誘導加熱用高周波インバータとその制御方法
【課題】短絡から開放までスイッチのソフトスイッチングが可能で、誘導加熱負荷がオールメタルに対応でき、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が可能な高周波インバータを提供する。
【解決手段】２つのスイッチを直列接続し、各々のスイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、スイッチ間の接続中点から分岐した共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットとを備え、１組のインバータユニットを互いに並列接続して直流電源に並列に接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続する。また、２つの共振タンクの接続中点と、直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続する。これにより、それぞれのスイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御する。
【解決手段】２つのスイッチを直列接続し、各々のスイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、スイッチ間の接続中点から分岐した共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットとを備え、１組のインバータユニットを互いに並列接続して直流電源に並列に接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続する。また、２つの共振タンクの接続中点と、直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続する。これにより、それぞれのスイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱（ＩＨ）用のソフトスイッチング方式の高周波インバータの技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、高周波インバータは、スイッチング素子としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴで構成される半導体スイッチを用いて、高周波ゲート信号によってスイッチ動作させることによりＩＨ負荷（ワークコイル）に高周波電流を供給する。ワークコイルに供給される誘導加熱電力は、ワークコイルに流れる電流の周波数の平方根に比例するため、このような誘導加熱用高周波インバータの高効率化，高性能化を図るためには、スイッチング周波数の高周波化は不可欠である。
【０００３】
しかし、高周波化と共にスイッチング損失の顕在化が問題となっている。スイッチング損失は、スイッチのオン・オフ動作時の電圧と電流の位相のずれに起因するもので、スイッチがオンした時に、電圧が印加した状態で電流が流れ、電流と電圧の積の電力損失となるものである。スイッチング損失はエネルギーの損失につながり、場合によってはスイッチにダメージを付与するため、スイッチング損失を抑制策として、種々のソフトスイッチング技術が研究されている（例えば、特許文献１〜２を参照。）。
【０００４】
また、誘導加熱負荷が低抵抗率金属（例えば、銅、ステンレス、アルミニウムなど）の場合は、抵抗率が極めて小さいことから、誘導加熱負荷に生じる熱は小さくなり、ワークコイルの電流の周波数を大きくすることにより、高性能化を図る必要がある。銅やアルミニウムを誘導加熱する場合、ワークコイルの電流の周波数は１００（ｋＨｚ）程度に高周波化する必要がある。スイッチング素子としてＩＧＢＴなどを用いる場合、ゲートトリガ周波数の限界は５０（ｋＨｚ）程度であることから、ワークコイルの電流の周波数をＩＧＢＴなどのゲートトリガ周波数の限界よりも更に高周波化する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開昭６０−１７２１９３号公報
【特許文献２】特開昭６２−１５７９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記状況に鑑みて、本発明は、低スイッチング損失を図るべく、短絡から開放まで半導体スイッチによるソフトスイッチングが可能で、誘導加熱負荷がオールメタル（低抵抗率金属のアルミニウムや銅を含む）に対応でき、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が可能な高周波インバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成すべく、本発明の第１の観点の誘導加熱用高周波インバータは、
１）第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
２）第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
３）負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。
【０００８】
そして、上記１）の第１インバータユニットと上記２）の第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続する。また、第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。
これにより、第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御（実効値電流制御）して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変にできる。
【０００９】
ここで、上記の共振タンク回路とは、共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。また、上記の加熱負荷ユニットにおける負荷抵抗、負荷インダクタは、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす等価回路のＲＬ直列回路の要素である。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は負荷力率を改善するために用いられる。
本発明の誘導加熱用高周波インバータは、１つの誘導加熱（ＩＨ）負荷に対して、２系統のハーフブリッジ駆動回路を備え、それぞれの瞬時電流ベクトルの相互位相を制御することにより、ＩＨ負荷に与える電力を設定できるようにしたものである。
【００１０】
次に、本発明の第２の観点の誘導加熱用高周波インバータは、
第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。
【００１１】
そして、上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続する。また、第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と直流電源の負極側を接続する。また、第１共振タンクおよび第２共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第３接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置される。また、第１共振タンクおよび第２共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。
これにより、第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変にできる。
【００１２】
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータにおいて、以下の（１）〜（５）の態様の如く、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続されることが好ましい。
（１）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（２）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（３）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（４）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（５）直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
【００１３】
これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。ＺＣＳ用インダクタはそれぞれのインバータユニットに設けることにより、各インバータユニットに応じてインダクタを調整することが可能になる。
【００１４】
直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続されることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。各インバータユニットの経路ではなく、各インバータユニットの共通となるように電源と直列にインダクタを接続することで、素子の簡素化が図ることができる。
【００１５】
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、同容量の４つのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが、それぞれ、第１インバータユニットの第１スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に接続され、第１インバータユニットの第２スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に接続されたことが好ましい。
これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
【００１６】
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、第１インバータユニットの第２スイッチと並列に第１ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサが接続され、上記の第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサが接続されたことが好ましい。
ＺＣＳ用インダクタを用いる替りに、ＺＶＳ用コンデンサを用いることにより、スイッチ素子の切換時の過大電圧を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
【００１７】
また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、を備え、１組のインバータユニットを互いに並列接続して直流電源に並列に接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御（実効値電流制御）して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る。
【００１８】
ここで、上記の加熱負荷ユニットにおける誘導加熱負荷は、具体的には負荷抵抗、負荷インダクタから成るＲＬ直列回路であり、力率改善機能を実現するために力率補償用コンデンサをＲＬ負荷抵抗，負荷インダクタと直接に接続する。
また、共振タンクとは、具体的には共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。
【００１９】
また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、を備え、１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る。
【００２０】
上記のゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである。また、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサである。
【００２１】
また、本発明の他の観点からは、上述の誘導加熱用高周波インバータの制御方法であって、下記（１）〜（４）のステップを含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法が提供される。
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップ。
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップ。
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップ。
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップ。
【００２２】
上記（１）〜（４）のステップを高速に行うことにより、後述の実施例に記載の如く、１２の動作モードが実現でき、第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御できる。
【００２３】
本発明の誘導加熱用高周波インバータの第１スイッチ〜第４スイッチの半導体スイッチのゲート制御のプログラムは、上記のステップ（１）〜（４）をコンピュータに実行させるものである。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、半導体スイッチのソフトスイッチング方式を採用して低スイッチング損失を図り、誘導加熱負荷として低抵抗率金属を含むオールメタルに対応し、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が行えるといった効果を有する。
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、インバータユニットの半導体スイッチを順次オン動作することにより、半導体スイッチのゲートトリガ周波数以上の周波数の誘導加熱負荷電流を供給でき、広範囲な負荷変動に対してソフトスイッチング動作が行えるといった効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】実施例１の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図
【図２】実施例１の誘導加熱用高周波インバータの動作波形チャート
【図３】動作モード１の回路説明図
【図４】動作モード１の動作波形説明図
【図５】動作モード２の回路説明図
【図６】動作モード２の動作波形説明図
【図７】動作モード３の回路説明図
【図８】動作モード３の動作波形説明図
【図９】動作モード４の回路説明図
【図１０】動作モード４の動作波形説明図
【図１１】動作モード５の回路説明図
【図１２】動作モード５の動作波形説明図
【図１３】動作モード６の回路説明図
【図１４】動作モード６の動作波形説明図
【図１５】動作モード７の回路説明図
