電力変換装置
【課題】電力変換効率が大幅に向上し得た電力変換装置を提供する。
【解決手段】 交流電源１０１の両端に、インダクタＬ１とキャパシタＣ１を直列に介して第１のスイッチＱ１を接続する。第１のスイッチＱ１の両端に、平滑コンデンサＣ２を直列に介して第２のスイッチＱ２を接続する。パルス生成部１０５は、交流電源１０１の電圧の極性が正のとき第１のスイッチＱ１を交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第１のパルス信号Ｐ１を生成して第１のスイッチＱ１に出力する。パルス生成部１０５は、交流電源１０１の電圧の極性が負のとき第２のスイッチＱ２を交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第２のパルス信号Ｐ２を生成して第２のスイッチＱ２に出力する。
【解決手段】 交流電源１０１の両端に、インダクタＬ１とキャパシタＣ１を直列に介して第１のスイッチＱ１を接続する。第１のスイッチＱ１の両端に、平滑コンデンサＣ２を直列に介して第２のスイッチＱ２を接続する。パルス生成部１０５は、交流電源１０１の電圧の極性が正のとき第１のスイッチＱ１を交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第１のパルス信号Ｐ１を生成して第１のスイッチＱ１に出力する。パルス生成部１０５は、交流電源１０１の電圧の極性が負のとき第２のスイッチＱ２を交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第２のパルス信号Ｐ２を生成して第２のスイッチＱ２に出力する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を直流電圧に変換する方法として、次の２つの方法が一般的に知られている。
第１の方法は、ダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとを用いる。ダイオードブリッジ回路は、交流電源からの交流を全波整流する。平滑コンデンサは、全波整流後の直流を平滑する。
【０００３】
この第１の方法は、交流電圧が正及び負のいずれの場合においても、常に２つのダイオードの直列回路を電流が流れる。このとき、２つのダイオードでは、それぞれダイオードを流れる電流とダイオードの順方向電圧との積に相当する電力損失が発生する。
【０００４】
第２の方法は、第１の方法のダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとの間に力率改善コンバータ（Power Factor Converter：ＰＦＣ）を用いる。力率改善コンバータは、ダイオードブリッジ回路で全波整流された直流の電圧を昇圧する。
【０００５】
この第２の方法も、全波整流の際に２つのダイオードの直列回路を電流が流れるため、電力損失が発生する。それに加えて、力率改善コンバータを構成する電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor：ＦＥＴ）とダイオードに交互に電流が流れるため、さらなる損失が生じる。
【０００６】
また、力率改善コンバータは、入力電流の波形を正弦波にする必要上、出力電圧を入力電圧よりも高く設定しなければならない。ところが、負荷で必要な電圧は、必ずしも入力電圧より高い電圧であるとは限らない。その場合は、力率改善コンバータの後段に降圧コンバータを接続して、力率改善コンバータで昇圧された電圧を所望の電圧まで降圧する。この降圧の際にも損失が発生し、電力変換装置全体としては、AC-DC変換×DC-DC（昇圧）変換×DC-DC（降圧）変換の３段の構成になり電力損失はこれらの積となって現れる。例えば、一段あたりの効率０．９５とした場合、３段では［０．９５×０．９５×０．９５＝０．８６］、つまり、効率９５％の優れた変換であっても３段接続では８６％まで落ちてしまう。このように、個々の変換効率は良くても多段にすることで変換効率は著しく低下する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−１１０８６９号公報
【特許文献２】特開２００８−２９５２４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
昨今、巷では電子機器の省エネルギー化が叫ばれており、その一環として、負荷へ電力を供給する電力変換装置の変換効率向上が求められている。しかしながら、従来の回路構成では、変換効率の改善に限界がある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
一実施形態によれば、電力変換装置は、交流電源の両端に、インダクタとキャパシタを直列に介して第１のスイッチを接続する。また電力変換装置は、第１のスイッチの両端に、平滑コンデンサを直列に介して第２のスイッチを接続する。さらに電力変換装置は、パルス生成部を備える。パルス生成部は、交流電源の電圧の極性が正のとき、第１のスイッチを交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第１のパルス信号を生成して第１のスイッチに出力する。パルス生成部は、交流電源の電圧の極性が負のとき、第２のスイッチを交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第２のパルス信号を生成して第２のスイッチに出力する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図２】第１の実施形態において、交流電圧と第１及び第２のパルス信号との関係を示す波形図。
【図３】第１の実施形態における電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図４】第１の実施形態において、スイッチング動作をしたときとしないときとの出力電圧波形を示す図。
【図５】第２の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図６】第３の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図７】第４の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図８】第５の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図９】第５の実施形態において、交流電圧の極性が正のときの電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図１０】第５の実施形態において、交流電圧の極性が負のときの電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図１１】第６の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図１２】第６の実施形態において、ラッチ回路の出力を示すタイミング図。
【図１３】第６の実施形態において、電圧波形と電流波形との関係を示すタイミング図。
【図１４】第７の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図１５】第７の実施形態において、交流電圧の極性が正のときの電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図１６】第７の実施形態において、交流電圧の極性が負のときの電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図１７】電流検出部に係わる第１の変形例を示す回路図。
【図１８】電流検出部に係わる第２の変形例を示す回路図。
【図１９】電流検出部に係わる第３の変形例を示す回路図。
【図２０】電流検出部に係わる第４の変形例を示す回路図。
【図２１】１００Ｖの交流電源と２００Ｖの交流電源を印加した場合の始動時の電圧変化を示す波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、交流電源として１００Ｖの商用電源（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）を入力とし、所望の直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置の実施形態を、図面を用いて説明する。
【００１２】
［第１の実施形態］
はじめに、第１の実施形態を、図１〜図４を用いて説明する。図１は、第１の実施形態の電力変換装置１００を示す回路図である。
【００１３】
電力変換装置１００は、交流電源１０１の両端に、インダクタＬ１とキャパシタＣ１を直列に介して、第１の半導体スイッチＱ１を接続する。第１の半導体スイッチＱ１は、Ｎ型チャネルのＭＯＳ型ＦＥＴを使用する。具体的には、交流電源１０１の一端にインダクタｌ１を介してキャパシタＣ１の一端を接続し、キャパシタＣ１の他端に第１の半導体スイッチＱ１であるＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子を接続し、当該ＭＯＳ型ＦＥＴのソース端子を交流電源１０１の他端に接続する。
【００１４】
電力変換装置１００は、第１の半導体スイッチＱ１の両端に、平滑コンデンサＣ２を直列に介して、第２の半導体スイッチＱ２を接続する。第２の半導体スイッチＱ２は、Ｎ型チャネルのＭＯＳ型ＦＥＴを使用する。具体的には、第２の半導体スイッチＱ２であるＭＯＳ型ＦＥＴのソース端子をキャパシタＣ１と第１の半導体スイッチＱ１との接続点に接続し、当該ＭＯＳ型ＦＥＴＱ２のドレイン端子を平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続し、平滑コンデンサＣ２の負極端子を交流電源１０１と第１の半導体スイッチＱ１との接続点に接続する。
【００１５】
電力変換装置１００は、平滑コンデンサＣ２の両端を出力端子１０２、１０３とする。そして、これらの出力端子１０２，１０３間に、所望の負荷Ｌを接続する。
【００１６】
電力変換装置１００は、交流電源１０１の両端に極性判定部１０３を接続する。極性判定部１０４は、交流電源１０１から得られる交流電圧Ｖａの極性（正または負）を判定する。電力変換装置１００は、極性判定部１０４で判定された極性の情報をパルス生成部１０５に供給する。
【００１７】
極性判定部１０４は、例えば交流電圧Ｖａの極性が正ならば論理“１”の情報をパルス生成部１０５に出力し、負ならば論理“０”の情報をパルス生成部１０５に出力する。あるいは極性判定部１０４は、交流電圧Ｖａの極性が正ならば５Ｖ電圧をパルス生成部１０５に印加し、負ならば０Ｖ電圧をパルス生成部１０５に印加する。
【００１８】
パルス生成部１０５は、極性判定部１０４からの出力が正を示すときには第１のパルス信号Ｐ１を生成し、負を示すときには第２のパルス信号Ｐ２を生成する。
【００１９】
図２は、交流電圧Ｖａと第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２との関係を示す波形図である。図２において、区間Ｔ１〜Ｔ２は、交流電圧Ｖａの極性が正の区間である。この区間のとき、パルス生成部１０５は、交流電圧Ｖａの周期よりはるかに高い周波数で第１のパルス信号Ｐ１を生成する。
【００２０】
図２において、区間Ｔ２〜Ｔ３は、交流電圧Ｖａの極性が負の区間である。この区間のとき、パルス生成部１０５は、交流電圧Ｖａの周期よりはるかに高い周波数で第２のパルス信号Ｐ２を生成する。
【００２１】
電力変換装置１００は、第１のパルス信号Ｐ１を第１の半導体スイッチＱ１に供給し、第２のパルス信号Ｐ２を第２の半導体スイッチＱ２に供給する。第１の半導体スイッチＱ１は、第１のパルス信号Ｐ１が供給される毎に導通する。第２の半導体スイッチＱ２は、第２のパルス信号Ｐ２が供給される毎に導通する。
【００２２】
第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２による電力変換装置１００の動作を、図３のタイミング図を用いて説明する。図３は、第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２と、第１及び第２の半導体スイッチＱ１，Ｑ２を流れる電流を示している。
【００２３】
はじめに、交流電圧Ｖａの極性が正のときの動作について説明する。交流電圧Ｖａの極性が正のときには第１のパルス信号Ｐ１が周期的に出力される。第１のパルス信号Ｐ１がオンすると（図３の時点Ｔ１１，Ｔ１３）、第１の半導体スイッチＱ１が導通する。第１の半導体スイッチＱ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の半導体スイッチＱ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流が、キャパシタＣ１側から第１の半導体スイッチＱ１に流れる（図３の区間Ｔ１１−Ｔ１２、Ｔ１３−Ｔ１４）。
【００２４】
第１のパルス信号Ｐ１がオフすると（図３の時点Ｔ１２、Ｔ１４）、第１の半導体スイッチＱ１が非導通になる。第１の半導体スイッチＱ１が非導通になると、第１の半導体スイッチＱ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の半導体スイッチＱ２のボディダイオードを経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む（図３の区間Ｔ１２−Ｔ１３）。
【００２５】
第１のパルス信号Ｐ１が出力される毎に、電力変換装置１００は上述した動作を繰り返す。その結果、電力変換装置１００は、出力端子１０２，１０３間の電圧Ｖを昇圧しながら、平滑コンデンサＣ２を充電する。
【００２６】
次に、交流電圧Ｖａの極性が負のときの動作について説明する。交流電圧Ｖａの極性が負のときには第２のパルス信号Ｐ２が周期的に出力される。第２のパルス信号Ｐ２がオンすると（図３の時点Ｔ２１，Ｔ２３）、第２の半導体スイッチＱ２が導通する。第２の半導体スイッチＱ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の半導体スイッチＱ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の半導体スイッチＱ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置１００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の半導体スイッチＱ２に流れる（図３の区間Ｔ２１−Ｔ２２、Ｔ２３−Ｔ２４）。
【００２７】
第２のパルス信号Ｐ２がオフすると（図３の時点Ｔ２２、Ｔ２４）、第２の半導体スイッチＱ２が非導通になる。第２の半導体スイッチＱ２が非導通になると、第２の半導体スイッチＱ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けようとする。このため、第１の半導体スイッチＱ１のボディダイオードを経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む（図３の区間Ｔ２２−Ｔ２３）。
【００２８】
第２のパルス信号Ｐ２が出力される毎に、電力変換装置１００は上述した動作を繰り返す。その結果、電力変換装置１００は、キャパシタＣ１に電荷を補充する。
【００２９】
交流電圧Ｖａの極性は、正と負を交互に繰り返す。したがって、電力変換装置１００は、平滑コンデンサＣ２を充電する作用とキャパシタＣ１に電荷を補充する作用とを交互に繰り返す。すなわち電力変換装置１００は、キャパシタＣ１に電荷を補充した後に平滑コンデンサＣ２を充電する。したがって、平滑コンデンサＣ２を充電する際にはキャパシタＣ１に蓄えられた電荷が平滑コンデンサＣ２に移動する。
【００３０】
図１に示した電力変換装置１００の回路は、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がスイッチング動作しないと、倍電圧回路として動作する。つまり、入力電圧が例えば交流１００Ｖの場合は、図４の電圧波形Ａに示すように、略２００Ｖの直流電圧が出力端子１０２，１０３間に生じる。
【００３１】
前述したように第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がスイッチング動作すると、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が平滑コンデンサＣ２に移動する。このため、電力変換装置１００の昇圧効果が加算される。その結果、電力変換装置１００は、入力電圧である交流電圧Ｖａを、その倍電圧よりもさらに高い電圧に昇圧して、直流の出力電圧Ｖを得ることができる。
【００３２】
その出力電圧Ｖは、第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２のパルス幅で制御することができる。つまり、パルス幅を広く設定すれば出力電圧Ｖは高くなり、狭く設定すれば出力電圧Ｖは低くなる。入力電圧が例えば交流１００Ｖの場合、第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２のパルス幅の設定如何によって、図４の電圧波形Ｂに示すように、電力変換装置１００は、略４００Ｖの直流電圧を出力端子１０２，１０３間に得ることができる。
【００３３】
このように、第１の実施形態によれば、電力変換装置１００は、全波整流を行うことなく、交流電源１０１から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷Ｌへ電力を供給することができる。したがって、全波整流のためのダイオードブリッジ回路が不要となるため、回路部品点数を削減でき、コストの低減を図ることができる。また、ダイオードブリッジ回路で発生していたダイオードの順方向電圧による損失がなくなるので、電力変換装置１００は、高効率の電力変換が可能となる。
【００３４】
［第２の実施形態］
次に、第２の実施形態を、図５を用いて説明する。図５は、第２の実施形態の電力変換装置２００を示す回路図である。なお、図１と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００３５】
第１の実施形態では、第１のパルス信号Ｐ１及び第２のパルス信号Ｐ２でスイッチング動作する一対のスイッチとして半導体スイッチＱ１，Ｑ２を使用した。第２の実施形態では、同スイッチとして、機械的スイッチＳ１，Ｓ２を使用する。
