光電子増倍管の信号処理回路および信号処理システム
【課題】シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大し得る光電子増倍管の信号処理回路や信号処理システムを提供する。
【解決手段】信号処理回路２０では、オペアンプＯｐ、トランジスタＱ15、抵抗Ｒ11，Ｒ13等によりカレントミラー回路を構成することで、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに等しい電流ＩＬをログアンプＬｇに入力し、このログアンプＬｇにより、トランジスタＱ15から線形特性で出力される電流ＩＬを対数特性をもつ信号電圧Ｖout に変換して出力する。これにより、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに対応した信号電圧Ｖout がログアンプＬｇから対数特性で出力されるので、線形特性のままこのような電圧が出力される場合に比べて、対数変換されて圧縮されるぶん、ダイナミックレンジを拡大できる。
【解決手段】信号処理回路２０では、オペアンプＯｐ、トランジスタＱ15、抵抗Ｒ11，Ｒ13等によりカレントミラー回路を構成することで、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに等しい電流ＩＬをログアンプＬｇに入力し、このログアンプＬｇにより、トランジスタＱ15から線形特性で出力される電流ＩＬを対数特性をもつ信号電圧Ｖout に変換して出力する。これにより、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに対応した信号電圧Ｖout がログアンプＬｇから対数特性で出力されるので、線形特性のままこのような電圧が出力される場合に比べて、対数変換されて圧縮されるぶん、ダイナミックレンジを拡大できる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光電子増倍管（PhotoMultiplier Tube;ＰＭＴ）に接続される光電子増倍管の信号処理回路および信号処理システムに関し、例えば、Ｘ線回折の強度測定装置やイメージングプレート（Imaging Plate;ＩＰ）の信号処理装置に好適な信号処理回路および信号処理システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
イメージングプレートは、揮尽発光現象を示す特殊な蛍光体をプラスチック板等の担持体に塗布したもので、放射線画像センサの一種である。なお、揮尽発光（Photo-Stimulated Luminesence;ＰＳＬ）とは、物質に放射線等の第１の刺激を与えた後、第２の刺激を励起光（第２の光）としてその物質に照射したときに、第２の光よりも波長が短くかつ最初の刺激に対応した第３の光を発する発光現象のことをいう。
【０００３】
このようなイメージングプレートは、従来のＸ線フィルムに比べて高感度で桁違いに広い５桁以上のダイナミックレンジを持っていることから、二次元Ｘ線検出器として用いられている。このように広いダイナミックレンジは、例えば、光電子増倍管のアノード電流として表すと、数ｎＡ〜数１００μＡの範囲となることから、広範囲で変化する電流をそのまま電圧変換してリニアアンプで増幅をしようとしても、アンプの電源電圧が一般に高くても１０Ｖ前後であることを考慮すると１００μＶ前後の信号から１０Ｖまでの信号をリニアティを保って増幅するというのは現実には困難であることがわかる。このため、このような広いダイナミックレンジを複数に分割してそれぞれのレンジに対応して光電子増倍管やリニアアンプを複数設けることによって、広範なダイナミックレンジのほぼ全域をカバーする技術が提案されていた。
【０００４】
ところが、このような技術では、光電子増倍管やリニアアンプをそれぞれ複数系統持つ必要があることから製品コストの上昇を招いてしまう。このため、本願発明者は、下記特許文献１に開示される「光電子増倍管信号処理装置及びそれを用いたイメージングプレート信号処理装置」を提案して、１本の光電子増倍管で広いダイナミックレンジをカバーすることできるようにした。
【特許文献１】特開２００５−２７６４８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１に開示される技術では、光電子増倍管のアノードとダイノードの双方から出力される出力信号を測定することにより、１本の光電子増倍管でダイナミックレンジの拡大を可能にしたが、アノードとダイノードから信号がそれぞれ出力されるため、信号処理回路ではやはり２系統の出力信号をそれぞれ処理する必要がある。このため、このような信号処理回路を構成する機能要素（例えば、信号分別回路、積分回路やＡ／Ｄ変換回路等）がそれぞれの系統ごとに必要となる結果、光電子増倍管の周辺回路の複雑化や製品コストの上昇を招いてしまうという新たなる問題が生じるに至った。
【０００６】
本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大し得る光電子増倍管の信号処理回路や信号処理システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項１記載の手段を採用する。この手段によると、オペアンプにより、アノードに流れるアノード電流に応じた電圧が入力される非反転入力と反転入力との電位差を所定のゲインで増幅して出力電圧として出力し、電界効果トランジスタにより、オペアンプの反転入力に接続された入力側から出力側に流れる電流値を、オペアンプの出力に接続される制御ゲートに印加される電圧により制御し、ログコンバータにより、電界効果トランジスタから線形特性で出力される電流を対数特性をもつ電流または電圧による電気信号に変換して出力する。そして、オペアンプおよび電界効果トランジスタは、非反転入力に入力される電圧に応じた電流と等しい電流が電界効果トランジスタから出力されるカレントミラー回路を構成する。
【０００８】
また、特許請求の範囲に記載の請求項２記載の手段を採用する。この手段によると、アノード電流に所定のバイアス電流を加えるバイアス回路を備え、オペアンプの非反転入力には、所定のバイアス電流にアノード電流を加えた電流に応じた電圧が入力されて、電界効果トランジスタからは、所定のバイアス電流にアノード電流を加えた電流と等しい電流が出力される。
【０００９】
さらに、特許請求の範囲に記載の請求項３記載の手段を採用する。この手段によると、制御装置により、レーザ光の照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として相対移動を間欠して行うようにアクチュエータを制御するとともに相対移動している間にレーザ光の照射を行い相対移動していない間にレーザ光の照射を休止するようにレーザ光源を制御し、ピークホルダにより、制御装置によるレーザ光の照射期間に信号処理回路のログコンバータから出力される電気信号の最大値を保持し、Ａ／Ｄコンバータによって、ピークホルダにより保持されたアナログの電気信号をレーザ光の休止期間にデジタルデータに変換し、コンピュータにより、Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタルデータに基づいてイメージングプレートに蓄積されていた画像情報を処理する。
【発明の効果】
【００１０】
請求項１の発明では、カレントミラー回路を構成するので、非反転入力に入力される電圧に応じた電流であるアノード電流と等しい電流が電界効果トランジスタから出力されて、この電流は、ログコンバータにより対数特性をもつ電気信号に変換して出力される。つまり、光電子増倍管のアノード電流がログコンバータから対数特性で出力されるので、線形特性のまま出力される場合に比べて、対数変換されるぶん、ダイナミックレンジを拡大することができる。
【００１１】
例えば、光電子増倍管のアノード電流が、数ｎＡ〜数１００μＡの範囲で変化する場合でも、変動幅が１桁または２桁で収まる電気信号（電流または電圧）に変換できる。したがって、このように圧縮された電気信号を信号処理（例えばＡ／Ｄコンバータによるデジタル変換）することで、光電子増倍管のアノードとダイノードの双方からの出力を信号処理する場合に比べ、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大することができる。
【００１２】
請求項２の発明では、所定のバイアス電流にアノード電流を加えた電流と等しい電流が出力されるので、バイアス電流を加えたぶん、オペアンプによる差動増幅等の信号処理特性を向上することができる。したがって、オペアンプおよび電界効果トランジスタにより構成されるカレントミラー回路の特性を向上して、非反転入力に入力される電圧に応じた電流に、電界効果トランジスタから出力される電流をより近づけることができる。
【００１３】
請求項３の発明では、アクチュエータは、レーザ光の照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として、イメージングプレートおよびレーザ光源の少なくとも一方をイメージングプレートの所定の範囲または全部の範囲をレーザ光が走査可能に相対移動させ、レーザ光源は、アクチュエータによる相対移動のある間にレーザ光の照射を行い相対移動のない間はレーザ光の照射を休止する。つまり、レーザ光は、イメージングプレートおよびレーザ光源の相対移動に同期して間欠的に照射されているため、このような相対移動の有無にかかわらず非同期に（または連続して）照射される場合に比べて、無駄なレーザ照射を防止するとともにイメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射によって損失することを抑制することができる。
【００１４】
また、ピークホルダは、制御装置によるレーザ光の照射期間に信号処理回路のログコンバータから出力される電気信号の最大値を保持し、Ａ／Ｄコンバータによって、ピークホルダにより保持されたアナログの電気信号をレーザ光の休止期間にデジタルデータに変換する。つまり、イメージングプレートおよびレーザ光源の相対移動に同期して間欠的に照射される、レーザ光の照射期間にピークホルダが電気信号の最大値を保持し、レーザ光の休止期間にＡ／Ｄコンバータがアナログの電気信号をデジタルデータに逐次変換されるので、メモリ等に蓄積してから変換する場合に比べてリアルタイムに高速に変換することができる。
【００１５】
さらに、制御装置によるレーザ光の照射期間に信号処理回路のログコンバータから出力される信号電圧の最大値は、光電子増倍管のアノード電流がログコンバータから対数特性で出力されるから、線形特性のままで出力されてピークホルダにより保持される場合に比べＡ／Ｄコンバータによる処理対象となる情報量（ビット数）を削減することができる。
【００１６】
さらにまた、光電子増倍管から出力された信号を処理するために必要な信号処理系を２系統持つ必要がないばかりか、ログコンバータから出力される電流信号は圧縮されているため、それを電圧変換してＡ／Ｄコンバータでデジタル変換しても変換に必要なデータ幅を狭くすることができ（例えば１６ビット幅から１４ビット幅に狭くできる）、これによってもデータ量を削減することができる。
【００１７】
したがって、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大することができるほか、イメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射により損失することの抑制、アナログからデジタルへの高速変換、デジタル変換後のデータ量の削減といった種々の技術的は効果を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の光電子増倍管の信号処理回路および信号処理システムの実施形態について図を参照して説明する。まず、本実施形態に係る光電子増倍管の信号処理システム１０（以下、単に「信号処理システム１０」という）の構成を図１を参照して説明する。
【００１９】
図１に示すように、信号処理システム１０は、Ｘ線等の放射線によってイメージングプレートＩＰに既に記録されている情報を読み出し得るもので、主に、光電子増倍管１１、レーザ発振器１３、Ｘ方向ステージ１７、Ｙ方向ステージ１８、信号処理回路２０、ピークホルダ２２、Ａ／Ｄコンバータ２４、コンピュータ３０、コントローラ４２、モータドライバ４４、タイミングジェネレータ４６、レーザパワーサプライ４８等から構成されている。
【００２０】
光電子増倍管１１は、入射光量に応じて光電子を放出するカソードＫと、カソードＫの電位よりも高電位かつ所定の電位勾配でそれぞれ異なるダイノード電圧が印加され光電子を増倍する複数のダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10と、複数のダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10により増倍された電子を収集するアノードＡと、を備えており、後述する揮尽発光の光が入射し得る位置、即ちレザー発振器１３によるレーザ光Ｌの照射位置に向けて固定されている。
【００２１】
この光電子増倍管１１は、後述する周辺回路によりダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10に高電圧（ダイノード電圧）が印加され、また信号処理回路２０によりアノード電流Ｉａを検出されるため、図略のソケット付きハウジングに収容されている。なお、８段や９段構成あるいは１１段やそれ以上の段数で光電子増倍管を構成しても本実施形態を適用できる。
【００２２】
レーザ発振器１３は、イメージングプレートＩＰに記録された情報を順次読み出すため、イメージングプレートＩＰにレーザ光Ｌを照射する半導体レーザ発振器で、本実施形態では予め設定された位置にレーザ光Ｌの焦点が合うように固定されている。本実施形態では、波長６７０μｍのレーザ光Ｌを実効出力２５０ｍＷで出力可能（公称出力５００ｍＷ）に構成されている。
【００２３】
