乱数生成装置および乱数生成方法
【課題】 簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる乱数生成装置および乱数生成方法を提供する。
【解決手段】 送信ユニット２０から送られるエネルギーを非接触で受信する受信機構１０１を有し、当該受信機構１０１で受信したエネルギーを受信電圧ＶＩＮに変換する受信ユニット１００と、受信電圧ＶＩＮに基づいて、発振する出力信号ＣＫＩＮを出力する電圧制御発振器１１０と、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成器１２０とを備えている。
【解決手段】 送信ユニット２０から送られるエネルギーを非接触で受信する受信機構１０１を有し、当該受信機構１０１で受信したエネルギーを受信電圧ＶＩＮに変換する受信ユニット１００と、受信電圧ＶＩＮに基づいて、発振する出力信号ＣＫＩＮを出力する電圧制御発振器１１０と、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成器１２０とを備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、乱数生成装置および乱数生成方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＣカード、非接触通信などの通信機器に使用されるＩＤ（識別番号）に乱数を使用することが知られている。このようなＩＤに乱数を使用する場合には、不規則性の高い乱数が要求される。このような要求に対し、負荷回路へ一定の出力電圧を供給する安定化電源において、基準電圧に対する出力電圧の変動分を増幅して生成した制御信号を用いて乱数を生成する構成が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
図１７は従来の乱数生成装置の構成を示す回路図である。図１７に示すように、特許文献１のような乱数生成装置は、レギュレータ９００と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）９３０と、乱数生成部９４０とを有している。レギュレータ９００は、負荷回路９２０の電源として一定の出力電圧Ｖｏｕｔを供給するために、基準電圧Ｖｒｅｆと帰還電圧Ｓ９３との誤差をアンプ９１で増幅して制御電圧Ｓ９１を生成し、これに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔを調整している。ＶＣＯ９３０は、制御電圧Ｓ９１の電圧レベルの変動に応じて発振周波数の周波数を変化させた出力信号ＣＬＫを出力する。乱数生成部９４０は、ＶＣＯ９３０の出力信号ＣＬＫに基づいて擬似乱数を生成する。このように、乱数生成部９４０で生成される擬似乱数は、ＶＣＯ９３０の発振周波数に応じて変化する（すなわちレギュレータ９００の制御電圧Ｓ９１に応じて変化する）ため、制御電圧Ｓ９１が常時変動する限り、不規則性の高い乱数を生成することができる。
【０００４】
また、特許文献２にも、ＶＣＯの制御端子に入力される制御電圧の電圧レベルの変動に応じて異なる擬似乱数を生成させる構成が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−１２２５６０号公報
【特許文献２】特開平１０−３４０１８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記のような乱数生成装置において、不規則性の高い乱数を得るためには、ＶＣＯの制御電圧の変動が大きいことが必要である。特許文献１においては負荷の増減や電源電圧の変動によって制御電圧が変化することが前提とされているが、負荷の増減が少なく電源電圧が安定している場合には制御電圧の変化はほとんどなくなってしまう。制御電圧の変化が少ないとＶＣＯの出力電圧における発振周波数の変動も小さくなるため、乱数の不規則性が低くなる。また、特許文献２においてもＶＣＯの制御電圧として電圧変化の大きい電源を用いる旨記載されているが、具体的な電源の態様は開示されていない。
【０００７】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる乱数生成装置および乱数生成方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のある形態に係る乱数生成装置は、送信ユニットから送られるエネルギーを非接触で受信する受信機構を有し、当該受信機構で受信したエネルギーを受信電圧に変換する受信ユニットと、前記受信電圧に基づいて、発振する出力信号を出力する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号の発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成器とを備えている。
【０００９】
上記構成によれば、電圧制御発振器が出力する出力信号の発振周波数が、送信ユニットから送られるエネルギーを非接触で受信する受信ユニットの受信電圧に応じて変動する。受信電圧は、送信ユニットと受信ユニットとの間の距離に応じて変動するため、当該距離を変化させることにより、受信電圧を大きく変化させることができる。このように大きく変動する受信電圧に基づいて擬似乱数を生成することができるため、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００１０】
前記受信ユニットの受信電圧を所定の電圧範囲に制限するリミッタ回路を備えてもよい。これにより、電圧制御発振器に入力される電圧（受信電圧に基づいた電圧）を電圧制御発振器の動作範囲内とすることができる。
【００１１】
前記リミッタ回路は、温度に応じて出力される電圧値が変動する温度依存特性を有していてもよい。これにより、温度変化によっても電圧制御発振器に入力される電圧が変動するため、より不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００１２】
前記受信機構は、前記送信ユニットからの電磁波を非接触で受信するコイルを含んでいてもよい。これにより、送信ユニットと受信ユニットとの間の距離に応じてコイルに発生する誘導起電力が容易に変動する。しかも、コイルに発生した誘導起電力を受信ユニットの電源として容易に使用することができる。
【００１３】
前記受信機構は、前記送信ユニットからの光を非接触で受信する受光素子を含んでいてもよい。これにより、送信ユニットと受信ユニットとの間の距離に応じて受光素子が受光する光量が容易に変動する。
【００１４】
前記電圧制御発振器は、前記受信電圧に基づいた前記出力信号を出力するオン期間と所定の電圧レベルに固定して出力するオフ期間とを動作信号に基づいて切り替えるよう構成されており、前記擬似乱数生成器は、前記オン期間に入力された出力信号の波数に基づいて変動する擬似乱数を生成するよう構成されていてもよい。これにより、受信電圧の変動が大きい期間をオン期間として設定することができるため、受信電圧の変動が大きい期間に基づいて擬似乱数を生成することができ、その結果、乱数の不規則性をより高めることができる。
【００１５】
前記擬似乱数生成器は、シフトレジスタと排他的論理和ゲートとを有するＭ系列のビット列演算部を備えてもよい。これにより、簡単な構成で、複雑な擬似乱数列を容易に生成することができる。
【００１６】
また、本発明の他の形態に係る乱数生成方法は、送信ユニットからのエネルギーを非接触で受信し、当該受信したエネルギーを受信電圧に変換する受信ステップと、前記受信電圧に基づいて、発振する出力信号を出力する電圧制御発振ステップと、前記出力電圧の発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成ステップとを含んでいる。
【００１７】
上記方法によれば、出力信号の発振周波数が、送信ユニットから非接触で受信したエネルギーを変換した受信電圧に応じて変動する。受信電圧は、送信ユニットとの間の距離に応じて変動するため、当該距離を変化させることにより、受信電圧を大きく変動させることができる。このように大きく変動する受信電圧に基づいて擬似乱数を生成することができるため、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明は以上に説明したように構成され、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は本発明の第１実施形態に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【図２】図２は図１に示す乱数生成装置における受信ユニットの具体的構成例を示す回路図である。
【図３】図３は図１の乱数生成装置における受信ユニットと送信ユニットとの間の距離に応じた受信電圧の変化を示すグラフである。
【図４】図４は図１に示す乱数生成装置における擬似乱数生成器の具体的構成例を示す回路図である。
【図５】図５は本発明の第１実施形態の変形例に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【図６】図６は本発明の第２実施形態に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【図７】図７は図６に示す乱数生成装置の電圧制御発振器の制御電圧に対する発振周波数特性を示すグラフである。
【図８】図８は図６に示すリミッタ回路の具体的な構成例を示す回路図である。
【図９】図９は図８に示すリミッタ回路の入出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１０】図１０は図８に示すリミッタ回路の温度に対する出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】図１１は本発明の第２実施形態の変形例に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【図１２】図１２は図１１に示すリミッタ回路の入出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１３】図１３は図１１に示すリミッタ回路の温度に対する出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１４】図１４は本発明の第３実施形態に係る乱数生成装置における受信ユニットの概略構成例を示す回路図である。
【図１５】図１５は本発明の一実施形態に係る乱数生成装置が適用された通信機器の構成例を示す回路図である。
【図１６】図１６は一次側コイルと二次側コイルとの関係例を示す模式図である。
【図１７】図１７は従来の乱数生成装置の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一または相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
【００２１】
＜第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態に係る乱数生成装置について説明する。図１は本発明の第１実施形態に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【００２２】
図１に示すように、本実施形態における乱数生成装置１０は、送信ユニット２０から送られるエネルギーを非接触で受信する受信機構１０１を有し、当該受信機構１０１で受信したエネルギーを受信電圧ＶＩＮに変換する受信ユニット１００と、受信電圧ＶＩＮに基づいて、発振する出力信号ＣＫＩＮを出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０と、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの発振周波数に応じて変動する擬似乱数（pseudorandom numbers）を生成する擬似乱数生成器１２０とを備えている。
【００２３】
受信ユニット１００は、送信ユニット２０から非接触でエネルギーが送られると、これを受信機構１０１で受信し、当該エネルギーを受信電圧ＶＩＮに変換する。電圧制御発振器１１０には、受信電圧ＶＩＮに基づく制御電圧ＶＣＯＩＮが入力される。なお、本実施形態において制御電圧ＶＣＯＩＮは受信電圧ＶＩＮに等しい。電圧制御発振器１１０は、入力された制御電圧ＶＣＯＩＮに基づいて発振する出力信号（クロック信号）ＣＫＩＮを出力する。擬似乱数生成器１２０は、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮに応じて変動する擬似乱数列を生成し、当該擬似乱数列の擬似乱数を各ビットごとに出力する。本実施形態においては、２０個の出力端子Ｓ１〜Ｓ２０を有し、２０ビットの擬似乱数からなる擬似乱数列を生成している。
【００２４】
上記構成によれば、電圧制御発振器１１０が出力する出力信号ＣＫＩＮの発振周波数が、送信ユニット２０から送られるエネルギーを非接触で受信する受信ユニット１００の受信電圧ＶＩＮに応じて変動する。受信電圧ＶＩＮは、送信ユニット２０と受信ユニット１００との間の距離に応じて変動するため、当該距離を変化させることにより、受信電圧ＶＩＮを大きく変動させることができる。このように大きく変動する受信電圧ＶＩＮに基づいて擬似乱数を生成することができるため、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００２５】
