光変調装置およびバイアス電圧制御方法
【課題】光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ効率的に制御すること。
【解決手段】光変調装置は、生成回路と、重畳器と、光変調器と、算出回路と、制御器とを備える。生成回路は、所定の周波数を有する電気信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号を生成する。重畳器は、生成回路によって生成された低周波信号を電気信号に重畳する。光変調器は、重畳器によって低周波信号が重畳されて得られた電気信号である入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光を出力する。算出回路は、光変調器によって出力される信号光の周波数成分のうち低周波信号と同一の周波数を有する低周波成分の振幅の平均値と、振幅の中心値とを算出する。制御器は、算出回路により算出された低周波成分の振幅の平均値が振幅の中心値に近づくように、光変調器へ入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。
【解決手段】光変調装置は、生成回路と、重畳器と、光変調器と、算出回路と、制御器とを備える。生成回路は、所定の周波数を有する電気信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号を生成する。重畳器は、生成回路によって生成された低周波信号を電気信号に重畳する。光変調器は、重畳器によって低周波信号が重畳されて得られた電気信号である入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光を出力する。算出回路は、光変調器によって出力される信号光の周波数成分のうち低周波信号と同一の周波数を有する低周波成分の振幅の平均値と、振幅の中心値とを算出する。制御器は、算出回路により算出された低周波成分の振幅の平均値が振幅の中心値に近づくように、光変調器へ入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光変調装置およびバイアス電圧制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ネットワーク上で伝送されるデータ量の増加に伴って、伝送容量の大容量化の要求が高まっている。こうした伝送容量の大容量化を実現するために、高速で光を変調することができる光変調器を備えた光変調装置が用いられている。このような光変調装置は、入力される電気信号を用いて、光源が発する光を変調するＬＮ（ＬｉＮｂＯ３）変調器などの光変調器を備えており、この光変調器により変調された光を信号光として出力する。
【０００３】
ただし、光変調器では、例えば温度変動や経時変動などに起因して、光変調器に入力される電気信号のバイアス電圧の大きさと、光変調器から出力される信号光の強度との周期的な特性（以下「周期特性」という）が変動する。周期特性が変動すると、光変調器に入力される電気信号のバイアス電圧が最適値からずれるという問題があった。
【０００４】
このため、光変調器に入力される電気信号のバイアス電圧を自動制御する技術が提案されている。このようにバイアス電圧を自動制御する光変調装置の構成を図８に示す。この光変調装置は、パイロット信号生成回路１１、データ信号生成回路１２、パイロット信号重畳器１３、レーザーダイオード（ＬＤ：Laser Diode）１４およびＬＮ変調器１５を有する。また、この光変調装置は、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）１６ａ、１６ｂ、光カプラ１７、ＰＤ（Photo Detector）１８、Ｉ／Ｖ変換器１９、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）２０およびＡＤＣ（Analog Digital Converter）２１を有する。また、この光変調装置は、遅延回路２２、位相比較器２３、バイアス電圧制御器２４およびバイアス電圧印加回路２５を有する。
【０００５】
パイロット信号生成回路１１により生成された正弦波状のパイロット信号は、ＤＡＣ１６ａを経てアナログ信号に変換される。一方、データ信号生成回路１２により生成されたデータ信号は、ＤＡＣ１６ｂを経てアナログ信号に変換される。なお、パイロット信号は、データ信号よりも周波数が低い低周波信号である。そして、ＤＡＣ１６ａからのパイロット信号は、パイロット信号重畳器１３によってＤＡＣ１６ｂからのデータ信号に重畳される。パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた入力信号は、バイアス電圧印加回路２５を経てＬＮ変調器１５に入力される。そして、ＬＮ変調器１５が、入力信号を用いてＬＤ１４で発生した光を変調し、変調した光を信号光として出力する。
【０００６】
ＬＮ変調器１５によって出力された信号光は、光カプラ１７によって分岐され、分岐光が、ＰＤ１８によって電流信号に変換された後、Ｉ／Ｖ変換器１９によって電圧信号に変換される。そして、Ｉ／Ｖ変換器１９から出力される電圧信号がＢＰＦ２０を通過することにより、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分である低周波成分が抽出される。ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分は、ＡＤＣ２１を経てディジタル信号に変換された後に位相比較器２３に入力される。なお、ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分は、パイロット信号に対応する正弦波状の波形を示す。
【０００７】
一方、パイロット信号生成回路１１により生成されたパイロット信号は、ＤＡＣ１６ａを経てアナログ信号に変換され、遅延回路２２によって所定の遅延時間を付与され、遅延時間の付与されたパイロット信号が位相比較器２３に入力される。なお、パイロット信号に付与される遅延時間は、ＬＮ変調器１５、光カプラ１７、ＰＤ１８、Ｉ／Ｖ変換器１９、ＢＰＦ２０およびＡＤＣ２１での処理に要する時間である。言い換えると、パイロット信号に付与される遅延時間は、ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分のパイロット信号に対する遅延を補償するための時間である。そして、位相比較器２３は、遅延回路２２を経たパイロット信号の位相と、ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分の位相との比較を行う。そして、バイアス電圧制御器２４は、位相比較器２３による位相の比較結果を基にして、バイアス電圧印加回路２５からデータ信号に印加されるバイアス電圧を制御する。すなわち、バイアス電圧制御器２４は、ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分が最小となるように、ＬＮ変調器１５に入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。
【０００８】
このように、データ信号に重畳されるパイロット信号の位相と信号光から抽出された低周波成分の位相とを比較し、位相の比較結果を基にしてバイアス電圧を制御することにより、周期特性の変化に追従してバイアス電圧を最適値に自動調整することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−５６１８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、位相の比較結果を基にバイアス電圧を制御する従来技術は、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ高効率に制御することまでは考慮されていない。
【００１１】
すなわち、従来技術では、信号光から抽出された低周波成分との位相の比較対象であるパイロット信号に、低周波成分の遅延を補償するための遅延時間を付与することが前提となる。このため、遅延時間が設定されていない光変調装置では、パイロット信号と低周波成分との位相の比較を行うことができず、位相の比較結果を基にしたバイアス電圧の制御を開始することができない。その結果、従来技術では、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ効率的に制御することが妨げられる恐れがある。
【００１２】
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ効率的に制御することが可能となる光変調装置およびバイアス電圧制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本願の開示する光変調装置は、生成回路と、重畳器と、光変調器と、算出回路と、制御器とを備える。生成回路は、所定の周波数を有する電気信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号を生成する。重畳器は、前記生成回路によって生成された低周波信号を前記電気信号に重畳する。光変調器は、前記重畳器によって低周波信号が重畳されて得られた電気信号である入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光を出力する。算出回路は、前記光変調器によって出力される信号光の周波数成分うち前記低周波信号と同一の周波数を有する低周波成分の振幅の平均値と、振幅の中心値とを算出する。制御器は、前記算出回路により算出された低周波成分の振幅の平均値が振幅の中心値に近づくように、前記光変調器へ入力される前記入力信号のバイアス電圧を制御する。
【発明の効果】
【００１４】
本願の開示する光変調装置の一つの態様によれば、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ効率的に制御することが可能となるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は、本実施例に係る光変調装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図２】図２は、パイロット信号生成回路によるパイロット信号の生成を説明するための図である。
【図３】図３は、ＬＮ変調器から出力される信号光とＬＮ変調器に入力される入力信号との関係について説明するための図である。
【図４】図４は、ＬＮ変調器に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも正側にずれた態様を示す図である。