このレーザ発振器１３は、レーザパワーサプライ４８から供給される駆動電力によってこのようなレーザ光Ｌをパルス状に発するように制御されている。本実施形態では、後述するように、タイミングジェネレータ４６のタイミング信号Ｓync に同期して、円（例えば、直径１００μｍ（ＦＷＨＭ；Full Width Half Maximum,半値全幅のこと））をなすスポット状のレーザビームを間欠的（パルス状）に発する。なお、このレーザ発振器１３は、特許請求の範囲に記載の「レーザ光源」に相当し得るものである。
【００２４】
なお、本実施形態では、レーザ光Ｌの光軸上に、レンズ１４，１５およびフィルタ１６が設けられている。これにより、レーザ発振器１３から出射されたレーザ光Ｌは、前述した波長成分かつ所定の焦点距離で、イメージングプレートＩＰに照射される。なお、イメージングプレートＩＰは、例えば１８０mm×１２０mmの矩形状に形成されている。
【００２５】
Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８は、これらに載置されたイメージングプレートＩＰを二次元方向（イメージングプレートＩＰの平面方向）に移動可能に構成される駆動機構で、モータドライバ４４等より駆動制御される図略のステッピングモータを備えている。本実施形態では、Ｘ方向ステージ１７は、Ｘ方向（一方の方向）に２０μＳ（マイクロ秒）間に距離１０μｍの移動速度で、またＹ方向ステージ１８は、Ｙ方向（一方の方向に直交する他方の方向）に１ｍＳ（ミリ秒）間に距離１００μｍの移動速度で、それぞれイメージングプレートＩＰを移動させる。なお、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８は、特許請求の範囲に記載の「アクチュエータ」に相当し得るものである。
【００２６】
信号処理回路２０は、光電子増倍管１１のカソードＫからアノードＡに向かって流れるアノード電流Ｉａを検出しこれに従って線形（比例）に変化する信号電圧Ｖout に対数変換した後、ピークホルダ２２を介してＡ／Ｄコンバータ２４に出力する機能を有する。
【００２７】
ピークホルダ２２は、信号処理回路２０から出力される信号電圧Ｖout （アノード電流Ｉａに従って対数的に変化するアナログ電圧）の最大値Ｖmax を保持してＡ／Ｄコンバータ２４に出力する機能を有するものである。なお、ピークホールドのタイミングは、タイミングジェネレータ４６から出力されるタイミング信号Ｓync に同期している。
【００２８】
本実施形態では、後述するように、２０μＳごとにサンプルホールドし得るタイミング信号Ｓync がタイミングジェネレータ４６から入力されている。これにより、この２０μＳ間隔でサンプルホールドされる周期よりも短いパルス幅で入力されるノイズ成分をサンプルホールドしない区間で除去している。なお、２０μＳ間隔は、後述するように、Ｘ方向ステージ１７やＹ方向ステージ１８が移動する移動単位（１０μｍ）に関連する。
【００２９】
Ａ／Ｄコンバータ２４は、ピークホルダ２２から出力された信号処理回路２０からの信号電圧Ｖout の最大値（アナログ信号）Ｖmax をデジタルデータＶdat に変換する機能を有するもので、本実施形態では、０Ｖ〜＋５Ｖの間で変化するアナログ信号を１４ビットデータのデジタルデータＶdat に変換する。
【００３０】
なお、[背景技術]の欄で言及した特許文献１に開示される信号処理回路では、アノードＡとダイノードＤｙの２系統から出力されるアナログ信号を、それぞれデジタルデータに変換する必要から、このようなピークホルダ２２やＡ／Ｄコンバータ２４を２セット設けざるを得なかったが、本実施形態に係る信号処理システム１０では、後述するように、信号処理回路２０から出力される電圧信号を１つにしたことからピークホルダ２２およびＡ／Ｄコンバータ２４はいずれも複数設ける必要がない。
【００３１】
インタフェース２６は、Ａ／Ｄコンバータ２４から出力されるデジタルデータＶdat をコンピュータ３０の入力インタフェースに適合させる機能を有するもので、例えば、デジタルＩ／Ｏインタフェースがこれに相当する。
【００３２】
コンピュータ３０は、インタフェース２６を介して入力されたデジタルデータＶdat を画像処理（情報処理）するもので、例えば、パーソナルコンピュータがこれに相当する。本実施形態では、画像処理の例として、後述するようにように、１周期２０μＳで構成される１ステップごとにＡ／Ｄコンバータ２４から送られてくる画像データを１０データ集めて１ピクセルを構成するように画像処理する。
【００３３】
また、このコンピュータ３０は、このような画像データに基づいてイメージングプレートＩＰに記録されている画像を生成する処理を行うほか、コンピュータ３０がコントローラ４２に対して、モータドライバ４４を介してＸ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８を駆動させる指令Ｍcmd を出力したり、タイミングジェネレータ４６によるタイミング制御を介してレーザパワーサプライ４８よりレーザ発振器１３からレーザ光Ｌを所定のタイミングで出射させる指令Ｔcmd を出力する。
【００３４】
具体的には、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８を駆動させる場合、例えば、所定端側（一端側）に予めセットされたＸ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８に対して、他端側に所定距離だけ移動する指令Ｍcmd をコントローラ４２にコマンド出力する。
【００３５】
例えば、Ｘ方向ステージ１７に対しては、１ステップ（移動単位）として、１０μＳ間に１０μｍだけ移動した後、１０μＳ間停止する指令Ｍcmd をイメージングプレートＩＰの所定範囲について移動するのに要するステップ分、コントローラ４２からＸ方向ステージ１７に繰り返し出力される。これにより、Ｘ方向ステージ１７は、決められた距離だけ移動速度１０μｍ／２０μＳで移動する。これに対して、Ｙ方向ステージ１８には、Ｘ方向ステージ１７の移動速度の１／５にあたる移動速度１００μｍ／１ｍＳでほぼ連続的に移動する指令がコントローラ４２から出力される。
【００３６】
レーザ発振器１３からレーザ光Ｌを出射させる指令Ｔcmd は、コントローラ４２からタイミングジェネレータ４６を介してレーザパワーサプライ４８に出力される。例えば、コンピュータ３０からコントローラ４２を介してタイミングジェネレータ４６に対しスタート信号が出力されると、タイミングジェネレータ４６により、１０μＳごとに１０μＳ間、レーザパワーサプライ４８からレーザ発振器１３に駆動電力が供給されるように制御が行われる。
【００３７】
Ｘ方向ステージ１７は、前述したように、レーザ光Ｌのビーム幅である１００μｍ内においては、１ステップ当たり１０μｍ移動する移動単位を１０単位、つまり１０ステップ繰り返し行うため、このＸ方向ステージ１７が移動している間をレーザパワーサプライ４８からレーザ発振器１３に駆動電力が供給されるようにタイミングを同期させることで、図３に示すように、Ｘ方向ステージ１７の移動期間をレザー発振器１３によるレーザ光Ｌの照射を行う期間（レーザ光Ｌの照射期間）、Ｘ方向ステージ１７の停止期間をレザー発振器１３によるレーザ光Ｌの照射を休む期間（レーザ光Ｌの休止期間）に設定できる。
【００３８】
つまり、Ｘ方向ステージ１７の移動タイミングに合わせてレーザ光Ｌをパルス状（間欠的）にイメージングプレートＩＰに向けて照射することができる。これにより、イメージングプレートＩＰには、間欠的にレーザ光Ｌが照射される。つまり、レーザ光Ｌは、イメージングプレートＩＰおよびレーザ光源１３の相対移動に同期して間欠的に照射されているため、このような相対移動の有無にかかわらず非同期に（または連続して）照射される場合に比べて、無駄なレーザ照射を防止するとともにイメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射によって損失することを抑制することができる。
【００３９】
また、このように間欠的にレーザ光Ｌが出射されても、レーザ光Ｌ（波長６７０μｍ）がイメージングプレートＩＰに照射されて起きる揮尽発光（例えば波長３９０μｍ）は、約１０ｍＳ間、生じることから、この間に光電子増倍管１１により揮尽発光を検出することで、間欠的な照射による弊害はない。さらに、本実施形態では、レーザ光Ｌの照射ビーム幅１００μｍの１／１０に当たる間隔１０μｍを移動単位（１ステップ）としていることから、レーザ照射範囲が前後２ステップで必ず重複するため、間欠的にレーザ光Ｌが照射されても照射漏れが発生しない。
【００４０】
また、図３に示すように、レーザ光Ｌの照射がない１０μＳ間の時間内に、Ａ／Ｄコンバータ２４によるデータ変換処理が行われる。即ち、イメージングプレートＩＰおよびレーザ光源１３の相対移動に同期して間欠的に照射される、レーザ光Ｌの照射期間にピークホルダ２２が信号処理回路２０から出力される信号電圧Ｖout を最大値Ｖmax を保持し、レーザ光Ｌの休止期間にＡ／Ｄコンバータ２４がアナログ電圧（Ｖmax ）をデジタルデータＶdat に逐次変換されるので、メモリに蓄積してから変換する場合に比べてリアルタイムに高速に変換することができる。
【００４１】
コントローラ４２は、マイクロコンピュータ、半導体メモリ等からなる情報処理装置であり、例えば、汎用のワンチップマイコンが用いられる。このコントローラ４２は、前述したようなコンピュータ３０からの各指令Ｍcmd ，Ｔcmd を受けて、モータドライバ４４やタイミングジェネレータ４６に対し所定の制御信号（スタートパルスＰstr 、ストップパルスＰstp やリセット信号Ｐrst 等）出力する。なお、このコントローラ４２は、特許請求の範囲に記載の「制御装置」に相当し得るものである。
【００４２】
モータドライバ４４は、コントローラ４２から出力される制御信号Ｐstr 等に従って、前述したＸ方向ステージ１７やＹ方向ステージ１８を駆動する図略のステッピングモータに対して駆動電力を供給可能に構成されている。
【００４３】
タイミングジェネレータ４６は、コントローラ４２からの制御信号を受けて、ピークホルダ２２、Ａ／Ｄコンバータ２４やレーザパワーサプライ４８に対しタイミング信号Ｓync を出力する機能を有するもので、本実施形態では、前述したように、２０μＳ周期でオンオフ（１０μＳ間オンの後に１０μＳ間オフ）を繰り返すタイミング信号Ｓync を生成してこれらに出力している。
【００４４】
レーザパワーサプライ４８は、レーザ発振器１３に対して駆動電力を間欠的に供給し得るもので、本実施形態では、タイミングジェネレータ４６から出力されるタイミング信号Ｓync を受けて１０μＳ間隔で１０μＳの間、レーザ発振器１３に必要な電力を供給する。これにより、前述したように、レーザ発振器１３による間欠的（パルス状）なレーザ光Ｌの出射が可能となる。
【００４５】
このように信号処理システム１０を構成することによって、レザー発振器１３から出射されるレーザ光Ｌの照射位置（焦点）が１点に固定されていても、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８によりイメージングプレートＩＰが二次元空間を満遍なく移動するため、レーザ光ＬによるイメージングプレートＩＰの走査、つまりイメージングプレートＩＰのレーザスキャンが可能になる。
【００４６】
これにより、レーザ光ＬがイメージングプレートＩＰのほぼ全面をスキャニングすることで、レーザ光Ｌが励起光として作用すると、イメージングプレートＩＰが揮尽発光することから、この光を光電子増倍管１１が検出することによって、イメージングプレートＩＰに記録された情報を読み出することが可能となる。
【００４７】
なお、例えば、固定されたイメージングプレートＩＰに対して、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８により光電子増倍管１１やレザー発振器１３をイメージングプレートＩＰの平面方向に可動に構成しても良い。また、イメージングプレートＩＰ、光電子増倍管１１およびレザー発振器１３を、複数組のＸ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８によりイメージングプレートＩＰの平面（Ｘ−Ｙ）方向に可動に構成しても良い。
【００４８】
次に、光電子増倍管１１の周辺回路および信号処理回路２０の構成例を図２を参照して説明する。図２に示すように、光電子増倍管１１には、周辺回路と信号処理回路２０とが接続されている。
【００４９】
光電子増倍管１１の周辺回路は、光電子増倍管１１に対して、そのカソードＫの電位よりも高電位かつ所定の電位勾配でそれぞれ異なるダイノード電圧をダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10に印加可能に構成されている。本実施形態では、例えば、基準電位であるアースＧndに対して約１０００Ｖ低い−ＨＶを電流制限抵抗Ｒ０を介して光電子増倍管１１のカソードＫに印加するとともに、このカソード電位よりも高いダイノード電圧を光電子増倍管１１の各ダイノードＤｙ１〜Ｄｙ６に印加可能に、直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７からなるパッシブディバイダ（受動的な抵抗分圧回路）をカソードＫとアースＧndとの間に介在させている。なお、抵抗Ｒ０の−ＨＶ側には、不要な高周波ノイズをアースＧnd側に逃がすバイパスコンデンサＣ11が接続されている。
【００５０】
即ち、抵抗Ｒ１と抵抗（Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ１に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と抵抗（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ２に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）と抵抗（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ３に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４）と抵抗（Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ４に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）と抵抗（Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ５に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）と抵抗Ｒ７との分圧電位がダイノードＤｙ６に、それぞれ印加されるように構成されている。なお、抵抗（Ｒｎ＋Ｒｍ）は、抵抗Ｒｎと抵抗Ｒｍとの直列合成抵抗を意味する（以下同じ）。
