微弱信号検出方法及び微弱信号検出装置
【課題】多数の微弱信号を、少数の検出素子を用いて高いＳＮ比で高感度に検出する方法及び装置を提供する。
【解決手段】ある入力信号に対する応答を示す応答信号を検出対象とした場合に、複数の応答信号を検出する多チャンネルの微弱信号検出系において、入力信号を時分割多重化し、２段階の平均化処理を施す。第１段階の平均化処理が、複数フレームにおいて同一のサンプリング点のデータ毎に平均化するフレーム間平均化処理であり、第２段階の平均化処理が、前記サンプリング点毎に平均化したデータをチャンネル毎に平均化するパルス内平均化処理である。これにより、ノイズが低減しＳＮ比が向上するから、微弱信号を検出することができる。
【解決手段】ある入力信号に対する応答を示す応答信号を検出対象とした場合に、複数の応答信号を検出する多チャンネルの微弱信号検出系において、入力信号を時分割多重化し、２段階の平均化処理を施す。第１段階の平均化処理が、複数フレームにおいて同一のサンプリング点のデータ毎に平均化するフレーム間平均化処理であり、第２段階の平均化処理が、前記サンプリング点毎に平均化したデータをチャンネル毎に平均化するパルス内平均化処理である。これにより、ノイズが低減しＳＮ比が向上するから、微弱信号を検出することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、試料の応答信号を高いＳＮ比で検出する微弱信号検出技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、試料に所定の信号を与え、その応答信号を高いＳＮ比で検出するためには、ロックインアンプ等の高感度検出器が用いられる。また、多数の試料を測定する場合は、入力信号（励起信号）を変調し、その変調周波数を試料毎に変更して周波数多重する方法（例えば、特許文献１を参照）や、時分割多重する方法等が提案されている。
【０００３】
【特許文献１】特許３５１５６４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、前述の従来技術では、多数の試料の応答信号を高いＳＮ比で検出する場合に、以下の問題があった。
（１）装置高額化、大型化
（２）ノイズ低減の困難性
（３）ＳＮ比低下
【０００５】
（１）装置高額化、大型化
多数の試料の応答信号を検出するための検出素子や、検出された応答信号を処理するための信号処理回路を試料の数に応じて用意し、これらの検出素子及び信号処理回路を並列に配置する装置では、装置が高価になり、また、装置サイズが大きくなるという問題があった。
【０００６】
（２）ノイズ低減の困難性
多数の試料の応答信号を周波数多重する方法では、前述の特許文献１に記載されているように、励起信号の変調周波数を試料毎に変更して周波数多重化し、１個の検出素子により検出された信号から各試料の変調周波数の信号に同期した信号（応答信号）を、各試料に応じた複数のロックインアンプを用いて分離検出することが原理的に可能である。しかし、ロックインアンプによって同期信号のみを検出すると共に、一方で非同期信号を十分に抑制する（検出しないようにする）ためには、各変調波周波数の周波数間隔を十分広く設定する必要があり、また、同期整流後に信号を平滑化するために用いるローパスフィルタは、その遮断特性が急峻なものを用いる必要がある。したがって、周波数多重化した信号の数が多くなると、非同期信号の抑制が不十分となり、信号間のクロストークが発生する可能性がある。
【０００７】
さらに、検出信号が光である場合、光電子増倍管やフォトダイオード等の受光素子のショットノイズによって、ＳＮ比が低下することもあり得る。受光素子のショットノイズは光強度の平方根に比例して増加する性質があり、多重化によって信号強度が大きくなるとショットノイズが増大してしまう。一方、多重化された信号のうち信号強度が小さいものほど、相対的にＳＮ比の悪化の程度が大きくなってしまう。この場合、ノイズを十分に低減することが困難になる。
【０００８】
（３）ＳＮ比低下
多数の試料の応答信号を時分割多重する方法では、それぞれの励起信号を時分割することにより、時分割多重された応答信号を少数の検出素子によって（例えば１個の検出素子によって）検出し、信号処理回路において分離検出することが原理的に可能である。この場合、信号間のクロストークの影響を回避することができる。また、検出信号が光である場合、大きな光信号によるショットノイズにより他の微弱な光信号のＳＮ比を悪化させる事態も回避することができる。しかし、各信号を良好なＳＮ比で分離検出するためには工夫が必要である。例えば、サンプリングした光信号を所定の回数だけ積分することにより、ノイズを低減することができる（特開平０９−２４３３１４号を参照）。このような積分処理を、前述の時分割多重された多数の試料の応答信号の検出に適用する場合には、所定のデータ処理（システム応答速度）内に積分できる回数が制限されることになり、積分処理の効果が不十分となることから、十分なＳＮ比を得ることができない可能性がある。
【０００９】
そこで、本発明はこのような問題に着目してなされたものであり、その目的は、多数の微弱信号を、少数の検出素子を用いて高いＳＮ比で高感度に検出する方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、ある入力信号に対して応答する信号を検出対象とし、特に時間的に変化する複数の応答信号を検出する多チャンネルの微弱信号検出系において、入力信号を時分割多重すると共に、多重化の条件を最適化し、応答信号に対して２段階の平均化処理を施すことにより、微弱信号を高いＳＮ比で検出することを特徴とするものである。
【００１１】
まず、本発明における微弱信号検出系の構成例について説明する。図１は、その構成例を示す図である。この微弱信号検出系１は、Ｍ個の試料３−１〜Ｍを測定することにより、Ｍチャンネル（ｃｈ１〜ｃｈＭ）の微弱信号を検出するものである。励起信号発生回路２−１〜Ｍは、チャンネル間で発生タイミングがずれるように時分割したパルス信号（励起信号）を発生し、それぞれ試料３−１〜Ｍに対して励起信号を印加する。試料３−１〜Ｍに励起信号が印加されると、１個の検出素子４は、各試料３−１〜Ｍの応答信号をそれぞれ検出し、ＡＤ変換回路５は、検出素子４の出力信号である検出信号をＡＤ変換し、信号処理回路６は、ＡＤ変換回路５によりＡＤ変換された信号に対して、後述する２段階の平均化処理を行う。
【００１２】
次に、図１に示した構成例において、励起信号発生回路２−１〜Ｍにより試料３−１〜Ｍに対して励起信号が印加され、検出素子４により信号を検出する場合を考える。時間的に変化する多チャンネルの応答信号を時分割多重により検出する場合には、前述のようにＳＮ比が低下する問題に加え、さらにチャンネル間の検出誤差が問題となる。そこで、個々の課題とそれらを改善する方法を示し、多重化された検出信号から所望の信号成分を取り出す方法について説明する。
【００１３】
（ｉ）チャンネル間検出誤差とその低減条件
ある試料に一定の励起信号を印加したときの応答信号が、図２（ａ）のような時間的に変化する信号であるとする。この試料を、図１の試料３−１〜Ｍの全てにセットし、時分割多重方式により検出する場合を考える。検出は、図２（ａ）中の黒丸で示すように、ある等しい時間間隔で行ない、試料の応答の時間的な変化を観測するものとする。この場合、Ｍチャンネル全てが同じ試料であるため、全てのチャンネルの検出結果は同一となるべきであるが、時分割方式で検出する場合、チャンネル間で励起信号を印加するタイミングがずれているため、検出結果に無視できない誤差が生じる場合がある。以下、このチャンネル間の検出誤差について、定量的に検討する。尚、ここでは検出系のノイズは無視するものとする。
【００１４】
図２（ａ）の時間ｔ1〜ｔ2（図中の領域Ａを参照）における時分割多重検出を考える。図中の領域Ａを拡大した図が同図（ｂ）である。この領域Ａでは、信号が直線的に変化するとみなせるものとし、ｔ2における各チャンネルの検出値は、ｔ1〜ｔ2の間のデータ（データ長Ｔｓ）を平均化して得られるものとする。同図（ｂ）に示すように、ｃｈ１からｃｈＭまでの１周期（周期Ｔ0）をフレームと呼ぶことにすると、データ長Ｔｓ内にはＮフレームが含まれる。
【００１５】
各チャンネルの励起パルスに対する応答信号は、図２（ｃ）に示すように、検出素子４の時間応答特性によって決まる時間遅れ（以下、遅延時間という。）を有するため、遅延時間経過後十分にピークに達した時点のデータを検出する必要がある。また、隣接するチャンネル間で信号が重ならないように、同図に示すパルス間ギャップを設ける必要がある。一般的に、チャンネル間の信号強度には大きな差が生じる可能性があるため、通常は遅延時間よりも十分長いパルス間ギャップが必要となる。ただし、データ長Ｔｓに対してこれらの遅延時間やパルス間ギャップが十分短い場合、ｔ1〜ｔ2間で平均化した検出結果への影響は無視できるため、ここでは簡単のために、応答信号波形は時間遅れの無いパルス波形として取り扱う（ただし、次項でノイズを検討する際は、遅延時間やパルス間ギャップの大きさが重要となるため、そこではこれらの量が考慮される。）。尚、ここではデータ長Ｔｓと図２（ａ）中の黒丸で示した検出データの時間間隔は一致しているが、必ずしも一致する必要は無く、「データ間隔＞Ｔｓ」または「データ間隔＜Ｔｓ」であってもよい。
