電源装置
【課題】軽負荷状態でも高い電源変換効率を維持し、省エネルギー化を図る電源装置の提供。
【解決手段】入力電源（５）に共通に入力が接続された複数のコンバータ（８）と、前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷装置（６）との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路（２）と、前記電流検出回路（２）で検出された負荷電流値に応じてコンバータ（８）の並列運転数を算出し運転するコンバータ（８）には前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータ（８）に対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路（９）を備える。
【解決手段】入力電源（５）に共通に入力が接続された複数のコンバータ（８）と、前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷装置（６）との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路（２）と、前記電流検出回路（２）で検出された負荷電流値に応じてコンバータ（８）の並列運転数を算出し運転するコンバータ（８）には前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータ（８）に対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路（９）を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に関し、特に複数の電源を並列運転する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
装置（負荷）に電源を供給する電源回路は、該装置の最大消費電力に合わせて設計される。例えば図８に示すように、大電力の電源１８（一台）から装置（負荷）６に電源を供給する構成、あるいは、図９に示すように、並置された複数の小電力の電源１９の入力を入力直流電源５に共通に接続し、複数の電源１９の出力を共通接続して装置（負荷）６に電源を供給する構成が用いられる。なお、図９において、各電源１９の出力は、他の電源１９からの電流の逆流を防止するためのダイオード等を含む構成とされ、並列接続が可能とされる。
【０００３】
図８、図９の電源１８、１９として、スイッチング電源を用いる場合、該スイッチング電源の負荷変動による電力変換効率も変動する。負荷の変動に対する電力変換効率は、例えば図１０に示すような特性となる。図１０において、横軸は負荷率、縦軸は電力変換効率ηである。ここで、負荷率は、定格出力容量（単位：Ｗａｔｔ）（あるいは定格電流（単位：Ａｍｐｅｒｅ））に対する負荷容量（Ｗ）（負荷電流）の比率（百分率）で与えられる。また、電力変換効率ηは、入力電力ＰＩＮと出力電力ＰＯＵＴの比率
η＝ＰＯＵＴ／ＰＩＮ
で与えられる。
【０００４】
図１０に示すように、負荷が軽いほど（負荷率が低いほど）、電力変換効率ηが悪化する。電源回路は、常に最大負荷状態で使用されるということは少なく、むしろ、軽負荷の状態の方が時間的に長いというのが一般的である。装置６（図８又は図９）によっては、スタンバイ状態（軽負荷状態）が長時間継続するものもある。
【０００５】
軽負荷状態のときに、電源回路が通常の動作状態のままであると、電力変換効率ηが低下している状態で電源回路が動作することとなり、省エネルギー化の妨げとなる。
【０００６】
なお、特許文献１には、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列接続した構成を有し、軽負荷の場合の電力変換効率の低下を防止する技術として、出力端子と負荷との間に電流検出回路を備え、総電流量に応じて、動作させるＤＣ／ＤＣコンバータの個数を制御するＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路を備えた構成が開示されている。
【０００７】
また、特許文献２には、複数のコンバータユニットを並列接続した構成を有し、直流電力を入力し安定に制御された直流電圧を出力するコンバータ装置において、低負荷率時の効率を向上させる構成が開示されている。コンバータユニットは、運転動作モードと待機動作モードの動作モードを切り換える動作モード切替回路を有し、コンバータ装置の出力電圧が運転開始電圧以下であることが検出された場合に、運転動作モードに遷移し、電流検出回路で検出された電流が運転停止電流以下の場合、待機動作モードに切り替える構成が開示されている。
【０００８】
さらに、特許文献３には、交流電力を直流電力に変換する複数の整流器ユニットを搭載する直流電源装置が非効率的な負荷率の運転である場合、整流器ユニットの台数を制御し、高電力変換効率で整流器ユニットを運転する直流電源装置が開示されている。直流電力を出力する出力端子に対し並列に接続された複数の整流器ユニットと、整流器ユニット毎に整流器ユニットと交流電力源との間に設けられた配線用遮断器と、直流出力電力の電流値を測定し、測定した電流値を出力する電流センサと、電流値により整流器ユニット各々の交流から直流への変換する損失が最小となる整流器ユニットの稼働台数を求め、稼働台数の整流器ユニットから直流電力が出力されるよう制御する稼働台数制御部とを有し、稼働台数制御部が、稼働台数に対応するように、整流器ユニットに接続されている配線用遮断器の開閉制御を行う。
【０００９】
さらにまた、特許文献４には、交流電力を直流電力に変換する複数整流器ユニットを搭載する直流電源装置が非効率的な負荷率の運転である場合、整流器ユニットの台数を制御し、高電力変換効率で整流器ユニットを運転する直流電源装置として、整流器ユニットが出力電圧を分圧した検出電圧値と、基準電圧とを比較して出力電圧の制御を行い、ダイオードを介して出力電圧を出力し、稼働台数制御部が分圧回路の分圧比を制御し、整流ユニットの稼働制御を行う構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平１１−１２７５７３号公報
【特許文献２】特開２００７−１３５３７３号公報
【特許文献３】特開２０１０−１５４６１３号公報
【特許文献４】特開２０１０−１５４６１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
以下に関連技術の分析を与える。
【００１２】
上記引用文献１乃至４等の関連技術においては、複数の電源を並列接続し、装置の負荷電流に合わせて動作させる電源の個数を制御し、軽負荷の場合の電力変換効率の低下を防止する構成が開示されているが、単独で運転が可能な電源（コンバータ、コンバータユニット、整流器ユニット）を複数並列接続した構成において、電源の個数を制御している。
【００１３】
ここで、セル化したコンバータを複数備えた電源において複数のセル化したコンバータを個別にフィードバック制御する方式について検討すると、この方式では、制御部が複雑化する、という問題がある。電源のコンバータ部は、半導体チップへの集積化が進み、半導体スイッチング素子、チョークコイル（インダクタ）、コンデンサ（キャパシタ）等のパワー・デバイスを、１つのチップに集積化（ワンチップ化）する方向にある。今後、複数のセル化したコンバータを、例えばワンチップ上に搭載する構成の実現にあたり、該複数のセル化したコンバータを個別にフィードバック制御する方式は、制御部が複雑化することから、実用的ではない（以上、本発明者による分析）。
【００１４】
本発明は、上記知見に基づき創案されたものであって、さらなる改良を施し、軽負荷状態でも高い電源変換効率を維持し、省エネルギー化を図る電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明によれば、入力電源に共通に入力が接続された複数のコンバータと、前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路で検出された負荷電流値に応じてコンバータの並列運転数を算出し、運転するコンバータには前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータに対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路を備えた電源装置が提供される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、軽負荷状態でも高い電力変換効率が維持でき、省エネルギー化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】実施形態１の構成を示す図である。
【図２】実施形態２の構成を示す図である。
【図３】参考例の構成を示す図である。
【図４】参考例の動作を示す流れ図である。
【図５】セル化コンバータの構成を模式的に示す図である。
【図６】出力電圧特性を示す図である。
【図７】セル化コンバータの出力電圧特性を示す図である。
【図８】関連技術１の構成を示す図である。
【図９】関連技術２の構成を示す図である。
【図１０】変換効率特性の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明を実施するいくつかの好ましい態様（Ｐｒｅｆｅｒｒｅｄ Ｍｏｄｅｓ）によれば、入力電源（５）に共通に入力が接続された複数のコンバータ（図１の８又は図２の１１）と、前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷装置（６）との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路（２）と、前記電流検出回路（２）で検出された負荷電流値に応じてコンバータ（８）の並列運転数を算出し、並列運転するコンバータ（図１の８又は図２の１１）には、前記コンバータ内のスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータに対して前記コンバータ内のスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路（図１の９又は図２の１２）を備える。
