周波数誤差検出装置
【課題】時間領域の信号を周波数領域に変換する周波数変換回路を小さくした周波数誤差検出装置を提供することである。
【解決手段】受信信号から既知信号を抽出する既知信号抽出回路１０２と、該既知信号を固定区間に分散する分散配置回路１０３と、該分散出力を周波数領域信号にする周波数変換回路１０４と、該周波数領域信号を遅延検波し隣接周波数成分間の位相変動量を求める遅延検波回路１０５と、上述の既知信号と同じ系列を発生させる系列発生回路１１１と、該既知信号を固定区間に分散する分散配置回路１１２と、該分散出力を周波数領域信号にする周波数変換回路１１３と、該周波数領域信号を遅延検波し隣接周波数成分間の位相変動量を求める遅延検波回路１１４と、２つの遅延検波出力間で相関値を得る相関演算回路１０６と、相関値のうち電力の大きいピークを１つ以上検出し、基準値からの周波数誤差を得るピーク検出回路１０７と、を備える。
【解決手段】受信信号から既知信号を抽出する既知信号抽出回路１０２と、該既知信号を固定区間に分散する分散配置回路１０３と、該分散出力を周波数領域信号にする周波数変換回路１０４と、該周波数領域信号を遅延検波し隣接周波数成分間の位相変動量を求める遅延検波回路１０５と、上述の既知信号と同じ系列を発生させる系列発生回路１１１と、該既知信号を固定区間に分散する分散配置回路１１２と、該分散出力を周波数領域信号にする周波数変換回路１１３と、該周波数領域信号を遅延検波し隣接周波数成分間の位相変動量を求める遅延検波回路１１４と、２つの遅延検波出力間で相関値を得る相関演算回路１０６と、相関値のうち電力の大きいピークを１つ以上検出し、基準値からの周波数誤差を得るピーク検出回路１０７と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、無線通信の受信機における周波数誤差検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
放送及び通信分野においては、フレーム等の一定長のブロック単位でデータ伝送が行われる。受信機は、伝送データ中にフレーム単位で格納されているフレーム同期信号等の識別子を検出し、このフレーム同期によりフレーム単位での復調処理を行っている。
【０００３】
例えば、中国(中華人民共和国)地上デジタル放送規格のＤＴＭＢ（Digital Terrestrial Multimedia Broadcast）においては、フレームは、フレームボディ(以下、ＦＢ)とフレームヘッダ(以下、ＦＨ)とによって構成されている。ＦＢには、変調されたソースストリームデータとシステム情報とが組み合わさった３７８０個のシンボルが格納されている。また、ＦＨには、フレームを識別するための既知信号として擬似ランダムノイズ系列（以下、ＰＮ系列）が格納されている。ＤＴＭＢは、ＦＨとして３通りのＦＨ長さを有しており、この３つのＦＨ長さに対応して第１〜第３の放送モードを有している。
【０００４】
ところで、受信機の受信信号として、周波数領域に変換した受信信号を入力し、この周波数領域に変換した受信信号と周波数領域に挿入された既知信号との相関を取り基準値からの変化量を求めることによって、周波数誤差を検出する技術がある。
【０００５】
一方、受信機の受信信号として、時間領域に変換した受信信号を入力し、時間領域に変換した受信信号を周波数変換すると共に時間領域に挿入された既知信号を周波数変換し、この周波数変換された既知信号が伝送路で受けた歪みの影響を推定し、その推定値に基づいて受信信号に対して周波数的な歪み(周波数誤差)の補正を行う技術がある。
【０００６】
しかしながら、ＤＴＭＢにおいて、前述したように時間領域の受信信号を周波数変換により周波数領域の信号として周波数的な歪み(誤差)を検出する場合、時間領域の既知信号の長さに対応した周波数変換回路が必要になる。ＤＴＭＢでは時間領域の既知信号（フレームヘッダ：ＦＨ）として３通り(シンボル長さ４２０, ５９５, ９４５)用意されており、ＦＨを周波数変換して利用する場合、この３通りの既知信号に対する３つの周波数変換回路と、シンボル長さ３７８０のフレームボディ(ＦＢ)を周波数変換するための１つの周波数変換回路とを併せて少なくとも４種類の周波数変換回路が必要になり、回路規模が大きくなるという問題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００３−３０４２１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明が解決しようとする課題は、時間領域の受信信号を周波数変換により周波数領域の信号として周波数的な歪み(誤差)を検出する場合、周波数変換回路が小さくて済み、回路規模を少なくすることができる周波数誤差検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の実施形態の周波数誤差検出装置は、
周期的に変化する既知信号を挿入されている受信信号に対して既知信号を抽出する既知信号抽出回路と、
前記既知信号抽出回路で抽出した既知信号を固定区間の中に分散配置させる第１の分散配置回路と、
前記第１の分散配置回路の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する第１の周波数変換回路と、
前記第１の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する第１の遅延検波回路と、
前記周期的に変化する既知信号と同じ系列を発生させる系列発生回路と、
前記系列発生回路で発生させた既知信号を固定区間の中に分散配置させる第２の分散配置回路と、
前記第２の分散配置回路の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する第２の周波数変換回路と、
前記第２の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する第２の遅延検波回路と、
前記第１の遅延検波回路の出力と前記第２の遅延検波回路の出力との相関値を出力する相関演算回路と、
前記相関値のうち電力の大きいピークを１つ以上検出し，基準値からの差分を算出し周波数誤差として出力するピーク検出回路と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１の実施形態の周波数誤差検出装置を示すブロック図。
【図２】ＤＴＭＢのフレーム構成とフレームヘッダの構成を示す図。
【図３】フレームヘッダの変動を示す図。
【図４】分散配置回路の処理を示す図。
【図５】相関演算回路の処理を示す図。
【図６】ＤＴＭＢの第１のモードにおけるフレーム構成とＦＨの変動及びそのＦＨ変動時における既知信号(受信ＰＮ系列)の抽出処理を説明する図。
【図７】受信ＰＮ系列の分散配置による利点を説明する図。
【図８】受信ＰＮ系列を分散配置することなく周波数変換した場合の周波数特性Ｈと、分散配置した状態で周波数変換した場合の周波数特性Ｉとを示す図。
【図９】受信ＰＮ系列の遅延検波後(相関演算前)の周波数特性と、参照信号の遅延検波後(相関演算前)の周波数特性とを示す図。
【図１０】時間的なずれから周波数誤差を算出する方法を説明する図。
【図１１】本発明の第２の実施形態の周波数誤差検出装置を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