【００１６】
以上のような時分割多重の検出条件において、ｃｈＭの第Ｎフレームにおける信号の大きさ（信号強度）をＶM,Nとすると、ＶM,Nは次の式で表わすことができる（ＶM,Nの大きさは、検出パルスの幅の中央の値とする）。
ＶM,N＝ＶM,1［１＋α（Ｎ−１）Ｔ0］ （１）
ここで、ＶM,1はｃｈＭの第１フレームにおける信号強度、α[sec−1]はｔ1〜ｔ2間における信号強度の時間変化率をｔ1における信号強度Ｖ（ｔ1）で割った量である。
【００１７】
（１）式は、ｃｈ１の第１フレームの信号強度Ｖ1,1を用いると、（２）式のように表わすことができる。
ＶM,N＝Ｖ1,1［１＋α（Ｎ−１）Ｔp］ （２）
ここで、Ｔpは図２（ｃ）に示すチャンネル間ピッチである。
【００１８】
（２）式を用いて、ｃｈ１及びｃｈＭについての時間ｔ1〜ｔ2における平均値、すなわちｔ2における各チャンネルの検出値（信号強度）を求めると以下のようになる。
ｃｈ１のｔ2における検出値Ｖ1（ｔ2）は以下のようになる。
Ｖ1（ｔ2）＝（Ｖ1,1＋Ｖ1,N）／２＝Ｖ1,1［２＋α（Ｎ−１）Ｔ0］／２ （３）
ｃｈＭのｔ2における検出値ＶM（ｔ2）は以下のようになる。
ＶM（t2）＝（ＶM,1＋ＶM,N）／２＝ＶM,1［２＋α（Ｎ−１）Ｔ0］／２
＝Ｖ1,1［２＋α（Ｎ−１）Ｔ0＋２α（Ｍ−１）Ｔp＋α2（Ｍ−１）（Ｎ−１）ＴpＴ0］／２ （４）
【００１９】
ここで、ｃｈ１とｃｈＭの検出値の相対誤差を次式で定義する。
［ＶM（ｔ2）−Ｖ1（ｔ2）］／［（Ｖ1,1＋ＶM,N）／２］×１００［％］ （５）
多重化するチャンネル数がＭのとき、チャンネル間の検出誤差はｃｈ１とｃｈＭとの間で最大となるため、これをチャンネル間最大検出誤差δと呼ぶことにする。また、データ長Ｔｓの期間での信号強度の相対変化率として、β＝α［sec−1］×Ｔｓ［sec］なる無次元の量を新たに導入し、多重化するチャンネル数を変えたときのチャンネル間最大検出誤差δを（５）式により求めた結果を図３に示す。
【００２０】
図３（ａ）は、β＝３．６％とした場合（α＝０．１sec−1、Ｔｓ＝３６０msecと設定した場合）におけるチャンネル間最大検出誤差δを、フレーム数Ｎをパラメータとして示した図である。また、図３（ｂ）は、Ｎ＝１０の場合におけるチャンネル間最大検出誤差δを、信号強度相対変化率βをパラメータとして示した図である。図３（ａ）（ｂ）より、フレーム数Ｎが大きく、信号強度相対変化率βが小さいときに、チャンネル間最大検出誤差δが小さくなることがわかる。
【００２１】
ここで、Ｍ≫１、Ｎ≫１の場合、（５）式の分子は（３）式及び（４）式から、
［ＶM（ｔ2）−Ｖ1（ｔ2）］≒Ｖ1,1［２αＭＴp＋α2ＭＮＴpＴ0］／２
となり、さらに、ＭＴp＝Ｔ0、ＮＴ0＝Ｔｓ（図２を参照）から、Ｔp及びＴ0を消去すると、
［ＶM（ｔ2）−Ｖ1（ｔ2）］≒（β／Ｎ）［Ｖ1,1（１＋β／２）］ （６）
が得られる。
【００２２】
一方、（５）式の分母は次式で近似でき、
［（Ｖ1,1＋ＶM,N）／２］≒Ｖ1,1＋αＴｓＶ1,1／２＝Ｖ1,1（１＋β／２） （７）
となる。したがって、（６）式及び（７）式からチャンネル間最大検出誤差δは、以下のようになる。
δ≒β／Ｎ （Ｍ≫１、Ｎ≫１の場合） （８）
【００２３】
すなわち、Ｍ≫１及びＮ≫１の条件下では、チャンネル間最大検出誤差δは一定値β／Ｎに近づくことがわかる。また、図３より、Ｍ及びＮが小さい場合、誤差δはβ／Ｎより小さくなることがわかる。
【００２４】
一般に、検出結果には検出系のノイズに起因する誤差（ばらつき）が含まれており、これが最終的な検出精度を規定している。したがって、チャンネル間最大検出誤差として許容できる大きさは、ノイズに起因した誤差（ばらつき）と同等程度以下ということができる。それを満足する検出条件を決定する上で、ここで得られた結果（（８）式）は有用である。
【００２５】
尚、信号強度相対変化率βは、検出信号の時間変化率ではなく（つまり、図２（ａ））のグラフの傾きではなく）、各点の信号強度に対する相対的な変化率であることに注意する必要がある。例えば、検出信号が指数関数的に変化する信号の場合、βは全ての点で一定となる。
【００２６】
（ii）検出信号のノイズ低減方法
本発明による、時分割多重検出におけるノイズ低減方法について説明する。図４（ａ）は、図１に示した励起信号発生回路２−１〜Ｍから発生された、Ｍチャンネルの励起信号を合成した波形（実際には、図２（ｂ）に示した励起信号のように、各チャンネルに対して時間分割して印加される。）を示す図である。
【００２７】
図４（ｂ）は、検出素子４により検出された検出信号の波形を示す図である。この波形図は、１個の検出素子４が検出した信号波形であるから、合成した信号波形ではなく、ｃｈ１からｃｈＭまでの時系列の信号波形を示している。この検出信号が微弱である場合、その信号成分には検出素子４によるノイズが重畳してしまう。例えば光電子増倍管（ＰＭＴ）において微弱な光信号を検出した場合においても、このようなノイズが重畳した信号波形になってしまう。
【００２８】
図４（ｃ）は、ＡＤ変換回路５におけるＡＤ変換処理の様子を示す図である。この図の黒丸は、ＡＤ変換回路５に入力された検出信号に対し、所定のサンプリング間隔でＡＤ変換を施したサンプリング点を示している。ＡＤ変換回路５は、図４（ｃ）に示した黒丸の時間タイミングにおいてＡＤ変換したデジタル値を出力する。
【００２９】
図４（ｄ）乃至（ｆ）は、信号処理回路６における２段階の平均化処理の様子を示す図である。信号処理回路６は、第１段階の平均化処理において、図４（ｄ）に示すように、波形の積算による平均化処理を行なう（以下、「フレーム間平均」という）。具体的には、各チャンネルのサンプリングデータ（ＡＤ変換回路５の出力データ）をサンプリング点毎に、所定のフレーム数Ｎだけ積算して平均化する。例えば、図４（ｄ）においてｃｈＭのサンプリング点に着目すると、信号処理回路６は、第１フレームのサンプリング点ｄ１、第２フレームのサンプリング点ｄ２、第３フレームのサンプリング点ｄ３、・・・、及び第Ｎフレームのサンプリング点ｄＮにおけるサンプリングデータを積算して平均化する。ここで、フレーム間平均回数Ｎ（＝積算平均回数）は、微弱信号検出系１のシステムに要求される応答速度から決まるデータ長Ｔｓに対し、ＮＴ0＝Ｔｓとなるように設定される。
【００３０】
このような「フレーム間平均」により、信号処理回路６は、図４（ｅ）に示す波形を得る。前述の例では、ｃｈＭのサンプリング点ｄ１，ｄ２，ｄ３，・・・，ｄＮの各データを「フレーム間平均」したサンプリング点ｅ１のデータを得ることができる。図４（ｄ）に示した信号成分に重畳したノイズは、フレーム間平均によって相対的に振幅が減少し、ＳＮ比（＝パルス振幅平均値／ノイズ成分の２乗平均平方根値）が向上する。ノイズが完全にランダムな場合は、ＳＮ比は√Ｎ倍向上する。
【００３１】
信号処理回路６は、第２段階の平均化処理において、図４（ｆ）に示すように、各チャンネル（パルス）内における「フレーム間平均」されたデータの平均化処理を行う（以下、「パルス内平均」という）。例えば、ｃｈＭにおいては、「フレーム間平均」によって得たサンプリング点ｆ１，ｆ２，ｆ３のデータを平均化し、それをｃｈＭの出力とする。
【００３２】
「パルス内平均」によるＳＮ比向上効果は、次のようにして求められる。まず、１個のパルスの振幅平均値を測定する場合を考える。このとき、ノイズの存在下で振幅平均値を有限の測定時間で測定しようとすると、測定結果には統計的な誤差（ばらつき）が含まれることになる。図４（ｆ）において、１個のパルス内における有効なパルス幅（図２（ｃ）において、パルス幅から遅延時間を差し引いた時間）をパルス内平均化時間Ｔ［ｓ］、パルスに重畳しているノイズの帯域幅をＢ［Ｈｚ］、ノイズの２乗平均平方根値（十分長い時間に渡って測定したときに得られる真の値）をσとするとき、パルス幅の時間Ｔ内のデータを測定することによって得られるパルス振幅平均値のばらつきの大きさを２乗平均平方根値σＴで表わすと、
【数１】
となることが知られている。尚、詳細については以下の文献を参照されたい。
Ｊ.S.Bendat，A.G.Piersol，“Random Data：Analysis and Measurement Procedures”，邦訳：得丸他訳「ランダムデータの統計的処理」
【００３３】
