搬送波型動ひずみ測定器
【課題】 測定ブリッジの４辺に含まれる浮遊容量による不平衡成分を自動的に常時打消し、測定ブリッジを形成するひずみゲージに応じた抵抗値変化に伴う実際の抵抗成分を精度よく測定する。
【解決手段】 搬送波型動ひずみ測定器は、測定ブリッジ１１と、搬送波増幅回路２１ａ、２１ｂと、抵抗分位相検波回路２２と、位相のずれを補償量に変換する第１および第２の容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂと、位相のずれの基準となる基準電圧を容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂにそれぞれ供給する第１および第２の移相回路２５ａ、２５ｂと、搬送波を生成する発振回路２６と、を備える。さらに、帰還用の第１および第２のコンデンサＣｂ，Ｃｄを備え、該コンデンサＣｂ、Ｃｄの作用により、測定ブリッジ１１の４辺の各々の抵抗に並列的に混入する浮遊容量（Ｃｕ１〜Ｃｕ４）による不平衡成分を全て自動的に打ち消す。
【解決手段】 搬送波型動ひずみ測定器は、測定ブリッジ１１と、搬送波増幅回路２１ａ、２１ｂと、抵抗分位相検波回路２２と、位相のずれを補償量に変換する第１および第２の容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂと、位相のずれの基準となる基準電圧を容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂにそれぞれ供給する第１および第２の移相回路２５ａ、２５ｂと、搬送波を生成する発振回路２６と、を備える。さらに、帰還用の第１および第２のコンデンサＣｂ，Ｃｄを備え、該コンデンサＣｂ、Ｃｄの作用により、測定ブリッジ１１の４辺の各々の抵抗に並列的に混入する浮遊容量（Ｃｕ１〜Ｃｕ４）による不平衡成分を全て自動的に打ち消す。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、搬送波型動ひずみ測定器に係り、より詳しくは、電源ノイズの影響を阻止しつつ、測定ブリッジを構成するひずみゲージの４辺（抵抗）のうち、１辺乃至４辺の各々に並列的に発生する浮遊容量成分による容量不均衡成分を、常に自動的に、全て打消すことができる搬送波型動ひずみ測定器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ひずみゲージを使用した応力測定には、搬送波型動ひずみ測定器が多用されている。その理由は、電源などのハムノイズに原理的に強く、また、測定ブリッジまでの接続配線に接点などを使用しても熱起電力に影響されず、高精度の測定ができるからである。
また、ひずみゲージを使用して応力測定をする場合、ひずみゲージは、小型、軽量であり、測定対象物に殆ど影響を与えないことが最大の特徴である。
一般に、測定点からひずみ測定器まで入力ケーブルを延長する必要があるが、搬送波型動ひずみ測定器を使用する場合、前記入力ケーブルによる分布容量（浮遊容量とも称される）が生じる。
前記分布容量は、測定ブリッジの抵抗値の初期不平衡値と共に、容量分の初期不平衡値として現れる。ひずみゲージの抵抗変化分は測定に必要なものであるが、容量分は、正確な測定を妨げる要因（測定精度阻害要因）となる。
この容量分に関しては、入力ケーブルの長さ、周囲の温度、湿度などの環境で常時変化する。
ここで、容量不平衡成分がいかに正確な測定を得ることの阻害となるかについて、図１８（ａ）、図１８（ｂ）を用いて説明する。
【０００３】
図１８（ａ）は、一般的な搬送波型動ひずみ測定器において、ひずみ測定器からホイートストンブリッジ回路構成の測定ブリッジに至るまでの回路構成を図式化した説明図であり、図１８（ｂ）は、図１８（ａ）の等価回路図である。
図１８（ａ）において、搬送波型動ひずみ測定器８３に、測定ブリッジ８１の固定抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびひずみゲージＲ４（測定箇所の抵抗）で構成されるホイートストンブリッジ回路を、入力ケーブル８２で接続した状態を示すものである。ホイートストンブリッジ回路構成の測定ブリッジ８１には、小型、軽量であって、測定対象物の変形に殆ど影響を与えないひずみゲージＲ４が使用されるが、入力ケーブル８２には、分布容量（浮遊容量とも称される）が生じる。この分布容量は、固定抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびひずみゲージＲ４からなる測定ブリッジ８１の出力中に、初期不平衡値と共に、容量分の不平衡値としても現れる。このひずみゲージＲ４の抵抗変化分は測定に必要なものであるが、容量分およびその変化は、上述したように、正確な測定を妨げる要因（測定精度阻害要因）となる。
【０００４】
以下、この測定精度阻害要因についてさらに詳しく分析する。
図１８（ａ）に示すひずみ測定器８３からホイートストンブリッジ回路構成の測定ブリッジ８１までの間の回路構成では、入力ケーブル８２が介在することにより、測定ブリッジ８１の各辺と接地（ＧＮＤ）との間にＣ分が存在する。
測定ブリッジ８１の４辺の抵抗は、Ｒ１〜Ｒ４とし、該４辺のＣ分をＣ１〜Ｃ４とすると図１８（ｂ）のような等価回路となる。さらに、測定ブリッジ８１の４辺は、抵抗値Ｒとし、４辺の容量の不平衡分を容量値Ｃａとし、ＧＮＤとの間のＣ分を容量値Ｃｇとすると、図１９に示すような等価回路となる。但し、図１９に示す等価回路では、Ａ−Ｃ間に搬送波電圧Ｅを印加し、測定ブリッジ８１の出力電圧をＥｏｕｔとしている。
以下の説明では、ＧＮＤとの間のＣ分（即ちＣｇ）は、ＧＮＤとの絶縁が十分であれば、Ｃｇは、無視することができる。
搬送波電圧Ｅの角周波数をωとすると、図１９に示す等価回路の出力電圧Ｅｏｕｔは、（１）式で示される。
【０００５】
【数１】
また、ひずみ量をεとし、ゲージ率をＫｓとすると、１枚ゲージである場合の等価ブリッジの出力電圧Ｅｏｕｔは、（２）式で示される。
【０００６】
【数２】
（１）式および（２）式から（３）式が得られる。
【０００７】
【数３】
ゲージ率Ｋｓ＝２．００として、（３）式をひずみ量εに関して解くと、（４）式を得る。
【０００８】
【数４】
さらに、（４）式を実数部と虚数部とに分けると、（５）式に変形される。
【０００９】
【数５】
（５）式において、ａを（６）式、ｂを（７）式と置くと、（８）式を得る。
【００１０】
【数６】
【００１１】
【数７】
【００１２】
【数８】
但し、（８）式において、ｃｏｓθ、ｓｉｎθおよびｚは、それぞれ（９）式で示される。
【００１３】
【数９】
（８）式は、位相のずれた正弦波の合成波形の式となることを示している。
【００１４】
以下、等価ブリッジのＣ分の不平衡分（容量値Ｃａ）と、ひずみ量εとの関係を説明する。
図２０は、ひずみゲージの抵抗値が１２０Ωの場合と３５０Ωの場合において、それぞれ容量値Ｃａと、ひずみεとの関係を（５）式と（８）式とから求めてグラフで示したグラフ図である。
図２０に示すグラフからは、測定ブリッジのＣ分の不平衡分（容量値Ｃａ）が２０００〔ＰＦ〕のとき、ひずみゲージの抵抗値が１２０Ωの場合は約４０００〔μ〕のひずみが測定値として出力されるのに対し、ひずみゲージの抵抗値が３５０Ωの場合には約１１０００〔μ〕ものひずみが測定値として出力されることが理解される。
このように、容量分に関しては、入力ケーブルの長さ、周囲の温度、湿度の他、ひずみゲージの抵抗値によっても大きな影響を受けることが明らかとなった。
ところで、測定ブリッジに容量不平衡分が発生してもそれを打消し得る搬送波型のひずみ測定器として、本件出願人は、特許文献１（特公平２−１６４４１号公報）に記載のひずみ増幅器を先に提案した。
この特許文献１の正弦波搬送波方式のひずみ増幅器は、検出部ブリッジの出力側に該検出部ブリッジの容量変化分に対応する出力成分を抽出する回路と、この回路の出力振幅でブリッジ電源から得た電圧を制御しコンデンサを介して前記検出部ブリッジに帰還する回路とを設け、前記検出部ブリッジに容量Ｃが混入したとき、
【００１５】
【数１０】
なる電圧を前記コンデンサに与える構成とし、検出部ブリッジに容量不平衡分が発生してもそれを完全に打消すことができるようにしたものである。
また、抵抗式ひずみゲージを含むブリッジ回路の初期不平衡の影響を補償しつつ、ブリッジ回路とひずみ測定器との間の接続線間の浮遊容量などによる位相のずれの影響を補償し、ひずみゲージのひずみに応じた抵抗値変化に伴う実際の抵抗成分を検波するようにした発明として特許文献２（特開２００５−１９５５０９号公報）に記載されたものがある。
【００１６】
この特許文献２に係る発明は、抵抗式ひずみゲージを含むブリッジ回路に交流電源電圧を付与しつつ、該ブリッジ回路の出力電圧信号を交流増幅器に入力して増幅すると共に、該交流増幅器の出力電圧信号から、前記交流電源電圧に対して所定の位相関係を有する信号成分を前記ブリッジ回路の抵抗値変化に応じた抵抗成分として検波し、その検波した抵抗成分から前記ひずみゲージのひずみ値に応じたひずみ測定信号を生成するようにした搬送波型ひずみ測定方法において、
前記ひずみゲージの無ひずみ状態での前記ブリッジ回路の出力電圧信号を前記交流増幅器に入力しつつ、該交流増幅器の出力電圧信号の抵抗成分と該抵抗成分に対して９０°の位相差を有する容量成分とが零になるように該交流増幅器に付加的に入力する初期不平衡補償信号を決定する初期不平衡調整ステップと、
この初期不平衡補償信号の決定後に、前記ブリッジ回路に固定抵抗値の抵抗体を接続して、該ブリッジ回路の出力電圧信号と前記初期不平衡補償信号とを前記交流増幅器に入力しつつ、前記交流増幅器の出力電圧信号の前記交流電源電圧に対する位相のずれ量を決定する位相ずれ決定ステップとを備え、
この位相ずれの決定後に、前記固定抵抗値の抵抗体を前記ブリッジ回路から切り離してひずみ測定を行う時に、前記交流増幅器の出力電圧信号のうち、前記位相ずれ決定ステップで決定したずれ量だけ前記交流電源電圧に対して位相差を有する信号成分を前記ブリッジ回路の抵抗値変化に応じた抵抗成分として検波するようにした搬送波型ひずみ測定方法を提案するものである。
【００１７】
さらに、本件出願人は、測定ブリッジに容量不平衡分が発生してもそれを打消し得る搬送波型のひずみ測定器として、特許文献３（特開２０１０−２６６４０８号公報）に記載の正弦波搬送波方式のひずみ測定装置を先に提案している。
この正弦波搬送波方式のひずみ測定装置は、使用回路は、環境問題にも配慮したＲｏＨＳ対応部品で構成し、電源ノイズの低減を図りつつ、浮遊容量などによる不平衡成分を自動的に常時打消し、測定ブリッジに含まれるひずみゲージに応じた抵抗値変化に伴う実際の抵抗成分を精度よく測定する技術である。具体的には、搬送波型動ひずみ測定装置は、測定ブリッジと、該ブリッジの出力を入力する入力トランスと、該ブリッジの出力を帰還された補償量で補正する打消し回路と、１次側電源回路とを含む１次側の回路系統と、該測定ブリッジの出力から前記補償量を作り出す搬送波増幅回路と、容量分位相検波回路と、容量分打消し駆動回路と、搬送波発振回路および２次側電源とを含む２次側の回路系統とに分けて構成されている。１次側の回路系統と２次側の回路系統とは、磁気的な結合手段と、光学的な結合手段である光信号伝達手段とを介してのみ結合され、電気的な接続部分は有しないことを特徴としている。
【００１８】
測定用ブリッジには抵抗値の初期不平衡分と共に、このＣ分の初期不平衡値（アンバランス値）が現れる。ひずみゲージの抵抗変化分は測定に必要なものであるが、Ｃ分は測定に不必要なものである。このＣ分はケーブルの長さや材質により変わり、周囲の温度、湿度などの環境で変化する。従来、これが測定器の安定性の低下の原因となっていた。
この変化分を測定に影響しないようにすることができれば、高精度なひずみ測定が可能となる。そこで、このＣ分を常に検知し、その分量を打消し、自動追尾して安定度を高める測定方式として、いわゆるＣＳＴ方式（Capacitance Self Tracing）が提案されている。この方式では、測定用ブリッジの隣り合う２辺にＣ分が入っても、零点が変化しないので、安定度が向上する。
そこで本発明に際しての課題は、隣り合う辺だけではなく、それぞれの対辺にＣ分が入っても零点が変化しないＣＳＴ方式の動ひずみ測定器を提供することにあった。つまり、測定ブリッジの４辺のどこにＣ分が入っても零点に影響しない測定方法が必要とされた。
ひずみゲージを使用した応力測定には、搬送波型動ひずみ測定器が多く使用される。その理由は測定現場において、外乱ノイズや電源ノイズにあまり影響されずに測定ができるからである。
ひずみゲージは、小型、軽量で測定対象物にほとんど影響しないが、使用するゲージと測定器までの間を入力ケーブルで接続する必要がある。このゲージと測定器を接続する方法には種々の方法が考えられる。使用ゲージの枚数や測定場所により、ケーブルの長さや配線ルートが変わる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特公平２−１６４４１号公報
【特許文献２】特開２００５−１９５５０９号公報
【特許文献３】特開２０１０−２６６４０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
上記特許文献１におけるひずみ増幅器では、測定ブリッジや該測定ブリッジに発生する容量成分を打消す容量分打消し回路や１次側電源回路等の１次側回路部分と、搬送波増幅回路、容量分位相検波回路、搬送波発振回路および２次側電源等の回路部分とが、直接電気的に接続されているため電源ノイズがひずみ測定値に影響を与え、Ｓ／Ｎ比が充分とはいえず、さらに高精度での測定の実現が望まれている。
また、特許文献１（特公平２−１６４４１号公報）においては、虚数項検波回路の出力を、ローパスフィルタを介して振幅制御回路に与えて打消し回路を制御するように構成されており、該振幅制御回路は、ローパスフィルタから得られた信号に応じて発光ダイオードを駆動する回路であり、打消し回路は、抵抗と発光ダイオードからの入射光により抵抗値が変化する、例えば、Ｃｄｓセル等のような受光素子との直列回路の両端をブリッジ電源に接続し、前記直列回路の接続点からとり出した信号を増幅器を介して前記コンデンサＣｏに与えるように構成されている。
しかしながら、打消し回路に含まれるＣｄｓは、ＲｏＨＳ（Restriction of Hazardous Substances：危険物質に関する制限の頭文字をとったもの）、即ち「電子・電気機器における特定有害物質の使用制限についての欧州連合による指令」において規制物質に指定されているカドミウムを含有している。
【００２１】
カドミウムは、腎臓に対して、機能障害を起こす恐れがある危険物質であり、１００ｐｐｍ以下（２００７年７月現在）に規制されているため、光電変換素子としてＣｄｓを使用することに問題がある。
また、特許文献２（特開２００５−１９５５０９号公報）においても、測定ブリッジが含まれる１次側回路部分と、搬送波発振回路、搬送波増幅回路、９０°位相検波回路、９０°位相バランス回路およびこれら回路部分に電源を供給する電源等が電気的に接続されているため、上述したように、電源ノイズが、ひずみ測定値に混入し測定精度を低下させる、という問題点がある。
しかしながら、特許文献３（特開２０１０−２６６４０８号公報）に記載の正弦波搬送波方式のひずみ測定装置にあっては、測定ブリッジを構成するひずみゲージの４辺（抵抗）に各々並列に発生する浮遊容量による不均衡までは消すことができない。
