無線受信装置、無線受信方法、及び無線受信プログラム
【課題】マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができること。
【解決手段】復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、レプリカを除去した信号を１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する受信装置において、選択部ｂ１１４は、合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、除去したレプリカの成分を、レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する。
【解決手段】復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、レプリカを除去した信号を１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する受信装置において、選択部ｂ１１４は、合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、除去したレプリカの成分を、レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線受信装置、無線受信方法、及び無線受信プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由する等して遅延して到来するパスが存在し、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）となる。このように複数のパスが到来する環境をマルチパス環境という。例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）などのマルチキャリア伝送では、ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を付加することで、ＧＩ以内の遅延パスであればＩＳＩが生じることを防止する。しかしながら、ＧＩを超える遅延パスが存在する場合、ＩＳＩに加え、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の周期性が崩れるためにＩＣＩ（キャリア間干渉：Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）も生じる。ＩＳＩやＩＣＩは受信性能を大幅に劣化させる。
特許文献１及び非特許文献１には、ＩＳＩやＩＣＩが生じる場合であっても良好な受信特性が得られる技術が記載されている。これらの技術は、誤り訂正復号結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）から遅延パスのレプリカを生成し受信信号から除去することでマルチパスを分割し、受信信号をＩＳＩおよびＩＣＩが抑圧された複数のブロックに分割し、各ブロックの信号を合成することでパスダイバーシチ効果を得ることができるものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開第２００７／１３６０５６号パンフレット
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ｋ． Ｓｈｉｍｅｚａｗａ、Ｔ． Ｙｏｓｈｉｍｏｔｏ、Ｒ． Ｙａｍａｄａ、Ｎ． Ｏｋａｍｏｔｏ、「Ａ ｎｏｖｅｌ ＳＣ／ＭＭＳＥ ｔｕｒｂｏ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ ｉｎｓｕｆｆｉｃｉｅｎｔ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ」、ＩＥＥＥ ＰＩＭＲＣ．２００８、２００８年９月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１及び非特許文献１に記載の技術では、レプリカを生成して受信信号から除去することでマルチパスを分割しているため、この分割による分割誤差が生じる。これらの技術には、この分割誤差の影響のため、良好な受信特性を得ることができない場合があるという問題があった。
【０００６】
本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的は、マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
（１）本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明は、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置において、前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択部を備えることを特徴とする無線受信装置である。
【０００８】
（２）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記信号品質情報が品質が低いことを示す場合に、前記信号付加処理を行うことを選択して、前記除去によって生じる誤差を低減することを特徴とする。
【０００９】
（３）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記信号品質情報が品質が高いことを示す場合に、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする。
【００１０】
（４）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記繰り返しの処理で少なくとも１回は、前記信号付加処理を行う第１の方式と、前記信号付加処理を行わない第２の方式と、を切り替えることを特徴とする。
【００１１】
（５）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記繰り返しの処理で、前記第１の方式からから前記第２の方式への切り替えのみを行うことを特徴とする。
【００１２】
（６）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記信号品質情報は、前記繰り返しの回数であることを特徴とする。
【００１３】
（７）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記繰り返しの回数が予め定めた値より小さい場合、前記繰り返しの回数が品質が低いことを示すと判定し、前記信号付加処理を行うことを選択して、前記除去によって生じる誤差を低減することを特徴とする。
【００１４】
（８）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記繰り返しの回数が予め定めた値より大きい場合、前記繰り返しの回数が品質が高いことを示すと判定し、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする。
【００１５】
（９）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、サブキャリア毎に前記信号付加処理を行い、前記レプリカを除去した信号の各サブキャリアの信号に、同じサブキャリアの成分であって前記除去したレプリカの成分を付加することを特徴とする。
【００１６】
（１０）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記レプリカの成分は、前記１又は複数のパス以外の受信信号のレプリカの成分であって同じサブキャリアにおける成分であることを特徴とする。
【００１７】
（１１）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記信号品質情報に基づいて、前記１又は複数のパスの分割数を変更することを特徴とする。
【００１８】
（１２）また、本発明は、ＭＩＭＯ方式の通信を行う無線受信装置であって、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいてＭＩＭＯ分離をおこない、分離した結果の分離信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置であって、前記復調した分離信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択部を備えることを特徴とする無線受信装置である。
【００１９】
（１３）また、本発明は、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置における無線受信方法において、選択部が、前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択過程を有することを特徴とする無線受信方法である。
【００２０】
（１４）また、本発明は、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置のコンピュータを、前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択手段として機能させる無線受信プログラムである。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図３】本実施形態に係る信号検出部の構成を示す概略ブロック図である。
【図４】本実施形態に係るマルチパスのチャネルインパルス応答の一例を示す概略図である。
【図５】本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。
【図６】本実施形態に係る受信信号の別の一例を示す概略図である。
【図７】周波数応答の一例を示す概略図である。
【図８】本実施形態に係る受信装置の動作の一例を示すフロー図である。
【図９】本発明の第２の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図１０】本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図１１】本実施形態に係る信号検出部の構成を示す概略ブロック図である。
【図１２】本実施形態に係る受信装置の動作の一例を示すフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳しく説明する。なお、以下の各実施形態では、ＯＦＤＭ伝送を用いた場合で説明するが、本発明はこれに限らない。例えば、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ − Ｃｏｄｅ Ｄｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：マルチキャリア−符号分割多元接続）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ − Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：シングルキャリア−周波数分割多元接続）、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ(Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ − ｓｐｒｅａｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｅｕｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｔｌｉｐｌｅｘｉｎｇ：離散周波数変換−拡散周波数分割多元接続)等のＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）を付加する伝送方式に適用することも可能である。
【００２４】
（第１の実施形態）
＜送信装置ａ１の構成について＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ１は、パイロット生成部ａ１０１、符号部ａ１０２、変調部ａ１０３、マッピング部ａ１０４、ＩＦＦＴ部ａ１０５、ＧＩ挿入部ａ１０６、Ｄ／Ａ変換部ａ１０７、送信フィルタ部ａ１０８、無線部ａ１０９、及び送信アンテナ部ａ１１０を含んで構成される。
【００２５】
パイロット生成部ａ１０１は、受信装置ｂ１がその波形（あるいは、その信号系列）を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ１０４に出力する。
符号部ａ１０２は、受信装置ｂ１に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０２は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０３に出力する。
変調部ａ１０３は、符号部ａ１０２から入力された符号化ビットを、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：位相遷移変調）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０３は、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４に出力する。
【００２６】
マッピング部ａ１０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロット信号、及び変調部ａ１０３から入力された変調シンボルを予め定められたリソース（時間周波数帯域）にマッピングし、マッピングした周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ１０５に出力する。
ＩＦＦＴ部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４から入力された周波数領域の信号を周波数−時間変換し、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部ａ１０５は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０６に出力する。
ＧＩ挿入部ａ１０６は、ＩＦＦＴ部ａ１０５から入力された時間領域の信号に対して、ガードインターバルを付加し、ガードインターバルを付加した信号をＤ／Ａ変換部ａ１０７に出力する。なお、ＩＦＦＴ部ａ１０５が出力した時間領域の信号の時間区間（ＦＦＴ区間という）と、ＧＩ挿入部ａ１０６がその時間区間の信号に付加したガードインターバルの時間区間であってＦＦＴ及びＩＦＦＴを行う単位の区間（ＧＩ区間という）と、を併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。
【００２７】
Ｄ／Ａ変換部ａ１０７は、ＧＩ挿入部ａ１０６から入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を送信フィルタ部ａ１０８に出力する。
送信フィルタ部ａ１０８は、Ｄ／Ａ変換部ａ１０７から入力されたアナログ信号を波形整形し、波形整形した信号を無線部ａ１０９に出力する。
無線部ａ１０９は、送信フィルタ部ａ１０８から入力された信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１１０から受信装置ｂ１へ送信する。
なお、送信装置ａ１はインターリーブ部を備え、インターリーブ部が、符号部ａ１０２が生成した符号化ビットをインターリーブし、インターリーブした符号化ビットを変調部ａ１０３に出力してもよい。
【００２８】
＜受信装置ｂ１の構成について＞
図２は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ１（無線受信装置）は、受信アンテナｂ１０１、無線部ｂ１０２、受信フィルタ部ｂ１０３、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４、伝搬路推定部ｂ１０５、信号検出部ｂ１１、デマッピング部ｂ１０６、復調部ｂ１０７、復号部ｂ１０８、及びシンボルレプリカ生成部ｂ１０９を含んで構成される。
【００２９】
無線部ｂ１０２は、受信アンテナｂ１０１を介して送信装置ａ１から受信した信号を、無線周波数帯からベースバンド帯にダウンコンバートし、受信フィルタ部ｂ１０３に出力する。なお、受信した信号には、伝搬路状況によって、ガードインターバルを超える遅延波が含まれる場合がある。
受信フィルタ部ｂ１０３は、無線部ｂ１０２から入力された信号を波形整形し、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４に出力する。
Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４は、受信フィルタ部ｂ１０３から入力された信号をアナログ・デジタル変換し、変換した受信信号を信号検出部ｂ１１に出力する。また、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４は、変換した信号のうちパイロット信号を伝搬路推定部ｂ１０５に出力する。
伝搬路推定部ｂ１０５は、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４から入力されたパイロット信号に基づいて、伝搬路推定値を算出する。伝搬路推定部ｂ１０５は、算出した伝搬路推定値を信号検出部ｂ１１に出力する。
【００３０】
信号検出部ｂ１１は、後述するシンボルレプリカ生成部ｂ１０９から入力されたシンボルレプリカ、及び伝搬路推定部ｂ１０５から入力された伝搬路推定値を用いて、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４から入力された受信信号に対してマルチパス分割を行う。受信信号は複数の到来するパスの和から成る。マルチパス分割とは、受信信号を構成するそのパスを所定の規則、条件に基づいて分割する処理である。本実施形態では、受信信号をマルチパス分割した後の各分割区間がＧＩ長を超えない長さになるように分割する。信号検出部ｂ１１は、マルチパス分割を行った信号、つまり、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号を合成してデマッピング部ｂ１０６に出力する。なお、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉をマルチパス干渉とも言い、マルチパス干渉には前後のＯＦＤＭシンボル間の干渉であるＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：シンボル間干渉）およびサブキャリア間の干渉であるＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：キャリア間干渉）が含まれる。
また、信号検出部ｂ１１は、マルチパス分割を行った信号に分割用レプリカの成分を加算する信号付加処理を行うか否かを選択する。信号検出部ｂ１１の詳細については後述する。
【００３１】
デマッピング部ｂ１０６は、制御チャネル等で送信装置ａ１から通知されたフォーマットに従って、信号検出部ｂ１１から入力された信号をデマッピングし、各リソースに配置された変調シンボルを抽出する。デマッピング部ｂ１０６は、抽出した変調シンボルを復調部ｂ１０７に出力する。
復調部ｂ１０７は、デマッピング部ｂ１０６から入力された信号を送信装置ａ１の変調部ａ１０３が用いたものと同じ変調方式を用いて復調し、符号化ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲ（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ：対数尤度比）を算出する。復調部ｂ１０７は、算出した符号化ビットＬＬＲ（復調後の符号化ビットＬＬＲ）を復号部ｂ１０８に出力する。