【００３６】
すなわち電力変換装置２００は、交流電源１０１の両端に、インダクタＬ１とキャパシタＣ１を直列に介して第１の機械的スイッチＳ１を接続する。また、電力変換装置２００は、第１の機械的スイッチＳ１の両端に、平滑コンデンサＣ２を直列に介して第２の機械的スイッチＳ２を接続する。
【００３７】
電力変換装置２００は、第１の機械的スイッチＳ１に対して並列に第１の外付けダイオードＤ１を接続する。具体的には、第１の機械的スイッチＳ１と第２の交流電源１０１との接続点Ｘ１に、第１の外付けダイオードＤ１のアノードを接続し、第１の機械的スイッチＳ１とキャパシタＣ１との接続点Ｘ２に、第１の外付けダイオードＤ１のカソードを接続する。
【００３８】
また、電力変換装置２００は、第２の機械的スイッチＳ２に対して並列に第２の外付けダイオードＤ２を接続する。具体的には、第２の機械的スイッチＳ２とキャパシタＣ１との接続点Ｘ２に、第２の外付けダイオードＤ２のアノードを接続し、第２の機械的スイッチＳ２と平滑コンデンサＣ２との接続点Ｘ３に、第２の外付けダイオードＤ２のカソードを接続する。
【００３９】
その他の構成は、第１の実施形態の電力変換装置１００と同一である。したがって、交流電圧Ｖａの極性が正のときには、第１の機械的スイッチＳ１が、交流電圧Ｖａの周期よりはるかに高い周波数で導通、非導通を繰り返す。第１の機械的スイッチＳ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の機械的スイッチＳ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流が、キャパシタＣ１側から第１の機械的スイッチＳ１に流れる。
【００４０】
第１の機械的スイッチＳ１が非導通になると、第１の機械的スイッチＳ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む。
【００４１】
交流電圧Ｖａの極性が負のときには、第２の機械的スイッチＳ２が、交流電圧Ｖａの周期よりはるかに高い周波数で導通、非導通を繰り返す。第２の機械的スイッチＳ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の機械的スイッチＳ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の機械的スイッチＳ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置２００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の機械的スイッチＳ２に流れる。
【００４２】
第２の機械的スイッチＳ２が非導通になると、第２の機械的スイッチＳ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けようとする。このため、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む。
【００４３】
このように、電力変換装置２００は、ＭＯＳ型ＦＥＴが有するボディダイオードの代わりに外付けダイオードＤ１，Ｄ２を使用する。ダイオードＤ１，Ｄ２は、上記ボディダイオードの順方向電圧より低いものを選ぶ。そうすることによって、第１の実施形態の電力変換装置１００よりもダイオード順方向電圧による損失を軽減できる効果を奏する。
【００４４】
［第３の実施形態］
次に、第３の実施形態を、図６を用いて説明する。図６は、第３の実施形態の電力変換装置３００を示す回路図である。なお、図１及び図５と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００４５】
第２の実施形態では、一対のスイッチとして、機械的スイッチＳ１，Ｓ２を使用した。第３の実施形態では、同スイッチとして、第１の実施形態と同様に、半導体スイッチＱ１，Ｑ２を使用する。すなわち、電力変換装置３００は、第１の半導体スイッチＱ１に対して並列に第１の外付けダイオードＤ１を接続し、第２の半導体スイッチＱ２に対して並列に第２の外付けダイオードＤ２を接続する。
【００４６】
第１の外付けダイオードＤ１は、第１の半導体スイッチＱ１が有するボディダイオードより順方向電圧が低い。同じく、第２の外付けダイオードＤ２は、第２の半導体スイッチＱ２が有するボディダイオードより順方向電圧が低い。
【００４７】
第１の実施形態の電力変換装置１００では、第１または第２の半導体スイッチＱ１，Ｑ２のボディダイオードを流れた電流が、第３の実施形態の電力変換装置３００では、第１または第２の外付けダイオードＤ１，Ｄ２を流れる。したがって、電力変換装置３００は、電力変換装置１００よりもダイオード順方向電圧による損失を軽減できる効果を奏する。
【００４８】
スイッチ素子として半導体スイッチＱ１，Ｑ２を用いた場合、半導体スイッチＱ１，Ｑ２はボディダイオードを有するため、原理的には外付けダイオードＤ１，Ｄ２は不要である。しかし一般的に、ボディダイオードは順方向電圧が高いため（例えば１．２Ｖ）、これより低い順方向電圧、例えば０．８Ｖのダイオードを外付けすれば、順方向電圧の差分だけ効率はよくなる。
【００４９】
［第４の実施形態］
次に、第４の実施形態を、図７を用いて説明する。図７は、第４の実施形態の電力変換装置４００を示す回路図である。なお、図５と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００５０】
電力変換装置４００は、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成が、第２の実施形態の電力変換装置２００と同一である。電力変換装置４００は、出力端子１０２，１０３間に出力電圧検出部４０１を接続する。出力電圧検出部４０１は、平滑コンデンサＣ２の両端である出力端子１０２，１０３間の電圧Ｖｏｕｔを検出する。そして、その検出信号を比較部４０２に出力する。
【００５１】
比較部４０２は、出力電圧検出部４０１にて検出された出力電圧Ｖｏｕｔを、予め設定されているリファレンス電圧Ｖｓと比較する。比較部４０２は、出力電圧Ｖｏｕｔがリファレンス電圧Ｖｓより大きいときには出力電圧大を示す情報、例えば論理“１”の情報をパルス生成部４０３に出力する。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔがリファレンス電圧Ｖｓより小さいときには、出力電圧小を示す情報、例えば論理“０”の情報を、比較部４０２はパルス生成部４０３に出力する。
【００５２】
パルス生成部４０３は、第１〜第３の実施形態のパルス生成部１０５と同様に、極性判定部１０４からの出力が正を示すときには第１のパルス信号Ｐ１を生成し、負を示すときには第２のパルス信号Ｐ２を生成する。ただし、第４の実施形態では、パルス生成部４０３は、比較部４０２から出力される出力電圧大または小の情報に応じて、パルス信号Ｐ１，Ｐ２のパルス幅を可変する。具体的には、パルス生成部４０３は、比較部４０２からの情報が出力電圧小を示すときにはパルス幅を広げる方向に制御し、出力電圧大を示すときにはパルス幅を狭める方向に制御する。
【００５３】
かかる構成の電力変換装置４００は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定のリファレンス電圧Ｖｓよりも小さいときには、第１のパルス信号Ｐ１及び第２のパルス信号Ｐ２のパルス幅が広くなる。したがって、機械的スイッチＳ１及びＳ２が導通する時間が長くなる。その結果、機械的スイッチＳ１及びＳ２を流れる電流量が増大するので、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００５４】
一方、出力電圧Ｖｏｕｔが所定のリファレンス電圧Ｖｓよりも大きくなると、第１のパルス信号Ｐ１及び第２のパルス信号Ｐ２のパルス幅が狭くなる。したがって、機械的スイッチＳ１及びＳ２が導通する時間が短くなる。その結果、機械的スイッチＳ１及びＳ２を流れる電流量が減少するので、出力電圧Ｖｏｕｔが下降する。かくして、電力変換装置４００は、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御により、出力電圧Ｖｏｕｔをリファレンス電圧Ｖｓの近傍で略一定に維持することができる。
【００５５】
［第５の実施形態］
次に、第５の実施形態を、図８〜図１０を用いて説明する。図８は、第５の実施形態の電力変換装置５００を示す回路図である。なお、図６と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００５６】
電力変換装置５００は、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成が、第３の実施形態の電力変換装置３００と同一である。電力変換装置５００は、第１の半導体スイッチＱ１と第１の外付けダイオードＤ１との接続点Ｘ１と交流電源１０１との間に回路電流検出部５０１を接続する。回路電流検出部５０１は、交流電源１０１に流れる回路電流Ｉを検出し、その検出信号をパルス生成部５０２に出力する。
【００５７】
パルス生成部５０２は、第２の実施形態のパルス生成部１０５と同様に、極性判定部１０４からの出力が正を示すときには第１のパルス信号Ｐ１を出力し、負を示すときには第２のパルス信号Ｐ２を出力する。さらに、パルス生成部５０２は、第１の遅延パルス信号Ｙ１及び第２の遅延パルス信号Ｙ２と、第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１及び第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２を出力する。
【００５８】
第１の遅延パルス信号Ｙ１は、第１のパルス信号Ｐ１がオフしてから微小の遅延時間ｄを経過するとオンし、次の第１のパルス信号Ｐ１がオンするタイミングで同時にオフする。第２の遅延パルス信号Ｙ２は、第２のパルス信号Ｐ２がオフしてから微小の遅延時間ｄを経過するとオンし、次の第２のパルス信号Ｐ２がオンするタイミングで同時にオフする。
【００５９】
第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１は、第１のパルス信号Ｐ１がオンするタイミングで同時にオンし、第１のパルス信号Ｐ１がオフしてから回路電流Ｉがゼロになる直前にオフする。第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２は、第２のパルス信号Ｐ２がオンするタイミングで同時にオンし、第２のパルス信号Ｐ２がオフしてから回路電流Ｉがゼロになる直前にオフする。パルス生成部５０２は、回路電流検出部５０１から供給される回路電流Ｉの値を基に、回路電流Ｉがゼロになる直前か否かを判定して、第１及び第２のゼロマージンパルス信号Ｚ１，Ｚ２のオフタイミングを制御する。
【００６０】
電力変換装置５００は、第１の論理積ゲート５０３及び第２の論理積ゲート５０４と、第１の論理和ゲート５０５及び第２の論理和ゲート５０６を備える。第１の論理積ゲート５０３は、第１の遅延パルス信号Ｙ１と第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１との論理積を演算する。第２の論理積ゲート５０４は、第２の遅延パルス信号Ｙ２と第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２との論理積を演算する。第１の論理和ゲート５０５は、第１のパルス信号Ｐ１と、第２の論理積ゲート５０４の論理積結果である第２のサブパルス信号Ｇ２との論理和を演算する。第２の論理和ゲート５０６は、第２のパルス信号Ｐ２と、第１の論理積ゲート５０３の論理積結果である第１のサブパルス信号Ｇ１との論理和を演算する。
【００６１】
電力変換装置５００は、第１の論理和ゲート５０５の論理和結果であるパルス信号Ｐ１１を第１の半導体スイッチＱ１に供給し、第２の論理和ゲート５０６の論理和結果であるパルス信号Ｐ２１を第２の半導体スイッチＱ２に供給する。第１の半導体スイッチＱ１は、パルス信号Ｐ１１が供給されている間、導通し、第２の半導体スイッチＱ２は、パルス信号Ｐ２１が供給されている間、導通する。
【００６２】
かかる構成の電力変換装置５００の動作を、図９及び図１０のタイミング図を用いて説明する。
図９は、交流電圧Ｖａの極性が正のときの電力変換装置５００の動作を示すタイミング図である。交流電圧Ｖａの極性が正のとき、パルス生成部５０２は、第１のパルス信号Ｐ１を周期的に出力する。第１のパルス信号Ｐ１がオンすると（図９の時点Ｔ３１，Ｔ３５）、第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１がオンし、第１の半導体スイッチＱ１が導通する。
【００６３】
第１の半導体スイッチＱ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の半導体スイッチＱ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流Ｉが、キャパシタＣ１側から第１の半導体スイッチＱ１に流れる（図９の区間Ｔ３１−Ｔ３２、Ｔ３５−Ｔ３６）。
【００６４】
パルス生成部５０２は、第１のパルス信号Ｐ１のオンに同期して、第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１をオンする（図９の時点Ｔ３１，Ｔ３５）。ただし、この時点では、第１の遅延パルス信号Ｙ１はオフしている。したがって、第１の論理積ゲート５０３から出力される第１のサブパルス信号Ｇ１はオフしている。このとき、第２のパルス信号Ｐ２もオフしているので、第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１は、オフのままである。
【００６５】
また、第２の遅延パルス信号Ｙ２及び第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２もオフしている。したがって、第２の論理積ゲート５０４から出力される第２のサブパルス信号Ｇ２もオフしている。このため、第１のパルス信号Ｐ１がオフすると（図９の時点Ｔ３２、Ｔ３６）、第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１がオフする。パルス信号Ｐ１１がオフすると、第１の半導体スイッチＱ１が非導通になる。第１の半導体スイッチＱ１が非導通になると、第１の半導体スイッチＱ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む。
【００６６】
第１のパルス信号Ｐ１がオフしてから微小な遅延時間ｄが経過すると（図９の時点Ｔ３３、Ｔ３７）、第１の遅延パルス信号Ｙ１がオンする。このとき、第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１はオンしているので、第１の論理積ゲート５０３から出力される第１のサブパルス信号Ｇ１がオンする。その結果、第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１がオンする。
【００６７】
パルス信号Ｐ２１がオンすると、第２の半導体スイッチＱ２が導通する。ここで、第２の半導体スイッチＱ２は、オン抵抗が第２の外付けダイオードＤ２の抵抗よりも十分に小さいと仮定する。その場合、第２の半導体スイッチＱ２が導通すると、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込んでいた電流が、第２の半導体スイッチＱ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込むようになる（図９の区間Ｔ３３−Ｔ３４、Ｔ３７−Ｔ３８）。
【００６８】
その後、第２の半導体スイッチＱ２を流れる電流がゼロになる直前のタイミングで（図９の時点Ｔ３４、Ｔ３８）、第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１がオフする。第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１がオフすると、第１の論理積ゲート５０３から出力される第１のサブパルス信号Ｇ１がオフし、同時に第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１もオフする。
【００６９】
パルス信号Ｐ２１がオフすると、第２の半導体スイッチＱ２が非導通になる。第２の半導体スイッチＱ２が非導通になると、第２の半導体スイッチＱ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込んでいた電流が、再び、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込む。
【００７０】
図１０は、交流電圧Ｖａの極性が負のときの電力変換装置５００の動作を示すタイミング図である。交流電圧Ｖａの極性が負のとき、パルス生成部５０２は、第２のパルス信号Ｐ２を周期的に出力する。第２のパルス信号Ｐ２がオンすると（図１０の時点Ｔ４１，Ｔ４５）、第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１がオンし、第２の半導体スイッチＱ２が導通する。
【００７１】
第２の半導体スイッチＱ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の半導体スイッチＱ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の半導体スイッチＱ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置２００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の半導体スイッチＱ２に流れる（図１０の区間Ｔ４１−Ｔ４２、Ｔ４５−Ｔ４６）。
【００７２】
パルス生成部５０２は、第２のパルス信号Ｐ２のオンに同期して、第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２をオンする（図１０の時点Ｔ４１，Ｔ４５）。ただし、この時点では、第２の遅延パルス信号Ｙ２はオフしている。したがって、第２の論理積ゲート５０４から出力される第２のサブパルス信号Ｇ２はオフしている。このとき、第１のパルス信号Ｐ１もオフしているので、第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１は、オフのままである。
