導電体接近及び近接位置検出装置
【課題】 静電容量結合型の、導電体接近及び近接位置検出装置の、信号処理のシンプル化と耐ノイズ性能の向上及び浮遊容量の無関係化を図る。また人体等の被検出導電体の疑似接地効果要因を明確・確実にする。
【解決手段】 センサーパネルまたはセンサー導体アレイ、シールド板、信号プロセス回路、グランド及び電源をも含めて電圧振動系を作り、静電容量結合を介し被検出導電体から等価的に受信する電気振動（ＡＣ信号）を対グランド信号プロセスし、処理結果をアイソレータを介し非振動系へ伝える。また、振動周波数を２００ｋＨｚ以上とする。
【解決手段】 センサーパネルまたはセンサー導体アレイ、シールド板、信号プロセス回路、グランド及び電源をも含めて電圧振動系を作り、静電容量結合を介し被検出導電体から等価的に受信する電気振動（ＡＣ信号）を対グランド信号プロセスし、処理結果をアイソレータを介し非振動系へ伝える。また、振動周波数を２００ｋＨｚ以上とする。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は静電容量結合型の導電体接近及び近接位置検出装置に関し、特に能動的に信号を発しない人体及びその指等の被検出導電体に対応した接近及び近接位置検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】抵抗性パネルの４隅を演算増幅器により電圧駆動し、同時に駆動電流を差動増幅器で検出する例として特許第１５３６７２３号に示されたものがある。また、指との結合容量を含めてパネルの格子状導体のキャパシタンスの変化を検出する例として、特許第１７５４５２２号及び同第２０３７７４７号に示されたものがある。または、指との結合容量を含めて抵抗性パネルのインピーダンスを検出する例として、詳細は不明瞭であるが、特許第２６０３９８６号に示されたものがある。他の例として、変成器により、タッチパネルの４点をＡＣ電圧駆動し、同時に駆動電流成分を差動増幅器へ印加する例として特許第１８８１２０８号に示された指の位置検出装置がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の技術に於いては、センサーパネルから、電気信号を人体等の被検出導電体へ吸収させる考え方であったために、複雑な手段による回路構成となり、理想的な信号プロセスとすることが非常に困難であった。また、被検出導電体の疑似接地の理由が不確実（不明瞭）であったために、検出が不安定となる条件が潜在していた。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は如上の課題に鑑みなされたもので、センサーパネルまたはセンサー導体アレイ、シールド板、信号プロセス回路、グランド及び電源回路をも含めて電圧振動系を作り、非振動系に属する人体等の導電体（本出願に於いて、必要充分な電流を流し得る抵抗体は導電体に含める）から静電容量結合を介して等価的に受信する電気振動（ＡＣ信号）を対グランド信号プロセスし、処理結果をアイソレータを介して非振動系へ伝える導電体接近及び近接位置検出装置である。また振動周波数を２００ｋＨｚ以上とし、無条件に安定な信号検出とした。尚、本出願に於いて、「接近」とは１ｍ〜２ｃｍ程度を意味し、「近接」とは５ｃｍ〜０ｃｍ（接触）程度を意味するものとする。
【０００５】
【作用】電圧振動系から非振動系に属する被検出導電体を見る（観測／計測する）と、あたかも被検出導電体が電圧振動しているように計測される。センサーパネルまたはセンサー導体アレイが、その被検出導電体から静電容量結合を介して等価的に受信する電気振動（ＡＣ信号）を本装置が計測する。別の表現をすれば、電気系に於ける天動説と言うこともできる。従来の人体（導電体）の指に信号を吸収させる信号処理と異なり、電圧振動系内に於いて対グランドの受信信号処理が可能となり、回路設計の自由度が大きい。更にシールドを施すことも容易であり、大きな浮遊容量による悪影響も低入力インピーダンスの入力回路により容易に避けることができる。
【０００６】また、人体等の導電体が電圧振動した場合は、人体等の導電体がアンテナとなり、電磁波を多少なりとも放射する。このアンテナとしての放射インピーダンスは振動周波数が高い程、一般的には低下する。この放射インピーダンスが人体等の導電体の負荷となるため、人体（操作者）等の導電体が絶縁性の椅子または台上に居る時でも、振動周波数が２００ｋＨｚ以上で、電圧振動抑制効果がある。
【０００７】
【発明の実施の形態】インピーダンス計測方式でもなく、キャパシタンス計測方式でもなく、電圧振動系が非振動系に属する人体等の導電体から等価的に受信するＡＣ信号レベルにより検出する方式の装置であり、被検出導電体の疑似接地効果を、被検出導電体の対地容量のみに頼らずに、アンテナとしての放射インピーダンスの負荷による電圧振動抑制効果をも有効利用し、空中に浮いた人体程度のサイズの被検出導電体でさえも安定に検出し、接近のみ検出する装置、近接位置のみ検出する装置または両機能を兼ね備えた装置としたものである。
【０００８】
【実施例】以下本発明の詳細を添付図を参照して説明する。図２に示す導電体接近検出装置から先に説明する。例えば被検出体が人体２０（導電体）である場合、人体２０がセンサー導電板２４（抵抗膜でもよい）に近づいた時、その接近を検出する装置である。
【０００９】本実施例に於いて、非振動系２内の振動電圧発生器１４が例えば４６０ｋＨｚの正弦波を発生する。その出力は、電圧振動系１内のすべてを周波数４６０ｋＨｚで同位相同振幅で電圧振動させるために、振動系１内のグランド回路１１または電源１２の電源回路に接続されている。
【００１０】センサー導電板２４は信号処理部２５の入力回路に接続されている。この入力回路は低入力インピーダンスとしてあり（詳細は後述）、従ってセンサー導電板２４はやはり電圧振動系のグランド回路１１と同様に電圧振動する。センサー導電板２４はガラス、ガラスエポキシ基板等に塗布または蒸着により形成された抵抗膜でもよい。シールド板４は必ずしも必要とは限らない。このように電圧振動系１はすべて同振幅同位相で電圧振動しているが、電圧振動系１内に於いては、互いのどの点間でも電気振動していない。電圧振動系１以外から見た時だけ、系全体が電圧振動していることが分かる。
【００１１】被検出導電体である人体２０がセンサー導電板２４の比較的近くに居る場合、人体２０とセンサー導電板２４間に少量ではあるが、静電容量２３が存在する。また人体２０と接地（アース）２１間には、主に容量による接地インピーダンス（Ｚｅ）２２が存在し、通常は容量２３によるインピーダンスよりもＺｅ２２の方が小さい（疑似接地効果）。また、非振動系２のグランド１６は通常、容量を介しまたは商用電源供給ライン（ＡＣ１００Ｖ，ＡＣ２００Ｖライン）を介して接地（アース）２１にＺｅ２２よりも低インピーダンスで交流的に疑似接地されている（図示せず）。従って人体２０は通常、非振動系に属している。また人体２０の導通抵抗は数ｋΩ〜１０ｋΩと言われている。
【００１２】故に人体２０とセンサー導電板２４間には振動電位差が生じ、結合容量２３を介して微少ではあるがＡＣ電流が流れる。実際にはセンサー導電板２４が電圧振動しているのであるが、電気現象は相対的にどちらを基準にして考えてもマクロ的にはよいので、逆に電圧振動系１を基準にしてみると、人体２０の方が電圧振動して見える（観測／計測される）。従ってセンサー導電板２４は、等価的に電圧振動している人体２０からの電気振動をＡＣ信号として受信して、信号処理部２５の入力に印加する。電気系における「天動説」と前記した所以である。
【００１３】理解を容易にするため、他の例を挙げて説明する。１個の電池はマイナス端子を基準（グランド）にすれば”正電源”となり、逆にプラス端子を基準（グランド）にすれば”負電源”となり、どちらを基準にするかで、逆の作用をする。別の例を挙げれば、電流の向きと電子の移動の方向が逆であることは、今は誰でも知っていると思うが、電流の向きを先に（電子の移動であることを発見する前に）決めてしまったために、今もってそのまま通用している。それでマクロ的には良いのである。キルヒホッフの法則も、フレミングの法則も、マックスウエルの電磁場方程式でさえも変更する必要もない。
【００１４】信号処理部２５は、センサー導電板２４が等価的に受信したＡＣ信号を、シングルエンドの対グランド信号処理をするだけで良い。従来行っていた差動バランスによる複雑な手段による信号処理をする必要性は全くない。通常の対グランド増幅、バンドパス・フィルタリング、ＡＣ／ＤＣ変換（ＡＭ検波）、Ａ／Ｄ変換等をすれば良い。信号処理のためのマイクロコンピュータまでも信号処理部２５に含めても良い。
【００１５】被検出導電体が、無いか、近いか、遠いか（１ｍ程度）をセンサー導電板２４の受信信号レベルから判断している。結合容量２３を介して受信する信号レベルが大変小さいため、信号ロスは可能な限り避けなければならない。目的の信号以外の外来ノイズを少なくするため、シールド板４を置くことが良いが、センサー導電板２４との間に大きな浮遊容量ができて、構造上５００〜１０００ｐＦになることもある。本実施例での４６０ｋＨｚの信号周波数に対するこの浮遊容量のインピーダンスは７００Ω〜３５０Ωとなり、従来はこの悪影響を避け難かった。本装置は信号処理部２５の入力インピーダンスを７．５Ω以下とすることにより（詳細は後述）、センサー導電板２４が受けたＡＣ信号電流の９８％以上を信号処理部２５に流入するようにした。また、そうすることによって、大きな浮遊容量が温度により、または機械的ショック等で少しぐらい容量変化しても、信号計測の精度にはほとんど影響しない。このメリットは図１に示す装置で、より顕著な効果を発揮する。
【００１６】信号処理部２５の処理結果出力は、アイソレータ１３を介して非振動系２のインターフェイス１５へ伝える。アイソレータ１３が伝える電気情報はアナログでもデジタルでもよい。Ａ／Ｄ変換器、マイクロコンピュータ等をインターフェイス１５内に配設しても良い。またはマイクロコンピュータは電圧振動系１及び非振動系２の両方に配設しても良い。
