電源装置
【課題】 出力変圧器の磁気飽和を抑制しつつ、当該出力変圧器を含む電源装置全体を小型化かつ計量化し、さらには低コスト化する。
【解決手段】 この発明に係る電源装置１０によれば、インバータ回路２２が採用されている。そして、このインバータ回路２２の入力電圧が、入力検出回路６２によって検出される。ここで、検出された入力電圧、言い換えれば商用電源電圧が、極端に増大したときは、インバータ回路２２を制御するためのＰＷＭ制御信号のパルス幅が制限される。これによって、商用電源電圧が極端に増大することによる出力変圧器２４の磁気飽和が抑制され、当該出力変圧器２４として小型かつ軽量で、しかも廉価なものを採用することができる。つまり、出力変圧器２４の磁気飽和を抑制しつつ、当該出力変圧器２４を含む電源装置１０全体を小型化かつ計量化し、さらには低コスト化することができる。
【解決手段】 この発明に係る電源装置１０によれば、インバータ回路２２が採用されている。そして、このインバータ回路２２の入力電圧が、入力検出回路６２によって検出される。ここで、検出された入力電圧、言い換えれば商用電源電圧が、極端に増大したときは、インバータ回路２２を制御するためのＰＷＭ制御信号のパルス幅が制限される。これによって、商用電源電圧が極端に増大することによる出力変圧器２４の磁気飽和が抑制され、当該出力変圧器２４として小型かつ軽量で、しかも廉価なものを採用することができる。つまり、出力変圧器２４の磁気飽和を抑制しつつ、当該出力変圧器２４を含む電源装置１０全体を小型化かつ計量化し、さらには低コスト化することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源装置に関し、特に例えばアーク溶接機やアーク溶断機等のいわゆるアーク負荷に用いられると共に、様々な商用電源電圧に対応可能な電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電源装置として、従来、例えば特許文献１に開示されたものがある。この従来技術によれば、商用電源電圧を整流するための整流器が設けられており、この整流器によって整流された電圧は、リアクトルを介して平滑コンデンサに入力される。また、平滑コンデンサの入力側には、昇圧用スイッチング素子が設けられており、この昇圧用スイッチング素子のオンオフ時間が調整されることによって、平滑コンデンサの充電時間、つまり当該平滑コンデンサの入力電圧の大きさが、制御される。従って、商用電源電圧の大きさが変わっても、昇圧用スイッチング素子のオンオフ時間が適当に調整されることで、平滑コンデンサの入力電圧がほぼ一定となり、換言すれば様々な商用電源電圧に対応可能となる。
【０００３】
なお、平滑コンデンサに入力された電圧は、当該平滑コンデンサによって平滑された後、高周波スイッチング回路に入力される。高周波スイッチング回路は、入力された電圧を高周波交流に変換し、変換された高周波交流は、出力変圧器によって変圧される。そして、変圧された高周波交流は、さらに直流に変換された後、そのまま、または再度交流に変換されてから、アーク負荷に供給される。
【０００４】
【特許文献１】特開平５−１１１２４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上述のような電源装置は、様々な場所（国や地域等を含む）で使用されるが、その使用場所によっては、電力事情等により、商用電源電圧が不安定な場合がある。そして、特に当該商用電源電圧が極端に増大すると、上述の出力変圧器に入力される電圧が過大となり、これによって当該出力変圧器の磁心が飽和し、ひいては負荷に適切な電力が供給されなくなる、という不都合が生じる。そこで、かかる不都合を回避するべく、従来は、出力変圧器として、飽和磁気特性に或る程度の余裕があるもの、つまり定格よりも大きめの磁心を有する言わば過剰仕様のものを、採用していた。しかし、このように過剰仕様の出力変圧器を採用すると、言うまでもなく、当該出力変圧器を含む電源装置全体が大型化し、かつ重くなる。そればかりか、高コスト化をも招く。
【０００６】
それゆえに、この発明は、変圧器の磁気飽和を抑制しつつ、当該変圧器を含む電源装置全体を従来よりも小型化かつ計量化し、さらには低コスト化することを、目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
かかる目的を達成するために、この発明の電源装置は、商用電源から入力端子を介して入力される交流電力を直流電力に変換する変換手段と、この変換手段によって変換された直流電力が入力されると共にスイッチング制御信号に従ってスイッチング動作することにより当該直流電力を高周波電力に変換するスイッチング手段と、このスイッチング手段によって変換された高周波電力の電圧を変える変圧器と、この変圧器による変圧後の電力を所定形態に整形した上で負荷が接続される出力端子から出力させる出力手段と、を具備する。さらに、この出力手段による整形後の電力の所定成分を検出する第１検出手段と、この第１検出手段によって検出された所定成分の大きさが一定となるようにスイッチング制御信号を生成する制御手段と、上述の変換手段によって変換された直流電力の電圧値を検出する第２検出手段と、この第２検出手段によって検出された直流電力の電圧値および変圧器の飽和磁気特性に基づいてスイッチング手段のスイッチング動作を制限する制限手段と、をも具備するものである。