【００７３】
また、第１の遅延パルス信号Ｙ１及び第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１もオフしている。したがって、第１の論理積ゲート５０３から出力される第１のサブパルス信号Ｇ１もオフしている。このため、第２のパルス信号Ｐ２がオフすると（図１０の時点Ｔ４２、Ｔ４６）、第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１がオフする。
【００７４】
パルス信号Ｐ２１がオフすると、第２の半導体スイッチＱ２が非導通になる。第２の半導体スイッチＱ２が非導通になると、第２の半導体スイッチＱ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む。
【００７５】
第２のパルス信号Ｐ２がオフしてから微小な遅延時間ｄが経過すると（図１０の時点Ｔ４３、Ｔ４７）、第２の遅延パルス信号Ｙ２がオンする。このとき、第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２はオンしているので、第２の論理積ゲート５０４から出力される第２のサブパルス信号Ｇ２がオンする。その結果、第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１がオンする。
【００７６】
パルス信号Ｐ１１がオンすると、第１の半導体スイッチＱ１が導通する。ここで、第１の半導体スイッチＱ１は、オン抵抗が第１の外付けダイオードＤ１による抵抗よりも十分に小さいと仮定する。その場合、第１の半導体スイッチＱ１が導通すると、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込んでいた電流が、第１の半導体スイッチＱ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込むようになる（図１０の区間Ｔ４３−Ｔ４４、Ｔ４７−Ｔ４８）。
【００７７】
その後、第１の半導体スイッチＱ１を流れる電流がゼロになる直前のタイミングで（図１０の時点Ｔ４４、Ｔ４８）、第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２がオフする。第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２がオフすると、第２の論理積ゲート５０４から出力されるだい２のサブパルス信号Ｇ２がオフし、同時に第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１もオフする。パルス信号Ｐ１１がオフすると、第１の半導体スイッチＱ１が非導通になる。第１の半導体スイッチＱ１が非導通になると、第１の半導体スイッチＱ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込んでいた電流が、再び、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込む。
【００７８】
このように、第３の実施形態の電力変換装置３００では、第１の半導体スイッチＱ１がオフしたことにより第２の外付けダイオードＤ２に流れていた電流が、第５の実施形態の電力変換装置５００では、第１の半導体スイッチＱ１がオフした時点から微小な遅延時間経過後に第２の半導体スイッチＱ２に流れる。そして、この電流がゼロになる直前で、再び、第２の外付けダイオードＤ２に流れる。同様に、第２の半導体スイッチＱ２がオフしたことにより第１の外付けダイオードＤ１に流れていた電流が、第２の半導体スイッチＱ２がオフした時点から微小な遅延時間経過後に第１の半導体スイッチＱ１に流れる。そして、この電流がゼロになる直前で、再び、第１の外付けダイオードＤ１に流れる。
【００７９】
第１の半導体スイッチＱ１と第２の半導体スイッチＱ２は、外付けダイオードＤ１，Ｄ２と比べてオン抵抗が非常に小さい。したがって、電力変換装置５００は、第３の実施形態の電力変換装置３００と比較して、より一層の電力変換効率を高めることができる。
【００８０】
なお、第１の半導体スイッチＱ１がオン，オフするタイミングと第２の半導体スイッチＱ２がオフ，オンするタイミングとを一致させると、電力変換効率はより一層高まる。
【００８１】
しかし、半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、特性のばらつきにより、同時にオンする可能性がある。第１の半導体スイッチＱ１と第２の半導体スイッチＱ２とが同時にオンすると、貫通電流が流れて回路がショートする。
【００８２】
このような不具合を防止するために、電力変換装置５００は、パルス生成部５０２で遅延パルス信号Ｙ１，Ｙ２を生成している。この遅延パルス信号Ｙ１，Ｙ２の出力タイミングにより、第１の半導体スイッチＱ１がオフしたときには微小な遅延時間を空けて第２の半導体スイッチＱ２がオンする。逆に、第２の半導体スイッチＱ２がオフしたときには微小な遅延時間を空けて第１の半導体スイッチＱ１がオンする。したがって、第１の半導体スイッチＱ１と第２の半導体スイッチＱ２とが同時にオンする区間が発生することはない。
【００８３】
また、回路電流Ｉがゼロになった後、電力変換装置５００では、外付けダイオードＤ１，Ｄ２が遮断する方向に電圧がかかる。仮に回路電流Ｉがゼロのときに半導体スイッチＱ１，Ｑ２が導通していると、外付けダイオードＤ１，Ｄ２による遮断が働かずに動作異常となる。
【００８４】
第５の実施形態では、パルス生成部５０２でゼロマージンパルス信号Ｚ１，Ｚ２を生成している。そして、このゼロマージンパルス信号Ｚ１，Ｚ２の出力タイミングで、回路電流Ｉがゼロとなる直前に半導体スイッチＱ１，Ｑ２を非導通にする。したがって、回路電流Ｉがゼロになったときには外付けダイオードＤ１，Ｄ２による遮断が必ず働くので、電力変換装置５００が動作異常となることはない。
【００８５】
［第６の実施形態］
次に、第６の実施形態を、図１１〜図１３を用いて説明する。図１１は、第６の実施形態の電力変換装置６００を示す回路図である。なお、図５と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００８６】
電力変換装置６００は、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成が、第２の実施形態の電力変換装置２００と同一である。電力変換装置６００は、交流電源１０１の両端に入力電圧検出部６０１を接続する。入力電圧検出部６０１は、交流電源１０１の両端に発生する入力電圧Ｖｉｎを検出する。そして、その検出信号を電圧信号処理部６０４に出力する。
【００８７】
電力変換装置６００は、第１の機械的スイッチＳ１と第１の外付けダイオードＤ１との接続点Ｘ１と交流電源１０１との間に回路電流検出部６０２を接続する。回路電流検出部６０２は、交流電源１０１に流れる回路電流Ｉを検出し、その検出信号を電流信号処理部６０５に出力する。
【００８８】
電力変換装置６００は、平滑コンデンサＣ２の両端である出力端子１０２，１０３間に出力電圧検出部６０３を接続する。出力電圧検出部６０３は、出力端子１０２，１０３間に生じる出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。そして、その検出信号を比較部６０６に出力する。
【００８９】
電圧信号処理部６０４は、極性判定部６０４ａと絶対値生成部６０４ｂとからなる。極性判定部６０４ａは、入力電圧Ｖｉｎの極性（正または負）を判定する。絶対値生成部６０４ｂは、入力電圧Ｖｉｎの絶対値を生成する。電圧信号処理部６０４は、入力電圧Ｖｉｎの極性及び絶対値を、ピーク電流決定部６０７とパルス生成部６１１とに出力する。
【００９０】
電流信号処理部６０５は、極性判定部６０５ａと絶対値生成部６０５ｂとからなる。極性判定部６０５ａは、回路電流Ｉの極性（方向）を判定する。極性は、例えば交流電源１０１から接続点Ｘ１側に流れる電流を正、逆方向に流れる電流を負とする。絶対値生成部６０５ｂは、回路電流Ｉの絶対値を生成する。電流信号処理部６０５は、回路電流Ｉの極性及び絶対値を、電流ピーク判定部６０８と電流ゼロ判定部６０９とに出力する。
【００９１】
比較部６０６は、出力電圧検出部６０３にて検出された出力電圧Ｖｏｕｔと予め設定されているリファレンス電圧Ｖｓとの差分を算出する。そして、この出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｓとの差分値をピーク電流決定部６０７に出力する。差分値は、リファレンス電圧Ｖｓよりも出力電圧Ｖｏｕｔの方が小さいときには正の値をとり、大きいときには負の値をとる。
【００９２】
ピーク電流決定部６０７は、電圧信号処理部６０４から出力される入力電圧Ｖｉｎの絶対値と、比較部６０６から出力される電圧差分値とを乗算する。そして、この乗算値を電流ピーク判定部６０８に出力する。
【００９３】
電流ピーク判定部６０８は、ピーク電流決定部６０７から入力される乗算値を回路電流Ｉのピーク値Ｉｐと認識する。そして、電流信号処理部６０５から入力される回路電流Ｉの値がピーク値Ｉｐに達したか否かを判定し、達したと判定すると、ラッチ回路６１０のリセット端子Ｒに信号を出力する。
【００９４】
電流ゼロ判定部６０９は、電流信号処理部６０５から入力される回路電流Ｉの値がゼロになったか否かを判定し、ゼロになったと判定すると、ラッチ回路６１０のセット端子Ｓに信号を出力する。
【００９５】
ラッチ回路６１０は、セット端子Ｓに信号が入力されるとセット状態となり、論理“１”の情報をパルス生成部６１１に出力する。また、ラッチ回路６１０は、リセット端子Ｒに信号が入力されるとリセット状態となり、論理“０”の情報をパルス生成部６１１に出力する。
【００９６】
パルス生成部６１１は、電圧信号処理部６０４から入力される信号が正の極性を示すとき、第１のパルス信号Ｐ１を生成し、負の極性を示すとき、第２のパルス信号を生成する。そして、ラッチ回路６１０から入力される状態信号が論理“１”の情報である期間、第１のパルス信号Ｐ１を第１の機械的スイッチＳ１に出力する。同様に、ラッチ回路６１０から入力される状態信号が論理“１”の情報である期間、第２のパルス信号Ｐ２を第２の機械的スイッチＳ２に出力する。
【００９７】
かかる構成の電力変換装置６００は、図１２に示すように、電流ゼロ判定部６０９において回路電流Ｉがゼロであると判定されると（図１２の時点Ｔ５１，Ｔ５３）、ラッチ回路６１０の出力が論理“１”となる。また、電流ピーク判定部６０８において、回路電流Ｉがピーク値Ｉｐに達したと判定されると（図１２の時点Ｔ５２，Ｔ５４）、ラッチ回路６１０の出力が論理“０”となる。
【００９８】
ピーク値Ｉｐは、電圧信号処理部６０４から出力される入力電圧Ｖｉｎの絶対値と、比較部６０６から出力される電圧差分値と、所定の係数との乗算値である。このため、ピーク値Ｉｐは、入力電圧Ｖと比例関係にある。したがって、図１３に示すように、ピーク値Ｉｐのエンベロープは、入力電圧Ｖｉｎと相似形の正弦波状になる。また、出力電圧Ｖｏｕｔがリファレンス電圧Ｖｓより低いときには、ピーク値Ｉｐのエンベロープが全体的に高くなる方向に補正がかかる。同様に、出力電圧Ｖｏｕｔがリファレンス電圧Ｖｓより高いときには、ピーク値Ｉｐのエンベロープが全体的に低くなる方向に補正がかかる。
【００９９】
例えば交流電圧Ｖａの極性が正のとき、パルス生成部６１１は、ラッチ回路６１０の出力に応じて第１のパルス信号Ｐ１を周期的に出力する。第１のパルス信号Ｐ１がオンすると、第１の機械的スイッチＳ１が導通する。
【０１００】
第１の機械的スイッチＳ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の機械的スイッチＱ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流Ｉが、キャパシタＣ１側から第１の機械的スイッチＳ１に流れる。
【０１０１】
回路電流Ｉがピーク値Ｔｐに達すると、ラッチ回路６１０がリセットされる。このため、第１のパルス信号Ｐ１がオフする。第１のパルス信号Ｐ１がオフすると、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となって、第１の機械的スイッチＳ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む。
【０１０２】
交流電圧Ｖａの極性が負のときには、パルス生成部６１１は、ラッチ回路６１０の出力に応じて第２のパルス信号Ｐ２を周期的に出力する。第２のパルス信号Ｐ２がオンすると、第２の機械的スイッチＳ２が導通する。
【０１０３】
第２の機械的スイッチＳ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の機械的スイッチＳ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の機械的スイッチＳ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置６００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の機械的スイッチＳ２に流れる。
【０１０４】
回路電流Ｉがピーク値Ｔｐに達すると、ラッチ回路６１０がリセットされる。このため、第２のパルス信号Ｐ２がオフする。第２のパルス信号Ｐ２がオフすると、第２の機械的スイッチＳ２が非導通になって、第２の機械的スイッチＳ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けようとする。このため、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む。
【０１０５】
このように、電力変換装置６００は、回路電流Ｉがピーク値Ｉｐを超えないように、第１または第２の機械的スイッチＳ１，Ｓ２をオフする。ピーク値Ｉｐはエンベロープ曲線であり、エンベロープは入力電圧Ｖｉｎと比例するので、入力電圧Ｖｉｎが正弦波ならばエンベロープ曲線も正弦波となる。
【０１０６】
このエンベロープ曲線で規定されたピーク値Ｉｐで第１または第２の機械的スイッチＳ１，Ｓ２をオフする動作を繰り返すことにより、図１３に示すように回路電流Ｉは三角波となる。そして、この回路電流Ｉの平均値Ｉａは、ピーク値Ｉｐの略１／２であるとみなすことができる。すなわち、入力側から見れば、この平均電流Ｉａが正弦波状に現れることになる。
【０１０７】
このように、電力変換装置６００は、入力電圧波形に略等しい正弦波の入力電流波形が得られる。このため、入力ラインに高調波電流が発生することはないので、変電設備への負担を軽減することができる。
【０１０８】
［第７の実施形態］
次に、第７の実施形態を、図１４〜図１６を用いて説明する。図１４は、第７の実施形態の電力変換装置７００を示す回路図である。なお、図１１と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【０１０９】
電力変換装置７００が、第６の実施形態の電力変換装置６００と異なる点は、サブパルス生成部７０１と、第１及び第２の論理和ゲート７０２，７０３を追加した点である。サブパルス生成部７０１は、電圧信号処理部６０４にて得られる入力電圧Ｖｉｎの極性及び絶対値の信号と、電流信号処理部６０５にて得られる回路電流Ｉの極性及び絶対値の信号と、ラッチ回路６１０の状態信号とを入力する。
【０１１０】
サブパルス生成部７０１は、電圧信号処理部６０４にて得られる入力電圧Ｖｉｎの極性が正の極性を示すとき、第１のサブパルス信号Ｐ１３を出力する。サブパルス信号Ｐ１３は、ラッチ回路６１０から入力される状態信号が論理“１”となってから微小の遅延時間ｄを経過するとオンする。また、第１のサブパルス信号Ｐ１３は、電流信号処理部６０５にて得られる回路電流Ｉの絶対値がゼロになる直前まで低下するとオフする。
【０１１１】
サブパルス生成部７０１は、電圧信号処理部６０４にて得られる入力電圧Ｖｉｎの極性が負の極性を示すとき、第２のサブパルス信号Ｐ２３を出力する。第２のサブパルス信号Ｐ２３は、ラッチ回路６１０から入力される状態信号が論理“１”となってから微小の遅延時間ｄを経過するとオンする。また、第２のサブパルス信号Ｐ２３は、電流信号処理部６０５にて得られる回路電流Ｉの絶対値がゼロになる直前まで低下するとオフする。
【０１１２】
第１の論理和ゲート７０２は、パルス生成部６１１から出力される第１のパルス信号Ｐ１とサブパルス生成部７０１から出力される第２のサブパルス信号Ｐ２３との論理和を演算する。そして、この論理和結果であるパルス信号Ｐ１２を第１の機械的スイッチＳ１に供給する。第１の機械的スイッチＳ１は、パルス信号Ｐ１２がオンしている間、導通する。
【０１１３】
第２の論理和ゲート７０３は、パルス生成部６１１から出力される第２のパルス信号Ｐ２とサブパルス生成部７０１から出力される第１のサブパルス信号Ｐ１３との論理和を演算する。そして、この論理和結果であるパルス信号Ｐ２２を第２の機械的スイッチＳ２に出力する。第２の機械的スイッチＳ２は、パルス信号Ｐ２２がオンしている間、導通する。
【０１１４】
かかる構成の電力変換装置６００の動作を、図１５及び図１６のタイミング図を用いて説明する。図１５は、交流電圧Ｖａの極性が正のときの電力変換装置６００の動作を示すタイミング図である。第６の実施形態で説明したように、ピーク電流決定部６０７にて決定されるピーク電流値Ｉｐは、正弦波状のエンベロープ曲線となる。
【０１１５】
交流電圧Ｖａの極性が正のとき、パルス生成部６１１は、第１のパルス信号Ｐ１を周期的に出力する。第１のパルス信号Ｐ１がオンすると、第１の論理和ゲート７０２の論理和結果であるパルス信号Ｐ１２がオンして（図１５の時点Ｔ６１，Ｔ６５、Ｔ６９、Ｔ７３、Ｔ７７、Ｔ８１）、第１の機械的スイッチＳ１が導通する。
【０１１６】
第１の機械的スイッチＳ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の機械的スイッチＳ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流Ｉが、キャパシタＣ１側から第１の機械的スイッチＳ１に流れる（図１５の区間Ｔ６１−Ｔ６２、Ｔ６５−Ｔ６６、Ｔ６９−Ｔ７０、Ｔ７３−Ｔ７４、Ｔ７７−Ｔ７８、Ｔ８１−Ｔ８２）。
【０１１７】
