信号処理装置及び信号処理方法
【課題】輻射やＤＣオフセットの発生、１／ｆノイズなどの低周波ノイズの問題を解消して、より高感度で安定な信号処理を実現する。
【解決手段】入力信号源１は一般的に差動回路で形成され、一つの信号に対して正転及び反転の信号が取り出されるものである。そこでこれらの正転及び反転の信号が、それぞれ極性切り替えスイッチ２Ａ、２Ｂに供給される。さらに、この切り替えスイッチ２Ａ、２Ｂでは、入力信号源１からの正転及び反転の信号が、信号源３からのクロック信号によって交互に振り分けられる。そして、振り分けられた信号が相互に合成されることによって、正転及び反転の信号がクロック信号ごとに交互に標本化された信号が形成される。このようにして形成された信号が、離散時間フィルタ４に供給される。
【解決手段】入力信号源１は一般的に差動回路で形成され、一つの信号に対して正転及び反転の信号が取り出されるものである。そこでこれらの正転及び反転の信号が、それぞれ極性切り替えスイッチ２Ａ、２Ｂに供給される。さらに、この切り替えスイッチ２Ａ、２Ｂでは、入力信号源１からの正転及び反転の信号が、信号源３からのクロック信号によって交互に振り分けられる。そして、振り分けられた信号が相互に合成されることによって、正転及び反転の信号がクロック信号ごとに交互に標本化された信号が形成される。このようにして形成された信号が、離散時間フィルタ４に供給される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、いわゆる時間離散フィルタを用いることにより、全デジタル化を可能にした無線装置やセンサー処理回路等に使用して好適な信号処理装置及び信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機において、時間離散フィルタを用いて受信信号と局部発振信号とを混合する混合回路として、例えば非特許文献１のＦｉｇ．１２に示されるような回路がある。この回路では、入力信号を局部発振信号で標本化して時間離散フィルタに供給することにより、受信信号と局部発振信号とを混合している。
【０００３】
【非特許文献１】K. Muhanmad (TI) et al.“All-Digital TX Frequency Synthesizer and Discrete-Time Receiver for Bluetooth Radio in 130-nm CMOS”(IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol.39, No.12, pp. 2278-2291, Dec. 2004)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の離散時間信号処理回路では、例えば図７に示すように標本化信号をそのまま離散時間フィルタに入力していた。このため標本化クロック周波数のＮ倍（Ｎ=０，１，２…）の周波数が通過帯域になっていた。このような従来の離散時間信号処理回路では、例えば１ＧＨｚのキャリア信号を復調する装置ではクロックを同一周波数の１ＧＨｚとしていた。
【０００５】
ところが、このような離散時間信号処理回路では、クロック信号とキャリア信号が同一となるために、クロックの輻射が発生して他の無線装置等に妨害を与えるという不都合が生じる。また、クロックの回り込みによりＤＣオフセットが発生するなどのＤＣコンバージョン特有の問題が生じてしまう。さらに、この離散時間信号処理回路では、ＤＣレベルも通過帯域となるので、デバイス特有の１／ｆノイズなどの低周波ノイズを受け、それによって、Ｓ／Ｎ比が低下するなどの問題があった。
【０００６】
この発明はこのような問題点に鑑みて成されたものであって、本発明の目的は、上述したキャリア周波数と同一のクロック周波数の輻射や、ＤＣオフセットの発生、１／ｆノイズなどの低周波ノイズの問題を解消することで、より高感度で安定な無線装置を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決し、本発明の目的を達成するため、本発明の信号処理装置及び信号処理方法は、時間離散フィルタを用いて標本化されたアナログ差動信号の演算処理を行う装置あるいは方法であって、アナログ差動信号における正転信号及び反転信号をクロック信号の周期ごとに交互に取り出した信号を時間離散フィルタの入力信号として用いることを特徴としている。