本発明の実施の形態では，受信信号に含まれる時間領域の既知信号を抽出し、この時間領域の既知信号を周波数変換し、その周波数変換された既知信号に対して、既知の参照信号との相関演算を行い、相関値のずれに基づいて受信信号の周波数誤差を検出するための周波数誤差検出装置を説明する。以下、ＤＴＭＢを例として説明する。
【００１２】
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態の周波数誤差検出装置のブロック図を示している。本実施形態では、ＤＴＭＢにおける受信機に用いられる周波数誤差検出装置について説明する。
【００１３】
図１に示す第１の実施形態の周波数誤差検出装置１００は、受信信号の入力端子１０１と、既知信号抽出回路１０２と、第１の分散配置回路１０３と、第１の周波数変換回路１０４と、第１の遅延検波回路１０５と、系列発生回路１１１と、第２の分散配置回路１１２と、第２の周波数変換回路１１３と、第２の遅延検波回路１１４と、相関演算回路１０６と、ピーク検出回路１０７と、周波数誤差信号の出力端子１２０と、モード判別回路１１５と、を備える。
【００１４】
既知信号抽出回路１０２は、周期的に変化する既知信号が挿入されている受信信号から既知信号を抽出する。
第１の分散配置回路１０３は、既知信号抽出回路１０２で抽出した既知信号を固定区間の中に分散配置させる。
第１の周波数変換回路１０４は、第１の分散配置回路１０３の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する。
第１の遅延検波回路１０５は、第１の周波数変換回路１０４の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する。
【００１５】
系列発生回路１１１は、前述の周期的に変化する既知信号と同じ系列を発生させるものである。
第２の分散配置回路１１２は、系列発生回路１１１で発生させた既知信号を固定区間の中に分散配置させる。
第２の周波数変換回路１１３は、第２の分散配置回路１１２の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する。
第２の遅延検波回路１１４は、第２の周波数変換回路１１３の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する。
【００１６】
相関演算回路１０６は、第１の遅延検波回路１０５の出力と第２の遅延検波回路１１４の出力との相関値を出力する。
ピーク検出回路１０７は、相関演算回路１０６からの相関値のうち電力の大きいピークを１つ以上検出し，基準値からの差分を算出し周波数誤差として出力する。
【００１７】
図２はＤＴＭＢにおける受信信号のフレーム構成とそのフレームのフレームヘッダ(ＦＨ)の構成を示している。(a)は受信信号のフレーム構成を示し、(b)は(a)のフレームのフレームヘッダを拡大した構成を示している。放送信号としては、図２(a)のように複数のフレームが連続的に送信されてくる。
【００１８】
受信信号は周期的に既知の信号が挿入されたフレーム構成の信号である。ＤＴＭＢのフレームはフレームヘッダ(ＦＨ)とフレームボディ(ＦＢ)で構成されており、ＦＨにはフレームを識別するための既知の信号(ＰＮ系列)が挿入されている。さらに、ＦＨは前半部分の系列の一部Ｑと後半部分の系列の一部ＲがＰＮ系列の巡回拡張で構成されるという特徴を持っている。ＱとＱ’は同じものであり、ＲとＲ’も同じものである。
【００１９】
なお、ＤＴＭＢでは時間領域の既知信号(フレームヘッダ：ＦＨ)として３通りのシンボル長さ４２０, ５９５, ９４５に対応した第１，第２，第３の放送モードがある。この第１，第２，第３のモードにおける３つの異なった長さのＦＨにそれぞれ挿入されている既知信号(ＰＮ系列)はシンボル長さ２５５，５９５，５１１を有している。そのうちの第２のモードは、ＦＨとそれに含まれるＰＮ系列は同じ長さとなっている。これらの第１，第２，第３のモードのうちの第２のモードを除いた第１，第３のモードでは、ＦＨに挿入されるＰＮ系列は、連続的に受信される所定数のフレームに関してフレーム毎に一定の規則でＦＨ範囲内で位置的に変動する(これをＦＨ変動という)。
【００２０】
以下の説明では、３つのモードのうちの第１のモード(ＦＨ長が４２０)を具体例として上げて説明する。
図３はＦＨ変動におけるＰＮ系列のシフトの様子を示している。ＦＨ変動は図２(b)に示すＰＮ系列が図３のようにフレーム毎に固有の変化量で左右にシフトする。変化量はあるフレーム番号(ｆr＃と記す)を境に少なくなりフレーム周期で変化量は０に戻る。この変動パターンによりフレームを識別することができる。一般的には、フレーム番号ｆr＃は０〜Ｍとすると、最大のフレーム番号Ｍは３つのモードごとに異なっている。第１のモード(ＦＨ長が４２０)では、Ｍ＝２２４となっている。
【００２１】
第１のモード(ＦＨ長が４２０の場合)に関しては、フレーム番号ｆr＃０〜２２４の２２５枚のフレーム数によって形成される期間をスーパーフレームと呼んでいる。図３の例では、ＰＮ系列はｆr＃０から徐々にシフトしていき、ｆr＃１１２のところで基準より最もずれた状態となり、ｆr＃２２４で最初のフレーム番号ｆr＃０の位置に戻ってくる。ｆr＃２２４とｆr＃０は内容は同じであり、従ってｆr＃２２４とｆr＃０と２フレーム同じＰＮ系列で送信される。
【００２２】
ここで、モード判別回路１１５について説明する。
本実施形態の構成においては、第１〜第３の３つの放送モードを判別するモード判別回路１１５が設けられている。モード判別回路１１５は、判別された放送モードに対応して既知信号抽出回路１０２，第１の分散配置回路１０３，系列発生回路１１１，第２の分散配置回路１１２，及びピーク検出回路１０７を制御し、受信信号の周波数誤差検出を受信モードに適応して行うようにしている。例えば分散配置する際に、モードの情報が必要となるので、先にモードを判定してから周波数誤差を検出することが可能となる。周波数誤差の検出とモードの判定を同時に行うことはできない。
【００２３】
モード判別回路１１５の判定方法としては、例えば、時間領域で受信信号のＦＨと参照信号（３通り）で相関を取り、最も相関値の高いモードを放送モードと判定する方法がある。
【００２４】
従って、３つのモードの放送信号を受信可能とする受信機に用いられる周波数誤差検出装置では、モード判別回路によって、放送信号のモードを自動判別し、判別された放送モードに対応した周波数誤差検出を行うことが可能となる。
【００２５】
次に、図１の動作を説明する。
図１において、受信信号は既知信号抽出回路１０２に入力され、受信ＰＮ系列が抽出される。抽出されたＰＮ系列は、分散配置回路１０３へ入力される。
【００２６】
分散配置回路１０３は、図４に示すように受信ＰＮ系列を周波数変換の区間(ＰＮ系列長以上)に分散配置して出力する。ここで、周波数変換区間とは、ＰＮ系列長以上の固定区間であり、本実施形態ではシンボル長さ３７８０のフレームボディ(ＦＢ)を周波数変換する際に使用する図示しない周波数変換回路の周波数変換区間と同じにしている。図４は受信ＰＮ系列をＮ個(Ｎは例えばＰＮ系列長と同じシンボル数である)に分割して、図示しないＦＢ用の周波数変換回路における周波数変換の区間内に分散配置した例を示している。図４においては、(a)に示すＮ個のシンボルからなるＰＮ系列を、(b)に示すように１シンボルごとに、周波数変換区間に均等に分散させている。第１のモードのときは、Ｎは２５５シンボルである。周波数変換区間はどのモードについても例えばＦＢ用の周波数変換器の変換区間であるシンボル数３７８０に固定されているので、分散配置される間隔はモードごとに異なることになる。
【００２７】
