ノーマルモードヘリカルアンテナ、及びノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法
【課題】放射効率を向上させるとともに小型化しても放射効率の低下が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを実現する。
【解決手段】導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、を備え、前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
【解決手段】導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、を備え、前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ユビキタス通信の小形無線タグや生体埋め込み用の小形無線センサーなどに用いられ、給電部に高周波電圧を印加することにより導体部より電波を空間に放射する機能を有し、アンテナの物理寸法が波長の数十分の１以下となるノーマルモードヘリカルアンテナ及びノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ユビキタス通信においては、販売現場で扱われている商品などに、電波により識別される荷札（ＲＦＩＤ；Radio Frequency IDentification）を貼り付け、商品の流通に役立てようとする試みが成されている。ここで重要になるのは、ＲＦＩＤを如何に小形化してかつ電波に対する応答感度を高くできるかである。このため様々な小形アンテナが開発されている。
【０００３】
この用途に適したアンテナとして、ノーマルモードヘリカルアンテナが利用されている（例えば特許文献１、非特許文献１参照）。図１に示すように、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の基本構造は、細い導線をコイル状に巻いた構造を有し、中央部で給電されたものである。
【０００４】
また、折り返し構造を利用して放射効率を向上させた線状アンテナも開発されている。折り返し構造の基本構造として折り返しダイポールアンテナ２１０を図４に示す。半波長の長さを有する導線の中央で給電したアンテナ（半波長ダイポールアンテナ）１２０に近接して、同じ長さの無給電の導線を配置し、両端部を短絡した構成である。本構成によると、アンテナ入力インピーダンスを半波長ダイポールアンテナ１２０の４倍にできる特長がある。
【０００５】
折り返し構造を適用したノーマルモードヘリカルアンテナ２２０として、図５の構成が開発されている（例えば非特許文献２参照）。図５では、導体板の上部のみにコイル１００を構成した構造となっているが、導体板の下部に電気映像が生じ、上下に対称なコイル１００が存在する構成と同等の電気性能を発揮する。すなわち、図４の２本の導線を１本と見なして、コイル状に巻いたものであると考えられる。非特許文献２では、入力インピーダンスが３〜４倍に増大したと述べられている。また、図５と同様の構造を用いた他の実施例として、非特許文献３の検討がある。この場合は帯域幅が広がったと報告されている。しかしこの構造では、２本の導線間の相互結合が強く作用し過ぎることにより、電波放射を得る為には適切とはいえないと考えられる。
【０００６】
また、超小型アンテナの一つとしてメアンダラインアンテナに関する開発もなされている（例えば非特許文献４参照）。
【特許文献１】特開２００１−９４３３３号公報
【非特許文献１】Klaus Finkenzeller著、ソフト工学研究所訳、「ＲＦＩＤハンドブック」第２版、日刊工業新聞社、ｐｐ．１２−１３、２００２
【非特許文献２】野口啓介、水澤丕雄、山口尚、奥村善久「折返しモノポールアンテナと２線式ヘリカルアンテナの放射特性比較」、１９９６年電子情報通信学会、通信ソサイエティ大会、Ｂ−９１、１９９６
【非特許文献３】小椋好恵、浅川公男、前田忠彦「折り返しノーマルモードヘリカルアンテナの検討」、電子情報通信学会、信学技報、ＡＰ２００４−１３７、ｐｐ．２５−３０、２００４
【非特許文献４】滝口将人、山田吉英「0.1波長以下の超小形メアンダラインアンテナの電気特性」、信学論（B）、Ｖｏｌ．Ｊ８７−Ｂ，Ｎｏ．９，ｐｐ．１３３６−１３４５、Ｓｅｐｔ．２００４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このように、様々な小型アンテナの開発がなされているが、その中でもノーマルモードヘリカルアンテナは、超小形アンテナで問題となる、小形化により発生する大きな容量性リアクタンスをコイルの誘導性リアクタンスにより打ち消し、純抵抗に近い入力インピーダンスを実現できるという特徴を有する。このためノーマルモードヘリカルアンテナは、ＲＦＩＤや携帯電話機をはじめ、生体埋め込み用の小形無線センサーなどの各種小型機器への利用が期待されている。
【０００８】
一方で、超小型アンテナでは、導体抵抗が放射抵抗より大きくなるため、放射効率が低下する。放射抵抗の低下は、例えば通信距離の縮小や通信品質の低下等の通信性能の低下をもたらし、ノーマルモードヘリカルアンテナの小型化を阻害する要因ともなる。
【０００９】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、放射効率を向上させるとともに小型化しても放射効率の低下が少ないノーマルモードヘリカルアンテナ及びノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法を提供することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明のうち請求項１に記載の発明は、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、を備え、前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
このような態様によれば、放射効率を向上させるとともに小型化しても放射効率の低下が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを実現することができる。
【００１１】
また請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各コイル長が略等しく、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各コイル長をＬとし、当該アンテナでの動作波長をλとした場合に、Ｌ／λの値が０．０５以下であることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
このように、Ｌ／λが０．０５以下という超小型のノーマルモードヘリカルアンテナにおいても、本ノーマルモードヘリカルアンテナによれば、高い放射効率を維持することが可能となる。
【００１２】
また請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、前記第２のコイルを複数備えることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
このような態様によれば、より高い放射効率を実現することができる。詳細は後述するが、第２のコイルをより多く備えることにより、より高い放射効率を実現することが可能となる。
【００１３】
また請求項４に記載の発明は、請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、導体板を備え、前記第１のコイル及び前記第２のコイルは、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置されるとともに、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように設定されてなることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
【００１４】
ここで自己共振するとは、入力インピーダンスの容量性リアクタンスと誘導性リアクタンスとが打ち消しあい、入力インピーダンスが純抵抗になる状態をいう。請求項４の態様によれば、周囲の環境による影響を受けにくく、自己共振周波数の変動が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを実現することが可能となる。例えば、本ノーマルモードヘリカルアンテナを人体に近づけても、人体の誘電率による影響を導体板が遮断し、特定の周波数での自己共振が維持される。このことにより、例えば、本ノーマルモードヘリカルアンテナを機器に組み込む際にも、機器側の筐体や他の部品等の誘電率の影響を受けにくくなる。これにより、本ノーマルモードヘリカルアンテナは、きわめて高い汎用性をもって、様々な機器に組み込むことが可能となる。そしてそのため、同一規格のノーマルモードヘリカルアンテナの大量生産が可能となり、製造容易化、コスト低減などが可能となる。また、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置されることにより、各コイルに内在する電流源及び磁流源のうちの磁流源からの放射が助長されることになる。これにより、導体板が近接することによる放射電界強度の低下が抑制され、高い放射強度を維持することができる。
【００１５】
また請求項５に記載の発明は、請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、導体板を備え、前記第１のコイル及び前記第２のコイルは、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と直交するように、前記導体板と離間して配置されるとともに、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように設定されてなることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
このような態様によっても、周囲の環境による影響を受けにくく、自己共振周波数の変動が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを実現することが可能となる。これにより、本ノーマルモードヘリカルアンテナは、きわめて高い汎用性をもって、様々な機器に組み込むことが可能となる。そしてそのため、同一規格のノーマルモードヘリカルアンテナの大量生産が可能となり、製造容易化、コスト低減などが可能となる。また、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と直交するように、前記導体板と離間して配置されることにより、各コイルに内在する電流源及び磁流源のうちの電流源からの放射が助長されることになる。これにより、導体板が近接することによる放射電界強度の低下が抑制され、高い放射強度を維持することができる。
【００１６】
また請求項６に記載の発明は、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、を備え、前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなるノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法であって、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように前記第１のコイルと前記第２のコイルとを設定することを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法に関する。