【００１７】ここで、人体２０が絶縁性の椅子または台上に居る場合、または導電体が空中にある場合について述べる。当然、接地インピーダンス（Ｚｅ）２２は増大し、疑似接地効果は小さくなる。人体２０が地上２０ｃｍの絶縁台上に立っている時の接地容量を実測してみたが（１０ｋＨｚを使用）、１ｐＦにも満たなかった。しかし、接地インピーダンス（Ｚｅ）２２を４６０ｋＨｚで実測してみると７ｋΩ前後であった。１ｐＦの４６０ｋＨｚに於けるインピーダンスは３５０ｋΩであり、従って接地容量以外の疑似接地効果要因がある。この要因は、人体がアンテナとなる時の、電磁波放射インピーダンスが負荷となることによる疑似接地効果（電圧振動抑制効果）であることが、各実験の結果判明した。
【００１８】因みに、人体が１ｍの高さの絶縁台上に居る場合でも、疑似接地効果は上記と大差ない。また大人が台上でしゃがむ時、または小学校低学年の子供が台上に立った時は、実測で１５ｋΩ前後であった。また、周波数が２００ｋＨｚの時は、上記のいずれの場合も、疑似接地効果が１／２〜１／２．５に低下した（接地インピーダンス（Ｚｅ）２２が増大した）。
【００１９】以上をまとめると、電磁波の放射インピーダンスは、波長に比して被検出導電体のサイズがはるかに小さい時、電気振動周波数と被検出導電体のサイズ（主に長さ）との積にほぼ反比例する。２００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの電磁波の波長は１．５ｋｍ〜６００ｍなので、人体程度の大きさの場合、その放射インピーダンスは上記程度となることは理解されるであろう。より小さな被検出導電体が電気的に空中に浮いている場合、その検出のためには更に高周波の電気振動を必要とする。周波数による疑似接地効果の重要性は図１に示す装置に於いてより顕著である。
【００２０】図２に示す接近検出装置の場合、結合容量２３を介してセンサー導電板２４が受け取る検出電流の大きさも重要であり、信号処理部２５の入力回路のノイズレベル程度が、検出電流の識別限度である。結合容量２３を流れる電流の大きさは電気振動の周波数と結合容量２３との積に比例する。本実施例に於いて、振動周波数４６０ｋＨｚで２０ｃｍ×２０ｃｍのセンサー導電板２４の場合、大人で約１ｍの距離から無条件に接近検出できた。振動周波数を２００ｋＨｚにすると約０．５ｍの距離から接近検出できた。小学校低学年の子供の場合、検出限度距離はそれぞれ約２／３に短縮した。これらの結果から振動周波数は２００ｋＨｚ以上が望ましい。
【００２１】次に図１に示した、均一な面抵抗を有するセンサーパネルを使用した導電体（指でも良い）近接位置検出装置について説明する。図２に示した装置の説明と同じ部分が多いので、相違点を主に説明する。参照符号も同機能の部分は同符号とした。図１に示す装置は導電体（例えば指）７がセンサーパネル３の面上に近接している時、導電体（指）７のセンサーパネル３の面上に於ける近接位置（Ｘ、Ｙ位置）を検出する装置である。
【００２２】センサーパネル３の実際の構造について簡単に述べる。透明なガラス、樹脂、または不透明な絶縁基板（図示せず）の面上に、２次元に（どの方向にも）均一に分布した抵抗体５（膜状）を塗布、蒸着等により形成する。抵抗体５の材料は透明を必要とする場合はＩＴＯ（インジウム・ティン・オキサイド）膜、ＮＥＳＡ（酸化錫）膜等であり、不透明なものはカーボン膜等である。その外周部に、抵抗体５の面抵抗よりもかなり小さな面抵抗のストライプ状電極６を密着配設する。このストライプ状電極６の形状は各種のものが提案されているが、本実施例では単純な直線状としている。このストライプ状電極６の４隅は、引き出し線（シールド電線９）が接続されて、信号処理部１０の入力部の４個の低入力インピーダンス電流／電圧変換回路に接続されている。尚、抵抗体５及びストライプ状電極６の上面（指のタッチ面）も実際は絶縁シート、ガラス板等で覆われており、操作者その他が導電部分に直接触れないようにしてある。シールド板４は必ずしも必要とは限らない。
【００２３】図１に示すように、指（導電体）７が抵抗体５の面上で互いに近接している時、これら両者間に静電容量結合８が存在し、表面の絶縁層の厚さにもよるが、タッチ状態で５〜１０ｐＦ程度である。電圧振動系１は図２の例と同様に、振動電圧発生器１４により例えば４６０ｋＨｚで駆動されている。操作者（図示せず）は前述の理由により、非振動系に属しており、従って操作者（導電体）の指７と抵抗体５との間に、結合容量８を介して振動電流（ＡＣ信号電流）が流れる。本実施例では、この指７に流れる信号電流は、最大でも約２０μＡrmsとしている。
【００２４】抵抗体５は均一な抵抗値の分布をしており、指７の先端に近い辺のストライプ状電極６に、より多くの信号電流が流れる。従って、信号処理部１０の低入力インピーダンスの各入力に等価的に流入する信号電流のレベルから、導電体（指）７の先端の、センサーパネル３の面上に於ける、近接位置を検出することができる。
【００２５】指７の先端から平面抵抗体５の一点（仮想中心点）に等価的に流れ込む電流の位置を検出することになるので、ＰＳＤ（光／電荷位置検出素子）の技術的考え方にどちらかと言うと近い。ＰＳＤとの主な相違点は、取り扱う信号に関して次の３点である。第１点は、ＰＳＤがＤＣ信号を扱うのに対して、本装置はＡＣ信号をダイナミックに扱う。第２点は、ＰＳＤよりもはるかに大型であり、特に浮遊容量が大きく、シールドを施すと時には５００〜２０００ｐＦとなることもある。第３点は、信号電圧よりもかなり大きなノイズ（外乱）電圧が通常存在し、検出不可能または極端な精度悪化を起こし易い。本装置はこれら３点に充分に対処している。この対処の度合いは信号処理部１０の入力部の性能に大きく左右されるが、詳細は後述する。
【００２６】センサーパネル３の絶縁層表面に指７がタッチした時の、結合容量８は５〜１０ｐＦであるが、１０ｐＦの時そのインピーダンスは４６０ｋＨｚに於いて３５ｋΩである。人体２０の疑似接地効果を得る接地インピーダンス２２は３０ｋΩ以下でありたい。また、検出信号のＳ／Ｎ比に関して、Ａ４版相当のセンサーパネル３の場合、０．２ｍｍの位置分解能を得るためには、Ｓ／Ｎ比は結果的に６５ｄＢ以上が必要である。このＳ／Ｎ比を得るための指７からの受信信号電流は、信号処理部１０での処理手段にもよるが、本実施例の場合、少なくとも５μＡrms必要であった。上記の無条件の疑似接地効果を得るためと、結合容量８を通る信号電流を確保するため、振動周波数は２００ｋＨｚ以上が望ましい。
【００２７】次に検出位置歪みについて説明する。本実施例では、ストライプ状電極６を単純な直線状としている。この構造に於いて、抵抗体５の面抵抗値と、ストライプ状電極６の面抵抗値との比を大きくするほど、位置検出の湾曲性が少なくなることは従来から知られていた。また、周囲電極のパターンを工夫することによってもやはり湾曲性が改善されることも提案されていた。本実施例では簡単な周囲電極パターンでなるべく湾曲性を少なくするようなパラメータとした。抵抗体５の面抵抗値は１ｋΩ／□でストライプ状電極６の各辺の両端間の抵抗値を３５０Ωとした。この時の実測によるＸ方向検出等位置線を図５に、Ｙ方向のそれを図６に示す。
【００２８】信号処理部１０の入力インピーダンスを１Ω程度まで、回路安定性を確保しながら下げれば、ストライプ状電極６の抵抗値を本実施例の１／５程度として、図５、図６に示す検出等位置線（検出位置歪み）を更に直線的にすることは可能である。この湾曲性を本装置内のマイクロコンピュータ（図示せず）が補正している。参考例としてストライプ状電極６が無い場合のＸ方向検出等位置線を図７に、Ｙ方向のそれを図８に示す。図５〜図８は次の計算結果が等しくなるように指相当の導体を移動した時の軌跡である。位置計算式は正規化Ｘ＝（ｉB ＋ｉC −ｉA −ｉD ）／（ｉA ＋ｉB ＋ｉC ＋ｉD ）
正規化Ｙ＝（ｉC ＋ｉD −ｉA −ｉB ）／（ｉA ＋ｉB ＋ｉC ＋ｉD ）
とした。センサーパネル３の中央部を原点として、図１に示すＸ、Ｙの方向を正の方向とした。また、ｉA 、ｉB 、ｉC 、ｉD はＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点からそれぞれ流れるＡＣ信号電流値である。
【００２９】図７、８から、両図を重ねた時、検出等位置線が平行に近いエリアは略１次元要素のみとなり、２次元の正確な位置決定不能または精度が著しく悪い所であり、中央部以外は実用上使えないエリアであることが判る。これからもストライプ状電極６が検出電流をＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点へＸ、Ｙ方向に沿って配分する効果を持っていることが判る。
【００３０】次に細部回路の内、本発明を支える主要部分について説明する。図３は、電圧振動系１を４６０ｋＨｚで駆動すると共に電源供給する回路とアイソレータ１３に相当する回路の例を示したものである。主要パーツはマルチワイヤ・コモンモード・共振トランス３０であり、ドーナツ状、ＥＩ状等の同一の閉磁路磁気コアに巻いた密結合のコイル群である。図中Ｌ１、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５で示したコイルは同巻き数であり、同電圧同位相でＡＣ振動する。参照符号３２及び３３は大きな容量のデカップリング・コンデンサであり、マルチワイヤ・コモンモード・共振トランス３０のＬ１及びＬ３で示したコイルは、ＡＣ的に並列接続されている。電圧振動系１と非振動系２のグランド及び＋５Ｖ電源は、それぞれコイルＬ３及びコイルＬ１を介して接続されている。またコイルＬ１はコイルＬ２と組み合わされたインダクタンスであり、コンデンサ３５と共に並列共振回路を構成する。この共振回路（Ｌ１、Ｌ２、３５）を駆動するのがトランジスタ３６である。