【図５】図５は、ＬＮ変調器に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも負側にずれた態様を示す図である。
【図６】図６は、ＢＰＦから出力される周波数成分を説明するための図である。
【図７】図７は、本実施例に係る光変調装置によるバイアス電圧制御処理の処理手順を示すフローチャートである。
【図８】図８は、光変調器に入力される電気信号のバイアス電圧を自動制御する光変調装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に、本願の開示する光変調装置およびバイアス電圧制御方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。
【実施例】
【００１７】
本実施例に係る光変調装置は、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号がデータ信号に重畳された入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光として出力する光変調器を備える。そして、光変調装置は、光変調器により出力された信号光の周波数成分のうちパイロット信号と同一の周波数を有する低周波成分の振幅の平均値および振幅の中心値に基づいて、光変調器へ入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。
【００１８】
このように、本実施例に係る光変調装置は、光変調器から出力される信号光の周波数成分のうちパイロット信号に対応する低周波成分の振幅の平均値および中心値を基に、光変調器に入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。このため、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号と低周波成分との位相の比較を行うことを不要化することができ、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ高効率に制御することが可能となる。
【００１９】
図１は、本実施例に係る光変調装置の構成を示す機能ブロック図である。図１に示す光変調装置は、パイロット信号生成回路１０１、データ信号生成回路１０２、ＤＡＣ１０３ａ、１０３ｂ、パイロット信号重畳器１０４、ＬＤ１０５およびＬＮ変調器１０６を有する。また、図１に示す光変調装置は、光カプラ１０７、ＰＤ１０８、Ｉ／Ｖ変換器１０９、ＢＰＦ１１０、ＡＤＣ１１１、演算回路１１２、バイアス電圧制御器１１３およびバイアス電圧印加回路１１４を有する。
【００２０】
パイロット信号生成回路１０１は、パイロット信号を生成する。具体的には、パイロット信号生成回路１０１は、データ信号生成回路１０２により生成されるデータ信号よりも周波数が十分に低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号をパイロット信号として生成する。
【００２１】
ここで、パイロット信号生成回路１０１によるパイロット信号の生成の具体例について説明する。図２は、パイロット信号生成回路１０１によるパイロット信号の生成を説明するための図である。まず、パイロット信号生成回路１０１は、図２の上側に示すような正弦波状の信号Ｓ１を生成する。ここでは、正弦波状の信号Ｓ１の振幅の最大値ＭＡＸは、「１」であり、振幅の最小値ＭＩＮは、「−１」であるものとする。正弦波状の信号Ｓ１の振幅の平均値ＡＶＥは、「０」であり、振幅の中心値ＴＹＰは、「０」である。ここで、正弦波状の信号Ｓ１の振幅の最大値ＭＡＸは「１」でない値とすることもでき、振幅の最小値ＭＩＮは「−１」以外の値とすることもできる。換言すれば、正弦波状の信号Ｓ１の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰは、「０」以外の値とすることもできる。
【００２２】
そして、パイロット信号生成回路１０１は、正弦波状の信号Ｓ１のうち振幅の中心よりも下側の信号部分を一つおきに除去する。例えば、パイロット信号生成回路１０１は、正弦波状の信号Ｓ１のうち図２の上側の網掛けで示す信号部分Ｐを除去する。なお、パイロット信号生成回路１０１が信号部分Ｐを除去する場合には、例えば、フィルタリング処理や信号合成などの周知の技術を用いればよい。
【００２３】
正弦波状の信号Ｓ１のうち振幅の中心よりも下側の信号部分が一つおきに除去されることにより、図２の下側に示すようなパイロット信号Ｓ２が生成される。パイロット信号Ｓ２の振幅の中心値ＴＹＰは、「０」である。これに対して、パイロット信号Ｓ２の振幅の平均値ＡＶＥは、振幅の中心値ＴＹＰよりも大きい「０．５」となる。すなわち、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰと一致しない低周波信号であるパイロット信号Ｓ２が生成される。
【００２４】
なお、図２に示した例では、正弦波状の信号のうち振幅の中心よりも下側の信号部分を一つおきに除去することで、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号を生成する例を示したが、パイロット信号の生成手法はこれに限られない。例えば、パイロット信号生成回路１０１は、正弦波状の信号のうち振幅の中心よりも上側の信号部分を一つおきに除去することで、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号を生成してもよい。
【００２５】
図１に戻って、データ信号生成回路１０２は、所定の周波数を有する電気信号をデータ信号として生成する。ＤＡＣ１０３ａは、パイロット信号生成回路１０１により生成されたパイロット信号をアナログ信号に変換し、アナログ化したパイロット信号をパイロット信号重畳器１０４に出力する。ＤＡＣ１０３ｂは、データ信号生成回路１０２により生成されたデータ信号をアナログ信号に変換し、アナログ化したデータ信号をパイロット信号重畳器１０４に出力する。
【００２６】
パイロット信号重畳器１０４は、ＤＡＣ１０３ａから出力されるパイロット信号をＤＡＣ１０３ｂから出力されるデータ信号に重畳する。そして、パイロット信号重畳器１０４は、パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた電気信号をバイアス電圧印加回路１１４を介してＬＮ変調器１０６に出力する。パイロット信号がデータ信号に重畳されると、ＬＮ変調器１０６に入力される電気信号の高出力（Ｈ：Ｈｉｇｈ）側および低出力（Ｌ：Ｌｏｗ）側にパイロット信号が現れる。なお、以下では、パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた電気信号、すなわち、ＬＮ変調器１０６に入力される電気信号を、「入力信号」と呼ぶことがあるものとする。
【００２７】
ＬＤ１０５は、光源であり、所定波長の光を発する。ＬＮ変調器１０６は、パイロット信号重畳器１０４からバイアス電圧印加回路１１４を経て入力される入力信号を用いて、ＬＤ１０５からの光を変調し、変調した信号光を光カプラ１０７に出力する。
【００２８】
ここで、ＬＮ変調器１０６に入力信号が入力されると、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光に入力信号に対応する変化が現れる。すなわち、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のＨ側およびＬ側にパイロット信号が現れるため、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光のＨ側およびＬ側にパイロット信号に対応する周波数成分が現れる。
【００２９】
図３は、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光とＬＮ変調器１０６に入力される入力信号との関係について説明するための図である。図３は、図表５０を含んでいる。図表５０において横軸はＬＮ変調器１０６に入力される入力信号の電圧を示し、縦軸は、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光のパワーを示す。また、曲線５１は、ＬＮ変調器１０６の周期特性を示す。なお、図３に示す例では、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値に設定されているものとする。また、図３に示す例では、一例として、正弦波状のパイロット信号がデータ信号に重畳されることにより得られた入力信号がＬＮ変調器１０６に入力されているものとする。
【００３０】
図表５０の曲線５１に示したような周期特性を持つＬＮ変調器１０６に、入力信号６１が入力された場合、ＬＮ変調器１０６から信号光７１が出力される。このとき、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂは、周期特性を示す曲線５１の傾きが最も急峻な部位に対応する電圧である最適値Ｖ０に設定されているものとする。入力信号６１にはパイロット信号６２が重畳されているため、信号光７１のＨ側およびＬ側にはパイロット信号６２の波形に対応する周波数成分７２が出現する。そして、図３に示されるように、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂが最適値Ｖ０に設定されている場合には、周波数成分７２は、パイロット信号６２の２倍の周波数を有する。このように、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値に設定されている場合には、パイロット信号の２倍の周波数を有する周波数成分が信号光に現れることが分かる。
【００３１】
ここで、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光とＬＮ変調器１０６に入力される入力信号との関係は変動することがある。言い換えると、ＬＮ変調器１０６の周期特性が変動することがある。ＬＮ変調器１０６の周期特性の変動は、例えば光変調装置の温度変動や経時変動などにより生じる。そして、ＬＮ変調器１０６の周期特性が変動すると、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値からずれてしまい、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光が劣化する。このようにＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値からずれた態様を図４および図５に示す。
【００３２】
図４は、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも正側にずれた態様を示す図である。なお、図４に示す例では、図３の図表５０の曲線５１で示したＬＮ変調器１０６の周期特性が曲線５２に変動したものとする。