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたもので、使用回路は、環境問題にも配慮したＲｏＨＳ対応部品で構成し、電源ノイズの低減を図りつつ、測定ブリッジとひずみ測定回路との間の接続線間の浮遊容量などによる不平衡成分を自動的に打消し、測定ブリッジに含まれるひずみゲージに応じた抵抗値変化に伴う実際の抵抗成分を精度よく測定し得る搬送波型動ひずみ測定器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
請求項１に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、
搬送波型動ひずみ測定器において、
ひずみゲージを含む測定ブリッジと、
前記測定ブリッジに印加される搬送波に重畳された測定信号を増幅する搬送波増幅回路と、
前記搬送波増幅回路の出力を受けて前記測定ブリッジの容量変化分に対応する不平衡成分を抽出し、前記不平衡成分に対応した補償量の信号を出力する容量分位相検波回路と、
前記容量分位相検波回路の出力を受けて前記測定ブリッジに発生する容量成分による不平衡成分を自動的に打消す２系統の容量分打消し駆動回路と、
前記測定ブリッジの抵抗の不平衡分を抽出して、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路と、
位相のずれの基準となる基準電圧を前記容量分位相検波回路に供給する移相回路と、
前記測定ブリッジに印加する搬送波を発生する搬送波発振回路と、
前記測定ブリッジの２つの出力端子と、前記２系統の容量分打消し駆動回路との間にそれぞれ接続された２系統の帰還用のコンデンサと、を備え、
前記測定ブリッジの４辺の１辺乃至はすべての辺の抵抗に並列的に混入する浮遊容量成分による不平衡成分を前記２系統の容量打消し駆動回路から前記２系統の帰還用コンデンサに逆位相の電圧を印加することにより自動的に打ち消すように構成したことを特徴としている。
【００２３】
請求項２に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、
前記測定ブリッジの一方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ１およびＣｕ２とし、前記測定ブリッジの他方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ３およびＣｕ４とし、
前記帰還用の第１コンデンサおよび第２のコンデンサをＣｂおよびＣｄとし、 前記測定ブリッジの入力端に印加される搬送波電圧をＥとし、
前記測定ブリッジを形成する抵抗成分が平衡している場合において、下記［数１］式によって求められる打消し電圧Ｖｂｃおよび下記［数２］式によって求められる打消し電圧Ｖｄｃ：
【００２４】
【数１１】
【００２５】
【数１２】
を、前記測定ブリッジの一方の出力端および他方の出力端に、それぞれ印加するように構成したことを特徴としている。
【００２６】
請求項３に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、前記帰還用コンデンサが、所定の複数の容量値のうち、いずれかを選択して設定することが可能なコンデンサであることを特徴としている。
請求項４に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、２次側の各回路に電力を供給する２次側電源と、前記２次側電源から電力トランスを介して電力を受けて１次側の各回路に電力を供給する１次側電源回路とをさらに備えると共に、前記搬送波発振回路の出力を、結合トランスを介して測定ブリッジに印加する構成としたことを特徴としている。
請求項５に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、前記１次側の回路と前記２次側の回路との間に、少なくとも１つの発光ダイオードと、これと対峙するように配置された受光ダイオードからなる光信号伝達手段とをさらに備え、前記測定ブリッジ、前記容量分打消し回路、前記受光ダイオードおよび前記１次側電源回路は、前記搬送波増幅回路、前記容量分位相検波回路、前記容量分打消し駆動回路、前記発光ダイオード、前記搬送波発振回路および前記２次側電源に対し、前記入力トランス、前記光信号伝達手段、前記結合トランスおよび前記電力トランスからなる電磁的手段および前記光信号伝達手段により接続され、電気的には絶縁された状態で接続されていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２７】
本発明の請求項１の搬送波型動ひずみ測定器によれば、
搬送波型動ひずみ測定器において、
ひずみゲージを含む測定ブリッジと、
前記測定ブリッジに印加される搬送波に重畳された測定信号を増幅する搬送波増幅回路と、
前記搬送波増幅回路の出力を受けて前記測定ブリッジの容量変化分に対応する不平衡成分を抽出し、前記不平衡成分に対応した補償量の信号を出力する容量分位相検波回路と、
前記容量分位相検波回路の出力を受けて前記測定ブリッジに発生する容量成分による不平衡成分を自動的に打消す２系統の第１および第２の容量分打消し駆動回路と、
前記測定ブリッジの抵抗の不平衡分を抽出して、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路と、
位相のずれの基準となる基準電圧を前記容量分位相検波回路に供給する移相回路と、
前記測定ブリッジに印加する搬送波を発生する搬送波発振回路と、
前記測定ブリッジの２つの出力端子と、前記２系統の前記第１および第２の容量分打消し駆動回路との間にそれぞれ接続された２系統の帰還用の第１および第２のコンデンサと、を備え、
前記測定ブリッジの４辺の１辺乃至はすべての辺の抵抗に並列的に混入する浮遊容量成分による不平衡成分を打消す打消し電圧を前記２系統の前記第１および第２の容量打消し駆動回路から前記第１および第２の帰還用コンデンサを介して前記測定ブリッジの各出力端子にそれぞれ印加することにより前記容量による不平衡成分を自動的に打ち消すように構成したので、測定ブリッジを構成するひずみゲージの４辺（抵抗）の各々に並列に発生する浮遊容量成分による不均衡成分を、常に自動的に、全て打消すことができる。
【００２８】
本発明の請求項２の搬送波型動ひずみ測定器によれば、前記測定ブリッジの一方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ１およびＣｕ２とし、前記測定ブリッジの他方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ３およびＣｕ４とし、
前記帰還用の第１コンデンサおよび第２のコンデンサをＣｂおよびＣｄとし、 前記測定ブリッジの入力端に印加される搬送波電圧をＥとし、
前記測定ブリッジを形成する抵抗成分が平衡している場合において、下記［数１］式によって求められる打消し電圧Ｖｂｃおよび下記［数２］式によって求められる打消し電圧Ｖｄｃ：
【００２９】
【数１３】
【００３０】
【数１４】
を、前記測定ブリッジの一方の出力端および他方の出力端に、それぞれ印加するように構成したので、測定ブリッジを構成するひずみゲージ（抵抗）の１辺乃至４辺のすべてに含まれる浮遊量成分による不均衡成分を、常に自動的に、全て打消すことができる。
【００３１】
本発明の請求項３の搬送波型動ひずみ測定器によれば、前記帰還用コンデンサが、所定の複数の容量値のうち、いずれかを選択して設定することが可能なコンデンサであるとしたので、予め測定された前記浮遊容量成分による不均衡成分を広範囲打ち消すことができる容量値を選択して設定することが可能となる。
本発明の請求項４の搬送波型動ひずみ測定器によれば、
２次側の各回路に電力を供給する２次側電源と、前記２次側電源から電力トランスを介して電力を受けて１次側の各回路に電力を供給する１次側電源回路とをさらに備えると共に、前記搬送波発振回路の出力を、結合トランスを介して測定ブリッジに印加する構成としたので、１次側と２次側とを電気的に絶縁された状態で接続することができる。
本発明の請求項５の搬送波型動ひずみ測定器によれば、
前記１次側の回路と前記２次側の回路との間に、少なくとも１つの発光ダイオードと、これと対峙するように配置された受光ダイオードからなる光信号伝達手段とをさらに備えたので、前記測定ブリッジ、前記容量分打消し回路、前記受光ダイオードおよび前記１次側電源回路は、前記搬送波増幅回路、前記容量分位相検波回路、前記容量分打消し駆動回路、前記発光ダイオード、前記搬送波発振回路および前記２次側電源に対し、前記入力トランス、前記光信号伝達手段、前記結合トランスおよび前記電力トランスからなる電磁的手段および前記光信号伝達手段により接続され、電気的には絶縁された状態で接続される効果が有る。
さらには、測定ブリッジが出力側（２次側）と絶縁されていることによる電源ノイズの低減と高電位な場所でのひずみ測定を可能としつつ、併せて、測定ブリッジに生じる容量不平衡分を常時完全に打消すことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の主要部の回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す本発明の第１の実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の基本構成として一系統のみの詳細構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器における打消し回路からの出力電圧（補償量）を、帰還するための回路構成の１例を示す回路図である。
【図４】測定ブリッジと測定器と入力ケーブルとを接続する回路を示す回路図であり、図４（ａ）は、測定ブリッジと測定器と入力ケーブルとの接続を示し、図４（ｂ）は、ゲージ抵抗Ｒ１と並列にＣ分（浮遊容量Ｃｕ１）が生じている場合の、その等価回路を示すものである。
【図５】Ｃ分（浮遊容量Ｃｕ１）（横軸）の容量を変化させた場合の出力振幅値を、実測値と計算値とで比較した結果を示すグラフ図である。
【図６】図６（ａ）、（ｂ）は、Ｃ分を打消す波形をＶｂｃとしてそれぞれＢ点に印加する場合の等価回路を示す。
【図７】Ｒ分がバランスしている場合の打消し波形（電圧）Ｖｂｃを示す算式の検証に使用した回路のブロック構成図である。
【図８】図７に示す回路におけるＣ分によって出力するひずみ量（＝出力電圧Ｅｏｕｔ）とＣＳＴ方式を適用していない場合との比較データを示すグラフ図である。
【図９】測定ブリッジのＡＢ辺とＢＣ辺の対辺であるＣＤ辺とＡＤ辺に、Ｃ分として浮遊容量Ｃｕ３と浮遊容量Ｃｕ４とが混入した場合の測定ブリッジの等価回路を示す。
【図１０】図９と（２５）式に示すＣｕ３、Ｃｕ４を変化させた場合のＥｏｕｔ（ひずみ量）の計算値と実験値との比較データを示すグラフ図である。
【図１１】測定ブリッジの４辺にＣ分が混入した場合の打消し方法を説明するための等価回路の回路図である。
【図１２】図１１に示す等価回路を分解した第１の回路の回路図である。
【図１３】図１１に示す等価回路を分解した他の第２の回路の回路図である。
【図１４】図１１に示す等価回路を分解したさらに他の第３の回路の回路図である。
【図１５】図１１に示す等価回路を分解した他の第４の回路の回路図である。
【図１６】（ａ）、（ｂ）は、測定ブリッジとして１２０Ωの抵抗を用いた場合の測定ブリッジの各辺に、Ｃ分として、０から約２０００ｐＦまでを加えて測定した零点変化のグラフを示す特性図である。
【図１７】（ａ）、（ｂ）は、測定ブリッジとして３５０Ωの抵抗を用いた場合の測定ブリッジの各辺にＣ分として０から約２０００ｐＦまでを加えて測定した零点変化の特性図を示す。
【図１８】（ａ）は、一般的な搬送波型動ひずみ測定器において、ひずみ測定器からホイートストンブリッジ回路構成の測定ブリッジに至るまでの回路構成を図式化した説明図であり、（ｂ）は、（ａ）の等価回路図である。
【図１９】ホイートストンブリッジ回路構成で、容量分を含んだ等価回路である。
【図２０】ひずみゲージの抵抗値が１２０Ωの場合と３５０Ωの場合で搬送波周波数５ＫＨｚを使用したときのそれぞれの容量値ΔＣと、ひずみ量εとの関係を示したグラフ図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
本発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、２系統（但し部分的に１系統としたものも含む）のＣＳＴ（Capacitance Self Tracing）方式回路を備え、測定ブリッジ４辺のどこにＣ分が入っても零点の変動を無くすことができる。
以下、本発明の搬送波型動ひずみ測定器の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の主要部の回路構成を示す回路図である。
同図に示す本実施形態の搬送波型動ひずみ測定器の回路は、独立したＣＳＴ回路を２系統設けて、測定ブリッジのＢ点とＤ点に帰還用のキャパシタンスＣｂ、Ｃｄを接続し、それぞれ隣辺のＣ分を打消すようにした回路である。
第１の本実施の形態の搬送波型動ひずみ測定器の回路は、より具体的には、図１に示すひずみゲージをもって構成されたホイートストンブリッジ回路（以下、「測定ブリッジ」と略称する）１１と、測定ブリッジ１１の出力電圧（Ｂ−Ｄ間の電圧）を搬送波出力として増幅する搬送波増幅回路２１ａ、２１ｂと、搬送波出力のうち、抵抗の不平衡分（上記（５）式の実数項分）を抽出し、さらに、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路２２と、容量分の不平衡成分による位相のずれを補償量に変換する容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂと、容量分の不平衡成分による位相のずれの基準となる基準電圧（搬送波と位相が９０度ずれた電圧波形）を容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂに供給する移相回路２５ａ、２５ｂと、測定ブリッジ１１に入力する搬送波（例えば、５ｋＨｚ〜２８ｋＨｚ）を出力する搬送波発振回路としての発振回路２６と、を備える。
【００３４】
この他に、図１には図示していないが、図２に示すように、搬送波電力の励振電力として電力トランス２０（１次コイル）に供給するパワーアンプ２７と、測定ブリッジ１１の各端子と接地との間に生じる浮遊容量分の不平衡成分による位相のずれを補償量に変換する容量分位相検波回路２３、光信号伝達手段１３等を備えることができる。
尚、上述した第１の実施の形態においては、ＣＳＴ回路を構成する回路のうち、搬送波増幅回路２１ａ、２１ｂと、容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂのうち、後述する容量分位相検波回路２３と、移相回路２５ａ、２５ｂを、それぞれ２系統用いる構成として示してあるが、必ずしも２系統用いることなく、これらの各回路は、１系統用いる構成とすることができる。
また、本発明に特徴的な構成として、測定ブリッジ１１の一方の出力端子Ｂと第１の容量分打消し駆動回路２４ａの１系統分との間には帰還用の第１のコンデンサＣbを接続し、測定ブリッジ１１の他方の出力端子Ｄと第２の容量分打消し駆動回路２４の他の１系統分との間には帰還用の第２のコンデンサＣｄを接続している。
この帰還用の第１、第２のコンデンサＣb，Ｃｄは、所定の複数の容量値のうち、後述するいずれかを選択して設定することが可能なコンデンサを用いることができる。第１、第２のこれらのコンデンサの機能については図６以下に示す図を参照して後述する。
