ダイバーシチ受信システム
【課題】線路の沿線に複数の基地局１，２を有する移動体通信システムにおいて，高速フェージングやビート干渉の影響を少なくした受信品質の良いダイバーシチ受信システムを実現する。
【解決手段】基地局１，２では，基準周波数信号発生手段１４から受信した基準周波数信号によりキャリアの周波数を同期させ，キャリア周波数を一致させて電波を発射する。移動局１０におけるダイバーシチ受信用の２つの移動局アンテナ１１，１２は，各基地局１，２からの電波伝搬路長の位相関係により，一方の移動局アンテナで受信する２つの電波の位相が打ち消しあうときには，他方の移動局アンテナで受信する２つの電波の位相が加算しあうように定められた配置条件に従って，移動局１０上に配置される。
【解決手段】基地局１，２では，基準周波数信号発生手段１４から受信した基準周波数信号によりキャリアの周波数を同期させ，キャリア周波数を一致させて電波を発射する。移動局１０におけるダイバーシチ受信用の２つの移動局アンテナ１１，１２は，各基地局１，２からの電波伝搬路長の位相関係により，一方の移動局アンテナで受信する２つの電波の位相が打ち消しあうときには，他方の移動局アンテナで受信する２つの電波の位相が加算しあうように定められた配置条件に従って，移動局１０上に配置される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，線路を移動する移動局とその線路に沿って配置された基地局が複数存在する移動通信システムに関し，特に，簡易な装置構成により移動局側において良好な受信品質を得るためのダイバーシチ受信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の基地局を有する移動通信システムにおいて，多くの移動局に同一の情報を同時に伝達する場合，それぞれの基地局から同じ情報を，同じ値のキャリア周波数で送信する同一周波数複局同時送信方式が用いられる。列車無線システム等のような業務用移動通信システムでは，周波数利用効率の面からも，同一周波数複局同時送信方式は有効とされている。
【０００３】
しかしながら，この場合のキャリアは，「設計値として同一周波数」のキャリアであって，実際には，各々の基地局のキャリアの発振源は独立している。そのため，複数の基地局から設計値が同じ周波数のキャリアを使って電波を発射する場合，基地局毎のキャリアの発振源が異なると，それぞれの実際のキャリア周波数は，厳密には同一周波数ではなく，キャリア周波数の差によってビート干渉が発生する問題がある。
【０００４】
また，移動局は，複雑に反射や回折を行うマルチパス伝搬路の環境下で電波を受信しながら移動することによって，高速フェージング等の影響を受けるため，受信信号の品質は大きく劣化する。
【０００５】
以上の背景技術について，図１の例に従ってさらに詳しく説明する。図１は，列車無線システムの一例の概要を示す図である。
【０００６】
図１に示す列車無線システムは，複数の基地局１，２，３と，移動局１０と，中央装置５を備えている。移動局１０は，線路４上を移動する。基地局１〜３は，線路４に沿って配置されており，各々の基地局１〜３では，中央装置５から伝送路６を介して情報信号を受信する。
【０００７】
基地局１〜３は，中央装置５から受信した情報信号を，「設計値として同一周波数」のキャリア周波数の電波で，各々のアンテナ７〜９を用いて送信する。移動局１０では，少なくとも２本の移動局アンテナ１１および１２を用いて，その情報信号を受信する。
【０００８】
基地局１からの電波と基地局２からの電波は，同一周波数複局同時送信方式により発射されるが，キャリアの発振源が異なると，ビート干渉の原因になる。すなわち，移動局１０が基地局１と基地局２との間にある場合，基地局１のキャリア周波数ｆ1 と基地局２のキャリア周波数ｆ2 とが，「設計値として同一周波数」で設計されていても，それぞれの周波数の発振源が異なれば，キャリア周波数ｆ1 とｆ2 とが完全に一致するということはなく，多少の周波数差Δｆが発生する。そのため，この周波数差Δｆによって，受信側の移動局１０においてビート干渉が発生する。このビート干渉は，移動局１０が基地局１と基地局２の中央付近にあって，それぞれの基地局１および２から到達する電波が同程度の強さで受信される場合に最も大きく変動する。
【０００９】
例えば，周波数１５０ＭＨｚ帯のキャリアでは，各々の基地局において発振源として１×１０-6の安定度のクリスタルを使用すれば，Δｆ＝ｆ1 −ｆ2 ＝１５０Ｈｚの周波数差によるビートが発生する。
【００１０】
また，周辺の建物，立地環境等による電波の反射や散乱によりマルチパス伝搬となるため，このような電波伝搬環境下を移動局１０が移動することによって高速フェージングの影響を受ける。
【００１１】
従来の高速フェージングやビート干渉の対策としては，非特許文献１に示されているように，同じ情報を複数の基地局から送信するにあたって，それぞれの基地局側で送信タイミングを遅延させるか，または送信する信号の波形を異なる波形となるように波形ひずみを挿入するなどの処理を施して送信する方法がとられていた。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】久保，岡崎，棚田，村上：「送信ダイバーシチと適応等化器によるビート干渉抑圧方式に関する一検討」，電子情報通信学会論文誌 Ｂ，Ｖｏｌ．Ｊ８６−Ｂ，Ｎｏ．３，ｐｐ．４６８−４７６，２００３年３月。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
高速フェージングやビート干渉による受信品質の劣化を回避するために，前述の非特許文献１に示されている方法では，各基地局が送信タイミングをずらしたり，波形を制御するというような信号の加工が必要となるだけでなく，それぞれの移動局では，各基地局から加工されて送られてきた信号を受信するために，適応等化器による補償が必要となり，複雑な処理が必要であった。その結果として，基地局と移動局の両方で，回路構成が複雑になるだけでなく，そのための検査および保守項目が増えるなど，初期コストだけでなく，維持コストにおいても経済的に負担となる側面があった。
【００１４】
本発明は，列車無線システムのように線路を移動する移動局とその線路に沿って配置された基地局が複数存在する移動通信システムにおいて，複数の基地局からの電波干渉で発生するビート干渉や，高速フェージング等の影響を低減し，簡易かつ安価な装置構成により移動局において良好な受信品質を実現するダイバーシチ受信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は，上記課題を解決するため，移動局側に，第１の移動局アンテナと第２の移動局アンテナの２本の移動局アンテナを設けて，ダイバーシチ受信を行うものであり，移動局アンテナの位置関係を次のように定める。
【００１６】
複数の基地局のうち，例えば最も電波伝搬条件の悪い区間に隣接する２つの基地局を選び，第Ｎ番目の基地局と第Ｎ＋１番目の基地局とし，前記第Ｎ番目の基地局から第Ｎ番目の基地局アンテナを使って送信し，前記第Ｎ＋１番目の基地局から第Ｎ＋１番目の基地局アンテナを使って送信するものとし，
前記第Ｎ番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第１の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＸ1 ，
前記第Ｎ＋１番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第１の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＸ2 ，
前記第Ｎ番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第２の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＹ1 ，
前記第Ｎ＋１番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第２の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＹ2 ，
電波の波長をλとした場合，
前記２つの移動局アンテナが，前記第Ｎ番目の基地局アンテナと前記第Ｎ＋１番目の基地局アンテナの中央付近に存在し，かつ一方の移動局アンテナが，Ｘ1 ＝Ｘ2 ，またはＹ1 ＝Ｙ2 のいずれかになるように存在するときに，
［１］受信品質を劣化させないようにする方法として，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−Ｍ×λ｜≧λ／１０ …(1)
を，任意の整数Ｍの値に対して満足するように前記２つの移動局アンテナの配置を定める。
［２］また，上記式(1) を満足する条件のうち，比較的有効な方法として，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／４ …(2)
を，任意の整数ｋに対して満足するように２つの移動局アンテナを配置する。
［３］さらに，上記式(2) を満足する条件のうち，最も有効な方法として，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２) ｜≦λ／１０ …(3)
を，任意の整数ｋに対して満足するように２つの移動局アンテナを配置する。
【００１７】
複数の基地からの送信は，それぞれの基地局に基地局アンテナを設けて，基地局アンテナから送信する代わりに，それぞれの基地局にＬＣＸ（漏洩同軸ケーブル：以下同様）を設けて，ＬＣＸから送信する場合があり，この場合も本発明に含まれる。
【００１８】
また，複数の基地局のキャリア周波数を全て同期させて，全く同じ周波数にすると，時間的にビート干渉による振幅変動が生じないために，それぞれの基地局のキャリア周波数が非同期な場合と比べて大幅な効果が期待される。そのため，本発明では，基準周波数信号を発生する手段を設けて，各基地局へ伝送手段により伝送し，各基地局のキャリア周波数を基準周波数信号に対して同期させる手段を設ける。
【００１９】
以上のように，本発明を構成することにより，基地局のキャリア周波数を同期させない場合に比べて，ビート干渉に対する受信品質の劣化を，より効果的に減少させることができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の方法に従って移動局アンテナを配置すれば，両方の移動局アンテナの受信レベルが同時に低い値にならないようになるだけでなく，片方の移動局アンテナの受信レベルが低いときには，他方の移動局アンテナの受信レベルが高くなるような位置関係に，２つの移動局アンテナが配置されることになる。
【００２１】
したがって，本発明によれば，２本の移動局アンテナの位置を最適な関係に定めることによって良好なダイバーシチ受信が可能になり，従来のような複雑で高価な方法を用いずに，ビート干渉対策やフェージング対策を実現することができる。
【００２２】
本発明では，基地局側が基地局アンテナではなく，ＬＣＸを使って送信する場合には，それぞれの基地局の中間はＬＣＸとＬＣＸの間に位置する。この場合は，いずれの基地局間でも電波伝搬環境が比較的単純であり同じ条件になる傾向があるため，より高いダイバーシチ受信効果が得られる。
【００２３】
さらに，本発明では，基地局の全てのキャリア周波数を全く同じ周波数になるように周波数同期させることにより，上記移動局アンテナの位置関係において時間的なビート干渉が生じなくなり，さらに優れたダイバーシチ受信を実現することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】列車無線システムの一例の概要を示す図である。
【図２】本発明の実施形態を説明するための第１の例を示す図である。
【図３】本発明の実施形態を説明するための第２の例を示す図である。
【図４】本発明の実施形態を説明するための第３の例を示す図である。
【図５】基地局の第１の構成例を示す図である。
【図６】基地局の第２の構成例を示す図である。
【図７】ダイバーシチ受信装置の第１の構成例を示す図である。
【図８】ダイバーシチ受信装置の第２の構成例を示す図である。
【図９】２つの基地局間の中心付近の電波の振幅と電力の大きさを示す図である。
【図１０】特定の移動局アンテナ間隔における２つの基地局間の中心付近の電波の振幅と電力の大きさを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下，本発明の実施形態を図面を用いながら詳細に説明する。
【００２６】
〔第１の例〕