このような態様により、放射効率を向上させるとともに小型化しても放射効率の低下が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを製造することができる。
【００１７】
また請求項７に記載の発明は、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、導体板と、を備え、前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置されるとともに、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置され、前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなるノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法であって、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように前記第１のコイルと前記第２のコイルとを設定することを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法に関する。
このような態様によって、周囲の環境による影響を受けにくく、自己共振周波数の変動が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを製造することが可能となる。
【００１８】
その他、本願が開示する課題、及びその解決方法は、発明を実施するための最良の形態の欄、及び図面により明らかにされる。
【発明の効果】
【００１９】
放射効率を向上させるとともに小型化しても放射効率の低下が少ないノーマルモードヘリカルアンテナ及びノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の実施形態につき図面とともに説明する。
ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の基本構造を図１に示す。ノーマルモードヘリカルアンテナ２００は、導線を螺旋状に巻回することにより形成されたコイル１００の中央部に給電点１１０が設けられたものである。アンテナ長（コイル長）をＬ、直径をＤ、導線の直径をａ、巻き数をＮとしている。図１はＮ＝１０の状態を示す。ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の特徴は、超小形アンテナで問題となる、小形化により発生する大きな容量性リアクタンスをコイル１００の誘導性リアクタンスにより打ち消し、純抵抗に近い入力インピーダンスを実現できることである。入力インピーダンスが純抵抗になる状態は、自己共振と呼ばれる。このためには、アンテナ長（Ｌ）、アンテナ直径（Ｄ）アンテナ巻き数（Ｎ）の関係を適切に選ぶ必要がある。
【００２１】
Ｌ／λ（λは動作波長）、Ｄ／λとＮの様々な組み合わせについて、入力インピーダンス値を電磁界シミュレータにより求め、自己共振が得られる組み合わせを求めたものを図２に示す。Ｌ／λは０．２から０．０２５まで変化させている。Ｎの値に応じて、Ｌ／λとＤ／λの関係が大きく影響されることがわかる。また、Ｌ／λ＞０．１ではほぼＤ／λが一定になっている。Ｌ／λ＜０．１では、Ｌ／λの減少に伴いＤ／λも小さくする必要のあることが分かる。
【００２２】
次に、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の入力インピーダンス（Ｚｉｎ）について計算した結果を図３に示す。図３には一例として、Ｌ／λ＝０．０２５、Ｎ＝１０の場合を示す。周波数が９００ＭＨｚの点で自己共振し、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の入力インピーダンスが純抵抗成分（Ｒｉｎ）のみと成っていることが分かる。
【００２３】
ここで、抵抗成分（Ｒｉｎ）の内訳は、放射抵抗Ｒｒと、導体抵抗Ｒｌであり、Ｒｉｎ＝Ｒｒ＋Ｒｌの関係がある。放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌを切り分けるためには、計算において導体抵抗値を無限大にする。これによりＲｌ＝０とした計算結果を得ることができる。このときＲｉｎ＝Ｒｒとなっている。
また、アンテナの放射効率ηは、次式で表される。
η＝Ｒｒ／（Ｒｒ＋Ｒｌ） …（１）
【００２４】
このようにして求めた、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００についての放射抵抗Ｒｒ、導体抵抗Ｒｌ及び放射抵抗ηの値を表１に示す。
【００２５】
[表１]
基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナの主要電気定数
表１に示すように、基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００では、導体抵抗Ｒｌが放射抵抗Ｒｒに比して約４．５倍も大きくなっていることが特徴である。すなわち、給電された電波は殆んど導体抵抗Ｒｌにより熱損失として消費されてしまうことを意味している。このためアンテナの放射効率ηが−７．４５ｄＢと小さな値となっている。
【００２６】
ここで、導体抵抗Ｒｌは、次式で表される。
ここに、Ｌａは導体の全長を表し、ａは導体径を表す。また、δは導体の表皮厚と呼ばれ、次式で表される。
ここに、ｆは周波数で、μは透磁率であり、σは導電率を表す。
【００２７】
式（２）において、図１の場合の諸元として、Ｌａ＝１７８．３２ｍｍ、ａ＝０．１６６５ｍｍならびに導線に用いた銅の導電率σ＝５．８×１０７（Ｓ／ｍ）を代入すると、Ｒｌ＝２．６６８４Ωとなる。この値は表１に示す値と良く対応しており、式（２）で導体抵抗Ｒｌを評価できることが分かる。式（２）より、導体抵抗Ｒｌの値は導体径ａに反比例し、周波数ｆの平方根と導体全長Ｌａに比例することが分かる。
【００２８】
次に、上記ノーマルモードヘリカルアンテナ２００を改良した、本実施の形態に係るノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を図６に示す。以下、図６に示すノーマルモードヘリカルアンテナを、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０とも記す。並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイル１００と、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイル１００とを備えており、第１のコイル１００の中央部には給電点１１０が設けられている。そして、第１のコイル１００及び第２のコイル１００が、第１のコイル１００及び第２のコイル１００の各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、第１のコイル１００の各端部が、それら各端部と面対称な位置にある第２のコイル１００の各端部とそれぞれ短絡されてなる。
【００２９】
並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、図４に示した２本の導線を近接配置した折り返し構造と同様に、各コイル１００に等しい電流が流れることが重要であるが、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の各コイル１００の構造諸元を、図２に示した基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００が自己共振する構造諸元と同じにすることにより、図６において矢印で示すように、２本のコイル１００には等しい電流を実現することができる。
【００３０】
次に、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０が自己共振する場合のアンテナ長さ（Ｌ／λ）、直径（Ｄ／λ）、巻き数（Ｎ）、及びアンテナ間隔（Ｓ／λ）の関係の一例を図７に示す。図７に示す結果は、図２に示したアンテナ長さ（Ｌ／λ）、直径（Ｄ／λ）及び巻き数（Ｎ）の関係の下に、自己共振が得られるアンテナ間隔（Ｓ／λ）を電磁界シミュレータの計算により求めたものである。このように、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、アンテナ長さ（Ｌ／λ）、直径（Ｄ／λ）、巻き数（Ｎ）、及びアンテナ間隔（Ｓ／λ）を適切に設定することにより、自己共振させることができる。
【００３１】
図７を見ると、Ｎを変えても、Ｌ／λとＳ／λの関係に余り変化の無いことが分かる。またＬ／λとＳ／λの関係については、Ｌ／λの減少に伴いＳ／λも単調に減少させる必要の有ることが分かる。
【００３２】
次に、Ｌ／λ＝０．０２５、Ｎ＝１０としたときの、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の入力インピーダンス特性の計算結果を図８に示す。周波数が９００ＭＨｚの点で自己共振し、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の入力インピーダンスが純抵抗成分のみと成っていることが分かる。
【００３３】
また、その場合の放射抵抗Ｒｒ、導体抵抗Ｒｌと放射効率 ηの計算結果を表２に示す。
[表２]
並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの主要電気定数
表２に示す各値を表１に示す各値と比較してみると、放射抵抗Ｒｒは約４倍、導体抵抗Ｒｌは約２倍になっていることがわかる。そのためアンテナ効率ηが約２倍に向上して、２．５ｄＢの上昇が見られる。このように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、放射効率を向上させることができる。これにより、アンテナの通信距離の拡大を達成できるという利点を有する。
【００３４】
次に、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０による放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌの値の変化を、様々なＬ／λについて求めたものを図９と図１０に示す。図９及び図１０にはそれぞれ、比較のために、基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００における放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌとを記載してある。「Original」と記される方が基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００の特性を示し、「folded」と記される方が並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の特性を示す。
【００３５】
まず、図９において目に付くことは、放射抵抗Ｒｒは、Ｎの値にほとんど依存せず、Ｌ／λによって決まる値であるということである。またＬ／λが小さくなるに従い、Ｒｒも急激に減少することが分かる。また、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、基本構造ヘリカルアンテナ２００に比べ、放射抵抗Ｒｒが４倍に上昇することが示されている。すなわち、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、全てのＬ／λにおいて放射抵抗Ｒｒが４倍になることが示されている。
【００３６】