【００１９】
また、いくつかの好ましい態様の１つによれば、前記制御回路（９）は、前記コンバータ（８）の出力電圧のフィードバック制御を行い、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を、並列運転する複数のコンバータ（８）に個別に供給する構成としてもよい。この場合、前記制御回路（９）は、停止するコンバータのスイッチング素子に供給する前記ＰＷＭ信号を、前記コンバータのスイッチング素子をオフに固定する電位に固定する構成としてもよい。
【００２０】
あるいは、いくつかの好ましい態様によれば、前記制御回路（１２）は、前記コンバータの出力電圧のフィードバック制御は行わず、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ信号として、固定デューティのＰＷＭ信号を、並列運転するコンバータ（１１）に共通に供給する構成としてもよい。この場合、前記制御回路（１２）は、停止するコンバータに対して、前記停止するコンバータのスイッチング素子をオフ固定に設定するための制御信号を供給し、一方、運転するコンバータに対しては、前記制御信号のオフ固定を解除するようにしてもよい。いくつかの好ましい態様の１つによれば、固定デューティのＰＷＭ信号を並列運転する複数のコンバータ（１１）に共通に供給し、前記負荷電流と出力電圧の特性として、所定範囲の負荷電流に対応する出力電圧の差電圧（負荷電流の所定範囲の上限と下限にそれぞれ対応する出力電圧の電圧差）により、前記並列運転するコンバータの出力電圧／出力電流がバランスする、領域で動作させるようにしてもよい。
【００２１】
あるいは、いくつかの好ましい態様の別の１つによれば、前記制御回路（１２）は、前記コンバータ（１１）の出力電圧のフィードバック制御は行わず、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる固定デューティのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を並列運転するコンバータ（１１）に共通に供給し、入力電源電圧の変動に応じて、前記ＰＷＭ信号の固定デューティを、別の固定値のデューティに設定し、別の固定値のデューティのＰＷＭ信号を並列運転するコンバータに共通に供給するフィードフォワード（ｆｅｅｄ ｆｏｒｗａｒｄ）制御を行うようにしてもよい。
【００２２】
あるいは、いくつかの好ましい態様によれば、前記複数のコンバータが、スタンバイ状態(待機系、予備系)のコンバータを含む冗長構成とされ、前記コンバータの動作異常を検出する回路を備え、前記コンバータの動作異常を検出した場合に、前記制御回路へ通知し、前記制御回路は、異常が検出されたコンバータを停止させ、前記スタンバイ状態のコンバータを運用系として動作させるようにしてもよい。
【００２３】
いくつかの好ましい態様によれば、前記コンバータがスイッチング電源の電圧変換回路からなる。
【００２４】
いくつかの好ましい態様によれば、前記複数のコンバータを１つの半導体チップに集積化される。
【００２５】
以下、好ましい基本的な形態（基本概念）の一例を説明し、つづいて参考例、例示的な実施形態を説明する。
【００２６】
＜好ましい形態の一例＞
図５は、好ましい形態の一例の基本構成を示す図である。負荷電流の変動に応じて、並列接続された、複数のセル化コンバータ部１５のスイッチング素子のオン、オフを制御することで、全体の動作個数を調整し、出力電圧を高い変換効率を維持して制御する。なお、本明細書では、集積化した小型／小電力のコンバータを「セル化コンバータ」という。
【００２７】
前述したように、複数のセル化コンバータを備えた電源において、複数のセル化コンバータを、個別に、フィードバック制御する方式では、制御部が複雑化する。そこで、好ましい形態の１つにおいては、制御部１６は、複数のセル化コンバータ部１５に対して共通にＰＷＭ信号（例えば固定デューティのＰＷＭ信号）を生成出力する回路と、複数のセル化コンバータ部１５の各々を、個別に、オン又はオフさせる制御を行うコントロール回路で構成している。このような構成とすることで、制御部１６の構成、制御の簡素化が期待できる。また、セル化コンバータ部１５の多並列電源回路の実用化に資する。なお、デューティ（デューティ比）は、周期Ｔの矩形波のパルス幅をτとして、Ｄ＝τ／Ｔで与えられる。固定デューティとは、周期Ｔの矩形波に関してそのパルス幅τが一定であることをいう。
【００２８】
また、好ましい形態の１つによれば、複数の電源（コンバータ）を並列運転する構成において、負荷の変化に応じ高い変換効率を維持できるように、電源の並列構成をコントロールする。一般に、装置の最大消費電力に合わせて、電源（コンバータ）を複数並列運転する場合、単純に並列接続しただけでは、各電源（コンバータ）の出力電圧、及び、ライン・ドロップ（配線による電圧降下）等のバラツキにより、各電源（コンバータ）の出力電流が均等とならず、特定の電源（コンバータ）に負荷が集中するアンバランスな状態となる。そこで、電源の出力電圧を、負荷電流に対して、図６に示した出力電圧特性のように、傾斜する特性（右肩下がり：負荷電流の増大に伴い出力電圧が低下）を持たせることで、並列運転時の各々の電源（コンバータ）の負荷を均一化（出力電流の平準化）を行うカレント・シェア機能を具備している。
【００２９】
図１０を参照して説明したように、電源の電力変換効率ηは、負荷電流が軽くなるほど低下する。並列運転時の各々の電源において、カレント・シェア機能により負荷電流を均等に分散すると、装置の負荷が軽い場合には、各電源も均等に軽負荷状態となり、各電源の電力変換効率ηが著しく低下する。装置（負荷）は、常に最大負荷状態で使用されることは少なく、軽負荷の状態の方が時間的に長い場合がある。あるいは、装置によっては、スタンバイ状態が長時間継続するものもある。負荷に応じて、各電源の負荷電流が高い変換効率を得ることができる定格負荷電流の近傍になるように、余分な電源（セル化コンバータ）を個別にシャットダウン（オフ）し、稼働中の電源（コンバータ）の個数をコントロールする。この結果、装置の負荷状態に応じて常に高い変換効率を維持することができ省エネルギー化を図ることができる。
【００３０】
＜参考例＞
以下では、並列運転制御の参考例として、汎用性の高い並列運転可能なオンボード電源（ＯＢＰ：Ｏｎ Ｂｏａｒｄ Ｐｏｗｅｒ−ｓｕｐｐｌｙ）で構成した場合について説明する。特に制限されないが、オンボード電源は、市販製品を用いることができる。一般に、オンボード電源についても、負荷電流に対する電力変換効率の特性は、図１０に示すように、負荷率が定格負荷電流の約７５％で電力変換効率ηがピークとなり、約５０％以下から急激に低下する。この電力変換効率低下の原因は、オンボード電源内でスイッチング動作させるのに必要となる固定的に存在する回路電流、及び、スイッチング損失等の内部損失の比率が大きくなるためである。したがって、電力変換を効率的に行うには、オンボード電源の負荷電流を高い電力変換効率ηが得られる定格負荷近傍で使用するのが良いことになる。装置が軽負荷状態では、その負荷電流に見合った個数のオンボード電源で並列運転することで各動作中のオンボード電源の負荷電流を定格近傍にコントロールする。この時、余分なオンボード電源には、固定的に存在する内部損失を完全にシャットダウンするようにする。本実施形態では、オンボード電源の入力を遮断する。
【００３１】
図３を参照すると、この参考例の構成が示されている。図３において、並列接続された複数（ｍ個）のオンボード電源１と、複数（ｍ個）のオンボード電源１と装置（負荷）６の間に接続され、装置（負荷）６に流れる負荷電流を検出する電流検出回路２と、直流電源５と各オンボード電源１間に接続され、各オンボード電源１をシャットダウンする複数（ｍ個）の遮断機３と、装置６に流れる負荷電流に応じたオンボード電源１の並列個数を算出し、各遮断機３のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御するコントロール回路４を備えている。
【００３２】
＜並列運転数の導出手順＞
図４は、図３の参考例において、装置６の負荷電流が変化した場合の動作を説明するフローチャートである。
【００３３】
＜ステップ１＞
装置６の現在の負荷電流（Ｉｏｕｔ）を電流検出回路２で検出する（Ｓ１）。
【００３４】
＜ステップ２＞
電流検出回路２は、コントロール回路４へ負荷電流（Ｉｏｕｔ）情報を与える（Ｓ２）。
【００３５】
＜ステップ３＞
コントロール回路４は、電流検出回路２からの負荷電流（Ｉｏｕｔ）の値を基に、式（１）より、負荷電流に対し、並列接続しているオンボード電源１の最適個数（ｎ）を算出する（Ｓ３）。
【００３６】
ｎ＝Ｉｏｕｔ／Ｉｏｂｐ ・・・（１）
【００３７】
ただし、ｎは整数値であり、小数点以下は切り上げとする。また、Ｉｏｂｐは、使用オンボード電源の電力変換効率ηが最大となる負荷電流値である。
【００３８】
＜ステップ４＞
次に、並列のオンボード電源１が最適個数（ｎ）になるように、遮断機３へ遮断又は遮断解除の信号を送る（Ｓ４）。
【００３９】
＜ステップ５＞
検出された負荷電流に見合った電力変換効率ηを維持する電源が実現できる（Ｓ５）。
【００４０】
参考例において、装置６の負荷電流（Ｉｏｕｔ）の検出は、各オンボード電源１の負荷電流を各々検出し、加算した値を使用してもよい。
【００４１】