【０００８】
また、本発明の好ましい形態としては、クロック信号の周波数を、前記時間離散フィルタの通過帯域の２倍の周波数としたことを特徴とするものである。
【０００９】
更に、本発明の好ましい形態としては、ＤＣ成分を時間離散フィルタの通過帯域から除外するとともに、ｆｓ／２（ｆｓは標本化周波数）を通過帯域とするように変換することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の信号処理装置及び信号処理方法によれば、例えば１ＧＨｚのキャリア信号を復調する場合に、２ＧＨｚの標本化周波数を用いることができるので、キャリア周波数と同一のクロック周波数を用いることによる輻射や、ＤＣオフセットの発生が抑制される。また、ＤＣレベルが通過帯域から除外されることにより、１／ｆノイズなどの低周波ノイズを受け難くなるので、より高感度で安定な無線装置やセンサー処理回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明を説明する。図１は、本発明の信号処理装置及び信号処理方法を実施するための基本的な構成図である。図１において、入力信号源１は一般的に差動回路で形成され、一つの信号に対して正転及び反転の信号が取り出される。そしてこれらの正転及び反転の信号が、それぞれ極性切り替えスイッチ２Ａ、２Ｂに供給される。
【００１２】
さらにこの切り替えスイッチ２Ａ、２Ｂでは、入力信号源１からの正転及び反転の信号が、信号源３からのクロック信号に同期して交互に振り分けられる。そして、振り分けられた信号が互いに合成されることによって、正転及び反転の差動信号がクロック信号ごとに交互に反転された標本化信号が形成される。このようにして、入力信号の極性をクロック毎に交互に入れ替えた標本化信号が、離散時間フィルタ４に供給される。
【００１３】
図１に示した回路構成よって、ｚ変換におけるｚ→−ｚの変換が実現される。すなわち、ｚ変換の理論によれば、標本化されたｋ番目の信号をｆ（ｋ）とすると標本化信号列は〔数１〕で表される。
【数１】
【００１４】
さらに、クロックに同期して交互に極性を入れ替えた信号は〔数２〕のように表すことができる。
【数２】
【００１５】
この〔数２〕は〔数３〕のようにまとめて記載することもできる。
【数３】
【００１６】
一般に、離散時間回路の周波数特性は〔数４〕の置き換えにより得られ、Ｎｆｓに通過帯を持つ。
【数４】
【００１７】
そこで、〔数４〕においてｚ→−ｚの置き換えを行うと、〔数４〕は〔数５〕となり、離散時間回路の信号通過帯域はＮｆｓ＋ｆｓ／２にシフトする。
【数５】
【００１８】
これにより、例えば１ＧＨｚのキャリア信号を復調する場合であっても、２ＧＨｚの標本化周波数を用いることができるので、キャリア周波数と同一のクロック周波数の輻射やＤＣオフセットの発生が抑制される。さらに、ＤＣレベルが通過帯域から除外されるので、１／ｆノイズなどの低周波ノイズを受け難くなり、より高感度で安定な無線装置を実現することができる。
【００１９】
図２は、本発明による信号処理装置及び信号処理方法を適用した時間離散フィルタを用いて受信信号と局部発振信号とを混合する混合回路の第１の実施形態の構成を示したものである。この図２において、差動の入力信号ＲＦin＋とＲＦin−は、差動アンプ１１を通じて差動信号で供給される。
【００２０】
この図２に示される回路では、差動アンプ１１からの正転信号は、図３のＡに示す正転の局部発振信号Ｌｏ＋で駆動されるスイッチ素子１２Ａと、図３のＢに示す反転の局部発振信号Ｌｏ−で駆動されるスイッチ素子１３Ｂとに供給される。また、差動アンプ１１からの反転信号は、正転の局部発振信号Ｌｏ＋で駆動されるスイッチ素子１３Ａと、反転の局部発振信号Ｌｏ−で駆動されるスイッチ素子１２Ｂとに供給される。
