受信装置
【課題】受信側でサブ変調信号の合成時にサブ変調信号間の位相特性が連続するように位相補償し、信号伝送特性を改善することができる受信装置を提供する。
【解決手段】変調信号を周波数軸上で複数の帯域に分割して複数のサブ変調信号を生成し、各サブ変調信号を互いに不連続な帯域に周波数シフトして送信し、受信信号から複数のサブ変調信号を抽出し、各サブ変調信号の帯域を送信側の周波数シフト前の帯域に戻して合成した変調信号を復調する無線通信システムの受信装置において、送信側の周波数シフト前の帯域に戻した複数のサブ変調信号について、周波数軸上で重複する帯域の周波数特性を用いて各サブ変調信号の位相回転を補償するための位相補償信号を生成する位相補償信号推定手段と、複数のサブ変調信号の位相回転を補償する位相補償手段とを備え、位相補償手段から出力される位相補償された複数のサブ変調信号を合成して変調信号を復調する。
【解決手段】変調信号を周波数軸上で複数の帯域に分割して複数のサブ変調信号を生成し、各サブ変調信号を互いに不連続な帯域に周波数シフトして送信し、受信信号から複数のサブ変調信号を抽出し、各サブ変調信号の帯域を送信側の周波数シフト前の帯域に戻して合成した変調信号を復調する無線通信システムの受信装置において、送信側の周波数シフト前の帯域に戻した複数のサブ変調信号について、周波数軸上で重複する帯域の周波数特性を用いて各サブ変調信号の位相回転を補償するための位相補償信号を生成する位相補償信号推定手段と、複数のサブ変調信号の位相回転を補償する位相補償手段とを備え、位相補償手段から出力される位相補償された複数のサブ変調信号を合成して変調信号を復調する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信装置から周波数帯域を分割して送信された信号を受信し、帯域合成して復調処理を行う受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８は、送信装置の構成例を示す（非特許文献１参照) 。
図８において、送信装置は、変調回路１と送信フィルタバンク１０を備える。変調回路１は、送信するデータ信号をＱＰＳＫなどの変調方式で変調し、波形整形した変調信号を送信フィルタバンク１０に入力する。
【０００３】
送信フィルタバンク１０は、直並列変換回路１１、ＦＦＴ（高速フーリエ変換) 回路１２、分割回路１３、周波数シフタ１４1 〜１４N （Ｎは２以上の整数）、加算回路１５、ＩＦＦＴ（高速逆フーリエ変換) 回路１６、並直列変換回路１７を備え、変調信号の帯域をＮ分割して送信する構成である。変調信号の帯域を２分割（Ｎ＝２）する例を図１０に示す。
【０００４】
送信フィルタバンク１０の直並列変換回路１１は変調信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路１２で高速フーリエ変換し、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。分割回路１３は、周波数領域に変換された変調信号に対して、図１０(a) の破線で示す信号帯域をＮ分割する係数を周波数ごとに乗算し、図１０(b) に示すＮ個のサブ変調信号１〜Ｎを生成する。周波数シフタ１４1 〜１４N は、サブ変調信号１〜Ｎを周波数軸上の所望の帯域に分散配置し、加算回路１５で足し合わせることにより、図１０(c) に示すような分散配置された変調信号が生成される。この分散配置後の変調信号は、ＩＦＦＴ回路１６で高速逆フーリエ変換により周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換され、並直列変換回路１７で並直列変換して出力される。
【０００５】
図９は、受信装置の構成例を示す（非特許文献１参照) 。
図９において、受信装置は、受信フィルタバンク２０と復調回路２を備える。受信フィルタバンク２０は、直並列変換回路２１、ＦＦＴ回路２２、抽出回路２３、周波数シフタ２４1 〜２４N 、加算回路２５、ＩＦＦＴ回路２６、並直列変換回路２７を備え、帯域をＮ分割された変調信号を分割前の変調信号に合成する構成である。帯域が２分割（Ｎ＝２）された変調信号を合成する例を図１１に示す。
【０００６】
受信フィルタバンク２０の直並列変換回路２１は受信信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路２２で高速フーリエ変換し、時間領域の信号から周波数領域の受信信号へ変換する。抽出回路２３は、周波数領域に変換された受信信号に対して、図１１(a) の破線で示す係数を周波数ごとに乗算し、送信側で周波数シフトされたサブ変調信号１〜Ｎを抽出する。周波数シフタ２４1 〜２４N は、図１１(b) に示すように、抽出されたサブ変調信号１〜Ｎを送信側で周波数シフトされる前の帯域に戻し、加算回路２５で足し合わせることにより、図１１(c) に示すような合成された変調信号が生成される。この合成後の変調信号は、ＩＦＦＴ回路２６で高速逆フーリエ変換により周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換され、並直列変換回路２７で並直列変換して出力される。復調回路２は受信フィルタバンク２０から出力された変調信号を復調し、送信装置から送信されたデータ信号を復元する。
【０００７】
このような送信装置および受信装置を用いることにより、変調信号の占有帯域を分割して生成された各サブ変調信号を周波数軸上の任意の場所に分散配置できるため、不連続な空き周波数帯域等を有効利用することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】阿部、山下、小林、”スペクトラム編集技術を用いた帯域分散伝送の提案”、電子情報通信学会ソサイエティ大会 B-3-11 2009年９月
【非特許文献２】阿部、山下、小林、”スペクトラム編集型帯域分散伝送における位相補償に関する一検討”、電子情報通信学会総合大会 B-3-11 2010年３月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
一般に伝送路では、送信信号の占有帯域内において位相傾斜が生じる。シングルキャリヤ信号を伝送する場合に生じる占有帯域内の位相傾斜を図１２に示す。伝送遅延Δｔがある場合、図１２に示すように、受信信号には周波数軸上で傾き−２πΔｔの位相傾斜が生じる。ただし、受信信号のタイミング再生でシンボルタイミングをΔｔずらせば、ナイキストタイミングを抽出できるので、占有帯域内の位相特性が直線の場合は問題なく復調可能である。
【００１０】
一方、図１３に示すように、送信側で変調信号の占有帯域を複数に分割したサブ変調信号を送信する場合、受信側の各サブ変調信号には図１３(c) に示す傾き−２πΔｔの位相傾斜が生じる。また、送信側でサブ変調信号ｋ（ｋは１〜Ｎ）をΔｆk 周波数シフトする場合、周波数シフトしない場合と比べて
−２πΔｔ×Δｆk
の位相回転が生じる。この結果、図１３(d) に示すように、受信側で全てのサブ変調信号を合成すると、合成後の変調信号の占有帯域内において位相特性が不連続となり、位相傾斜の急激な変化を生じる。一般に信号を伝送するには、振幅が一定、かつ位相特性が直線となる無歪み条件が理想的であり、位相傾斜の変化など歪みが加わると伝送特性が劣化する。したがって、占有帯域を複数に分割したサブ変調信号の伝送では、急激な位相傾斜の変化による歪みが大きく、信号伝送特性が大きく劣化する課題があった。
【００１１】
本発明は、受信側でサブ変調信号の合成時にサブ変調信号間の位相特性が連続するように位相補償し、信号伝送特性を改善することができる受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、送信側において変調信号を周波数軸上で複数の帯域に分割して複数のサブ変調信号を生成し、各サブ変調信号を互いに不連続な帯域に周波数シフトして送信し、受信側において受信信号から複数のサブ変調信号を抽出し、各サブ変調信号の帯域を送信側の周波数シフト前の帯域に戻して合成した変調信号を復調する無線通信システムの受信装置において、送信側の周波数シフト前の帯域に戻した複数のサブ変調信号について、周波数軸上で重複する帯域の周波数特性を用いて各サブ変調信号の位相回転を補償するための位相補償信号を生成する位相補償信号推定手段と、位相補償信号を用いて複数のサブ変調信号の位相回転を補償する位相補償手段とを備え、位相補償手段から出力される位相補償された複数のサブ変調信号を合成して変調信号を復調する構成である。