この参考例においては、装置６の負荷電流に応じて、オンボード電源の最適な並列運転数を調整することにより、各並列動作中のオンボード電源は、常に負荷電流に対して高い電力変換効率ηが得られる状態で動作することが可能となる。また、余分なオンボード電源は完全にシャットダウン（遮断）することから、損失を低減することができる。よって、装置システムの全体的な省エネルギー化を図ることができる。あるいは、市販オンボード電源を用いることで、容易に実現できる。このため、汎用性が高い。
【００４２】
＜例示的な実施形態１＞
例示的な実施形態１においては、個別に遮断制御機能を持たないコンバータを複数並列接続し、マイコン等のコントローラを用いて一括制御するように構成したものである。なお、並列運転するコンバータの最適個数（ｎ）の算出機能等、基本的構成は、図３の前記参考例に基づく。例示的な実施形態１においては、制御に必要な回路構成の統一による回路電流の削減を実現可能とし、負荷の状況に応じて、並列運転するコンバータの個数を容易にコントロールできるように工夫が施されている。
【００４３】
図１は、例示的な実施形態１の構成を示す図である。なお、図１では、簡単のため、直流電源５とコンバータ８、装置（負荷）６等の正極電源線と負極電源線は１本のラインで示されている。図１において、制御回路９は、各コンバータ８のスイッチング素子のスイッチング制御（ＰＷＭ制御）、及び、図３の前記参考例で説明した並列運転数の導出手順（図４）に従い、電流検出回路２で検出された負荷電流に応じて、コンバータ８の数の調整を行う。すなわち、図１の制御回路９は、図３の前記参考例で説明した装置６の負荷に応じたコンバータ８の数の調整を行うコントロール回路と、各コンバータ８のスイッチング制御を行う出力制御回路と、を備えている。
【００４４】
複数のコンバータ８を並列運転するフィードバック制御には、各種方式が知られているが、実施形態１では、制御回路９側で、個別にコンバータ８のＰＷＭ制御を行うものとする。なお、ＰＷＭ制御方式のスイッチング電源では、出力電圧と基準電圧の差を積分し、積分した電圧を三角波発振波形電圧と比較してスイッチング信号（ＰＷＭ信号）を生成し、このＰＷＭ信号がコンバータ８内のスイッチング素子の制御端子（スイッチング素子をＭＯＳトランジスタで構成する場合にはゲート端子）に供給される。例えばＰＷＭ信号のＨｉｇｈパルス期間、スイッチング素子をオンして出力電圧を上昇させ、ＰＷＭ信号のＬｏｗパルス期間、スイッチング素子をオフして出力電圧を下降させ、コンバータ８の出力電圧が基準電圧と等しくなるようにするフィードバック制御が行われる。
【００４５】
図１のコンバータ８は電圧変換回路（不図示）からなる。コンバータ８の出力電圧のフィードバック制御、コンバータ８内のスイッチング素子のオン・オフを制御するＰＷＭ信号の生成は、全て制御回路９側で行う。このため、マイコン等による一括制御により制御系回路を簡素化し（複数のコンバータ８の出力電圧をフィードバック制御する回路（ＰＷＭ制御回路）を１つの出力制御回路にまとめたことで簡素化を図る）、制御系回路の消費電流の低減等を図ることができる。
【００４６】
特に制限されないが、図１において、コンバータ８は、例えば降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源からなる。なお、コンバータ８自体は公知の構成を用いることができるため、図１には、その内部構成は図示されていない。例えば、非絶縁型降圧コンバータ（降圧チョッパ方式）の場合、直流電源５の正極端子は、コンバータ８内のいずれも図示されない、スイッチング素子、コイルを介して正極出力端子（負荷の正極端子）に接続され、直流電源５の負極端子は、コンバータ８内のいずれも図示されない、負極出力端子（負荷の負極端子）に接続され、正極出力端子と負極出力端子間にコンデンサ（平滑用コンデンサ）が設けられ、スイッチング素子とコイルの一端の接続点と負極出力端子間に、整流素子（ダイオード）を備えた構成とされる。あるいは、絶縁型降圧コンバータの場合、直流電源５の正極端子と負極端子間には、コンバータ８内のいずれも図示されないトランス１次側とスイッチング素子が接続され、トランス２次側に整流素子（ダイオード）、コイル、コンデンサを備えた構成とされる。
【００４７】
制御回路９は、前述したように、コンバータ８の出力電圧のフィードバック制御を行う。制御回路９から、各コンバータ８に個別に供給される信号１０は、ＰＷＭ出力を含むコンバータ制御信号である。
【００４８】
実施形態１は、図３の前記参考例と同様に、制御回路９内のコントロール回路は、装置６とコンバータ８の出力との間に配置された電流検出回路２における電流検出結果に基づき、負荷電流に応じて、動作するコンバータ８の個数を調整する。
【００４９】
動作を停止させる余分なコンバータ８には、制御回路９から送出される信号１０により、当該コンバータ８内のスイッチング素子をオフに固定することで該スイッチング素子の動作を停止させる。スイッチング素子を例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成する場合、制御回路９は、スイッチング素子の動作を停止させるため、信号１０として、本来のＰＷＭパルス出力のかわりに、Ｌｏｗ固定の信号１０をＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート端子に供給する。この制御の実装として、制御回路９のコントロール回路は、例えば、動作を停止させるコンバータ８に対しては、ＰＷＭ信号の出力をマスクしＬｏｗ固定の信号を信号１０として出力する制御を行うことで実現される。本実施形態によれば、余分なコンバータ８のスイッチング素子の動作を停止させることで、当該コンバータ８での損失をゼロにする。なお、制御回路９は、動作（運転）する各コンバータ８には、該コンバータ８のスイッチング素子をオン／オフさせるＰＷＭ信号を信号１０として各コンバータ８に個別に供給する。
【００５０】
実施形態１によれば、図３の前記参考例と同様に、装置６の負荷電流に見合った高電力変換効率ηを維持する多並列電源構成を実現することが可能とされ、図３の前記参考例と同様な効果が得られる。
【００５１】
なお、制御回路９内のコントロール回路において、電流検出回路２で検出された負荷電流（Ｉｏｕｔ）の値をもとに、式（１）より、負荷電流に対し、並列接続しているコンバータ８の最適個数（ｎ）を算出する。
【００５２】
コンバータ８の最適並列数（ｎ）の導出手順は、図４において、
ステップＳ３の「オンボード電源」を、「コンバータ」と読み替え、
ステップＳ４の「コントロール回路より遮断機に対し遮断／遮断解除の指令を出す」を、「制御回路よりコンバータに対して当該コンバータ内のスイッチング素子をオン／オフさせる信号をオフ固定とする、又はオフ固定を解除する」と読み替える。
【００５３】
＜例示的な実施形態２＞
次に例示的な実施形態２について説明する。この実施形態２においても、その基本的構成は、図１の前記例示的な実施形態１と同じである。図１の前記例示的な実施形態１においては、コンバータ８の制御は、出力電圧をフィードバックし、ＰＷＭ制御等で出力電圧が一定となるように制御している。これに対して、この実施形態２では、コンバータの部品、レイアウトを同一にし、固定のデューティのＰＷＭ信号でスイッチング素子をスイッチングさせるセル化したコンバータの並列数で出力電圧を制御している。
【００５４】
図２は、実施形態２の構成を示す図である。セル化コンバータ１１は、図１のコンバータ８と同様な機能を備え、集積化した小型／小電力のコンバータである（図５のセル化コンバータ部１５に対応する）。
【００５５】
実施形態２では、制御回路１２において、図３の上記参考例で説明した、電流検出回路２での負荷電流の検出結果に基づき、装置６の負荷に応じたコンバータ８の数の調整を行うコントロール回路と、各セル化コンバータ１１のスイッチング素子に対して共通に固定デューティのＰＷＭ信号を生成出力するＰＷＭ信号発生器を備えている。
【００５６】
実施形態２において、制御回路１２は、複数のセル化コンバータ１１に対して、その出力電圧のフィードバック制御は行わず、ＰＷＭ信号発生器で固定デューティのＰＷＭ信号を生成し、固定デューティ（Ｄ）のＰＷＭ信号は、セル化コンバータ１１内のスイッチング素子に供給され、セル化コンバータ１１内のスイッチング素子はＰＷＭ信号の１周期（Ｔ）において固定期間τ＝Ｄ×Ｔ（例えばＨｉｇｈ期間）オンとされ、ＰＷＭ信号の１周期Ｔの残りの固定期間Ｔ−τ（Ｌｏｗ期間）オフとされる。この点が、図１の実施形態１の制御回路９と相違している。その他の負荷の軽重に応じて並列運転させるセル化コンバータ１１の数の調整機能等は同じである。
【００５７】
制御回路１２から複数のセル化コンバータ１１に供給される信号１３は、制御回路１２のＰＷＭ信号発生器からの固定デューティのＰＷＭ信号（複数のセル化コンバータ１１に共通）と、制御回路１２のコントロール回路からのコンバータ制御信号（各セル化コンバータ１１に個別に供給され、セル化コンバータ１１をオフに制御する）を含む。特に制限されないが、例えば、動作を停止させるセル化コンバータ１１のスイッチング素子（不図示）には、制御回路１２内のコントロール回路から、セル化コンバータ１１のスイッチング素子をオフ固定に設定するコンバータ制御信号が供給される。セル化コンバータ１１のスイッチング素子がＮチャネルＭＯＳトランジスタの場合、例えばＬｏｗ電位のコンバータ制御信号が当該セル化コンバータ１１に供給され、当該セル化コンバータ１１では、Ｌｏｗ電位のコンバータ制御信号に基づき、ＰＷＭ信号発生器からの固定デューティのＰＷＭ信号をマスクして、当該セル化コンバータ１１内のスイッチング素子のゲートをＬｏｗ固定とし、該スイッチング素子のオフ固定とする構成してもよい。一方、運転するセル化コンバータ１１には、スイッチング素子のオフ固定を解除する値（例えばＨｉｇｈ電位）のコンバータ制御信号が供給され、ＰＷＭ信号発生器からの固定デューティのＰＷＭ信号を当該セル化コンバータ１１内のスイッチング素子のゲートに伝達する。なお、実施形態２において、コンバータ制御信号により、動作を停止するセル化コンバータ１１のスイッチング素子をオフ固定とし、運転するセル化コンバータ１１のスイッチング素子には、固定デューティのＰＷＭ信号を伝達してオン・オフさせる構成であれば、実装上は、任意の構成が用いられる。