図２は図１に示す乱数生成装置における受信ユニットの具体的構成例を示す回路図である。図２に示すように、本実施形態における送信ユニット２０は、電源（図示せず）から供給される電力に基づいた電圧が印加されるコイル（一次側コイル）Ｌ２を有している。これに対応して、本実施形態における受信ユニット１００は、受信機構１０１として、送信ユニット２０からのエネルギーとして電磁波を非接触で受信するコイル（二次側コイル）Ｌ１を含んでいる。これにより、送信ユニット２０のコイルＬ２と受信ユニット１００のコイルＬ１との間で電磁誘導によりエネルギーの授受が可能となる。したがって、送信ユニット２０のコイルＬ２から受信ユニット１００のコイルＬ１に非接触で電磁波によるエネルギーが伝達されることにより受信ユニット１００のコイルＬ１に誘導起電力Ｅが発生する。このように、受信ユニット１００のコイルＬ１には非接触によって誘導起電力Ｅが発生するため、送信ユニット２０と受信ユニット１００との間の距離に応じてコイルＬ１に発生する誘導起電力Ｅが容易に変動する。この結果、受信電圧ＶＩＮが容易に変動する。しかも、コイルＬ１に発生した誘導起電力Ｅを乱数生成装置１０の電源として使用することも容易である。
【００２６】
さらに、受信ユニット１００は、受信機構１０１のコイルＬ１で受信した誘導起電力Ｅを整流する整流回路１０２を備えている。具体的には、整流回路１０２は、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ型に接続したダイオードブリッジ回路により構成されている。コイルＬ１の一端にダイオードＤ１のアノードおよびダイオードＤ３のカソードが接続され、コイルＬ１の他端にダイオードＤ２のアノードおよびダイオードＤ４のカソードが接続される。また、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２のカソードは互いに接続され、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４のアノードは互いに接続されている。この整流回路１０２により、受信機構１０１のコイルＬ１で受信した誘導起電力Ｅが全波整流される。
【００２７】
また、受信ユニット１００は、整流回路１０２で整流された誘導起電力Ｅを安定化させるための容量素子Ｃ１を備えている。容量素子Ｃ１の一端には、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードが接続され、容量素子Ｃ１の他端には、ダイオードＤ３，Ｄ４のアノードが接続されている。容量素子Ｃ１の他端はグランドに接続されており、容量素子Ｃ１の一端の電圧が受信ユニット１００の受信電圧ＶＩＮとして出力される。
【００２８】
ここで、受信ユニット１００のコイルＬ１と送信ユニット２０のコイルＬ２との間の距離ｄと受信ユニット１００のコイルＬ１に発生する誘導起電力Ｅとの関係について説明する。図１６は一次側コイルと二次側コイルとの関係例を示す模式図である。以下の説明においては、送信ユニット２０のコイルＬ２を単に一次側コイルＬ２と称し、受信ユニット１００のコイルＬ１を二次側コイルＬ１と称する。図１６においては、一次側コイルＬ２および二次側コイルＬ１が円形コイルとして示されているが、他の形状のコイルでも同様である。
【００２９】
図１６に示すように、一次側コイルＬ２と二次側コイルＬ１との間の距離（コイル間距離）をｄとし、各コイルＬ１，Ｌ２の半径をａとする。このとき、相互インダクタンスＭは、ノイマン（Ｎｅｕｍａｎｎ）の公式を用いてＭ＝μ０ａ（ｌｏｇ（８ａ／ｄ）−２）で表される。なお、μ０は真空の透磁率を示す。このように、相互インダクタンスＭは、コイル間距離ｄに応じて変化することが理解できる。また、一次側コイルＬ２の交流電源Ｐ１からの交流電流Ｉは、電流の最大値（振幅）Ｉ０を用いてＩ＝Ｉ０ｓｉｎωｔと表せる。このとき、二次側コイルＬ１で発生する誘導起電力ｅは、ｅ＝−Ｍ（ｄＩ／ｄｔ）＝−ＭＩ０ωｃｏｓωｔとなり、ｅ０＝ＭＩ０ωとおくと、ｅ＝−ｅ０ｃｏｓωｔとなる。
【００３０】
発生する誘導起電力ｅの実効値Ｅは最大値の１／√２に等しいため、Ｅ＝ｅ０／√２＝ＭＩ０ω／√２＝（μ０ａＩ０ω／√２）・（ｌｏｇ（８ａ／ｄ）−２）となり、定数であるμ０ａＩ０ω／√２をＣとおくとＥ＝Ｃ（ｌｏｇ（８ａ／ｄ）−２）となる。このように、二次側コイルＬ１で発生する誘導起電力ｅの実効値Ｅはコイル間距離ｄに応じて変化することが理解できる。したがって、二次側コイルＬ１で発生する誘導起電力ｅの実効値Ｅに基づいて定められる受信電圧ＶＩＮも同様に一次側コイルＬ２と二次側コイルＬ１との間の距離ｄに応じて変化することが理解できる。
【００３１】
図３は図１の乱数生成装置における受信ユニットと送信ユニットとの間の距離に応じた受信電圧の変化を示すグラフである。図３の例においては、一次側コイルＬ２の交流電源Ｐ１からの交流電流Ｉの最大電流Ｉ０＝１００ｍＡ、周波数ｆ＝ω／２π＝１００ｋＨｚ、一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２の巻き数Ｎ１＝Ｎ２＝３０、一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２の半径ａ１＝ａ２＝３０ｍｍとしている。
【００３２】
図３に示されるように、コイル間距離ｄが大きくなるほど（すなわち、送信ユニット２０と受信ユニット１００とが離間するほど）受信電圧ＶＩＮは減少し、コイル間距離ｄが小さくなるほど（すなわち、送信ユニット２０と受信ユニット１００とが近接するほど）受信電圧ＶＩＮは増加する。このように、送信ユニット２０のコイル（一次側コイル）Ｌ２と受信ユニット１００のコイル（二次側コイル）Ｌ１との間の距離ｄが変化すると、相互インダクタンスＭが変化することにより、誘導起電力ｅの大きさが大きく変動するため、受信電圧ＶＩＮも大きく変動する。したがって、送信ユニット２０と受信ユニット１００との間の距離に応じて大きく変動する受信電圧ＶＩＮに基づいて擬似乱数を生成することにより、不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００３３】
電圧制御発振器１１０は、特に限定されないが、例えばリングオシレータ型の電圧制御発振器などが適用できる。リングオシレータ型の電圧制御発振器１１０は、図示しないが、受信電圧ＶＩＮに基づく制御信号ＶＣＯＩＮが入力され、制御信号ＶＣＯＩＮの電圧レベルを電流に変換する電圧電流変換回路と、変換された電流値に基づいて出力信号ＣＫＩＮの周波数クロックを設定するインバータチェーン回路とを有している。インバータチェーン回路は、複数のインバータが連続して接続されて構成されており、変換された電流値が増大するほど遅延が小さくなり（出力信号ＣＫＩＮの周波数が高くなり）、変換された電流値が減少するほど遅延が大きくなる（出力信号ＣＫＩＮの周波数が低くなる）ように出力信号ＣＫＩＮが出力される。
【００３４】
図４は図１に示す乱数生成装置における擬似乱数生成器の具体的構成例を示す回路図である。図４に示すように、本実施形態における擬似乱数生成器１２０は、シフトレジスタ１２２と排他的論理和（ＸＯＲ）ゲート１２３とを有するＭ系列のビット列演算部を備えている。本実施形態において、シフトレジスタ１２２は、複数（図４の例においては２０個）のレジスタ１２１が順次接続されることにより複数ビット（図４の例においては２０ビット）の出力を有するシフトレジスタとして構成されている。
【００３５】
各レジスタ１２１は、例えばＤフリップフロップ回路で構成されている。各レジスタ１２１のクロック入力端子には、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮが入力される。また、１段目のレジスタ１２１の入力端子には、ＸＯＲゲート１２３の出力信号が入力される。その他の段の各レジスタ１２１の入力端子には、前段の出力信号が入力される。したがって、各レジスタ１２１は、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮのクロックパルスが入力される毎に入力端子から入力される信号レベル（Ｌレベルおよびそれよりも高いＨレベルのいずれか）を後段のレジスタ１２１へ出力する。また、各レジスタ１２１の出力は、擬似乱数生成器１２０の出力端子Ｓ１〜Ｓ２０から出力され、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの波数（クロックパルスの数）に応じて異なる２０ビットの擬似乱数が生成される。
【００３６】
また、ＸＯＲゲート１２３の入力端子には、所定の段（図４の例においては１７段目）のレジスタ１２１の出力信号と最終段（図４の例においては２０段目）のレジスタ１２１の出力信号とが入力される。
【００３７】
なお、ＸＯＲゲート１２３の入力端子に接続されるレジスタ１２１は、以下のようにして設定される。すなわち、本実施形態の擬似乱数生成器１２０において適用されるＭ系列のビット列は、以下の線形漸化式で表されるビット数列となる。
【００３８】
Ｘｎ＝（Ｘｎ−ｐ）ＸＯＲ（Ｘｎ−ｑ） ただし、ｐ＞ｑ＞０
このように示されるＭ系列のビット列の周期は、２ｐ−１で示される。図４の例においては、ｐ＝２０、ｑ＝１７となり、周期は、２２０−１＝１０４８５７５となる。ｐ，ｑの値は必要に応じて適宜設定することができるため、それに合わせてＸＯＲゲート１２３の入力端子に接続されるレジスタ１２１も変更され得る。
【００３９】
ここで、擬似乱数生成器１２０のシフトレジスタ１２２に入力される電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの予め定められた期間における波数（クロックパルスの数）は、送信ユニット２０と受信ユニット１００との間の距離に応じてコイルＬ１に発生する誘導起電力が容易に変動することにより、変動する。
【００４０】
このように、本実施形態における乱数生成装置１０においては、擬似乱数生成器１２０への出力信号ＣＫＩＮの入力期間が一定であっても、擬似乱数生成器１２０に入力される出力信号ＣＫＩＮの波数が変動するため、擬似乱数生成器１２０によって生成される擬似乱数は大きく変動し、不規則性の高い乱数を出力することができる。擬似乱数生成器１２０への出力信号ＣＫＩＮの入力期間は、後述するように電圧制御発振器１１０を動作させるか否かによって定められることとしてもよいし、所定の期間のみ電圧制御発振器１１０の出力端子が擬似乱数生成器１２０の入力端子に接続されることとしてもよい。また、所定のタイミングにおける擬似乱数生成器１２０の出力端子Ｓ１〜Ｓ２０の出力値を取得する構成を有していてもよい。
【００４１】
ここで、電圧制御発振器１１０が所定の動作信号に応じて出力信号ＣＫＩＮを出力する態様例について説明する。図５は本発明の第１実施形態の変形例に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。図５の例の乱数生成装置１０Ｂにおいて、電圧制御発振器１１０Ｂは、受信電圧ＶＩＮに基づいた出力信号ＣＫＩＮを出力するオン期間Ｔ１と所定の電圧レベルに固定して出力するオフ期間Ｔ２とを動作信号ＶＣＯＯＮに基づいて切り替えるよう構成されている。さらに、擬似乱数生成器１２０は、オン期間Ｔ１に入力された出力信号ＣＫＩＮの波数に基づいて異なる擬似乱数を生成するよう構成されている。
【００４２】
動作信号ＶＣＯＯＮは、特に限定されないが、オン期間Ｔ１が一定の信号であってもよいし、オン期間Ｔ１がその都度異なる期間となる信号であってもよい。オン期間Ｔ１が一定の信号となる場合、動作信号ＶＣＯＯＮは、例えば送信ユニット２０が受信ユニット１００の受信機構１０１に近接することにより受信電圧ＶＩＮが所定の第１電圧以上になってから所定の時間が経過するまでの間オン期間Ｔ１となる信号であってもよい。また、オン期間Ｔ１がその都度異なる期間となる場合、動作信号ＶＣＯＯＮは、例えば受信電圧ＶＩＮが所定の第１電圧以上になってから受信電圧ＶＩＮが第１電圧より高い所定の第２電圧以上になるまでの間オン期間Ｔ１となる信号であってもよい。このような動作信号ＶＣＯＯＮは、乱数生成装置１０Ｂ内で生成されてもよいし、外部で生成されたものが入力されることとしてもよい。
【００４３】
これにより、受信電圧ＶＩＮの変化が大きい期間をオン期間Ｔ１として設定することができるため、受信電圧ＶＩＮの変化が大きい期間に基づいて擬似乱数を生成することができ、その結果、乱数の不規則性をより高めることができる。
【００４４】
次に、このような乱数生成装置において受信ユニット１００の受信機構１０１で生じた誘導起電力Ｅの変動によって電圧制御発振器１１０Ｂの出力信号ＣＫＩＮにおいてどの程度波数が変化するかについて説明する。ここでは、オン期間Ｔ１は一定（５０ｍｓ）であり、電圧制御発振器１１０Ｂの周波数ゲインＧ（詳しくは後述）は２０ＭＨｚ／Ｖとする。
【００４５】
電圧制御発振器１１０Ｂに入力される制御信号ＶＣＯＩＮの電圧Ｖ１が例えば後述する図９に示されるように受信電圧ＶＩＮ＝２Ｖに対して０．８３Ｖであったとすると、出力信号ＣＫＩＮの発振周波数ｆ１は、ｆ１＝Ｇ・Ｖ１＝１６．６ＭＨｚとなる。したがって、オン期間Ｔ１における発振周波数ｆ１の波数（クロックパルスの数）ｎ１は、ｎ１＝Ｔ１／（１／ｆ１）＝８３００００となる。ここで、電圧制御発振器１１０Ｂに入力される制御信号ＶＣＯＩＮの電圧がＶ１に対して１ｍＶ変化した場合（Ｖ２＝Ｖ１＋０．００１Ｖ＝０．８３１Ｖの場合）、出力信号ＣＫＩＮの発振周波数ｆ２は、ｆ２＝Ｇ・Ｖ２＝１６．６２ＭＨｚとなる。したがって、オン期間Ｔ１における発振周波数ｆ２の波数ｎ２は、ｎ２＝Ｔ１／（１／ｆ２）＝８３１０００となる。
【００４６】
以上より、制御信号ＶＣＯＩＮの電圧が０．１ｍＶ変化すると、擬似乱数生成器１２０に入力される波数の差は、ｎ２−ｎ１＝１０００（≧１）だけ変化することとなる。波数が１以上異なれば、当然に異なる擬似乱数が生成されるため、出力される乱数は不規則なものとなる。このように、オン期間Ｔ１が一定でもオン期間Ｔ１となる毎に擬似乱数生成器１２０に入力される出力信号ＣＫＩＮの波数が変動するため、簡単な構成で、不規則な乱数を容易に生成することができる。
【００４７】