受信ＰＮ系列が、受信ＰＮ系列を分散配置する間の補間方法については、固定値で埋める方法、ランダムな系列値で埋める方法、既知信号抽出回路で抽出した既知信号のデータをコピーする方法などが利用できる。
【００２８】
第１の周波数変換回路１０４は、分散配置された受信ＰＮ系列をＦＦＴやＤＦＴなどのアルゴリズムにより、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換し出力する。このように、分散配置することによって、ＰＮ系列長よりも長い周波数変換器で周波数変換を行う場合(例えばＦＢ用の周波数変換回路(図示略)における周波数変換区間)でも、不連続点(後述する図７Ｂ参照)に起因する不要な高周波成分を抑えることができる。第１の遅延検波回路１０５は分散配置後に周波数領域に変換された受信ＰＮ系列の隣接キャリア間の位相差を算出し出力する。第１の遅延検波回路１０５から出力される隣接キャリア間の位相差は、受信ＰＮ系列が基準信号(ＰＮ系列)に対する周波数誤差がある場合、その位相差自体が基準の位相差とは異なったものとなって出力される。
【００２９】
一方、系列発生回路１１１は、受信ＦＨのＰＮ系列と同一の系列を参照信号として発生し出力する。第２の分散配置回路１１２は受信信号と同様の方法で参照信号を周波数変換の区間に分散配置して出力する。第２の周波数変換回路１１３は、分散配置された参照信号をＦＦＴやＤＦＴなどのアルゴリズムにより、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換し出力する。第２の遅延検波回路１１４は分散配置後に周波数領域に変換された参照信号の隣接キャリア間の位相差を算出し出力する。この参照信号の位相差はあらかじめ計算したものを保存しておいて利用することも可能である。
【００３０】
相関演算回路１０６は、受信ＰＮ系列の位相差と、参照信号の位相差との相関値を算出し出力する。
図５は相関演算回路の構成及び処理を示している。
相関演算回路１０６は、参照信号Ｓrの複数のサンプル値を保持する系列保持部１１６と、受信ＰＮ系列Ｓcを１サンプルずつシフトさせながら保持する系列保持部１１７と、系列保持部１１６を構成するｍ個のレジスタ部ａ-1〜ａ-ｍの各サンプル値と系列保持部１１７を構成するｍ個のレジスタ部ｂ-1〜ｂ-ｍの各サンプル値とを対応する同士で互いに乗算するｍ個の乗算器Ｍ1〜Ｍmと、乗算器Ｍ1〜Ｍmのｍ個の乗算結果を加算し、相関値として出力する加算器１１８と、を備えている。なお、受信ＰＮ系列側の遅延検波出力、参照信号側の遅延検波出力、及び相関値はいずれも周波数領域での値として得られる。図５に示したデータＳc，Ｓrは周波数変換後の波形となる。受信ＰＮ系列，参照信号をそれぞれ周波数領域に変換後、周波数領域にて相関演算を行う。
【００３１】
この構成では、相関演算回路１０６は受信ＰＮ系列Ｓcを１サンプルずつシフトさせながら、参照信号Ｓrとの積和演算を行うことによって相関値が得られる。矢印１１９はシフト方向を示している。
【００３２】
ピーク検出回路１０７は、相関値より強い電力を持つピークを一つ以上検出し、基準となるピーク位置０との差τより周波数誤差を算出する。ピーク位置０のところには、受信ＰＮ系列と参照信号とに周波数誤差がなく両者が一致したときにピークが立つ。両者に周波数誤差があった場合は、図５に示すようにＳrに対してＳcがずれた状態からＳcを1サンプルずつある固定の量（最大シフト量）までシフトさせる。最大シフト量によって検出可能な最大の周波数誤差が変わってくる。１サンプルずつシフトしながらピークが最大となるまでのシフト量τを測定する。この測定したシフト量τの逆数を演算することによって周波数誤差を算出することができる。
【００３３】
ここで、受信ＰＮ系列Ｓcを１サンプル分だけシフトしたときの周波数誤差量は、モードごとに相違している。
【００３４】
次に、図６〜図１０を参照して、図１〜図５の構成のうち分散配置によって得られる利点を中心に更に説明する。
図６はＤＴＭＢの第１のモード(ＦＨ長＝４２０シンボル、ＰＮ系列長ｘ＝２５５シンボル)におけるフレーム構成とＦＨの変動及びそのＦＨ変動時における既知信号(受信ＰＮ系列)の抽出処理を説明するものである。フレームヘッダＦＢの長さに関しては、第１〜第３のモードで共通の３７８０シンボルである。
【００３５】
ＦＨは図２に示すように巡回拡張された構成となっているので、ＦＨの範囲内で受信ＰＮ系列が図３に示したように変動しても受信ＰＮ系列の抽出範囲を図６に示すようにＦＨ長の中央に設定しておけば、ＰＮ系列を抽出することが可能である。
【００３６】
図７Ａは、抽出した受信ＰＮ系列ｘを分散配置することなく、この受信ＰＮ系列ｘを、ＦＢ用の周波数変換回路の周波数変換区間（シンボル長３７８０）の先頭から割り当てた場合の，周波数変換後から見た周波数変換前の系列を示している。この場合、受信ＰＮ系列ｘは２５５の長さであり、３７８０−２５５(＝３５２５)の期間はデータのない期間となるので、固定値０で補間している。ここでは，不連続点を視覚的にわかりやすくするために正弦波を用いて説明している．実際には，図７Ｂの波形はPN系列になるので0または1の2値になる。周波数変換後から見た周波数変換前の波形Ｂには、不連続点ｅ，ｇ，ｈが存在している。
【００３７】
図７Ｃは、受信ＰＮ系列を、ＦＢ用の周波数変換回路の周波数変換区間(シンボル長３７８０)に対して分散配置した状態を示している。図７Ｄは、図７Ｃの分散配置した状態のＰＮ系列を、ＦＢ用の周波数変換回路(兼用)によって周波数変換した後の波形であってその周波数変換後から見た周波数変換前の波形を示している。図７Ｄの二点鎖線に示す包絡線の波形には図７Ｂの波形に現れた不連続点ｅ，ｇ，ｈ(特に図７Ｂに示したフレームとフレームとの各周期の間の不連続点ｇ)はなくなり、滑らかな波形となっている。
【００３８】
図８は、分散配置することなく周波数変換した場合(図７Ａ，Ｂ)における、周波数変換後における周波数特性Ｈと、分散配置した状態で周波数変換した場合(図７Ｃ，Ｄ)における、周波数変換後における周波数特性Ｉとを示している。横軸は周波数ｆ、縦軸はパワーＰである。受信ＰＮ系列ｘを分散配置しないときの周波数変換後から見た周波数変換前の波形に、不連続点が存在すると周波数変換後に本来の信号にはない不要な高周波成分が生じる。反対に、周波数変換後から見た周波数変換前の波形に、図７Ｄに示したように不連続点が存在することなく滑らかになっていることは、周波数変換後の波形Ｉでは不要な高周波成分が低減されていることを意味している。
【００３９】
図９において、(a)は受信ＰＮ系列の遅延検波後(即ち相関演算前)の周波数特性を示し、(b)は参照信号の遅延検波後(即ち相関演算前)の周波数特性を示している。
遅延検波後における、受信ＰＮ系列での周波数特性(a)と参照信号での周波数特性(b)との両者に図９に示すように周波数誤差がなければ、この両者間で図５に示したような相関演算(積和演算)を行うと、図１０に示す時間軸上では時間０のところにピークＰ1が立つことになる。図９(a)及び(b)のように周波数特性が全く同じ状態に対して、図５に示したように受信ＰＮ系列が参照信号に対して周波数誤差を生じた状態では、受信ＰＮ系列を１サンプルずつシフトさせ(最大ピークまでにシフト量ｔ1を要して)ピークＰ2が得られたときには、図１０に示すように位置０からのシフト量ｔ1がサンプルずれとして測定され、これに基づいて周波数誤差を算出することができる。
【００４０】
３通りの放送モードに対する異なるＦＨ長(又はＰＮ系列長)に対して予め決めた一種類の周波数変換回路の周波数変換区間に分散配置するので、１つの周波数変換回路で処理することができる。