【００２１】
さらに、これらのスイッチ素子１２Ａ、１２Ｂで標本化された信号が、第１の離散時間フィルタ１００Ａ、１００Ｂを構成する入力端のコンデンサ（Ｃｈ）１４Ａに供給される。また、スイッチ素子１３Ａ、１３Ｂで標本化された信号が、第２の離散時間フィルタ２００Ａ、２００Ｂを構成する入力端のコンデンサ（Ｃｈ）１４Ｂに供給される。
【００２２】
これらの第１及び第２の離散時間フィルタ１００Ａ、１００Ｂ及び２００Ａ、２００Ｂには、例えば局部発振信号Ｌｏの１／４の周波数で駆動されるシフトレジスタ３００が接続されている。そして、このシフトレジスタ３００からの図３のＣ〜Ｉに示す順次シフトされる信号Ｓ１、Ｓ２、…Ｓｎ、Ｓｎ+1、Ｓｎ+2.…Ｓ2ｎによって、各フィルタの駆動が行われる。
【００２３】
すなわち、各離散時間フィルタ１００Ａ、１００Ｂ及び２００Ａ、２００Ｂでは、信号Ｓ１、Ｓ２、…Ｓｎ、Ｓｎ+1、Ｓｎ+2、…Ｓ2ｎの期間ごとに順次オンされるスイッチ素子によって、上述のコンデンサ（Ｃｈ）がコンデンサ（Ｃｒ）と順次結合される。これにより、コンデンサ（Ｃｒ）には、標本化された入力信号に基づく電荷が、例えば４クロック期間分ずつ順番にチャージされる。
【００２４】
また、コンデンサ（Ｃｒ）は、バンクＡ（フィルタ１００Ａ、２００Ａ）及びバンクＢ（フィルタ１００Ｂ、２００Ｂ）ごとに、図３のＪまたはＫに示す信号ＳＡ、ＳＢと、図３のＬに示す信号ＤＵＭＰによってオンされるスイッチ素子１５Ａ、１５Ｂを通じて出力端のコンデンサ（Ｃｂ）１６Ａ、１７Ｂと結合される。これにより、コンデンサ（Ｃｒ）にチャージされた電荷が、コンデンサ（Ｃｂ）１６Ａ、１６Ｂにチャージされる。
【００２５】
さらに、コンデンサ（Ｃｂ）１６Ａ、１６Ｂにチャージされた信号が出力端子１７Ａ、１７Ｂに取り出される。その後、コンデンサ（Ｃｒ）に残された電荷は、図３のＭに示す信号ＲＥＳによってオンされるスイッチ素子１８Ａ、１８Ｂを通じてリセットされる。このような動作が、バンクＡ（フィルタ１００Ａ、２００Ａ）及びバンクＢ（フィルタ１００Ｂ、２００Ｂ）ごとに交互に行われる。
【００２６】
このようにして、出力端子１７Ａ、１７Ｂには、離散時間フィルタ１００Ａ、１００Ｂ及び２００Ａ、２００Ｂで処理された信号が取り出される。なお、離散時間フィルタの具体的な動作については、上記の非特許文献１のＦｉｇ．１２に示された回路と同等であるので、詳細な説明は省略する。ここで、非特許文献１のＦｉｇ．１２に示された回路の周波数特性は、図４に示すようなローパスフィルタ特性となっている。
【００２７】
これに対して、本発明の第１の実施形態である、図２に示す回路では、図５に示すような周波数特性となる。すなわち、ＤＣレベルが通過帯域から除外され、ｆｓ／２が通過帯域に変換されていることがわかる。このことは、入力信号ＲＦin＋とＲＦin−を交互に入力し、フィルタ特性の位相をπ変化させ、さらにオーバーサンプリングすることに起因している。
【００２８】
こうして、例えば１ＧＨｚのキャリア信号を復調する場合、２ＧＨｚの標本化周波数を用いることができるので、キャリア周波数と同一のクロック周波数の輻射やＤＣオフセットの発生を抑制することができる。また、ＤＣレベルが通過帯域から除外されたことで１／ｆノイズなどの低周波ノイズを受け難くなり、より高感度で安定な無線装置を実現できる。
【００２９】
図６は、本発明の第２の実施形態を示す構成図である。この図６においては、上述の第１の実施形態における離散時間フィルタを、スイッチトキャパシタ回路で実現している。すなわち上述の第１の実施形態では離散時間フィルタをパッシブフィルタで構成したが、図６のものはアクティブフィルタで構成している。
【００３０】
図６において、図２と同様のスイッチ素子１２Ａ、１２Ｂ及び１３Ａ、１３Ｂで標本化された信号は、クロック信号ＣＬＫ11によってオンされるスイッチを通じてコンデンサＣ11にチャージされると共に、クロック信号ＣＬＫ12によってオンされるスイッチを通じてコンデンサＣ12にチャージされる。