なお、動作信号ＶＣＯＯＮがオフ期間Ｔ２になると、電圧制御発振器１１０に入力される制御信号ＶＣＯＩＮの変動に拘わらず、擬似乱数生成器１２０に入力される出力信号ＣＫＩＮの電圧レベルが所定の電圧レベル（擬似乱数生成器１２０が動作しないＬレベル）となるため、擬似乱数生成器１２０の各出力端子Ｓ１〜Ｓ２０の出力はオン期間Ｔ１経過時の状態に保持される。このため、後述するように、動作信号ＶＣＯＯＮがオフ期間Ｔ２に変化した後も生成された乱数を通信機器などの識別番号ＩＤに利用することができる。また、オフ期間Ｔ２においては、電圧制御発振器１１０および擬似乱数生成器１２０は停止状態となるため、省電力化を図ることができる。
【００４８】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態に係る乱数生成装置について説明する。図６は本発明の第２実施形態に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態の乱数生成装置１０Ｃが第１実施形態と異なる点は、受信ユニット１００の受信電圧ＶＩＮを所定の電圧範囲に制限するリミッタ回路１３０を備えていることである。
【００４９】
図７は図６に示す乱数生成装置の電圧制御発振器の制御電圧に対する発振周波数特性を示すグラフである。図７に示すように、電圧制御発振器１１０は、制御電圧ＶＣＯＩＮに対して所定の電圧範囲までは出力信号ＣＫＩＮの発振周波数が線形に変化することが知られている。図７の例においては、制御電圧ＶＣＯＩＮが０〜２．０Ｖの範囲では線形変化しているが、２．０Ｖを超えると電圧制御発振器１１０の回路特性などにより発振周波数が上限値に近づくため、制御電圧ＶＣＯＩＮの増加に対する発振周波数の増加率が低くなる。したがって、２．０Ｖを超えるような電圧を制御電圧ＶＣＯＩＮとして入力すると電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの発振周波数があまり変動しなくなり、擬似乱数の不規則性が低下するため好ましくない。
【００５０】
そこで、本実施形態においては、電圧制御発振器１１０と受信ユニット１００との間に、受信ユニット１００の受信電圧ＶＩＮを所定の電圧範囲（例えば図７の例においては０〜２．０Ｖの範囲）に制限するリミッタ回路１３０を備えている。これにより、電圧制御発振器１１０に入力される電圧（受信電圧ＶＩＮに基づいた電圧）を電圧制御発振器１１０の動作範囲内（０〜２．０Ｖの範囲内）とすることができる。なお、図７の例において、電圧制御発振器１１０の線形領域（制御電圧ＶＣＯＩＮが０〜２．０Ｖの範囲）における周波数ゲイン（１Ｖあたりの周波数変化量）Ｇは、Ｇ＝４０ＭＨｚ／２．０Ｖ＝２０（ＭＨｚ／Ｖ）となる。
【００５１】
図８は図６に示すリミッタ回路の具体的な構成例を示す回路図である。図８に示すように、本実施形態におけるリミッタ回路１３０は、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが入力される入力端子と所定の電圧源（図８の例においてはグランド）との間に直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２およびダイオードＤ５を備えている。ダイオードＤ５はアノードが抵抗Ｒ２に接続され、カソードがグランドに接続されている。出力端子は、抵抗Ｒ１，Ｒ２間に設けられ、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧を出力電圧（制御電圧ＶＣＯＩＮ）として出力するよう構成されている。その上で、分圧出力である制御電圧ＶＣＯＩＮが電圧制御発振器１１０の電圧範囲内となるように、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との分圧比が設定されている。
【００５２】
このようなリミッタ回路１３０の動作について説明する。ダイオードＤ５に印加される電圧がダイオードＤ５のＩ−Ｖ特性が大きく変わる領域（いわゆるオン電圧を意味し、例えばシリコンダイオードで約０．６Ｖ付近）より小さい電圧である場合には、ダイオードＤ５に印加される電圧に対してダイオードＤ５に流れる順方向電流が非常に少ない。このため、出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮは、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮの変化に応じて比較的大きく変化する。これに対し、入力される受信電圧ＶＩＮがより大きくなってダイオードＤ５に印加される電圧がオン電圧より高い電圧となった場合には、ダイオードＤ５に印加される電圧に対してダイオードＤ５に流れる順方向電流が非常に多くなる。したがって、出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮは、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮに比して上昇率が小さく抑えられる。以上より、所望の電圧範囲の上限値に近い電圧が出力端子に印加される際に、ダイオードＤ５に印加される電圧がオン電圧となるように、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を設定することにより、最適なリミッタ回路１３０を容易に形成することができる。
【００５３】
図９は図８に示すリミッタ回路の入出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図９は、図８に示すリミッタ回路１３０の抵抗Ｒ１の抵抗値を１０００ｋΩ、抵抗Ｒ２の抵抗値を２ｋΩとし、標準動作温度を２５℃とした場合の入出力電圧特性を示している。図９に示されるように、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが２．０Ｖを超えても出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮの上昇は抑えられるため、電圧制御発振器１１０の電圧範囲を超えない範囲に制御電圧を設定することができる。
【００５４】
なお、本実施形態においては、リミッタ回路１２０をダイオードＤ５を用いて構成したが、Ｉ−Ｖ特性が非線形である整流素子であればこれに限られず、例えばダイオードＤ５の代わりに、ショットキーバリアダイオードやツェナーダイオードなどを用いることも可能である。ショットキーバリアダイオードの場合はダイオードＤ５と同様に、抵抗Ｒ２から所定の電圧源に向かう方向が順方向となるように接続され、ツェナーダイオードの場合は、所定の電圧源から抵抗Ｒ２に向かう方向が順方向となるように接続される。
【００５５】
さらに、上記のようなリミッタ回路１２０は、温度に応じて出力される電圧値が変動する温度依存特性を有していてもよい。図１０は図８に示すリミッタ回路の温度に対する出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１０は、図８に示すリミッタ回路１３０の抵抗Ｒ１の抵抗値を１０００ｋΩ、抵抗Ｒ２の抵抗値を２ｋΩとし、入力電圧である受信電圧ＶＩＮを（Ａ）ＶＩＮ＝８Ｖ、（Ｂ）ＶＩＮ＝４Ｖ、（Ｃ）ＶＩＮ＝２Ｖとしたときに、リミッタ回路１３０の動作温度を−２０℃〜１００℃の間で変化させたときの出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮの電圧変化を示している。
【００５６】
図１０に示すように、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが同じ電圧であっても、温度が変化するに伴って出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮが変動する。図１０の例においては、温度が高くなるに伴って制御電圧ＶＣＯＩＮが低下する。すなわち、図１０の例においては、リミッタ回路１３０は、回路全体で負の温度係数を有している。なお、リミッタ回路全体で正の温度係数を有するようにリミッタ回路を構成してもよい。このような温度依存性は、リミッタ回路１３０を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２およびダイオードＤ５の温度特性に応じて生じるものである。リミッタ回路１３０全体で所望の温度特性が得られるように各構成要素の温度特性を組み合せることにより、所望の温度依存性を得ることができる。これにより、温度変化によっても電圧制御発振器１１０に入力される電圧（制御電圧ＶＣＯＩＮ）が変動するため、より不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００５７】
＜第２実施形態の変形例＞
次に、本発明の第２実施形態の変形例に係る乱数生成装置について説明する。図１１は本発明の第２実施形態の変形例に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。本変形例において第２実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本変形例の乱数生成装置（図１１には乱数生成装置全体は図示せず）が第２実施形態と異なる点は、リミッタ回路１３０Ｄの構成が第２実施形態のリミッタ回路１３０とは異なることである。具体的には、リミッタ回路１３０Ｄは、図１１に示すように、入力端子と所定の電圧源（図１１の例においてはグランド）との間に直列接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４と、当該抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との間にアノードが接続され、カソードに所定の電圧源（図１１の例においてはグランド）が接続されたダイオードＤ６とを備えている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との間には、出力端子が接続されている。
【００５８】
このような構成によれば、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮが抵抗Ｒ３，Ｒ４によって分圧され、分圧された電圧がダイオードＤ６に印加される。ダイオードＤ６に印加される電圧が出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮとなる。ダイオードＤ６に印加される電圧がダイオードＤ６のオン電圧より小さい電圧である場合には、ダイオードＤ６に印加される電圧に対してダイオードＤ６に流れる順方向電流が非常に少ない。このため、出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮは、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮの変化に応じて比較的大きく変動する。これに対し、入力される受信電圧ＶＩＮがより大きくなってダイオードＤ６に印加される電圧がオン電圧より高い電圧となった場合には、ダイオードＤ６に印加される電圧に対してダイオードＤ６に流れる順方向電流が非常に多くなる。したがって、出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮは、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮに比して上昇率が小さく抑えられる。以上より、所望の電圧範囲の上限値に近い電圧が出力端子に印加される際に、ダイオードＤ６に印加される電圧がオン電圧となるように、抵抗Ｒ３，Ｒ４の値を設定することにより、最適なリミッタ回路１３０Ｄを容易に形成することができる。
【００５９】
図１２は図１１に示すリミッタ回路の入出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１２は、図１１に示すリミッタ回路１３０Ｄの抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４の抵抗値をいずれも１０００ｋΩとし、標準動作温度を２５℃とした場合の入出力電圧特性を示している。本変形例においても、図１２に示されるように、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが２．０Ｖを超えても出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮの上昇は抑えられるため、電圧制御発振器１１０の電圧範囲を超えない範囲に制御電圧ＶＣＯＩＮを設定することができる。
【００６０】
なお、本変形例においてもダイオードＤ６の代わりに、ショットキーバリアダイオードやツェナーダイオードを用いてもよい。
【００６１】
また、本変形例のリミッタ回路１３０Ｄにおいても温度依存特性を有するように構成してもよい。図１３は図１１に示すリミッタ回路の温度に対する出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１３は、図１１に示すリミッタ回路１３０Ｄの抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値をそれぞれ１０００ｋΩとし、入力電圧である受信電圧ＶＩＮを（Ａ）ＶＩＮ＝８Ｖ、（Ｂ）ＶＩＮ＝４Ｖ、（Ｃ）ＶＩＮ＝２Ｖとしたときに、リミッタ回路１３０Ｄの動作温度を−２０℃〜１００℃の間で変化させたときの出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮの電圧変化を示している。
【００６２】