ただし、（９）式が成り立つためにはＴが十分大きい必要があるが、実際上はＢＴ≧５を満たすＴであれば十分であるとされている。また（９）式は、アナログデータ（連続データ）の処理を前提に導出されたものである。離散データの場合は、サンプリング間隔Δｔを時間Ｔに対して十分短くして収集したデータを用いることによって、アナログデータの場合と同様の結果を得ることができる。（９）式により、パルス振幅平均値のばらつきの大きさは、平均時間Ｔの平方根に反比例することがわかる。したがって、「パルス内平均」を行なうことにより、√Ｔに比例してＳＮ比を向上させることができる。すなわち、ＳＮ比は√（２ＢＴ）倍向上する。
【００３４】
以上のように、信号処理回路６が「フレーム間平均」及び「パルス内平均」の２段階の平均化処理を行うことにより、多数の微弱信号を１個の検出素子４を用いて高いＳＮ比で検出することが可能となる。具体的には、「フレーム間平均」によりＳＮ比は√Ｎ倍向上し（Ｎはフレーム間平均回数）、「パルス内平均」によりＳＮ比は√（２ＢＴ）倍向上する（Ｂは検出素子４のノイズ帯域幅、Ｔは（パルス内平均化時間）。
【００３５】
ここで、具体的な数値を用いて、時分割多重検出における２段階の平均化処理の効果を説明する。検出条件としては、チャンネル数Ｍ＝１２の信号をデータ長Ｔｓ＝３６０msecで検出するものとする。検出素子４に、２０kHzの帯域幅を有する素子を用いるものとすると、その応答性は約８μsec（時定数）となる。２段階の平均化処理の第１の例として、図５に示すように、パルス幅４００μsec、チャンネル間ピッチ６００μsec、周期Ｔ0＝６００μsec×１２ch＝７２００μsecに設定した場合を考える。ただしここでは、波形が分かりやすくなるようにノイズ成分を除いた状態を図示している。
【００３６】
遅延時間及びパルス間ギャップは、検出素子４の時定数に対して十分長くし、それぞれ１００μsec、２００μsecとする。パルス間ギャップを遅延時間よりも長く取っているのは、前述のように、隣接するチャンネル間のクロストークを低減するためである。つまり、検出信号の大きさは通常チャンネル毎に異なっているため、大きな振幅の信号に引き続いて小さな振幅の信号が発生した場合、パルス間ギャップを十分に取っておかないと正しい振幅を検出することが困難となるためである。
【００３７】
以上の設定条件としたとき、フレーム間平均回数Ｎ＝Ｔｓ／Ｔ0＝３６０ msec／７．２msec＝５０となり、「フレーム間平均」によってノイズを１／√５０≒０．１４倍に低減することができる。また、パルス内平均化時間Ｔ＝３００μsec、ノイズの帯域幅Ｂ＝２０kHz（＝検出素子の帯域幅）であるため、（９）式から、「パルス内平均」によってノイズを１／√（２ＢＴ）＝１／√１２≒０．２９倍に低減することができる。したがって、トータルのノイズ低減率は０．１４×０．２９≒０．０４となる。
【００３８】
次に、２段階の平均化処理を適用した第２の例を図６に示す。これは、チャンネル数Ｍ、データ長Ｔｓ、遅延時間及びパルス間ギャップは第１の例と同一条件とし、パルス幅を１００μsecと狭くした場合の例である。フレーム間平均回数Ｎは、Ｎ＝Ｔｓ/Ｔ0＝３６０ msec／３．６msec＝１００であり、「フレーム間平均」によるノイズ低減率は１／√１００＝０．１となる。一方、パルス幅を狭くしたことによりパルス内平均化時間Ｔがほぼ０となるため、この場合、「パルス内平均」によるノイズ低減効果は得られない。したがって、トータルのノイズ低減率は０．１である。この例のように、データのサンプリング間隔よりもパルス内平均化時間が小さくなる条件では、実質的にフレーム間平均のみの（１段階の）平均化処理しか行なわれない。
【００３９】
次に、２段階の平均化処理を適用した第３の例を図７に示す。これは、チャンネル数Ｍ、データ長Ｔｓ、遅延時間及びパルス間ギャップは前述の２つの例と同一条件で、パルス幅を約３０msecと非常に広くした場合の例である。この場合、フレーム間平均回数Ｎは、Ｎ＝Ｔｓ／Ｔ0＝３６０ msec／３６０msec＝１となるため、「フレーム間平均」は行なわれず、それによるノイズ低減効果は得られない。一方、「パルス内平均」によるノイズ低減率は１/√（２ＢＴ）＝１／√（２×２０kHz×２９．７msec）≒０．０３となる。トータルのノイズ低減率も０．０３である。この例は、パルス内平均のみの（１段階の）平均化処理を行なった例である。
【００４０】
以上の３つの例は、検出素子４がある応答時間を有するとき（応答時間が無視できないとき）、遅延時間やパルス間ギャップが存在するために、フレーム間平均回数Ｎ及びパルス内平均化時間Ｔ等の時分割多重の検出条件によって、検出信号に含まれるノイズの大きさが異なることを示している。
【００４１】
図８は、データ長Ｔｓ＝３６０msec、遅延時間１００μsec、及びパルス間ギャップ２００μsecの条件下で、チャンネル数Ｍ及びフレーム間平均回数Ｎによるノイズの大きさの違いを示した図である。この図から、フレーム間平均回数Ｎが大きいとノイズが大きくなることがわかる。これは、前述した第２の例からもわかるように、Ｎの増加に伴って、平均化演算に寄与しない遅延時間やパルス間ギャップのトータルの長さが増大するためである。
【００４２】
この問題に対して、応答速度が十分に速い検出素子４を使用すれば、ノイズを低減できると考えるかもしれない。しかしこれは、次の理由によってノイズ低減効果は期待できない。例えば１０倍の応答速度（時定数約０．８μsec）を有する検出素子を使用した場合、図６における遅延時間、パルス間ギャップ及び周期Ｔ0が１／１０となるため、フレーム間平均回数Ｎが１０倍となって、ノイズを１／√１０倍にすることができるようにも考えられる。しかし一方で、検出素子４が１０倍の帯域を持つことになるため、ノイズがホワイトノイズである場合、その大きさも√１０倍となり、結果的にノイズの低減効果が相殺されることになる。尚、図８において、Ｎ=１００の場合、チャンネル数Ｍが７より大きいと、ＢＴ≧５の条件（（９）式が成り立つための条件）を満足しないため、実際のノイズは図示した値よりもさらに大きくなる可能性がある。
【００４３】
前述した「（ｉ）チャンネル間検出誤差とその低減条件」においては、時分割多重検出時のチャンネル間最大検出誤差は、フレーム数Ｎが大きくなるとともに小さくなることを示した。一方、図８に示したように、フレーム数（＝フレーム間平均回数）Ｎが大きくなるとノイズは大きくなる（ノイズ低減率が小さくなる）。つまり、フレーム数Ｎに対して、チャンネル間最大検出誤差とノイズとはトレードオフの関係にあることがわかる。しかし、このことは逆に、時分割多重方式の検出条件を適切に設定することができれば、複数の微弱信号を高いＳＮ比で検出することが可能であるという見方もできる。そして、具体的な方法として、（８）式から求められるチャンネル間最大検出誤差が、要求される検出精度より小さくなるように（あるいはノイズより小さくなるように）時分割多重の検出条件を設定し、かつ、２段階の平均化処理によりノイズを低減化することによって、高Ｓ／Ｎの検出を実現することができる。
【発明の効果】
【００４４】
以上のように、本発明によれば、多数の微弱信号を、少数の検出素子を用いて高いＳＮ比で高感度に検出する方法及び装置を実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。以下に示す微小信号検出系の実施例は、バイオテクノロジー分野において核酸増幅技術として広く用いられているＰＣＲ（ポリメラーゼ連鎖反応）装置の多チャンネル光信号検出系に関するものである。
【００４６】
図９は、本発明による微弱信号検出系の実施例の構成を示すブロック図である。この微弱信号検出系１１は、Ｍ個の生物学的試料１４−１〜Ｍを測定することにより、Ｍチャンネル（ｃｈ１〜ｃｈＭ）の微弱信号を検出するものである。試料１４−１〜Ｍは、通常ガラス容器等に収められ、温度サイクルを与えるためにヒートバス中に設置される。
【００４７】
励起信号発生回路１２−１〜Ｍは、チャンネル間で発生タイミングがずれるように時分割した励起信号を発生する。ＬＥＤ１３−１〜Ｍは、励起光源として用いられ、励起信号発生回路１２−１〜Ｍにより発生された励起信号に連動して励起光を発生し、その励起光を、光ファイバ１５−１〜Ｍを通じて試料１４−１〜Ｍに照射する。試料１４−１〜Ｍに励起光が照射されると、試料１４−１〜Ｍから核酸の量に応じた強度の蛍光が発せられ、その蛍光は、光ファイバ１６を介して１個の光電子増倍管（ＰＭＴ）１７へ送られる。ＰＭＴ１７は、試料１４−１〜Ｍからの蛍光をそれぞれ検出し、ＡＤ変換回路１８は、ＰＭＴ１７により検出された検出信号をＡＤ変換し、信号処理回路１９は、ＡＤ変換回路１７によりＡＤ変換された信号に対して、２段階の平均化処理を行う。
【００４８】
試料１４−１〜Ｍに与える温度サイクルの一例として、表１に示すような条件を設定し、かつ、図１０に示すような温度ランプレートでＰＣＲを実施した。
【表１】
【００４９】
ＰＣＲによる試料中の核酸の増幅を蛍光強度で検出できるように、ＰＣＲ試薬の中にインターカレータの蛍光物質であるＳＹＢＲ−ＧＲＥＥＮを添加した。蛍光物質の特性から、蛍光の励起波長は４７０nm、蛍光検出波長は５３０nmとした。温度サイクル毎の核酸増幅を検出するタイミングとしては、各温度サイクルにおける表１に示した核酸伸張工程中が好ましいが、その工程中に核酸が随時増幅されるため、さらに好ましくは核酸伸張工程の終了時点で蛍光強度を測定する方がよい。このため実際の測定では、約１０秒の温度サイクル毎に、核酸伸張工程終了前の数１００msecのデータを採集するようにした。