一方図１０においては、導体抵抗ＲｌがＮに依存していることが示される。この理由は、Ｎにより、アンテナを構成する導線の長さ（Ｌａ）が変化するためである。また、導体抵抗ＲｌのＬ／λに対する変化を見ると、Ｌ／λが変化してもＲｌはほとんど一定の値を保っていることが分かる。また、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、基本構造ヘリカルアンテナ２００に比べ、導体抵抗Ｒｌが２倍に上昇することが示されている。すなわち、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、全てのＬ／λにおいて導体抵抗Ｒｌが２倍になることが示されている。
【００３７】
ところで、基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００の放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌとを比較すると、図９及び図１０に示されるように、Ｌ／λが０．０５以下ではＲｒ＜Ｒｌであることがわかる。つまりこの場合、放射効率ηが低下することを意味する。そして放射抵抗ηは、Ｌ／λが小さいほど、つまりノーマルモードヘリカルアンテナ２００を小型化すればするほど、低下する。
【００３８】
しかしながら、上述したように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、基本構造ノーマルモードヘリカルアンテナ２００に対し、全てのＬ／λにおいて放射抵抗Ｒｒが４倍になり、導体抵抗Ｒｌが２倍になる。このため、本実施形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、小型化しても高い放射効率を維持可能である。特に、Ｌ／λの値が０．０５以下となるほどに小型化した場合には、Ｒｒ＜Ｒｌとなるため、放射効率ηをほぼ２倍にまで向上させることが可能である。なお、もちろんＲｒ＞Ｒｌとなる場合であっても、放射効率ηが向上することは言うまでもない。
【００３９】
ところで、図６に示す並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、コイル１００が２個用いられているが、図１１に示すようにＭ（Ｍは自然数）個のコイル１００を用いた場合には、主要な電気定数（入力インピーダンスの純抵抗成分Ｒｉｎ’、放射抵抗Ｒｒ’、導体抵抗Ｒｌ’、放射効率η’）は各々次式で表される。
Ｒｒ’＝Ｍ２× Ｒｒ …（４）
Ｒｌ’＝Ｍ×Ｒｌ …（５）
η’＝Ｒｒ’／（Ｒｒ’＋Ｒｌ’）＝Ｍ２×Ｒｒ／（Ｍ２×Ｒｒ＋Ｍ×Ｒｌ）
…（６）
ここで、Ｒｌ’＞Ｒｒ’とすると、Ｒｉｎ’は近似的に次式となる。
η’≒Ｒｒ’／Ｒｌ’＝Ｍ×（Ｒｒ／Ｒｌ）＝Ｍ×η …（７）
すなわち、コイル１００をＭ個用いたノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、放射効率をＭ倍に向上でき、より高い放射効率を実現することができる。
【００４０】
次に、図１２に示すように、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を導体板１３０に平行に近接させた構造について説明する。図１２において、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０と導体板１３０の間隔をＨで表している。
【００４１】
ここで、一般的に、ノーマルモードヘリカルアンテナの電波放射に寄与する要素は、図１３に示すように、短い直線部と小さなループ部の集合として考えることができる。電波放射に当って、直線部は微小な電流源として機能し、ループ部は微小な磁流源として機能する。
【００４２】
導体板１３０が近接した際の電波放射に関しては、図１２の配置においては電流源からの放射は導体により抑圧されるが、磁流源からの放射は導体により助長される。このため、導体板１３０が近接した場合でも並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０からの電波放射は保持されることになり、本アンテナの特長ともなっている。
【００４３】
ところで、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の入力インピーダンスは導体板１３０の近接により少なからず影響を受けることが考えられる。以下において電波放射と入力インピーダンスの変化を具体的に説明する。
【００４４】
まず、入力インピーダンスの変化において、主にリアクタンスの値が変化するため、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０のコイル１００間の間隔（Ｓ）を変化させて対応できるかについて説明する。
【００４５】
図１４は、自己共振状態を保つために変化すべきコイル１００の間隔（Ｓ）を、導体板１３０との間隔（Ｈ）をパラメータにして求めた結果である。「no ground plane」は、導体板１３０が存在しない時の自己共振のためのＳ／λの特性を示している。図１４に示すように、Ｈが小さくなるに従い、Ｓ／λの調整量が大きくなる。また、Ｓ／λの調整量はアンテナ長（Ｌ／λ）が大きくなるに伴い大きくなる。結局、図１４に従いＳ／λを調整することにより、導体板１３０との間隔（Ｈ）が様々に変化しても、柔軟に自己共振特性を達成できることになる。１例として、Ｌ／λ＝０．０２５、Ｎ＝１０の場合において、自己共振を達成した際の入力インピーダンス特性を図１５に示す。９００ＭＨｚにおいてリアクタンスが零となり、９００ＭＨｚで自己共振が達成されていることが示されている。
【００４６】
次に、自己共振時における放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌとの関係を、図１６、図１７に示す。
【００４７】
図１６に示すように、放射抵抗Ｒｒについて特徴的なことは、導体板１３０の近接により放射抵抗Ｒｒが大きく減少するということである。また、Ｈの縮小とともに放射抵抗Ｒｒが減少する。Ｌ／λへの依存性については、Ｈが１ｃｍの時には放射抵抗Ｒｒが４Ω以下に低下し、Ｌ／λの短縮とともに１Ω以下まで減少する。Ｈが０．５ｃｍの時には放射抵抗Ｒｒが２Ωから０．５Ωの値となる。Ｈが０．１ｃｍの時には放射抵抗Ｒｒが１Ω程度から０．５Ω以下の値となる。
【００４８】
また図１７に示すように、導体抵抗Ｒｌについて特徴的なことは、導体抵抗Ｒｌが４Ωから３．７Ωの幅に収まっており、導体抵抗Ｒｌの変化が非常に小さいということである。導体抵抗Ｒｌが変化する理由は、導体板１３０の近接により図１４に示したように、コイル１００の間隔（Ｓ／λ）が小さくなることにより、導線の全長が僅かに短縮するためである。
【００４９】
次に、放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌの値から並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の放射効率ηを求めた結果を図１８に示す。導体板１３０が存在しない際には、放射効率ηは０ｄＢから−５ｄＢの範囲に収まっているが、導体板１３０を並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０に近接させるにつれηが低下する。低下量は、Ｈが小さくなるほど増大するが、−１０ｄｂ程度に収まっている。Ｈ＝０．１ｃｍの際には、導体が存在しない場合に比べて、５ｄＢから６ｄＢ程度の低下量となる。また、放射効率ηはアンテナ長（Ｌ／λ）の短縮とともに減少し、Ｈ＝０．１ｃｍの際には−６ｄＢから−１０ｄＢに変化する。Ｌ／λへの依存性で注目すべき点は、Ｌ／λ＝０．０５以下になると、ηの減少率が増大することである。
【００５０】
上記の結果は、導体板１３０が存在するときと存在しないときの放射電波の成分比較をすることによっても理解できる。図１２に示すように、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を導体板１３０に平行に近接させた場合の電波放射特性を図１９と図２０に示す。導体板１３０が存在しないときの放射特性が図１９である。また導体板１３０がＨ＝０．１ｃｍで近接されたときの放射特性が図２０である。
【００５１】
図１２において、電界放射のＥq成分は電流源からの放射であり、Ｅf成分は磁流源からの放射に相当する。図１９では、Ｅq成分がＥf成分より１０ｄＢ程度大きくなっており、電流源からの放射が主体となっていることが分かる。図２０と図１９を比較すると、Ｅq成分が１０ｄＢ以上減少する一方、Ｅf成分が２ｄＢ程度増加していることが分かる。これは、導体板１３０が近接することにより電流源からの放射は抑圧されるものの、磁流源からの放射が助長されることを表している。このように、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、電流源と磁流源が存在するため、導体板１３０に近接しても磁流源からの放射が残り、ある程度の放射が保たれることが分かる。
【００５２】
次に、導体板１３０に垂直に近接にしてノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を配置した場合の構成を図２１に示す。図２１において、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０と導体板１３０の間隔をＨで表している。
この場合も、入力インピーダンスの変化において、主にリアクタンスの値が変化するため、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０のコイル１００間の間隔（Ｓ）を変化させて対応できるかについて説明する。
【００５３】
図２２は、自己共振状態を保つために変化すべきコイル１００の間隔（Ｓ）を、導体板１３０との間隔（Ｈ）をパラメータにして求めた結果である。図１４と比較すると、Ｓ／λの調整量が小さくなっており、図２２に従いＳ／λを調整することにより、導体板１３０との間隔（Ｈ）が様々に変化しても、柔軟に自己共振特性を達成できることになる。このときの放射電界の特性を図２３に示す。図２０の特性と比較すると、磁流源放射は抑圧されるが、電流源放射は助長されていることが分かる。一方、電流源放射は、導体板１３０が存在しない場合の図１９に等しい放射電界強度が達成されていることがわかる。
【００５４】
以上説明したように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、折り返しアンテナとして正しく動作すると、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００に比して、アンテナの導体抵抗Ｒｌは２倍にしかならないが放射抵抗Ｒｒは４倍に増大できるため、放射効率ηを約２倍に向上可能である。また、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を導体板１３０に近接配置した際には、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０が有する電流成分は放射に寄与しなくなるが、磁流成分は有効に放射に寄与するため、ある程度の放射が期待できる。また近接導体による入力インピーダンスの変化が小さい場合には、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の間隔を調整することにより、インピーダンスの補正を行うことも可能である。
【００５５】
