周期定常性を用いて信号を検知する装置及び方法
地域無線ネットワーク（ＷＲＡＮ）受信器は、多数のチャンネルのうちの１つの上で無線ネットワークと通信するための送受信器と、ＡＴＳＣ（アドバンストテレビジョン方式委員会）信号の検出器とを有する。このＡＴＳＣ信号検出器は、多数のチャンネルのうちＡＴＳＣ信号が検出されなかったチャンネルを有するサポートチャンネルリストを形成するために用いられる。ＡＴＳＣ信号検出器は、受信信号の少なくとも１つの周期定常性を計算し、受信信号が現存ＡＴＳＣ放送信号であるかを決定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して通信システムに関し、より具体的には、例えば地上放送、セルラー、ワイヤレス・フィディリティー（Ｗｉ−Ｆｉ）、衛星などの無線システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＥＥＥ８０２．２２標準化団体にて地域無線ネットワーク（ＷＲＡＮ）システムが検討されている。ＷＲＡＮシステムは、主な目的として、都市部及び近郊部にサービスする広帯域アクセス技術の性能レベルと同等の性能レベルで、地方の遠隔地及び低人口密度の十分なサービスを受けていない商圏に対処するために、非干渉的に、ＴＶスペクトルの不使用テレビジョン（ＴＶ）放送チャンネルを利用しようとするものである。また、ＷＲＡＮシステムは、スペクトルが利用可能な、より高い人口密度の地域にもサービス提供するように拡張され得るものである。ＷＲＡＮシステムの１つの目標はＴＶ放送と干渉しないようにすることであるため、重要な手順は、ＷＲＡＮによるサービスエリア（ＷＲＡＮエリア）に存在する認可されたＴＶ信号を堅牢且つ正確に検知することである。
【０００３】
米国において現在、ＴＶスペクトルは、ＮＴＳＣ（全国テレビジョン方式委員会）放送信号と共存するＡＴＳＣ（アドバンストテレビジョン方式委員会）放送信号を有する。ＡＴＳＣ放送信号はデジタルＴＶ（ＤＴＶ）信号とも呼ばれている。現段階で、ＮＴＳＣ伝送は２００９年に停止されることになっており、その時には、ＴＶスペクトルはＡＴＳＣ放送信号のみを有することになる。
【０００４】
上述のように、ＷＲＡＮシステムの１つの目標は特定のＷＲＡＮエリアに存在するＴＶ信号と干渉しないことであるので、ＷＲＡＮシステムにおいては、ＡＴＳＣ放送を検出可能であることが重要である。ＡＴＳＣ信号を検出するための既知の一手法は、ＡＴＳＣ信号の一部である微小なパイロット信号を探索することである。そのような検出器は単純であり、ＡＴＳＣパイロット信号を抽出するための非常に狭帯域のフィルタを備えた位相ロックループを含んでいる。ＷＲＡＮシステムにおいて、この手法は、単に、抽出されたＡＴＳＣパイロット信号をＡＴＳＣ検出器が供給するかを調べることによって、放送チャンネルが現在使用されているかを確認する簡易な方法を提供する。残念ながら、この手法は、特に、非常に低い信号対雑音比（ＳＮＲ）環境において正確でないものとなり得る。実際、パイロット搬送波の位置にスペクトル成分を有する帯域内に干渉信号が存在する場合、ＡＴＳＣ信号の誤った検出が生じ得る。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
周期定常性を用いて信号を検知する装置及び方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
現に存在する現存放送信号が周期定常性を有する場合、それらの周期定常性は、非常に低い信号対雑音比（ＳＮＲ）環境において信号検知すなわちスペクトル検知を行うために検出器によって使用され得ることを、我々は見出した。故に、そして、本発明原理に従って、装置は、多数のチャンネルのうちの１つの上で無線ネットワークと通信するための送受信器と、それらチャンネルのうちの１つ上に現に存在する現存信号を検出する検出器とを有し、該検出は現存信号の少なくとも１つの周期性の関数として実行される。
【０００７】
本発明の例示的な一実施形態において、送受信器は地域無線ネットワーク（ＷＲＡＮ）送受信器であり、信号検出器は、受信信号の少なくとも１つの周期定常性を計算し、受信信号が現に存在する現存ＡＴＳＣ放送信号であるかを決定する。例として、周期定常性は信号のシンボルレート、又は信号の搬送波周波数である。
【０００８】
以上に鑑み、また、以下の詳細な説明を読むことにより明らかになるように、その他の実施形態及び特徴も可能であり、本発明原理に属するものである。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】テレビジョン（ＴＶ）チャンネルをリストアップした表１を示している。
【図２】ＡＴＳＣ ＤＴＶ信号のフォーマットを示す図である。
【図３】ＡＴＳＣ ＤＴＶ信号のフォーマットを示す図である。
【図４】従来技術に係るＡＴＳＣフィールド同期（シンク）検出器を示す図である。
【図５】本発明概念を理解するために用いる信号モデルを例示する図である。
【図６】本発明原理に従ったＷＲＡＮシステムを例示する図である。
【図７】図６のＷＲＡＮシステムにて使用される本発明原理に従ったフローチャートを例示する図である。
【図８】本発明原理に従った他のフローチャートを例示する図である。
【図９】本発明原理に従った信号検出器を例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本発明概念以外の要素も図に示すが、それらは周知であり、詳細には説明しない。また、テレビジョン放送、受信器及びビデオエンコーディングに精通していることを想定し、ここでは、それらについて詳細に説明しない。例えば、本発明概念以外の、例えばＮＴＳＣ、ＰＡＬ（パル）、ＳＥＣＡＭ（セカム）、ＡＴＳＣ等のＴＶ規格や、例えばＩＥＥＥ ８０２．１６、８０２．１１ｈ等のネットワーキングの現行勧告及び提案勧告には精通しているものと想定する。ＡＴＳＣ放送信号に関する更なる情報は以下のＡＴＳＣ規格：修正第１号及び誤植第１号Ａ／５３Ｃを含むデジタルテレビジョン規格（Ａ／５３）レビジョンＣ；及びRecommended Practice：Guide to the Use of the ATSC Digital Television Standard（Ａ／５４）に記載されている。同様に、本発明概念以外の、例えば８−ＶＳＢ（eight-level vestigial sideband）、直交振幅変調（ＱＡＭ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）若しくは符号化ＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ）等の伝送概念や、例えば無線周波数（ＲＦ）フロントエンド等の受信器部品若しくは例えば低雑音ブロック、チューナ及び復調器等の受信器部分、相関器、リーク積分器、及びスクエアラ（squarer）には精通しているものと想定する。同様に、本発明概念以外の、輸送ビットストリームを生成するためのフォーマット化及び符号化方法（例えば、ＭＰＥＧ−２システム規格（ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−１）等）は周知であり、ここでは説明しない。なお、本発明概念は、それ自体はここでは説明しない従来からのプログラミング技術を用いて実装され得る。最後に、図面における同様の参照符号は類似の要素を表す。
【００１１】
米国のＴＶスペクトルを図１の表１に示す。表１は、超短波（ＶＨＦ）及び極超短波（ＵＨＦ）の帯域内のＴＶチャンネルの一覧を提示している。各ＴＶチャンネルに対して、対応する割当て周波数帯域の下端が示されている。例えば、ＴＶチャンネル２は５４ＭＨｚで開始し、ＴＶチャンネル３７は６０８ＭＨｚで開始し、ＴＶチャンネル６８は７９４ＭＨｚで開始し、等々である。技術的に知られているように、各ＴＶチャンネルすなわち各帯域は６ＭＨｚの帯域を占有する。従って、ＴＶチャンネル２は５４ＭＨｚから６０ＭＨｚまでの周波数スペクトル（すなわち帯域）をカバーし、ＴＶチャンネル３７は６０８ＭＨｚから６１４ＭＨｚまでの帯域をカバーし、ＴＶチャンネル６８は７９４ＭＨｚから８００ＭＨｚまでの帯域をカバーし、等々である。本明細書において、ＴＶ放送信号は“広帯域”信号である。上述のように、ＷＲＡＮシステムはＴＶスペクトル内の不使用のテレビジョン（ＴＶ）放送チャンネルを利用する。その際、ＷＲＡＮシステムは、そのＷＲＡＮエリアにおいてこれらのＴＶチャンネルの何れが実際に活動しているか（すなわち、“現に存在しているか”）を決定するために“チャンネル検知”を実行し、当該ＷＲＡＮシステムに実際に使用可能なＴＶスペクトルの部分を決定する。
【００１２】
この例において、各ＴＶチャンネルは対応するＡＴＳＣ放送信号に関連付けられていると仮定する。ここでは、ＡＴＳＣ放送信号をデジタルＴＶ（ＤＴＶ）信号とも呼ぶ。ＡＴＳＣ信号のフォーマットを図２及び３に示す。ＤＴＶデータは８−ＶＳＢ（残留側波帯）を用いて変調され、データセグメントにて伝送される。図２はＡＴＳＣデータセグメントを示している。ＡＴＳＣデータセグメントは、データセグメント同期（以下、シンク）用の４個のシンボルと８２８個のデータシンボルとの８３２シンボルで構成される。図２から見て取れるように、データセグメントシンクは、バイナリの１００１パターンを表す２値（バイナリ）の４シンボルのシーケンスであり、各データセグメントの先頭に挿入される。バイナリの１００１パターンは、８−ＶＳＢシンボルでの［５ −５ −５ ５］に対応する。多重データセグメント（３１３セグメント）が、合計で２６０，４１６個のシンボル（８３２×３１３）を有するＡＴＳＣデータフィールドからなる。データフィールド内の最初のデータセグメントはフィールド同期（以下、シンク）セグメントと呼ばれる。図３は、フィールドシンクセグメントの構成を示しており、各シンボルは１ビットのデータ（２値）を表す。フィールドシンクセグメント内で、データセグメントシンクのすぐ後ろに、５１１ビットの疑似ランダム（pseudo-random）シーケンス（ＰＮ５１１）が続いている。ＰＮ５１１シーケンスの後ろには、連結された３つの相等しい、６３ビットの疑似ランダムシーケンス（ＰＮ６３）が存在し、２番目のＰＮ６３シーケンスは１つのデータフィールドおきに反転されている。