【００５８】
次に、実施形態２の動作について説明する。セル化コンバータ１１は、入力電圧（Ｖｉｎ）とＰＷＭ信号のデューティ（Ｄ）が同じであれば、負荷電流に対する出力電圧（Ｖｏｕｔ）の特性は、例えば図７に示す特性となる。図７において、横軸は負荷電流、縦軸は出力電圧である。
【００５９】
この特性を大別すると、
（ａ） 軽負荷時にチョークコイルが間欠状態になり出力電圧が跳ね上がる領域、
（ｂ） 負荷電流に対し緩やかに出力電圧が変化する領域、
（ｃ） 過電流保護による垂下領域、
の三つの領域に分けられる。
【００６０】
降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの場合、図７の（ｂ）の領域（負荷が重くなるほど出力電圧は低下する）では、ＰＷＭ信号のデューティ（Ｄ）が固定のとき、入力電圧（Ｖｉｎ）、出力電圧（Ｖｏｕｔ）は次式（２）で表わされる。
【００６１】
Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎ×Ｄ ・・・（２）
【００６２】
出力電圧の変動ΔＶｏｕｔ（図７の領域（ｂ）の両端の出力電圧の差ΔＶｏｕｔ）は、負荷電流の変動によるパターン、部品等の電圧ドロップによる。
【００６３】
図７の領域（ｂ）の特性（図６の右肩下がりの傾斜特性に対応）は、複数のセル化コンバータ１１を並列運転する上で、電圧／電流バランス機能として作用する。したがって、電流検出回路２での負荷電流の検出結果に基づき、セル化コンバータ１１の並列動作数を決定した後に、並列運転される複数のセル化コンバータ１１は、ΔＶｏｕｔの範囲内で、出力電圧のバラツキ等が吸収され、出力電圧／電流がバランスされることになる。
【００６４】
よって、実施形態２においても、図３の参考例及び図１の前記例示的な実施形態１と同様の手法により、制御回路１２のコントロール回路において、負荷電流に応じてセル化コンバータ１１の並列運転数を調整することで、出力電圧の調整が可能となる。
【００６５】
なお、図７において、出力電圧の変動ΔＶｏｕｔの傾斜がないか、小さすぎると、各セル化コンバータ１１の出力電圧のバラツキ等により出力電圧の高いセル化コンバータ１１からのみ負荷電流が出力されることになり、その結果、バランスが大きく崩れる。
【００６６】
実施形態２によれば、図１の実施形態１と同じく、動作中のセル化コンバータ１１は常に電力変換効率ηが高い領域で使用されることとなる。よって、装置の状態変化に応じて省エネルギー化が維持される。
【００６７】
また、実施形態２によれば、セル化コンバータ１１の集積度を上げて小型／小電力化し、セル数を増やすことで出力の電圧精度をあげることが可能となる。
【００６８】
実施形態２では、セル化コンバータ１１を固定デューティで動作させ、並列運転数をコントロールする。実施形態２では、実施形態１と相違して、各コンバータを個別にＰＷＭ制御することは行わないことから、実施形態１と比べて、コントロール系回路の簡素化、及び、制御系での損失（ｐｏｗｅｒ ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）の低減をさらに図ることができる。
【００６９】
また、実施形態２において、電源回路への入力電圧の変動が大きいシステムに適用する場合、入力電圧（入力電源電圧）に応じて、各セル化コンバータ１１へマルチ出力しているＰＷＭ信号１３のデューティ（Ｄ）を変化させるフィードフォワード制御を追加することにより、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の精度を向上することができる。このため、実施形態２は、図３の前記参考例、図１の前記例示的な実施形態１の効果を奏することはもとより、出力電圧を安定化するフィードバック制御方式に比べ、出力電圧をセル化したコンバータ１１の並列運転数でコントロールするため電圧／電流を自動バランスが可能である（ただし、出力電圧の安定精度は、若干低下する）。
【００７０】
また、実施形態２によれば、個別に、ＰＷＭ制御する前記実施形態に比べ、制御回路の構成が簡素化される。この結果、実施形態２によれば、小型、低消費電力化を図ることができる。
【００７１】
＜例示的な実施形態３＞
次に、例示的な実施形態３について説明する。実施形態３は、直流電源と負荷装置間に、並列配置される複数のコンバータの少なくとも１つをスタンバイ状態（待機系、あるいは予備系ともいう）とした冗長構成が提供される。なお、図１又は図２に示したように、複数のコンバータの出力と負荷装置間に負荷電流を検出する電流検出回路を備え、制御回路において、負荷電流に基づき最適な並列運転数を導出し、余分なコンバータのスイッチング素子をオフとする構成とされる。
【００７２】
さらに、図１の各コンバータ８（あるいは図２のセル化コンバータ１１）に、動作異常を検出する回路（不図示）が追加される。動作異常を検出する回路は、例えば温度センサ等を含む。
【００７３】
動作異常を検出する回路においてコンバータの動作異常を検出した場合に（例えば検出温度が所定の温度以上である場合）、制御回路（図１の９、図２の１２）へ通知し、制御回路（図１の９、図２の１２）は、異常が検出されたコンバータを強制停止させ、スタンバイ状態の正常のコンバータを動作させることで、電源機能を維持させることができる。実施形態３によれば、このような冗長構成をとることで、電源回路の信頼性を向上させることができる。
【００７４】
上記実施形態１乃至３の電源回路（電源装置）は、一般的な電子機器装置の電源に適用される。
【００７５】
なお、上記の特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【００７６】
１ オンボード電源
２ 電流検出回路
３ 遮断機
４ コントロール回路
５ 入力電源（直流電源）
６ 装置
７ オン／オフ信号
８ コンバータ
９ 制御回路
１０ ＰＷＭ出力及びコンバータ制御信号
１１ セル化コンバータ
１２ 制御回路
１３ ＰＷＭ出力
１４ セル化した多並列電源回路構成
１５ セル化コンバータ部
１６ 制御部
１７ 負荷
１８ 電源（大電力）
１９ 電源（小電力）
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に関し、特に複数の電源を並列運転する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
装置（負荷）に電源を供給する電源回路は、該装置の最大消費電力に合わせて設計される。例えば図８に示すように、大電力の電源１８（一台）から装置（負荷）６に電源を供給する構成、あるいは、図９に示すように、並置された複数の小電力の電源１９の入力を入力直流電源５に共通に接続し、複数の電源１９の出力を共通接続して装置（負荷）６に電源を供給する構成が用いられる。なお、図９において、各電源１９の出力は、他の電源１９からの電流の逆流を防止するためのダイオード等を含む構成とされ、並列接続が可能とされる。
【０００３】
図８、図９の電源１８、１９として、スイッチング電源を用いる場合、該スイッチング電源の負荷変動による電力変換効率も変動する。負荷の変動に対する電力変換効率は、例えば図１０に示すような特性となる。図１０において、横軸は負荷率、縦軸は電力変換効率ηである。ここで、負荷率は、定格出力容量（単位：Ｗａｔｔ）（あるいは定格電流（単位：Ａｍｐｅｒｅ））に対する負荷容量（Ｗ）（負荷電流）の比率（百分率）で与えられる。また、電力変換効率ηは、入力電力ＰＩＮと出力電力ＰＯＵＴの比率
η＝ＰＯＵＴ／ＰＩＮ
で与えられる。
【０００４】
図１０に示すように、負荷が軽いほど（負荷率が低いほど）、電力変換効率ηが悪化する。電源回路は、常に最大負荷状態で使用されるということは少なく、むしろ、軽負荷の状態の方が時間的に長いというのが一般的である。装置６（図８又は図９）によっては、スタンバイ状態（軽負荷状態）が長時間継続するものもある。
【０００５】
軽負荷状態のときに、電源回路が通常の動作状態のままであると、電力変換効率ηが低下している状態で電源回路が動作することとなり、省エネルギー化の妨げとなる。
【０００６】
なお、特許文献１には、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列接続した構成を有し、軽負荷の場合の電力変換効率の低下を防止する技術として、出力端子と負荷との間に電流検出回路を備え、総電流量に応じて、動作させるＤＣ／ＤＣコンバータの個数を制御するＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路を備えた構成が開示されている。
【０００７】
また、特許文献２には、複数のコンバータユニットを並列接続した構成を有し、直流電力を入力し安定に制御された直流電圧を出力するコンバータ装置において、低負荷率時の効率を向上させる構成が開示されている。コンバータユニットは、運転動作モードと待機動作モードの動作モードを切り換える動作モード切替回路を有し、コンバータ装置の出力電圧が運転開始電圧以下であることが検出された場合に、運転動作モードに遷移し、電流検出回路で検出された電流が運転停止電流以下の場合、待機動作モードに切り替える構成が開示されている。
【０００８】
さらに、特許文献３には、交流電力を直流電力に変換する複数の整流器ユニットを搭載する直流電源装置が非効率的な負荷率の運転である場合、整流器ユニットの台数を制御し、高電力変換効率で整流器ユニットを運転する直流電源装置が開示されている。直流電力を出力する出力端子に対し並列に接続された複数の整流器ユニットと、整流器ユニット毎に整流器ユニットと交流電力源との間に設けられた配線用遮断器と、直流出力電力の電流値を測定し、測定した電流値を出力する電流センサと、電流値により整流器ユニット各々の交流から直流への変換する損失が最小となる整流器ユニットの稼働台数を求め、稼働台数の整流器ユニットから直流電力が出力されるよう制御する稼働台数制御部とを有し、稼働台数制御部が、稼働台数に対応するように、整流器ユニットに接続されている配線用遮断器の開閉制御を行う。