復号部ｂ１０８は、復調部ｂ１０７から入力された符号化ビットＬＬＲを送信装置ａ１の符号部ａ１０２が用いたものと同じ誤り訂正符号を用いて復号化する。復号部ｂ１０８は、後述する繰り返し処理が最大回数まで行われたか否かを判定し、最大回数まで行われたと判定したとき、復号化した情報ビット（硬判定値）を出力する。一方、復号部ｂ１０８は、最大回数まで行われていないと判定したとき、誤り訂正復号の結果に誤りがないか否かを判定する。誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定した場合、復号部ｂ１０８は、復号化した情報ビットを出力する。一方、誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した場合、復号部ｂ１０８は、復号処理によって尤度を更新した符号化ビットＬＬＲ（復号後の符号化ビットＬＬＲ）をシンボルレプリカ生成部ｂ１０９に出力する。前記符号化ビットＬＬＲは、軟判定値ともよぶ。
【００３２】
シンボルレプリカ生成部ｂ１０９は、復号部ｂ１０８から入力された符号化ビットＬＬＲから変調シンボルの期待値であるシンボルレプリカを生成し、信号検出部ｂ１１に出力する。
なお、送信装置ａ１がインターリーブ部を備える場合、受信装置ｂ１はデインターリーブ部を備え、デインターリーブ部が、復調部ｂ１０７が算出した符号化ビットＬＬＲをデインターリーブし、デインターリーブした符号化ビットＬＬＲを復号部ｂ１０８に出力する。
【００３３】
＜信号検出部ｂ１１の構成について＞
図３は、本実施形態に係る信号検出部ｂ１１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、信号検出部ｂ１１は、分割用レプリカ生成部ｂ１１１、マルチパス分割部ｂ１１２、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢ、選択部ｂ１１４、及び合成部ｂ１１５を含んで構成される。
【００３４】
分割用レプリカ生成部ｂ１１１は、シンボルレプリカ生成部ｂ１０９から入力されたシンボルレプリカをデマッピング部ｂ１０６がデマッピングした位置に配置した周波数領域の信号を周波数時間変換する。分割用レプリカ生成部ｂ１１１は、周波数時間変換した時間領域の信号に対して、送信装置ａ１のＧＩ挿入部ａ１０６と同様にしてガードインターバルを付加する。分割用レプリカ生成部ｂ１１１は、伝搬路推定部ｂ１０５から入力された伝搬路推定値を用いて、ガードインターバルを付加した信号から、１又は複数のパスを含むＮＢ個のブロックｂ（ｂ＝１〜ＮＢ）毎に分割用レプリカを生成し、マルチパス分割部ｂ１１２及び選択部ｂ１１４に出力する。
【００３５】
マルチパス分割部ｂ１１２は、復号部ｂ１０８が誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定するまで、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４から入力された受信信号を記憶する。マルチパス分割部ｂ１１２は、分割用レプリカ生成部ｂ１１１から入力された分割用レプリカを用いて、記憶している受信信号をブロックｂ毎の信号に分割（マルチパス分割）する。具体的には、ブロックｂ以外の分割用レプリカを、記憶している受信信号から減算する。このように、受信装置ｂ１では、マルチパス分割を行うことによりＩＳＩを除去することができる。マルチパス分割部ｂ１１２は、マルチパス分割をしたブロック１〜ＮＢの信号をそれぞれ、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢに出力する。
ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢは、マルチパス分割部ｂ１１２から入力された各ブロックｂの信号から各ＦＦＴ区間の信号を抽出する。ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢは、抽出したＦＦＴ区間の信号を時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢは、生成した周波数領域の信号をを選択部ｂ１１４に出力する。
【００３６】
選択部ｂ１１４は、復号部ｂ１０８が誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した回数、つまり、マルチパス分割部ｂ１１２が行うマルチ分割処理の回数を計数する。このマルチ分割処理の回数は、シンボルレプリカ生成部ｂ１０９、信号検出部ｂ１１、デマッピング部ｂ１０６、復調部ｂ１０７、及び復号部ｂ１０８の処理（繰り返し処理）の繰り返し回数を示す（以下、マルチ分割処理の回数を繰り返し回数という）。選択部ｂ１１４は、この繰り返し回数（信号品質情報）に基づいて、分割誤差の抑圧処理を行うか否かを判定する。
分割誤差の抑圧処理を行うと判定した場合、選択部ｂ１１４は、後述するように、分割用レプリカ生成部ｂ１１１から入力された分割用レプリカの成分を、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号に加算する信号付加処理を行って、信号付加処理を行った信号を合成部ｂ１１５に出力する。一方、分割誤差の抑圧処理を行わないと判定した場合、選択部ｂ１１４は、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力する。
合成部ｂ１１５は、選択部ｂ１１４から入力された信号を合成した信号（合成信号）を生成し、デマッピング部ｂ１０６に出力する。ここで、合成部ｂ１１５は、ＭＭＳＥＣ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎｓ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ：最小二乗平均誤差に基づく合成）、ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ：最大比合成）等を用いて、伝搬路補償を行った信号を生成する。合成部ｂ１１５が行うこの信号合成処理の詳細については、信号検出部ｂ１１の処理と併せて後述をする。
以下、選択部ｂ１１４が分割誤差の抑圧処理を行わない場合の信号検出部ｂ１１の処理を分割誤差抑圧方式（第１の方式）といい、分割誤差の抑圧処理を行わう場合の信号検出部ｂ１１の処理を分割誤差非抑圧方式（第２の方式）という。
【００３７】
＜信号検出部ｂ１１の処理について＞
以下、信号検出部ｂ１１の処理についての詳細を説明する。なお、マルチパスの分割数が２個（ＮＢ＝２）の場合について説明するが、本発明はこれに限られない。
【００３８】
図４は、本実施形態に係るマルチパスのチャネルインパルス応答の一例を示す概略図である。図４（Ａ）〜（Ｃ）において、縦軸は受信電力、横軸は時間を示す。また、図４（Ａ）〜（Ｃ）において、ｐ１〜ｐ１２は各パスのチャネルインパルス応答を示す。
マルチパス分割部ｂ１１２は、上記のように、マルチパスをいくつかのブロックＮＢに分割し、受信信号から各ブロックｂに含まれるパスの信号を抽出する。例えば、図４の（Ａ）を図４の（Ｂ）、（Ｃ）のように２ブロックに分割する場合、マルチパス分割部ｂ１１２は、ブロック１のｐ１〜ｐ６が示すパスの信号を抽出し、ブロック２のｐ７〜ｐ１２が示すパスの信号を抽出する。
【００３９】
図５は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図は、図４のマルチパス成分に分けた信号を示す。図５（Ａ）〜（Ｃ）において、横軸は時間を示す。また、図５（Ａ）〜（Ｃ）において、ｒ１〜ｒ１２は、それぞれ、図４のｐ１〜ｐ１２が示すパスを介して受信装置ｂ１が受信した受信信号を示す。なお、実際に受信装置ｂ１が受信する信号は、受信信号ｒ１〜ｒ１２が足しあわされた信号である。
図５（Ｂ）、（Ｃ）は、それぞれ受信信号から抽出したブロック１、２の成分を示す。マルチパス分割部ｂ１１２は、図５（Ａ）に示す受信信号から各ブロック成分を抽出するために、受信信号から分割用レプリカ信号を減算する。ここで、分割用レプリカ信号は、抽出したいブロック以外のブロックに含まれるチャネルインパルス応答を用いて、分割用レプリカ生成部ｂ１１１が生成したレプリカ信号である。例えば、図５（Ａ）に示す受信信号からブロック１成分を抽出する場合、マルチパス分割部ｂ１１２は、ブロック２を通って受信された信号、つまりｐ７〜ｐ１２を通った信号ｒ７〜ｒ１２の分割用レプリカ信号を受信信号から減算する。同様に、ブロック２成分を抽出する場合、マルチパス分割部ｂ１１２は、ブロック１を通って受信された信号、つまりｐ１〜ｐ６を通った信号ｒ１〜ｒ６の分割用レプリカ信号を受信信号から減算する。
このように分割された信号はＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢで周波数領域に変換される。ＦＦＴは図５の（Ｂ）、（Ｃ）に示しているように、各ブロックの先頭を基準にして行われる。
【００４０】
次に、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢのうちブロックｂを処理するＦＦＴ部ｂ１１３−ｂが出力する第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの信号Ｒ１ｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（１）、（２）で表される。
【００４１】
【数１】
【００４２】
【数２】
【００４３】
ここで、Ｈｂ（ｋ）は第ｂブロックに含まれるパスの第ｋサブキャリアにおける周波数応答を表わす。また、Ｓｉ（ｋ）は第ｉＯＦＤＭシンボルの第ｋサブキャリアで送信された変調シンボル、Ｓ’ｉ（ｋ）はＳｉ（ｋ）のシンボルレプリカを示す。また、ＮｆはＦＦＴ区間のポイント数を示す。
また、Ｈ−ｂ（ｋ）は第ｂブロック以外のパスの第ｋサブキャリアにおける周波数応答、Ｈ−ｂ，ｋ（ｌ）は第ｂブロック以外のパスの第ｌサブキャリアから第ｋサブキャリアに漏れ込む周波数成分を表わす。なお、Ｈ−ｂ（ｋ）の算出方法については、後述する。また、Ｈ−１，ｂ，ｋ（ｌ）は１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分、Ｈ＋１，ｂ，ｋ（ｌ）は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分を表わす。
【００４４】
つまり、式（１）は、第１項が第ｂブロックの所望信号成分であることを示す。また、式（１）は、第２項のＮ’（ｋ）、つまり、式（２）が、第ｂブロック以外に含まれるマルチパスの第ｋサブキャリアの残留成分であることを示す。
また、式（２）は、Ｎ’（ｋ）が、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分（第１〜４項）と、雑音Ｎ（ｋ）（第５項）と、の和であることを示す。具体的に、式（２）は、第１項が第ｋサブキャリアで第ｂブロック以外から受ける干渉成分、第２項が第ｋサブキャリアで第ｋサブキャリア以外から受けるＩＣＩ成分であることを示す。また、式（２）は、第３項が１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であり、第４項は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であることを示す。また、式（２）は、第５項が第ｋサブキャリアにおける雑音Ｎ（ｋ）であることを示す。
式（１）、（２）は、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高ければ、マルチパスを分割した各ブロックの信号を品質が良く取り出すことができ、それらを合成するとパスダイバーシチ効果が得られるため、良好な特性が得られることを示す。一方、式（１）、（２）は、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が低ければ、レプリカの除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））が生じるため特性が劣化してしまうことを示す。マルチパスを分割することにより生じるレプリカの除去残差を、分割誤差と呼ぶ。
【００４５】
上述のように、選択部ｂ１１４は、分割誤差の抑圧処理を行うと判定した場合に、分割用レプリカの成分を信号Ｒ１ｉ，ｂ（ｋ）に加算する。この場合に、選択部ｂ１１４が出力するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの信号Ｒ２ｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（３）、（４）で表される。
【００４６】
【数３】
【００４７】
【数４】
【００４８】
式（４）は、式（３）の第２項であるＮ’’（ｋ）が、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分（第１〜３項）と、雑音Ｎ（ｋ）（第４項）と、の和であることを示す。具体的に、式（４）は、第１項が第ｋサブキャリアが第ｋサブキャリア以外から受けるＩＣＩ成分であることを示す。また、式（２）は、第２項が１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であり、第３項は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であることを示す。また、式（４）は、第４項が第ｋサブキャリアにおける雑音Ｎ（ｋ）であることを示す。
【００４９】
式（２）と（４）とを比較すると、式（４）では、式（２）の第１項、つまり、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分であって、第ｂブロック以外から受ける第ｋサブキャリアにおける干渉成分が除去されていることを示す。すなわち、シンボルＳｉ（ｋ）と周波数応答から算出される成分（式（１）、（３）の第１項）以外の成分は、式（４）の方が式（２）より小さいこと、つまり、除去残差の影響が低減されていることを示す。
このように、選択部ｂ１１４が分割用レプリカを信号Ｒ１ｉ，ｂ（ｋ）に加算する処理、つまり、分割誤差の抑圧処理を行うことにより、マルチパスを分割する処理に用いるシンボルレプリカの品質に起因する除去残差（分割誤差と呼ぶ。）を低減することができ、特性劣化を軽減することができる。
【００５０】
ここで、選択部ｂ１１４は、チャネルインパルス応答ｈｊ（ｊはパスの識別番号）と、チャネルインパルス応答の遅延時間からＧＩ長を除いた長さＭｊと、に基づいて、Ｈ−ｂ（ｋ）を算出する。具体的には、選択部ｂ１１４は、（（Ｎｆ−Ｍｊ）／Ｎｆ）ｈｊをＦＦＴで周波数領域に変換したときの第ｋサブキャリアの値を算出し、Ｈ−ｂ（ｋ）とする。
例えば、選択部ｂ１１４は、パスが４個、マルチパスの分割数が２個（ＮＢ＝２）である場合、次のようにＨ−ｂ（ｋ）を算出する。
図６は、本実施形態に係る受信信号の別の一例を示す概略図である。この図は、受信信号ｒｒ１、ｒｒ２、ｒｒ３、ｒｒ４として４波が到来したときの図である。また、この図は、受信信号ｒｒ１及びｒｒ２を含むブロック１と、受信信号ｒｒ３及びｒｒ４を含むブロック２と、の２つのブロックにマルチパスを分割するときの図である。この図において、受信信号ｒｒ１、ｒｒ２、ｒｒ３、ｒｒ４各々のチャネルインパルス応答はｈ１、ｈ２、ｈ３、ｈ４である。
【００５１】
具体的には、ブロック１で図６の受信信号ｒｒ１、ｒｒ２を抽出する場合、選択部ｂ１１４は、次のようにＨ−ｂ（ｋ）を算出する。この図において、ブロック２に含まれるチャネルインパルス応答ｈ３、ｈ４のＧＩを超えている長さは、それぞれＭ３、Ｍ４である。
このとき、Ｈ−１（ｋ）は、（（（Ｎｆ−Ｍ３）／Ｎｆ）ｈ３、（（Ｎｆ−Ｍ４）／Ｎｆ）ｈ４）をＦＦＴで周波数領域に変換したときの第ｋサブキャリアとして算出される。ただし、ＮｆはＦＦＴ区間である。なお、近似的に（ｈ３、ｈ４）を周波数領域に変換したときの第ｋサブキャリアをＨ−ｂ（ｋ）としてもよい。
【００５２】
図７は、周波数応答の一例を示す概略図である。この図は、図６の受信信号を受信した場合の周波数応答の一例を示す。また、図７では、説明の簡易化のため、第ｋ−２〜第ｋ＋２サブキャリアについて説明をする。
また、図７（Ｂ）は分割誤差抑圧方式を適用した場合を示し、図７（Ｃ）は分割誤差非抑圧方式を適用した場合を示す。図７（Ａ）は分割誤差抑圧方式も分割誤差非抑圧方式も適用しない場合を示す。また、図７（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の上図は、図６のチャネルインパルス応答ｈ２についての第ｋ−２〜第ｋ＋２サブキャリアの周波数応答を示す。図７（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の下図は、図６のチャネルインパルス応答ｈ３についての第ｋ−２〜第ｋ＋２サブキャリアの周波数応答を示す。
【００５３】
図７（Ａ）の上図は、図６のチャネルインパルス応答ｈ２がＧＩ以内の遅延であるため、第ｋサブキャリア以外のサブキャリア（ｋ±２、ｋ±１）への漏れがないことを示す。一方、図７（Ａ）の下図は、図６のチャネルインパルス応答ｈ３がＧＩを超えた遅延であるため、第ｋサブキャリア以外のサブキャリアへ漏れていることを示す。
【００５４】
図７（Ｂ）は、図７（Ａ）の周波数応答の受信信号に対して、分割誤差抑圧方式を適用した場合の図である。また、図７（Ｂ）は、ブロック１で受信信号ｒｒ１、ｒｒ２を抽出する場合の図である。
図７（Ｂ）の下図は、ブロック１に含まれる受信信号以外の受信信号（図６の受信信号ｒｒ３、ｒｒ４）が除去され、チャネルインパルス応答ｈ３についての周波数応答が低減されていることを示す。
【００５５】
図７（Ｃ）は、図７（Ａ）の周波数応答の受信信号に対して、分割誤差非抑圧方式を適用した場合の図である。また、図７（Ｃ）は、ブロック１で受信信号ｒｒ１、ｒｒ２を抽出する場合の図である。
図７（Ｃ）の下図は、分割誤差非抑圧方式によりＩＣＩを引き起こさない成分（第ｋサブキャリアの成分：図７（Ｃ）の下図で破線で示す成分）を、ＦＦＴ部２４２が出力する信号（図７（Ｂ）参照）に付加したことを示す。
【００５６】
以下、合成部ｂ１１５が行う信号合成処理について説明をする。合成部ｂ１１５は、次の式（５）で表わされる合成を行う。
【００５７】
【数５】
【００５８】
ただし、Ｒｉ，ｂ（ｋ）は、選択部ｂ１１４から入力される信号であり、分割誤差非抑圧方式の場合にＲ１ｉ，ｂ（ｋ）であり、分割誤差抑圧方式の場合にＲ２ｉ，ｂ（ｋ）である。また、Ｗｉ，ｂ（ｋ）は、ＭＭＳＥ重みである。
分割誤差非抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＷｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（６）で表わされる。
【００５９】
【数６】
【００６０】
ここで、σ１２は、次の式（７）、（８）、又は（９）で表わされる。
【００６１】
【数７】
【００６２】
【数８】
【００６３】
【数９】
【００６４】
ここで、Ｅ[Ｘ]はＸの時間平均（例えば、１フレームでの平均）を示す。また、Ｓ（ｋ）は第ｋサブキャリアで送信された変調シンボル、Ｓ’（ｋ）はＳ（ｋ）のシンボルレプリカを示す。なお、式（８）の計算においては、Ｓ（ｋ）、Ｓ’（ｋ）には、例えば、パイロット信号のシンボルレプリカ、変調シンボルが用いられる。また、ｙは受信信号を示し、ｈは伝搬路推定値を示す。なお、式（７）、（８）において、σ１、ｋ２をサブキャリア毎の集合平均としているが、全サブキャリアの集合平均としてもよい。たとえば、同一シンボル、同一パケット、同一フレーム内の範囲における全サブキャリアの集合平均としてもよい。または、σ１、ｋ２を雑音のみと近似し、σ１、ｋ２を雑音電力σＮ２とおいてもよい。
【００６５】
一方、分割誤差抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＷｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（１０）で表わされる。