本変形例においても図１３に示すように、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが同じ電圧であっても、温度が変化するに伴って出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮが変動する。これにより、温度変化によっても電圧制御発振器１１０に入力される電圧（制御電圧ＶＣＯＩＮ）が変動するため、より不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００６３】
＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態に係る乱数生成装置について説明する。図１４は本発明の第３実施形態に係る乱数生成装置における受信ユニットの概略構成例を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態の乱数生成装置が第１実施形態と異なる点は、受信ユニット１００Ｅの受信機構１０１Ｅが、送信ユニット２０Ｅからのエネルギーとして光を非接触で受信する受光素子ＰＤ１を含んでいることである。受信ユニット１００Ｅ以外の構成については第１実施形態と同様であるので図１４においては図示を省略している。
【００６４】
本実施形態において、送信ユニット２０Ｅは、一次側電源ＶＣＣ１と、一次側電源ＶＣＣ１の電力により発光する発光ダイオードＬＥＤ１と、発光ダイオードＬＥＤ１を駆動するＬＥＤドライバ２１とを備えている。受信ユニット１００Ｅの受光素子ＰＤ１は、送信ユニット２０Ｅの発光ダイオードＬＥＤ１の発光によるエネルギーを受信（受光）するように構成されている。受光素子ＰＤ１は、例えばフォトダイオードにより構成される。また、受信ユニット１００Ｅは、受光素子ＰＤ１に逆バイアスを印加するための二次側電源ＶＣＣ２と、保護抵抗Ｒ５と、受光素子ＰＤ１で検出された電流を電圧に変換して受信電圧ＶＩＮを出力する電流電圧変換回路１０３とを備えている。受光素子ＰＤ１は、カソードが保護抵抗Ｒ５（二次側電源ＶＣＣ２側）に接続され、アノードが電流電圧変換回路１０３に接続されている。
【００６５】
また、電流電圧変換回路１０３は、反転入力端子に受光素子ＰＤ１で検出された電流が入力され、非反転入力端子にグランドが接続されるオペアンプ１０４と、オペアンプ１０４の反転入力端子と出力端子との間の帰還経路に設けられた帰還抵抗Ｒ６とを備えている。
【００６６】
このような構成において、受光素子ＰＤ１に、二次側電源ＶＣＣ２により逆バイアスが印加された状態で、送信ユニット２０Ｅの発光ダイオードＬＥＤ１からの光が入射されると、受光素子ＰＤ１には逆方向に光電流が流れる。受光素子ＰＤ１を流れる光電流は、受光素子ＰＤ１において受光した光の感度に応じて変動する。送信ユニット２０Ｅの発光ダイオードＬＥＤ１の発光強度は、ＬＥＤドライバ２１からの制御指令に応じて変動する。したがって、発光ダイオードＬＥＤ１の発光強度の変動に応じて受信ユニット１００Ｅの受光素子ＰＤ１が受光する光量は変動する。また、発光ダイオードＬＥＤ１の発光強度が同じであっても、送信ユニット２０Ｅと受信ユニット１００Ｅとの間の距離に応じて受光素子ＰＤ１が受光する光量が容易に変動する。以上のように、受光素子ＰＤ１を流れる電流は、受光素子ＰＤ１が受光する光量に応じて様々に変動する。そして、受光素子ＰＤ１を流れる光電流は、オペアンプ１０４の非反転入力端子に入力される。オペアンプ１０４の非反転入力端子と反転入力端子との間は、イマジナリーショートされているため、オペアンプ１０４の出力端子から出力される電圧（すなわち受信電圧）ＶＩＮは、非反転入力端子に入力される電流値に帰還抵抗Ｒ６の抵抗値を掛けた値となる。以上より、本実施形態のような構成においても、送信ユニット２０Ｅおよび受信ユニット１００Ｅの距離に応じて大きく変動する受信電圧ＶＩＮを得ることができる。したがって、本実施形態においても大きく変動する受信電圧ＶＩＮに基づいて擬似乱数を生成することができるため、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００６７】
なお、本実施形態において、受信ユニット１００Ｅを構成する素子が温度依存性を有するように構成されてもよいし、第２実施形態と同様に、温度依存性を有するリミッタ回路を備えることとしてもよい。これにより、温度変化によっても電圧制御発振器１１０に入力される電圧（制御電圧ＶＣＯＩＮ）が変動するため、より不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００６８】
本実施形態においては、電流電圧変換回路１０３としてオペアンプ１０４を用いた構成を例示したが、受光素子ＰＤ１に流れる電流を電圧に変換することが可能な構成であれば、これに限られず、例えば、受光素子ＰＤ１のアノードに直接抵抗が接続されるような構成としてもよい。
【００６９】
また、受光素子ＰＤ１に光を照射する送信ユニット２０Ｅの構成として発光ダイオードＬＥＤ１を用いた例を示したが、本発明は受光素子ＰＤ１が受光可能な光を照射する構成であればこれに限られない。例えば白熱電球や赤外線ランプなどであってもよい。
【００７０】
＜乱数生成装置の適用例＞
次に、上記実施形態の乱数生成装置の適用例について説明する。ここでは、非接触通信などの通信機器に使用されるＩＤ（識別番号）を生成するために通信機器に乱数生成装置が設けられた例について説明する。図１５は本発明の一実施形態に係る乱数生成装置が適用された通信機器の構成例を示す回路図である。
【００７１】
本適用例における乱数生成装置１０Ｆは、第２実施形態における乱数生成装置１０Ｃ（図６）において電圧制御発振器１１０を動作信号ＶＣＯＯＮが入力される動作入力端子を備えた構成（図５における電圧制御発振器１１０Ｂ）に置き換えた構成を有している（図１４においては本適用例における電圧制御発振器を改めて１１０Ｆと表記している）。また、本適用例においては、受信ユニット１００の受信機構１０１としてコイルＬ１を採用し、受信ユニット１００のその他の構成もそれに好適な回路構成（図２と同様の回路構成）を有している。本適用例における通信機器３０は、受信ユニット１００から出力される受信電圧ＶＩＮを、通信機器３０を構成する各装置の電源として使用可能に構成されている。
【００７２】
本適用例における通信機器３０は、上記構成の乱数生成装置１０Ｆと、乱数生成装置１０Ｆの擬似乱数生成器１２０で生成された擬似乱数列に基づいて生成されたＩＤを格納するＩＤ格納部１４０とを備えている。ＩＤ格納部１４０は、通信機器３０の内部メモリ等により構成され、擬似乱数生成器１２０で生成された２０ビットの出力端子Ｓ１〜Ｓ２０から出力される乱数データをＩＤデータとして格納する。ＩＤ格納部１４０に格納されたＩＤデータは、受信ユニット１００のコイルＬ１から送信ユニット２０のコイルＬ２へ送信することが可能である。このように、送信ユニット２０は、コイルＬ２から受信ユニット１００のコイルＬ１へ電磁誘導により電力を供給する電源として機能するとともに、通信機器３０のＩＤ認証を行うための通信インターフェイスとしても機能する。
【００７３】
上記実施形態において説明したとおり、電圧制御発振器１１０Ｆは、動作信号ＶＣＯＯＮがオン期間Ｔ１の間、受信ユニット１００のコイルＬ１に生じた誘導起電力に基づいた発振周波数を有する出力信号ＶＣＯＩＮを出力する。擬似乱数生成器１２０は、出力信号ＶＣＯＩＮの発振周波数に含まれる波数（クロックの数）に基づいて２０ビットの擬似乱数を生成し、出力端子Ｓ１〜Ｓ２０に出力する。すなわち、動作信号ＶＣＯＯＮがオン期間Ｔ１となる毎に擬似乱数生成器１２０は、擬似乱数を生成し、乱数データとして出力する。出力された乱数データは、ＩＤ格納部１４０に送られ、ＩＤデータとして格納される。すなわち、擬似乱数生成器１２０から出力される乱数データがＩＤ格納部１４０に送られる毎に、ＩＤ格納部１４０に格納されるＩＤデータが更新される。電圧制御発振器１１０Ｆの動作信号ＶＣＯＯＮがオフ期間Ｔ２にある場合、出力信号ＣＫＩＮは固定出力（波数０）となるため、ＩＤ格納部１４０に格納されているＩＤデータは、更新されず、前回のオン期間Ｔ１において生成されたＩＤデータが保持される。
【００７４】
なお、本適用例においては、ＩＤ格納部１４０にＩＤデータが格納されるタイミングは動作信号ＶＣＯＯＮのオン期間Ｔ１が終わった後（すなわちオフ期間Ｔ２におけるある時刻）として説明したが、オン期間Ｔ１内において擬似乱数生成器１２０によってそのときまでの出力信号ＣＫＩＮの発振周波数に含まれる波数に基づいて擬似乱数を生成し、ＩＤ格納部１４０にＩＤデータとして格納することとしてもよい。
【００７５】
このような構成を有する通信機器３０によれば、通信機器３０を送信ユニット２０に近づけると通信機器３０に電力が供給され、通信機器３０の受信ユニット１００と送信ユニット２０との間の距離に応じた誘導起電力が受信ユニット１００のコイルＬ１に発生する。電圧制御発振器１１０Ｆの動作信号ＶＣＯＯＮがオン期間Ｔ１となることにより、コイルＬ１に発生した誘導起電力に基づいて擬似乱数生成器１２０が乱数データを生成し、これがＩＤデータとしてＩＤ格納部１４０に格納される。特に、動作信号ＶＣＯＯＮのオン期間Ｔ１を通信機器３０が送信ユニット２０に近づいているときを含む期間とすることにより、擬似乱数生成器１２０で生成される乱数データの不規則性をより高くすることができる。格納されたＩＤデータを受信ユニット１００のコイルＬ１を介して送信ユニット２０へ送ることにより、送信ユニット２０において通信機器３０の認証が行われ、当該認証後、種々の通信が行われる。このように、不規則性の高い乱数データを用いて、通信機器３０の認証を行うことにより、より高い安全性を確保することができる。なお、ＩＤ格納部１４０に格納されているＩＤデータは、送信ユニット２０との通信とは別の処理において用いられることとしてもよい。
【００７６】
なお、本適用例においては、擬似乱数生成器１２０の出力端子Ｓ１〜Ｓ２０から出力される２０ビットの乱数データをすべて使用することとしたが、本発明はこれに限られない。例えば、２０ビットの出力端子Ｓ１〜Ｓ２０のうちの所定のいくつかのビット（例えばＳ１〜Ｓ３の３ビット）のみをＩＤデータとして取得し、ＩＤ格納部１４０に格納することとしてもよい。
【００７７】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更、修正が可能である。例えば、複数の上記実施形態および変形例における各構成要素を任意に組み合わせることとしてもよい。また、上記実施形態においては擬似乱数生成器１２０としてＭ系列のビット列演算部を有する構成について説明したが擬似乱数を生成可能であれば、他の態様の擬似乱数生成器を用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明の乱数生成装置および乱数生成方法は、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成するために有用である。
【符号の説明】
【００７９】
１０，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｆ 乱数生成装置
２０，２０Ｅ 送信ユニット
２１ ＬＥＤドライバ
３０ 通信機器
１００，１００Ｅ 受信ユニット
１０１，１０１Ｅ 受信機構
１０２ 整流回路
１０３ 電流電圧変換回路
１０４ オペアンプ
１１０，１１０Ｂ，１１０Ｆ 電圧制御発振器
１２０ 擬似乱数生成器
１２１ レジスタ
１２２ シフトレジスタ
１２３ ＸＯＲゲート
１３０，１３０Ｄ リミッタ回路
１４０ ＩＤ格納部
Ｃ１ 容量素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ コイル
ＬＥＤ１ 発光ダイオード
ＰＤ１ 受光素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６ 抵抗
ＶＣＣ１ 一次側電源
ＶＣＣ２ 二次側電源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、乱数生成装置および乱数生成方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＣカード、非接触通信などの通信機器に使用されるＩＤ（識別番号）に乱数を使用することが知られている。このようなＩＤに乱数を使用する場合には、不規則性の高い乱数が要求される。このような要求に対し、負荷回路へ一定の出力電圧を供給する安定化電源において、基準電圧に対する出力電圧の変動分を増幅して生成した制御信号を用いて乱数を生成する構成が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
図１７は従来の乱数生成装置の構成を示す回路図である。図１７に示すように、特許文献１のような乱数生成装置は、レギュレータ９００と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）９３０と、乱数生成部９４０とを有している。レギュレータ９００は、負荷回路９２０の電源として一定の出力電圧Ｖｏｕｔを供給するために、基準電圧Ｖｒｅｆと帰還電圧Ｓ９３との誤差をアンプ９１で増幅して制御電圧Ｓ９１を生成し、これに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔを調整している。ＶＣＯ９３０は、制御電圧Ｓ９１の電圧レベルの変動に応じて発振周波数の周波数を変化させた出力信号ＣＬＫを出力する。乱数生成部９４０は、ＶＣＯ９３０の出力信号ＣＬＫに基づいて擬似乱数を生成する。このように、乱数生成部９４０で生成される擬似乱数は、ＶＣＯ９３０の発振周波数に応じて変化する（すなわちレギュレータ９００の制御電圧Ｓ９１に応じて変化する）ため、制御電圧Ｓ９１が常時変動する限り、不規則性の高い乱数を生成することができる。
【０００４】
また、特許文献２にも、ＶＣＯの制御端子に入力される制御電圧の電圧レベルの変動に応じて異なる擬似乱数を生成させる構成が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−１２２５６０号公報