図２は、図１に示す本発明の第１の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器のより具体的且つ詳細な構成を示す第２の実施の形態に係る回路図である。
但し、図２は、図１に示す本発明の第１の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の詳細回路構成を示すものであるが、形態上は、同一回路を２系統有する２次側の回路（図１）については１系統分だけ示している。
【００３５】
図２において、第２の実施の形態の搬送波型動ひずみ測定器は、ひずみゲージをもって構成されたホイートストンブリッジ回路（以下、「測定ブリッジ」と略称する）１１と、該測定ブリッジ１１の出力を後述する帰還された補償量で補正する回路とから成る１次側回路系統（以下、「１次側」と略称する）と、該測定ブリッジ１１の出力から前記補償量を生成する補償量検出回路を有する２次側回路系統（以下、「２次側」と略称する）とに分けられる。１次側と２次側は、磁気的な結合手段、例えば、入力トランス１２、結合トランス１９、電力トランス２０と光学的な結合手段、例えば、光信号伝達手段１３とを介してのみ結合され、電気的に直接接続されていない。
まず、１次側として、ホイートストンブリッジ回路で構成されている測定ブリッジ１１と、測定ブリッジ１１の出力を受けて磁気結合により２次側に伝える入力トランス１２（１次コイル）と、光信号伝達手段１３を構成する受光ダイオード１３ｂ側と、測定ブリッジ１１に入力する搬送波と同じ搬送波を受けて打消し回路１４にリファレンス電圧を供給するＢ．Ｖ波形供給回路１５と、が含まれる。
【００３６】
さらに、１次側には、特定の１または複数の較正値を搬送波に重畳して入力トランス１２に供給する較正値発生回路１６と、無ひずみ状態において、測定ブリッジ１１の出力に含まれる抵抗分の初期平衡成分による誤差を調整する電圧を搬送波に重畳させて入力トランス１２に注入する抵抗分調整回路１７と、１次側の回路が使用する電力を供給する１次側電源回路１８と、２次側の搬送波（この場合、正弦波）発振回路としての発振回路２６から出力される搬送波を測定ブリッジ１１に伝達する結合トランス１９（２次コイル）と、２次側のパワーアンプ回路２７から出力される搬送波の電力を受けて、１次側電源回路１８に伝達する電力トランス２０（２次コイル）と、を備える。
次に、２次側として、入力トランス１２（２次コイル）から出力される搬送波出力を増幅する搬送波増幅回路２１と、搬送波出力のうち、抵抗の不平衡分（上記（５）式の実数項分）を抽出し、さらに、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２と、搬送波出力のうち容量不平衡分（即ち、上記（５）式の虚数項成分）を抽出し、さらに、搬送波成分を除去する容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２３と、容量分の不平衡成分による位相のずれを補償量に変換する容量分打消し駆動回路２４と、容量分の不平衡成分による位相のずれの基準となる基準電圧（搬送波と位相が９０度ずれた電圧波形）を容量分位相検波回路２３に供給する移相回路２５と、を備える。
【００３７】
さらに、２次側として、測定ブリッジ１１に入力する搬送波（例えば、５ｋＨｚ）を出力する搬送波発振回路としての発振回路２６と、発振回路２６の出力を１次側の測定ブリッジ１１に搬送波ブリッジ電圧として供給する結合トランス１９の１次コイルと、搬送波電力の励振電力として電力トランス２０（１次コイル）に供給するパワーアンプ２７と、２次側に含まれるすべての回路が使用する電力を供給する２次側電源２８と、を備える。
以下、図１，２を参照しながら、第１および第２の実施形態の搬送波型動ひずみ測定器が有する各回路構成要素について説明する。
先ず、１次側において、測定ブリッジ１１は、ひずみゲージをもってホイートストンブリッジ回路に構成されており、当該ひずみゲージは、被測定対象物に接着、融着、蒸着、スパッタリング等の手段により、添着されて、そのひずみを検出する。
入力トランス１２（１次コイル）は、被測定対象物のひずみに比例する測定ブリッジからの出力（電圧値）を１次側（１次コイル）で受け、磁気結合により２次コイルに伝える。
Ｂ．Ｖ波形供給回路１５は、測定ブリッジ１１に入力する搬送波と同じ搬送波を受けて、容量分打消し回路１４に搬送波のリファレンスとして供給する。
【００３８】
較正値発生回路１６は、ひずみゲージに実際に負荷を掛けることなく、特定の１つまたは複数の較正値に対応する較正電圧を発生して入力トランス１２に印加する。
抵抗分調整回路１７は、ひずみゲージに負荷をかけない状態における測定ブリッジ１１の出力に含まれる抵抗分の初期不平衡成分を調整する（打消す）ことができる電圧値に対応する電圧を発生して搬送波に重畳して入力トランス１２に伝達する。
１次側電源回路１８は、２次側電源２８から電源の供給を受けて駆動するパワーアンプ回路２７によって励振される電力トランス２０（２次コイル）に接続されている。この１次側電源回路１８は、１次側の全ての回路要素が使用する電力を供給するためのものである。
結合トランス１９（２次コイル）は、２次側の発振回路２６で生成される搬送波（例えば、５ｋＨｚの発振周波数）をひずみの測定時に測定ブリッジ１１に入力する搬送波電源（いわゆるブリッジ電源）を、磁気結合で受けて測定ブリッジ１１に伝達する。
また、２次側において、搬送波増幅回路２１は、入力トランス１２（２次側コイル）から出力される測定ひずみを含む搬送波出力を増幅する増幅回路であり、この増幅結果の出力を、抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２と、容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２３とに送出する。
【００３９】
抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２は、前記測定ひずみを含む搬送波出力から、測定ブリッジ１１のホイートストンブリッジを構成する４辺の抵抗分の初期不平衡成分を抽出し、さらに搬送波成分を除去してひずみに対応した信号を出力する。但し、この抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２が検出した抵抗分の初期不平衡成分を打消して、これを補償する回路部分は、本発明の範囲外であるので、ここでの図示及び説明は省略する。
容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２３は、前記測定ひずみを含む搬送波出力を搬送波増幅回路２１から受けると共に、発振回路２６の出力に対して９０°位相をずらせた出力を移相回路２５から受けて、容量不平衡成分を抽出し、搬送波を除去して容量分打消し駆動回路２４に送出する。
移相回路２５は、発振回路２６の出力に対し位相を９０°ずらせて、容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２３に送出する。また、発振回路２６は、結合トランス１９を介して１次側の測定ブリッジ１１に印加する搬送波出力を生成する。この発振回路２６の出力は、上記移送回路２５と２次側の抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２とパワーアンプ回路２７にも送出される。
パワーアンプ２７は、発振回路２６が生成する搬送波（正弦波波形）の出力を増幅し、この増幅で得られた励振電圧を、電力トランス２０（１次コイル）に供給する。
【００４０】
電力トランス２０の２次コイルには、１次側電源回路１８が接続されている。この１次側電源回路１８からは、平滑化された直流電圧が生成され、１次側に含まれる回路要素へと供給される。
２次側電源２８は、２次側の全ての回路要素が使用する電力を供給する。
図３は、本発明の第２の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器における打消し回路からの出力電圧（補償量）を、帰還するための回路構成の一例を示す回路図である。
図３に示す回路図において、例えば、第１の容量分打消し駆動回路２４ａの出力は、帰還用の第１のコンデンサＣｂを介して、入力トランス１２の一方の入力端に供給されると共に、測定ブリッジ１１の一方の出力端子Ｂに供給される。また、第２の容量分打消し駆動回路２４ｂの出力は、帰還用の第２のコンデンサＣｄを介して入力トランス１２の他の入力端に供給されると共に、測定ブリッジ１１の他方の出力端Ｄに供給される。
上記測定ブリッジの一方の出力端子Ｂには、後述する式（３８）または式（４２）のＶｂｃを供給し、他方の出力端子Ｄには、後述する式（３７）または式（４１）のＶｄｃを供給する。
【００４１】
即ち、第２の実施の形態の場合、容量分打消し駆動回路２４ａの出力を受けて、これを増幅する第１の打消し回路１４ａは、第１のコンデンサＣｂを介して入力トランス１２の１次側コイルの一端に打消し電圧を搬送波に重畳させて供給する。
さらに、第２の容量分打消し駆動回路２４の出力を受けて、これを増幅する第２の打消し回路１４ｂからの出力を、入力トランス１２の１次側コイルの他端に、搬送波打消し電圧を重畳させて供給する。
このように構成することにより、打消し電圧の振幅が図２に示す構成のものに対して１／２ですみ、これにより直線性の良好なところが使用することができ、打消し波形が歪むことなく、きれいな波形で注入されるため、より高精度に容量不平衡分を常に打消し得る搬送波型動ひずみ測定器を提供することができる。
さらに、本発明の実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器は、前述の特許文献３（特開２０１０−２１６４０８号公報）に記載の搬送波型動ひずみ測定器と同様に、２次側から１次側へのフィードバック結合を発光ダイオード１３ａと受光ダイオード１３ｂのような光信号伝達手段１３を介して実現することも可能である。
【００４２】
以下、本発明の第１および第２の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器に特徴的な構成要素である第１および第２のコンデンサＣｂおよびＣｄの機能について説明する。
まず、測定ブリッジの等価回路について説明し、浮遊容量によるＣ分がどの程度の零点変化を及ぼすのか、その概略を示す。
図４は、測定ブリッジと測定器と入力ケーブルとを接続する回路を示す回路図であり、図４（ａ）は、測定ブリッジと測定器と入力ケーブルとの接続を示し、図４（ｂ）は、ゲージ抵抗Ｒ１と並列にＣ分（浮遊容量Ｃｕ１）が生じている場合の、その等価回路を示すものである。
同図に示す測定ブリッジでは、Ｃ分（浮遊容量Ｃｕ１）をＣ分のアンバランス、Ｒｌ〜Ｒ４をＲとし、ＡＣ間に搬送波を印加する。搬送波周波数をωで表し、振幅電圧をＥとすると、ブリッジの出力電圧Ｅｏｕｔは（１１）式となる。
【００４３】
【数１５】
ここで、ひずみをε、ゲージ率をＫｓとすると、１枚ゲージの場合のブリッジの出力電圧は、（１２）式で示される。
【００４４】
【数１６】
よって、（１１）式及び（１２）より、（１３）式が得られる（但し、Ｋｓ＝２．００としている）。
【００４５】
【数１７】
この式を実数部と虚数部に分けると、（１４）式となる。
【００４６】
【数１８】
図５は、Ｃ分（浮遊容量Ｃｕ１）（横軸）の容量を変化させた場合の出力振幅値を、実測値と計算値とで比較した結果を示すグラフ図である。
同図に結果を示す測定において、ひずみゲージの抵抗値として１２０Ωを使用し、ブリッジ電圧を２Ｖとし、搬送波周波数として５ｋＨｚ，１２Ｍｚ，２８ｋＨｚを、それぞれ印加した（ブリッジ電圧が２Ｖのとき、１με＝１μＶに相当する）。
同図に示す測定結果からは、計算値と実測値とはほぼ合致していることが分かる。
また、２８ｋＨｚの搬送波でＣ分アンバランスが２０００ｐＦの時、出力は、２００００με以上、５ｋＨｚの場合でも４０００με以上となっている。
同図に示すように、測定ブリッジの初期不平衡値は、Ｃ分のアンバランス容量と搬送波周波数とに大きく影響を受けていることが分かる。
測定に使われるひずみゲージは、抵抗変化分が低抗値の１％以下の微小変化を検出し、利用する。このため、測定ブリッジからの出力電圧は数百μεから数千με（数ｍＶ）と小さい。よって、浮遊容量Ｃｕ１で発生する出力が数ｍＶ以上となると、Ｒ分の出力を超えてしまって、入力に非常に大きな影響を与えることになる。
さらに判定器の増幅回路は、数千倍の増幅度を持たせるため、Ｃ分で増幅回路が飽和しないように、増幅回路に入る前にバランスさせる必要がある。抵抗であるＲ分は、ひずみゲージであるので、被測定体に取付けてから、別途調整するものとする。
【００４７】
以下、一般的なＣＳＴ方式のひずみ測定器における不要波形打消し方法について説明する。
測定ブリッジのＣ分による不要電圧は虚数部分として現わされる。従って、虚数部分を検出して入力側に戻し、位相が１８０°ずれた波形として加えれば打消すことができることになる。前述のとおり、この方法はＣＳＴ方式と呼ばれている。
以下、一般的なＣＳＴ方式の搬送波型動動ひずみ測定器における不要波形打消し方法の計算式を示す。
図６は、Ｃ分を打消す波形をＶｂｃとしてＢ点に印加する場合の等価回路を示す。
同図では、センサーである測定ブリッジの隣り合った辺にＣ分が有り、このＣ分を打消す波形をＶｂｃとしてＢ点に印加する場合の等価回路を示している。（このとき、４辺に分布するＣ分容量は少なく、バランスしているものとする。）
まず、図６（ａ）において、ＡＢ間に浮遊容量Ｃｕ１が加わった場合、出力電圧Ｅｏｕｔは（１５）式で示される。
【００４８】
【数１９】
（１５）式から実数部と虚数部とを求め、虚数部を零にするＶｂｃを求めると、Ｖｂｃは（１６）式として求まる。
【００４９】
【数２０】
（１６）式を（１５）式に代入すると、（１７）式が得られる。
【００５０】
【数２１】
（１７）式は、Ｖｂｃを（１６）式で示されるようにコントロールすると、出力電圧Ｅｏｕｔは、測定ブリッジに印加する搬送波周波数に関係しないで、Ｒ分である抵抗値だけの式になることを示している。
次に、図６（ｂ）に示す等価回路についても上記と同様に出力電圧Ｅｏｕｔを算出する。
まず、図６（ｂ）において、ＢＣ間に浮遊容量Ｃｕ２が加わった場合、出力電圧Ｅｏｕｔは（１８）式で示される。
【００５１】
【数２２】
（１８）式から実数部と虚数部とを求め、虚数部を零にするＶｂｃを求めると、Ｖｂｃは（１９）式として求まる。
【００５２】
【数２３】
（１９）式を（１８）式に代入すると、（２０）式が得られる。
【００５３】
【数２４】
（２０）式は、Ｖｂｃを（１９）式で示されるようにコントロールすると、出力電圧Ｅｏｕｔは測定ブリッジに印加する搬送波周波数に関係しないで、Ｒ分である抵抗値だけの式になることを示している。
ここで（１６）式と（１９）式に注目し、Ｒ１＝Ｒ２とすると、（１６）式は、（２１）式になる。
【００５４】
【数２５】
また、（１９）式は（２２）式となる。
【００５５】
【数２６】
（２１）式と（２２）式とから解るように、Ｒ分がバランスしている場合は、ブリッジ電圧（Ｅ／２）と不平衝Ｃ分（浮遊容量Ｃｕ１または浮遊容量Ｃｕ２）とを乗算して成る逆位相の電圧を加えれば良いことが解る。
以下、これを実際の回路で検証した結果を示す。
図７は、Ｒ分がバランスしている場合のＶｂｃを示す算式の検証に使用した回路のブロック構成図である。