【００６６】
【数１０】
【００６７】
ここで、σ２２は、次の式（１１）、又は（１２）で表わされる。
【００６８】
【数１１】
【００６９】
【数１２】
【００７０】
なお、式（１２）の計算においては、Ｓ（ｋ）、Ｓ’（ｋ）には、例えば、パイロット信号のシンボルレプリカ、変調シンボルが用いられる。また、式（１１）、式（１２）において、σ２、ｋ２をサブキャリア毎の集合平均としているが、全サブキャリアの集合平均としてもよい。たとえば、同一シンボル、同一パケット、同一フレーム内の範囲における全サブキャリアの集合平均としてもよい。または、σ２、ｋ２を雑音のみと近似し、σ２、ｋ２を雑音電力σＮ２とおいてもよい。
【００７１】
ここで、式（１）と式（３）とを比較する。
Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高くて分割誤差がないとき、式（１）では受信信号のマルチパス成分を完全に分割できるため、それを合成部ｂ１１５で合成すると、パスダイバーシチ効果を得ることができる。逆に、このとき式（３）ではＩＳＩやＩＣＩのないＯＦＤＭとほぼ同じ特性となる。よって、分割誤差が少ないとき、選択部ｂ１１４は、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力し、式（１）の信号を合成した方がよい特性を得ることができる。
一方、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高くなくて分割誤差があるとき、分割誤差の大きさは所望信号の分割誤差の分、式（１）より式（３）の方が分割誤差は少なくなる。よって、分割誤差が多いとき、信号検出部ｂ１１５は、選択部ｂ１１４でＨ−ｂ（ｋ）Ｓ’ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｂ１１５に出力し、式（３）の信号を合成した方がよい特性を得ることができる。特に多値変調や高符号化率を使用した場合には、分割誤差による劣化が大きくなるため、式（３）のように分割誤差を抑えた方が良い特性が得られる。
【００７２】
図２に示したように、受信装置ｂ１は、信号検出部ｂ１１からシンボルレプリカ生成部ｂ１０９までの処理を繰り返し行うことで、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質を高めていく処理を行う。よって、選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が予め定めた値より小さい場合、つまり、繰り返し回数が少ないときはＳ’ｉ（ｋ）の品質が低いとしてＨ−ｂ（ｋ）Ｓ’ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｂ１１５に出力し、分割誤差を抑える。一方、選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が予め定めた値以上である場合、つまり、繰り返し回数が多いときはＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力する。なお、最初に受信信号に対して信号検出部ｂ１１で処理する場合の繰り返し回数は０回であり、このときはマルチパスの分割は行わず、従来のＯＦＤＭと同じ処理を行う。
例えば、選択部ｂ１１４は、予め定めた値を「４回」とし、繰り返し回数が０〜３回の場合はＨ−ｂ（ｋ）Ｓ’ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｂ１１５に出力する、つまり、式（３）を選択する。また、選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が４以降はＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力する、つまり、式（１）を選択する。なお、繰り返し回数の予めだ定められた値は、最大繰り返し回数の半分の値、又は、式（３）を用いた時に収束する回数などを用いても良い。また、マルチパスの分割数が大きい方が、分割誤差が大きく特性が良いため、繰り返し回数が多くなるにつれて、分割数を増やしても良い。
【００７３】
＜動作について＞
図８は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の動作の一例を示すフロー図である。
（ステップＳ１０１）マルチパス分割部ｂ１１２は、後述するステップＳ１１１で生成した分割用レプリカを用いて、受信信号に対してマルチパス分割を行う。その後、ステップＳ１０２に進む。
（ステップＳ１０２）ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢは、ステップＳ１０１でマルチパス分割を行った信号を時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。その後、ステップＳ１０３に進む。
【００７４】
（ステップＳ１０３）選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が規定の回数（例えば、４回）より小さいか否かを判定する。、繰り返し回数が規定の回数より小さい場合（ＹＥＳ）、ステップＳ１０４に進む。一方、繰り返し回数が規定の回数以上である場合（ＮＯ）、ステップＳ１０５に進む。
（ステップＳ１０４）選択部ｂ１１４は、Ｈ−ｂ（ｋ）Ｓ’ｉ（ｋ）、つまり、第ｂブロック以外のパスについての第ｉＯＦＤＭシンボルの第ｋサブキャリアのレプリカを加算して分割誤差を低減する。その後、ステップＳ１０５に進む。
（ステップＳ１０５）合成部ｂ１１５は、ＭＭＳＥＣを用いて信号を合成する。その後、ステップＳ１０６に進む。
【００７５】
（ステップＳ１０６）復調部ｂ１０７は、ステップＳ１０５で合成した信号を復調し、符号化ビットＬＬＲを算出する。する。その後、ステップＳ１０７に進む。
（ステップＳ１０７）復号部ｂ１０８は、ステップＳ１０６で復調した符号化ビットＬＬＲを復号する。その後、ステップＳ１０８に進む。
（ステップＳ１０８）復号部ｂ１０８は、繰り返し処理が最大回数まで行われたか否かを判定する。繰り返し処理が最大回数まで行われたと判定した場合（ＹＥＳ）、ステップＳ１０７で復号した符号化ビットＬＬＲを出力し、動作を終了する。一方、繰り返し処理が最大回数まで行われていないと判定した場合（ＮＯ）、ステップＳ１０９に進む。
（ステップＳ１０９）復号部ｂ１０８は、誤り訂正復号の結果に誤りがないか否かを判定する。誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定した場合（ＹＥＳ）、復号した符号化ビットＬＬＲを出力し、動作を終了する。一方、誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した場合（ＮＯ）、ステップＳ１１０に進む。
【００７６】
（ステップＳ１１０）シンボルレプリカ生成部ｂ１０９は、ステップＳ１０７で復号した符号化ビットＬＬＲからシンボルレプリカを生成する。その後、ステップＳ１１１に進む。
（ステップＳ１１１）分割用レプリカ生成部ｂ１１１は、ステップＳ１１０にて生成したシンボルレプリカから分割用レプリカを生成する。その後、ステップＳ１０１に戻る。
【００７７】
このように、本実施形態によれば、受信装置ｂ１は、分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数に基づいて、除去したレプリカの成分（Ｈ−ｂ（ｋ）Ｓ’）を、レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する。
これにより、受信装置ｂ１は、この繰り返し回数が小さくて信号検出部ｂ１１が出力する信号の品質が低い場合に、信号付加処理を行ってマルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。一方、受信装置ｂ１は、分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数が大きくて信号検出部ｂ１１が出力する信号の品質が高い場合に、前記信号付加処理を行わずに、マルチパス分割を行うことによってパスダイバーシチ効果を得ることができる。つまり、分割誤差を低減して良好な受信特性を得るか、パスダイバーシチ効果を得るかを選択することができる。
【００７８】
（第２の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。
本実施形態では、通信システムが、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ：多入力多出力）システムの場合について説明をする。以下、Ｔ本のアンテナを備えた送信装置ａ２が送信した信号を、Ｒ本のアンテナを備えた受信装置ｂ１が受信する場合について説明する。
【００７９】
＜送信装置ａ２の構成について＞
図９は、本発明の第２の実施形態に係る送信装置ａ２の構成を示す概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ２は、パイロット生成部ａ２０１、符号部ａ２０２−ｔ、変調部ａ２０３−ｔ、マッピング部ａ２０４−ｔ、ＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔ、ＧＩ挿入部ａ２０６−ｔ、Ｄ／Ａ変換部ａ２０７−ｔ、送信フィルタ部ａ２０８−ｔ、無線部ａ２０９−ｔ、及び送信アンテナ部ａ２１０−ｔを含んで構成される。ただし、ｔ＝１、２、・・・、Ｔである。
【００８０】
パイロット生成部ａ２０１は、受信装置ｂ２がその波形（あるいはその信号系列）を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ２０４−ｔに出力する。
符号部ａ２０２−ｔは、受信装置ｂ２に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ２０２−ｔは、生成した符号化ビットを変調部ａ２０３−ｔに出力する。
変調部ａ２０３−ｔは、符号部ａ２０２−ｔから入力された符号化ビットを、ＰＳＫやＱＡＭなどの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ２０３−ｔは、生成した変調シンボルをマッピング部ａ２０４−ｔに出力する。
【００８１】
マッピング部ａ２０４−ｔは、パイロット生成部ａ２０１及び変調部ａ２０３−ｔからそれぞれ入力されたパイロット信号及び変調シンボルを予め定められたリソース（時間周波数帯域）にマッピングし、マッピングした周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔに出力する。
ＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔは、マッピング部ａ２０４−ｔから入力された周波数領域の信号を周波数時間変換し、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔは、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ２０６−ｔに出力する。
ＧＩ挿入部ａ２０６−ｔは、ＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔから入力された時間領域の信号に対して、ガードインターバルを付加し、ガードインターバルを付加した信号をＤ／Ａ変換部ａ２０７−ｔに出力する。
Ｄ／Ａ変換部ａ２０７−ｔは、ＧＩ挿入部ａ２０６−ｔから入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を送信フィルタ部ａ２０８−ｔに出力する。
送信フィルタ部ａ２０８−ｔは、Ｄ／Ａ変換部ａ２０７−ｔから入力されたアナログ信号を波形整形し、波形整形した信号を無線部ａ２０９−ｔに出力する。
無線部ａ２０９−ｔは、送信フィルタ部ａ２０８−ｔから入力された信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ２１０−ｔから受信装置ｂ２へ送信する。
【００８２】
＜受信装置ｂ２の構成について＞
図１０は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ２は、受信アンテナｂ２０１−ｒ、無線部ｂ２０２−ｒ、受信フィルタ部ｂ２０３−ｒ、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒ、伝搬路推定部ｂ２０５、信号検出部ｂ２１、デマッピング部ｂ２０６−ｒ、復調部ｂ２０７−ｒ、復号部ｂ２０８−ｒ、及びシンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒを含んで構成される。ただし、ｒ＝１、２、・・・、Ｒである。
【００８３】
無線部ｂ２０２−ｒは、受信アンテナｂ２０１−ｒを介して送信装置ａ１から受信した信号を、無線周波数帯からベースバンド帯にダウンコンバートし、受信フィルタ部ｂ２０３−ｒに出力する。なお、この受信信号には、伝搬路状況によって、ガードインターバルを超える遅延波が含まれる場合がある。
受信フィルタ部ｂ２０３−ｒは、無線部ｂ２０２−ｒから入力された信号を波形整形し、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒに出力する。
Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒは、受信フィルタ部ｂ２０３−ｒから入力された信号をアナログ・デジタル変換し、変換した信号を信号検出部ｂ１１に出力する。また、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒは、変換した信号のうちパイロット信号を伝搬路推定部ｂ２０５に出力する。
伝搬路推定部ｂ２０５は、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−１〜ｂ２０４−Ｒから入力されたパイロット信号に基づいて、伝搬路推定値を算出する。伝搬路推定部ｂ２０５は、算出した伝搬路推定値を信号検出部ｂ２１に出力する。
【００８４】
信号検出部ｂ２１は、後述するシンボルレプリカ生成部ｂ２０９−１〜ｂ２０９−Ｒから入力されたシンボルレプリカ、及び伝搬路推定部ｂ２０５から入力された伝搬路推定値を用いて、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−１〜ｂ２０４−Ｒから入力された信号に対してマルチパス分割を行う。信号検出部ｂ２１は、マルチパス分割を行った信号、つまり、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号に対してＭＩＭＯ信号分離を行ってデマッピング部ｂ２０５−１〜ｂ２０５−Ｒに出力する。なお、信号検出部ｂ２１の詳細については後述する。
また、信号検出部ｂ２１は、マルチパス分割を行った信号に分割用レプリカの成分を加算する信号付加処理を行うか否かを選択する。信号検出部ｂ２１の詳細については後述する。
【００８５】
デマッピング部ｂ２０６−ｒは、制御チャネル等で送信装置ａ２から通知されたフォーマットに従って、信号検出部ｂ２１から入力された信号をデマッピングし、各リソースに配置された変調シンボルを抽出する。デマッピング部ｂ１０６は、抽出した変調シンボルを復調部ｂ２０７−ｒに出力する。
復調部ｂ２０７−ｒは、デマッピング部ｂ２０６−ｒから入力された信号を送信装置ａ２の変調部ａ２０３−ｔが用いたものと同じ変調方式を用いて復調し、符号化ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲを算出する。復調部ｂ２０７−ｒは、算出した符号化ビットＬＬＲを復号部ｂ２０８−ｒに出力する。
【００８６】
復号部ｂ２０８−ｒは、復調部ｂ２０７−ｒから入力された符号化ビットＬＬＲを送信装置ａ２の符号部ａ２０２−ｔが用いたものと同じ誤り訂正符号を用いて復号化する。復号部ｂ２０８−ｒは、繰り返し処理が最大回数まで行われたか否かを判定し、最大回数まで行われたと判定したとき、復号化した情報ビットを出力する。一方、復号部ｂ２０８−ｒは、最大回数まで行われていないと判定したとき、誤り訂正復号の結果に誤りがないか否かを判定する。誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定した場合、復号部ｂ２０８−ｒは、復号化した情報ビットを出力する。一方、誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した場合、復号部ｂ２０８−ｒは、復号処理によって尤度を更新した符号化ビットＬＬＲをシンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒに出力する。
シンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒは、復号部ｂ２０８−ｒから入力された符号化ビットＬＬＲから変調シンボルの期待値であるシンボルレプリカを生成し、信号検出部ｂ２１に出力する。
【００８７】
＜信号検出部ｂ２１の構成について＞
図１１は、本実施形態に係る信号検出部ｂ１１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、信号検出部ｂ２１は、分割用レプリカ生成部ｂ２１１、マルチパス分割部ｂ２１２、ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢ、選択部ｂ２１４、及び信号分離部ｂ２１５を含んで構成される。ただし、ｒ＝１、２、・・・、Ｒである。
【００８８】
分割用レプリカ生成部ｂ２１１は、シンボルレプリカ生成部ｂ２０９−１〜ｂ２０９−Ｒから入力されたシンボルレプリカを、デマッピング部ｂ２０６−ｒがデマッピングした位置にマッピングした周波数領域の信号を周波数時間変換する。分割用レプリカ生成部ｂ２１１は、周波数時間変換した時間領域の信号に対して、送信装置ａ２と同様にしてガードインターバルを付加する。分割用レプリカ生成部ｂ２１１は、伝搬路推定部ｂ２０５から入力された伝搬路推定値を用いて、ガードインターバルを付加した信号から、１又は複数のパスを含むＮＢ個のブロックｎ（ｎ＝１〜ＮＢ）毎に抽出した分割用レプリカを生成し、マルチパス分割部ｂ２１２及び選択部ｂ２１４に出力する。
【００８９】
マルチパス分割部ｂ２１２は、復号部ｂ２０８が誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定するまで、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒから入力されたアンテナｂ２０１−ｒ毎の信号（第ｒ受信信号という）を記憶する。マルチパス分割部ｂ２１２は、マルチパス分割部ｂ２１２から入力された分割用レプリカを用いて、記憶している第ｒ受信信号をブロックｎ毎の信号に分割（マルチパス分割）する。具体的には、ブロックｎ以外の分割用レプリカを、記憶している第ｒ受信信号から減算する。マルチパス分割部ｂ２１２は、マルチパス分割をしたブロック１〜ＮＢの第ｒ受信信号をそれぞれ、ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢに出力する。
【００９０】
ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢは、マルチパス分割部ｂ２１２から入力された信号からＦＦＴ区間の信号を抽出する。ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢは、抽出したＦＦＴ区間の信号を時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢは、生成した周波数領域の信号をを選択部ｂ２１４に出力する。
【００９１】