第１の実施形態によれば、既知信号の長さに依存しないで一種類の周波数変換回路で周波数誤差検出できるので、回路規模削減効果が大きい。
【００４１】
本実施形態では、例えばＦＢ長３７８０のＦＢ用の周波数変換回路を使ってそれよりも短い決まった固定区間(例えば２５５シンボル区間)のＰＮ系列の周波数変換を行う。分散配置は、変動しているＰＮ系列に対してある決まった固定区間ｘを抽出することによる不連続点の対策として行っている。補足すると，ＦＨが変動している場合、抽出する区間ｘで抽出される系列はフレーム毎に異なる。一方，参照信号は固定（例えば図３に示すｆr＃０の２５５シンボルの区間）である。ｘは図２にあるように巡回拡張で生成されているから、連続性を保つように周波数変換ができれば，周波数変換後のｘは周波数変換後の参照信号を位相シフトをしただけで同じ信号として扱うことができる。分散配置は、上記の連続性を保つように周波数変換するために行っている。したがって、フレーム番号が未知でかつＦＨの変動があっても周波数誤差を検出可能である。
【００４２】
［第２の実施形態］
図１１は本発明の第２の実施形態の周波数誤差検出装置のブロック図を示している。
図１１に示す周波数誤差検出装置１００Ａは、図１の構成に対して、振幅抑圧回路１０８と、平均化回路１０９と、出力選択回路１１０とを加えた点で異なっている。
【００４３】
振幅抑圧回路１０８は、第１の周波数変換回路１０４と第１の遅延検波回路１０５との間に設けられ、第１の周波数変換回路１０４の出力である周波数領域の信号に基づいて算出した閾値と比較して信号の振幅を抑圧し、第１の遅延検波回路１０５へ出力する。振幅抑圧回路１０８は、例えば、周波数領域に変換された受信ＰＮ系列の平均電力から閾値を算出し、閾値を越える瞬時電力のキャリアを抑圧する。抑圧方法は閾値でクリッピングする方法や、０にする方法が利用できる。
【００４４】
平均化回路１０９は、第１の遅延検波回路１０５と相関演算回路１０６との間に設けられ、第１の遅延検波回路１０５の出力をフレーム単位で平均化し、相関演算回路１０６へ出力する。平均化回路１０９は、例えば、遅延検波回路１０５の出力をフレーム単位で２フレーム以上平均化し出力する。
【００４５】
出力選択回路１１０は、ピーク検出回路１０７からの、異なる時間の受信信号より検出した２つ以上の周波数誤差から選択して出力する。出力選択回路１１０は、例えば、複数のフレームに対して周波数誤差を算出したものを記憶しておき、その中から最終出力として出力する周波数誤差を選択する。選択方法としては、複数の周波数誤差の中から最も頻度の高い周波数誤差を選択する方法や、連続して規定回数同じ周波数誤差が得られた時点でその周波数誤差を選択する方法が考えられる。
【００４６】
第２の実施形態によれば、振幅抑圧回路を加えることによって、単一周波数の連続波による妨害(ＣＷ妨害)などの妨害波を除去できるので、周波数誤差の検出精度を向上させることができる。
平均化回路を加えることによって、ランダム成分であるノイズを除去し、相関値に含まれるＳＮ比が改善できるので、周波数誤差の検出精度を向上させることができる。
出力選択回路を加えることによって、受信信号の受信品質が劣悪な場合でも複数回検出した結果から最も確からしい出力を選択できるため、周波数誤差を向上させることができる。
【００４７】
なお、図１１では、図１の装置に対して、振幅抑圧回路１０８と、平均化回路１０９と、出力選択回路１１０と、の３つ回路を設けた構成を示しているが、図１の装置に対してこれらの３つの回路のうちの少なくとも１つを設けた構成であっても、周波数誤差の検出精度を増す効果が得られる。
【００４８】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４９】
１００，１００Ａ…周波数誤差検出装置、１０１…受信信号の入力端子、１０２…既知信号抽出回路、１０３…第１の分散配置回路、１０４…第１の周波数変換回路、１０５…第１の遅延検波回路、１０６…相関演算回路、１０７…ピーク検出回路、１０８…振幅抑圧回路、１０９…平均化回路、１１０…出力選択回路、１１１…系列発生回路、１１２…第２の分散配置回路、１１３…第２の周波数変換回路、１１４…第２の遅延検波回路、１２０…周波数誤差信号の出力端子。
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、無線通信の受信機における周波数誤差検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
放送及び通信分野においては、フレーム等の一定長のブロック単位でデータ伝送が行われる。受信機は、伝送データ中にフレーム単位で格納されているフレーム同期信号等の識別子を検出し、このフレーム同期によりフレーム単位での復調処理を行っている。
【０００３】
例えば、中国(中華人民共和国)地上デジタル放送規格のＤＴＭＢ（Digital Terrestrial Multimedia Broadcast）においては、フレームは、フレームボディ(以下、ＦＢ)とフレームヘッダ(以下、ＦＨ)とによって構成されている。ＦＢには、変調されたソースストリームデータとシステム情報とが組み合わさった３７８０個のシンボルが格納されている。また、ＦＨには、フレームを識別するための既知信号として擬似ランダムノイズ系列（以下、ＰＮ系列）が格納されている。ＤＴＭＢは、ＦＨとして３通りのＦＨ長さを有しており、この３つのＦＨ長さに対応して第１〜第３の放送モードを有している。
【０００４】
ところで、受信機の受信信号として、周波数領域に変換した受信信号を入力し、この周波数領域に変換した受信信号と周波数領域に挿入された既知信号との相関を取り基準値からの変化量を求めることによって、周波数誤差を検出する技術がある。
【０００５】
一方、受信機の受信信号として、時間領域に変換した受信信号を入力し、時間領域に変換した受信信号を周波数変換すると共に時間領域に挿入された既知信号を周波数変換し、この周波数変換された既知信号が伝送路で受けた歪みの影響を推定し、その推定値に基づいて受信信号に対して周波数的な歪み(周波数誤差)の補正を行う技術がある。
【０００６】
しかしながら、ＤＴＭＢにおいて、前述したように時間領域の受信信号を周波数変換により周波数領域の信号として周波数的な歪み(誤差)を検出する場合、時間領域の既知信号の長さに対応した周波数変換回路が必要になる。ＤＴＭＢでは時間領域の既知信号（フレームヘッダ：ＦＨ）として３通り(シンボル長さ４２０, ５９５, ９４５)用意されており、ＦＨを周波数変換して利用する場合、この３通りの既知信号に対する３つの周波数変換回路と、シンボル長さ３７８０のフレームボディ(ＦＢ)を周波数変換するための１つの周波数変換回路とを併せて少なくとも４種類の周波数変換回路が必要になり、回路規模が大きくなるという問題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００３−３０４２１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明が解決しようとする課題は、時間領域の受信信号を周波数変換により周波数領域の信号として周波数的な歪み(誤差)を検出する場合、周波数変換回路が小さくて済み、回路規模を少なくすることができる周波数誤差検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の実施形態の周波数誤差検出装置は、
周期的に変化する既知信号を挿入されている受信信号に対して既知信号を抽出する既知信号抽出回路と、