【００５０】
時分割多重の検出条件は、１２チャンネルの信号をデータ長約４００msecで測定するという前提で、以下のように設定した。まず、検出信号である蛍光の強度が、ＰＣＲによる核酸増幅によって約１０秒の温度サイクル毎に２倍に（つまり指数関数的に）増加することから、信号強度相対変化率βは信号レベルに関わらず４％（＝１００％／１０sec×０．４sec）程度になると見積もった。次に、この蛍光検出において要求されるＳＮ比が、少なくとも２０dB（ＣＶ値で１％）以上、望ましくは３０dB（ＣＶ値で０．１％）程度であったため、チャンネル間最大検出誤差δが０．１％以下となるように、時分割多重のフレーム数Ｎを８０に設定した（（８）式より、Ｎ＝８０、β＝４％の場合のチャンネル間最大検出誤差δは約０．０５％であると試算される）。また、使用するＰＭＴの帯域幅が２０kHz（約８μsecの時定数）であるため、遅延時間及びパルス間ギャップはそれぞれ１００μsec、２００μsecに設定した。
【００５１】
最終的に、時分割多重の検出条件は、次のように決定した。
・チャンネル数Ｍ ： １２
・励起パルス幅 ： ２００μsec
・遅延時間 ： １００μsec
・パルス間ギャップ ： ２００μsec
・チャンネル間ピッチＴｐ ： ４００μsec
・周期Ｔ0 ： ４．８msec（＝Ｔｐ×Ｍ＝４００μsec×１２）
・フレーム数Ｎ ： ８０
・データ長Ｔｓ ： ３８４msec（＝Ｔ0×Ｎ＝４．８msec×８０）
【００５２】
以上の条件で、実際に１２検体同時にＰＣＲを実施し、時分割多重方式により検出した蛍光強度を温度サイクル毎にプロットした結果を図１１に示す。また、ここにデータとしては示していないが、２段階の平均化処理を行なったことによるノイズ低減効果は推定した値に近い結果となり、十分な精度で検出データを得ることができた。さらに、同一サンプル検出時のチャンネル間最大検出誤差もノイズレベルより十分小さいことが確認され、本発明による検出方法が有効であることが確認できた。
【００５３】
以上のように、前記実施例によれば、発生タイミングが異なる励起信号に基づいてＰＭＴ１７の出力信号が時分割多重され、信号処理回路１９が、この時分割多重された信号に対し「フレーム間平均」及び「パルス内平均」の２段階の平均化処理を行うようにした。また、時間的に変化する信号を検出したときのチャンネル間最大検出誤差が、少なくともある信号強度範囲において、ノイズの大きさよりも小さくなるようにするための条件に設定した。これにより、多チャンネルの信号を小さなチャンネル間誤差で、かつ高いＳＮ比で検出することができる。
【００５４】
また、本発明による２段階の平均化処理を適用することによって効果的にＳ／Ｎを高くすることができるということは、見方を変えれば、システムに要求されるＳ／Ｎを実現するのに必要なデータ長が短くて済むということである。したがって、システムに要求されるＳ／Ｎと応答速度を確保できる範囲において、多重化するチャンネル数を増加することができる。
【００５５】
また、前記実施例によれば、複数のチャンネルの信号に対して時分割多重を施すことにより、ＰＭＴ１７、ＡＤ変換回路１８及び信号処理回路１９の共通化を図るようにした。これにより、微弱信号検出系１１全体として低コスト化及び小型化を実現することができる。
【００５６】
以上、実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、図９に示した微弱信号検出系１１では、ＰＭＴ１７、ＡＤ変換回路１８及び信号処理回路１９を共通化しているが、チャンネル毎にそれぞれＰＭＴ１７を備え、これに伴いＰＭＴ１７の出力信号を合成する素子または回路を別途備え、後段のＡＤ変換回路１８及び信号処理回路１９を共通化するようにしてもよい。また、チャンネル毎にそれぞれＰＭＴ１７及びＡＤ変換回路１８を備え、これに伴いＡＤ変換回路１８の出力信号を合成する回路を別途備え、後段の信号処理回路１９を共通化するようにしてもよい。また、ＰＭＴ１７等の検出側を共通化するだけではなく、励起信号発生回路１２−１〜Ｍ及びＬＥＤ１３−１〜Ｍの励起信号側を共通化するようにしてもよい。これは例えば、共通化した励起信号源を機械的に移動させながら、試料１４−１〜Ｍに励起光を順次照射する構成にすることによって実現することができる。あるいは、共通化した励起信号源及び検出素子に対して、試料１４−１〜Ｍの方を移動させる方法でもよい。
【００５７】
また、図３に示した信号処理回路１９では、最初に「フレーム間平均」を行ない、次に「パルス内平均」を行うようにしたが、この順序を入れ替えてもよい。すなわち、最初に、チャンネル毎のパルスにおいてサンプリング点のデータを平均化する「パルス内平均」を行ない、次に、複数のフレームにおいて「パルス内平均」化したデータに対して、フレーム間においてデータを平均化してもよい。平均化処理は線形演算であるため、順序を入れ替えても結果は同一となる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明を説明するための微弱信号検出系の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１の微弱信号検出系における検出信号を示す図である。
【図３】チャンネル間最大検出誤差を、フレーム数及び信号強度相対変化率をパラメータとして示す図である。
【図４】図１の微弱信号検出系における信号波形を示す図である。
【図５】第１の例の検出信号波形を示す図である。
【図６】第２の例の検出信号波形を示す図である。
【図７】第３の例の検出信号波形を示す図である。
【図８】検出信号のノイズの大きさとチャンネル数の関係を示す図である。
【図９】本発明による微弱信号検出系の実施例の構成を示すブロック図である。
【図１０】試料に与える温度サイクルを示す図である。
【図１１】蛍光強度を温度サイクル毎にプロットした結果を示す図である。
【符号の説明】
【００５９】
１，１１ 微弱信号検出系
２，１２ 励起信号発生回路
３，１４ 試料
４ 検出素子
５，１８ ＡＤ変換回路
６，１９ 信号処理回路
１３ ＬＥＤ
１５，１６ 光ファイバ
１７ ＰＭＴ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、試料の応答信号を高いＳＮ比で検出する微弱信号検出技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、試料に所定の信号を与え、その応答信号を高いＳＮ比で検出するためには、ロックインアンプ等の高感度検出器が用いられる。また、多数の試料を測定する場合は、入力信号（励起信号）を変調し、その変調周波数を試料毎に変更して周波数多重する方法（例えば、特許文献１を参照）や、時分割多重する方法等が提案されている。
【０００３】
【特許文献１】特許３５１５６４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、前述の従来技術では、多数の試料の応答信号を高いＳＮ比で検出する場合に、以下の問題があった。
（１）装置高額化、大型化
（２）ノイズ低減の困難性
（３）ＳＮ比低下
【０００５】
（１）装置高額化、大型化
多数の試料の応答信号を検出するための検出素子や、検出された応答信号を処理するための信号処理回路を試料の数に応じて用意し、これらの検出素子及び信号処理回路を並列に配置する装置では、装置が高価になり、また、装置サイズが大きくなるという問題があった。
【０００６】
（２）ノイズ低減の困難性
多数の試料の応答信号を周波数多重する方法では、前述の特許文献１に記載されているように、励起信号の変調周波数を試料毎に変更して周波数多重化し、１個の検出素子により検出された信号から各試料の変調周波数の信号に同期した信号（応答信号）を、各試料に応じた複数のロックインアンプを用いて分離検出することが原理的に可能である。しかし、ロックインアンプによって同期信号のみを検出すると共に、一方で非同期信号を十分に抑制する（検出しないようにする）ためには、各変調波周波数の周波数間隔を十分広く設定する必要があり、また、同期整流後に信号を平滑化するために用いるローパスフィルタは、その遮断特性が急峻なものを用いる必要がある。したがって、周波数多重化した信号の数が多くなると、非同期信号の抑制が不十分となり、信号間のクロストークが発生する可能性がある。
【０００７】
さらに、検出信号が光である場合、光電子増倍管やフォトダイオード等の受光素子のショットノイズによって、ＳＮ比が低下することもあり得る。受光素子のショットノイズは光強度の平方根に比例して増加する性質があり、多重化によって信号強度が大きくなるとショットノイズが増大してしまう。一方、多重化された信号のうち信号強度が小さいものほど、相対的にＳＮ比の悪化の程度が大きくなってしまう。この場合、ノイズを十分に低減することが困難になる。