選択部ｂ２１４は、復号部ｂ２０８−ｒが誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した回数、つまり、シンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒ及び分割用レプリカ生成部ｂ２１１が行う分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数を計数する。選択部ｂ２１４は、この繰り返し回数に基づいて、分割誤差の抑圧処理を行うか否かを判定する。
分割誤差の抑圧処理を行うと判定した場合、選択部ｂ２１４は、後述するように、分割用レプリカ生成部ｂ１１１から入力された分割用レプリカ成分を、ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢから入力された信号に加算し、信号分離部ｂ２１５に出力する。一方、分割誤差の抑圧処理を行わないと判定した場合、選択部ｂ２１４は、ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢから入力された信号をそのまま信号分離部ｂ２１５に出力する。
信号分離部ｂ２１５は、選択部ｂ２１４から入力された信号に対してＭＩＭＯ信号分離を行って、空間的に多重された信号の分離を行う。例えば、信号分離部ｃ１５３は、ＭＭＳＥＣを用いてＭＩＭＯ信号分離処理を行う。信号分離部ｂ２１５は、分離した信号をデマッピング部ｂ２０６−ｒに出力する。なお、信号分離部ｂ２１５が行うＭＩＭＯ信号分離処理の詳細については、信号検出部ｂ２１の処理と併せて後述をする。
以下、選択部ｂ２１４が分割誤差の抑圧処理を行わない場合の信号検出部ｂ２１の処理を分割誤差抑圧方式といい、分割誤差の抑圧処理を行わう場合の信号検出部ｂ２１の処理を分割誤差非抑圧方式という。
【００９２】
＜信号検出部ｂ２１の処理について＞
ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢが出力するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）は、次の式（１３）で表される。
【００９３】
【数１３】
【００９４】
【数１４】
【００９５】
式（１３）は、第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）が、ＮＢ次元のベクトルで表わされることを示す。また、Ｓｉ（ｋ）は第ｉＯＦＤＭシンボルの第ｋサブキャリアで送信された変調シンボル、Ｓ’ｉ（ｋ）はＳｉ（ｋ）のシンボルレプリカを示す。なお、Ｓｉ（ｋ）及びＳ’ｉ（ｋ）は、Ｔ次元のベクトルである。
また、Ｈｂ，ｒ（ｋ）は、第ｒ受信信号での第ｂブロックに含まれるパスの第ｋサブキャリアにおける周波数応答を表わす。
また、Ｈ−ｂ，ｒ（ｋ）は第ｒ受信信号での第ｂブロック以外のパスの第ｋサブキャリアにおける周波数応答、Ｈ−ｂ，ｋ，ｒ（ｌ）は第ｒ受信信号での第ｂブロック以外のパスの第ｌサブキャリアから第ｋサブキャリアに漏れ込む周波数成分を表わす。また、Ｈ−１，ｂ，ｋ，ｒ（ｌ）は第ｒ受信信号で１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分、Ｈ＋１，ｂ，ｋ，ｒ（ｌ）は第ｒ受信信号で１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分を表わす。
【００９６】
つまり、式（１３）は、第１項が第ｒ受信信号での第ｂブロックの所望信号成分であることを示す。また、式（１３）は、第２項のＮｒ’（ｋ）、つまり、式（１４）が、第ｒ受信信号での第ｂブロック以外に含まれるマルチパスの第ｋサブキャリアの残留成分であることを示す。
また、式（１４）は、Ｎｒ’（ｋ）が、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分（第１〜４項）と、雑音Ｎｒ（ｋ）（第５項）と、の和であることを示す。具体的に、式（１４）は、第１項が第ｋサブキャリアで第ｂブロック以外から受ける干渉成分、第２項が第ｋサブキャリアで第ｋサブキャリア以外から受けるＩＣＩ成分であることを示す。また、式（１４）は、第３項が１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であり、第４項は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であることを示す。また、式（１４）は、第５項が第ｋサブキャリアにおける雑音Ｎ（ｋ）であることを示す。
式（１３）、（１４）は、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高ければ、マルチパスを分割した各ブロックの信号を品質が良く取り出すことができ、それらを合成するとパスダイバーシチ効果が得られるため、良好な特性が得られることを示す。一方、式（１３）、（１４）は、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高ければ、レプリカの除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））が生じるため特性が劣化してしまうことを示す。
【００９７】
上述のように、選択部ｂ２１４は、分割誤差の抑圧処理を行うと判定した場合に、分割用レプリカの成分を第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）に加算する。この場合に、選択部ｂ２１４が出力するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）は、次の式（１５）、（１６）で表される。
【００９８】
【数１５】
【００９９】
【数１６】
【０１００】
式（１４）と（１６）とを比較すると、式（１６）では、式（１４）の第１項、つまり、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分であって、第ｒ受信信号で第ｂブロック以外から受ける干渉成分が除去されていることを示す。すなわち、シンボルＳｉ（ｋ）と周波数応答から算出される成分（式（１３）、（１５）の第１項）以外の成分は、式（１６）の方が式（１４）より小さいこと、つまり、除去残差の影響が低減されていることを示す。
このように、選択部ｂ１１４が分割用レプリカを第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）に加算する処理、つまり、分割誤差の抑圧処理を行うことにより、分割誤差を低減することができ、特性劣化を軽減することができる。
【０１０１】
以下、信号分離部ｂ２１５が行うＭＩＭＯ信号分離処理について説明をする。
分割誤差非抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＭ（ｋ）は、次の式（１７）で表わされる。
【０１０２】
【数１７】
【０１０３】
ここで、σ１２は、上述の式（７）、（８）、又は（９）で表わされる。
一方、分割誤差抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＭ（ｋ）は、次の式（１８）で表わされる。
【０１０４】
【数１８】
【０１０５】
ここで、σ２２は、式（１１）、又は（１２）で表わされる。
【０１０６】
図１１に示したように、受信装置ｂ２は、信号検出部ｂ２１からシンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒまでの処理を繰り返し行うことで、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質を高めていく処理を行う。よって、選択部ｂ２１４は、繰り返し回数が予め定めた値より小さい場合、つまり、繰り返し回数が少ないときはＳ’ｉ（ｋ）の品質が低いとしてＨ−ｂ，ｒ（ｌ）Ｓ’ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｂ１１５に出力し、分割誤差を抑える。一方、選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が予め定めた値以上である場合、つまり、繰り返し回数が多いときはＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力する。なお、最初に受信信号に対して信号検出部ｂ１１で処理する場合の繰り返し回数は０回であり、このときはマルチパスの分割は行わず、従来のＯＦＤＭと同じ処理を行う。
【０１０７】
＜動作について＞
図１２は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の動作の一例を示すフロー図である。
本実施形態に係るフロー図（図１２）と、第１の実施形態に係るフロー図（図８）とを比較すると、図１２では、図８のステップ１０５の処理が、ステップＳ２０５の処理に代わる点が異なる。第１の実施形態と同じ処理（ステップＳ１０１〜Ｓ１０４、Ｓ１０６〜Ｓ１１１）についての説明は省略する。
【０１０８】
（ステップＳ２０５）信号分離部ｂ２１５は、ＭＭＳＥＣを用いてＭＩＭＯ信号分離処理を行う。その後、ステップＳ１０６に進む。
【０１０９】
このように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ方式の通信を行う受信装置ｂ２は、分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数に基づいて、除去したレプリカの成分（Ｈ−ｂ，ｒ（ｌ）Ｓ’）を、レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する。
これにより、受信装置ｂ２は、この繰り返し回数が小さくて信号検出部ｂ２１が出力する信号の品質が低い場合に、信号付加処理を行ってマルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。一方、受信装置ｂ２は、分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数が大きくて信号検出部ｂ２１が出力する信号の品質が高い場合に、前記信号付加処理を行わずに、マルチパス分割を行うことによってパスダイバーシチ効果を得ることができる。つまり、分割誤差を低減して良好な受信特性を得るか、パスダイバーシチ効果を得るかを選択することができる。
【０１１０】
なお、上記各実施形態において、受信装置ｂ１、ｂ２は、繰り返し毎に分割誤差の低減を行うかどうかを選択していた。受信装置ｂ１、ｂ２は、この処理に加えて、繰り返し回数に基づいてマルチパスの分割数を変更してもよい。例えば、受信装置ｂ１、ｂ２は、繰り返し回数が多くなるにつれて分割数を増やしてもよい。これにより、受信装置ｂ１、ｂ２は、信号検出部ｂ２１が出力する信号の品質が高い場合に、マルチパス分割によるパスダイバーシチ効果を向上させることができる。
【０１１１】
また、上記各実施形態において、受信装置ｂ１、ｂ２が、ＭＭＳＥＣを用いて重みを算出する場合について説明をした。しかし、本発明はこれに限らず、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準を用いてもよいし、ＭＬＤ（最尤検出：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）等を用いてもよい。
【０１１２】
また、上記各実施形態において、受信装置ｂ１、ｂ２が、繰り返し回数を信号品質情報として用いる場合について説明をした。しかし、本発明はこれに限らず、ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：信号対干渉雑音電力比）、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：信号対雑音電力比）、又はチャネル容量を信号品質情報として用いてもよい。
【０１１３】
具体的に、選択部ｂ１１４は、分割誤差抑圧方式の場合に合成部ｂ１１５が出力する信号についての第ｋサブキャリアのＳＩＮＲ（ＳＩＮＲ２、ｋという）を、次の式（１９）を用いて算出する。
【０１１４】
【数１９】
【０１１５】
この場合、選択部ｂ１１４は、式（１９）のＳＩＮＲが予め定めた閾値より小さい場合に分割誤差の抑圧処理を行うと判定し、式（１９）のＳＩＮＲが予め定めた閾値以上の場合に分割誤差の抑圧処理を行わないと判定する。
また、選択部ｂ１１４は、分割誤差非抑圧方式の場合に合成部ｂ１１５が出力する信号についての第ｋサブキャリアのＳＩＮＲを信号品質情報として用いてもよい。この場合のＳＩＮＲ（ＳＩＮＲ２、ｋ）は、次の式（２０）で表わされる。
【０１１６】
【数２０】
【０１１７】
この場合、選択部ｂ１１４は、式（２０）のＳＩＮＲが予め定めた閾値より小さい場合に分割誤差の抑圧処理を行うと判定し、式（２０）のＳＩＮＲが予め定めた閾値以上の場合に分割誤差の抑圧処理を行わないと判定する。
また、信号品質情報をＳＮＲとする場合は、式（１９）、（２０）において、σ１、ｋ２とσ２、ｋ２を雑音電力ρＮ２に置き換えればよい。
【０１１８】
また、選択部ｂ２１４は、分割誤差抑圧方式の場合に信号分離部ｂ２１５が出力する信号についての第ｋサブキャリアのチャネル容量Ｃ２、ｋを次の式（２１）を用いて算出する。
【０１１９】
【数２１】
【０１２０】
ただし、Ｈ−（ｋ）はＨ−ｂ，ｒ（ｋ）の全てのｂ及びｒについて縦に並べたＮＢＲ行Ｔ列の行列である。また、ｌｏｇは対数、ｄｅｔは行列式を表し、Ｉは単位行列である。また、ＸＨは、Ｘのエルミート行列を示す。
この場合、選択部ｂ３１４は、式（２１）のチャネル容量Ｃ２、ｋが予め定めた閾値より小さい場合に分割誤差の抑圧処理を行うと判定し、式（２１）のチャネル容量Ｃ２、ｋが予め定めた閾値以上の場合に分割誤差の抑圧処理を行わないと判定する。
また、選択部ｂ２１４は、分割誤差非抑圧方式の場合に信号分離部ｂ２１５が出力する信号についての第ｋサブキャリアのチャネル容量Ｃ１、ｋを信号品質情報として用いてもよい。この場合のチャネル容量Ｃ１、ｋは、次の式（２２）で表わされる。
【０１２１】
【数２２】
【０１２２】
この場合、選択部ｂ３１４は、式（２２）のチャネル容量Ｃ１、ｋが予め定めた閾値より小さい場合に分割誤差の抑圧処理を行うと判定し、式（２２）のチャネル容量Ｃ１、ｋが予め定めた閾値以上の場合に分割誤差の抑圧処理を行わないと判定する。
【０１２３】
なお、上述した実施形態における受信装置ｂ１、ｂ２の一部、例えば、分割用レプリカ生成部ｂ１１１、ｂ２１１、マルチパス分割部ｂ１１２、ｂ２１２、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢ、ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢ、選択部ｂ１１４、ｂ２１４、合成部ｂ１１５、ｂ２１５をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、受信装置ｂ１に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
【０１２４】
以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。
【符号の説明】
【０１２５】
ａ１、ａ２・・・送信装置、ｂ１、ｂ２・・・受信装置、ａ１０１、ａ２０１−ｔ・・・パイロット生成部、ａ１０２、ａ２０２−ｔ・・・符号部、ａ１０３、ａ２０３−ｔ・・・変調部、ａ１０４、ａ２０４−ｔ・・・マッピング部、ａ１０５、ａ２０５−ｔ・・・ＩＦＦＴ部、ａ１０６、ａ２０６−ｔ・・・ＧＩ挿入部、ａ１０７、ａ２０７−ｔ・・・Ｄ／Ａ変換部、ａ１０８、ａ２０８−ｔ・・・送信フィルタ部、ａ１０９、ａ２０９−ｔ・・・無線部、ａ１１０、ａ２１０−ｔ・・・送信アンテナ部、ｂ１０１、ｂ２０１−ｒ・・・受信アンテナ、ｂ１０２、ｂ２０２−ｒ・・・無線部、ｂ１０３、ｂ２０３−ｒ・・・受信フィルタ部、ｂ１０４、ｂ２０４−ｒ・・・Ａ／Ｄ変換部、ｂ１０５、ｂ２０５・・・伝搬路推定部、ｂ１１、ｂ２１・・・信号検出部、ｂ１０６、ｂ２０６−ｒ・・・デマッピング部、ｂ１０７、ｂ２０７−ｒ・・・復調部、ｂ１０８、ｂ２０８−ｒ・・・復号部、ｂ１０９、ｂ２０９−ｒ・・・シンボルレプリカ生成部、ｂ１１１、ｂ２１１・・・分割用レプリカ生成部、ｂ１１２、ｂ２１２・・・マルチパス分割部、ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢ、ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢ・・・ＦＦＴ部、ｂ１１４、ｂ２１４・・・選択部、ｂ１１５・・・合成部、ｂ２１５・・・信号分離部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線受信装置、無線受信方法、及び無線受信プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由する等して遅延して到来するパスが存在し、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）となる。このように複数のパスが到来する環境をマルチパス環境という。例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）などのマルチキャリア伝送では、ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を付加することで、ＧＩ以内の遅延パスであればＩＳＩが生じることを防止する。しかしながら、ＧＩを超える遅延パスが存在する場合、ＩＳＩに加え、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の周期性が崩れるためにＩＣＩ（キャリア間干渉：Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）も生じる。ＩＳＩやＩＣＩは受信性能を大幅に劣化させる。
特許文献１及び非特許文献１には、ＩＳＩやＩＣＩが生じる場合であっても良好な受信特性が得られる技術が記載されている。これらの技術は、誤り訂正復号結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）から遅延パスのレプリカを生成し受信信号から除去することでマルチパスを分割し、受信信号をＩＳＩおよびＩＣＩが抑圧された複数のブロックに分割し、各ブロックの信号を合成することでパスダイバーシチ効果を得ることができるものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開第２００７／１３６０５６号パンフレット
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ｋ． Ｓｈｉｍｅｚａｗａ、Ｔ． Ｙｏｓｈｉｍｏｔｏ、Ｒ． Ｙａｍａｄａ、Ｎ． Ｏｋａｍｏｔｏ、「Ａ ｎｏｖｅｌ ＳＣ／ＭＭＳＥ ｔｕｒｂｏ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ ｉｎｓｕｆｆｉｃｉｅｎｔ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ」、ＩＥＥＥ ＰＩＭＲＣ．２００８、２００８年９月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１及び非特許文献１に記載の技術では、レプリカを生成して受信信号から除去することでマルチパスを分割しているため、この分割による分割誤差が生じる。これらの技術には、この分割誤差の影響のため、良好な受信特性を得ることができない場合があるという問題があった。
【０００６】
本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的は、マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
（１）本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明は、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置において、前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択部を備えることを特徴とする無線受信装置である。