【図１６】動作モード７の動作波形説明図
【図１７】動作モード８の回路説明図
【図１８】動作モード８の動作波形説明図
【図１９】動作モード９の回路説明図
【図２０】動作モード９の動作波形説明図
【図２１】動作モード１０の回路説明図
【図２２】動作モード１０の動作波形説明図
【図２３】動作モード１１の回路説明図
【図２４】動作モード１１の動作波形説明図
【図２５】動作モード１２の回路説明図
【図２６】動作モード１２の動作波形説明図
【図２７】動作モード１〜１２の動作遷移図
【図２８】重負荷から軽負荷に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す図
【図２９】共振インダクタ電流波形と共振コンデンサ電圧波形を示す図
【図３０】重負荷および軽負荷における各スイッチング電圧電流波形を示す図
【図３１】位相差角制御に対する入力電力および出力電力の制御特性図
【図３２】ＺＣＳ促進用インダクタの回路配置パターン
【図３３】実施例２の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図
【図３４】実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図（瞬時電圧ベクトル制御ＺＣＳ高周波インバータの回路図）
【図３５】実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータ
【図３６】位相差角−出力電力特性図
【図３７】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．５[kW]）
【図３８】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）
【図３９】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）
【図４０】各位相差角における出力電圧波形図および出力電流波形図
【図４１】共振キャパシタ間電圧波形図
【図４２】共振インダクタ間電流波形図
【図４３】実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図（瞬時電圧ベクトル制御ＺＶＳ高周波インバータの回路図）
【図４４】実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータ
【図４５】位相差角−出力電力特性図
【図４６】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．４[kW]）
【図４７】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）
【図４８】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）
【図４９】各位相差角における出力電圧波形図および出力電流波形図
【図５０】共振キャパシタ間電圧波形図
【図５１】共振インダクタ間電流波形図
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
なお、以下の説明において、ゼロ電圧／ゼロ電流状態に置けるスイッチングは、便宜上、実施例１にあるゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）先行形のスイッチング（以下「ＺＣＺＶＳ」という）と、実施例２にあるゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）先行形のスイッチング（以下「ＺＶＺＣＳ」という）に分けて定義する。
【実施例１】
【００２７】
（回路構成）
図１に実施例１の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。図１において、回路全体としては高周波インバータを示し、第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
【００２８】
具体的には、図１に示すように、第１インバータユニットＵ１は、第１スイッチ（Ｓ１）と第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第１スイッチ（Ｓ１）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ１）が設けられている。ＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）により、第１スイッチ（Ｓ１）の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
【００２９】
同様に、第２インバータユニットＵ２は、第３スイッチ（Ｓ３）と第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第３スイッチ（Ｓ３）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ２）が設けられている。ＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）により、第３スイッチ（Ｓ３）の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
【００３０】
第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖｉｎ（電源電圧をＶｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ａと接続中点ｂが接続されている。
【００３１】
また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクと第２共振タンクの接続中点ｃと、直流電源Ｖｉｎの負極側との間に接続される。
【００３２】
実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振インダクタ（Ｌ１，Ｌ２）と２つの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の共振周波数ｆｒより低い動作周波数ｆｓ（＜ｆｒ）で進み電流動作させることにより、接続中点ａと接続中点ｂから流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御し、接続中点ｃから加熱負荷ユニットに流れる出力電流Ｉｏを制御し、出力電力を広範囲に高速かつ連続的に変化させることができる。
【００３３】
（回路動作）
図１に示す回路構成において、接続中点ａと接続中点ｂから流れ出るｉＬ１，ｉＬ２の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御することにより、接続中点ｃから加熱負荷ユニットに流れ出る合成ベクトルｉｏを高速制御する。これにより、誘導加熱（ＩＨ）負荷に流す高周波電流の瞬時電流ベクトルの大きさを制御し、出力電力を連続的に可変できる。
図２に実施例１の誘導加熱用高周波インバータの理論動作波形を示す。実施例１の誘導加熱用高周波インバータの動作は以下の１２の動作モードから成る。実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、図２に示すように、時間の経過に従って、第１インバータユニットＵ１及び第２インバータユニットＵ２の第１スイッチ（Ｓ１）〜第４スイッチ（Ｓ４）をそれぞれのゲートトリガ信号によってオン・オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ１２の区間において、１サイクル分の高周波電力変換動作を行い、この高周波電力変換サイクルを繰り返すことによって高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ１２の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜１１）における実施例１の誘導加熱用高周波インバータの１２の動作モードについて説明する。
【００３４】
＜モード１：区間ｔ０〜ｔ１＞
図２の区間ｔ０〜ｔ１における動作モードを説明する。前回のサイクルの区間ｔ１１〜ｔ１２において、第１インバータユニットＵ１の第１スイッチ（Ｓ１）はオンに切り換えられ、第２インバータユニットＵ２の第３スイッチ（Ｓ３）がオン状態で、第４スイッチ（Ｓ４）がオフ状態である。第１インバータユニットＵ１の逆並列ダイオード（Ｄ２）が導通状態である。
上記の状態で、第１インバータユニットＵ１の第２スイッチ（Ｓ２）が逆並列ダイオード（Ｄ２）の導通中にオフに切り替えられると、区間ｔ０〜ｔ１の動作モードに移行する。
区間ｔ０〜ｔ１の動作モードでは、図３の電流経路図に示すように、電源（Ｖｉｎ）−第１スイッチ（Ｓ１）−直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷で閉ループ回路を形成し、電流ｉＬ１が流れる電流ループができる。また、第２インバータユニットＵ２の逆並列ダイオード（Ｄ３）が導通状態であり、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−逆並列ダイオード（Ｄ３）−第１スイッチ（Ｓ１）−直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）で閉ループ回路を形成し、電流ｉＬ２が流れる電流ループができ、回路内を循環する。ここで、第１スイッチ（Ｓ１）及び第３スイッチ（Ｓ３）の両端電圧は、図４のＶ１，Ｖ３に示すように共に０（Ｖ）になり、接続中点ａと接続中点ｂは共にＶｉｎ（ｖ）となる。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式１のようになる。
【００３５】
（数１）
ｉｏ＝ｉＬ１−ｉＬ２ ・・・（式１）
【００３６】
＜モード２：区間ｔ１〜ｔ２＞
モード１の状態から、第３スイッチ（Ｓ３）を逆並列ダイオード（Ｄ３）の導通中にオフに切り替えることで、第２インバータユニットＵ２の状態が変化する。すなわち、第３スイッチ（Ｓ３）をオフすることにより、第３スイッチング素子（Ｑ３）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ３）のリカバリ―電流は、ＺＣＳ促進インダクタＬＳ２の効果により小さい。また、同様に、第２インバータユニットＵ２のＺＣＳ促進インダクタＬＳ２によって、第４スイッチング素子（Ｑ４）がＺＣＳターンオンする（図５，図６を参照）。
ここで、第１スイッチ（Ｓ１）の両端電圧は０（Ｖ）のままであるが、第３スイッチ（Ｓ３）の両端電圧はＶｉｎ（Ｖ）となる。
【００３７】
＜モード３：区間ｔ３〜ｔ４＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ０〜ｔ１の動作モードと同様、電源（Ｖｉｎ）−第１スイッチ（Ｓ１）−直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が流れる。この電流ｉＬ１は直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）によって時間の経過と共に電流量が減ってくる。
また、第２インバータユニットＵ２では、第３スイッチ（Ｓ３）がオフされたことによって、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−第４スイッチ（Ｓ４）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環するようになる（図７，図８を参照）。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式２のようになる。
【００３８】
（数２）
ｉｏ＝ｉＬ１−ｉＬ２ ・・・（式２）
【００３９】
＜モード４：区間ｔ４〜ｔ５＞
第１インバータユニットＵ１において、図１０に示すように、電流ｉＬ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ１）が導通する。すなわち、図９に示すように、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−逆並列ダイオード（Ｄ１）−電源（Ｖｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で、電流ｉＬ１が反転して電源（Ｖｉｎ）に逆流（回生）する方向に流れるようになる。
第２インバータユニットＵ２では、区間ｔ３〜ｔ４の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−第４スイッチ（Ｓ４）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式３のようになる。
【００４０】
（数３）
ｉｏ＝−（ｉＬ１＋ｉＬ２） ・・・（式３）
【００４１】
＜モード５：区間ｔ５〜ｔ６＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ４〜ｔ５の動作モードと同様、逆並列ダイオード（Ｄ１）が導通中で、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−逆並列ダイオード（Ｄ１）−電源（Ｖｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が流れる。
第２インバータユニットＵ２では、図１２に示すように、電流ｉＬ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ４）が導通する。すわなち、図１１に示すように、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ４）で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式４のようになる。
【００４２】
（数４）
ｉｏ＝−ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式４）
【００４３】
＜モード６：区間ｔ６〜ｔ７＞
モード５の状態から、第１スイッチ（Ｓ１）を逆並列ダイオード（Ｄ１）の導通中にオフに切り替えることで、第１インバータユニットＵ１の状態が変化する。すなわち、第１スイッチ（Ｓ１）をオフすることにより、第１スイッチング素子（Ｑ１）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ１）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬＳ１の効果により小さい。また、同様に、第１インバータユニットＵ１のＺＣＳ促進インダクタＬＳ１によって、第２スイッチング素子（Ｑ２）がＺＣＳターンオンする（図１３，図１４を参照）。
【００４４】
＜モード７：区間ｔ７〜ｔ８＞
第１インバータユニットＵ１では、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−第２スイッチ（Ｓ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が循環するようになる（図１５，図１６を参照）。