【００３３】
ＬＮ変調器１０６の周期特性が曲線５１から曲線５２に変動すると、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂは、図４に示すように、最適値Ｖ０よりも正側にずれる。この場合、ＬＮ変調器１０６から信号光７３が出力される。入力信号６１にはパイロット信号６２が重畳されているため、信号光７３のＨ側およびＬ側にはパイロット信号６２に対応する周波数成分７４が出現する。そして、図４に示されるように、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂが最適値Ｖ０よりも正側にずれた場合には、信号光７３に出現する周波数成分７４は、パイロット信号６２と同一の周波数を有する。
【００３４】
図５は、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも負側にずれた態様を示す図である。なお、図５に示す例では、図３の図表５０の曲線５１で示したＬＮ変調器１０６の周期特性が曲線５３に変動したものとする。
【００３５】
ＬＮ変調器１０６の周期特性が曲線５１から曲線５３に変動すると、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂは、図５に示すように、最適値Ｖ０よりも負側にずれる。この場合、ＬＮ変調器１０６から信号光７５が出力される。入力信号６１にはパイロット信号６２が重畳されているため、信号光７５のＨ側およびＬ側にはパイロット信号６２に対応する周波数成分７６が出現する。そして、図５に示されるように、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂが最適値Ｖ０よりも負側にずれた場合には、信号光７５に出現する周波数成分７６は、パイロット信号６２と同一の周波数を有する。ただし、信号光７５に出現する周波数成分７６の位相は、図４に示した周波数成分７４の位相に対して反転している。
【００３６】
このように、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値からずれると、信号光にパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が現れることが分かる。さらに、バイアス電圧が最適値よりも正側にずれた場合に信号光に現れる周波数成分の位相と、バイアス電圧が最適値よりも負側にずれた場合に信号光に現れる周波数成分の位相とは、互いに反転する関係にある。
【００３７】
図１に戻って、光カプラ１０７は、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光を分岐し、分岐により得られた一方の信号光を伝送路に出力し、他方の信号光をＰＤ１０８に出力する。ＰＤ１０８は、光カプラ１０７から入力された信号光を電流信号に変換し、電流信号に変換した信号光をＩ／Ｖ変換器１０９に出力する。Ｉ／Ｖ変換器１０９は、ＰＤ１０８から入力された信号光を電圧信号に変換し、電圧信号に変換した信号光をＢＰＦ１１０に出力する。
【００３８】
ＢＰＦ１１０は、パイロット信号と同一の周波数を透過させる周波数帯域を透過帯域としており、Ｉ／Ｖ変換器１０９から入力された信号光の周波数成分のうちパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分を透過する。具体的には、ＢＰＦ１１０は、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値からずれた場合に、信号光の周波数成分のうちパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分を透過する。そして、ＢＰＦ１１０は、透過した周波数成分をＡＤＣ１１１に出力する。
【００３９】
一方、ＢＰＦ１１０は、信号光の周波数成分のうちパイロット信号と異なる周波数を有する周波数成分を遮断する。例えば、図３に例示したように、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値に設定されている場合には、パイロット信号の２倍の周波数を有する周波数成分が信号光に現れる。この場合、ＢＰＦ１１０は、パイロット信号の２倍の周波数を有する周波数成分を遮断し、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分をＡＤＣ１１１に出力しない。
【００４０】
ここで、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分について、図６を参照して具体例を説明する。図６は、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分を説明するための図である。なお、図６では、ＢＰＦ１１０が、図２の下側に示すパイロット信号Ｓ２と同一の周波数を有する周波数成分を透過する例について説明する。
【００４１】
図６に示すように、ＢＰＦ１１０は、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも大きいパイロット信号Ｓ２と同一の周波数を有する周波数成分Ｂ１または周波数成分Ｂ２を透過する。周波数成分Ｂ１の振幅の中心値ＴＹＰは、「０」であり、周波数成分Ｂ１の振幅の平均値ＡＶＥは、「０．５」である。すなわち、パイロット信号Ｓ２と同様に、周波数成分Ｂ１の振幅の平均値ＡＶＥは、振幅の中心値ＴＹＰよりも大きい。これは、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも正側にずれていることを意味する。
【００４２】
一方、周波数成分Ｂ２の振幅の中心値ＴＹＰは、「０」であり、周波数成分Ｂ１の振幅の平均値ＡＶＥは、「−０．５」である。すなわち、パイロット信号Ｓ２とは逆に、周波数成分Ｂ２の振幅の平均値ＡＶＥは、振幅の中心値ＴＹＰよりも小さい。さらに、周波数成分Ｂ２の位相は、周波数成分Ｂ１の位相に対して反転している。これは、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも負側にずれていることを意味する。
【００４３】
図１に戻り、ＡＤＣ１１１は、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分をディジタル信号に変換する。具体的には、ＡＤＣ１１１は、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分の値を周期的にサンプリングすることにより、この周波数成分をディジタル信号に変換する。そして、ＡＤＣ１１１は、ディジタル化した周波数成分を演算回路１１２に出力する。なお、ＢＰＦ１１０からの出力がない場合には、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が検出されない状態を意味するので、ＡＤＣ１１１は、演算回路１１２に「０」を出力する。
【００４４】
演算回路１１２は、ＡＤＣ１１１から入力される周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥと、振幅の中心値ＴＹＰとを算出する。演算回路１１２は、算出回路の一例である。具体的には、演算回路１１２は、ＡＤＣ１１１から周期的に入力される周波数成分の値を順次読み込む。続いて、演算回路１１２は、読み込んだ周波数成分の値から最大値ＭＡＸおよび最小値ＭＩＮを抽出する。
【００４５】
続いて、演算回路１１２は、次式（１）を演算することにより、周波数成分の振幅の中心値ＴＹＰを算出する。
振幅の中心値ＴＹＰ ＝ （最大値ＭＡＸ−最小値ＭＩＮ）／２ ・・・ （１）
【００４６】
続いて、演算回路１１２は、次式（２）を演算することにより、周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥを算出する。
振幅の平均値ＡＶＥ ＝ ＡＤＣ１１１から周期的に入力される周波数成分の値の総和／ＡＤＣ１１１の周波数成分の値のサンプリング数 ・・・ （２）
【００４７】
なお、演算回路１１２は、ＡＤＣ１１１からの出力が「０」である場合には、上記の式（１）および（２）により、周波数成分の振幅の中心値ＴＹＰおよび振幅の平均値ＡＶＥを「０」と算出する。
【００４８】
バイアス電圧制御器１１３は、演算回路１１２により算出された周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰに基づいて、バイアス電圧印加回路１１４からＬＮ変調器１０６に印加される電圧を制御する。バイアス電圧制御器１１３により制御される電圧が、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧となる。
【００４９】
具体的には、バイアス電圧制御器１１３は、演算回路１１２により算出された周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥと振幅の中心値ＴＹＰとを比較し、比較の結果に基づいてＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧を正側または負側に変更する。このとき、バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧を所定幅ずつ変更する。
【００５０】
すなわち、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも大きい場合には、ＬＮ変調器１０６におけるバイアス電圧が最適値よりも正側にずれているので、バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧を所定幅小さくする。そして、バイアス電圧制御器１１３は、演算回路１１２により算出される周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」となったか否かを判断する。そして、バイアス電圧制御器１１３は、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」となると、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が検出されずバイアス電圧が最適値となったことを意味するため、バイアス電圧の制御を終了する。一方、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも小さい場合には、ＬＮ変調器１０６におけるバイアス電圧が最適値よりも負側にずれているので、バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧を所定幅大きくする。このようにして、バイアス電圧制御器１１３は、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」となるまで入力信号のバイアス電圧を制御する。