図２は，本発明の実施形態を説明するための第１の例を示す図である。ダイバーシチ受信システムの構成の一例として，隣接する基地局１および基地局２，線路４，中央装置５，伝送路６，移動局１０からなるシステムを示す。この第１の例では，後に詳しく説明する本発明の効果を，より理解しやすくするために，仮に各基地局におけるキャリア周波数の同期をとらなかった場合の例について説明する。なお，基地局１と基地局２との間の中央付近は，他の基地局間の中央付近と比べて，最も電波伝搬条件が悪いものとする。例えば，線路４の沿線の地形や建物等の電波伝搬環境に大きな違いがない場合，２つの基地局間（基地局１，２の間）が，他の基地局間と比べて最も離れているときに，その最も離れている２つの基地局間の中央付近は，最も電波伝搬条件が悪いと考えられる。
【００２７】
中央装置５から送られる情報信号は，伝送路６を介して基地局１，２の各々へ送信される。基地局１，２は，受信した情報信号を同一の周波数で設計されたキャリア周波数による変調信号に変換し，基地局アンテナ７，８を介して電波信号として送信する。
【００２８】
図２の構成の場合において，基地局１と基地局２の各々のキャリア周波数は，一般には発振源が異なるため，周波数同期を行わない限り，完全に一致することはなく，多少異なる。基地局１のキャリア周波数をｆ1 （角周波数をω1 ＝２πｆ1 ），基地局２のキャリア周波数をｆ2 （角周波数をω2 ＝２πｆ2 ）で表すとすると，それぞれのキャリアの周波数差Δｆ＝ｆ1 −ｆ2 により，移動局１０の受信側においてビート干渉が発生する。
【００２９】
移動局１０は，線路４上を移動しながら，ダイバーシチ受信用の移動局アンテナ１１，１２で基地局１と基地局２から送信される電波を受信し，受信した信号をダイバーシチ受信装置１３へ送る。
【００３０】
図２において，基地局アンテナ７と基地局アンテナ８とから送信された電波が，それぞれ移動局アンテナ１１に達するまでの電波伝搬路長をＸ1 ，Ｘ2 とし，さらに，基地局アンテナ７と基地局アンテナ８から送信された電波が，それぞれ移動局アンテナ１２に達するまでの電波伝搬路長をＹ1 とＹ2 とする。
【００３１】
基地局１の基地局アンテナ７から送信された電波Ｅ1 を，
Ｅ1 ＝Ａ1 ｃｏｓ（ω1 ｔ＋θ1 ） …(4)
基地局２の基地局アンテナ８から送信された電波Ｅ2 を，
Ｅ2 ＝Ａ2 ｃｏｓ（ω2 ｔ＋θ2 ） …(5)
とする。ここで，振幅Ａ1 と振幅Ａ2 は，各々，電波Ｅ1 と電波Ｅ2 における振幅値であり，位相θ1 と位相θ2 は，各々，基地局１と基地局２の発振源の位相である。したがって，式(4) および式(5) は，任意の時間ｔにおける電波を示す。
【００３２】
移動局アンテナ１１の受信入力Ｒ1 は，２つの基地局から送信された電波Ｅ1 および電波Ｅ2 が合成されたものであり，その受信入力（受信電波）Ｒ1 は，電波伝搬速度をｃとすると，以下の式(6) のように表される。
【００３３】
Ｒ1 ＝（Ａ1 ／Ｘ1 ）ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−Ｘ1 ／ｃ）＋θ1 ｝
＋（Ａ2 ／Ｘ2 ）ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−Ｘ2 ／ｃ）＋θ2 ｝ …(6)
移動局アンテナ１２の受信入力Ｒ2 も，同様に以下の式(7) のように表される。
【００３４】
Ｒ2 ＝（Ａ1 ／Ｙ1 ）ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−Ｙ1 ／ｃ）＋θ1 ｝
＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−Ｙ2 ／ｃ）＋θ2 ｝ …(7)
また，式(6) および式(7) は，それぞれ，次のように変形することができる。
【００３５】
Ｒ1 ＝Ｂ1 ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−Ｘ1 ／ｃ）＋θ1 ＋φ1 ｝ …(8)
Ｒ2 ＝Ｂ2 ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−Ｙ1 ／ｃ）＋θ1 ＋φ2 ｝ …(9)
ここで，受信入力Ｒ1 の振幅Ｂ1 と受信入力Ｒ2 の振幅Ｂ2 は，次式で表される。
【００３６】
Ｂ1 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｘ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｘ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｘ1 Ｘ2 ）ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝〕 …(10)
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｙ1 ／λ1 −Ｙ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝〕 …(11)
ここで，ｓｑｒｔ〔…〕は，〔…〕の平方根を表す。また，波長λ1 ，波長λ2 は，それぞれキャリア周波数ｆ1 ，ｆ2 の電波の波長であり，次式のように表される。
【００３７】
λ1 ＝ｃ／ｆ1 …(12)
λ2 ＝ｃ／ｆ2 …(13)
さらに，位相φ1 ，φ2 は次式で表される。
【００３８】
φ1 ＝ｔａｎ-1〔（Ａ2 ／Ｘ2 ）ｓｉｎ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝／［（Ａ1 ／Ｘ1 ）＋（Ａ2 ／Ｘ2 ）ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝］〕 …(14)
φ2 ＝ｔａｎ-1〔（Ａ2 ／Ｙ2 ）ｓｉｎ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｙ1 ／λ1 −Ｙ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝／［（Ａ1 ／Ｙ1 ）＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｙ1 ／λ1 −Ｙ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝］〕 …(15)
本発明では，ダイバーシチ受信用の２つの移動局アンテナ（１１または１２）のいずれか一方の受信電波の振幅Ｂ1 またはＢ2 が最も小さい条件の下でも，他方の移動局アンテナ（１２または１１）の受信電波の振幅Ｂ2 またはＢ1 が所定の範囲になるように移動局アンテナ１１，１２のアンテナ間隔を保つことを特徴としている。そこで，振幅Ｂ1 が最小になる条件を求めてみる。
【００３９】
ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝＝−１
…(16)
この式(16)が満たされるとき，受信電波の振幅Ｂ1 が最小になる可能性があり，そのためには，
（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ＝±奇数×π
…(17)
である。実際，このときに，
Ｂ1 ＝ｓｑｒｔ｛（Ａ1 ／Ｘ1 −Ａ2 ／Ｘ2 ）2 ｝ …(18)
となり，例えば，２つの基地局１，２の中間付近で，電波伝搬路長Ｘ1 ＝Ｘ2 であれば，同じ振幅（Ａ1 ＝Ａ2 ）の電波については，移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 ＝０になってしまう。
【００４０】
このようなときに，他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 が所定の範囲に収まる条件を求めると，式(17)から以下に示す通りとなる。
【００４１】
（ω2 −ω1 ）t ＋θ2 −θ1 ＝±奇数×π−２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）
…(19)
この式(19)を式(11)に代入すると，振幅Ｂ1 が下がったときの振幅Ｂ2 の値として，以下の値が求まる。
【００４２】
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ〔２π｛（Ｙ1 ／λ1 −Ｙ2 ／λ2 ）−（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）｝±奇数×π〕〕 …(20)
同一周波数複局同時送信方式の場合には，キャリア周波数ｆ1 ≒ｆ2 であるので，波長λ1 ≒λ2 である。したがって，波長λ1 ，λ2 をλとして表すと，式(20)は次のようになる。
【００４３】
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ〔２π｛（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）｝／λ±奇数×π〕〕 …(21)
式(21)について，数値計算をしてみる。計算を簡略化するために，図２の図面上の奥行きの距離を無視して２次元で考える。また，振幅Ａ1 ＝Ａ2 の条件で計算することにする。
【００４４】
図２において，基地局１の基地局アンテナ７と基地局２の基地局アンテナ８との距離をＬ，基地局アンテナ７のアンテナ軸の延長線と移動局アンテナ１１との距離をＸ，移動局アンテナ１１，１２間のアンテナ間隔をＤとすると，移動局アンテナ１２と基地局アンテナ８のアンテナ軸の延長線の距離は，Ｌ−Ｘ−Ｄである。また，図２に示す電波伝搬路長Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｙ1 ，Ｙ2 は，次のようになる。
【００４５】
Ｘ1 ＝ｓｑｒｔ〔Ｘ2 ＋Ｈ2 〕 …(22)
Ｘ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ｌ−) 2 ＋Ｈ2 〕 …(23)
Ｙ1 ＝ｓｑｒｔ〔（Ｘ＋Ｄ）2 ＋Ｈ2 〕 …(24)
Ｙ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ｌ−Ｘ−Ｄ) 2 ＋Ｈ2 〕 …(25)
図９は，２つの基地局間の中心付近における受信電波の振幅と電力の大きさを示す図である。なお，図９（Ｂ）は，図９（Ａ）の一部を拡大した図である。図９では，式(21)について，｛（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）｝／λを横軸，振幅と電力を縦軸にして数値計算した結果を示している。振幅のピークについては，中心付近で１になるように振幅Ａ1 とＡ2 の値を選んでいる。
【００４６】
図９（Ａ）および図９（Ｂ）の実線で示す“Ｂ２（振幅）”は，２つの基地局１と基地局２との間の中心付近において，一方の移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 が最小になるときの他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 である。また，破線で示す“Ｂ２（電力）”は，このときの移動局アンテナ１２の受信電力に比例する値であり，式(21)を自乗して求めた値である。
【００４７】
以上の計算結果から，任意の整数Ｍの値に対して，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−Ｍ×λ｜≧λ／１０ …(26)
の関係であれば（図９（Ｂ）の区間Ａに相当），移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 が最小になるときに，他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 が最小になることはなく，受信電力で見たときに，少なくとも，ピークの１０％程度以上の受信が可能になる。
【００４８】
次に，任意の整数ｋに対して，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／４ …(27)
の関係であれば（図９（Ｂ）の区間Ｂに相当) ，移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 が最小になるときの他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 はピークの７０％以上であり，また，受信電力で見たときに，少なくとも，ピークの５０％以上の受信が可能になる。
【００４９】
さらに，任意の整数ｋに対して，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／１０ …(28)
の関係であれば（図９（Ｂ）の区間Ｃに相当），移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 が最小になるときの他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 はピークの９５％以上であり，受信電力で見たときに，少なくとも，ピークの９０％以上の受信が可能になる。