前記既知信号抽出回路で抽出した既知信号を固定区間の中に分散配置させる第１の分散配置回路と、
前記第１の分散配置回路の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する第１の周波数変換回路と、
前記第１の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する第１の遅延検波回路と、
前記周期的に変化する既知信号と同じ系列を発生させる系列発生回路と、
前記系列発生回路で発生させた既知信号を固定区間の中に分散配置させる第２の分散配置回路と、
前記第２の分散配置回路の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する第２の周波数変換回路と、
前記第２の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する第２の遅延検波回路と、
前記第１の遅延検波回路の出力と前記第２の遅延検波回路の出力との相関値を出力する相関演算回路と、
前記相関値のうち電力の大きいピークを１つ以上検出し，基準値からの差分を算出し周波数誤差として出力するピーク検出回路と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１の実施形態の周波数誤差検出装置を示すブロック図。
【図２】ＤＴＭＢのフレーム構成とフレームヘッダの構成を示す図。
【図３】フレームヘッダの変動を示す図。
【図４】分散配置回路の処理を示す図。
【図５】相関演算回路の処理を示す図。
【図６】ＤＴＭＢの第１のモードにおけるフレーム構成とＦＨの変動及びそのＦＨ変動時における既知信号(受信ＰＮ系列)の抽出処理を説明する図。
【図７】受信ＰＮ系列の分散配置による利点を説明する図。
【図８】受信ＰＮ系列を分散配置することなく周波数変換した場合の周波数特性Ｈと、分散配置した状態で周波数変換した場合の周波数特性Ｉとを示す図。
【図９】受信ＰＮ系列の遅延検波後(相関演算前)の周波数特性と、参照信号の遅延検波後(相関演算前)の周波数特性とを示す図。
【図１０】時間的なずれから周波数誤差を算出する方法を説明する図。
【図１１】本発明の第２の実施形態の周波数誤差検出装置を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
本発明の実施の形態では，受信信号に含まれる時間領域の既知信号を抽出し、この時間領域の既知信号を周波数変換し、その周波数変換された既知信号に対して、既知の参照信号との相関演算を行い、相関値のずれに基づいて受信信号の周波数誤差を検出するための周波数誤差検出装置を説明する。以下、ＤＴＭＢを例として説明する。
【００１２】
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態の周波数誤差検出装置のブロック図を示している。本実施形態では、ＤＴＭＢにおける受信機に用いられる周波数誤差検出装置について説明する。
【００１３】
図１に示す第１の実施形態の周波数誤差検出装置１００は、受信信号の入力端子１０１と、既知信号抽出回路１０２と、第１の分散配置回路１０３と、第１の周波数変換回路１０４と、第１の遅延検波回路１０５と、系列発生回路１１１と、第２の分散配置回路１１２と、第２の周波数変換回路１１３と、第２の遅延検波回路１１４と、相関演算回路１０６と、ピーク検出回路１０７と、周波数誤差信号の出力端子１２０と、モード判別回路１１５と、を備える。
【００１４】
既知信号抽出回路１０２は、周期的に変化する既知信号が挿入されている受信信号から既知信号を抽出する。
第１の分散配置回路１０３は、既知信号抽出回路１０２で抽出した既知信号を固定区間の中に分散配置させる。
第１の周波数変換回路１０４は、第１の分散配置回路１０３の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する。
第１の遅延検波回路１０５は、第１の周波数変換回路１０４の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する。
【００１５】
系列発生回路１１１は、前述の周期的に変化する既知信号と同じ系列を発生させるものである。
第２の分散配置回路１１２は、系列発生回路１１１で発生させた既知信号を固定区間の中に分散配置させる。
第２の周波数変換回路１１３は、第２の分散配置回路１１２の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する。
第２の遅延検波回路１１４は、第２の周波数変換回路１１３の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する。
【００１６】
相関演算回路１０６は、第１の遅延検波回路１０５の出力と第２の遅延検波回路１１４の出力との相関値を出力する。
ピーク検出回路１０７は、相関演算回路１０６からの相関値のうち電力の大きいピークを１つ以上検出し，基準値からの差分を算出し周波数誤差として出力する。
【００１７】
図２はＤＴＭＢにおける受信信号のフレーム構成とそのフレームのフレームヘッダ(ＦＨ)の構成を示している。(a)は受信信号のフレーム構成を示し、(b)は(a)のフレームのフレームヘッダを拡大した構成を示している。放送信号としては、図２(a)のように複数のフレームが連続的に送信されてくる。
【００１８】
受信信号は周期的に既知の信号が挿入されたフレーム構成の信号である。ＤＴＭＢのフレームはフレームヘッダ(ＦＨ)とフレームボディ(ＦＢ)で構成されており、ＦＨにはフレームを識別するための既知の信号(ＰＮ系列)が挿入されている。さらに、ＦＨは前半部分の系列の一部Ｑと後半部分の系列の一部ＲがＰＮ系列の巡回拡張で構成されるという特徴を持っている。ＱとＱ’は同じものであり、ＲとＲ’も同じものである。
【００１９】
なお、ＤＴＭＢでは時間領域の既知信号(フレームヘッダ：ＦＨ)として３通りのシンボル長さ４２０, ５９５, ９４５に対応した第１，第２，第３の放送モードがある。この第１，第２，第３のモードにおける３つの異なった長さのＦＨにそれぞれ挿入されている既知信号(ＰＮ系列)はシンボル長さ２５５，５９５，５１１を有している。そのうちの第２のモードは、ＦＨとそれに含まれるＰＮ系列は同じ長さとなっている。これらの第１，第２，第３のモードのうちの第２のモードを除いた第１，第３のモードでは、ＦＨに挿入されるＰＮ系列は、連続的に受信される所定数のフレームに関してフレーム毎に一定の規則でＦＨ範囲内で位置的に変動する(これをＦＨ変動という)。
【００２０】
以下の説明では、３つのモードのうちの第１のモード(ＦＨ長が４２０)を具体例として上げて説明する。
図３はＦＨ変動におけるＰＮ系列のシフトの様子を示している。ＦＨ変動は図２(b)に示すＰＮ系列が図３のようにフレーム毎に固有の変化量で左右にシフトする。変化量はあるフレーム番号(ｆr＃と記す)を境に少なくなりフレーム周期で変化量は０に戻る。この変動パターンによりフレームを識別することができる。一般的には、フレーム番号ｆr＃は０〜Ｍとすると、最大のフレーム番号Ｍは３つのモードごとに異なっている。第１のモード(ＦＨ長が４２０)では、Ｍ＝２２４となっている。
【００２１】
第１のモード(ＦＨ長が４２０の場合)に関しては、フレーム番号ｆr＃０〜２２４の２２５枚のフレーム数によって形成される期間をスーパーフレームと呼んでいる。図３の例では、ＰＮ系列はｆr＃０から徐々にシフトしていき、ｆr＃１１２のところで基準より最もずれた状態となり、ｆr＃２２４で最初のフレーム番号ｆr＃０の位置に戻ってくる。ｆr＃２２４とｆr＃０は内容は同じであり、従ってｆr＃２２４とｆr＃０と２フレーム同じＰＮ系列で送信される。