【０００９】
さらにまた、特許文献４には、交流電力を直流電力に変換する複数整流器ユニットを搭載する直流電源装置が非効率的な負荷率の運転である場合、整流器ユニットの台数を制御し、高電力変換効率で整流器ユニットを運転する直流電源装置として、整流器ユニットが出力電圧を分圧した検出電圧値と、基準電圧とを比較して出力電圧の制御を行い、ダイオードを介して出力電圧を出力し、稼働台数制御部が分圧回路の分圧比を制御し、整流ユニットの稼働制御を行う構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平１１−１２７５７３号公報
【特許文献２】特開２００７−１３５３７３号公報
【特許文献３】特開２０１０−１５４６１３号公報
【特許文献４】特開２０１０−１５４６１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
以下に関連技術の分析を与える。
【００１２】
上記引用文献１乃至４等の関連技術においては、複数の電源を並列接続し、装置の負荷電流に合わせて動作させる電源の個数を制御し、軽負荷の場合の電力変換効率の低下を防止する構成が開示されているが、単独で運転が可能な電源（コンバータ、コンバータユニット、整流器ユニット）を複数並列接続した構成において、電源の個数を制御している。
【００１３】
ここで、セル化したコンバータを複数備えた電源において複数のセル化したコンバータを個別にフィードバック制御する方式について検討すると、この方式では、制御部が複雑化する、という問題がある。電源のコンバータ部は、半導体チップへの集積化が進み、半導体スイッチング素子、チョークコイル（インダクタ）、コンデンサ（キャパシタ）等のパワー・デバイスを、１つのチップに集積化（ワンチップ化）する方向にある。今後、複数のセル化したコンバータを、例えばワンチップ上に搭載する構成の実現にあたり、該複数のセル化したコンバータを個別にフィードバック制御する方式は、制御部が複雑化することから、実用的ではない（以上、本発明者による分析）。
【００１４】
本発明は、上記知見に基づき創案されたものであって、さらなる改良を施し、軽負荷状態でも高い電源変換効率を維持し、省エネルギー化を図る電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明によれば、入力電源に共通に入力が接続された複数のコンバータと、前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路で検出された負荷電流値に応じてコンバータの並列運転数を算出し、運転するコンバータには前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータに対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路を備えた電源装置が提供される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、軽負荷状態でも高い電力変換効率が維持でき、省エネルギー化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】実施形態１の構成を示す図である。
【図２】実施形態２の構成を示す図である。
【図３】参考例の構成を示す図である。
【図４】参考例の動作を示す流れ図である。
【図５】セル化コンバータの構成を模式的に示す図である。
【図６】出力電圧特性を示す図である。
【図７】セル化コンバータの出力電圧特性を示す図である。
【図８】関連技術１の構成を示す図である。
【図９】関連技術２の構成を示す図である。
【図１０】変換効率特性の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明を実施するいくつかの好ましい態様（Ｐｒｅｆｅｒｒｅｄ Ｍｏｄｅｓ）によれば、入力電源（５）に共通に入力が接続された複数のコンバータ（図１の８又は図２の１１）と、前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷装置（６）との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路（２）と、前記電流検出回路（２）で検出された負荷電流値に応じてコンバータ（８）の並列運転数を算出し、並列運転するコンバータ（図１の８又は図２の１１）には、前記コンバータ内のスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータに対して前記コンバータ内のスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路（図１の９又は図２の１２）を備える。
【００１９】
また、いくつかの好ましい態様の１つによれば、前記制御回路（９）は、前記コンバータ（８）の出力電圧のフィードバック制御を行い、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を、並列運転する複数のコンバータ（８）に個別に供給する構成としてもよい。この場合、前記制御回路（９）は、停止するコンバータのスイッチング素子に供給する前記ＰＷＭ信号を、前記コンバータのスイッチング素子をオフに固定する電位に固定する構成としてもよい。
【００２０】
あるいは、いくつかの好ましい態様によれば、前記制御回路（１２）は、前記コンバータの出力電圧のフィードバック制御は行わず、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ信号として、固定デューティのＰＷＭ信号を、並列運転するコンバータ（１１）に共通に供給する構成としてもよい。この場合、前記制御回路（１２）は、停止するコンバータに対して、前記停止するコンバータのスイッチング素子をオフ固定に設定するための制御信号を供給し、一方、運転するコンバータに対しては、前記制御信号のオフ固定を解除するようにしてもよい。いくつかの好ましい態様の１つによれば、固定デューティのＰＷＭ信号を並列運転する複数のコンバータ（１１）に共通に供給し、前記負荷電流と出力電圧の特性として、所定範囲の負荷電流に対応する出力電圧の差電圧（負荷電流の所定範囲の上限と下限にそれぞれ対応する出力電圧の電圧差）により、前記並列運転するコンバータの出力電圧／出力電流がバランスする、領域で動作させるようにしてもよい。
【００２１】
あるいは、いくつかの好ましい態様の別の１つによれば、前記制御回路（１２）は、前記コンバータ（１１）の出力電圧のフィードバック制御は行わず、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる固定デューティのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を並列運転するコンバータ（１１）に共通に供給し、入力電源電圧の変動に応じて、前記ＰＷＭ信号の固定デューティを、別の固定値のデューティに設定し、別の固定値のデューティのＰＷＭ信号を並列運転するコンバータに共通に供給するフィードフォワード（ｆｅｅｄ ｆｏｒｗａｒｄ）制御を行うようにしてもよい。
【００２２】
あるいは、いくつかの好ましい態様によれば、前記複数のコンバータが、スタンバイ状態(待機系、予備系)のコンバータを含む冗長構成とされ、前記コンバータの動作異常を検出する回路を備え、前記コンバータの動作異常を検出した場合に、前記制御回路へ通知し、前記制御回路は、異常が検出されたコンバータを停止させ、前記スタンバイ状態のコンバータを運用系として動作させるようにしてもよい。
【００２３】
いくつかの好ましい態様によれば、前記コンバータがスイッチング電源の電圧変換回路からなる。
【００２４】
いくつかの好ましい態様によれば、前記複数のコンバータを１つの半導体チップに集積化される。
【００２５】
以下、好ましい基本的な形態（基本概念）の一例を説明し、つづいて参考例、例示的な実施形態を説明する。
【００２６】
＜好ましい形態の一例＞
図５は、好ましい形態の一例の基本構成を示す図である。負荷電流の変動に応じて、並列接続された、複数のセル化コンバータ部１５のスイッチング素子のオン、オフを制御することで、全体の動作個数を調整し、出力電圧を高い変換効率を維持して制御する。なお、本明細書では、集積化した小型／小電力のコンバータを「セル化コンバータ」という。
【００２７】
前述したように、複数のセル化コンバータを備えた電源において、複数のセル化コンバータを、個別に、フィードバック制御する方式では、制御部が複雑化する。そこで、好ましい形態の１つにおいては、制御部１６は、複数のセル化コンバータ部１５に対して共通にＰＷＭ信号（例えば固定デューティのＰＷＭ信号）を生成出力する回路と、複数のセル化コンバータ部１５の各々を、個別に、オン又はオフさせる制御を行うコントロール回路で構成している。このような構成とすることで、制御部１６の構成、制御の簡素化が期待できる。また、セル化コンバータ部１５の多並列電源回路の実用化に資する。なお、デューティ（デューティ比）は、周期Ｔの矩形波のパルス幅をτとして、Ｄ＝τ／Ｔで与えられる。固定デューティとは、周期Ｔの矩形波に関してそのパルス幅τが一定であることをいう。
【００２８】
また、好ましい形態の１つによれば、複数の電源（コンバータ）を並列運転する構成において、負荷の変化に応じ高い変換効率を維持できるように、電源の並列構成をコントロールする。一般に、装置の最大消費電力に合わせて、電源（コンバータ）を複数並列運転する場合、単純に並列接続しただけでは、各電源（コンバータ）の出力電圧、及び、ライン・ドロップ（配線による電圧降下）等のバラツキにより、各電源（コンバータ）の出力電流が均等とならず、特定の電源（コンバータ）に負荷が集中するアンバランスな状態となる。そこで、電源の出力電圧を、負荷電流に対して、図６に示した出力電圧特性のように、傾斜する特性（右肩下がり：負荷電流の増大に伴い出力電圧が低下）を持たせることで、並列運転時の各々の電源（コンバータ）の負荷を均一化（出力電流の平準化）を行うカレント・シェア機能を具備している。