このように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０によれば、放射効率を大幅に向上させることが可能である。また従来のノーマルモードヘリカルアンテナ２００に比べ、小型化した場合の放射効率の低下を抑制することができるため、特にＬ／λが０．０５以下となるような超小型化を行う場合において、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の効果が大きい。このため、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を用いることにより、アンテナのより一層の小型化が可能となる。
【００５６】
また本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、Ｍ個のコイル１００を用いることにより、放射抵抗ＲｒをＭ２に増大できる一方、導体抵抗ＲｌはＭ倍にしかならないため、結果としてアンテナの放射効率を約Ｍ倍に向上できる。
【００５７】
また本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を導体板１３０に近接して配置した場合に、導体板１３０への近接によりアンテナの入力インピーダンスのリアクタンス成分が変化しても、各コイルの間隔Ｓや、コイルと導体板１３０との間隔Ｈを調整してリアクタンス成分を補償し、特定の周波数に自己共振するように設定することができ、アンテナの機能を効果的に発揮させることができる。
【００５８】
並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の各コイルの巻回軸が導体板１３０に平行に配置される場合には、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の電流源放射は抑圧されるが、磁流源放射は助長され存続するため、放射強度の低下を抑制することができる。また、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の各コイルの巻回軸が導体板１３０と直交して配置される場合には、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の磁流源放射は抑圧されるが、電流源放射は助長されるため、導体板１３０が存在しない場合と同等の放射強度を達成できる。このように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、実際に使用する様々な状況に対応して、高いアンテナ効率を実現でき、アンテナの通信距離の拡大を達成できるという利点を有する。
【００５９】
以上発明を実施するための最良の形態について説明したが、上記実施の形態は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明はその趣旨を逸脱することなく変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。例えば、導線にはエナメル線のような一般的な線材の他、プリント基板上にエッチング技術により形成された配線パターン、蒸着技術や薄膜形成技術、半導体プロセス技術により形成された配線パターン等、導体を線状又はパターン状に形成したもの一般が含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】ノーマルモードヘリカルアンテナの基本構造を示す図である。
【図２】自己共振する場合のノーマルモードヘリカルアンテナの構造諸元を示す図である。
【図３】ノーマルモードヘリカルアンテナの入力インピーダンス特性を示す図である。
【図４】折り返しダイポールアンテナを示す図である。
【図５】２線式ヘリカルアンテナを示す図である。
【図６】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナを示す図である。
【図７】自己共振する場合の並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの各コイルの間隔を示す図である。
【図８】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの入力インピーダンス特性を示す図である。
【図９】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射抵抗を示す図である。
【図１０】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの導体抵抗を示す図である。
【図１１】Ｍ個のコイルを備える並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナを示す図である。
【図１２】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナを示す図である。
【図１３】ヘリカルアンテナの放射要素を示す図である。
【図１４】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナにおいて自己共振するための各コイルの間隔を示す図である。
【図１５】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの入力インピーダンス特性を示す図である。
【図１６】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射抵抗を示す図である。
【図１７】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの導体抵抗を示す図である。
【図１８】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射効率を示す図である。
【図１９】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射特性を示す図である。
【図２０】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射特性を示す図である。
【図２１】導体板に垂直に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナを示す図である。
【図２２】導体板に垂直に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナにおいて自己共振するための各コイルの間隔を示す図である。
【図２３】導体板に垂直に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射特性を示す図である。
【符号の説明】
【００６１】
１００ コイル
１１０ 給電点
１２０ 半波長ダイポールアンテナ
１３０ 導体板
２００ ノーマルモードヘリカルアンテナ
２１０ 折り返しダイポールアンテナ
２２０ ２戦式ヘリカルアンテナ
２３０ 並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ユビキタス通信の小形無線タグや生体埋め込み用の小形無線センサーなどに用いられ、給電部に高周波電圧を印加することにより導体部より電波を空間に放射する機能を有し、アンテナの物理寸法が波長の数十分の１以下となるノーマルモードヘリカルアンテナ及びノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ユビキタス通信においては、販売現場で扱われている商品などに、電波により識別される荷札（ＲＦＩＤ；Radio Frequency IDentification）を貼り付け、商品の流通に役立てようとする試みが成されている。ここで重要になるのは、ＲＦＩＤを如何に小形化してかつ電波に対する応答感度を高くできるかである。このため様々な小形アンテナが開発されている。
【０００３】
この用途に適したアンテナとして、ノーマルモードヘリカルアンテナが利用されている（例えば特許文献１、非特許文献１参照）。図１に示すように、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の基本構造は、細い導線をコイル状に巻いた構造を有し、中央部で給電されたものである。
【０００４】
また、折り返し構造を利用して放射効率を向上させた線状アンテナも開発されている。折り返し構造の基本構造として折り返しダイポールアンテナ２１０を図４に示す。半波長の長さを有する導線の中央で給電したアンテナ（半波長ダイポールアンテナ）１２０に近接して、同じ長さの無給電の導線を配置し、両端部を短絡した構成である。本構成によると、アンテナ入力インピーダンスを半波長ダイポールアンテナ１２０の４倍にできる特長がある。
【０００５】
折り返し構造を適用したノーマルモードヘリカルアンテナ２２０として、図５の構成が開発されている（例えば非特許文献２参照）。図５では、導体板の上部のみにコイル１００を構成した構造となっているが、導体板の下部に電気映像が生じ、上下に対称なコイル１００が存在する構成と同等の電気性能を発揮する。すなわち、図４の２本の導線を１本と見なして、コイル状に巻いたものであると考えられる。非特許文献２では、入力インピーダンスが３〜４倍に増大したと述べられている。また、図５と同様の構造を用いた他の実施例として、非特許文献３の検討がある。この場合は帯域幅が広がったと報告されている。しかしこの構造では、２本の導線間の相互結合が強く作用し過ぎることにより、電波放射を得る為には適切とはいえないと考えられる。
【０００６】
また、超小型アンテナの一つとしてメアンダラインアンテナに関する開発もなされている（例えば非特許文献４参照）。
【特許文献１】特開２００１−９４３３３号公報
【非特許文献１】Klaus Finkenzeller著、ソフト工学研究所訳、「ＲＦＩＤハンドブック」第２版、日刊工業新聞社、ｐｐ．１２−１３、２００２
【非特許文献２】野口啓介、水澤丕雄、山口尚、奥村善久「折返しモノポールアンテナと２線式ヘリカルアンテナの放射特性比較」、１９９６年電子情報通信学会、通信ソサイエティ大会、Ｂ−９１、１９９６
【非特許文献３】小椋好恵、浅川公男、前田忠彦「折り返しノーマルモードヘリカルアンテナの検討」、電子情報通信学会、信学技報、ＡＰ２００４−１３７、ｐｐ．２５−３０、２００４
【非特許文献４】滝口将人、山田吉英「0.1波長以下の超小形メアンダラインアンテナの電気特性」、信学論（B）、Ｖｏｌ．Ｊ８７−Ｂ，Ｎｏ．９，ｐｐ．１３３６−１３４５、Ｓｅｐｔ．２００４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このように、様々な小型アンテナの開発がなされているが、その中でもノーマルモードヘリカルアンテナは、超小形アンテナで問題となる、小形化により発生する大きな容量性リアクタンスをコイルの誘導性リアクタンスにより打ち消し、純抵抗に近い入力インピーダンスを実現できるという特徴を有する。このためノーマルモードヘリカルアンテナは、ＲＦＩＤや携帯電話機をはじめ、生体埋め込み用の小形無線センサーなどの各種小型機器への利用が期待されている。
【０００８】
一方で、超小型アンテナでは、導体抵抗が放射抵抗より大きくなるため、放射効率が低下する。放射抵抗の低下は、例えば通信距離の縮小や通信品質の低下等の通信性能の低下をもたらし、ノーマルモードヘリカルアンテナの小型化を阻害する要因ともなる。
【０００９】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、放射効率を向上させるとともに小型化しても放射効率の低下が少ないノーマルモードヘリカルアンテナ及びノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法を提供することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明のうち請求項１に記載の発明は、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、を備え、前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