【特許文献２】特開平１０−３４０１８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記のような乱数生成装置において、不規則性の高い乱数を得るためには、ＶＣＯの制御電圧の変動が大きいことが必要である。特許文献１においては負荷の増減や電源電圧の変動によって制御電圧が変化することが前提とされているが、負荷の増減が少なく電源電圧が安定している場合には制御電圧の変化はほとんどなくなってしまう。制御電圧の変化が少ないとＶＣＯの出力電圧における発振周波数の変動も小さくなるため、乱数の不規則性が低くなる。また、特許文献２においてもＶＣＯの制御電圧として電圧変化の大きい電源を用いる旨記載されているが、具体的な電源の態様は開示されていない。
【０００７】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる乱数生成装置および乱数生成方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のある形態に係る乱数生成装置は、送信ユニットから送られるエネルギーを非接触で受信する受信機構を有し、当該受信機構で受信したエネルギーを受信電圧に変換する受信ユニットと、前記受信電圧に基づいて、発振する出力信号を出力する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号の発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成器とを備えている。
【０００９】
上記構成によれば、電圧制御発振器が出力する出力信号の発振周波数が、送信ユニットから送られるエネルギーを非接触で受信する受信ユニットの受信電圧に応じて変動する。受信電圧は、送信ユニットと受信ユニットとの間の距離に応じて変動するため、当該距離を変化させることにより、受信電圧を大きく変化させることができる。このように大きく変動する受信電圧に基づいて擬似乱数を生成することができるため、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００１０】
前記受信ユニットの受信電圧を所定の電圧範囲に制限するリミッタ回路を備えてもよい。これにより、電圧制御発振器に入力される電圧（受信電圧に基づいた電圧）を電圧制御発振器の動作範囲内とすることができる。
【００１１】
前記リミッタ回路は、温度に応じて出力される電圧値が変動する温度依存特性を有していてもよい。これにより、温度変化によっても電圧制御発振器に入力される電圧が変動するため、より不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００１２】
前記受信機構は、前記送信ユニットからの電磁波を非接触で受信するコイルを含んでいてもよい。これにより、送信ユニットと受信ユニットとの間の距離に応じてコイルに発生する誘導起電力が容易に変動する。しかも、コイルに発生した誘導起電力を受信ユニットの電源として容易に使用することができる。
【００１３】
前記受信機構は、前記送信ユニットからの光を非接触で受信する受光素子を含んでいてもよい。これにより、送信ユニットと受信ユニットとの間の距離に応じて受光素子が受光する光量が容易に変動する。
【００１４】
前記電圧制御発振器は、前記受信電圧に基づいた前記出力信号を出力するオン期間と所定の電圧レベルに固定して出力するオフ期間とを動作信号に基づいて切り替えるよう構成されており、前記擬似乱数生成器は、前記オン期間に入力された出力信号の波数に基づいて変動する擬似乱数を生成するよう構成されていてもよい。これにより、受信電圧の変動が大きい期間をオン期間として設定することができるため、受信電圧の変動が大きい期間に基づいて擬似乱数を生成することができ、その結果、乱数の不規則性をより高めることができる。
【００１５】
前記擬似乱数生成器は、シフトレジスタと排他的論理和ゲートとを有するＭ系列のビット列演算部を備えてもよい。これにより、簡単な構成で、複雑な擬似乱数列を容易に生成することができる。
【００１６】
また、本発明の他の形態に係る乱数生成方法は、送信ユニットからのエネルギーを非接触で受信し、当該受信したエネルギーを受信電圧に変換する受信ステップと、前記受信電圧に基づいて、発振する出力信号を出力する電圧制御発振ステップと、前記出力電圧の発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成ステップとを含んでいる。
【００１７】
上記方法によれば、出力信号の発振周波数が、送信ユニットから非接触で受信したエネルギーを変換した受信電圧に応じて変動する。受信電圧は、送信ユニットとの間の距離に応じて変動するため、当該距離を変化させることにより、受信電圧を大きく変動させることができる。このように大きく変動する受信電圧に基づいて擬似乱数を生成することができるため、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明は以上に説明したように構成され、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は本発明の第１実施形態に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【図２】図２は図１に示す乱数生成装置における受信ユニットの具体的構成例を示す回路図である。
【図３】図３は図１の乱数生成装置における受信ユニットと送信ユニットとの間の距離に応じた受信電圧の変化を示すグラフである。
【図４】図４は図１に示す乱数生成装置における擬似乱数生成器の具体的構成例を示す回路図である。
【図５】図５は本発明の第１実施形態の変形例に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【図６】図６は本発明の第２実施形態に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【図７】図７は図６に示す乱数生成装置の電圧制御発振器の制御電圧に対する発振周波数特性を示すグラフである。
【図８】図８は図６に示すリミッタ回路の具体的な構成例を示す回路図である。
【図９】図９は図８に示すリミッタ回路の入出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１０】図１０は図８に示すリミッタ回路の温度に対する出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】図１１は本発明の第２実施形態の変形例に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【図１２】図１２は図１１に示すリミッタ回路の入出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１３】図１３は図１１に示すリミッタ回路の温度に対する出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１４】図１４は本発明の第３実施形態に係る乱数生成装置における受信ユニットの概略構成例を示す回路図である。
【図１５】図１５は本発明の一実施形態に係る乱数生成装置が適用された通信機器の構成例を示す回路図である。
【図１６】図１６は一次側コイルと二次側コイルとの関係例を示す模式図である。
【図１７】図１７は従来の乱数生成装置の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一または相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
【００２１】
＜第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態に係る乱数生成装置について説明する。図１は本発明の第１実施形態に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。
【００２２】
図１に示すように、本実施形態における乱数生成装置１０は、送信ユニット２０から送られるエネルギーを非接触で受信する受信機構１０１を有し、当該受信機構１０１で受信したエネルギーを受信電圧ＶＩＮに変換する受信ユニット１００と、受信電圧ＶＩＮに基づいて、発振する出力信号ＣＫＩＮを出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０と、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの発振周波数に応じて変動する擬似乱数（pseudorandom numbers）を生成する擬似乱数生成器１２０とを備えている。
【００２３】
受信ユニット１００は、送信ユニット２０から非接触でエネルギーが送られると、これを受信機構１０１で受信し、当該エネルギーを受信電圧ＶＩＮに変換する。電圧制御発振器１１０には、受信電圧ＶＩＮに基づく制御電圧ＶＣＯＩＮが入力される。なお、本実施形態において制御電圧ＶＣＯＩＮは受信電圧ＶＩＮに等しい。電圧制御発振器１１０は、入力された制御電圧ＶＣＯＩＮに基づいて発振する出力信号（クロック信号）ＣＫＩＮを出力する。擬似乱数生成器１２０は、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮに応じて変動する擬似乱数列を生成し、当該擬似乱数列の擬似乱数を各ビットごとに出力する。本実施形態においては、２０個の出力端子Ｓ１〜Ｓ２０を有し、２０ビットの擬似乱数からなる擬似乱数列を生成している。
【００２４】
上記構成によれば、電圧制御発振器１１０が出力する出力信号ＣＫＩＮの発振周波数が、送信ユニット２０から送られるエネルギーを非接触で受信する受信ユニット１００の受信電圧ＶＩＮに応じて変動する。受信電圧ＶＩＮは、送信ユニット２０と受信ユニット１００との間の距離に応じて変動するため、当該距離を変化させることにより、受信電圧ＶＩＮを大きく変動させることができる。このように大きく変動する受信電圧ＶＩＮに基づいて擬似乱数を生成することができるため、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００２５】
図２は図１に示す乱数生成装置における受信ユニットの具体的構成例を示す回路図である。図２に示すように、本実施形態における送信ユニット２０は、電源（図示せず）から供給される電力に基づいた電圧が印加されるコイル（一次側コイル）Ｌ２を有している。これに対応して、本実施形態における受信ユニット１００は、受信機構１０１として、送信ユニット２０からのエネルギーとして電磁波を非接触で受信するコイル（二次側コイル）Ｌ１を含んでいる。これにより、送信ユニット２０のコイルＬ２と受信ユニット１００のコイルＬ１との間で電磁誘導によりエネルギーの授受が可能となる。したがって、送信ユニット２０のコイルＬ２から受信ユニット１００のコイルＬ１に非接触で電磁波によるエネルギーが伝達されることにより受信ユニット１００のコイルＬ１に誘導起電力Ｅが発生する。このように、受信ユニット１００のコイルＬ１には非接触によって誘導起電力Ｅが発生するため、送信ユニット２０と受信ユニット１００との間の距離に応じてコイルＬ１に発生する誘導起電力Ｅが容易に変動する。この結果、受信電圧ＶＩＮが容易に変動する。しかも、コイルＬ１に発生した誘導起電力Ｅを乱数生成装置１０の電源として使用することも容易である。
【００２６】
さらに、受信ユニット１００は、受信機構１０１のコイルＬ１で受信した誘導起電力Ｅを整流する整流回路１０２を備えている。具体的には、整流回路１０２は、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ型に接続したダイオードブリッジ回路により構成されている。コイルＬ１の一端にダイオードＤ１のアノードおよびダイオードＤ３のカソードが接続され、コイルＬ１の他端にダイオードＤ２のアノードおよびダイオードＤ４のカソードが接続される。また、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２のカソードは互いに接続され、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４のアノードは互いに接続されている。この整流回路１０２により、受信機構１０１のコイルＬ１で受信した誘導起電力Ｅが全波整流される。
【００２７】
また、受信ユニット１００は、整流回路１０２で整流された誘導起電力Ｅを安定化させるための容量素子Ｃ１を備えている。容量素子Ｃ１の一端には、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードが接続され、容量素子Ｃ１の他端には、ダイオードＤ３，Ｄ４のアノードが接続されている。容量素子Ｃ１の他端はグランドに接続されており、容量素子Ｃ１の一端の電圧が受信ユニット１００の受信電圧ＶＩＮとして出力される。
【００２８】
ここで、受信ユニット１００のコイルＬ１と送信ユニット２０のコイルＬ２との間の距離ｄと受信ユニット１００のコイルＬ１に発生する誘導起電力Ｅとの関係について説明する。図１６は一次側コイルと二次側コイルとの関係例を示す模式図である。以下の説明においては、送信ユニット２０のコイルＬ２を単に一次側コイルＬ２と称し、受信ユニット１００のコイルＬ１を二次側コイルＬ１と称する。図１６においては、一次側コイルＬ２および二次側コイルＬ１が円形コイルとして示されているが、他の形状のコイルでも同様である。
【００２９】