【００１３】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、ｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役とｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算し、得られる位相補償信号と位相補償信号ｉ−１とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、位相補償手段は、位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、第１のサブ変調信号と、位相回転を補償した第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する。
【００１４】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、ｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、位相補償手段は、位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、第１のサブ変調信号と、位相回転を補償した第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する。
【００１５】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と、位相補償手段から出力される位相回転を補償した第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、ｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算し、得られる位相補償信号と位相補償信号ｉ−１とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、位相補償手段は、位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、第１のサブ変調信号と、位相回転を補償した第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する。
【００１６】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と、位相補償手段から出力される位相回転を補償した第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算して位相補償信号ｉを生成する構成であり、位相補償手段は、位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、第１のサブ変調信号と、位相回転を補償した第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する。
【００１７】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、位相補償信号ｋを生成する際に、周波数軸上で重複する帯域に複数のサンプル点が含まれる場合には、当該サンプル点の中で振幅値が予め定めた閾値よりも大きい値のサンプル点を対象として生成した位相補償信号の平滑化を行う構成である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の受信装置は、送信側において変調信号を複数の帯域に分割および分散して送信されたサブ変調信号を受信し、そのサブ変調信号の合成時に、サブ変調信号間の位相を連続化する位相補償を行うことにより信号伝送特性を改善することができる。これにより、冗長なパイロット信号やトレーニングパタン信号が不要となり、高い伝送効率を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の受信装置の実施例１を示す図である。
【図２】本発明の受信装置の実施例１の変形を示す図である。
【図３】本発明の受信装置の実施例２を示す図である。
【図４】本発明の受信装置の実施例３を示す図である。
【図５】本発明の受信装置の実施例４を示す図である。
【図６】本発明の受信装置の実施例５を示す図である。
【図７】本発明の受信装置における位相補償アルゴリズムを示す図である。
【図８】送信装置の構成例を示す図である。
【図９】受信装置の構成例を示す図である。
【図１０】送信装置における帯域分割を説明する図である。
【図１１】受信装置における帯域合成を説明する図である。
【図１２】従来のシングルキャリア信号伝送における信号帯域内の位相傾斜を示す図である。
【図１３】帯域分割伝送における信号帯域内の位相傾斜を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２０】
図１は、本発明の受信装置の実施例１を示す。なお、本実施例の受信装置に対応する送信装置は図８に示す構成となる。また、本実施例の受信装置と図９に示す受信装置の共通する機能部は同一符号を付している。
【００２１】
図１において、受信装置は受信フィルタバンク２０と復調回路２を備える。受信フィルタバンク２０は、直並列変換回路２１、ＦＦＴ回路２２、抽出回路２３、周波数シフタ２４1 〜２４N 、加算回路２５、ＩＦＦＴ回路２６、並直列変換回路２７を備え、帯域をＮ分割された変調信号を分割前の変調信号に合成する従来の構成に加えて、周波数シフタ２４1 〜２４N と加算回路２５との間に位相補償信号推定回路３０および位相補償回路５０を備えた構成である。
【００２２】
受信フィルタバンク２０の直並列変換回路２１は受信信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路２２で高速フーリエ変換し、時間領域の信号から周波数領域の受信信号へ変換する。抽出回路２３は、周波数領域に変換された受信信号から送信側で周波数シフトされたサブ変調信号１〜Ｎを抽出する（図１１(a))。周波数シフタ２４1 〜２４N は、抽出されたサブ変調信号１〜Ｎを周波数シフトして送信側で周波数シフトされる前の帯域に戻し（図１１(b))、位相補償信号推定回路３０および位相補償回路５０を介して加算回路２５に入力する。
【００２３】
位相補償信号推定回路３０は、周波数シフトされたサブ変調信号ｋとサブ変調信号ｋ＋１からサブ変調信号ｋ＋１の位相歪みを補償する位相補償信号ｋを生成し、位相補償回路５０に出力する（ｋは１〜Ｎ−１）。位相補償回路５０は、位相補償信号ｋを用いてサブ変調信号ｋ＋１の位相歪みを補償し、加算回路２５に入力する。なお、周波数シフタ２４1 から出力されるサブ変調信号１はそのまま加算回路２５に入力する。加算回路２５は、サブ変調信号１および位相歪みが補償されたサブ変調信号２〜Ｎを足し合せ、合成された変調信号を出力する（図１１(c))。ＩＦＦＴ回路２６は、合成された変調信号を高速逆フーリエ変換し、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、並直列変換回路２７で並直列変換して出力される。復調回路２は、受信フィルタバンク２０から出力された変調信号を復調し、送信装置から送信されたデータ信号を復元する。
【００２４】
以下、位相補償信号推定回路３０および位相補償回路５０の構成および動作について詳しく説明する。位相補償信号推定回路３０は，複素共役変換回路３１1 〜３１N-1 、乗算回路３２1 〜３２N-1 、閾値判定回路３３1 〜３３N-1 、平滑化回路３４1 〜３４N-1 、正規化回路３５1 〜３５N-1 、乗算回路３６2 〜３６N-1 を備える。位相補償回路５０は、複素共役変換回路５１1 〜５１N-1 、乗算回路５２1 〜５２N-1 を備える。
【００２５】
位相補償信号推定回路３０の乗算回路３２k （ｋは１〜Ｎ−１）は、複素共役変換回路３１k を介して入力するサブ変調信号ｋの複素共役とサブ変調信号ｋ＋１を乗算し、伝送遅延により隣接するサブ変調信号間に生じた位相回転ベクトルｋを算出する。閾値判定回路３３k は、あらかじめ設定された閾値を越える振幅を有する位相回転ベクトルｋを抽出し、平滑化回路３４k で平滑化する。正規化回路３５k は、平滑化回路３４k の出力を同一振幅に正規化する。正規化回路３５1 の出力は位相補償信号１となり、位相補償信号ｋと正規化回路３５k+1 の出力は乗算回路３６k+1 で乗算して位相補償信号ｋ＋１となる。このように、位相補償信号推定回路３０では、ランダムパターンなどを含む全ての受信信号から、サブ変調信号２〜Ｎの位相歪みを補償するための位相補償信号１〜Ｎ−１を生成する。
【００２６】
位相補償回路５０の乗算回路５２k は、複素共役変換回路５１k を介して入力する位相補償信号ｋの複素共役と、周波数シフタ２４k+1 から出力されるサブ変調信号ｋ＋１を乗算し、サブ変調信号ｋ＋１の位相歪みを補償して加算回路２５に入力する。なお、周波数シフタ２４1 から出力されるサブ変調信号１はそのまま加算回路２５に入力する。