このような態様によれば、放射効率を向上させるとともに小型化しても放射効率の低下が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを実現することができる。
【００１１】
また請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各コイル長が略等しく、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各コイル長をＬとし、当該アンテナでの動作波長をλとした場合に、Ｌ／λの値が０．０５以下であることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
このように、Ｌ／λが０．０５以下という超小型のノーマルモードヘリカルアンテナにおいても、本ノーマルモードヘリカルアンテナによれば、高い放射効率を維持することが可能となる。
【００１２】
また請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、前記第２のコイルを複数備えることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
このような態様によれば、より高い放射効率を実現することができる。詳細は後述するが、第２のコイルをより多く備えることにより、より高い放射効率を実現することが可能となる。
【００１３】
また請求項４に記載の発明は、請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、導体板を備え、前記第１のコイル及び前記第２のコイルは、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置されるとともに、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように設定されてなることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
【００１４】
ここで自己共振するとは、入力インピーダンスの容量性リアクタンスと誘導性リアクタンスとが打ち消しあい、入力インピーダンスが純抵抗になる状態をいう。請求項４の態様によれば、周囲の環境による影響を受けにくく、自己共振周波数の変動が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを実現することが可能となる。例えば、本ノーマルモードヘリカルアンテナを人体に近づけても、人体の誘電率による影響を導体板が遮断し、特定の周波数での自己共振が維持される。このことにより、例えば、本ノーマルモードヘリカルアンテナを機器に組み込む際にも、機器側の筐体や他の部品等の誘電率の影響を受けにくくなる。これにより、本ノーマルモードヘリカルアンテナは、きわめて高い汎用性をもって、様々な機器に組み込むことが可能となる。そしてそのため、同一規格のノーマルモードヘリカルアンテナの大量生産が可能となり、製造容易化、コスト低減などが可能となる。また、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置されることにより、各コイルに内在する電流源及び磁流源のうちの磁流源からの放射が助長されることになる。これにより、導体板が近接することによる放射電界強度の低下が抑制され、高い放射強度を維持することができる。
【００１５】
また請求項５に記載の発明は、請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、導体板を備え、前記第１のコイル及び前記第２のコイルは、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と直交するように、前記導体板と離間して配置されるとともに、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように設定されてなることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナに関する。
このような態様によっても、周囲の環境による影響を受けにくく、自己共振周波数の変動が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを実現することが可能となる。これにより、本ノーマルモードヘリカルアンテナは、きわめて高い汎用性をもって、様々な機器に組み込むことが可能となる。そしてそのため、同一規格のノーマルモードヘリカルアンテナの大量生産が可能となり、製造容易化、コスト低減などが可能となる。また、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と直交するように、前記導体板と離間して配置されることにより、各コイルに内在する電流源及び磁流源のうちの電流源からの放射が助長されることになる。これにより、導体板が近接することによる放射電界強度の低下が抑制され、高い放射強度を維持することができる。
【００１６】
また請求項６に記載の発明は、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、を備え、前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなるノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法であって、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように前記第１のコイルと前記第２のコイルとを設定することを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法に関する。
このような態様により、放射効率を向上させるとともに小型化しても放射効率の低下が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを製造することができる。
【００１７】
また請求項７に記載の発明は、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、導体板と、を備え、前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置されるとともに、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置され、前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなるノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法であって、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように前記第１のコイルと前記第２のコイルとを設定することを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法に関する。
このような態様によって、周囲の環境による影響を受けにくく、自己共振周波数の変動が少ないノーマルモードヘリカルアンテナを製造することが可能となる。
【００１８】
その他、本願が開示する課題、及びその解決方法は、発明を実施するための最良の形態の欄、及び図面により明らかにされる。
【発明の効果】
【００１９】
放射効率を向上させるとともに小型化しても放射効率の低下が少ないノーマルモードヘリカルアンテナ及びノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の実施形態につき図面とともに説明する。
ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の基本構造を図１に示す。ノーマルモードヘリカルアンテナ２００は、導線を螺旋状に巻回することにより形成されたコイル１００の中央部に給電点１１０が設けられたものである。アンテナ長（コイル長）をＬ、直径をＤ、導線の直径をａ、巻き数をＮとしている。図１はＮ＝１０の状態を示す。ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の特徴は、超小形アンテナで問題となる、小形化により発生する大きな容量性リアクタンスをコイル１００の誘導性リアクタンスにより打ち消し、純抵抗に近い入力インピーダンスを実現できることである。入力インピーダンスが純抵抗になる状態は、自己共振と呼ばれる。このためには、アンテナ長（Ｌ）、アンテナ直径（Ｄ）アンテナ巻き数（Ｎ）の関係を適切に選ぶ必要がある。
【００２１】
Ｌ／λ（λは動作波長）、Ｄ／λとＮの様々な組み合わせについて、入力インピーダンス値を電磁界シミュレータにより求め、自己共振が得られる組み合わせを求めたものを図２に示す。Ｌ／λは０．２から０．０２５まで変化させている。Ｎの値に応じて、Ｌ／λとＤ／λの関係が大きく影響されることがわかる。また、Ｌ／λ＞０．１ではほぼＤ／λが一定になっている。Ｌ／λ＜０．１では、Ｌ／λの減少に伴いＤ／λも小さくする必要のあることが分かる。
【００２２】
次に、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の入力インピーダンス（Ｚｉｎ）について計算した結果を図３に示す。図３には一例として、Ｌ／λ＝０．０２５、Ｎ＝１０の場合を示す。周波数が９００ＭＨｚの点で自己共振し、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００の入力インピーダンスが純抵抗成分（Ｒｉｎ）のみと成っていることが分かる。
【００２３】
ここで、抵抗成分（Ｒｉｎ）の内訳は、放射抵抗Ｒｒと、導体抵抗Ｒｌであり、Ｒｉｎ＝Ｒｒ＋Ｒｌの関係がある。放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌを切り分けるためには、計算において導体抵抗値を無限大にする。これによりＲｌ＝０とした計算結果を得ることができる。このときＲｉｎ＝Ｒｒとなっている。
また、アンテナの放射効率ηは、次式で表される。
η＝Ｒｒ／（Ｒｒ＋Ｒｌ） …（１）
【００２４】
このようにして求めた、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００についての放射抵抗Ｒｒ、導体抵抗Ｒｌ及び放射抵抗ηの値を表１に示す。
【００２５】
[表１]
基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナの主要電気定数
表１に示すように、基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００では、導体抵抗Ｒｌが放射抵抗Ｒｒに比して約４．５倍も大きくなっていることが特徴である。すなわち、給電された電波は殆んど導体抵抗Ｒｌにより熱損失として消費されてしまうことを意味している。このためアンテナの放射効率ηが−７．４５ｄＢと小さな値となっている。
【００２６】
ここで、導体抵抗Ｒｌは、次式で表される。
ここに、Ｌａは導体の全長を表し、ａは導体径を表す。また、δは導体の表皮厚と呼ばれ、次式で表される。
ここに、ｆは周波数で、μは透磁率であり、σは導電率を表す。
【００２７】
式（２）において、図１の場合の諸元として、Ｌａ＝１７８．３２ｍｍ、ａ＝０．１６６５ｍｍならびに導線に用いた銅の導電率σ＝５．８×１０７（Ｓ／ｍ）を代入すると、Ｒｌ＝２．６６８４Ωとなる。この値は表１に示す値と良く対応しており、式（２）で導体抵抗Ｒｌを評価できることが分かる。式（２）より、導体抵抗Ｒｌの値は導体径ａに反比例し、周波数ｆの平方根と導体全長Ｌａに比例することが分かる。