【００３１】駆動パルスが抵抗４４を介して印加されると、コンデンサ４３と共に構成する簡単なローパスフィルタでなだらかな波形となり、ＡＣカップリング・コンデンサ４２を介してトランジスタ３６のベースを約４ＶppでＡＣ駆動する。トランジスタ３６のベースは１０〜１５％の時間だけ順方向にバイアスされ、その他の時間は逆バイアスとなり、トランジスタ３６のコレクタ〜エミッタ間は間欠的に導通し、抵抗３８を介して共振回路（Ｌ１、Ｌ２、３５）を駆動する。つまりトランジスタ３６はＣ級動作であり、高効率である。コイルＬ２の下端（ホットエンド）は約１０Ｖppで正弦波振動し、コイルＬ２及びＬ１により分圧されたＡＣ電圧が電圧振動系１を正弦波で振動させる。電圧振動系１を駆動するための、非振動系２の＋５Ｖ電源の消費電流は約２ｍＡである。ショットキーバリア・ダイオード３７は、トランジスタ３６の通常の非飽和用であると共に、共振回路（Ｌ１，Ｌ２，３５）を一定電圧で振動させる作用もある。各抵抗及びコンデンサの目的と値は符号の説明の欄を参照されたい。
【００３２】コイルＬ４とＬ５は図１のアイソレータ１３に相当し、アナログまたはデジタルの電気情報を電圧振動系１と非振動系２間で受け渡しする。もっと電気情報線が必要な場合はコイルＬ１等と同巻数で追加したコイルを介して行えばよい。電圧振動系１の振動電圧が２Ｖpp以下で、且つＣＭＯＳロジックによるデジタル電気情報のみを伝えればよい場合は、アイソレータ１３としてコイルＬ４，Ｌ５等の代わりに、抵抗のみを介して電気情報を受け渡すことも可能である。
【００３３】コイルＬ１及びＬ３を流れる電源電流及びそのリターン・グランド電流は、大きさが同じで向きが逆であるため、コイル磁力線を互いに打ち消す。またコイルＬ４，Ｌ５等を流れる電流は無視可能な位に少ない。従ってコイルＬ２を流れる共振電流が主な磁力線源となり、マルチワイヤ・コモンモード・共振トランス３０の磁気コアは磁気飽和しにくく、マルチワイヤ・コモンモード・共振トランス３０を大変小型にすることができた。
【００３４】図４に示す回路は、図１の信号処理部１０の入力回路の例である。基本的にＡＣ電流／ＡＣ電圧変換回路であり、主要パーツはトランジスタ５５とＬＣ並列共振回路５２及び５３である。トランジスタ５５は、抵抗５９を介してベース接地され、エミッタへ入力するＡＣ信号電流の９９．５％程度をコレクタへ伝達する。トランジスタ５５のコレクタ回路は、アナログマルチプレクサ５４で選択されている時、信号周波数に於いて高インピーダンスとなり、トランス・インピーダンス値が大きく、従って電流／電圧変換効率を高くしている。この電流／電圧変換効率は高いが、ダイナミックレンジを極めて大きくし、ノイズ耐量を大幅に強化していることも特徴であるが、詳細は後述する。トランジスタ５５のコレクタそのものの出力インピーダンスは大きく、並列共振回路５２及び５３のＱ値をあまり低下させないので、必要周波数（電圧振動系１の振動周波数）成分のみを電圧に変換する。
【００３５】アナログマルチプレクサ５４は４個の入力回路の内の１回路を並列共振回路５２及び５３へ接続し、時分割でＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点からの検出電流を計測できるようにしている。ダイオード５１は、アナログマルチプレクサ５４で選択されていない時にも、入力回路を動作させておき、本回路の入力インピーダンスを常時一定値に保持するための、クランプ作用のある代用負荷である。アナログマルチプレクサ５４は内部に浮遊容量を持っているが、それは共振コンデンサ５３の一部と見なせるため、信号ロスの要因とはならない。更に本装置は、従来の装置と異なり、対グランド信号処理であるため、本回路の全ての浮遊容量から、信号成分へ加わる有害なスプリアス成分は無い。これも本装置の特徴の１つである。
【００３６】トランジスタ５５のエミッタ入力インピーダンスは、本実施例の場合、約２０Ωであり、これのみでは充分に低い入力インピーダンスではないので、トランジスタ５７による反転増幅回路を追加している。電流／電圧変換トランジスタ５５のエミッタ電圧が変動すると、ＡＣカップリング・コンデンサ６６を介してトランジスタ５７のベースへ、電圧変動分として印加される。この電圧変動分は、エミッタ接地トランジスタ５７により位相反転され、トランジスタ５５のベースへ印加され、このベースＤＣ電圧を変調する。この変調は、トランジスタ５５のエミッタ電圧変動を少なくする方向に働く。すなわちトランジスタ５５のエミッタ入力インピーダンスが低下する。本実施例では６４０ｋＨｚに於いて、６．５Ω±１Ωを得た。各回路定数は、参考例として符号の説明の欄を参照されたい。
【００３７】注意すべきことは、トランジスタ５５のエミッタに接続される浮遊容量が５００〜２０００ｐＦと大きいことである。従って回路の安定動作のためには、抵抗６２とコンデンサ６３による位相補償が必要である。それでも開ループ・ゲインは、本実施例での４６０ｋＨｚに於いて、ほとんど低下しない。この回路は２０００ｐＦの入力浮遊容量でも全く安定である。本回路の代わりに演算増幅器を使用すると、サミング点にこの浮遊容量が入るため、安定動作は得難い。浮遊容量が２０００ｐＦよりもずっと少なければ、図４の回路で、定数を少し変えるだけで入力インピーダンスを１Ω程度まで下げることは容易である。
【００３８】図４に示す回路の入力インピーダンスが、センサーパネル３のストライプ状電極６の各辺の両端間抵抗値に比して充分に小さくないと、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点への電流配分比が小さくなり、従って検出位置エラー要因となる。また、この入力インピーダンス値を小さくすることは、大きな浮遊容量による信号ロスを防止することでもあり、段落００１５で説明した通りである。１層の平面抵抗体をセンサーパネルとして使用する本装置は、その４隅から検出する電流比から位置算出するので、信号ロスは可能な限り少ない方がよい。本実施例での６．５Ω±１Ωは実用上充分な低い値であることを確認している。
【００３９】指へ信号を吸収させる従来の装置は、シールド板、シールド電線、装置筐体等との浮遊容量へもＡＣ信号が流出し、本来の指へのＡＣ信号の吸収による正味分は５％にも満たないため、検出位置精度を確保することが、大変困難だった。本実施例では、シールド板４及びシールド電線９の浮遊容量からの流入ＡＣ信号は無く、装置筐体から少し流入するが、指７からの正味ＡＣ信号電流分が約８０％を占めるため、従来に比し非常に信号の信頼性が増し、より安定に精度よい近接位置検出を得た。これも対グランド信号を扱う本装置の大きな特徴である。
【００４０】図４に示す回路のノイズ耐量について説明する。トランジスタ５５は、そのエミッタ瞬時電流が零近くになるまで、その電流値にほとんど関係なく、エミッタ瞬時電流の約９９．５％（ほぼ一定値）をそのコレクタに伝達するので、リニアリティが必要充分に良好であり、回路の線型性が保たれる。すなわち、ＡＣ信号電流は多くても２０μＡrms程度であり、ＤＣバイアス電流の約１．３ｍＡが零近くまでになるノイズ混入に対して、信号周波数成分に歪みが発生せず、信号レベルの＋３２ｄＢの違う周波数成分のノイズが混入しても、検出位置がずれる程ではない。つまり、電流／電圧変換効率が高くても、信号周波数と違う周波数帯域のノイズが＋３２ｄＢのレベルで混入しても、本回路は飽和せず、ダイナミックレンジが極めて大きい。更に、入力部がＡＣカップリングであるため、商用電源の５０〜６０Ｈｚの電源誘導ノイズ成分に対しては＋１０９ｄＢのノイズ耐量がある。
【００４１】この耐ノイズ性能（ノイズ余裕度）は、電圧振動系内に於いては、対グランド信号処理が可能〕であることから実現したものであり、テレビ、パーソナルコンピュータ、ＣＲＴモニタ、液晶ディスプレイ等と共に使用される環境下での安定動作を提供する。因みに従来の静電容量結合型指タッチ位置検出装置のノイズ余裕度は、信号周波数以外の全周波数でせいぜい０ｄＢ程度である。
【００４２】図４に示す４個の入力回路の内の１回路分を、アナログマルチプレクサ５４及びクランプダイオード５１を除いて、図２に示す接近検出装置にも使用できることは言うまでもない。また、図４に示す回路は、ペン形の能動位置指示器から、結合容量を介してＡＣ信号をセンサーパネル（電圧振動系ではない）へ伝達する方式の装置へも応用できて、その場合も同様に、ＡＣ信号周波数と違う周波数成分のノイズに対して＋３２ｄＢの余裕度がある。６０Ｈｚに対してはやはり＋１０９ｄＢのノイズ余裕度がある。演算増幅器を使用するものでは飽和し易く、上記の耐ノイズ性能は得られなかった。
【００４３】次に指７等の導電体がセンサーパネル３から浮上している場合の位置検出の偏りについて説明する。図９は、指７がセンサーパネル３の表面に近い場合の、センサーパネル３上の２点との結合容量９０及び９１について図示したものである。図１０は指７がセンサーパネル３の表面から少し離れている場合の、センサーパネル３上の同上の２点との結合容量１００及び１０１について図示したものである。図９と図１０に於いて、指７のセンサーパネル３のＸ，Ｙ位置は同じである。結合容量９０と９１は容量比が大きく、結合容量１００と１０１は容量比が小さい。
【００４４】実際は、結合容量は、センサーパネル３の全面に分布しているので、指７がセンサーパネル３の表面から少し離れている場合は、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点への電流配分比が少し小さくなり、従って実際よりも検出位置がセンサーパネル３の中央寄りに算出される。本装置は内蔵するマイクロコンピュータ（図示せず）が、この検出位置ずれを補正している。指７が近いか、離れているかは、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ点から検出するＡＣ信号電流値の合計から判断している。補正量はセンサーパネル３のサイズにより異なる。