【００１３】
データセグメントシンク及びフィールドシンクはＡＴＳＣ放送信号の特徴（シグナチャ）信号の代表的なものである。例えば、受信した信号内のデータセグメントシンクパターンの検出は、受信信号をＡＴＳＣ放送信号として特定するために用いられ得る。従って、非常に低い信号対雑音比（ＳＮＲ）環境においてＡＴＳＣ放送信号を検出する精度を高めるために、ＡＴＳＣ ＤＴＶ信号内に埋め込まれたデータセグメントシンクシンボル及びフィールドシンクシンボルを用いて、誤報確率を低減しながら検出確率を高めることができる。図４は、従来技術に係るフィールドシンク検出器を示している。図４のフィールドシンク検出器は、ダウンコンバータ５５、マッチドフィルタ６０、要素６５及びピーク検出器７０を有する。ダウンコンバータ５５は、受信信号５４をアナログドメイン又はデジタルドメインにてベースバンドに周波数下方変換する（信号は、例えば、１０．７６２ＭＨｚの公称シンボルレート又はその２倍のシンボルレートのデジタルサンプルとして存在する）。得られたベースバンド信号５６はマッチドフィルタ６０に与えられる。マッチドフィルタ６０は、受信信号がＡＴＳＣ放送信号であるかを特定するよう、バイナリシーケンス、すなわち、上述のＰＮ５１１、又はＰＮ５１１＋ＰＮ６３に整合されている。例えば、４シンボルのセグメントシンクシーケンスをＹ０、ＰＮ５１１シーケンスをＹ１、ＰＮ６３シーケンスをＹ２、そして６３個のゼロ値シンボルを有するシーケンスをＹ３と表記する。そして、Ｚ＝［Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３］が、これらのシーケンスを連結したものを表すとする。Ｙ３（全てがゼロのシーケンス）を用いる理由は、中間のＰＮシーケンスが１フィールドおきに反転されるからである。明らかなように、ＡＴＳＣ ＤＴＶ信号を検出することには、例えばＺ＝［Ｙ０，Ｙ１］、Ｚ＝［Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２］又はＺ＝［Ｙ０，Ｙ１，Ｙ３，Ｙ３，Ｙ２］等の別形態のシーケンスＺも使用することができる。故に、マッチドフィルタ６０はバイナリシーケンスＺに整合されたフィルタである。すなわち、このフィルタのインパルス応答は、Ｚを［ｚ（１），ｚ（２），・・・，ｚ（ｎ）］と表すと、［ｚ（ｎ），ｚ（ｎ−１），・・・，Ｚ（１）］である。なお、サンプリングレートがシンボルレートの２倍である場合、Ｚシーケンスは、Ｚシーケンスのシンボル間にゼロ値シンボルを挿入して、［ｚ（１），０，ｚ（２），０，ｚ（３），・・・，０，ｚ（ｎ）］と変更される。マッチドフィルタ６０の後、信号の振幅（６５）がとられる（あるいは、より簡易に、マッチドフィルタ６０の出力信号の同相成分及び直交成分をそれぞれＩ及びＱとして、Ｉ２＋Ｑ２として振幅の二乗がとられる）。この振幅値（６６）はピーク検出器７０に与えられ、ピーク検出器７０は突出したピークが存在するかを決定する。突出したピークが存在する場合、ＡＴＳＣ放送信号が存在すると推測され、ピーク検出器７０はＡＴＳＣ放送信号の存在を信号７１によって指し示す。
【００１４】
上述のシグナチャベース検出器手法と対照的に、我々は、現に存在する現存放送信号が周期定常性を有する場合、これらの周期定常性を検出器で用いて、非常に低い信号対雑音比（ＳＮＲ）環境において検出器の性能を更に高め得ることを見出した。故に、そして、本発明原理に従って、装置は、多数のチャンネルのうちの１つの上で無線ネットワークと通信するための送受信器と、それらチャンネルのうちの１つ上の現存信号を検出する検出器とを有し、該検出は現存信号の少なくとも１つの周期性の関数として実行される。
【００１５】
本発明概念を説明する前に、周期定常性に関する数学を概説する（また、例えば、G．K．Yeung及びW．A．Gardnerの「Search-Efficient Methods of Detection of Cyclostationary Signals」、IEEE Transactions on Signal Processing、第44巻、第5号、1996年5月を参照）。複素数値の時系列ｘ（ｔ）の周期的な自己相関は：
【００１６】
【数１】
によって定義される。これは、ｘ（ｔ）の遅延成分に含まれ得る周波数αの付加的な正弦波成分のフーリエ係数と解釈することができる。Ｒαｘ（τ）は所与の高調波すなわち繰り返し周波数αの周期的自己相関関数とも呼ばれる。等式（１）の周期的自己相関をフーリエ変換することにより、繰り返しスペクトルとしても知られるスペクトル相関関数を得ることができる。具体的には、所与の繰り返し周波数αに対し、ｘ（ｔ）の繰り返しスペクトルは：
【００１７】
【数２】
である。これは、周期的ウィーナー関係と呼ばれる（例えば、W．A．Gardner、「Statistical Spectral Analysis：A Nonprobabilistic Theory」、Englewood Cliffs、NJ：Prentice-Hall、1987年を参照）。α＝０の縮退の場合、等式（１）及び（２）の左の項は、それぞれ、従来の自己相関関数及びパワースペクトル密度になる。信号分析における等式（１）及び（２）の測定は、繰り返しスペクトル分析と呼ばれるものを構成する。この題材の包括的な理論的取扱いは、W．A．Gardner、「Measurement of Spectral Correlation」、IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing、第ASSP-34巻、第5号、1986年10月にて得ることができる。周期的自己相関を計算するため、ｘ（ｔ）の時変的な有限平均周期的自己相関を：
【００１８】
【数３】
と定義する。大抵の有用な信号・雑音モデルにおいて、等式（３）は、十分に長い積分時間Δｔでの、等式（１）にて与えられる周期的自己相関の信頼できる見積もり、すなわち：
【００１９】
【数４】
をもたらす。故に、等式（４）は、（ｔ及びτにおける）点別（pointwise）極限として、単なる等式（１）の一記述である。繰り返しスペクトルを計算することには、広く使用される手法が２つ存在し、それらは狭義では相等しいものである。繰り返しスペクトルは、以下の表現：
【００２０】
【数５】
によって記述される操作によって得られることが示され得る。ただし、Ｘ１／Δｆ（ｔ，ν）は、中心周波数ν及び隣接帯域幅Δｆを有するｘ（ｔ）の狭バンドパス成分の複素エンベロープである。これは、短時間フーリエ変換とよばれることもあり、すなわち、
【数６】
である。Ｓαｘ（ｆ）がスペクトル成分のスペクトル的に平滑化されたものの極限によって与えられること、すなわち：
【００２１】
【数７】
であることも示され得る。ただし、ＸΔｔ（ｔ，ｆ）は１／ΔｆをΔｔで置換した等式（６）によって定義される。等式（５）及び（７）のデジタル実装は、等式（６）のスライディングウィンドウ複素フーリエ変換の対応する離散時間（離散時間カウンターパート）又は対応する離散周波数（離散周波数カウンターパート）を計算するＦＦＴアルゴリズムの使用に基づく。離散周波数カウンターパートに関し、離散周波数平滑化手法が
【数８】
によって与えられる。ただし、
【数９】
である。等式（９）は、スライディング方式の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）のダウンコンバートされた出力を表す。ここで、Δｆ＝ＭＦｓはスペクトル平滑化間隔の幅であり、Ｆｓ＝１／ＮＴｓは周波数サンプリングの増分であり、Ｔｓは時間サンプリングの増分であり、Ｎは、Δｔ＝（Ｎ−１）Ｔｓとして、データセグメントΔｔ内の時間サンプル数である。
【００２２】
離散時間カウンターパートに関し、離散時間平均手法が
【数１０】
によって与えられる。この場合も、〜Ｘ１／Δｆ（ｔ，ｆ）はスライディングＤＦＴのダウンコンバートされた出力であり、Δｔ＝（［１＋Ｍ−１／Ｋ］Ｎ−１）Ｔｓはデータセグメント全体の長さであり、Δｆ＝１／（Ｎ−１）Ｔｓはスペクトル分解能であり、Ｎは長さ１／Δｆのデータセグメントの各々内の時間サンプル数である。
【００２３】
次に、図５を参照するに、この図はバンドパス信号ｘ（ｔ）の同相成分を得るための信号モデルを例示している。バンドパス信号ｘ（ｔ）は乗算器９０に与えられ、乗算器９０はｘ（ｔ）に２ｃｏｓ（２πｆｃｔ）を掛け合わせる。得られた出力信号はローパスフィルタ９５に与えられ、ローパスフィルタ９５は乗算器９０からの信号をフィルタリングし、出力信号ｘＬ（ｔ）を提供する。しかしながら、位相オフセットθのため、ローパスフィルタ９５の出力は同相成分及び直交位相成分の双方を含んでおり、すなわち、
【数１１】
である。本発明原理に従って、スペクトル検知を行うためにα＝１／Ｔ０における繰り返しスペクトルを用いることができる。
【００２４】