【００５０】
図１０は，２つの移動局アンテナ１１，１２が移動局１０の進行方向にＤ＝λ／４の間隔だけ離れて配置されている場合の移動局アンテナ１１，１２のそれぞれの受信電波の振幅と電力の大きさを示している。図１０（Ａ）は，基地局の電波発射部が基地局アンテナで構成される場合を示しており，図１０（Ｂ）は，電波発射部がＬＣＸで構成される場合を示している。なお，図１０（Ｂ）については，後述する。
【００５１】
図１０（Ａ）において，“Ｂ１（振幅）”，“Ｂ２（振幅）”とあるのは，それぞれ移動局アンテナ１１，１２の受信電波の振幅に比例する値であり，“Ｂ１（電力）”，“Ｂ２（電力）”とあるのは，それぞれ移動局アンテナ１１，１２の受信電波の電力に比例する値である。縦軸には，これらの振幅と電力が示され，横軸には，中心からの距離（Ｘ−Ｌ／２）を波長λで割った値（Ｘ−Ｌ／２）／λが示されている。なお，具体的な数値としては，距離Ｌ＝１ｋｍ，高さＨ＝１０ｍの場合について計算した。
【００５２】
図１０（Ａ）に示される結果から明らかなように，２つの移動局アンテナ１１，１２の間がＤ＝λ／４だけ離れていると，一方の受信電波の電力が最も下がったときに，他方の受信電波の電力は最も高い値となり，最も優れた受信ダイバーシチ効果が得られることがわかる。
【００５３】
この第１の例によれば，移動局側に所定の配置条件を満足する移動局アンテナ２本を設けて，ダイバーシチ受信を行う。本発明に従って，移動局アンテナを所定の配置条件を満足するように配置すれば，両方の移動局アンテナの受信レベルが同時に低い値にならないようにするだけでなく，片方の移動局アンテナの受信レベルが低いときには，他方の移動局アンテナの受信レベルが高くなるようにすることができる。したがって，２本の移動局アンテナの位置を最適な関係に定めることによって，移動局において良好な受信品質を得ることができるダイバーシチ受信を実現できる。また，後述するように複雑で高価な回路，装置等を用いずに，簡易な装置によりビート干渉対策やフェージング対策を実現することができる。
【００５４】
〔第２の例〕
図３は，本発明の実施形態を説明するための第２の例を示す図である。
【００５５】
この第２の例では，前述した第１の例の構成に加えて，基準周波数信号発生装置１４が設けられている。信号線１５を介して，基準周波数信号発生装置１４から基準周波数信号を各基地局１，２へ送り，各基地局１，２が基準周波数信号に基づいてキャリア周波数の同期をとることによって，基地局１，２の各々のキャリア周波数を一致させる。
【００５６】
前述した式(10)，式(11)，式(14)および式(15)から明らかなように，基地局１と基地局２とでキャリアの周波数差Δｆがある場合，（ω1 −ω2 ）＝２π（ｆ1 −ｆ2 ）≠０であるため，その周波数差Δｆ＝ｆ1 −ｆ2 に応じて，振幅や位相が時間的に変動する。この振幅や位相の時間的な変化は，移動局１０の受信信号の品質に大きな影響を与える。例えば，受信信号がアナログ信号の場合は，受信信号がビート干渉し，ビート音が発生して耳障りになるし，デジタル信号の場合には，受信信号の誤り率が悪化する。
【００５７】
この周波数差Δｆが小さければ小さいほど，時間的な振幅変動や位相変動が遅くなるため，受信信号の品質はよくなる。そこで，本発明では，基地局１，２のそれぞれのキャリア周波数ｆ1 ，ｆ2 を周波数同期により一致させ，（ω1 −ω2 ）＝２π（ｆ1 −ｆ2 ）＝０を実現する。このように，それぞれの基地局１，２のキャリア周波数を一致させた場合，時間的にはビート干渉の影響はなくなる。
【００５８】
この場合の振幅は，次式によって表現される。λ1 ＝λ2 ＝λとすると，
Ｂ1 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｘ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｘ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｘ1 Ｘ2 ）ｃｏｓ｛２π（Ｘ1 −Ｘ2 ）／λ＋θ2 −θ1 ｝〕 …(29)
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ｛２π（Ｙ1 −Ｙ2 ）／λ＋θ2 −θ1 ｝〕 …(30)
場所的にはそれぞれの基地局からの電波がお互いの信号を打ち消すような位相関係で発射された場合に，受信信号の振幅がなくなる現象がある。例えば，式(29)で，
｛２π（Ｘ1 −Ｘ2 ）／λ＋θ2 −θ1 ｝＝±奇数×π …(31)
のときに，
Ｂ1 ＝ｓｑｒｔ｛（Ａ1 ／Ｘ1 −Ａ2 ／Ｘ2 ）2 ｝
＝｜Ａ1 ／Ｘ1 −Ａ2 ／Ｘ2 ｜ …(32)
になるが，ここで，
Ａ1 ／Ｘ1 ＝Ａ2 ／Ｘ2 …(33)
という条件が成立すると，お互いが打ち消しあうために，一方の移動局アンテナでは，受信できなくなる。特に，移動局１０が線路４上のこのような条件のところで停止している場合には，その移動局アンテナでは，いつまで経っても電波を受信できない。
【００５９】
これに対し，本発明は，基準周波数信号発生装置１４を設けることにより，基地局１，２のキャリア周波数を一致させた場合に，すなわち，ビート干渉が起きないようにした状態で，移動局１０が停止していても，他方の移動局アンテナでは十分なレベルで受信できるように工夫されており，しかも最も優れた受信品質が得られる構成になっている。
【００６０】
この場合においても，図１０（Ａ）に示すものと同様な数値計算が可能である。図１０（Ａ）に示されるように，２つの移動局アンテナの間隔ＤをＤ＝λ／４として配置すれば，移動局アンテナ１１の受信電波の振幅と電力が最も小さくなるときに，他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅と電力は，ピークになっている。したがって，本発明の場合，移動局１０が線路４上で停止した場合に，たとえ一方の移動局アンテナの受信電波の電力が最小であっても，他方の移動局アンテナの受信電波の電力は十分な値となるため，十分な受信品質を確保することができる。
【００６１】
以上のように，第２の例によれば，基地局の全てのキャリア周波数を同一の周波数となるように周波数同期させることにより，前述した第１の例の効果に加えて，移動局において時間的なビート干渉が生じないようにし，より良好な受信品質を得ることができるダイバーシチ受信が可能になる。
【００６２】
〔第３の例〕
第２の例では，基地局の電波発射部が基地局アンテナの場合の例を説明したが，以下に説明する第３の例のように，電波発射部が漏洩同軸ケーブルＬＣＸ（Leaky CoaXial cable ）で構成され，隣接する基地局の中間が漏洩同軸ケーブルＬＣＸと漏洩同軸ケーブルＬＣＸの間に位置する場合においても，本発明を用いることによって，移動局１０において良好な受信品質を得ることができるダイバーシチ受信を実現することができる。
【００６３】
図４は，本発明の実施形態を説明するための第３の例を示す図である。この第３の例は，前述した第２の例における基地局アンテナ７，８を，それぞれＬＣＸ１６，１７で置き換えた例である。
【００６４】
全ての基地局からの送信が同じ間隔で設計されたＬＣＸを使って行われる場合には，いずれの隣接する基地局１，２を選んでも，ＬＣＸ１６とＬＣＸ１７の間の電波伝搬条件は同程度と考えられる。このような場合には，任意に選んだ隣接する基地局１のＬＣＸ１６と基地局２のＬＣＸ１７の中央付近で，移動局アンテナ１１，１２の配置を決める。このように，それぞれの基地局間の電波伝搬条件が，いずれの隣接する基地局を選んでも同程度と考えられる場合には，任意の隣接する基地局の中央付近で移動局アンテナ１１，１２の配置を，本発明の配置条件に従って定めるものとし，これも本発明の技術的範囲に含まれる。
【００６５】
移動局１０が列車の車両であり，車両の屋根にダイバーシチ受信用の移動局アンテナ１１と移動局アンテナ１２が配置され，基地局１のＬＣＸ１６と基地局２のＬＣＸ１７から発射された電波を受信する場合に，図４に示すように，
ＬＣＸ１６の端から移動局アンテナ１１までの距離をＸ1 ，
ＬＣＸ１７の端から移動局アンテナ１１までの距離をＸ2 ，
ＬＣＸ１６の端から移動局アンテナ１２までの距離をＹ1 ，
ＬＣＸ１７の端から移動局アンテナ１２までの距離をＹ2 ，
とし，図１０（Ａ）と同様な方法で計算すると，受信電波の振幅と電力は，図１０（Ｂ）に示すような結果となる。図１０（Ｂ）は，移動局１０が２つの基地局１と基地局２の中心付近において，２つの移動局アンテナ１１，１２が移動局１０の線路４の進行方向にアンテナ間隔Ｄ＝λ／４だけ離れて配置された場合の移動局アンテナ１１，１２のそれぞれの受信電波の振幅と電力の大きさを示している。なお，条件としては，距離Ｌ＝４０ｍ，高さＨ＝５ｍの場合の例について計算している。
【００６６】
図１０（Ｂ）に示されるように，例えば，ＬＣＸ１６の端部とＬＣＸ１７の端部との間隔Ｌが４０ｍ程度であっても，アンテナ間隔Ｄ＝λ／４離していれば，一方の移動局アンテナ１１（または１２）の受信電波の電力が最小のときに，他方の移動局アンテナ１２（または１１）の受信電波の電力はほぼピークの値になり，良好な受信品質を得ることができる。
【００６７】
〔近似式による説明〕
隣接する基地局アンテナ７，８（またはＬＣＸ１６，１７の送信端，以下同様）の間の距離Ｌと比べて，基地局アンテナ７，８と移動局アンテナ１１，１２の高低差Ｈが非常に小さい場合について，一方の移動局アンテナで受信した電波の振幅が非常に小さくなったときの他方の移動局アンテナで受信した電波の振幅を，近似式を用いて説明する。図２の場合，２つの基地局アンテナ７，８の間の中央付近では，Ｘ≫Ｈ，Ｌ≫Ｈ，Ｌ−Ｘ≫Ｈ，Ｌ−Ｘ−Ｄ≫Ｈと考えられるので，
｛（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）｝／λ≒２Ｄ／λ …(34)
となる。したがって，式(21)は，
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ（４πＤ／λ±奇数×π）〕 …(35)
となる。式(35)から，ｋを任意の整数として，
Ｄ＝λ／４＋ｋλ／２ …(36)
であれば，
Ｂ2 ＝Ａ1 ／Ｙ1 ＋Ａ2 ／Ｙ2 …(37)
となり，２つの基地局１，２から送信される電波は，移動局１０において互いに加算しあって十分な振幅となることが分かる。以上は，第１の例における近似を説明したが，第２，第３の例についても同様である。
【００６８】
〔高速フェージングに対する効果の説明〕
以上，第１〜第３の例で説明したように，本発明によれば，線路に沿って置かれた２つの基地局からのビート干渉に対して，移動局が所定の配置条件で設置された２つの移動局アンテナでダイバーシチ受信する場合に，一方の移動局アンテナの受信電波が非常に小さくなるときに，他方の移動局アンテナの受信電波は最も高い値になるため，良好な受信品質のダイバーシチ受信が可能になる。
【００６９】
本発明のようなダイバーシチ受信システムは，線路に沿って基地局が存在する場合，ビート干渉だけでなく，基地局からの電波が反射や回折を行って，マルチパス伝搬で移動局へ到来する場合にも効果がある。その理由としては，列車無線システムのように線路に沿って配置された基地局アンテナや漏洩同軸ケーブル（ＬＣＸ）から送信される電波は，線路方向については障害物の少ない立地環境であるため，線路に沿って伝搬し易く，反射や回折で生じるマルチパス伝搬は，線路に沿ったものが主になると考えられるからである。実際上，同程度の振幅の波が同時に２波干渉することはあっても，同時に３波以上干渉する確率は低いと考えられる。そこで，線路方向に伝搬する波が２波干渉したものとすると，前述したように，ｋを任意の整数として線路方向にアンテナ間隔ＤがＤ＝λ／４＋ｋλ／２となるように２つの移動局アンテナを離して配置することにより，一方の移動局アンテナの受信振幅が最も小さくなるときにおいても，他方の移動局アンテナの受信振幅は最も高い値になることは，容易に推測される。
【００７０】
〔基地局の第１の構成例〕
図５は，基地局１，２の第１の構成例を示す図である。この第１の構成例は，例えば図２で説明した第１の例で用いられる。
【００７１】
基地局１，２では，それぞれ中央装置５（図２参照）から送られてきた情報信号を，直交変調器１８で変調する。直交変調器１８では，入力された情報信号をもとに波形生成回路２１で同相成分と直交成分の波形を生成する。波形生成回路２１で生成された同相成分の信号はミキサー２２に入力され，直交成分の信号はミキサー２３に入力される。
【００７２】
波形生成回路２１から出力された同相成分の信号は，ミキサー２２においてキャリア発振器１９の出力と掛け算される。波形生成回路２１から出力された直交成分の信号は，ミキサー２３においてキャリア発振器１９の出力をπ／２移相器２０で９０度位相シフトされたキャリアと掛け算される。
【００７３】