【０００８】
（３）ＳＮ比低下
多数の試料の応答信号を時分割多重する方法では、それぞれの励起信号を時分割することにより、時分割多重された応答信号を少数の検出素子によって（例えば１個の検出素子によって）検出し、信号処理回路において分離検出することが原理的に可能である。この場合、信号間のクロストークの影響を回避することができる。また、検出信号が光である場合、大きな光信号によるショットノイズにより他の微弱な光信号のＳＮ比を悪化させる事態も回避することができる。しかし、各信号を良好なＳＮ比で分離検出するためには工夫が必要である。例えば、サンプリングした光信号を所定の回数だけ積分することにより、ノイズを低減することができる（特開平０９−２４３３１４号を参照）。このような積分処理を、前述の時分割多重された多数の試料の応答信号の検出に適用する場合には、所定のデータ処理（システム応答速度）内に積分できる回数が制限されることになり、積分処理の効果が不十分となることから、十分なＳＮ比を得ることができない可能性がある。
【０００９】
そこで、本発明はこのような問題に着目してなされたものであり、その目的は、多数の微弱信号を、少数の検出素子を用いて高いＳＮ比で高感度に検出する方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、ある入力信号に対して応答する信号を検出対象とし、特に時間的に変化する複数の応答信号を検出する多チャンネルの微弱信号検出系において、入力信号を時分割多重すると共に、多重化の条件を最適化し、応答信号に対して２段階の平均化処理を施すことにより、微弱信号を高いＳＮ比で検出することを特徴とするものである。
【００１１】
まず、本発明における微弱信号検出系の構成例について説明する。図１は、その構成例を示す図である。この微弱信号検出系１は、Ｍ個の試料３−１〜Ｍを測定することにより、Ｍチャンネル（ｃｈ１〜ｃｈＭ）の微弱信号を検出するものである。励起信号発生回路２−１〜Ｍは、チャンネル間で発生タイミングがずれるように時分割したパルス信号（励起信号）を発生し、それぞれ試料３−１〜Ｍに対して励起信号を印加する。試料３−１〜Ｍに励起信号が印加されると、１個の検出素子４は、各試料３−１〜Ｍの応答信号をそれぞれ検出し、ＡＤ変換回路５は、検出素子４の出力信号である検出信号をＡＤ変換し、信号処理回路６は、ＡＤ変換回路５によりＡＤ変換された信号に対して、後述する２段階の平均化処理を行う。
【００１２】
次に、図１に示した構成例において、励起信号発生回路２−１〜Ｍにより試料３−１〜Ｍに対して励起信号が印加され、検出素子４により信号を検出する場合を考える。時間的に変化する多チャンネルの応答信号を時分割多重により検出する場合には、前述のようにＳＮ比が低下する問題に加え、さらにチャンネル間の検出誤差が問題となる。そこで、個々の課題とそれらを改善する方法を示し、多重化された検出信号から所望の信号成分を取り出す方法について説明する。
【００１３】
（ｉ）チャンネル間検出誤差とその低減条件
ある試料に一定の励起信号を印加したときの応答信号が、図２（ａ）のような時間的に変化する信号であるとする。この試料を、図１の試料３−１〜Ｍの全てにセットし、時分割多重方式により検出する場合を考える。検出は、図２（ａ）中の黒丸で示すように、ある等しい時間間隔で行ない、試料の応答の時間的な変化を観測するものとする。この場合、Ｍチャンネル全てが同じ試料であるため、全てのチャンネルの検出結果は同一となるべきであるが、時分割方式で検出する場合、チャンネル間で励起信号を印加するタイミングがずれているため、検出結果に無視できない誤差が生じる場合がある。以下、このチャンネル間の検出誤差について、定量的に検討する。尚、ここでは検出系のノイズは無視するものとする。
【００１４】
図２（ａ）の時間ｔ1〜ｔ2（図中の領域Ａを参照）における時分割多重検出を考える。図中の領域Ａを拡大した図が同図（ｂ）である。この領域Ａでは、信号が直線的に変化するとみなせるものとし、ｔ2における各チャンネルの検出値は、ｔ1〜ｔ2の間のデータ（データ長Ｔｓ）を平均化して得られるものとする。同図（ｂ）に示すように、ｃｈ１からｃｈＭまでの１周期（周期Ｔ0）をフレームと呼ぶことにすると、データ長Ｔｓ内にはＮフレームが含まれる。
【００１５】
各チャンネルの励起パルスに対する応答信号は、図２（ｃ）に示すように、検出素子４の時間応答特性によって決まる時間遅れ（以下、遅延時間という。）を有するため、遅延時間経過後十分にピークに達した時点のデータを検出する必要がある。また、隣接するチャンネル間で信号が重ならないように、同図に示すパルス間ギャップを設ける必要がある。一般的に、チャンネル間の信号強度には大きな差が生じる可能性があるため、通常は遅延時間よりも十分長いパルス間ギャップが必要となる。ただし、データ長Ｔｓに対してこれらの遅延時間やパルス間ギャップが十分短い場合、ｔ1〜ｔ2間で平均化した検出結果への影響は無視できるため、ここでは簡単のために、応答信号波形は時間遅れの無いパルス波形として取り扱う（ただし、次項でノイズを検討する際は、遅延時間やパルス間ギャップの大きさが重要となるため、そこではこれらの量が考慮される。）。尚、ここではデータ長Ｔｓと図２（ａ）中の黒丸で示した検出データの時間間隔は一致しているが、必ずしも一致する必要は無く、「データ間隔＞Ｔｓ」または「データ間隔＜Ｔｓ」であってもよい。
【００１６】
以上のような時分割多重の検出条件において、ｃｈＭの第Ｎフレームにおける信号の大きさ（信号強度）をＶM,Nとすると、ＶM,Nは次の式で表わすことができる（ＶM,Nの大きさは、検出パルスの幅の中央の値とする）。
ＶM,N＝ＶM,1［１＋α（Ｎ−１）Ｔ0］ （１）
ここで、ＶM,1はｃｈＭの第１フレームにおける信号強度、α[sec−1]はｔ1〜ｔ2間における信号強度の時間変化率をｔ1における信号強度Ｖ（ｔ1）で割った量である。
【００１７】
（１）式は、ｃｈ１の第１フレームの信号強度Ｖ1,1を用いると、（２）式のように表わすことができる。
ＶM,N＝Ｖ1,1［１＋α（Ｎ−１）Ｔp］ （２）
ここで、Ｔpは図２（ｃ）に示すチャンネル間ピッチである。
【００１８】
（２）式を用いて、ｃｈ１及びｃｈＭについての時間ｔ1〜ｔ2における平均値、すなわちｔ2における各チャンネルの検出値（信号強度）を求めると以下のようになる。
ｃｈ１のｔ2における検出値Ｖ1（ｔ2）は以下のようになる。
Ｖ1（ｔ2）＝（Ｖ1,1＋Ｖ1,N）／２＝Ｖ1,1［２＋α（Ｎ−１）Ｔ0］／２ （３）
ｃｈＭのｔ2における検出値ＶM（ｔ2）は以下のようになる。
ＶM（t2）＝（ＶM,1＋ＶM,N）／２＝ＶM,1［２＋α（Ｎ−１）Ｔ0］／２
＝Ｖ1,1［２＋α（Ｎ−１）Ｔ0＋２α（Ｍ−１）Ｔp＋α2（Ｍ−１）（Ｎ−１）ＴpＴ0］／２ （４）
【００１９】
ここで、ｃｈ１とｃｈＭの検出値の相対誤差を次式で定義する。
［ＶM（ｔ2）−Ｖ1（ｔ2）］／［（Ｖ1,1＋ＶM,N）／２］×１００［％］ （５）
多重化するチャンネル数がＭのとき、チャンネル間の検出誤差はｃｈ１とｃｈＭとの間で最大となるため、これをチャンネル間最大検出誤差δと呼ぶことにする。また、データ長Ｔｓの期間での信号強度の相対変化率として、β＝α［sec−1］×Ｔｓ［sec］なる無次元の量を新たに導入し、多重化するチャンネル数を変えたときのチャンネル間最大検出誤差δを（５）式により求めた結果を図３に示す。
【００２０】
図３（ａ）は、β＝３．６％とした場合（α＝０．１sec−1、Ｔｓ＝３６０msecと設定した場合）におけるチャンネル間最大検出誤差δを、フレーム数Ｎをパラメータとして示した図である。また、図３（ｂ）は、Ｎ＝１０の場合におけるチャンネル間最大検出誤差δを、信号強度相対変化率βをパラメータとして示した図である。図３（ａ）（ｂ）より、フレーム数Ｎが大きく、信号強度相対変化率βが小さいときに、チャンネル間最大検出誤差δが小さくなることがわかる。
【００２１】
ここで、Ｍ≫１、Ｎ≫１の場合、（５）式の分子は（３）式及び（４）式から、
［ＶM（ｔ2）−Ｖ1（ｔ2）］≒Ｖ1,1［２αＭＴp＋α2ＭＮＴpＴ0］／２
となり、さらに、ＭＴp＝Ｔ0、ＮＴ0＝Ｔｓ（図２を参照）から、Ｔp及びＴ0を消去すると、
［ＶM（ｔ2）−Ｖ1（ｔ2）］≒（β／Ｎ）［Ｖ1,1（１＋β／２）］ （６）
が得られる。
【００２２】
一方、（５）式の分母は次式で近似でき、
［（Ｖ1,1＋ＶM,N）／２］≒Ｖ1,1＋αＴｓＶ1,1／２＝Ｖ1,1（１＋β／２） （７）
となる。したがって、（６）式及び（７）式からチャンネル間最大検出誤差δは、以下のようになる。
δ≒β／Ｎ （Ｍ≫１、Ｎ≫１の場合） （８）
【００２３】
すなわち、Ｍ≫１及びＮ≫１の条件下では、チャンネル間最大検出誤差δは一定値β／Ｎに近づくことがわかる。また、図３より、Ｍ及びＮが小さい場合、誤差δはβ／Ｎより小さくなることがわかる。
【００２４】