同図に示す回路において、測定ブリッジＡＢ間のＣ分を変化させ、ＣＳＴ動作をさせた場合と、ＣＳＴ動作をしない場合とを比較した。
図８は、図７に示す回路におけるＣ分によって出力するひずみ量（＝出力電圧Ｅｏｕｔ）の比較データを示すグラフ図である。
同図に示すデータは、ＣＳＴ動作をさせた場合と、ＣＳＴ動作をしない場合とで、搬送波周波数を５ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、２８ｋＨｚとし、ブリッジ抵抗を１２０Ωとして、それぞれ取得したものである。同図から解るように、ＣＳＴ方式では零点がほとんど変化しない。Ｃ分によって出力するひずみ量はグラフ上では零に近く、改善度は非常に大きい。この動作で、搬送波型動ひずみ測定器の測定ブリッジの初期不平衡の調整は、Ｒ分のみで済むことが理解される。
【００５６】
次に、測定ブリッジのＡＢ辺とＢＣ辺の対辺であるＣＤ辺とＡＤ辺に、Ｃ分として浮遊容量Ｃｕ３および浮遊容量Ｃｕ４が混入した場合を考える。（このとき、ブリッジの４辺に分布するＣ分容量は少なく、バランスしているものとする。）
図９は、測定ブリッジのＡＢ辺およびＢＣ辺の対辺であるＣＤ辺およびＡＤ辺に、Ｃ分として浮遊容量Ｃｕ３および浮遊容量Ｃｕ４が入った場合の測定ブリッジの等価回路を示す。
この場合、まず、図９（ａ）に示す等価回路について出力電圧Ｅｏｕｔを求め、その虚数部を零にする電圧Ｖｂｃを算出する。
出力電圧Ｅｏｕｔは、（２３）式で示され、電圧Ｖｂｃは（２４）式で示される。（２４）式を（２３）式に代入すると、（２５）式が求められる。
【００５７】
【数２７】
【００５８】
【数２８】
【００５９】
【数２９】
（２５）式から解るように、出力電圧Ｅｏｕｔは、印加する搬送波の周波数と抵抗値にも依存し、Ｃ分の変化では零にならない。
次に、図９（ｂ）に示す等価回路についても同様な計算をして出力電圧Ｅｏｕｔを求める。
求められた式で、Ｒ＝１２０Ω（Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４）とし、辺ＡＤと辺ＣＤにＣ分である浮遊容量Ｃｕ４と浮遊容量Ｃｕ３とが加わり、その変化量を０〜２２００ｐＦまで変えた場合の出力電圧Ｅｏｕｔを算出した。
搬送波周波数には、５ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、２８ｋＨｚの３種類を用いた。その結果は図１０に示す。
図１０は、図９に示す等価回路についての、ひずみ量（＝出力電圧Ｅｏｕｔ）の比較データを示すグラフ図である。
同図に示すグラフを見ても解るように、１２０Ωのブリッジ抵抗で搬送波周波数が２８ｋＨｚのとき、１３００μεも変化する（この時、容量値Ｃｂは、２２００ｐＦである）。
【００６０】
ＡＢ、ＢＣ辺のＣ分がアンバランスなら初期不平衡値は零になるが、ＡＤ、ＣＤ辺は、Ｃ分による初期不平衡値が零にならないので、改善しなければならない。
この改善方法としては、測定ブリッジのＤ点に、Ｂ点と同じようにＣ分を打消す電圧発生部分Ｖｄｃを用いることができる。
以下、本発明のＣＳＴ方式動ひずみ測定器に適用される測定ブリッジの４辺にＣ分が有る場合の不要波形打消し方法について説明する。
まず、この方法を計算式で示すために、モデルの等価回路を設定する。
測定ブリッジのＢ点を中心にして、ＡＢ辺、ＢＣ辺は、電圧Ｖｂｃと容量Ｃｂの回路で受け持たせ、ＡＤ辺、ＣＤ辺は、Ｄ点を中心にして、新しく設ける電圧Ｖｄｃと容量Ｃｄの回路で受け持たせれば、測定ブリッジのどの辺にＣ分が加わっても零点変化を抑えることができる（その等価回路は図１１に示す）。
図１１は、測定ブリッジの４辺に浮遊容量Ｃ分（Ｃｕ１〜Ｃｕ４）が有る場合の打消し方法を説明するための等価回路の回路図である。
同図に示す等価回路において、出力電圧Ｅｏｕｔを算出するには、重ね合わせの原理から、以下に示すように第１〜第４の回路に分解することができる（分解結果を図１２〜図１５に示す）。
【００６１】
図１２は、図１１に示す等価回路を分解した第１の回路の回路図である。
図１３は、図１１に示す等価回路を分解した第２の回路の回路図である。
図１４は、図１１に示す等価回路を分解した第３の回路の回路図である。
図１５は、図１１に示す等価回路を分解した第４の回路の回路図である。
即ち、出力電圧Ｅｏｕｔは、Ｅｏｕｔ＝（ＶＤ１＋ＶＤ２＋ＶＤ３＋ＶＤ４）−（ＶＢ１＋ＶＢ２＋ＶＢ３＋ＶＢ４）となる。
ここで、図１２のＶＤ１とＶＢ１、図１３のＶＤ２とＶＢ２、図１４のＶＤ３とＶＢ３および図１５のＶＤ４とＶＢ４を計算する。
まず、ＶＤ１は、（２６）式で求められる。
【００６２】
【数３０】
（２６）式を整理すると、（２７）式が得られる。
【００６３】
【数３１】
同様にＶＢ１は、（２８）式で求められる。
【００６４】
【数３２】
ＶＤ２は、（２９）式で求められる。
【００６５】
【数３３】
ＶＢ２は、（３０）式で求められる。
【００６６】
【数３４】
ＶＤ３は（３１）式で求められる。
【００６７】
ＶＤ３＝０ ‥……（３１）
ＶＢ３は、（３２）式で求められる。
【００６８】
【数３５】
ＶＤ４は、（３３）式で求められる。
【００６９】
【数３６】
また、ＶＢ４は、（３４）式で求められる。
【００７０】
ＶＢ４＝０ ‥……（３４）
ここで、ＶＤとＶＢを求める。
ＶＤ＝ＶＤ１＋ＶＤ２＋ＶＤ３＋ＶＤ４であるから、（２７）式、（２９）式、（３１）式および（３３）式を加算し、（３５）式を得る。
【００７１】
【数３７】
次に、ＶＢを算出する。
ＶＢ＝ＶＢ１＋ＶＢ２＋ＶＢ３＋ＶＢ４であるから、（２８）式、（３０）式、（３２）式および（３４）式を加算し、（３６）式を得る。
【００７２】
【数３８】
（３５）式と（３６）式とを、それぞれ実数部と虚数部に分けて、虚数部を零にする電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｂｃを算出すると、電圧Ｖｄｃは（３７）式となり、電圧Ｖｂｃは（３８）式となる。
【００７３】
【数３９】
【００７４】
【数４０】
‥……（３８）
以上により、図１１に示した等価回路の出力電圧Ｅｏｕｔは、（３９）式として求まる。
【００７５】
【数４１】
（３９）式に、前述の虚数部を零にする（３７）式と（３８）式とを、それぞれ電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｂｃの項に代入すると、（４０）式が得られる。
【００７６】
【数４２】
（４０）式は、抵抗Ｒだけの式であることが理解される。
以上の結果から、測定ブリッジのＤ点とＢ点に、それぞれ独立したＣ分の打消し回路を設けて、電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｂｃとを（３７）式と（３８）式のようにコントロールすれば、測定ブリッジの４辺にＣ分が加わっても零点変動は生じなくなることになる。
抵抗Ｒ分は別途バランスさせるので、測定ブリッジ４辺の抵抗Ｒ分は全て等しいとして、Ｒ＝Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４と置くと、（３７）式と（３８）式は（４１）式と（４２）式となる。
【００７７】
【数４３】
【００７８】
【数４４】
また、（４１）式と（４２）式とから解るように、抵抗Ｒ分が平衡していれば、ブリッジのＤ点とＢ点の隣辺のＣ分の差分のＥ／２の打消し波形を加えればよいことが理解される。即ち、抵抗Ｒ分に関係せず、また、搬送波周波数にも関係しないで、Ｃ分は打消すことが可能となる。
【００７９】
（実施例）
図１に示す本発明の第１の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の実施回路において、ひずみゲージの抵抗変化に見立てて、ひずみの変化量を発生させる機器をＳＳＧ（Standard Strain Generator）とし、測定器の基準入力とする。これが測定ブリッジに相当する。このＳＳＧ入力を基準とし、ひずみ量を測定した。
測定ブリッジの各辺に、Ｃ分として、０から約２０００ｐＦまでを加えて測定した零点変化のデータを図１６及び図１７に示す。
図１６（ａ）、（ｂ）は、実施回路におけるＡ−Ｂ間およびＢ−Ｃ間の零点変化のデータを示すグラフ図である。
同図は、測定ブリッジ各辺の抵抗値を１２０Ωとし、搬送波の周波数を５ｋＨｚ、１２ｋＨｚおよび２８ｋＨｚと変化させた場合の測定結果を示すものである（但し、この実験では０と２２００ｐＦで出力が零になるように調整した）。
図１７は、実施回路におけるＡ−Ｂ間およびＣ−Ｄ間の零点変化の他のデータを示すグラフ図である。
同図は、測定ブリッジ各辺の抵抗値を３５０Ωとし、同様に搬送波の周波数を５ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、及び２８ｋＨｚと変化させた場合の測定結果を示すものである。
【００８０】
図１６（ａ）、（ｂ）および図１７（ａ）、（ｂ）に示す測定結果から解るように、搬送波周波数が５ｋＨｚの場合、測定ブリッジ各辺の抵抗値が、１２０Ωであっても、また３５０Ωであっても、さらに測定フリッジの４辺にＣ分が入っていても、実施回路における出力電圧Ｅｏｕｔの変化分はほとんど零に近い。
また、１２ｋＨｚの場合は、実施回路における出力電圧Ｅｏｕｔの変化分は十数μεである。
さらに、２８ｋＨｚの場合、測定ブリッジ各辺の抵抗値が１２０Ωでは４０με以下であるが、３５ＯΩの場合では約１００μεである。
この残差の原因としては、微少電圧を扱うため、搬送波の周波数が高く、また抵抗値も高いほど、電磁ノイズが回路構成部品や、回路パターンから浮遊容量を介して入力に影響してしまうためである。浮遊容量を少なくするための部品配置や、シールドの取り方を改善すれば、もう少し良い結果になると考えられる。
図１０からも理解されるように、従来の通常の装置では、出力電圧Ｅｏｕｔの変化分が、ブリッジの各辺の抵抗が１２０Ω、搬送波の搬送周波数が２８ｋＨｚの場合で、１２００με以上変化しているのに対し、本実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器は、図１６に示すように、４０με以下になっているので、顕著な改善効果が得られている。
【００８１】
なお、応力測定で使用するひずみ測定量は数百から数千μεであるから、本実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器を使用することにより、測定ブリッジの初期不平衡値を十分抑えることができる。従って、本実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の特徴である２系統のＣＳＴ動作は、十分機能していると言える。
また、従来のＣＳＴ方式の搬送波型動ひずみ測定器と同様に、搬送波を使用することにより、極めて変化の早い動的現象を測定することが可能であり、また、各種の容量不平衡分を瞬時に、且つ高精度に打ち消すことが可能である。さらに、測定ブリッジや打ち消し回路、２次側電源回路が含まれる１次側回路部分と、搬送波増幅回路、容量分位相検波回路、容量分打ち消し駆動回路、発振回路及び２次側電源が含まれる回路部分とを直接接続しない構成とすることも可能である。例えば、前述の特許文献３（特開２０１０−２６６４０８号公報）に記載の搬送波型動ひずみ測定器と同様に、２次側から１次側へのフィードバック結合を発光ダイオード１３ａと受光ダイオード１３ｂのような光信号伝達手段を介して実現する構成とすることも可能であるので、ノイズの混入、特に２次側回路からのノイズが混入することがなく、高精度な動的ひずみの測定が可能となる。
【符号の説明】
【００８２】
１１ 測定ブリッジ
１２ 入力トランス
１４、１４ａ、１４ｂ 打消し回路
１５ Ｂ．Ｖ波形供給回路
１６ 較正値発生回路
１７ 抵抗分調整回路
１８ １次側電源回路
１９ 結合トランス
２０ 電力トランス
２１、２１ａ、２１ｂ 搬送波増幅回路
２２ 抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路
２３ 容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路
２４、２４ａ、２４ｂ 容量分打消し駆動回路
２５、２５ａ、２５ｂ 移相回路
２６ 発振回路
２７ パワーアンプ回路
２８ ２次側電源
Ｃｂ、Ｃｄ、帰還用コンデンサ（打ち消し用）
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃｕ１〜Ｃｕ４ 浮遊容量
【技術分野】
【０００１】
本発明は、搬送波型動ひずみ測定器に係り、より詳しくは、電源ノイズの影響を阻止しつつ、測定ブリッジを構成するひずみゲージの４辺（抵抗）のうち、１辺乃至４辺の各々に並列的に発生する浮遊容量成分による容量不均衡成分を、常に自動的に、全て打消すことができる搬送波型動ひずみ測定器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ひずみゲージを使用した応力測定には、搬送波型動ひずみ測定器が多用されている。その理由は、電源などのハムノイズに原理的に強く、また、測定ブリッジまでの接続配線に接点などを使用しても熱起電力に影響されず、高精度の測定ができるからである。
また、ひずみゲージを使用して応力測定をする場合、ひずみゲージは、小型、軽量であり、測定対象物に殆ど影響を与えないことが最大の特徴である。
一般に、測定点からひずみ測定器まで入力ケーブルを延長する必要があるが、搬送波型動ひずみ測定器を使用する場合、前記入力ケーブルによる分布容量（浮遊容量とも称される）が生じる。
前記分布容量は、測定ブリッジの抵抗値の初期不平衡値と共に、容量分の初期不平衡値として現れる。ひずみゲージの抵抗変化分は測定に必要なものであるが、容量分は、正確な測定を妨げる要因（測定精度阻害要因）となる。
この容量分に関しては、入力ケーブルの長さ、周囲の温度、湿度などの環境で常時変化する。
ここで、容量不平衡成分がいかに正確な測定を得ることの阻害となるかについて、図１８（ａ）、図１８（ｂ）を用いて説明する。
【０００３】
図１８（ａ）は、一般的な搬送波型動ひずみ測定器において、ひずみ測定器からホイートストンブリッジ回路構成の測定ブリッジに至るまでの回路構成を図式化した説明図であり、図１８（ｂ）は、図１８（ａ）の等価回路図である。
図１８（ａ）において、搬送波型動ひずみ測定器８３に、測定ブリッジ８１の固定抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびひずみゲージＲ４（測定箇所の抵抗）で構成されるホイートストンブリッジ回路を、入力ケーブル８２で接続した状態を示すものである。ホイートストンブリッジ回路構成の測定ブリッジ８１には、小型、軽量であって、測定対象物の変形に殆ど影響を与えないひずみゲージＲ４が使用されるが、入力ケーブル８２には、分布容量（浮遊容量とも称される）が生じる。この分布容量は、固定抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびひずみゲージＲ４からなる測定ブリッジ８１の出力中に、初期不平衡値と共に、容量分の不平衡値としても現れる。このひずみゲージＲ４の抵抗変化分は測定に必要なものであるが、容量分およびその変化は、上述したように、正確な測定を妨げる要因（測定精度阻害要因）となる。
【０００４】
以下、この測定精度阻害要因についてさらに詳しく分析する。
図１８（ａ）に示すひずみ測定器８３からホイートストンブリッジ回路構成の測定ブリッジ８１までの間の回路構成では、入力ケーブル８２が介在することにより、測定ブリッジ８１の各辺と接地（ＧＮＤ）との間にＣ分が存在する。