【００２２】
ここで、モード判別回路１１５について説明する。
本実施形態の構成においては、第１〜第３の３つの放送モードを判別するモード判別回路１１５が設けられている。モード判別回路１１５は、判別された放送モードに対応して既知信号抽出回路１０２，第１の分散配置回路１０３，系列発生回路１１１，第２の分散配置回路１１２，及びピーク検出回路１０７を制御し、受信信号の周波数誤差検出を受信モードに適応して行うようにしている。例えば分散配置する際に、モードの情報が必要となるので、先にモードを判定してから周波数誤差を検出することが可能となる。周波数誤差の検出とモードの判定を同時に行うことはできない。
【００２３】
モード判別回路１１５の判定方法としては、例えば、時間領域で受信信号のＦＨと参照信号（３通り）で相関を取り、最も相関値の高いモードを放送モードと判定する方法がある。
【００２４】
従って、３つのモードの放送信号を受信可能とする受信機に用いられる周波数誤差検出装置では、モード判別回路によって、放送信号のモードを自動判別し、判別された放送モードに対応した周波数誤差検出を行うことが可能となる。
【００２５】
次に、図１の動作を説明する。
図１において、受信信号は既知信号抽出回路１０２に入力され、受信ＰＮ系列が抽出される。抽出されたＰＮ系列は、分散配置回路１０３へ入力される。
【００２６】
分散配置回路１０３は、図４に示すように受信ＰＮ系列を周波数変換の区間(ＰＮ系列長以上)に分散配置して出力する。ここで、周波数変換区間とは、ＰＮ系列長以上の固定区間であり、本実施形態ではシンボル長さ３７８０のフレームボディ(ＦＢ)を周波数変換する際に使用する図示しない周波数変換回路の周波数変換区間と同じにしている。図４は受信ＰＮ系列をＮ個(Ｎは例えばＰＮ系列長と同じシンボル数である)に分割して、図示しないＦＢ用の周波数変換回路における周波数変換の区間内に分散配置した例を示している。図４においては、(a)に示すＮ個のシンボルからなるＰＮ系列を、(b)に示すように１シンボルごとに、周波数変換区間に均等に分散させている。第１のモードのときは、Ｎは２５５シンボルである。周波数変換区間はどのモードについても例えばＦＢ用の周波数変換器の変換区間であるシンボル数３７８０に固定されているので、分散配置される間隔はモードごとに異なることになる。
【００２７】
受信ＰＮ系列が、受信ＰＮ系列を分散配置する間の補間方法については、固定値で埋める方法、ランダムな系列値で埋める方法、既知信号抽出回路で抽出した既知信号のデータをコピーする方法などが利用できる。
【００２８】
第１の周波数変換回路１０４は、分散配置された受信ＰＮ系列をＦＦＴやＤＦＴなどのアルゴリズムにより、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換し出力する。このように、分散配置することによって、ＰＮ系列長よりも長い周波数変換器で周波数変換を行う場合(例えばＦＢ用の周波数変換回路(図示略)における周波数変換区間)でも、不連続点(後述する図７Ｂ参照)に起因する不要な高周波成分を抑えることができる。第１の遅延検波回路１０５は分散配置後に周波数領域に変換された受信ＰＮ系列の隣接キャリア間の位相差を算出し出力する。第１の遅延検波回路１０５から出力される隣接キャリア間の位相差は、受信ＰＮ系列が基準信号(ＰＮ系列)に対する周波数誤差がある場合、その位相差自体が基準の位相差とは異なったものとなって出力される。
【００２９】
一方、系列発生回路１１１は、受信ＦＨのＰＮ系列と同一の系列を参照信号として発生し出力する。第２の分散配置回路１１２は受信信号と同様の方法で参照信号を周波数変換の区間に分散配置して出力する。第２の周波数変換回路１１３は、分散配置された参照信号をＦＦＴやＤＦＴなどのアルゴリズムにより、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換し出力する。第２の遅延検波回路１１４は分散配置後に周波数領域に変換された参照信号の隣接キャリア間の位相差を算出し出力する。この参照信号の位相差はあらかじめ計算したものを保存しておいて利用することも可能である。
【００３０】
相関演算回路１０６は、受信ＰＮ系列の位相差と、参照信号の位相差との相関値を算出し出力する。
図５は相関演算回路の構成及び処理を示している。
相関演算回路１０６は、参照信号Ｓrの複数のサンプル値を保持する系列保持部１１６と、受信ＰＮ系列Ｓcを１サンプルずつシフトさせながら保持する系列保持部１１７と、系列保持部１１６を構成するｍ個のレジスタ部ａ-1〜ａ-ｍの各サンプル値と系列保持部１１７を構成するｍ個のレジスタ部ｂ-1〜ｂ-ｍの各サンプル値とを対応する同士で互いに乗算するｍ個の乗算器Ｍ1〜Ｍmと、乗算器Ｍ1〜Ｍmのｍ個の乗算結果を加算し、相関値として出力する加算器１１８と、を備えている。なお、受信ＰＮ系列側の遅延検波出力、参照信号側の遅延検波出力、及び相関値はいずれも周波数領域での値として得られる。図５に示したデータＳc，Ｓrは周波数変換後の波形となる。受信ＰＮ系列，参照信号をそれぞれ周波数領域に変換後、周波数領域にて相関演算を行う。
【００３１】
この構成では、相関演算回路１０６は受信ＰＮ系列Ｓcを１サンプルずつシフトさせながら、参照信号Ｓrとの積和演算を行うことによって相関値が得られる。矢印１１９はシフト方向を示している。
【００３２】
ピーク検出回路１０７は、相関値より強い電力を持つピークを一つ以上検出し、基準となるピーク位置０との差τより周波数誤差を算出する。ピーク位置０のところには、受信ＰＮ系列と参照信号とに周波数誤差がなく両者が一致したときにピークが立つ。両者に周波数誤差があった場合は、図５に示すようにＳrに対してＳcがずれた状態からＳcを1サンプルずつある固定の量（最大シフト量）までシフトさせる。最大シフト量によって検出可能な最大の周波数誤差が変わってくる。１サンプルずつシフトしながらピークが最大となるまでのシフト量τを測定する。この測定したシフト量τの逆数を演算することによって周波数誤差を算出することができる。
【００３３】
ここで、受信ＰＮ系列Ｓcを１サンプル分だけシフトしたときの周波数誤差量は、モードごとに相違している。
【００３４】
次に、図６〜図１０を参照して、図１〜図５の構成のうち分散配置によって得られる利点を中心に更に説明する。
図６はＤＴＭＢの第１のモード(ＦＨ長＝４２０シンボル、ＰＮ系列長ｘ＝２５５シンボル)におけるフレーム構成とＦＨの変動及びそのＦＨ変動時における既知信号(受信ＰＮ系列)の抽出処理を説明するものである。フレームヘッダＦＢの長さに関しては、第１〜第３のモードで共通の３７８０シンボルである。
【００３５】
ＦＨは図２に示すように巡回拡張された構成となっているので、ＦＨの範囲内で受信ＰＮ系列が図３に示したように変動しても受信ＰＮ系列の抽出範囲を図６に示すようにＦＨ長の中央に設定しておけば、ＰＮ系列を抽出することが可能である。
【００３６】
図７Ａは、抽出した受信ＰＮ系列ｘを分散配置することなく、この受信ＰＮ系列ｘを、ＦＢ用の周波数変換回路の周波数変換区間（シンボル長３７８０）の先頭から割り当てた場合の，周波数変換後から見た周波数変換前の系列を示している。この場合、受信ＰＮ系列ｘは２５５の長さであり、３７８０−２５５(＝３５２５)の期間はデータのない期間となるので、固定値０で補間している。ここでは，不連続点を視覚的にわかりやすくするために正弦波を用いて説明している．実際には，図７Ｂの波形はPN系列になるので0または1の2値になる。周波数変換後から見た周波数変換前の波形Ｂには、不連続点ｅ，ｇ，ｈが存在している。
