電気通信システムにおけるデータ送信方法
【課題】本発明は、送信機TRと受信機RECとの間で通信チャネルCHNLを介してデータ送信方法に関する。
【解決手段】本発明による方法は、シンボル拡散ステップをさらに含む。このシンボル拡散ステップの間に、調整可能な整数個Kの連続シンボルZ1…ZKが、送信前に、いくつかの時間チップにわたって拡散される。当該調整可能な個数Kは、通信チャネルCHNLの物理特性に関して調節される。
従って、任意の所与の瞬間に送信されたデータは、既知のMIMOシステムの場合のような単一のシンボルZiを表さず、K個の連続シンボル間の混合したものを表す。これによって、受信端で感知される時間に関するデータダイバーシティが導入され、送信機TRと受信機RECとの間の通信スループットの調整が可能になる。
【解決手段】本発明による方法は、シンボル拡散ステップをさらに含む。このシンボル拡散ステップの間に、調整可能な整数個Kの連続シンボルZ1…ZKが、送信前に、いくつかの時間チップにわたって拡散される。当該調整可能な個数Kは、通信チャネルCHNLの物理特性に関して調節される。
従って、任意の所与の瞬間に送信されたデータは、既知のMIMOシステムの場合のような単一のシンボルZiを表さず、K個の連続シンボル間の混合したものを表す。これによって、受信端で感知される時間に関するデータダイバーシティが導入され、送信機TRと受信機RECとの間の通信スループットの調整が可能になる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、少なくとも2つの送信アンテナが設けられた少なくとも1つの送信機と、少なくとも1つの受信アンテナが設けられた少なくとも1つの受信機とを含む電気通信システムにおけるデータ送信方法であり、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化ステップを含む方法に関する。
【背景技術】
【0002】
複数のアンテナが無線リンクの受信端および/または送信端で使用される電気通信システムは、多入力多出力システム(以下、MIMOシステムと称す)と呼ばれる。MIMOシステムは、単一アンテナシステムが提供する伝送容量と比較して、大きな伝送容量を提供するものとして紹介されてきた。特に、MIMOの容量は、所与の信号対雑音比に対して、有利な無相関のチャネル状態の下では、送信アンテナまたは受信アンテナのいずれが最小であっても、その最小の個数と共に直線的に増加する。従って、MIMO技法は、大きなスペクトル効率を提供することを目的とするか、あるいは、現在の電気通信システムで得られるスペクトル効率と同等のスペクトル効率を得るのに必要な送信電力を削減することを目的とする今後の無線システムで使用される可能性がある。このようなMIMO技法は、ほとんどの場合、今後の無線システムで同様にその使用が考慮されているOFDM(直交波周波数分割多重の略語)技法およびMC−CDMA(マルチキャリア符号分割多重接続の略語)技法のようなマルチキャリア変調技法と組み合わされることになる。
【0003】
特定のタイプのMIMOシステムは、ビットインターリーブ化符号化変調(Bit Interleaved Coded Modulation)技法を利用する。ビットインターリーブ化符号化変調は、以下、BICMと呼ぶ。このBICMによると、送信機はチャネル符号化器を含む。このチャネル符号化器は、例えば畳み込み符号またはターボ符号によって、符号化されていないデータビットに符号化を適用して、バイナリストリームをインターリーバに提供するためのものである。このインターリーバは、次に、並べ替えたビットを送出する。この並べ替えたビットは、ワードシーケンスに分割される。このワードシーケンスは、複数の実数成分または複素成分をそれぞれ特徴とする一連の符号化シンボルに変換されるものである。同じシンボルの実数成分または複素成分は、各送信アンテナによって同じ時間チップの期間中に送信されるものである。ここで、2つの異なる時間チップに対応する情報は、2つの異なる時点で送信することができるが、OFDM電気通信システムで行われることがあるように、例えば、スペクトル領域で上記シンボルを拡散するために、適切な異なる周波数を有する2つの異なる搬送信号によって同じ時点で送信することもできることに留意すべきである。
【0004】
送信されたシンボルは受信端で復号される。この復号は、BICMタイプのMIMOシステムにおいて反復時空間復号器(iterative space-time decoder)により実行することができる。この復号器は、送信されたシンボルを構成する符号化ビットの推定値を生成するためのものである。複数の送信アンテナおよび受信アンテナの使用によって誘発される空間ダイバーシティは、単一の通信チャネルを通じて送信された単一の信号により提供される情報量よりも多くの情報量を提供するので、このダイバーシティによって、このような復号が容易になる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
発明者は、時空間復号器に含まれるフロントエンド検出器が感知した入力データのダイバーシティを増加させることによって、上記復号器が、上記データを生成する基と成った符号化ビットの信頼性のある推定値に向けてより高速に収束できることを確認している。このことは、より高い品質、すなわち、よりリッチな内容を有するデータを復号器に供給することによって、より良い復号性能を得ると解釈することができる。
【0006】
受信アンテナが感知する空間ダイバーシティは、複数の通信チャネルを使用することによって得られ、上述した利点を生み出すが、受信アンテナの個数によって制限を受け、これは、言い換えると、時空間復号器の性能を制限する。
【0007】
また、発明者は、複数の送信アンテナおよび/または受信アンテナを使用することによって、より多くの情報量を送信することが可能になり、従って、電気通信システムのスループットを増加させることが可能になるが、当該スループットは、任意の所与の送信機と受信機との間に確立された通信チャネルに影響を与える不利な通信状態を考慮すべきであることも確認している。このような不利な状態は、受信機が送信データを安全に取り出すことができないように、送信データの送信中に送信データを変更するおそれがある。この場合、好ましくは、一定度合いの冗長系が、シンボル符号化ステップとシンボルの実際の送信との間に導入されるべきである。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本発明は、MIMOシステムでデータ送信方法を提供することによって、上記問題を解決することを目的とする。この方法は、このような電気通信システムの受信端における少なくとも1つの受信アンテナによって感知される空間および時間の双方に関する高いデータダイバーシティを提供することを可能にする符号化方式を含む。当該方法は、さらに、任意の所与の送信機と受信機との間のデータスループットの調整を可能にするために、当該スループットを調節する自由度を追加して提供する。この調整は、上記送信機と上記受信機との間の通信状態に関して行われることが好ましい。
【0009】
実際に、本発明によると、初めの段落による方法は、シンボル拡散ステップであって、当該ステップの間に、調整可能な整数個Kの連続シンボルが、上記通信チャネルを介して送信される前に、いくつかの時間チップにわたって拡散されるシンボル拡散ステップをさらに含み、上記調整可能な個数Kは、通信チャネルの物理特性に関して調節されることを特徴とする。
【0010】
本発明は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された複数の通信チャネルの使用によって取得される空間ダイバーシティを、受信アンテナが感知したデータの時間に関するダイバーシティと合成することを可能にする。本発明によって提供されるいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルの個数Kの値を選択することにより、送信機と受信機との間の通信スループットの調整が可能になる。
【0011】
本発明の有利な実施の形態によると、いくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルの調整可能な整数個Kが、受信機によって送信されたフィードバック情報であって、上記送信機と上記受信機との間の通信状態の品質を表す、フィードバック情報、に基づいて送信機により動的に調節される。
【0012】
このフィードバック情報は、受信機が実時間で計算した信号対雑音比または信号対干渉比から構成することができるが、このような信号対雑音比または信号対干渉比の関数として受信機が計算した調整可能な整数個Kの値によって形成することもできる。
【0013】
本発明の可能な実施形態によると、シンボル拡散ステップは、上記K個の連続シンボルの複数の線形結合を計算することによって実行され、当該線形結合は、所定の個数の時間チップを介して送信アンテナにより送信されるものである。
【0014】
従って、任意の所与の瞬間に複数の通信チャネルを介して送信されたデータは、ほとんどの既知のMIMOシステムの場合のような単一のシンボルを表さず、連続シンボル間の混合したものを表す。従って、これによって、時間に関するダイバーシティが導入され、困難な通信状態を相殺するための可能なデータ冗長性が、本発明によって可能にされた調整可能な個数Kの調節により提供される。
【0015】
本発明の特定の実施の形態によると、シンボル拡散ステップは、一方の上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算することによって実行される。
【0016】
本発明のこの特定の実施の形態は、実施するのが非常に簡単であり、従って、送信端で必要とされる計算資源および処理電力に関して比較的低コストでダイバーシティの増加を得ることが可能である。これは、送信機が、携帯電話等の、可能な限り小さくなければならず、限られたエネルギー蓄積容量を有するバッテリによって電力供給される移動端末によって構成されることがある移動通信の分野では重要な事項である。
【0017】
一方の上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルのサイズと、他方の拡散行列の列数との間に差がある場合、すなわち、調整可能な整数Kが、データ冗長性が実際に得られるように選択された場合に、上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルは、上述した行列乗算を実行するために、上記差に等しい個数の零成分(nil components)で完成させることができる。