【００４５】図１１は、格子状のセンサー導体アレイ１１１及び１１２を使用した、指等の導電体近接位置検出装置の電圧振動系の構成について示したものである。Ｘ及びＹ方向のアナログマルチプレクサ１１３及び１１４がＸ方向及びＹ方向検出用センサー導体アレイ１１１及び１１２を順次切替えて、信号処理部１１０の入力へ印加する。各センサー導体１１１及び１１２が検出する（受信する）ＡＣ信号レベル（電流または電圧）から、指等の導電体の近接位置を算出する。センサー部の構造が、図１に示すものよりも複雑であるが、各センサー導体１１１及び１１２間のみをアナログ的に位置補間すればよいので、検出位置精度は図１のものよりよい。この装置もやはり、対グランド信号処理が可能であり、上記の各メリットを持つ。
【００４６】
【発明の効果】差動バランス等の複雑な信号処理をせずに、対グランド信号処理により、シンプル且つ耐ノイズ性に優れた、導電体の接近及び近接位置検出装置を得た。またシールド等の浮遊容量の悪影響もほぼ除去された。更に、疑似接地効果の要因を明確にしたことにより、電気的に空中に浮いた人体をも含めて無条件に、導電体の接近及び近接位置の安定な検出を可能とした。
【図面の簡単な説明】
【図１】均一な抵抗面を有するセンサーパネルを使用した、指等の導電体の近接位置検出装置の構成概要図
【図２】 導電体接近検出装置の構成概要図
【図３】 電圧振動系の駆動及び電源供給とアイソレータ回路例
【図４】 検出電流／電圧変換及び時分割回路例
【図５】 Ｘ方向検出等位置線図
【図６】 Y方向検出等位置線図
【図７】 低抵抗のストライプ状電極６が無いセンサーパネルに於けるＸ方向検出等位置線図
【図８】 低抵抗のストライプ状電極６が無いセンサーパネルに於けるＹ方向検出等位置線図
【図９】 指がセンサーパネルの表面に近接している時の結合容量比の説明図
【図１０】 指がセンサーパネルの表面から少し離れている時の結合容量比の説明図
【図１１】 格子状のセンサー導体アレイを使用した、指等の導電体近接位置検出装置の電圧振動系の構成概要図
【符号の説明】
１ 電圧振動系
２ 非振動系
３ センサーパネル
４ シールド板
５ ２次元に均一な抵抗体
６ 低抵抗のストライプ状電極
７ 指（導電体）
８ 指７と抵抗体５間の静電容量結合
９ シールド電線
１０ 信号処理部
１１ 電圧振動系グランド回路
１２ 電圧振動系の電源
１３ アイソレータ
１４ 振動電圧発生器
１５ インターフェイス
１６ 非振動系グランド
２０ 人体（導電体）
２１ 接地（アース）
２２ 人体の接地インピーダンス
２３ 人体２０とセンサー導電板２４間の静電容量結合
２４ センサー導電板（抵抗膜でもよい）
２５ 信号処理部
３０ マルチワイヤ・コモンモード・共振トランス
３１ 電圧振動系＋５Ｖ電源
３２ デカップリングコンデンサ（例えば２２μＦ)
３３ デカップリングコンデンサ（例えば４．７μＦ)
３４ 非振動系＋５Ｖ電源
３５ 共振コンデンサ（例えば６８０ｐＦ)
３６ Ｃ級動作の駆動トランジスタ（例えば２ＳＣ４１１６Ｙ)
３７ ショットキーバリア・ダイオード
３８ コンプライアンス抵抗（例えば４７Ω)
３９ 抵抗（例えば４．７Ω)
４０ 抵抗（例えば４７０Ω)
４１ ＤＣバイアス電流印加抵抗（例えば１５０ ｋΩ）
４２ ＡＣカップリングコンデンサ（例えば４７０ｐＦ）
４３ ローパスフィルタコンデンサ（例えば１００ｐＦ）
４４ ローパスフィルタ抵抗（例えば１．５ｋΩ）
５０ ＋４．７Ｖ（振動系）
５１ クランプダイオード（代用負荷）
５２ バンドパスコイル
５３ バンドパスコンデンサ
５４ アナログマルチプレクサ
５５ 電流／電圧変換トランジスタ（例えば２ＳＣ４１１６Ｙ）
５６ 抵抗（例えば４７Ω）
５７ 電圧変動検出トランジスタ（例えば２ＳＣ４１１６Ｙ）
５８ 抵抗（例えば１０Ω）
５９ トランジスタ５７のＡＣ及びＤＣ負荷抵抗及びトランジスタ５５のベース接地抵抗（例えば１ｋΩ）
６０ トランジスタ５７のＤＣ負荷抵抗（例えば４．７ｋΩ）
６１ デカップリングコンデンサ（例えば１μＦ）
６２ 位相補償抵抗（例えば１ｋΩ）
６３ 位相補償コンデンサ（例えば７ｐＦ）
６４ ＤＣ分圧抵抗（例えば６８ｋΩ）
６５ ＤＣ分圧抵抗（例えば２２ｋΩ）
６６ 電圧変動を伝達するカップリングコンデンサ（例えば１０００ｐＦ）
６７ 抵抗（例えば４．７Ω）
６８ ＡＣカップリングコンデンサ（例えば０．２２μＦ）
６９ ＤＣ電流シンク抵抗（例えば１．５ｋΩ）
７０ ＤＣ零バイアス印加抵抗（例えば２２ｋΩ）
９０ 指７とセンサーパネル上の近点間の結合容量
９１ 指７とセンサーパネル上の遠点間の結合容量
１００ 指７とセンサーパネル上の近点間の結合容量
１０１ 指７とセンサーパネル上の遠点間の結合容量
１１０ 信号処理部
１１１ Ｘ方向検出用センサー導体アレイ
１１２ Ｙ方向検出用センサー導体アレイ
１１３ Ｘ方向アナログマルチプレクサ
１１４ Ｙ方向アナログマルチプレクサ
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は静電容量結合型の導電体接近及び近接位置検出装置に関し、特に能動的に信号を発しない人体及びその指等の被検出導電体に対応した接近及び近接位置検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】抵抗性パネルの４隅を演算増幅器により電圧駆動し、同時に駆動電流を差動増幅器で検出する例として特許第１５３６７２３号に示されたものがある。また、指との結合容量を含めてパネルの格子状導体のキャパシタンスの変化を検出する例として、特許第１７５４５２２号及び同第２０３７７４７号に示されたものがある。または、指との結合容量を含めて抵抗性パネルのインピーダンスを検出する例として、詳細は不明瞭であるが、特許第２６０３９８６号に示されたものがある。他の例として、変成器により、タッチパネルの４点をＡＣ電圧駆動し、同時に駆動電流成分を差動増幅器へ印加する例として特許第１８８１２０８号に示された指の位置検出装置がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の技術に於いては、センサーパネルから、電気信号を人体等の被検出導電体へ吸収させる考え方であったために、複雑な手段による回路構成となり、理想的な信号プロセスとすることが非常に困難であった。また、被検出導電体の疑似接地の理由が不確実（不明瞭）であったために、検出が不安定となる条件が潜在していた。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は如上の課題に鑑みなされたもので、センサーパネルまたはセンサー導体アレイ、シールド板、信号プロセス回路、グランド及び電源回路をも含めて電圧振動系を作り、非振動系に属する人体等の導電体（本出願に於いて、必要充分な電流を流し得る抵抗体は導電体に含める）から静電容量結合を介して等価的に受信する電気振動（ＡＣ信号）を対グランド信号プロセスし、処理結果をアイソレータを介して非振動系へ伝える導電体接近及び近接位置検出装置である。また振動周波数を２００ｋＨｚ以上とし、無条件に安定な信号検出とした。尚、本出願に於いて、「接近」とは１ｍ〜２ｃｍ程度を意味し、「近接」とは５ｃｍ〜０ｃｍ（接触）程度を意味するものとする。
【０００５】
【作用】電圧振動系から非振動系に属する被検出導電体を見る（観測／計測する）と、あたかも被検出導電体が電圧振動しているように計測される。センサーパネルまたはセンサー導体アレイが、その被検出導電体から静電容量結合を介して等価的に受信する電気振動（ＡＣ信号）を本装置が計測する。別の表現をすれば、電気系に於ける天動説と言うこともできる。従来の人体（導電体）の指に信号を吸収させる信号処理と異なり、電圧振動系内に於いて対グランドの受信信号処理が可能となり、回路設計の自由度が大きい。更にシールドを施すことも容易であり、大きな浮遊容量による悪影響も低入力インピーダンスの入力回路により容易に避けることができる。
【０００６】また、人体等の導電体が電圧振動した場合は、人体等の導電体がアンテナとなり、電磁波を多少なりとも放射する。このアンテナとしての放射インピーダンスは振動周波数が高い程、一般的には低下する。この放射インピーダンスが人体等の導電体の負荷となるため、人体（操作者）等の導電体が絶縁性の椅子または台上に居る時でも、振動周波数が２００ｋＨｚ以上で、電圧振動抑制効果がある。
【０００７】
【発明の実施の形態】インピーダンス計測方式でもなく、キャパシタンス計測方式でもなく、電圧振動系が非振動系に属する人体等の導電体から等価的に受信するＡＣ信号レベルにより検出する方式の装置であり、被検出導電体の疑似接地効果を、被検出導電体の対地容量のみに頼らずに、アンテナとしての放射インピーダンスの負荷による電圧振動抑制効果をも有効利用し、空中に浮いた人体程度のサイズの被検出導電体でさえも安定に検出し、接近のみ検出する装置、近接位置のみ検出する装置または両機能を兼ね備えた装置としたものである。
【０００８】
【実施例】以下本発明の詳細を添付図を参照して説明する。図２に示す導電体接近検出装置から先に説明する。例えば被検出体が人体２０（導電体）である場合、人体２０がセンサー導電板２４（抵抗膜でもよい）に近づいた時、その接近を検出する装置である。
【０００９】本実施例に於いて、非振動系２内の振動電圧発生器１４が例えば４６０ｋＨｚの正弦波を発生する。その出力は、電圧振動系１内のすべてを周波数４６０ｋＨｚで同位相同振幅で電圧振動させるために、振動系１内のグランド回路１１または電源１２の電源回路に接続されている。
【００１０】センサー導電板２４は信号処理部２５の入力回路に接続されている。この入力回路は低入力インピーダンスとしてあり（詳細は後述）、従ってセンサー導電板２４はやはり電圧振動系のグランド回路１１と同様に電圧振動する。センサー導電板２４はガラス、ガラスエポキシ基板等に塗布または蒸着により形成された抵抗膜でもよい。シールド板４は必ずしも必要とは限らない。このように電圧振動系１はすべて同振幅同位相で電圧振動しているが、電圧振動系１内に於いては、互いのどの点間でも電気振動していない。電圧振動系１以外から見た時だけ、系全体が電圧振動していることが分かる。