【０００８】
（２）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記信号品質情報が品質が低いことを示す場合に、前記信号付加処理を行うことを選択して、前記除去によって生じる誤差を低減することを特徴とする。
【０００９】
（３）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記信号品質情報が品質が高いことを示す場合に、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする。
【００１０】
（４）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記繰り返しの処理で少なくとも１回は、前記信号付加処理を行う第１の方式と、前記信号付加処理を行わない第２の方式と、を切り替えることを特徴とする。
【００１１】
（５）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記繰り返しの処理で、前記第１の方式からから前記第２の方式への切り替えのみを行うことを特徴とする。
【００１２】
（６）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記信号品質情報は、前記繰り返しの回数であることを特徴とする。
【００１３】
（７）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記繰り返しの回数が予め定めた値より小さい場合、前記繰り返しの回数が品質が低いことを示すと判定し、前記信号付加処理を行うことを選択して、前記除去によって生じる誤差を低減することを特徴とする。
【００１４】
（８）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記繰り返しの回数が予め定めた値より大きい場合、前記繰り返しの回数が品質が高いことを示すと判定し、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする。
【００１５】
（９）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、サブキャリア毎に前記信号付加処理を行い、前記レプリカを除去した信号の各サブキャリアの信号に、同じサブキャリアの成分であって前記除去したレプリカの成分を付加することを特徴とする。
【００１６】
（１０）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記レプリカの成分は、前記１又は複数のパス以外の受信信号のレプリカの成分であって同じサブキャリアにおける成分であることを特徴とする。
【００１７】
（１１）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記選択部は、前記信号品質情報に基づいて、前記１又は複数のパスの分割数を変更することを特徴とする。
【００１８】
（１２）また、本発明は、ＭＩＭＯ方式の通信を行う無線受信装置であって、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいてＭＩＭＯ分離をおこない、分離した結果の分離信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置であって、前記復調した分離信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択部を備えることを特徴とする無線受信装置である。
【００１９】
（１３）また、本発明は、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置における無線受信方法において、選択部が、前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択過程を有することを特徴とする無線受信方法である。
【００２０】
（１４）また、本発明は、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置のコンピュータを、前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択手段として機能させる無線受信プログラムである。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図３】本実施形態に係る信号検出部の構成を示す概略ブロック図である。
【図４】本実施形態に係るマルチパスのチャネルインパルス応答の一例を示す概略図である。
【図５】本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。
【図６】本実施形態に係る受信信号の別の一例を示す概略図である。
【図７】周波数応答の一例を示す概略図である。
【図８】本実施形態に係る受信装置の動作の一例を示すフロー図である。
【図９】本発明の第２の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図１０】本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図１１】本実施形態に係る信号検出部の構成を示す概略ブロック図である。
【図１２】本実施形態に係る受信装置の動作の一例を示すフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳しく説明する。なお、以下の各実施形態では、ＯＦＤＭ伝送を用いた場合で説明するが、本発明はこれに限らない。例えば、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ − Ｃｏｄｅ Ｄｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：マルチキャリア−符号分割多元接続）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ − Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：シングルキャリア−周波数分割多元接続）、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ(Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ − ｓｐｒｅａｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｅｕｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｔｌｉｐｌｅｘｉｎｇ：離散周波数変換−拡散周波数分割多元接続)等のＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）を付加する伝送方式に適用することも可能である。
【００２４】
（第１の実施形態）
＜送信装置ａ１の構成について＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ１は、パイロット生成部ａ１０１、符号部ａ１０２、変調部ａ１０３、マッピング部ａ１０４、ＩＦＦＴ部ａ１０５、ＧＩ挿入部ａ１０６、Ｄ／Ａ変換部ａ１０７、送信フィルタ部ａ１０８、無線部ａ１０９、及び送信アンテナ部ａ１１０を含んで構成される。
【００２５】
パイロット生成部ａ１０１は、受信装置ｂ１がその波形（あるいは、その信号系列）を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ１０４に出力する。
符号部ａ１０２は、受信装置ｂ１に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０２は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０３に出力する。
変調部ａ１０３は、符号部ａ１０２から入力された符号化ビットを、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：位相遷移変調）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０３は、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４に出力する。
【００２６】
マッピング部ａ１０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロット信号、及び変調部ａ１０３から入力された変調シンボルを予め定められたリソース（時間周波数帯域）にマッピングし、マッピングした周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ１０５に出力する。
ＩＦＦＴ部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４から入力された周波数領域の信号を周波数−時間変換し、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部ａ１０５は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０６に出力する。
ＧＩ挿入部ａ１０６は、ＩＦＦＴ部ａ１０５から入力された時間領域の信号に対して、ガードインターバルを付加し、ガードインターバルを付加した信号をＤ／Ａ変換部ａ１０７に出力する。なお、ＩＦＦＴ部ａ１０５が出力した時間領域の信号の時間区間（ＦＦＴ区間という）と、ＧＩ挿入部ａ１０６がその時間区間の信号に付加したガードインターバルの時間区間であってＦＦＴ及びＩＦＦＴを行う単位の区間（ＧＩ区間という）と、を併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。
【００２７】
Ｄ／Ａ変換部ａ１０７は、ＧＩ挿入部ａ１０６から入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を送信フィルタ部ａ１０８に出力する。
送信フィルタ部ａ１０８は、Ｄ／Ａ変換部ａ１０７から入力されたアナログ信号を波形整形し、波形整形した信号を無線部ａ１０９に出力する。
無線部ａ１０９は、送信フィルタ部ａ１０８から入力された信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１１０から受信装置ｂ１へ送信する。
なお、送信装置ａ１はインターリーブ部を備え、インターリーブ部が、符号部ａ１０２が生成した符号化ビットをインターリーブし、インターリーブした符号化ビットを変調部ａ１０３に出力してもよい。
【００２８】
＜受信装置ｂ１の構成について＞
図２は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ１（無線受信装置）は、受信アンテナｂ１０１、無線部ｂ１０２、受信フィルタ部ｂ１０３、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４、伝搬路推定部ｂ１０５、信号検出部ｂ１１、デマッピング部ｂ１０６、復調部ｂ１０７、復号部ｂ１０８、及びシンボルレプリカ生成部ｂ１０９を含んで構成される。
【００２９】
無線部ｂ１０２は、受信アンテナｂ１０１を介して送信装置ａ１から受信した信号を、無線周波数帯からベースバンド帯にダウンコンバートし、受信フィルタ部ｂ１０３に出力する。なお、受信した信号には、伝搬路状況によって、ガードインターバルを超える遅延波が含まれる場合がある。
受信フィルタ部ｂ１０３は、無線部ｂ１０２から入力された信号を波形整形し、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４に出力する。
Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４は、受信フィルタ部ｂ１０３から入力された信号をアナログ・デジタル変換し、変換した受信信号を信号検出部ｂ１１に出力する。また、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４は、変換した信号のうちパイロット信号を伝搬路推定部ｂ１０５に出力する。
伝搬路推定部ｂ１０５は、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４から入力されたパイロット信号に基づいて、伝搬路推定値を算出する。伝搬路推定部ｂ１０５は、算出した伝搬路推定値を信号検出部ｂ１１に出力する。
【００３０】
信号検出部ｂ１１は、後述するシンボルレプリカ生成部ｂ１０９から入力されたシンボルレプリカ、及び伝搬路推定部ｂ１０５から入力された伝搬路推定値を用いて、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４から入力された受信信号に対してマルチパス分割を行う。受信信号は複数の到来するパスの和から成る。マルチパス分割とは、受信信号を構成するそのパスを所定の規則、条件に基づいて分割する処理である。本実施形態では、受信信号をマルチパス分割した後の各分割区間がＧＩ長を超えない長さになるように分割する。信号検出部ｂ１１は、マルチパス分割を行った信号、つまり、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号を合成してデマッピング部ｂ１０６に出力する。なお、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉をマルチパス干渉とも言い、マルチパス干渉には前後のＯＦＤＭシンボル間の干渉であるＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：シンボル間干渉）およびサブキャリア間の干渉であるＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：キャリア間干渉）が含まれる。
また、信号検出部ｂ１１は、マルチパス分割を行った信号に分割用レプリカの成分を加算する信号付加処理を行うか否かを選択する。信号検出部ｂ１１の詳細については後述する。
【００３１】
デマッピング部ｂ１０６は、制御チャネル等で送信装置ａ１から通知されたフォーマットに従って、信号検出部ｂ１１から入力された信号をデマッピングし、各リソースに配置された変調シンボルを抽出する。デマッピング部ｂ１０６は、抽出した変調シンボルを復調部ｂ１０７に出力する。
復調部ｂ１０７は、デマッピング部ｂ１０６から入力された信号を送信装置ａ１の変調部ａ１０３が用いたものと同じ変調方式を用いて復調し、符号化ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲ（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ：対数尤度比）を算出する。復調部ｂ１０７は、算出した符号化ビットＬＬＲ（復調後の符号化ビットＬＬＲ）を復号部ｂ１０８に出力する。
復号部ｂ１０８は、復調部ｂ１０７から入力された符号化ビットＬＬＲを送信装置ａ１の符号部ａ１０２が用いたものと同じ誤り訂正符号を用いて復号化する。復号部ｂ１０８は、後述する繰り返し処理が最大回数まで行われたか否かを判定し、最大回数まで行われたと判定したとき、復号化した情報ビット（硬判定値）を出力する。一方、復号部ｂ１０８は、最大回数まで行われていないと判定したとき、誤り訂正復号の結果に誤りがないか否かを判定する。誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定した場合、復号部ｂ１０８は、復号化した情報ビットを出力する。一方、誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した場合、復号部ｂ１０８は、復号処理によって尤度を更新した符号化ビットＬＬＲ（復号後の符号化ビットＬＬＲ）をシンボルレプリカ生成部ｂ１０９に出力する。前記符号化ビットＬＬＲは、軟判定値ともよぶ。
【００３２】
シンボルレプリカ生成部ｂ１０９は、復号部ｂ１０８から入力された符号化ビットＬＬＲから変調シンボルの期待値であるシンボルレプリカを生成し、信号検出部ｂ１１に出力する。
なお、送信装置ａ１がインターリーブ部を備える場合、受信装置ｂ１はデインターリーブ部を備え、デインターリーブ部が、復調部ｂ１０７が算出した符号化ビットＬＬＲをデインターリーブし、デインターリーブした符号化ビットＬＬＲを復号部ｂ１０８に出力する。
【００３３】
＜信号検出部ｂ１１の構成について＞
図３は、本実施形態に係る信号検出部ｂ１１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、信号検出部ｂ１１は、分割用レプリカ生成部ｂ１１１、マルチパス分割部ｂ１１２、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢ、選択部ｂ１１４、及び合成部ｂ１１５を含んで構成される。
【００３４】
分割用レプリカ生成部ｂ１１１は、シンボルレプリカ生成部ｂ１０９から入力されたシンボルレプリカをデマッピング部ｂ１０６がデマッピングした位置に配置した周波数領域の信号を周波数時間変換する。分割用レプリカ生成部ｂ１１１は、周波数時間変換した時間領域の信号に対して、送信装置ａ１のＧＩ挿入部ａ１０６と同様にしてガードインターバルを付加する。分割用レプリカ生成部ｂ１１１は、伝搬路推定部ｂ１０５から入力された伝搬路推定値を用いて、ガードインターバルを付加した信号から、１又は複数のパスを含むＮＢ個のブロックｂ（ｂ＝１〜ＮＢ）毎に分割用レプリカを生成し、マルチパス分割部ｂ１１２及び選択部ｂ１１４に出力する。
【００３５】
マルチパス分割部ｂ１１２は、復号部ｂ１０８が誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定するまで、Ａ／Ｄ変換部ｂ１０４から入力された受信信号を記憶する。マルチパス分割部ｂ１１２は、分割用レプリカ生成部ｂ１１１から入力された分割用レプリカを用いて、記憶している受信信号をブロックｂ毎の信号に分割（マルチパス分割）する。具体的には、ブロックｂ以外の分割用レプリカを、記憶している受信信号から減算する。このように、受信装置ｂ１では、マルチパス分割を行うことによりＩＳＩを除去することができる。マルチパス分割部ｂ１１２は、マルチパス分割をしたブロック１〜ＮＢの信号をそれぞれ、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢに出力する。
ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢは、マルチパス分割部ｂ１１２から入力された各ブロックｂの信号から各ＦＦＴ区間の信号を抽出する。ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢは、抽出したＦＦＴ区間の信号を時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢは、生成した周波数領域の信号をを選択部ｂ１１４に出力する。
【００３６】
選択部ｂ１１４は、復号部ｂ１０８が誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した回数、つまり、マルチパス分割部ｂ１１２が行うマルチ分割処理の回数を計数する。このマルチ分割処理の回数は、シンボルレプリカ生成部ｂ１０９、信号検出部ｂ１１、デマッピング部ｂ１０６、復調部ｂ１０７、及び復号部ｂ１０８の処理（繰り返し処理）の繰り返し回数を示す（以下、マルチ分割処理の回数を繰り返し回数という）。選択部ｂ１１４は、この繰り返し回数（信号品質情報）に基づいて、分割誤差の抑圧処理を行うか否かを判定する。