測定ブリッジ８１の４辺の抵抗は、Ｒ１〜Ｒ４とし、該４辺のＣ分をＣ１〜Ｃ４とすると図１８（ｂ）のような等価回路となる。さらに、測定ブリッジ８１の４辺は、抵抗値Ｒとし、４辺の容量の不平衡分を容量値Ｃａとし、ＧＮＤとの間のＣ分を容量値Ｃｇとすると、図１９に示すような等価回路となる。但し、図１９に示す等価回路では、Ａ−Ｃ間に搬送波電圧Ｅを印加し、測定ブリッジ８１の出力電圧をＥｏｕｔとしている。
以下の説明では、ＧＮＤとの間のＣ分（即ちＣｇ）は、ＧＮＤとの絶縁が十分であれば、Ｃｇは、無視することができる。
搬送波電圧Ｅの角周波数をωとすると、図１９に示す等価回路の出力電圧Ｅｏｕｔは、（１）式で示される。
【０００５】
【数１】
また、ひずみ量をεとし、ゲージ率をＫｓとすると、１枚ゲージである場合の等価ブリッジの出力電圧Ｅｏｕｔは、（２）式で示される。
【０００６】
【数２】
（１）式および（２）式から（３）式が得られる。
【０００７】
【数３】
ゲージ率Ｋｓ＝２．００として、（３）式をひずみ量εに関して解くと、（４）式を得る。
【０００８】
【数４】
さらに、（４）式を実数部と虚数部とに分けると、（５）式に変形される。
【０００９】
【数５】
（５）式において、ａを（６）式、ｂを（７）式と置くと、（８）式を得る。
【００１０】
【数６】
【００１１】
【数７】
【００１２】
【数８】
但し、（８）式において、ｃｏｓθ、ｓｉｎθおよびｚは、それぞれ（９）式で示される。
【００１３】
【数９】
（８）式は、位相のずれた正弦波の合成波形の式となることを示している。
【００１４】
以下、等価ブリッジのＣ分の不平衡分（容量値Ｃａ）と、ひずみ量εとの関係を説明する。
図２０は、ひずみゲージの抵抗値が１２０Ωの場合と３５０Ωの場合において、それぞれ容量値Ｃａと、ひずみεとの関係を（５）式と（８）式とから求めてグラフで示したグラフ図である。
図２０に示すグラフからは、測定ブリッジのＣ分の不平衡分（容量値Ｃａ）が２０００〔ＰＦ〕のとき、ひずみゲージの抵抗値が１２０Ωの場合は約４０００〔μ〕のひずみが測定値として出力されるのに対し、ひずみゲージの抵抗値が３５０Ωの場合には約１１０００〔μ〕ものひずみが測定値として出力されることが理解される。
このように、容量分に関しては、入力ケーブルの長さ、周囲の温度、湿度の他、ひずみゲージの抵抗値によっても大きな影響を受けることが明らかとなった。
ところで、測定ブリッジに容量不平衡分が発生してもそれを打消し得る搬送波型のひずみ測定器として、本件出願人は、特許文献１（特公平２−１６４４１号公報）に記載のひずみ増幅器を先に提案した。
この特許文献１の正弦波搬送波方式のひずみ増幅器は、検出部ブリッジの出力側に該検出部ブリッジの容量変化分に対応する出力成分を抽出する回路と、この回路の出力振幅でブリッジ電源から得た電圧を制御しコンデンサを介して前記検出部ブリッジに帰還する回路とを設け、前記検出部ブリッジに容量Ｃが混入したとき、
【００１５】
【数１０】
なる電圧を前記コンデンサに与える構成とし、検出部ブリッジに容量不平衡分が発生してもそれを完全に打消すことができるようにしたものである。
また、抵抗式ひずみゲージを含むブリッジ回路の初期不平衡の影響を補償しつつ、ブリッジ回路とひずみ測定器との間の接続線間の浮遊容量などによる位相のずれの影響を補償し、ひずみゲージのひずみに応じた抵抗値変化に伴う実際の抵抗成分を検波するようにした発明として特許文献２（特開２００５−１９５５０９号公報）に記載されたものがある。
【００１６】
この特許文献２に係る発明は、抵抗式ひずみゲージを含むブリッジ回路に交流電源電圧を付与しつつ、該ブリッジ回路の出力電圧信号を交流増幅器に入力して増幅すると共に、該交流増幅器の出力電圧信号から、前記交流電源電圧に対して所定の位相関係を有する信号成分を前記ブリッジ回路の抵抗値変化に応じた抵抗成分として検波し、その検波した抵抗成分から前記ひずみゲージのひずみ値に応じたひずみ測定信号を生成するようにした搬送波型ひずみ測定方法において、
前記ひずみゲージの無ひずみ状態での前記ブリッジ回路の出力電圧信号を前記交流増幅器に入力しつつ、該交流増幅器の出力電圧信号の抵抗成分と該抵抗成分に対して９０°の位相差を有する容量成分とが零になるように該交流増幅器に付加的に入力する初期不平衡補償信号を決定する初期不平衡調整ステップと、
この初期不平衡補償信号の決定後に、前記ブリッジ回路に固定抵抗値の抵抗体を接続して、該ブリッジ回路の出力電圧信号と前記初期不平衡補償信号とを前記交流増幅器に入力しつつ、前記交流増幅器の出力電圧信号の前記交流電源電圧に対する位相のずれ量を決定する位相ずれ決定ステップとを備え、
この位相ずれの決定後に、前記固定抵抗値の抵抗体を前記ブリッジ回路から切り離してひずみ測定を行う時に、前記交流増幅器の出力電圧信号のうち、前記位相ずれ決定ステップで決定したずれ量だけ前記交流電源電圧に対して位相差を有する信号成分を前記ブリッジ回路の抵抗値変化に応じた抵抗成分として検波するようにした搬送波型ひずみ測定方法を提案するものである。
【００１７】
さらに、本件出願人は、測定ブリッジに容量不平衡分が発生してもそれを打消し得る搬送波型のひずみ測定器として、特許文献３（特開２０１０−２６６４０８号公報）に記載の正弦波搬送波方式のひずみ測定装置を先に提案している。
この正弦波搬送波方式のひずみ測定装置は、使用回路は、環境問題にも配慮したＲｏＨＳ対応部品で構成し、電源ノイズの低減を図りつつ、浮遊容量などによる不平衡成分を自動的に常時打消し、測定ブリッジに含まれるひずみゲージに応じた抵抗値変化に伴う実際の抵抗成分を精度よく測定する技術である。具体的には、搬送波型動ひずみ測定装置は、測定ブリッジと、該ブリッジの出力を入力する入力トランスと、該ブリッジの出力を帰還された補償量で補正する打消し回路と、１次側電源回路とを含む１次側の回路系統と、該測定ブリッジの出力から前記補償量を作り出す搬送波増幅回路と、容量分位相検波回路と、容量分打消し駆動回路と、搬送波発振回路および２次側電源とを含む２次側の回路系統とに分けて構成されている。１次側の回路系統と２次側の回路系統とは、磁気的な結合手段と、光学的な結合手段である光信号伝達手段とを介してのみ結合され、電気的な接続部分は有しないことを特徴としている。
【００１８】
測定用ブリッジには抵抗値の初期不平衡分と共に、このＣ分の初期不平衡値（アンバランス値）が現れる。ひずみゲージの抵抗変化分は測定に必要なものであるが、Ｃ分は測定に不必要なものである。このＣ分はケーブルの長さや材質により変わり、周囲の温度、湿度などの環境で変化する。従来、これが測定器の安定性の低下の原因となっていた。
この変化分を測定に影響しないようにすることができれば、高精度なひずみ測定が可能となる。そこで、このＣ分を常に検知し、その分量を打消し、自動追尾して安定度を高める測定方式として、いわゆるＣＳＴ方式（Capacitance Self Tracing）が提案されている。この方式では、測定用ブリッジの隣り合う２辺にＣ分が入っても、零点が変化しないので、安定度が向上する。
そこで本発明に際しての課題は、隣り合う辺だけではなく、それぞれの対辺にＣ分が入っても零点が変化しないＣＳＴ方式の動ひずみ測定器を提供することにあった。つまり、測定ブリッジの４辺のどこにＣ分が入っても零点に影響しない測定方法が必要とされた。
ひずみゲージを使用した応力測定には、搬送波型動ひずみ測定器が多く使用される。その理由は測定現場において、外乱ノイズや電源ノイズにあまり影響されずに測定ができるからである。
ひずみゲージは、小型、軽量で測定対象物にほとんど影響しないが、使用するゲージと測定器までの間を入力ケーブルで接続する必要がある。このゲージと測定器を接続する方法には種々の方法が考えられる。使用ゲージの枚数や測定場所により、ケーブルの長さや配線ルートが変わる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特公平２−１６４４１号公報
【特許文献２】特開２００５−１９５５０９号公報
【特許文献３】特開２０１０−２６６４０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
上記特許文献１におけるひずみ増幅器では、測定ブリッジや該測定ブリッジに発生する容量成分を打消す容量分打消し回路や１次側電源回路等の１次側回路部分と、搬送波増幅回路、容量分位相検波回路、搬送波発振回路および２次側電源等の回路部分とが、直接電気的に接続されているため電源ノイズがひずみ測定値に影響を与え、Ｓ／Ｎ比が充分とはいえず、さらに高精度での測定の実現が望まれている。
また、特許文献１（特公平２−１６４４１号公報）においては、虚数項検波回路の出力を、ローパスフィルタを介して振幅制御回路に与えて打消し回路を制御するように構成されており、該振幅制御回路は、ローパスフィルタから得られた信号に応じて発光ダイオードを駆動する回路であり、打消し回路は、抵抗と発光ダイオードからの入射光により抵抗値が変化する、例えば、Ｃｄｓセル等のような受光素子との直列回路の両端をブリッジ電源に接続し、前記直列回路の接続点からとり出した信号を増幅器を介して前記コンデンサＣｏに与えるように構成されている。
しかしながら、打消し回路に含まれるＣｄｓは、ＲｏＨＳ（Restriction of Hazardous Substances：危険物質に関する制限の頭文字をとったもの）、即ち「電子・電気機器における特定有害物質の使用制限についての欧州連合による指令」において規制物質に指定されているカドミウムを含有している。
【００２１】
カドミウムは、腎臓に対して、機能障害を起こす恐れがある危険物質であり、１００ｐｐｍ以下（２００７年７月現在）に規制されているため、光電変換素子としてＣｄｓを使用することに問題がある。
また、特許文献２（特開２００５−１９５５０９号公報）においても、測定ブリッジが含まれる１次側回路部分と、搬送波発振回路、搬送波増幅回路、９０°位相検波回路、９０°位相バランス回路およびこれら回路部分に電源を供給する電源等が電気的に接続されているため、上述したように、電源ノイズが、ひずみ測定値に混入し測定精度を低下させる、という問題点がある。
しかしながら、特許文献３（特開２０１０−２６６４０８号公報）に記載の正弦波搬送波方式のひずみ測定装置にあっては、測定ブリッジを構成するひずみゲージの４辺（抵抗）に各々並列に発生する浮遊容量による不均衡までは消すことができない。
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたもので、使用回路は、環境問題にも配慮したＲｏＨＳ対応部品で構成し、電源ノイズの低減を図りつつ、測定ブリッジとひずみ測定回路との間の接続線間の浮遊容量などによる不平衡成分を自動的に打消し、測定ブリッジに含まれるひずみゲージに応じた抵抗値変化に伴う実際の抵抗成分を精度よく測定し得る搬送波型動ひずみ測定器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
請求項１に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、
搬送波型動ひずみ測定器において、
ひずみゲージを含む測定ブリッジと、
前記測定ブリッジに印加される搬送波に重畳された測定信号を増幅する搬送波増幅回路と、
前記搬送波増幅回路の出力を受けて前記測定ブリッジの容量変化分に対応する不平衡成分を抽出し、前記不平衡成分に対応した補償量の信号を出力する容量分位相検波回路と、
前記容量分位相検波回路の出力を受けて前記測定ブリッジに発生する容量成分による不平衡成分を自動的に打消す２系統の容量分打消し駆動回路と、
前記測定ブリッジの抵抗の不平衡分を抽出して、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路と、
位相のずれの基準となる基準電圧を前記容量分位相検波回路に供給する移相回路と、
前記測定ブリッジに印加する搬送波を発生する搬送波発振回路と、
前記測定ブリッジの２つの出力端子と、前記２系統の容量分打消し駆動回路との間にそれぞれ接続された２系統の帰還用のコンデンサと、を備え、
前記測定ブリッジの４辺の１辺乃至はすべての辺の抵抗に並列的に混入する浮遊容量成分による不平衡成分を前記２系統の容量打消し駆動回路から前記２系統の帰還用コンデンサに逆位相の電圧を印加することにより自動的に打ち消すように構成したことを特徴としている。
【００２３】
請求項２に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、
前記測定ブリッジの一方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ１およびＣｕ２とし、前記測定ブリッジの他方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ３およびＣｕ４とし、
前記帰還用の第１コンデンサおよび第２のコンデンサをＣｂおよびＣｄとし、 前記測定ブリッジの入力端に印加される搬送波電圧をＥとし、
前記測定ブリッジを形成する抵抗成分が平衡している場合において、下記［数１］式によって求められる打消し電圧Ｖｂｃおよび下記［数２］式によって求められる打消し電圧Ｖｄｃ：
【００２４】
【数１１】
【００２５】
【数１２】
を、前記測定ブリッジの一方の出力端および他方の出力端に、それぞれ印加するように構成したことを特徴としている。
【００２６】
請求項３に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、前記帰還用コンデンサが、所定の複数の容量値のうち、いずれかを選択して設定することが可能なコンデンサであることを特徴としている。
請求項４に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、２次側の各回路に電力を供給する２次側電源と、前記２次側電源から電力トランスを介して電力を受けて１次側の各回路に電力を供給する１次側電源回路とをさらに備えると共に、前記搬送波発振回路の出力を、結合トランスを介して測定ブリッジに印加する構成としたことを特徴としている。
請求項５に記載した発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、上記の目的を達成するために、前記１次側の回路と前記２次側の回路との間に、少なくとも１つの発光ダイオードと、これと対峙するように配置された受光ダイオードからなる光信号伝達手段とをさらに備え、前記測定ブリッジ、前記容量分打消し回路、前記受光ダイオードおよび前記１次側電源回路は、前記搬送波増幅回路、前記容量分位相検波回路、前記容量分打消し駆動回路、前記発光ダイオード、前記搬送波発振回路および前記２次側電源に対し、前記入力トランス、前記光信号伝達手段、前記結合トランスおよび前記電力トランスからなる電磁的手段および前記光信号伝達手段により接続され、電気的には絶縁された状態で接続されていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２７】
本発明の請求項１の搬送波型動ひずみ測定器によれば、
搬送波型動ひずみ測定器において、
ひずみゲージを含む測定ブリッジと、
前記測定ブリッジに印加される搬送波に重畳された測定信号を増幅する搬送波増幅回路と、
前記搬送波増幅回路の出力を受けて前記測定ブリッジの容量変化分に対応する不平衡成分を抽出し、前記不平衡成分に対応した補償量の信号を出力する容量分位相検波回路と、