【００１１】被検出導電体である人体２０がセンサー導電板２４の比較的近くに居る場合、人体２０とセンサー導電板２４間に少量ではあるが、静電容量２３が存在する。また人体２０と接地（アース）２１間には、主に容量による接地インピーダンス（Ｚｅ）２２が存在し、通常は容量２３によるインピーダンスよりもＺｅ２２の方が小さい（疑似接地効果）。また、非振動系２のグランド１６は通常、容量を介しまたは商用電源供給ライン（ＡＣ１００Ｖ，ＡＣ２００Ｖライン）を介して接地（アース）２１にＺｅ２２よりも低インピーダンスで交流的に疑似接地されている（図示せず）。従って人体２０は通常、非振動系に属している。また人体２０の導通抵抗は数ｋΩ〜１０ｋΩと言われている。
【００１２】故に人体２０とセンサー導電板２４間には振動電位差が生じ、結合容量２３を介して微少ではあるがＡＣ電流が流れる。実際にはセンサー導電板２４が電圧振動しているのであるが、電気現象は相対的にどちらを基準にして考えてもマクロ的にはよいので、逆に電圧振動系１を基準にしてみると、人体２０の方が電圧振動して見える（観測／計測される）。従ってセンサー導電板２４は、等価的に電圧振動している人体２０からの電気振動をＡＣ信号として受信して、信号処理部２５の入力に印加する。電気系における「天動説」と前記した所以である。
【００１３】理解を容易にするため、他の例を挙げて説明する。１個の電池はマイナス端子を基準（グランド）にすれば”正電源”となり、逆にプラス端子を基準（グランド）にすれば”負電源”となり、どちらを基準にするかで、逆の作用をする。別の例を挙げれば、電流の向きと電子の移動の方向が逆であることは、今は誰でも知っていると思うが、電流の向きを先に（電子の移動であることを発見する前に）決めてしまったために、今もってそのまま通用している。それでマクロ的には良いのである。キルヒホッフの法則も、フレミングの法則も、マックスウエルの電磁場方程式でさえも変更する必要もない。
【００１４】信号処理部２５は、センサー導電板２４が等価的に受信したＡＣ信号を、シングルエンドの対グランド信号処理をするだけで良い。従来行っていた差動バランスによる複雑な手段による信号処理をする必要性は全くない。通常の対グランド増幅、バンドパス・フィルタリング、ＡＣ／ＤＣ変換（ＡＭ検波）、Ａ／Ｄ変換等をすれば良い。信号処理のためのマイクロコンピュータまでも信号処理部２５に含めても良い。
【００１５】被検出導電体が、無いか、近いか、遠いか（１ｍ程度）をセンサー導電板２４の受信信号レベルから判断している。結合容量２３を介して受信する信号レベルが大変小さいため、信号ロスは可能な限り避けなければならない。目的の信号以外の外来ノイズを少なくするため、シールド板４を置くことが良いが、センサー導電板２４との間に大きな浮遊容量ができて、構造上５００〜１０００ｐＦになることもある。本実施例での４６０ｋＨｚの信号周波数に対するこの浮遊容量のインピーダンスは７００Ω〜３５０Ωとなり、従来はこの悪影響を避け難かった。本装置は信号処理部２５の入力インピーダンスを７．５Ω以下とすることにより（詳細は後述）、センサー導電板２４が受けたＡＣ信号電流の９８％以上を信号処理部２５に流入するようにした。また、そうすることによって、大きな浮遊容量が温度により、または機械的ショック等で少しぐらい容量変化しても、信号計測の精度にはほとんど影響しない。このメリットは図１に示す装置で、より顕著な効果を発揮する。
【００１６】信号処理部２５の処理結果出力は、アイソレータ１３を介して非振動系２のインターフェイス１５へ伝える。アイソレータ１３が伝える電気情報はアナログでもデジタルでもよい。Ａ／Ｄ変換器、マイクロコンピュータ等をインターフェイス１５内に配設しても良い。またはマイクロコンピュータは電圧振動系１及び非振動系２の両方に配設しても良い。
【００１７】ここで、人体２０が絶縁性の椅子または台上に居る場合、または導電体が空中にある場合について述べる。当然、接地インピーダンス（Ｚｅ）２２は増大し、疑似接地効果は小さくなる。人体２０が地上２０ｃｍの絶縁台上に立っている時の接地容量を実測してみたが（１０ｋＨｚを使用）、１ｐＦにも満たなかった。しかし、接地インピーダンス（Ｚｅ）２２を４６０ｋＨｚで実測してみると７ｋΩ前後であった。１ｐＦの４６０ｋＨｚに於けるインピーダンスは３５０ｋΩであり、従って接地容量以外の疑似接地効果要因がある。この要因は、人体がアンテナとなる時の、電磁波放射インピーダンスが負荷となることによる疑似接地効果（電圧振動抑制効果）であることが、各実験の結果判明した。
【００１８】因みに、人体が１ｍの高さの絶縁台上に居る場合でも、疑似接地効果は上記と大差ない。また大人が台上でしゃがむ時、または小学校低学年の子供が台上に立った時は、実測で１５ｋΩ前後であった。また、周波数が２００ｋＨｚの時は、上記のいずれの場合も、疑似接地効果が１／２〜１／２．５に低下した（接地インピーダンス（Ｚｅ）２２が増大した）。
【００１９】以上をまとめると、電磁波の放射インピーダンスは、波長に比して被検出導電体のサイズがはるかに小さい時、電気振動周波数と被検出導電体のサイズ（主に長さ）との積にほぼ反比例する。２００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの電磁波の波長は１．５ｋｍ〜６００ｍなので、人体程度の大きさの場合、その放射インピーダンスは上記程度となることは理解されるであろう。より小さな被検出導電体が電気的に空中に浮いている場合、その検出のためには更に高周波の電気振動を必要とする。周波数による疑似接地効果の重要性は図１に示す装置に於いてより顕著である。
【００２０】図２に示す接近検出装置の場合、結合容量２３を介してセンサー導電板２４が受け取る検出電流の大きさも重要であり、信号処理部２５の入力回路のノイズレベル程度が、検出電流の識別限度である。結合容量２３を流れる電流の大きさは電気振動の周波数と結合容量２３との積に比例する。本実施例に於いて、振動周波数４６０ｋＨｚで２０ｃｍ×２０ｃｍのセンサー導電板２４の場合、大人で約１ｍの距離から無条件に接近検出できた。振動周波数を２００ｋＨｚにすると約０．５ｍの距離から接近検出できた。小学校低学年の子供の場合、検出限度距離はそれぞれ約２／３に短縮した。これらの結果から振動周波数は２００ｋＨｚ以上が望ましい。
【００２１】次に図１に示した、均一な面抵抗を有するセンサーパネルを使用した導電体（指でも良い）近接位置検出装置について説明する。図２に示した装置の説明と同じ部分が多いので、相違点を主に説明する。参照符号も同機能の部分は同符号とした。図１に示す装置は導電体（例えば指）７がセンサーパネル３の面上に近接している時、導電体（指）７のセンサーパネル３の面上に於ける近接位置（Ｘ、Ｙ位置）を検出する装置である。
【００２２】センサーパネル３の実際の構造について簡単に述べる。透明なガラス、樹脂、または不透明な絶縁基板（図示せず）の面上に、２次元に（どの方向にも）均一に分布した抵抗体５（膜状）を塗布、蒸着等により形成する。抵抗体５の材料は透明を必要とする場合はＩＴＯ（インジウム・ティン・オキサイド）膜、ＮＥＳＡ（酸化錫）膜等であり、不透明なものはカーボン膜等である。その外周部に、抵抗体５の面抵抗よりもかなり小さな面抵抗のストライプ状電極６を密着配設する。このストライプ状電極６の形状は各種のものが提案されているが、本実施例では単純な直線状としている。このストライプ状電極６の４隅は、引き出し線（シールド電線９）が接続されて、信号処理部１０の入力部の４個の低入力インピーダンス電流／電圧変換回路に接続されている。尚、抵抗体５及びストライプ状電極６の上面（指のタッチ面）も実際は絶縁シート、ガラス板等で覆われており、操作者その他が導電部分に直接触れないようにしてある。シールド板４は必ずしも必要とは限らない。
【００２３】図１に示すように、指（導電体）７が抵抗体５の面上で互いに近接している時、これら両者間に静電容量結合８が存在し、表面の絶縁層の厚さにもよるが、タッチ状態で５〜１０ｐＦ程度である。電圧振動系１は図２の例と同様に、振動電圧発生器１４により例えば４６０ｋＨｚで駆動されている。操作者（図示せず）は前述の理由により、非振動系に属しており、従って操作者（導電体）の指７と抵抗体５との間に、結合容量８を介して振動電流（ＡＣ信号電流）が流れる。本実施例では、この指７に流れる信号電流は、最大でも約２０μＡrmsとしている。
【００２４】抵抗体５は均一な抵抗値の分布をしており、指７の先端に近い辺のストライプ状電極６に、より多くの信号電流が流れる。従って、信号処理部１０の低入力インピーダンスの各入力に等価的に流入する信号電流のレベルから、導電体（指）７の先端の、センサーパネル３の面上に於ける、近接位置を検出することができる。
【００２５】指７の先端から平面抵抗体５の一点（仮想中心点）に等価的に流れ込む電流の位置を検出することになるので、ＰＳＤ（光／電荷位置検出素子）の技術的考え方にどちらかと言うと近い。ＰＳＤとの主な相違点は、取り扱う信号に関して次の３点である。第１点は、ＰＳＤがＤＣ信号を扱うのに対して、本装置はＡＣ信号をダイナミックに扱う。第２点は、ＰＳＤよりもはるかに大型であり、特に浮遊容量が大きく、シールドを施すと時には５００〜２０００ｐＦとなることもある。第３点は、信号電圧よりもかなり大きなノイズ（外乱）電圧が通常存在し、検出不可能または極端な精度悪化を起こし易い。本装置はこれら３点に充分に対処している。この対処の度合いは信号処理部１０の入力部の性能に大きく左右されるが、詳細は後述する。
【００２６】センサーパネル３の絶縁層表面に指７がタッチした時の、結合容量８は５〜１０ｐＦであるが、１０ｐＦの時そのインピーダンスは４６０ｋＨｚに於いて３５ｋΩである。人体２０の疑似接地効果を得る接地インピーダンス２２は３０ｋΩ以下でありたい。また、検出信号のＳ／Ｎ比に関して、Ａ４版相当のセンサーパネル３の場合、０．２ｍｍの位置分解能を得るためには、Ｓ／Ｎ比は結果的に６５ｄＢ以上が必要である。このＳ／Ｎ比を得るための指７からの受信信号電流は、信号処理部１０での処理手段にもよるが、本実施例の場合、少なくとも５μＡrms必要であった。上記の無条件の疑似接地効果を得るためと、結合容量８を通る信号電流を確保するため、振動周波数は２００ｋＨｚ以上が望ましい。