【0018】
代替的に、上記乗算を実行するために、拡散行列の一方の次元は、列数または行数を上記差に等しく抑制することによって削減することができる。
【0019】
既定の拡散行列の性質は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される通信チャネルの事前の知識に基づき、または、当該通信チャネルに関する仮定に基づき選択することができる。
【0020】
上に説明される特定の実施の形態の第1の変形によると、拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、任意の所与の行の全チャンクは、すべてが同じノルムを有する各ベクトルを形成する。
【0021】
この第1の変形による拡散行列によって、エルゴート的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーを時間上で本質的に均一に分散することが可能になり、或る時間チップから別の時間チップへの通信状態の変化の最適な検出能が保証される。さらに、これによって、このようなエルゴート的な通信チャネルの受信端における受信アンテナによって感知されるデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【0022】
上に説明される特定の実施の形態の第2の変形によると、拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、任意の所与の行の全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交した各ベクトルを形成する。
【0023】
チャンク間の直交性の結果、この第2の変形による拡散行列によって、調整可能な整数個Kの連続シンボルの線形結合を送信するのに必要な時間間隔および/または頻度間隔の間、本質的に不変のチャネルにエルゴート性を追加することが可能になり、さらに、上記通信チャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーの、この時間間隔および/または頻度間隔にわたる本質的に均一な分散が提供される。これによって、或る時間チップから別の時間チップへの通信状態の変化の最適な検出能が保証される。さらに、これによって、このような本質的に不変の通信チャネルの受信端における受信アンテナにより感知されるデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【0024】
上に説明される特定の実施の形態の第3の変形によると、拡散行列は、すべてが同じノルムを有する各ベクトルを形成する複数のセグメントによってその行のそれぞれが構成されるように構築され、各セグメントは、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクを含み、任意の所与のセグメントの全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交した各ベクトルを形成する。
【0025】
この第3の変形による拡散行列は、いわゆるブロックフェージング通信チャネルに特によく適している。このブロックフェージング通信チャネルは、所定の個数Sの連続シンボルの送信継続期間全体にわたるC組の連続した通信状態を特徴とすると予想される。従って、上記ブロックフェージングチャネルの通信状態の各組は、S/C個の時間チップの期間中は本質的に不変である。
【0026】
同じセグメントの全チャンク間の直交性によって、これらS/C個の時間チップによって画定される各不変期間の間、ブロックフェージングチャネルにエルゴート性を加えることが可能になる。さらに、上記チャンクのノルムが等しいことによって、上記不変期間の間、ブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの、各不変期間にわたる本質的に均一な分散が提供される。このようなブロックフェージングチャネル内の通信状態は、或る不変期間から別の不変期間へ変化するので、ブロックフェージングチャネルは、不変期間のスケールではエルゴート的であるとみなすことができる。その結果、拡散行列の各行のセグメントのノルムが等しいことを追加することは、そのブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーの、すべての連続した不変期間にわたる本質的に均一な分散を保証するのに十分である。さらに、これによって、このようなブロックフェージング通信チャネルの受信端における受信アンテナによって感知されるデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【0027】
上述した第1の変形、第2の変形、または第3の変形の好ましい実施の形態によると、拡散行列は、さらに、回転行列の特性も有する。すなわち、このような拡散行列は、互いに直交して同じノルムを有する行によって構成される。
【0028】
送信端において連続シンボルの複数の線形結合を計算するのに回転行列を使用することによって、反復時空間復号器によって実行される最初の反復ステップの性能を高めることにより、受信端において上記シンボルを処理するための上記復号器の全体性能を最適化することが可能になる。
【0029】
本発明のハードウェアに関する1つの態様によると、本発明はまた、少なくとも2つの送信アンテナが設けられた少なくとも1つの送信機と、少なくとも1つの受信アンテナが設けられた少なくとも1つの受信機とを含む電気通信システムであり、送信機は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む電気通信システムであって、
上記送信機は、調整可能な整数個Kの連続シンボルを上記通信チャネルを介して送信する前に、上記シンボルをいくつかの時間チップにわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含み、当該電気通信システムは、通信チャネルの物理特性に関して上記調整可能な個数Kを調節する調整手段をさらに含むことを特徴とする電気通信システムに関する。
【0030】
このハードウェアに関する態様の可能な実施の形態によると、シンボル拡散手段は、上記K個の連続シンボルの複数の線形結合を計算するためのものであり、当該線形結合は、所定の個数の時間チップを介して送信アンテナにより送信されるものである。
【0031】
上述のハードウェアに関する態様の特定の実施の形態によると、シンボル拡散手段は、一方の上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算するためのものである。
【0032】
本発明のハードウェアに関する別の態様によると、本発明はまた、少なくとも2つの送信アンテナが設けられ、当該送信アンテナを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む通信デバイスであって、上記送信アンテナを介して調整可能な整数個Kの連続シンボルを送信する前に、当該シンボルをいくつかの時間チップにわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含むことを特徴とする通信デバイスに関する。
【0033】
上述した本発明の特徴に加えて、本発明の他の特徴も、添付図面に関して与えられた以下の説明を読むことによって、より一層に明確になる。
【図面の簡単な説明】
【0034】
【図1】高度に簡略化したMIMO電気通信システムを示すブロック図。
【図2】本発明の第1の実施の形態によるMIMO電気通信システムに含まれる送信機に含まれた時空間符号化器を示すブロック図。
【図3】本発明による拡散ステップをこのような時空間符号化器内でどのように実行できるかを示す図。
【図4】本発明の第2の実施の形態によるMIMO電気通信システムに含まれる送信機に含まれた時空間符号化器を示すブロック図。
【図5】本発明による拡散ステップをこのような時空間符号化器内でどのように実行できるかを示す図。
【図6】エルゴート的な通信チャネルに関連したチャネル行列を示す図。
【図7】このようなエルゴート的なチャネルに適合した拡散行列を示す図。
【図8】ブロックフェージング通信チャネルに関連したチャネル行列を示す図。
【図9】このようなブロックフェージングチャネルに適合した拡散行列を示す図。
【図10】ブロックフェージング通信チャネルに適合した拡散行列をどのように構築できるかを示す図。
【図11】ブロックフェージング通信チャネルに適合した拡散行列をどのように構築できるかを示す図。
【発明を実施するための形態】
【0035】
図1は、少なくとも1つの送信機TRおよび少なくとも1つの受信機RECを含む電気通信システムを図的に示している。この電気通信システムは、Nt個の送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)とNr個の受信アンテナ(ra1、ra2、…、raNr)との間でそれぞれ確立された複数の通信チャネルCHNLを通じて信号を交換するためのものである。
【0036】
図1に図示した例に示す送信機TRは、符号化されていないデータビットUncbに例えば畳み込み符号またはターボ符号によって符号化を適用し、送信されるバイナリストリームTbを提供するためのチャネル符号化器CHENCを含む。送信機TRは、並べ替えられたビットPbを生成するためのインターリーバINTLを含む。このようなインターリーブは、無相関のデータの取得を可能にするので、受信機側での後の処理に有益である。次に、並べ替えられたビットPbは、それぞれが少なくとも1ビットから成るワードに分割される。次に、これらのワードは、マッピング/変調モジュールMAPMDによって一連の符号化シンボルZiにマッピング、すなわち変換される。次に、連続シンボルZiは、本質的に時空間符号化器SPTENCによって形成されたシンボル符号化手段に供給される。この時空間符号化器SPTENCは、上記シンボルZiの送信前に当該シンボルZiの処理を実行する。
【0037】
この技術分野の既知の状況では、各シンボルZiの成分は、通常、各送信アンテナによって同じ時間チップの期間中に送信されるものである。
【0038】