第２インバータユニットＵ２では、区間ｔ５〜ｔ６の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ４）で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式５のようになる。
【００４５】
（数５）
ｉｏ＝−ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式５）
【００４６】
＜モード８：区間ｔ８〜ｔ９＞
モード７の状態から、第４スイッチ（Ｓ４）を逆並列ダイオード（Ｄ４）の導通中にオフに切り替えることで、第２インバータユニットＵ２の状態が変化する。すなわち、第４スイッチ（Ｓ４）をオフすることにより、第４スイッチング素子（Ｑ４）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ４）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬＳ２の効果により小さい。また、第２インバータユニットＵ２のＺＣＳ促進インダクタＬＳ２によって、第３スイッチング素子（Ｑ３）がＺＣＳターンオンする（図１７，図１８を参照）。
【００４７】
＜モード９：区間ｔ８〜ｔ９＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ７〜ｔ８の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−第２スイッチ（Ｓ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が循環する。
第２インバータユニットＵ２では、第３スイッチング素子（Ｑ３）がＺＣＳターンオンしたことから、電源（Ｖｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ３）−直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が流れ、電源（Ｖｉｎ）が電力を供給する状態となる（図１９，図２０を参照）。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式６のようになる。
【００４８】
（数６）
ｉｏ＝−ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式６）
【００４９】
＜モード１０：区間ｔ９〜ｔ１０＞
第１インバータユニットＵ１において、図２２に示すように、電流ｉＬ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ２）が導通する。すなわち、図２１に示すように、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ２）で形成される閉ループ回路で、電流ｉＬ１が反転して循環するようになる。
第２インバータユニットＵ２では、区間ｔ８〜ｔ９の動作モードと同様、電源（Ｖｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ３）−直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が流れ、電源（Ｖｉｎ）が電力を供給する状態を保つ。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式７のようになる。
【００５０】
（数７）
ｉｏ＝ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式７）
【００５１】
＜モード１１：区間ｔ１０〜ｔ１１＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ９〜ｔ１０の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ２）で形成される閉ループ回路で、電流ｉＬ１が反転して循環する。
第２インバータユニットＵ２では、図２４に示すように、電流ｉＬ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ３）が導通する。すわなち、図２３に示すように、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−逆並列ダイオード（Ｄ３）−電源（Ｖｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環し、電源（Ｖｉｎ）へ回生される。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式８のようになる。
【００５２】
（数８）
ｉｏ＝ｉＬ１−ｉＬ２ ・・・（式８）
【００５３】
＜モード１２：区間ｔ１１〜ｔ１２＞
モード１１の状態から、第２スイッチ（Ｓ２）を逆並列ダイオード（Ｄ２）の導通中にオフに切り替えることで、第１インバータユニットＵ１の状態が変化する。すなわち、第２スイッチ（Ｓ２）をオフすることにより、第２スイッチング素子（Ｑ２）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ２）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬＳ１の効果により小さい。
また、第１インバータユニットＵ１のＺＣＳ促進インダクタＬＳ１によって、第１スイッチング素子（Ｑ１）がＺＣＳターンオンする（図２５，図２６を参照）。
【００５４】
図２７に上述の動作モード１〜１２の動作遷移を示す。
【００５５】
（インバータの特性）
次に、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと特性について説明する。以下では、動作周波数ｆｓを１００（ｋＨｚ）としている。
まず、図２８に重負荷から軽負荷に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す。図２８（ａ）は出力電圧波形を示しており、（ｂ）は出力電流波形を示している。図２８に示すように、出力電圧および出力電流の振幅は、重負荷（出力電力Ｐ０＝１．９（ｋＷ））では大きく、軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ））では小さくなっていることから、誘導加熱用高周波インバータが出力制御を行っていることが分かる。
【００５６】
また、図２９に共振インダクタ電流波形と共振コンデンサ電圧波形を示す。図２９（ａ）は軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ），位相差角０．９（ｄｅｇ））におけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図２９（ｂ）は重負荷（出力電力Ｐ０＝１．８（ｋＷ），位相差角１６２（ｄｅｇ））におけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図中、ＶＣ１，ＶＣ２は、それぞれ共振コンデンサＣ１と共振コンデンサＣ２の電圧を示しており、ｉＬ１，ｉＬ２は、それぞれ共振インダクタＬ１と共振インダクタＬ２の電流を示している。図２９に示すように、位相差角の増加に応じて共振インダクタＬ２と共振コンデンサＣ２の動作電圧電流の振幅幅が減少していることが分かる。このことから、共振インダクタＬ１と共振コンデンサＣ１で構成される第１共振タンクと、共振インダクタＬ２と共振コンデンサＣ２で構成される第２共振タンクの接続中点ｃの状態が互いに干渉していることが分かる。
【００５７】
また、図３０に重負荷（出力電力Ｐ０＝１．９（ｋＷ））および軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ））におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各スイッチング電圧電流波形を示す。重負荷（出力電力Ｐ０＝１．９（ｋＷ））の場合、軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ））と比べて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各スイッチングの電流変動が小さいことが分かる。
【００５８】
また、図３１に位相差角制御に対する入力電力および出力電力の制御特性図を示す。図３１（１）は位相差角制御に対する入力電力の制御特性を示しており、図３１（２）は位相差角制御に対する出力電力の制御特性を示している。動作周波数ｆｓを１００（ｋＨｚ）に設定してソフトスイッチング条件下で電流ベクトル位相差を変化させた場合、約５０（Ｗ）から約２（ｋＷ）の実効電力制御が可能であることが確認できた。
すなわち、実施例１の誘導加熱用高周波インバータを用いることにより、重負荷から軽負荷まで広い電力制御が行えることが理解できる。
【００５９】
図３２は、ＺＣＳ促進用インダクタの回路配置パターンを示している。ＺＣＳ促進用インダクタは、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されており、図３２に示すように６種類の配置パターンが存在する。これらの配置パターンのＺＣＳ促進用インダクタが設けられることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
図３２（１）は、上述の実施例１と同じ回路であり、第１スイッチ（Ｓ１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（２）は、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第４スイッチ（Ｓ４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（３）は、第１スイッチ（Ｓ１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第４スイッチ（Ｓ４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（４）は、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第３スイッチ（Ｓ３）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（５）は、電源にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ）が直列に設けられたインダクタ配置パターンである。
図３２（６）は、第１スイッチ（Ｓ１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられ、また第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第４スイッチ（Ｓ４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（６）の場合、図３２（１）〜（５）で用いるインダクタの１／２の小容量のインダクタを用いる。
【実施例２】
【００６０】
図３３は、実施例２の誘導加熱用高周波インバータの回路構成を示している。実施例２の誘導加熱用高周波インバータは、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと比べ、インダクタＬＳ１，ＬＳ２の代替として、第２スイッチ（Ｓ２）と第４スイッチ（Ｓ４）にそれぞれ並列にコンデンサＣＳ１，ＣＳ２を設けたものである。これらのコンデンサＣＳ１，ＣＳ２を設けることにより、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）を行うことが可能になる。
以下詳細に説明する。図３３の第１インバータユニットＵ１において、共振インダクタＬ１とコンデンサＣＳ１による部分共振（スイッチ状態の遷移時の生じる共振現象）を利用して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＺＶＳを実現する。例として、第１スイッチ（Ｓ１）がオン状態、かつ、第２スイッチ（Ｓ２）がオフ状態から、ある時刻に第１スイッチ（Ｓ１）のゲートをオフすると、上記の部分共振により電源電圧Ｖｉｎまで充電されていた第２スイッチング素子（Ｑ２）の端子電圧、すなわち、コンデンサＣＳ１の電圧ＶＱ２は緩やかに（共振状）に下降し始める。これと同時にゲートをオフした第１スイッチング素子（Ｑ１）の端子電圧ＶＱ１は、次式のようになる。
【００６１】
（数９）
ＶＱ１＝ＶＩＮ−ＶＱ２
【００６２】
すなわち、第１スイッチング素子（Ｑ１）の端子電圧ＶＱ１は、ゼロレベルから緩やかに上昇する。このため、第１スイッチング素子（Ｑ１）はゲートをオフしたことにより遮断された電流の急激な下降に反してその端子電圧が緩やかに上昇することから、電圧・電流のオーバーラップ期間が低減されるソフトスイッチング動作となる。これが、ＺＶＳターンオンの原理である。
一方、コンデンサＣＳ１が完全に放電されその電圧ＶＱ２がゼロに達すると、第２スイッチ（Ｓ２）に逆並列のダイオード（Ｄ２）が順バイアス状態となり、負荷電流の一部である電流が流れ始めることになる。その間に、第２スイッチ（Ｓ２）のゲートをトリガすれば、第２スイッチング素子（Ｑ２）は、そのアクティブの第２スイッチ部（Ｓ２）に電流が流れず、また電圧もかかっていない（ダイオードの順方向電圧は、シリコンベースで約０．７ボルトである。このため、電源電圧ＶＩＮに比べて十分小さい場合は無視できる）状態でのターンオンであるため、ゼロ電圧・ゼロ電流のソフトスイッチングであるＺＶＺＣＳターンオン動作が実現する。
なお、同様に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対しては、コンデンサＣＳ２が同様に、ＺＶＳ動作を可能とする。
【００６３】
実施例１では、２つの共振インダクタ（Ｌ１，Ｌ２）と２つの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の共振周波数ｆｒより低いスイッチング動作周波数ｆｓ（＜ｆｒ）で進み電流動作させていたが、実施例２では、共振周波数ｆｒより高くスイッチング動作周波数ｆｓ（＞ｆｒ）を選定する必要がある。これにより、上述のＺＶＺＣＳ動作を得ることができる。すなわち、実施例２は、実施例１の進み電流を伴うＺＣＳ動作とは異なり、遅れ電流動作を実現することになる。
【００６４】
実施例１では、進み位相の電流がターンしたスイッチに流れ込もうとする。このとき，進み位相であるため，ある値（初期電流値）をもった波形である。ここで、インダクタＬＳ１，ＬＳ１の減流作用により、スイッチターンオン電流は初期電流がそのまま流れる急峻な電流波形とはならず、ゼロから緩やかに立ち上がる緩やかな電流波形となる。これにより、スイッチターンオン時は、それと同時に急激に下降する端子電圧と電流の重なりが少ないソフトスイッチングであるＺＣＳターンとなる。
また、そのターンオフは、進み位相電流のためスイッチがオン状態でも自然に電流が反転し、逆並列ダイオードに電流が流れる区間が生まれる。その間にスイッチのゲート信号を取り除く（オフ）すると、スイッチには電流が流れておらず、かつ、ダイオードの順方向電圧が無視できるとすると、スイッチはゼロ電流、かつ、ゼロ電圧のソフトスイッチング動作となる。すなわち、ＺＣＺＶＳターンオフとなる。
【００６５】