【０００８】
即ち、この発明では、商用電源から入力端子を介して交流電力が入力される。そして、この交流電力は、変換手段によって直流電力に変換され、変換された直流電力は、スイッチング手段によるスイッチング（チョッピング）動作によって高周波電力に変換される。さらに、この高周波電力は、変圧器に入力され、ここで変圧される。そして、この変圧器による変圧後の電力は、出力手段によって所定形態に整形され、例えば直流電力に変換され、或いはさらに交流電力に変換される。そして、変換された電力は、出力電力として、出力端子から出力され、最終的に負荷に供給される。さらに、この出力電力の所定成分、具体的には電圧値、電流値または電力値が、第１検出手段によって検出される。そして、この第１検出手段による検出結果は、制御手段に与えられる。制御手段は、第１検出手段によって検出された出力電力の電圧値、電流値または電力値が一定となるように、スイッチング手段のスイッチング動作を制御するためのスイッチング制御信号を生成する。これによって、出力電力の電圧値、電流値または電力値が一定となり、いわゆるフィードバック制御が実現される。そして、かかるフィードバック制御が実現されることで、様々な商用電源電圧に対応可能となる。
【０００９】
ここで、例えば、商用電源電圧（つまり入力端子を介して入力される交流電力の電圧値）が不意に変動し、特に当該商用電源電圧が極端に増大するとする。すると、これに伴って、変換手段による変換後の直流電力の電圧値が増大し、ひいてはスイッチング手段による変換後の高周波電力の電圧値（振幅）、つまり変圧器の入力側（１次側）に掛かる電圧値が、増大する。そして、この状態がもし放置される（厳密には当該商用電源電圧の変動にフィードバック制御が追いつかない）とすると、変圧器の磁心が飽和してしまい、フィードバック制御が破綻する。かかる不都合を回避するべく、この発明では、変換手段による変換後の直流電力の電圧値が、第２検出手段によって検出される。言い換えれば、変圧器の入力側に掛かる電圧値が、当該第２検出手段によって間接的に検出される。そして、この第２検出手段による検出結果と変圧器の飽和磁気特性とに基づいて、制御手段が、スイッチング手段のスイッチング動作を制限する。具体的には、制限手段は、変圧器の入力側に掛かる電圧値と当該電圧値が掛かる時間との積、いわゆるＶＴ積が、当該変圧器の磁心を飽和させない程度の一定値となるように、スイッチング手段のスイッチング動作を制御する。これによって、商用電源電圧が極端に変動した場合でも、変圧器の磁気飽和の発生が抑制され、良好なフィードバック制御が実現される。
【００１０】
なお、この発明における第２検出手段は、変換手段による変換後の直流電力の電圧値に代えて、商用電源から与えられる交流電力の電圧値、つまり商用電源電圧を、検出するものであってもよい。このように商用交流電圧を検出することによっても、変圧器の入力側に掛かる電圧値を間接的に検出することができ、上述と同様に、良好なフィードバック制御を実現することができる。
【００１１】
また、この発明においては、特に、スイッチング手段がオン状態にあるときに、当該スイッチング手段から変圧器に電流が流れるものとする。そして、制限手段は、スイッチング手段がオン状態にある期間を制限するものとする。
【００１２】
さらに詳しくは、スイッチング制御信号は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式でスイッチング手段をスイッチング動作させる信号であり、制限手段は、当該スイッチング手段がオン状態にある期間のスイッチング制御信号のパルス幅を制限するものとする。
【００１３】
かかる発明は、可搬型の電源装置に、特に有効である。
【００１４】
また、この発明における負荷としては、アーク負荷がある。
【発明の効果】
【００１５】
上述したように、この発明によれば、商用電源電圧が極端に変動した場合でも、スイッチング手段のスイッチング動作が制限されることで、変圧器の磁気飽和が抑制される。従って、過剰仕様の出力変圧器を採用していた上述の従来技術に比べて、小型かつ軽量で、しかも廉価な変圧器を採用することができる。即ち、変圧器の磁気飽和を抑制しつつ、当該変圧器を含む電源装置全体を従来よりも小型化かつ計量化し、さらには低コスト化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
この発明が適用されたアーク溶接機用の電源装置１０の一実施形態について、図１〜図３を参照して説明する。