【００３１】
さらにコンデンサＣ11にチャージされた信号は、クロック信号ＣＬＫ12によってオンされるスイッチを通じて演算増幅器（Opamp）に供給されると共に、コンデンサＣ13に供給されてチャージされる。また、コンデンサＣ12にチャージされた信号は、クロック信号ＣＬＫ11によってオンされるスイッチを通じて演算増幅器（Opamp）に供給されると共に、コンデンサＣ14に供給されてチャージされる。
【００３２】
そして、コンデンサＣ13にチャージされた信号は、クロック信号ＣＬＫ11によってオンされるスイッチと帰還コンデンサＣと演算増幅器（Opamp）を通じて次段に供給される。また、コンデンサＣ14にチャージされた信号は、クロック信号ＣＬＫ12によってオンされるスイッチと帰還コンデンサＣと演算増幅器（Opamp）を通じて次段に供給される。
【００３３】
このように、第２の実施形態の回路では、各段に時間的に離散した信号がチャージされ、それらの信号を合成することによって任意の周波数特性を得ることができる。そしてこの場合も、入力信号ＲＦin＋とＲＦin−を交互に入力し、さらにオーバーサンプリングすることで、キャリア周波数と同一のクロック周波数の輻射やＤＣオフセットの発生を抑制することが可能となる。また、ＤＣレベルが通過帯域から除外されるので、より高感度で安定な信号処理を実現することができる。
【００３４】
なお、上述した実施形態の説明では、標本化されたアナログ差動信号を例にとって説明しているが、標本化前のアナログ差動信号の正転信号と反転信号をクロック信号の周期で交互に取り出した後に、標本化するようにしてもよい。
【００３５】
また、本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の変形例、応用例を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の信号処理装置及び信号処理方法を実施するための基本的な構成を示す構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の構成を示す構成図である。
【図３】その説明のためのクロック信号の波形図である。
【図４】その説明のための周波数特性図である。
【図５】その説明のための周波数特性図である。
【図６】本発明の第２の実施形態の構成を示す構成図である。
【図７】従来の信号処理装置の基本的な構成を示す構成図である。
【符号の説明】
【００３７】
１…入力信号源、２Ａ，２Ｂ…極性切り替えスイッチ、３…信号源、４…離散時間フィルタ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、いわゆる時間離散フィルタを用いることにより、全デジタル化を可能にした無線装置やセンサー処理回路等に使用して好適な信号処理装置及び信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機において、時間離散フィルタを用いて受信信号と局部発振信号とを混合する混合回路として、例えば非特許文献１のＦｉｇ．１２に示されるような回路がある。この回路では、入力信号を局部発振信号で標本化して時間離散フィルタに供給することにより、受信信号と局部発振信号とを混合している。
【０００３】
【非特許文献１】K. Muhanmad (TI) et al.“All-Digital TX Frequency Synthesizer and Discrete-Time Receiver for Bluetooth Radio in 130-nm CMOS”(IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol.39, No.12, pp. 2278-2291, Dec. 2004)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の離散時間信号処理回路では、例えば図７に示すように標本化信号をそのまま離散時間フィルタに入力していた。このため標本化クロック周波数のＮ倍（Ｎ=０，１，２…）の周波数が通過帯域になっていた。このような従来の離散時間信号処理回路では、例えば１ＧＨｚのキャリア信号を復調する装置ではクロックを同一周波数の１ＧＨｚとしていた。