以上、説明した実施例１と実施例２の回路では、ソフトスイッチング方式，共振周波数に対するスイッチング周波数の設定等で違いはある。しかしながら、２つの共振タンク回路に流れる電流を合成して負荷電流を得て、合成瞬時電流ベクトルの制御に基づく電力制御である点は共通している。
【実施例３】
【００６６】
次に、実施例１や実施例２における瞬時電流ベクトル制御の変形として、それとは双対の瞬時電圧ベクトル制御を実現するものについて実施例３および実施例４で説明する。
図３４に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ＺＣＳ高周波インバータである。
実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、実施例１と同様に、第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
実施例３では、実施例１と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。
【００６７】
実施例３の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。
図３４に示すように、第１インバータユニットＵ１は、第１スイッチ（Ｓ１）と第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第１スイッチ（Ｓ１）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ）が設けられている。
【００６８】
同様に、第２インバータユニットＵ２は、第３スイッチ（Ｓ３）と第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第３スイッチ（Ｓ３）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ）が設けられている。
【００６９】
第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖｉｎ（電源電圧をＶｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ｃで接続されている。また、接続中点ｃは直流電源Ｖｉｎの負極側に接続されている。
【００７０】
また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）の接続中点ｄと、第２共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）の接続中点ｅとの間に、接続されている。
【００７１】
実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振タンクの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御することにより、力率補償用コンデンサＣｏを含めた負荷（Ｒｏ−Ｌｏ）に印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。
【００７２】
図３５に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図３６に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの位相差角−出力電力特性を示す。図３６から、位相差角を制御することにより、出力電力を５０Ｗ〜２４００Ｗまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。
図３７はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．５[kW]）、図３８はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）、図３９はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）を示している。
図４０に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図４０（１）が出力電圧波形であり、図４０（２）が出力電流波形である。また、図４１に共振キャパシタ間電圧波形を、図４２に共振インダクタ間電流波形を示す。
【実施例４】
【００７３】
図４３に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ＺＶＳ高周波インバータである。
実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、実施例２と同様に、第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
実施例４では、実施例２と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。
【００７４】
実施例４の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。
図４３に示すように、第１インバータユニットＵ１は、第１スイッチ（Ｓ１）と第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサ（ＣＳ）が設けられている。
【００７５】
同様に、第２インバータユニットＵ２は、第３スイッチ（Ｓ３）と第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサ（ＣＳ）が設けられている。
【００７６】
第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖｉｎ（電源電圧をＶｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ｃで接続されている。また、接続中点ｃは直流電源Ｖｉｎの負極側に接続されている。
【００７７】
また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）の接続中点ｄと、第２共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）の接続中点ｅとの間に、接続されている。
【００７８】
実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振タンクの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御することにより、力率補償用コンデンサＣｏを含めた負荷（Ｒｏ−Ｌｏ）に印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。
【００７９】
図４４に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図４５に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの位相差角−出力電力特性を示す。図４５から、位相差角を制御することにより、出力電力を５０Ｗ〜２４００Ｗまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。
図４６はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．４[kW]）、図４７はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）、図４８はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）を示している。
図４９に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図４９（１）が出力電圧波形であり、図４９（２）が出力電流波形である。また、図５０に共振キャパシタ間電圧波形を、図５１に共振インダクタ間電流波形を示す。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明の誘導加熱用高周波インバータは、電磁調理器（誘導加熱調理器）、水蒸気を含む流体加熱装置、動力的強力超音波発生装置（超音波洗浄機，超音波ホモジナイザーなど）、超音波溶接機、レーザープリンタなど、高周波交流電流を要する電気機器や電気設備に有用である。
【符号の説明】
【００８１】
Ｕ１，Ｕ２ インバータユニット
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ 共振インダクタ
Ｃ１，Ｃ２ 共振コンデンサ
Ｃ０ 力率補償用コンデンサ
ＬＳ，ＬＳ１，ＬＳ２ ＺＣＳ用インダクタ
ＣＳ，ＣＳ１，ＣＳ２ ＺＶＳ用共振ロスレススナバコンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱（ＩＨ）用のソフトスイッチング方式の高周波インバータの技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、高周波インバータは、スイッチング素子としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴで構成される半導体スイッチを用いて、高周波ゲート信号によってスイッチ動作させることによりＩＨ負荷（ワークコイル）に高周波電流を供給する。ワークコイルに供給される誘導加熱電力は、ワークコイルに流れる電流の周波数の平方根に比例するため、このような誘導加熱用高周波インバータの高効率化，高性能化を図るためには、スイッチング周波数の高周波化は不可欠である。
【０００３】
しかし、高周波化と共にスイッチング損失の顕在化が問題となっている。スイッチング損失は、スイッチのオン・オフ動作時の電圧と電流の位相のずれに起因するもので、スイッチがオンした時に、電圧が印加した状態で電流が流れ、電流と電圧の積の電力損失となるものである。スイッチング損失はエネルギーの損失につながり、場合によってはスイッチにダメージを付与するため、スイッチング損失を抑制策として、種々のソフトスイッチング技術が研究されている（例えば、特許文献１〜２を参照。）。
【０００４】
また、誘導加熱負荷が低抵抗率金属（例えば、銅、ステンレス、アルミニウムなど）の場合は、抵抗率が極めて小さいことから、誘導加熱負荷に生じる熱は小さくなり、ワークコイルの電流の周波数を大きくすることにより、高性能化を図る必要がある。銅やアルミニウムを誘導加熱する場合、ワークコイルの電流の周波数は１００（ｋＨｚ）程度に高周波化する必要がある。スイッチング素子としてＩＧＢＴなどを用いる場合、ゲートトリガ周波数の限界は５０（ｋＨｚ）程度であることから、ワークコイルの電流の周波数をＩＧＢＴなどのゲートトリガ周波数の限界よりも更に高周波化する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開昭６０−１７２１９３号公報
【特許文献２】特開昭６２−１５７９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記状況に鑑みて、本発明は、低スイッチング損失を図るべく、短絡から開放まで半導体スイッチによるソフトスイッチングが可能で、誘導加熱負荷がオールメタル（低抵抗率金属のアルミニウムや銅を含む）に対応でき、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が可能な高周波インバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成すべく、本発明の第１の観点の誘導加熱用高周波インバータは、
１）第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
２）第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
３）負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。
【０００８】
そして、上記１）の第１インバータユニットと上記２）の第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続する。また、第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。
これにより、第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御（実効値電流制御）して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変にできる。
【０００９】
ここで、上記の共振タンク回路とは、共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。また、上記の加熱負荷ユニットにおける負荷抵抗、負荷インダクタは、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす等価回路のＲＬ直列回路の要素である。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は負荷力率を改善するために用いられる。
本発明の誘導加熱用高周波インバータは、１つの誘導加熱（ＩＨ）負荷に対して、２系統のハーフブリッジ駆動回路を備え、それぞれの瞬時電流ベクトルの相互位相を制御することにより、ＩＨ負荷に与える電力を設定できるようにしたものである。
【００１０】
次に、本発明の第２の観点の誘導加熱用高周波インバータは、
第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。
【００１１】
そして、上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続する。また、第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と直流電源の負極側を接続する。また、第１共振タンクおよび第２共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第３接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置される。また、第１共振タンクおよび第２共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。
これにより、第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変にできる。
【００１２】
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータにおいて、以下の（１）〜（５）の態様の如く、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続されることが好ましい。
（１）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（２）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（３）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（４）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（５）直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