【００５１】
バイアス電圧印加回路１１４は、バイアス電圧制御器１１３によって制御されたバイアス電圧を、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号に印加する。
【００５２】
次に、本実施例に係る光変調装置によるバイアス電圧制御処理について説明する。図７は、本実施例に係る光変調装置によるバイアス電圧制御処理の処理手順を示すフローチャートである。図７においては、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが演算回路１１２により算出された結果、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」でなかった場合の動作を説明する。なお、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」である場合は、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が検出されずバイアス電圧が既に最適値となっているため、バイアス電圧制御の必要はない。
【００５３】
図７に示すように、パイロット信号生成回路１０１は、データ信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号を生成する（ステップＳ１０１）。パイロット信号生成回路１０１により生成されたパイロット信号は、ＤＡＣ１０３ａによりアナログ化されてパイロット信号重畳器１０４に出力される。
【００５４】
パイロット信号重畳器１０４は、パイロット信号をデータ信号に重畳する（ステップＳ１０２）。パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた入力信号は、バイアス電圧印加回路１１４を介してＬＮ変調器１０６に入力される。そして、バイアス電圧印加回路１１４は、バイアス電圧を入力信号に印加する（ステップＳ１０３）。
【００５５】
そして、ＬＮ変調器１０６は、パイロット信号重畳器１０４からバイアス電圧印加回路１１４を経て入力される入力信号を用いて、ＬＤ１０５からの光を変調する（ステップＳ１０４）。ＬＮ変調器１０６により変調された光は信号光として光カプラ１０７に出力される。信号光は、光カプラ１０７により分岐され、一方の信号光が伝送路に出力される。また、他方の信号光は、ＰＤ１０８へ出力され、ＰＤ１０８により電流信号に変換される。そして、電流信号に変換された信号光は、Ｉ／Ｖ変換器１０９により電圧信号に変換される。
【００５６】
そして、電圧信号に変換された信号光は、ＢＰＦ１１０に出力され、ＢＰＦ１１０によりパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が取得される（ステップＳ１０５）。なお、パイロット信号の２倍の周波数を有する周波数成分は、ＢＰＦ１１０により遮断される。そして、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分は、ＡＤＣ１１１によりディジタル化され、演算回路１１２へ出力される。
【００５７】
そして、演算回路１１２は、ＡＤＣ１１１から入力される周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥと、振幅の中心値ＴＹＰとを算出する（ステップＳ１０６）。バイアス電圧制御器１１３は、演算回路１１２により算出された周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥと振幅の中心値ＴＹＰとを比較する（ステップＳ１０７）。
【００５８】
振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」である場合には（ステップＳ１０８肯定）、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が取得されずバイアス電圧が最適値となったため、バイアス電圧制御器１１３は、バイアス電圧の制御を終了する。一方、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」でない場合には（ステップＳ１０８否定）、バイアス電圧制御器１１３は、振幅の平均値ＡＶＥと振幅の中心値ＴＹＰとを比較する（ステップＳ１０９）。
【００５９】
振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも大きい場合には（ステップＳ１０９肯定）、バイアス電圧が最適値より正側にずれているので、バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６への入力信号のバイアス電圧を所定幅小さくする（ステップＳ１１０）。バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６への入力信号のバイアス電圧を所定幅小さくすると、処理をステップＳ１０３に戻す。
【００６０】
これに対して、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも小さい場合には（ステップＳ１０９否定）、バイアス電圧が最適値より負側にずれているので、バイアス電圧制御器１１３は、入力信号のバイアス電圧を所定幅大きくする（ステップＳ１１１）。バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６への入力信号のバイアス電圧を所定幅大きくすると、処理をステップＳ１０３に戻す。
【００６１】
このようなバイアス電圧の制御が繰り返され、周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」となると、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が検出されなくなり、ＬＮ変調器１０６への入力信号のバイアス電圧が最適値となる。
【００６２】
上述してきたように、本実施例に係る光変調装置は、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号を生成し、生成したパイロット信号をデータ信号に重畳する。そして、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた入力信号を用いて光源からの光を変調し信号光を出力する。そして、本実施例に係る光変調装置は、信号光の周波数成分のうちパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分の振幅の平均値および中心値を基に、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。このため、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号と周波数成分との位相の比較を行う従来の技術と比較して、ＬＮ変調器１０６に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ高効率に制御することができる。
【００６３】
また、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号と同一の周波数の周波数成分の振幅の平均値と振幅の中心値とを比較し、比較の結果に基づいてＬＮ変調器１０６へ入力される信号のバイアス電圧を正側または負側に変更する制御を行う。このため、本実施例に係る光変調装置は、振幅の平均値と振幅の中心値との比較という簡易な演算処理を行うことでＬＮ変調器１０６の周期特性の変化を検出することができ、ＬＮ変調器１０６のバイアス電圧の制御を迅速化することができる。
【００６４】
また、本実施例に係る光変調装置は、ＬＮ変調器１０６へ入力する入力信号のバイアス電圧を所定幅ずつ変更する制御を行う。このため、本実施例に係る光変調装置は、ＬＮ変調器１０６のバイアス電圧の制御をより緻密に実行することができ、ＬＮ変調器１０６のバイアス電圧を最適値に高速に近づけることができる。
【００６５】
また、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号と同一の周波数の周波数成分が検出されなかった場合には、バイアス電圧の制御を終了する。このため、本実施例に係る光変調装置は、ＬＮ変調器１０６のバイアス電圧が最適値に設定されている場合に、バイアス電圧の制御に伴う不要な消費電力を削減することができる。
【符号の説明】
【００６６】
１０１ パイロット信号生成回路
１０２ データ信号生成回路
１０３ａ、１０３ｂ ＤＡＣ
１０４ パイロット信号重畳器
１０５ ＬＤ（光源）
１０６ ＬＮ変調器
１０７ 光カプラ
１０８ ＰＤ
１０９ Ｉ／Ｖ変換器
１１０ ＢＰＦ
１１１ ＡＤＣ
１１２ 演算回路
１１３ バイアス電圧制御器
１１４ バイアス電圧印加回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光変調装置およびバイアス電圧制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ネットワーク上で伝送されるデータ量の増加に伴って、伝送容量の大容量化の要求が高まっている。こうした伝送容量の大容量化を実現するために、高速で光を変調することができる光変調器を備えた光変調装置が用いられている。このような光変調装置は、入力される電気信号を用いて、光源が発する光を変調するＬＮ（ＬｉＮｂＯ３）変調器などの光変調器を備えており、この光変調器により変調された光を信号光として出力する。
【０００３】
ただし、光変調器では、例えば温度変動や経時変動などに起因して、光変調器に入力される電気信号のバイアス電圧の大きさと、光変調器から出力される信号光の強度との周期的な特性（以下「周期特性」という）が変動する。周期特性が変動すると、光変調器に入力される電気信号のバイアス電圧が最適値からずれるという問題があった。
【０００４】