前記容量分位相検波回路の出力を受けて前記測定ブリッジに発生する容量成分による不平衡成分を自動的に打消す２系統の第１および第２の容量分打消し駆動回路と、
前記測定ブリッジの抵抗の不平衡分を抽出して、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路と、
位相のずれの基準となる基準電圧を前記容量分位相検波回路に供給する移相回路と、
前記測定ブリッジに印加する搬送波を発生する搬送波発振回路と、
前記測定ブリッジの２つの出力端子と、前記２系統の前記第１および第２の容量分打消し駆動回路との間にそれぞれ接続された２系統の帰還用の第１および第２のコンデンサと、を備え、
前記測定ブリッジの４辺の１辺乃至はすべての辺の抵抗に並列的に混入する浮遊容量成分による不平衡成分を打消す打消し電圧を前記２系統の前記第１および第２の容量打消し駆動回路から前記第１および第２の帰還用コンデンサを介して前記測定ブリッジの各出力端子にそれぞれ印加することにより前記容量による不平衡成分を自動的に打ち消すように構成したので、測定ブリッジを構成するひずみゲージの４辺（抵抗）の各々に並列に発生する浮遊容量成分による不均衡成分を、常に自動的に、全て打消すことができる。
【００２８】
本発明の請求項２の搬送波型動ひずみ測定器によれば、前記測定ブリッジの一方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ１およびＣｕ２とし、前記測定ブリッジの他方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ３およびＣｕ４とし、
前記帰還用の第１コンデンサおよび第２のコンデンサをＣｂおよびＣｄとし、 前記測定ブリッジの入力端に印加される搬送波電圧をＥとし、
前記測定ブリッジを形成する抵抗成分が平衡している場合において、下記［数１］式によって求められる打消し電圧Ｖｂｃおよび下記［数２］式によって求められる打消し電圧Ｖｄｃ：
【００２９】
【数１３】
【００３０】
【数１４】
を、前記測定ブリッジの一方の出力端および他方の出力端に、それぞれ印加するように構成したので、測定ブリッジを構成するひずみゲージ（抵抗）の１辺乃至４辺のすべてに含まれる浮遊量成分による不均衡成分を、常に自動的に、全て打消すことができる。
【００３１】
本発明の請求項３の搬送波型動ひずみ測定器によれば、前記帰還用コンデンサが、所定の複数の容量値のうち、いずれかを選択して設定することが可能なコンデンサであるとしたので、予め測定された前記浮遊容量成分による不均衡成分を広範囲打ち消すことができる容量値を選択して設定することが可能となる。
本発明の請求項４の搬送波型動ひずみ測定器によれば、
２次側の各回路に電力を供給する２次側電源と、前記２次側電源から電力トランスを介して電力を受けて１次側の各回路に電力を供給する１次側電源回路とをさらに備えると共に、前記搬送波発振回路の出力を、結合トランスを介して測定ブリッジに印加する構成としたので、１次側と２次側とを電気的に絶縁された状態で接続することができる。
本発明の請求項５の搬送波型動ひずみ測定器によれば、
前記１次側の回路と前記２次側の回路との間に、少なくとも１つの発光ダイオードと、これと対峙するように配置された受光ダイオードからなる光信号伝達手段とをさらに備えたので、前記測定ブリッジ、前記容量分打消し回路、前記受光ダイオードおよび前記１次側電源回路は、前記搬送波増幅回路、前記容量分位相検波回路、前記容量分打消し駆動回路、前記発光ダイオード、前記搬送波発振回路および前記２次側電源に対し、前記入力トランス、前記光信号伝達手段、前記結合トランスおよび前記電力トランスからなる電磁的手段および前記光信号伝達手段により接続され、電気的には絶縁された状態で接続される効果が有る。
さらには、測定ブリッジが出力側（２次側）と絶縁されていることによる電源ノイズの低減と高電位な場所でのひずみ測定を可能としつつ、併せて、測定ブリッジに生じる容量不平衡分を常時完全に打消すことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の主要部の回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す本発明の第１の実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の基本構成として一系統のみの詳細構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器における打消し回路からの出力電圧（補償量）を、帰還するための回路構成の１例を示す回路図である。
【図４】測定ブリッジと測定器と入力ケーブルとを接続する回路を示す回路図であり、図４（ａ）は、測定ブリッジと測定器と入力ケーブルとの接続を示し、図４（ｂ）は、ゲージ抵抗Ｒ１と並列にＣ分（浮遊容量Ｃｕ１）が生じている場合の、その等価回路を示すものである。
【図５】Ｃ分（浮遊容量Ｃｕ１）（横軸）の容量を変化させた場合の出力振幅値を、実測値と計算値とで比較した結果を示すグラフ図である。
【図６】図６（ａ）、（ｂ）は、Ｃ分を打消す波形をＶｂｃとしてそれぞれＢ点に印加する場合の等価回路を示す。
【図７】Ｒ分がバランスしている場合の打消し波形（電圧）Ｖｂｃを示す算式の検証に使用した回路のブロック構成図である。
【図８】図７に示す回路におけるＣ分によって出力するひずみ量（＝出力電圧Ｅｏｕｔ）とＣＳＴ方式を適用していない場合との比較データを示すグラフ図である。
【図９】測定ブリッジのＡＢ辺とＢＣ辺の対辺であるＣＤ辺とＡＤ辺に、Ｃ分として浮遊容量Ｃｕ３と浮遊容量Ｃｕ４とが混入した場合の測定ブリッジの等価回路を示す。
【図１０】図９と（２５）式に示すＣｕ３、Ｃｕ４を変化させた場合のＥｏｕｔ（ひずみ量）の計算値と実験値との比較データを示すグラフ図である。
【図１１】測定ブリッジの４辺にＣ分が混入した場合の打消し方法を説明するための等価回路の回路図である。
【図１２】図１１に示す等価回路を分解した第１の回路の回路図である。
【図１３】図１１に示す等価回路を分解した他の第２の回路の回路図である。
【図１４】図１１に示す等価回路を分解したさらに他の第３の回路の回路図である。
【図１５】図１１に示す等価回路を分解した他の第４の回路の回路図である。
【図１６】（ａ）、（ｂ）は、測定ブリッジとして１２０Ωの抵抗を用いた場合の測定ブリッジの各辺に、Ｃ分として、０から約２０００ｐＦまでを加えて測定した零点変化のグラフを示す特性図である。
【図１７】（ａ）、（ｂ）は、測定ブリッジとして３５０Ωの抵抗を用いた場合の測定ブリッジの各辺にＣ分として０から約２０００ｐＦまでを加えて測定した零点変化の特性図を示す。
【図１８】（ａ）は、一般的な搬送波型動ひずみ測定器において、ひずみ測定器からホイートストンブリッジ回路構成の測定ブリッジに至るまでの回路構成を図式化した説明図であり、（ｂ）は、（ａ）の等価回路図である。
【図１９】ホイートストンブリッジ回路構成で、容量分を含んだ等価回路である。
【図２０】ひずみゲージの抵抗値が１２０Ωの場合と３５０Ωの場合で搬送波周波数５ＫＨｚを使用したときのそれぞれの容量値ΔＣと、ひずみ量εとの関係を示したグラフ図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
本発明に係る搬送波型動ひずみ測定器は、２系統（但し部分的に１系統としたものも含む）のＣＳＴ（Capacitance Self Tracing）方式回路を備え、測定ブリッジ４辺のどこにＣ分が入っても零点の変動を無くすことができる。
以下、本発明の搬送波型動ひずみ測定器の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の主要部の回路構成を示す回路図である。
同図に示す本実施形態の搬送波型動ひずみ測定器の回路は、独立したＣＳＴ回路を２系統設けて、測定ブリッジのＢ点とＤ点に帰還用のキャパシタンスＣｂ、Ｃｄを接続し、それぞれ隣辺のＣ分を打消すようにした回路である。
第１の本実施の形態の搬送波型動ひずみ測定器の回路は、より具体的には、図１に示すひずみゲージをもって構成されたホイートストンブリッジ回路（以下、「測定ブリッジ」と略称する）１１と、測定ブリッジ１１の出力電圧（Ｂ−Ｄ間の電圧）を搬送波出力として増幅する搬送波増幅回路２１ａ、２１ｂと、搬送波出力のうち、抵抗の不平衡分（上記（５）式の実数項分）を抽出し、さらに、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路２２と、容量分の不平衡成分による位相のずれを補償量に変換する容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂと、容量分の不平衡成分による位相のずれの基準となる基準電圧（搬送波と位相が９０度ずれた電圧波形）を容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂに供給する移相回路２５ａ、２５ｂと、測定ブリッジ１１に入力する搬送波（例えば、５ｋＨｚ〜２８ｋＨｚ）を出力する搬送波発振回路としての発振回路２６と、を備える。
【００３４】
この他に、図１には図示していないが、図２に示すように、搬送波電力の励振電力として電力トランス２０（１次コイル）に供給するパワーアンプ２７と、測定ブリッジ１１の各端子と接地との間に生じる浮遊容量分の不平衡成分による位相のずれを補償量に変換する容量分位相検波回路２３、光信号伝達手段１３等を備えることができる。
尚、上述した第１の実施の形態においては、ＣＳＴ回路を構成する回路のうち、搬送波増幅回路２１ａ、２１ｂと、容量分打消し駆動回路２４ａ、２４ｂのうち、後述する容量分位相検波回路２３と、移相回路２５ａ、２５ｂを、それぞれ２系統用いる構成として示してあるが、必ずしも２系統用いることなく、これらの各回路は、１系統用いる構成とすることができる。
また、本発明に特徴的な構成として、測定ブリッジ１１の一方の出力端子Ｂと第１の容量分打消し駆動回路２４ａの１系統分との間には帰還用の第１のコンデンサＣbを接続し、測定ブリッジ１１の他方の出力端子Ｄと第２の容量分打消し駆動回路２４の他の１系統分との間には帰還用の第２のコンデンサＣｄを接続している。
この帰還用の第１、第２のコンデンサＣb，Ｃｄは、所定の複数の容量値のうち、後述するいずれかを選択して設定することが可能なコンデンサを用いることができる。第１、第２のこれらのコンデンサの機能については図６以下に示す図を参照して後述する。
図２は、図１に示す本発明の第１の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器のより具体的且つ詳細な構成を示す第２の実施の形態に係る回路図である。
但し、図２は、図１に示す本発明の第１の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の詳細回路構成を示すものであるが、形態上は、同一回路を２系統有する２次側の回路（図１）については１系統分だけ示している。
【００３５】
図２において、第２の実施の形態の搬送波型動ひずみ測定器は、ひずみゲージをもって構成されたホイートストンブリッジ回路（以下、「測定ブリッジ」と略称する）１１と、該測定ブリッジ１１の出力を後述する帰還された補償量で補正する回路とから成る１次側回路系統（以下、「１次側」と略称する）と、該測定ブリッジ１１の出力から前記補償量を生成する補償量検出回路を有する２次側回路系統（以下、「２次側」と略称する）とに分けられる。１次側と２次側は、磁気的な結合手段、例えば、入力トランス１２、結合トランス１９、電力トランス２０と光学的な結合手段、例えば、光信号伝達手段１３とを介してのみ結合され、電気的に直接接続されていない。
まず、１次側として、ホイートストンブリッジ回路で構成されている測定ブリッジ１１と、測定ブリッジ１１の出力を受けて磁気結合により２次側に伝える入力トランス１２（１次コイル）と、光信号伝達手段１３を構成する受光ダイオード１３ｂ側と、測定ブリッジ１１に入力する搬送波と同じ搬送波を受けて打消し回路１４にリファレンス電圧を供給するＢ．Ｖ波形供給回路１５と、が含まれる。
【００３６】
さらに、１次側には、特定の１または複数の較正値を搬送波に重畳して入力トランス１２に供給する較正値発生回路１６と、無ひずみ状態において、測定ブリッジ１１の出力に含まれる抵抗分の初期平衡成分による誤差を調整する電圧を搬送波に重畳させて入力トランス１２に注入する抵抗分調整回路１７と、１次側の回路が使用する電力を供給する１次側電源回路１８と、２次側の搬送波（この場合、正弦波）発振回路としての発振回路２６から出力される搬送波を測定ブリッジ１１に伝達する結合トランス１９（２次コイル）と、２次側のパワーアンプ回路２７から出力される搬送波の電力を受けて、１次側電源回路１８に伝達する電力トランス２０（２次コイル）と、を備える。
次に、２次側として、入力トランス１２（２次コイル）から出力される搬送波出力を増幅する搬送波増幅回路２１と、搬送波出力のうち、抵抗の不平衡分（上記（５）式の実数項分）を抽出し、さらに、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２と、搬送波出力のうち容量不平衡分（即ち、上記（５）式の虚数項成分）を抽出し、さらに、搬送波成分を除去する容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２３と、容量分の不平衡成分による位相のずれを補償量に変換する容量分打消し駆動回路２４と、容量分の不平衡成分による位相のずれの基準となる基準電圧（搬送波と位相が９０度ずれた電圧波形）を容量分位相検波回路２３に供給する移相回路２５と、を備える。
【００３７】
さらに、２次側として、測定ブリッジ１１に入力する搬送波（例えば、５ｋＨｚ）を出力する搬送波発振回路としての発振回路２６と、発振回路２６の出力を１次側の測定ブリッジ１１に搬送波ブリッジ電圧として供給する結合トランス１９の１次コイルと、搬送波電力の励振電力として電力トランス２０（１次コイル）に供給するパワーアンプ２７と、２次側に含まれるすべての回路が使用する電力を供給する２次側電源２８と、を備える。
以下、図１，２を参照しながら、第１および第２の実施形態の搬送波型動ひずみ測定器が有する各回路構成要素について説明する。
先ず、１次側において、測定ブリッジ１１は、ひずみゲージをもってホイートストンブリッジ回路に構成されており、当該ひずみゲージは、被測定対象物に接着、融着、蒸着、スパッタリング等の手段により、添着されて、そのひずみを検出する。
入力トランス１２（１次コイル）は、被測定対象物のひずみに比例する測定ブリッジからの出力（電圧値）を１次側（１次コイル）で受け、磁気結合により２次コイルに伝える。
Ｂ．Ｖ波形供給回路１５は、測定ブリッジ１１に入力する搬送波と同じ搬送波を受けて、容量分打消し回路１４に搬送波のリファレンスとして供給する。
【００３８】
較正値発生回路１６は、ひずみゲージに実際に負荷を掛けることなく、特定の１つまたは複数の較正値に対応する較正電圧を発生して入力トランス１２に印加する。
抵抗分調整回路１７は、ひずみゲージに負荷をかけない状態における測定ブリッジ１１の出力に含まれる抵抗分の初期不平衡成分を調整する（打消す）ことができる電圧値に対応する電圧を発生して搬送波に重畳して入力トランス１２に伝達する。
１次側電源回路１８は、２次側電源２８から電源の供給を受けて駆動するパワーアンプ回路２７によって励振される電力トランス２０（２次コイル）に接続されている。この１次側電源回路１８は、１次側の全ての回路要素が使用する電力を供給するためのものである。