次に、図６を参照するに、本発明原理を組み込んだ例示的な地域無線ネットワーク（ＷＲＡＮ）システム２００が示されている。ＷＲＡＮシステム２００は、或る地理的地域（ＷＲＡＮエリア）（図６には図示せず）にサービスを提供する。大まかに言えば、ＷＲＡＮシステムは、１つ又は複数の加入者宅内機器（customer premise equipment；ＣＰＥ）２５０と通信する少なくとも１つの基地局（ＢＳ）２０５を有する。ＣＰＥ２５０は静止しているとしてもよい。ＣＰＥ２５０及びＢＳ２０５は何れも無線エンドポイントの代表的なものである。ＣＰＥ２５０はプロセッサベースのシステムであり、図６に破線のボックスの形態で示したプロセッサ２９０及びメモリ２９５によって表されるような、１つ又は複数のプロセッサ及び付随するメモリを含んでいる。ここでは、メモリ２９５には、プロセッサ２９０によって実行されるようにコンピュータプログラムすなわちソフトウェアが格納されている。プロセッサ２９０は、１つ又は複数の格納プログラム制御プロセッサを代表するものであり、送受信器の機能に専用である必要はない。例えば、プロセッサ２９０はＣＰＥ２５０のその他の機能をも制御してもよい。メモリ２９５は、例えばランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）等の任意の記憶装置を代表するものであり、ＣＰＥ２５０の内部及び／又は外部にあってもよく、また、必要に応じて揮発性メモリ及び／又は不揮発性メモリとし得る。ＢＳ２０５とＣＰＥ２５０との間でのアンテナ２１０及び２５５を介しての通信の物理層は、例示的に、送受信器２８５を介したＯＦＤＭベースであり、矢印２１１によって表されている。ＷＲＡＮネットワークに入るため、ＣＰＥ２５０は先ずＢＳ２０５と“結合”することを試みる。この試み中、ＣＰＥ２５０は、送受信器２８５によって、ＣＰＥ２５０の能力に関する情報を、制御チャネル（図示せず）を介してＢＳ２０５に送信する。報告される能力は、例えば、最小及び最大の送信パワーと、サポートされる或いは利用可能な、送信及び受信用のチャンネルリストとを含む。それに関連し、ＣＰＥ２５０は、そのＷＲＡＮエリア内で何れのＴＶチャンネルが活動していないかを決定するため、本発明原理に従った“チャンネル検知”を実行する。そして、得られた、ＷＲＡＮ通信での使用に利用可能なチャンネルリストがＢＳ２０５に提供される。ＢＳ２０５は、上述の報告された情報を用いて、ＣＰＥ２５０がＢＳ２０５に結合することを許すかを決定する。
【００２５】
続いて図７を参照するに、本発明原理に従ったチャンネル検知を実行する際に使用される例示的なフローチャートが示されている。図７のフローチャートは、全てのチャンネル上で、あるいは、考え得る使用のためにＣＰＥ２５０が選択したチャンネル上のみで、ＣＰＥ２５０によって実行され得る。好ましくは、チャンネル内に現存する信号を検出するため、ＣＰＥ２５０は検出期間中、そのチャンネルでの送信を停止すべきである。その際、ＢＳ２０５は、制御メッセージ（図示せず）をＣＰＥ２５０に送信することによって、静寂期間をスケジュールしてもよい。段階３０５にて、ＣＰＥ２５０は或るチャンネルを選択する。この例において、そのチャンネルは図１の表１に示したＴＶチャンネルのうちの１つであると仮定するが、本発明概念はそのように限定されるものではなく、その他の帯域幅を有するその他のチャンネルにも適用される。段階３１０にて、ＣＰＥ２５０は現存する信号の存在を調べるために、選択したチャンネルをスキャンする。具体的には、（更に後述するように）ＣＰＥ２５０は、受信信号が現存するＡＴＳＣ放送信号であるかを決定するために、受信信号の少なくとも１つの周期定常性を計算する。現存信号が検出されなかった場合、段階３１５にて、ＣＰＥ２５０は、利用可能チャンネルリスト（周波数使用マップとも呼ぶ）上で、ＷＲＡＮシステムによる使用に利用可能であるとして、選択したチャンネルを指し示す。一方、現存信号が検出された場合、段階３２０にて、ＣＰＥ２５０は、ＷＲＡＮシステムによる使用に利用可能でないとして、選択したチャンネルにマーキングする。ここでは、周波数使用マップは、図６のＷＲＡＮシステムにおける使用に利用可能として、あるいは利用可能でないとして、１つ以上のチャンネル及びその部分を特定する例えば図６のメモリ２９５に格納された単なるデータ構造である。なお、利用可能であるとして、あるいは利用可能でないとしてチャンネルをマーキングすることは、幾多にも及ぶ方法で行われ得る。例えば、利用可能チャンネルリストは、利用可能なチャンネルのみをリストアップすることにより、効率的に、その他のチャンネルを利用可能でないとして指し示してもよい。同様に、利用可能チャンネルリストは、利用可能でないチャンネルのみをリストアップすることにより、その他のチャンネルを利用可能であるとして指し示してもよい。
【００２６】
図７の段階３１０を実行するための例示的なフローチャートを図８に示す。段階３５５にて、ＣＰＥ２５０は、選択したチャンネル上の信号をダウンコンバートし、信号ｘ［ｎ］を生成する。ＣＰＥ２５０はまた、ダウンコンバートされた信号の低域通過フィルタリングを実行して、信号ｙ［ｎ］を生成し得る。段階３６５にて、（後述するように）ＣＰＥ２５０はｙ［ｎ］の少なくとも１つの周期定常性Ｔを計算する。段階３７０にて、ＣＰＥ２５０は、計算した周期定常性Ｔを閾値と比較する。この閾値は実験的に決定され得る。計算された周期定常性Ｔが閾値より大きい場合、ＡＴＳＣ放送信号が存在すると推測される。一方、計算された周期定常性Ｔが閾値以下である場合、ＡＴＳＣ放送信号は存在しないと推測される。
【００２７】
上述のように、段階３６５にてＣＰＥ２５０は受信信号の周期定常性Ｔを計算する。この例示的な実施形態において、ＣＰＥ２５０は、ＡＴＳＣ放送信号である現存信号を探索するためにスペクトル検知を実行している。上述のように、ＡＴＳＣ放送信号においては、ＡＴＳＣ信号のシンボルレートをＴ０として、スペクトル検知を行うためにα＝１／Ｔ０における繰り返しスペクトルが用いられる。本発明の他の一実施形態においては、繰り返しスペクトルはＡＴＳＣ信号の搬送波周波数であり得る。受信信号から周期定常性を抽出することには、基本的に２つの手法が存在する。１つは周期的自己相関関数を計算するものであり、他の１つは繰り返しスペクトルを計算するものである。
【００２８】
周期的自己相関関数の計算によって周期定常性を抽出することには、上述のW．A．Gardner、「Measurement of Spectral Correlation」、IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing、第ASSP-34巻、第5号、1986年10月の参考文献、すなわち、
【数１２】
を利用することができる。τ軸にて
【数１３】
のより多くのサンプルを取得するには、ｙ［ｎ］上で補間を行うことが必要となり得る。なお、周期的自己相関関数を計算することにはその他の手法（ここでは説明しない）も存在し得る。等式（１２）に関し、スペクトル検知を行うためにα＝１／Ｔ０における繰り返しスペクトルが用いられるので、周期的自己相関シーケンスは繰り返し周波数１／Ｔ０−δ≦α≦１／Ｔ０＋δ（αはこの範囲内の離散値）にあり、それらは、
【数１４】
で表されると仮定することができる。ただし、
【数１５】
であり、Ｔｓはサンプリング間隔である。また、周波数オフセットが存在する場合、α＝１／Ｔ０の周りの幾つかの繰り返し周波数にて繰り返しスペクトルを計算することが必要となり得る。
【００２９】
周期的自己相関関数から周期定常性を決定することに関し、以下は、図８の段階３６５にて使用され得る判定統計の例である：
【００３０】
【数１６】
これは、シーケンス：
【００３１】
【数１７】
の絶対値の最大値である。
【００３２】
【数１８】
これは、長さＷを有するウィンドウ上でのシーケンス：
【００３３】
【数１９】
の絶対値の和の最大値である。
【００３４】
【数２０】
これは、繰り返し周波数α上での、周期的自己相関シーケンスの平均値の最大値である。
【００３５】
【数２１】
これは、繰り返し周波数α上での、周期的自己相関シーケンスの分散の最大値である。上述のように、図８の段階３６５にてＴの値が決定されると、得られたＴの値は閾値と比較され（図８の段階３７０）、選択したチャンネル内に現存信号が存在するかが決定される。
【００３６】
続いて、繰り返しスペクトルの計算による周期定常性の抽出に説明を移すと、この計算のために等式（８）又は等式（１０）の何れかを用いることができる（以下では、等式（１３）及び等式（１５）のように書き換える）：
【００３７】
【数２２】
ただし、
【数２３】
なお、繰り返しスペクトルを計算することにはその他の手法（ここでは説明しない）も存在し得る。上述のように、スペクトル検知を行うことにα＝１／Ｔ０における繰り返しスペクトルが用いられ、且つα＝１／Ｔ０の周りの幾つかの繰り返し周波数で繰り返しスペクトルを計算することが必要となり得るため、繰り返しスペクトル：
【００３８】
【数２４】
の離散的なサンプルが存在すると仮定することができる。ただし、
【数２５】
であり、１／Ｔ０−δ≦α≦１／Ｔ０＋δ（αはこの範囲内の離散値）である。繰り返しスペクトルの計算から周期定常性を決定することに関し、上述の判定統計と同様の判定統計、すなわち：
【００３９】
【数２６】
を図８の段階３６５にて用いることができる。上述のように、図８の段階３６５にてＴの値が決定されると、得られたＴの値は閾値と比較され（図８の段階３７０）、選択したチャンネル内に現存信号が存在するかが決定される。
【００４０】