【００２９】
図１０を参照して説明したように、電源の電力変換効率ηは、負荷電流が軽くなるほど低下する。並列運転時の各々の電源において、カレント・シェア機能により負荷電流を均等に分散すると、装置の負荷が軽い場合には、各電源も均等に軽負荷状態となり、各電源の電力変換効率ηが著しく低下する。装置（負荷）は、常に最大負荷状態で使用されることは少なく、軽負荷の状態の方が時間的に長い場合がある。あるいは、装置によっては、スタンバイ状態が長時間継続するものもある。負荷に応じて、各電源の負荷電流が高い変換効率を得ることができる定格負荷電流の近傍になるように、余分な電源（セル化コンバータ）を個別にシャットダウン（オフ）し、稼働中の電源（コンバータ）の個数をコントロールする。この結果、装置の負荷状態に応じて常に高い変換効率を維持することができ省エネルギー化を図ることができる。
【００３０】
＜参考例＞
以下では、並列運転制御の参考例として、汎用性の高い並列運転可能なオンボード電源（ＯＢＰ：Ｏｎ Ｂｏａｒｄ Ｐｏｗｅｒ−ｓｕｐｐｌｙ）で構成した場合について説明する。特に制限されないが、オンボード電源は、市販製品を用いることができる。一般に、オンボード電源についても、負荷電流に対する電力変換効率の特性は、図１０に示すように、負荷率が定格負荷電流の約７５％で電力変換効率ηがピークとなり、約５０％以下から急激に低下する。この電力変換効率低下の原因は、オンボード電源内でスイッチング動作させるのに必要となる固定的に存在する回路電流、及び、スイッチング損失等の内部損失の比率が大きくなるためである。したがって、電力変換を効率的に行うには、オンボード電源の負荷電流を高い電力変換効率ηが得られる定格負荷近傍で使用するのが良いことになる。装置が軽負荷状態では、その負荷電流に見合った個数のオンボード電源で並列運転することで各動作中のオンボード電源の負荷電流を定格近傍にコントロールする。この時、余分なオンボード電源には、固定的に存在する内部損失を完全にシャットダウンするようにする。本実施形態では、オンボード電源の入力を遮断する。
【００３１】
図３を参照すると、この参考例の構成が示されている。図３において、並列接続された複数（ｍ個）のオンボード電源１と、複数（ｍ個）のオンボード電源１と装置（負荷）６の間に接続され、装置（負荷）６に流れる負荷電流を検出する電流検出回路２と、直流電源５と各オンボード電源１間に接続され、各オンボード電源１をシャットダウンする複数（ｍ個）の遮断機３と、装置６に流れる負荷電流に応じたオンボード電源１の並列個数を算出し、各遮断機３のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御するコントロール回路４を備えている。
【００３２】
＜並列運転数の導出手順＞
図４は、図３の参考例において、装置６の負荷電流が変化した場合の動作を説明するフローチャートである。
【００３３】
＜ステップ１＞
装置６の現在の負荷電流（Ｉｏｕｔ）を電流検出回路２で検出する（Ｓ１）。
【００３４】
＜ステップ２＞
電流検出回路２は、コントロール回路４へ負荷電流（Ｉｏｕｔ）情報を与える（Ｓ２）。
【００３５】
＜ステップ３＞
コントロール回路４は、電流検出回路２からの負荷電流（Ｉｏｕｔ）の値を基に、式（１）より、負荷電流に対し、並列接続しているオンボード電源１の最適個数（ｎ）を算出する（Ｓ３）。
【００３６】
ｎ＝Ｉｏｕｔ／Ｉｏｂｐ ・・・（１）
【００３７】
ただし、ｎは整数値であり、小数点以下は切り上げとする。また、Ｉｏｂｐは、使用オンボード電源の電力変換効率ηが最大となる負荷電流値である。
【００３８】
＜ステップ４＞
次に、並列のオンボード電源１が最適個数（ｎ）になるように、遮断機３へ遮断又は遮断解除の信号を送る（Ｓ４）。
【００３９】
＜ステップ５＞
検出された負荷電流に見合った電力変換効率ηを維持する電源が実現できる（Ｓ５）。
【００４０】
参考例において、装置６の負荷電流（Ｉｏｕｔ）の検出は、各オンボード電源１の負荷電流を各々検出し、加算した値を使用してもよい。
【００４１】
この参考例においては、装置６の負荷電流に応じて、オンボード電源の最適な並列運転数を調整することにより、各並列動作中のオンボード電源は、常に負荷電流に対して高い電力変換効率ηが得られる状態で動作することが可能となる。また、余分なオンボード電源は完全にシャットダウン（遮断）することから、損失を低減することができる。よって、装置システムの全体的な省エネルギー化を図ることができる。あるいは、市販オンボード電源を用いることで、容易に実現できる。このため、汎用性が高い。
【００４２】
＜例示的な実施形態１＞
例示的な実施形態１においては、個別に遮断制御機能を持たないコンバータを複数並列接続し、マイコン等のコントローラを用いて一括制御するように構成したものである。なお、並列運転するコンバータの最適個数（ｎ）の算出機能等、基本的構成は、図３の前記参考例に基づく。例示的な実施形態１においては、制御に必要な回路構成の統一による回路電流の削減を実現可能とし、負荷の状況に応じて、並列運転するコンバータの個数を容易にコントロールできるように工夫が施されている。
【００４３】
図１は、例示的な実施形態１の構成を示す図である。なお、図１では、簡単のため、直流電源５とコンバータ８、装置（負荷）６等の正極電源線と負極電源線は１本のラインで示されている。図１において、制御回路９は、各コンバータ８のスイッチング素子のスイッチング制御（ＰＷＭ制御）、及び、図３の前記参考例で説明した並列運転数の導出手順（図４）に従い、電流検出回路２で検出された負荷電流に応じて、コンバータ８の数の調整を行う。すなわち、図１の制御回路９は、図３の前記参考例で説明した装置６の負荷に応じたコンバータ８の数の調整を行うコントロール回路と、各コンバータ８のスイッチング制御を行う出力制御回路と、を備えている。
【００４４】
複数のコンバータ８を並列運転するフィードバック制御には、各種方式が知られているが、実施形態１では、制御回路９側で、個別にコンバータ８のＰＷＭ制御を行うものとする。なお、ＰＷＭ制御方式のスイッチング電源では、出力電圧と基準電圧の差を積分し、積分した電圧を三角波発振波形電圧と比較してスイッチング信号（ＰＷＭ信号）を生成し、このＰＷＭ信号がコンバータ８内のスイッチング素子の制御端子（スイッチング素子をＭＯＳトランジスタで構成する場合にはゲート端子）に供給される。例えばＰＷＭ信号のＨｉｇｈパルス期間、スイッチング素子をオンして出力電圧を上昇させ、ＰＷＭ信号のＬｏｗパルス期間、スイッチング素子をオフして出力電圧を下降させ、コンバータ８の出力電圧が基準電圧と等しくなるようにするフィードバック制御が行われる。
【００４５】
図１のコンバータ８は電圧変換回路（不図示）からなる。コンバータ８の出力電圧のフィードバック制御、コンバータ８内のスイッチング素子のオン・オフを制御するＰＷＭ信号の生成は、全て制御回路９側で行う。このため、マイコン等による一括制御により制御系回路を簡素化し（複数のコンバータ８の出力電圧をフィードバック制御する回路（ＰＷＭ制御回路）を１つの出力制御回路にまとめたことで簡素化を図る）、制御系回路の消費電流の低減等を図ることができる。
【００４６】
特に制限されないが、図１において、コンバータ８は、例えば降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源からなる。なお、コンバータ８自体は公知の構成を用いることができるため、図１には、その内部構成は図示されていない。例えば、非絶縁型降圧コンバータ（降圧チョッパ方式）の場合、直流電源５の正極端子は、コンバータ８内のいずれも図示されない、スイッチング素子、コイルを介して正極出力端子（負荷の正極端子）に接続され、直流電源５の負極端子は、コンバータ８内のいずれも図示されない、負極出力端子（負荷の負極端子）に接続され、正極出力端子と負極出力端子間にコンデンサ（平滑用コンデンサ）が設けられ、スイッチング素子とコイルの一端の接続点と負極出力端子間に、整流素子（ダイオード）を備えた構成とされる。あるいは、絶縁型降圧コンバータの場合、直流電源５の正極端子と負極端子間には、コンバータ８内のいずれも図示されないトランス１次側とスイッチング素子が接続され、トランス２次側に整流素子（ダイオード）、コイル、コンデンサを備えた構成とされる。
【００４７】
制御回路９は、前述したように、コンバータ８の出力電圧のフィードバック制御を行う。制御回路９から、各コンバータ８に個別に供給される信号１０は、ＰＷＭ出力を含むコンバータ制御信号である。
【００４８】
実施形態１は、図３の前記参考例と同様に、制御回路９内のコントロール回路は、装置６とコンバータ８の出力との間に配置された電流検出回路２における電流検出結果に基づき、負荷電流に応じて、動作するコンバータ８の個数を調整する。
【００４９】
動作を停止させる余分なコンバータ８には、制御回路９から送出される信号１０により、当該コンバータ８内のスイッチング素子をオフに固定することで該スイッチング素子の動作を停止させる。スイッチング素子を例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成する場合、制御回路９は、スイッチング素子の動作を停止させるため、信号１０として、本来のＰＷＭパルス出力のかわりに、Ｌｏｗ固定の信号１０をＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート端子に供給する。この制御の実装として、制御回路９のコントロール回路は、例えば、動作を停止させるコンバータ８に対しては、ＰＷＭ信号の出力をマスクしＬｏｗ固定の信号を信号１０として出力する制御を行うことで実現される。本実施形態によれば、余分なコンバータ８のスイッチング素子の動作を停止させることで、当該コンバータ８での損失をゼロにする。なお、制御回路９は、動作（運転）する各コンバータ８には、該コンバータ８のスイッチング素子をオン／オフさせるＰＷＭ信号を信号１０として各コンバータ８に個別に供給する。