【００２７】次に検出位置歪みについて説明する。本実施例では、ストライプ状電極６を単純な直線状としている。この構造に於いて、抵抗体５の面抵抗値と、ストライプ状電極６の面抵抗値との比を大きくするほど、位置検出の湾曲性が少なくなることは従来から知られていた。また、周囲電極のパターンを工夫することによってもやはり湾曲性が改善されることも提案されていた。本実施例では簡単な周囲電極パターンでなるべく湾曲性を少なくするようなパラメータとした。抵抗体５の面抵抗値は１ｋΩ／□でストライプ状電極６の各辺の両端間の抵抗値を３５０Ωとした。この時の実測によるＸ方向検出等位置線を図５に、Ｙ方向のそれを図６に示す。
【００２８】信号処理部１０の入力インピーダンスを１Ω程度まで、回路安定性を確保しながら下げれば、ストライプ状電極６の抵抗値を本実施例の１／５程度として、図５、図６に示す検出等位置線（検出位置歪み）を更に直線的にすることは可能である。この湾曲性を本装置内のマイクロコンピュータ（図示せず）が補正している。参考例としてストライプ状電極６が無い場合のＸ方向検出等位置線を図７に、Ｙ方向のそれを図８に示す。図５〜図８は次の計算結果が等しくなるように指相当の導体を移動した時の軌跡である。位置計算式は正規化Ｘ＝（ｉB ＋ｉC −ｉA −ｉD ）／（ｉA ＋ｉB ＋ｉC ＋ｉD ）
正規化Ｙ＝（ｉC ＋ｉD −ｉA −ｉB ）／（ｉA ＋ｉB ＋ｉC ＋ｉD ）
とした。センサーパネル３の中央部を原点として、図１に示すＸ、Ｙの方向を正の方向とした。また、ｉA 、ｉB 、ｉC 、ｉD はＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点からそれぞれ流れるＡＣ信号電流値である。
【００２９】図７、８から、両図を重ねた時、検出等位置線が平行に近いエリアは略１次元要素のみとなり、２次元の正確な位置決定不能または精度が著しく悪い所であり、中央部以外は実用上使えないエリアであることが判る。これからもストライプ状電極６が検出電流をＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点へＸ、Ｙ方向に沿って配分する効果を持っていることが判る。
【００３０】次に細部回路の内、本発明を支える主要部分について説明する。図３は、電圧振動系１を４６０ｋＨｚで駆動すると共に電源供給する回路とアイソレータ１３に相当する回路の例を示したものである。主要パーツはマルチワイヤ・コモンモード・共振トランス３０であり、ドーナツ状、ＥＩ状等の同一の閉磁路磁気コアに巻いた密結合のコイル群である。図中Ｌ１、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５で示したコイルは同巻き数であり、同電圧同位相でＡＣ振動する。参照符号３２及び３３は大きな容量のデカップリング・コンデンサであり、マルチワイヤ・コモンモード・共振トランス３０のＬ１及びＬ３で示したコイルは、ＡＣ的に並列接続されている。電圧振動系１と非振動系２のグランド及び＋５Ｖ電源は、それぞれコイルＬ３及びコイルＬ１を介して接続されている。またコイルＬ１はコイルＬ２と組み合わされたインダクタンスであり、コンデンサ３５と共に並列共振回路を構成する。この共振回路（Ｌ１、Ｌ２、３５）を駆動するのがトランジスタ３６である。
【００３１】駆動パルスが抵抗４４を介して印加されると、コンデンサ４３と共に構成する簡単なローパスフィルタでなだらかな波形となり、ＡＣカップリング・コンデンサ４２を介してトランジスタ３６のベースを約４ＶppでＡＣ駆動する。トランジスタ３６のベースは１０〜１５％の時間だけ順方向にバイアスされ、その他の時間は逆バイアスとなり、トランジスタ３６のコレクタ〜エミッタ間は間欠的に導通し、抵抗３８を介して共振回路（Ｌ１、Ｌ２、３５）を駆動する。つまりトランジスタ３６はＣ級動作であり、高効率である。コイルＬ２の下端（ホットエンド）は約１０Ｖppで正弦波振動し、コイルＬ２及びＬ１により分圧されたＡＣ電圧が電圧振動系１を正弦波で振動させる。電圧振動系１を駆動するための、非振動系２の＋５Ｖ電源の消費電流は約２ｍＡである。ショットキーバリア・ダイオード３７は、トランジスタ３６の通常の非飽和用であると共に、共振回路（Ｌ１，Ｌ２，３５）を一定電圧で振動させる作用もある。各抵抗及びコンデンサの目的と値は符号の説明の欄を参照されたい。
【００３２】コイルＬ４とＬ５は図１のアイソレータ１３に相当し、アナログまたはデジタルの電気情報を電圧振動系１と非振動系２間で受け渡しする。もっと電気情報線が必要な場合はコイルＬ１等と同巻数で追加したコイルを介して行えばよい。電圧振動系１の振動電圧が２Ｖpp以下で、且つＣＭＯＳロジックによるデジタル電気情報のみを伝えればよい場合は、アイソレータ１３としてコイルＬ４，Ｌ５等の代わりに、抵抗のみを介して電気情報を受け渡すことも可能である。
【００３３】コイルＬ１及びＬ３を流れる電源電流及びそのリターン・グランド電流は、大きさが同じで向きが逆であるため、コイル磁力線を互いに打ち消す。またコイルＬ４，Ｌ５等を流れる電流は無視可能な位に少ない。従ってコイルＬ２を流れる共振電流が主な磁力線源となり、マルチワイヤ・コモンモード・共振トランス３０の磁気コアは磁気飽和しにくく、マルチワイヤ・コモンモード・共振トランス３０を大変小型にすることができた。
【００３４】図４に示す回路は、図１の信号処理部１０の入力回路の例である。基本的にＡＣ電流／ＡＣ電圧変換回路であり、主要パーツはトランジスタ５５とＬＣ並列共振回路５２及び５３である。トランジスタ５５は、抵抗５９を介してベース接地され、エミッタへ入力するＡＣ信号電流の９９．５％程度をコレクタへ伝達する。トランジスタ５５のコレクタ回路は、アナログマルチプレクサ５４で選択されている時、信号周波数に於いて高インピーダンスとなり、トランス・インピーダンス値が大きく、従って電流／電圧変換効率を高くしている。この電流／電圧変換効率は高いが、ダイナミックレンジを極めて大きくし、ノイズ耐量を大幅に強化していることも特徴であるが、詳細は後述する。トランジスタ５５のコレクタそのものの出力インピーダンスは大きく、並列共振回路５２及び５３のＱ値をあまり低下させないので、必要周波数（電圧振動系１の振動周波数）成分のみを電圧に変換する。
【００３５】アナログマルチプレクサ５４は４個の入力回路の内の１回路を並列共振回路５２及び５３へ接続し、時分割でＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点からの検出電流を計測できるようにしている。ダイオード５１は、アナログマルチプレクサ５４で選択されていない時にも、入力回路を動作させておき、本回路の入力インピーダンスを常時一定値に保持するための、クランプ作用のある代用負荷である。アナログマルチプレクサ５４は内部に浮遊容量を持っているが、それは共振コンデンサ５３の一部と見なせるため、信号ロスの要因とはならない。更に本装置は、従来の装置と異なり、対グランド信号処理であるため、本回路の全ての浮遊容量から、信号成分へ加わる有害なスプリアス成分は無い。これも本装置の特徴の１つである。
【００３６】トランジスタ５５のエミッタ入力インピーダンスは、本実施例の場合、約２０Ωであり、これのみでは充分に低い入力インピーダンスではないので、トランジスタ５７による反転増幅回路を追加している。電流／電圧変換トランジスタ５５のエミッタ電圧が変動すると、ＡＣカップリング・コンデンサ６６を介してトランジスタ５７のベースへ、電圧変動分として印加される。この電圧変動分は、エミッタ接地トランジスタ５７により位相反転され、トランジスタ５５のベースへ印加され、このベースＤＣ電圧を変調する。この変調は、トランジスタ５５のエミッタ電圧変動を少なくする方向に働く。すなわちトランジスタ５５のエミッタ入力インピーダンスが低下する。本実施例では６４０ｋＨｚに於いて、６．５Ω±１Ωを得た。各回路定数は、参考例として符号の説明の欄を参照されたい。
【００３７】注意すべきことは、トランジスタ５５のエミッタに接続される浮遊容量が５００〜２０００ｐＦと大きいことである。従って回路の安定動作のためには、抵抗６２とコンデンサ６３による位相補償が必要である。それでも開ループ・ゲインは、本実施例での４６０ｋＨｚに於いて、ほとんど低下しない。この回路は２０００ｐＦの入力浮遊容量でも全く安定である。本回路の代わりに演算増幅器を使用すると、サミング点にこの浮遊容量が入るため、安定動作は得難い。浮遊容量が２０００ｐＦよりもずっと少なければ、図４の回路で、定数を少し変えるだけで入力インピーダンスを１Ω程度まで下げることは容易である。
【００３８】図４に示す回路の入力インピーダンスが、センサーパネル３のストライプ状電極６の各辺の両端間抵抗値に比して充分に小さくないと、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点への電流配分比が小さくなり、従って検出位置エラー要因となる。また、この入力インピーダンス値を小さくすることは、大きな浮遊容量による信号ロスを防止することでもあり、段落００１５で説明した通りである。１層の平面抵抗体をセンサーパネルとして使用する本装置は、その４隅から検出する電流比から位置算出するので、信号ロスは可能な限り少ない方がよい。本実施例での６．５Ω±１Ωは実用上充分な低い値であることを確認している。
【００３９】指へ信号を吸収させる従来の装置は、シールド板、シールド電線、装置筐体等との浮遊容量へもＡＣ信号が流出し、本来の指へのＡＣ信号の吸収による正味分は５％にも満たないため、検出位置精度を確保することが、大変困難だった。本実施例では、シールド板４及びシールド電線９の浮遊容量からの流入ＡＣ信号は無く、装置筐体から少し流入するが、指７からの正味ＡＣ信号電流分が約８０％を占めるため、従来に比し非常に信号の信頼性が増し、より安定に精度よい近接位置検出を得た。これも対グランド信号を扱う本装置の大きな特徴である。