【００２８】
次に、上記ノーマルモードヘリカルアンテナ２００を改良した、本実施の形態に係るノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を図６に示す。以下、図６に示すノーマルモードヘリカルアンテナを、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０とも記す。並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイル１００と、導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイル１００とを備えており、第１のコイル１００の中央部には給電点１１０が設けられている。そして、第１のコイル１００及び第２のコイル１００が、第１のコイル１００及び第２のコイル１００の各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、第１のコイル１００の各端部が、それら各端部と面対称な位置にある第２のコイル１００の各端部とそれぞれ短絡されてなる。
【００２９】
並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、図４に示した２本の導線を近接配置した折り返し構造と同様に、各コイル１００に等しい電流が流れることが重要であるが、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の各コイル１００の構造諸元を、図２に示した基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００が自己共振する構造諸元と同じにすることにより、図６において矢印で示すように、２本のコイル１００には等しい電流を実現することができる。
【００３０】
次に、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０が自己共振する場合のアンテナ長さ（Ｌ／λ）、直径（Ｄ／λ）、巻き数（Ｎ）、及びアンテナ間隔（Ｓ／λ）の関係の一例を図７に示す。図７に示す結果は、図２に示したアンテナ長さ（Ｌ／λ）、直径（Ｄ／λ）及び巻き数（Ｎ）の関係の下に、自己共振が得られるアンテナ間隔（Ｓ／λ）を電磁界シミュレータの計算により求めたものである。このように、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、アンテナ長さ（Ｌ／λ）、直径（Ｄ／λ）、巻き数（Ｎ）、及びアンテナ間隔（Ｓ／λ）を適切に設定することにより、自己共振させることができる。
【００３１】
図７を見ると、Ｎを変えても、Ｌ／λとＳ／λの関係に余り変化の無いことが分かる。またＬ／λとＳ／λの関係については、Ｌ／λの減少に伴いＳ／λも単調に減少させる必要の有ることが分かる。
【００３２】
次に、Ｌ／λ＝０．０２５、Ｎ＝１０としたときの、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の入力インピーダンス特性の計算結果を図８に示す。周波数が９００ＭＨｚの点で自己共振し、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の入力インピーダンスが純抵抗成分のみと成っていることが分かる。
【００３３】
また、その場合の放射抵抗Ｒｒ、導体抵抗Ｒｌと放射効率 ηの計算結果を表２に示す。
[表２]
並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの主要電気定数
表２に示す各値を表１に示す各値と比較してみると、放射抵抗Ｒｒは約４倍、導体抵抗Ｒｌは約２倍になっていることがわかる。そのためアンテナ効率ηが約２倍に向上して、２．５ｄＢの上昇が見られる。このように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、放射効率を向上させることができる。これにより、アンテナの通信距離の拡大を達成できるという利点を有する。
【００３４】
次に、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０による放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌの値の変化を、様々なＬ／λについて求めたものを図９と図１０に示す。図９及び図１０にはそれぞれ、比較のために、基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００における放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌとを記載してある。「Original」と記される方が基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００の特性を示し、「folded」と記される方が並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の特性を示す。
【００３５】
まず、図９において目に付くことは、放射抵抗Ｒｒは、Ｎの値にほとんど依存せず、Ｌ／λによって決まる値であるということである。またＬ／λが小さくなるに従い、Ｒｒも急激に減少することが分かる。また、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、基本構造ヘリカルアンテナ２００に比べ、放射抵抗Ｒｒが４倍に上昇することが示されている。すなわち、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、全てのＬ／λにおいて放射抵抗Ｒｒが４倍になることが示されている。
【００３６】
一方図１０においては、導体抵抗ＲｌがＮに依存していることが示される。この理由は、Ｎにより、アンテナを構成する導線の長さ（Ｌａ）が変化するためである。また、導体抵抗ＲｌのＬ／λに対する変化を見ると、Ｌ／λが変化してもＲｌはほとんど一定の値を保っていることが分かる。また、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、基本構造ヘリカルアンテナ２００に比べ、導体抵抗Ｒｌが２倍に上昇することが示されている。すなわち、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、全てのＬ／λにおいて導体抵抗Ｒｌが２倍になることが示されている。
【００３７】
ところで、基本構造のノーマルモードヘリカルアンテナ２００の放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌとを比較すると、図９及び図１０に示されるように、Ｌ／λが０．０５以下ではＲｒ＜Ｒｌであることがわかる。つまりこの場合、放射効率ηが低下することを意味する。そして放射抵抗ηは、Ｌ／λが小さいほど、つまりノーマルモードヘリカルアンテナ２００を小型化すればするほど、低下する。
【００３８】
しかしながら、上述したように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、基本構造ノーマルモードヘリカルアンテナ２００に対し、全てのＬ／λにおいて放射抵抗Ｒｒが４倍になり、導体抵抗Ｒｌが２倍になる。このため、本実施形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、小型化しても高い放射効率を維持可能である。特に、Ｌ／λの値が０．０５以下となるほどに小型化した場合には、Ｒｒ＜Ｒｌとなるため、放射効率ηをほぼ２倍にまで向上させることが可能である。なお、もちろんＲｒ＞Ｒｌとなる場合であっても、放射効率ηが向上することは言うまでもない。
【００３９】
ところで、図６に示す並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、コイル１００が２個用いられているが、図１１に示すようにＭ（Ｍは自然数）個のコイル１００を用いた場合には、主要な電気定数（入力インピーダンスの純抵抗成分Ｒｉｎ’、放射抵抗Ｒｒ’、導体抵抗Ｒｌ’、放射効率η’）は各々次式で表される。
Ｒｒ’＝Ｍ２× Ｒｒ …（４）
Ｒｌ’＝Ｍ×Ｒｌ …（５）
η’＝Ｒｒ’／（Ｒｒ’＋Ｒｌ’）＝Ｍ２×Ｒｒ／（Ｍ２×Ｒｒ＋Ｍ×Ｒｌ）
…（６）
ここで、Ｒｌ’＞Ｒｒ’とすると、Ｒｉｎ’は近似的に次式となる。
η’≒Ｒｒ’／Ｒｌ’＝Ｍ×（Ｒｒ／Ｒｌ）＝Ｍ×η …（７）
すなわち、コイル１００をＭ個用いたノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、放射効率をＭ倍に向上でき、より高い放射効率を実現することができる。
【００４０】
次に、図１２に示すように、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を導体板１３０に平行に近接させた構造について説明する。図１２において、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０と導体板１３０の間隔をＨで表している。
【００４１】
ここで、一般的に、ノーマルモードヘリカルアンテナの電波放射に寄与する要素は、図１３に示すように、短い直線部と小さなループ部の集合として考えることができる。電波放射に当って、直線部は微小な電流源として機能し、ループ部は微小な磁流源として機能する。
【００４２】
導体板１３０が近接した際の電波放射に関しては、図１２の配置においては電流源からの放射は導体により抑圧されるが、磁流源からの放射は導体により助長される。このため、導体板１３０が近接した場合でも並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０からの電波放射は保持されることになり、本アンテナの特長ともなっている。
【００４３】
ところで、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の入力インピーダンスは導体板１３０の近接により少なからず影響を受けることが考えられる。以下において電波放射と入力インピーダンスの変化を具体的に説明する。
【００４４】
まず、入力インピーダンスの変化において、主にリアクタンスの値が変化するため、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０のコイル１００間の間隔（Ｓ）を変化させて対応できるかについて説明する。
【００４５】
図１４は、自己共振状態を保つために変化すべきコイル１００の間隔（Ｓ）を、導体板１３０との間隔（Ｈ）をパラメータにして求めた結果である。「no ground plane」は、導体板１３０が存在しない時の自己共振のためのＳ／λの特性を示している。図１４に示すように、Ｈが小さくなるに従い、Ｓ／λの調整量が大きくなる。また、Ｓ／λの調整量はアンテナ長（Ｌ／λ）が大きくなるに伴い大きくなる。結局、図１４に従いＳ／λを調整することにより、導体板１３０との間隔（Ｈ）が様々に変化しても、柔軟に自己共振特性を達成できることになる。１例として、Ｌ／λ＝０．０２５、Ｎ＝１０の場合において、自己共振を達成した際の入力インピーダンス特性を図１５に示す。９００ＭＨｚにおいてリアクタンスが零となり、９００ＭＨｚで自己共振が達成されていることが示されている。
【００４６】
次に、自己共振時における放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌとの関係を、図１６、図１７に示す。
【００４７】