【００５１】
なお、抵抗Ｒ１の抵抗値は例えば２００ｋΩに、また抵抗Ｒ２〜Ｒ６の抵抗値は例えば抵抗Ｒ１の１／２である１００ｋΩに、抵抗Ｒ７の抵抗値は例えば６００ｋΩに、それぞれ設定されている。また、抵抗Ｒ０は数ｋΩに設定されている。これらの抵抗のうち、抵抗Ｒ１〜Ｒ５は、光電子増倍管１１が収容される図略のソケット付きハウジングに実装されており、他の抵抗Ｒ６，Ｒ７や後述する信号処理回路２０等は、このハウジングとは別に設けられたシールドケース内に実装されている。これにより、光電子増倍管１１の周囲温度が変動することに起因する光電子増倍管１１の検出感度への影響を抑制している。
【００５２】
このようにパッシブディバイダを構成することにより、光電子増倍管１１のダイノードＤｙ１〜Ｄｙ６には、ほぼ均等な電位勾配で増加するダイノード電圧がそれぞれ印加されることになるが、アノードＡからカソードＫに流れる電流（アノード電流Ｉａ）の変化に伴って各ダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10に流れる電流も変化する。このため、このような抵抗Ｒ１〜Ｒ７等の受動素子からなる受動的な分圧回路では、各ダイノードＤｙ１〜Ｄｙ６に印加される分圧（ダイノード電圧）も変動してしまうことから、このようなパッシブディバイダを高電位側のダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10に適用すると、光電子増倍管１１のダイナミックレンジに影響を与える。
【００５３】
そこで、本実施形態では、光電子増倍管１１のダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10に対しては、抵抗Ｒ15，Ｒ16，Ｒ17，Ｒ18，Ｒ19，Ｒ20と、ＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ（以下「ＭＯＳトランジスタ」という）Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14と、ダイオードＤ11，Ｄ12，Ｄ13，Ｄ14と、からなるアクティブディバイダ（能動的な抵抗分圧回路）を構成することによって、アノード電流Ｉａが変化してもほぼ定電圧を各ダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10に印加可能にしている。
【００５４】
例えば、直列に接続された抵抗Ｒ11，Ｒ16，Ｒ17，Ｒ18，Ｒ19，Ｒ20をカソードＫとアースＧndとの間に介在させるとともに、高電位側（アースＧnd側）から順番にカスケード接続されたＭＯＳトランジスタＱ14，Ｑ13，Ｑ12，Ｑ11とＭＯＳトランジスタＱ11のソースに接続された抵抗Ｒ15とを、直列接続された抵抗Ｒ16，Ｒ17，Ｒ18，Ｒ19，Ｒ20に対して並列に接続して、ソースフォロア回路を構成するＭＯＳトランジスタＱ11〜Ｑ14を介して抵抗Ｒ11，Ｒ16〜Ｒ20による各分圧電位（ダイノード電圧）をダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10に印加可能に構成する。
【００５５】
即ち、ＭＯＳトランジスタＱ11のソースにはダイノードＤｙ７を接続されるとともに、抵抗（Ｒ11＋Ｒ16）と抵抗（Ｒ17＋Ｒ18＋Ｒ19＋Ｒ20）との分圧電位がこのＭＯＳトランジスタＱ11のゲートに印加されるようにそれぞれ接続されている。なお、ＭＯＳトランジスタＱ11のドレインは、ＭＯＳトランジスタＱ12，Ｑ13，Ｑ14を介してアースＧndに接続されており、またソース−ゲート間には、ＭＯＳトランジスタＱ11を保護するダイオードＤ11が接続されている。
【００５６】
また、ＭＯＳトランジスタＱ11よりも高電位側に位置するＭＯＳトランジスタＱ12のソースには、ＭＯＳトランジスタＱ11のドレインとダイノードＤｙ８とがそれぞれ接続されるとともに、そのゲートには、抵抗（Ｒ11＋Ｒ16＋Ｒ17）と抵抗（Ｒ18＋Ｒ19＋Ｒ20）との分圧電位が印加されるようにそれぞれ接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ12のドレインは、ＭＯＳトランジスタＱ13，Ｑ14を介してアースＧndに接続されており、ソース−ゲート間には、ＭＯＳトランジスタＱ12を保護するダイオードＤ12が接続されている。
【００５７】
同様に、ＭＯＳトランジスタＱ12よりも高電位側に位置するＭＯＳトランジスタＱ13のソースには、ＭＯＳトランジスタＱ12のドレインとダイノードＤｙ９とがそれぞれ接続されるとともに、そのゲートには、抵抗（Ｒ11＋Ｒ16＋Ｒ17＋Ｒ18）と抵抗（Ｒ19＋Ｒ20）との分圧電位が印加されるようにそれぞれ接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ13のドレインは、ＭＯＳトランジスタＱ14を介してアースＧndに接続されており、ソース−ゲート間には、ＭＯＳトランジスタＱ13を保護するダイオードＤ13が接続されている。
【００５８】
そして、最高電位側に位置するＭＯＳトランジスタＱ14のソースには、ＭＯＳトランジスタＱ13のドレインとダイノードＤｙ10とがそれぞれ接続されるとともに、そのゲートには、抵抗（Ｒ11＋Ｒ16＋Ｒ17＋Ｒ18＋Ｒ19）と抵抗Ｒ20との分圧電位が印加されるようにそれぞれ接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＱ14のドレインはアースＧndに直接接続されており、ソース−ゲート間には、当該ＭＯＳトランジスタＱ14を保護するダイオードＤ14が接続されている。なお、抵抗Ｒ11が接続されたカソードＫには、不要な高周波ノイズをアースＧnd側に逃がすバイパスコンデンサＣ12が接続されている。また、抵抗Ｒ15，Ｒ16にもバイパスコンデンサＣ13が接続されている。なお、抵抗Ｒ11の抵抗値は例えば３５０ｋΩに、また抵抗Ｒ15〜Ｒ20の抵抗値は例えば抵抗Ｒ１の１／２である１００ｋΩに、それぞれ設定されている。
【００５９】
このようにアクティブディバイダを構成することにより、光電子増倍管１１のダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10には、ほぼ均等な電位勾配で増加するダイノード電圧で、アノード電流Ｉａが変化してもその影響を受けることなく安定した分圧電位がそれぞれ印加することができる。なお、本実施形態では、光電子増倍管１１のアノードＡ側に近いダイノードのうち、４段について、このようなアクティブディバイダを接続したが、このようなアクティブディバイダを接続するダイノードの段数を３段（ダイノードＤｙ８〜Ｄｙ10）に減少させたり、５段（ダイノードＤｙ６〜Ｄｙ10）に増加させても良い。
【００６０】
このような周辺回路によって所定の電位勾配で増加するダイノード電圧がダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10に印加されることによって、入射光量に応じてカソードＫから放出される光電子がダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10間の電位差により加速されながら二次電子を次々と叩き出して増倍されてアノードＡに到達する。このため、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａは入射光量に比例したものになることから、このアノード電流ＩａをアノードＡに接続される信号処理回路２０により検出することで、入射光量、つまりイメージングプレートＩＰに記録された情報を読み出すことが可能になる。
【００６１】
アノードＡに接続される信号処理回路２０は、抵抗Ｒ11，Ｒ12からなるバイアス回路と、オペアンプＯｐと、Ｐチャネル接合型ＦＥＴ（以下「トランジスタ」という）Ｑ15と、ログアンプＬｇと、から構成される。この信号処理回路２０は、電源ライン（＋５Ｖ）から供給される駆動電圧によって動作するもので、図２に示す回路図には図示されていないが、オペアンプＯｐやログアンプＬｇはいずれもこの電源ライン（＋５Ｖ）が供給されている。なお、この電源ライン（＋５Ｖ）には、当該電源ラインに含まれ得るノイズ成分を除去するためのバイパスコンデンサＣ14が接続されている。
【００６２】
バイアス回路は、アノード電流Ｉａに所定のバイアス電流Ｉｂを加える機能を有するもので、例えば、直列接続された抵抗Ｒ11，Ｒ12から構成されており、電源（＋５Ｖ）−アースＧnd間に介在している。この抵抗Ｒ11と抵抗Ｒ12との接続点には、光電子増倍管１１のアノードＡおよびオペアンプＯｐの非反転入力（＋）がそれぞれ接続されている。
【００６３】
本実施形態では、例えば、抵抗Ｒ11は２０ｋΩ、抵抗Ｒ12は５０ＭΩ、にそれぞれ設定されている。これにより、所定のバイアス電流Ｉｂとして、約１００ｎＡ（＝５／（Ｒ11＋Ｒ12））アノード電流Ｉａに加えることが可能になるとともに、アノード電流Ｉａに応じた電圧をオペアンプＯｐの非反転入力（＋）に入力することが可能になる。本実施形態では、アノード電流Ｉａは、１０ｎＡ〜１００μＡを想定していることから、アノード電流Ｉａとバイアス電流Ｉｂとの和（Ｉａ＋Ｉｂ）は、約１１０ｎＡ〜約１００μＡとなる。またオペアンプＯｐの入力インピーダンスは、抵抗Ｒ11，Ｒ12に比べて十分に高い（例えば数１００ＭΩ以上）ため、ここではオペアンプＯｐに流れ込む電流を無視している。
【００６４】
オペアンプＯｐは、アノード電流Ｉａに応じた電圧が入力される非反転入力（＋）と反転入力（−）との電位差を所定のゲインで増幅して出力電圧として出力する機能を有する演算増幅器で、オフセット電圧が例えば０．００２５ｍＶといった極めて低いものが用いられる。本実施形態では、例えば、＋５Ｖ単一電源タイプのＡＤ８０３３（アナログ・デバイセズ社製）を用いる。このオペアンプＯｐは、反転入力（−）をトランジスタＱ15のドレインＤ、出力を同トランジスタＱ15のゲートＧ、にそれぞれ接続する。
【００６５】
トランジスタＱ15は、ドレインＤからソースＳに流れる電流値をゲートＧに印加されるゲート電圧により制御可能な低雑音小信号増幅用のＰチャネルＪＦＥＴで、前述したようにゲートＧがオペアンプＯｐの出力に接続され、ドレインＤはオペアンプＯｐの反転入力（−）に接続されるほか抵抗Ｒ13を介して電源（＋５Ｖ）に接続されている。また、ソースＳは、ログアンプＬｇの入力に接続されている。本実施形態では、トランジスタＱ15として、例えば２ＳＪ７４が用いられる。
【００６６】
これにより、トランジスタＱ15の負荷ＲＬに相当するログアンプＬｇに対して、定電流を供給し得る定電流回路が構成できる。即ち、オペアンプＯｐの入力電圧として入力される「アノード電流Ｉａに応じた電圧（＝５−Ｒ11×（Ｉａ＋Ｉｂ））」と、抵抗Ｒ13に流れる電流ＩＬにより生じる電圧（反転入力電圧）とが等しくなるようにオペアンプＯｐの出力電圧、つまりトランジスタＱ15のゲート電圧（トランジスタＱ15の内部抵抗）を当該オペアンプＯｐが制御する。
【００６７】
本実施形態では、例えば、抵抗Ｒ13を抵抗Ｒ11と同値の２０ｋΩに設定することにより、抵抗Ｒ11を流れる電流（Ｉａ＋Ｉｂ）と抵抗Ｒ13を流れる電流ＩＬとが等しくなることから、オペアンプＯｐの非反転入力（＋）に入力される電圧に応じた電流（アノード電流Ｉａ＋バイアス電流Ｉｂ）と等しい電流ＩＬをトランジスタＱ15から出力するカレントミラー回路が構成されることになる。
【００６８】
なお、抵抗Ｒ13を抵抗Ｒ11と同値にすることなく、例えば、抵抗Ｒ13の値を抵抗Ｒ11の１／２に設定することで抵抗Ｒ13には、抵抗Ｒ11に流れる電流の２倍相当の電流が流れることから、２倍のゲインを得ることが可能となる。しかし、ゲインが増加したぶん、それに伴って光電子増倍管１１を流れる暗電流等により不要なノイズ成分も増幅されるため、後段のログアンプＬｇによる信号処理に悪影響を与え得るという問題が生じる。このため、本実施形態では、敢えてオペアンプＯｐのゲイン（所定のゲイン）を「１」に設定して不要なノイズ成分による影響を抑制している。
【００６９】
ログアンプＬｇは、線形入力を対数出力に変換する機能を有するもので、本実施形態では、トランジスタＱ15から線形特性で入力される電流ＩＬを対数特性を持つ電流に変換しさらにそれを信号電圧Ｖout として出力する。このログアンプＬｇは、入力電流の範囲として、広範なダイナミックレンジを有する仕様に設定されており、例えば、＋５Ｖ単一電源タイプのＡＤ８３０４（アナログ・デバイセズ社製）を用いることで、１６０ｄＢ（１００ｐＡ〜１０ｍＡ）の範囲で入力される線形電流を対数変換して電圧出力する。
【００７０】
このＡＤ８３０４は、同社のデータシート（日本語版：特性１３ 対数適合度誤差の分布（平均の両端３σ）、英語版：TPC 13. Logarithmic Conformance ErrorDistribution (3σ to Either Side of Mean）の記載から、ログアンプＬｇに入力される電流ＩＬ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）の約１１０ｎＡ〜約１００μＡの範囲では、誤差が０．２ｍＶ／ｄＢ以下であることがわかる。
【００７１】
なお、本実施形態では、ログアンプＬｇによって、トランジスタＱ15から線形特性で入力される電流ＩＬを、対数特性を持つ信号電圧Ｖout に変換して出力しているが、電圧で出力することなく、対数特性を持つ電流として出力しそれを抵抗等で信号電圧Ｖout に変換して出力しても良い。
【００７２】