結合トランス１９（２次コイル）は、２次側の発振回路２６で生成される搬送波（例えば、５ｋＨｚの発振周波数）をひずみの測定時に測定ブリッジ１１に入力する搬送波電源（いわゆるブリッジ電源）を、磁気結合で受けて測定ブリッジ１１に伝達する。
また、２次側において、搬送波増幅回路２１は、入力トランス１２（２次側コイル）から出力される測定ひずみを含む搬送波出力を増幅する増幅回路であり、この増幅結果の出力を、抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２と、容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２３とに送出する。
【００３９】
抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２は、前記測定ひずみを含む搬送波出力から、測定ブリッジ１１のホイートストンブリッジを構成する４辺の抵抗分の初期不平衡成分を抽出し、さらに搬送波成分を除去してひずみに対応した信号を出力する。但し、この抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２が検出した抵抗分の初期不平衡成分を打消して、これを補償する回路部分は、本発明の範囲外であるので、ここでの図示及び説明は省略する。
容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２３は、前記測定ひずみを含む搬送波出力を搬送波増幅回路２１から受けると共に、発振回路２６の出力に対して９０°位相をずらせた出力を移相回路２５から受けて、容量不平衡成分を抽出し、搬送波を除去して容量分打消し駆動回路２４に送出する。
移相回路２５は、発振回路２６の出力に対し位相を９０°ずらせて、容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２３に送出する。また、発振回路２６は、結合トランス１９を介して１次側の測定ブリッジ１１に印加する搬送波出力を生成する。この発振回路２６の出力は、上記移送回路２５と２次側の抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路２２とパワーアンプ回路２７にも送出される。
パワーアンプ２７は、発振回路２６が生成する搬送波（正弦波波形）の出力を増幅し、この増幅で得られた励振電圧を、電力トランス２０（１次コイル）に供給する。
【００４０】
電力トランス２０の２次コイルには、１次側電源回路１８が接続されている。この１次側電源回路１８からは、平滑化された直流電圧が生成され、１次側に含まれる回路要素へと供給される。
２次側電源２８は、２次側の全ての回路要素が使用する電力を供給する。
図３は、本発明の第２の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器における打消し回路からの出力電圧（補償量）を、帰還するための回路構成の一例を示す回路図である。
図３に示す回路図において、例えば、第１の容量分打消し駆動回路２４ａの出力は、帰還用の第１のコンデンサＣｂを介して、入力トランス１２の一方の入力端に供給されると共に、測定ブリッジ１１の一方の出力端子Ｂに供給される。また、第２の容量分打消し駆動回路２４ｂの出力は、帰還用の第２のコンデンサＣｄを介して入力トランス１２の他の入力端に供給されると共に、測定ブリッジ１１の他方の出力端Ｄに供給される。
上記測定ブリッジの一方の出力端子Ｂには、後述する式（３８）または式（４２）のＶｂｃを供給し、他方の出力端子Ｄには、後述する式（３７）または式（４１）のＶｄｃを供給する。
【００４１】
即ち、第２の実施の形態の場合、容量分打消し駆動回路２４ａの出力を受けて、これを増幅する第１の打消し回路１４ａは、第１のコンデンサＣｂを介して入力トランス１２の１次側コイルの一端に打消し電圧を搬送波に重畳させて供給する。
さらに、第２の容量分打消し駆動回路２４の出力を受けて、これを増幅する第２の打消し回路１４ｂからの出力を、入力トランス１２の１次側コイルの他端に、搬送波打消し電圧を重畳させて供給する。
このように構成することにより、打消し電圧の振幅が図２に示す構成のものに対して１／２ですみ、これにより直線性の良好なところが使用することができ、打消し波形が歪むことなく、きれいな波形で注入されるため、より高精度に容量不平衡分を常に打消し得る搬送波型動ひずみ測定器を提供することができる。
さらに、本発明の実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器は、前述の特許文献３（特開２０１０−２１６４０８号公報）に記載の搬送波型動ひずみ測定器と同様に、２次側から１次側へのフィードバック結合を発光ダイオード１３ａと受光ダイオード１３ｂのような光信号伝達手段１３を介して実現することも可能である。
【００４２】
以下、本発明の第１および第２の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器に特徴的な構成要素である第１および第２のコンデンサＣｂおよびＣｄの機能について説明する。
まず、測定ブリッジの等価回路について説明し、浮遊容量によるＣ分がどの程度の零点変化を及ぼすのか、その概略を示す。
図４は、測定ブリッジと測定器と入力ケーブルとを接続する回路を示す回路図であり、図４（ａ）は、測定ブリッジと測定器と入力ケーブルとの接続を示し、図４（ｂ）は、ゲージ抵抗Ｒ１と並列にＣ分（浮遊容量Ｃｕ１）が生じている場合の、その等価回路を示すものである。
同図に示す測定ブリッジでは、Ｃ分（浮遊容量Ｃｕ１）をＣ分のアンバランス、Ｒｌ〜Ｒ４をＲとし、ＡＣ間に搬送波を印加する。搬送波周波数をωで表し、振幅電圧をＥとすると、ブリッジの出力電圧Ｅｏｕｔは（１１）式となる。
【００４３】
【数１５】
ここで、ひずみをε、ゲージ率をＫｓとすると、１枚ゲージの場合のブリッジの出力電圧は、（１２）式で示される。
【００４４】
【数１６】
よって、（１１）式及び（１２）より、（１３）式が得られる（但し、Ｋｓ＝２．００としている）。
【００４５】
【数１７】
この式を実数部と虚数部に分けると、（１４）式となる。
【００４６】
【数１８】
図５は、Ｃ分（浮遊容量Ｃｕ１）（横軸）の容量を変化させた場合の出力振幅値を、実測値と計算値とで比較した結果を示すグラフ図である。
同図に結果を示す測定において、ひずみゲージの抵抗値として１２０Ωを使用し、ブリッジ電圧を２Ｖとし、搬送波周波数として５ｋＨｚ，１２Ｍｚ，２８ｋＨｚを、それぞれ印加した（ブリッジ電圧が２Ｖのとき、１με＝１μＶに相当する）。
同図に示す測定結果からは、計算値と実測値とはほぼ合致していることが分かる。
また、２８ｋＨｚの搬送波でＣ分アンバランスが２０００ｐＦの時、出力は、２００００με以上、５ｋＨｚの場合でも４０００με以上となっている。
同図に示すように、測定ブリッジの初期不平衡値は、Ｃ分のアンバランス容量と搬送波周波数とに大きく影響を受けていることが分かる。
測定に使われるひずみゲージは、抵抗変化分が低抗値の１％以下の微小変化を検出し、利用する。このため、測定ブリッジからの出力電圧は数百μεから数千με（数ｍＶ）と小さい。よって、浮遊容量Ｃｕ１で発生する出力が数ｍＶ以上となると、Ｒ分の出力を超えてしまって、入力に非常に大きな影響を与えることになる。
さらに判定器の増幅回路は、数千倍の増幅度を持たせるため、Ｃ分で増幅回路が飽和しないように、増幅回路に入る前にバランスさせる必要がある。抵抗であるＲ分は、ひずみゲージであるので、被測定体に取付けてから、別途調整するものとする。
【００４７】
以下、一般的なＣＳＴ方式のひずみ測定器における不要波形打消し方法について説明する。
測定ブリッジのＣ分による不要電圧は虚数部分として現わされる。従って、虚数部分を検出して入力側に戻し、位相が１８０°ずれた波形として加えれば打消すことができることになる。前述のとおり、この方法はＣＳＴ方式と呼ばれている。
以下、一般的なＣＳＴ方式の搬送波型動動ひずみ測定器における不要波形打消し方法の計算式を示す。
図６は、Ｃ分を打消す波形をＶｂｃとしてＢ点に印加する場合の等価回路を示す。
同図では、センサーである測定ブリッジの隣り合った辺にＣ分が有り、このＣ分を打消す波形をＶｂｃとしてＢ点に印加する場合の等価回路を示している。（このとき、４辺に分布するＣ分容量は少なく、バランスしているものとする。）
まず、図６（ａ）において、ＡＢ間に浮遊容量Ｃｕ１が加わった場合、出力電圧Ｅｏｕｔは（１５）式で示される。
【００４８】
【数１９】
（１５）式から実数部と虚数部とを求め、虚数部を零にするＶｂｃを求めると、Ｖｂｃは（１６）式として求まる。
【００４９】
【数２０】
（１６）式を（１５）式に代入すると、（１７）式が得られる。
【００５０】
【数２１】
（１７）式は、Ｖｂｃを（１６）式で示されるようにコントロールすると、出力電圧Ｅｏｕｔは、測定ブリッジに印加する搬送波周波数に関係しないで、Ｒ分である抵抗値だけの式になることを示している。
次に、図６（ｂ）に示す等価回路についても上記と同様に出力電圧Ｅｏｕｔを算出する。
まず、図６（ｂ）において、ＢＣ間に浮遊容量Ｃｕ２が加わった場合、出力電圧Ｅｏｕｔは（１８）式で示される。
【００５１】
【数２２】
（１８）式から実数部と虚数部とを求め、虚数部を零にするＶｂｃを求めると、Ｖｂｃは（１９）式として求まる。
【００５２】
【数２３】
（１９）式を（１８）式に代入すると、（２０）式が得られる。
【００５３】
【数２４】
（２０）式は、Ｖｂｃを（１９）式で示されるようにコントロールすると、出力電圧Ｅｏｕｔは測定ブリッジに印加する搬送波周波数に関係しないで、Ｒ分である抵抗値だけの式になることを示している。
ここで（１６）式と（１９）式に注目し、Ｒ１＝Ｒ２とすると、（１６）式は、（２１）式になる。
【００５４】
【数２５】
また、（１９）式は（２２）式となる。
【００５５】
【数２６】
（２１）式と（２２）式とから解るように、Ｒ分がバランスしている場合は、ブリッジ電圧（Ｅ／２）と不平衝Ｃ分（浮遊容量Ｃｕ１または浮遊容量Ｃｕ２）とを乗算して成る逆位相の電圧を加えれば良いことが解る。
以下、これを実際の回路で検証した結果を示す。
図７は、Ｒ分がバランスしている場合のＶｂｃを示す算式の検証に使用した回路のブロック構成図である。
同図に示す回路において、測定ブリッジＡＢ間のＣ分を変化させ、ＣＳＴ動作をさせた場合と、ＣＳＴ動作をしない場合とを比較した。
図８は、図７に示す回路におけるＣ分によって出力するひずみ量（＝出力電圧Ｅｏｕｔ）の比較データを示すグラフ図である。
同図に示すデータは、ＣＳＴ動作をさせた場合と、ＣＳＴ動作をしない場合とで、搬送波周波数を５ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、２８ｋＨｚとし、ブリッジ抵抗を１２０Ωとして、それぞれ取得したものである。同図から解るように、ＣＳＴ方式では零点がほとんど変化しない。Ｃ分によって出力するひずみ量はグラフ上では零に近く、改善度は非常に大きい。この動作で、搬送波型動ひずみ測定器の測定ブリッジの初期不平衡の調整は、Ｒ分のみで済むことが理解される。
【００５６】
次に、測定ブリッジのＡＢ辺とＢＣ辺の対辺であるＣＤ辺とＡＤ辺に、Ｃ分として浮遊容量Ｃｕ３および浮遊容量Ｃｕ４が混入した場合を考える。（このとき、ブリッジの４辺に分布するＣ分容量は少なく、バランスしているものとする。）
図９は、測定ブリッジのＡＢ辺およびＢＣ辺の対辺であるＣＤ辺およびＡＤ辺に、Ｃ分として浮遊容量Ｃｕ３および浮遊容量Ｃｕ４が入った場合の測定ブリッジの等価回路を示す。
この場合、まず、図９（ａ）に示す等価回路について出力電圧Ｅｏｕｔを求め、その虚数部を零にする電圧Ｖｂｃを算出する。
出力電圧Ｅｏｕｔは、（２３）式で示され、電圧Ｖｂｃは（２４）式で示される。（２４）式を（２３）式に代入すると、（２５）式が求められる。
【００５７】
【数２７】
【００５８】
【数２８】
【００５９】
【数２９】
（２５）式から解るように、出力電圧Ｅｏｕｔは、印加する搬送波の周波数と抵抗値にも依存し、Ｃ分の変化では零にならない。
次に、図９（ｂ）に示す等価回路についても同様な計算をして出力電圧Ｅｏｕｔを求める。
求められた式で、Ｒ＝１２０Ω（Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４）とし、辺ＡＤと辺ＣＤにＣ分である浮遊容量Ｃｕ４と浮遊容量Ｃｕ３とが加わり、その変化量を０〜２２００ｐＦまで変えた場合の出力電圧Ｅｏｕｔを算出した。
搬送波周波数には、５ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、２８ｋＨｚの３種類を用いた。その結果は図１０に示す。
図１０は、図９に示す等価回路についての、ひずみ量（＝出力電圧Ｅｏｕｔ）の比較データを示すグラフ図である。
同図に示すグラフを見ても解るように、１２０Ωのブリッジ抵抗で搬送波周波数が２８ｋＨｚのとき、１３００μεも変化する（この時、容量値Ｃｂは、２２００ｐＦである）。
【００６０】
ＡＢ、ＢＣ辺のＣ分がアンバランスなら初期不平衡値は零になるが、ＡＤ、ＣＤ辺は、Ｃ分による初期不平衡値が零にならないので、改善しなければならない。
この改善方法としては、測定ブリッジのＤ点に、Ｂ点と同じようにＣ分を打消す電圧発生部分Ｖｄｃを用いることができる。
以下、本発明のＣＳＴ方式動ひずみ測定器に適用される測定ブリッジの４辺にＣ分が有る場合の不要波形打消し方法について説明する。
まず、この方法を計算式で示すために、モデルの等価回路を設定する。
測定ブリッジのＢ点を中心にして、ＡＢ辺、ＢＣ辺は、電圧Ｖｂｃと容量Ｃｂの回路で受け持たせ、ＡＤ辺、ＣＤ辺は、Ｄ点を中心にして、新しく設ける電圧Ｖｄｃと容量Ｃｄの回路で受け持たせれば、測定ブリッジのどの辺にＣ分が加わっても零点変化を抑えることができる（その等価回路は図１１に示す）。
図１１は、測定ブリッジの４辺に浮遊容量Ｃ分（Ｃｕ１〜Ｃｕ４）が有る場合の打消し方法を説明するための等価回路の回路図である。
同図に示す等価回路において、出力電圧Ｅｏｕｔを算出するには、重ね合わせの原理から、以下に示すように第１〜第４の回路に分解することができる（分解結果を図１２〜図１５に示す）。
【００６１】
図１２は、図１１に示す等価回路を分解した第１の回路の回路図である。
図１３は、図１１に示す等価回路を分解した第２の回路の回路図である。
図１４は、図１１に示す等価回路を分解した第３の回路の回路図である。
図１５は、図１１に示す等価回路を分解した第４の回路の回路図である。
即ち、出力電圧Ｅｏｕｔは、Ｅｏｕｔ＝（ＶＤ１＋ＶＤ２＋ＶＤ３＋ＶＤ４）−（ＶＢ１＋ＶＢ２＋ＶＢ３＋ＶＢ４）となる。
ここで、図１２のＶＤ１とＶＢ１、図１３のＶＤ２とＶＢ２、図１４のＶＤ３とＶＢ３および図１５のＶＤ４とＶＢ４を計算する。
まず、ＶＤ１は、（２６）式で求められる。
【００６２】
【数３０】
（２６）式を整理すると、（２７）式が得られる。
【００６３】
【数３１】
同様にＶＢ１は、（２８）式で求められる。
【００６４】
【数３２】
ＶＤ２は、（２９）式で求められる。
【００６５】
【数３３】
ＶＢ２は、（３０）式で求められる。
【００６６】
【数３４】
ＶＤ３は（３１）式で求められる。
【００６７】
ＶＤ３＝０ ‥……（３１）
ＶＢ３は、（３２）式で求められる。
【００６８】
【数３５】
ＶＤ４は、（３３）式で求められる。
【００６９】
【数３６】
また、ＶＢ４は、（３４）式で求められる。
【００７０】
ＶＢ４＝０ ‥……（３４）