図1に図示した例に示す受信機RECは、元の符号化されていないデータビットUncbに最終的に対応すべき復号されたデータビットDecbを生成するための時空間復号器SPTDECを含む。この時空間復号器SPTDECは時空間検出器(space-time detector)DETを含む。この時空間検出器DETは、受信アンテナ(ra1、ra2、…、raNr)によって受信された信号により搬送されたデータを処理し、送信されて並べ替えられたビットPbの推定値に関係した実際のまたは近似の尤度値Ribを生成するためのものである。この尤度値は、デインターリーバDINTLによってデインターリーブされるものである。デインターリーバDINTLは、バイナリストリームTbに含まれるビットの推定値に関係した軟尤度値(soft likelihood value)Rbを出力する。受信機RECに含まれるビット復号器は、上記尤度値Rbに基づいて復号されたデータビットDecbを生成するためのものである。このビット復号器は、以下、チャネル復号器CHDECと呼ぶ。
【0039】
この技術分野で一般に使用されるループ構造によると、時空間検出器DETは、アプリオリな情報Praを利用することが好ましい。このアプリオリな情報は、前の復号ステップの最中に生成され、インターリーバINTRを通じてチャネル復号器CHDECにより外部情報Exdの形で発行されたものである。このインターリーバINTRは、送信機TRに含まれるインターリーバINTLと同一である。
【0040】
発明者は、時空間検出器DETが感知したデータのダイバーシティを増加させることによって、当該検出器が、上記データを生成する基と成った符号化ビットの信頼性のある推定値に向けてより高速に収束できることを確認している。従って、発明者は、送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)と受信アンテナ(ra1、ra2、…、raNr)との間に確立された複数の通信チャネルCHNLの使用によって取得された空間ダイバーシティを、当該チャネルの受信端における受信アンテナが感知したデータの時間に関するダイバーシティと合成することによって、受信アンテナ(ra1、ra2、…、raNr)が受信するデータのダイバーシティを増加させることを目的としている。
【0041】
この目的のために、本発明によると、時空間符号化器SPTENCは、調整可能な整数個Kの連続シンボルZiを通信チャネルCHNLを介して送信する前に、いくつかの時間チップにわたって当該シンボルを拡散する。当該調整可能な個数Kは、通信チャネルCHNLの物理特性に関して調節される。
【0042】
その成分がいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルZiの個数Kの値の、本発明により提供される選択肢によって、送信機TRと受信機RECとの間の通信スループットの調整が可能になる。
【0043】
本発明のこの実施の形態では、その成分がいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルZiの調整可能な整数個Kの値は、送信機に含まれる調整手段TUMによって動的に調節される。この調節は、受信機RECが送信した、上記送信機TRと上記受信機RECとの間の通信状態の品質を表すフィードバック情報Fbiに基づいて行われる。
【0044】
このようなフィードバック情報Fbiは、送信機TR内でローカルに利用可能な情報と組み合わせることができる。このフィードバック情報は、例えば、通信状態に関する最大データスループット値を定義できる一方、ローカルに利用可能な情報は、さらに低いデータスループットでも、継続中の通信に十分であることを示すことができる。これによって、送信資源および送信電力を節減することが可能になる。
【0045】
フィードバック情報Fbiは、受信機RECが実時間で計算した信号対雑音比または信号対干渉比から構成することができるが、このような信号対雑音比または信号対干渉比の関数として受信機REC自身が計算したKの最大値によって形成することもできる。この場合、調整手段TUMには、時空間符号化器SPTENCに上記値Kを転送するタスクのみを課すことができる。
【0046】
図2は、本発明の第1の実施の形態による時空間符号化器SPTENCを図的に示している。この図に図示した例では、時空間符号化器SPTENCは、直並列変換器S/Pを含む。この直並列変換器S/Pは、K個の連続シンボルZi(i=1からK)から成る組を数組、連続して受信し、K個の連鎖した連続シンボル[Z1…ZK]によって形成されたベクトルをシンボル拡散手段SPMDに送出するためのものである。当該ベクトルは、シンボル拡散手段SPMD内で拡散行列SMと乗算されるものである。
【0047】
図2に図示した例では、一方の上記K個の連続シンボルの連鎖[Z1…ZK]によって形成されたベクトルのサイズと、他方の拡散行列SMの列数との差によって、データ冗長性を達成することが可能になる。上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトル[Z1…ZK]は、上述した行列乗算を実行するために、上記差に等しい個数の零成分で完成される。その結果、以下で図示して説明するベクトルZが生成される。
【0048】
さらに、シンボル拡散手段SPMDは、シンボルベクトルZの成分Zi(i=1からK)のNs=S・Nt個の線形結合を計算するためのものである。当該線形結合は、S個の時間チップを介してNt個の送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)により送信される前に、配列手段SQMによって、Nt個の成分から成る所定のS個の連続した組に配列されるものである。従って、調整可能な個数Kは、1からNsの範囲とすることができる。
【0049】
従って、上記送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)と上述した受信アンテナとの間に確立された複数の通信チャネルを介して任意の所与の瞬間に送信されたデータは、既知のMIMOシステムの通常の場合のような単一のシンボルZi(i=1からK)を表さず、K個の連続シンボル間の混合したものを表す。従って、これにより、継続中の通信状態に関して、受信端で感知される最適なデータダイバーシティが導入される。
【0050】
図3は、上述した拡散手段がシンボルZi(i=1からK)の線形結合をどのように計算できるかを示している。本発明のこの第1の実施の形態によると、上記K個の連続シンボルZiを適切な個数の零成分と連鎖することによって、ベクトルZが形成される。次に、このベクトルZは所定の拡散行列SMと乗算される。所定の拡散行列SMは、この例では、Ns×Nsのサイズを有する。ここで、Ns=S・Ntである。これによって、KとNsとの差が重要になるのと同様に、ますます重要となる冗長系を有するシンボルベクトルZの全成分Zi(i=1からK)のNs個の個別の線形結合を生成することができる。これらの線形結合は、S個の連続した時間チップの期間中にNt個の送信アンテナを介して送信される。
【0051】
図4は、本発明の第2の実施の形態による時空間符号化器SPTENCを図的に示している。図4に図示した例では、時空間符号化器SPTENCは、直並列変換器S/Pを含む。この直並列変換器S/Pは、K個の連続シンボルZi(i=1からK)からなる組を数組、連続して受信し、K個の連鎖した連続シンボル[Z1…ZK]によって形成されたベクトルZをシンボル拡散手段SPMDに送出するためのものである。当該ベクトルZは、シンボル拡散手段SPMD内で拡散行列と乗算されるものである。
【0052】
図4に図示した例では、一方の上記K個の連続シンボル[Z1…ZK]の連鎖によって形成されたベクトルZのサイズと、他方の元の拡散行列の列数との差によって、データ冗長性を達成することが可能になるが、列数または行数を当該差に等しく抑制することによって、元の拡散行列の一方の次元をKに削減する必要がある。その結果、以下で図示して説明するように、上述した行列乗算を実行できる削減された拡散行列SMrが生成される。
【0053】
従って、シンボル拡散手段SPMDは、シンボルベクトルZの成分[Z…ZK]のNs=S・Nt個の線形結合を計算する。当該線形結合は、S個の時間チップを介してNt個の送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)により送信される前に、配列手段SQMによって、Nt個の成分から成る所定のS個の連続した組に配列されるものである。従って、調整可能な個数Kは、1からNsの範囲とすることができる。
【0054】
従って、上記送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)と上述した受信アンテナとの間に確立された複数の通信チャネルを介して任意の所与の瞬間に送信されたデータは、単一のシンボルZi(i=1からK)を表さず、K個の連続シンボル[Z1…ZK]間の混合したものを表す。従って、これにより、継続中の通信状態に関して、受信端で感知される最適なデータダイバーシティが導入される。
【0055】
図5は、上述した拡散手段がシンボルベクトルZの成分[Z1…ZK]の線形結合をどのように計算できるかを示している。本発明のこの第2の実施の形態によると、ベクトルZは、K個の連続シンボルZiの連鎖によって形成される。次に、このベクトルZは、削減された拡散行列SMrと乗算される。この削減された拡散行列SMrは、この例では、Ns行K列のサイズを有する。これによって、KとNsとの差が重要になるのと同様に、ますます重要となる冗長系を有するシンボルベクトルZの全成分Zi(i=1からK)のNs=S・Nt個の個別の線形結合を生成することができる。これらの線形結合は、S個の連続した時間チップの期間中にNt個の送信アンテナを介して送信される。
【0056】
この例では、サイズNs×(Ns−K)のブロック全体が、サイズNs×Nsの元の拡散行列SMから廃棄されているが、本発明のこの第2の実施の形態の変形では、廃棄される(Ns−K)列を個別に選択できることに留意すべきである。さらに、本発明の他の変形では、ベクトルZを、削減された行列SMrと乗算する前に転置することもできる。この場合、上記削減された行列SMrは、上述したような(Ns−K)列の代わりに(Ns−K)行を元の拡散行列SMから廃棄することによって得られる。
【0057】
上述した所定の拡散行列SMの性質は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される通信チャネルの事前の知識に基づき、または、当該通信チャネルに関する仮定に基づき選択することができる。
【0058】
図6は、通信チャネルがエルゴート的であると仮定される状況を示すチャネル行列Hを表している。すなわち、図6は、上記チャネル内の通信状態がS個の時間チップのそれぞれについて変化すると予想される状況を示すチャネル行列Hを表している。このS個の時間チップのそれぞれの期間中には、シンボルZi(i=1〜K)のNt個の線形結合から成るS個の連続した組が送信される。これは、対角線上に配列されたS個の異なるブロックH1…Hsによってモデル化される。ブロックのそれぞれは、Nr×Ntのサイズを有する。