【００５０】
実施形態１によれば、図３の前記参考例と同様に、装置６の負荷電流に見合った高電力変換効率ηを維持する多並列電源構成を実現することが可能とされ、図３の前記参考例と同様な効果が得られる。
【００５１】
なお、制御回路９内のコントロール回路において、電流検出回路２で検出された負荷電流（Ｉｏｕｔ）の値をもとに、式（１）より、負荷電流に対し、並列接続しているコンバータ８の最適個数（ｎ）を算出する。
【００５２】
コンバータ８の最適並列数（ｎ）の導出手順は、図４において、
ステップＳ３の「オンボード電源」を、「コンバータ」と読み替え、
ステップＳ４の「コントロール回路より遮断機に対し遮断／遮断解除の指令を出す」を、「制御回路よりコンバータに対して当該コンバータ内のスイッチング素子をオン／オフさせる信号をオフ固定とする、又はオフ固定を解除する」と読み替える。
【００５３】
＜例示的な実施形態２＞
次に例示的な実施形態２について説明する。この実施形態２においても、その基本的構成は、図１の前記例示的な実施形態１と同じである。図１の前記例示的な実施形態１においては、コンバータ８の制御は、出力電圧をフィードバックし、ＰＷＭ制御等で出力電圧が一定となるように制御している。これに対して、この実施形態２では、コンバータの部品、レイアウトを同一にし、固定のデューティのＰＷＭ信号でスイッチング素子をスイッチングさせるセル化したコンバータの並列数で出力電圧を制御している。
【００５４】
図２は、実施形態２の構成を示す図である。セル化コンバータ１１は、図１のコンバータ８と同様な機能を備え、集積化した小型／小電力のコンバータである（図５のセル化コンバータ部１５に対応する）。
【００５５】
実施形態２では、制御回路１２において、図３の上記参考例で説明した、電流検出回路２での負荷電流の検出結果に基づき、装置６の負荷に応じたコンバータ８の数の調整を行うコントロール回路と、各セル化コンバータ１１のスイッチング素子に対して共通に固定デューティのＰＷＭ信号を生成出力するＰＷＭ信号発生器を備えている。
【００５６】
実施形態２において、制御回路１２は、複数のセル化コンバータ１１に対して、その出力電圧のフィードバック制御は行わず、ＰＷＭ信号発生器で固定デューティのＰＷＭ信号を生成し、固定デューティ（Ｄ）のＰＷＭ信号は、セル化コンバータ１１内のスイッチング素子に供給され、セル化コンバータ１１内のスイッチング素子はＰＷＭ信号の１周期（Ｔ）において固定期間τ＝Ｄ×Ｔ（例えばＨｉｇｈ期間）オンとされ、ＰＷＭ信号の１周期Ｔの残りの固定期間Ｔ−τ（Ｌｏｗ期間）オフとされる。この点が、図１の実施形態１の制御回路９と相違している。その他の負荷の軽重に応じて並列運転させるセル化コンバータ１１の数の調整機能等は同じである。
【００５７】
制御回路１２から複数のセル化コンバータ１１に供給される信号１３は、制御回路１２のＰＷＭ信号発生器からの固定デューティのＰＷＭ信号（複数のセル化コンバータ１１に共通）と、制御回路１２のコントロール回路からのコンバータ制御信号（各セル化コンバータ１１に個別に供給され、セル化コンバータ１１をオフに制御する）を含む。特に制限されないが、例えば、動作を停止させるセル化コンバータ１１のスイッチング素子（不図示）には、制御回路１２内のコントロール回路から、セル化コンバータ１１のスイッチング素子をオフ固定に設定するコンバータ制御信号が供給される。セル化コンバータ１１のスイッチング素子がＮチャネルＭＯＳトランジスタの場合、例えばＬｏｗ電位のコンバータ制御信号が当該セル化コンバータ１１に供給され、当該セル化コンバータ１１では、Ｌｏｗ電位のコンバータ制御信号に基づき、ＰＷＭ信号発生器からの固定デューティのＰＷＭ信号をマスクして、当該セル化コンバータ１１内のスイッチング素子のゲートをＬｏｗ固定とし、該スイッチング素子のオフ固定とする構成してもよい。一方、運転するセル化コンバータ１１には、スイッチング素子のオフ固定を解除する値（例えばＨｉｇｈ電位）のコンバータ制御信号が供給され、ＰＷＭ信号発生器からの固定デューティのＰＷＭ信号を当該セル化コンバータ１１内のスイッチング素子のゲートに伝達する。なお、実施形態２において、コンバータ制御信号により、動作を停止するセル化コンバータ１１のスイッチング素子をオフ固定とし、運転するセル化コンバータ１１のスイッチング素子には、固定デューティのＰＷＭ信号を伝達してオン・オフさせる構成であれば、実装上は、任意の構成が用いられる。
【００５８】
次に、実施形態２の動作について説明する。セル化コンバータ１１は、入力電圧（Ｖｉｎ）とＰＷＭ信号のデューティ（Ｄ）が同じであれば、負荷電流に対する出力電圧（Ｖｏｕｔ）の特性は、例えば図７に示す特性となる。図７において、横軸は負荷電流、縦軸は出力電圧である。
【００５９】
この特性を大別すると、
（ａ） 軽負荷時にチョークコイルが間欠状態になり出力電圧が跳ね上がる領域、
（ｂ） 負荷電流に対し緩やかに出力電圧が変化する領域、
（ｃ） 過電流保護による垂下領域、
の三つの領域に分けられる。
【００６０】
降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの場合、図７の（ｂ）の領域（負荷が重くなるほど出力電圧は低下する）では、ＰＷＭ信号のデューティ（Ｄ）が固定のとき、入力電圧（Ｖｉｎ）、出力電圧（Ｖｏｕｔ）は次式（２）で表わされる。
【００６１】
Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎ×Ｄ ・・・（２）
【００６２】
出力電圧の変動ΔＶｏｕｔ（図７の領域（ｂ）の両端の出力電圧の差ΔＶｏｕｔ）は、負荷電流の変動によるパターン、部品等の電圧ドロップによる。
【００６３】
図７の領域（ｂ）の特性（図６の右肩下がりの傾斜特性に対応）は、複数のセル化コンバータ１１を並列運転する上で、電圧／電流バランス機能として作用する。したがって、電流検出回路２での負荷電流の検出結果に基づき、セル化コンバータ１１の並列動作数を決定した後に、並列運転される複数のセル化コンバータ１１は、ΔＶｏｕｔの範囲内で、出力電圧のバラツキ等が吸収され、出力電圧／電流がバランスされることになる。
【００６４】
よって、実施形態２においても、図３の参考例及び図１の前記例示的な実施形態１と同様の手法により、制御回路１２のコントロール回路において、負荷電流に応じてセル化コンバータ１１の並列運転数を調整することで、出力電圧の調整が可能となる。
【００６５】
なお、図７において、出力電圧の変動ΔＶｏｕｔの傾斜がないか、小さすぎると、各セル化コンバータ１１の出力電圧のバラツキ等により出力電圧の高いセル化コンバータ１１からのみ負荷電流が出力されることになり、その結果、バランスが大きく崩れる。
【００６６】
実施形態２によれば、図１の実施形態１と同じく、動作中のセル化コンバータ１１は常に電力変換効率ηが高い領域で使用されることとなる。よって、装置の状態変化に応じて省エネルギー化が維持される。
【００６７】
また、実施形態２によれば、セル化コンバータ１１の集積度を上げて小型／小電力化し、セル数を増やすことで出力の電圧精度をあげることが可能となる。
【００６８】
実施形態２では、セル化コンバータ１１を固定デューティで動作させ、並列運転数をコントロールする。実施形態２では、実施形態１と相違して、各コンバータを個別にＰＷＭ制御することは行わないことから、実施形態１と比べて、コントロール系回路の簡素化、及び、制御系での損失（ｐｏｗｅｒ ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）の低減をさらに図ることができる。
【００６９】
また、実施形態２において、電源回路への入力電圧の変動が大きいシステムに適用する場合、入力電圧（入力電源電圧）に応じて、各セル化コンバータ１１へマルチ出力しているＰＷＭ信号１３のデューティ（Ｄ）を変化させるフィードフォワード制御を追加することにより、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の精度を向上することができる。このため、実施形態２は、図３の前記参考例、図１の前記例示的な実施形態１の効果を奏することはもとより、出力電圧を安定化するフィードバック制御方式に比べ、出力電圧をセル化したコンバータ１１の並列運転数でコントロールするため電圧／電流を自動バランスが可能である（ただし、出力電圧の安定精度は、若干低下する）。
【００７０】
また、実施形態２によれば、個別に、ＰＷＭ制御する前記実施形態に比べ、制御回路の構成が簡素化される。この結果、実施形態２によれば、小型、低消費電力化を図ることができる。
【００７１】
＜例示的な実施形態３＞
次に、例示的な実施形態３について説明する。実施形態３は、直流電源と負荷装置間に、並列配置される複数のコンバータの少なくとも１つをスタンバイ状態（待機系、あるいは予備系ともいう）とした冗長構成が提供される。なお、図１又は図２に示したように、複数のコンバータの出力と負荷装置間に負荷電流を検出する電流検出回路を備え、制御回路において、負荷電流に基づき最適な並列運転数を導出し、余分なコンバータのスイッチング素子をオフとする構成とされる。
【００７２】
さらに、図１の各コンバータ８（あるいは図２のセル化コンバータ１１）に、動作異常を検出する回路（不図示）が追加される。動作異常を検出する回路は、例えば温度センサ等を含む。
【００７３】