【００１７】
図１に示すように、この実施形態に係る電源装置１０は、商用電源から３相の交流電力が入力される３つの入力端子１２，１２，…を備えている。この入力端子１２に入力された交流電力は、変換手段としての入力側整流平滑回路１４に入力され、ここで直流電力に変換される。なお、入力側整流平滑回路１４は、入力端子１２，１２，…からの交流電力を整流する６つのダイオード１６，１６，…を組み合わせた入力側整流手段としての３相ブリッジ整流回路１８と、この３相ブリッジ整流回路１８の整流出力を平滑する入力側平滑手段としての平滑コンデンサ２０と、によって構成されている。
【００１８】
入力側整流平滑回路１４によって変換された直流電力は、スイッチング手段としてのインバータ回路２２に入力され、ここで例えば周波数が１０［ｋＨｚ］〜１００［ｋＨｚ］の高周波電力に変換される。なお、図には詳しく示さないが、インバータ回路２２は、複数の半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタまたはＦＥＴ（Field Effect Transistor）を備えており、後述する制御回路５０から与えられるドライブ信号に基づいてこれらの半導体スイッチング素子がスイッチング（オン／オフ）動作することで、入力側整流平滑回路１４からの直流電力を高周波電力に変換する。
【００１９】
そして、このインバータ回路２２によって変換された高周波電力は、出力変圧器２４に入力され、具体的には当該出力変圧器２４の１次側巻線２４ａに入力される。出力変圧器２４は、入力された高周波電力の電圧Ｖｔを、１次側巻線２４ａと２次側巻線２４ｂとの巻数比に応じた比率で変える。そして、この変圧後の高周波電力は、２次側巻線２４ｂから出力される。
【００２０】
出力変圧器２４による変圧後の高周波電力は、出力手段としての出力側整流平滑回路２６に入力され、ここで改めて直流電力に変換される。そして、変換された直流電力は、この電源装置１０の出力電力として出力端子２８から出力され、最終的には、当該出力端子２８に接続された図示しないアーク負荷としてのトーチおよび母材に供給される。なお、出力側整流平滑回路２６は、出力変圧器２４による変圧後の高周波電力を整流する出力側整流手段、例えば両波整流回路３０と、当該両波整流回路１８による整流後の電力を平滑する出力側平滑手段、例えば平滑用リアクトル３２と、によって構成されている。
【００２１】
さらに、出力電力の所定成分、例えば電圧値が、出力検出回路３４によって検出される。具体的には、出力検出回路３４は、両波整流回路３０の出力側と平滑用リアクトル３２の入力側との間に設けられており、当該両波整流回路３０の出力電圧を検出する。そして、この出力検出回路３４による検出結果、言わば出力電圧検出信号Ｖｏは、制御手段としての制御回路５０を構成する誤差増幅回路５２に入力される。
【００２２】
誤差増幅回路５２には、出力検出回路３４からの出力電圧検出信号Ｖｏの他に、基準信号発生回路５４から直流の基準信号Ｖｒｅｆが、入力されている。そして、誤差増幅回路５２は、これら出力電圧検出信号Ｖｏと基準信号Ｖｒｅｆとの電位差、つまり誤差、に応じた電圧レベルの誤差信号ＥＲを生成し、生成された誤差信号ＥＲは、ＰＷＭ比較回路５６に入力される。
【００２３】
ＰＷＭ比較回路５６には、誤差増幅回路５２からの誤差信号ＥＲの他に、三角波発生回路５８から周波数が１０［ｋＨｚ］〜１００［ｋＨｚ］の三角波（鋸歯状波）信号ＴＲが、入力されている。そして、ＰＷＭ比較回路５６は、これら誤差信号ＥＲと三角波信号ＴＲとに基づいて、上述の出力電圧検出信号Ｖｏと基準信号Ｖｒｅｆとの電位差がゼロとなるようにインバータ回路２２をＰＷＭ方式で制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。生成されたＰＷＭ制御信号は、ドライブ回路６０に入力され、ここで電流増幅された後、ドライブ信号としてインバータ回路２２（半導体スイッチング素子）に与えられる。これによって、アーク負荷に供給される出力電力の電圧値が一定となり、いわゆる定電圧フィードバック制御が実現される。そして、かかるフィードバック制御が実現されることで、様々な商用電源電圧に対応可能となる。なお、この実施形態の電源装置１０では、２００［Ｖ］〜４００［Ｖ］の範囲の商用電源電圧に対応可能とされている、
【００２４】
ここで、例えば、この実施形態の電源装置１０が使用されている場所での電力事情等により、商用電源電圧が不意に変動し、特に当該商用電源電圧が極端に（定格を超える程度に）増大するとする。すると、これに伴って、インバータ回路２２に入力される直流電力の電圧値が増大し、ひいては当該インバータ回路２２の出力電圧、言い換えれば出力変圧器２４の入力電圧Ｖｔが、増大する。そして、この状態がもし放置される（厳密には当該商用電源電圧の変動にフィードバック制御が追いつかない）とすると、出力変圧器２４の磁心２４ｃが飽和してしまい、フィードバック制御が破綻する。