分割誤差の抑圧処理を行うと判定した場合、選択部ｂ１１４は、後述するように、分割用レプリカ生成部ｂ１１１から入力された分割用レプリカの成分を、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号に加算する信号付加処理を行って、信号付加処理を行った信号を合成部ｂ１１５に出力する。一方、分割誤差の抑圧処理を行わないと判定した場合、選択部ｂ１１４は、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力する。
合成部ｂ１１５は、選択部ｂ１１４から入力された信号を合成した信号（合成信号）を生成し、デマッピング部ｂ１０６に出力する。ここで、合成部ｂ１１５は、ＭＭＳＥＣ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎｓ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ：最小二乗平均誤差に基づく合成）、ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ：最大比合成）等を用いて、伝搬路補償を行った信号を生成する。合成部ｂ１１５が行うこの信号合成処理の詳細については、信号検出部ｂ１１の処理と併せて後述をする。
以下、選択部ｂ１１４が分割誤差の抑圧処理を行わない場合の信号検出部ｂ１１の処理を分割誤差抑圧方式（第１の方式）といい、分割誤差の抑圧処理を行わう場合の信号検出部ｂ１１の処理を分割誤差非抑圧方式（第２の方式）という。
【００３７】
＜信号検出部ｂ１１の処理について＞
以下、信号検出部ｂ１１の処理についての詳細を説明する。なお、マルチパスの分割数が２個（ＮＢ＝２）の場合について説明するが、本発明はこれに限られない。
【００３８】
図４は、本実施形態に係るマルチパスのチャネルインパルス応答の一例を示す概略図である。図４（Ａ）〜（Ｃ）において、縦軸は受信電力、横軸は時間を示す。また、図４（Ａ）〜（Ｃ）において、ｐ１〜ｐ１２は各パスのチャネルインパルス応答を示す。
マルチパス分割部ｂ１１２は、上記のように、マルチパスをいくつかのブロックＮＢに分割し、受信信号から各ブロックｂに含まれるパスの信号を抽出する。例えば、図４の（Ａ）を図４の（Ｂ）、（Ｃ）のように２ブロックに分割する場合、マルチパス分割部ｂ１１２は、ブロック１のｐ１〜ｐ６が示すパスの信号を抽出し、ブロック２のｐ７〜ｐ１２が示すパスの信号を抽出する。
【００３９】
図５は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図は、図４のマルチパス成分に分けた信号を示す。図５（Ａ）〜（Ｃ）において、横軸は時間を示す。また、図５（Ａ）〜（Ｃ）において、ｒ１〜ｒ１２は、それぞれ、図４のｐ１〜ｐ１２が示すパスを介して受信装置ｂ１が受信した受信信号を示す。なお、実際に受信装置ｂ１が受信する信号は、受信信号ｒ１〜ｒ１２が足しあわされた信号である。
図５（Ｂ）、（Ｃ）は、それぞれ受信信号から抽出したブロック１、２の成分を示す。マルチパス分割部ｂ１１２は、図５（Ａ）に示す受信信号から各ブロック成分を抽出するために、受信信号から分割用レプリカ信号を減算する。ここで、分割用レプリカ信号は、抽出したいブロック以外のブロックに含まれるチャネルインパルス応答を用いて、分割用レプリカ生成部ｂ１１１が生成したレプリカ信号である。例えば、図５（Ａ）に示す受信信号からブロック１成分を抽出する場合、マルチパス分割部ｂ１１２は、ブロック２を通って受信された信号、つまりｐ７〜ｐ１２を通った信号ｒ７〜ｒ１２の分割用レプリカ信号を受信信号から減算する。同様に、ブロック２成分を抽出する場合、マルチパス分割部ｂ１１２は、ブロック１を通って受信された信号、つまりｐ１〜ｐ６を通った信号ｒ１〜ｒ６の分割用レプリカ信号を受信信号から減算する。
このように分割された信号はＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢで周波数領域に変換される。ＦＦＴは図５の（Ｂ）、（Ｃ）に示しているように、各ブロックの先頭を基準にして行われる。
【００４０】
次に、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢのうちブロックｂを処理するＦＦＴ部ｂ１１３−ｂが出力する第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの信号Ｒ１ｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（１）、（２）で表される。
【００４１】
【数１】
【００４２】
【数２】
【００４３】
ここで、Ｈｂ（ｋ）は第ｂブロックに含まれるパスの第ｋサブキャリアにおける周波数応答を表わす。また、Ｓｉ（ｋ）は第ｉＯＦＤＭシンボルの第ｋサブキャリアで送信された変調シンボル、Ｓ’ｉ（ｋ）はＳｉ（ｋ）のシンボルレプリカを示す。また、ＮｆはＦＦＴ区間のポイント数を示す。
また、Ｈ−ｂ（ｋ）は第ｂブロック以外のパスの第ｋサブキャリアにおける周波数応答、Ｈ−ｂ，ｋ（ｌ）は第ｂブロック以外のパスの第ｌサブキャリアから第ｋサブキャリアに漏れ込む周波数成分を表わす。なお、Ｈ−ｂ（ｋ）の算出方法については、後述する。また、Ｈ−１，ｂ，ｋ（ｌ）は１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分、Ｈ＋１，ｂ，ｋ（ｌ）は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分を表わす。
【００４４】
つまり、式（１）は、第１項が第ｂブロックの所望信号成分であることを示す。また、式（１）は、第２項のＮ’（ｋ）、つまり、式（２）が、第ｂブロック以外に含まれるマルチパスの第ｋサブキャリアの残留成分であることを示す。
また、式（２）は、Ｎ’（ｋ）が、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分（第１〜４項）と、雑音Ｎ（ｋ）（第５項）と、の和であることを示す。具体的に、式（２）は、第１項が第ｋサブキャリアで第ｂブロック以外から受ける干渉成分、第２項が第ｋサブキャリアで第ｋサブキャリア以外から受けるＩＣＩ成分であることを示す。また、式（２）は、第３項が１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であり、第４項は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であることを示す。また、式（２）は、第５項が第ｋサブキャリアにおける雑音Ｎ（ｋ）であることを示す。
式（１）、（２）は、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高ければ、マルチパスを分割した各ブロックの信号を品質が良く取り出すことができ、それらを合成するとパスダイバーシチ効果が得られるため、良好な特性が得られることを示す。一方、式（１）、（２）は、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が低ければ、レプリカの除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））が生じるため特性が劣化してしまうことを示す。マルチパスを分割することにより生じるレプリカの除去残差を、分割誤差と呼ぶ。
【００４５】
上述のように、選択部ｂ１１４は、分割誤差の抑圧処理を行うと判定した場合に、分割用レプリカの成分を信号Ｒ１ｉ，ｂ（ｋ）に加算する。この場合に、選択部ｂ１１４が出力するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの信号Ｒ２ｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（３）、（４）で表される。
【００４６】
【数３】
【００４７】
【数４】
【００４８】
式（４）は、式（３）の第２項であるＮ’’（ｋ）が、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分（第１〜３項）と、雑音Ｎ（ｋ）（第４項）と、の和であることを示す。具体的に、式（４）は、第１項が第ｋサブキャリアが第ｋサブキャリア以外から受けるＩＣＩ成分であることを示す。また、式（２）は、第２項が１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であり、第３項は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であることを示す。また、式（４）は、第４項が第ｋサブキャリアにおける雑音Ｎ（ｋ）であることを示す。
【００４９】
式（２）と（４）とを比較すると、式（４）では、式（２）の第１項、つまり、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分であって、第ｂブロック以外から受ける第ｋサブキャリアにおける干渉成分が除去されていることを示す。すなわち、シンボルＳｉ（ｋ）と周波数応答から算出される成分（式（１）、（３）の第１項）以外の成分は、式（４）の方が式（２）より小さいこと、つまり、除去残差の影響が低減されていることを示す。
このように、選択部ｂ１１４が分割用レプリカを信号Ｒ１ｉ，ｂ（ｋ）に加算する処理、つまり、分割誤差の抑圧処理を行うことにより、マルチパスを分割する処理に用いるシンボルレプリカの品質に起因する除去残差（分割誤差と呼ぶ。）を低減することができ、特性劣化を軽減することができる。
【００５０】
ここで、選択部ｂ１１４は、チャネルインパルス応答ｈｊ（ｊはパスの識別番号）と、チャネルインパルス応答の遅延時間からＧＩ長を除いた長さＭｊと、に基づいて、Ｈ−ｂ（ｋ）を算出する。具体的には、選択部ｂ１１４は、（（Ｎｆ−Ｍｊ）／Ｎｆ）ｈｊをＦＦＴで周波数領域に変換したときの第ｋサブキャリアの値を算出し、Ｈ−ｂ（ｋ）とする。
例えば、選択部ｂ１１４は、パスが４個、マルチパスの分割数が２個（ＮＢ＝２）である場合、次のようにＨ−ｂ（ｋ）を算出する。
図６は、本実施形態に係る受信信号の別の一例を示す概略図である。この図は、受信信号ｒｒ１、ｒｒ２、ｒｒ３、ｒｒ４として４波が到来したときの図である。また、この図は、受信信号ｒｒ１及びｒｒ２を含むブロック１と、受信信号ｒｒ３及びｒｒ４を含むブロック２と、の２つのブロックにマルチパスを分割するときの図である。この図において、受信信号ｒｒ１、ｒｒ２、ｒｒ３、ｒｒ４各々のチャネルインパルス応答はｈ１、ｈ２、ｈ３、ｈ４である。
【００５１】
具体的には、ブロック１で図６の受信信号ｒｒ１、ｒｒ２を抽出する場合、選択部ｂ１１４は、次のようにＨ−ｂ（ｋ）を算出する。この図において、ブロック２に含まれるチャネルインパルス応答ｈ３、ｈ４のＧＩを超えている長さは、それぞれＭ３、Ｍ４である。
このとき、Ｈ−１（ｋ）は、（（（Ｎｆ−Ｍ３）／Ｎｆ）ｈ３、（（Ｎｆ−Ｍ４）／Ｎｆ）ｈ４）をＦＦＴで周波数領域に変換したときの第ｋサブキャリアとして算出される。ただし、ＮｆはＦＦＴ区間である。なお、近似的に（ｈ３、ｈ４）を周波数領域に変換したときの第ｋサブキャリアをＨ−ｂ（ｋ）としてもよい。
【００５２】
図７は、周波数応答の一例を示す概略図である。この図は、図６の受信信号を受信した場合の周波数応答の一例を示す。また、図７では、説明の簡易化のため、第ｋ−２〜第ｋ＋２サブキャリアについて説明をする。
また、図７（Ｂ）は分割誤差抑圧方式を適用した場合を示し、図７（Ｃ）は分割誤差非抑圧方式を適用した場合を示す。図７（Ａ）は分割誤差抑圧方式も分割誤差非抑圧方式も適用しない場合を示す。また、図７（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の上図は、図６のチャネルインパルス応答ｈ２についての第ｋ−２〜第ｋ＋２サブキャリアの周波数応答を示す。図７（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の下図は、図６のチャネルインパルス応答ｈ３についての第ｋ−２〜第ｋ＋２サブキャリアの周波数応答を示す。
【００５３】
図７（Ａ）の上図は、図６のチャネルインパルス応答ｈ２がＧＩ以内の遅延であるため、第ｋサブキャリア以外のサブキャリア（ｋ±２、ｋ±１）への漏れがないことを示す。一方、図７（Ａ）の下図は、図６のチャネルインパルス応答ｈ３がＧＩを超えた遅延であるため、第ｋサブキャリア以外のサブキャリアへ漏れていることを示す。
【００５４】
図７（Ｂ）は、図７（Ａ）の周波数応答の受信信号に対して、分割誤差抑圧方式を適用した場合の図である。また、図７（Ｂ）は、ブロック１で受信信号ｒｒ１、ｒｒ２を抽出する場合の図である。
図７（Ｂ）の下図は、ブロック１に含まれる受信信号以外の受信信号（図６の受信信号ｒｒ３、ｒｒ４）が除去され、チャネルインパルス応答ｈ３についての周波数応答が低減されていることを示す。
【００５５】
図７（Ｃ）は、図７（Ａ）の周波数応答の受信信号に対して、分割誤差非抑圧方式を適用した場合の図である。また、図７（Ｃ）は、ブロック１で受信信号ｒｒ１、ｒｒ２を抽出する場合の図である。
図７（Ｃ）の下図は、分割誤差非抑圧方式によりＩＣＩを引き起こさない成分（第ｋサブキャリアの成分：図７（Ｃ）の下図で破線で示す成分）を、ＦＦＴ部２４２が出力する信号（図７（Ｂ）参照）に付加したことを示す。
【００５６】
以下、合成部ｂ１１５が行う信号合成処理について説明をする。合成部ｂ１１５は、次の式（５）で表わされる合成を行う。
【００５７】
【数５】
【００５８】
ただし、Ｒｉ，ｂ（ｋ）は、選択部ｂ１１４から入力される信号であり、分割誤差非抑圧方式の場合にＲ１ｉ，ｂ（ｋ）であり、分割誤差抑圧方式の場合にＲ２ｉ，ｂ（ｋ）である。また、Ｗｉ，ｂ（ｋ）は、ＭＭＳＥ重みである。
分割誤差非抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＷｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（６）で表わされる。
【００５９】
【数６】
【００６０】
ここで、σ１２は、次の式（７）、（８）、又は（９）で表わされる。
【００６１】
【数７】
【００６２】
【数８】
【００６３】
【数９】
【００６４】
ここで、Ｅ[Ｘ]はＸの時間平均（例えば、１フレームでの平均）を示す。また、Ｓ（ｋ）は第ｋサブキャリアで送信された変調シンボル、Ｓ’（ｋ）はＳ（ｋ）のシンボルレプリカを示す。なお、式（８）の計算においては、Ｓ（ｋ）、Ｓ’（ｋ）には、例えば、パイロット信号のシンボルレプリカ、変調シンボルが用いられる。また、ｙは受信信号を示し、ｈは伝搬路推定値を示す。なお、式（７）、（８）において、σ１、ｋ２をサブキャリア毎の集合平均としているが、全サブキャリアの集合平均としてもよい。たとえば、同一シンボル、同一パケット、同一フレーム内の範囲における全サブキャリアの集合平均としてもよい。または、σ１、ｋ２を雑音のみと近似し、σ１、ｋ２を雑音電力σＮ２とおいてもよい。
【００６５】
一方、分割誤差抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＷｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（１０）で表わされる。
【００６６】
【数１０】
【００６７】
ここで、σ２２は、次の式（１１）、又は（１２）で表わされる。
【００６８】
【数１１】
【００６９】
【数１２】
【００７０】
なお、式（１２）の計算においては、Ｓ（ｋ）、Ｓ’（ｋ）には、例えば、パイロット信号のシンボルレプリカ、変調シンボルが用いられる。また、式（１１）、式（１２）において、σ２、ｋ２をサブキャリア毎の集合平均としているが、全サブキャリアの集合平均としてもよい。たとえば、同一シンボル、同一パケット、同一フレーム内の範囲における全サブキャリアの集合平均としてもよい。または、σ２、ｋ２を雑音のみと近似し、σ２、ｋ２を雑音電力σＮ２とおいてもよい。
【００７１】
ここで、式（１）と式（３）とを比較する。
Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高くて分割誤差がないとき、式（１）では受信信号のマルチパス成分を完全に分割できるため、それを合成部ｂ１１５で合成すると、パスダイバーシチ効果を得ることができる。逆に、このとき式（３）ではＩＳＩやＩＣＩのないＯＦＤＭとほぼ同じ特性となる。よって、分割誤差が少ないとき、選択部ｂ１１４は、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力し、式（１）の信号を合成した方がよい特性を得ることができる。
一方、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高くなくて分割誤差があるとき、分割誤差の大きさは所望信号の分割誤差の分、式（１）より式（３）の方が分割誤差は少なくなる。よって、分割誤差が多いとき、信号検出部ｂ１１５は、選択部ｂ１１４でＨ−ｂ（ｋ）Ｓ’ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｂ１１５に出力し、式（３）の信号を合成した方がよい特性を得ることができる。特に多値変調や高符号化率を使用した場合には、分割誤差による劣化が大きくなるため、式（３）のように分割誤差を抑えた方が良い特性が得られる。
【００７２】
図２に示したように、受信装置ｂ１は、信号検出部ｂ１１からシンボルレプリカ生成部ｂ１０９までの処理を繰り返し行うことで、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質を高めていく処理を行う。よって、選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が予め定めた値より小さい場合、つまり、繰り返し回数が少ないときはＳ’ｉ（ｋ）の品質が低いとしてＨ−ｂ（ｋ）Ｓ’ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｂ１１５に出力し、分割誤差を抑える。一方、選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が予め定めた値以上である場合、つまり、繰り返し回数が多いときはＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力する。なお、最初に受信信号に対して信号検出部ｂ１１で処理する場合の繰り返し回数は０回であり、このときはマルチパスの分割は行わず、従来のＯＦＤＭと同じ処理を行う。
例えば、選択部ｂ１１４は、予め定めた値を「４回」とし、繰り返し回数が０〜３回の場合はＨ−ｂ（ｋ）Ｓ’ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｂ１１５に出力する、つまり、式（３）を選択する。また、選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が４以降はＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力する、つまり、式（１）を選択する。なお、繰り返し回数の予めだ定められた値は、最大繰り返し回数の半分の値、又は、式（３）を用いた時に収束する回数などを用いても良い。また、マルチパスの分割数が大きい方が、分割誤差が大きく特性が良いため、繰り返し回数が多くなるにつれて、分割数を増やしても良い。
【００７３】
＜動作について＞
図８は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の動作の一例を示すフロー図である。
（ステップＳ１０１）マルチパス分割部ｂ１１２は、後述するステップＳ１１１で生成した分割用レプリカを用いて、受信信号に対してマルチパス分割を行う。その後、ステップＳ１０２に進む。
（ステップＳ１０２）ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢは、ステップＳ１０１でマルチパス分割を行った信号を時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。その後、ステップＳ１０３に進む。
【００７４】