図９を簡単に参照するに、ＣＰＥ２５０にて使用される受信器４０５の例示的な一部が（例えば、送受信器２８５の一部として）示されている。受信器４０５のうち、本発明概念に関係する部分のみが図示されている。図９に示した要素は、概して、図８のフローチャートの段階群の記載に対応している。そのようなものとして、図９に示した要素は、ハードウェアにて、ソフトウェアにて、あるいはハードウェアとソフトウェアとの組み合わせとして実装され得る。これに関連し、受信器４０５はプロセッサベースのシステムであり、図９に破線のボックスの形態で示したプロセッサ５９０及びメモリ５９５によって表されるような、１つ又は複数のプロセッサ及び付随するメモリを含んでいる。なお、プロセッサ５９０及びメモリ５９５は、図６のプロセッサ２９０及びメモリ２９５に対し、追加されたものであってもよいし、あるいは同一のものであってもよい。受信器４０５は、乗算器５０５、ローパスフィルタ５１０、少なくとも１つの周期定常性を計算するための要素５２５、及び閾値比較器５３０を有している。説明の便宜上、例えば自動利得コントロール（ＡＧＣ）要素、処理がデジタルドメインである場合のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）、及び更なるフィルタリング要素などの要素は図９に図示していない。本発明概念以外のこれらの要素は当業者に容易に理解されるであろう。さらに、当業者に認識されるように、処理の一部は必要に応じて複雑な信号経路を含んでいてもよい。
【００４１】
上述のフローチャートにおいて、選択したチャンネルごとに受信信号５０４が存在し得る。受信信号ｒ［ｎ］は、現在の選択チャンネル（例えば、図１を参照）の関数として搬送波周波数ｆｃが選択されて、乗算器５０５によってダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号は、ローパスフィルタ５１０によって低域通過フィルタリングされ、ベースバンド信号ｙ［ｎ］が作り出される。要素５２５により、上述のようにして、ｙ［ｎ］の少なくとも１つの周期定常性Ｔが計算される。閾値比較器５３０が、Ｔの値を閾値と比較することによって現存信号が存在するかを決定し、その結果を信号５３１によって提供する。
【００４２】
上述のように、現存する信号の周期定常性を用いて、低信号対雑音比環境でＡＴＳＣ ＤＴＶ信号の存在を高い確かさで検出することができる。しかしながら、本発明概念はそのように限定されるものではなく、周期定常性を有する如何なる信号を検出することにも適用され得るものである。例えば、本発明概念は、例えばＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting−Terrestrial）等、ＯＦＤＭ型信号の検出に適用可能である。また、本発明概念は、例えばエネルギー検出など、信号の存在を検出するためのその他の技術と組み合わされてもよい。なお、図６のＣＰＥ２５０との関連で本発明概念を説明したが、本発明はそのように限定されるものではなく、チャンネル検知を実行してもよい例えばＢＳ２０５の受信器といったものにも適用され得る。さらに、本発明概念はＷＲＡＮシステムに限定されず、チャンネル検知又はスペクトル検知を行う如何なる受信器にも適用され得る。
【００４３】
以上を鑑みるに、以上の説明は単に本発明原理を例示するものであり、認識されるように、当業者は、ここでは明示的に説明されていないものの本発明原理を具現化し且つその主旨及び範囲内に入る幾多もの代替構成を考え出すことができる。例えば、別個の機能要素として説明されているとしても、それらの機能要素は１つ又は複数の集積回路（ＩＣ）にて具現化されてもよい。同様に、別個の要素として図示されているとしても、それら要素（例えば図９の要素）の何れか又は全ては、例えば図７及び８に示した段階群の１つ又は複数に対応するような付随するソフトウェアを実行する、例えばデジタル信号プロセッサ等の、格納プログラム制御プロセッサにて実装されてもよい。また、本発明原理は、例えば衛星、ワイヤレス−フィデリティ（Ｗｉ−Ｆｉ）、セルラー等、その他の種類の通信システムにも適用可能である。実際、本発明概念は固定式受信器又は移動式受信器に適用可能である。故に、理解されるように、例示した実施形態には数多くの変更を施すことが可能であり、添付の特許請求の範囲にて定められる本発明の主旨及び範囲を逸脱することなく、その他の構成が考え出され得る。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して通信システムに関し、より具体的には、例えば地上放送、セルラー、ワイヤレス・フィディリティー（Ｗｉ−Ｆｉ）、衛星などの無線システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＥＥＥ８０２．２２標準化団体にて地域無線ネットワーク（ＷＲＡＮ）システムが検討されている。ＷＲＡＮシステムは、主な目的として、都市部及び近郊部にサービスする広帯域アクセス技術の性能レベルと同等の性能レベルで、地方の遠隔地及び低人口密度の十分なサービスを受けていない商圏に対処するために、非干渉的に、ＴＶスペクトルの不使用テレビジョン（ＴＶ）放送チャンネルを利用しようとするものである。また、ＷＲＡＮシステムは、スペクトルが利用可能な、より高い人口密度の地域にもサービス提供するように拡張され得るものである。ＷＲＡＮシステムの１つの目標はＴＶ放送と干渉しないようにすることであるため、重要な手順は、ＷＲＡＮによるサービスエリア（ＷＲＡＮエリア）に存在する認可されたＴＶ信号を堅牢且つ正確に検知することである。
【０００３】
米国において現在、ＴＶスペクトルは、ＮＴＳＣ（全国テレビジョン方式委員会）放送信号と共存するＡＴＳＣ（アドバンストテレビジョン方式委員会）放送信号を有する。ＡＴＳＣ放送信号はデジタルＴＶ（ＤＴＶ）信号とも呼ばれている。現段階で、ＮＴＳＣ伝送は２００９年に停止されることになっており、その時には、ＴＶスペクトルはＡＴＳＣ放送信号のみを有することになる。
【０００４】
上述のように、ＷＲＡＮシステムの１つの目標は特定のＷＲＡＮエリアに存在するＴＶ信号と干渉しないことであるので、ＷＲＡＮシステムにおいては、ＡＴＳＣ放送を検出可能であることが重要である。ＡＴＳＣ信号を検出するための既知の一手法は、ＡＴＳＣ信号の一部である微小なパイロット信号を探索することである。そのような検出器は単純であり、ＡＴＳＣパイロット信号を抽出するための非常に狭帯域のフィルタを備えた位相ロックループを含んでいる。ＷＲＡＮシステムにおいて、この手法は、単に、抽出されたＡＴＳＣパイロット信号をＡＴＳＣ検出器が供給するかを調べることによって、放送チャンネルが現在使用されているかを確認する簡易な方法を提供する。残念ながら、この手法は、特に、非常に低い信号対雑音比（ＳＮＲ）環境において正確でないものとなり得る。実際、パイロット搬送波の位置にスペクトル成分を有する帯域内に干渉信号が存在する場合、ＡＴＳＣ信号の誤った検出が生じ得る。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
周期定常性を用いて信号を検知する装置及び方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
現に存在する現存放送信号が周期定常性を有する場合、それらの周期定常性は、非常に低い信号対雑音比（ＳＮＲ）環境において信号検知すなわちスペクトル検知を行うために検出器によって使用され得ることを、我々は見出した。故に、そして、本発明原理に従って、装置は、多数のチャンネルのうちの１つの上で無線ネットワークと通信するための送受信器と、それらチャンネルのうちの１つ上に現に存在する現存信号を検出する検出器とを有し、該検出は現存信号の少なくとも１つの周期性の関数として実行される。
【０００７】
本発明の例示的な一実施形態において、送受信器は地域無線ネットワーク（ＷＲＡＮ）送受信器であり、信号検出器は、受信信号の少なくとも１つの周期定常性を計算し、受信信号が現に存在する現存ＡＴＳＣ放送信号であるかを決定する。例として、周期定常性は信号のシンボルレート、又は信号の搬送波周波数である。
【０００８】
以上に鑑み、また、以下の詳細な説明を読むことにより明らかになるように、その他の実施形態及び特徴も可能であり、本発明原理に属するものである。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】テレビジョン（ＴＶ）チャンネルをリストアップした表１を示している。
【図２】ＡＴＳＣ ＤＴＶ信号のフォーマットを示す図である。
【図３】ＡＴＳＣ ＤＴＶ信号のフォーマットを示す図である。
【図４】従来技術に係るＡＴＳＣフィールド同期（シンク）検出器を示す図である。
【図５】本発明概念を理解するために用いる信号モデルを例示する図である。
【図６】本発明原理に従ったＷＲＡＮシステムを例示する図である。
【図７】図６のＷＲＡＮシステムにて使用される本発明原理に従ったフローチャートを例示する図である。
【図８】本発明原理に従った他のフローチャートを例示する図である。
【図９】本発明原理に従った信号検出器を例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本発明概念以外の要素も図に示すが、それらは周知であり、詳細には説明しない。また、テレビジョン放送、受信器及びビデオエンコーディングに精通していることを想定し、ここでは、それらについて詳細に説明しない。例えば、本発明概念以外の、例えばＮＴＳＣ、ＰＡＬ（パル）、ＳＥＣＡＭ（セカム）、ＡＴＳＣ等のＴＶ規格や、例えばＩＥＥＥ ８０２．１６、８０２．１１ｈ等のネットワーキングの現行勧告及び提案勧告には精通しているものと想定する。ＡＴＳＣ放送信号に関する更なる情報は以下のＡＴＳＣ規格：修正第１号及び誤植第１号Ａ／５３Ｃを含むデジタルテレビジョン規格（Ａ／５３）レビジョンＣ；及びRecommended Practice：Guide to the Use of the ATSC Digital Television Standard（Ａ／５４）に記載されている。同様に、本発明概念以外の、例えば８−ＶＳＢ（eight-level vestigial sideband）、直交振幅変調（ＱＡＭ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）若しくは符号化ＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ）等の伝送概念や、例えば無線周波数（ＲＦ）フロントエンド等の受信器部品若しくは例えば低雑音ブロック、チューナ及び復調器等の受信器部分、相関器、リーク積分器、及びスクエアラ（squarer）には精通しているものと想定する。同様に、本発明概念以外の、輸送ビットストリームを生成するためのフォーマット化及び符号化方法（例えば、ＭＰＥＧ−２システム規格（ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−１）等）は周知であり、ここでは説明しない。なお、本発明概念は、それ自体はここでは説明しない従来からのプログラミング技術を用いて実装され得る。最後に、図面における同様の参照符号は類似の要素を表す。