このため、光変調器に入力される電気信号のバイアス電圧を自動制御する技術が提案されている。このようにバイアス電圧を自動制御する光変調装置の構成を図８に示す。この光変調装置は、パイロット信号生成回路１１、データ信号生成回路１２、パイロット信号重畳器１３、レーザーダイオード（ＬＤ：Laser Diode）１４およびＬＮ変調器１５を有する。また、この光変調装置は、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）１６ａ、１６ｂ、光カプラ１７、ＰＤ（Photo Detector）１８、Ｉ／Ｖ変換器１９、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）２０およびＡＤＣ（Analog Digital Converter）２１を有する。また、この光変調装置は、遅延回路２２、位相比較器２３、バイアス電圧制御器２４およびバイアス電圧印加回路２５を有する。
【０００５】
パイロット信号生成回路１１により生成された正弦波状のパイロット信号は、ＤＡＣ１６ａを経てアナログ信号に変換される。一方、データ信号生成回路１２により生成されたデータ信号は、ＤＡＣ１６ｂを経てアナログ信号に変換される。なお、パイロット信号は、データ信号よりも周波数が低い低周波信号である。そして、ＤＡＣ１６ａからのパイロット信号は、パイロット信号重畳器１３によってＤＡＣ１６ｂからのデータ信号に重畳される。パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた入力信号は、バイアス電圧印加回路２５を経てＬＮ変調器１５に入力される。そして、ＬＮ変調器１５が、入力信号を用いてＬＤ１４で発生した光を変調し、変調した光を信号光として出力する。
【０００６】
ＬＮ変調器１５によって出力された信号光は、光カプラ１７によって分岐され、分岐光が、ＰＤ１８によって電流信号に変換された後、Ｉ／Ｖ変換器１９によって電圧信号に変換される。そして、Ｉ／Ｖ変換器１９から出力される電圧信号がＢＰＦ２０を通過することにより、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分である低周波成分が抽出される。ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分は、ＡＤＣ２１を経てディジタル信号に変換された後に位相比較器２３に入力される。なお、ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分は、パイロット信号に対応する正弦波状の波形を示す。
【０００７】
一方、パイロット信号生成回路１１により生成されたパイロット信号は、ＤＡＣ１６ａを経てアナログ信号に変換され、遅延回路２２によって所定の遅延時間を付与され、遅延時間の付与されたパイロット信号が位相比較器２３に入力される。なお、パイロット信号に付与される遅延時間は、ＬＮ変調器１５、光カプラ１７、ＰＤ１８、Ｉ／Ｖ変換器１９、ＢＰＦ２０およびＡＤＣ２１での処理に要する時間である。言い換えると、パイロット信号に付与される遅延時間は、ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分のパイロット信号に対する遅延を補償するための時間である。そして、位相比較器２３は、遅延回路２２を経たパイロット信号の位相と、ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分の位相との比較を行う。そして、バイアス電圧制御器２４は、位相比較器２３による位相の比較結果を基にして、バイアス電圧印加回路２５からデータ信号に印加されるバイアス電圧を制御する。すなわち、バイアス電圧制御器２４は、ＢＰＦ２０によって抽出された低周波成分が最小となるように、ＬＮ変調器１５に入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。
【０００８】
このように、データ信号に重畳されるパイロット信号の位相と信号光から抽出された低周波成分の位相とを比較し、位相の比較結果を基にしてバイアス電圧を制御することにより、周期特性の変化に追従してバイアス電圧を最適値に自動調整することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−５６１８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、位相の比較結果を基にバイアス電圧を制御する従来技術は、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ高効率に制御することまでは考慮されていない。
【００１１】
すなわち、従来技術では、信号光から抽出された低周波成分との位相の比較対象であるパイロット信号に、低周波成分の遅延を補償するための遅延時間を付与することが前提となる。このため、遅延時間が設定されていない光変調装置では、パイロット信号と低周波成分との位相の比較を行うことができず、位相の比較結果を基にしたバイアス電圧の制御を開始することができない。その結果、従来技術では、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ効率的に制御することが妨げられる恐れがある。
【００１２】
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ効率的に制御することが可能となる光変調装置およびバイアス電圧制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本願の開示する光変調装置は、生成回路と、重畳器と、光変調器と、算出回路と、制御器とを備える。生成回路は、所定の周波数を有する電気信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号を生成する。重畳器は、前記生成回路によって生成された低周波信号を前記電気信号に重畳する。光変調器は、前記重畳器によって低周波信号が重畳されて得られた電気信号である入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光を出力する。算出回路は、前記光変調器によって出力される信号光の周波数成分うち前記低周波信号と同一の周波数を有する低周波成分の振幅の平均値と、振幅の中心値とを算出する。制御器は、前記算出回路により算出された低周波成分の振幅の平均値が振幅の中心値に近づくように、前記光変調器へ入力される前記入力信号のバイアス電圧を制御する。
【発明の効果】
【００１４】
本願の開示する光変調装置の一つの態様によれば、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ効率的に制御することが可能となるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は、本実施例に係る光変調装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図２】図２は、パイロット信号生成回路によるパイロット信号の生成を説明するための図である。
【図３】図３は、ＬＮ変調器から出力される信号光とＬＮ変調器に入力される入力信号との関係について説明するための図である。
【図４】図４は、ＬＮ変調器に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも正側にずれた態様を示す図である。
【図５】図５は、ＬＮ変調器に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも負側にずれた態様を示す図である。
【図６】図６は、ＢＰＦから出力される周波数成分を説明するための図である。
【図７】図７は、本実施例に係る光変調装置によるバイアス電圧制御処理の処理手順を示すフローチャートである。
【図８】図８は、光変調器に入力される電気信号のバイアス電圧を自動制御する光変調装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に、本願の開示する光変調装置およびバイアス電圧制御方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。
【実施例】
【００１７】
本実施例に係る光変調装置は、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号がデータ信号に重畳された入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光として出力する光変調器を備える。そして、光変調装置は、光変調器により出力された信号光の周波数成分のうちパイロット信号と同一の周波数を有する低周波成分の振幅の平均値および振幅の中心値に基づいて、光変調器へ入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。
【００１８】
このように、本実施例に係る光変調装置は、光変調器から出力される信号光の周波数成分のうちパイロット信号に対応する低周波成分の振幅の平均値および中心値を基に、光変調器に入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。このため、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号と低周波成分との位相の比較を行うことを不要化することができ、光変調器に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ高効率に制御することが可能となる。
【００１９】
図１は、本実施例に係る光変調装置の構成を示す機能ブロック図である。図１に示す光変調装置は、パイロット信号生成回路１０１、データ信号生成回路１０２、ＤＡＣ１０３ａ、１０３ｂ、パイロット信号重畳器１０４、ＬＤ１０５およびＬＮ変調器１０６を有する。また、図１に示す光変調装置は、光カプラ１０７、ＰＤ１０８、Ｉ／Ｖ変換器１０９、ＢＰＦ１１０、ＡＤＣ１１１、演算回路１１２、バイアス電圧制御器１１３およびバイアス電圧印加回路１１４を有する。
【００２０】
パイロット信号生成回路１０１は、パイロット信号を生成する。具体的には、パイロット信号生成回路１０１は、データ信号生成回路１０２により生成されるデータ信号よりも周波数が十分に低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号をパイロット信号として生成する。
【００２１】
ここで、パイロット信号生成回路１０１によるパイロット信号の生成の具体例について説明する。図２は、パイロット信号生成回路１０１によるパイロット信号の生成を説明するための図である。まず、パイロット信号生成回路１０１は、図２の上側に示すような正弦波状の信号Ｓ１を生成する。ここでは、正弦波状の信号Ｓ１の振幅の最大値ＭＡＸは、「１」であり、振幅の最小値ＭＩＮは、「−１」であるものとする。正弦波状の信号Ｓ１の振幅の平均値ＡＶＥは、「０」であり、振幅の中心値ＴＹＰは、「０」である。ここで、正弦波状の信号Ｓ１の振幅の最大値ＭＡＸは「１」でない値とすることもでき、振幅の最小値ＭＩＮは「−１」以外の値とすることもできる。換言すれば、正弦波状の信号Ｓ１の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰは、「０」以外の値とすることもできる。