【００２７】
図７は、本発明の受信装置における位相補償アルゴリズムを示す。まず、位相補償信号推定回路３０における各サブ変調信号間の位相回転の検出方法について説明する。図１０(b) に示すように、送信装置において変調信号を分割する際、サブ変調信号ｋとサブ変調信号ｋ＋１は重畳域ｋを共有している（ｋは１〜Ｎ−１）。すなわち、送信装置においてサブ変調信号ｋの周波数が高い側の重畳域の位相特性と、サブ変調信号ｋ＋１の周波数が低い側の重畳域の位相特性は等しい。
【００２８】
そこで、受信装置において図７に示すサブ変調信号ｋの重畳域内の周波数成分Ｐk,2 と、サブ変調信号ｋ＋１の分割前にＰk,2 と同じ周波数成分であった成分をＰk+1,1 とするとき、Ｐk,2 の複素共役にＰk+1,1 を乗算することにより、サブ変調信号間の位相回転ベクトルｋを算出する。ここで、Ｐx,y のｙは、ｙ＝1 がサブ変調信号ｘとサブ変調信号ｘ−１の重畳域内の周波数成分であることを示し、ｙ＝２がサブ変調信号ｘとサブ変調信号ｘ＋１の重畳域内の周波数成分であることを示す。すなわち、重畳域内の各周波数点ごとに、Ｐk,2 の複素共役とＰk+1,1 を乗算して算出した位相回転ベクトルｋを平滑化および正規化し、その複素共役をサブ変調信号ｋ＋１に乗算すれば、サブ変調信号ｋとサブ変調信号ｋ＋１の位相差が０となり、サブ変調信号間の位相特性を連続化できる。
【００２９】
全サブ変調信号の位相を連続化するには、１つのサブ変調信号を基準にして、隣接する他のサブ変調信号の位相特性を順次補償すればよい。図１の位相補償信号推定回路３０および位相補償回路５０の構成は、分割時に最も低い（または最も高い）周波数帯域のサブ変調信号１（周波数シフタ２４1 の出力）の位相特性を基準に設定する場合を示す。また、図２に示す実施例１の変形のように、例えばサブ変調信号３（周波数シフタ２４3 の出力）の位相特性を基準に、隣接する他のサブ変調信号の位相特性を順次補償する構成としてもよい。以下に示す実施例２〜実施例５においても同様である。
【００３０】
なお、受信信号がランダムパターンの場合、周波数領域に変換されたサブ変調信号は、パターン効果によりＦＦＴによる変換毎に異なる振幅特性を有するため、算出された位相回転ベクトルｋの振幅も毎回異なる。算出された位相回転ベクトルｋの振幅が小さい場合、雑音の影響を受けやすく、これを用いて受信信号の位相を補償すると位相歪みの補償特性が低下する。そこで、あらかじめ位相回転ベクトルの振幅に閾値を設定し、閾値を越える高精度な位相情報を有する位相回転ベクトルｋを閾値判定回路３３k で抽出する。さらに、位相補償信号ｋの推定精度を向上させるため、位相回転ベクトルｋの周波数成分として複数のサンプルを取得できる場合に、平滑化回路３４k で閾値判定回路３３k の出力を平滑化（平均化）する。
【実施例２】
【００３１】
図３は、本発明の受信装置の実施例２を示す。
図３において、実施例２の特徴は、実施例１の位相補償信号推定回路３０における正規化回路３５1 〜３５N-1 、乗算回路３６2 〜３６N-1 に代えて、偏角算出回路３７1 〜３７N-1 、加算回路３８2 〜３８N-1 を用い、さらに偏角算出回路３７1 および加算回路３８2 〜３８N-1 の出力を偏角複素数変換回路３９1 〜３９N-1 を介して位相補償回路５０に入力するところにある。
【００３２】
偏角算出回路３７k （ｋは１〜Ｎ−１）は、平滑化回路３４k から出力される平滑化された位相回転ベクトルｋを入力してその偏角を算出する。偏角算出回路３７1 は、平滑化された位相回転ベクトル１から算出した偏角を位相補償量１として出力する。加算回路３８i （ｉは２〜Ｎ−１）は、位相補償量ｉ−１と、偏角算出回路３７i から出力される偏角を加算することにより、サブ変調信号ｉに対する位相補償量ｉを算出する。偏角複素数変換回路３９k は、入力した位相補償量ｋを偏角とする正規化ベクトルを位相補償信号ｋとして生成し、位相補償回路５０に入力する。
【００３３】
周波数シフタ２４2 から出力されるサブ変調信号２の位相特性を補償する場合は、平滑化回路３４1 の出力から偏角算出回路３７1 で位相補償量１を抽出し、偏角複素数変換回路３９1 で振幅一定のベクトルに変換した値を位相補償信号１とし、複素共役変換回路５１1 を介してその複素共役を乗算回路５２1 に入力し、サブ変調信号２に乗算する。
【００３４】
周波数シフタ２４i+1 から出力されるサブ変調信号ｉ＋１の位相特性を補償する場合は、平滑化回路３４i-1 ，３４i の出力から偏角算出回路３７i-1 ，３４i で位相補償量ｉ−１，ｉを抽出し、それらを加算回路３８i で加算してサブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１との位相回転に相当する偏角を生成する。その偏角を偏角複素数変換回路３９i で振幅一定のベクトルに変換した値を位相補償信号ｉとし、複素共役変換回路５１i を介してその複素共役を乗算回路５２i に入力し、サブ変調信号ｉ＋１に乗算する。
【実施例３】
【００３５】
図４は、本発明の受信装置の実施例３を示す。
図４において、実施例３の特徴は、実施例１の位相補償信号推定回路３０における周波数シフタ２４i （ｉは２〜Ｎ−１）の出力を複素共役変換回路３１i を介して乗算回路３２i に入力する代わりに、位相補償回路５０の乗算回路５２i-1 から出力される位相補償後のサブ変調信号ｉを分岐し、複素共役変換回路３１i を介して乗算回路３２i に入力する構成にある。これにより、実施例１の位相補償信号推定回路３０における乗算回路３６2 〜３６N-1 が不要になる。その他の構成は実施例１と同様である。
【００３６】
実施例３の構成においても、位相補償信号推定回路３０において、位相回転ベクトルｋから位相補償信号ｋを生成する原理は実施例１と同様であり、分割時に最も低い周波数帯域にあったサブ変調信号１の位相特性を基準に、隣接する他のサブ変調信号の位相特性を順次補償することができる。
【実施例４】
【００３７】
図５は、本発明の受信装置の実施例４を示す。
図５において、実施例４の特徴は、実施例２の位相補償信号をフィードバック方式で生成する構成としたところにある。すなわち、位相補償回路５０の乗算回路５２k （ｋは１〜Ｎ−１）から出力される位相補償されたサブ変調信号ｋ＋１を乗算回路３２k にフィードバックし、サブ変調信号ｋ＋１に残留する位相誤差を検出し、位相補償信号推定回路３０から出力する位相補償信号ｋを更新するところにある。位相補償信号推定回路３０は、閾値判定回路３３k の出力を偏角算出回路３７k を介して位相回転量更新回路４０k に入力する。その他の構成は実施例３と同様である。
【００３８】
乗算回路３２1 は、周波数シフタ２４1 から出力され、複素共役変換回路３１1 を介して入力するサブ変調信号１の複素共役と、位相補償回路５０の乗算回路５２1 から出力される位相補償されたサブ変調信号２を乗算し、サブ変調信号１とサブ変調信号２の残留位相誤差ベクトル１を算出する。閾値判定回路３３1 は、閾値判定された残留位相誤差ベクトル１を抽出し、偏角算出回路３７1 で残留位相誤差ベクトル１の偏角を算出する。位相回転量更新回路４０1 は、残留位相誤差ベクトル１の偏角からサブ変調信号１とサブ変調信号２との間の位相回転推定値１を更新する。偏角複素数変換回路３９1 は、位相回転推定値１を偏角とする正規化ベクトルを位相補償信号１とし、複素共役変換回路５１1 を介してその複素共役を乗算回路５２1 に入力し、サブ変調信号２に乗算する。
【００３９】
乗算回路３２i （ｉは２〜Ｎ−１）は、周波数シフタ２４i から出力され、複素共役変換回路３１i を介して入力するサブ変調信号ｉの複素共役と、位相補償回路５０の乗算回路５２i から出力される位相補償されたサブ変調信号ｉ＋１を乗算し、サブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１の残留位相誤差ベクトルｉを算出する。閾値判定回路３３i は、閾値判定された残留位相誤差ベクトルｉを抽出し、偏角算出回路３７i で残留位相誤差ベクトルｉの偏角を算出する。位相回転量更新回路４０i は、残留位相誤差ベクトルｉの偏角からサブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１との間の位相回転推定値ｉを更新し、さらに加算回路３８i で位相回転推定値ｉ−１と位相回転推定値ｉを加算し、位相補償されたサブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１との間の位相回転推定値ｉを生成する。偏角複素数変換回路３９i は、加算回路３８i から出力される位相回転推定値ｉを偏角とする正規化ベクトルを位相補償信号ｉとし、複素共役変換回路５１i を介してその複素共役を乗算回路５２i に入力し、サブ変調信号ｉ＋１に乗算する。