このように本実施形態に係る信号処理回路２０では、オペアンプＯｐ、トランジスタＱ15、抵抗Ｒ11，Ｒ13等によりカレントミラー回路を構成することで、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに等しい電流ＩＬをログアンプＬｇに入力し、このログアンプＬｇにより、トランジスタＱ15から線形特性で出力される電流ＩＬを対数特性をもつ信号電圧Ｖout に変換して出力する。これにより、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに対応した信号電圧を線形特性のまま出力する場合に比べて、対数変換されて圧縮されるぶん、ダイナミックレンジを拡大可能にしている。
【００７３】
このログアンプＬｇから出力された信号電圧Ｖout は、前述したように、ピークホルダ２２を介してＡ／Ｄコンバータ２４に入力されるので、このＡ／Ｄコンバータ２４によりデジタルデータＶdat に変換されてからコンピュータ３０に入力される。例えば、コンピュータ３０では、このデジタルデータＶdat に基づいて揮尽発光（ＰＳＬ）量をカウントする情報処理（所定の情報処理）を行う。
【００７４】
これにより、図４に示すような検出結果が得られる。即ち、図４に示すように、光電子増倍管１１のカソードＫに入射した入射光量（１秒間に入射した単位面積当たりのＸ線光子）と、デジタルデータＶdat に基づく揮尽発光（ＰＳＬ）のカウント数と、の関係を両対数グラフにプロットすると、両者の関係はほぼ直線状に増減していることがわかる。
【００７５】
そして、このほぼ直線状に増減する関係は、入射光量が１０４から１０５を超えても維持されていることから（図４に示す楕円α内）、信号処理回路２０のログアンプＬｇにより信号処理することなくオペアンプのようなリニアアンプで信号処理した場合の特性（図４に示す楕円β内）に比べて、ダイナミックレンジが拡大されていることがわかる。
【００７６】
なお、信号処理回路２０を構成したログアンプＬｇに代えて、オペアンプのようなリニアアンプを用いた構成によって、入射光量が１０４から１０５を超えても直線的な相関関係を維持しようとすると（図４に示す楕円α内）、１００μＶ前後の信号から１０Ｖまでの信号をリニアティを保って増幅可能なダイナミックレンジを持つオペアンプを用いる必要がある。しかし、アノード電流Ｉａの信号処理するオペアンプにおいては、前述したように、低雑音かつ低オフセット電圧であることが要求されるため、このような広いダイナミックレンジを持つオペアンプの実現は難しい。
【００７７】
これに対し、本実施形態に係る信号処理回路２０では、ログアンプＬｇにより、トランジスタＱ15から線形特性で出力される電流ＩＬを対数特性をもつ電流（電圧）に変換して出力するため、カレントミラー回路とログアンプＬｇとの組み合わせといった簡易な構成でありながら、図４に示すように、ダイナミックレンジを拡大することができる。
【００７８】
以上説明したように本実施形態に係る信号処理回路２０では、オペアンプＯｐにより、アノードＡに流れるアノード電流Ｉａに応じた電圧が入力される非反転入力（＋）と反転入力（−）との電位差を所定のゲイン（＝１）で増幅して出力電圧として出力し、トランジスタＱ15により、オペアンプＯｐの反転入力（−）に接続されたドレインＤ側からソースＳ側に流れる電流値ＩＬを、オペアンプＯｐの出力に接続されるゲートＧに印加されるゲート電圧により制御し、ログアンプＬｇにより、トランジスタＱ15から線形特性で出力される電流ＩＬを対数特性をもつ電流（電圧）に変換して出力する。そして、オペアンプＯｐ、トランジスタＱ15、抵抗Ｒ11，Ｒ13等により構成される定電流回路の、抵抗Ｒ11と抵抗Ｒ13を等しい値に設定することで、非反転入力（＋）に入力される電圧に応じた電流と等しい電流がトランジスタＱ15から出力されるカレントミラー回路を構成する。
【００７９】
また、バイアス回路として、直列接続された抵抗Ｒ11，Ｒ12を電源（＋５Ｖ）−アースＧnd間に介在させて、バイアス電流Ｉｂにアノード電流Ｉａを加えた電流に応じた電圧をオペアンプＯｐの非反転入力（＋）に入力する。これにより、トランジスタＱ15からは、バイアス電流Ｉｂにアノード電流Ｉａを加えた電流と等しい電流が出力されるので、バイアス電流Ｉｂを加えたぶん、オペアンプＯｐによる差動増幅等の信号処理特性を向上することができる。したがって、オペアンプＯｐやトランジスタＱ15等により構成されるカレントミラー回路の特性を向上して、非反転入力（＋）に入力される電圧に応じた電流に、トランジスタＱ15から出力される電流をより近づけることができる。
【００８０】
これにより、非反転入力（＋）に入力される電圧に応じた電流であるアノード電流Ｉａと等しい電流ＩＬがトランジスタＱ15から出力されて、この電流ＩＬは、ログアンプＬｇにより対数特性をもつ電流（電圧）に変換して出力される。つまり、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに対応した電圧がログアンプＬｇから対数特性で出力されるので、線形特性のままこのような電圧が出力される場合に比べて、対数変換されるぶん、ダイナミックレンジを拡大することができる。
【００８１】
例えば、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａが、数ｎＡ〜数１００μＡの範囲で変化する場合でも、変動幅が１桁あるいは２桁で収まる電流値に対応した電圧に変換することができる。したがって、光電子増倍管１１のアノードＡとダイノードＤｙの双方から電流を出力して信号処理する場合に比べ、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大することができる。
【００８２】
本実施形態に係る信号処理システム１０は、このような信号処理回路２０を光電子増倍管１１のアノードＡに接続して構成する。そして、コントローラ４２により、レーザ光Ｌの照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として相対移動を間欠して行うようにＸ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８を制御するとともに相対移動している間にレーザ光Ｌの照射を行い相対移動していない間にレーザ光Ｌの照射を休止するようにレーザ発振器１３を制御し、ピークホルダ２２により、コントローラ４２によるレーザ光Ｌの照射期間に信号処理回路２０のログアンプＬｇから出力される信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax を保持し、Ａ／Ｄコンバータ２４により、ピークホルダ２２により保持された信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax （アナログ電圧）をレーザ光Ｌの休止期間にデジタルデータＶdat に変換し、コンピュータ３０により、Ａ／Ｄコンバータ２４からのデジタルデータＶdat に基づいてイメージングプレートＩＰに蓄積されていた画像情報を処理する。
【００８３】
これにより、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８は、レーザ光Ｌの照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として、イメージングプレートＩＰおよびレーザ発振器１３の少なくとも一方をイメージングプレートＩＰの所定の範囲または全部の範囲をレーザ光Ｌが走査可能に相対移動させ、レーザ光源１３は、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８による相対移動のある間にレーザ光Ｌの照射を行い相対移動のない間はレーザ光Ｌの照射を休止する。つまり、レーザ光Ｌは、イメージングプレートＩＰおよびレーザ光源１３の相対移動に同期して間欠的に照射されているため、このような相対移動の有無にかかわらず非同期に（または連続して）照射される場合に比べて、無駄なレーザ照射を防止するとともにイメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射によって損失することを抑制することができる。
【００８４】
また、ピークホルダ２２は、コントローラ４２によるレーザ光Ｌの照射期間に信号処理回路２０のログアンプＬｇから出力される信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax を保持し、Ａ／Ｄコンバータ２４によって、ピークホルダ２２により保持された信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax （アナログ電圧）をレーザ光Ｌの休止期間にデジタルデータＶdat に変換する。つまり、イメージングプレートＩＰおよびレーザ光源１３の相対移動に同期して間欠的に照射される、レーザ光Ｌの照射期間にピークホルダ２２が信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax を保持し、レーザ光Ｌの休止期間にＡ／Ｄコンバータ２４が最大値Ｖmax をデジタルデータＶdat に逐次変換されるので、メモリ等に蓄積してから変換する場合に比べてリアルタイムに高速に変換することができる。
【００８５】
さらに、コントローラ４２によるレーザ光Ｌの照射期間に信号処理回路２０のログアンプＬｇから出力される信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax は、光電子増倍管１１のアノード電流ＩａがログアンプＬｇから対数特性で出力されるものであるから、線形特性のままで出力されてピークホルダ２２により保持される場合に比べてＡ／Ｄコンバータ２４による処理対象となる情報量（ビット数）を削減することができる。
【００８６】
さらにまた、光電子増倍管１１から出力されたアノード電流Ｉａ等を処理するために必要な信号処理系を２系統持つ必要がないばかりか、ログアンプＬｇから出力される信号電圧Ｖout は圧縮されているため、それをＡ／Ｄコンバータ２４でデジタル変換しても変換に必要なデータ幅を狭くすることができ（例えば１６ビット幅から１４ビット幅に狭くできる）、これによってもデータ量を削減することができる。
【００８７】
したがって、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大することができるほか、イメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射により損失することの抑制、アナログからデジタルへの高速変換、デジタル変換後のデータ量の削減といった種々の技術的は効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】本発明の一実施形態に係る光電子増倍管の信号処理システムの構成例を示すブロック図である。
【図２】本実施形態に係る光電子増倍管およびその信号処理回路等の構成例を示す回路図である。
【図３】Ｘ方向ステージの移動タイミングに対する、レーザ光の照射タイミングやＡ／Ｄ変換のタイミング等を示すタイミングチャートである。
【図４】光電子増倍管の入射光量（単位時間における単位面積当たりの光量）に対してＡ／Ｄコンバータから出力されるデジタルデータのデータ値を示す特性図である。
【符号の説明】
【００８９】
１０…信号処理システム（光電子増倍管の信号処理システム）
１１…光電子増倍管
１３…レーザ発振器（レーザ光源）
１７…Ｘ方向ステージ（アクチュエータ）
１８…Ｙ方向ステージ（アクチュエータ）
２０…信号処理回路（光電子増倍管の信号処理回路）
２２…ピークホルダ
２４…Ａ／Ｄコンバータ
３０…コンピュータ
４２…コントローラ（制御装置）
４８…レーザパワーサプライ
Ｄ…ドレイン（入力側）
Ｄｙ１〜Ｄｙ10…ダイノード
Ｇ…ゲート（制御ゲート）
Ｉａ…アノード電流
Ｉｂ…バイアス電流
ＩＰ…イメージングプレート
Ｌ…レーザ光
Ｌｇ…ログアンプ（ログコンバータ）
Ｏｐ…オペアンプ
Ｑ11〜Ｑ14…ＭＯＳトランジスタ
Ｑ15…トランジスタ（電界効果トランジスタ）
Ｓ…ソース（出力側）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光電子増倍管（PhotoMultiplier Tube;ＰＭＴ）に接続される光電子増倍管の信号処理回路および信号処理システムに関し、例えば、Ｘ線回折の強度測定装置やイメージングプレート（Imaging Plate;ＩＰ）の信号処理装置に好適な信号処理回路および信号処理システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
イメージングプレートは、揮尽発光現象を示す特殊な蛍光体をプラスチック板等の担持体に塗布したもので、放射線画像センサの一種である。なお、揮尽発光（Photo-Stimulated Luminesence;ＰＳＬ）とは、物質に放射線等の第１の刺激を与えた後、第２の刺激を励起光（第２の光）としてその物質に照射したときに、第２の光よりも波長が短くかつ最初の刺激に対応した第３の光を発する発光現象のことをいう。
【０００３】
このようなイメージングプレートは、従来のＸ線フィルムに比べて高感度で桁違いに広い５桁以上のダイナミックレンジを持っていることから、二次元Ｘ線検出器として用いられている。このように広いダイナミックレンジは、例えば、光電子増倍管のアノード電流として表すと、数ｎＡ〜数１００μＡの範囲となることから、広範囲で変化する電流をそのまま電圧変換してリニアアンプで増幅をしようとしても、アンプの電源電圧が一般に高くても１０Ｖ前後であることを考慮すると１００μＶ前後の信号から１０Ｖまでの信号をリニアティを保って増幅するというのは現実には困難であることがわかる。このため、このような広いダイナミックレンジを複数に分割してそれぞれのレンジに対応して光電子増倍管やリニアアンプを複数設けることによって、広範なダイナミックレンジのほぼ全域をカバーする技術が提案されていた。
【０００４】
ところが、このような技術では、光電子増倍管やリニアアンプをそれぞれ複数系統持つ必要があることから製品コストの上昇を招いてしまう。このため、本願発明者は、下記特許文献１に開示される「光電子増倍管信号処理装置及びそれを用いたイメージングプレート信号処理装置」を提案して、１本の光電子増倍管で広いダイナミックレンジをカバーすることできるようにした。