【００２２】
そして、パイロット信号生成回路１０１は、正弦波状の信号Ｓ１のうち振幅の中心よりも下側の信号部分を一つおきに除去する。例えば、パイロット信号生成回路１０１は、正弦波状の信号Ｓ１のうち図２の上側の網掛けで示す信号部分Ｐを除去する。なお、パイロット信号生成回路１０１が信号部分Ｐを除去する場合には、例えば、フィルタリング処理や信号合成などの周知の技術を用いればよい。
【００２３】
正弦波状の信号Ｓ１のうち振幅の中心よりも下側の信号部分が一つおきに除去されることにより、図２の下側に示すようなパイロット信号Ｓ２が生成される。パイロット信号Ｓ２の振幅の中心値ＴＹＰは、「０」である。これに対して、パイロット信号Ｓ２の振幅の平均値ＡＶＥは、振幅の中心値ＴＹＰよりも大きい「０．５」となる。すなわち、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰと一致しない低周波信号であるパイロット信号Ｓ２が生成される。
【００２４】
なお、図２に示した例では、正弦波状の信号のうち振幅の中心よりも下側の信号部分を一つおきに除去することで、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号を生成する例を示したが、パイロット信号の生成手法はこれに限られない。例えば、パイロット信号生成回路１０１は、正弦波状の信号のうち振幅の中心よりも上側の信号部分を一つおきに除去することで、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号を生成してもよい。
【００２５】
図１に戻って、データ信号生成回路１０２は、所定の周波数を有する電気信号をデータ信号として生成する。ＤＡＣ１０３ａは、パイロット信号生成回路１０１により生成されたパイロット信号をアナログ信号に変換し、アナログ化したパイロット信号をパイロット信号重畳器１０４に出力する。ＤＡＣ１０３ｂは、データ信号生成回路１０２により生成されたデータ信号をアナログ信号に変換し、アナログ化したデータ信号をパイロット信号重畳器１０４に出力する。
【００２６】
パイロット信号重畳器１０４は、ＤＡＣ１０３ａから出力されるパイロット信号をＤＡＣ１０３ｂから出力されるデータ信号に重畳する。そして、パイロット信号重畳器１０４は、パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた電気信号をバイアス電圧印加回路１１４を介してＬＮ変調器１０６に出力する。パイロット信号がデータ信号に重畳されると、ＬＮ変調器１０６に入力される電気信号の高出力（Ｈ：Ｈｉｇｈ）側および低出力（Ｌ：Ｌｏｗ）側にパイロット信号が現れる。なお、以下では、パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた電気信号、すなわち、ＬＮ変調器１０６に入力される電気信号を、「入力信号」と呼ぶことがあるものとする。
【００２７】
ＬＤ１０５は、光源であり、所定波長の光を発する。ＬＮ変調器１０６は、パイロット信号重畳器１０４からバイアス電圧印加回路１１４を経て入力される入力信号を用いて、ＬＤ１０５からの光を変調し、変調した信号光を光カプラ１０７に出力する。
【００２８】
ここで、ＬＮ変調器１０６に入力信号が入力されると、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光に入力信号に対応する変化が現れる。すなわち、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のＨ側およびＬ側にパイロット信号が現れるため、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光のＨ側およびＬ側にパイロット信号に対応する周波数成分が現れる。
【００２９】
図３は、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光とＬＮ変調器１０６に入力される入力信号との関係について説明するための図である。図３は、図表５０を含んでいる。図表５０において横軸はＬＮ変調器１０６に入力される入力信号の電圧を示し、縦軸は、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光のパワーを示す。また、曲線５１は、ＬＮ変調器１０６の周期特性を示す。なお、図３に示す例では、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値に設定されているものとする。また、図３に示す例では、一例として、正弦波状のパイロット信号がデータ信号に重畳されることにより得られた入力信号がＬＮ変調器１０６に入力されているものとする。
【００３０】
図表５０の曲線５１に示したような周期特性を持つＬＮ変調器１０６に、入力信号６１が入力された場合、ＬＮ変調器１０６から信号光７１が出力される。このとき、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂは、周期特性を示す曲線５１の傾きが最も急峻な部位に対応する電圧である最適値Ｖ０に設定されているものとする。入力信号６１にはパイロット信号６２が重畳されているため、信号光７１のＨ側およびＬ側にはパイロット信号６２の波形に対応する周波数成分７２が出現する。そして、図３に示されるように、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂが最適値Ｖ０に設定されている場合には、周波数成分７２は、パイロット信号６２の２倍の周波数を有する。このように、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値に設定されている場合には、パイロット信号の２倍の周波数を有する周波数成分が信号光に現れることが分かる。
【００３１】
ここで、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光とＬＮ変調器１０６に入力される入力信号との関係は変動することがある。言い換えると、ＬＮ変調器１０６の周期特性が変動することがある。ＬＮ変調器１０６の周期特性の変動は、例えば光変調装置の温度変動や経時変動などにより生じる。そして、ＬＮ変調器１０６の周期特性が変動すると、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値からずれてしまい、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光が劣化する。このようにＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値からずれた態様を図４および図５に示す。
【００３２】
図４は、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも正側にずれた態様を示す図である。なお、図４に示す例では、図３の図表５０の曲線５１で示したＬＮ変調器１０６の周期特性が曲線５２に変動したものとする。
【００３３】
ＬＮ変調器１０６の周期特性が曲線５１から曲線５２に変動すると、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂは、図４に示すように、最適値Ｖ０よりも正側にずれる。この場合、ＬＮ変調器１０６から信号光７３が出力される。入力信号６１にはパイロット信号６２が重畳されているため、信号光７３のＨ側およびＬ側にはパイロット信号６２に対応する周波数成分７４が出現する。そして、図４に示されるように、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂが最適値Ｖ０よりも正側にずれた場合には、信号光７３に出現する周波数成分７４は、パイロット信号６２と同一の周波数を有する。
【００３４】
図５は、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも負側にずれた態様を示す図である。なお、図５に示す例では、図３の図表５０の曲線５１で示したＬＮ変調器１０６の周期特性が曲線５３に変動したものとする。
【００３５】
ＬＮ変調器１０６の周期特性が曲線５１から曲線５３に変動すると、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂは、図５に示すように、最適値Ｖ０よりも負側にずれる。この場合、ＬＮ変調器１０６から信号光７５が出力される。入力信号６１にはパイロット信号６２が重畳されているため、信号光７５のＨ側およびＬ側にはパイロット信号６２に対応する周波数成分７６が出現する。そして、図５に示されるように、入力信号６１のバイアス電圧Ｖｂが最適値Ｖ０よりも負側にずれた場合には、信号光７５に出現する周波数成分７６は、パイロット信号６２と同一の周波数を有する。ただし、信号光７５に出現する周波数成分７６の位相は、図４に示した周波数成分７４の位相に対して反転している。
【００３６】
このように、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値からずれると、信号光にパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が現れることが分かる。さらに、バイアス電圧が最適値よりも正側にずれた場合に信号光に現れる周波数成分の位相と、バイアス電圧が最適値よりも負側にずれた場合に信号光に現れる周波数成分の位相とは、互いに反転する関係にある。
【００３７】
図１に戻って、光カプラ１０７は、ＬＮ変調器１０６から出力される信号光を分岐し、分岐により得られた一方の信号光を伝送路に出力し、他方の信号光をＰＤ１０８に出力する。ＰＤ１０８は、光カプラ１０７から入力された信号光を電流信号に変換し、電流信号に変換した信号光をＩ／Ｖ変換器１０９に出力する。Ｉ／Ｖ変換器１０９は、ＰＤ１０８から入力された信号光を電圧信号に変換し、電圧信号に変換した信号光をＢＰＦ１１０に出力する。
【００３８】
ＢＰＦ１１０は、パイロット信号と同一の周波数を透過させる周波数帯域を透過帯域としており、Ｉ／Ｖ変換器１０９から入力された信号光の周波数成分のうちパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分を透過する。具体的には、ＢＰＦ１１０は、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値からずれた場合に、信号光の周波数成分のうちパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分を透過する。そして、ＢＰＦ１１０は、透過した周波数成分をＡＤＣ１１１に出力する。