図１６に示すように、一次側コイルＬ２と二次側コイルＬ１との間の距離（コイル間距離）をｄとし、各コイルＬ１，Ｌ２の半径をａとする。このとき、相互インダクタンスＭは、ノイマン（Ｎｅｕｍａｎｎ）の公式を用いてＭ＝μ０ａ（ｌｏｇ（８ａ／ｄ）−２）で表される。なお、μ０は真空の透磁率を示す。このように、相互インダクタンスＭは、コイル間距離ｄに応じて変化することが理解できる。また、一次側コイルＬ２の交流電源Ｐ１からの交流電流Ｉは、電流の最大値（振幅）Ｉ０を用いてＩ＝Ｉ０ｓｉｎωｔと表せる。このとき、二次側コイルＬ１で発生する誘導起電力ｅは、ｅ＝−Ｍ（ｄＩ／ｄｔ）＝−ＭＩ０ωｃｏｓωｔとなり、ｅ０＝ＭＩ０ωとおくと、ｅ＝−ｅ０ｃｏｓωｔとなる。
【００３０】
発生する誘導起電力ｅの実効値Ｅは最大値の１／√２に等しいため、Ｅ＝ｅ０／√２＝ＭＩ０ω／√２＝（μ０ａＩ０ω／√２）・（ｌｏｇ（８ａ／ｄ）−２）となり、定数であるμ０ａＩ０ω／√２をＣとおくとＥ＝Ｃ（ｌｏｇ（８ａ／ｄ）−２）となる。このように、二次側コイルＬ１で発生する誘導起電力ｅの実効値Ｅはコイル間距離ｄに応じて変化することが理解できる。したがって、二次側コイルＬ１で発生する誘導起電力ｅの実効値Ｅに基づいて定められる受信電圧ＶＩＮも同様に一次側コイルＬ２と二次側コイルＬ１との間の距離ｄに応じて変化することが理解できる。
【００３１】
図３は図１の乱数生成装置における受信ユニットと送信ユニットとの間の距離に応じた受信電圧の変化を示すグラフである。図３の例においては、一次側コイルＬ２の交流電源Ｐ１からの交流電流Ｉの最大電流Ｉ０＝１００ｍＡ、周波数ｆ＝ω／２π＝１００ｋＨｚ、一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２の巻き数Ｎ１＝Ｎ２＝３０、一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２の半径ａ１＝ａ２＝３０ｍｍとしている。
【００３２】
図３に示されるように、コイル間距離ｄが大きくなるほど（すなわち、送信ユニット２０と受信ユニット１００とが離間するほど）受信電圧ＶＩＮは減少し、コイル間距離ｄが小さくなるほど（すなわち、送信ユニット２０と受信ユニット１００とが近接するほど）受信電圧ＶＩＮは増加する。このように、送信ユニット２０のコイル（一次側コイル）Ｌ２と受信ユニット１００のコイル（二次側コイル）Ｌ１との間の距離ｄが変化すると、相互インダクタンスＭが変化することにより、誘導起電力ｅの大きさが大きく変動するため、受信電圧ＶＩＮも大きく変動する。したがって、送信ユニット２０と受信ユニット１００との間の距離に応じて大きく変動する受信電圧ＶＩＮに基づいて擬似乱数を生成することにより、不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００３３】
電圧制御発振器１１０は、特に限定されないが、例えばリングオシレータ型の電圧制御発振器などが適用できる。リングオシレータ型の電圧制御発振器１１０は、図示しないが、受信電圧ＶＩＮに基づく制御信号ＶＣＯＩＮが入力され、制御信号ＶＣＯＩＮの電圧レベルを電流に変換する電圧電流変換回路と、変換された電流値に基づいて出力信号ＣＫＩＮの周波数クロックを設定するインバータチェーン回路とを有している。インバータチェーン回路は、複数のインバータが連続して接続されて構成されており、変換された電流値が増大するほど遅延が小さくなり（出力信号ＣＫＩＮの周波数が高くなり）、変換された電流値が減少するほど遅延が大きくなる（出力信号ＣＫＩＮの周波数が低くなる）ように出力信号ＣＫＩＮが出力される。
【００３４】
図４は図１に示す乱数生成装置における擬似乱数生成器の具体的構成例を示す回路図である。図４に示すように、本実施形態における擬似乱数生成器１２０は、シフトレジスタ１２２と排他的論理和（ＸＯＲ）ゲート１２３とを有するＭ系列のビット列演算部を備えている。本実施形態において、シフトレジスタ１２２は、複数（図４の例においては２０個）のレジスタ１２１が順次接続されることにより複数ビット（図４の例においては２０ビット）の出力を有するシフトレジスタとして構成されている。
【００３５】
各レジスタ１２１は、例えばＤフリップフロップ回路で構成されている。各レジスタ１２１のクロック入力端子には、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮが入力される。また、１段目のレジスタ１２１の入力端子には、ＸＯＲゲート１２３の出力信号が入力される。その他の段の各レジスタ１２１の入力端子には、前段の出力信号が入力される。したがって、各レジスタ１２１は、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮのクロックパルスが入力される毎に入力端子から入力される信号レベル（Ｌレベルおよびそれよりも高いＨレベルのいずれか）を後段のレジスタ１２１へ出力する。また、各レジスタ１２１の出力は、擬似乱数生成器１２０の出力端子Ｓ１〜Ｓ２０から出力され、電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの波数（クロックパルスの数）に応じて異なる２０ビットの擬似乱数が生成される。
【００３６】
また、ＸＯＲゲート１２３の入力端子には、所定の段（図４の例においては１７段目）のレジスタ１２１の出力信号と最終段（図４の例においては２０段目）のレジスタ１２１の出力信号とが入力される。
【００３７】
なお、ＸＯＲゲート１２３の入力端子に接続されるレジスタ１２１は、以下のようにして設定される。すなわち、本実施形態の擬似乱数生成器１２０において適用されるＭ系列のビット列は、以下の線形漸化式で表されるビット数列となる。
【００３８】
Ｘｎ＝（Ｘｎ−ｐ）ＸＯＲ（Ｘｎ−ｑ） ただし、ｐ＞ｑ＞０
このように示されるＭ系列のビット列の周期は、２ｐ−１で示される。図４の例においては、ｐ＝２０、ｑ＝１７となり、周期は、２２０−１＝１０４８５７５となる。ｐ，ｑの値は必要に応じて適宜設定することができるため、それに合わせてＸＯＲゲート１２３の入力端子に接続されるレジスタ１２１も変更され得る。
【００３９】
ここで、擬似乱数生成器１２０のシフトレジスタ１２２に入力される電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの予め定められた期間における波数（クロックパルスの数）は、送信ユニット２０と受信ユニット１００との間の距離に応じてコイルＬ１に発生する誘導起電力が容易に変動することにより、変動する。
【００４０】
このように、本実施形態における乱数生成装置１０においては、擬似乱数生成器１２０への出力信号ＣＫＩＮの入力期間が一定であっても、擬似乱数生成器１２０に入力される出力信号ＣＫＩＮの波数が変動するため、擬似乱数生成器１２０によって生成される擬似乱数は大きく変動し、不規則性の高い乱数を出力することができる。擬似乱数生成器１２０への出力信号ＣＫＩＮの入力期間は、後述するように電圧制御発振器１１０を動作させるか否かによって定められることとしてもよいし、所定の期間のみ電圧制御発振器１１０の出力端子が擬似乱数生成器１２０の入力端子に接続されることとしてもよい。また、所定のタイミングにおける擬似乱数生成器１２０の出力端子Ｓ１〜Ｓ２０の出力値を取得する構成を有していてもよい。
【００４１】
ここで、電圧制御発振器１１０が所定の動作信号に応じて出力信号ＣＫＩＮを出力する態様例について説明する。図５は本発明の第１実施形態の変形例に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。図５の例の乱数生成装置１０Ｂにおいて、電圧制御発振器１１０Ｂは、受信電圧ＶＩＮに基づいた出力信号ＣＫＩＮを出力するオン期間Ｔ１と所定の電圧レベルに固定して出力するオフ期間Ｔ２とを動作信号ＶＣＯＯＮに基づいて切り替えるよう構成されている。さらに、擬似乱数生成器１２０は、オン期間Ｔ１に入力された出力信号ＣＫＩＮの波数に基づいて異なる擬似乱数を生成するよう構成されている。
【００４２】
動作信号ＶＣＯＯＮは、特に限定されないが、オン期間Ｔ１が一定の信号であってもよいし、オン期間Ｔ１がその都度異なる期間となる信号であってもよい。オン期間Ｔ１が一定の信号となる場合、動作信号ＶＣＯＯＮは、例えば送信ユニット２０が受信ユニット１００の受信機構１０１に近接することにより受信電圧ＶＩＮが所定の第１電圧以上になってから所定の時間が経過するまでの間オン期間Ｔ１となる信号であってもよい。また、オン期間Ｔ１がその都度異なる期間となる場合、動作信号ＶＣＯＯＮは、例えば受信電圧ＶＩＮが所定の第１電圧以上になってから受信電圧ＶＩＮが第１電圧より高い所定の第２電圧以上になるまでの間オン期間Ｔ１となる信号であってもよい。このような動作信号ＶＣＯＯＮは、乱数生成装置１０Ｂ内で生成されてもよいし、外部で生成されたものが入力されることとしてもよい。
【００４３】
これにより、受信電圧ＶＩＮの変化が大きい期間をオン期間Ｔ１として設定することができるため、受信電圧ＶＩＮの変化が大きい期間に基づいて擬似乱数を生成することができ、その結果、乱数の不規則性をより高めることができる。
【００４４】
次に、このような乱数生成装置において受信ユニット１００の受信機構１０１で生じた誘導起電力Ｅの変動によって電圧制御発振器１１０Ｂの出力信号ＣＫＩＮにおいてどの程度波数が変化するかについて説明する。ここでは、オン期間Ｔ１は一定（５０ｍｓ）であり、電圧制御発振器１１０Ｂの周波数ゲインＧ（詳しくは後述）は２０ＭＨｚ／Ｖとする。
【００４５】
電圧制御発振器１１０Ｂに入力される制御信号ＶＣＯＩＮの電圧Ｖ１が例えば後述する図９に示されるように受信電圧ＶＩＮ＝２Ｖに対して０．８３Ｖであったとすると、出力信号ＣＫＩＮの発振周波数ｆ１は、ｆ１＝Ｇ・Ｖ１＝１６．６ＭＨｚとなる。したがって、オン期間Ｔ１における発振周波数ｆ１の波数（クロックパルスの数）ｎ１は、ｎ１＝Ｔ１／（１／ｆ１）＝８３００００となる。ここで、電圧制御発振器１１０Ｂに入力される制御信号ＶＣＯＩＮの電圧がＶ１に対して１ｍＶ変化した場合（Ｖ２＝Ｖ１＋０．００１Ｖ＝０．８３１Ｖの場合）、出力信号ＣＫＩＮの発振周波数ｆ２は、ｆ２＝Ｇ・Ｖ２＝１６．６２ＭＨｚとなる。したがって、オン期間Ｔ１における発振周波数ｆ２の波数ｎ２は、ｎ２＝Ｔ１／（１／ｆ２）＝８３１０００となる。
【００４６】
以上より、制御信号ＶＣＯＩＮの電圧が０．１ｍＶ変化すると、擬似乱数生成器１２０に入力される波数の差は、ｎ２−ｎ１＝１０００（≧１）だけ変化することとなる。波数が１以上異なれば、当然に異なる擬似乱数が生成されるため、出力される乱数は不規則なものとなる。このように、オン期間Ｔ１が一定でもオン期間Ｔ１となる毎に擬似乱数生成器１２０に入力される出力信号ＣＫＩＮの波数が変動するため、簡単な構成で、不規則な乱数を容易に生成することができる。
【００４７】
なお、動作信号ＶＣＯＯＮがオフ期間Ｔ２になると、電圧制御発振器１１０に入力される制御信号ＶＣＯＩＮの変動に拘わらず、擬似乱数生成器１２０に入力される出力信号ＣＫＩＮの電圧レベルが所定の電圧レベル（擬似乱数生成器１２０が動作しないＬレベル）となるため、擬似乱数生成器１２０の各出力端子Ｓ１〜Ｓ２０の出力はオン期間Ｔ１経過時の状態に保持される。このため、後述するように、動作信号ＶＣＯＯＮがオフ期間Ｔ２に変化した後も生成された乱数を通信機器などの識別番号ＩＤに利用することができる。また、オフ期間Ｔ２においては、電圧制御発振器１１０および擬似乱数生成器１２０は停止状態となるため、省電力化を図ることができる。
【００４８】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態に係る乱数生成装置について説明する。図６は本発明の第２実施形態に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態の乱数生成装置１０Ｃが第１実施形態と異なる点は、受信ユニット１００の受信電圧ＶＩＮを所定の電圧範囲に制限するリミッタ回路１３０を備えていることである。
【００４９】
図７は図６に示す乱数生成装置の電圧制御発振器の制御電圧に対する発振周波数特性を示すグラフである。図７に示すように、電圧制御発振器１１０は、制御電圧ＶＣＯＩＮに対して所定の電圧範囲までは出力信号ＣＫＩＮの発振周波数が線形に変化することが知られている。図７の例においては、制御電圧ＶＣＯＩＮが０〜２．０Ｖの範囲では線形変化しているが、２．０Ｖを超えると電圧制御発振器１１０の回路特性などにより発振周波数が上限値に近づくため、制御電圧ＶＣＯＩＮの増加に対する発振周波数の増加率が低くなる。したがって、２．０Ｖを超えるような電圧を制御電圧ＶＣＯＩＮとして入力すると電圧制御発振器１１０の出力信号ＣＫＩＮの発振周波数があまり変動しなくなり、擬似乱数の不規則性が低下するため好ましくない。
【００５０】
そこで、本実施形態においては、電圧制御発振器１１０と受信ユニット１００との間に、受信ユニット１００の受信電圧ＶＩＮを所定の電圧範囲（例えば図７の例においては０〜２．０Ｖの範囲）に制限するリミッタ回路１３０を備えている。これにより、電圧制御発振器１１０に入力される電圧（受信電圧ＶＩＮに基づいた電圧）を電圧制御発振器１１０の動作範囲内（０〜２．０Ｖの範囲内）とすることができる。なお、図７の例において、電圧制御発振器１１０の線形領域（制御電圧ＶＣＯＩＮが０〜２．０Ｖの範囲）における周波数ゲイン（１Ｖあたりの周波数変化量）Ｇは、Ｇ＝４０ＭＨｚ／２．０Ｖ＝２０（ＭＨｚ／Ｖ）となる。
【００５１】
図８は図６に示すリミッタ回路の具体的な構成例を示す回路図である。図８に示すように、本実施形態におけるリミッタ回路１３０は、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが入力される入力端子と所定の電圧源（図８の例においてはグランド）との間に直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２およびダイオードＤ５を備えている。ダイオードＤ５はアノードが抵抗Ｒ２に接続され、カソードがグランドに接続されている。出力端子は、抵抗Ｒ１，Ｒ２間に設けられ、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧を出力電圧（制御電圧ＶＣＯＩＮ）として出力するよう構成されている。その上で、分圧出力である制御電圧ＶＣＯＩＮが電圧制御発振器１１０の電圧範囲内となるように、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との分圧比が設定されている。