【特許文献１】特開２００５−２７６４８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１に開示される技術では、光電子増倍管のアノードとダイノードの双方から出力される出力信号を測定することにより、１本の光電子増倍管でダイナミックレンジの拡大を可能にしたが、アノードとダイノードから信号がそれぞれ出力されるため、信号処理回路ではやはり２系統の出力信号をそれぞれ処理する必要がある。このため、このような信号処理回路を構成する機能要素（例えば、信号分別回路、積分回路やＡ／Ｄ変換回路等）がそれぞれの系統ごとに必要となる結果、光電子増倍管の周辺回路の複雑化や製品コストの上昇を招いてしまうという新たなる問題が生じるに至った。
【０００６】
本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大し得る光電子増倍管の信号処理回路や信号処理システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項１記載の手段を採用する。この手段によると、オペアンプにより、アノードに流れるアノード電流に応じた電圧が入力される非反転入力と反転入力との電位差を所定のゲインで増幅して出力電圧として出力し、電界効果トランジスタにより、オペアンプの反転入力に接続された入力側から出力側に流れる電流値を、オペアンプの出力に接続される制御ゲートに印加される電圧により制御し、ログコンバータにより、電界効果トランジスタから線形特性で出力される電流を対数特性をもつ電流または電圧による電気信号に変換して出力する。そして、オペアンプおよび電界効果トランジスタは、非反転入力に入力される電圧に応じた電流と等しい電流が電界効果トランジスタから出力されるカレントミラー回路を構成する。
【０００８】
また、特許請求の範囲に記載の請求項２記載の手段を採用する。この手段によると、アノード電流に所定のバイアス電流を加えるバイアス回路を備え、オペアンプの非反転入力には、所定のバイアス電流にアノード電流を加えた電流に応じた電圧が入力されて、電界効果トランジスタからは、所定のバイアス電流にアノード電流を加えた電流と等しい電流が出力される。
【０００９】
さらに、特許請求の範囲に記載の請求項３記載の手段を採用する。この手段によると、制御装置により、レーザ光の照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として相対移動を間欠して行うようにアクチュエータを制御するとともに相対移動している間にレーザ光の照射を行い相対移動していない間にレーザ光の照射を休止するようにレーザ光源を制御し、ピークホルダにより、制御装置によるレーザ光の照射期間に信号処理回路のログコンバータから出力される電気信号の最大値を保持し、Ａ／Ｄコンバータによって、ピークホルダにより保持されたアナログの電気信号をレーザ光の休止期間にデジタルデータに変換し、コンピュータにより、Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタルデータに基づいてイメージングプレートに蓄積されていた画像情報を処理する。
【発明の効果】
【００１０】
請求項１の発明では、カレントミラー回路を構成するので、非反転入力に入力される電圧に応じた電流であるアノード電流と等しい電流が電界効果トランジスタから出力されて、この電流は、ログコンバータにより対数特性をもつ電気信号に変換して出力される。つまり、光電子増倍管のアノード電流がログコンバータから対数特性で出力されるので、線形特性のまま出力される場合に比べて、対数変換されるぶん、ダイナミックレンジを拡大することができる。
【００１１】
例えば、光電子増倍管のアノード電流が、数ｎＡ〜数１００μＡの範囲で変化する場合でも、変動幅が１桁または２桁で収まる電気信号（電流または電圧）に変換できる。したがって、このように圧縮された電気信号を信号処理（例えばＡ／Ｄコンバータによるデジタル変換）することで、光電子増倍管のアノードとダイノードの双方からの出力を信号処理する場合に比べ、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大することができる。
【００１２】
請求項２の発明では、所定のバイアス電流にアノード電流を加えた電流と等しい電流が出力されるので、バイアス電流を加えたぶん、オペアンプによる差動増幅等の信号処理特性を向上することができる。したがって、オペアンプおよび電界効果トランジスタにより構成されるカレントミラー回路の特性を向上して、非反転入力に入力される電圧に応じた電流に、電界効果トランジスタから出力される電流をより近づけることができる。
【００１３】
請求項３の発明では、アクチュエータは、レーザ光の照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として、イメージングプレートおよびレーザ光源の少なくとも一方をイメージングプレートの所定の範囲または全部の範囲をレーザ光が走査可能に相対移動させ、レーザ光源は、アクチュエータによる相対移動のある間にレーザ光の照射を行い相対移動のない間はレーザ光の照射を休止する。つまり、レーザ光は、イメージングプレートおよびレーザ光源の相対移動に同期して間欠的に照射されているため、このような相対移動の有無にかかわらず非同期に（または連続して）照射される場合に比べて、無駄なレーザ照射を防止するとともにイメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射によって損失することを抑制することができる。
【００１４】
また、ピークホルダは、制御装置によるレーザ光の照射期間に信号処理回路のログコンバータから出力される電気信号の最大値を保持し、Ａ／Ｄコンバータによって、ピークホルダにより保持されたアナログの電気信号をレーザ光の休止期間にデジタルデータに変換する。つまり、イメージングプレートおよびレーザ光源の相対移動に同期して間欠的に照射される、レーザ光の照射期間にピークホルダが電気信号の最大値を保持し、レーザ光の休止期間にＡ／Ｄコンバータがアナログの電気信号をデジタルデータに逐次変換されるので、メモリ等に蓄積してから変換する場合に比べてリアルタイムに高速に変換することができる。
【００１５】
さらに、制御装置によるレーザ光の照射期間に信号処理回路のログコンバータから出力される信号電圧の最大値は、光電子増倍管のアノード電流がログコンバータから対数特性で出力されるから、線形特性のままで出力されてピークホルダにより保持される場合に比べＡ／Ｄコンバータによる処理対象となる情報量（ビット数）を削減することができる。
【００１６】
さらにまた、光電子増倍管から出力された信号を処理するために必要な信号処理系を２系統持つ必要がないばかりか、ログコンバータから出力される電流信号は圧縮されているため、それを電圧変換してＡ／Ｄコンバータでデジタル変換しても変換に必要なデータ幅を狭くすることができ（例えば１６ビット幅から１４ビット幅に狭くできる）、これによってもデータ量を削減することができる。
【００１７】
したがって、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大することができるほか、イメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射により損失することの抑制、アナログからデジタルへの高速変換、デジタル変換後のデータ量の削減といった種々の技術的は効果を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の光電子増倍管の信号処理回路および信号処理システムの実施形態について図を参照して説明する。まず、本実施形態に係る光電子増倍管の信号処理システム１０（以下、単に「信号処理システム１０」という）の構成を図１を参照して説明する。
【００１９】
図１に示すように、信号処理システム１０は、Ｘ線等の放射線によってイメージングプレートＩＰに既に記録されている情報を読み出し得るもので、主に、光電子増倍管１１、レーザ発振器１３、Ｘ方向ステージ１７、Ｙ方向ステージ１８、信号処理回路２０、ピークホルダ２２、Ａ／Ｄコンバータ２４、コンピュータ３０、コントローラ４２、モータドライバ４４、タイミングジェネレータ４６、レーザパワーサプライ４８等から構成されている。
【００２０】
光電子増倍管１１は、入射光量に応じて光電子を放出するカソードＫと、カソードＫの電位よりも高電位かつ所定の電位勾配でそれぞれ異なるダイノード電圧が印加され光電子を増倍する複数のダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10と、複数のダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10により増倍された電子を収集するアノードＡと、を備えており、後述する揮尽発光の光が入射し得る位置、即ちレザー発振器１３によるレーザ光Ｌの照射位置に向けて固定されている。
【００２１】
この光電子増倍管１１は、後述する周辺回路によりダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10に高電圧（ダイノード電圧）が印加され、また信号処理回路２０によりアノード電流Ｉａを検出されるため、図略のソケット付きハウジングに収容されている。なお、８段や９段構成あるいは１１段やそれ以上の段数で光電子増倍管を構成しても本実施形態を適用できる。
【００２２】
レーザ発振器１３は、イメージングプレートＩＰに記録された情報を順次読み出すため、イメージングプレートＩＰにレーザ光Ｌを照射する半導体レーザ発振器で、本実施形態では予め設定された位置にレーザ光Ｌの焦点が合うように固定されている。本実施形態では、波長６７０μｍのレーザ光Ｌを実効出力２５０ｍＷで出力可能（公称出力５００ｍＷ）に構成されている。
【００２３】
このレーザ発振器１３は、レーザパワーサプライ４８から供給される駆動電力によってこのようなレーザ光Ｌをパルス状に発するように制御されている。本実施形態では、後述するように、タイミングジェネレータ４６のタイミング信号Ｓync に同期して、円（例えば、直径１００μｍ（ＦＷＨＭ；Full Width Half Maximum,半値全幅のこと））をなすスポット状のレーザビームを間欠的（パルス状）に発する。なお、このレーザ発振器１３は、特許請求の範囲に記載の「レーザ光源」に相当し得るものである。
【００２４】
なお、本実施形態では、レーザ光Ｌの光軸上に、レンズ１４，１５およびフィルタ１６が設けられている。これにより、レーザ発振器１３から出射されたレーザ光Ｌは、前述した波長成分かつ所定の焦点距離で、イメージングプレートＩＰに照射される。なお、イメージングプレートＩＰは、例えば１８０mm×１２０mmの矩形状に形成されている。
【００２５】
Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８は、これらに載置されたイメージングプレートＩＰを二次元方向（イメージングプレートＩＰの平面方向）に移動可能に構成される駆動機構で、モータドライバ４４等より駆動制御される図略のステッピングモータを備えている。本実施形態では、Ｘ方向ステージ１７は、Ｘ方向（一方の方向）に２０μＳ（マイクロ秒）間に距離１０μｍの移動速度で、またＹ方向ステージ１８は、Ｙ方向（一方の方向に直交する他方の方向）に１ｍＳ（ミリ秒）間に距離１００μｍの移動速度で、それぞれイメージングプレートＩＰを移動させる。なお、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８は、特許請求の範囲に記載の「アクチュエータ」に相当し得るものである。
【００２６】
信号処理回路２０は、光電子増倍管１１のカソードＫからアノードＡに向かって流れるアノード電流Ｉａを検出しこれに従って線形（比例）に変化する信号電圧Ｖout に対数変換した後、ピークホルダ２２を介してＡ／Ｄコンバータ２４に出力する機能を有する。
【００２７】
ピークホルダ２２は、信号処理回路２０から出力される信号電圧Ｖout （アノード電流Ｉａに従って対数的に変化するアナログ電圧）の最大値Ｖmax を保持してＡ／Ｄコンバータ２４に出力する機能を有するものである。なお、ピークホールドのタイミングは、タイミングジェネレータ４６から出力されるタイミング信号Ｓync に同期している。
【００２８】
本実施形態では、後述するように、２０μＳごとにサンプルホールドし得るタイミング信号Ｓync がタイミングジェネレータ４６から入力されている。これにより、この２０μＳ間隔でサンプルホールドされる周期よりも短いパルス幅で入力されるノイズ成分をサンプルホールドしない区間で除去している。なお、２０μＳ間隔は、後述するように、Ｘ方向ステージ１７やＹ方向ステージ１８が移動する移動単位（１０μｍ）に関連する。
【００２９】
Ａ／Ｄコンバータ２４は、ピークホルダ２２から出力された信号処理回路２０からの信号電圧Ｖout の最大値（アナログ信号）Ｖmax をデジタルデータＶdat に変換する機能を有するもので、本実施形態では、０Ｖ〜＋５Ｖの間で変化するアナログ信号を１４ビットデータのデジタルデータＶdat に変換する。
【００３０】
なお、[背景技術]の欄で言及した特許文献１に開示される信号処理回路では、アノードＡとダイノードＤｙの２系統から出力されるアナログ信号を、それぞれデジタルデータに変換する必要から、このようなピークホルダ２２やＡ／Ｄコンバータ２４を２セット設けざるを得なかったが、本実施形態に係る信号処理システム１０では、後述するように、信号処理回路２０から出力される電圧信号を１つにしたことからピークホルダ２２およびＡ／Ｄコンバータ２４はいずれも複数設ける必要がない。
【００３１】
インタフェース２６は、Ａ／Ｄコンバータ２４から出力されるデジタルデータＶdat をコンピュータ３０の入力インタフェースに適合させる機能を有するもので、例えば、デジタルＩ／Ｏインタフェースがこれに相当する。
【００３２】
コンピュータ３０は、インタフェース２６を介して入力されたデジタルデータＶdat を画像処理（情報処理）するもので、例えば、パーソナルコンピュータがこれに相当する。本実施形態では、画像処理の例として、後述するようにように、１周期２０μＳで構成される１ステップごとにＡ／Ｄコンバータ２４から送られてくる画像データを１０データ集めて１ピクセルを構成するように画像処理する。