【００１３】
これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。ＺＣＳ用インダクタはそれぞれのインバータユニットに設けることにより、各インバータユニットに応じてインダクタを調整することが可能になる。
【００１４】
直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続されることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。各インバータユニットの経路ではなく、各インバータユニットの共通となるように電源と直列にインダクタを接続することで、素子の簡素化が図ることができる。
【００１５】
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、同容量の４つのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが、それぞれ、第１インバータユニットの第１スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に接続され、第１インバータユニットの第２スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に接続されたことが好ましい。
これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
【００１６】
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、第１インバータユニットの第２スイッチと並列に第１ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサが接続され、上記の第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサが接続されたことが好ましい。
ＺＣＳ用インダクタを用いる替りに、ＺＶＳ用コンデンサを用いることにより、スイッチ素子の切換時の過大電圧を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
【００１７】
また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、を備え、１組のインバータユニットを互いに並列接続して直流電源に並列に接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御（実効値電流制御）して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る。
【００１８】
ここで、上記の加熱負荷ユニットにおける誘導加熱負荷は、具体的には負荷抵抗、負荷インダクタから成るＲＬ直列回路であり、力率改善機能を実現するために力率補償用コンデンサをＲＬ負荷抵抗，負荷インダクタと直接に接続する。
また、共振タンクとは、具体的には共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。
【００１９】
また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、を備え、１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る。
【００２０】
上記のゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである。また、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサである。
【００２１】
また、本発明の他の観点からは、上述の誘導加熱用高周波インバータの制御方法であって、下記（１）〜（４）のステップを含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法が提供される。
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップ。
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップ。
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップ。
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップ。
【００２２】
上記（１）〜（４）のステップを高速に行うことにより、後述の実施例に記載の如く、１２の動作モードが実現でき、第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御できる。
【００２３】
本発明の誘導加熱用高周波インバータの第１スイッチ〜第４スイッチの半導体スイッチのゲート制御のプログラムは、上記のステップ（１）〜（４）をコンピュータに実行させるものである。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、半導体スイッチのソフトスイッチング方式を採用して低スイッチング損失を図り、誘導加熱負荷として低抵抗率金属を含むオールメタルに対応し、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が行えるといった効果を有する。
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、インバータユニットの半導体スイッチを順次オン動作することにより、半導体スイッチのゲートトリガ周波数以上の周波数の誘導加熱負荷電流を供給でき、広範囲な負荷変動に対してソフトスイッチング動作が行えるといった効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】実施例１の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図
【図２】実施例１の誘導加熱用高周波インバータの動作波形チャート
【図３】動作モード１の回路説明図
【図４】動作モード１の動作波形説明図
【図５】動作モード２の回路説明図
【図６】動作モード２の動作波形説明図
【図７】動作モード３の回路説明図
【図８】動作モード３の動作波形説明図
【図９】動作モード４の回路説明図
【図１０】動作モード４の動作波形説明図
【図１１】動作モード５の回路説明図
【図１２】動作モード５の動作波形説明図
【図１３】動作モード６の回路説明図
【図１４】動作モード６の動作波形説明図
【図１５】動作モード７の回路説明図
【図１６】動作モード７の動作波形説明図
【図１７】動作モード８の回路説明図
【図１８】動作モード８の動作波形説明図
【図１９】動作モード９の回路説明図
【図２０】動作モード９の動作波形説明図
【図２１】動作モード１０の回路説明図
【図２２】動作モード１０の動作波形説明図
【図２３】動作モード１１の回路説明図
【図２４】動作モード１１の動作波形説明図
【図２５】動作モード１２の回路説明図
【図２６】動作モード１２の動作波形説明図
【図２７】動作モード１〜１２の動作遷移図
【図２８】重負荷から軽負荷に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す図
【図２９】共振インダクタ電流波形と共振コンデンサ電圧波形を示す図
【図３０】重負荷および軽負荷における各スイッチング電圧電流波形を示す図
【図３１】位相差角制御に対する入力電力および出力電力の制御特性図
【図３２】ＺＣＳ促進用インダクタの回路配置パターン
【図３３】実施例２の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図
【図３４】実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図（瞬時電圧ベクトル制御ＺＣＳ高周波インバータの回路図）
【図３５】実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータ
【図３６】位相差角−出力電力特性図
【図３７】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．５[kW]）
【図３８】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）
【図３９】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）
【図４０】各位相差角における出力電圧波形図および出力電流波形図
【図４１】共振キャパシタ間電圧波形図
【図４２】共振インダクタ間電流波形図
【図４３】実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図（瞬時電圧ベクトル制御ＺＶＳ高周波インバータの回路図）
【図４４】実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータ
【図４５】位相差角−出力電力特性図
【図４６】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．４[kW]）
【図４７】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）
【図４８】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）
【図４９】各位相差角における出力電圧波形図および出力電流波形図
【図５０】共振キャパシタ間電圧波形図
【図５１】共振インダクタ間電流波形図
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
なお、以下の説明において、ゼロ電圧／ゼロ電流状態に置けるスイッチングは、便宜上、実施例１にあるゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）先行形のスイッチング（以下「ＺＣＺＶＳ」という）と、実施例２にあるゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）先行形のスイッチング（以下「ＺＶＺＣＳ」という）に分けて定義する。
【実施例１】
【００２７】
（回路構成）
図１に実施例１の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。図１において、回路全体としては高周波インバータを示し、第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
【００２８】
具体的には、図１に示すように、第１インバータユニットＵ１は、第１スイッチ（Ｓ１）と第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第１スイッチ（Ｓ１）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ１）が設けられている。ＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）により、第１スイッチ（Ｓ１）の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
【００２９】
同様に、第２インバータユニットＵ２は、第３スイッチ（Ｓ３）と第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第３スイッチ（Ｓ３）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ２）が設けられている。ＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）により、第３スイッチ（Ｓ３）の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
【００３０】
第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖｉｎ（電源電圧をＶｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ａと接続中点ｂが接続されている。
【００３１】
また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクと第２共振タンクの接続中点ｃと、直流電源Ｖｉｎの負極側との間に接続される。
【００３２】
実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振インダクタ（Ｌ１，Ｌ２）と２つの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の共振周波数ｆｒより低い動作周波数ｆｓ（＜ｆｒ）で進み電流動作させることにより、接続中点ａと接続中点ｂから流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御し、接続中点ｃから加熱負荷ユニットに流れる出力電流Ｉｏを制御し、出力電力を広範囲に高速かつ連続的に変化させることができる。
【００３３】
（回路動作）
図１に示す回路構成において、接続中点ａと接続中点ｂから流れ出るｉＬ１，ｉＬ２の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御することにより、接続中点ｃから加熱負荷ユニットに流れ出る合成ベクトルｉｏを高速制御する。これにより、誘導加熱（ＩＨ）負荷に流す高周波電流の瞬時電流ベクトルの大きさを制御し、出力電力を連続的に可変できる。
図２に実施例１の誘導加熱用高周波インバータの理論動作波形を示す。実施例１の誘導加熱用高周波インバータの動作は以下の１２の動作モードから成る。実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、図２に示すように、時間の経過に従って、第１インバータユニットＵ１及び第２インバータユニットＵ２の第１スイッチ（Ｓ１）〜第４スイッチ（Ｓ４）をそれぞれのゲートトリガ信号によってオン・オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ１２の区間において、１サイクル分の高周波電力変換動作を行い、この高周波電力変換サイクルを繰り返すことによって高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ１２の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜１１）における実施例１の誘導加熱用高周波インバータの１２の動作モードについて説明する。
【００３４】
＜モード１：区間ｔ０〜ｔ１＞
図２の区間ｔ０〜ｔ１における動作モードを説明する。前回のサイクルの区間ｔ１１〜ｔ１２において、第１インバータユニットＵ１の第１スイッチ（Ｓ１）はオンに切り換えられ、第２インバータユニットＵ２の第３スイッチ（Ｓ３）がオン状態で、第４スイッチ（Ｓ４）がオフ状態である。第１インバータユニットＵ１の逆並列ダイオード（Ｄ２）が導通状態である。
上記の状態で、第１インバータユニットＵ１の第２スイッチ（Ｓ２）が逆並列ダイオード（Ｄ２）の導通中にオフに切り替えられると、区間ｔ０〜ｔ１の動作モードに移行する。