一般に、検出結果には検出系のノイズに起因する誤差（ばらつき）が含まれており、これが最終的な検出精度を規定している。したがって、チャンネル間最大検出誤差として許容できる大きさは、ノイズに起因した誤差（ばらつき）と同等程度以下ということができる。それを満足する検出条件を決定する上で、ここで得られた結果（（８）式）は有用である。
【００２５】
尚、信号強度相対変化率βは、検出信号の時間変化率ではなく（つまり、図２（ａ））のグラフの傾きではなく）、各点の信号強度に対する相対的な変化率であることに注意する必要がある。例えば、検出信号が指数関数的に変化する信号の場合、βは全ての点で一定となる。
【００２６】
（ii）検出信号のノイズ低減方法
本発明による、時分割多重検出におけるノイズ低減方法について説明する。図４（ａ）は、図１に示した励起信号発生回路２−１〜Ｍから発生された、Ｍチャンネルの励起信号を合成した波形（実際には、図２（ｂ）に示した励起信号のように、各チャンネルに対して時間分割して印加される。）を示す図である。
【００２７】
図４（ｂ）は、検出素子４により検出された検出信号の波形を示す図である。この波形図は、１個の検出素子４が検出した信号波形であるから、合成した信号波形ではなく、ｃｈ１からｃｈＭまでの時系列の信号波形を示している。この検出信号が微弱である場合、その信号成分には検出素子４によるノイズが重畳してしまう。例えば光電子増倍管（ＰＭＴ）において微弱な光信号を検出した場合においても、このようなノイズが重畳した信号波形になってしまう。
【００２８】
図４（ｃ）は、ＡＤ変換回路５におけるＡＤ変換処理の様子を示す図である。この図の黒丸は、ＡＤ変換回路５に入力された検出信号に対し、所定のサンプリング間隔でＡＤ変換を施したサンプリング点を示している。ＡＤ変換回路５は、図４（ｃ）に示した黒丸の時間タイミングにおいてＡＤ変換したデジタル値を出力する。
【００２９】
図４（ｄ）乃至（ｆ）は、信号処理回路６における２段階の平均化処理の様子を示す図である。信号処理回路６は、第１段階の平均化処理において、図４（ｄ）に示すように、波形の積算による平均化処理を行なう（以下、「フレーム間平均」という）。具体的には、各チャンネルのサンプリングデータ（ＡＤ変換回路５の出力データ）をサンプリング点毎に、所定のフレーム数Ｎだけ積算して平均化する。例えば、図４（ｄ）においてｃｈＭのサンプリング点に着目すると、信号処理回路６は、第１フレームのサンプリング点ｄ１、第２フレームのサンプリング点ｄ２、第３フレームのサンプリング点ｄ３、・・・、及び第Ｎフレームのサンプリング点ｄＮにおけるサンプリングデータを積算して平均化する。ここで、フレーム間平均回数Ｎ（＝積算平均回数）は、微弱信号検出系１のシステムに要求される応答速度から決まるデータ長Ｔｓに対し、ＮＴ0＝Ｔｓとなるように設定される。
【００３０】
このような「フレーム間平均」により、信号処理回路６は、図４（ｅ）に示す波形を得る。前述の例では、ｃｈＭのサンプリング点ｄ１，ｄ２，ｄ３，・・・，ｄＮの各データを「フレーム間平均」したサンプリング点ｅ１のデータを得ることができる。図４（ｄ）に示した信号成分に重畳したノイズは、フレーム間平均によって相対的に振幅が減少し、ＳＮ比（＝パルス振幅平均値／ノイズ成分の２乗平均平方根値）が向上する。ノイズが完全にランダムな場合は、ＳＮ比は√Ｎ倍向上する。
【００３１】
信号処理回路６は、第２段階の平均化処理において、図４（ｆ）に示すように、各チャンネル（パルス）内における「フレーム間平均」されたデータの平均化処理を行う（以下、「パルス内平均」という）。例えば、ｃｈＭにおいては、「フレーム間平均」によって得たサンプリング点ｆ１，ｆ２，ｆ３のデータを平均化し、それをｃｈＭの出力とする。
【００３２】
「パルス内平均」によるＳＮ比向上効果は、次のようにして求められる。まず、１個のパルスの振幅平均値を測定する場合を考える。このとき、ノイズの存在下で振幅平均値を有限の測定時間で測定しようとすると、測定結果には統計的な誤差（ばらつき）が含まれることになる。図４（ｆ）において、１個のパルス内における有効なパルス幅（図２（ｃ）において、パルス幅から遅延時間を差し引いた時間）をパルス内平均化時間Ｔ［ｓ］、パルスに重畳しているノイズの帯域幅をＢ［Ｈｚ］、ノイズの２乗平均平方根値（十分長い時間に渡って測定したときに得られる真の値）をσとするとき、パルス幅の時間Ｔ内のデータを測定することによって得られるパルス振幅平均値のばらつきの大きさを２乗平均平方根値σＴで表わすと、
【数１】
となることが知られている。尚、詳細については以下の文献を参照されたい。
Ｊ.S.Bendat，A.G.Piersol，“Random Data：Analysis and Measurement Procedures”，邦訳：得丸他訳「ランダムデータの統計的処理」
【００３３】
ただし、（９）式が成り立つためにはＴが十分大きい必要があるが、実際上はＢＴ≧５を満たすＴであれば十分であるとされている。また（９）式は、アナログデータ（連続データ）の処理を前提に導出されたものである。離散データの場合は、サンプリング間隔Δｔを時間Ｔに対して十分短くして収集したデータを用いることによって、アナログデータの場合と同様の結果を得ることができる。（９）式により、パルス振幅平均値のばらつきの大きさは、平均時間Ｔの平方根に反比例することがわかる。したがって、「パルス内平均」を行なうことにより、√Ｔに比例してＳＮ比を向上させることができる。すなわち、ＳＮ比は√（２ＢＴ）倍向上する。
【００３４】
以上のように、信号処理回路６が「フレーム間平均」及び「パルス内平均」の２段階の平均化処理を行うことにより、多数の微弱信号を１個の検出素子４を用いて高いＳＮ比で検出することが可能となる。具体的には、「フレーム間平均」によりＳＮ比は√Ｎ倍向上し（Ｎはフレーム間平均回数）、「パルス内平均」によりＳＮ比は√（２ＢＴ）倍向上する（Ｂは検出素子４のノイズ帯域幅、Ｔは（パルス内平均化時間）。
【００３５】
ここで、具体的な数値を用いて、時分割多重検出における２段階の平均化処理の効果を説明する。検出条件としては、チャンネル数Ｍ＝１２の信号をデータ長Ｔｓ＝３６０msecで検出するものとする。検出素子４に、２０kHzの帯域幅を有する素子を用いるものとすると、その応答性は約８μsec（時定数）となる。２段階の平均化処理の第１の例として、図５に示すように、パルス幅４００μsec、チャンネル間ピッチ６００μsec、周期Ｔ0＝６００μsec×１２ch＝７２００μsecに設定した場合を考える。ただしここでは、波形が分かりやすくなるようにノイズ成分を除いた状態を図示している。
【００３６】
遅延時間及びパルス間ギャップは、検出素子４の時定数に対して十分長くし、それぞれ１００μsec、２００μsecとする。パルス間ギャップを遅延時間よりも長く取っているのは、前述のように、隣接するチャンネル間のクロストークを低減するためである。つまり、検出信号の大きさは通常チャンネル毎に異なっているため、大きな振幅の信号に引き続いて小さな振幅の信号が発生した場合、パルス間ギャップを十分に取っておかないと正しい振幅を検出することが困難となるためである。
【００３７】
以上の設定条件としたとき、フレーム間平均回数Ｎ＝Ｔｓ／Ｔ0＝３６０ msec／７．２msec＝５０となり、「フレーム間平均」によってノイズを１／√５０≒０．１４倍に低減することができる。また、パルス内平均化時間Ｔ＝３００μsec、ノイズの帯域幅Ｂ＝２０kHz（＝検出素子の帯域幅）であるため、（９）式から、「パルス内平均」によってノイズを１／√（２ＢＴ）＝１／√１２≒０．２９倍に低減することができる。したがって、トータルのノイズ低減率は０．１４×０．２９≒０．０４となる。
【００３８】
次に、２段階の平均化処理を適用した第２の例を図６に示す。これは、チャンネル数Ｍ、データ長Ｔｓ、遅延時間及びパルス間ギャップは第１の例と同一条件とし、パルス幅を１００μsecと狭くした場合の例である。フレーム間平均回数Ｎは、Ｎ＝Ｔｓ/Ｔ0＝３６０ msec／３．６msec＝１００であり、「フレーム間平均」によるノイズ低減率は１／√１００＝０．１となる。一方、パルス幅を狭くしたことによりパルス内平均化時間Ｔがほぼ０となるため、この場合、「パルス内平均」によるノイズ低減効果は得られない。したがって、トータルのノイズ低減率は０．１である。この例のように、データのサンプリング間隔よりもパルス内平均化時間が小さくなる条件では、実質的にフレーム間平均のみの（１段階の）平均化処理しか行なわれない。
【００３９】
次に、２段階の平均化処理を適用した第３の例を図７に示す。これは、チャンネル数Ｍ、データ長Ｔｓ、遅延時間及びパルス間ギャップは前述の２つの例と同一条件で、パルス幅を約３０msecと非常に広くした場合の例である。この場合、フレーム間平均回数Ｎは、Ｎ＝Ｔｓ／Ｔ0＝３６０ msec／３６０msec＝１となるため、「フレーム間平均」は行なわれず、それによるノイズ低減効果は得られない。一方、「パルス内平均」によるノイズ低減率は１/√（２ＢＴ）＝１／√（２×２０kHz×２９．７msec）≒０．０３となる。トータルのノイズ低減率も０．０３である。この例は、パルス内平均のみの（１段階の）平均化処理を行なった例である。