【0059】
発明者は、このようなエルゴート的な通信チャネルによって搬送されたデータの量が、時間上で本質的に均一である場合に、高いダイバーシティが得られることを発見した。これによって、大量のデータが、上記通信チャネルの出力において所与の時点に存在し、この所与の時点に続いて、データが当該出力にほとんど存在しない状況を防止することが可能になる。これは、時間に関連した情報が上記所与の時点で容易に検出でき、その後、ほとんど検出できないことを意味する。エルゴート的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーが時間上で本質的に均一に分散されることによって、或る時間チップから別の時間チップへの通信状態の変化の最適な検出能が保証され、従って、このような通信チャネルの受信端における受信アンテナによって感知される時間および空間に関する高いデータダイバーシティを提供することが可能になる。
【0060】
図7は、本発明の上述した好ましい実施の形態の第1の変形による拡散行列SMを示している。この第1の変形によると、当該拡散行列SMは、エルゴート的な通信チャネルに特に適合した構造を有する。この例では、拡散行列SMは、その行RWk(k=1からNs)のそれぞれが、S個の連続チャンクChk1…Chksによって形成されるように構築される。各チャンクは、送信アンテナの個数Ntに対応するサイズを有する。任意の所与の行の全チャンクは各ベクトルを形成し、各ベクトルはすべて同じノルムを有する。これによって、エルゴート的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの上述した均一な分散を得ることが可能になる。
【0061】
上述したエルゴート的な場合とほとんど反対の状況では、通信チャネルは本質的に不変とすることができる。すなわち、上記チャネル内の通信状態は、シンボルZi(i=1からK)のNt個の線形結合から成るS個の連続した組が送信されるS個の時間チップのすべてについて同じ状態に維持されると予想される。
【0062】
このような場合、時間に関するダイバーシティは、通信チャネルによって誘発されない。これは、図6に図示したS個の異なるブロックH1…Hsの代わりに、S個の同一のブロックを対角線上に配置することによって、チャネル行列H内にモデル化することができる。
【0063】
発明者は、拡散行列の行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように当該拡散行列を構築することによって、このような本質的に不変のチャネルの受信端における受信アンテナが感知する時間に関連した高いダイバーシティを取得できることを発見した。任意の所与の行の全チャンクは各ベクトルを形成し、各ベクトルはすべてが同じノルムを有し、かつ、互いに直交する。従って、本発明の上述した好ましい実施の形態のこのような第2の変形による拡散行列は、任意の所与の行RWkのチャンクChk1…Chksが互いに直交するという条件を追加した、図7に示す行列SMとして表すことができる。このような直交性によって、エルゴート的な通信チャネルが、連続シンボルの線形結合から成る送信された数組に対して有する効果をシミュレーションすることが可能になり、従って、このような直交性は、上記連続シンボルのすべての線形結合を送信するのに必要な時間間隔の期間中、本質的に不変のチャネルをエルゴート的なチャネルに人為的に変換するものと解釈することができる。上記で説明したように、任意の所与の行RWkの全チャンクChk1…Chksがすべて同じノルムを有することによって、人為的に変換された通信チャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーを時間上で均一に分散することができる。
【0064】
このような拡散行列を構築する可能な方法は、この拡散行列の各所与の行について、NtがS以上である次元Nt×Ntの所与の正方回転行列を選択すること、および、この回転行列のS個の行を選択して、本発明のこの第2の変形による拡散行列の上記所与の行のS個の連続チャンクを構成することから成る。
【0065】
図8は、通信チャネルがいわゆるブロックフェージングチャネルであると仮定される状況を示すチャネル行列Hを表している。ブロックフェージングチャネルは、シンボルZi(i=1からK)のNt個の線形結合から成るS個の連続した組が送信されるS個の時間チップにわたるC個の連続した組の通信状態を特徴とすると予想される。一方、当該ブロックフェージングチャネルの通信状態の各組は、不変期間を形成するS/C個の連続時間チップの期間中は本質的に不変である。
【0066】
このような場合に、チャネル行列Hは、対角線上に配置されたC個の異なるブロックH1…Hcを含む。各ブロックは、対角線上に配置されたS/C個の同一のサブブロックによって構成される。これらC個のブロックは、それぞれNr×Ntのサイズを有する。
【0067】
図9は、本発明の上述した好ましい実施の形態の第3の変形を示している。この第3の変形によると、拡散行列SMは、その行RWk(k=1からNs)のそれぞれがC個のセグメントSgkn(n=1からC)によって構成されるように構築される。C個のセグメントSgknは、各ベクトルを形成し、各ベクトルはすべて同じノルムを有する。各セグメントSgknは、連続したチャンクChkn,1…Chkn,s/cを含み、これらの連続したチャンクは、それぞれ、送信アンテナの個数に対応するサイズを有する。任意の所与のセグメントの全チャンクChkn,1…Chkn,s/cは各ベクトルを形成し、各ベクトルは、すべて同じノルムを有し、互いに直交する。
【0068】
同じセグメントSgknの全チャンクChkn,1…Chkn,s/c間の直交性によって、対応するS/C個の時間チップによって画定される各不変期間の間、ブロックフェージングチャネルにエルゴート性を加えることが可能になる。さらに、上記チャンクChkn,1…Chkn,s/cのノルムが等しいことによって、上記不変期間の間、ブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの、関連する各不変期間にわたる本質的に均一な分散が提供される。ブロックフェージングチャネル内の通信状態は、或る不変期間から別の不変期間へ変化するので、当該チャネルは、不変期間のスケールではエルゴート的であるとみなすことができる。その結果、拡散行列SMの各行RWk(k=1からNs)のC個のセグメントSgkn(n=1からC)のノルムが等しいことを追加することは、シンボルZi(i=1からK)のNt個の線形結合から成るS個の連続した組が送信されるS個の時間チップにわたる本質的に均一なエネルギーの分散を保証するのに十分である。さらに、これによって、このようなブロックフェージング通信チャネルの受信端における受信アンテナが感知するデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【0069】
図10および図11は、本発明の上述した好ましい実施の形態のこの第3の変形による拡散行列SMをどのように構築できるかを示している。
【0070】
図10に示す第1段階では、NtがS/C以上である次元Nt×Ntの正方円分回転行列(square cyclotomic rotation matrix)CMを選択すること、および、各サブ行列S(w)の対角線を形成するための長さNtのS/C個の連続した対角チャンクを構成する行列CMのS/C個の行を選択することによって、C個のサブ行列S(w)(w=1からC)が構築される。従って、このようなすべての対角チャンクは、同じノルムを有し、かつ、互いに直交する。
【0071】
円分行列CMの各成分CMm,lは、次のように表すことができる。
【0072】
【数1】
【0073】
ここで、Φは、オイラー関数を表す。
【0074】
図11に示す第2段階では、このようなサブ行列S(w)(w=1からC)の対角配列によって形成された次元Ns×Nsの行列を、次元Ns×Nsの別の円分回転行列Bと乗算することによって、拡散行列SMが取得される。この円分回転行列Bの成分は以下によって与えられる。
【0075】
【数2】
【0076】
上記で説明したように構築された拡散行列SMは、さらに、回転行列の特性も有する。すなわち、このような拡散行列は、互いに直交して同じノルムを有する行によって構成される。これは、SM×SMH=Iとして表すことができる。ここで、IはランクNs×Nsの単位行列であり、SMHは行列SMの転置共役である。
【0077】
送信端において連続シンボルの複数の線形結合を計算するのに回転行列を使用することによって、反復時空間復号器によって実行される最初の反復ステップの性能を高めることにより、受信端において当該シンボルを処理するための当該復号器の全体性能を最適化することが可能になる。
【0078】
この性能の最適化は、非反復時空間復号器も対象となる。非反復時空間復号器では、単一の復号ステップのみが実行され、この単一の復号ステップは、上述した最初の反復ステップと同じである。
【0079】
本発明によって提供されるいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルの個数Kの値を選択することにより、送信機と受信機との間の通信スループットを、実時間で評価された通信状態に動的に調節することが可能になる。
【技術分野】
【0001】
本発明は、少なくとも2つの送信アンテナが設けられた少なくとも1つの送信機と、少なくとも1つの受信アンテナが設けられた少なくとも1つの受信機とを含む電気通信システムにおけるデータ送信方法であり、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化ステップを含む方法に関する。
【背景技術】
【0002】
複数のアンテナが無線リンクの受信端および/または送信端で使用される電気通信システムは、多入力多出力システム(以下、MIMOシステムと称す)と呼ばれる。MIMOシステムは、単一アンテナシステムが提供する伝送容量と比較して、大きな伝送容量を提供するものとして紹介されてきた。特に、MIMOの容量は、所与の信号対雑音比に対して、有利な無相関のチャネル状態の下では、送信アンテナまたは受信アンテナのいずれが最小であっても、その最小の個数と共に直線的に増加する。従って、MIMO技法は、大きなスペクトル効率を提供することを目的とするか、あるいは、現在の電気通信システムで得られるスペクトル効率と同等のスペクトル効率を得るのに必要な送信電力を削減することを目的とする今後の無線システムで使用される可能性がある。このようなMIMO技法は、ほとんどの場合、今後の無線システムで同様にその使用が考慮されているOFDM(直交波周波数分割多重の略語)技法およびMC−CDMA(マルチキャリア符号分割多重接続の略語)技法のようなマルチキャリア変調技法と組み合わされることになる。