【００５２】
このようなリミッタ回路１３０の動作について説明する。ダイオードＤ５に印加される電圧がダイオードＤ５のＩ−Ｖ特性が大きく変わる領域（いわゆるオン電圧を意味し、例えばシリコンダイオードで約０．６Ｖ付近）より小さい電圧である場合には、ダイオードＤ５に印加される電圧に対してダイオードＤ５に流れる順方向電流が非常に少ない。このため、出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮは、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮの変化に応じて比較的大きく変化する。これに対し、入力される受信電圧ＶＩＮがより大きくなってダイオードＤ５に印加される電圧がオン電圧より高い電圧となった場合には、ダイオードＤ５に印加される電圧に対してダイオードＤ５に流れる順方向電流が非常に多くなる。したがって、出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮは、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮに比して上昇率が小さく抑えられる。以上より、所望の電圧範囲の上限値に近い電圧が出力端子に印加される際に、ダイオードＤ５に印加される電圧がオン電圧となるように、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を設定することにより、最適なリミッタ回路１３０を容易に形成することができる。
【００５３】
図９は図８に示すリミッタ回路の入出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図９は、図８に示すリミッタ回路１３０の抵抗Ｒ１の抵抗値を１０００ｋΩ、抵抗Ｒ２の抵抗値を２ｋΩとし、標準動作温度を２５℃とした場合の入出力電圧特性を示している。図９に示されるように、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが２．０Ｖを超えても出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮの上昇は抑えられるため、電圧制御発振器１１０の電圧範囲を超えない範囲に制御電圧を設定することができる。
【００５４】
なお、本実施形態においては、リミッタ回路１２０をダイオードＤ５を用いて構成したが、Ｉ−Ｖ特性が非線形である整流素子であればこれに限られず、例えばダイオードＤ５の代わりに、ショットキーバリアダイオードやツェナーダイオードなどを用いることも可能である。ショットキーバリアダイオードの場合はダイオードＤ５と同様に、抵抗Ｒ２から所定の電圧源に向かう方向が順方向となるように接続され、ツェナーダイオードの場合は、所定の電圧源から抵抗Ｒ２に向かう方向が順方向となるように接続される。
【００５５】
さらに、上記のようなリミッタ回路１２０は、温度に応じて出力される電圧値が変動する温度依存特性を有していてもよい。図１０は図８に示すリミッタ回路の温度に対する出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１０は、図８に示すリミッタ回路１３０の抵抗Ｒ１の抵抗値を１０００ｋΩ、抵抗Ｒ２の抵抗値を２ｋΩとし、入力電圧である受信電圧ＶＩＮを（Ａ）ＶＩＮ＝８Ｖ、（Ｂ）ＶＩＮ＝４Ｖ、（Ｃ）ＶＩＮ＝２Ｖとしたときに、リミッタ回路１３０の動作温度を−２０℃〜１００℃の間で変化させたときの出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮの電圧変化を示している。
【００５６】
図１０に示すように、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが同じ電圧であっても、温度が変化するに伴って出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮが変動する。図１０の例においては、温度が高くなるに伴って制御電圧ＶＣＯＩＮが低下する。すなわち、図１０の例においては、リミッタ回路１３０は、回路全体で負の温度係数を有している。なお、リミッタ回路全体で正の温度係数を有するようにリミッタ回路を構成してもよい。このような温度依存性は、リミッタ回路１３０を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２およびダイオードＤ５の温度特性に応じて生じるものである。リミッタ回路１３０全体で所望の温度特性が得られるように各構成要素の温度特性を組み合せることにより、所望の温度依存性を得ることができる。これにより、温度変化によっても電圧制御発振器１１０に入力される電圧（制御電圧ＶＣＯＩＮ）が変動するため、より不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００５７】
＜第２実施形態の変形例＞
次に、本発明の第２実施形態の変形例に係る乱数生成装置について説明する。図１１は本発明の第２実施形態の変形例に係る乱数生成装置の概略構成例を示す回路図である。本変形例において第２実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本変形例の乱数生成装置（図１１には乱数生成装置全体は図示せず）が第２実施形態と異なる点は、リミッタ回路１３０Ｄの構成が第２実施形態のリミッタ回路１３０とは異なることである。具体的には、リミッタ回路１３０Ｄは、図１１に示すように、入力端子と所定の電圧源（図１１の例においてはグランド）との間に直列接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４と、当該抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との間にアノードが接続され、カソードに所定の電圧源（図１１の例においてはグランド）が接続されたダイオードＤ６とを備えている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との間には、出力端子が接続されている。
【００５８】
このような構成によれば、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮが抵抗Ｒ３，Ｒ４によって分圧され、分圧された電圧がダイオードＤ６に印加される。ダイオードＤ６に印加される電圧が出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮとなる。ダイオードＤ６に印加される電圧がダイオードＤ６のオン電圧より小さい電圧である場合には、ダイオードＤ６に印加される電圧に対してダイオードＤ６に流れる順方向電流が非常に少ない。このため、出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮは、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮの変化に応じて比較的大きく変動する。これに対し、入力される受信電圧ＶＩＮがより大きくなってダイオードＤ６に印加される電圧がオン電圧より高い電圧となった場合には、ダイオードＤ６に印加される電圧に対してダイオードＤ６に流れる順方向電流が非常に多くなる。したがって、出力端子から出力される制御電圧ＶＣＯＩＮは、入力端子に印加される受信電圧ＶＩＮに比して上昇率が小さく抑えられる。以上より、所望の電圧範囲の上限値に近い電圧が出力端子に印加される際に、ダイオードＤ６に印加される電圧がオン電圧となるように、抵抗Ｒ３，Ｒ４の値を設定することにより、最適なリミッタ回路１３０Ｄを容易に形成することができる。
【００５９】
図１２は図１１に示すリミッタ回路の入出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１２は、図１１に示すリミッタ回路１３０Ｄの抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４の抵抗値をいずれも１０００ｋΩとし、標準動作温度を２５℃とした場合の入出力電圧特性を示している。本変形例においても、図１２に示されるように、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが２．０Ｖを超えても出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮの上昇は抑えられるため、電圧制御発振器１１０の電圧範囲を超えない範囲に制御電圧ＶＣＯＩＮを設定することができる。
【００６０】
なお、本変形例においてもダイオードＤ６の代わりに、ショットキーバリアダイオードやツェナーダイオードを用いてもよい。
【００６１】
また、本変形例のリミッタ回路１３０Ｄにおいても温度依存特性を有するように構成してもよい。図１３は図１１に示すリミッタ回路の温度に対する出力電圧特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１３は、図１１に示すリミッタ回路１３０Ｄの抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値をそれぞれ１０００ｋΩとし、入力電圧である受信電圧ＶＩＮを（Ａ）ＶＩＮ＝８Ｖ、（Ｂ）ＶＩＮ＝４Ｖ、（Ｃ）ＶＩＮ＝２Ｖとしたときに、リミッタ回路１３０Ｄの動作温度を−２０℃〜１００℃の間で変化させたときの出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮの電圧変化を示している。
【００６２】
本変形例においても図１３に示すように、入力電圧である受信電圧ＶＩＮが同じ電圧であっても、温度が変化するに伴って出力電圧である制御電圧ＶＣＯＩＮが変動する。これにより、温度変化によっても電圧制御発振器１１０に入力される電圧（制御電圧ＶＣＯＩＮ）が変動するため、より不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００６３】
＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態に係る乱数生成装置について説明する。図１４は本発明の第３実施形態に係る乱数生成装置における受信ユニットの概略構成例を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態の乱数生成装置が第１実施形態と異なる点は、受信ユニット１００Ｅの受信機構１０１Ｅが、送信ユニット２０Ｅからのエネルギーとして光を非接触で受信する受光素子ＰＤ１を含んでいることである。受信ユニット１００Ｅ以外の構成については第１実施形態と同様であるので図１４においては図示を省略している。
【００６４】
本実施形態において、送信ユニット２０Ｅは、一次側電源ＶＣＣ１と、一次側電源ＶＣＣ１の電力により発光する発光ダイオードＬＥＤ１と、発光ダイオードＬＥＤ１を駆動するＬＥＤドライバ２１とを備えている。受信ユニット１００Ｅの受光素子ＰＤ１は、送信ユニット２０Ｅの発光ダイオードＬＥＤ１の発光によるエネルギーを受信（受光）するように構成されている。受光素子ＰＤ１は、例えばフォトダイオードにより構成される。また、受信ユニット１００Ｅは、受光素子ＰＤ１に逆バイアスを印加するための二次側電源ＶＣＣ２と、保護抵抗Ｒ５と、受光素子ＰＤ１で検出された電流を電圧に変換して受信電圧ＶＩＮを出力する電流電圧変換回路１０３とを備えている。受光素子ＰＤ１は、カソードが保護抵抗Ｒ５（二次側電源ＶＣＣ２側）に接続され、アノードが電流電圧変換回路１０３に接続されている。
【００６５】
また、電流電圧変換回路１０３は、反転入力端子に受光素子ＰＤ１で検出された電流が入力され、非反転入力端子にグランドが接続されるオペアンプ１０４と、オペアンプ１０４の反転入力端子と出力端子との間の帰還経路に設けられた帰還抵抗Ｒ６とを備えている。
【００６６】
このような構成において、受光素子ＰＤ１に、二次側電源ＶＣＣ２により逆バイアスが印加された状態で、送信ユニット２０Ｅの発光ダイオードＬＥＤ１からの光が入射されると、受光素子ＰＤ１には逆方向に光電流が流れる。受光素子ＰＤ１を流れる光電流は、受光素子ＰＤ１において受光した光の感度に応じて変動する。送信ユニット２０Ｅの発光ダイオードＬＥＤ１の発光強度は、ＬＥＤドライバ２１からの制御指令に応じて変動する。したがって、発光ダイオードＬＥＤ１の発光強度の変動に応じて受信ユニット１００Ｅの受光素子ＰＤ１が受光する光量は変動する。また、発光ダイオードＬＥＤ１の発光強度が同じであっても、送信ユニット２０Ｅと受信ユニット１００Ｅとの間の距離に応じて受光素子ＰＤ１が受光する光量が容易に変動する。以上のように、受光素子ＰＤ１を流れる電流は、受光素子ＰＤ１が受光する光量に応じて様々に変動する。そして、受光素子ＰＤ１を流れる光電流は、オペアンプ１０４の非反転入力端子に入力される。オペアンプ１０４の非反転入力端子と反転入力端子との間は、イマジナリーショートされているため、オペアンプ１０４の出力端子から出力される電圧（すなわち受信電圧）ＶＩＮは、非反転入力端子に入力される電流値に帰還抵抗Ｒ６の抵抗値を掛けた値となる。以上より、本実施形態のような構成においても、送信ユニット２０Ｅおよび受信ユニット１００Ｅの距離に応じて大きく変動する受信電圧ＶＩＮを得ることができる。したがって、本実施形態においても大きく変動する受信電圧ＶＩＮに基づいて擬似乱数を生成することができるため、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００６７】