【００１１】
米国のＴＶスペクトルを図１の表１に示す。表１は、超短波（ＶＨＦ）及び極超短波（ＵＨＦ）の帯域内のＴＶチャンネルの一覧を提示している。各ＴＶチャンネルに対して、対応する割当て周波数帯域の下端が示されている。例えば、ＴＶチャンネル２は５４ＭＨｚで開始し、ＴＶチャンネル３７は６０８ＭＨｚで開始し、ＴＶチャンネル６８は７９４ＭＨｚで開始し、等々である。技術的に知られているように、各ＴＶチャンネルすなわち各帯域は６ＭＨｚの帯域を占有する。従って、ＴＶチャンネル２は５４ＭＨｚから６０ＭＨｚまでの周波数スペクトル（すなわち帯域）をカバーし、ＴＶチャンネル３７は６０８ＭＨｚから６１４ＭＨｚまでの帯域をカバーし、ＴＶチャンネル６８は７９４ＭＨｚから８００ＭＨｚまでの帯域をカバーし、等々である。本明細書において、ＴＶ放送信号は“広帯域”信号である。上述のように、ＷＲＡＮシステムはＴＶスペクトル内の不使用のテレビジョン（ＴＶ）放送チャンネルを利用する。その際、ＷＲＡＮシステムは、そのＷＲＡＮエリアにおいてこれらのＴＶチャンネルの何れが実際に活動しているか（すなわち、“現に存在しているか”）を決定するために“チャンネル検知”を実行し、当該ＷＲＡＮシステムに実際に使用可能なＴＶスペクトルの部分を決定する。
【００１２】
この例において、各ＴＶチャンネルは対応するＡＴＳＣ放送信号に関連付けられていると仮定する。ここでは、ＡＴＳＣ放送信号をデジタルＴＶ（ＤＴＶ）信号とも呼ぶ。ＡＴＳＣ信号のフォーマットを図２及び３に示す。ＤＴＶデータは８−ＶＳＢ（残留側波帯）を用いて変調され、データセグメントにて伝送される。図２はＡＴＳＣデータセグメントを示している。ＡＴＳＣデータセグメントは、データセグメント同期（以下、シンク）用の４個のシンボルと８２８個のデータシンボルとの８３２シンボルで構成される。図２から見て取れるように、データセグメントシンクは、バイナリの１００１パターンを表す２値（バイナリ）の４シンボルのシーケンスであり、各データセグメントの先頭に挿入される。バイナリの１００１パターンは、８−ＶＳＢシンボルでの［５ −５ −５ ５］に対応する。多重データセグメント（３１３セグメント）が、合計で２６０，４１６個のシンボル（８３２×３１３）を有するＡＴＳＣデータフィールドからなる。データフィールド内の最初のデータセグメントはフィールド同期（以下、シンク）セグメントと呼ばれる。図３は、フィールドシンクセグメントの構成を示しており、各シンボルは１ビットのデータ（２値）を表す。フィールドシンクセグメント内で、データセグメントシンクのすぐ後ろに、５１１ビットの疑似ランダム（pseudo-random）シーケンス（ＰＮ５１１）が続いている。ＰＮ５１１シーケンスの後ろには、連結された３つの相等しい、６３ビットの疑似ランダムシーケンス（ＰＮ６３）が存在し、２番目のＰＮ６３シーケンスは１つのデータフィールドおきに反転されている。
【００１３】
データセグメントシンク及びフィールドシンクはＡＴＳＣ放送信号の特徴（シグナチャ）信号の代表的なものである。例えば、受信した信号内のデータセグメントシンクパターンの検出は、受信信号をＡＴＳＣ放送信号として特定するために用いられ得る。従って、非常に低い信号対雑音比（ＳＮＲ）環境においてＡＴＳＣ放送信号を検出する精度を高めるために、ＡＴＳＣ ＤＴＶ信号内に埋め込まれたデータセグメントシンクシンボル及びフィールドシンクシンボルを用いて、誤報確率を低減しながら検出確率を高めることができる。図４は、従来技術に係るフィールドシンク検出器を示している。図４のフィールドシンク検出器は、ダウンコンバータ５５、マッチドフィルタ６０、要素６５及びピーク検出器７０を有する。ダウンコンバータ５５は、受信信号５４をアナログドメイン又はデジタルドメインにてベースバンドに周波数下方変換する（信号は、例えば、１０．７６２ＭＨｚの公称シンボルレート又はその２倍のシンボルレートのデジタルサンプルとして存在する）。得られたベースバンド信号５６はマッチドフィルタ６０に与えられる。マッチドフィルタ６０は、受信信号がＡＴＳＣ放送信号であるかを特定するよう、バイナリシーケンス、すなわち、上述のＰＮ５１１、又はＰＮ５１１＋ＰＮ６３に整合されている。例えば、４シンボルのセグメントシンクシーケンスをＹ０、ＰＮ５１１シーケンスをＹ１、ＰＮ６３シーケンスをＹ２、そして６３個のゼロ値シンボルを有するシーケンスをＹ３と表記する。そして、Ｚ＝［Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３］が、これらのシーケンスを連結したものを表すとする。Ｙ３（全てがゼロのシーケンス）を用いる理由は、中間のＰＮシーケンスが１フィールドおきに反転されるからである。明らかなように、ＡＴＳＣ ＤＴＶ信号を検出することには、例えばＺ＝［Ｙ０，Ｙ１］、Ｚ＝［Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２］又はＺ＝［Ｙ０，Ｙ１，Ｙ３，Ｙ３，Ｙ２］等の別形態のシーケンスＺも使用することができる。故に、マッチドフィルタ６０はバイナリシーケンスＺに整合されたフィルタである。すなわち、このフィルタのインパルス応答は、Ｚを［ｚ（１），ｚ（２），・・・，ｚ（ｎ）］と表すと、［ｚ（ｎ），ｚ（ｎ−１），・・・，Ｚ（１）］である。なお、サンプリングレートがシンボルレートの２倍である場合、Ｚシーケンスは、Ｚシーケンスのシンボル間にゼロ値シンボルを挿入して、［ｚ（１），０，ｚ（２），０，ｚ（３），・・・，０，ｚ（ｎ）］と変更される。マッチドフィルタ６０の後、信号の振幅（６５）がとられる（あるいは、より簡易に、マッチドフィルタ６０の出力信号の同相成分及び直交成分をそれぞれＩ及びＱとして、Ｉ２＋Ｑ２として振幅の二乗がとられる）。この振幅値（６６）はピーク検出器７０に与えられ、ピーク検出器７０は突出したピークが存在するかを決定する。突出したピークが存在する場合、ＡＴＳＣ放送信号が存在すると推測され、ピーク検出器７０はＡＴＳＣ放送信号の存在を信号７１によって指し示す。
【００１４】
上述のシグナチャベース検出器手法と対照的に、我々は、現に存在する現存放送信号が周期定常性を有する場合、これらの周期定常性を検出器で用いて、非常に低い信号対雑音比（ＳＮＲ）環境において検出器の性能を更に高め得ることを見出した。故に、そして、本発明原理に従って、装置は、多数のチャンネルのうちの１つの上で無線ネットワークと通信するための送受信器と、それらチャンネルのうちの１つ上の現存信号を検出する検出器とを有し、該検出は現存信号の少なくとも１つの周期性の関数として実行される。
【００１５】
本発明概念を説明する前に、周期定常性に関する数学を概説する（また、例えば、G．K．Yeung及びW．A．Gardnerの「Search-Efficient Methods of Detection of Cyclostationary Signals」、IEEE Transactions on Signal Processing、第44巻、第5号、1996年5月を参照）。複素数値の時系列ｘ（ｔ）の周期的な自己相関は：
【００１６】
【数１】
によって定義される。これは、ｘ（ｔ）の遅延成分に含まれ得る周波数αの付加的な正弦波成分のフーリエ係数と解釈することができる。Ｒαｘ（τ）は所与の高調波すなわち繰り返し周波数αの周期的自己相関関数とも呼ばれる。等式（１）の周期的自己相関をフーリエ変換することにより、繰り返しスペクトルとしても知られるスペクトル相関関数を得ることができる。具体的には、所与の繰り返し周波数αに対し、ｘ（ｔ）の繰り返しスペクトルは：
【００１７】
【数２】
である。これは、周期的ウィーナー関係と呼ばれる（例えば、W．A．Gardner、「Statistical Spectral Analysis：A Nonprobabilistic Theory」、Englewood Cliffs、NJ：Prentice-Hall、1987年を参照）。α＝０の縮退の場合、等式（１）及び（２）の左の項は、それぞれ、従来の自己相関関数及びパワースペクトル密度になる。信号分析における等式（１）及び（２）の測定は、繰り返しスペクトル分析と呼ばれるものを構成する。この題材の包括的な理論的取扱いは、W．A．Gardner、「Measurement of Spectral Correlation」、IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing、第ASSP-34巻、第5号、1986年10月にて得ることができる。周期的自己相関を計算するため、ｘ（ｔ）の時変的な有限平均周期的自己相関を：
【００１８】
【数３】
と定義する。大抵の有用な信号・雑音モデルにおいて、等式（３）は、十分に長い積分時間Δｔでの、等式（１）にて与えられる周期的自己相関の信頼できる見積もり、すなわち：
【００１９】
【数４】