【００４０】図４に示す回路のノイズ耐量について説明する。トランジスタ５５は、そのエミッタ瞬時電流が零近くになるまで、その電流値にほとんど関係なく、エミッタ瞬時電流の約９９．５％（ほぼ一定値）をそのコレクタに伝達するので、リニアリティが必要充分に良好であり、回路の線型性が保たれる。すなわち、ＡＣ信号電流は多くても２０μＡrms程度であり、ＤＣバイアス電流の約１．３ｍＡが零近くまでになるノイズ混入に対して、信号周波数成分に歪みが発生せず、信号レベルの＋３２ｄＢの違う周波数成分のノイズが混入しても、検出位置がずれる程ではない。つまり、電流／電圧変換効率が高くても、信号周波数と違う周波数帯域のノイズが＋３２ｄＢのレベルで混入しても、本回路は飽和せず、ダイナミックレンジが極めて大きい。更に、入力部がＡＣカップリングであるため、商用電源の５０〜６０Ｈｚの電源誘導ノイズ成分に対しては＋１０９ｄＢのノイズ耐量がある。
【００４１】この耐ノイズ性能（ノイズ余裕度）は、電圧振動系内に於いては、対グランド信号処理が可能〕であることから実現したものであり、テレビ、パーソナルコンピュータ、ＣＲＴモニタ、液晶ディスプレイ等と共に使用される環境下での安定動作を提供する。因みに従来の静電容量結合型指タッチ位置検出装置のノイズ余裕度は、信号周波数以外の全周波数でせいぜい０ｄＢ程度である。
【００４２】図４に示す４個の入力回路の内の１回路分を、アナログマルチプレクサ５４及びクランプダイオード５１を除いて、図２に示す接近検出装置にも使用できることは言うまでもない。また、図４に示す回路は、ペン形の能動位置指示器から、結合容量を介してＡＣ信号をセンサーパネル（電圧振動系ではない）へ伝達する方式の装置へも応用できて、その場合も同様に、ＡＣ信号周波数と違う周波数成分のノイズに対して＋３２ｄＢの余裕度がある。６０Ｈｚに対してはやはり＋１０９ｄＢのノイズ余裕度がある。演算増幅器を使用するものでは飽和し易く、上記の耐ノイズ性能は得られなかった。
【００４３】次に指７等の導電体がセンサーパネル３から浮上している場合の位置検出の偏りについて説明する。図９は、指７がセンサーパネル３の表面に近い場合の、センサーパネル３上の２点との結合容量９０及び９１について図示したものである。図１０は指７がセンサーパネル３の表面から少し離れている場合の、センサーパネル３上の同上の２点との結合容量１００及び１０１について図示したものである。図９と図１０に於いて、指７のセンサーパネル３のＸ，Ｙ位置は同じである。結合容量９０と９１は容量比が大きく、結合容量１００と１０１は容量比が小さい。
【００４４】実際は、結合容量は、センサーパネル３の全面に分布しているので、指７がセンサーパネル３の表面から少し離れている場合は、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ点への電流配分比が少し小さくなり、従って実際よりも検出位置がセンサーパネル３の中央寄りに算出される。本装置は内蔵するマイクロコンピュータ（図示せず）が、この検出位置ずれを補正している。指７が近いか、離れているかは、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ点から検出するＡＣ信号電流値の合計から判断している。補正量はセンサーパネル３のサイズにより異なる。
【００４５】図１１は、格子状のセンサー導体アレイ１１１及び１１２を使用した、指等の導電体近接位置検出装置の電圧振動系の構成について示したものである。Ｘ及びＹ方向のアナログマルチプレクサ１１３及び１１４がＸ方向及びＹ方向検出用センサー導体アレイ１１１及び１１２を順次切替えて、信号処理部１１０の入力へ印加する。各センサー導体１１１及び１１２が検出する（受信する）ＡＣ信号レベル（電流または電圧）から、指等の導電体の近接位置を算出する。センサー部の構造が、図１に示すものよりも複雑であるが、各センサー導体１１１及び１１２間のみをアナログ的に位置補間すればよいので、検出位置精度は図１のものよりよい。この装置もやはり、対グランド信号処理が可能であり、上記の各メリットを持つ。
【００４６】
【発明の効果】差動バランス等の複雑な信号処理をせずに、対グランド信号処理により、シンプル且つ耐ノイズ性に優れた、導電体の接近及び近接位置検出装置を得た。またシールド等の浮遊容量の悪影響もほぼ除去された。更に、疑似接地効果の要因を明確にしたことにより、電気的に空中に浮いた人体をも含めて無条件に、導電体の接近及び近接位置の安定な検出を可能とした。
【図面の簡単な説明】
【図１】均一な抵抗面を有するセンサーパネルを使用した、指等の導電体の近接位置検出装置の構成概要図
【図２】 導電体接近検出装置の構成概要図
【図３】 電圧振動系の駆動及び電源供給とアイソレータ回路例
【図４】 検出電流／電圧変換及び時分割回路例
【図５】 Ｘ方向検出等位置線図
【図６】 Y方向検出等位置線図
【図７】 低抵抗のストライプ状電極６が無いセンサーパネルに於けるＸ方向検出等位置線図
【図８】 低抵抗のストライプ状電極６が無いセンサーパネルに於けるＹ方向検出等位置線図
【図９】 指がセンサーパネルの表面に近接している時の結合容量比の説明図
【図１０】 指がセンサーパネルの表面から少し離れている時の結合容量比の説明図
【図１１】 格子状のセンサー導体アレイを使用した、指等の導電体近接位置検出装置の電圧振動系の構成概要図
【符号の説明】
１ 電圧振動系
２ 非振動系
３ センサーパネル
４ シールド板
５ ２次元に均一な抵抗体
６ 低抵抗のストライプ状電極
７ 指（導電体）
８ 指７と抵抗体５間の静電容量結合
９ シールド電線
１０ 信号処理部
１１ 電圧振動系グランド回路
１２ 電圧振動系の電源
１３ アイソレータ
１４ 振動電圧発生器
１５ インターフェイス
１６ 非振動系グランド
２０ 人体（導電体）
２１ 接地（アース）
２２ 人体の接地インピーダンス
２３ 人体２０とセンサー導電板２４間の静電容量結合
２４ センサー導電板（抵抗膜でもよい）
２５ 信号処理部
３０ マルチワイヤ・コモンモード・共振トランス
３１ 電圧振動系＋５Ｖ電源
３２ デカップリングコンデンサ（例えば２２μＦ)
３３ デカップリングコンデンサ（例えば４．７μＦ)
３４ 非振動系＋５Ｖ電源
３５ 共振コンデンサ（例えば６８０ｐＦ)
３６ Ｃ級動作の駆動トランジスタ（例えば２ＳＣ４１１６Ｙ)
３７ ショットキーバリア・ダイオード
３８ コンプライアンス抵抗（例えば４７Ω)
３９ 抵抗（例えば４．７Ω)
４０ 抵抗（例えば４７０Ω)
４１ ＤＣバイアス電流印加抵抗（例えば１５０ ｋΩ）
４２ ＡＣカップリングコンデンサ（例えば４７０ｐＦ）
４３ ローパスフィルタコンデンサ（例えば１００ｐＦ）
４４ ローパスフィルタ抵抗（例えば１．５ｋΩ）
５０ ＋４．７Ｖ（振動系）
５１ クランプダイオード（代用負荷）
５２ バンドパスコイル
５３ バンドパスコンデンサ
５４ アナログマルチプレクサ
５５ 電流／電圧変換トランジスタ（例えば２ＳＣ４１１６Ｙ）
５６ 抵抗（例えば４７Ω）
５７ 電圧変動検出トランジスタ（例えば２ＳＣ４１１６Ｙ）
５８ 抵抗（例えば１０Ω）
５９ トランジスタ５７のＡＣ及びＤＣ負荷抵抗及びトランジスタ５５のベース接地抵抗（例えば１ｋΩ）
６０ トランジスタ５７のＤＣ負荷抵抗（例えば４．７ｋΩ）
６１ デカップリングコンデンサ（例えば１μＦ）
６２ 位相補償抵抗（例えば１ｋΩ）
６３ 位相補償コンデンサ（例えば７ｐＦ）
６４ ＤＣ分圧抵抗（例えば６８ｋΩ）
６５ ＤＣ分圧抵抗（例えば２２ｋΩ）
６６ 電圧変動を伝達するカップリングコンデンサ（例えば１０００ｐＦ）
６７ 抵抗（例えば４．７Ω）
６８ ＡＣカップリングコンデンサ（例えば０．２２μＦ）
６９ ＤＣ電流シンク抵抗（例えば１．５ｋΩ）
７０ ＤＣ零バイアス印加抵抗（例えば２２ｋΩ）
９０ 指７とセンサーパネル上の近点間の結合容量
９１ 指７とセンサーパネル上の遠点間の結合容量
１００ 指７とセンサーパネル上の近点間の結合容量
１０１ 指７とセンサーパネル上の遠点間の結合容量
１１０ 信号処理部
１１１ Ｘ方向検出用センサー導体アレイ
１１２ Ｙ方向検出用センサー導体アレイ
１１３ Ｘ方向アナログマルチプレクサ
１１４ Ｙ方向アナログマルチプレクサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】 電圧振動系と非振動系とを有する、導電体の接近を検出する装置であって、前記電圧振動系は、２００ｋＨｚ以上の周波数の振動電圧発生器により駆動されており、且つ、前記導電体との間の静電容量結合を介して流れるＡＣ電流を等価的に受信検出するセンサー導電板と、該センサー導電板が検出した前記ＡＣ電流を印加する信号処理部と、該信号処理部にも接続される電圧振動系グランド回路と、該電圧振動系グランド回路に対し同振幅同位相で電圧振動し、前記信号処理部に接続される電源回路とから成り、前記非振動系は、前記振動電圧発生器と、外部装置とのインターフェイスとから成り、前記信号処理部と前記インターフェイスとの間で、アイソレータを介してデジタルまたはアナログ電気情報を受け渡しすることを特徴とする導電体接近検出装置。
【請求項２】 電圧振動系と非振動系とを有する、導電体のセンサーパネル面上に於ける近接位置を検出する装置であって、前記電圧振動系は、２００ｋＨｚ以上の周波数の振動電圧発生器により駆動されており、且つ、前記導電体との間の静電容量結合を介して流れるＡＣ電流を等価的に受信する、２次元に均一な面抵抗を有する抵抗体及び該抵抗体の周辺に低抵抗の電極を密着配設した前記センサーパネルと、該センサーパネルの４隅から流れるＡＣ電流を印加する信号処理部と、該信号処理部にも接続される電圧振動系グランド回路と、該電圧振動系グランド回路に対し同振幅同位相で電圧振動し、前記信号処理部に接続される電源回路とから成り、前記非振動系は、前記振動電圧発生器と、外部装置とのインターフェイスとから成り、前記信号処理部と前記インターフェイスとの間で、アイソレータを介してデジタルまたはアナログ電気情報を受け渡しすることを特徴とする導電体近接位置検出装置。