図１６に示すように、放射抵抗Ｒｒについて特徴的なことは、導体板１３０の近接により放射抵抗Ｒｒが大きく減少するということである。また、Ｈの縮小とともに放射抵抗Ｒｒが減少する。Ｌ／λへの依存性については、Ｈが１ｃｍの時には放射抵抗Ｒｒが４Ω以下に低下し、Ｌ／λの短縮とともに１Ω以下まで減少する。Ｈが０．５ｃｍの時には放射抵抗Ｒｒが２Ωから０．５Ωの値となる。Ｈが０．１ｃｍの時には放射抵抗Ｒｒが１Ω程度から０．５Ω以下の値となる。
【００４８】
また図１７に示すように、導体抵抗Ｒｌについて特徴的なことは、導体抵抗Ｒｌが４Ωから３．７Ωの幅に収まっており、導体抵抗Ｒｌの変化が非常に小さいということである。導体抵抗Ｒｌが変化する理由は、導体板１３０の近接により図１４に示したように、コイル１００の間隔（Ｓ／λ）が小さくなることにより、導線の全長が僅かに短縮するためである。
【００４９】
次に、放射抵抗Ｒｒと導体抵抗Ｒｌの値から並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の放射効率ηを求めた結果を図１８に示す。導体板１３０が存在しない際には、放射効率ηは０ｄＢから−５ｄＢの範囲に収まっているが、導体板１３０を並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０に近接させるにつれηが低下する。低下量は、Ｈが小さくなるほど増大するが、−１０ｄｂ程度に収まっている。Ｈ＝０．１ｃｍの際には、導体が存在しない場合に比べて、５ｄＢから６ｄＢ程度の低下量となる。また、放射効率ηはアンテナ長（Ｌ／λ）の短縮とともに減少し、Ｈ＝０．１ｃｍの際には−６ｄＢから−１０ｄＢに変化する。Ｌ／λへの依存性で注目すべき点は、Ｌ／λ＝０．０５以下になると、ηの減少率が増大することである。
【００５０】
上記の結果は、導体板１３０が存在するときと存在しないときの放射電波の成分比較をすることによっても理解できる。図１２に示すように、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を導体板１３０に平行に近接させた場合の電波放射特性を図１９と図２０に示す。導体板１３０が存在しないときの放射特性が図１９である。また導体板１３０がＨ＝０．１ｃｍで近接されたときの放射特性が図２０である。
【００５１】
図１２において、電界放射のＥq成分は電流源からの放射であり、Ｅf成分は磁流源からの放射に相当する。図１９では、Ｅq成分がＥf成分より１０ｄＢ程度大きくなっており、電流源からの放射が主体となっていることが分かる。図２０と図１９を比較すると、Ｅq成分が１０ｄＢ以上減少する一方、Ｅf成分が２ｄＢ程度増加していることが分かる。これは、導体板１３０が近接することにより電流源からの放射は抑圧されるものの、磁流源からの放射が助長されることを表している。このように、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０では、電流源と磁流源が存在するため、導体板１３０に近接しても磁流源からの放射が残り、ある程度の放射が保たれることが分かる。
【００５２】
次に、導体板１３０に垂直に近接にしてノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を配置した場合の構成を図２１に示す。図２１において、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０と導体板１３０の間隔をＨで表している。
この場合も、入力インピーダンスの変化において、主にリアクタンスの値が変化するため、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０のコイル１００間の間隔（Ｓ）を変化させて対応できるかについて説明する。
【００５３】
図２２は、自己共振状態を保つために変化すべきコイル１００の間隔（Ｓ）を、導体板１３０との間隔（Ｈ）をパラメータにして求めた結果である。図１４と比較すると、Ｓ／λの調整量が小さくなっており、図２２に従いＳ／λを調整することにより、導体板１３０との間隔（Ｈ）が様々に変化しても、柔軟に自己共振特性を達成できることになる。このときの放射電界の特性を図２３に示す。図２０の特性と比較すると、磁流源放射は抑圧されるが、電流源放射は助長されていることが分かる。一方、電流源放射は、導体板１３０が存在しない場合の図１９に等しい放射電界強度が達成されていることがわかる。
【００５４】
以上説明したように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、折り返しアンテナとして正しく動作すると、ノーマルモードヘリカルアンテナ２００に比して、アンテナの導体抵抗Ｒｌは２倍にしかならないが放射抵抗Ｒｒは４倍に増大できるため、放射効率ηを約２倍に向上可能である。また、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を導体板１３０に近接配置した際には、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０が有する電流成分は放射に寄与しなくなるが、磁流成分は有効に放射に寄与するため、ある程度の放射が期待できる。また近接導体による入力インピーダンスの変化が小さい場合には、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の間隔を調整することにより、インピーダンスの補正を行うことも可能である。
【００５５】
このように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０によれば、放射効率を大幅に向上させることが可能である。また従来のノーマルモードヘリカルアンテナ２００に比べ、小型化した場合の放射効率の低下を抑制することができるため、特にＬ／λが０．０５以下となるような超小型化を行う場合において、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の効果が大きい。このため、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を用いることにより、アンテナのより一層の小型化が可能となる。
【００５６】
また本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、Ｍ個のコイル１００を用いることにより、放射抵抗ＲｒをＭ２に増大できる一方、導体抵抗ＲｌはＭ倍にしかならないため、結果としてアンテナの放射効率を約Ｍ倍に向上できる。
【００５７】
また本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０を導体板１３０に近接して配置した場合に、導体板１３０への近接によりアンテナの入力インピーダンスのリアクタンス成分が変化しても、各コイルの間隔Ｓや、コイルと導体板１３０との間隔Ｈを調整してリアクタンス成分を補償し、特定の周波数に自己共振するように設定することができ、アンテナの機能を効果的に発揮させることができる。
【００５８】
並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の各コイルの巻回軸が導体板１３０に平行に配置される場合には、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の電流源放射は抑圧されるが、磁流源放射は助長され存続するため、放射強度の低下を抑制することができる。また、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の各コイルの巻回軸が導体板１３０と直交して配置される場合には、並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０の磁流源放射は抑圧されるが、電流源放射は助長されるため、導体板１３０が存在しない場合と同等の放射強度を達成できる。このように、本実施の形態に係る並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ２３０は、実際に使用する様々な状況に対応して、高いアンテナ効率を実現でき、アンテナの通信距離の拡大を達成できるという利点を有する。
【００５９】
以上発明を実施するための最良の形態について説明したが、上記実施の形態は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明はその趣旨を逸脱することなく変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。例えば、導線にはエナメル線のような一般的な線材の他、プリント基板上にエッチング技術により形成された配線パターン、蒸着技術や薄膜形成技術、半導体プロセス技術により形成された配線パターン等、導体を線状又はパターン状に形成したもの一般が含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】ノーマルモードヘリカルアンテナの基本構造を示す図である。
【図２】自己共振する場合のノーマルモードヘリカルアンテナの構造諸元を示す図である。
【図３】ノーマルモードヘリカルアンテナの入力インピーダンス特性を示す図である。
【図４】折り返しダイポールアンテナを示す図である。
【図５】２線式ヘリカルアンテナを示す図である。
【図６】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナを示す図である。
【図７】自己共振する場合の並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの各コイルの間隔を示す図である。
【図８】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの入力インピーダンス特性を示す図である。
【図９】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射抵抗を示す図である。
【図１０】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの導体抵抗を示す図である。
【図１１】Ｍ個のコイルを備える並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナを示す図である。
【図１２】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナを示す図である。
【図１３】ヘリカルアンテナの放射要素を示す図である。
【図１４】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナにおいて自己共振するための各コイルの間隔を示す図である。
【図１５】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの入力インピーダンス特性を示す図である。
【図１６】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射抵抗を示す図である。
【図１７】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの導体抵抗を示す図である。
【図１８】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射効率を示す図である。
【図１９】並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射特性を示す図である。
【図２０】導体板に平行に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射特性を示す図である。