【実施例５】
【００４０】
図６は、本発明の受信装置の実施例５を示す。
図６において、実施例５の特徴は、実施例４の位相補償信号推定回路３０における周波数シフタ２４i （ｉは２〜Ｎ−１）の出力を複素共役変換回路３１i を介して乗算回路３２i に入力する代わりに、位相補償回路５０の乗算回路５２i-1 から出力される位相補償後のサブ変調信号ｉを複素共役変換回路３１i を介して乗算回路３２i に入力する構成にある。これにより、実施例４の位相補償信号推定回路３０における加算回路３８i が不要になる。その他の構成は実施例４と同様である。
【００４１】
実施例５の構成においても、位相補償信号推定回路３０において、位相補償されたサブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１との間の位相回転推定値ｉを生成する原理は実施例４と同様であり、分割時に最も低い周波数帯域にあったサブ変調信号１の位相特性を基準に、隣接する他のサブ変調信号の位相特性を順次補償することができる。
【００４２】
以上説明した各実施例の構成により、受信フィルタバンク２０の加算回路２５においてサブ変調信号１〜Ｎを合成する前に、サブ変調信号間の位相を連続化する位相補償を行うため、変調信号帯域内の位相傾斜の急激な変化が抑圧され、信号伝送特性を改善することができる。また、位相傾斜が直線ではなく緩やかに変化している場合、非特許文献２に示されるような伝送路の位相特性を直線で近似して補償する方法を用いると、サブ変調信号の合成時に位相の不連続が生じる。本発明は、サブ変調信号間の位相差のみを補償し、サブ変調信号間の位相特性を連続化できるため、非特許文献２の手法に比べて低歪みな信号伝送を実現することができる。さらに、受信信号全体が一定の周波数誤差の影響を受ける場合でも、位相回転を検出する周波数成分Ｐk,2 とＰk+1,1 の位相関係は変わらないため、位相補償が可能である。
【００４３】
また、以上説明した各実施例の構成において、連続信号を処理する受信フィルタバンク２０にオーバーラップ加算、またはオーバーラップ保存を用いる構成を用いることも好ましい。
【００４４】
また、図７において、サブ変調信号ｋの重畳域内の周波数成分Ｐk,2 とサブ変調信号ｋ＋１の周波数成分Ｐk+1,1 には各３ＦＦＴポイント分の信号が存在する。位相回転ベクトルｋの算出には、それぞれの重畳域において１ＦＦＴポイント分の信号を抽出して用いるか、あるいは複数ＦＦＴポイントの信号を抽出し、それぞれの箇所から検出された位相回転ベクトルを平滑化して位相補償信号を生成することも好ましい。また、オーバーラップ加算方式のＦＦＴを用いる場合，オーバーラップ加算回路を構成する２つのＦＦＴ回路それぞれにおいて位相回転を検出し、平滑化した値を補償値とする方法も推定精度向上の観点で好ましい。
【符号の説明】
【００４５】
１ 変調回路
２ 復調回路
１０ 送信フィルタバンク
１１ 直並列変換回路
１２ ＦＦＴ回路
１３ 分割回路
１４1 〜１４N 周波数シフタ
１５ 加算回路
１６ ＩＦＦＴ回路
１７ 並直列変換回路
２０ 受信フィルタバンク
２１ 直並列変換回路
２２ ＦＦＴ回路
２３ 抽出回路
２４1 〜２４N 周波数シフタ
２５ 加算回路
２６ ＩＦＦＴ回路
２７ 並直列変換回路
３０ 位相補償信号推定回路
３１1 〜３１N-1 複素共役変換回路
３２1 〜３２N-1 乗算回路
３３1 〜３３N-1 閾値判定回路
３４1 〜３４N-1 平滑化回路
３５1 〜３５N-1 正規化回路
３６2 〜３６N-1 乗算回路
３７1 〜３７N-1 偏角算出回路
３８2 〜３８N-1 加算回路
３９1 〜３９N-1 偏角複素数変換回路
４０1 〜４０N-1 位相回転量更新回路
５０ 位相補償回路
５１1 〜５１N-1 複素共役変換回路
５２1 〜５２N-1 乗算回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信装置から周波数帯域を分割して送信された信号を受信し、帯域合成して復調処理を行う受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８は、送信装置の構成例を示す（非特許文献１参照) 。
図８において、送信装置は、変調回路１と送信フィルタバンク１０を備える。変調回路１は、送信するデータ信号をＱＰＳＫなどの変調方式で変調し、波形整形した変調信号を送信フィルタバンク１０に入力する。
【０００３】
送信フィルタバンク１０は、直並列変換回路１１、ＦＦＴ（高速フーリエ変換) 回路１２、分割回路１３、周波数シフタ１４1 〜１４N （Ｎは２以上の整数）、加算回路１５、ＩＦＦＴ（高速逆フーリエ変換) 回路１６、並直列変換回路１７を備え、変調信号の帯域をＮ分割して送信する構成である。変調信号の帯域を２分割（Ｎ＝２）する例を図１０に示す。
【０００４】
送信フィルタバンク１０の直並列変換回路１１は変調信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路１２で高速フーリエ変換し、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。分割回路１３は、周波数領域に変換された変調信号に対して、図１０(a) の破線で示す信号帯域をＮ分割する係数を周波数ごとに乗算し、図１０(b) に示すＮ個のサブ変調信号１〜Ｎを生成する。周波数シフタ１４1 〜１４N は、サブ変調信号１〜Ｎを周波数軸上の所望の帯域に分散配置し、加算回路１５で足し合わせることにより、図１０(c) に示すような分散配置された変調信号が生成される。この分散配置後の変調信号は、ＩＦＦＴ回路１６で高速逆フーリエ変換により周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換され、並直列変換回路１７で並直列変換して出力される。
【０００５】
図９は、受信装置の構成例を示す（非特許文献１参照) 。
図９において、受信装置は、受信フィルタバンク２０と復調回路２を備える。受信フィルタバンク２０は、直並列変換回路２１、ＦＦＴ回路２２、抽出回路２３、周波数シフタ２４1 〜２４N 、加算回路２５、ＩＦＦＴ回路２６、並直列変換回路２７を備え、帯域をＮ分割された変調信号を分割前の変調信号に合成する構成である。帯域が２分割（Ｎ＝２）された変調信号を合成する例を図１１に示す。
【０００６】
受信フィルタバンク２０の直並列変換回路２１は受信信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路２２で高速フーリエ変換し、時間領域の信号から周波数領域の受信信号へ変換する。抽出回路２３は、周波数領域に変換された受信信号に対して、図１１(a) の破線で示す係数を周波数ごとに乗算し、送信側で周波数シフトされたサブ変調信号１〜Ｎを抽出する。周波数シフタ２４1 〜２４N は、図１１(b) に示すように、抽出されたサブ変調信号１〜Ｎを送信側で周波数シフトされる前の帯域に戻し、加算回路２５で足し合わせることにより、図１１(c) に示すような合成された変調信号が生成される。この合成後の変調信号は、ＩＦＦＴ回路２６で高速逆フーリエ変換により周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換され、並直列変換回路２７で並直列変換して出力される。復調回路２は受信フィルタバンク２０から出力された変調信号を復調し、送信装置から送信されたデータ信号を復元する。
【０００７】
このような送信装置および受信装置を用いることにより、変調信号の占有帯域を分割して生成された各サブ変調信号を周波数軸上の任意の場所に分散配置できるため、不連続な空き周波数帯域等を有効利用することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】阿部、山下、小林、”スペクトラム編集技術を用いた帯域分散伝送の提案”、電子情報通信学会ソサイエティ大会 B-3-11 2009年９月
【非特許文献２】阿部、山下、小林、”スペクトラム編集型帯域分散伝送における位相補償に関する一検討”、電子情報通信学会総合大会 B-3-11 2010年３月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
一般に伝送路では、送信信号の占有帯域内において位相傾斜が生じる。シングルキャリヤ信号を伝送する場合に生じる占有帯域内の位相傾斜を図１２に示す。伝送遅延Δｔがある場合、図１２に示すように、受信信号には周波数軸上で傾き−２πΔｔの位相傾斜が生じる。ただし、受信信号のタイミング再生でシンボルタイミングをΔｔずらせば、ナイキストタイミングを抽出できるので、占有帯域内の位相特性が直線の場合は問題なく復調可能である。
【００１０】