【００３３】
また、このコンピュータ３０は、このような画像データに基づいてイメージングプレートＩＰに記録されている画像を生成する処理を行うほか、コンピュータ３０がコントローラ４２に対して、モータドライバ４４を介してＸ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８を駆動させる指令Ｍcmd を出力したり、タイミングジェネレータ４６によるタイミング制御を介してレーザパワーサプライ４８よりレーザ発振器１３からレーザ光Ｌを所定のタイミングで出射させる指令Ｔcmd を出力する。
【００３４】
具体的には、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８を駆動させる場合、例えば、所定端側（一端側）に予めセットされたＸ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８に対して、他端側に所定距離だけ移動する指令Ｍcmd をコントローラ４２にコマンド出力する。
【００３５】
例えば、Ｘ方向ステージ１７に対しては、１ステップ（移動単位）として、１０μＳ間に１０μｍだけ移動した後、１０μＳ間停止する指令Ｍcmd をイメージングプレートＩＰの所定範囲について移動するのに要するステップ分、コントローラ４２からＸ方向ステージ１７に繰り返し出力される。これにより、Ｘ方向ステージ１７は、決められた距離だけ移動速度１０μｍ／２０μＳで移動する。これに対して、Ｙ方向ステージ１８には、Ｘ方向ステージ１７の移動速度の１／５にあたる移動速度１００μｍ／１ｍＳでほぼ連続的に移動する指令がコントローラ４２から出力される。
【００３６】
レーザ発振器１３からレーザ光Ｌを出射させる指令Ｔcmd は、コントローラ４２からタイミングジェネレータ４６を介してレーザパワーサプライ４８に出力される。例えば、コンピュータ３０からコントローラ４２を介してタイミングジェネレータ４６に対しスタート信号が出力されると、タイミングジェネレータ４６により、１０μＳごとに１０μＳ間、レーザパワーサプライ４８からレーザ発振器１３に駆動電力が供給されるように制御が行われる。
【００３７】
Ｘ方向ステージ１７は、前述したように、レーザ光Ｌのビーム幅である１００μｍ内においては、１ステップ当たり１０μｍ移動する移動単位を１０単位、つまり１０ステップ繰り返し行うため、このＸ方向ステージ１７が移動している間をレーザパワーサプライ４８からレーザ発振器１３に駆動電力が供給されるようにタイミングを同期させることで、図３に示すように、Ｘ方向ステージ１７の移動期間をレザー発振器１３によるレーザ光Ｌの照射を行う期間（レーザ光Ｌの照射期間）、Ｘ方向ステージ１７の停止期間をレザー発振器１３によるレーザ光Ｌの照射を休む期間（レーザ光Ｌの休止期間）に設定できる。
【００３８】
つまり、Ｘ方向ステージ１７の移動タイミングに合わせてレーザ光Ｌをパルス状（間欠的）にイメージングプレートＩＰに向けて照射することができる。これにより、イメージングプレートＩＰには、間欠的にレーザ光Ｌが照射される。つまり、レーザ光Ｌは、イメージングプレートＩＰおよびレーザ光源１３の相対移動に同期して間欠的に照射されているため、このような相対移動の有無にかかわらず非同期に（または連続して）照射される場合に比べて、無駄なレーザ照射を防止するとともにイメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射によって損失することを抑制することができる。
【００３９】
また、このように間欠的にレーザ光Ｌが出射されても、レーザ光Ｌ（波長６７０μｍ）がイメージングプレートＩＰに照射されて起きる揮尽発光（例えば波長３９０μｍ）は、約１０ｍＳ間、生じることから、この間に光電子増倍管１１により揮尽発光を検出することで、間欠的な照射による弊害はない。さらに、本実施形態では、レーザ光Ｌの照射ビーム幅１００μｍの１／１０に当たる間隔１０μｍを移動単位（１ステップ）としていることから、レーザ照射範囲が前後２ステップで必ず重複するため、間欠的にレーザ光Ｌが照射されても照射漏れが発生しない。
【００４０】
また、図３に示すように、レーザ光Ｌの照射がない１０μＳ間の時間内に、Ａ／Ｄコンバータ２４によるデータ変換処理が行われる。即ち、イメージングプレートＩＰおよびレーザ光源１３の相対移動に同期して間欠的に照射される、レーザ光Ｌの照射期間にピークホルダ２２が信号処理回路２０から出力される信号電圧Ｖout を最大値Ｖmax を保持し、レーザ光Ｌの休止期間にＡ／Ｄコンバータ２４がアナログ電圧（Ｖmax ）をデジタルデータＶdat に逐次変換されるので、メモリに蓄積してから変換する場合に比べてリアルタイムに高速に変換することができる。
【００４１】
コントローラ４２は、マイクロコンピュータ、半導体メモリ等からなる情報処理装置であり、例えば、汎用のワンチップマイコンが用いられる。このコントローラ４２は、前述したようなコンピュータ３０からの各指令Ｍcmd ，Ｔcmd を受けて、モータドライバ４４やタイミングジェネレータ４６に対し所定の制御信号（スタートパルスＰstr 、ストップパルスＰstp やリセット信号Ｐrst 等）出力する。なお、このコントローラ４２は、特許請求の範囲に記載の「制御装置」に相当し得るものである。
【００４２】
モータドライバ４４は、コントローラ４２から出力される制御信号Ｐstr 等に従って、前述したＸ方向ステージ１７やＹ方向ステージ１８を駆動する図略のステッピングモータに対して駆動電力を供給可能に構成されている。
【００４３】
タイミングジェネレータ４６は、コントローラ４２からの制御信号を受けて、ピークホルダ２２、Ａ／Ｄコンバータ２４やレーザパワーサプライ４８に対しタイミング信号Ｓync を出力する機能を有するもので、本実施形態では、前述したように、２０μＳ周期でオンオフ（１０μＳ間オンの後に１０μＳ間オフ）を繰り返すタイミング信号Ｓync を生成してこれらに出力している。
【００４４】
レーザパワーサプライ４８は、レーザ発振器１３に対して駆動電力を間欠的に供給し得るもので、本実施形態では、タイミングジェネレータ４６から出力されるタイミング信号Ｓync を受けて１０μＳ間隔で１０μＳの間、レーザ発振器１３に必要な電力を供給する。これにより、前述したように、レーザ発振器１３による間欠的（パルス状）なレーザ光Ｌの出射が可能となる。
【００４５】
このように信号処理システム１０を構成することによって、レザー発振器１３から出射されるレーザ光Ｌの照射位置（焦点）が１点に固定されていても、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８によりイメージングプレートＩＰが二次元空間を満遍なく移動するため、レーザ光ＬによるイメージングプレートＩＰの走査、つまりイメージングプレートＩＰのレーザスキャンが可能になる。
【００４６】
これにより、レーザ光ＬがイメージングプレートＩＰのほぼ全面をスキャニングすることで、レーザ光Ｌが励起光として作用すると、イメージングプレートＩＰが揮尽発光することから、この光を光電子増倍管１１が検出することによって、イメージングプレートＩＰに記録された情報を読み出することが可能となる。
【００４７】
なお、例えば、固定されたイメージングプレートＩＰに対して、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８により光電子増倍管１１やレザー発振器１３をイメージングプレートＩＰの平面方向に可動に構成しても良い。また、イメージングプレートＩＰ、光電子増倍管１１およびレザー発振器１３を、複数組のＸ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８によりイメージングプレートＩＰの平面（Ｘ−Ｙ）方向に可動に構成しても良い。
【００４８】
次に、光電子増倍管１１の周辺回路および信号処理回路２０の構成例を図２を参照して説明する。図２に示すように、光電子増倍管１１には、周辺回路と信号処理回路２０とが接続されている。
【００４９】
光電子増倍管１１の周辺回路は、光電子増倍管１１に対して、そのカソードＫの電位よりも高電位かつ所定の電位勾配でそれぞれ異なるダイノード電圧をダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10に印加可能に構成されている。本実施形態では、例えば、基準電位であるアースＧndに対して約１０００Ｖ低い−ＨＶを電流制限抵抗Ｒ０を介して光電子増倍管１１のカソードＫに印加するとともに、このカソード電位よりも高いダイノード電圧を光電子増倍管１１の各ダイノードＤｙ１〜Ｄｙ６に印加可能に、直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７からなるパッシブディバイダ（受動的な抵抗分圧回路）をカソードＫとアースＧndとの間に介在させている。なお、抵抗Ｒ０の−ＨＶ側には、不要な高周波ノイズをアースＧnd側に逃がすバイパスコンデンサＣ11が接続されている。
【００５０】
即ち、抵抗Ｒ１と抵抗（Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ１に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と抵抗（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ２に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）と抵抗（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ３に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４）と抵抗（Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ４に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）と抵抗（Ｒ６＋Ｒ７）との分圧電位がダイノードＤｙ５に、抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）と抵抗Ｒ７との分圧電位がダイノードＤｙ６に、それぞれ印加されるように構成されている。なお、抵抗（Ｒｎ＋Ｒｍ）は、抵抗Ｒｎと抵抗Ｒｍとの直列合成抵抗を意味する（以下同じ）。
【００５１】
なお、抵抗Ｒ１の抵抗値は例えば２００ｋΩに、また抵抗Ｒ２〜Ｒ６の抵抗値は例えば抵抗Ｒ１の１／２である１００ｋΩに、抵抗Ｒ７の抵抗値は例えば６００ｋΩに、それぞれ設定されている。また、抵抗Ｒ０は数ｋΩに設定されている。これらの抵抗のうち、抵抗Ｒ１〜Ｒ５は、光電子増倍管１１が収容される図略のソケット付きハウジングに実装されており、他の抵抗Ｒ６，Ｒ７や後述する信号処理回路２０等は、このハウジングとは別に設けられたシールドケース内に実装されている。これにより、光電子増倍管１１の周囲温度が変動することに起因する光電子増倍管１１の検出感度への影響を抑制している。
【００５２】
このようにパッシブディバイダを構成することにより、光電子増倍管１１のダイノードＤｙ１〜Ｄｙ６には、ほぼ均等な電位勾配で増加するダイノード電圧がそれぞれ印加されることになるが、アノードＡからカソードＫに流れる電流（アノード電流Ｉａ）の変化に伴って各ダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10に流れる電流も変化する。このため、このような抵抗Ｒ１〜Ｒ７等の受動素子からなる受動的な分圧回路では、各ダイノードＤｙ１〜Ｄｙ６に印加される分圧（ダイノード電圧）も変動してしまうことから、このようなパッシブディバイダを高電位側のダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10に適用すると、光電子増倍管１１のダイナミックレンジに影響を与える。
【００５３】
そこで、本実施形態では、光電子増倍管１１のダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10に対しては、抵抗Ｒ15，Ｒ16，Ｒ17，Ｒ18，Ｒ19，Ｒ20と、ＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ（以下「ＭＯＳトランジスタ」という）Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14と、ダイオードＤ11，Ｄ12，Ｄ13，Ｄ14と、からなるアクティブディバイダ（能動的な抵抗分圧回路）を構成することによって、アノード電流Ｉａが変化してもほぼ定電圧を各ダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10に印加可能にしている。
【００５４】
例えば、直列に接続された抵抗Ｒ11，Ｒ16，Ｒ17，Ｒ18，Ｒ19，Ｒ20をカソードＫとアースＧndとの間に介在させるとともに、高電位側（アースＧnd側）から順番にカスケード接続されたＭＯＳトランジスタＱ14，Ｑ13，Ｑ12，Ｑ11とＭＯＳトランジスタＱ11のソースに接続された抵抗Ｒ15とを、直列接続された抵抗Ｒ16，Ｒ17，Ｒ18，Ｒ19，Ｒ20に対して並列に接続して、ソースフォロア回路を構成するＭＯＳトランジスタＱ11〜Ｑ14を介して抵抗Ｒ11，Ｒ16〜Ｒ20による各分圧電位（ダイノード電圧）をダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10に印加可能に構成する。
【００５５】
即ち、ＭＯＳトランジスタＱ11のソースにはダイノードＤｙ７を接続されるとともに、抵抗（Ｒ11＋Ｒ16）と抵抗（Ｒ17＋Ｒ18＋Ｒ19＋Ｒ20）との分圧電位がこのＭＯＳトランジスタＱ11のゲートに印加されるようにそれぞれ接続されている。なお、ＭＯＳトランジスタＱ11のドレインは、ＭＯＳトランジスタＱ12，Ｑ13，Ｑ14を介してアースＧndに接続されており、またソース−ゲート間には、ＭＯＳトランジスタＱ11を保護するダイオードＤ11が接続されている。