【００３７】
図７Ｃは、受信ＰＮ系列を、ＦＢ用の周波数変換回路の周波数変換区間(シンボル長３７８０)に対して分散配置した状態を示している。図７Ｄは、図７Ｃの分散配置した状態のＰＮ系列を、ＦＢ用の周波数変換回路(兼用)によって周波数変換した後の波形であってその周波数変換後から見た周波数変換前の波形を示している。図７Ｄの二点鎖線に示す包絡線の波形には図７Ｂの波形に現れた不連続点ｅ，ｇ，ｈ(特に図７Ｂに示したフレームとフレームとの各周期の間の不連続点ｇ)はなくなり、滑らかな波形となっている。
【００３８】
図８は、分散配置することなく周波数変換した場合(図７Ａ，Ｂ)における、周波数変換後における周波数特性Ｈと、分散配置した状態で周波数変換した場合(図７Ｃ，Ｄ)における、周波数変換後における周波数特性Ｉとを示している。横軸は周波数ｆ、縦軸はパワーＰである。受信ＰＮ系列ｘを分散配置しないときの周波数変換後から見た周波数変換前の波形に、不連続点が存在すると周波数変換後に本来の信号にはない不要な高周波成分が生じる。反対に、周波数変換後から見た周波数変換前の波形に、図７Ｄに示したように不連続点が存在することなく滑らかになっていることは、周波数変換後の波形Ｉでは不要な高周波成分が低減されていることを意味している。
【００３９】
図９において、(a)は受信ＰＮ系列の遅延検波後(即ち相関演算前)の周波数特性を示し、(b)は参照信号の遅延検波後(即ち相関演算前)の周波数特性を示している。
遅延検波後における、受信ＰＮ系列での周波数特性(a)と参照信号での周波数特性(b)との両者に図９に示すように周波数誤差がなければ、この両者間で図５に示したような相関演算(積和演算)を行うと、図１０に示す時間軸上では時間０のところにピークＰ1が立つことになる。図９(a)及び(b)のように周波数特性が全く同じ状態に対して、図５に示したように受信ＰＮ系列が参照信号に対して周波数誤差を生じた状態では、受信ＰＮ系列を１サンプルずつシフトさせ(最大ピークまでにシフト量ｔ1を要して)ピークＰ2が得られたときには、図１０に示すように位置０からのシフト量ｔ1がサンプルずれとして測定され、これに基づいて周波数誤差を算出することができる。
【００４０】
３通りの放送モードに対する異なるＦＨ長(又はＰＮ系列長)に対して予め決めた一種類の周波数変換回路の周波数変換区間に分散配置するので、１つの周波数変換回路で処理することができる。
第１の実施形態によれば、既知信号の長さに依存しないで一種類の周波数変換回路で周波数誤差検出できるので、回路規模削減効果が大きい。
【００４１】
本実施形態では、例えばＦＢ長３７８０のＦＢ用の周波数変換回路を使ってそれよりも短い決まった固定区間(例えば２５５シンボル区間)のＰＮ系列の周波数変換を行う。分散配置は、変動しているＰＮ系列に対してある決まった固定区間ｘを抽出することによる不連続点の対策として行っている。補足すると，ＦＨが変動している場合、抽出する区間ｘで抽出される系列はフレーム毎に異なる。一方，参照信号は固定（例えば図３に示すｆr＃０の２５５シンボルの区間）である。ｘは図２にあるように巡回拡張で生成されているから、連続性を保つように周波数変換ができれば，周波数変換後のｘは周波数変換後の参照信号を位相シフトをしただけで同じ信号として扱うことができる。分散配置は、上記の連続性を保つように周波数変換するために行っている。したがって、フレーム番号が未知でかつＦＨの変動があっても周波数誤差を検出可能である。
【００４２】
［第２の実施形態］
図１１は本発明の第２の実施形態の周波数誤差検出装置のブロック図を示している。
図１１に示す周波数誤差検出装置１００Ａは、図１の構成に対して、振幅抑圧回路１０８と、平均化回路１０９と、出力選択回路１１０とを加えた点で異なっている。
【００４３】
振幅抑圧回路１０８は、第１の周波数変換回路１０４と第１の遅延検波回路１０５との間に設けられ、第１の周波数変換回路１０４の出力である周波数領域の信号に基づいて算出した閾値と比較して信号の振幅を抑圧し、第１の遅延検波回路１０５へ出力する。振幅抑圧回路１０８は、例えば、周波数領域に変換された受信ＰＮ系列の平均電力から閾値を算出し、閾値を越える瞬時電力のキャリアを抑圧する。抑圧方法は閾値でクリッピングする方法や、０にする方法が利用できる。
【００４４】
平均化回路１０９は、第１の遅延検波回路１０５と相関演算回路１０６との間に設けられ、第１の遅延検波回路１０５の出力をフレーム単位で平均化し、相関演算回路１０６へ出力する。平均化回路１０９は、例えば、遅延検波回路１０５の出力をフレーム単位で２フレーム以上平均化し出力する。
【００４５】
出力選択回路１１０は、ピーク検出回路１０７からの、異なる時間の受信信号より検出した２つ以上の周波数誤差から選択して出力する。出力選択回路１１０は、例えば、複数のフレームに対して周波数誤差を算出したものを記憶しておき、その中から最終出力として出力する周波数誤差を選択する。選択方法としては、複数の周波数誤差の中から最も頻度の高い周波数誤差を選択する方法や、連続して規定回数同じ周波数誤差が得られた時点でその周波数誤差を選択する方法が考えられる。
【００４６】
第２の実施形態によれば、振幅抑圧回路を加えることによって、単一周波数の連続波による妨害(ＣＷ妨害)などの妨害波を除去できるので、周波数誤差の検出精度を向上させることができる。
平均化回路を加えることによって、ランダム成分であるノイズを除去し、相関値に含まれるＳＮ比が改善できるので、周波数誤差の検出精度を向上させることができる。
出力選択回路を加えることによって、受信信号の受信品質が劣悪な場合でも複数回検出した結果から最も確からしい出力を選択できるため、周波数誤差を向上させることができる。
【００４７】
なお、図１１では、図１の装置に対して、振幅抑圧回路１０８と、平均化回路１０９と、出力選択回路１１０と、の３つ回路を設けた構成を示しているが、図１の装置に対してこれらの３つの回路のうちの少なくとも１つを設けた構成であっても、周波数誤差の検出精度を増す効果が得られる。
【００４８】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４９】
１００，１００Ａ…周波数誤差検出装置、１０１…受信信号の入力端子、１０２…既知信号抽出回路、１０３…第１の分散配置回路、１０４…第１の周波数変換回路、１０５…第１の遅延検波回路、１０６…相関演算回路、１０７…ピーク検出回路、１０８…振幅抑圧回路、１０９…平均化回路、１１０…出力選択回路、１１１…系列発生回路、１１２…第２の分散配置回路、１１３…第２の周波数変換回路、１１４…第２の遅延検波回路、１２０…周波数誤差信号の出力端子。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的に変化する既知信号を挿入されている受信信号に対して既知信号を抽出する既知信号抽出回路と、
前記既知信号抽出回路で抽出した既知信号を固定区間の中に分散配置させる第１の分散配置回路と、
前記第１の分散配置回路の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する第１の周波数変換回路と、
前記第１の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する第１の遅延検波回路と、
前記周期的に変化する前記既知信号と同じ系列を発生させる系列発生回路と、