回路電流Ｉがピーク値Ｔｐに達すると（図１５の時点Ｔ６２、Ｔ６６、Ｔ７０、Ｔ７４、Ｔ７８、Ｔ８２）、ラッチ回路６１０がリセットされるため、第１のパルス信号Ｐ１がオフする。第１のパルス信号Ｐ１がオフすると、第１の論理和ゲート７０２の論理和結果であるパルス信号Ｐ１２がオフする。したがって、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となる。
【０１１８】
第１の機械的スイッチＳ１が非導通になると、第１の機械的スイッチＳ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む（図１５の時点Ｔ６２−Ｔ６３、Ｔ６６−Ｔ６７、Ｔ７０−Ｔ７１、Ｔ７４−Ｔ７５、Ｔ７８−Ｔ７９、Ｔ８２−Ｔ８３）。
【０１１９】
第１のパルス信号Ｐ１がオフしてから微小な遅延時間ｄが経過すると（図１５の時点Ｔ６３、Ｔ６７、Ｔ７１、Ｔ７５、Ｔ７９、Ｔ８３）、第１の遅延パルス信号Ｐ１３がオンする。第１の遅延パルス信号Ｐ１３がオンすると、第２の論理和ゲート７０３の論理和結果であるパルス信号Ｐ２２がオンして、第２の機械的スイッチＳ２が導通する。第２の機械的スイッチＳ２が導通すると、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込んでいた電流が、第２の機械的スイッチＳ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込むようになる（図１５の区間Ｔ６３−Ｔ６４、Ｔ６７−Ｔ６８、Ｔ７１−Ｔ７２、Ｔ７５−Ｔ７６、Ｔ７９−Ｔ８０、Ｔ８３−Ｔ８４）。
【０１２０】
その後、第２の機械的スイッチＳ２を流れる回路電流Ｉがゼロになる直前のタイミングで（図１５の時点Ｔ６４、Ｔ６８、Ｔ７２、Ｔ７６、Ｔ８０、Ｔ８４）、第１の遅延パルス信号Ｐ１３がオフする。第１の遅延パルス信号Ｐ１３がオフすると、第２の論理和ゲート７０３の論理和結果であるパルス信号Ｐ２２がオフして、第２の機械的スイッチＳ２が非導通となる。第２の機械的スイッチＳ２が非導通になると、第２の機械的スイッチＳ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込んでいた電流が、再び、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込む。
【０１２１】
図１６は、交流電圧Ｖａの極性が負のときの電力変換装置６００の動作を示すタイミング図である。交流電圧Ｖａの極性が負のとき、パルス生成部６１１は、第２のパルス信号Ｐ２を周期的に出力する。第２のパルス信号Ｐ２がオンすると、第２の論理和ゲート７０３の論理和結果であるパルス信号Ｐ２２がオンして（図１６の時点Ｔ９１，Ｔ９５、Ｔ９９、Ｔ１０３、Ｔ１０７、Ｔ１１１）、第２の機械的スイッチＳ２が導通する。
【０１２２】
第２の機械的スイッチＳ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の半導体スイッチＱ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の半導体スイッチＱ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置２００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の半導体スイッチＱ２に流れる（図１６の区間Ｔ９１−Ｔ９２、Ｔ９５−Ｔ９６、Ｔ９９−Ｔ１００、Ｔ１０３−Ｔ１０４、Ｔ１０７−Ｔ１０８、Ｔ１１１−Ｔ１１２）。
【０１２３】
回路電流Ｉがピーク値Ｔｐに達すると（図１６の時点Ｔ９２、Ｔ９６、Ｔ１００、Ｔ１０４、Ｔ１０８、Ｔ１１２）、ラッチ回路６１０がリセットされるため、第２のパルス信号Ｐ２がオフする。第２のパルス信号Ｐ２がオフすると、第２の論理和ゲート７０３の論理和結果であるパルス信号Ｐ２２がオフして、第２の機械的スイッチＳ２が非導通となる。
【０１２４】
第２の機械的スイッチＳ２が非導通になると、第２の機械的スイッチＳ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む（図１６の時点Ｔ９２−Ｔ９３、Ｔ９６−Ｔ９７、Ｔ１００−Ｔ１０１、Ｔ１０４−Ｔ１０５、Ｔ１０８−Ｔ１０９、Ｔ１１２−Ｔ１１３）。
【０１２５】
第２のパルス信号Ｐ２がオフしてから微小な遅延時間ｄが経過すると（図１６の時点Ｔ９３、Ｔ９７、Ｔ１０１、Ｔ１０５、Ｔ１０９、Ｔ１１３）、第２の遅延パルス信号Ｐ２３がオンする。第２の遅延パルス信号Ｐ２３がオンすると、第１の論理和ゲート７０２の論理和結果であるパルス信号Ｐ１２がオンして、第１の機械的スイッチＳ１が導通する。第１の機械的スイッチＳ１が導通すると、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込んでいた電流が、第１の機械的スイッチＳ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込むようになる（図１６の区間Ｔ９３−Ｔ９４、Ｔ９７−Ｔ９８、Ｔ１０１−Ｔ１０２、Ｔ１０５−Ｔ１０６、Ｔ１０９−Ｔ１１０、Ｔ１１３−Ｔ１１４）。
【０１２６】
その後、第１の機械的スイッチＳ１を流れる回路電流Ｉがゼロになる直前のタイミングで（図１６の時点Ｔ９４、Ｔ９８、Ｔ１０２、Ｔ１０６、Ｔ１１０、Ｔ１１４）、第２の遅延パルス信号Ｐ２３がオフする。第２の遅延パルス信号Ｐ２３がオフすると、第１の論理和ゲート７０２の論理和結果であるパルス信号Ｐ１２がオフして、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となる。第１の機械的スイッチＳ１が非導通になると、第１の機械的スイッチＳ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込んでいた電流が、再び、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込む。
【０１２７】
このように、電力変換装置７００は、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となったことにより第２の外付けダイオードＤ２に流れた電流が、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となった時点から微小な遅延時間経過後に第２の機械的スイッチＳ２に流れる。そして、この電流がゼロになる直前で、再び、第２の外付けダイオードＤ２に流れる。同様に、第２の機械的スイッチＳ２が非導通なったことにより第１の外付けダイオードＤ１に流れていた電流が、第２の機械的スイッチＳ２が非導通となった時点から微小な遅延時間経過後に第１の機械的スイッチＳ１に流れる。そして、この電流がゼロになる直前で、再び、第１の外付けダイオードＤ１に流れる。したがって、より一層の電力変換効率を高めることができる。
【０１２８】
以上の説明から明らかなように、各実施形態によれば、電力変換効率が大幅に向上し得た電力変換装置を提供することができる。
【０１２９】
以下、前記各実施形態の変形例について説明する。
第１，第３及び第５の実施形態では、半導体スイッチＱ１，Ｑ２としてＭＯＳ型ＦＥＴを使用したが、半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、ＭＯＳ型ＦＥＴに限定されるものではない。例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）等のボディダイオードを有する半導体素子を、半導体スイッチＱ１，Ｑ２として使用してもよい。
【０１３０】
第２，第４，第６及び第７の実施形態では、スイッチＳ１，Ｓ２として機械的スイッチを使用したが、スイッチＳ１，Ｓ２は機械的スイッチに限定されるものではない。例えばトライアックのような双方向で電流の導通及び非導通を制御できるボディダイオードを有しない半導体スイッチであってもよい。要は、電流の向きに依存せず、導通か非導通かを切り替えられるものであればよい。また、第４，第６及び第７の実施形態の場合は、ＦＥＴ等のボディダイオードを有する半導体スイッチであってもよい
第４の実施形態では、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成を第２の実施形態の電力変換装置２００と同一としたが、第１の実施形態の電力変換装置１００または第３の実施形態の電力変換装置３００と同一としてもよい。また、第５の実施形態では、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成を第３の実施形態の電力変換装置３００と同一としたが、第１の実施形態の電力変換装置１００または第２の実施形態の電力変換装置２００と同一としてもよい。第６及び第７の実施形態についても同様であり、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成がその実施形態のものに限定されるものではない。
【０１３１】
また、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成は、第１〜第３の実施形態のものに限定されるものではない。例えば、交流電源１０１に接続されるインダクタＬ１とキャパシタＣ１とは直列接続である。そこで、図１７に示すように、交流電源１０１の一端にキャパシタＣ１の一端を接続し、キャパシタＣ１の他端にインダクタｌ１を介して第１のスイッチ（第１の半導体スイッチＱ１または第１の機械的スイッチＳ１）を接続することも可能である。
【０１３２】
また、第５，第６及び第７の実施形態では、交流電源１０１と接続点Ｘ１との間を流れる電流Ｉを電流検出部５０１，６０２で検出したが、回路電流Ｉを検出する位置は、上記各実施形態の位置に限定されるものではない。例えば、図１８〜図２０のように回路を構成してもよい。
【０１３３】
図１８は、交流電源１０１の一端に電流検出部５０１，６０２を介してインダクタＬ１を接続し、交流電源１０１の他端にキャパシタＣ１を接続して、交流電源１０１とインダクタＬ１との間を流れる電流を回路電流Ｉとして検出する例である。
【０１３４】
図１９は、インダクタＬ１に対して２次巻線Ｌ２を配置し、この２次巻線Ｌ２に発生する電圧から回路電流Ｉを検出する例である。
【０１３５】
図２０は、第１の機械的スイッチＳ１及び第２の機械的スイッチＳ２に対してそれぞれ低抵抗Ｒ１，Ｒ２を接続し、低抵抗Ｒ１，Ｒ２毎にその両端にピーク電流検出部８１，８２を接続する。そして、低抵抗Ｒ１，Ｒ２を流れる電流を電圧値に変換して、ピーク電流を検出する例である。この例においては、電流検出部５０１，６０２は、回路電流Ｉがゼロとなったのを検出する。
【０１３６】
また、各実施形態では、交流電源として１００Ｖの商用電源（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）を入力電源としたが、交流電源は、１００Ｖの商用電源に限定されるものではない。例えば、２００〜２２０Ｖの商用電源（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）を入力電源とし、所望の直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置であってもよい。
【０１３７】
例えば、図１１に示す電力変換装置６００において、１００Ｖの交流電源を印加して２００ワットの電力を負荷へ出力する場合には、平均電流Ｉａが２アンペアになるようにピーク電流決定部６０７がエンベロープを決定する。これに対し、２００Ｖの交流電源を印加する場合には、平均電流が１アンペアになるようにエンベロープが自動で決まる。出力電圧がリファレンス電圧に等しくなるようにフィードバックがかかるため、結果としてそうなる。
【０１３８】
図２１に、１００Ｖの交流電源と２００Ｖの交流電源を印加した場合の始動時の電圧変化を示す。１００Ｖの交流電源を印加した場合、平滑コンデンサＣ２にチャージアップされる電圧は、図２１中Ｅ１に示すように略２００Ｖとなる。これに対し、２００Ｖの交流電源を印加した場合に平滑コンデンサＣ２にチャージアップされる電圧は、図２１中Ｅ２に示すように略４００Ｖとなる。しかしいずれの場合においても、スイッチング動作を開始すると（時点ｔ０）、その出力電圧は、リファレンス電圧（この例では６００Ｖ）に等しくなるように制御がかかる。
【０１３９】
この他、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１４０】
１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００…電力変換装置、１０１…交流電源、１０４…極性判定部、１０５，４０３，５０２，６１１…パルス生成部、４０１，６０３…出力電圧検出部、４０２，６０６…比較部、５０１，６０２…電流検出部、６０１…入力電圧検出部、６０４…電圧信号処理部、６０４ａ，６０５ａ…極性判定部、６４０ｂ，６０５ｂ…絶対値生成部、６０５…電流信号処理部、６０７…ピーク電流決定部、６０８…電流ピーク判定部、６０９…電流ゼロ判定部、６１０…ラッチ回路、７０１…サブパルス生成部。
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を直流電圧に変換する方法として、次の２つの方法が一般的に知られている。
第１の方法は、ダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとを用いる。ダイオードブリッジ回路は、交流電源からの交流を全波整流する。平滑コンデンサは、全波整流後の直流を平滑する。
【０００３】
この第１の方法は、交流電圧が正及び負のいずれの場合においても、常に２つのダイオードの直列回路を電流が流れる。このとき、２つのダイオードでは、それぞれダイオードを流れる電流とダイオードの順方向電圧との積に相当する電力損失が発生する。
【０００４】
第２の方法は、第１の方法のダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとの間に力率改善コンバータ（Power Factor Converter：ＰＦＣ）を用いる。力率改善コンバータは、ダイオードブリッジ回路で全波整流された直流の電圧を昇圧する。
【０００５】
この第２の方法も、全波整流の際に２つのダイオードの直列回路を電流が流れるため、電力損失が発生する。それに加えて、力率改善コンバータを構成する電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor：ＦＥＴ）とダイオードに交互に電流が流れるため、さらなる損失が生じる。
【０００６】
また、力率改善コンバータは、入力電流の波形を正弦波にする必要上、出力電圧を入力電圧よりも高く設定しなければならない。ところが、負荷で必要な電圧は、必ずしも入力電圧より高い電圧であるとは限らない。その場合は、力率改善コンバータの後段に降圧コンバータを接続して、力率改善コンバータで昇圧された電圧を所望の電圧まで降圧する。この降圧の際にも損失が発生し、電力変換装置全体としては、AC-DC変換×DC-DC（昇圧）変換×DC-DC（降圧）変換の３段の構成になり電力損失はこれらの積となって現れる。例えば、一段あたりの効率０．９５とした場合、３段では［０．９５×０．９５×０．９５＝０．８６］、つまり、効率９５％の優れた変換であっても３段接続では８６％まで落ちてしまう。このように、個々の変換効率は良くても多段にすることで変換効率は著しく低下する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−１１０８６９号公報
【特許文献２】特開２００８−２９５２４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
昨今、巷では電子機器の省エネルギー化が叫ばれており、その一環として、負荷へ電力を供給する電力変換装置の変換効率向上が求められている。しかしながら、従来の回路構成では、変換効率の改善に限界がある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
一実施形態によれば、電力変換装置は、交流電源の両端に、インダクタとキャパシタを直列に介して第１のスイッチを接続する。また電力変換装置は、第１のスイッチの両端に、平滑コンデンサを直列に介して第２のスイッチを接続する。さらに電力変換装置は、パルス生成部を備える。パルス生成部は、交流電源の電圧の極性が正のとき、第１のスイッチを交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第１のパルス信号を生成して第１のスイッチに出力する。パルス生成部は、交流電源の電圧の極性が負のとき、第２のスイッチを交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第２のパルス信号を生成して第２のスイッチに出力する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図２】第１の実施形態において、交流電圧と第１及び第２のパルス信号との関係を示す波形図。
【図３】第１の実施形態における電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図４】第１の実施形態において、スイッチング動作をしたときとしないときとの出力電圧波形を示す図。
【図５】第２の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図６】第３の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図７】第４の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図８】第５の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図９】第５の実施形態において、交流電圧の極性が正のときの電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図１０】第５の実施形態において、交流電圧の極性が負のときの電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図１１】第６の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図１２】第６の実施形態において、ラッチ回路の出力を示すタイミング図。