このようにミキサー２２と２３により掛け算された結果の２つの信号が，加算器２４で加算されることにより直交変調される。直交変調器１８により直交変調された信号は，送信アンプ２５により増幅され，基地局アンテナ７，８から移動局１０へ送信される。
【００７４】
図５に示す構成において，キャリア発振器１９の安定度が高いほど，図２に示す基地局１，２のキャリア周波数の差Δｆを小さくすることができる。すなわち，基地局１および２のキャリア周波数ｆ1 およびｆ2 において，Δｆ＝（ｆ1 −ｆ2 ）≒０により，移動局１０における受信信号のビート周波数は低く抑えることができるため，受信信号の品質は良好となる。例えば，キャリア発振器１９として，発振源にルビジウム発振器，ＴＣＸＯ（Temperature Compensated Crystal Oscillator）等を設けると高安定なキャリア周波数を実現することができる。
【００７５】
この基地局の第１の構成例を，図３，図４で説明した第２の例，第３の例で用いる場合には，基準周波数信号発生装置１４として，キャリア周波数の波を発生させて，その波を図５のキャリア発振器１９の出力と置き換えることによって，同様に情報信号を直交変調することができる。
【００７６】
〔基地局の第２の構成例〕
図６は，基地局１，２の第２の構成例を示す図である。この第２の構成例は，例えば図３または図４で説明した第２または第３の例で用いられる。
【００７７】
直交変調器１８には，図３（または図４）に示す中央装置５から送られてきた情報信号が入力され，キャリア周波数信号発生部２６には，図３（または図４）に示す基準周波数信号発生装置１４から伝送路１５を介して送られてきた基準周波数信号が入力される。
【００７８】
図６に示す直交変調器１８，π／２移相器２０および送信アンプ２５は，図５に示すものと同様な機能であるため，ここではその説明は省略し，図６のその他の構成の機能について説明する。
【００７９】
キャリア周波数信号発生部２６は，基準周波数信号を入力し，入力した基準周波数信号に対して周波数同期したキャリア周波数信号を生成する。このために，キャリア周波数信号発生部２６は，位相比較部２７，フィルタ２８，発振器２９，分周器３０を備える。
【００８０】
位相比較部２７は，基準周波数信号と，分周器３０により発振器２９の出力信号が分周された信号とを位相比較し，その位相比較に応じた出力信号をフィルタ２８に出力する。フィルタ２８は，位相比較部２７から出力された位相比較に応じた出力信号をフィルタ処理し，そのフィルタ処理の結果に応じて，発振器２９の出力を安定化させるように制御する。なお，発振器２９には，例えば，周波数可変範囲内にキャリア周波数が入る水晶発振器等の安価な電圧制御発振器を用いることができる。
【００８１】
以上の制御により，キャリア周波数信号発生部２６から基準周波数信号を周波数同期の基準としたキャリア周波数の信号がπ／２移相器２０に出力される。
【００８２】
π／２移相器２０では，キャリア周波数信号発生部２６から出力されたキャリア周波数の信号の位相をπ／２位相シフトし，位相シフトした信号を直交変調器１８のミキサー２３に出力する。前述の図５で説明したように直交変調器１８では直交変調が行なわれ，直交変調された信号がアンプ２５を介して送信信号として出力される。
【００８３】
前述した第２の例および第３の例で使用する基準周波数信号発生装置１４から出力される基準周波数信号の周波数は，キャリア周波数とは限らず，伝送路１５の有線伝送に都合の良い周波数（キャリヤ周波数よりも低い周波数）を選ぶことができる。したがって，この場合には，簡易な構成で，かつ，安価な装置のキャリア周波数信号発生部２６により，各々の基地局でキャリア周波数を同一の周波数とすることができる。
【００８４】
〔ダイバーシチ受信装置の第１の構成例〕
図７は，ダイバーシチ受信装置１３の第１の構成例を示す図である。なお，図７は，選択ダイバーシチ方式による構成例であり，図２〜図４で説明した第１〜第３の例のいずれにおいても用いることができる。
【００８５】
移動局１０は，移動局アンテナ１１と１２で受信した電波を受信信号として入力し，受信信号から復調出力を生成するためのダイバーシチ受信装置１３を備える。図７に示すダイバーシチ受信装置１３は，受信機３１と３２，包絡線レベル検出部３３と３４，包絡線レベル比較部３５，復調器３６と３７，電子スイッチ３８を備える。
【００８６】
移動局アンテナ１１と１２で受信された電波は，各々，受信信号として受信機３１と３２に入力される。受信機３１と３２の出力には，各々，受信信号の包絡線レベルを検出する包絡線レベル検出部３３と３４が接続される。包絡線レベル検出部３３と３４は，それぞれ受信機３１と３２の出力から受信信号の包絡線レベルを検出し，検出した受信信号の包絡線レベルを包絡線レベル比較部３５に出力する。
【００８７】
また，受信機３１と３２は，送信側の基地局１，２により所定の変調が施された受信信号を復調器３６と３７に出力する。復調器３６と３７は，それぞれ入力された受信信号に所定の復調処理を実施した後，復調信号として電子スイッチ３８へ出力する。
【００８８】
包絡線レベル比較部３５は，受信機３１と３２の包絡線レベルに基づいて，いずれの受信電波のレベルが大きいかを判断し，受信電波のレベルの大きい方を選択する。すなわち，包絡線レベル比較部３５は，包絡線レベル検出部３３と３４が検出した受信信号の包絡線レベルに基づいて，復調器３６と３７の復調信号のうち，包絡線レベルが大きい側を選択し，選択した復調信号を出力するように電子スイッチ３８の選択を切り替える。
【００８９】
以上の結果，ダイバーシチ受信装置１３の第１の構成例では，移動局アンテナ１１と１２で受信した受信電波の中のレベルの大きい方を復調した信号が選択され，出力される。したがって，復調出力は，信号品質の良い情報信号となる。
【００９０】
〔ダイバーシチ受信装置の第２の構成例〕
図８は，ダイバーシチ受信装置１３の第２の構成例を示す図である。なお，図８は，最大比合成ダイバーシチ方式による構成例であり，図２〜図４で説明した第１〜第３の例のいずれにおいても用いることができる。
【００９１】
図８に示すダイバーシチ受信装置１３は，受信機３１と３２，包絡線レベル検出部３３と３４，振幅制御増幅器３９と４０，位相差検波部４１，可変移相器４２，加算器４３，復調器４４を備える。
【００９２】
移動局アンテナ１１と１２で受信された電波は，各々，受信信号として受信機３１と３２に入力される。受信機３１と３２の出力には，各々，受信信号の包絡線レベルを検出する包絡線レベル検出部３３と３４が接続される。
【００９３】
包絡線レベル検出部３３と３４は，それぞれ受信機３１と３２の出力から受信信号の包絡線レベルを検出し，検出した受信信号の包絡線レベルを振幅制御増幅器３９と４０に出力する。
【００９４】
受信機３１と３２の出力は，それぞれ振幅制御増幅器３９と４０に入力される。振幅制御増幅器３９と４０は，受信機３１と３２から受信信号を入力するとともに，包絡線レベル検出部３３と３４が検出した受信電波の包絡線レベルに基づいて，入力した受信信号の振幅を可変する。この場合，振幅制御増幅器３９と４０は，包絡線レベルが高い（またはＣＮ比が高い）ときには高い増幅率とし，包絡線レベルが低い（またはＣＮ比が低い）ときには低い増幅率とする。
【００９５】
振幅制御増幅器３９と４０の出力は，それぞれ位相差検波部４１に入力され，位相差検波部４１により互いの出力の位相差が検出される。位相差検波部４１は，この位相差に応じた出力信号を可変移相器４２に出力する。
【００９６】
可変移相器４２は，この検出された位相差（位相差検波部４１の出力信号）に基づいて，一方の振幅制御増幅器の出力（図８の例では振幅制御増幅器４０の出力）の位相を可変する。この場合，可変移相器４２は，加算器４３で加算した信号の振幅が大きくなるように位相を可変する。可変移相器４２により位相が可変された振幅制御増幅器４０の出力は，他方の振幅制御増幅器３９の出力と加算器４３で加算される。
【００９７】
以上の結果，加算器４３で加算された信号は，移動局アンテナ１１，１２で受信した電波のレベルの大きい方に基づいて振幅が強調され，かつ，位相的にも加算された信号が得られるので，この加算器４３の出力を復調器４４により復調した復調出力は，信号品質の良い情報信号となる。
【符号の説明】
【００９８】
１，２，３ 基地局
４ 線路
５ 中央装置
６，１５ 伝送路
７，８，９ 基地局アンテナ
１０ 移動局
１１，１２ 移動局アンテナ
１３ ダイバーシチ受信装置
１４ 基準周波数信号発生装置
１６，１７ ＬＣＸ（漏洩同軸ケーブル）
１８ 直交変調器
１９ キャリア発振器
２０ π／２移相器
２１ 波形生成回路
２２，２３ ミキサー
２４，４３ 加算器
２５ アンプ
２６ キャリア周波数信号発生部
２７ 位相比較部
２８ フィルタ
２９ 発振器
３０ 分周器
３１，３２ 受信機
３３，３４ 包絡線レベル検出部
３５ 包絡線レベル比較部
３６，３７，４４ 復調器
３８ 電子スイッチ
３９，４０ 振幅制御増幅器
４１ 位相差検波部
４２ 可変移相器
【技術分野】
【０００１】
本発明は，線路を移動する移動局とその線路に沿って配置された基地局が複数存在する移動通信システムに関し，特に，簡易な装置構成により移動局側において良好な受信品質を得るためのダイバーシチ受信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の基地局を有する移動通信システムにおいて，多くの移動局に同一の情報を同時に伝達する場合，それぞれの基地局から同じ情報を，同じ値のキャリア周波数で送信する同一周波数複局同時送信方式が用いられる。列車無線システム等のような業務用移動通信システムでは，周波数利用効率の面からも，同一周波数複局同時送信方式は有効とされている。
【０００３】
しかしながら，この場合のキャリアは，「設計値として同一周波数」のキャリアであって，実際には，各々の基地局のキャリアの発振源は独立している。そのため，複数の基地局から設計値が同じ周波数のキャリアを使って電波を発射する場合，基地局毎のキャリアの発振源が異なると，それぞれの実際のキャリア周波数は，厳密には同一周波数ではなく，キャリア周波数の差によってビート干渉が発生する問題がある。
【０００４】
また，移動局は，複雑に反射や回折を行うマルチパス伝搬路の環境下で電波を受信しながら移動することによって，高速フェージング等の影響を受けるため，受信信号の品質は大きく劣化する。
【０００５】
以上の背景技術について，図１の例に従ってさらに詳しく説明する。図１は，列車無線システムの一例の概要を示す図である。
【０００６】
図１に示す列車無線システムは，複数の基地局１，２，３と，移動局１０と，中央装置５を備えている。移動局１０は，線路４上を移動する。基地局１〜３は，線路４に沿って配置されており，各々の基地局１〜３では，中央装置５から伝送路６を介して情報信号を受信する。
【０００７】
基地局１〜３は，中央装置５から受信した情報信号を，「設計値として同一周波数」のキャリア周波数の電波で，各々のアンテナ７〜９を用いて送信する。移動局１０では，少なくとも２本の移動局アンテナ１１および１２を用いて，その情報信号を受信する。
【０００８】
基地局１からの電波と基地局２からの電波は，同一周波数複局同時送信方式により発射されるが，キャリアの発振源が異なると，ビート干渉の原因になる。すなわち，移動局１０が基地局１と基地局２との間にある場合，基地局１のキャリア周波数ｆ1 と基地局２のキャリア周波数ｆ2 とが，「設計値として同一周波数」で設計されていても，それぞれの周波数の発振源が異なれば，キャリア周波数ｆ1 とｆ2 とが完全に一致するということはなく，多少の周波数差Δｆが発生する。そのため，この周波数差Δｆによって，受信側の移動局１０においてビート干渉が発生する。このビート干渉は，移動局１０が基地局１と基地局２の中央付近にあって，それぞれの基地局１および２から到達する電波が同程度の強さで受信される場合に最も大きく変動する。
【０００９】
例えば，周波数１５０ＭＨｚ帯のキャリアでは，各々の基地局において発振源として１×１０-6の安定度のクリスタルを使用すれば，Δｆ＝ｆ1 −ｆ2 ＝１５０Ｈｚの周波数差によるビートが発生する。
【００１０】
また，周辺の建物，立地環境等による電波の反射や散乱によりマルチパス伝搬となるため，このような電波伝搬環境下を移動局１０が移動することによって高速フェージングの影響を受ける。
【００１１】
従来の高速フェージングやビート干渉の対策としては，非特許文献１に示されているように，同じ情報を複数の基地局から送信するにあたって，それぞれの基地局側で送信タイミングを遅延させるか，または送信する信号の波形を異なる波形となるように波形ひずみを挿入するなどの処理を施して送信する方法がとられていた。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】久保，岡崎，棚田，村上：「送信ダイバーシチと適応等化器によるビート干渉抑圧方式に関する一検討」，電子情報通信学会論文誌 Ｂ，Ｖｏｌ．Ｊ８６−Ｂ，Ｎｏ．３，ｐｐ．４６８−４７６，２００３年３月。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