ここで、ＶＤとＶＢを求める。
ＶＤ＝ＶＤ１＋ＶＤ２＋ＶＤ３＋ＶＤ４であるから、（２７）式、（２９）式、（３１）式および（３３）式を加算し、（３５）式を得る。
【００７１】
【数３７】
次に、ＶＢを算出する。
ＶＢ＝ＶＢ１＋ＶＢ２＋ＶＢ３＋ＶＢ４であるから、（２８）式、（３０）式、（３２）式および（３４）式を加算し、（３６）式を得る。
【００７２】
【数３８】
（３５）式と（３６）式とを、それぞれ実数部と虚数部に分けて、虚数部を零にする電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｂｃを算出すると、電圧Ｖｄｃは（３７）式となり、電圧Ｖｂｃは（３８）式となる。
【００７３】
【数３９】
【００７４】
【数４０】
‥……（３８）
以上により、図１１に示した等価回路の出力電圧Ｅｏｕｔは、（３９）式として求まる。
【００７５】
【数４１】
（３９）式に、前述の虚数部を零にする（３７）式と（３８）式とを、それぞれ電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｂｃの項に代入すると、（４０）式が得られる。
【００７６】
【数４２】
（４０）式は、抵抗Ｒだけの式であることが理解される。
以上の結果から、測定ブリッジのＤ点とＢ点に、それぞれ独立したＣ分の打消し回路を設けて、電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｂｃとを（３７）式と（３８）式のようにコントロールすれば、測定ブリッジの４辺にＣ分が加わっても零点変動は生じなくなることになる。
抵抗Ｒ分は別途バランスさせるので、測定ブリッジ４辺の抵抗Ｒ分は全て等しいとして、Ｒ＝Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４と置くと、（３７）式と（３８）式は（４１）式と（４２）式となる。
【００７７】
【数４３】
【００７８】
【数４４】
また、（４１）式と（４２）式とから解るように、抵抗Ｒ分が平衡していれば、ブリッジのＤ点とＢ点の隣辺のＣ分の差分のＥ／２の打消し波形を加えればよいことが理解される。即ち、抵抗Ｒ分に関係せず、また、搬送波周波数にも関係しないで、Ｃ分は打消すことが可能となる。
【００７９】
（実施例）
図１に示す本発明の第１の実施の形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の実施回路において、ひずみゲージの抵抗変化に見立てて、ひずみの変化量を発生させる機器をＳＳＧ（Standard Strain Generator）とし、測定器の基準入力とする。これが測定ブリッジに相当する。このＳＳＧ入力を基準とし、ひずみ量を測定した。
測定ブリッジの各辺に、Ｃ分として、０から約２０００ｐＦまでを加えて測定した零点変化のデータを図１６及び図１７に示す。
図１６（ａ）、（ｂ）は、実施回路におけるＡ−Ｂ間およびＢ−Ｃ間の零点変化のデータを示すグラフ図である。
同図は、測定ブリッジ各辺の抵抗値を１２０Ωとし、搬送波の周波数を５ｋＨｚ、１２ｋＨｚおよび２８ｋＨｚと変化させた場合の測定結果を示すものである（但し、この実験では０と２２００ｐＦで出力が零になるように調整した）。
図１７は、実施回路におけるＡ−Ｂ間およびＣ−Ｄ間の零点変化の他のデータを示すグラフ図である。
同図は、測定ブリッジ各辺の抵抗値を３５０Ωとし、同様に搬送波の周波数を５ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、及び２８ｋＨｚと変化させた場合の測定結果を示すものである。
【００８０】
図１６（ａ）、（ｂ）および図１７（ａ）、（ｂ）に示す測定結果から解るように、搬送波周波数が５ｋＨｚの場合、測定ブリッジ各辺の抵抗値が、１２０Ωであっても、また３５０Ωであっても、さらに測定フリッジの４辺にＣ分が入っていても、実施回路における出力電圧Ｅｏｕｔの変化分はほとんど零に近い。
また、１２ｋＨｚの場合は、実施回路における出力電圧Ｅｏｕｔの変化分は十数μεである。
さらに、２８ｋＨｚの場合、測定ブリッジ各辺の抵抗値が１２０Ωでは４０με以下であるが、３５ＯΩの場合では約１００μεである。
この残差の原因としては、微少電圧を扱うため、搬送波の周波数が高く、また抵抗値も高いほど、電磁ノイズが回路構成部品や、回路パターンから浮遊容量を介して入力に影響してしまうためである。浮遊容量を少なくするための部品配置や、シールドの取り方を改善すれば、もう少し良い結果になると考えられる。
図１０からも理解されるように、従来の通常の装置では、出力電圧Ｅｏｕｔの変化分が、ブリッジの各辺の抵抗が１２０Ω、搬送波の搬送周波数が２８ｋＨｚの場合で、１２００με以上変化しているのに対し、本実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器は、図１６に示すように、４０με以下になっているので、顕著な改善効果が得られている。
【００８１】
なお、応力測定で使用するひずみ測定量は数百から数千μεであるから、本実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器を使用することにより、測定ブリッジの初期不平衡値を十分抑えることができる。従って、本実施形態に係る搬送波型動ひずみ測定器の特徴である２系統のＣＳＴ動作は、十分機能していると言える。
また、従来のＣＳＴ方式の搬送波型動ひずみ測定器と同様に、搬送波を使用することにより、極めて変化の早い動的現象を測定することが可能であり、また、各種の容量不平衡分を瞬時に、且つ高精度に打ち消すことが可能である。さらに、測定ブリッジや打ち消し回路、２次側電源回路が含まれる１次側回路部分と、搬送波増幅回路、容量分位相検波回路、容量分打ち消し駆動回路、発振回路及び２次側電源が含まれる回路部分とを直接接続しない構成とすることも可能である。例えば、前述の特許文献３（特開２０１０−２６６４０８号公報）に記載の搬送波型動ひずみ測定器と同様に、２次側から１次側へのフィードバック結合を発光ダイオード１３ａと受光ダイオード１３ｂのような光信号伝達手段を介して実現する構成とすることも可能であるので、ノイズの混入、特に２次側回路からのノイズが混入することがなく、高精度な動的ひずみの測定が可能となる。
【符号の説明】
【００８２】
１１ 測定ブリッジ
１２ 入力トランス
１４、１４ａ、１４ｂ 打消し回路
１５ Ｂ．Ｖ波形供給回路
１６ 較正値発生回路
１７ 抵抗分調整回路
１８ １次側電源回路
１９ 結合トランス
２０ 電力トランス
２１、２１ａ、２１ｂ 搬送波増幅回路
２２ 抵抗分位相検波回路、キャリアフィルタ回路
２３ 容量分位相検波回路、キャリアフィルタ回路
２４、２４ａ、２４ｂ 容量分打消し駆動回路
２５、２５ａ、２５ｂ 移相回路
２６ 発振回路
２７ パワーアンプ回路
２８ ２次側電源
Ｃｂ、Ｃｄ、帰還用コンデンサ（打ち消し用）
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃｕ１〜Ｃｕ４ 浮遊容量
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波型動ひずみ測定器において、
ひずみゲージを含む測定ブリッジと、
前記測定ブリッジに印加される搬送波に重畳された測定信号を増幅する搬送波増幅回路と、
前記搬送波増幅回路の出力を受けて前記測定ブリッジの容量変化分に対応する不平衡成分を抽出し、前記不平衡成分に対応した補償量の信号を出力する容量分位相検波回路と、
前記容量分位相検波回路の出力を受けて前記測定ブリッジに発生する容量成分による不平衡成分を自動的に打消す２系統の第１および第２の容量分打消し駆動回路と、
前記測定ブリッジの抵抗の不平衡分を抽出して、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路と、
位相のずれの基準となる基準電圧を前記容量分位相検波回路に供給する移相回路と、
前記測定ブリッジに印加する搬送波を発生する搬送波発振回路と、
前記測定ブリッジの２つの出力端子と、前記２系統の前記第１および第２の容量分打消し駆動回路との間にそれぞれ接続された２系統の帰還用の第１および第２のコンデンサと、を備え、
前記測定ブリッジの４辺の１辺乃至はすべての辺の抵抗に並列的に混入する浮遊容量成分による不平衡成分を打消す打消し電圧を前記２系統の前記第１および第２の容量打消し駆動回路から前記第１および第２の帰還用コンデンサを介して前記測定ブリッジの各出力端子にそれぞれ印加することにより前記容量による不平衡成分を自動的に打ち消すように構成したことを特徴とする搬送波型動ひずみ測定器。
【請求項２】
前記測定ブリッジの一方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ１およびＣｕ２とし、前記測定ブリッジの他方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ３およびＣｕ４とし、
前記帰還用の第１コンデンサおよび第２のコンデンサをＣｂおよびＣｄとし、
前記測定ブリッジの入力端に印加される搬送波電圧をＥとし、
前記測定ブリッジを形成する抵抗成分が平衡している場合において、下記［数１］式によって求められる打消し電圧Ｖｂｃおよび下記［数２］式によって求められる打消し電圧Ｖｄｃ：
【数１】
【数２】
を、前記測定ブリッジの一方の出力端および他方の出力端に、それぞれ印加するように構成したことを特徴とする請求項１に記載の搬送波型動ひずみ測定器。
【請求項３】
前記帰還用の第１および第２のコンデンサは、所定の複数の容量値のうち、いずれかを選択して設定することが可能なコンデンサであることを特徴とする請求項１記載の搬送波型動ひずみ測定器。
【請求項４】
２次側の各回路に電力を供給する２次側電源と、前記２次側電源から電力トランスを介して電力を受けて１次側の各回路に電力を供給する１次側電源回路とをさらに備えると共に、前記搬送波発振回路の出力を、結合トランスを介して測定ブリッジに印加する構成としたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の搬送波型動ひずみ測定器。
【請求項５】
前記１次側の回路と前記２次側の回路との間に、少なくとも１つの発光ダイオードと、これと対峙するように配置された受光ダイオードからなる光信号伝達手段とをさらに備え、前記測定ブリッジ、前記容量分打消し駆動回路、前記受光ダイオードおよび前記１次側電源回路は、前記搬送波増幅回路、前記容量分位相検波回路、前記容量分打消し駆動回路、前記発光ダイオード、前記搬送波発振回路および前記２次側電源に対し、前記入力トランス、前記光信号伝達手段、前記結合トランスおよび前記電力トランスからなる電磁的手段および前記光信号伝達手段により接続され、電気的には絶縁された状態で接続されていることを特徴とする請求項４記載の搬送波型動ひずみ測定器。
【請求項１】
搬送波型動ひずみ測定器において、
ひずみゲージを含む測定ブリッジと、
前記測定ブリッジに印加される搬送波に重畳された測定信号を増幅する搬送波増幅回路と、
前記搬送波増幅回路の出力を受けて前記測定ブリッジの容量変化分に対応する不平衡成分を抽出し、前記不平衡成分に対応した補償量の信号を出力する容量分位相検波回路と、
前記容量分位相検波回路の出力を受けて前記測定ブリッジに発生する容量成分による不平衡成分を自動的に打消す２系統の第１および第２の容量分打消し駆動回路と、
前記測定ブリッジの抵抗の不平衡分を抽出して、搬送波成分を除去する抵抗分位相検波回路と、
位相のずれの基準となる基準電圧を前記容量分位相検波回路に供給する移相回路と、
前記測定ブリッジに印加する搬送波を発生する搬送波発振回路と、
前記測定ブリッジの２つの出力端子と、前記２系統の前記第１および第２の容量分打消し駆動回路との間にそれぞれ接続された２系統の帰還用の第１および第２のコンデンサと、を備え、
前記測定ブリッジの４辺の１辺乃至はすべての辺の抵抗に並列的に混入する浮遊容量成分による不平衡成分を打消す打消し電圧を前記２系統の前記第１および第２の容量打消し駆動回路から前記第１および第２の帰還用コンデンサを介して前記測定ブリッジの各出力端子にそれぞれ印加することにより前記容量による不平衡成分を自動的に打ち消すように構成したことを特徴とする搬送波型動ひずみ測定器。
【請求項２】
前記測定ブリッジの一方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ１およびＣｕ２とし、前記測定ブリッジの他方の出力端の隣辺に含まれる前記不均衡成分の容量をそれぞれＣｕ３およびＣｕ４とし、
前記帰還用の第１コンデンサおよび第２のコンデンサをＣｂおよびＣｄとし、
前記測定ブリッジの入力端に印加される搬送波電圧をＥとし、
前記測定ブリッジを形成する抵抗成分が平衡している場合において、下記［数１］式によって求められる打消し電圧Ｖｂｃおよび下記［数２］式によって求められる打消し電圧Ｖｄｃ：
【数１】
【数２】
を、前記測定ブリッジの一方の出力端および他方の出力端に、それぞれ印加するように構成したことを特徴とする請求項１に記載の搬送波型動ひずみ測定器。
【請求項３】
前記帰還用の第１および第２のコンデンサは、所定の複数の容量値のうち、いずれかを選択して設定することが可能なコンデンサであることを特徴とする請求項１記載の搬送波型動ひずみ測定器。
【請求項４】
２次側の各回路に電力を供給する２次側電源と、前記２次側電源から電力トランスを介して電力を受けて１次側の各回路に電力を供給する１次側電源回路とをさらに備えると共に、前記搬送波発振回路の出力を、結合トランスを介して測定ブリッジに印加する構成としたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の搬送波型動ひずみ測定器。
【請求項５】
前記１次側の回路と前記２次側の回路との間に、少なくとも１つの発光ダイオードと、これと対峙するように配置された受光ダイオードからなる光信号伝達手段とをさらに備え、前記測定ブリッジ、前記容量分打消し駆動回路、前記受光ダイオードおよび前記１次側電源回路は、前記搬送波増幅回路、前記容量分位相検波回路、前記容量分打消し駆動回路、前記発光ダイオード、前記搬送波発振回路および前記２次側電源に対し、前記入力トランス、前記光信号伝達手段、前記結合トランスおよび前記電力トランスからなる電磁的手段および前記光信号伝達手段により接続され、電気的には絶縁された状態で接続されていることを特徴とする請求項４記載の搬送波型動ひずみ測定器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２０１２−１５４７０１（Ｐ２０１２−１５４７０１Ａ）
【公開日】平成２４年８月１６日（２０１２．８．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１２４３１（Ｐ２０１１−１２４３１）
【出願日】平成２３年１月２４日（２０１１．１．２４）
【出願人】（０００１４２０６７）株式会社共和電業 (52)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月１６日（２０１２．８．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月２４日（２０１１．１．２４）
【出願人】（０００１４２０６７）株式会社共和電業 (52)
【Ｆターム（参考）】
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