【００２５】
そこで、この実施形態の電源装置１０では、かかるフィードバック制御の破綻を防止するべく、次のような工夫が施されている。
【００２６】
即ち、制御回路５０内に、インバータ回路２２の入力電圧（両端間の電圧）を検出するための入力検出回路６２が、設けられている。この入力検出回路６２は、インバータ回路２２の入力電圧に応じた電圧レベルのパルス幅制限信号ＷＬを生成し、このような入力検出回路６２は、例えば抵抗分圧回路によって実現することができる。そして、当該入力検出回路６２によって生成されたパルス幅制限信号ＷＬは、上述のＰＷＭ比較回路５６に入力される。
【００２７】
ＰＷＭ比較回路５６は、ＰＷＭ制御信号を生成するに際し、上述の誤差信号ＥＲおよび三角波信号ＴＲの他に、入力検出回路６２からのパルス幅制限信号ＷＬをも、参考にする。これについて、図２を参照しながら、詳しく説明する。
【００２８】
例えば、今、図２の左寄りの領域に示されるように、商用電源電圧が正常（定格内）であるとする。この場合、ＰＷＭ比較回路５６は、誤差信号ＥＲの電圧レベルを閾値とし、三角波信号ＴＲの電圧レベルが当該閾値である誤差信号ＥＲの電圧レベル以上であるときにのみ論理レベルとなるパルス信号を、ＰＷＭ制御信号として生成する。これによって、インバータ回路２２を構成する適宜の半導体スイッチング素子は、当該ＰＷＭ制御信号のパルス幅に対応する期間にのみオン状態となる。そして、この半導体スイッチング素子がオン状態となっている期間にのみ、インバータ回路２２から出力変圧器２４に電圧Ｖｔが印加され、当該出力変圧器２４に電流（トランス電流）Ｉｔが流れる。なお、出力変圧器２４に流れる電流Ｉｔは、当該出力変圧器２４の入力電圧Ｖｔに対し、当該出力変圧器２４の時定数に応じた一定の遅れを生じる。
【００２９】
そして、図２の右寄りの領域に示されるように、商用電源電圧が極端に増大して、パルス幅制限信号ＷＬの電圧レベルが極端に増大し、具体的には誤差信号ＥＲの電圧レベルを超えたとする。すると、ＰＷＭ比較回路５６は、誤差信号ＥＲに代えてパルス幅制限信号ＷＬを閾値とし、三角波信号ＴＲの電圧レベルが当該閾値であるパルス幅制限信号ＷＬの電圧レベル以上であるときにのみ論理レベルとなるようなＰＷＭ制御信号を生成する。これによって、ＰＷＭ制御信号のパルス幅が、例えばＴ１からＴ２に制限（短縮）され、これに伴って、出力変圧器２４に電圧Ｖｔが印加される期間もまた、同様に制限される。つまり、商用電源電圧が極端に増大することによって、出力変圧器２４の入力電圧Ｖｔが、例えばＶ１からＶ２に増大するが、その反面、当該出力変圧器２４に入力電圧Ｖｔが印加される期間がＴ１からＴ２に制限される。また、出力変圧器２４に流れる電流Ｉｔも増大するが、この電流Ｉｔが流れる期間も、同様に制限される。
【００３０】
このように、ＰＷＭ比較回路５６は、誤差信号ＥＲとパルス幅制限信号ＷＬとのうち電圧レベルの高い方を閾値とし、この閾値と三角波信号ＴＲとに基づいてＰＷＭ制御信号を生成する。このとき、誤差信号ＥＲおよびパルス幅制限信号ＷＬのいずれが閾値となるのかに拘らず、ＰＷＭ制御信号の１パルス当たりの期間（パルス幅）と出力変圧器２４の入力電圧Ｖｔとの積、いわゆるＶＴ積は、一定とされる。つまり、図２において、“Ｔ１・Ｖ１＝Ｔ２・Ｖ２＝一定”である。言い換えれば、かかるＶＴ積が一定となるように、誤差信号ＥＲおよびパルス幅制限信号ＷＬのそれぞれが設定されている。
【００３１】
なお、ここで、入力検出回路６２が設けられておらず、つまりＰＷＭ比較回路５６がＰＷＭ制御信号を生成する際にパルス幅制限信号ＷＬを参照しない、と仮定すると、次のような不都合が生じる。即ち、商用電源電圧が極端に増大しても、図２（ｂ）に破線αで示すように、ＰＷＭ制御信号のパルス幅は制限されない。従って、出力変圧器２４には、図２（ｃ）に破線βで示すように、当該ＰＷＭ制御信号のパルス幅に対応する期間（Ｔ１）にわたって高い（Ｖ２の）入力電圧Ｖｔが印加され、この結果、上述のＶＴ積が出力変圧器２４の飽和磁気特性に従う容量を超えて、当該出力変圧器２４が磁気飽和する。すると、図２（ｄ）に破線γで示すように、出力変圧器２４に流れる電流Ｉｔが異常に増大し、この状態が続くと、当該出力変圧器２４は破損する（いわゆる焼ける）。
【００３２】
以上のように、この実施形態の電源装置１０によれば、商用電源電圧が極端に変動した場合でも、上述のＶＴ積が出力変圧器２４の飽和磁気特性に従う容量を超えない範囲で一定となるように、ＰＷＭ制御信号のパルス幅が制限（換言すれば補正）される。従って、過剰仕様の出力変圧器を採用していた上述の従来技術に比べて、小型かつ軽量で、しかも廉価な出力変圧器２４を採用することができる。つまり、出力変圧器２４の磁気飽和を抑制しつつ、当該出力変圧器２４を含む電源装置１０全体を従来よりも小型化かつ計量化し、さらには低コスト化することができる。そして、このような電源装置１０は、使用場所が限定されない可搬型のものに、特に好適である。