一方、図１３に示すように、送信側で変調信号の占有帯域を複数に分割したサブ変調信号を送信する場合、受信側の各サブ変調信号には図１３(c) に示す傾き−２πΔｔの位相傾斜が生じる。また、送信側でサブ変調信号ｋ（ｋは１〜Ｎ）をΔｆk 周波数シフトする場合、周波数シフトしない場合と比べて
−２πΔｔ×Δｆk
の位相回転が生じる。この結果、図１３(d) に示すように、受信側で全てのサブ変調信号を合成すると、合成後の変調信号の占有帯域内において位相特性が不連続となり、位相傾斜の急激な変化を生じる。一般に信号を伝送するには、振幅が一定、かつ位相特性が直線となる無歪み条件が理想的であり、位相傾斜の変化など歪みが加わると伝送特性が劣化する。したがって、占有帯域を複数に分割したサブ変調信号の伝送では、急激な位相傾斜の変化による歪みが大きく、信号伝送特性が大きく劣化する課題があった。
【００１１】
本発明は、受信側でサブ変調信号の合成時にサブ変調信号間の位相特性が連続するように位相補償し、信号伝送特性を改善することができる受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、送信側において変調信号を周波数軸上で複数の帯域に分割して複数のサブ変調信号を生成し、各サブ変調信号を互いに不連続な帯域に周波数シフトして送信し、受信側において受信信号から複数のサブ変調信号を抽出し、各サブ変調信号の帯域を送信側の周波数シフト前の帯域に戻して合成した変調信号を復調する無線通信システムの受信装置において、送信側の周波数シフト前の帯域に戻した複数のサブ変調信号について、周波数軸上で重複する帯域の周波数特性を用いて各サブ変調信号の位相回転を補償するための位相補償信号を生成する位相補償信号推定手段と、位相補償信号を用いて複数のサブ変調信号の位相回転を補償する位相補償手段とを備え、位相補償手段から出力される位相補償された複数のサブ変調信号を合成して変調信号を復調する構成である。
【００１３】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、ｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役とｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算し、得られる位相補償信号と位相補償信号ｉ−１とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、位相補償手段は、位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、第１のサブ変調信号と、位相回転を補償した第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する。
【００１４】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、ｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、位相補償手段は、位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、第１のサブ変調信号と、位相回転を補償した第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する。
【００１５】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と、位相補償手段から出力される位相回転を補償した第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、ｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算し、得られる位相補償信号と位相補償信号ｉ−１とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、位相補償手段は、位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、第１のサブ変調信号と、位相回転を補償した第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する。
【００１６】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と、位相補償手段から出力される位相回転を補償した第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算して位相補償信号ｉを生成する構成であり、位相補償手段は、位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、第１のサブ変調信号と、位相回転を補償した第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する。
【００１７】
本発明の受信装置において、位相補償信号推定手段は、位相補償信号ｋを生成する際に、周波数軸上で重複する帯域に複数のサンプル点が含まれる場合には、当該サンプル点の中で振幅値が予め定めた閾値よりも大きい値のサンプル点を対象として生成した位相補償信号の平滑化を行う構成である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の受信装置は、送信側において変調信号を複数の帯域に分割および分散して送信されたサブ変調信号を受信し、そのサブ変調信号の合成時に、サブ変調信号間の位相を連続化する位相補償を行うことにより信号伝送特性を改善することができる。これにより、冗長なパイロット信号やトレーニングパタン信号が不要となり、高い伝送効率を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の受信装置の実施例１を示す図である。
【図２】本発明の受信装置の実施例１の変形を示す図である。
【図３】本発明の受信装置の実施例２を示す図である。
【図４】本発明の受信装置の実施例３を示す図である。
【図５】本発明の受信装置の実施例４を示す図である。
【図６】本発明の受信装置の実施例５を示す図である。
【図７】本発明の受信装置における位相補償アルゴリズムを示す図である。
【図８】送信装置の構成例を示す図である。
【図９】受信装置の構成例を示す図である。
【図１０】送信装置における帯域分割を説明する図である。
【図１１】受信装置における帯域合成を説明する図である。
【図１２】従来のシングルキャリア信号伝送における信号帯域内の位相傾斜を示す図である。
【図１３】帯域分割伝送における信号帯域内の位相傾斜を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２０】
図１は、本発明の受信装置の実施例１を示す。なお、本実施例の受信装置に対応する送信装置は図８に示す構成となる。また、本実施例の受信装置と図９に示す受信装置の共通する機能部は同一符号を付している。
【００２１】
図１において、受信装置は受信フィルタバンク２０と復調回路２を備える。受信フィルタバンク２０は、直並列変換回路２１、ＦＦＴ回路２２、抽出回路２３、周波数シフタ２４1 〜２４N 、加算回路２５、ＩＦＦＴ回路２６、並直列変換回路２７を備え、帯域をＮ分割された変調信号を分割前の変調信号に合成する従来の構成に加えて、周波数シフタ２４1 〜２４N と加算回路２５との間に位相補償信号推定回路３０および位相補償回路５０を備えた構成である。
【００２２】
受信フィルタバンク２０の直並列変換回路２１は受信信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路２２で高速フーリエ変換し、時間領域の信号から周波数領域の受信信号へ変換する。抽出回路２３は、周波数領域に変換された受信信号から送信側で周波数シフトされたサブ変調信号１〜Ｎを抽出する（図１１(a))。周波数シフタ２４1 〜２４N は、抽出されたサブ変調信号１〜Ｎを周波数シフトして送信側で周波数シフトされる前の帯域に戻し（図１１(b))、位相補償信号推定回路３０および位相補償回路５０を介して加算回路２５に入力する。
【００２３】
位相補償信号推定回路３０は、周波数シフトされたサブ変調信号ｋとサブ変調信号ｋ＋１からサブ変調信号ｋ＋１の位相歪みを補償する位相補償信号ｋを生成し、位相補償回路５０に出力する（ｋは１〜Ｎ−１）。位相補償回路５０は、位相補償信号ｋを用いてサブ変調信号ｋ＋１の位相歪みを補償し、加算回路２５に入力する。なお、周波数シフタ２４1 から出力されるサブ変調信号１はそのまま加算回路２５に入力する。加算回路２５は、サブ変調信号１および位相歪みが補償されたサブ変調信号２〜Ｎを足し合せ、合成された変調信号を出力する（図１１(c))。ＩＦＦＴ回路２６は、合成された変調信号を高速逆フーリエ変換し、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、並直列変換回路２７で並直列変換して出力される。復調回路２は、受信フィルタバンク２０から出力された変調信号を復調し、送信装置から送信されたデータ信号を復元する。