【0003】
特定のタイプのMIMOシステムは、ビットインターリーブ化符号化変調(Bit Interleaved Coded Modulation)技法を利用する。ビットインターリーブ化符号化変調は、以下、BICMと呼ぶ。このBICMによると、送信機はチャネル符号化器を含む。このチャネル符号化器は、例えば畳み込み符号またはターボ符号によって、符号化されていないデータビットに符号化を適用して、バイナリストリームをインターリーバに提供するためのものである。このインターリーバは、次に、並べ替えたビットを送出する。この並べ替えたビットは、ワードシーケンスに分割される。このワードシーケンスは、複数の実数成分または複素成分をそれぞれ特徴とする一連の符号化シンボルに変換されるものである。同じシンボルの実数成分または複素成分は、各送信アンテナによって同じ時間チップの期間中に送信されるものである。ここで、2つの異なる時間チップに対応する情報は、2つの異なる時点で送信することができるが、OFDM電気通信システムで行われることがあるように、例えば、スペクトル領域で上記シンボルを拡散するために、適切な異なる周波数を有する2つの異なる搬送信号によって同じ時点で送信することもできることに留意すべきである。
【0004】
送信されたシンボルは受信端で復号される。この復号は、BICMタイプのMIMOシステムにおいて反復時空間復号器(iterative space-time decoder)により実行することができる。この復号器は、送信されたシンボルを構成する符号化ビットの推定値を生成するためのものである。複数の送信アンテナおよび受信アンテナの使用によって誘発される空間ダイバーシティは、単一の通信チャネルを通じて送信された単一の信号により提供される情報量よりも多くの情報量を提供するので、このダイバーシティによって、このような復号が容易になる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
発明者は、時空間復号器に含まれるフロントエンド検出器が感知した入力データのダイバーシティを増加させることによって、上記復号器が、上記データを生成する基と成った符号化ビットの信頼性のある推定値に向けてより高速に収束できることを確認している。このことは、より高い品質、すなわち、よりリッチな内容を有するデータを復号器に供給することによって、より良い復号性能を得ると解釈することができる。
【0006】
受信アンテナが感知する空間ダイバーシティは、複数の通信チャネルを使用することによって得られ、上述した利点を生み出すが、受信アンテナの個数によって制限を受け、これは、言い換えると、時空間復号器の性能を制限する。
【0007】
また、発明者は、複数の送信アンテナおよび/または受信アンテナを使用することによって、より多くの情報量を送信することが可能になり、従って、電気通信システムのスループットを増加させることが可能になるが、当該スループットは、任意の所与の送信機と受信機との間に確立された通信チャネルに影響を与える不利な通信状態を考慮すべきであることも確認している。このような不利な状態は、受信機が送信データを安全に取り出すことができないように、送信データの送信中に送信データを変更するおそれがある。この場合、好ましくは、一定度合いの冗長系が、シンボル符号化ステップとシンボルの実際の送信との間に導入されるべきである。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本発明は、MIMOシステムでデータ送信方法を提供することによって、上記問題を解決することを目的とする。この方法は、このような電気通信システムの受信端における少なくとも1つの受信アンテナによって感知される空間および時間の双方に関する高いデータダイバーシティを提供することを可能にする符号化方式を含む。当該方法は、さらに、任意の所与の送信機と受信機との間のデータスループットの調整を可能にするために、当該スループットを調節する自由度を追加して提供する。この調整は、上記送信機と上記受信機との間の通信状態に関して行われることが好ましい。
【0009】
実際に、本発明によると、初めの段落による方法は、シンボル拡散ステップであって、当該ステップの間に、調整可能な整数個Kの連続シンボルが、上記通信チャネルを介して送信される前に、いくつかの時間チップにわたって拡散されるシンボル拡散ステップをさらに含み、上記調整可能な個数Kは、通信チャネルの物理特性に関して調節されることを特徴とする。
【0010】
本発明は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された複数の通信チャネルの使用によって取得される空間ダイバーシティを、受信アンテナが感知したデータの時間に関するダイバーシティと合成することを可能にする。本発明によって提供されるいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルの個数Kの値を選択することにより、送信機と受信機との間の通信スループットの調整が可能になる。
【0011】
本発明の有利な実施の形態によると、いくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルの調整可能な整数個Kが、受信機によって送信されたフィードバック情報であって、上記送信機と上記受信機との間の通信状態の品質を表す、フィードバック情報、に基づいて送信機により動的に調節される。
【0012】
このフィードバック情報は、受信機が実時間で計算した信号対雑音比または信号対干渉比から構成することができるが、このような信号対雑音比または信号対干渉比の関数として受信機が計算した調整可能な整数個Kの値によって形成することもできる。
【0013】
本発明の可能な実施形態によると、シンボル拡散ステップは、上記K個の連続シンボルの複数の線形結合を計算することによって実行され、当該線形結合は、所定の個数の時間チップを介して送信アンテナにより送信されるものである。
【0014】
従って、任意の所与の瞬間に複数の通信チャネルを介して送信されたデータは、ほとんどの既知のMIMOシステムの場合のような単一のシンボルを表さず、連続シンボル間の混合したものを表す。従って、これによって、時間に関するダイバーシティが導入され、困難な通信状態を相殺するための可能なデータ冗長性が、本発明によって可能にされた調整可能な個数Kの調節により提供される。
【0015】
本発明の特定の実施の形態によると、シンボル拡散ステップは、一方の上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算することによって実行される。
【0016】
本発明のこの特定の実施の形態は、実施するのが非常に簡単であり、従って、送信端で必要とされる計算資源および処理電力に関して比較的低コストでダイバーシティの増加を得ることが可能である。これは、送信機が、携帯電話等の、可能な限り小さくなければならず、限られたエネルギー蓄積容量を有するバッテリによって電力供給される移動端末によって構成されることがある移動通信の分野では重要な事項である。
【0017】
一方の上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルのサイズと、他方の拡散行列の列数との間に差がある場合、すなわち、調整可能な整数Kが、データ冗長性が実際に得られるように選択された場合に、上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルは、上述した行列乗算を実行するために、上記差に等しい個数の零成分(nil components)で完成させることができる。
【0018】
代替的に、上記乗算を実行するために、拡散行列の一方の次元は、列数または行数を上記差に等しく抑制することによって削減することができる。
【0019】
既定の拡散行列の性質は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される通信チャネルの事前の知識に基づき、または、当該通信チャネルに関する仮定に基づき選択することができる。
【0020】
上に説明される特定の実施の形態の第1の変形によると、拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、任意の所与の行の全チャンクは、すべてが同じノルムを有する各ベクトルを形成する。
【0021】
この第1の変形による拡散行列によって、エルゴート的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーを時間上で本質的に均一に分散することが可能になり、或る時間チップから別の時間チップへの通信状態の変化の最適な検出能が保証される。さらに、これによって、このようなエルゴート的な通信チャネルの受信端における受信アンテナによって感知されるデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【0022】
上に説明される特定の実施の形態の第2の変形によると、拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、任意の所与の行の全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交した各ベクトルを形成する。
【0023】
チャンク間の直交性の結果、この第2の変形による拡散行列によって、調整可能な整数個Kの連続シンボルの線形結合を送信するのに必要な時間間隔および/または頻度間隔の間、本質的に不変のチャネルにエルゴート性を追加することが可能になり、さらに、上記通信チャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーの、この時間間隔および/または頻度間隔にわたる本質的に均一な分散が提供される。これによって、或る時間チップから別の時間チップへの通信状態の変化の最適な検出能が保証される。さらに、これによって、このような本質的に不変の通信チャネルの受信端における受信アンテナにより感知されるデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【0024】