【０００５】
ところが、このような離散時間信号処理回路では、クロック信号とキャリア信号が同一となるために、クロックの輻射が発生して他の無線装置等に妨害を与えるという不都合が生じる。また、クロックの回り込みによりＤＣオフセットが発生するなどのＤＣコンバージョン特有の問題が生じてしまう。さらに、この離散時間信号処理回路では、ＤＣレベルも通過帯域となるので、デバイス特有の１／ｆノイズなどの低周波ノイズを受け、それによって、Ｓ／Ｎ比が低下するなどの問題があった。
【０００６】
この発明はこのような問題点に鑑みて成されたものであって、本発明の目的は、上述したキャリア周波数と同一のクロック周波数の輻射や、ＤＣオフセットの発生、１／ｆノイズなどの低周波ノイズの問題を解消することで、より高感度で安定な無線装置を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決し、本発明の目的を達成するため、本発明の信号処理装置及び信号処理方法は、時間離散フィルタを用いて標本化されたアナログ差動信号の演算処理を行う装置あるいは方法であって、アナログ差動信号における正転信号及び反転信号をクロック信号の周期ごとに交互に取り出した信号を時間離散フィルタの入力信号として用いることを特徴としている。
【０００８】
また、本発明の好ましい形態としては、クロック信号の周波数を、前記時間離散フィルタの通過帯域の２倍の周波数としたことを特徴とするものである。
【０００９】
更に、本発明の好ましい形態としては、ＤＣ成分を時間離散フィルタの通過帯域から除外するとともに、ｆｓ／２（ｆｓは標本化周波数）を通過帯域とするように変換することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の信号処理装置及び信号処理方法によれば、例えば１ＧＨｚのキャリア信号を復調する場合に、２ＧＨｚの標本化周波数を用いることができるので、キャリア周波数と同一のクロック周波数を用いることによる輻射や、ＤＣオフセットの発生が抑制される。また、ＤＣレベルが通過帯域から除外されることにより、１／ｆノイズなどの低周波ノイズを受け難くなるので、より高感度で安定な無線装置やセンサー処理回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明を説明する。図１は、本発明の信号処理装置及び信号処理方法を実施するための基本的な構成図である。図１において、入力信号源１は一般的に差動回路で形成され、一つの信号に対して正転及び反転の信号が取り出される。そしてこれらの正転及び反転の信号が、それぞれ極性切り替えスイッチ２Ａ、２Ｂに供給される。
【００１２】
さらにこの切り替えスイッチ２Ａ、２Ｂでは、入力信号源１からの正転及び反転の信号が、信号源３からのクロック信号に同期して交互に振り分けられる。そして、振り分けられた信号が互いに合成されることによって、正転及び反転の差動信号がクロック信号ごとに交互に反転された標本化信号が形成される。このようにして、入力信号の極性をクロック毎に交互に入れ替えた標本化信号が、離散時間フィルタ４に供給される。
【００１３】
図１に示した回路構成よって、ｚ変換におけるｚ→−ｚの変換が実現される。すなわち、ｚ変換の理論によれば、標本化されたｋ番目の信号をｆ（ｋ）とすると標本化信号列は〔数１〕で表される。
【数１】
【００１４】
さらに、クロックに同期して交互に極性を入れ替えた信号は〔数２〕のように表すことができる。
【数２】
【００１５】
この〔数２〕は〔数３〕のようにまとめて記載することもできる。
【数３】
【００１６】
一般に、離散時間回路の周波数特性は〔数４〕の置き換えにより得られ、Ｎｆｓに通過帯を持つ。
【数４】
【００１７】