【００２４】
以下、位相補償信号推定回路３０および位相補償回路５０の構成および動作について詳しく説明する。位相補償信号推定回路３０は，複素共役変換回路３１1 〜３１N-1 、乗算回路３２1 〜３２N-1 、閾値判定回路３３1 〜３３N-1 、平滑化回路３４1 〜３４N-1 、正規化回路３５1 〜３５N-1 、乗算回路３６2 〜３６N-1 を備える。位相補償回路５０は、複素共役変換回路５１1 〜５１N-1 、乗算回路５２1 〜５２N-1 を備える。
【００２５】
位相補償信号推定回路３０の乗算回路３２k （ｋは１〜Ｎ−１）は、複素共役変換回路３１k を介して入力するサブ変調信号ｋの複素共役とサブ変調信号ｋ＋１を乗算し、伝送遅延により隣接するサブ変調信号間に生じた位相回転ベクトルｋを算出する。閾値判定回路３３k は、あらかじめ設定された閾値を越える振幅を有する位相回転ベクトルｋを抽出し、平滑化回路３４k で平滑化する。正規化回路３５k は、平滑化回路３４k の出力を同一振幅に正規化する。正規化回路３５1 の出力は位相補償信号１となり、位相補償信号ｋと正規化回路３５k+1 の出力は乗算回路３６k+1 で乗算して位相補償信号ｋ＋１となる。このように、位相補償信号推定回路３０では、ランダムパターンなどを含む全ての受信信号から、サブ変調信号２〜Ｎの位相歪みを補償するための位相補償信号１〜Ｎ−１を生成する。
【００２６】
位相補償回路５０の乗算回路５２k は、複素共役変換回路５１k を介して入力する位相補償信号ｋの複素共役と、周波数シフタ２４k+1 から出力されるサブ変調信号ｋ＋１を乗算し、サブ変調信号ｋ＋１の位相歪みを補償して加算回路２５に入力する。なお、周波数シフタ２４1 から出力されるサブ変調信号１はそのまま加算回路２５に入力する。
【００２７】
図７は、本発明の受信装置における位相補償アルゴリズムを示す。まず、位相補償信号推定回路３０における各サブ変調信号間の位相回転の検出方法について説明する。図１０(b) に示すように、送信装置において変調信号を分割する際、サブ変調信号ｋとサブ変調信号ｋ＋１は重畳域ｋを共有している（ｋは１〜Ｎ−１）。すなわち、送信装置においてサブ変調信号ｋの周波数が高い側の重畳域の位相特性と、サブ変調信号ｋ＋１の周波数が低い側の重畳域の位相特性は等しい。
【００２８】
そこで、受信装置において図７に示すサブ変調信号ｋの重畳域内の周波数成分Ｐk,2 と、サブ変調信号ｋ＋１の分割前にＰk,2 と同じ周波数成分であった成分をＰk+1,1 とするとき、Ｐk,2 の複素共役にＰk+1,1 を乗算することにより、サブ変調信号間の位相回転ベクトルｋを算出する。ここで、Ｐx,y のｙは、ｙ＝1 がサブ変調信号ｘとサブ変調信号ｘ−１の重畳域内の周波数成分であることを示し、ｙ＝２がサブ変調信号ｘとサブ変調信号ｘ＋１の重畳域内の周波数成分であることを示す。すなわち、重畳域内の各周波数点ごとに、Ｐk,2 の複素共役とＰk+1,1 を乗算して算出した位相回転ベクトルｋを平滑化および正規化し、その複素共役をサブ変調信号ｋ＋１に乗算すれば、サブ変調信号ｋとサブ変調信号ｋ＋１の位相差が０となり、サブ変調信号間の位相特性を連続化できる。
【００２９】
全サブ変調信号の位相を連続化するには、１つのサブ変調信号を基準にして、隣接する他のサブ変調信号の位相特性を順次補償すればよい。図１の位相補償信号推定回路３０および位相補償回路５０の構成は、分割時に最も低い（または最も高い）周波数帯域のサブ変調信号１（周波数シフタ２４1 の出力）の位相特性を基準に設定する場合を示す。また、図２に示す実施例１の変形のように、例えばサブ変調信号３（周波数シフタ２４3 の出力）の位相特性を基準に、隣接する他のサブ変調信号の位相特性を順次補償する構成としてもよい。以下に示す実施例２〜実施例５においても同様である。
【００３０】
なお、受信信号がランダムパターンの場合、周波数領域に変換されたサブ変調信号は、パターン効果によりＦＦＴによる変換毎に異なる振幅特性を有するため、算出された位相回転ベクトルｋの振幅も毎回異なる。算出された位相回転ベクトルｋの振幅が小さい場合、雑音の影響を受けやすく、これを用いて受信信号の位相を補償すると位相歪みの補償特性が低下する。そこで、あらかじめ位相回転ベクトルの振幅に閾値を設定し、閾値を越える高精度な位相情報を有する位相回転ベクトルｋを閾値判定回路３３k で抽出する。さらに、位相補償信号ｋの推定精度を向上させるため、位相回転ベクトルｋの周波数成分として複数のサンプルを取得できる場合に、平滑化回路３４k で閾値判定回路３３k の出力を平滑化（平均化）する。
【実施例２】
【００３１】
図３は、本発明の受信装置の実施例２を示す。
図３において、実施例２の特徴は、実施例１の位相補償信号推定回路３０における正規化回路３５1 〜３５N-1 、乗算回路３６2 〜３６N-1 に代えて、偏角算出回路３７1 〜３７N-1 、加算回路３８2 〜３８N-1 を用い、さらに偏角算出回路３７1 および加算回路３８2 〜３８N-1 の出力を偏角複素数変換回路３９1 〜３９N-1 を介して位相補償回路５０に入力するところにある。
【００３２】
偏角算出回路３７k （ｋは１〜Ｎ−１）は、平滑化回路３４k から出力される平滑化された位相回転ベクトルｋを入力してその偏角を算出する。偏角算出回路３７1 は、平滑化された位相回転ベクトル１から算出した偏角を位相補償量１として出力する。加算回路３８i （ｉは２〜Ｎ−１）は、位相補償量ｉ−１と、偏角算出回路３７i から出力される偏角を加算することにより、サブ変調信号ｉに対する位相補償量ｉを算出する。偏角複素数変換回路３９k は、入力した位相補償量ｋを偏角とする正規化ベクトルを位相補償信号ｋとして生成し、位相補償回路５０に入力する。
【００３３】
周波数シフタ２４2 から出力されるサブ変調信号２の位相特性を補償する場合は、平滑化回路３４1 の出力から偏角算出回路３７1 で位相補償量１を抽出し、偏角複素数変換回路３９1 で振幅一定のベクトルに変換した値を位相補償信号１とし、複素共役変換回路５１1 を介してその複素共役を乗算回路５２1 に入力し、サブ変調信号２に乗算する。
【００３４】
周波数シフタ２４i+1 から出力されるサブ変調信号ｉ＋１の位相特性を補償する場合は、平滑化回路３４i-1 ，３４i の出力から偏角算出回路３７i-1 ，３４i で位相補償量ｉ−１，ｉを抽出し、それらを加算回路３８i で加算してサブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１との位相回転に相当する偏角を生成する。その偏角を偏角複素数変換回路３９i で振幅一定のベクトルに変換した値を位相補償信号ｉとし、複素共役変換回路５１i を介してその複素共役を乗算回路５２i に入力し、サブ変調信号ｉ＋１に乗算する。
【実施例３】
【００３５】
図４は、本発明の受信装置の実施例３を示す。
図４において、実施例３の特徴は、実施例１の位相補償信号推定回路３０における周波数シフタ２４i （ｉは２〜Ｎ−１）の出力を複素共役変換回路３１i を介して乗算回路３２i に入力する代わりに、位相補償回路５０の乗算回路５２i-1 から出力される位相補償後のサブ変調信号ｉを分岐し、複素共役変換回路３１i を介して乗算回路３２i に入力する構成にある。これにより、実施例１の位相補償信号推定回路３０における乗算回路３６2 〜３６N-1 が不要になる。その他の構成は実施例１と同様である。
【００３６】
実施例３の構成においても、位相補償信号推定回路３０において、位相回転ベクトルｋから位相補償信号ｋを生成する原理は実施例１と同様であり、分割時に最も低い周波数帯域にあったサブ変調信号１の位相特性を基準に、隣接する他のサブ変調信号の位相特性を順次補償することができる。
【実施例４】
【００３７】
図５は、本発明の受信装置の実施例４を示す。
図５において、実施例４の特徴は、実施例２の位相補償信号をフィードバック方式で生成する構成としたところにある。すなわち、位相補償回路５０の乗算回路５２k （ｋは１〜Ｎ−１）から出力される位相補償されたサブ変調信号ｋ＋１を乗算回路３２k にフィードバックし、サブ変調信号ｋ＋１に残留する位相誤差を検出し、位相補償信号推定回路３０から出力する位相補償信号ｋを更新するところにある。位相補償信号推定回路３０は、閾値判定回路３３k の出力を偏角算出回路３７k を介して位相回転量更新回路４０k に入力する。その他の構成は実施例３と同様である。
【００３８】