【図１３】第６の実施形態において、電圧波形と電流波形との関係を示すタイミング図。
【図１４】第７の実施形態の電力変換装置を示す回路図。
【図１５】第７の実施形態において、交流電圧の極性が正のときの電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図１６】第７の実施形態において、交流電圧の極性が負のときの電力変換装置の動作を示すタイミング図。
【図１７】電流検出部に係わる第１の変形例を示す回路図。
【図１８】電流検出部に係わる第２の変形例を示す回路図。
【図１９】電流検出部に係わる第３の変形例を示す回路図。
【図２０】電流検出部に係わる第４の変形例を示す回路図。
【図２１】１００Ｖの交流電源と２００Ｖの交流電源を印加した場合の始動時の電圧変化を示す波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、交流電源として１００Ｖの商用電源（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）を入力とし、所望の直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置の実施形態を、図面を用いて説明する。
【００１２】
［第１の実施形態］
はじめに、第１の実施形態を、図１〜図４を用いて説明する。図１は、第１の実施形態の電力変換装置１００を示す回路図である。
【００１３】
電力変換装置１００は、交流電源１０１の両端に、インダクタＬ１とキャパシタＣ１を直列に介して、第１の半導体スイッチＱ１を接続する。第１の半導体スイッチＱ１は、Ｎ型チャネルのＭＯＳ型ＦＥＴを使用する。具体的には、交流電源１０１の一端にインダクタｌ１を介してキャパシタＣ１の一端を接続し、キャパシタＣ１の他端に第１の半導体スイッチＱ１であるＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子を接続し、当該ＭＯＳ型ＦＥＴのソース端子を交流電源１０１の他端に接続する。
【００１４】
電力変換装置１００は、第１の半導体スイッチＱ１の両端に、平滑コンデンサＣ２を直列に介して、第２の半導体スイッチＱ２を接続する。第２の半導体スイッチＱ２は、Ｎ型チャネルのＭＯＳ型ＦＥＴを使用する。具体的には、第２の半導体スイッチＱ２であるＭＯＳ型ＦＥＴのソース端子をキャパシタＣ１と第１の半導体スイッチＱ１との接続点に接続し、当該ＭＯＳ型ＦＥＴＱ２のドレイン端子を平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続し、平滑コンデンサＣ２の負極端子を交流電源１０１と第１の半導体スイッチＱ１との接続点に接続する。
【００１５】
電力変換装置１００は、平滑コンデンサＣ２の両端を出力端子１０２、１０３とする。そして、これらの出力端子１０２，１０３間に、所望の負荷Ｌを接続する。
【００１６】
電力変換装置１００は、交流電源１０１の両端に極性判定部１０３を接続する。極性判定部１０４は、交流電源１０１から得られる交流電圧Ｖａの極性（正または負）を判定する。電力変換装置１００は、極性判定部１０４で判定された極性の情報をパルス生成部１０５に供給する。
【００１７】
極性判定部１０４は、例えば交流電圧Ｖａの極性が正ならば論理“１”の情報をパルス生成部１０５に出力し、負ならば論理“０”の情報をパルス生成部１０５に出力する。あるいは極性判定部１０４は、交流電圧Ｖａの極性が正ならば５Ｖ電圧をパルス生成部１０５に印加し、負ならば０Ｖ電圧をパルス生成部１０５に印加する。
【００１８】
パルス生成部１０５は、極性判定部１０４からの出力が正を示すときには第１のパルス信号Ｐ１を生成し、負を示すときには第２のパルス信号Ｐ２を生成する。
【００１９】
図２は、交流電圧Ｖａと第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２との関係を示す波形図である。図２において、区間Ｔ１〜Ｔ２は、交流電圧Ｖａの極性が正の区間である。この区間のとき、パルス生成部１０５は、交流電圧Ｖａの周期よりはるかに高い周波数で第１のパルス信号Ｐ１を生成する。
【００２０】
図２において、区間Ｔ２〜Ｔ３は、交流電圧Ｖａの極性が負の区間である。この区間のとき、パルス生成部１０５は、交流電圧Ｖａの周期よりはるかに高い周波数で第２のパルス信号Ｐ２を生成する。
【００２１】
電力変換装置１００は、第１のパルス信号Ｐ１を第１の半導体スイッチＱ１に供給し、第２のパルス信号Ｐ２を第２の半導体スイッチＱ２に供給する。第１の半導体スイッチＱ１は、第１のパルス信号Ｐ１が供給される毎に導通する。第２の半導体スイッチＱ２は、第２のパルス信号Ｐ２が供給される毎に導通する。
【００２２】
第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２による電力変換装置１００の動作を、図３のタイミング図を用いて説明する。図３は、第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２と、第１及び第２の半導体スイッチＱ１，Ｑ２を流れる電流を示している。
【００２３】
はじめに、交流電圧Ｖａの極性が正のときの動作について説明する。交流電圧Ｖａの極性が正のときには第１のパルス信号Ｐ１が周期的に出力される。第１のパルス信号Ｐ１がオンすると（図３の時点Ｔ１１，Ｔ１３）、第１の半導体スイッチＱ１が導通する。第１の半導体スイッチＱ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の半導体スイッチＱ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流が、キャパシタＣ１側から第１の半導体スイッチＱ１に流れる（図３の区間Ｔ１１−Ｔ１２、Ｔ１３−Ｔ１４）。
【００２４】
第１のパルス信号Ｐ１がオフすると（図３の時点Ｔ１２、Ｔ１４）、第１の半導体スイッチＱ１が非導通になる。第１の半導体スイッチＱ１が非導通になると、第１の半導体スイッチＱ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の半導体スイッチＱ２のボディダイオードを経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む（図３の区間Ｔ１２−Ｔ１３）。
【００２５】
第１のパルス信号Ｐ１が出力される毎に、電力変換装置１００は上述した動作を繰り返す。その結果、電力変換装置１００は、出力端子１０２，１０３間の電圧Ｖを昇圧しながら、平滑コンデンサＣ２を充電する。
【００２６】
次に、交流電圧Ｖａの極性が負のときの動作について説明する。交流電圧Ｖａの極性が負のときには第２のパルス信号Ｐ２が周期的に出力される。第２のパルス信号Ｐ２がオンすると（図３の時点Ｔ２１，Ｔ２３）、第２の半導体スイッチＱ２が導通する。第２の半導体スイッチＱ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の半導体スイッチＱ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の半導体スイッチＱ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置１００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の半導体スイッチＱ２に流れる（図３の区間Ｔ２１−Ｔ２２、Ｔ２３−Ｔ２４）。
【００２７】
第２のパルス信号Ｐ２がオフすると（図３の時点Ｔ２２、Ｔ２４）、第２の半導体スイッチＱ２が非導通になる。第２の半導体スイッチＱ２が非導通になると、第２の半導体スイッチＱ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けようとする。このため、第１の半導体スイッチＱ１のボディダイオードを経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む（図３の区間Ｔ２２−Ｔ２３）。
【００２８】
第２のパルス信号Ｐ２が出力される毎に、電力変換装置１００は上述した動作を繰り返す。その結果、電力変換装置１００は、キャパシタＣ１に電荷を補充する。
【００２９】
交流電圧Ｖａの極性は、正と負を交互に繰り返す。したがって、電力変換装置１００は、平滑コンデンサＣ２を充電する作用とキャパシタＣ１に電荷を補充する作用とを交互に繰り返す。すなわち電力変換装置１００は、キャパシタＣ１に電荷を補充した後に平滑コンデンサＣ２を充電する。したがって、平滑コンデンサＣ２を充電する際にはキャパシタＣ１に蓄えられた電荷が平滑コンデンサＣ２に移動する。
【００３０】
図１に示した電力変換装置１００の回路は、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がスイッチング動作しないと、倍電圧回路として動作する。つまり、入力電圧が例えば交流１００Ｖの場合は、図４の電圧波形Ａに示すように、略２００Ｖの直流電圧が出力端子１０２，１０３間に生じる。
【００３１】
前述したように第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がスイッチング動作すると、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が平滑コンデンサＣ２に移動する。このため、電力変換装置１００の昇圧効果が加算される。その結果、電力変換装置１００は、入力電圧である交流電圧Ｖａを、その倍電圧よりもさらに高い電圧に昇圧して、直流の出力電圧Ｖを得ることができる。
【００３２】
その出力電圧Ｖは、第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２のパルス幅で制御することができる。つまり、パルス幅を広く設定すれば出力電圧Ｖは高くなり、狭く設定すれば出力電圧Ｖは低くなる。入力電圧が例えば交流１００Ｖの場合、第１及び第２のパルス信号Ｐ１，Ｐ２のパルス幅の設定如何によって、図４の電圧波形Ｂに示すように、電力変換装置１００は、略４００Ｖの直流電圧を出力端子１０２，１０３間に得ることができる。
【００３３】
このように、第１の実施形態によれば、電力変換装置１００は、全波整流を行うことなく、交流電源１０１から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷Ｌへ電力を供給することができる。したがって、全波整流のためのダイオードブリッジ回路が不要となるため、回路部品点数を削減でき、コストの低減を図ることができる。また、ダイオードブリッジ回路で発生していたダイオードの順方向電圧による損失がなくなるので、電力変換装置１００は、高効率の電力変換が可能となる。
【００３４】
［第２の実施形態］
次に、第２の実施形態を、図５を用いて説明する。図５は、第２の実施形態の電力変換装置２００を示す回路図である。なお、図１と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００３５】
第１の実施形態では、第１のパルス信号Ｐ１及び第２のパルス信号Ｐ２でスイッチング動作する一対のスイッチとして半導体スイッチＱ１，Ｑ２を使用した。第２の実施形態では、同スイッチとして、機械的スイッチＳ１，Ｓ２を使用する。
【００３６】
すなわち電力変換装置２００は、交流電源１０１の両端に、インダクタＬ１とキャパシタＣ１を直列に介して第１の機械的スイッチＳ１を接続する。また、電力変換装置２００は、第１の機械的スイッチＳ１の両端に、平滑コンデンサＣ２を直列に介して第２の機械的スイッチＳ２を接続する。
【００３７】
電力変換装置２００は、第１の機械的スイッチＳ１に対して並列に第１の外付けダイオードＤ１を接続する。具体的には、第１の機械的スイッチＳ１と第２の交流電源１０１との接続点Ｘ１に、第１の外付けダイオードＤ１のアノードを接続し、第１の機械的スイッチＳ１とキャパシタＣ１との接続点Ｘ２に、第１の外付けダイオードＤ１のカソードを接続する。
【００３８】
また、電力変換装置２００は、第２の機械的スイッチＳ２に対して並列に第２の外付けダイオードＤ２を接続する。具体的には、第２の機械的スイッチＳ２とキャパシタＣ１との接続点Ｘ２に、第２の外付けダイオードＤ２のアノードを接続し、第２の機械的スイッチＳ２と平滑コンデンサＣ２との接続点Ｘ３に、第２の外付けダイオードＤ２のカソードを接続する。
【００３９】
その他の構成は、第１の実施形態の電力変換装置１００と同一である。したがって、交流電圧Ｖａの極性が正のときには、第１の機械的スイッチＳ１が、交流電圧Ｖａの周期よりはるかに高い周波数で導通、非導通を繰り返す。第１の機械的スイッチＳ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の機械的スイッチＳ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流が、キャパシタＣ１側から第１の機械的スイッチＳ１に流れる。
【００４０】
第１の機械的スイッチＳ１が非導通になると、第１の機械的スイッチＳ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む。
【００４１】
交流電圧Ｖａの極性が負のときには、第２の機械的スイッチＳ２が、交流電圧Ｖａの周期よりはるかに高い周波数で導通、非導通を繰り返す。第２の機械的スイッチＳ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の機械的スイッチＳ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の機械的スイッチＳ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置２００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の機械的スイッチＳ２に流れる。
【００４２】
第２の機械的スイッチＳ２が非導通になると、第２の機械的スイッチＳ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けようとする。このため、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む。
【００４３】
このように、電力変換装置２００は、ＭＯＳ型ＦＥＴが有するボディダイオードの代わりに外付けダイオードＤ１，Ｄ２を使用する。ダイオードＤ１，Ｄ２は、上記ボディダイオードの順方向電圧より低いものを選ぶ。そうすることによって、第１の実施形態の電力変換装置１００よりもダイオード順方向電圧による損失を軽減できる効果を奏する。
【００４４】
［第３の実施形態］
次に、第３の実施形態を、図６を用いて説明する。図６は、第３の実施形態の電力変換装置３００を示す回路図である。なお、図１及び図５と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００４５】
第２の実施形態では、一対のスイッチとして、機械的スイッチＳ１，Ｓ２を使用した。第３の実施形態では、同スイッチとして、第１の実施形態と同様に、半導体スイッチＱ１，Ｑ２を使用する。すなわち、電力変換装置３００は、第１の半導体スイッチＱ１に対して並列に第１の外付けダイオードＤ１を接続し、第２の半導体スイッチＱ２に対して並列に第２の外付けダイオードＤ２を接続する。
【００４６】
第１の外付けダイオードＤ１は、第１の半導体スイッチＱ１が有するボディダイオードより順方向電圧が低い。同じく、第２の外付けダイオードＤ２は、第２の半導体スイッチＱ２が有するボディダイオードより順方向電圧が低い。
【００４７】
第１の実施形態の電力変換装置１００では、第１または第２の半導体スイッチＱ１，Ｑ２のボディダイオードを流れた電流が、第３の実施形態の電力変換装置３００では、第１または第２の外付けダイオードＤ１，Ｄ２を流れる。したがって、電力変換装置３００は、電力変換装置１００よりもダイオード順方向電圧による損失を軽減できる効果を奏する。
【００４８】
スイッチ素子として半導体スイッチＱ１，Ｑ２を用いた場合、半導体スイッチＱ１，Ｑ２はボディダイオードを有するため、原理的には外付けダイオードＤ１，Ｄ２は不要である。しかし一般的に、ボディダイオードは順方向電圧が高いため（例えば１．２Ｖ）、これより低い順方向電圧、例えば０．８Ｖのダイオードを外付けすれば、順方向電圧の差分だけ効率はよくなる。
【００４９】
［第４の実施形態］
次に、第４の実施形態を、図７を用いて説明する。図７は、第４の実施形態の電力変換装置４００を示す回路図である。なお、図５と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００５０】
電力変換装置４００は、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成が、第２の実施形態の電力変換装置２００と同一である。電力変換装置４００は、出力端子１０２，１０３間に出力電圧検出部４０１を接続する。出力電圧検出部４０１は、平滑コンデンサＣ２の両端である出力端子１０２，１０３間の電圧Ｖｏｕｔを検出する。そして、その検出信号を比較部４０２に出力する。
【００５１】
比較部４０２は、出力電圧検出部４０１にて検出された出力電圧Ｖｏｕｔを、予め設定されているリファレンス電圧Ｖｓと比較する。比較部４０２は、出力電圧Ｖｏｕｔがリファレンス電圧Ｖｓより大きいときには出力電圧大を示す情報、例えば論理“１”の情報をパルス生成部４０３に出力する。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔがリファレンス電圧Ｖｓより小さいときには、出力電圧小を示す情報、例えば論理“０”の情報を、比較部４０２はパルス生成部４０３に出力する。
【００５２】
パルス生成部４０３は、第１〜第３の実施形態のパルス生成部１０５と同様に、極性判定部１０４からの出力が正を示すときには第１のパルス信号Ｐ１を生成し、負を示すときには第２のパルス信号Ｐ２を生成する。ただし、第４の実施形態では、パルス生成部４０３は、比較部４０２から出力される出力電圧大または小の情報に応じて、パルス信号Ｐ１，Ｐ２のパルス幅を可変する。具体的には、パルス生成部４０３は、比較部４０２からの情報が出力電圧小を示すときにはパルス幅を広げる方向に制御し、出力電圧大を示すときにはパルス幅を狭める方向に制御する。
【００５３】