【図２１】導体板に垂直に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナを示す図である。
【図２２】導体板に垂直に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナにおいて自己共振するための各コイルの間隔を示す図である。
【図２３】導体板に垂直に各コイルが配置される並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナの放射特性を示す図である。
【符号の説明】
【００６１】
１００ コイル
１１０ 給電点
１２０ 半波長ダイポールアンテナ
１３０ 導体板
２００ ノーマルモードヘリカルアンテナ
２１０ 折り返しダイポールアンテナ
２２０ ２戦式ヘリカルアンテナ
２３０ 並び配列ノーマルモードヘリカルアンテナ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、
を備え、
前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、
前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなる
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項２】
請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各コイル長が略等しく、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各コイル長をＬとし、当該アンテナでの動作波長をλとした場合に、Ｌ／λの値が０．０５以下であることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項３】
請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、
前記第２のコイルを複数備えることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項４】
請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、
導体板を備え、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルは、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置されるとともに、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように設定されてなる
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項５】
請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、
導体板を備え、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルは、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と直交するように、前記導体板と離間して配置されるとともに、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように設定されてなる
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項６】
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、
を備え、
前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、
前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなるノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法であって、
前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように前記第１のコイルと前記第２のコイルとを設定する
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法。
【請求項７】
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、
導体板と、
を備え、
前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置されるとともに、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置され、
前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなるノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法であって、
前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように前記第１のコイルと前記第２のコイルとを設定する
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法。
【請求項１】
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、
を備え、
前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、
前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなる
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項２】
請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各コイル長が略等しく、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各コイル長をＬとし、当該アンテナでの動作波長をλとした場合に、Ｌ／λの値が０．０５以下であることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項３】
請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、
前記第２のコイルを複数備えることを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項４】
請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、
導体板を備え、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルは、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置されるとともに、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように設定されてなる
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項５】
請求項１に記載のノーマルモードヘリカルアンテナであって、
導体板を備え、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルは、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と直交するように、前記導体板と離間して配置されるとともに、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように設定されてなる
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナ。
【請求項６】
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、
を備え、
前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置され、
前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなるノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法であって、
前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように前記第１のコイルと前記第２のコイルとを設定する
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法。
【請求項７】
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第１のコイルと、
導線を螺旋状に巻回することにより形成された第２のコイルと、
導体板と、
を備え、
前記第１のコイルの中央部には給電点が設けられ、
前記第１のコイル及び前記第２のコイルが、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が互いに平行になるように互いに面対称となる位置に配置されるとともに、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの各巻回軸が前記導体板と平行になるように、前記導体板と離間して配置され、
前記第１のコイルの各端部が、前記各端部と面対称な位置にある前記第２のコイルの各端部とそれぞれ短絡されてなるノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法であって、
前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間隔、及び、前記第１のコイル及び前記第２のコイルの少なくともいずれかと前記導体板との間隔を調整して、特定の周波数に自己共振するように前記第１のコイルと前記第２のコイルとを設定する
ことを特徴とするノーマルモードヘリカルアンテナの製造方法。
【図２】
【図３】
【図４】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２２】
【図２３】
【図１】
【図５】
【図６】
【図１１】
【図１２】
【図２１】
【図３】
【図４】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２２】
【図２３】
【図１】
【図５】
【図６】
【図１１】
【図１２】
【図２１】
【公開番号】特開２００６−３４０１８６（Ｐ２００６−３４０１８６Ａ）
【公開日】平成１８年１２月１４日（２００６．１２．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１６４３１１（Ｐ２００５−１６４３１１）
【出願日】平成１７年６月３日（２００５．６．３）
【出願人】（５０５０５４５３１）
【出願人】（５０５０５３９７０）
【出願人】（５０４３８５７０８）マイティカード株式会社 (11)
【公開日】平成１８年１２月１４日（２００６．１２．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年６月３日（２００５．６．３）
【出願人】（５０５０５４５３１）
【出願人】（５０５０５３９７０）
【出願人】（５０４３８５７０８）マイティカード株式会社 (11)
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