高速フェージングやビート干渉による受信品質の劣化を回避するために，前述の非特許文献１に示されている方法では，各基地局が送信タイミングをずらしたり，波形を制御するというような信号の加工が必要となるだけでなく，それぞれの移動局では，各基地局から加工されて送られてきた信号を受信するために，適応等化器による補償が必要となり，複雑な処理が必要であった。その結果として，基地局と移動局の両方で，回路構成が複雑になるだけでなく，そのための検査および保守項目が増えるなど，初期コストだけでなく，維持コストにおいても経済的に負担となる側面があった。
【００１４】
本発明は，列車無線システムのように線路を移動する移動局とその線路に沿って配置された基地局が複数存在する移動通信システムにおいて，複数の基地局からの電波干渉で発生するビート干渉や，高速フェージング等の影響を低減し，簡易かつ安価な装置構成により移動局において良好な受信品質を実現するダイバーシチ受信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は，上記課題を解決するため，移動局側に，第１の移動局アンテナと第２の移動局アンテナの２本の移動局アンテナを設けて，ダイバーシチ受信を行うものであり，移動局アンテナの位置関係を次のように定める。
【００１６】
複数の基地局のうち，例えば最も電波伝搬条件の悪い区間に隣接する２つの基地局を選び，第Ｎ番目の基地局と第Ｎ＋１番目の基地局とし，前記第Ｎ番目の基地局から第Ｎ番目の基地局アンテナを使って送信し，前記第Ｎ＋１番目の基地局から第Ｎ＋１番目の基地局アンテナを使って送信するものとし，
前記第Ｎ番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第１の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＸ1 ，
前記第Ｎ＋１番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第１の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＸ2 ，
前記第Ｎ番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第２の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＹ1 ，
前記第Ｎ＋１番目の基地局アンテナから送信された電波が前記第２の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＹ2 ，
電波の波長をλとした場合，
前記２つの移動局アンテナが，前記第Ｎ番目の基地局アンテナと前記第Ｎ＋１番目の基地局アンテナの中央付近に存在し，かつ一方の移動局アンテナが，Ｘ1 ＝Ｘ2 ，またはＹ1 ＝Ｙ2 のいずれかになるように存在するときに，
［１］受信品質を劣化させないようにする方法として，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−Ｍ×λ｜≧λ／１０ …(1)
を，任意の整数Ｍの値に対して満足するように前記２つの移動局アンテナの配置を定める。
［２］また，上記式(1) を満足する条件のうち，比較的有効な方法として，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／４ …(2)
を，任意の整数ｋに対して満足するように２つの移動局アンテナを配置する。
［３］さらに，上記式(2) を満足する条件のうち，最も有効な方法として，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２) ｜≦λ／１０ …(3)
を，任意の整数ｋに対して満足するように２つの移動局アンテナを配置する。
【００１７】
複数の基地からの送信は，それぞれの基地局に基地局アンテナを設けて，基地局アンテナから送信する代わりに，それぞれの基地局にＬＣＸ（漏洩同軸ケーブル：以下同様）を設けて，ＬＣＸから送信する場合があり，この場合も本発明に含まれる。
【００１８】
また，複数の基地局のキャリア周波数を全て同期させて，全く同じ周波数にすると，時間的にビート干渉による振幅変動が生じないために，それぞれの基地局のキャリア周波数が非同期な場合と比べて大幅な効果が期待される。そのため，本発明では，基準周波数信号を発生する手段を設けて，各基地局へ伝送手段により伝送し，各基地局のキャリア周波数を基準周波数信号に対して同期させる手段を設ける。
【００１９】
以上のように，本発明を構成することにより，基地局のキャリア周波数を同期させない場合に比べて，ビート干渉に対する受信品質の劣化を，より効果的に減少させることができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の方法に従って移動局アンテナを配置すれば，両方の移動局アンテナの受信レベルが同時に低い値にならないようになるだけでなく，片方の移動局アンテナの受信レベルが低いときには，他方の移動局アンテナの受信レベルが高くなるような位置関係に，２つの移動局アンテナが配置されることになる。
【００２１】
したがって，本発明によれば，２本の移動局アンテナの位置を最適な関係に定めることによって良好なダイバーシチ受信が可能になり，従来のような複雑で高価な方法を用いずに，ビート干渉対策やフェージング対策を実現することができる。
【００２２】
本発明では，基地局側が基地局アンテナではなく，ＬＣＸを使って送信する場合には，それぞれの基地局の中間はＬＣＸとＬＣＸの間に位置する。この場合は，いずれの基地局間でも電波伝搬環境が比較的単純であり同じ条件になる傾向があるため，より高いダイバーシチ受信効果が得られる。
【００２３】
さらに，本発明では，基地局の全てのキャリア周波数を全く同じ周波数になるように周波数同期させることにより，上記移動局アンテナの位置関係において時間的なビート干渉が生じなくなり，さらに優れたダイバーシチ受信を実現することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】列車無線システムの一例の概要を示す図である。
【図２】本発明の実施形態を説明するための第１の例を示す図である。
【図３】本発明の実施形態を説明するための第２の例を示す図である。
【図４】本発明の実施形態を説明するための第３の例を示す図である。
【図５】基地局の第１の構成例を示す図である。
【図６】基地局の第２の構成例を示す図である。
【図７】ダイバーシチ受信装置の第１の構成例を示す図である。
【図８】ダイバーシチ受信装置の第２の構成例を示す図である。
【図９】２つの基地局間の中心付近の電波の振幅と電力の大きさを示す図である。
【図１０】特定の移動局アンテナ間隔における２つの基地局間の中心付近の電波の振幅と電力の大きさを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下，本発明の実施形態を図面を用いながら詳細に説明する。
【００２６】
〔第１の例〕
図２は，本発明の実施形態を説明するための第１の例を示す図である。ダイバーシチ受信システムの構成の一例として，隣接する基地局１および基地局２，線路４，中央装置５，伝送路６，移動局１０からなるシステムを示す。この第１の例では，後に詳しく説明する本発明の効果を，より理解しやすくするために，仮に各基地局におけるキャリア周波数の同期をとらなかった場合の例について説明する。なお，基地局１と基地局２との間の中央付近は，他の基地局間の中央付近と比べて，最も電波伝搬条件が悪いものとする。例えば，線路４の沿線の地形や建物等の電波伝搬環境に大きな違いがない場合，２つの基地局間（基地局１，２の間）が，他の基地局間と比べて最も離れているときに，その最も離れている２つの基地局間の中央付近は，最も電波伝搬条件が悪いと考えられる。
【００２７】
中央装置５から送られる情報信号は，伝送路６を介して基地局１，２の各々へ送信される。基地局１，２は，受信した情報信号を同一の周波数で設計されたキャリア周波数による変調信号に変換し，基地局アンテナ７，８を介して電波信号として送信する。
【００２８】
図２の構成の場合において，基地局１と基地局２の各々のキャリア周波数は，一般には発振源が異なるため，周波数同期を行わない限り，完全に一致することはなく，多少異なる。基地局１のキャリア周波数をｆ1 （角周波数をω1 ＝２πｆ1 ），基地局２のキャリア周波数をｆ2 （角周波数をω2 ＝２πｆ2 ）で表すとすると，それぞれのキャリアの周波数差Δｆ＝ｆ1 −ｆ2 により，移動局１０の受信側においてビート干渉が発生する。
【００２９】
移動局１０は，線路４上を移動しながら，ダイバーシチ受信用の移動局アンテナ１１，１２で基地局１と基地局２から送信される電波を受信し，受信した信号をダイバーシチ受信装置１３へ送る。
【００３０】
図２において，基地局アンテナ７と基地局アンテナ８とから送信された電波が，それぞれ移動局アンテナ１１に達するまでの電波伝搬路長をＸ1 ，Ｘ2 とし，さらに，基地局アンテナ７と基地局アンテナ８から送信された電波が，それぞれ移動局アンテナ１２に達するまでの電波伝搬路長をＹ1 とＹ2 とする。
【００３１】
基地局１の基地局アンテナ７から送信された電波Ｅ1 を，
Ｅ1 ＝Ａ1 ｃｏｓ（ω1 ｔ＋θ1 ） …(4)
基地局２の基地局アンテナ８から送信された電波Ｅ2 を，
Ｅ2 ＝Ａ2 ｃｏｓ（ω2 ｔ＋θ2 ） …(5)
とする。ここで，振幅Ａ1 と振幅Ａ2 は，各々，電波Ｅ1 と電波Ｅ2 における振幅値であり，位相θ1 と位相θ2 は，各々，基地局１と基地局２の発振源の位相である。したがって，式(4) および式(5) は，任意の時間ｔにおける電波を示す。
【００３２】
移動局アンテナ１１の受信入力Ｒ1 は，２つの基地局から送信された電波Ｅ1 および電波Ｅ2 が合成されたものであり，その受信入力（受信電波）Ｒ1 は，電波伝搬速度をｃとすると，以下の式(6) のように表される。
【００３３】
Ｒ1 ＝（Ａ1 ／Ｘ1 ）ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−Ｘ1 ／ｃ）＋θ1 ｝
＋（Ａ2 ／Ｘ2 ）ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−Ｘ2 ／ｃ）＋θ2 ｝ …(6)
移動局アンテナ１２の受信入力Ｒ2 も，同様に以下の式(7) のように表される。
【００３４】
Ｒ2 ＝（Ａ1 ／Ｙ1 ）ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−Ｙ1 ／ｃ）＋θ1 ｝
＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）ｃｏｓ｛ω2 （ｔ−Ｙ2 ／ｃ）＋θ2 ｝ …(7)
また，式(6) および式(7) は，それぞれ，次のように変形することができる。
【００３５】
Ｒ1 ＝Ｂ1 ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−Ｘ1 ／ｃ）＋θ1 ＋φ1 ｝ …(8)
Ｒ2 ＝Ｂ2 ｃｏｓ｛ω1 （ｔ−Ｙ1 ／ｃ）＋θ1 ＋φ2 ｝ …(9)
ここで，受信入力Ｒ1 の振幅Ｂ1 と受信入力Ｒ2 の振幅Ｂ2 は，次式で表される。
【００３６】
Ｂ1 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｘ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｘ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｘ1 Ｘ2 ）ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝〕 …(10)
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｙ1 ／λ1 −Ｙ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝〕 …(11)
ここで，ｓｑｒｔ〔…〕は，〔…〕の平方根を表す。また，波長λ1 ，波長λ2 は，それぞれキャリア周波数ｆ1 ，ｆ2 の電波の波長であり，次式のように表される。
【００３７】
λ1 ＝ｃ／ｆ1 …(12)
λ2 ＝ｃ／ｆ2 …(13)
さらに，位相φ1 ，φ2 は次式で表される。
【００３８】
φ1 ＝ｔａｎ-1〔（Ａ2 ／Ｘ2 ）ｓｉｎ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝／［（Ａ1 ／Ｘ1 ）＋（Ａ2 ／Ｘ2 ）ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝］〕 …(14)