上に説明される特定の実施の形態の第3の変形によると、拡散行列は、すべてが同じノルムを有する各ベクトルを形成する複数のセグメントによってその行のそれぞれが構成されるように構築され、各セグメントは、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクを含み、任意の所与のセグメントの全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交した各ベクトルを形成する。
【0025】
この第3の変形による拡散行列は、いわゆるブロックフェージング通信チャネルに特によく適している。このブロックフェージング通信チャネルは、所定の個数Sの連続シンボルの送信継続期間全体にわたるC組の連続した通信状態を特徴とすると予想される。従って、上記ブロックフェージングチャネルの通信状態の各組は、S/C個の時間チップの期間中は本質的に不変である。
【0026】
同じセグメントの全チャンク間の直交性によって、これらS/C個の時間チップによって画定される各不変期間の間、ブロックフェージングチャネルにエルゴート性を加えることが可能になる。さらに、上記チャンクのノルムが等しいことによって、上記不変期間の間、ブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの、各不変期間にわたる本質的に均一な分散が提供される。このようなブロックフェージングチャネル内の通信状態は、或る不変期間から別の不変期間へ変化するので、ブロックフェージングチャネルは、不変期間のスケールではエルゴート的であるとみなすことができる。その結果、拡散行列の各行のセグメントのノルムが等しいことを追加することは、そのブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーの、すべての連続した不変期間にわたる本質的に均一な分散を保証するのに十分である。さらに、これによって、このようなブロックフェージング通信チャネルの受信端における受信アンテナによって感知されるデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【0027】
上述した第1の変形、第2の変形、または第3の変形の好ましい実施の形態によると、拡散行列は、さらに、回転行列の特性も有する。すなわち、このような拡散行列は、互いに直交して同じノルムを有する行によって構成される。
【0028】
送信端において連続シンボルの複数の線形結合を計算するのに回転行列を使用することによって、反復時空間復号器によって実行される最初の反復ステップの性能を高めることにより、受信端において上記シンボルを処理するための上記復号器の全体性能を最適化することが可能になる。
【0029】
本発明のハードウェアに関する1つの態様によると、本発明はまた、少なくとも2つの送信アンテナが設けられた少なくとも1つの送信機と、少なくとも1つの受信アンテナが設けられた少なくとも1つの受信機とを含む電気通信システムであり、送信機は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む電気通信システムであって、
上記送信機は、調整可能な整数個Kの連続シンボルを上記通信チャネルを介して送信する前に、上記シンボルをいくつかの時間チップにわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含み、当該電気通信システムは、通信チャネルの物理特性に関して上記調整可能な個数Kを調節する調整手段をさらに含むことを特徴とする電気通信システムに関する。
【0030】
このハードウェアに関する態様の可能な実施の形態によると、シンボル拡散手段は、上記K個の連続シンボルの複数の線形結合を計算するためのものであり、当該線形結合は、所定の個数の時間チップを介して送信アンテナにより送信されるものである。
【0031】
上述のハードウェアに関する態様の特定の実施の形態によると、シンボル拡散手段は、一方の上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算するためのものである。
【0032】
本発明のハードウェアに関する別の態様によると、本発明はまた、少なくとも2つの送信アンテナが設けられ、当該送信アンテナを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む通信デバイスであって、上記送信アンテナを介して調整可能な整数個Kの連続シンボルを送信する前に、当該シンボルをいくつかの時間チップにわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含むことを特徴とする通信デバイスに関する。
【0033】
上述した本発明の特徴に加えて、本発明の他の特徴も、添付図面に関して与えられた以下の説明を読むことによって、より一層に明確になる。
【図面の簡単な説明】
【0034】
【図1】高度に簡略化したMIMO電気通信システムを示すブロック図。
【図2】本発明の第1の実施の形態によるMIMO電気通信システムに含まれる送信機に含まれた時空間符号化器を示すブロック図。
【図3】本発明による拡散ステップをこのような時空間符号化器内でどのように実行できるかを示す図。
【図4】本発明の第2の実施の形態によるMIMO電気通信システムに含まれる送信機に含まれた時空間符号化器を示すブロック図。
【図5】本発明による拡散ステップをこのような時空間符号化器内でどのように実行できるかを示す図。
【図6】エルゴート的な通信チャネルに関連したチャネル行列を示す図。
【図7】このようなエルゴート的なチャネルに適合した拡散行列を示す図。
【図8】ブロックフェージング通信チャネルに関連したチャネル行列を示す図。
【図9】このようなブロックフェージングチャネルに適合した拡散行列を示す図。
【図10】ブロックフェージング通信チャネルに適合した拡散行列をどのように構築できるかを示す図。
【図11】ブロックフェージング通信チャネルに適合した拡散行列をどのように構築できるかを示す図。
【発明を実施するための形態】
【0035】
図1は、少なくとも1つの送信機TRおよび少なくとも1つの受信機RECを含む電気通信システムを図的に示している。この電気通信システムは、Nt個の送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)とNr個の受信アンテナ(ra1、ra2、…、raNr)との間でそれぞれ確立された複数の通信チャネルCHNLを通じて信号を交換するためのものである。
【0036】
図1に図示した例に示す送信機TRは、符号化されていないデータビットUncbに例えば畳み込み符号またはターボ符号によって符号化を適用し、送信されるバイナリストリームTbを提供するためのチャネル符号化器CHENCを含む。送信機TRは、並べ替えられたビットPbを生成するためのインターリーバINTLを含む。このようなインターリーブは、無相関のデータの取得を可能にするので、受信機側での後の処理に有益である。次に、並べ替えられたビットPbは、それぞれが少なくとも1ビットから成るワードに分割される。次に、これらのワードは、マッピング/変調モジュールMAPMDによって一連の符号化シンボルZiにマッピング、すなわち変換される。次に、連続シンボルZiは、本質的に時空間符号化器SPTENCによって形成されたシンボル符号化手段に供給される。この時空間符号化器SPTENCは、上記シンボルZiの送信前に当該シンボルZiの処理を実行する。
【0037】
この技術分野の既知の状況では、各シンボルZiの成分は、通常、各送信アンテナによって同じ時間チップの期間中に送信されるものである。
【0038】
図1に図示した例に示す受信機RECは、元の符号化されていないデータビットUncbに最終的に対応すべき復号されたデータビットDecbを生成するための時空間復号器SPTDECを含む。この時空間復号器SPTDECは時空間検出器(space-time detector)DETを含む。この時空間検出器DETは、受信アンテナ(ra1、ra2、…、raNr)によって受信された信号により搬送されたデータを処理し、送信されて並べ替えられたビットPbの推定値に関係した実際のまたは近似の尤度値Ribを生成するためのものである。この尤度値は、デインターリーバDINTLによってデインターリーブされるものである。デインターリーバDINTLは、バイナリストリームTbに含まれるビットの推定値に関係した軟尤度値(soft likelihood value)Rbを出力する。受信機RECに含まれるビット復号器は、上記尤度値Rbに基づいて復号されたデータビットDecbを生成するためのものである。このビット復号器は、以下、チャネル復号器CHDECと呼ぶ。
【0039】
この技術分野で一般に使用されるループ構造によると、時空間検出器DETは、アプリオリな情報Praを利用することが好ましい。このアプリオリな情報は、前の復号ステップの最中に生成され、インターリーバINTRを通じてチャネル復号器CHDECにより外部情報Exdの形で発行されたものである。このインターリーバINTRは、送信機TRに含まれるインターリーバINTLと同一である。
【0040】
発明者は、時空間検出器DETが感知したデータのダイバーシティを増加させることによって、当該検出器が、上記データを生成する基と成った符号化ビットの信頼性のある推定値に向けてより高速に収束できることを確認している。従って、発明者は、送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)と受信アンテナ(ra1、ra2、…、raNr)との間に確立された複数の通信チャネルCHNLの使用によって取得された空間ダイバーシティを、当該チャネルの受信端における受信アンテナが感知したデータの時間に関するダイバーシティと合成することによって、受信アンテナ(ra1、ra2、…、raNr)が受信するデータのダイバーシティを増加させることを目的としている。
【0041】
この目的のために、本発明によると、時空間符号化器SPTENCは、調整可能な整数個Kの連続シンボルZiを通信チャネルCHNLを介して送信する前に、いくつかの時間チップにわたって当該シンボルを拡散する。当該調整可能な個数Kは、通信チャネルCHNLの物理特性に関して調節される。
【0042】
その成分がいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルZiの個数Kの値の、本発明により提供される選択肢によって、送信機TRと受信機RECとの間の通信スループットの調整が可能になる。
【0043】