【００３９】
一方、ＢＰＦ１１０は、信号光の周波数成分のうちパイロット信号と異なる周波数を有する周波数成分を遮断する。例えば、図３に例示したように、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値に設定されている場合には、パイロット信号の２倍の周波数を有する周波数成分が信号光に現れる。この場合、ＢＰＦ１１０は、パイロット信号の２倍の周波数を有する周波数成分を遮断し、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分をＡＤＣ１１１に出力しない。
【００４０】
ここで、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分について、図６を参照して具体例を説明する。図６は、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分を説明するための図である。なお、図６では、ＢＰＦ１１０が、図２の下側に示すパイロット信号Ｓ２と同一の周波数を有する周波数成分を透過する例について説明する。
【００４１】
図６に示すように、ＢＰＦ１１０は、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも大きいパイロット信号Ｓ２と同一の周波数を有する周波数成分Ｂ１または周波数成分Ｂ２を透過する。周波数成分Ｂ１の振幅の中心値ＴＹＰは、「０」であり、周波数成分Ｂ１の振幅の平均値ＡＶＥは、「０．５」である。すなわち、パイロット信号Ｓ２と同様に、周波数成分Ｂ１の振幅の平均値ＡＶＥは、振幅の中心値ＴＹＰよりも大きい。これは、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも正側にずれていることを意味する。
【００４２】
一方、周波数成分Ｂ２の振幅の中心値ＴＹＰは、「０」であり、周波数成分Ｂ１の振幅の平均値ＡＶＥは、「−０．５」である。すなわち、パイロット信号Ｓ２とは逆に、周波数成分Ｂ２の振幅の平均値ＡＶＥは、振幅の中心値ＴＹＰよりも小さい。さらに、周波数成分Ｂ２の位相は、周波数成分Ｂ１の位相に対して反転している。これは、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧が最適値よりも負側にずれていることを意味する。
【００４３】
図１に戻り、ＡＤＣ１１１は、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分をディジタル信号に変換する。具体的には、ＡＤＣ１１１は、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分の値を周期的にサンプリングすることにより、この周波数成分をディジタル信号に変換する。そして、ＡＤＣ１１１は、ディジタル化した周波数成分を演算回路１１２に出力する。なお、ＢＰＦ１１０からの出力がない場合には、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が検出されない状態を意味するので、ＡＤＣ１１１は、演算回路１１２に「０」を出力する。
【００４４】
演算回路１１２は、ＡＤＣ１１１から入力される周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥと、振幅の中心値ＴＹＰとを算出する。演算回路１１２は、算出回路の一例である。具体的には、演算回路１１２は、ＡＤＣ１１１から周期的に入力される周波数成分の値を順次読み込む。続いて、演算回路１１２は、読み込んだ周波数成分の値から最大値ＭＡＸおよび最小値ＭＩＮを抽出する。
【００４５】
続いて、演算回路１１２は、次式（１）を演算することにより、周波数成分の振幅の中心値ＴＹＰを算出する。
振幅の中心値ＴＹＰ ＝ （最大値ＭＡＸ−最小値ＭＩＮ）／２ ・・・ （１）
【００４６】
続いて、演算回路１１２は、次式（２）を演算することにより、周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥを算出する。
振幅の平均値ＡＶＥ ＝ ＡＤＣ１１１から周期的に入力される周波数成分の値の総和／ＡＤＣ１１１の周波数成分の値のサンプリング数 ・・・ （２）
【００４７】
なお、演算回路１１２は、ＡＤＣ１１１からの出力が「０」である場合には、上記の式（１）および（２）により、周波数成分の振幅の中心値ＴＹＰおよび振幅の平均値ＡＶＥを「０」と算出する。
【００４８】
バイアス電圧制御器１１３は、演算回路１１２により算出された周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰに基づいて、バイアス電圧印加回路１１４からＬＮ変調器１０６に印加される電圧を制御する。バイアス電圧制御器１１３により制御される電圧が、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧となる。
【００４９】
具体的には、バイアス電圧制御器１１３は、演算回路１１２により算出された周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥと振幅の中心値ＴＹＰとを比較し、比較の結果に基づいてＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧を正側または負側に変更する。このとき、バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧を所定幅ずつ変更する。
【００５０】
すなわち、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも大きい場合には、ＬＮ変調器１０６におけるバイアス電圧が最適値よりも正側にずれているので、バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧を所定幅小さくする。そして、バイアス電圧制御器１１３は、演算回路１１２により算出される周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」となったか否かを判断する。そして、バイアス電圧制御器１１３は、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」となると、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が検出されずバイアス電圧が最適値となったことを意味するため、バイアス電圧の制御を終了する。一方、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも小さい場合には、ＬＮ変調器１０６におけるバイアス電圧が最適値よりも負側にずれているので、バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号のバイアス電圧を所定幅大きくする。このようにして、バイアス電圧制御器１１３は、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」となるまで入力信号のバイアス電圧を制御する。
【００５１】
バイアス電圧印加回路１１４は、バイアス電圧制御器１１３によって制御されたバイアス電圧を、ＬＮ変調器１０６へ入力される入力信号に印加する。
【００５２】
次に、本実施例に係る光変調装置によるバイアス電圧制御処理について説明する。図７は、本実施例に係る光変調装置によるバイアス電圧制御処理の処理手順を示すフローチャートである。図７においては、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが演算回路１１２により算出された結果、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」でなかった場合の動作を説明する。なお、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」である場合は、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が検出されずバイアス電圧が既に最適値となっているため、バイアス電圧制御の必要はない。
【００５３】
図７に示すように、パイロット信号生成回路１０１は、データ信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号を生成する（ステップＳ１０１）。パイロット信号生成回路１０１により生成されたパイロット信号は、ＤＡＣ１０３ａによりアナログ化されてパイロット信号重畳器１０４に出力される。
【００５４】
パイロット信号重畳器１０４は、パイロット信号をデータ信号に重畳する（ステップＳ１０２）。パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた入力信号は、バイアス電圧印加回路１１４を介してＬＮ変調器１０６に入力される。そして、バイアス電圧印加回路１１４は、バイアス電圧を入力信号に印加する（ステップＳ１０３）。
【００５５】
そして、ＬＮ変調器１０６は、パイロット信号重畳器１０４からバイアス電圧印加回路１１４を経て入力される入力信号を用いて、ＬＤ１０５からの光を変調する（ステップＳ１０４）。ＬＮ変調器１０６により変調された光は信号光として光カプラ１０７に出力される。信号光は、光カプラ１０７により分岐され、一方の信号光が伝送路に出力される。また、他方の信号光は、ＰＤ１０８へ出力され、ＰＤ１０８により電流信号に変換される。そして、電流信号に変換された信号光は、Ｉ／Ｖ変換器１０９により電圧信号に変換される。
【００５６】
そして、電圧信号に変換された信号光は、ＢＰＦ１１０に出力され、ＢＰＦ１１０によりパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が取得される（ステップＳ１０５）。なお、パイロット信号の２倍の周波数を有する周波数成分は、ＢＰＦ１１０により遮断される。そして、ＢＰＦ１１０から出力される周波数成分は、ＡＤＣ１１１によりディジタル化され、演算回路１１２へ出力される。
【００５７】
そして、演算回路１１２は、ＡＤＣ１１１から入力される周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥと、振幅の中心値ＴＹＰとを算出する（ステップＳ１０６）。バイアス電圧制御器１１３は、演算回路１１２により算出された周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥと振幅の中心値ＴＹＰとを比較する（ステップＳ１０７）。