φ2 ＝ｔａｎ-1〔（Ａ2 ／Ｙ2 ）ｓｉｎ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｙ1 ／λ1 −Ｙ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝／［（Ａ1 ／Ｙ1 ）＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｙ1 ／λ1 −Ｙ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝］〕 …(15)
本発明では，ダイバーシチ受信用の２つの移動局アンテナ（１１または１２）のいずれか一方の受信電波の振幅Ｂ1 またはＢ2 が最も小さい条件の下でも，他方の移動局アンテナ（１２または１１）の受信電波の振幅Ｂ2 またはＢ1 が所定の範囲になるように移動局アンテナ１１，１２のアンテナ間隔を保つことを特徴としている。そこで，振幅Ｂ1 が最小になる条件を求めてみる。
【００３９】
ｃｏｓ｛（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ｝＝−１
…(16)
この式(16)が満たされるとき，受信電波の振幅Ｂ1 が最小になる可能性があり，そのためには，
（ω2 −ω1 ）t ＋２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）＋θ2 −θ1 ＝±奇数×π
…(17)
である。実際，このときに，
Ｂ1 ＝ｓｑｒｔ｛（Ａ1 ／Ｘ1 −Ａ2 ／Ｘ2 ）2 ｝ …(18)
となり，例えば，２つの基地局１，２の中間付近で，電波伝搬路長Ｘ1 ＝Ｘ2 であれば，同じ振幅（Ａ1 ＝Ａ2 ）の電波については，移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 ＝０になってしまう。
【００４０】
このようなときに，他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 が所定の範囲に収まる条件を求めると，式(17)から以下に示す通りとなる。
【００４１】
（ω2 −ω1 ）t ＋θ2 −θ1 ＝±奇数×π−２π（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）
…(19)
この式(19)を式(11)に代入すると，振幅Ｂ1 が下がったときの振幅Ｂ2 の値として，以下の値が求まる。
【００４２】
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ〔２π｛（Ｙ1 ／λ1 −Ｙ2 ／λ2 ）−（Ｘ1 ／λ1 −Ｘ2 ／λ2 ）｝±奇数×π〕〕 …(20)
同一周波数複局同時送信方式の場合には，キャリア周波数ｆ1 ≒ｆ2 であるので，波長λ1 ≒λ2 である。したがって，波長λ1 ，λ2 をλとして表すと，式(20)は次のようになる。
【００４３】
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ〔２π｛（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）｝／λ±奇数×π〕〕 …(21)
式(21)について，数値計算をしてみる。計算を簡略化するために，図２の図面上の奥行きの距離を無視して２次元で考える。また，振幅Ａ1 ＝Ａ2 の条件で計算することにする。
【００４４】
図２において，基地局１の基地局アンテナ７と基地局２の基地局アンテナ８との距離をＬ，基地局アンテナ７のアンテナ軸の延長線と移動局アンテナ１１との距離をＸ，移動局アンテナ１１，１２間のアンテナ間隔をＤとすると，移動局アンテナ１２と基地局アンテナ８のアンテナ軸の延長線の距離は，Ｌ−Ｘ−Ｄである。また，図２に示す電波伝搬路長Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｙ1 ，Ｙ2 は，次のようになる。
【００４５】
Ｘ1 ＝ｓｑｒｔ〔Ｘ2 ＋Ｈ2 〕 …(22)
Ｘ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ｌ−) 2 ＋Ｈ2 〕 …(23)
Ｙ1 ＝ｓｑｒｔ〔（Ｘ＋Ｄ）2 ＋Ｈ2 〕 …(24)
Ｙ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ｌ−Ｘ−Ｄ) 2 ＋Ｈ2 〕 …(25)
図９は，２つの基地局間の中心付近における受信電波の振幅と電力の大きさを示す図である。なお，図９（Ｂ）は，図９（Ａ）の一部を拡大した図である。図９では，式(21)について，｛（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）｝／λを横軸，振幅と電力を縦軸にして数値計算した結果を示している。振幅のピークについては，中心付近で１になるように振幅Ａ1 とＡ2 の値を選んでいる。
【００４６】
図９（Ａ）および図９（Ｂ）の実線で示す“Ｂ２（振幅）”は，２つの基地局１と基地局２との間の中心付近において，一方の移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 が最小になるときの他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 である。また，破線で示す“Ｂ２（電力）”は，このときの移動局アンテナ１２の受信電力に比例する値であり，式(21)を自乗して求めた値である。
【００４７】
以上の計算結果から，任意の整数Ｍの値に対して，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−Ｍ×λ｜≧λ／１０ …(26)
の関係であれば（図９（Ｂ）の区間Ａに相当），移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 が最小になるときに，他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 が最小になることはなく，受信電力で見たときに，少なくとも，ピークの１０％程度以上の受信が可能になる。
【００４８】
次に，任意の整数ｋに対して，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／４ …(27)
の関係であれば（図９（Ｂ）の区間Ｂに相当) ，移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 が最小になるときの他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 はピークの７０％以上であり，また，受信電力で見たときに，少なくとも，ピークの５０％以上の受信が可能になる。
【００４９】
さらに，任意の整数ｋに対して，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／１０ …(28)
の関係であれば（図９（Ｂ）の区間Ｃに相当），移動局アンテナ１１の受信電波の振幅Ｂ1 が最小になるときの他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅Ｂ2 はピークの９５％以上であり，受信電力で見たときに，少なくとも，ピークの９０％以上の受信が可能になる。
【００５０】
図１０は，２つの移動局アンテナ１１，１２が移動局１０の進行方向にＤ＝λ／４の間隔だけ離れて配置されている場合の移動局アンテナ１１，１２のそれぞれの受信電波の振幅と電力の大きさを示している。図１０（Ａ）は，基地局の電波発射部が基地局アンテナで構成される場合を示しており，図１０（Ｂ）は，電波発射部がＬＣＸで構成される場合を示している。なお，図１０（Ｂ）については，後述する。
【００５１】
図１０（Ａ）において，“Ｂ１（振幅）”，“Ｂ２（振幅）”とあるのは，それぞれ移動局アンテナ１１，１２の受信電波の振幅に比例する値であり，“Ｂ１（電力）”，“Ｂ２（電力）”とあるのは，それぞれ移動局アンテナ１１，１２の受信電波の電力に比例する値である。縦軸には，これらの振幅と電力が示され，横軸には，中心からの距離（Ｘ−Ｌ／２）を波長λで割った値（Ｘ−Ｌ／２）／λが示されている。なお，具体的な数値としては，距離Ｌ＝１ｋｍ，高さＨ＝１０ｍの場合について計算した。
【００５２】
図１０（Ａ）に示される結果から明らかなように，２つの移動局アンテナ１１，１２の間がＤ＝λ／４だけ離れていると，一方の受信電波の電力が最も下がったときに，他方の受信電波の電力は最も高い値となり，最も優れた受信ダイバーシチ効果が得られることがわかる。
【００５３】
この第１の例によれば，移動局側に所定の配置条件を満足する移動局アンテナ２本を設けて，ダイバーシチ受信を行う。本発明に従って，移動局アンテナを所定の配置条件を満足するように配置すれば，両方の移動局アンテナの受信レベルが同時に低い値にならないようにするだけでなく，片方の移動局アンテナの受信レベルが低いときには，他方の移動局アンテナの受信レベルが高くなるようにすることができる。したがって，２本の移動局アンテナの位置を最適な関係に定めることによって，移動局において良好な受信品質を得ることができるダイバーシチ受信を実現できる。また，後述するように複雑で高価な回路，装置等を用いずに，簡易な装置によりビート干渉対策やフェージング対策を実現することができる。
【００５４】
〔第２の例〕
図３は，本発明の実施形態を説明するための第２の例を示す図である。
【００５５】
この第２の例では，前述した第１の例の構成に加えて，基準周波数信号発生装置１４が設けられている。信号線１５を介して，基準周波数信号発生装置１４から基準周波数信号を各基地局１，２へ送り，各基地局１，２が基準周波数信号に基づいてキャリア周波数の同期をとることによって，基地局１，２の各々のキャリア周波数を一致させる。
【００５６】
前述した式(10)，式(11)，式(14)および式(15)から明らかなように，基地局１と基地局２とでキャリアの周波数差Δｆがある場合，（ω1 −ω2 ）＝２π（ｆ1 −ｆ2 ）≠０であるため，その周波数差Δｆ＝ｆ1 −ｆ2 に応じて，振幅や位相が時間的に変動する。この振幅や位相の時間的な変化は，移動局１０の受信信号の品質に大きな影響を与える。例えば，受信信号がアナログ信号の場合は，受信信号がビート干渉し，ビート音が発生して耳障りになるし，デジタル信号の場合には，受信信号の誤り率が悪化する。
【００５７】
この周波数差Δｆが小さければ小さいほど，時間的な振幅変動や位相変動が遅くなるため，受信信号の品質はよくなる。そこで，本発明では，基地局１，２のそれぞれのキャリア周波数ｆ1 ，ｆ2 を周波数同期により一致させ，（ω1 −ω2 ）＝２π（ｆ1 −ｆ2 ）＝０を実現する。このように，それぞれの基地局１，２のキャリア周波数を一致させた場合，時間的にはビート干渉の影響はなくなる。
【００５８】
この場合の振幅は，次式によって表現される。λ1 ＝λ2 ＝λとすると，
Ｂ1 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｘ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｘ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｘ1 Ｘ2 ）ｃｏｓ｛２π（Ｘ1 −Ｘ2 ）／λ＋θ2 −θ1 ｝〕 …(29)
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ｛２π（Ｙ1 −Ｙ2 ）／λ＋θ2 −θ1 ｝〕 …(30)
場所的にはそれぞれの基地局からの電波がお互いの信号を打ち消すような位相関係で発射された場合に，受信信号の振幅がなくなる現象がある。例えば，式(29)で，
｛２π（Ｘ1 −Ｘ2 ）／λ＋θ2 −θ1 ｝＝±奇数×π …(31)
のときに，
Ｂ1 ＝ｓｑｒｔ｛（Ａ1 ／Ｘ1 −Ａ2 ／Ｘ2 ）2 ｝
＝｜Ａ1 ／Ｘ1 −Ａ2 ／Ｘ2 ｜ …(32)
になるが，ここで，
Ａ1 ／Ｘ1 ＝Ａ2 ／Ｘ2 …(33)
という条件が成立すると，お互いが打ち消しあうために，一方の移動局アンテナでは，受信できなくなる。特に，移動局１０が線路４上のこのような条件のところで停止している場合には，その移動局アンテナでは，いつまで経っても電波を受信できない。
【００５９】
これに対し，本発明は，基準周波数信号発生装置１４を設けることにより，基地局１，２のキャリア周波数を一致させた場合に，すなわち，ビート干渉が起きないようにした状態で，移動局１０が停止していても，他方の移動局アンテナでは十分なレベルで受信できるように工夫されており，しかも最も優れた受信品質が得られる構成になっている。
【００６０】