乗算回路３２1 は、周波数シフタ２４1 から出力され、複素共役変換回路３１1 を介して入力するサブ変調信号１の複素共役と、位相補償回路５０の乗算回路５２1 から出力される位相補償されたサブ変調信号２を乗算し、サブ変調信号１とサブ変調信号２の残留位相誤差ベクトル１を算出する。閾値判定回路３３1 は、閾値判定された残留位相誤差ベクトル１を抽出し、偏角算出回路３７1 で残留位相誤差ベクトル１の偏角を算出する。位相回転量更新回路４０1 は、残留位相誤差ベクトル１の偏角からサブ変調信号１とサブ変調信号２との間の位相回転推定値１を更新する。偏角複素数変換回路３９1 は、位相回転推定値１を偏角とする正規化ベクトルを位相補償信号１とし、複素共役変換回路５１1 を介してその複素共役を乗算回路５２1 に入力し、サブ変調信号２に乗算する。
【００３９】
乗算回路３２i （ｉは２〜Ｎ−１）は、周波数シフタ２４i から出力され、複素共役変換回路３１i を介して入力するサブ変調信号ｉの複素共役と、位相補償回路５０の乗算回路５２i から出力される位相補償されたサブ変調信号ｉ＋１を乗算し、サブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１の残留位相誤差ベクトルｉを算出する。閾値判定回路３３i は、閾値判定された残留位相誤差ベクトルｉを抽出し、偏角算出回路３７i で残留位相誤差ベクトルｉの偏角を算出する。位相回転量更新回路４０i は、残留位相誤差ベクトルｉの偏角からサブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１との間の位相回転推定値ｉを更新し、さらに加算回路３８i で位相回転推定値ｉ−１と位相回転推定値ｉを加算し、位相補償されたサブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１との間の位相回転推定値ｉを生成する。偏角複素数変換回路３９i は、加算回路３８i から出力される位相回転推定値ｉを偏角とする正規化ベクトルを位相補償信号ｉとし、複素共役変換回路５１i を介してその複素共役を乗算回路５２i に入力し、サブ変調信号ｉ＋１に乗算する。
【実施例５】
【００４０】
図６は、本発明の受信装置の実施例５を示す。
図６において、実施例５の特徴は、実施例４の位相補償信号推定回路３０における周波数シフタ２４i （ｉは２〜Ｎ−１）の出力を複素共役変換回路３１i を介して乗算回路３２i に入力する代わりに、位相補償回路５０の乗算回路５２i-1 から出力される位相補償後のサブ変調信号ｉを複素共役変換回路３１i を介して乗算回路３２i に入力する構成にある。これにより、実施例４の位相補償信号推定回路３０における加算回路３８i が不要になる。その他の構成は実施例４と同様である。
【００４１】
実施例５の構成においても、位相補償信号推定回路３０において、位相補償されたサブ変調信号ｉとサブ変調信号ｉ＋１との間の位相回転推定値ｉを生成する原理は実施例４と同様であり、分割時に最も低い周波数帯域にあったサブ変調信号１の位相特性を基準に、隣接する他のサブ変調信号の位相特性を順次補償することができる。
【００４２】
以上説明した各実施例の構成により、受信フィルタバンク２０の加算回路２５においてサブ変調信号１〜Ｎを合成する前に、サブ変調信号間の位相を連続化する位相補償を行うため、変調信号帯域内の位相傾斜の急激な変化が抑圧され、信号伝送特性を改善することができる。また、位相傾斜が直線ではなく緩やかに変化している場合、非特許文献２に示されるような伝送路の位相特性を直線で近似して補償する方法を用いると、サブ変調信号の合成時に位相の不連続が生じる。本発明は、サブ変調信号間の位相差のみを補償し、サブ変調信号間の位相特性を連続化できるため、非特許文献２の手法に比べて低歪みな信号伝送を実現することができる。さらに、受信信号全体が一定の周波数誤差の影響を受ける場合でも、位相回転を検出する周波数成分Ｐk,2 とＰk+1,1 の位相関係は変わらないため、位相補償が可能である。
【００４３】
また、以上説明した各実施例の構成において、連続信号を処理する受信フィルタバンク２０にオーバーラップ加算、またはオーバーラップ保存を用いる構成を用いることも好ましい。
【００４４】
また、図７において、サブ変調信号ｋの重畳域内の周波数成分Ｐk,2 とサブ変調信号ｋ＋１の周波数成分Ｐk+1,1 には各３ＦＦＴポイント分の信号が存在する。位相回転ベクトルｋの算出には、それぞれの重畳域において１ＦＦＴポイント分の信号を抽出して用いるか、あるいは複数ＦＦＴポイントの信号を抽出し、それぞれの箇所から検出された位相回転ベクトルを平滑化して位相補償信号を生成することも好ましい。また、オーバーラップ加算方式のＦＦＴを用いる場合，オーバーラップ加算回路を構成する２つのＦＦＴ回路それぞれにおいて位相回転を検出し、平滑化した値を補償値とする方法も推定精度向上の観点で好ましい。
【符号の説明】
【００４５】
１ 変調回路
２ 復調回路
１０ 送信フィルタバンク
１１ 直並列変換回路
１２ ＦＦＴ回路
１３ 分割回路
１４1 〜１４N 周波数シフタ
１５ 加算回路
１６ ＩＦＦＴ回路
１７ 並直列変換回路
２０ 受信フィルタバンク
２１ 直並列変換回路
２２ ＦＦＴ回路
２３ 抽出回路
２４1 〜２４N 周波数シフタ
２５ 加算回路
２６ ＩＦＦＴ回路
２７ 並直列変換回路
３０ 位相補償信号推定回路
３１1 〜３１N-1 複素共役変換回路
３２1 〜３２N-1 乗算回路
３３1 〜３３N-1 閾値判定回路
３４1 〜３４N-1 平滑化回路
３５1 〜３５N-1 正規化回路
３６2 〜３６N-1 乗算回路
３７1 〜３７N-1 偏角算出回路
３８2 〜３８N-1 加算回路
３９1 〜３９N-1 偏角複素数変換回路
４０1 〜４０N-1 位相回転量更新回路
５０ 位相補償回路
５１1 〜５１N-1 複素共役変換回路
５２1 〜５２N-1 乗算回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側において変調信号を周波数軸上で複数の帯域に分割して複数のサブ変調信号を生成し、各サブ変調信号を互いに不連続な帯域に周波数シフトして送信し、受信側において受信信号から複数のサブ変調信号を抽出し、各サブ変調信号の帯域を送信側の周波数シフト前の帯域に戻して合成した変調信号を復調する無線通信システムの受信装置において、
送信側の周波数シフト前の帯域に戻した複数のサブ変調信号について、周波数軸上で重複する帯域の周波数特性を用いて各サブ変調信号の位相回転を補償するための位相補償信号を生成する位相補償信号推定手段と、
前記位相補償信号を用いて前記複数のサブ変調信号の位相回転を補償する位相補償手段と
を備え、前記位相補償手段から出力される位相補償された複数のサブ変調信号を合成して変調信号を復調する構成である
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、ｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役とｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算し、得られる位相補償信号と位相補償信号ｉ−１とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、
前記位相補償手段は、前記位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と前記第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、前記第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、
前記第１のサブ変調信号と、前記位相回転を補償した前記第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１に記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、ｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、
前記位相補償手段は、前記位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と前記第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、前記第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、
前記第１のサブ変調信号と、前記位相回転を補償した前記第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項４】