本発明のこの実施の形態では、その成分がいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルZiの調整可能な整数個Kの値は、送信機に含まれる調整手段TUMによって動的に調節される。この調節は、受信機RECが送信した、上記送信機TRと上記受信機RECとの間の通信状態の品質を表すフィードバック情報Fbiに基づいて行われる。
【0044】
このようなフィードバック情報Fbiは、送信機TR内でローカルに利用可能な情報と組み合わせることができる。このフィードバック情報は、例えば、通信状態に関する最大データスループット値を定義できる一方、ローカルに利用可能な情報は、さらに低いデータスループットでも、継続中の通信に十分であることを示すことができる。これによって、送信資源および送信電力を節減することが可能になる。
【0045】
フィードバック情報Fbiは、受信機RECが実時間で計算した信号対雑音比または信号対干渉比から構成することができるが、このような信号対雑音比または信号対干渉比の関数として受信機REC自身が計算したKの最大値によって形成することもできる。この場合、調整手段TUMには、時空間符号化器SPTENCに上記値Kを転送するタスクのみを課すことができる。
【0046】
図2は、本発明の第1の実施の形態による時空間符号化器SPTENCを図的に示している。この図に図示した例では、時空間符号化器SPTENCは、直並列変換器S/Pを含む。この直並列変換器S/Pは、K個の連続シンボルZi(i=1からK)から成る組を数組、連続して受信し、K個の連鎖した連続シンボル[Z1…ZK]によって形成されたベクトルをシンボル拡散手段SPMDに送出するためのものである。当該ベクトルは、シンボル拡散手段SPMD内で拡散行列SMと乗算されるものである。
【0047】
図2に図示した例では、一方の上記K個の連続シンボルの連鎖[Z1…ZK]によって形成されたベクトルのサイズと、他方の拡散行列SMの列数との差によって、データ冗長性を達成することが可能になる。上記K個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトル[Z1…ZK]は、上述した行列乗算を実行するために、上記差に等しい個数の零成分で完成される。その結果、以下で図示して説明するベクトルZが生成される。
【0048】
さらに、シンボル拡散手段SPMDは、シンボルベクトルZの成分Zi(i=1からK)のNs=S・Nt個の線形結合を計算するためのものである。当該線形結合は、S個の時間チップを介してNt個の送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)により送信される前に、配列手段SQMによって、Nt個の成分から成る所定のS個の連続した組に配列されるものである。従って、調整可能な個数Kは、1からNsの範囲とすることができる。
【0049】
従って、上記送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)と上述した受信アンテナとの間に確立された複数の通信チャネルを介して任意の所与の瞬間に送信されたデータは、既知のMIMOシステムの通常の場合のような単一のシンボルZi(i=1からK)を表さず、K個の連続シンボル間の混合したものを表す。従って、これにより、継続中の通信状態に関して、受信端で感知される最適なデータダイバーシティが導入される。
【0050】
図3は、上述した拡散手段がシンボルZi(i=1からK)の線形結合をどのように計算できるかを示している。本発明のこの第1の実施の形態によると、上記K個の連続シンボルZiを適切な個数の零成分と連鎖することによって、ベクトルZが形成される。次に、このベクトルZは所定の拡散行列SMと乗算される。所定の拡散行列SMは、この例では、Ns×Nsのサイズを有する。ここで、Ns=S・Ntである。これによって、KとNsとの差が重要になるのと同様に、ますます重要となる冗長系を有するシンボルベクトルZの全成分Zi(i=1からK)のNs個の個別の線形結合を生成することができる。これらの線形結合は、S個の連続した時間チップの期間中にNt個の送信アンテナを介して送信される。
【0051】
図4は、本発明の第2の実施の形態による時空間符号化器SPTENCを図的に示している。図4に図示した例では、時空間符号化器SPTENCは、直並列変換器S/Pを含む。この直並列変換器S/Pは、K個の連続シンボルZi(i=1からK)からなる組を数組、連続して受信し、K個の連鎖した連続シンボル[Z1…ZK]によって形成されたベクトルZをシンボル拡散手段SPMDに送出するためのものである。当該ベクトルZは、シンボル拡散手段SPMD内で拡散行列と乗算されるものである。
【0052】
図4に図示した例では、一方の上記K個の連続シンボル[Z1…ZK]の連鎖によって形成されたベクトルZのサイズと、他方の元の拡散行列の列数との差によって、データ冗長性を達成することが可能になるが、列数または行数を当該差に等しく抑制することによって、元の拡散行列の一方の次元をKに削減する必要がある。その結果、以下で図示して説明するように、上述した行列乗算を実行できる削減された拡散行列SMrが生成される。
【0053】
従って、シンボル拡散手段SPMDは、シンボルベクトルZの成分[Z…ZK]のNs=S・Nt個の線形結合を計算する。当該線形結合は、S個の時間チップを介してNt個の送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)により送信される前に、配列手段SQMによって、Nt個の成分から成る所定のS個の連続した組に配列されるものである。従って、調整可能な個数Kは、1からNsの範囲とすることができる。
【0054】
従って、上記送信アンテナ(ta1、ta2、…、taNt)と上述した受信アンテナとの間に確立された複数の通信チャネルを介して任意の所与の瞬間に送信されたデータは、単一のシンボルZi(i=1からK)を表さず、K個の連続シンボル[Z1…ZK]間の混合したものを表す。従って、これにより、継続中の通信状態に関して、受信端で感知される最適なデータダイバーシティが導入される。
【0055】
図5は、上述した拡散手段がシンボルベクトルZの成分[Z1…ZK]の線形結合をどのように計算できるかを示している。本発明のこの第2の実施の形態によると、ベクトルZは、K個の連続シンボルZiの連鎖によって形成される。次に、このベクトルZは、削減された拡散行列SMrと乗算される。この削減された拡散行列SMrは、この例では、Ns行K列のサイズを有する。これによって、KとNsとの差が重要になるのと同様に、ますます重要となる冗長系を有するシンボルベクトルZの全成分Zi(i=1からK)のNs=S・Nt個の個別の線形結合を生成することができる。これらの線形結合は、S個の連続した時間チップの期間中にNt個の送信アンテナを介して送信される。
【0056】
この例では、サイズNs×(Ns−K)のブロック全体が、サイズNs×Nsの元の拡散行列SMから廃棄されているが、本発明のこの第2の実施の形態の変形では、廃棄される(Ns−K)列を個別に選択できることに留意すべきである。さらに、本発明の他の変形では、ベクトルZを、削減された行列SMrと乗算する前に転置することもできる。この場合、上記削減された行列SMrは、上述したような(Ns−K)列の代わりに(Ns−K)行を元の拡散行列SMから廃棄することによって得られる。
【0057】
上述した所定の拡散行列SMの性質は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される通信チャネルの事前の知識に基づき、または、当該通信チャネルに関する仮定に基づき選択することができる。
【0058】
図6は、通信チャネルがエルゴート的であると仮定される状況を示すチャネル行列Hを表している。すなわち、図6は、上記チャネル内の通信状態がS個の時間チップのそれぞれについて変化すると予想される状況を示すチャネル行列Hを表している。このS個の時間チップのそれぞれの期間中には、シンボルZi(i=1〜K)のNt個の線形結合から成るS個の連続した組が送信される。これは、対角線上に配列されたS個の異なるブロックH1…Hsによってモデル化される。ブロックのそれぞれは、Nr×Ntのサイズを有する。
【0059】
発明者は、このようなエルゴート的な通信チャネルによって搬送されたデータの量が、時間上で本質的に均一である場合に、高いダイバーシティが得られることを発見した。これによって、大量のデータが、上記通信チャネルの出力において所与の時点に存在し、この所与の時点に続いて、データが当該出力にほとんど存在しない状況を防止することが可能になる。これは、時間に関連した情報が上記所与の時点で容易に検出でき、その後、ほとんど検出できないことを意味する。エルゴート的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーが時間上で本質的に均一に分散されることによって、或る時間チップから別の時間チップへの通信状態の変化の最適な検出能が保証され、従って、このような通信チャネルの受信端における受信アンテナによって感知される時間および空間に関する高いデータダイバーシティを提供することが可能になる。
【0060】
図7は、本発明の上述した好ましい実施の形態の第1の変形による拡散行列SMを示している。この第1の変形によると、当該拡散行列SMは、エルゴート的な通信チャネルに特に適合した構造を有する。この例では、拡散行列SMは、その行RWk(k=1からNs)のそれぞれが、S個の連続チャンクChk1…Chksによって形成されるように構築される。各チャンクは、送信アンテナの個数Ntに対応するサイズを有する。任意の所与の行の全チャンクは各ベクトルを形成し、各ベクトルはすべて同じノルムを有する。これによって、エルゴート的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの上述した均一な分散を得ることが可能になる。
【0061】
上述したエルゴート的な場合とほとんど反対の状況では、通信チャネルは本質的に不変とすることができる。すなわち、上記チャネル内の通信状態は、シンボルZi(i=1からK)のNt個の線形結合から成るS個の連続した組が送信されるS個の時間チップのすべてについて同じ状態に維持されると予想される。
【0062】
このような場合、時間に関するダイバーシティは、通信チャネルによって誘発されない。これは、図6に図示したS個の異なるブロックH1…Hsの代わりに、S個の同一のブロックを対角線上に配置することによって、チャネル行列H内にモデル化することができる。
【0063】