そこで、〔数４〕においてｚ→−ｚの置き換えを行うと、〔数４〕は〔数５〕となり、離散時間回路の信号通過帯域はＮｆｓ＋ｆｓ／２にシフトする。
【数５】
【００１８】
これにより、例えば１ＧＨｚのキャリア信号を復調する場合であっても、２ＧＨｚの標本化周波数を用いることができるので、キャリア周波数と同一のクロック周波数の輻射やＤＣオフセットの発生が抑制される。さらに、ＤＣレベルが通過帯域から除外されるので、１／ｆノイズなどの低周波ノイズを受け難くなり、より高感度で安定な無線装置を実現することができる。
【００１９】
図２は、本発明による信号処理装置及び信号処理方法を適用した時間離散フィルタを用いて受信信号と局部発振信号とを混合する混合回路の第１の実施形態の構成を示したものである。この図２において、差動の入力信号ＲＦin＋とＲＦin−は、差動アンプ１１を通じて差動信号で供給される。
【００２０】
この図２に示される回路では、差動アンプ１１からの正転信号は、図３のＡに示す正転の局部発振信号Ｌｏ＋で駆動されるスイッチ素子１２Ａと、図３のＢに示す反転の局部発振信号Ｌｏ−で駆動されるスイッチ素子１３Ｂとに供給される。また、差動アンプ１１からの反転信号は、正転の局部発振信号Ｌｏ＋で駆動されるスイッチ素子１３Ａと、反転の局部発振信号Ｌｏ−で駆動されるスイッチ素子１２Ｂとに供給される。
【００２１】
さらに、これらのスイッチ素子１２Ａ、１２Ｂで標本化された信号が、第１の離散時間フィルタ１００Ａ、１００Ｂを構成する入力端のコンデンサ（Ｃｈ）１４Ａに供給される。また、スイッチ素子１３Ａ、１３Ｂで標本化された信号が、第２の離散時間フィルタ２００Ａ、２００Ｂを構成する入力端のコンデンサ（Ｃｈ）１４Ｂに供給される。
【００２２】
これらの第１及び第２の離散時間フィルタ１００Ａ、１００Ｂ及び２００Ａ、２００Ｂには、例えば局部発振信号Ｌｏの１／４の周波数で駆動されるシフトレジスタ３００が接続されている。そして、このシフトレジスタ３００からの図３のＣ〜Ｉに示す順次シフトされる信号Ｓ１、Ｓ２、…Ｓｎ、Ｓｎ+1、Ｓｎ+2.…Ｓ2ｎによって、各フィルタの駆動が行われる。
【００２３】
すなわち、各離散時間フィルタ１００Ａ、１００Ｂ及び２００Ａ、２００Ｂでは、信号Ｓ１、Ｓ２、…Ｓｎ、Ｓｎ+1、Ｓｎ+2、…Ｓ2ｎの期間ごとに順次オンされるスイッチ素子によって、上述のコンデンサ（Ｃｈ）がコンデンサ（Ｃｒ）と順次結合される。これにより、コンデンサ（Ｃｒ）には、標本化された入力信号に基づく電荷が、例えば４クロック期間分ずつ順番にチャージされる。
【００２４】
また、コンデンサ（Ｃｒ）は、バンクＡ（フィルタ１００Ａ、２００Ａ）及びバンクＢ（フィルタ１００Ｂ、２００Ｂ）ごとに、図３のＪまたはＫに示す信号ＳＡ、ＳＢと、図３のＬに示す信号ＤＵＭＰによってオンされるスイッチ素子１５Ａ、１５Ｂを通じて出力端のコンデンサ（Ｃｂ）１６Ａ、１７Ｂと結合される。これにより、コンデンサ（Ｃｒ）にチャージされた電荷が、コンデンサ（Ｃｂ）１６Ａ、１６Ｂにチャージされる。
【００２５】
さらに、コンデンサ（Ｃｂ）１６Ａ、１６Ｂにチャージされた信号が出力端子１７Ａ、１７Ｂに取り出される。その後、コンデンサ（Ｃｒ）に残された電荷は、図３のＭに示す信号ＲＥＳによってオンされるスイッチ素子１８Ａ、１８Ｂを通じてリセットされる。このような動作が、バンクＡ（フィルタ１００Ａ、２００Ａ）及びバンクＢ（フィルタ１００Ｂ、２００Ｂ）ごとに交互に行われる。
【００２６】
このようにして、出力端子１７Ａ、１７Ｂには、離散時間フィルタ１００Ａ、１００Ｂ及び２００Ａ、２００Ｂで処理された信号が取り出される。なお、離散時間フィルタの具体的な動作については、上記の非特許文献１のＦｉｇ．１２に示された回路と同等であるので、詳細な説明は省略する。ここで、非特許文献１のＦｉｇ．１２に示された回路の周波数特性は、図４に示すようなローパスフィルタ特性となっている。
【００２７】