前記系列発生回路で発生させた既知信号を固定区間の中に分散配置させる第２の分散配置回路と、
前記第２の分散配置回路の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する第２の周波数変換回路と、
前記第２の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する第２の遅延検波回路と、
前記第１の遅延検波回路の出力と前記第２の遅延検波回路の出力との相関値を出力する相関演算回路と、
前記相関値のうち電力の大きいピークを１つ以上検出し，基準値からの差分を算出し周波数誤差として出力するピーク検出回路と、
を具備したことを特徴とする周波数誤差検出装置。
【請求項２】
前記第１の周波数変換回路と前記第１の遅延検波回路との間に設けられ、前記第１の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号に基づいて算出した閾値と比較して信号の振幅を抑圧し、前記第１の遅延検波回路へ出力する振幅抑圧回路と、
前記第１の遅延検波回路と前記相関演算回路との間に設けられ、前記第１の遅延検波回路の出力をフレーム単位で平均化し、前記相関演算回路へ出力する平均化回路と、
前記ピーク検出回路からの、異なる時間の前記受信信号より検出した２つ以上の前記周波数誤差から選択して出力する出力選択回路と、
のうちの少なくとも１つの回路をさらに具備したことを特徴とする請求項１に記載の周波数誤差検出装置。
【請求項３】
前記第１の分散配置回路および第２の分散配置回路は、分散配置された既知信号間の区間を固定値で補間するか，ランダムな系列で補間するか，前記既知信号抽出回路で抽出した既知信号を複製して補間することを特徴とする請求項１又は２に記載の周波数誤差検出装置。
【請求項４】
前記振幅抑圧回路は、前記閾値と比較した結果，信号の振幅をクリッピングするか，０にすることにより振幅を抑圧することを特徴とする請求項２に記載の周波数誤差検出装置。
【請求項５】
前記出力選択回路は、２つ以上の前記周波数誤差から最も頻度の多い前記周波数誤差を出力するか，規定回数以上連続で同一の前記周波数誤差を検出した前記周波数誤差を出力することを特徴とする請求項２に記載の周波数誤差検出装置。
【請求項６】
前記第１の周波数変換回路は、前記受信信号に含まれるデータ信号を周波数変換するためのデータ用の周波数変換回路と兼用されるものであり、
前記固定区間は、データ用の前記周波数変換回路の周波数変換区間であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載の周波数誤差検出装置。
【請求項７】
複数の放送モードを判別するモード判別回路を、さらに具備し、
判別された放送モードに対応して受信信号の周波数誤差検出を行うことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１つに記載の周波数誤差検出装置。
【請求項１】
周期的に変化する既知信号を挿入されている受信信号に対して既知信号を抽出する既知信号抽出回路と、
前記既知信号抽出回路で抽出した既知信号を固定区間の中に分散配置させる第１の分散配置回路と、
前記第１の分散配置回路の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する第１の周波数変換回路と、
前記第１の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する第１の遅延検波回路と、
前記周期的に変化する前記既知信号と同じ系列を発生させる系列発生回路と、
前記系列発生回路で発生させた既知信号を固定区間の中に分散配置させる第２の分散配置回路と、
前記第２の分散配置回路の出力を周波数変換し周波数領域の信号に変換する第２の周波数変換回路と、
前記第２の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号を遅延検波することにより隣接周波数成分間の位相変動量を算出する第２の遅延検波回路と、
前記第１の遅延検波回路の出力と前記第２の遅延検波回路の出力との相関値を出力する相関演算回路と、
前記相関値のうち電力の大きいピークを１つ以上検出し，基準値からの差分を算出し周波数誤差として出力するピーク検出回路と、
を具備したことを特徴とする周波数誤差検出装置。
【請求項２】
前記第１の周波数変換回路と前記第１の遅延検波回路との間に設けられ、前記第１の周波数変換回路の出力である周波数領域の信号に基づいて算出した閾値と比較して信号の振幅を抑圧し、前記第１の遅延検波回路へ出力する振幅抑圧回路と、
前記第１の遅延検波回路と前記相関演算回路との間に設けられ、前記第１の遅延検波回路の出力をフレーム単位で平均化し、前記相関演算回路へ出力する平均化回路と、
前記ピーク検出回路からの、異なる時間の前記受信信号より検出した２つ以上の前記周波数誤差から選択して出力する出力選択回路と、
のうちの少なくとも１つの回路をさらに具備したことを特徴とする請求項１に記載の周波数誤差検出装置。
【請求項３】
前記第１の分散配置回路および第２の分散配置回路は、分散配置された既知信号間の区間を固定値で補間するか，ランダムな系列で補間するか，前記既知信号抽出回路で抽出した既知信号を複製して補間することを特徴とする請求項１又は２に記載の周波数誤差検出装置。
【請求項４】
前記振幅抑圧回路は、前記閾値と比較した結果，信号の振幅をクリッピングするか，０にすることにより振幅を抑圧することを特徴とする請求項２に記載の周波数誤差検出装置。
【請求項５】
前記出力選択回路は、２つ以上の前記周波数誤差から最も頻度の多い前記周波数誤差を出力するか，規定回数以上連続で同一の前記周波数誤差を検出した前記周波数誤差を出力することを特徴とする請求項２に記載の周波数誤差検出装置。
【請求項６】
前記第１の周波数変換回路は、前記受信信号に含まれるデータ信号を周波数変換するためのデータ用の周波数変換回路と兼用されるものであり、
前記固定区間は、データ用の前記周波数変換回路の周波数変換区間であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載の周波数誤差検出装置。
【請求項７】
複数の放送モードを判別するモード判別回路を、さらに具備し、
判別された放送モードに対応して受信信号の周波数誤差検出を行うことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１つに記載の周波数誤差検出装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１２−２０５１２２（Ｐ２０１２−２０５１２２Ａ）
【公開日】平成２４年１０月２２日（２０１２．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−６８４７９（Ｐ２０１１−６８４７９）
【出願日】平成２３年３月２５日（２０１１．３．２５）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月２２日（２０１２．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月２５日（２０１１．３．２５）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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