動作異常を検出する回路においてコンバータの動作異常を検出した場合に（例えば検出温度が所定の温度以上である場合）、制御回路（図１の９、図２の１２）へ通知し、制御回路（図１の９、図２の１２）は、異常が検出されたコンバータを強制停止させ、スタンバイ状態の正常のコンバータを動作させることで、電源機能を維持させることができる。実施形態３によれば、このような冗長構成をとることで、電源回路の信頼性を向上させることができる。
【００７４】
上記実施形態１乃至３の電源回路（電源装置）は、一般的な電子機器装置の電源に適用される。
【００７５】
なお、上記の特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【００７６】
１ オンボード電源
２ 電流検出回路
３ 遮断機
４ コントロール回路
５ 入力電源（直流電源）
６ 装置
７ オン／オフ信号
８ コンバータ
９ 制御回路
１０ ＰＷＭ出力及びコンバータ制御信号
１１ セル化コンバータ
１２ 制御回路
１３ ＰＷＭ出力
１４ セル化した多並列電源回路構成
１５ セル化コンバータ部
１６ 制御部
１７ 負荷
１８ 電源（大電力）
１９ 電源（小電力）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源に共通に入力が接続された複数のコンバータと、
前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路で検出された負荷電流値に応じてコンバータの並列運転数を算出し、運転するコンバータには前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータに対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路と、
を備えた、ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記コンバータの出力電圧のフィードバック制御を行い、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を並列運転するコンバータに個別に供給する、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、停止するコンバータに対して、前記ＰＷＭ信号を、前記停止するコンバータのスイッチング素子をオフ固定とする電位に固定する、ことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記コンバータの出力電圧のフィードバック制御を行わず、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる固定デューティのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を、並列運転するコンバータに共通に供給する、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、停止するコンバータに対して、前記停止するコンバータのスイッチング素子をオフ固定に設定する制御信号を供給し、運転するコンバータに対しては、前記制御信号のオフ固定を解除する、ことを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記負荷電流と前記出力電圧の特性として、所定範囲の前記負荷電流に対応する前記出力電圧の差電圧により、前記並列運転するコンバータの出力電圧、出力電流がバランスする、領域で動作させる、ことを特徴とする請求項４又は５記載の電源装置。
【請求項７】
前記制御回路は、前記コンバータの出力電圧のフィードバック制御を行わず、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる固定デューティのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を並列運転するコンバータに共通に供給し、
前記入力電源電圧の変動に応じて、前記ＰＷＭ信号のデューティの固定値を、別の固定値に設定し、前記別の固定値のデューティのＰＷＭ信号を、並列運転するコンバータに共通に供給するフィードフォワード制御を行う、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項８】
前記複数のコンバータが、スタンバイ状態のコンバータを少なくとも１つ含む冗長構成とされ、
前記コンバータの動作異常を検出する回路を備え、
前記コンバータの動作異常を検出した場合に、前記制御回路へ通知し、
前記制御回路は、異常が検出されたコンバータを停止させ、前記スタンバイ状態のコンバータを動作させる、ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項９】
前記コンバータが、スイッチング電源の電圧変換回路からなる、ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記複数のコンバータを１つの半導体チップに集積化してなる請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１】
入力電源に共通に入力が接続された複数のコンバータと、
前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路で検出された負荷電流値に応じてコンバータの並列運転数を算出し、運転するコンバータには前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータに対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路と、
を備えた、ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記コンバータの出力電圧のフィードバック制御を行い、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を並列運転するコンバータに個別に供給する、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、停止するコンバータに対して、前記ＰＷＭ信号を、前記停止するコンバータのスイッチング素子をオフ固定とする電位に固定する、ことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記コンバータの出力電圧のフィードバック制御を行わず、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる固定デューティのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を、並列運転するコンバータに共通に供給する、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、停止するコンバータに対して、前記停止するコンバータのスイッチング素子をオフ固定に設定する制御信号を供給し、運転するコンバータに対しては、前記制御信号のオフ固定を解除する、ことを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記負荷電流と前記出力電圧の特性として、所定範囲の前記負荷電流に対応する前記出力電圧の差電圧により、前記並列運転するコンバータの出力電圧、出力電流がバランスする、領域で動作させる、ことを特徴とする請求項４又は５記載の電源装置。
【請求項７】
前記制御回路は、前記コンバータの出力電圧のフィードバック制御を行わず、前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる固定デューティのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を並列運転するコンバータに共通に供給し、
前記入力電源電圧の変動に応じて、前記ＰＷＭ信号のデューティの固定値を、別の固定値に設定し、前記別の固定値のデューティのＰＷＭ信号を、並列運転するコンバータに共通に供給するフィードフォワード制御を行う、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項８】
前記複数のコンバータが、スタンバイ状態のコンバータを少なくとも１つ含む冗長構成とされ、
前記コンバータの動作異常を検出する回路を備え、
前記コンバータの動作異常を検出した場合に、前記制御回路へ通知し、
前記制御回路は、異常が検出されたコンバータを停止させ、前記スタンバイ状態のコンバータを動作させる、ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項９】
前記コンバータが、スイッチング電源の電圧変換回路からなる、ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記複数のコンバータを１つの半導体チップに集積化してなる請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１２−２１００１３（Ｐ２０１２−２１００１３Ａ）
【公開日】平成２４年１０月２５日（２０１２．１０．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−７２３４４（Ｐ２０１１−７２３４４）
【出願日】平成２３年３月２９日（２０１１．３．２９）
【出願人】（０００２３２２５４）日本電気通信システム株式会社 (586)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月２５日（２０１２．１０．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月２９日（２０１１．３．２９）
【出願人】（０００２３２２５４）日本電気通信システム株式会社 (586)
【Ｆターム（参考）】
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