区間ｔ０〜ｔ１の動作モードでは、図３の電流経路図に示すように、電源（Ｖｉｎ）−第１スイッチ（Ｓ１）−直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷で閉ループ回路を形成し、電流ｉＬ１が流れる電流ループができる。また、第２インバータユニットＵ２の逆並列ダイオード（Ｄ３）が導通状態であり、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−逆並列ダイオード（Ｄ３）−第１スイッチ（Ｓ１）−直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）で閉ループ回路を形成し、電流ｉＬ２が流れる電流ループができ、回路内を循環する。ここで、第１スイッチ（Ｓ１）及び第３スイッチ（Ｓ３）の両端電圧は、図４のＶ１，Ｖ３に示すように共に０（Ｖ）になり、接続中点ａと接続中点ｂは共にＶｉｎ（ｖ）となる。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式１のようになる。
【００３５】
（数１）
ｉｏ＝ｉＬ１−ｉＬ２ ・・・（式１）
【００３６】
＜モード２：区間ｔ１〜ｔ２＞
モード１の状態から、第３スイッチ（Ｓ３）を逆並列ダイオード（Ｄ３）の導通中にオフに切り替えることで、第２インバータユニットＵ２の状態が変化する。すなわち、第３スイッチ（Ｓ３）をオフすることにより、第３スイッチング素子（Ｑ３）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ３）のリカバリ―電流は、ＺＣＳ促進インダクタＬＳ２の効果により小さい。また、同様に、第２インバータユニットＵ２のＺＣＳ促進インダクタＬＳ２によって、第４スイッチング素子（Ｑ４）がＺＣＳターンオンする（図５，図６を参照）。
ここで、第１スイッチ（Ｓ１）の両端電圧は０（Ｖ）のままであるが、第３スイッチ（Ｓ３）の両端電圧はＶｉｎ（Ｖ）となる。
【００３７】
＜モード３：区間ｔ３〜ｔ４＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ０〜ｔ１の動作モードと同様、電源（Ｖｉｎ）−第１スイッチ（Ｓ１）−直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が流れる。この電流ｉＬ１は直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）によって時間の経過と共に電流量が減ってくる。
また、第２インバータユニットＵ２では、第３スイッチ（Ｓ３）がオフされたことによって、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−第４スイッチ（Ｓ４）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環するようになる（図７，図８を参照）。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式２のようになる。
【００３８】
（数２）
ｉｏ＝ｉＬ１−ｉＬ２ ・・・（式２）
【００３９】
＜モード４：区間ｔ４〜ｔ５＞
第１インバータユニットＵ１において、図１０に示すように、電流ｉＬ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ１）が導通する。すなわち、図９に示すように、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−逆並列ダイオード（Ｄ１）−電源（Ｖｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で、電流ｉＬ１が反転して電源（Ｖｉｎ）に逆流（回生）する方向に流れるようになる。
第２インバータユニットＵ２では、区間ｔ３〜ｔ４の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−第４スイッチ（Ｓ４）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式３のようになる。
【００４０】
（数３）
ｉｏ＝−（ｉＬ１＋ｉＬ２） ・・・（式３）
【００４１】
＜モード５：区間ｔ５〜ｔ６＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ４〜ｔ５の動作モードと同様、逆並列ダイオード（Ｄ１）が導通中で、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−逆並列ダイオード（Ｄ１）−電源（Ｖｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が流れる。
第２インバータユニットＵ２では、図１２に示すように、電流ｉＬ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ４）が導通する。すわなち、図１１に示すように、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ４）で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式４のようになる。
【００４２】
（数４）
ｉｏ＝−ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式４）
【００４３】
＜モード６：区間ｔ６〜ｔ７＞
モード５の状態から、第１スイッチ（Ｓ１）を逆並列ダイオード（Ｄ１）の導通中にオフに切り替えることで、第１インバータユニットＵ１の状態が変化する。すなわち、第１スイッチ（Ｓ１）をオフすることにより、第１スイッチング素子（Ｑ１）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ１）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬＳ１の効果により小さい。また、同様に、第１インバータユニットＵ１のＺＣＳ促進インダクタＬＳ１によって、第２スイッチング素子（Ｑ２）がＺＣＳターンオンする（図１３，図１４を参照）。
【００４４】
＜モード７：区間ｔ７〜ｔ８＞
第１インバータユニットＵ１では、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−第２スイッチ（Ｓ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が循環するようになる（図１５，図１６を参照）。
第２インバータユニットＵ２では、区間ｔ５〜ｔ６の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ４）で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式５のようになる。
【００４５】
（数５）
ｉｏ＝−ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式５）
【００４６】
＜モード８：区間ｔ８〜ｔ９＞
モード７の状態から、第４スイッチ（Ｓ４）を逆並列ダイオード（Ｄ４）の導通中にオフに切り替えることで、第２インバータユニットＵ２の状態が変化する。すなわち、第４スイッチ（Ｓ４）をオフすることにより、第４スイッチング素子（Ｑ４）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ４）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬＳ２の効果により小さい。また、第２インバータユニットＵ２のＺＣＳ促進インダクタＬＳ２によって、第３スイッチング素子（Ｑ３）がＺＣＳターンオンする（図１７，図１８を参照）。
【００４７】
＜モード９：区間ｔ８〜ｔ９＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ７〜ｔ８の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−第２スイッチ（Ｓ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が循環する。
第２インバータユニットＵ２では、第３スイッチング素子（Ｑ３）がＺＣＳターンオンしたことから、電源（Ｖｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ３）−直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が流れ、電源（Ｖｉｎ）が電力を供給する状態となる（図１９，図２０を参照）。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式６のようになる。
【００４８】
（数６）
ｉｏ＝−ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式６）
【００４９】
＜モード１０：区間ｔ９〜ｔ１０＞
第１インバータユニットＵ１において、図２２に示すように、電流ｉＬ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ２）が導通する。すなわち、図２１に示すように、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ２）で形成される閉ループ回路で、電流ｉＬ１が反転して循環するようになる。
第２インバータユニットＵ２では、区間ｔ８〜ｔ９の動作モードと同様、電源（Ｖｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ３）−直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が流れ、電源（Ｖｉｎ）が電力を供給する状態を保つ。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式７のようになる。
【００５０】
（数７）
ｉｏ＝ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式７）
【００５１】
＜モード１１：区間ｔ１０〜ｔ１１＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ９〜ｔ１０の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ２）で形成される閉ループ回路で、電流ｉＬ１が反転して循環する。
第２インバータユニットＵ２では、図２４に示すように、電流ｉＬ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ３）が導通する。すわなち、図２３に示すように、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−逆並列ダイオード（Ｄ３）−電源（Ｖｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環し、電源（Ｖｉｎ）へ回生される。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式８のようになる。
【００５２】
（数８）
ｉｏ＝ｉＬ１−ｉＬ２ ・・・（式８）
【００５３】
＜モード１２：区間ｔ１１〜ｔ１２＞
モード１１の状態から、第２スイッチ（Ｓ２）を逆並列ダイオード（Ｄ２）の導通中にオフに切り替えることで、第１インバータユニットＵ１の状態が変化する。すなわち、第２スイッチ（Ｓ２）をオフすることにより、第２スイッチング素子（Ｑ２）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ２）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬＳ１の効果により小さい。
また、第１インバータユニットＵ１のＺＣＳ促進インダクタＬＳ１によって、第１スイッチング素子（Ｑ１）がＺＣＳターンオンする（図２５，図２６を参照）。
【００５４】
図２７に上述の動作モード１〜１２の動作遷移を示す。
【００５５】
（インバータの特性）
次に、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと特性について説明する。以下では、動作周波数ｆｓを１００（ｋＨｚ）としている。
まず、図２８に重負荷から軽負荷に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す。図２８（ａ）は出力電圧波形を示しており、（ｂ）は出力電流波形を示している。図２８に示すように、出力電圧および出力電流の振幅は、重負荷（出力電力Ｐ０＝１．９（ｋＷ））では大きく、軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ））では小さくなっていることから、誘導加熱用高周波インバータが出力制御を行っていることが分かる。
【００５６】
また、図２９に共振インダクタ電流波形と共振コンデンサ電圧波形を示す。図２９（ａ）は軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ），位相差角０．９（ｄｅｇ））におけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図２９（ｂ）は重負荷（出力電力Ｐ０＝１．８（ｋＷ），位相差角１６２（ｄｅｇ））におけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図中、ＶＣ１，ＶＣ２は、それぞれ共振コンデンサＣ１と共振コンデンサＣ２の電圧を示しており、ｉＬ１，ｉＬ２は、それぞれ共振インダクタＬ１と共振インダクタＬ２の電流を示している。図２９に示すように、位相差角の増加に応じて共振インダクタＬ２と共振コンデンサＣ２の動作電圧電流の振幅幅が減少していることが分かる。このことから、共振インダクタＬ１と共振コンデンサＣ１で構成される第１共振タンクと、共振インダクタＬ２と共振コンデンサＣ２で構成される第２共振タンクの接続中点ｃの状態が互いに干渉していることが分かる。
【００５７】
また、図３０に重負荷（出力電力Ｐ０＝１．９（ｋＷ））および軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ））におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各スイッチング電圧電流波形を示す。重負荷（出力電力Ｐ０＝１．９（ｋＷ））の場合、軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ））と比べて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各スイッチングの電流変動が小さいことが分かる。
【００５８】
また、図３１に位相差角制御に対する入力電力および出力電力の制御特性図を示す。図３１（１）は位相差角制御に対する入力電力の制御特性を示しており、図３１（２）は位相差角制御に対する出力電力の制御特性を示している。動作周波数ｆｓを１００（ｋＨｚ）に設定してソフトスイッチング条件下で電流ベクトル位相差を変化させた場合、約５０（Ｗ）から約２（ｋＷ）の実効電力制御が可能であることが確認できた。
