＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりタイミングで局部発振信号をラッチし、その結果を示す１ビットの補助検出信号を発生させる手段と、ｋビットの検出信号及び１ビットの補助検出信号に基づきＰＳＫ変調波信号の位相を判定し、その結果をＭビットの位相信号として出力する手段と、を備え、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を生成することを特徴とする位相信号変換器。
【請求項３】 周波数ｋ×ｆ0 （ｋ＝２M-1 、Ｍ：自然数）の局部発振信号をｋ分周することにより基準信号を発生させる手段と、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりに応じて立ち上がり、基準信号の立上がり又は立下がりに応じて立ち下がる計数期間信号を発生させる手段と、計数期間信号が発生している期間又は発生していない期間において局部発振信号を計数し、その結果を示すＭ−１ビットの検出信号を発生させる手段と、ＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりの直後に到来するのが局部発振信号の立上がりかそれとも立下がりかを示す１ビットの補助検出信号を発生させる手段と、Ｍ−１ビットの検出信号の下位に１ビットの補助検出信号を付加することにより、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号を発生させ出力する手段と、を備え、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を生成することを特徴とする位相信号変換器。
【請求項１】 周波数ｋ×ｆ0 （ｋ＝２M-1 、Ｍ：自然数）の局部発振信号をｋ分周することにより所定個数の基準信号を生成し、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の位相を、基準信号の位相を基準として検出し、局部発振信号の１周期を単位としてＭ−１ビットに量子化する一方で、ＰＳＫ変調波信号の位相を局部発振信号の位相と比較し、その結果に基づき、上記Ｍ−１ビットの検出結果の下位に１ビットを付加することにより、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用い、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号を生成することを特徴とする位相信号変換方法。
【請求項２】 周波数ｋ×ｆ0 （ｋ＝２M-1 、Ｍ：自然数）の局部発振信号をｋ分周し、分周結果を局部発振信号に同期してｋ段シフトすることにより、順に局部発振信号の１周期に相当する位相差を有するｋ種類の基準信号を発生させる手段と、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりタイミングで各基準信号をラッチし、その結果を示すｋビットの検出信号を発生させる手段と、ＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりタイミングで局部発振信号をラッチし、その結果を示す１ビットの補助検出信号を発生させる手段と、ｋビットの検出信号及び１ビットの補助検出信号に基づきＰＳＫ変調波信号の位相を判定し、その結果をＭビットの位相信号として出力する手段と、を備え、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を生成することを特徴とする位相信号変換器。
【請求項３】 周波数ｋ×ｆ0 （ｋ＝２M-1 、Ｍ：自然数）の局部発振信号をｋ分周することにより基準信号を発生させる手段と、周波数ｆ0 の搬送波をＰＳＫ変調して得られるＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりに応じて立ち上がり、基準信号の立上がり又は立下がりに応じて立ち下がる計数期間信号を発生させる手段と、計数期間信号が発生している期間又は発生していない期間において局部発振信号を計数し、その結果を示すＭ−１ビットの検出信号を発生させる手段と、ＰＳＫ変調波信号の立上がり又は立下がりの直後に到来するのが局部発振信号の立上がりかそれとも立下がりかを示す１ビットの補助検出信号を発生させる手段と、Ｍ−１ビットの検出信号の下位に１ビットの補助検出信号を付加することにより、ＰＳＫ変調波信号の位相を示すＭビットの位相信号を発生させ出力する手段と、を備え、周波数２M-1 ×ｆ0 の局部発振信号を用いてＭビットの位相信号を生成することを特徴とする位相信号変換器。
【図２】
【図１】
【図５】
【図３】
【図４】
【図７】
【図８】
【図９】
【図６】
【図１】
【図５】
【図３】
【図４】
【図７】
【図８】
【図９】
【図６】
【特許番号】第２９５８２２０号
【登録日】平成１１年（１９９９）７月２３日
【発行日】平成１１年（１９９９）１０月６日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−２０６３４０
【出願日】平成５年（１９９３）８月２０日
【公開番号】特開平７−５８７９２
【公開日】平成７年（１９９５）３月３日
【審査請求日】平成９年（１９９７）６月４日
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【参考文献】
【文献】特開 平５−１６７６３１（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 平２−２５３７４８（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 平４−３１５３４２（ＪＰ，Ａ）
【登録日】平成１１年（１９９９）７月２３日
【発行日】平成１１年（１９９９）１０月６日
【国際特許分類】
【出願日】平成５年（１９９３）８月２０日
【公開番号】特開平７−５８７９２
【公開日】平成７年（１９９５）３月３日
【審査請求日】平成９年（１９９７）６月４日
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【参考文献】
【文献】特開 平５−１６７６３１（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 平２−２５３７４８（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 平４−３１５３４２（ＪＰ，Ａ）
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