【００５６】
また、ＭＯＳトランジスタＱ11よりも高電位側に位置するＭＯＳトランジスタＱ12のソースには、ＭＯＳトランジスタＱ11のドレインとダイノードＤｙ８とがそれぞれ接続されるとともに、そのゲートには、抵抗（Ｒ11＋Ｒ16＋Ｒ17）と抵抗（Ｒ18＋Ｒ19＋Ｒ20）との分圧電位が印加されるようにそれぞれ接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ12のドレインは、ＭＯＳトランジスタＱ13，Ｑ14を介してアースＧndに接続されており、ソース−ゲート間には、ＭＯＳトランジスタＱ12を保護するダイオードＤ12が接続されている。
【００５７】
同様に、ＭＯＳトランジスタＱ12よりも高電位側に位置するＭＯＳトランジスタＱ13のソースには、ＭＯＳトランジスタＱ12のドレインとダイノードＤｙ９とがそれぞれ接続されるとともに、そのゲートには、抵抗（Ｒ11＋Ｒ16＋Ｒ17＋Ｒ18）と抵抗（Ｒ19＋Ｒ20）との分圧電位が印加されるようにそれぞれ接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ13のドレインは、ＭＯＳトランジスタＱ14を介してアースＧndに接続されており、ソース−ゲート間には、ＭＯＳトランジスタＱ13を保護するダイオードＤ13が接続されている。
【００５８】
そして、最高電位側に位置するＭＯＳトランジスタＱ14のソースには、ＭＯＳトランジスタＱ13のドレインとダイノードＤｙ10とがそれぞれ接続されるとともに、そのゲートには、抵抗（Ｒ11＋Ｒ16＋Ｒ17＋Ｒ18＋Ｒ19）と抵抗Ｒ20との分圧電位が印加されるようにそれぞれ接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＱ14のドレインはアースＧndに直接接続されており、ソース−ゲート間には、当該ＭＯＳトランジスタＱ14を保護するダイオードＤ14が接続されている。なお、抵抗Ｒ11が接続されたカソードＫには、不要な高周波ノイズをアースＧnd側に逃がすバイパスコンデンサＣ12が接続されている。また、抵抗Ｒ15，Ｒ16にもバイパスコンデンサＣ13が接続されている。なお、抵抗Ｒ11の抵抗値は例えば３５０ｋΩに、また抵抗Ｒ15〜Ｒ20の抵抗値は例えば抵抗Ｒ１の１／２である１００ｋΩに、それぞれ設定されている。
【００５９】
このようにアクティブディバイダを構成することにより、光電子増倍管１１のダイノードＤｙ７〜Ｄｙ10には、ほぼ均等な電位勾配で増加するダイノード電圧で、アノード電流Ｉａが変化してもその影響を受けることなく安定した分圧電位がそれぞれ印加することができる。なお、本実施形態では、光電子増倍管１１のアノードＡ側に近いダイノードのうち、４段について、このようなアクティブディバイダを接続したが、このようなアクティブディバイダを接続するダイノードの段数を３段（ダイノードＤｙ８〜Ｄｙ10）に減少させたり、５段（ダイノードＤｙ６〜Ｄｙ10）に増加させても良い。
【００６０】
このような周辺回路によって所定の電位勾配で増加するダイノード電圧がダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10に印加されることによって、入射光量に応じてカソードＫから放出される光電子がダイノードＤｙ１〜Ｄｙ10間の電位差により加速されながら二次電子を次々と叩き出して増倍されてアノードＡに到達する。このため、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａは入射光量に比例したものになることから、このアノード電流ＩａをアノードＡに接続される信号処理回路２０により検出することで、入射光量、つまりイメージングプレートＩＰに記録された情報を読み出すことが可能になる。
【００６１】
アノードＡに接続される信号処理回路２０は、抵抗Ｒ11，Ｒ12からなるバイアス回路と、オペアンプＯｐと、Ｐチャネル接合型ＦＥＴ（以下「トランジスタ」という）Ｑ15と、ログアンプＬｇと、から構成される。この信号処理回路２０は、電源ライン（＋５Ｖ）から供給される駆動電圧によって動作するもので、図２に示す回路図には図示されていないが、オペアンプＯｐやログアンプＬｇはいずれもこの電源ライン（＋５Ｖ）が供給されている。なお、この電源ライン（＋５Ｖ）には、当該電源ラインに含まれ得るノイズ成分を除去するためのバイパスコンデンサＣ14が接続されている。
【００６２】
バイアス回路は、アノード電流Ｉａに所定のバイアス電流Ｉｂを加える機能を有するもので、例えば、直列接続された抵抗Ｒ11，Ｒ12から構成されており、電源（＋５Ｖ）−アースＧnd間に介在している。この抵抗Ｒ11と抵抗Ｒ12との接続点には、光電子増倍管１１のアノードＡおよびオペアンプＯｐの非反転入力（＋）がそれぞれ接続されている。
【００６３】
本実施形態では、例えば、抵抗Ｒ11は２０ｋΩ、抵抗Ｒ12は５０ＭΩ、にそれぞれ設定されている。これにより、所定のバイアス電流Ｉｂとして、約１００ｎＡ（＝５／（Ｒ11＋Ｒ12））アノード電流Ｉａに加えることが可能になるとともに、アノード電流Ｉａに応じた電圧をオペアンプＯｐの非反転入力（＋）に入力することが可能になる。本実施形態では、アノード電流Ｉａは、１０ｎＡ〜１００μＡを想定していることから、アノード電流Ｉａとバイアス電流Ｉｂとの和（Ｉａ＋Ｉｂ）は、約１１０ｎＡ〜約１００μＡとなる。またオペアンプＯｐの入力インピーダンスは、抵抗Ｒ11，Ｒ12に比べて十分に高い（例えば数１００ＭΩ以上）ため、ここではオペアンプＯｐに流れ込む電流を無視している。
【００６４】
オペアンプＯｐは、アノード電流Ｉａに応じた電圧が入力される非反転入力（＋）と反転入力（−）との電位差を所定のゲインで増幅して出力電圧として出力する機能を有する演算増幅器で、オフセット電圧が例えば０．００２５ｍＶといった極めて低いものが用いられる。本実施形態では、例えば、＋５Ｖ単一電源タイプのＡＤ８０３３（アナログ・デバイセズ社製）を用いる。このオペアンプＯｐは、反転入力（−）をトランジスタＱ15のドレインＤ、出力を同トランジスタＱ15のゲートＧ、にそれぞれ接続する。
【００６５】
トランジスタＱ15は、ドレインＤからソースＳに流れる電流値をゲートＧに印加されるゲート電圧により制御可能な低雑音小信号増幅用のＰチャネルＪＦＥＴで、前述したようにゲートＧがオペアンプＯｐの出力に接続され、ドレインＤはオペアンプＯｐの反転入力（−）に接続されるほか抵抗Ｒ13を介して電源（＋５Ｖ）に接続されている。また、ソースＳは、ログアンプＬｇの入力に接続されている。本実施形態では、トランジスタＱ15として、例えば２ＳＪ７４が用いられる。
【００６６】
これにより、トランジスタＱ15の負荷ＲＬに相当するログアンプＬｇに対して、定電流を供給し得る定電流回路が構成できる。即ち、オペアンプＯｐの入力電圧として入力される「アノード電流Ｉａに応じた電圧（＝５−Ｒ11×（Ｉａ＋Ｉｂ））」と、抵抗Ｒ13に流れる電流ＩＬにより生じる電圧（反転入力電圧）とが等しくなるようにオペアンプＯｐの出力電圧、つまりトランジスタＱ15のゲート電圧（トランジスタＱ15の内部抵抗）を当該オペアンプＯｐが制御する。
【００６７】
本実施形態では、例えば、抵抗Ｒ13を抵抗Ｒ11と同値の２０ｋΩに設定することにより、抵抗Ｒ11を流れる電流（Ｉａ＋Ｉｂ）と抵抗Ｒ13を流れる電流ＩＬとが等しくなることから、オペアンプＯｐの非反転入力（＋）に入力される電圧に応じた電流（アノード電流Ｉａ＋バイアス電流Ｉｂ）と等しい電流ＩＬをトランジスタＱ15から出力するカレントミラー回路が構成されることになる。
【００６８】
なお、抵抗Ｒ13を抵抗Ｒ11と同値にすることなく、例えば、抵抗Ｒ13の値を抵抗Ｒ11の１／２に設定することで抵抗Ｒ13には、抵抗Ｒ11に流れる電流の２倍相当の電流が流れることから、２倍のゲインを得ることが可能となる。しかし、ゲインが増加したぶん、それに伴って光電子増倍管１１を流れる暗電流等により不要なノイズ成分も増幅されるため、後段のログアンプＬｇによる信号処理に悪影響を与え得るという問題が生じる。このため、本実施形態では、敢えてオペアンプＯｐのゲイン（所定のゲイン）を「１」に設定して不要なノイズ成分による影響を抑制している。
【００６９】
ログアンプＬｇは、線形入力を対数出力に変換する機能を有するもので、本実施形態では、トランジスタＱ15から線形特性で入力される電流ＩＬを対数特性を持つ電流に変換しさらにそれを信号電圧Ｖout として出力する。このログアンプＬｇは、入力電流の範囲として、広範なダイナミックレンジを有する仕様に設定されており、例えば、＋５Ｖ単一電源タイプのＡＤ８３０４（アナログ・デバイセズ社製）を用いることで、１６０ｄＢ（１００ｐＡ〜１０ｍＡ）の範囲で入力される線形電流を対数変換して電圧出力する。
【００７０】
このＡＤ８３０４は、同社のデータシート（日本語版：特性１３ 対数適合度誤差の分布（平均の両端３σ）、英語版：TPC 13. Logarithmic Conformance ErrorDistribution (3σ to Either Side of Mean）の記載から、ログアンプＬｇに入力される電流ＩＬ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）の約１１０ｎＡ〜約１００μＡの範囲では、誤差が０．２ｍＶ／ｄＢ以下であることがわかる。
【００７１】
なお、本実施形態では、ログアンプＬｇによって、トランジスタＱ15から線形特性で入力される電流ＩＬを、対数特性を持つ信号電圧Ｖout に変換して出力しているが、電圧で出力することなく、対数特性を持つ電流として出力しそれを抵抗等で信号電圧Ｖout に変換して出力しても良い。
【００７２】
このように本実施形態に係る信号処理回路２０では、オペアンプＯｐ、トランジスタＱ15、抵抗Ｒ11，Ｒ13等によりカレントミラー回路を構成することで、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに等しい電流ＩＬをログアンプＬｇに入力し、このログアンプＬｇにより、トランジスタＱ15から線形特性で出力される電流ＩＬを対数特性をもつ信号電圧Ｖout に変換して出力する。これにより、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに対応した信号電圧を線形特性のまま出力する場合に比べて、対数変換されて圧縮されるぶん、ダイナミックレンジを拡大可能にしている。
【００７３】
このログアンプＬｇから出力された信号電圧Ｖout は、前述したように、ピークホルダ２２を介してＡ／Ｄコンバータ２４に入力されるので、このＡ／Ｄコンバータ２４によりデジタルデータＶdat に変換されてからコンピュータ３０に入力される。例えば、コンピュータ３０では、このデジタルデータＶdat に基づいて揮尽発光（ＰＳＬ）量をカウントする情報処理（所定の情報処理）を行う。
【００７４】
これにより、図４に示すような検出結果が得られる。即ち、図４に示すように、光電子増倍管１１のカソードＫに入射した入射光量（１秒間に入射した単位面積当たりのＸ線光子）と、デジタルデータＶdat に基づく揮尽発光（ＰＳＬ）のカウント数と、の関係を両対数グラフにプロットすると、両者の関係はほぼ直線状に増減していることがわかる。
【００７５】
そして、このほぼ直線状に増減する関係は、入射光量が１０４から１０５を超えても維持されていることから（図４に示す楕円α内）、信号処理回路２０のログアンプＬｇにより信号処理することなくオペアンプのようなリニアアンプで信号処理した場合の特性（図４に示す楕円β内）に比べて、ダイナミックレンジが拡大されていることがわかる。
【００７６】
なお、信号処理回路２０を構成したログアンプＬｇに代えて、オペアンプのようなリニアアンプを用いた構成によって、入射光量が１０４から１０５を超えても直線的な相関関係を維持しようとすると（図４に示す楕円α内）、１００μＶ前後の信号から１０Ｖまでの信号をリニアティを保って増幅可能なダイナミックレンジを持つオペアンプを用いる必要がある。しかし、アノード電流Ｉａの信号処理するオペアンプにおいては、前述したように、低雑音かつ低オフセット電圧であることが要求されるため、このような広いダイナミックレンジを持つオペアンプの実現は難しい。
【００７７】
これに対し、本実施形態に係る信号処理回路２０では、ログアンプＬｇにより、トランジスタＱ15から線形特性で出力される電流ＩＬを対数特性をもつ電流（電圧）に変換して出力するため、カレントミラー回路とログアンプＬｇとの組み合わせといった簡易な構成でありながら、図４に示すように、ダイナミックレンジを拡大することができる。
【００７８】
以上説明したように本実施形態に係る信号処理回路２０では、オペアンプＯｐにより、アノードＡに流れるアノード電流Ｉａに応じた電圧が入力される非反転入力（＋）と反転入力（−）との電位差を所定のゲイン（＝１）で増幅して出力電圧として出力し、トランジスタＱ15により、オペアンプＯｐの反転入力（−）に接続されたドレインＤ側からソースＳ側に流れる電流値ＩＬを、オペアンプＯｐの出力に接続されるゲートＧに印加されるゲート電圧により制御し、ログアンプＬｇにより、トランジスタＱ15から線形特性で出力される電流ＩＬを対数特性をもつ電流（電圧）に変換して出力する。そして、オペアンプＯｐ、トランジスタＱ15、抵抗Ｒ11，Ｒ13等により構成される定電流回路の、抵抗Ｒ11と抵抗Ｒ13を等しい値に設定することで、非反転入力（＋）に入力される電圧に応じた電流と等しい電流がトランジスタＱ15から出力されるカレントミラー回路を構成する。
【００７９】
また、バイアス回路として、直列接続された抵抗Ｒ11，Ｒ12を電源（＋５Ｖ）−アースＧnd間に介在させて、バイアス電流Ｉｂにアノード電流Ｉａを加えた電流に応じた電圧をオペアンプＯｐの非反転入力（＋）に入力する。これにより、トランジスタＱ15からは、バイアス電流Ｉｂにアノード電流Ｉａを加えた電流と等しい電流が出力されるので、バイアス電流Ｉｂを加えたぶん、オペアンプＯｐによる差動増幅等の信号処理特性を向上することができる。したがって、オペアンプＯｐやトランジスタＱ15等により構成されるカレントミラー回路の特性を向上して、非反転入力（＋）に入力される電圧に応じた電流に、トランジスタＱ15から出力される電流をより近づけることができる。
【００８０】