この場合においても，図１０（Ａ）に示すものと同様な数値計算が可能である。図１０（Ａ）に示されるように，２つの移動局アンテナの間隔ＤをＤ＝λ／４として配置すれば，移動局アンテナ１１の受信電波の振幅と電力が最も小さくなるときに，他方の移動局アンテナ１２の受信電波の振幅と電力は，ピークになっている。したがって，本発明の場合，移動局１０が線路４上で停止した場合に，たとえ一方の移動局アンテナの受信電波の電力が最小であっても，他方の移動局アンテナの受信電波の電力は十分な値となるため，十分な受信品質を確保することができる。
【００６１】
以上のように，第２の例によれば，基地局の全てのキャリア周波数を同一の周波数となるように周波数同期させることにより，前述した第１の例の効果に加えて，移動局において時間的なビート干渉が生じないようにし，より良好な受信品質を得ることができるダイバーシチ受信が可能になる。
【００６２】
〔第３の例〕
第２の例では，基地局の電波発射部が基地局アンテナの場合の例を説明したが，以下に説明する第３の例のように，電波発射部が漏洩同軸ケーブルＬＣＸ（Leaky CoaXial cable ）で構成され，隣接する基地局の中間が漏洩同軸ケーブルＬＣＸと漏洩同軸ケーブルＬＣＸの間に位置する場合においても，本発明を用いることによって，移動局１０において良好な受信品質を得ることができるダイバーシチ受信を実現することができる。
【００６３】
図４は，本発明の実施形態を説明するための第３の例を示す図である。この第３の例は，前述した第２の例における基地局アンテナ７，８を，それぞれＬＣＸ１６，１７で置き換えた例である。
【００６４】
全ての基地局からの送信が同じ間隔で設計されたＬＣＸを使って行われる場合には，いずれの隣接する基地局１，２を選んでも，ＬＣＸ１６とＬＣＸ１７の間の電波伝搬条件は同程度と考えられる。このような場合には，任意に選んだ隣接する基地局１のＬＣＸ１６と基地局２のＬＣＸ１７の中央付近で，移動局アンテナ１１，１２の配置を決める。このように，それぞれの基地局間の電波伝搬条件が，いずれの隣接する基地局を選んでも同程度と考えられる場合には，任意の隣接する基地局の中央付近で移動局アンテナ１１，１２の配置を，本発明の配置条件に従って定めるものとし，これも本発明の技術的範囲に含まれる。
【００６５】
移動局１０が列車の車両であり，車両の屋根にダイバーシチ受信用の移動局アンテナ１１と移動局アンテナ１２が配置され，基地局１のＬＣＸ１６と基地局２のＬＣＸ１７から発射された電波を受信する場合に，図４に示すように，
ＬＣＸ１６の端から移動局アンテナ１１までの距離をＸ1 ，
ＬＣＸ１７の端から移動局アンテナ１１までの距離をＸ2 ，
ＬＣＸ１６の端から移動局アンテナ１２までの距離をＹ1 ，
ＬＣＸ１７の端から移動局アンテナ１２までの距離をＹ2 ，
とし，図１０（Ａ）と同様な方法で計算すると，受信電波の振幅と電力は，図１０（Ｂ）に示すような結果となる。図１０（Ｂ）は，移動局１０が２つの基地局１と基地局２の中心付近において，２つの移動局アンテナ１１，１２が移動局１０の線路４の進行方向にアンテナ間隔Ｄ＝λ／４だけ離れて配置された場合の移動局アンテナ１１，１２のそれぞれの受信電波の振幅と電力の大きさを示している。なお，条件としては，距離Ｌ＝４０ｍ，高さＨ＝５ｍの場合の例について計算している。
【００６６】
図１０（Ｂ）に示されるように，例えば，ＬＣＸ１６の端部とＬＣＸ１７の端部との間隔Ｌが４０ｍ程度であっても，アンテナ間隔Ｄ＝λ／４離していれば，一方の移動局アンテナ１１（または１２）の受信電波の電力が最小のときに，他方の移動局アンテナ１２（または１１）の受信電波の電力はほぼピークの値になり，良好な受信品質を得ることができる。
【００６７】
〔近似式による説明〕
隣接する基地局アンテナ７，８（またはＬＣＸ１６，１７の送信端，以下同様）の間の距離Ｌと比べて，基地局アンテナ７，８と移動局アンテナ１１，１２の高低差Ｈが非常に小さい場合について，一方の移動局アンテナで受信した電波の振幅が非常に小さくなったときの他方の移動局アンテナで受信した電波の振幅を，近似式を用いて説明する。図２の場合，２つの基地局アンテナ７，８の間の中央付近では，Ｘ≫Ｈ，Ｌ≫Ｈ，Ｌ−Ｘ≫Ｈ，Ｌ−Ｘ−Ｄ≫Ｈと考えられるので，
｛（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）｝／λ≒２Ｄ／λ …(34)
となる。したがって，式(21)は，
Ｂ2 ＝ｓｑｒｔ〔（Ａ1 ／Ｙ1 ）2 ＋（Ａ2 ／Ｙ2 ）2 ＋２Ａ1 Ａ2 ／（Ｙ1 Ｙ2 ）ｃｏｓ（４πＤ／λ±奇数×π）〕 …(35)
となる。式(35)から，ｋを任意の整数として，
Ｄ＝λ／４＋ｋλ／２ …(36)
であれば，
Ｂ2 ＝Ａ1 ／Ｙ1 ＋Ａ2 ／Ｙ2 …(37)
となり，２つの基地局１，２から送信される電波は，移動局１０において互いに加算しあって十分な振幅となることが分かる。以上は，第１の例における近似を説明したが，第２，第３の例についても同様である。
【００６８】
〔高速フェージングに対する効果の説明〕
以上，第１〜第３の例で説明したように，本発明によれば，線路に沿って置かれた２つの基地局からのビート干渉に対して，移動局が所定の配置条件で設置された２つの移動局アンテナでダイバーシチ受信する場合に，一方の移動局アンテナの受信電波が非常に小さくなるときに，他方の移動局アンテナの受信電波は最も高い値になるため，良好な受信品質のダイバーシチ受信が可能になる。
【００６９】
本発明のようなダイバーシチ受信システムは，線路に沿って基地局が存在する場合，ビート干渉だけでなく，基地局からの電波が反射や回折を行って，マルチパス伝搬で移動局へ到来する場合にも効果がある。その理由としては，列車無線システムのように線路に沿って配置された基地局アンテナや漏洩同軸ケーブル（ＬＣＸ）から送信される電波は，線路方向については障害物の少ない立地環境であるため，線路に沿って伝搬し易く，反射や回折で生じるマルチパス伝搬は，線路に沿ったものが主になると考えられるからである。実際上，同程度の振幅の波が同時に２波干渉することはあっても，同時に３波以上干渉する確率は低いと考えられる。そこで，線路方向に伝搬する波が２波干渉したものとすると，前述したように，ｋを任意の整数として線路方向にアンテナ間隔ＤがＤ＝λ／４＋ｋλ／２となるように２つの移動局アンテナを離して配置することにより，一方の移動局アンテナの受信振幅が最も小さくなるときにおいても，他方の移動局アンテナの受信振幅は最も高い値になることは，容易に推測される。
【００７０】
〔基地局の第１の構成例〕
図５は，基地局１，２の第１の構成例を示す図である。この第１の構成例は，例えば図２で説明した第１の例で用いられる。
【００７１】
基地局１，２では，それぞれ中央装置５（図２参照）から送られてきた情報信号を，直交変調器１８で変調する。直交変調器１８では，入力された情報信号をもとに波形生成回路２１で同相成分と直交成分の波形を生成する。波形生成回路２１で生成された同相成分の信号はミキサー２２に入力され，直交成分の信号はミキサー２３に入力される。
【００７２】
波形生成回路２１から出力された同相成分の信号は，ミキサー２２においてキャリア発振器１９の出力と掛け算される。波形生成回路２１から出力された直交成分の信号は，ミキサー２３においてキャリア発振器１９の出力をπ／２移相器２０で９０度位相シフトされたキャリアと掛け算される。
【００７３】
このようにミキサー２２と２３により掛け算された結果の２つの信号が，加算器２４で加算されることにより直交変調される。直交変調器１８により直交変調された信号は，送信アンプ２５により増幅され，基地局アンテナ７，８から移動局１０へ送信される。
【００７４】
図５に示す構成において，キャリア発振器１９の安定度が高いほど，図２に示す基地局１，２のキャリア周波数の差Δｆを小さくすることができる。すなわち，基地局１および２のキャリア周波数ｆ1 およびｆ2 において，Δｆ＝（ｆ1 −ｆ2 ）≒０により，移動局１０における受信信号のビート周波数は低く抑えることができるため，受信信号の品質は良好となる。例えば，キャリア発振器１９として，発振源にルビジウム発振器，ＴＣＸＯ（Temperature Compensated Crystal Oscillator）等を設けると高安定なキャリア周波数を実現することができる。
【００７５】
この基地局の第１の構成例を，図３，図４で説明した第２の例，第３の例で用いる場合には，基準周波数信号発生装置１４として，キャリア周波数の波を発生させて，その波を図５のキャリア発振器１９の出力と置き換えることによって，同様に情報信号を直交変調することができる。
【００７６】
〔基地局の第２の構成例〕
図６は，基地局１，２の第２の構成例を示す図である。この第２の構成例は，例えば図３または図４で説明した第２または第３の例で用いられる。
【００７７】
直交変調器１８には，図３（または図４）に示す中央装置５から送られてきた情報信号が入力され，キャリア周波数信号発生部２６には，図３（または図４）に示す基準周波数信号発生装置１４から伝送路１５を介して送られてきた基準周波数信号が入力される。
【００７８】
図６に示す直交変調器１８，π／２移相器２０および送信アンプ２５は，図５に示すものと同様な機能であるため，ここではその説明は省略し，図６のその他の構成の機能について説明する。
【００７９】
キャリア周波数信号発生部２６は，基準周波数信号を入力し，入力した基準周波数信号に対して周波数同期したキャリア周波数信号を生成する。このために，キャリア周波数信号発生部２６は，位相比較部２７，フィルタ２８，発振器２９，分周器３０を備える。
【００８０】
位相比較部２７は，基準周波数信号と，分周器３０により発振器２９の出力信号が分周された信号とを位相比較し，その位相比較に応じた出力信号をフィルタ２８に出力する。フィルタ２８は，位相比較部２７から出力された位相比較に応じた出力信号をフィルタ処理し，そのフィルタ処理の結果に応じて，発振器２９の出力を安定化させるように制御する。なお，発振器２９には，例えば，周波数可変範囲内にキャリア周波数が入る水晶発振器等の安価な電圧制御発振器を用いることができる。
【００８１】
以上の制御により，キャリア周波数信号発生部２６から基準周波数信号を周波数同期の基準としたキャリア周波数の信号がπ／２移相器２０に出力される。
【００８２】
π／２移相器２０では，キャリア周波数信号発生部２６から出力されたキャリア周波数の信号の位相をπ／２位相シフトし，位相シフトした信号を直交変調器１８のミキサー２３に出力する。前述の図５で説明したように直交変調器１８では直交変調が行なわれ，直交変調された信号がアンプ２５を介して送信信号として出力される。
【００８３】
前述した第２の例および第３の例で使用する基準周波数信号発生装置１４から出力される基準周波数信号の周波数は，キャリア周波数とは限らず，伝送路１５の有線伝送に都合の良い周波数（キャリヤ周波数よりも低い周波数）を選ぶことができる。したがって，この場合には，簡易な構成で，かつ，安価な装置のキャリア周波数信号発生部２６により，各々の基地局でキャリア周波数を同一の周波数とすることができる。
【００８４】
〔ダイバーシチ受信装置の第１の構成例〕
図７は，ダイバーシチ受信装置１３の第１の構成例を示す図である。なお，図７は，選択ダイバーシチ方式による構成例であり，図２〜図４で説明した第１〜第３の例のいずれにおいても用いることができる。
【００８５】
移動局１０は，移動局アンテナ１１と１２で受信した電波を受信信号として入力し，受信信号から復調出力を生成するためのダイバーシチ受信装置１３を備える。図７に示すダイバーシチ受信装置１３は，受信機３１と３２，包絡線レベル検出部３３と３４，包絡線レベル比較部３５，復調器３６と３７，電子スイッチ３８を備える。
【００８６】
移動局アンテナ１１と１２で受信された電波は，各々，受信信号として受信機３１と３２に入力される。受信機３１と３２の出力には，各々，受信信号の包絡線レベルを検出する包絡線レベル検出部３３と３４が接続される。包絡線レベル検出部３３と３４は，それぞれ受信機３１と３２の出力から受信信号の包絡線レベルを検出し，検出した受信信号の包絡線レベルを包絡線レベル比較部３５に出力する。
【００８７】
また，受信機３１と３２は，送信側の基地局１，２により所定の変調が施された受信信号を復調器３６と３７に出力する。復調器３６と３７は，それぞれ入力された受信信号に所定の復調処理を実施した後，復調信号として電子スイッチ３８へ出力する。
【００８８】
包絡線レベル比較部３５は，受信機３１と３２の包絡線レベルに基づいて，いずれの受信電波のレベルが大きいかを判断し，受信電波のレベルの大きい方を選択する。すなわち，包絡線レベル比較部３５は，包絡線レベル検出部３３と３４が検出した受信信号の包絡線レベルに基づいて，復調器３６と３７の復調信号のうち，包絡線レベルが大きい側を選択し，選択した復調信号を出力するように電子スイッチ３８の選択を切り替える。
【００８９】
以上の結果，ダイバーシチ受信装置１３の第１の構成例では，移動局アンテナ１１と１２で受信した受信電波の中のレベルの大きい方を復調した信号が選択され，出力される。したがって，復調出力は，信号品質の良い情報信号となる。