【００３３】
なお、この実施形態においては、インバータ回路２２の入力電圧を検出するための入力検出回路６２を設け、この入力検出回路６２による検出結果に基づいてＰＷＭ制御信号のパルス幅を制限することとしたが、これに限らない。例えば、図３に示すように、いずれか２つの入力端子１２および１２間から商用電源電圧を検出する検出回路７０を設け、この検出回路７０による検出結果に基づいてＰＷＭ制御信号のパルス幅を制限してもよい。かかる検出回路７０は、例えば２つの入力端子１２および１２から得られる商用電源電圧を変圧（降圧）する変圧回路と、この変圧回路による変圧後の交流電圧を直流電圧に変換（整流平滑）する変換回路と、によって構成することができる。
【００３４】
また、この実施形態では、出力検出回路３４によって出力電力の電圧値を検出することとしたが、これに限らない。例えば、当該出力電力の電流値を検出することによって、いわゆる定電流制御が行われるようにしてもよいし、出力電力の電力値（例えば電圧値と電流値との積）を検出することによって、定電力制御が行われるようにしてもよい。
【００３５】
さらに、アーク負荷が交流式のものである場合には、出力側整流平滑回路２６（平滑用リアクトル３２）から出力される直流電力を改めて交流電力に変換する変換回路を設ければよい。そして、このように交流負荷が対象とされる場合でも、上述の如く出力変圧器２４の磁気飽和を抑制しつつ、安定したフィードバック制御を実現することができる、という効果が得られることは、言うまでもない。
【００３６】
また、各種ノイズの影響を排除するために、出力検出器３４や入力検出器６２（または７０）の出力側に当該ノイズを除去するためのフィルタ回路を設けてもよい。
【００３７】
そして、この実施形態では、インバータ回路２２をＰＷＭ方式で制御する場合について説明したが、これ以外の方式、例えばＰＡＭ（パルス振幅変調）方式で制御する場合にも、この発明を適用することができる。
【００３８】
さらに、この実施形態の電源装置１０は、アーク溶接機用としたが、アーク溶断機等の他のアーク負荷にも用いることができる。また、アーク用に限らず、例えばメッキ用等の他の用途にも、この発明を適用することができる。
【００３９】
この実施形態で説明した内容は、飽くまでこの発明を実現するための一例であって、この発明を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】この発明の一実施形態の概略構成を示す図である。
【図２】同実施形態における主要部の信号のタイミング図である。
【図３】同実施形態の別の例を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
１０ 電源装置
１２ 入力端子
１４ 入力側整流平滑回路
１６ ダイオード
１８ ３相ブリッジ整流回路
２０ 平滑コンデンサ
２２ インバータ回路
２４ 出力変圧器
２６ 出力側整流平滑回路
２８ 出力端子
３０ 両波整流回路
３２ 平滑用リアクトル
３４ 出力検出回路
５０ 制御回路
５６ ＰＷＭ比較回路
６２ 入力検出回路
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源装置に関し、特に例えばアーク溶接機やアーク溶断機等のいわゆるアーク負荷に用いられると共に、様々な商用電源電圧に対応可能な電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電源装置として、従来、例えば特許文献１に開示されたものがある。この従来技術によれば、商用電源電圧を整流するための整流器が設けられており、この整流器によって整流された電圧は、リアクトルを介して平滑コンデンサに入力される。また、平滑コンデンサの入力側には、昇圧用スイッチング素子が設けられており、この昇圧用スイッチング素子のオンオフ時間が調整されることによって、平滑コンデンサの充電時間、つまり当該平滑コンデンサの入力電圧の大きさが、制御される。従って、商用電源電圧の大きさが変わっても、昇圧用スイッチング素子のオンオフ時間が適当に調整されることで、平滑コンデンサの入力電圧がほぼ一定となり、換言すれば様々な商用電源電圧に対応可能となる。
【０００３】
なお、平滑コンデンサに入力された電圧は、当該平滑コンデンサによって平滑された後、高周波スイッチング回路に入力される。高周波スイッチング回路は、入力された電圧を高周波交流に変換し、変換された高周波交流は、出力変圧器によって変圧される。そして、変圧された高周波交流は、さらに直流に変換された後、そのまま、または再度交流に変換されてから、アーク負荷に供給される。
【０００４】