【００５８】
振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」である場合には（ステップＳ１０８肯定）、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が取得されずバイアス電圧が最適値となったため、バイアス電圧制御器１１３は、バイアス電圧の制御を終了する。一方、振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」でない場合には（ステップＳ１０８否定）、バイアス電圧制御器１１３は、振幅の平均値ＡＶＥと振幅の中心値ＴＹＰとを比較する（ステップＳ１０９）。
【００５９】
振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも大きい場合には（ステップＳ１０９肯定）、バイアス電圧が最適値より正側にずれているので、バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６への入力信号のバイアス電圧を所定幅小さくする（ステップＳ１１０）。バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６への入力信号のバイアス電圧を所定幅小さくすると、処理をステップＳ１０３に戻す。
【００６０】
これに対して、振幅の平均値ＡＶＥが振幅の中心値ＴＹＰよりも小さい場合には（ステップＳ１０９否定）、バイアス電圧が最適値より負側にずれているので、バイアス電圧制御器１１３は、入力信号のバイアス電圧を所定幅大きくする（ステップＳ１１１）。バイアス電圧制御器１１３は、ＬＮ変調器１０６への入力信号のバイアス電圧を所定幅大きくすると、処理をステップＳ１０３に戻す。
【００６１】
このようなバイアス電圧の制御が繰り返され、周波数成分の振幅の平均値ＡＶＥおよび振幅の中心値ＴＹＰが「０」となると、パイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分が検出されなくなり、ＬＮ変調器１０６への入力信号のバイアス電圧が最適値となる。
【００６２】
上述してきたように、本実施例に係る光変調装置は、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しないパイロット信号を生成し、生成したパイロット信号をデータ信号に重畳する。そして、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号がデータ信号に重畳されて得られた入力信号を用いて光源からの光を変調し信号光を出力する。そして、本実施例に係る光変調装置は、信号光の周波数成分のうちパイロット信号と同一の周波数を有する周波数成分の振幅の平均値および中心値を基に、ＬＮ変調器１０６に入力される入力信号のバイアス電圧を制御する。このため、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号と周波数成分との位相の比較を行う従来の技術と比較して、ＬＮ変調器１０６に入力される信号のバイアス電圧を高速かつ高効率に制御することができる。
【００６３】
また、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号と同一の周波数の周波数成分の振幅の平均値と振幅の中心値とを比較し、比較の結果に基づいてＬＮ変調器１０６へ入力される信号のバイアス電圧を正側または負側に変更する制御を行う。このため、本実施例に係る光変調装置は、振幅の平均値と振幅の中心値との比較という簡易な演算処理を行うことでＬＮ変調器１０６の周期特性の変化を検出することができ、ＬＮ変調器１０６のバイアス電圧の制御を迅速化することができる。
【００６４】
また、本実施例に係る光変調装置は、ＬＮ変調器１０６へ入力する入力信号のバイアス電圧を所定幅ずつ変更する制御を行う。このため、本実施例に係る光変調装置は、ＬＮ変調器１０６のバイアス電圧の制御をより緻密に実行することができ、ＬＮ変調器１０６のバイアス電圧を最適値に高速に近づけることができる。
【００６５】
また、本実施例に係る光変調装置は、パイロット信号と同一の周波数の周波数成分が検出されなかった場合には、バイアス電圧の制御を終了する。このため、本実施例に係る光変調装置は、ＬＮ変調器１０６のバイアス電圧が最適値に設定されている場合に、バイアス電圧の制御に伴う不要な消費電力を削減することができる。
【符号の説明】
【００６６】
１０１ パイロット信号生成回路
１０２ データ信号生成回路
１０３ａ、１０３ｂ ＤＡＣ
１０４ パイロット信号重畳器
１０５ ＬＤ（光源）
１０６ ＬＮ変調器
１０７ 光カプラ
１０８ ＰＤ
１０９ Ｉ／Ｖ変換器
１１０ ＢＰＦ
１１１ ＡＤＣ
１１２ 演算回路
１１３ バイアス電圧制御器
１１４ バイアス電圧印加回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数を有する電気信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号を生成する生成回路と、
前記生成回路によって生成された低周波信号を前記電気信号に重畳する重畳器と、
前記重畳器によって低周波信号が重畳されて得られた電気信号である入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光を出力する光変調器と、
前記光変調器によって出力される信号光の周波数成分うち前記低周波信号と同一の周波数を有する周波数成分の振幅の平均値と、振幅の中心値とを算出する算出回路と、
前記算出回路により算出された周波数成分の振幅の平均値が振幅の中心値に近づくように、前記光変調器へ入力される前記入力信号のバイアス電圧を制御する制御器と
を備えたことを特徴とする光変調装置。
【請求項２】
前記制御器は、
前記算出回路により算出された前記周波数成分の振幅の平均値と振幅の中心値とを比較し、比較の結果に基づいて前記入力信号のバイアス電圧を正側または負側に変更する制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の光変調装置。
【請求項３】
前記制御器は、
前記入力信号のバイアス電圧を所定幅ずつ変更する制御を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の光変調装置。
【請求項４】
前記制御器は、
前記算出回路により前記周波数成分と同一の周波数を有する周波数成分が検出されなかった場合には、前記入力信号のバイアス電圧の制御を終了することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の光変調装置。
【請求項５】
光変調装置により実行されるバイアス電圧制御方法であって、
所定の周波数を有する電気信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号を生成し、
生成された前記低周波信号を電気信号に重畳し、
前記低周波信号が前記電気信号に重畳されて得られた入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光を出力し、
出力された信号光の周波数成分のうち前記低周波信号と同一の周波数を有する周波数成分の振幅の平均値および振幅の中心値を算出し、
算出された周波数成分の振幅の平均値が振幅の中心値に近づくように、前記入力信号のバイアス電圧を制御する
ことを含むことを特徴とするバイアス電圧制御方法。
【請求項１】
所定の周波数を有する電気信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号を生成する生成回路と、
前記生成回路によって生成された低周波信号を前記電気信号に重畳する重畳器と、
前記重畳器によって低周波信号が重畳されて得られた電気信号である入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光を出力する光変調器と、
前記光変調器によって出力される信号光の周波数成分うち前記低周波信号と同一の周波数を有する周波数成分の振幅の平均値と、振幅の中心値とを算出する算出回路と、
前記算出回路により算出された周波数成分の振幅の平均値が振幅の中心値に近づくように、前記光変調器へ入力される前記入力信号のバイアス電圧を制御する制御器と
を備えたことを特徴とする光変調装置。
【請求項２】
前記制御器は、
前記算出回路により算出された前記周波数成分の振幅の平均値と振幅の中心値とを比較し、比較の結果に基づいて前記入力信号のバイアス電圧を正側または負側に変更する制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の光変調装置。
【請求項３】
前記制御器は、
前記入力信号のバイアス電圧を所定幅ずつ変更する制御を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の光変調装置。
【請求項４】
前記制御器は、
前記算出回路により前記周波数成分と同一の周波数を有する周波数成分が検出されなかった場合には、前記入力信号のバイアス電圧の制御を終了することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の光変調装置。
【請求項５】
光変調装置により実行されるバイアス電圧制御方法であって、
所定の周波数を有する電気信号よりも周波数が低く、かつ、振幅の平均値が振幅の中心値と一致しない低周波信号を生成し、
生成された前記低周波信号を電気信号に重畳し、
前記低周波信号が前記電気信号に重畳されて得られた入力信号を用いて、光源からの光を変調し信号光を出力し、
出力された信号光の周波数成分のうち前記低周波信号と同一の周波数を有する周波数成分の振幅の平均値および振幅の中心値を算出し、
算出された周波数成分の振幅の平均値が振幅の中心値に近づくように、前記入力信号のバイアス電圧を制御する
ことを含むことを特徴とするバイアス電圧制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−２９６２０（Ｐ２０１３−２９６２０Ａ）
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６４７８３（Ｐ２０１１−１６４７８３）
【出願日】平成２３年７月２７日（２０１１．７．２７）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２７日（２０１１．７．２７）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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