【００９０】
〔ダイバーシチ受信装置の第２の構成例〕
図８は，ダイバーシチ受信装置１３の第２の構成例を示す図である。なお，図８は，最大比合成ダイバーシチ方式による構成例であり，図２〜図４で説明した第１〜第３の例のいずれにおいても用いることができる。
【００９１】
図８に示すダイバーシチ受信装置１３は，受信機３１と３２，包絡線レベル検出部３３と３４，振幅制御増幅器３９と４０，位相差検波部４１，可変移相器４２，加算器４３，復調器４４を備える。
【００９２】
移動局アンテナ１１と１２で受信された電波は，各々，受信信号として受信機３１と３２に入力される。受信機３１と３２の出力には，各々，受信信号の包絡線レベルを検出する包絡線レベル検出部３３と３４が接続される。
【００９３】
包絡線レベル検出部３３と３４は，それぞれ受信機３１と３２の出力から受信信号の包絡線レベルを検出し，検出した受信信号の包絡線レベルを振幅制御増幅器３９と４０に出力する。
【００９４】
受信機３１と３２の出力は，それぞれ振幅制御増幅器３９と４０に入力される。振幅制御増幅器３９と４０は，受信機３１と３２から受信信号を入力するとともに，包絡線レベル検出部３３と３４が検出した受信電波の包絡線レベルに基づいて，入力した受信信号の振幅を可変する。この場合，振幅制御増幅器３９と４０は，包絡線レベルが高い（またはＣＮ比が高い）ときには高い増幅率とし，包絡線レベルが低い（またはＣＮ比が低い）ときには低い増幅率とする。
【００９５】
振幅制御増幅器３９と４０の出力は，それぞれ位相差検波部４１に入力され，位相差検波部４１により互いの出力の位相差が検出される。位相差検波部４１は，この位相差に応じた出力信号を可変移相器４２に出力する。
【００９６】
可変移相器４２は，この検出された位相差（位相差検波部４１の出力信号）に基づいて，一方の振幅制御増幅器の出力（図８の例では振幅制御増幅器４０の出力）の位相を可変する。この場合，可変移相器４２は，加算器４３で加算した信号の振幅が大きくなるように位相を可変する。可変移相器４２により位相が可変された振幅制御増幅器４０の出力は，他方の振幅制御増幅器３９の出力と加算器４３で加算される。
【００９７】
以上の結果，加算器４３で加算された信号は，移動局アンテナ１１，１２で受信した電波のレベルの大きい方に基づいて振幅が強調され，かつ，位相的にも加算された信号が得られるので，この加算器４３の出力を復調器４４により復調した復調出力は，信号品質の良い情報信号となる。
【符号の説明】
【００９８】
１，２，３ 基地局
４ 線路
５ 中央装置
６，１５ 伝送路
７，８，９ 基地局アンテナ
１０ 移動局
１１，１２ 移動局アンテナ
１３ ダイバーシチ受信装置
１４ 基準周波数信号発生装置
１６，１７ ＬＣＸ（漏洩同軸ケーブル）
１８ 直交変調器
１９ キャリア発振器
２０ π／２移相器
２１ 波形生成回路
２２，２３ ミキサー
２４，４３ 加算器
２５ アンプ
２６ キャリア周波数信号発生部
２７ 位相比較部
２８ フィルタ
２９ 発振器
３０ 分周器
３１，３２ 受信機
３３，３４ 包絡線レベル検出部
３５ 包絡線レベル比較部
３６，３７，４４ 復調器
３８ 電子スイッチ
３９，４０ 振幅制御増幅器
４１ 位相差検波部
４２ 可変移相器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
線路に沿って配置された複数の基地局の電波発射部から複局同時送信方式によって送信された電波を，前記線路上を移動する移動局が第１の移動局アンテナと第２の移動局アンテナの２つの移動局アンテナで受信するダイバーシチ受信システムであって，
前記電波のキャリア周波数を同期させるための基準周波数信号を発生する基準周波数信号発生手段と，
前記基準周波数信号発生手段から得られる基準周波数信号を前記複数の基地局へ伝送する伝送手段とを備え，
前記複数の基地局は，前記伝送手段により受信した基準周波数信号に基づいて，それぞれの前記基地局の電波発射部が送信する電波のキャリア周波数を同一にする周波数同期手段を備え，
前記移動局における前記２つの移動局アンテナの配置条件として，
前記複数の基地局の中から選ばれた隣接する２つの基地局を第１の基地局と第２の基地局とし，
前記第１の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第１の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＸ1 とし，
前記第２の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第１の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＸ2 とし，
前記第１の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第２の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＹ1 とし，
前記第２の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第２の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＹ2 とし，
前記電波の波長をλとした場合において，
前記２つの移動局アンテナが，前記第１の基地局の電波発射部と前記第２の基地局の電波発射部の中央付近に存在し，かつ，前記第１の移動局アンテナがＸ1 ＝Ｘ2 の位置または前記第２の移動局アンテナがＹ1 ＝Ｙ2 の位置に存在するときに，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−Ｍ×λ｜≧λ／１０
の条件（Ｍは任意の整数）が満たされる前記移動局上の位置に，前記２つの移動局アンテナが配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【請求項２】
請求項１に記載のダイバーシチ受信システムにおいて，
前記移動局における前記２つの移動局アンテナの配置条件として，さらに，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／４
の条件（ｋは任意の整数）が満たされる前記移動局上の位置に，前記２つの移動局アンテナが配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【請求項３】
請求項１に記載のダイバーシチ受信システムにおいて，
前記移動局における前記２つの移動局アンテナの配置条件として，さらに，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／１０
の条件（ｋは任意の整数）が満たされる前記移動局上の位置に，前記２つの移動局アンテナが配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【請求項４】
請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のダイバーシチ受信システムにおいて，
前記移動局における前記２つの移動局アンテナが，前記線路の進行方向に，ある整数ｎに対して（λ／４＋ｎλ／２）だけ離して配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【請求項５】
請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のダイバーシチ受信システムにおいて，
前記基準局の電波発射部がアンテナまたは漏洩同軸ケーブルである
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【請求項１】
線路に沿って配置された複数の基地局の電波発射部から複局同時送信方式によって送信された電波を，前記線路上を移動する移動局が第１の移動局アンテナと第２の移動局アンテナの２つの移動局アンテナで受信するダイバーシチ受信システムであって，
前記電波のキャリア周波数を同期させるための基準周波数信号を発生する基準周波数信号発生手段と，
前記基準周波数信号発生手段から得られる基準周波数信号を前記複数の基地局へ伝送する伝送手段とを備え，
前記複数の基地局は，前記伝送手段により受信した基準周波数信号に基づいて，それぞれの前記基地局の電波発射部が送信する電波のキャリア周波数を同一にする周波数同期手段を備え，
前記移動局における前記２つの移動局アンテナの配置条件として，
前記複数の基地局の中から選ばれた隣接する２つの基地局を第１の基地局と第２の基地局とし，
前記第１の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第１の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＸ1 とし，
前記第２の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第１の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＸ2 とし，
前記第１の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第２の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＹ1 とし，
前記第２の基地局の電波発射部から送信された電波が前記第２の移動局アンテナに達するまでの電波伝搬路長をＹ2 とし，
前記電波の波長をλとした場合において，
前記２つの移動局アンテナが，前記第１の基地局の電波発射部と前記第２の基地局の電波発射部の中央付近に存在し，かつ，前記第１の移動局アンテナがＸ1 ＝Ｘ2 の位置または前記第２の移動局アンテナがＹ1 ＝Ｙ2 の位置に存在するときに，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−Ｍ×λ｜≧λ／１０
の条件（Ｍは任意の整数）が満たされる前記移動局上の位置に，前記２つの移動局アンテナが配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【請求項２】
請求項１に記載のダイバーシチ受信システムにおいて，
前記移動局における前記２つの移動局アンテナの配置条件として，さらに，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／４
の条件（ｋは任意の整数）が満たされる前記移動局上の位置に，前記２つの移動局アンテナが配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【請求項３】
請求項１に記載のダイバーシチ受信システムにおいて，
前記移動局における前記２つの移動局アンテナの配置条件として，さらに，
｜（Ｙ1 −Ｙ2 ）−（Ｘ1 −Ｘ2 ）−（ｋλ＋λ／２）｜≦λ／１０
の条件（ｋは任意の整数）が満たされる前記移動局上の位置に，前記２つの移動局アンテナが配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【請求項４】
請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のダイバーシチ受信システムにおいて，
前記移動局における前記２つの移動局アンテナが，前記線路の進行方向に，ある整数ｎに対して（λ／４＋ｎλ／２）だけ離して配置された
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【請求項５】
請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のダイバーシチ受信システムにおいて，
前記基準局の電波発射部がアンテナまたは漏洩同軸ケーブルである
ことを特徴とするダイバーシチ受信システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１１−４４７５９（Ｐ２０１１−４４７５９Ａ）
【公開日】平成２３年３月３日（２０１１．３．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１８９６３６（Ｐ２００９−１８９６３６）
【出願日】平成２１年８月１９日（２００９．８．１９）
【出願人】（５９７０５９４６５）東京レーダー株式会社 (7)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月３日（２０１１．３．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年８月１９日（２００９．８．１９）
【出願人】（５９７０５９４６５）東京レーダー株式会社 (7)
【Ｆターム（参考）】
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