【特許文献１】特開平５−１１１２４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上述のような電源装置は、様々な場所（国や地域等を含む）で使用されるが、その使用場所によっては、電力事情等により、商用電源電圧が不安定な場合がある。そして、特に当該商用電源電圧が極端に増大すると、上述の出力変圧器に入力される電圧が過大となり、これによって当該出力変圧器の磁心が飽和し、ひいては負荷に適切な電力が供給されなくなる、という不都合が生じる。そこで、かかる不都合を回避するべく、従来は、出力変圧器として、飽和磁気特性に或る程度の余裕があるもの、つまり定格よりも大きめの磁心を有する言わば過剰仕様のものを、採用していた。しかし、このように過剰仕様の出力変圧器を採用すると、言うまでもなく、当該出力変圧器を含む電源装置全体が大型化し、かつ重くなる。そればかりか、高コスト化をも招く。
【０００６】
それゆえに、この発明は、変圧器の磁気飽和を抑制しつつ、当該変圧器を含む電源装置全体を従来よりも小型化かつ計量化し、さらには低コスト化することを、目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
かかる目的を達成するために、この発明の電源装置は、商用電源から入力端子を介して入力される交流電力を直流電力に変換する変換手段と、この変換手段によって変換された直流電力が入力されると共にスイッチング制御信号に従ってスイッチング動作することにより当該直流電力を高周波電力に変換するスイッチング手段と、このスイッチング手段によって変換された高周波電力の電圧を変える変圧器と、この変圧器による変圧後の電力を所定形態に整形した上で負荷が接続される出力端子から出力させる出力手段と、を具備する。さらに、この出力手段による整形後の電力の所定成分を検出する第１検出手段と、この第１検出手段によって検出された所定成分の大きさが一定となるようにスイッチング制御信号を生成する制御手段と、上述の変換手段によって変換された直流電力の電圧値を検出する第２検出手段と、この第２検出手段によって検出された直流電力の電圧値および変圧器の飽和磁気特性に基づいてスイッチング手段のスイッチング動作を制限する制限手段と、をも具備するものである。
【０００８】
即ち、この発明では、商用電源から入力端子を介して交流電力が入力される。そして、この交流電力は、変換手段によって直流電力に変換され、変換された直流電力は、スイッチング手段によるスイッチング（チョッピング）動作によって高周波電力に変換される。さらに、この高周波電力は、変圧器に入力され、ここで変圧される。そして、この変圧器による変圧後の電力は、出力手段によって所定形態に整形され、例えば直流電力に変換され、或いはさらに交流電力に変換される。そして、変換された電力は、出力電力として、出力端子から出力され、最終的に負荷に供給される。さらに、この出力電力の所定成分、具体的には電圧値、電流値または電力値が、第１検出手段によって検出される。そして、この第１検出手段による検出結果は、制御手段に与えられる。制御手段は、第１検出手段によって検出された出力電力の電圧値、電流値または電力値が一定となるように、スイッチング手段のスイッチング動作を制御するためのスイッチング制御信号を生成する。これによって、出力電力の電圧値、電流値または電力値が一定となり、いわゆるフィードバック制御が実現される。そして、かかるフィードバック制御が実現されることで、様々な商用電源電圧に対応可能となる。
【０００９】
ここで、例えば、商用電源電圧（つまり入力端子を介して入力される交流電力の電圧値）が不意に変動し、特に当該商用電源電圧が極端に増大するとする。すると、これに伴って、変換手段による変換後の直流電力の電圧値が増大し、ひいてはスイッチング手段による変換後の高周波電力の電圧値（振幅）、つまり変圧器の入力側（１次側）に掛かる電圧値が、増大する。そして、この状態がもし放置される（厳密には当該商用電源電圧の変動にフィードバック制御が追いつかない）とすると、変圧器の磁心が飽和してしまい、フィードバック制御が破綻する。かかる不都合を回避するべく、この発明では、変換手段による変換後の直流電力の電圧値が、第２検出手段によって検出される。言い換えれば、変圧器の入力側に掛かる電圧値が、当該第２検出手段によって間接的に検出される。そして、この第２検出手段による検出結果と変圧器の飽和磁気特性とに基づいて、制御手段が、スイッチング手段のスイッチング動作を制限する。具体的には、制限手段は、変圧器の入力側に掛かる電圧値と当該電圧値が掛かる時間との積、いわゆるＶＴ積が、当該変圧器の磁心を飽和させない程度の一定値となるように、スイッチング手段のスイッチング動作を制御する。これによって、商用電源電圧が極端に変動した場合でも、変圧器の磁気飽和の発生が抑制され、良好なフィードバック制御が実現される。
【００１０】
なお、この発明における第２検出手段は、変換手段による変換後の直流電力の電圧値に代えて、商用電源から与えられる交流電力の電圧値、つまり商用電源電圧を、検出するものであってもよい。このように商用交流電圧を検出することによっても、変圧器の入力側に掛かる電圧値を間接的に検出することができ、上述と同様に、良好なフィードバック制御を実現することができる。