【請求項３】 電圧振動系と非振動系とを有する、導電体のセンサー導体アレイ面上に於ける近接位置を検出する装置であって、前記電圧振動系は、２００ｋＨｚ以上の周波数の振動電圧発生器により駆動されており、且つ、前記導電体との間の静電容量結合を介してＡＣ信号を等価的に受信する、Ｘ方向及びＹ方向に格子状に配列された前記センサー導体アレイと、該センサー導体アレイの各導体を順次接続するアナログマルチプレクサと、該マルチプレクサの出力を印加する信号処理部と、該信号処理部及び前記マルチプレクサにも接続される電圧振動系グランド回路と、該電圧振動系グランド回路に対し同振幅同位相で電圧振動し、前記信号処理部及び前記マルチプレクサに接続される電源回路とから成り、前記非振動系は、前記振動電圧発生器と、外部装置とのインターフェイスとから成り、前記信号処理部と前記インターフェイスとの間で、アイソレータを介してデジタルまたはアナログ電気情報を受け渡しすることを特徴とする導電体近接位置検出装置。
【請求項４】 同一の閉磁路磁気コアに巻き線したマルチワイヤ・コモンモード・共振トランスを介して、前記電圧振動系と前記非振動系との間の、グランド回路、電源回路、及びデジタルまたはアナログ電気情報線をそれぞれ接続することを特徴とする、請求項１記載の導電体接近検出装置。
【請求項５】 同一の閉磁路磁気コアに巻き線したマルチワイヤ・コモンモード・共振トランスを介して、前記電圧振動系と前記非振動系との間の、グランド回路、電源回路、及びデジタルまたはアナログ電気情報線をそれぞれ接続することを特徴とする、請求項２記載の導電体近接位置検出装置。
【請求項６】 同一の閉磁路磁気コアに巻き線したマルチワイヤ・コモンモード・共振トランスを介して、前記電圧振動系と前記非振動系との間の、グランド回路、電源回路、及びデジタルまたはアナログ電気情報線をそれぞれ接続することを特徴とする、請求項３記載の導電体近接位置検出装置。
【請求項７】 前記マルチワイヤ・コモンモード・共振トランスがＣ級動作のトランジスタにより駆動される、請求項４記載の導電体接近検出装置。
【請求項８】 前記マルチワイヤ・コモンモード・共振トランスがＣ級動作のトランジスタにより駆動される、請求項５記載の導電体近接位置検出装置。
【請求項９】 前記マルチワイヤ・コモンモード・共振トランスがＣ級動作のトランジスタにより駆動される、請求項６記載の導電体近接位置検出装置。
【請求項１０】 位置指示手段のセンサーパネル面上に於ける近接位置を検出する装置であって、前記位置指示手段から能動的または等価的に発信するＡＣ信号を静電容量結合を介して受信する、２次元に均一な面抵抗を有する抵抗体及び該抵抗体の周辺に低抵抗の電極を密着配設した前記センサーパネルと、該センサーパネルの４隅から流れるＡＣ電流を印加する電流／電圧変換回路とを少なくとも有し、該電流／電圧変換回路は、抵抗を介しベース接地するエミッタ入力のトランジスタと、該トランジスタのコレクタに接続するＬＣ並列共振回路と、前記エミッタ入力の電圧変動を反転増幅し、前記トランジスタのベースへ印加する反転増幅器とから成ることを特徴とする近接位置検出装置。
【請求項１１】 前記導電体が前記センサーパネル面に接触した時の前記センサーパネルの４隅から流れるＡＣ電流値の合計を基準計測電流値とし、該基準計測電流値よりも小さく計測した時に、検出した前記近接位置を前記センサーパネル面の中心位置よりも外周方向へ補正する手段を有することを特徴とする請求項２記載の導電体近接位置検出装置。
【請求項１】 電圧振動系と非振動系とを有する、導電体の接近を検出する装置であって、前記電圧振動系は、２００ｋＨｚ以上の周波数の振動電圧発生器により駆動されており、且つ、前記導電体との間の静電容量結合を介して流れるＡＣ電流を等価的に受信検出するセンサー導電板と、該センサー導電板が検出した前記ＡＣ電流を印加する信号処理部と、該信号処理部にも接続される電圧振動系グランド回路と、該電圧振動系グランド回路に対し同振幅同位相で電圧振動し、前記信号処理部に接続される電源回路とから成り、前記非振動系は、前記振動電圧発生器と、外部装置とのインターフェイスとから成り、前記信号処理部と前記インターフェイスとの間で、アイソレータを介してデジタルまたはアナログ電気情報を受け渡しすることを特徴とする導電体接近検出装置。
【請求項２】 電圧振動系と非振動系とを有する、導電体のセンサーパネル面上に於ける近接位置を検出する装置であって、前記電圧振動系は、２００ｋＨｚ以上の周波数の振動電圧発生器により駆動されており、且つ、前記導電体との間の静電容量結合を介して流れるＡＣ電流を等価的に受信する、２次元に均一な面抵抗を有する抵抗体及び該抵抗体の周辺に低抵抗の電極を密着配設した前記センサーパネルと、該センサーパネルの４隅から流れるＡＣ電流を印加する信号処理部と、該信号処理部にも接続される電圧振動系グランド回路と、該電圧振動系グランド回路に対し同振幅同位相で電圧振動し、前記信号処理部に接続される電源回路とから成り、前記非振動系は、前記振動電圧発生器と、外部装置とのインターフェイスとから成り、前記信号処理部と前記インターフェイスとの間で、アイソレータを介してデジタルまたはアナログ電気情報を受け渡しすることを特徴とする導電体近接位置検出装置。
【請求項３】 電圧振動系と非振動系とを有する、導電体のセンサー導体アレイ面上に於ける近接位置を検出する装置であって、前記電圧振動系は、２００ｋＨｚ以上の周波数の振動電圧発生器により駆動されており、且つ、前記導電体との間の静電容量結合を介してＡＣ信号を等価的に受信する、Ｘ方向及びＹ方向に格子状に配列された前記センサー導体アレイと、該センサー導体アレイの各導体を順次接続するアナログマルチプレクサと、該マルチプレクサの出力を印加する信号処理部と、該信号処理部及び前記マルチプレクサにも接続される電圧振動系グランド回路と、該電圧振動系グランド回路に対し同振幅同位相で電圧振動し、前記信号処理部及び前記マルチプレクサに接続される電源回路とから成り、前記非振動系は、前記振動電圧発生器と、外部装置とのインターフェイスとから成り、前記信号処理部と前記インターフェイスとの間で、アイソレータを介してデジタルまたはアナログ電気情報を受け渡しすることを特徴とする導電体近接位置検出装置。
【請求項４】 同一の閉磁路磁気コアに巻き線したマルチワイヤ・コモンモード・共振トランスを介して、前記電圧振動系と前記非振動系との間の、グランド回路、電源回路、及びデジタルまたはアナログ電気情報線をそれぞれ接続することを特徴とする、請求項１記載の導電体接近検出装置。
【請求項５】 同一の閉磁路磁気コアに巻き線したマルチワイヤ・コモンモード・共振トランスを介して、前記電圧振動系と前記非振動系との間の、グランド回路、電源回路、及びデジタルまたはアナログ電気情報線をそれぞれ接続することを特徴とする、請求項２記載の導電体近接位置検出装置。
【請求項６】 同一の閉磁路磁気コアに巻き線したマルチワイヤ・コモンモード・共振トランスを介して、前記電圧振動系と前記非振動系との間の、グランド回路、電源回路、及びデジタルまたはアナログ電気情報線をそれぞれ接続することを特徴とする、請求項３記載の導電体近接位置検出装置。
【請求項７】 前記マルチワイヤ・コモンモード・共振トランスがＣ級動作のトランジスタにより駆動される、請求項４記載の導電体接近検出装置。
【請求項８】 前記マルチワイヤ・コモンモード・共振トランスがＣ級動作のトランジスタにより駆動される、請求項５記載の導電体近接位置検出装置。
【請求項９】 前記マルチワイヤ・コモンモード・共振トランスがＣ級動作のトランジスタにより駆動される、請求項６記載の導電体近接位置検出装置。
【請求項１０】 位置指示手段のセンサーパネル面上に於ける近接位置を検出する装置であって、前記位置指示手段から能動的または等価的に発信するＡＣ信号を静電容量結合を介して受信する、２次元に均一な面抵抗を有する抵抗体及び該抵抗体の周辺に低抵抗の電極を密着配設した前記センサーパネルと、該センサーパネルの４隅から流れるＡＣ電流を印加する電流／電圧変換回路とを少なくとも有し、該電流／電圧変換回路は、抵抗を介しベース接地するエミッタ入力のトランジスタと、該トランジスタのコレクタに接続するＬＣ並列共振回路と、前記エミッタ入力の電圧変動を反転増幅し、前記トランジスタのベースへ印加する反転増幅器とから成ることを特徴とする近接位置検出装置。
【請求項１１】 前記導電体が前記センサーパネル面に接触した時の前記センサーパネルの４隅から流れるＡＣ電流値の合計を基準計測電流値とし、該基準計測電流値よりも小さく計測した時に、検出した前記近接位置を前記センサーパネル面の中心位置よりも外周方向へ補正する手段を有することを特徴とする請求項２記載の導電体近接位置検出装置。
【図１】
【図２】
【図７】
【図９】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図８】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図７】
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【図３】
【図４】
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【図６】
【図８】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開平１１−３０４９４２
【公開日】平成１１年（１９９９）１１月５日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平１０−１２１８３８
【出願日】平成１０年（１９９８）４月１５日
【出願人】（０００００５５１１）ぺんてる株式会社 (899)
【公開日】平成１１年（１９９９）１１月５日
【国際特許分類】
【出願日】平成１０年（１９９８）４月１５日
【出願人】（０００００５５１１）ぺんてる株式会社 (899)
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