かかる構成の電力変換装置４００は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定のリファレンス電圧Ｖｓよりも小さいときには、第１のパルス信号Ｐ１及び第２のパルス信号Ｐ２のパルス幅が広くなる。したがって、機械的スイッチＳ１及びＳ２が導通する時間が長くなる。その結果、機械的スイッチＳ１及びＳ２を流れる電流量が増大するので、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００５４】
一方、出力電圧Ｖｏｕｔが所定のリファレンス電圧Ｖｓよりも大きくなると、第１のパルス信号Ｐ１及び第２のパルス信号Ｐ２のパルス幅が狭くなる。したがって、機械的スイッチＳ１及びＳ２が導通する時間が短くなる。その結果、機械的スイッチＳ１及びＳ２を流れる電流量が減少するので、出力電圧Ｖｏｕｔが下降する。かくして、電力変換装置４００は、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御により、出力電圧Ｖｏｕｔをリファレンス電圧Ｖｓの近傍で略一定に維持することができる。
【００５５】
［第５の実施形態］
次に、第５の実施形態を、図８〜図１０を用いて説明する。図８は、第５の実施形態の電力変換装置５００を示す回路図である。なお、図６と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００５６】
電力変換装置５００は、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成が、第３の実施形態の電力変換装置３００と同一である。電力変換装置５００は、第１の半導体スイッチＱ１と第１の外付けダイオードＤ１との接続点Ｘ１と交流電源１０１との間に回路電流検出部５０１を接続する。回路電流検出部５０１は、交流電源１０１に流れる回路電流Ｉを検出し、その検出信号をパルス生成部５０２に出力する。
【００５７】
パルス生成部５０２は、第２の実施形態のパルス生成部１０５と同様に、極性判定部１０４からの出力が正を示すときには第１のパルス信号Ｐ１を出力し、負を示すときには第２のパルス信号Ｐ２を出力する。さらに、パルス生成部５０２は、第１の遅延パルス信号Ｙ１及び第２の遅延パルス信号Ｙ２と、第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１及び第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２を出力する。
【００５８】
第１の遅延パルス信号Ｙ１は、第１のパルス信号Ｐ１がオフしてから微小の遅延時間ｄを経過するとオンし、次の第１のパルス信号Ｐ１がオンするタイミングで同時にオフする。第２の遅延パルス信号Ｙ２は、第２のパルス信号Ｐ２がオフしてから微小の遅延時間ｄを経過するとオンし、次の第２のパルス信号Ｐ２がオンするタイミングで同時にオフする。
【００５９】
第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１は、第１のパルス信号Ｐ１がオンするタイミングで同時にオンし、第１のパルス信号Ｐ１がオフしてから回路電流Ｉがゼロになる直前にオフする。第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２は、第２のパルス信号Ｐ２がオンするタイミングで同時にオンし、第２のパルス信号Ｐ２がオフしてから回路電流Ｉがゼロになる直前にオフする。パルス生成部５０２は、回路電流検出部５０１から供給される回路電流Ｉの値を基に、回路電流Ｉがゼロになる直前か否かを判定して、第１及び第２のゼロマージンパルス信号Ｚ１，Ｚ２のオフタイミングを制御する。
【００６０】
電力変換装置５００は、第１の論理積ゲート５０３及び第２の論理積ゲート５０４と、第１の論理和ゲート５０５及び第２の論理和ゲート５０６を備える。第１の論理積ゲート５０３は、第１の遅延パルス信号Ｙ１と第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１との論理積を演算する。第２の論理積ゲート５０４は、第２の遅延パルス信号Ｙ２と第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２との論理積を演算する。第１の論理和ゲート５０５は、第１のパルス信号Ｐ１と、第２の論理積ゲート５０４の論理積結果である第２のサブパルス信号Ｇ２との論理和を演算する。第２の論理和ゲート５０６は、第２のパルス信号Ｐ２と、第１の論理積ゲート５０３の論理積結果である第１のサブパルス信号Ｇ１との論理和を演算する。
【００６１】
電力変換装置５００は、第１の論理和ゲート５０５の論理和結果であるパルス信号Ｐ１１を第１の半導体スイッチＱ１に供給し、第２の論理和ゲート５０６の論理和結果であるパルス信号Ｐ２１を第２の半導体スイッチＱ２に供給する。第１の半導体スイッチＱ１は、パルス信号Ｐ１１が供給されている間、導通し、第２の半導体スイッチＱ２は、パルス信号Ｐ２１が供給されている間、導通する。
【００６２】
かかる構成の電力変換装置５００の動作を、図９及び図１０のタイミング図を用いて説明する。
図９は、交流電圧Ｖａの極性が正のときの電力変換装置５００の動作を示すタイミング図である。交流電圧Ｖａの極性が正のとき、パルス生成部５０２は、第１のパルス信号Ｐ１を周期的に出力する。第１のパルス信号Ｐ１がオンすると（図９の時点Ｔ３１，Ｔ３５）、第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１がオンし、第１の半導体スイッチＱ１が導通する。
【００６３】
第１の半導体スイッチＱ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の半導体スイッチＱ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流Ｉが、キャパシタＣ１側から第１の半導体スイッチＱ１に流れる（図９の区間Ｔ３１−Ｔ３２、Ｔ３５−Ｔ３６）。
【００６４】
パルス生成部５０２は、第１のパルス信号Ｐ１のオンに同期して、第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１をオンする（図９の時点Ｔ３１，Ｔ３５）。ただし、この時点では、第１の遅延パルス信号Ｙ１はオフしている。したがって、第１の論理積ゲート５０３から出力される第１のサブパルス信号Ｇ１はオフしている。このとき、第２のパルス信号Ｐ２もオフしているので、第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１は、オフのままである。
【００６５】
また、第２の遅延パルス信号Ｙ２及び第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２もオフしている。したがって、第２の論理積ゲート５０４から出力される第２のサブパルス信号Ｇ２もオフしている。このため、第１のパルス信号Ｐ１がオフすると（図９の時点Ｔ３２、Ｔ３６）、第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１がオフする。パルス信号Ｐ１１がオフすると、第１の半導体スイッチＱ１が非導通になる。第１の半導体スイッチＱ１が非導通になると、第１の半導体スイッチＱ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む。
【００６６】
第１のパルス信号Ｐ１がオフしてから微小な遅延時間ｄが経過すると（図９の時点Ｔ３３、Ｔ３７）、第１の遅延パルス信号Ｙ１がオンする。このとき、第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１はオンしているので、第１の論理積ゲート５０３から出力される第１のサブパルス信号Ｇ１がオンする。その結果、第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１がオンする。
【００６７】
パルス信号Ｐ２１がオンすると、第２の半導体スイッチＱ２が導通する。ここで、第２の半導体スイッチＱ２は、オン抵抗が第２の外付けダイオードＤ２の抵抗よりも十分に小さいと仮定する。その場合、第２の半導体スイッチＱ２が導通すると、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込んでいた電流が、第２の半導体スイッチＱ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込むようになる（図９の区間Ｔ３３−Ｔ３４、Ｔ３７−Ｔ３８）。
【００６８】
その後、第２の半導体スイッチＱ２を流れる電流がゼロになる直前のタイミングで（図９の時点Ｔ３４、Ｔ３８）、第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１がオフする。第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１がオフすると、第１の論理積ゲート５０３から出力される第１のサブパルス信号Ｇ１がオフし、同時に第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１もオフする。
【００６９】
パルス信号Ｐ２１がオフすると、第２の半導体スイッチＱ２が非導通になる。第２の半導体スイッチＱ２が非導通になると、第２の半導体スイッチＱ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込んでいた電流が、再び、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込む。
【００７０】
図１０は、交流電圧Ｖａの極性が負のときの電力変換装置５００の動作を示すタイミング図である。交流電圧Ｖａの極性が負のとき、パルス生成部５０２は、第２のパルス信号Ｐ２を周期的に出力する。第２のパルス信号Ｐ２がオンすると（図１０の時点Ｔ４１，Ｔ４５）、第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１がオンし、第２の半導体スイッチＱ２が導通する。
【００７１】
第２の半導体スイッチＱ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の半導体スイッチＱ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の半導体スイッチＱ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置２００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の半導体スイッチＱ２に流れる（図１０の区間Ｔ４１−Ｔ４２、Ｔ４５−Ｔ４６）。
【００７２】
パルス生成部５０２は、第２のパルス信号Ｐ２のオンに同期して、第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２をオンする（図１０の時点Ｔ４１，Ｔ４５）。ただし、この時点では、第２の遅延パルス信号Ｙ２はオフしている。したがって、第２の論理積ゲート５０４から出力される第２のサブパルス信号Ｇ２はオフしている。このとき、第１のパルス信号Ｐ１もオフしているので、第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１は、オフのままである。
【００７３】
また、第１の遅延パルス信号Ｙ１及び第１のゼロマージンパルス信号Ｚ１もオフしている。したがって、第１の論理積ゲート５０３から出力される第１のサブパルス信号Ｇ１もオフしている。このため、第２のパルス信号Ｐ２がオフすると（図１０の時点Ｔ４２、Ｔ４６）、第２の論理和ゲート５０６から出力されるパルス信号Ｐ２１がオフする。
【００７４】
パルス信号Ｐ２１がオフすると、第２の半導体スイッチＱ２が非導通になる。第２の半導体スイッチＱ２が非導通になると、第２の半導体スイッチＱ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む。
【００７５】
第２のパルス信号Ｐ２がオフしてから微小な遅延時間ｄが経過すると（図１０の時点Ｔ４３、Ｔ４７）、第２の遅延パルス信号Ｙ２がオンする。このとき、第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２はオンしているので、第２の論理積ゲート５０４から出力される第２のサブパルス信号Ｇ２がオンする。その結果、第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１がオンする。
【００７６】
パルス信号Ｐ１１がオンすると、第１の半導体スイッチＱ１が導通する。ここで、第１の半導体スイッチＱ１は、オン抵抗が第１の外付けダイオードＤ１による抵抗よりも十分に小さいと仮定する。その場合、第１の半導体スイッチＱ１が導通すると、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込んでいた電流が、第１の半導体スイッチＱ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込むようになる（図１０の区間Ｔ４３−Ｔ４４、Ｔ４７−Ｔ４８）。
【００７７】
その後、第１の半導体スイッチＱ１を流れる電流がゼロになる直前のタイミングで（図１０の時点Ｔ４４、Ｔ４８）、第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２がオフする。第２のゼロマージンパルス信号Ｚ２がオフすると、第２の論理積ゲート５０４から出力されるだい２のサブパルス信号Ｇ２がオフし、同時に第１の論理和ゲート５０５から出力されるパルス信号Ｐ１１もオフする。パルス信号Ｐ１１がオフすると、第１の半導体スイッチＱ１が非導通になる。第１の半導体スイッチＱ１が非導通になると、第１の半導体スイッチＱ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込んでいた電流が、再び、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込む。
【００７８】
このように、第３の実施形態の電力変換装置３００では、第１の半導体スイッチＱ１がオフしたことにより第２の外付けダイオードＤ２に流れていた電流が、第５の実施形態の電力変換装置５００では、第１の半導体スイッチＱ１がオフした時点から微小な遅延時間経過後に第２の半導体スイッチＱ２に流れる。そして、この電流がゼロになる直前で、再び、第２の外付けダイオードＤ２に流れる。同様に、第２の半導体スイッチＱ２がオフしたことにより第１の外付けダイオードＤ１に流れていた電流が、第２の半導体スイッチＱ２がオフした時点から微小な遅延時間経過後に第１の半導体スイッチＱ１に流れる。そして、この電流がゼロになる直前で、再び、第１の外付けダイオードＤ１に流れる。
【００７９】
第１の半導体スイッチＱ１と第２の半導体スイッチＱ２は、外付けダイオードＤ１，Ｄ２と比べてオン抵抗が非常に小さい。したがって、電力変換装置５００は、第３の実施形態の電力変換装置３００と比較して、より一層の電力変換効率を高めることができる。
【００８０】
なお、第１の半導体スイッチＱ１がオン，オフするタイミングと第２の半導体スイッチＱ２がオフ，オンするタイミングとを一致させると、電力変換効率はより一層高まる。
【００８１】
しかし、半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、特性のばらつきにより、同時にオンする可能性がある。第１の半導体スイッチＱ１と第２の半導体スイッチＱ２とが同時にオンすると、貫通電流が流れて回路がショートする。
【００８２】
このような不具合を防止するために、電力変換装置５００は、パルス生成部５０２で遅延パルス信号Ｙ１，Ｙ２を生成している。この遅延パルス信号Ｙ１，Ｙ２の出力タイミングにより、第１の半導体スイッチＱ１がオフしたときには微小な遅延時間を空けて第２の半導体スイッチＱ２がオンする。逆に、第２の半導体スイッチＱ２がオフしたときには微小な遅延時間を空けて第１の半導体スイッチＱ１がオンする。したがって、第１の半導体スイッチＱ１と第２の半導体スイッチＱ２とが同時にオンする区間が発生することはない。
【００８３】
また、回路電流Ｉがゼロになった後、電力変換装置５００では、外付けダイオードＤ１，Ｄ２が遮断する方向に電圧がかかる。仮に回路電流Ｉがゼロのときに半導体スイッチＱ１，Ｑ２が導通していると、外付けダイオードＤ１，Ｄ２による遮断が働かずに動作異常となる。
【００８４】
第５の実施形態では、パルス生成部５０２でゼロマージンパルス信号Ｚ１，Ｚ２を生成している。そして、このゼロマージンパルス信号Ｚ１，Ｚ２の出力タイミングで、回路電流Ｉがゼロとなる直前に半導体スイッチＱ１，Ｑ２を非導通にする。したがって、回路電流Ｉがゼロになったときには外付けダイオードＤ１，Ｄ２による遮断が必ず働くので、電力変換装置５００が動作異常となることはない。
【００８５】
［第６の実施形態］
次に、第６の実施形態を、図１１〜図１３を用いて説明する。図１１は、第６の実施形態の電力変換装置６００を示す回路図である。なお、図５と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００８６】
電力変換装置６００は、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成が、第２の実施形態の電力変換装置２００と同一である。電力変換装置６００は、交流電源１０１の両端に入力電圧検出部６０１を接続する。入力電圧検出部６０１は、交流電源１０１の両端に発生する入力電圧Ｖｉｎを検出する。そして、その検出信号を電圧信号処理部６０４に出力する。
【００８７】
電力変換装置６００は、第１の機械的スイッチＳ１と第１の外付けダイオードＤ１との接続点Ｘ１と交流電源１０１との間に回路電流検出部６０２を接続する。回路電流検出部６０２は、交流電源１０１に流れる回路電流Ｉを検出し、その検出信号を電流信号処理部６０５に出力する。
【００８８】
電力変換装置６００は、平滑コンデンサＣ２の両端である出力端子１０２，１０３間に出力電圧検出部６０３を接続する。出力電圧検出部６０３は、出力端子１０２，１０３間に生じる出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。そして、その検出信号を比較部６０６に出力する。