すなわち、実施例１の誘導加熱用高周波インバータを用いることにより、重負荷から軽負荷まで広い電力制御が行えることが理解できる。
【００５９】
図３２は、ＺＣＳ促進用インダクタの回路配置パターンを示している。ＺＣＳ促進用インダクタは、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されており、図３２に示すように６種類の配置パターンが存在する。これらの配置パターンのＺＣＳ促進用インダクタが設けられることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
図３２（１）は、上述の実施例１と同じ回路であり、第１スイッチ（Ｓ１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（２）は、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第４スイッチ（Ｓ４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（３）は、第１スイッチ（Ｓ１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第４スイッチ（Ｓ４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（４）は、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第３スイッチ（Ｓ３）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（５）は、電源にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ）が直列に設けられたインダクタ配置パターンである。
図３２（６）は、第１スイッチ（Ｓ１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられ、また第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第４スイッチ（Ｓ４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（６）の場合、図３２（１）〜（５）で用いるインダクタの１／２の小容量のインダクタを用いる。
【実施例２】
【００６０】
図３３は、実施例２の誘導加熱用高周波インバータの回路構成を示している。実施例２の誘導加熱用高周波インバータは、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと比べ、インダクタＬＳ１，ＬＳ２の代替として、第２スイッチ（Ｓ２）と第４スイッチ（Ｓ４）にそれぞれ並列にコンデンサＣＳ１，ＣＳ２を設けたものである。これらのコンデンサＣＳ１，ＣＳ２を設けることにより、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）を行うことが可能になる。
以下詳細に説明する。図３３の第１インバータユニットＵ１において、共振インダクタＬ１とコンデンサＣＳ１による部分共振（スイッチ状態の遷移時の生じる共振現象）を利用して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＺＶＳを実現する。例として、第１スイッチ（Ｓ１）がオン状態、かつ、第２スイッチ（Ｓ２）がオフ状態から、ある時刻に第１スイッチ（Ｓ１）のゲートをオフすると、上記の部分共振により電源電圧Ｖｉｎまで充電されていた第２スイッチング素子（Ｑ２）の端子電圧、すなわち、コンデンサＣＳ１の電圧ＶＱ２は緩やかに（共振状）に下降し始める。これと同時にゲートをオフした第１スイッチング素子（Ｑ１）の端子電圧ＶＱ１は、次式のようになる。
【００６１】
（数９）
ＶＱ１＝ＶＩＮ−ＶＱ２
【００６２】
すなわち、第１スイッチング素子（Ｑ１）の端子電圧ＶＱ１は、ゼロレベルから緩やかに上昇する。このため、第１スイッチング素子（Ｑ１）はゲートをオフしたことにより遮断された電流の急激な下降に反してその端子電圧が緩やかに上昇することから、電圧・電流のオーバーラップ期間が低減されるソフトスイッチング動作となる。これが、ＺＶＳターンオンの原理である。
一方、コンデンサＣＳ１が完全に放電されその電圧ＶＱ２がゼロに達すると、第２スイッチ（Ｓ２）に逆並列のダイオード（Ｄ２）が順バイアス状態となり、負荷電流の一部である電流が流れ始めることになる。その間に、第２スイッチ（Ｓ２）のゲートをトリガすれば、第２スイッチング素子（Ｑ２）は、そのアクティブの第２スイッチ部（Ｓ２）に電流が流れず、また電圧もかかっていない（ダイオードの順方向電圧は、シリコンベースで約０．７ボルトである。このため、電源電圧ＶＩＮに比べて十分小さい場合は無視できる）状態でのターンオンであるため、ゼロ電圧・ゼロ電流のソフトスイッチングであるＺＶＺＣＳターンオン動作が実現する。
なお、同様に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対しては、コンデンサＣＳ２が同様に、ＺＶＳ動作を可能とする。
【００６３】
実施例１では、２つの共振インダクタ（Ｌ１，Ｌ２）と２つの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の共振周波数ｆｒより低いスイッチング動作周波数ｆｓ（＜ｆｒ）で進み電流動作させていたが、実施例２では、共振周波数ｆｒより高くスイッチング動作周波数ｆｓ（＞ｆｒ）を選定する必要がある。これにより、上述のＺＶＺＣＳ動作を得ることができる。すなわち、実施例２は、実施例１の進み電流を伴うＺＣＳ動作とは異なり、遅れ電流動作を実現することになる。
【００６４】
実施例１では、進み位相の電流がターンしたスイッチに流れ込もうとする。このとき，進み位相であるため，ある値（初期電流値）をもった波形である。ここで、インダクタＬＳ１，ＬＳ１の減流作用により、スイッチターンオン電流は初期電流がそのまま流れる急峻な電流波形とはならず、ゼロから緩やかに立ち上がる緩やかな電流波形となる。これにより、スイッチターンオン時は、それと同時に急激に下降する端子電圧と電流の重なりが少ないソフトスイッチングであるＺＣＳターンとなる。
また、そのターンオフは、進み位相電流のためスイッチがオン状態でも自然に電流が反転し、逆並列ダイオードに電流が流れる区間が生まれる。その間にスイッチのゲート信号を取り除く（オフ）すると、スイッチには電流が流れておらず、かつ、ダイオードの順方向電圧が無視できるとすると、スイッチはゼロ電流、かつ、ゼロ電圧のソフトスイッチング動作となる。すなわち、ＺＣＺＶＳターンオフとなる。
【００６５】
以上、説明した実施例１と実施例２の回路では、ソフトスイッチング方式，共振周波数に対するスイッチング周波数の設定等で違いはある。しかしながら、２つの共振タンク回路に流れる電流を合成して負荷電流を得て、合成瞬時電流ベクトルの制御に基づく電力制御である点は共通している。
【実施例３】
【００６６】
次に、実施例１や実施例２における瞬時電流ベクトル制御の変形として、それとは双対の瞬時電圧ベクトル制御を実現するものについて実施例３および実施例４で説明する。
図３４に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ＺＣＳ高周波インバータである。
実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、実施例１と同様に、第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
実施例３では、実施例１と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。
【００６７】
実施例３の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。
図３４に示すように、第１インバータユニットＵ１は、第１スイッチ（Ｓ１）と第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第１スイッチ（Ｓ１）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ）が設けられている。
【００６８】
同様に、第２インバータユニットＵ２は、第３スイッチ（Ｓ３）と第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第３スイッチ（Ｓ３）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ）が設けられている。
【００６９】
第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖｉｎ（電源電圧をＶｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ｃで接続されている。また、接続中点ｃは直流電源Ｖｉｎの負極側に接続されている。
【００７０】
また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）の接続中点ｄと、第２共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）の接続中点ｅとの間に、接続されている。
【００７１】
実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振タンクの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御することにより、力率補償用コンデンサＣｏを含めた負荷（Ｒｏ−Ｌｏ）に印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。
【００７２】
図３５に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図３６に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの位相差角−出力電力特性を示す。図３６から、位相差角を制御することにより、出力電力を５０Ｗ〜２４００Ｗまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。
図３７はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．５[kW]）、図３８はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）、図３９はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）を示している。
図４０に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図４０（１）が出力電圧波形であり、図４０（２）が出力電流波形である。また、図４１に共振キャパシタ間電圧波形を、図４２に共振インダクタ間電流波形を示す。
【実施例４】
【００７３】
図４３に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ＺＶＳ高周波インバータである。
実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、実施例２と同様に、第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
実施例４では、実施例２と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。
【００７４】
実施例４の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。
図４３に示すように、第１インバータユニットＵ１は、第１スイッチ（Ｓ１）と第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサ（ＣＳ）が設けられている。
【００７５】
同様に、第２インバータユニットＵ２は、第３スイッチ（Ｓ３）と第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサ（ＣＳ）が設けられている。
【００７６】
第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖｉｎ（電源電圧をＶｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ｃで接続されている。また、接続中点ｃは直流電源Ｖｉｎの負極側に接続されている。
【００７７】
また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）の接続中点ｄと、第２共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）の接続中点ｅとの間に、接続されている。
【００７８】
実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振タンクの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御することにより、力率補償用コンデンサＣｏを含めた負荷（Ｒｏ−Ｌｏ）に印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。
【００７９】
図４４に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図４５に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの位相差角−出力電力特性を示す。図４５から、位相差角を制御することにより、出力電力を５０Ｗ〜２４００Ｗまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。
図４６はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．４[kW]）、図４７はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）、図４８はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）を示している。
図４９に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図４９（１）が出力電圧波形であり、図４９（２）が出力電流波形である。また、図５０に共振キャパシタ間電圧波形を、図５１に共振インダクタ間電流波形を示す。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明の誘導加熱用高周波インバータは、電磁調理器（誘導加熱調理器）、水蒸気を含む流体加熱装置、動力的強力超音波発生装置（超音波洗浄機，超音波ホモジナイザーなど）、超音波溶接機、レーザープリンタなど、高周波交流電流を要する電気機器や電気設備に有用である。
【符号の説明】
【００８１】
Ｕ１，Ｕ２ インバータユニット
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ 共振インダクタ
Ｃ１，Ｃ２ 共振コンデンサ
Ｃ０ 力率補償用コンデンサ