【００１１】
また、この発明においては、特に、スイッチング手段がオン状態にあるときに、当該スイッチング手段から変圧器に電流が流れるものとする。そして、制限手段は、スイッチング手段がオン状態にある期間を制限するものとする。
【００１２】
さらに詳しくは、スイッチング制御信号は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式でスイッチング手段をスイッチング動作させる信号であり、制限手段は、当該スイッチング手段がオン状態にある期間のスイッチング制御信号のパルス幅を制限するものとする。
【００１３】
かかる発明は、可搬型の電源装置に、特に有効である。
【００１４】
また、この発明における負荷としては、アーク負荷がある。
【発明の効果】
【００１５】
上述したように、この発明によれば、商用電源電圧が極端に変動した場合でも、スイッチング手段のスイッチング動作が制限されることで、変圧器の磁気飽和が抑制される。従って、過剰仕様の出力変圧器を採用していた上述の従来技術に比べて、小型かつ軽量で、しかも廉価な変圧器を採用することができる。即ち、変圧器の磁気飽和を抑制しつつ、当該変圧器を含む電源装置全体を従来よりも小型化かつ計量化し、さらには低コスト化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
この発明が適用されたアーク溶接機用の電源装置１０の一実施形態について、図１〜図３を参照して説明する。
【００１７】
図１に示すように、この実施形態に係る電源装置１０は、商用電源から３相の交流電力が入力される３つの入力端子１２，１２，…を備えている。この入力端子１２に入力された交流電力は、変換手段としての入力側整流平滑回路１４に入力され、ここで直流電力に変換される。なお、入力側整流平滑回路１４は、入力端子１２，１２，…からの交流電力を整流する６つのダイオード１６，１６，…を組み合わせた入力側整流手段としての３相ブリッジ整流回路１８と、この３相ブリッジ整流回路１８の整流出力を平滑する入力側平滑手段としての平滑コンデンサ２０と、によって構成されている。
【００１８】
入力側整流平滑回路１４によって変換された直流電力は、スイッチング手段としてのインバータ回路２２に入力され、ここで例えば周波数が１０［ｋＨｚ］〜１００［ｋＨｚ］の高周波電力に変換される。なお、図には詳しく示さないが、インバータ回路２２は、複数の半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタまたはＦＥＴ（Field Effect Transistor）を備えており、後述する制御回路５０から与えられるドライブ信号に基づいてこれらの半導体スイッチング素子がスイッチング（オン／オフ）動作することで、入力側整流平滑回路１４からの直流電力を高周波電力に変換する。
【００１９】
そして、このインバータ回路２２によって変換された高周波電力は、出力変圧器２４に入力され、具体的には当該出力変圧器２４の１次側巻線２４ａに入力される。出力変圧器２４は、入力された高周波電力の電圧Ｖｔを、１次側巻線２４ａと２次側巻線２４ｂとの巻数比に応じた比率で変える。そして、この変圧後の高周波電力は、２次側巻線２４ｂから出力される。
【００２０】
出力変圧器２４による変圧後の高周波電力は、出力手段としての出力側整流平滑回路２６に入力され、ここで改めて直流電力に変換される。そして、変換された直流電力は、この電源装置１０の出力電力として出力端子２８から出力され、最終的には、当該出力端子２８に接続された図示しないアーク負荷としてのトーチおよび母材に供給される。なお、出力側整流平滑回路２６は、出力変圧器２４による変圧後の高周波電力を整流する出力側整流手段、例えば両波整流回路３０と、当該両波整流回路１８による整流後の電力を平滑する出力側平滑手段、例えば平滑用リアクトル３２と、によって構成されている。
【００２１】
さらに、出力電力の所定成分、例えば電圧値が、出力検出回路３４によって検出される。具体的には、出力検出回路３４は、両波整流回路３０の出力側と平滑用リアクトル３２の入力側との間に設けられており、当該両波整流回路３０の出力電圧を検出する。そして、この出力検出回路３４による検出結果、言わば出力電圧検出信号Ｖｏは、制御手段としての制御回路５０を構成する誤差増幅回路５２に入力される。
【００２２】
誤差増幅回路５２には、出力検出回路３４からの出力電圧検出信号Ｖｏの他に、基準信号発生回路５４から直流の基準信号Ｖｒｅｆが、入力されている。そして、誤差増幅回路５２は、これら出力電圧検出信号Ｖｏと基準信号Ｖｒｅｆとの電位差、つまり誤差、に応じた電圧レベルの誤差信号ＥＲを生成し、生成された誤差信号ＥＲは、ＰＷＭ比較回路５６に入力される。
【００２３】