請求項１に記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償した第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、ｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算し、得られる位相補償信号と位相補償信号ｉ−１とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、
前記位相補償手段は、前記位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と前記第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、前記第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、
前記第１のサブ変調信号と、前記位相回転を補償した前記第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項５】
請求項１に記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償した第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算して位相補償信号ｉを生成する構成であり、
前記位相補償手段は、前記位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と前記第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、前記第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、
前記第１のサブ変調信号と、前記位相回転を補償した前記第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項２〜５のいずれかに記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記位相補償信号ｋを生成する際に、周波数軸上で重複する帯域に複数のサンプル点が含まれる場合には、当該サンプル点の中で振幅値が予め定めた閾値よりも大きい値のサンプル点を対象として生成した位相補償信号の平滑化を行う構成である
ことを特徴とする受信装置。
【請求項１】
送信側において変調信号を周波数軸上で複数の帯域に分割して複数のサブ変調信号を生成し、各サブ変調信号を互いに不連続な帯域に周波数シフトして送信し、受信側において受信信号から複数のサブ変調信号を抽出し、各サブ変調信号の帯域を送信側の周波数シフト前の帯域に戻して合成した変調信号を復調する無線通信システムの受信装置において、
送信側の周波数シフト前の帯域に戻した複数のサブ変調信号について、周波数軸上で重複する帯域の周波数特性を用いて各サブ変調信号の位相回転を補償するための位相補償信号を生成する位相補償信号推定手段と、
前記位相補償信号を用いて前記複数のサブ変調信号の位相回転を補償する位相補償手段と
を備え、前記位相補償手段から出力される位相補償された複数のサブ変調信号を合成して変調信号を復調する構成である
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、ｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役とｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算し、得られる位相補償信号と位相補償信号ｉ−１とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、
前記位相補償手段は、前記位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と前記第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、前記第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、
前記第１のサブ変調信号と、前記位相回転を補償した前記第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１に記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、ｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、
前記位相補償手段は、前記位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と前記第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、前記第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、
前記第１のサブ変調信号と、前記位相回転を補償した前記第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項４】
請求項１に記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償した第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、ｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算し、得られる位相補償信号と位相補償信号ｉ−１とを合せて位相補償信号ｉを生成する構成であり、
前記位相補償手段は、前記位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と前記第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、前記第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、
前記第１のサブ変調信号と、前記位相回転を補償した前記第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項５】
請求項１に記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記複数のサブ変調信号のうち、周波数軸上で重複する帯域であって、予め定めた基準となる帯域の第１のサブ変調信号の複素共役と、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償した第２のサブ変調信号とを乗算して基準となる位相補償信号１を生成し、かつ、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ番目（ｉは２〜Ｎ−１）の帯域の第ｉのサブ変調信号の複素共役と、前記位相補償手段から出力される位相回転を補償したｉ＋１番目の帯域の第ｉ＋１のサブ変調信号とを乗算して位相補償信号ｉを生成する構成であり、
前記位相補償手段は、前記位相補償信号ｋ（ｋは１〜Ｎ−１）の複素共役と前記第ｋ＋１のサブ変調信号を乗算し、前記第ｋ＋１のサブ変調信号の位相回転を補償する構成であり、
前記第１のサブ変調信号と、前記位相回転を補償した前記第ｋ＋１のサブ変調信号とを合成した変調信号を復調する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項２〜５のいずれかに記載の受信装置において、
前記位相補償信号推定手段は、前記位相補償信号ｋを生成する際に、周波数軸上で重複する帯域に複数のサンプル点が含まれる場合には、当該サンプル点の中で振幅値が予め定めた閾値よりも大きい値のサンプル点を対象として生成した位相補償信号の平滑化を行う構成である
ことを特徴とする受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１２−１９１３７７（Ｐ２０１２−１９１３７７Ａ）
【公開日】平成２４年１０月４日（２０１２．１０．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−５２３８７（Ｐ２０１１−５２３８７）
【出願日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月４日（２０１２．１０．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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