なお、本実施形態において、受信ユニット１００Ｅを構成する素子が温度依存性を有するように構成されてもよいし、第２実施形態と同様に、温度依存性を有するリミッタ回路を備えることとしてもよい。これにより、温度変化によっても電圧制御発振器１１０に入力される電圧（制御電圧ＶＣＯＩＮ）が変動するため、より不規則性の高い乱数を生成することができる。
【００６８】
本実施形態においては、電流電圧変換回路１０３としてオペアンプ１０４を用いた構成を例示したが、受光素子ＰＤ１に流れる電流を電圧に変換することが可能な構成であれば、これに限られず、例えば、受光素子ＰＤ１のアノードに直接抵抗が接続されるような構成としてもよい。
【００６９】
また、受光素子ＰＤ１に光を照射する送信ユニット２０Ｅの構成として発光ダイオードＬＥＤ１を用いた例を示したが、本発明は受光素子ＰＤ１が受光可能な光を照射する構成であればこれに限られない。例えば白熱電球や赤外線ランプなどであってもよい。
【００７０】
＜乱数生成装置の適用例＞
次に、上記実施形態の乱数生成装置の適用例について説明する。ここでは、非接触通信などの通信機器に使用されるＩＤ（識別番号）を生成するために通信機器に乱数生成装置が設けられた例について説明する。図１５は本発明の一実施形態に係る乱数生成装置が適用された通信機器の構成例を示す回路図である。
【００７１】
本適用例における乱数生成装置１０Ｆは、第２実施形態における乱数生成装置１０Ｃ（図６）において電圧制御発振器１１０を動作信号ＶＣＯＯＮが入力される動作入力端子を備えた構成（図５における電圧制御発振器１１０Ｂ）に置き換えた構成を有している（図１４においては本適用例における電圧制御発振器を改めて１１０Ｆと表記している）。また、本適用例においては、受信ユニット１００の受信機構１０１としてコイルＬ１を採用し、受信ユニット１００のその他の構成もそれに好適な回路構成（図２と同様の回路構成）を有している。本適用例における通信機器３０は、受信ユニット１００から出力される受信電圧ＶＩＮを、通信機器３０を構成する各装置の電源として使用可能に構成されている。
【００７２】
本適用例における通信機器３０は、上記構成の乱数生成装置１０Ｆと、乱数生成装置１０Ｆの擬似乱数生成器１２０で生成された擬似乱数列に基づいて生成されたＩＤを格納するＩＤ格納部１４０とを備えている。ＩＤ格納部１４０は、通信機器３０の内部メモリ等により構成され、擬似乱数生成器１２０で生成された２０ビットの出力端子Ｓ１〜Ｓ２０から出力される乱数データをＩＤデータとして格納する。ＩＤ格納部１４０に格納されたＩＤデータは、受信ユニット１００のコイルＬ１から送信ユニット２０のコイルＬ２へ送信することが可能である。このように、送信ユニット２０は、コイルＬ２から受信ユニット１００のコイルＬ１へ電磁誘導により電力を供給する電源として機能するとともに、通信機器３０のＩＤ認証を行うための通信インターフェイスとしても機能する。
【００７３】
上記実施形態において説明したとおり、電圧制御発振器１１０Ｆは、動作信号ＶＣＯＯＮがオン期間Ｔ１の間、受信ユニット１００のコイルＬ１に生じた誘導起電力に基づいた発振周波数を有する出力信号ＶＣＯＩＮを出力する。擬似乱数生成器１２０は、出力信号ＶＣＯＩＮの発振周波数に含まれる波数（クロックの数）に基づいて２０ビットの擬似乱数を生成し、出力端子Ｓ１〜Ｓ２０に出力する。すなわち、動作信号ＶＣＯＯＮがオン期間Ｔ１となる毎に擬似乱数生成器１２０は、擬似乱数を生成し、乱数データとして出力する。出力された乱数データは、ＩＤ格納部１４０に送られ、ＩＤデータとして格納される。すなわち、擬似乱数生成器１２０から出力される乱数データがＩＤ格納部１４０に送られる毎に、ＩＤ格納部１４０に格納されるＩＤデータが更新される。電圧制御発振器１１０Ｆの動作信号ＶＣＯＯＮがオフ期間Ｔ２にある場合、出力信号ＣＫＩＮは固定出力（波数０）となるため、ＩＤ格納部１４０に格納されているＩＤデータは、更新されず、前回のオン期間Ｔ１において生成されたＩＤデータが保持される。
【００７４】
なお、本適用例においては、ＩＤ格納部１４０にＩＤデータが格納されるタイミングは動作信号ＶＣＯＯＮのオン期間Ｔ１が終わった後（すなわちオフ期間Ｔ２におけるある時刻）として説明したが、オン期間Ｔ１内において擬似乱数生成器１２０によってそのときまでの出力信号ＣＫＩＮの発振周波数に含まれる波数に基づいて擬似乱数を生成し、ＩＤ格納部１４０にＩＤデータとして格納することとしてもよい。
【００７５】
このような構成を有する通信機器３０によれば、通信機器３０を送信ユニット２０に近づけると通信機器３０に電力が供給され、通信機器３０の受信ユニット１００と送信ユニット２０との間の距離に応じた誘導起電力が受信ユニット１００のコイルＬ１に発生する。電圧制御発振器１１０Ｆの動作信号ＶＣＯＯＮがオン期間Ｔ１となることにより、コイルＬ１に発生した誘導起電力に基づいて擬似乱数生成器１２０が乱数データを生成し、これがＩＤデータとしてＩＤ格納部１４０に格納される。特に、動作信号ＶＣＯＯＮのオン期間Ｔ１を通信機器３０が送信ユニット２０に近づいているときを含む期間とすることにより、擬似乱数生成器１２０で生成される乱数データの不規則性をより高くすることができる。格納されたＩＤデータを受信ユニット１００のコイルＬ１を介して送信ユニット２０へ送ることにより、送信ユニット２０において通信機器３０の認証が行われ、当該認証後、種々の通信が行われる。このように、不規則性の高い乱数データを用いて、通信機器３０の認証を行うことにより、より高い安全性を確保することができる。なお、ＩＤ格納部１４０に格納されているＩＤデータは、送信ユニット２０との通信とは別の処理において用いられることとしてもよい。
【００７６】
なお、本適用例においては、擬似乱数生成器１２０の出力端子Ｓ１〜Ｓ２０から出力される２０ビットの乱数データをすべて使用することとしたが、本発明はこれに限られない。例えば、２０ビットの出力端子Ｓ１〜Ｓ２０のうちの所定のいくつかのビット（例えばＳ１〜Ｓ３の３ビット）のみをＩＤデータとして取得し、ＩＤ格納部１４０に格納することとしてもよい。
【００７７】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更、修正が可能である。例えば、複数の上記実施形態および変形例における各構成要素を任意に組み合わせることとしてもよい。また、上記実施形態においては擬似乱数生成器１２０としてＭ系列のビット列演算部を有する構成について説明したが擬似乱数を生成可能であれば、他の態様の擬似乱数生成器を用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明の乱数生成装置および乱数生成方法は、簡単な構成で不規則性の高い乱数を生成するために有用である。
【符号の説明】
【００７９】
１０，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｆ 乱数生成装置
２０，２０Ｅ 送信ユニット
２１ ＬＥＤドライバ
３０ 通信機器
１００，１００Ｅ 受信ユニット
１０１，１０１Ｅ 受信機構
１０２ 整流回路
１０３ 電流電圧変換回路
１０４ オペアンプ
１１０，１１０Ｂ，１１０Ｆ 電圧制御発振器
１２０ 擬似乱数生成器
１２１ レジスタ
１２２ シフトレジスタ
１２３ ＸＯＲゲート
１３０，１３０Ｄ リミッタ回路
１４０ ＩＤ格納部
Ｃ１ 容量素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ コイル
ＬＥＤ１ 発光ダイオード
ＰＤ１ 受光素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６ 抵抗
ＶＣＣ１ 一次側電源
ＶＣＣ２ 二次側電源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信ユニットから送られるエネルギーを非接触で受信する受信機構を有し、当該受信機構で受信したエネルギーを受信電圧に変換する受信ユニットと、
前記受信電圧に基づいて、発振する出力信号を出力する電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器の出力信号の発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成器とを備えた、乱数生成装置。
【請求項２】
前記受信ユニットの受信電圧を所定の電圧範囲に制限するリミッタ回路を備えた、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項３】
前記リミッタ回路は、温度に応じて出力される電圧値が変動する温度依存特性を有している、請求項２に記載の乱数生成装置。
【請求項４】
前記受信機構は、前記送信ユニットからの電磁波を非接触で受信するコイルを含んでいる、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項５】
前記受信機構は、前記送信ユニットからの光を非接触で受信する受光素子を含んでいる、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項６】
前記電圧制御発振器は、前記受信電圧に基づいた前記出力信号を出力するオン期間と所定の電圧レベルに固定して出力するオフ期間とを動作信号に基づいて切り替えるよう構成されており、
前記擬似乱数生成器は、前記オン期間に入力された出力信号の波数に基づいて変動する擬似乱数を生成するよう構成されている、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項７】
前記擬似乱数生成器は、シフトレジスタと排他的論理和ゲートとを有するＭ系列のビット列演算部を備える、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項８】
送信ユニットからのエネルギーを非接触で受信し、当該受信したエネルギーを受信電圧に変換する受信ステップと、
前記受信電圧に基づいて、発振する出力信号を出力する電圧制御発振ステップと、
前記出力電圧の発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成ステップとを含む、乱数生成方法。
【請求項１】
送信ユニットから送られるエネルギーを非接触で受信する受信機構を有し、当該受信機構で受信したエネルギーを受信電圧に変換する受信ユニットと、
前記受信電圧に基づいて、発振する出力信号を出力する電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器の出力信号の発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成器とを備えた、乱数生成装置。
【請求項２】
前記受信ユニットの受信電圧を所定の電圧範囲に制限するリミッタ回路を備えた、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項３】
前記リミッタ回路は、温度に応じて出力される電圧値が変動する温度依存特性を有している、請求項２に記載の乱数生成装置。
【請求項４】
前記受信機構は、前記送信ユニットからの電磁波を非接触で受信するコイルを含んでいる、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項５】
前記受信機構は、前記送信ユニットからの光を非接触で受信する受光素子を含んでいる、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項６】
前記電圧制御発振器は、前記受信電圧に基づいた前記出力信号を出力するオン期間と所定の電圧レベルに固定して出力するオフ期間とを動作信号に基づいて切り替えるよう構成されており、
前記擬似乱数生成器は、前記オン期間に入力された出力信号の波数に基づいて変動する擬似乱数を生成するよう構成されている、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項７】
前記擬似乱数生成器は、シフトレジスタと排他的論理和ゲートとを有するＭ系列のビット列演算部を備える、請求項１に記載の乱数生成装置。
【請求項８】
送信ユニットからのエネルギーを非接触で受信し、当該受信したエネルギーを受信電圧に変換する受信ステップと、
前記受信電圧に基づいて、発振する出力信号を出力する電圧制御発振ステップと、
前記出力電圧の発振周波数に応じて変動する擬似乱数を生成する擬似乱数生成ステップとを含む、乱数生成方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１２−２２０６４９（Ｐ２０１２−２２０６４９Ａ）
【公開日】平成２４年１１月１２日（２０１２．１１．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−８５０３６（Ｐ２０１１−８５０３６）
【出願日】平成２３年４月７日（２０１１．４．７）
【特許番号】特許第４９８３９９１号（Ｐ４９８３９９１）
【特許公報発行日】平成２４年７月２５日（２０１２．７．２５）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１１月１２日（２０１２．１１．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年４月７日（２０１１．４．７）
【特許番号】特許第４９８３９９１号（Ｐ４９８３９９１）
【特許公報発行日】平成２４年７月２５日（２０１２．７．２５）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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