これに対して、本発明の第１の実施形態である、図２に示す回路では、図５に示すような周波数特性となる。すなわち、ＤＣレベルが通過帯域から除外され、ｆｓ／２が通過帯域に変換されていることがわかる。このことは、入力信号ＲＦin＋とＲＦin−を交互に入力し、フィルタ特性の位相をπ変化させ、さらにオーバーサンプリングすることに起因している。
【００２８】
こうして、例えば１ＧＨｚのキャリア信号を復調する場合、２ＧＨｚの標本化周波数を用いることができるので、キャリア周波数と同一のクロック周波数の輻射やＤＣオフセットの発生を抑制することができる。また、ＤＣレベルが通過帯域から除外されたことで１／ｆノイズなどの低周波ノイズを受け難くなり、より高感度で安定な無線装置を実現できる。
【００２９】
図６は、本発明の第２の実施形態を示す構成図である。この図６においては、上述の第１の実施形態における離散時間フィルタを、スイッチトキャパシタ回路で実現している。すなわち上述の第１の実施形態では離散時間フィルタをパッシブフィルタで構成したが、図６のものはアクティブフィルタで構成している。
【００３０】
図６において、図２と同様のスイッチ素子１２Ａ、１２Ｂ及び１３Ａ、１３Ｂで標本化された信号は、クロック信号ＣＬＫ11によってオンされるスイッチを通じてコンデンサＣ11にチャージされると共に、クロック信号ＣＬＫ12によってオンされるスイッチを通じてコンデンサＣ12にチャージされる。
【００３１】
さらにコンデンサＣ11にチャージされた信号は、クロック信号ＣＬＫ12によってオンされるスイッチを通じて演算増幅器（Opamp）に供給されると共に、コンデンサＣ13に供給されてチャージされる。また、コンデンサＣ12にチャージされた信号は、クロック信号ＣＬＫ11によってオンされるスイッチを通じて演算増幅器（Opamp）に供給されると共に、コンデンサＣ14に供給されてチャージされる。
【００３２】
そして、コンデンサＣ13にチャージされた信号は、クロック信号ＣＬＫ11によってオンされるスイッチと帰還コンデンサＣと演算増幅器（Opamp）を通じて次段に供給される。また、コンデンサＣ14にチャージされた信号は、クロック信号ＣＬＫ12によってオンされるスイッチと帰還コンデンサＣと演算増幅器（Opamp）を通じて次段に供給される。
【００３３】
このように、第２の実施形態の回路では、各段に時間的に離散した信号がチャージされ、それらの信号を合成することによって任意の周波数特性を得ることができる。そしてこの場合も、入力信号ＲＦin＋とＲＦin−を交互に入力し、さらにオーバーサンプリングすることで、キャリア周波数と同一のクロック周波数の輻射やＤＣオフセットの発生を抑制することが可能となる。また、ＤＣレベルが通過帯域から除外されるので、より高感度で安定な信号処理を実現することができる。
【００３４】
なお、上述した実施形態の説明では、標本化されたアナログ差動信号を例にとって説明しているが、標本化前のアナログ差動信号の正転信号と反転信号をクロック信号の周期で交互に取り出した後に、標本化するようにしてもよい。
【００３５】
また、本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の変形例、応用例を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の信号処理装置及び信号処理方法を実施するための基本的な構成を示す構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の構成を示す構成図である。
【図３】その説明のためのクロック信号の波形図である。
【図４】その説明のための周波数特性図である。
【図５】その説明のための周波数特性図である。
【図６】本発明の第２の実施形態の構成を示す構成図である。
【図７】従来の信号処理装置の基本的な構成を示す構成図である。
【符号の説明】
【００３７】
１…入力信号源、２Ａ，２Ｂ…極性切り替えスイッチ、３…信号源、４…離散時間フィルタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間離散フィルタを用いて標本化されたアナログ差動信号の演算処理を行う信号処理装置であって、