【００８９】
電圧信号処理部６０４は、極性判定部６０４ａと絶対値生成部６０４ｂとからなる。極性判定部６０４ａは、入力電圧Ｖｉｎの極性（正または負）を判定する。絶対値生成部６０４ｂは、入力電圧Ｖｉｎの絶対値を生成する。電圧信号処理部６０４は、入力電圧Ｖｉｎの極性及び絶対値を、ピーク電流決定部６０７とパルス生成部６１１とに出力する。
【００９０】
電流信号処理部６０５は、極性判定部６０５ａと絶対値生成部６０５ｂとからなる。極性判定部６０５ａは、回路電流Ｉの極性（方向）を判定する。極性は、例えば交流電源１０１から接続点Ｘ１側に流れる電流を正、逆方向に流れる電流を負とする。絶対値生成部６０５ｂは、回路電流Ｉの絶対値を生成する。電流信号処理部６０５は、回路電流Ｉの極性及び絶対値を、電流ピーク判定部６０８と電流ゼロ判定部６０９とに出力する。
【００９１】
比較部６０６は、出力電圧検出部６０３にて検出された出力電圧Ｖｏｕｔと予め設定されているリファレンス電圧Ｖｓとの差分を算出する。そして、この出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｓとの差分値をピーク電流決定部６０７に出力する。差分値は、リファレンス電圧Ｖｓよりも出力電圧Ｖｏｕｔの方が小さいときには正の値をとり、大きいときには負の値をとる。
【００９２】
ピーク電流決定部６０７は、電圧信号処理部６０４から出力される入力電圧Ｖｉｎの絶対値と、比較部６０６から出力される電圧差分値とを乗算する。そして、この乗算値を電流ピーク判定部６０８に出力する。
【００９３】
電流ピーク判定部６０８は、ピーク電流決定部６０７から入力される乗算値を回路電流Ｉのピーク値Ｉｐと認識する。そして、電流信号処理部６０５から入力される回路電流Ｉの値がピーク値Ｉｐに達したか否かを判定し、達したと判定すると、ラッチ回路６１０のリセット端子Ｒに信号を出力する。
【００９４】
電流ゼロ判定部６０９は、電流信号処理部６０５から入力される回路電流Ｉの値がゼロになったか否かを判定し、ゼロになったと判定すると、ラッチ回路６１０のセット端子Ｓに信号を出力する。
【００９５】
ラッチ回路６１０は、セット端子Ｓに信号が入力されるとセット状態となり、論理“１”の情報をパルス生成部６１１に出力する。また、ラッチ回路６１０は、リセット端子Ｒに信号が入力されるとリセット状態となり、論理“０”の情報をパルス生成部６１１に出力する。
【００９６】
パルス生成部６１１は、電圧信号処理部６０４から入力される信号が正の極性を示すとき、第１のパルス信号Ｐ１を生成し、負の極性を示すとき、第２のパルス信号を生成する。そして、ラッチ回路６１０から入力される状態信号が論理“１”の情報である期間、第１のパルス信号Ｐ１を第１の機械的スイッチＳ１に出力する。同様に、ラッチ回路６１０から入力される状態信号が論理“１”の情報である期間、第２のパルス信号Ｐ２を第２の機械的スイッチＳ２に出力する。
【００９７】
かかる構成の電力変換装置６００は、図１２に示すように、電流ゼロ判定部６０９において回路電流Ｉがゼロであると判定されると（図１２の時点Ｔ５１，Ｔ５３）、ラッチ回路６１０の出力が論理“１”となる。また、電流ピーク判定部６０８において、回路電流Ｉがピーク値Ｉｐに達したと判定されると（図１２の時点Ｔ５２，Ｔ５４）、ラッチ回路６１０の出力が論理“０”となる。
【００９８】
ピーク値Ｉｐは、電圧信号処理部６０４から出力される入力電圧Ｖｉｎの絶対値と、比較部６０６から出力される電圧差分値と、所定の係数との乗算値である。このため、ピーク値Ｉｐは、入力電圧Ｖと比例関係にある。したがって、図１３に示すように、ピーク値Ｉｐのエンベロープは、入力電圧Ｖｉｎと相似形の正弦波状になる。また、出力電圧Ｖｏｕｔがリファレンス電圧Ｖｓより低いときには、ピーク値Ｉｐのエンベロープが全体的に高くなる方向に補正がかかる。同様に、出力電圧Ｖｏｕｔがリファレンス電圧Ｖｓより高いときには、ピーク値Ｉｐのエンベロープが全体的に低くなる方向に補正がかかる。
【００９９】
例えば交流電圧Ｖａの極性が正のとき、パルス生成部６１１は、ラッチ回路６１０の出力に応じて第１のパルス信号Ｐ１を周期的に出力する。第１のパルス信号Ｐ１がオンすると、第１の機械的スイッチＳ１が導通する。
【０１００】
第１の機械的スイッチＳ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の機械的スイッチＱ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流Ｉが、キャパシタＣ１側から第１の機械的スイッチＳ１に流れる。
【０１０１】
回路電流Ｉがピーク値Ｔｐに達すると、ラッチ回路６１０がリセットされる。このため、第１のパルス信号Ｐ１がオフする。第１のパルス信号Ｐ１がオフすると、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となって、第１の機械的スイッチＳ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む。
【０１０２】
交流電圧Ｖａの極性が負のときには、パルス生成部６１１は、ラッチ回路６１０の出力に応じて第２のパルス信号Ｐ２を周期的に出力する。第２のパルス信号Ｐ２がオンすると、第２の機械的スイッチＳ２が導通する。
【０１０３】
第２の機械的スイッチＳ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の機械的スイッチＳ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の機械的スイッチＳ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置６００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の機械的スイッチＳ２に流れる。
【０１０４】
回路電流Ｉがピーク値Ｔｐに達すると、ラッチ回路６１０がリセットされる。このため、第２のパルス信号Ｐ２がオフする。第２のパルス信号Ｐ２がオフすると、第２の機械的スイッチＳ２が非導通になって、第２の機械的スイッチＳ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けようとする。このため、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む。
【０１０５】
このように、電力変換装置６００は、回路電流Ｉがピーク値Ｉｐを超えないように、第１または第２の機械的スイッチＳ１，Ｓ２をオフする。ピーク値Ｉｐはエンベロープ曲線であり、エンベロープは入力電圧Ｖｉｎと比例するので、入力電圧Ｖｉｎが正弦波ならばエンベロープ曲線も正弦波となる。
【０１０６】
このエンベロープ曲線で規定されたピーク値Ｉｐで第１または第２の機械的スイッチＳ１，Ｓ２をオフする動作を繰り返すことにより、図１３に示すように回路電流Ｉは三角波となる。そして、この回路電流Ｉの平均値Ｉａは、ピーク値Ｉｐの略１／２であるとみなすことができる。すなわち、入力側から見れば、この平均電流Ｉａが正弦波状に現れることになる。
【０１０７】
このように、電力変換装置６００は、入力電圧波形に略等しい正弦波の入力電流波形が得られる。このため、入力ラインに高調波電流が発生することはないので、変電設備への負担を軽減することができる。
【０１０８】
［第７の実施形態］
次に、第７の実施形態を、図１４〜図１６を用いて説明する。図１４は、第７の実施形態の電力変換装置７００を示す回路図である。なお、図１１と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【０１０９】
電力変換装置７００が、第６の実施形態の電力変換装置６００と異なる点は、サブパルス生成部７０１と、第１及び第２の論理和ゲート７０２，７０３を追加した点である。サブパルス生成部７０１は、電圧信号処理部６０４にて得られる入力電圧Ｖｉｎの極性及び絶対値の信号と、電流信号処理部６０５にて得られる回路電流Ｉの極性及び絶対値の信号と、ラッチ回路６１０の状態信号とを入力する。
【０１１０】
サブパルス生成部７０１は、電圧信号処理部６０４にて得られる入力電圧Ｖｉｎの極性が正の極性を示すとき、第１のサブパルス信号Ｐ１３を出力する。サブパルス信号Ｐ１３は、ラッチ回路６１０から入力される状態信号が論理“１”となってから微小の遅延時間ｄを経過するとオンする。また、第１のサブパルス信号Ｐ１３は、電流信号処理部６０５にて得られる回路電流Ｉの絶対値がゼロになる直前まで低下するとオフする。
【０１１１】
サブパルス生成部７０１は、電圧信号処理部６０４にて得られる入力電圧Ｖｉｎの極性が負の極性を示すとき、第２のサブパルス信号Ｐ２３を出力する。第２のサブパルス信号Ｐ２３は、ラッチ回路６１０から入力される状態信号が論理“１”となってから微小の遅延時間ｄを経過するとオンする。また、第２のサブパルス信号Ｐ２３は、電流信号処理部６０５にて得られる回路電流Ｉの絶対値がゼロになる直前まで低下するとオフする。
【０１１２】
第１の論理和ゲート７０２は、パルス生成部６１１から出力される第１のパルス信号Ｐ１とサブパルス生成部７０１から出力される第２のサブパルス信号Ｐ２３との論理和を演算する。そして、この論理和結果であるパルス信号Ｐ１２を第１の機械的スイッチＳ１に供給する。第１の機械的スイッチＳ１は、パルス信号Ｐ１２がオンしている間、導通する。
【０１１３】
第２の論理和ゲート７０３は、パルス生成部６１１から出力される第２のパルス信号Ｐ２とサブパルス生成部７０１から出力される第１のサブパルス信号Ｐ１３との論理和を演算する。そして、この論理和結果であるパルス信号Ｐ２２を第２の機械的スイッチＳ２に出力する。第２の機械的スイッチＳ２は、パルス信号Ｐ２２がオンしている間、導通する。
【０１１４】
かかる構成の電力変換装置６００の動作を、図１５及び図１６のタイミング図を用いて説明する。図１５は、交流電圧Ｖａの極性が正のときの電力変換装置６００の動作を示すタイミング図である。第６の実施形態で説明したように、ピーク電流決定部６０７にて決定されるピーク電流値Ｉｐは、正弦波状のエンベロープ曲線となる。
【０１１５】
交流電圧Ｖａの極性が正のとき、パルス生成部６１１は、第１のパルス信号Ｐ１を周期的に出力する。第１のパルス信号Ｐ１がオンすると、第１の論理和ゲート７０２の論理和結果であるパルス信号Ｐ１２がオンして（図１５の時点Ｔ６１，Ｔ６５、Ｔ６９、Ｔ７３、Ｔ７７、Ｔ８１）、第１の機械的スイッチＳ１が導通する。
【０１１６】
第１の機械的スイッチＳ１が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１及び第１の機械的スイッチＳ１の閉回路が形成される。その結果、インダクタＬ１の線形リアクトル作用により、右上がりの直線的な電流Ｉが、キャパシタＣ１側から第１の機械的スイッチＳ１に流れる（図１５の区間Ｔ６１−Ｔ６２、Ｔ６５−Ｔ６６、Ｔ６９−Ｔ７０、Ｔ７３−Ｔ７４、Ｔ７７−Ｔ７８、Ｔ８１−Ｔ８２）。
【０１１７】
回路電流Ｉがピーク値Ｔｐに達すると（図１５の時点Ｔ６２、Ｔ６６、Ｔ７０、Ｔ７４、Ｔ７８、Ｔ８２）、ラッチ回路６１０がリセットされるため、第１のパルス信号Ｐ１がオフする。第１のパルス信号Ｐ１がオフすると、第１の論理和ゲート７０２の論理和結果であるパルス信号Ｐ１２がオフする。したがって、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となる。
【０１１８】
第１の機械的スイッチＳ１が非導通になると、第１の機械的スイッチＳ１を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に電流が流れ込む（図１５の時点Ｔ６２−Ｔ６３、Ｔ６６−Ｔ６７、Ｔ７０−Ｔ７１、Ｔ７４−Ｔ７５、Ｔ７８−Ｔ７９、Ｔ８２−Ｔ８３）。
【０１１９】
第１のパルス信号Ｐ１がオフしてから微小な遅延時間ｄが経過すると（図１５の時点Ｔ６３、Ｔ６７、Ｔ７１、Ｔ７５、Ｔ７９、Ｔ８３）、第１の遅延パルス信号Ｐ１３がオンする。第１の遅延パルス信号Ｐ１３がオンすると、第２の論理和ゲート７０３の論理和結果であるパルス信号Ｐ２２がオンして、第２の機械的スイッチＳ２が導通する。第２の機械的スイッチＳ２が導通すると、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込んでいた電流が、第２の機械的スイッチＳ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込むようになる（図１５の区間Ｔ６３−Ｔ６４、Ｔ６７−Ｔ６８、Ｔ７１−Ｔ７２、Ｔ７５−Ｔ７６、Ｔ７９−Ｔ８０、Ｔ８３−Ｔ８４）。
【０１２０】
その後、第２の機械的スイッチＳ２を流れる回路電流Ｉがゼロになる直前のタイミングで（図１５の時点Ｔ６４、Ｔ６８、Ｔ７２、Ｔ７６、Ｔ８０、Ｔ８４）、第１の遅延パルス信号Ｐ１３がオフする。第１の遅延パルス信号Ｐ１３がオフすると、第２の論理和ゲート７０３の論理和結果であるパルス信号Ｐ２２がオフして、第２の機械的スイッチＳ２が非導通となる。第２の機械的スイッチＳ２が非導通になると、第２の機械的スイッチＳ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込んでいた電流が、再び、第２の外付けダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ２に流れ込む。
【０１２１】
図１６は、交流電圧Ｖａの極性が負のときの電力変換装置６００の動作を示すタイミング図である。交流電圧Ｖａの極性が負のとき、パルス生成部６１１は、第２のパルス信号Ｐ２を周期的に出力する。第２のパルス信号Ｐ２がオンすると、第２の論理和ゲート７０３の論理和結果であるパルス信号Ｐ２２がオンして（図１６の時点Ｔ９１，Ｔ９５、Ｔ９９、Ｔ１０３、Ｔ１０７、Ｔ１１１）、第２の機械的スイッチＳ２が導通する。
【０１２２】
第２の機械的スイッチＳ２が導通すると、交流電源１０１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、第２の半導体スイッチＱ２及び平滑コンデンサＣ２の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ２の電圧は、交流電圧Ｖａより高い。その結果、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が第２の半導体スイッチＱ２及びインダクタＬ１を経由して交流電源１０１側に戻るように、電力変換装置２００は動作する。このため、右上がりの直線的な電流が、平滑コンデンサＣ２側から第２の半導体スイッチＱ２に流れる（図１６の区間Ｔ９１−Ｔ９２、Ｔ９５−Ｔ９６、Ｔ９９−Ｔ１００、Ｔ１０３−Ｔ１０４、Ｔ１０７−Ｔ１０８、Ｔ１１１−Ｔ１１２）。
【０１２３】
回路電流Ｉがピーク値Ｔｐに達すると（図１６の時点Ｔ９２、Ｔ９６、Ｔ１００、Ｔ１０４、Ｔ１０８、Ｔ１１２）、ラッチ回路６１０がリセットされるため、第２のパルス信号Ｐ２がオフする。第２のパルス信号Ｐ２がオフすると、第２の論理和ゲート７０３の論理和結果であるパルス信号Ｐ２２がオフして、第２の機械的スイッチＳ２が非導通となる。
【０１２４】
第２の機械的スイッチＳ２が非導通になると、第２の機械的スイッチＳ２を流れる電流はゼロとなる。このとき、インダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き電流を同方向に流し続けるようとする。このため、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に電流が流れ込む（図１６の時点Ｔ９２−Ｔ９３、Ｔ９６−Ｔ９７、Ｔ１００−Ｔ１０１、Ｔ１０４−Ｔ１０５、Ｔ１０８−Ｔ１０９、Ｔ１１２−Ｔ１１３）。
【０１２５】
第２のパルス信号Ｐ２がオフしてから微小な遅延時間ｄが経過すると（図１６の時点Ｔ９３、Ｔ９７、Ｔ１０１、Ｔ１０５、Ｔ１０９、Ｔ１１３）、第２の遅延パルス信号Ｐ２３がオンする。第２の遅延パルス信号Ｐ２３がオンすると、第１の論理和ゲート７０２の論理和結果であるパルス信号Ｐ１２がオンして、第１の機械的スイッチＳ１が導通する。第１の機械的スイッチＳ１が導通すると、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込んでいた電流が、第１の機械的スイッチＳ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込むようになる（図１６の区間Ｔ９３−Ｔ９４、Ｔ９７−Ｔ９８、Ｔ１０１−Ｔ１０２、Ｔ１０５−Ｔ１０６、Ｔ１０９−Ｔ１１０、Ｔ１１３−Ｔ１１４）。
【０１２６】
その後、第１の機械的スイッチＳ１を流れる回路電流Ｉがゼロになる直前のタイミングで（図１６の時点Ｔ９４、Ｔ９８、Ｔ１０２、Ｔ１０６、Ｔ１１０、Ｔ１１４）、第２の遅延パルス信号Ｐ２３がオフする。第２の遅延パルス信号Ｐ２３がオフすると、第１の論理和ゲート７０２の論理和結果であるパルス信号Ｐ１２がオフして、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となる。第１の機械的スイッチＳ１が非導通になると、第１の機械的スイッチＳ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込んでいた電流が、再び、第１の外付けダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１に流れ込む。
【０１２７】
このように、電力変換装置７００は、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となったことにより第２の外付けダイオードＤ２に流れた電流が、第１の機械的スイッチＳ１が非導通となった時点から微小な遅延時間経過後に第２の機械的スイッチＳ２に流れる。そして、この電流がゼロになる直前で、再び、第２の外付けダイオードＤ２に流れる。同様に、第２の機械的スイッチＳ２が非導通なったことにより第１の外付けダイオードＤ１に流れていた電流が、第２の機械的スイッチＳ２が非導通となった時点から微小な遅延時間経過後に第１の機械的スイッチＳ１に流れる。そして、この電流がゼロになる直前で、再び、第１の外付けダイオードＤ１に流れる。したがって、より一層の電力変換効率を高めることができる。
【０１２８】
以上の説明から明らかなように、各実施形態によれば、電力変換効率が大幅に向上し得た電力変換装置を提供することができる。
【０１２９】
以下、前記各実施形態の変形例について説明する。