これにより、非反転入力（＋）に入力される電圧に応じた電流であるアノード電流Ｉａと等しい電流ＩＬがトランジスタＱ15から出力されて、この電流ＩＬは、ログアンプＬｇにより対数特性をもつ電流（電圧）に変換して出力される。つまり、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａに対応した電圧がログアンプＬｇから対数特性で出力されるので、線形特性のままこのような電圧が出力される場合に比べて、対数変換されるぶん、ダイナミックレンジを拡大することができる。
【００８１】
例えば、光電子増倍管１１のアノード電流Ｉａが、数ｎＡ〜数１００μＡの範囲で変化する場合でも、変動幅が１桁あるいは２桁で収まる電流値に対応した電圧に変換することができる。したがって、光電子増倍管１１のアノードＡとダイノードＤｙの双方から電流を出力して信号処理する場合に比べ、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大することができる。
【００８２】
本実施形態に係る信号処理システム１０は、このような信号処理回路２０を光電子増倍管１１のアノードＡに接続して構成する。そして、コントローラ４２により、レーザ光Ｌの照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として相対移動を間欠して行うようにＸ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８を制御するとともに相対移動している間にレーザ光Ｌの照射を行い相対移動していない間にレーザ光Ｌの照射を休止するようにレーザ発振器１３を制御し、ピークホルダ２２により、コントローラ４２によるレーザ光Ｌの照射期間に信号処理回路２０のログアンプＬｇから出力される信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax を保持し、Ａ／Ｄコンバータ２４により、ピークホルダ２２により保持された信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax （アナログ電圧）をレーザ光Ｌの休止期間にデジタルデータＶdat に変換し、コンピュータ３０により、Ａ／Ｄコンバータ２４からのデジタルデータＶdat に基づいてイメージングプレートＩＰに蓄積されていた画像情報を処理する。
【００８３】
これにより、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８は、レーザ光Ｌの照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として、イメージングプレートＩＰおよびレーザ発振器１３の少なくとも一方をイメージングプレートＩＰの所定の範囲または全部の範囲をレーザ光Ｌが走査可能に相対移動させ、レーザ光源１３は、Ｘ方向ステージ１７およびＹ方向ステージ１８による相対移動のある間にレーザ光Ｌの照射を行い相対移動のない間はレーザ光Ｌの照射を休止する。つまり、レーザ光Ｌは、イメージングプレートＩＰおよびレーザ光源１３の相対移動に同期して間欠的に照射されているため、このような相対移動の有無にかかわらず非同期に（または連続して）照射される場合に比べて、無駄なレーザ照射を防止するとともにイメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射によって損失することを抑制することができる。
【００８４】
また、ピークホルダ２２は、コントローラ４２によるレーザ光Ｌの照射期間に信号処理回路２０のログアンプＬｇから出力される信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax を保持し、Ａ／Ｄコンバータ２４によって、ピークホルダ２２により保持された信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax （アナログ電圧）をレーザ光Ｌの休止期間にデジタルデータＶdat に変換する。つまり、イメージングプレートＩＰおよびレーザ光源１３の相対移動に同期して間欠的に照射される、レーザ光Ｌの照射期間にピークホルダ２２が信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax を保持し、レーザ光Ｌの休止期間にＡ／Ｄコンバータ２４が最大値Ｖmax をデジタルデータＶdat に逐次変換されるので、メモリ等に蓄積してから変換する場合に比べてリアルタイムに高速に変換することができる。
【００８５】
さらに、コントローラ４２によるレーザ光Ｌの照射期間に信号処理回路２０のログアンプＬｇから出力される信号電圧Ｖout の最大値Ｖmax は、光電子増倍管１１のアノード電流ＩａがログアンプＬｇから対数特性で出力されるものであるから、線形特性のままで出力されてピークホルダ２２により保持される場合に比べてＡ／Ｄコンバータ２４による処理対象となる情報量（ビット数）を削減することができる。
【００８６】
さらにまた、光電子増倍管１１から出力されたアノード電流Ｉａ等を処理するために必要な信号処理系を２系統持つ必要がないばかりか、ログアンプＬｇから出力される信号電圧Ｖout は圧縮されているため、それをＡ／Ｄコンバータ２４でデジタル変換しても変換に必要なデータ幅を狭くすることができ（例えば１６ビット幅から１４ビット幅に狭くできる）、これによってもデータ量を削減することができる。
【００８７】
したがって、シンプルな回路構成でダイナミックレンジを拡大することができるほか、イメージングプレートに記録された信号成分が不要なレーザ照射により損失することの抑制、アナログからデジタルへの高速変換、デジタル変換後のデータ量の削減といった種々の技術的は効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】本発明の一実施形態に係る光電子増倍管の信号処理システムの構成例を示すブロック図である。
【図２】本実施形態に係る光電子増倍管およびその信号処理回路等の構成例を示す回路図である。
【図３】Ｘ方向ステージの移動タイミングに対する、レーザ光の照射タイミングやＡ／Ｄ変換のタイミング等を示すタイミングチャートである。
【図４】光電子増倍管の入射光量（単位時間における単位面積当たりの光量）に対してＡ／Ｄコンバータから出力されるデジタルデータのデータ値を示す特性図である。
【符号の説明】
【００８９】
１０…信号処理システム（光電子増倍管の信号処理システム）
１１…光電子増倍管
１３…レーザ発振器（レーザ光源）
１７…Ｘ方向ステージ（アクチュエータ）
１８…Ｙ方向ステージ（アクチュエータ）
２０…信号処理回路（光電子増倍管の信号処理回路）
２２…ピークホルダ
２４…Ａ／Ｄコンバータ
３０…コンピュータ
４２…コントローラ（制御装置）
４８…レーザパワーサプライ
Ｄ…ドレイン（入力側）
Ｄｙ１〜Ｄｙ10…ダイノード
Ｇ…ゲート（制御ゲート）
Ｉａ…アノード電流
Ｉｂ…バイアス電流
ＩＰ…イメージングプレート
Ｌ…レーザ光
Ｌｇ…ログアンプ（ログコンバータ）
Ｏｐ…オペアンプ
Ｑ11〜Ｑ14…ＭＯＳトランジスタ
Ｑ15…トランジスタ（電界効果トランジスタ）
Ｓ…ソース（出力側）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入射光量に応じて光電子を放出するカソードと、前記カソードの電位よりも高電位かつ所定の電位勾配でそれぞれ異なる電圧が印加され前記光電子を増倍する複数のダイノードと、前記複数のダイノードにより増倍された電子を収集するアノードと、を有する光電子増倍管に接続される光電子増倍管の信号処理回路であって、
前記アノードに流れるアノード電流に応じた電圧が入力される非反転入力と反転入力との電位差を所定のゲインで増幅して出力電圧として出力するオペアンプと、
入力側から出力側に流れる電流値を制御ゲートに印加される電圧により制御する機能を有し、前記オペアンプの出力を前記制御ゲート、前記オペアンプの反転入力を前記入力側、にそれぞれ接続する電界効果トランジスタと、
線形入力を対数出力に変換する機能を有し、前記電界効果トランジスタから出力される電流を、対数特性をもつ電流または電圧による電気信号に変換して出力するログコンバータと、を備え、
前記オペアンプおよび前記電界効果トランジスタは、前記非反転入力に入力される電圧に応じた電流と等しい電流が前記電界効果トランジスタから出力されるカレントミラー回路を構成することを特徴とする光電子増倍管の信号処理回路。
【請求項２】
前記アノード電流に所定のバイアス電流を加えるバイアス回路を備え、
前記オペアンプの非反転入力には、前記所定のバイアス電流に前記アノード電流を加えた電流に応じた電圧が入力されて、
前記電界効果トランジスタからは、前記所定のバイアス電流に前記アノード電流を加えた電流と等しい電流が出力されることを特徴とする請求項１記載の光電子増倍管の信号処理回路。
【請求項３】
レーザ光の照射を受けて揮尽発光したイメージングプレートの当該発光が前記光電子増倍管に入射する、請求項１または２に記載の光電子増倍管の信号処理回路を含んで構成される光電子増倍管の信号処理システムであって、
前記レーザ光を発するレーザ光源と、
前記イメージングプレートの所定の範囲または全部の範囲を前記レーザ光が走査可能に前記イメージングプレートおよび前記レーザ光源の少なくとも一方を相対移動させるアクチュエータと、
前記レーザ光の照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として前記相対移動を間欠して行うように前記アクチュエータを制御するとともに前記相対移動している間に前記レーザ光の照射を行い前記相対移動していない間に前記レーザ光の照射を休止するように前記レーザ光源を制御する制御装置と、
前記制御装置による前記レーザ光の照射期間に前記信号処理回路のログコンバータから出力される前記電気信号の最大値を保持するピークホルダと、
前記ピークホルダにより保持されたアナログの前記電気信号を前記レーザ光の休止期間にデジタルデータに変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータから出力される前記デジタルデータに基づいて前記イメージングプレートに蓄積されていた画像情報を処理するコンピュータと、
を備えることを特徴とする光電子増倍管の信号処理システム。
【請求項１】
入射光量に応じて光電子を放出するカソードと、前記カソードの電位よりも高電位かつ所定の電位勾配でそれぞれ異なる電圧が印加され前記光電子を増倍する複数のダイノードと、前記複数のダイノードにより増倍された電子を収集するアノードと、を有する光電子増倍管に接続される光電子増倍管の信号処理回路であって、
前記アノードに流れるアノード電流に応じた電圧が入力される非反転入力と反転入力との電位差を所定のゲインで増幅して出力電圧として出力するオペアンプと、
入力側から出力側に流れる電流値を制御ゲートに印加される電圧により制御する機能を有し、前記オペアンプの出力を前記制御ゲート、前記オペアンプの反転入力を前記入力側、にそれぞれ接続する電界効果トランジスタと、
線形入力を対数出力に変換する機能を有し、前記電界効果トランジスタから出力される電流を、対数特性をもつ電流または電圧による電気信号に変換して出力するログコンバータと、を備え、
前記オペアンプおよび前記電界効果トランジスタは、前記非反転入力に入力される電圧に応じた電流と等しい電流が前記電界効果トランジスタから出力されるカレントミラー回路を構成することを特徴とする光電子増倍管の信号処理回路。
【請求項２】
前記アノード電流に所定のバイアス電流を加えるバイアス回路を備え、
前記オペアンプの非反転入力には、前記所定のバイアス電流に前記アノード電流を加えた電流に応じた電圧が入力されて、
前記電界効果トランジスタからは、前記所定のバイアス電流に前記アノード電流を加えた電流と等しい電流が出力されることを特徴とする請求項１記載の光電子増倍管の信号処理回路。
【請求項３】
レーザ光の照射を受けて揮尽発光したイメージングプレートの当該発光が前記光電子増倍管に入射する、請求項１または２に記載の光電子増倍管の信号処理回路を含んで構成される光電子増倍管の信号処理システムであって、
前記レーザ光を発するレーザ光源と、
前記イメージングプレートの所定の範囲または全部の範囲を前記レーザ光が走査可能に前記イメージングプレートおよび前記レーザ光源の少なくとも一方を相対移動させるアクチュエータと、
前記レーザ光の照射ビーム幅よりも狭い距離を移動単位として前記相対移動を間欠して行うように前記アクチュエータを制御するとともに前記相対移動している間に前記レーザ光の照射を行い前記相対移動していない間に前記レーザ光の照射を休止するように前記レーザ光源を制御する制御装置と、
前記制御装置による前記レーザ光の照射期間に前記信号処理回路のログコンバータから出力される前記電気信号の最大値を保持するピークホルダと、
前記ピークホルダにより保持されたアナログの前記電気信号を前記レーザ光の休止期間にデジタルデータに変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータから出力される前記デジタルデータに基づいて前記イメージングプレートに蓄積されていた画像情報を処理するコンピュータと、
を備えることを特徴とする光電子増倍管の信号処理システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２００９−２５９７２８（Ｐ２００９−２５９７２８Ａ）
【公開日】平成２１年１１月５日（２００９．１１．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１０９８３２（Ｐ２００８−１０９８３２）
【出願日】平成２０年４月２１日（２００８．４．２１）
【出願人】（５００４３３２２５）学校法人中部大学 (105)
【公開日】平成２１年１１月５日（２００９．１１．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年４月２１日（２００８．４．２１）
【出願人】（５００４３３２２５）学校法人中部大学 (105)
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