ＬＳ，ＬＳ１，ＬＳ２ ＺＣＳ用インダクタ
ＣＳ，ＣＳ１，ＣＳ２ ＺＶＳ用共振ロスレススナバコンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、
を備え、
上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続し、
第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項２】
第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、
を備え、
上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続し、
第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と直流電源の負極側を接続し、
第１共振タンクおよび第２共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第３接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、
第１共振タンクおよび第２共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項３】
下記（１）〜（５）のいずれかであることを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
（１）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（２）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（３）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（４）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（５）直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
【請求項４】
同容量の４つのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが、
それぞれ、第１インバータユニットの第１スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に接続され、第１インバータユニットの第２スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に接続された、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項５】
上記の第１インバータユニットの第２スイッチと並列に第１ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用共振ロスレススナバコンデンサが接続され、
上記の第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用共振ロスレススナバコンデンサが接続された
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項６】
２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、
誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、
前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、
を備え、
１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、
２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項７】
２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、
誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、
前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、
を備え、
１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、
２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、
各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、
共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
２つの共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項８】
前記ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段は、
各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである、
ことを特徴とする請求項６又は７に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項９】
前記ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段は、
各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサで
ことを特徴とする請求項６又は７に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項１０】
請求項１〜５のいずれかに記載の誘導加熱用高周波インバータの制御方法であって、
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップと、
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップと、
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップと、
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップと、
を含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法。
【請求項１１】
請求項１〜５のいずれかに記載の誘導加熱用高周波インバータのスイッチのゲート制御プログラムであって、
コンピュータに、
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップと、
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップと、
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップと、
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップと、
を実行させるための制御プログラム。
【請求項１】
第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、
を備え、
上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続し、
第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項２】
第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、
を備え、
上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続し、
第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と直流電源の負極側を接続し、
第１共振タンクおよび第２共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第３接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、
第１共振タンクおよび第２共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項３】
下記（１）〜（５）のいずれかであることを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
（１）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（２）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（３）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（４）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（５）直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
【請求項４】
同容量の４つのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが、
それぞれ、第１インバータユニットの第１スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に接続され、第１インバータユニットの第２スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に接続された、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項５】
上記の第１インバータユニットの第２スイッチと並列に第１ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用共振ロスレススナバコンデンサが接続され、
上記の第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用共振ロスレススナバコンデンサが接続された
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項６】
２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、
誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、
前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、
を備え、
１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、
２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項７】
２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、
誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、
前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、
を備え、
１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、
２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、
各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、
共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
２つの共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項８】
前記ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段は、
各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである、
ことを特徴とする請求項６又は７に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項９】
前記ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段は、
各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサで
ことを特徴とする請求項６又は７に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
【請求項１０】
請求項１〜５のいずれかに記載の誘導加熱用高周波インバータの制御方法であって、
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップと、
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップと、
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップと、
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップと、
を含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法。
【請求項１１】
請求項１〜５のいずれかに記載の誘導加熱用高周波インバータのスイッチのゲート制御プログラムであって、
コンピュータに、
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップと、
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップと、
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップと、
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップと、
を実行させるための制御プログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【公開番号】特開２０１３−１１５０１７（Ｐ２０１３−１１５０１７Ａ）
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２６３１５１（Ｐ２０１１−２６３１５１）
【出願日】平成２３年１１月３０日（２０１１．１１．３０）
【出願人】（５０４１５０４５０）国立大学法人神戸大学 (421)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月３０日（２０１１．１１．３０）
【出願人】（５０４１５０４５０）国立大学法人神戸大学 (421)
【Ｆターム（参考）】
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