をもたらす。故に、等式（４）は、（ｔ及びτにおける）点別（pointwise）極限として、単なる等式（１）の一記述である。繰り返しスペクトルを計算することには、広く使用される手法が２つ存在し、それらは狭義では相等しいものである。繰り返しスペクトルは、以下の表現：
【００２０】
【数５】
によって記述される操作によって得られることが示され得る。ただし、Ｘ１／Δｆ（ｔ，ν）は、中心周波数ν及び隣接帯域幅Δｆを有するｘ（ｔ）の狭バンドパス成分の複素エンベロープである。これは、短時間フーリエ変換とよばれることもあり、すなわち、
【数６】
である。Ｓαｘ（ｆ）がスペクトル成分のスペクトル的に平滑化されたものの極限によって与えられること、すなわち：
【００２１】
【数７】
であることも示され得る。ただし、ＸΔｔ（ｔ，ｆ）は１／ΔｆをΔｔで置換した等式（６）によって定義される。等式（５）及び（７）のデジタル実装は、等式（６）のスライディングウィンドウ複素フーリエ変換の対応する離散時間（離散時間カウンターパート）又は対応する離散周波数（離散周波数カウンターパート）を計算するＦＦＴアルゴリズムの使用に基づく。離散周波数カウンターパートに関し、離散周波数平滑化手法が
【数８】
によって与えられる。ただし、
【数９】
である。等式（９）は、スライディング方式の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）のダウンコンバートされた出力を表す。ここで、Δｆ＝ＭＦｓはスペクトル平滑化間隔の幅であり、Ｆｓ＝１／ＮＴｓは周波数サンプリングの増分であり、Ｔｓは時間サンプリングの増分であり、Ｎは、Δｔ＝（Ｎ−１）Ｔｓとして、データセグメントΔｔ内の時間サンプル数である。
【００２２】
離散時間カウンターパートに関し、離散時間平均手法が
【数１０】
によって与えられる。この場合も、〜Ｘ１／Δｆ（ｔ，ｆ）はスライディングＤＦＴのダウンコンバートされた出力であり、Δｔ＝（［１＋Ｍ−１／Ｋ］Ｎ−１）Ｔｓはデータセグメント全体の長さであり、Δｆ＝１／（Ｎ−１）Ｔｓはスペクトル分解能であり、Ｎは長さ１／Δｆのデータセグメントの各々内の時間サンプル数である。
【００２３】
次に、図５を参照するに、この図はバンドパス信号ｘ（ｔ）の同相成分を得るための信号モデルを例示している。バンドパス信号ｘ（ｔ）は乗算器９０に与えられ、乗算器９０はｘ（ｔ）に２ｃｏｓ（２πｆｃｔ）を掛け合わせる。得られた出力信号はローパスフィルタ９５に与えられ、ローパスフィルタ９５は乗算器９０からの信号をフィルタリングし、出力信号ｘＬ（ｔ）を提供する。しかしながら、位相オフセットθのため、ローパスフィルタ９５の出力は同相成分及び直交位相成分の双方を含んでおり、すなわち、
【数１１】
である。本発明原理に従って、スペクトル検知を行うためにα＝１／Ｔ０における繰り返しスペクトルを用いることができる。
【００２４】
次に、図６を参照するに、本発明原理を組み込んだ例示的な地域無線ネットワーク（ＷＲＡＮ）システム２００が示されている。ＷＲＡＮシステム２００は、或る地理的地域（ＷＲＡＮエリア）（図６には図示せず）にサービスを提供する。大まかに言えば、ＷＲＡＮシステムは、１つ又は複数の加入者宅内機器（customer premise equipment；ＣＰＥ）２５０と通信する少なくとも１つの基地局（ＢＳ）２０５を有する。ＣＰＥ２５０は静止しているとしてもよい。ＣＰＥ２５０及びＢＳ２０５は何れも無線エンドポイントの代表的なものである。ＣＰＥ２５０はプロセッサベースのシステムであり、図６に破線のボックスの形態で示したプロセッサ２９０及びメモリ２９５によって表されるような、１つ又は複数のプロセッサ及び付随するメモリを含んでいる。ここでは、メモリ２９５には、プロセッサ２９０によって実行されるようにコンピュータプログラムすなわちソフトウェアが格納されている。プロセッサ２９０は、１つ又は複数の格納プログラム制御プロセッサを代表するものであり、送受信器の機能に専用である必要はない。例えば、プロセッサ２９０はＣＰＥ２５０のその他の機能をも制御してもよい。メモリ２９５は、例えばランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）等の任意の記憶装置を代表するものであり、ＣＰＥ２５０の内部及び／又は外部にあってもよく、また、必要に応じて揮発性メモリ及び／又は不揮発性メモリとし得る。ＢＳ２０５とＣＰＥ２５０との間でのアンテナ２１０及び２５５を介しての通信の物理層は、例示的に、送受信器２８５を介したＯＦＤＭベースであり、矢印２１１によって表されている。ＷＲＡＮネットワークに入るため、ＣＰＥ２５０は先ずＢＳ２０５と“結合”することを試みる。この試み中、ＣＰＥ２５０は、送受信器２８５によって、ＣＰＥ２５０の能力に関する情報を、制御チャネル（図示せず）を介してＢＳ２０５に送信する。報告される能力は、例えば、最小及び最大の送信パワーと、サポートされる或いは利用可能な、送信及び受信用のチャンネルリストとを含む。それに関連し、ＣＰＥ２５０は、そのＷＲＡＮエリア内で何れのＴＶチャンネルが活動していないかを決定するため、本発明原理に従った“チャンネル検知”を実行する。そして、得られた、ＷＲＡＮ通信での使用に利用可能なチャンネルリストがＢＳ２０５に提供される。ＢＳ２０５は、上述の報告された情報を用いて、ＣＰＥ２５０がＢＳ２０５に結合することを許すかを決定する。
【００２５】
続いて図７を参照するに、本発明原理に従ったチャンネル検知を実行する際に使用される例示的なフローチャートが示されている。図７のフローチャートは、全てのチャンネル上で、あるいは、考え得る使用のためにＣＰＥ２５０が選択したチャンネル上のみで、ＣＰＥ２５０によって実行され得る。好ましくは、チャンネル内に現存する信号を検出するため、ＣＰＥ２５０は検出期間中、そのチャンネルでの送信を停止すべきである。その際、ＢＳ２０５は、制御メッセージ（図示せず）をＣＰＥ２５０に送信することによって、静寂期間をスケジュールしてもよい。段階３０５にて、ＣＰＥ２５０は或るチャンネルを選択する。この例において、そのチャンネルは図１の表１に示したＴＶチャンネルのうちの１つであると仮定するが、本発明概念はそのように限定されるものではなく、その他の帯域幅を有するその他のチャンネルにも適用される。段階３１０にて、ＣＰＥ２５０は現存する信号の存在を調べるために、選択したチャンネルをスキャンする。具体的には、（更に後述するように）ＣＰＥ２５０は、受信信号が現存するＡＴＳＣ放送信号であるかを決定するために、受信信号の少なくとも１つの周期定常性を計算する。現存信号が検出されなかった場合、段階３１５にて、ＣＰＥ２５０は、利用可能チャンネルリスト（周波数使用マップとも呼ぶ）上で、ＷＲＡＮシステムによる使用に利用可能であるとして、選択したチャンネルを指し示す。一方、現存信号が検出された場合、段階３２０にて、ＣＰＥ２５０は、ＷＲＡＮシステムによる使用に利用可能でないとして、選択したチャンネルにマーキングする。ここでは、周波数使用マップは、図６のＷＲＡＮシステムにおける使用に利用可能として、あるいは利用可能でないとして、１つ以上のチャンネル及びその部分を特定する例えば図６のメモリ２９５に格納された単なるデータ構造である。なお、利用可能であるとして、あるいは利用可能でないとしてチャンネルをマーキングすることは、幾多にも及ぶ方法で行われ得る。例えば、利用可能チャンネルリストは、利用可能なチャンネルのみをリストアップすることにより、効率的に、その他のチャンネルを利用可能でないとして指し示してもよい。同様に、利用可能チャンネルリストは、利用可能でないチャンネルのみをリストアップすることにより、その他のチャンネルを利用可能であるとして指し示してもよい。
【００２６】
図７の段階３１０を実行するための例示的なフローチャートを図８に示す。段階３５５にて、ＣＰＥ２５０は、選択したチャンネル上の信号をダウンコンバートし、信号ｘ［ｎ］を生成する。ＣＰＥ２５０はまた、ダウンコンバートされた信号の低域通過フィルタリングを実行して、信号ｙ［ｎ］を生成し得る。段階３６５にて、（後述するように）ＣＰＥ２５０はｙ［ｎ］の少なくとも１つの周期定常性Ｔを計算する。段階３７０にて、ＣＰＥ２５０は、計算した周期定常性Ｔを閾値と比較する。この閾値は実験的に決定され得る。計算された周期定常性Ｔが閾値より大きい場合、ＡＴＳＣ放送信号が存在すると推測される。一方、計算された周期定常性Ｔが閾値以下である場合、ＡＴＳＣ放送信号は存在しないと推測される。
【００２７】
上述のように、段階３６５にてＣＰＥ２５０は受信信号の周期定常性Ｔを計算する。この例示的な実施形態において、ＣＰＥ２５０は、ＡＴＳＣ放送信号である現存信号を探索するためにスペクトル検知を実行している。上述のように、ＡＴＳＣ放送信号においては、ＡＴＳＣ信号のシンボルレートをＴ０として、スペクトル検知を行うためにα＝１／Ｔ０における繰り返しスペクトルが用いられる。本発明の他の一実施形態においては、繰り返しスペクトルはＡＴＳＣ信号の搬送波周波数であり得る。受信信号から周期定常性を抽出することには、基本的に２つの手法が存在する。１つは周期的自己相関関数を計算するものであり、他の１つは繰り返しスペクトルを計算するものである。
【００２８】
周期的自己相関関数の計算によって周期定常性を抽出することには、上述のW．A．Gardner、「Measurement of Spectral Correlation」、IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing、第ASSP-34巻、第5号、1986年10月の参考文献、すなわち、
【数１２】
を利用することができる。τ軸にて
【数１３】