（ステップＳ１０３）選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が規定の回数（例えば、４回）より小さいか否かを判定する。、繰り返し回数が規定の回数より小さい場合（ＹＥＳ）、ステップＳ１０４に進む。一方、繰り返し回数が規定の回数以上である場合（ＮＯ）、ステップＳ１０５に進む。
（ステップＳ１０４）選択部ｂ１１４は、Ｈ−ｂ（ｋ）Ｓ’ｉ（ｋ）、つまり、第ｂブロック以外のパスについての第ｉＯＦＤＭシンボルの第ｋサブキャリアのレプリカを加算して分割誤差を低減する。その後、ステップＳ１０５に進む。
（ステップＳ１０５）合成部ｂ１１５は、ＭＭＳＥＣを用いて信号を合成する。その後、ステップＳ１０６に進む。
【００７５】
（ステップＳ１０６）復調部ｂ１０７は、ステップＳ１０５で合成した信号を復調し、符号化ビットＬＬＲを算出する。する。その後、ステップＳ１０７に進む。
（ステップＳ１０７）復号部ｂ１０８は、ステップＳ１０６で復調した符号化ビットＬＬＲを復号する。その後、ステップＳ１０８に進む。
（ステップＳ１０８）復号部ｂ１０８は、繰り返し処理が最大回数まで行われたか否かを判定する。繰り返し処理が最大回数まで行われたと判定した場合（ＹＥＳ）、ステップＳ１０７で復号した符号化ビットＬＬＲを出力し、動作を終了する。一方、繰り返し処理が最大回数まで行われていないと判定した場合（ＮＯ）、ステップＳ１０９に進む。
（ステップＳ１０９）復号部ｂ１０８は、誤り訂正復号の結果に誤りがないか否かを判定する。誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定した場合（ＹＥＳ）、復号した符号化ビットＬＬＲを出力し、動作を終了する。一方、誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した場合（ＮＯ）、ステップＳ１１０に進む。
【００７６】
（ステップＳ１１０）シンボルレプリカ生成部ｂ１０９は、ステップＳ１０７で復号した符号化ビットＬＬＲからシンボルレプリカを生成する。その後、ステップＳ１１１に進む。
（ステップＳ１１１）分割用レプリカ生成部ｂ１１１は、ステップＳ１１０にて生成したシンボルレプリカから分割用レプリカを生成する。その後、ステップＳ１０１に戻る。
【００７７】
このように、本実施形態によれば、受信装置ｂ１は、分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数に基づいて、除去したレプリカの成分（Ｈ−ｂ（ｋ）Ｓ’）を、レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する。
これにより、受信装置ｂ１は、この繰り返し回数が小さくて信号検出部ｂ１１が出力する信号の品質が低い場合に、信号付加処理を行ってマルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。一方、受信装置ｂ１は、分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数が大きくて信号検出部ｂ１１が出力する信号の品質が高い場合に、前記信号付加処理を行わずに、マルチパス分割を行うことによってパスダイバーシチ効果を得ることができる。つまり、分割誤差を低減して良好な受信特性を得るか、パスダイバーシチ効果を得るかを選択することができる。
【００７８】
（第２の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。
本実施形態では、通信システムが、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ：多入力多出力）システムの場合について説明をする。以下、Ｔ本のアンテナを備えた送信装置ａ２が送信した信号を、Ｒ本のアンテナを備えた受信装置ｂ１が受信する場合について説明する。
【００７９】
＜送信装置ａ２の構成について＞
図９は、本発明の第２の実施形態に係る送信装置ａ２の構成を示す概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ２は、パイロット生成部ａ２０１、符号部ａ２０２−ｔ、変調部ａ２０３−ｔ、マッピング部ａ２０４−ｔ、ＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔ、ＧＩ挿入部ａ２０６−ｔ、Ｄ／Ａ変換部ａ２０７−ｔ、送信フィルタ部ａ２０８−ｔ、無線部ａ２０９−ｔ、及び送信アンテナ部ａ２１０−ｔを含んで構成される。ただし、ｔ＝１、２、・・・、Ｔである。
【００８０】
パイロット生成部ａ２０１は、受信装置ｂ２がその波形（あるいはその信号系列）を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ２０４−ｔに出力する。
符号部ａ２０２−ｔは、受信装置ｂ２に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ２０２−ｔは、生成した符号化ビットを変調部ａ２０３−ｔに出力する。
変調部ａ２０３−ｔは、符号部ａ２０２−ｔから入力された符号化ビットを、ＰＳＫやＱＡＭなどの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ２０３−ｔは、生成した変調シンボルをマッピング部ａ２０４−ｔに出力する。
【００８１】
マッピング部ａ２０４−ｔは、パイロット生成部ａ２０１及び変調部ａ２０３−ｔからそれぞれ入力されたパイロット信号及び変調シンボルを予め定められたリソース（時間周波数帯域）にマッピングし、マッピングした周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔに出力する。
ＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔは、マッピング部ａ２０４−ｔから入力された周波数領域の信号を周波数時間変換し、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔは、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ２０６−ｔに出力する。
ＧＩ挿入部ａ２０６−ｔは、ＩＦＦＴ部ａ２０５−ｔから入力された時間領域の信号に対して、ガードインターバルを付加し、ガードインターバルを付加した信号をＤ／Ａ変換部ａ２０７−ｔに出力する。
Ｄ／Ａ変換部ａ２０７−ｔは、ＧＩ挿入部ａ２０６−ｔから入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を送信フィルタ部ａ２０８−ｔに出力する。
送信フィルタ部ａ２０８−ｔは、Ｄ／Ａ変換部ａ２０７−ｔから入力されたアナログ信号を波形整形し、波形整形した信号を無線部ａ２０９−ｔに出力する。
無線部ａ２０９−ｔは、送信フィルタ部ａ２０８−ｔから入力された信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ２１０−ｔから受信装置ｂ２へ送信する。
【００８２】
＜受信装置ｂ２の構成について＞
図１０は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ２は、受信アンテナｂ２０１−ｒ、無線部ｂ２０２−ｒ、受信フィルタ部ｂ２０３−ｒ、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒ、伝搬路推定部ｂ２０５、信号検出部ｂ２１、デマッピング部ｂ２０６−ｒ、復調部ｂ２０７−ｒ、復号部ｂ２０８−ｒ、及びシンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒを含んで構成される。ただし、ｒ＝１、２、・・・、Ｒである。
【００８３】
無線部ｂ２０２−ｒは、受信アンテナｂ２０１−ｒを介して送信装置ａ１から受信した信号を、無線周波数帯からベースバンド帯にダウンコンバートし、受信フィルタ部ｂ２０３−ｒに出力する。なお、この受信信号には、伝搬路状況によって、ガードインターバルを超える遅延波が含まれる場合がある。
受信フィルタ部ｂ２０３−ｒは、無線部ｂ２０２−ｒから入力された信号を波形整形し、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒに出力する。
Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒは、受信フィルタ部ｂ２０３−ｒから入力された信号をアナログ・デジタル変換し、変換した信号を信号検出部ｂ１１に出力する。また、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒは、変換した信号のうちパイロット信号を伝搬路推定部ｂ２０５に出力する。
伝搬路推定部ｂ２０５は、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−１〜ｂ２０４−Ｒから入力されたパイロット信号に基づいて、伝搬路推定値を算出する。伝搬路推定部ｂ２０５は、算出した伝搬路推定値を信号検出部ｂ２１に出力する。
【００８４】
信号検出部ｂ２１は、後述するシンボルレプリカ生成部ｂ２０９−１〜ｂ２０９−Ｒから入力されたシンボルレプリカ、及び伝搬路推定部ｂ２０５から入力された伝搬路推定値を用いて、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−１〜ｂ２０４−Ｒから入力された信号に対してマルチパス分割を行う。信号検出部ｂ２１は、マルチパス分割を行った信号、つまり、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号に対してＭＩＭＯ信号分離を行ってデマッピング部ｂ２０５−１〜ｂ２０５−Ｒに出力する。なお、信号検出部ｂ２１の詳細については後述する。
また、信号検出部ｂ２１は、マルチパス分割を行った信号に分割用レプリカの成分を加算する信号付加処理を行うか否かを選択する。信号検出部ｂ２１の詳細については後述する。
【００８５】
デマッピング部ｂ２０６−ｒは、制御チャネル等で送信装置ａ２から通知されたフォーマットに従って、信号検出部ｂ２１から入力された信号をデマッピングし、各リソースに配置された変調シンボルを抽出する。デマッピング部ｂ１０６は、抽出した変調シンボルを復調部ｂ２０７−ｒに出力する。
復調部ｂ２０７−ｒは、デマッピング部ｂ２０６−ｒから入力された信号を送信装置ａ２の変調部ａ２０３−ｔが用いたものと同じ変調方式を用いて復調し、符号化ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲを算出する。復調部ｂ２０７−ｒは、算出した符号化ビットＬＬＲを復号部ｂ２０８−ｒに出力する。
【００８６】
復号部ｂ２０８−ｒは、復調部ｂ２０７−ｒから入力された符号化ビットＬＬＲを送信装置ａ２の符号部ａ２０２−ｔが用いたものと同じ誤り訂正符号を用いて復号化する。復号部ｂ２０８−ｒは、繰り返し処理が最大回数まで行われたか否かを判定し、最大回数まで行われたと判定したとき、復号化した情報ビットを出力する。一方、復号部ｂ２０８−ｒは、最大回数まで行われていないと判定したとき、誤り訂正復号の結果に誤りがないか否かを判定する。誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定した場合、復号部ｂ２０８−ｒは、復号化した情報ビットを出力する。一方、誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した場合、復号部ｂ２０８−ｒは、復号処理によって尤度を更新した符号化ビットＬＬＲをシンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒに出力する。
シンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒは、復号部ｂ２０８−ｒから入力された符号化ビットＬＬＲから変調シンボルの期待値であるシンボルレプリカを生成し、信号検出部ｂ２１に出力する。
【００８７】
＜信号検出部ｂ２１の構成について＞
図１１は、本実施形態に係る信号検出部ｂ１１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、信号検出部ｂ２１は、分割用レプリカ生成部ｂ２１１、マルチパス分割部ｂ２１２、ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢ、選択部ｂ２１４、及び信号分離部ｂ２１５を含んで構成される。ただし、ｒ＝１、２、・・・、Ｒである。
【００８８】
分割用レプリカ生成部ｂ２１１は、シンボルレプリカ生成部ｂ２０９−１〜ｂ２０９−Ｒから入力されたシンボルレプリカを、デマッピング部ｂ２０６−ｒがデマッピングした位置にマッピングした周波数領域の信号を周波数時間変換する。分割用レプリカ生成部ｂ２１１は、周波数時間変換した時間領域の信号に対して、送信装置ａ２と同様にしてガードインターバルを付加する。分割用レプリカ生成部ｂ２１１は、伝搬路推定部ｂ２０５から入力された伝搬路推定値を用いて、ガードインターバルを付加した信号から、１又は複数のパスを含むＮＢ個のブロックｎ（ｎ＝１〜ＮＢ）毎に抽出した分割用レプリカを生成し、マルチパス分割部ｂ２１２及び選択部ｂ２１４に出力する。
【００８９】
マルチパス分割部ｂ２１２は、復号部ｂ２０８が誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定するまで、Ａ／Ｄ変換部ｂ２０４−ｒから入力されたアンテナｂ２０１−ｒ毎の信号（第ｒ受信信号という）を記憶する。マルチパス分割部ｂ２１２は、マルチパス分割部ｂ２１２から入力された分割用レプリカを用いて、記憶している第ｒ受信信号をブロックｎ毎の信号に分割（マルチパス分割）する。具体的には、ブロックｎ以外の分割用レプリカを、記憶している第ｒ受信信号から減算する。マルチパス分割部ｂ２１２は、マルチパス分割をしたブロック１〜ＮＢの第ｒ受信信号をそれぞれ、ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢに出力する。
【００９０】
ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢは、マルチパス分割部ｂ２１２から入力された信号からＦＦＴ区間の信号を抽出する。ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢは、抽出したＦＦＴ区間の信号を時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢは、生成した周波数領域の信号をを選択部ｂ２１４に出力する。
【００９１】
選択部ｂ２１４は、復号部ｂ２０８−ｒが誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した回数、つまり、シンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒ及び分割用レプリカ生成部ｂ２１１が行う分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数を計数する。選択部ｂ２１４は、この繰り返し回数に基づいて、分割誤差の抑圧処理を行うか否かを判定する。
分割誤差の抑圧処理を行うと判定した場合、選択部ｂ２１４は、後述するように、分割用レプリカ生成部ｂ１１１から入力された分割用レプリカ成分を、ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢから入力された信号に加算し、信号分離部ｂ２１５に出力する。一方、分割誤差の抑圧処理を行わないと判定した場合、選択部ｂ２１４は、ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢから入力された信号をそのまま信号分離部ｂ２１５に出力する。
信号分離部ｂ２１５は、選択部ｂ２１４から入力された信号に対してＭＩＭＯ信号分離を行って、空間的に多重された信号の分離を行う。例えば、信号分離部ｃ１５３は、ＭＭＳＥＣを用いてＭＩＭＯ信号分離処理を行う。信号分離部ｂ２１５は、分離した信号をデマッピング部ｂ２０６−ｒに出力する。なお、信号分離部ｂ２１５が行うＭＩＭＯ信号分離処理の詳細については、信号検出部ｂ２１の処理と併せて後述をする。
以下、選択部ｂ２１４が分割誤差の抑圧処理を行わない場合の信号検出部ｂ２１の処理を分割誤差抑圧方式といい、分割誤差の抑圧処理を行わう場合の信号検出部ｂ２１の処理を分割誤差非抑圧方式という。
【００９２】
＜信号検出部ｂ２１の処理について＞
ＦＦＴ部ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢが出力するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）は、次の式（１３）で表される。
【００９３】
【数１３】
【００９４】
【数１４】
【００９５】
式（１３）は、第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）が、ＮＢ次元のベクトルで表わされることを示す。また、Ｓｉ（ｋ）は第ｉＯＦＤＭシンボルの第ｋサブキャリアで送信された変調シンボル、Ｓ’ｉ（ｋ）はＳｉ（ｋ）のシンボルレプリカを示す。なお、Ｓｉ（ｋ）及びＳ’ｉ（ｋ）は、Ｔ次元のベクトルである。
また、Ｈｂ，ｒ（ｋ）は、第ｒ受信信号での第ｂブロックに含まれるパスの第ｋサブキャリアにおける周波数応答を表わす。
また、Ｈ−ｂ，ｒ（ｋ）は第ｒ受信信号での第ｂブロック以外のパスの第ｋサブキャリアにおける周波数応答、Ｈ−ｂ，ｋ，ｒ（ｌ）は第ｒ受信信号での第ｂブロック以外のパスの第ｌサブキャリアから第ｋサブキャリアに漏れ込む周波数成分を表わす。また、Ｈ−１，ｂ，ｋ，ｒ（ｌ）は第ｒ受信信号で１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分、Ｈ＋１，ｂ，ｋ，ｒ（ｌ）は第ｒ受信信号で１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分を表わす。
【００９６】
つまり、式（１３）は、第１項が第ｒ受信信号での第ｂブロックの所望信号成分であることを示す。また、式（１３）は、第２項のＮｒ’（ｋ）、つまり、式（１４）が、第ｒ受信信号での第ｂブロック以外に含まれるマルチパスの第ｋサブキャリアの残留成分であることを示す。
また、式（１４）は、Ｎｒ’（ｋ）が、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分（第１〜４項）と、雑音Ｎｒ（ｋ）（第５項）と、の和であることを示す。具体的に、式（１４）は、第１項が第ｋサブキャリアで第ｂブロック以外から受ける干渉成分、第２項が第ｋサブキャリアで第ｋサブキャリア以外から受けるＩＣＩ成分であることを示す。また、式（１４）は、第３項が１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であり、第４項は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であることを示す。また、式（１４）は、第５項が第ｋサブキャリアにおける雑音Ｎ（ｋ）であることを示す。
式（１３）、（１４）は、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高ければ、マルチパスを分割した各ブロックの信号を品質が良く取り出すことができ、それらを合成するとパスダイバーシチ効果が得られるため、良好な特性が得られることを示す。一方、式（１３）、（１４）は、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質が高ければ、レプリカの除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））が生じるため特性が劣化してしまうことを示す。
【００９７】