第１，第３及び第５の実施形態では、半導体スイッチＱ１，Ｑ２としてＭＯＳ型ＦＥＴを使用したが、半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、ＭＯＳ型ＦＥＴに限定されるものではない。例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）等のボディダイオードを有する半導体素子を、半導体スイッチＱ１，Ｑ２として使用してもよい。
【０１３０】
第２，第４，第６及び第７の実施形態では、スイッチＳ１，Ｓ２として機械的スイッチを使用したが、スイッチＳ１，Ｓ２は機械的スイッチに限定されるものではない。例えばトライアックのような双方向で電流の導通及び非導通を制御できるボディダイオードを有しない半導体スイッチであってもよい。要は、電流の向きに依存せず、導通か非導通かを切り替えられるものであればよい。また、第４，第６及び第７の実施形態の場合は、ＦＥＴ等のボディダイオードを有する半導体スイッチであってもよい
第４の実施形態では、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成を第２の実施形態の電力変換装置２００と同一としたが、第１の実施形態の電力変換装置１００または第３の実施形態の電力変換装置３００と同一としてもよい。また、第５の実施形態では、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成を第３の実施形態の電力変換装置３００と同一としたが、第１の実施形態の電力変換装置１００または第２の実施形態の電力変換装置２００と同一としてもよい。第６及び第７の実施形態についても同様であり、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成がその実施形態のものに限定されるものではない。
【０１３１】
また、交流電源１０１から出力端子１０２，１０３までの回路構成は、第１〜第３の実施形態のものに限定されるものではない。例えば、交流電源１０１に接続されるインダクタＬ１とキャパシタＣ１とは直列接続である。そこで、図１７に示すように、交流電源１０１の一端にキャパシタＣ１の一端を接続し、キャパシタＣ１の他端にインダクタｌ１を介して第１のスイッチ（第１の半導体スイッチＱ１または第１の機械的スイッチＳ１）を接続することも可能である。
【０１３２】
また、第５，第６及び第７の実施形態では、交流電源１０１と接続点Ｘ１との間を流れる電流Ｉを電流検出部５０１，６０２で検出したが、回路電流Ｉを検出する位置は、上記各実施形態の位置に限定されるものではない。例えば、図１８〜図２０のように回路を構成してもよい。
【０１３３】
図１８は、交流電源１０１の一端に電流検出部５０１，６０２を介してインダクタＬ１を接続し、交流電源１０１の他端にキャパシタＣ１を接続して、交流電源１０１とインダクタＬ１との間を流れる電流を回路電流Ｉとして検出する例である。
【０１３４】
図１９は、インダクタＬ１に対して２次巻線Ｌ２を配置し、この２次巻線Ｌ２に発生する電圧から回路電流Ｉを検出する例である。
【０１３５】
図２０は、第１の機械的スイッチＳ１及び第２の機械的スイッチＳ２に対してそれぞれ低抵抗Ｒ１，Ｒ２を接続し、低抵抗Ｒ１，Ｒ２毎にその両端にピーク電流検出部８１，８２を接続する。そして、低抵抗Ｒ１，Ｒ２を流れる電流を電圧値に変換して、ピーク電流を検出する例である。この例においては、電流検出部５０１，６０２は、回路電流Ｉがゼロとなったのを検出する。
【０１３６】
また、各実施形態では、交流電源として１００Ｖの商用電源（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）を入力電源としたが、交流電源は、１００Ｖの商用電源に限定されるものではない。例えば、２００〜２２０Ｖの商用電源（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）を入力電源とし、所望の直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置であってもよい。
【０１３７】
例えば、図１１に示す電力変換装置６００において、１００Ｖの交流電源を印加して２００ワットの電力を負荷へ出力する場合には、平均電流Ｉａが２アンペアになるようにピーク電流決定部６０７がエンベロープを決定する。これに対し、２００Ｖの交流電源を印加する場合には、平均電流が１アンペアになるようにエンベロープが自動で決まる。出力電圧がリファレンス電圧に等しくなるようにフィードバックがかかるため、結果としてそうなる。
【０１３８】
図２１に、１００Ｖの交流電源と２００Ｖの交流電源を印加した場合の始動時の電圧変化を示す。１００Ｖの交流電源を印加した場合、平滑コンデンサＣ２にチャージアップされる電圧は、図２１中Ｅ１に示すように略２００Ｖとなる。これに対し、２００Ｖの交流電源を印加した場合に平滑コンデンサＣ２にチャージアップされる電圧は、図２１中Ｅ２に示すように略４００Ｖとなる。しかしいずれの場合においても、スイッチング動作を開始すると（時点ｔ０）、その出力電圧は、リファレンス電圧（この例では６００Ｖ）に等しくなるように制御がかかる。
【０１３９】
この他、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１４０】
１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００…電力変換装置、１０１…交流電源、１０４…極性判定部、１０５，４０３，５０２，６１１…パルス生成部、４０１，６０３…出力電圧検出部、４０２，６０６…比較部、５０１，６０２…電流検出部、６０１…入力電圧検出部、６０４…電圧信号処理部、６０４ａ，６０５ａ…極性判定部、６４０ｂ，６０５ｂ…絶対値生成部、６０５…電流信号処理部、６０７…ピーク電流決定部、６０８…電流ピーク判定部、６０９…電流ゼロ判定部、６１０…ラッチ回路、７０１…サブパルス生成部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の両端に、インダクタとキャパシタを直列に介して接続する第１のスイッチと、
前記第１のスイッチの両端に、平滑コンデンサを直列に介して接続する第２のスイッチと、
前記交流電源の電圧の極性が正のとき前記第１のスイッチを前記交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第１のパルス信号を生成して前記第１のスイッチに出力し、前記交流電源の電圧の極性が負のとき前記第２のスイッチを前記交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第２のパルス信号を生成して前記第２のスイッチに出力するパルス生成部と、
を具備したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第１及び第２のスイッチは、ボディダイオードを有する半導体スイッチであることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１及び第２のスイッチは、機械的スイッチまたはボディダイオードを有しない半導体スイッチであり、
前記第１及び第２のスイッチに対してそれぞれ並列にダイオードを外付けしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１及び第２のスイッチは、ボディダイオードを有する半導体スイッチであり、
前記第１及び第２のスイッチに対してそれぞれ並列に前記ボディダイオードよりも順方向電圧の低いダイオードを外付けしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記交流電源に流れる回路電流を検出してその検出値を前記パルス生成部に出力する回路電流検出部、をさらに具備し、
前記パルス生成部は、前記交流電源の電圧の極性が正のとき、前記第１のパルス信号がオフしてから次にオンするまでの間の前記回路電流が流れている間に前記第２のスイッチを所定時間導通させるための第３のパルス信号を生成して前記第２のスイッチに出力し、前記交流電源の電圧の極性が負のとき、前記第２のパルス信号がオフしてから次にオンするまでの間の前記回路電流が流れている間に前記第１のスイッチを所定時間導通させるための第４のパルス信号を生成して前記第１のスイッチに出力することを特徴とする請求項３または４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記平滑コンデンサの両端の電圧を検出してその検出値を前記パルス生成部に出力する出力電圧検出部、をさらに具備し、
前記パルス生成部は、前記出力電圧検出部で検出された電圧が所定の電圧より高ければ前記第１または第２のパルス信号のパルス幅を狭くし、前記所定の電圧より低ければ前記第１または第２のパルス信号のパルス幅を広くすることを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか１記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記交流電源に流れる回路電流を検出してその検出値を前記パルス生成部に出力する回路電流検出部と、
前記交流電源の電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記平滑コンデンサの両端の電圧を検出してその検出値を前記パルス生成部に出力する出力電圧検出部と、
出力電圧検出部で検出される出力電圧と所定の設定電圧との差分値を算出する比較部と、
前記入力電圧検出部で検出される入力電圧と前記比較部で算出される電圧差分値との乗算値を電流のピーク値として算出するピーク電流決定部と、
セット端子に信号が入力されてからリセット端子に信号が入力されるのまでの間、前記パルス生成部に信号を出力するラッチ回路と、
前記回路電流検出部で検出される電流値がゼロになると前記ラッチ回路のセット端子に信号を出力する電流ゼロ判定部と、
前記回路電流検出部で検出される電流値が前記ピーク電流決定部で算出されたピーク値に達すると前記ラッチ回路のリセット端子に信号を出力する電流ピーク判定部とをさらに具備し、
前記パルス生成部は、前記第１または第２のパルス信号のパルス幅を、前記ラッチ回路の出力が入力されている期間に制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１及び第２のスイッチは、機械的スイッチまたはボディダイオードを有しない半導体スイッチであり、
前記第１及び第２のスイッチに対してそれぞれ並列にダイオードを外付けしたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１及び第２のスイッチは、ボディダイオードを有する半導体スイッチであり、
前記第１及び第２のスイッチに対してそれぞれ並列に前記ボディダイオードよりも順方向電圧の低いダイオードを外付けしたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記入力電圧検出部で検出される入力電圧と前記回路電流検出部で検出される回路電流と前記ラッチ回路から出力される信号とを入力し、前記入力電圧の極性が正のとき、前記ラッチ出力がリセット状態になり所定時間を経過してから前記回路電流がゼロとなる直前までの期間中、前記第２のスイッチをオンするための第２のサブパルス信号を前記第２のスイッチに対して出力し、前記入力電圧の極性が負のとき、前記ラッチ出力がリセット状態になり所定時間を経過してから前記回路電流がゼロとなる直前までの期間中、前記第１のスイッチをオンするための第１のサブパルス信号を前記第１のスイッチに対して出力するサブパルス生成部、
をさらに具備したことを特徴とする請求項８または９記載の電力変換装置。
【請求項１】
交流電源の両端に、インダクタとキャパシタを直列に介して接続する第１のスイッチと、
前記第１のスイッチの両端に、平滑コンデンサを直列に介して接続する第２のスイッチと、
前記交流電源の電圧の極性が正のとき前記第１のスイッチを前記交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第１のパルス信号を生成して前記第１のスイッチに出力し、前記交流電源の電圧の極性が負のとき前記第２のスイッチを前記交流電圧の周期より高い周波数でパルス駆動するための第２のパルス信号を生成して前記第２のスイッチに出力するパルス生成部と、
を具備したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第１及び第２のスイッチは、ボディダイオードを有する半導体スイッチであることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１及び第２のスイッチは、機械的スイッチまたはボディダイオードを有しない半導体スイッチであり、
前記第１及び第２のスイッチに対してそれぞれ並列にダイオードを外付けしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１及び第２のスイッチは、ボディダイオードを有する半導体スイッチであり、
前記第１及び第２のスイッチに対してそれぞれ並列に前記ボディダイオードよりも順方向電圧の低いダイオードを外付けしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記交流電源に流れる回路電流を検出してその検出値を前記パルス生成部に出力する回路電流検出部、をさらに具備し、
前記パルス生成部は、前記交流電源の電圧の極性が正のとき、前記第１のパルス信号がオフしてから次にオンするまでの間の前記回路電流が流れている間に前記第２のスイッチを所定時間導通させるための第３のパルス信号を生成して前記第２のスイッチに出力し、前記交流電源の電圧の極性が負のとき、前記第２のパルス信号がオフしてから次にオンするまでの間の前記回路電流が流れている間に前記第１のスイッチを所定時間導通させるための第４のパルス信号を生成して前記第１のスイッチに出力することを特徴とする請求項３または４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記平滑コンデンサの両端の電圧を検出してその検出値を前記パルス生成部に出力する出力電圧検出部、をさらに具備し、
前記パルス生成部は、前記出力電圧検出部で検出された電圧が所定の電圧より高ければ前記第１または第２のパルス信号のパルス幅を狭くし、前記所定の電圧より低ければ前記第１または第２のパルス信号のパルス幅を広くすることを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか１記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記交流電源に流れる回路電流を検出してその検出値を前記パルス生成部に出力する回路電流検出部と、
前記交流電源の電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記平滑コンデンサの両端の電圧を検出してその検出値を前記パルス生成部に出力する出力電圧検出部と、
出力電圧検出部で検出される出力電圧と所定の設定電圧との差分値を算出する比較部と、
前記入力電圧検出部で検出される入力電圧と前記比較部で算出される電圧差分値との乗算値を電流のピーク値として算出するピーク電流決定部と、
セット端子に信号が入力されてからリセット端子に信号が入力されるのまでの間、前記パルス生成部に信号を出力するラッチ回路と、
前記回路電流検出部で検出される電流値がゼロになると前記ラッチ回路のセット端子に信号を出力する電流ゼロ判定部と、
前記回路電流検出部で検出される電流値が前記ピーク電流決定部で算出されたピーク値に達すると前記ラッチ回路のリセット端子に信号を出力する電流ピーク判定部とをさらに具備し、
前記パルス生成部は、前記第１または第２のパルス信号のパルス幅を、前記ラッチ回路の出力が入力されている期間に制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１及び第２のスイッチは、機械的スイッチまたはボディダイオードを有しない半導体スイッチであり、
前記第１及び第２のスイッチに対してそれぞれ並列にダイオードを外付けしたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１及び第２のスイッチは、ボディダイオードを有する半導体スイッチであり、
前記第１及び第２のスイッチに対してそれぞれ並列に前記ボディダイオードよりも順方向電圧の低いダイオードを外付けしたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記入力電圧検出部で検出される入力電圧と前記回路電流検出部で検出される回路電流と前記ラッチ回路から出力される信号とを入力し、前記入力電圧の極性が正のとき、前記ラッチ出力がリセット状態になり所定時間を経過してから前記回路電流がゼロとなる直前までの期間中、前記第２のスイッチをオンするための第２のサブパルス信号を前記第２のスイッチに対して出力し、前記入力電圧の極性が負のとき、前記ラッチ出力がリセット状態になり所定時間を経過してから前記回路電流がゼロとなる直前までの期間中、前記第１のスイッチをオンするための第１のサブパルス信号を前記第１のスイッチに対して出力するサブパルス生成部、
をさらに具備したことを特徴とする請求項８または９記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【公開番号】特開２０１２−２３８６８（Ｐ２０１２−２３８６８Ａ）
【公開日】平成２４年２月２日（２０１２．２．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１６０００８（Ｐ２０１０−１６０００８）
【出願日】平成２２年７月１４日（２０１０．７．１４）
【出願人】（０００００３５６２）東芝テック株式会社 (5,631)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年２月２日（２０１２．２．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年７月１４日（２０１０．７．１４）
【出願人】（０００００３５６２）東芝テック株式会社 (5,631)
【Ｆターム（参考）】
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