のより多くのサンプルを取得するには、ｙ［ｎ］上で補間を行うことが必要となり得る。なお、周期的自己相関関数を計算することにはその他の手法（ここでは説明しない）も存在し得る。等式（１２）に関し、スペクトル検知を行うためにα＝１／Ｔ０における繰り返しスペクトルが用いられるので、周期的自己相関シーケンスは繰り返し周波数１／Ｔ０−δ≦α≦１／Ｔ０＋δ（αはこの範囲内の離散値）にあり、それらは、
【数１４】
で表されると仮定することができる。ただし、
【数１５】
であり、Ｔｓはサンプリング間隔である。また、周波数オフセットが存在する場合、α＝１／Ｔ０の周りの幾つかの繰り返し周波数にて繰り返しスペクトルを計算することが必要となり得る。
【００２９】
周期的自己相関関数から周期定常性を決定することに関し、以下は、図８の段階３６５にて使用され得る判定統計の例である：
【００３０】
【数１６】
これは、シーケンス：
【００３１】
【数１７】
の絶対値の最大値である。
【００３２】
【数１８】
これは、長さＷを有するウィンドウ上でのシーケンス：
【００３３】
【数１９】
の絶対値の和の最大値である。
【００３４】
【数２０】
これは、繰り返し周波数α上での、周期的自己相関シーケンスの平均値の最大値である。
【００３５】
【数２１】
これは、繰り返し周波数α上での、周期的自己相関シーケンスの分散の最大値である。上述のように、図８の段階３６５にてＴの値が決定されると、得られたＴの値は閾値と比較され（図８の段階３７０）、選択したチャンネル内に現存信号が存在するかが決定される。
【００３６】
続いて、繰り返しスペクトルの計算による周期定常性の抽出に説明を移すと、この計算のために等式（８）又は等式（１０）の何れかを用いることができる（以下では、等式（１３）及び等式（１５）のように書き換える）：
【００３７】
【数２２】
ただし、
【数２３】
なお、繰り返しスペクトルを計算することにはその他の手法（ここでは説明しない）も存在し得る。上述のように、スペクトル検知を行うことにα＝１／Ｔ０における繰り返しスペクトルが用いられ、且つα＝１／Ｔ０の周りの幾つかの繰り返し周波数で繰り返しスペクトルを計算することが必要となり得るため、繰り返しスペクトル：
【００３８】
【数２４】
の離散的なサンプルが存在すると仮定することができる。ただし、
【数２５】
であり、１／Ｔ０−δ≦α≦１／Ｔ０＋δ（αはこの範囲内の離散値）である。繰り返しスペクトルの計算から周期定常性を決定することに関し、上述の判定統計と同様の判定統計、すなわち：
【００３９】
【数２６】
を図８の段階３６５にて用いることができる。上述のように、図８の段階３６５にてＴの値が決定されると、得られたＴの値は閾値と比較され（図８の段階３７０）、選択したチャンネル内に現存信号が存在するかが決定される。
【００４０】
図９を簡単に参照するに、ＣＰＥ２５０にて使用される受信器４０５の例示的な一部が（例えば、送受信器２８５の一部として）示されている。受信器４０５のうち、本発明概念に関係する部分のみが図示されている。図９に示した要素は、概して、図８のフローチャートの段階群の記載に対応している。そのようなものとして、図９に示した要素は、ハードウェアにて、ソフトウェアにて、あるいはハードウェアとソフトウェアとの組み合わせとして実装され得る。これに関連し、受信器４０５はプロセッサベースのシステムであり、図９に破線のボックスの形態で示したプロセッサ５９０及びメモリ５９５によって表されるような、１つ又は複数のプロセッサ及び付随するメモリを含んでいる。なお、プロセッサ５９０及びメモリ５９５は、図６のプロセッサ２９０及びメモリ２９５に対し、追加されたものであってもよいし、あるいは同一のものであってもよい。受信器４０５は、乗算器５０５、ローパスフィルタ５１０、少なくとも１つの周期定常性を計算するための要素５２５、及び閾値比較器５３０を有している。説明の便宜上、例えば自動利得コントロール（ＡＧＣ）要素、処理がデジタルドメインである場合のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）、及び更なるフィルタリング要素などの要素は図９に図示していない。本発明概念以外のこれらの要素は当業者に容易に理解されるであろう。さらに、当業者に認識されるように、処理の一部は必要に応じて複雑な信号経路を含んでいてもよい。
【００４１】
上述のフローチャートにおいて、選択したチャンネルごとに受信信号５０４が存在し得る。受信信号ｒ［ｎ］は、現在の選択チャンネル（例えば、図１を参照）の関数として搬送波周波数ｆｃが選択されて、乗算器５０５によってダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号は、ローパスフィルタ５１０によって低域通過フィルタリングされ、ベースバンド信号ｙ［ｎ］が作り出される。要素５２５により、上述のようにして、ｙ［ｎ］の少なくとも１つの周期定常性Ｔが計算される。閾値比較器５３０が、Ｔの値を閾値と比較することによって現存信号が存在するかを決定し、その結果を信号５３１によって提供する。
【００４２】
上述のように、現存する信号の周期定常性を用いて、低信号対雑音比環境でＡＴＳＣ ＤＴＶ信号の存在を高い確かさで検出することができる。しかしながら、本発明概念はそのように限定されるものではなく、周期定常性を有する如何なる信号を検出することにも適用され得るものである。例えば、本発明概念は、例えばＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting−Terrestrial）等、ＯＦＤＭ型信号の検出に適用可能である。また、本発明概念は、例えばエネルギー検出など、信号の存在を検出するためのその他の技術と組み合わされてもよい。なお、図６のＣＰＥ２５０との関連で本発明概念を説明したが、本発明はそのように限定されるものではなく、チャンネル検知を実行してもよい例えばＢＳ２０５の受信器といったものにも適用され得る。さらに、本発明概念はＷＲＡＮシステムに限定されず、チャンネル検知又はスペクトル検知を行う如何なる受信器にも適用され得る。
【００４３】
以上を鑑みるに、以上の説明は単に本発明原理を例示するものであり、認識されるように、当業者は、ここでは明示的に説明されていないものの本発明原理を具現化し且つその主旨及び範囲内に入る幾多もの代替構成を考え出すことができる。例えば、別個の機能要素として説明されているとしても、それらの機能要素は１つ又は複数の集積回路（ＩＣ）にて具現化されてもよい。同様に、別個の要素として図示されているとしても、それら要素（例えば図９の要素）の何れか又は全ては、例えば図７及び８に示した段階群の１つ又は複数に対応するような付随するソフトウェアを実行する、例えばデジタル信号プロセッサ等の、格納プログラム制御プロセッサにて実装されてもよい。また、本発明原理は、例えば衛星、ワイヤレス−フィデリティ（Ｗｉ−Ｆｉ）、セルラー等、その他の種類の通信システムにも適用可能である。実際、本発明概念は固定式受信器又は移動式受信器に適用可能である。故に、理解されるように、例示した実施形態には数多くの変更を施すことが可能であり、添付の特許請求の範囲にて定められる本発明の主旨及び範囲を逸脱することなく、その他の構成が考え出され得る。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線エンドポイントにて使用する方法であって：
多数のチャンネルのうちの１つを選択する選択段階；及び
選択したチャンネル上の信号の周期定常性を、現存信号を表す少なくとも１つの周期的性質から決定し、前記選択したチャンネル上で前記現存信号の存在を検出する決定段階；
を有する方法。
【請求項２】
前記周期的性質は前記現存信号のシンボルレートである、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記現存信号はＡＴＳＣ信号である、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記周期的性質は前記現存信号の搬送波周波数である、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記決定段階は：
前記信号をベースバンド信号にダウンコンバートする段階；
前記ベースバンド信号の周期定常性を決定する段階；及び
決定された周期定常性を閾値と比較し、前記選択したチャンネル上で前記現存信号の存在を検出する段階；
を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記ダウンコンバートする段階は：
前記信号をダウンコンバート信号にダウンコンバートする段階；及び
前記ダウンコンバート信号を低域通過フィルタリングし、前記ベースバンド信号を生成する段階；
を有する、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記決定段階は：
周期的自己相関関数の計算によって前記周期定常性を決定する段階
を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記周期定常性は、
【数１】
として、パラメータＴによって表される、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記周期定常性は、
【数２】
として、パラメータＴによって表される、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記周期定常性は、
【数３】
として、パラメータＴによって表される、請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記周期定常性は、
【数４】
として、パラメータＴによって表される、請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
前記決定段階は：
繰り返しスペクトルの計算によって前記周期定常性を決定する段階