前記アナログ差動信号における正転信号及び反転信号をクロック信号の周期ごとに交互に取り出した信号を前記時間離散フィルタの入力信号として用いる
ことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記クロック信号の周波数を、前記時間離散フィルタの通過帯域の２倍の周波数とした
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記時間離散フィルタの通過帯域は、ＤＣ成分を通過帯域から除外し、ｆｓ／２（ｆｓは標本化周波数）を通過帯域とするように変換されることを特徴とする請求項１または２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
時間離散フィルタを用いて標本化されたアナログ差動信号を処理する際の信号処理方法であって、
前記アナログ差動信号における正転信号及び反転信号をクロック信号の周期ごとに交互に取り出した信号を前記時間離散フィルタに入力する
ことを特徴とする信号処理方法。
【請求項５】
前記クロック信号の周波数を、前記時間離散フィルタの通過帯域の２倍の周波数とした
ことを特徴とする請求項４記載の信号処理方法。
【請求項６】
前記時間離散フィルタの通過帯域は、ＤＣ成分を通過帯域から除外し、ｆｓ／２（ｆｓは標本化周波数）を通過帯域とするように変換されることを特徴とする請求項４または５に記載の信号処理方法。
【請求項１】
時間離散フィルタを用いて標本化されたアナログ差動信号の演算処理を行う信号処理装置であって、
前記アナログ差動信号における正転信号及び反転信号をクロック信号の周期ごとに交互に取り出した信号を前記時間離散フィルタの入力信号として用いる
ことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記クロック信号の周波数を、前記時間離散フィルタの通過帯域の２倍の周波数とした
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記時間離散フィルタの通過帯域は、ＤＣ成分を通過帯域から除外し、ｆｓ／２（ｆｓは標本化周波数）を通過帯域とするように変換されることを特徴とする請求項１または２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
時間離散フィルタを用いて標本化されたアナログ差動信号を処理する際の信号処理方法であって、
前記アナログ差動信号における正転信号及び反転信号をクロック信号の周期ごとに交互に取り出した信号を前記時間離散フィルタに入力する
ことを特徴とする信号処理方法。
【請求項５】
前記クロック信号の周波数を、前記時間離散フィルタの通過帯域の２倍の周波数とした
ことを特徴とする請求項４記載の信号処理方法。
【請求項６】
前記時間離散フィルタの通過帯域は、ＤＣ成分を通過帯域から除外し、ｆｓ／２（ｆｓは標本化周波数）を通過帯域とするように変換されることを特徴とする請求項４または５に記載の信号処理方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００８−４７９７５（Ｐ２００８−４７９７５Ａ）
【公開日】平成２０年２月２８日（２００８．２．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２１８８７８（Ｐ２００６−２１８８７８）
【出願日】平成１８年８月１０日（２００６．８．１０）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年２月２８日（２００８．２．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年８月１０日（２００６．８．１０）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
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