【００４０】
以上の３つの例は、検出素子４がある応答時間を有するとき（応答時間が無視できないとき）、遅延時間やパルス間ギャップが存在するために、フレーム間平均回数Ｎ及びパルス内平均化時間Ｔ等の時分割多重の検出条件によって、検出信号に含まれるノイズの大きさが異なることを示している。
【００４１】
図８は、データ長Ｔｓ＝３６０msec、遅延時間１００μsec、及びパルス間ギャップ２００μsecの条件下で、チャンネル数Ｍ及びフレーム間平均回数Ｎによるノイズの大きさの違いを示した図である。この図から、フレーム間平均回数Ｎが大きいとノイズが大きくなることがわかる。これは、前述した第２の例からもわかるように、Ｎの増加に伴って、平均化演算に寄与しない遅延時間やパルス間ギャップのトータルの長さが増大するためである。
【００４２】
この問題に対して、応答速度が十分に速い検出素子４を使用すれば、ノイズを低減できると考えるかもしれない。しかしこれは、次の理由によってノイズ低減効果は期待できない。例えば１０倍の応答速度（時定数約０．８μsec）を有する検出素子を使用した場合、図６における遅延時間、パルス間ギャップ及び周期Ｔ0が１／１０となるため、フレーム間平均回数Ｎが１０倍となって、ノイズを１／√１０倍にすることができるようにも考えられる。しかし一方で、検出素子４が１０倍の帯域を持つことになるため、ノイズがホワイトノイズである場合、その大きさも√１０倍となり、結果的にノイズの低減効果が相殺されることになる。尚、図８において、Ｎ=１００の場合、チャンネル数Ｍが７より大きいと、ＢＴ≧５の条件（（９）式が成り立つための条件）を満足しないため、実際のノイズは図示した値よりもさらに大きくなる可能性がある。
【００４３】
前述した「（ｉ）チャンネル間検出誤差とその低減条件」においては、時分割多重検出時のチャンネル間最大検出誤差は、フレーム数Ｎが大きくなるとともに小さくなることを示した。一方、図８に示したように、フレーム数（＝フレーム間平均回数）Ｎが大きくなるとノイズは大きくなる（ノイズ低減率が小さくなる）。つまり、フレーム数Ｎに対して、チャンネル間最大検出誤差とノイズとはトレードオフの関係にあることがわかる。しかし、このことは逆に、時分割多重方式の検出条件を適切に設定することができれば、複数の微弱信号を高いＳＮ比で検出することが可能であるという見方もできる。そして、具体的な方法として、（８）式から求められるチャンネル間最大検出誤差が、要求される検出精度より小さくなるように（あるいはノイズより小さくなるように）時分割多重の検出条件を設定し、かつ、２段階の平均化処理によりノイズを低減化することによって、高Ｓ／Ｎの検出を実現することができる。
【発明の効果】
【００４４】
以上のように、本発明によれば、多数の微弱信号を、少数の検出素子を用いて高いＳＮ比で高感度に検出する方法及び装置を実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。以下に示す微小信号検出系の実施例は、バイオテクノロジー分野において核酸増幅技術として広く用いられているＰＣＲ（ポリメラーゼ連鎖反応）装置の多チャンネル光信号検出系に関するものである。
【００４６】
図９は、本発明による微弱信号検出系の実施例の構成を示すブロック図である。この微弱信号検出系１１は、Ｍ個の生物学的試料１４−１〜Ｍを測定することにより、Ｍチャンネル（ｃｈ１〜ｃｈＭ）の微弱信号を検出するものである。試料１４−１〜Ｍは、通常ガラス容器等に収められ、温度サイクルを与えるためにヒートバス中に設置される。
【００４７】
励起信号発生回路１２−１〜Ｍは、チャンネル間で発生タイミングがずれるように時分割した励起信号を発生する。ＬＥＤ１３−１〜Ｍは、励起光源として用いられ、励起信号発生回路１２−１〜Ｍにより発生された励起信号に連動して励起光を発生し、その励起光を、光ファイバ１５−１〜Ｍを通じて試料１４−１〜Ｍに照射する。試料１４−１〜Ｍに励起光が照射されると、試料１４−１〜Ｍから核酸の量に応じた強度の蛍光が発せられ、その蛍光は、光ファイバ１６を介して１個の光電子増倍管（ＰＭＴ）１７へ送られる。ＰＭＴ１７は、試料１４−１〜Ｍからの蛍光をそれぞれ検出し、ＡＤ変換回路１８は、ＰＭＴ１７により検出された検出信号をＡＤ変換し、信号処理回路１９は、ＡＤ変換回路１７によりＡＤ変換された信号に対して、２段階の平均化処理を行う。
【００４８】
試料１４−１〜Ｍに与える温度サイクルの一例として、表１に示すような条件を設定し、かつ、図１０に示すような温度ランプレートでＰＣＲを実施した。
【表１】
【００４９】
ＰＣＲによる試料中の核酸の増幅を蛍光強度で検出できるように、ＰＣＲ試薬の中にインターカレータの蛍光物質であるＳＹＢＲ−ＧＲＥＥＮを添加した。蛍光物質の特性から、蛍光の励起波長は４７０nm、蛍光検出波長は５３０nmとした。温度サイクル毎の核酸増幅を検出するタイミングとしては、各温度サイクルにおける表１に示した核酸伸張工程中が好ましいが、その工程中に核酸が随時増幅されるため、さらに好ましくは核酸伸張工程の終了時点で蛍光強度を測定する方がよい。このため実際の測定では、約１０秒の温度サイクル毎に、核酸伸張工程終了前の数１００msecのデータを採集するようにした。
【００５０】
時分割多重の検出条件は、１２チャンネルの信号をデータ長約４００msecで測定するという前提で、以下のように設定した。まず、検出信号である蛍光の強度が、ＰＣＲによる核酸増幅によって約１０秒の温度サイクル毎に２倍に（つまり指数関数的に）増加することから、信号強度相対変化率βは信号レベルに関わらず４％（＝１００％／１０sec×０．４sec）程度になると見積もった。次に、この蛍光検出において要求されるＳＮ比が、少なくとも２０dB（ＣＶ値で１％）以上、望ましくは３０dB（ＣＶ値で０．１％）程度であったため、チャンネル間最大検出誤差δが０．１％以下となるように、時分割多重のフレーム数Ｎを８０に設定した（（８）式より、Ｎ＝８０、β＝４％の場合のチャンネル間最大検出誤差δは約０．０５％であると試算される）。また、使用するＰＭＴの帯域幅が２０kHz（約８μsecの時定数）であるため、遅延時間及びパルス間ギャップはそれぞれ１００μsec、２００μsecに設定した。
【００５１】
最終的に、時分割多重の検出条件は、次のように決定した。
・チャンネル数Ｍ ： １２
・励起パルス幅 ： ２００μsec
・遅延時間 ： １００μsec
・パルス間ギャップ ： ２００μsec
・チャンネル間ピッチＴｐ ： ４００μsec
・周期Ｔ0 ： ４．８msec（＝Ｔｐ×Ｍ＝４００μsec×１２）
・フレーム数Ｎ ： ８０
・データ長Ｔｓ ： ３８４msec（＝Ｔ0×Ｎ＝４．８msec×８０）
【００５２】
以上の条件で、実際に１２検体同時にＰＣＲを実施し、時分割多重方式により検出した蛍光強度を温度サイクル毎にプロットした結果を図１１に示す。また、ここにデータとしては示していないが、２段階の平均化処理を行なったことによるノイズ低減効果は推定した値に近い結果となり、十分な精度で検出データを得ることができた。さらに、同一サンプル検出時のチャンネル間最大検出誤差もノイズレベルより十分小さいことが確認され、本発明による検出方法が有効であることが確認できた。
【００５３】
以上のように、前記実施例によれば、発生タイミングが異なる励起信号に基づいてＰＭＴ１７の出力信号が時分割多重され、信号処理回路１９が、この時分割多重された信号に対し「フレーム間平均」及び「パルス内平均」の２段階の平均化処理を行うようにした。また、時間的に変化する信号を検出したときのチャンネル間最大検出誤差が、少なくともある信号強度範囲において、ノイズの大きさよりも小さくなるようにするための条件に設定した。これにより、多チャンネルの信号を小さなチャンネル間誤差で、かつ高いＳＮ比で検出することができる。
【００５４】
また、本発明による２段階の平均化処理を適用することによって効果的にＳ／Ｎを高くすることができるということは、見方を変えれば、システムに要求されるＳ／Ｎを実現するのに必要なデータ長が短くて済むということである。したがって、システムに要求されるＳ／Ｎと応答速度を確保できる範囲において、多重化するチャンネル数を増加することができる。
【００５５】
また、前記実施例によれば、複数のチャンネルの信号に対して時分割多重を施すことにより、ＰＭＴ１７、ＡＤ変換回路１８及び信号処理回路１９の共通化を図るようにした。これにより、微弱信号検出系１１全体として低コスト化及び小型化を実現することができる。
【００５６】