を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
前記周期定常性は、
【数５】
として、パラメータＴによって表される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記周期定常性は、
【数６】
として、パラメータＴによって表される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
前記周期定常性は、
【数７】
として、パラメータＴによって表される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記周期定常性は、
【数８】
として、パラメータＴによって表される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
現行信号が存在しない場合に、前記選択したチャンネルが利用可能であることを指し示すように利用可能チャンネルリストをマーキングする段階
を更に有する請求項１に記載の方法。
【請求項１８】
選択されたチャンネルからベースバンド信号を提供するダウンコンバータ；及び
前記ベースバンド信号の周期定常性を、現存信号を表す少なくとも１つの周期的性質から決定し、前記選択されたチャンネル上で前記現存信号の存在を検出することに使用するプロセッサ；
を有する装置。
【請求項１９】
前記周期的性質は前記現存信号のシンボルレートである、請求項１８に記載の装置。
【請求項２０】
前記現存信号はＡＴＳＣ信号である、請求項１９に記載の装置。
【請求項２１】
前記周期的性質は前記現存信号の搬送波周波数である、請求項１８に記載の装置。
【請求項２２】
前記ダウンコンバータに結合され、前記ベースバンド信号を提供するローパスフィルタを更に有し、
前記プロセッサは、前記周期定常性を前記ベースバンド信号から決定し、且つ決定した周期定常性を閾値と比較して、前記選択されたチャンネル上で前記現存信号の存在を検出する、
請求項１８に記載の装置。
【請求項２３】
前記プロセッサは、周期的自己相関関数の計算によって前記周期定常性を決定する、請求項１８に記載の装置。
【請求項２４】
前記プロセッサは、繰り返しスペクトルの計算によって前記周期定常性を決定する、請求項１８に記載の装置。
【請求項２５】
現行信号が存在しない場合に前記選択されたチャンネルが利用可能であることを指し示す利用可能チャンネルリストを格納するメモリ
を更に有する請求項１８に記載の装置。
【請求項１】
無線エンドポイントにて使用する方法であって：
多数のチャンネルのうちの１つを選択する選択段階；及び
選択したチャンネル上の信号の周期定常性を、現存信号を表す少なくとも１つの周期的性質から決定し、前記選択したチャンネル上で前記現存信号の存在を検出する決定段階；
を有する方法。
【請求項２】
前記周期的性質は前記現存信号のシンボルレートである、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記現存信号はＡＴＳＣ信号である、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記周期的性質は前記現存信号の搬送波周波数である、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記決定段階は：
前記信号をベースバンド信号にダウンコンバートする段階；
前記ベースバンド信号の周期定常性を決定する段階；及び
決定された周期定常性を閾値と比較し、前記選択したチャンネル上で前記現存信号の存在を検出する段階；
を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記ダウンコンバートする段階は：
前記信号をダウンコンバート信号にダウンコンバートする段階；及び
前記ダウンコンバート信号を低域通過フィルタリングし、前記ベースバンド信号を生成する段階；
を有する、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記決定段階は：
周期的自己相関関数の計算によって前記周期定常性を決定する段階
を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記周期定常性は、
【数１】
として、パラメータＴによって表される、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記周期定常性は、
【数２】
として、パラメータＴによって表される、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記周期定常性は、
【数３】
として、パラメータＴによって表される、請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記周期定常性は、
【数４】
として、パラメータＴによって表される、請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
前記決定段階は：
繰り返しスペクトルの計算によって前記周期定常性を決定する段階
を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
前記周期定常性は、
【数５】
として、パラメータＴによって表される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記周期定常性は、
【数６】
として、パラメータＴによって表される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
前記周期定常性は、
【数７】
として、パラメータＴによって表される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記周期定常性は、
【数８】
として、パラメータＴによって表される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
現行信号が存在しない場合に、前記選択したチャンネルが利用可能であることを指し示すように利用可能チャンネルリストをマーキングする段階
を更に有する請求項１に記載の方法。
【請求項１８】
選択されたチャンネルからベースバンド信号を提供するダウンコンバータ；及び
前記ベースバンド信号の周期定常性を、現存信号を表す少なくとも１つの周期的性質から決定し、前記選択されたチャンネル上で前記現存信号の存在を検出することに使用するプロセッサ；
を有する装置。
【請求項１９】
前記周期的性質は前記現存信号のシンボルレートである、請求項１８に記載の装置。
【請求項２０】
前記現存信号はＡＴＳＣ信号である、請求項１９に記載の装置。
【請求項２１】
前記周期的性質は前記現存信号の搬送波周波数である、請求項１８に記載の装置。
【請求項２２】
前記ダウンコンバータに結合され、前記ベースバンド信号を提供するローパスフィルタを更に有し、
前記プロセッサは、前記周期定常性を前記ベースバンド信号から決定し、且つ決定した周期定常性を閾値と比較して、前記選択されたチャンネル上で前記現存信号の存在を検出する、
請求項１８に記載の装置。
【請求項２３】
前記プロセッサは、周期的自己相関関数の計算によって前記周期定常性を決定する、請求項１８に記載の装置。
【請求項２４】
前記プロセッサは、繰り返しスペクトルの計算によって前記周期定常性を決定する、請求項１８に記載の装置。
【請求項２５】
現行信号が存在しない場合に前記選択されたチャンネルが利用可能であることを指し示す利用可能チャンネルリストを格納するメモリ
を更に有する請求項１８に記載の装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公表番号】特表２０１０−５２０７０４（Ｐ２０１０−５２０７０４Ａ）
【公表日】平成２２年６月１０日（２０１０．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５５２６５５（Ｐ２００９−５５２６５５）
【出願日】平成１９年６月２０日（２００７．６．２０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００７／０１４５７７
【国際公開番号】ＷＯ２００８／１０８７９７
【国際公開日】平成２０年９月１２日（２００８．９．１２）
【出願人】（５０１２６３８１０）トムソン ライセンシング (2,848)
【氏名又は名称原語表記】Ｔｈｏｍｓｏｎ Ｌｉｃｅｎｓｉｎｇ
【住所又は居所原語表記】１−５， ｒｕｅ Ｊｅａｎｎｅ ｄ’Ａｒｃ， ９２１３０ ＩＳＳＹ ＬＥＳ ＭＯＵＬＩＮＥＡＵＸ， Ｆｒａｎｃｅ
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２２年６月１０日（２０１０．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年６月２０日（２００７．６．２０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００７／０１４５７７
【国際公開番号】ＷＯ２００８／１０８７９７
【国際公開日】平成２０年９月１２日（２００８．９．１２）
【出願人】（５０１２６３８１０）トムソン ライセンシング (2,848)
【氏名又は名称原語表記】Ｔｈｏｍｓｏｎ Ｌｉｃｅｎｓｉｎｇ
【住所又は居所原語表記】１−５， ｒｕｅ Ｊｅａｎｎｅ ｄ’Ａｒｃ， ９２１３０ ＩＳＳＹ ＬＥＳ ＭＯＵＬＩＮＥＡＵＸ， Ｆｒａｎｃｅ
【Ｆターム（参考）】
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