発明者は、拡散行列の行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように当該拡散行列を構築することによって、このような本質的に不変のチャネルの受信端における受信アンテナが感知する時間に関連した高いダイバーシティを取得できることを発見した。任意の所与の行の全チャンクは各ベクトルを形成し、各ベクトルはすべてが同じノルムを有し、かつ、互いに直交する。従って、本発明の上述した好ましい実施の形態のこのような第2の変形による拡散行列は、任意の所与の行RWkのチャンクChk1…Chksが互いに直交するという条件を追加した、図7に示す行列SMとして表すことができる。このような直交性によって、エルゴート的な通信チャネルが、連続シンボルの線形結合から成る送信された数組に対して有する効果をシミュレーションすることが可能になり、従って、このような直交性は、上記連続シンボルのすべての線形結合を送信するのに必要な時間間隔の期間中、本質的に不変のチャネルをエルゴート的なチャネルに人為的に変換するものと解釈することができる。上記で説明したように、任意の所与の行RWkの全チャンクChk1…Chksがすべて同じノルムを有することによって、人為的に変換された通信チャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーを時間上で均一に分散することができる。
【0064】
このような拡散行列を構築する可能な方法は、この拡散行列の各所与の行について、NtがS以上である次元Nt×Ntの所与の正方回転行列を選択すること、および、この回転行列のS個の行を選択して、本発明のこの第2の変形による拡散行列の上記所与の行のS個の連続チャンクを構成することから成る。
【0065】
図8は、通信チャネルがいわゆるブロックフェージングチャネルであると仮定される状況を示すチャネル行列Hを表している。ブロックフェージングチャネルは、シンボルZi(i=1からK)のNt個の線形結合から成るS個の連続した組が送信されるS個の時間チップにわたるC個の連続した組の通信状態を特徴とすると予想される。一方、当該ブロックフェージングチャネルの通信状態の各組は、不変期間を形成するS/C個の連続時間チップの期間中は本質的に不変である。
【0066】
このような場合に、チャネル行列Hは、対角線上に配置されたC個の異なるブロックH1…Hcを含む。各ブロックは、対角線上に配置されたS/C個の同一のサブブロックによって構成される。これらC個のブロックは、それぞれNr×Ntのサイズを有する。
【0067】
図9は、本発明の上述した好ましい実施の形態の第3の変形を示している。この第3の変形によると、拡散行列SMは、その行RWk(k=1からNs)のそれぞれがC個のセグメントSgkn(n=1からC)によって構成されるように構築される。C個のセグメントSgknは、各ベクトルを形成し、各ベクトルはすべて同じノルムを有する。各セグメントSgknは、連続したチャンクChkn,1…Chkn,s/cを含み、これらの連続したチャンクは、それぞれ、送信アンテナの個数に対応するサイズを有する。任意の所与のセグメントの全チャンクChkn,1…Chkn,s/cは各ベクトルを形成し、各ベクトルは、すべて同じノルムを有し、互いに直交する。
【0068】
同じセグメントSgknの全チャンクChkn,1…Chkn,s/c間の直交性によって、対応するS/C個の時間チップによって画定される各不変期間の間、ブロックフェージングチャネルにエルゴート性を加えることが可能になる。さらに、上記チャンクChkn,1…Chkn,s/cのノルムが等しいことによって、上記不変期間の間、ブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの、関連する各不変期間にわたる本質的に均一な分散が提供される。ブロックフェージングチャネル内の通信状態は、或る不変期間から別の不変期間へ変化するので、当該チャネルは、不変期間のスケールではエルゴート的であるとみなすことができる。その結果、拡散行列SMの各行RWk(k=1からNs)のC個のセグメントSgkn(n=1からC)のノルムが等しいことを追加することは、シンボルZi(i=1からK)のNt個の線形結合から成るS個の連続した組が送信されるS個の時間チップにわたる本質的に均一なエネルギーの分散を保証するのに十分である。さらに、これによって、このようなブロックフェージング通信チャネルの受信端における受信アンテナが感知するデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【0069】
図10および図11は、本発明の上述した好ましい実施の形態のこの第3の変形による拡散行列SMをどのように構築できるかを示している。
【0070】
図10に示す第1段階では、NtがS/C以上である次元Nt×Ntの正方円分回転行列(square cyclotomic rotation matrix)CMを選択すること、および、各サブ行列S(w)の対角線を形成するための長さNtのS/C個の連続した対角チャンクを構成する行列CMのS/C個の行を選択することによって、C個のサブ行列S(w)(w=1からC)が構築される。従って、このようなすべての対角チャンクは、同じノルムを有し、かつ、互いに直交する。
【0071】
円分行列CMの各成分CMm,lは、次のように表すことができる。
【0072】
【数1】
【0073】
ここで、Φは、オイラー関数を表す。
【0074】
図11に示す第2段階では、このようなサブ行列S(w)(w=1からC)の対角配列によって形成された次元Ns×Nsの行列を、次元Ns×Nsの別の円分回転行列Bと乗算することによって、拡散行列SMが取得される。この円分回転行列Bの成分は以下によって与えられる。
【0075】
【数2】
【0076】
上記で説明したように構築された拡散行列SMは、さらに、回転行列の特性も有する。すなわち、このような拡散行列は、互いに直交して同じノルムを有する行によって構成される。これは、SM×SMH=Iとして表すことができる。ここで、IはランクNs×Nsの単位行列であり、SMHは行列SMの転置共役である。
【0077】
送信端において連続シンボルの複数の線形結合を計算するのに回転行列を使用することによって、反復時空間復号器によって実行される最初の反復ステップの性能を高めることにより、受信端において当該シンボルを処理するための当該復号器の全体性能を最適化することが可能になる。
【0078】
この性能の最適化は、非反復時空間復号器も対象となる。非反復時空間復号器では、単一の復号ステップのみが実行され、この単一の復号ステップは、上述した最初の反復ステップと同じである。
【0079】
本発明によって提供されるいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルの個数Kの値を選択することにより、送信機と受信機との間の通信スループットを、実時間で評価された通信状態に動的に調節することが可能になる。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
少なくとも2つの送信アンテナが設けられた少なくとも1つの送信機と、少なくとも1つの受信アンテナが設けられた少なくとも1つの受信機とを含む電気通信システムにおけるデータ送信方法であって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化ステップを含んでおり、
シンボル拡散ステップであって、このシンボル拡散ステップの間に、調整可能な整数個Kの連続シンボルが、前記通信チャネルを介して送信される前に、いくつかの時間チップにわたって拡散されるシンボル拡散ステップをさらに含み、
前記調整可能な個数Kは、前記通信チャネルの物理特性に関して調節されることを特徴とする電気通信システムにおけるデータ送信方法。
【請求項1】
少なくとも2つの送信アンテナが設けられた少なくとも1つの送信機と、少なくとも1つの受信アンテナが設けられた少なくとも1つの受信機とを含む電気通信システムにおけるデータ送信方法であって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化ステップを含んでおり、
シンボル拡散ステップであって、このシンボル拡散ステップの間に、調整可能な整数個Kの連続シンボルが、前記通信チャネルを介して送信される前に、いくつかの時間チップにわたって拡散されるシンボル拡散ステップをさらに含み、
前記調整可能な個数Kは、前記通信チャネルの物理特性に関して調節されることを特徴とする電気通信システムにおけるデータ送信方法。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【公開番号】特開2010−220261(P2010−220261A)
【公開日】平成22年9月30日(2010.9.30)
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願2010−150025(P2010−150025)
【出願日】平成22年6月30日(2010.6.30)
【分割の表示】特願2005−112303(P2005−112303)の分割
【原出願日】平成17年4月8日(2005.4.8)
【出願人】(503163527)ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィ (175)
【氏名又は名称原語表記】MITSUBISHI ELECTRIC R&D CENTRE EUROPE B.V.
【住所又は居所原語表記】Capronilaan 46, 1119 NS Schiphol Rijk, The Netherlands
【Fターム(参考)】
【公開日】平成22年9月30日(2010.9.30)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2010−150025(P2010−150025)
【出願日】平成22年6月30日(2010.6.30)
【分割の表示】特願2005−112303(P2005−112303)の分割
【原出願日】平成17年4月8日(2005.4.8)
【出願人】(503163527)ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィ (175)
【氏名又は名称原語表記】MITSUBISHI ELECTRIC R&D CENTRE EUROPE B.V.
【住所又は居所原語表記】Capronilaan 46, 1119 NS Schiphol Rijk, The Netherlands
【Fターム(参考)】
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