以上、実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、図９に示した微弱信号検出系１１では、ＰＭＴ１７、ＡＤ変換回路１８及び信号処理回路１９を共通化しているが、チャンネル毎にそれぞれＰＭＴ１７を備え、これに伴いＰＭＴ１７の出力信号を合成する素子または回路を別途備え、後段のＡＤ変換回路１８及び信号処理回路１９を共通化するようにしてもよい。また、チャンネル毎にそれぞれＰＭＴ１７及びＡＤ変換回路１８を備え、これに伴いＡＤ変換回路１８の出力信号を合成する回路を別途備え、後段の信号処理回路１９を共通化するようにしてもよい。また、ＰＭＴ１７等の検出側を共通化するだけではなく、励起信号発生回路１２−１〜Ｍ及びＬＥＤ１３−１〜Ｍの励起信号側を共通化するようにしてもよい。これは例えば、共通化した励起信号源を機械的に移動させながら、試料１４−１〜Ｍに励起光を順次照射する構成にすることによって実現することができる。あるいは、共通化した励起信号源及び検出素子に対して、試料１４−１〜Ｍの方を移動させる方法でもよい。
【００５７】
また、図３に示した信号処理回路１９では、最初に「フレーム間平均」を行ない、次に「パルス内平均」を行うようにしたが、この順序を入れ替えてもよい。すなわち、最初に、チャンネル毎のパルスにおいてサンプリング点のデータを平均化する「パルス内平均」を行ない、次に、複数のフレームにおいて「パルス内平均」化したデータに対して、フレーム間においてデータを平均化してもよい。平均化処理は線形演算であるため、順序を入れ替えても結果は同一となる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明を説明するための微弱信号検出系の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１の微弱信号検出系における検出信号を示す図である。
【図３】チャンネル間最大検出誤差を、フレーム数及び信号強度相対変化率をパラメータとして示す図である。
【図４】図１の微弱信号検出系における信号波形を示す図である。
【図５】第１の例の検出信号波形を示す図である。
【図６】第２の例の検出信号波形を示す図である。
【図７】第３の例の検出信号波形を示す図である。
【図８】検出信号のノイズの大きさとチャンネル数の関係を示す図である。
【図９】本発明による微弱信号検出系の実施例の構成を示すブロック図である。
【図１０】試料に与える温度サイクルを示す図である。
【図１１】蛍光強度を温度サイクル毎にプロットした結果を示す図である。
【符号の説明】
【００５９】
１，１１ 微弱信号検出系
２，１２ 励起信号発生回路
３，１４ 試料
４ 検出素子
５，１８ ＡＤ変換回路
６，１９ 信号処理回路
１３ ＬＥＤ
１５，１６ 光ファイバ
１７ ＰＭＴ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間的に変化する複数のチャンネルの信号を検出する方法において、
チャンネル間で時分割した励起信号をそれぞれ発生するステップと、
前記それぞれの励起信号に対する応答信号を、検出信号としてまとめて検出するステップと、
全てのチャンネルの前記検出信号を含む１周期のフレームを複数周期分取り込み、該複数のフレーム間で同一のサンプリングタイミングの検出信号を平均化するステップとを有し、
前記フレーム間で平均化した信号を、チャンネル内でそれぞれ平均化するステップと、
を有することを特徴とする微弱信号検出方法。
【請求項２】
時間的に変化する複数のチャンネルの信号を検出する方法において、
チャンネル間で時分割した励起信号をそれぞれ発生するステップと、
前記それぞれの励起信号に対する応答信号を、検出信号としてまとめて検出するステップと、
前記検出信号をチャンネル内でそれぞれ平均化し、全てのチャンネルについて前記平均化した信号を含む１周期のフレームを複数周期分取り込み、該複数のフレーム間でチャンネル毎に信号を平均化するステップと、
を有することを特徴とする微弱信号検出方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載の微弱信号検出方法において、
全てのチャンネルで同一の応答信号が検出されるべき状況の下で、前記応答信号におけるチャンネル間の信号強度差である検出誤差が、前記応答信号に含まれるノイズの強度よりも小さくなるように、前記フレームの数が設定されていることを特徴とする微弱信号検出方法。
【請求項４】
請求項１から３までのいずれか一項に記載の微弱信号検出方法において、
前記励起信号をパルス信号とした場合に、チャンネル間で時分割するパルス信号間のギャップ時間が、少なくとも、前記励起信号に対する応答を検出信号として検出する際の遅延時間よりも長いことを特徴とする微弱信号検出方法。
【請求項５】
時間的に変化する複数のチャンネルの信号を検出する装置において、
チャンネル間で時分割した励起信号を発生する複数の励起信号発生回路と、
前記チャンネル毎の励起信号に対する応答信号を、検出信号としてまとめて検出する検出素子と、
全てのチャンネルの前記検出信号を含む１周期のフレームを複数周期分取り込み、該複数のフレーム間で各チャンネルの検出信号を平均化する信号処理回路とを備え、
全てのチャンネルで同一の応答信号が検出されるべき状況の下で、前記応答信号におけるチャンネル間の信号強度差である検出誤差が、前記応答信号に含まれるノイズの強度よりも小さくなるように、前記フレームの数が設定されていることを特徴とする微弱信号検出装置。
【請求項１】
時間的に変化する複数のチャンネルの信号を検出する方法において、
チャンネル間で時分割した励起信号をそれぞれ発生するステップと、
前記それぞれの励起信号に対する応答信号を、検出信号としてまとめて検出するステップと、
全てのチャンネルの前記検出信号を含む１周期のフレームを複数周期分取り込み、該複数のフレーム間で同一のサンプリングタイミングの検出信号を平均化するステップとを有し、
前記フレーム間で平均化した信号を、チャンネル内でそれぞれ平均化するステップと、
を有することを特徴とする微弱信号検出方法。
【請求項２】
時間的に変化する複数のチャンネルの信号を検出する方法において、
チャンネル間で時分割した励起信号をそれぞれ発生するステップと、
前記それぞれの励起信号に対する応答信号を、検出信号としてまとめて検出するステップと、
前記検出信号をチャンネル内でそれぞれ平均化し、全てのチャンネルについて前記平均化した信号を含む１周期のフレームを複数周期分取り込み、該複数のフレーム間でチャンネル毎に信号を平均化するステップと、
を有することを特徴とする微弱信号検出方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載の微弱信号検出方法において、
全てのチャンネルで同一の応答信号が検出されるべき状況の下で、前記応答信号におけるチャンネル間の信号強度差である検出誤差が、前記応答信号に含まれるノイズの強度よりも小さくなるように、前記フレームの数が設定されていることを特徴とする微弱信号検出方法。
【請求項４】
請求項１から３までのいずれか一項に記載の微弱信号検出方法において、
前記励起信号をパルス信号とした場合に、チャンネル間で時分割するパルス信号間のギャップ時間が、少なくとも、前記励起信号に対する応答を検出信号として検出する際の遅延時間よりも長いことを特徴とする微弱信号検出方法。
【請求項５】
時間的に変化する複数のチャンネルの信号を検出する装置において、
チャンネル間で時分割した励起信号を発生する複数の励起信号発生回路と、
前記チャンネル毎の励起信号に対する応答信号を、検出信号としてまとめて検出する検出素子と、
全てのチャンネルの前記検出信号を含む１周期のフレームを複数周期分取り込み、該複数のフレーム間で各チャンネルの検出信号を平均化する信号処理回路とを備え、
全てのチャンネルで同一の応答信号が検出されるべき状況の下で、前記応答信号におけるチャンネル間の信号強度差である検出誤差が、前記応答信号に含まれるノイズの強度よりも小さくなるように、前記フレームの数が設定されていることを特徴とする微弱信号検出装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２００８−２８６７３６（Ｐ２００８−２８６７３６Ａ）
【公開日】平成２０年１１月２７日（２００８．１１．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１３４０４５（Ｐ２００７−１３４０４５）
【出願日】平成１９年５月２１日（２００７．５．２１）
【出願人】（０００００４００８）日本板硝子株式会社 (853)
【出願人】（０００００３１６０）東洋紡績株式会社 (3,622)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１１月２７日（２００８．１１．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年５月２１日（２００７．５．２１）
【出願人】（０００００４００８）日本板硝子株式会社 (853)
【出願人】（０００００３１６０）東洋紡績株式会社 (3,622)
【Ｆターム（参考）】
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