上述のように、選択部ｂ２１４は、分割誤差の抑圧処理を行うと判定した場合に、分割用レプリカの成分を第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）に加算する。この場合に、選択部ｂ２１４が出力するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）は、次の式（１５）、（１６）で表される。
【００９８】
【数１５】
【００９９】
【数１６】
【０１００】
式（１４）と（１６）とを比較すると、式（１６）では、式（１４）の第１項、つまり、除去残差（Ｓｉ（ｋ）−Ｓ’ｉ（ｋ））に基づく成分であって、第ｒ受信信号で第ｂブロック以外から受ける干渉成分が除去されていることを示す。すなわち、シンボルＳｉ（ｋ）と周波数応答から算出される成分（式（１３）、（１５）の第１項）以外の成分は、式（１６）の方が式（１４）より小さいこと、つまり、除去残差の影響が低減されていることを示す。
このように、選択部ｂ１１４が分割用レプリカを第ｒ受信信号Ｒ２ｉ，ｂ，ｒ（ｋ）に加算する処理、つまり、分割誤差の抑圧処理を行うことにより、分割誤差を低減することができ、特性劣化を軽減することができる。
【０１０１】
以下、信号分離部ｂ２１５が行うＭＩＭＯ信号分離処理について説明をする。
分割誤差非抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＭ（ｋ）は、次の式（１７）で表わされる。
【０１０２】
【数１７】
【０１０３】
ここで、σ１２は、上述の式（７）、（８）、又は（９）で表わされる。
一方、分割誤差抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＭ（ｋ）は、次の式（１８）で表わされる。
【０１０４】
【数１８】
【０１０５】
ここで、σ２２は、式（１１）、又は（１２）で表わされる。
【０１０６】
図１１に示したように、受信装置ｂ２は、信号検出部ｂ２１からシンボルレプリカ生成部ｂ２０９−ｒまでの処理を繰り返し行うことで、Ｓ’ｉ（ｋ）の品質を高めていく処理を行う。よって、選択部ｂ２１４は、繰り返し回数が予め定めた値より小さい場合、つまり、繰り返し回数が少ないときはＳ’ｉ（ｋ）の品質が低いとしてＨ−ｂ，ｒ（ｌ）Ｓ’ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｂ１１５に出力し、分割誤差を抑える。一方、選択部ｂ１１４は、繰り返し回数が予め定めた値以上である場合、つまり、繰り返し回数が多いときはＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢから入力された信号をそのまま合成部ｂ１１５に出力する。なお、最初に受信信号に対して信号検出部ｂ１１で処理する場合の繰り返し回数は０回であり、このときはマルチパスの分割は行わず、従来のＯＦＤＭと同じ処理を行う。
【０１０７】
＜動作について＞
図１２は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の動作の一例を示すフロー図である。
本実施形態に係るフロー図（図１２）と、第１の実施形態に係るフロー図（図８）とを比較すると、図１２では、図８のステップ１０５の処理が、ステップＳ２０５の処理に代わる点が異なる。第１の実施形態と同じ処理（ステップＳ１０１〜Ｓ１０４、Ｓ１０６〜Ｓ１１１）についての説明は省略する。
【０１０８】
（ステップＳ２０５）信号分離部ｂ２１５は、ＭＭＳＥＣを用いてＭＩＭＯ信号分離処理を行う。その後、ステップＳ１０６に進む。
【０１０９】
このように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ方式の通信を行う受信装置ｂ２は、分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数に基づいて、除去したレプリカの成分（Ｈ−ｂ，ｒ（ｌ）Ｓ’）を、レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する。
これにより、受信装置ｂ２は、この繰り返し回数が小さくて信号検出部ｂ２１が出力する信号の品質が低い場合に、信号付加処理を行ってマルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。一方、受信装置ｂ２は、分割用レプリカの生成処理の繰り返し回数が大きくて信号検出部ｂ２１が出力する信号の品質が高い場合に、前記信号付加処理を行わずに、マルチパス分割を行うことによってパスダイバーシチ効果を得ることができる。つまり、分割誤差を低減して良好な受信特性を得るか、パスダイバーシチ効果を得るかを選択することができる。
【０１１０】
なお、上記各実施形態において、受信装置ｂ１、ｂ２は、繰り返し毎に分割誤差の低減を行うかどうかを選択していた。受信装置ｂ１、ｂ２は、この処理に加えて、繰り返し回数に基づいてマルチパスの分割数を変更してもよい。例えば、受信装置ｂ１、ｂ２は、繰り返し回数が多くなるにつれて分割数を増やしてもよい。これにより、受信装置ｂ１、ｂ２は、信号検出部ｂ２１が出力する信号の品質が高い場合に、マルチパス分割によるパスダイバーシチ効果を向上させることができる。
【０１１１】
また、上記各実施形態において、受信装置ｂ１、ｂ２が、ＭＭＳＥＣを用いて重みを算出する場合について説明をした。しかし、本発明はこれに限らず、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準を用いてもよいし、ＭＬＤ（最尤検出：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）等を用いてもよい。
【０１１２】
また、上記各実施形態において、受信装置ｂ１、ｂ２が、繰り返し回数を信号品質情報として用いる場合について説明をした。しかし、本発明はこれに限らず、ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：信号対干渉雑音電力比）、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：信号対雑音電力比）、又はチャネル容量を信号品質情報として用いてもよい。
【０１１３】
具体的に、選択部ｂ１１４は、分割誤差抑圧方式の場合に合成部ｂ１１５が出力する信号についての第ｋサブキャリアのＳＩＮＲ（ＳＩＮＲ２、ｋという）を、次の式（１９）を用いて算出する。
【０１１４】
【数１９】
【０１１５】
この場合、選択部ｂ１１４は、式（１９）のＳＩＮＲが予め定めた閾値より小さい場合に分割誤差の抑圧処理を行うと判定し、式（１９）のＳＩＮＲが予め定めた閾値以上の場合に分割誤差の抑圧処理を行わないと判定する。
また、選択部ｂ１１４は、分割誤差非抑圧方式の場合に合成部ｂ１１５が出力する信号についての第ｋサブキャリアのＳＩＮＲを信号品質情報として用いてもよい。この場合のＳＩＮＲ（ＳＩＮＲ２、ｋ）は、次の式（２０）で表わされる。
【０１１６】
【数２０】
【０１１７】
この場合、選択部ｂ１１４は、式（２０）のＳＩＮＲが予め定めた閾値より小さい場合に分割誤差の抑圧処理を行うと判定し、式（２０）のＳＩＮＲが予め定めた閾値以上の場合に分割誤差の抑圧処理を行わないと判定する。
また、信号品質情報をＳＮＲとする場合は、式（１９）、（２０）において、σ１、ｋ２とσ２、ｋ２を雑音電力ρＮ２に置き換えればよい。
【０１１８】
また、選択部ｂ２１４は、分割誤差抑圧方式の場合に信号分離部ｂ２１５が出力する信号についての第ｋサブキャリアのチャネル容量Ｃ２、ｋを次の式（２１）を用いて算出する。
【０１１９】
【数２１】
【０１２０】
ただし、Ｈ−（ｋ）はＨ−ｂ，ｒ（ｋ）の全てのｂ及びｒについて縦に並べたＮＢＲ行Ｔ列の行列である。また、ｌｏｇは対数、ｄｅｔは行列式を表し、Ｉは単位行列である。また、ＸＨは、Ｘのエルミート行列を示す。
この場合、選択部ｂ３１４は、式（２１）のチャネル容量Ｃ２、ｋが予め定めた閾値より小さい場合に分割誤差の抑圧処理を行うと判定し、式（２１）のチャネル容量Ｃ２、ｋが予め定めた閾値以上の場合に分割誤差の抑圧処理を行わないと判定する。
また、選択部ｂ２１４は、分割誤差非抑圧方式の場合に信号分離部ｂ２１５が出力する信号についての第ｋサブキャリアのチャネル容量Ｃ１、ｋを信号品質情報として用いてもよい。この場合のチャネル容量Ｃ１、ｋは、次の式（２２）で表わされる。
【０１２１】
【数２２】
【０１２２】
この場合、選択部ｂ３１４は、式（２２）のチャネル容量Ｃ１、ｋが予め定めた閾値より小さい場合に分割誤差の抑圧処理を行うと判定し、式（２２）のチャネル容量Ｃ１、ｋが予め定めた閾値以上の場合に分割誤差の抑圧処理を行わないと判定する。
【０１２３】
なお、上述した実施形態における受信装置ｂ１、ｂ２の一部、例えば、分割用レプリカ生成部ｂ１１１、ｂ２１１、マルチパス分割部ｂ１１２、ｂ２１２、ＦＦＴ部ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢ、ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢ、選択部ｂ１１４、ｂ２１４、合成部ｂ１１５、ｂ２１５をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、受信装置ｂ１に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
【０１２４】
以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。
【符号の説明】
【０１２５】
ａ１、ａ２・・・送信装置、ｂ１、ｂ２・・・受信装置、ａ１０１、ａ２０１−ｔ・・・パイロット生成部、ａ１０２、ａ２０２−ｔ・・・符号部、ａ１０３、ａ２０３−ｔ・・・変調部、ａ１０４、ａ２０４−ｔ・・・マッピング部、ａ１０５、ａ２０５−ｔ・・・ＩＦＦＴ部、ａ１０６、ａ２０６−ｔ・・・ＧＩ挿入部、ａ１０７、ａ２０７−ｔ・・・Ｄ／Ａ変換部、ａ１０８、ａ２０８−ｔ・・・送信フィルタ部、ａ１０９、ａ２０９−ｔ・・・無線部、ａ１１０、ａ２１０−ｔ・・・送信アンテナ部、ｂ１０１、ｂ２０１−ｒ・・・受信アンテナ、ｂ１０２、ｂ２０２−ｒ・・・無線部、ｂ１０３、ｂ２０３−ｒ・・・受信フィルタ部、ｂ１０４、ｂ２０４−ｒ・・・Ａ／Ｄ変換部、ｂ１０５、ｂ２０５・・・伝搬路推定部、ｂ１１、ｂ２１・・・信号検出部、ｂ１０６、ｂ２０６−ｒ・・・デマッピング部、ｂ１０７、ｂ２０７−ｒ・・・復調部、ｂ１０８、ｂ２０８−ｒ・・・復号部、ｂ１０９、ｂ２０９−ｒ・・・シンボルレプリカ生成部、ｂ１１１、ｂ２１１・・・分割用レプリカ生成部、ｂ１１２、ｂ２１２・・・マルチパス分割部、ｂ１１３−１〜ｂ１１３−ＮＢ、ｂ２１３ｒ−１〜ｂ２１３ｒ−ＮＢ・・・ＦＦＴ部、ｂ１１４、ｂ２１４・・・選択部、ｂ１１５・・・合成部、ｂ２１５・・・信号分離部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置において、
前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択部を備えることを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
前記選択部は、前記信号品質情報が品質が低いことを示す場合に、前記信号付加処理を行うことを選択して、前記除去によって生じる誤差を低減することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記選択部は、前記信号品質情報が品質が高いことを示す場合に、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする請求項１又は請求項２に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記選択部は、前記繰り返しの処理で少なくとも１回は、前記信号付加処理を行う第１の方式と、前記信号付加処理を行わない第２の方式と、を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記選択部は、前記繰り返しの処理で、前記第１の方式からから前記第２の方式への切り替えのみを行うことを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記信号品質情報は、前記繰り返しの回数であることを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項７】
前記選択部は、前記繰り返しの回数が予め定めた値より小さい場合、前記繰り返しの回数が品質が低いことを示すと判定し、前記信号付加処理を行うことを選択して、前記除去によって生じる誤差を低減することを特徴とする請求項６に記載の無線受信装置。
【請求項８】
前記選択部は、前記繰り返しの回数が予め定めた値より大きい場合、前記繰り返しの回数が品質が高いことを示すと判定し、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする請求項７に記載の無線受信装置。
【請求項９】
前記選択部は、サブキャリア毎に前記信号付加処理を行い、
前記レプリカを除去した信号の各サブキャリアの信号に、同じサブキャリアの成分であって前記除去したレプリカの成分を付加することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項１０】
前記レプリカの成分は、前記１又は複数のパス以外のパスの受信信号のレプリカの成分であって同じサブキャリアにおける成分であることを特徴とする請求項９に記載の無線受信装置。
【請求項１１】
前記選択部は、前記信号品質情報に基づいて、前記１又は複数のパスの分割数を変更することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項１２】
ＭＩＭＯ方式の通信を行う無線受信装置であって、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいてＭＩＭＯ分離をおこない、分離した結果の分離信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置であって、
前記復調した分離信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択部を備えることを特徴とする無線受信装置。
【請求項１３】
復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置における無線受信方法において、
選択部が、前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択過程を有することを特徴とする無線受信方法。
【請求項１４】
復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置のコンピュータを、
前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択手段として機能させる無線受信プログラム。
【請求項１】
復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置において、
前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択部を備えることを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
前記選択部は、前記信号品質情報が品質が低いことを示す場合に、前記信号付加処理を行うことを選択して、前記除去によって生じる誤差を低減することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記選択部は、前記信号品質情報が品質が高いことを示す場合に、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする請求項１又は請求項２に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記選択部は、前記繰り返しの処理で少なくとも１回は、前記信号付加処理を行う第１の方式と、前記信号付加処理を行わない第２の方式と、を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記選択部は、前記繰り返しの処理で、前記第１の方式からから前記第２の方式への切り替えのみを行うことを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記信号品質情報は、前記繰り返しの回数であることを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項７】
前記選択部は、前記繰り返しの回数が予め定めた値より小さい場合、前記繰り返しの回数が品質が低いことを示すと判定し、前記信号付加処理を行うことを選択して、前記除去によって生じる誤差を低減することを特徴とする請求項６に記載の無線受信装置。
【請求項８】
前記選択部は、前記繰り返しの回数が予め定めた値より大きい場合、前記繰り返しの回数が品質が高いことを示すと判定し、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする請求項７に記載の無線受信装置。
【請求項９】
前記選択部は、サブキャリア毎に前記信号付加処理を行い、
前記レプリカを除去した信号の各サブキャリアの信号に、同じサブキャリアの成分であって前記除去したレプリカの成分を付加することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項１０】
前記レプリカの成分は、前記１又は複数のパス以外のパスの受信信号のレプリカの成分であって同じサブキャリアにおける成分であることを特徴とする請求項９に記載の無線受信装置。
【請求項１１】
前記選択部は、前記信号品質情報に基づいて、前記１又は複数のパスの分割数を変更することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項１２】
ＭＩＭＯ方式の通信を行う無線受信装置であって、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいてＭＩＭＯ分離をおこない、分離した結果の分離信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置であって、
前記復調した分離信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択部を備えることを特徴とする無線受信装置。
【請求項１３】
復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置における無線受信方法において、
選択部が、前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択過程を有することを特徴とする無線受信方法。
【請求項１４】
復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置のコンピュータを、
前記合成信号の品質を示す信号品質情報に基づいて、前記除去したレプリカの成分を、前記レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する選択手段として機能させる無線受信プログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１１−４９７６５（Ｐ２０１１−４９７６５Ａ）
【公開日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１９５７１１（Ｐ２００９−１９５７１１）
【出願日】平成２１年８月２６日（２００９．８．２６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年８月２６日（２００９．８．２６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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