ＰＷＭ比較回路５６には、誤差増幅回路５２からの誤差信号ＥＲの他に、三角波発生回路５８から周波数が１０［ｋＨｚ］〜１００［ｋＨｚ］の三角波（鋸歯状波）信号ＴＲが、入力されている。そして、ＰＷＭ比較回路５６は、これら誤差信号ＥＲと三角波信号ＴＲとに基づいて、上述の出力電圧検出信号Ｖｏと基準信号Ｖｒｅｆとの電位差がゼロとなるようにインバータ回路２２をＰＷＭ方式で制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。生成されたＰＷＭ制御信号は、ドライブ回路６０に入力され、ここで電流増幅された後、ドライブ信号としてインバータ回路２２（半導体スイッチング素子）に与えられる。これによって、アーク負荷に供給される出力電力の電圧値が一定となり、いわゆる定電圧フィードバック制御が実現される。そして、かかるフィードバック制御が実現されることで、様々な商用電源電圧に対応可能となる。なお、この実施形態の電源装置１０では、２００［Ｖ］〜４００［Ｖ］の範囲の商用電源電圧に対応可能とされている、
【００２４】
ここで、例えば、この実施形態の電源装置１０が使用されている場所での電力事情等により、商用電源電圧が不意に変動し、特に当該商用電源電圧が極端に（定格を超える程度に）増大するとする。すると、これに伴って、インバータ回路２２に入力される直流電力の電圧値が増大し、ひいては当該インバータ回路２２の出力電圧、言い換えれば出力変圧器２４の入力電圧Ｖｔが、増大する。そして、この状態がもし放置される（厳密には当該商用電源電圧の変動にフィードバック制御が追いつかない）とすると、出力変圧器２４の磁心２４ｃが飽和してしまい、フィードバック制御が破綻する。
【００２５】
そこで、この実施形態の電源装置１０では、かかるフィードバック制御の破綻を防止するべく、次のような工夫が施されている。
【００２６】
即ち、制御回路５０内に、インバータ回路２２の入力電圧（両端間の電圧）を検出するための入力検出回路６２が、設けられている。この入力検出回路６２は、インバータ回路２２の入力電圧に応じた電圧レベルのパルス幅制限信号ＷＬを生成し、このような入力検出回路６２は、例えば抵抗分圧回路によって実現することができる。そして、当該入力検出回路６２によって生成されたパルス幅制限信号ＷＬは、上述のＰＷＭ比較回路５６に入力される。
【００２７】
ＰＷＭ比較回路５６は、ＰＷＭ制御信号を生成するに際し、上述の誤差信号ＥＲおよび三角波信号ＴＲの他に、入力検出回路６２からのパルス幅制限信号ＷＬをも、参考にする。これについて、図２を参照しながら、詳しく説明する。
【００２８】
例えば、今、図２の左寄りの領域に示されるように、商用電源電圧が正常（定格内）であるとする。この場合、ＰＷＭ比較回路５６は、誤差信号ＥＲの電圧レベルを閾値とし、三角波信号ＴＲの電圧レベルが当該閾値である誤差信号ＥＲの電圧レベル以上であるときにのみ論理レベルとなるパルス信号を、ＰＷＭ制御信号として生成する。これによって、インバータ回路２２を構成する適宜の半導体スイッチング素子は、当該ＰＷＭ制御信号のパルス幅に対応する期間にのみオン状態となる。そして、この半導体スイッチング素子がオン状態となっている期間にのみ、インバータ回路２２から出力変圧器２４に電圧Ｖｔが印加され、当該出力変圧器２４に電流（トランス電流）Ｉｔが流れる。なお、出力変圧器２４に流れる電流Ｉｔは、当該出力変圧器２４の入力電圧Ｖｔに対し、当該出力変圧器２４の時定数に応じた一定の遅れを生じる。
【００２９】
そして、図２の右寄りの領域に示されるように、商用電源電圧が極端に増大して、パルス幅制限信号ＷＬの電圧レベルが極端に増大し、具体的には誤差信号ＥＲの電圧レベルを超えたとする。すると、ＰＷＭ比較回路５６は、誤差信号ＥＲに代えてパルス幅制限信号ＷＬを閾値とし、三角波信号ＴＲの電圧レベルが当該閾値であるパルス幅制限信号ＷＬの電圧レベル以上であるときにのみ論理レベルとなるようなＰＷＭ制御信号を生成する。これによって、ＰＷＭ制御信号のパルス幅が、例えばＴ１からＴ２に制限（短縮）され、これに伴って、出力変圧器２４に電圧Ｖｔが印加される期間もまた、同様に制限される。つまり、商用電源電圧が極端に増大することによって、出力変圧器２４の入力電圧Ｖｔが、例えばＶ１からＶ２に増大するが、その反面、当該出力変圧器２４に入力電圧Ｖｔが印加される期間がＴ１からＴ２に制限される。また、出力変圧器２４に流れる電流Ｉｔも増大するが、この電流Ｉｔが流れる期間も、同様に制限される。
【００３０】
このように、ＰＷＭ比較回路５６は、誤差信号ＥＲとパルス幅制限信号ＷＬとのうち電圧レベルの高い方を閾値とし、この閾値と三角波信号ＴＲとに基づいてＰＷＭ制御信号を生成する。このとき、誤差信号ＥＲおよびパルス幅制限信号ＷＬのいずれが閾値となるのかに拘らず、ＰＷＭ制御信号の１パルス当たりの期間（パルス幅）と出力変圧器２４の入力電圧Ｖｔとの積、いわゆるＶＴ積は、一定とされる。つまり、図２において、“Ｔ１・Ｖ１＝Ｔ２・Ｖ２＝一定”である。言い換えれば、かかるＶＴ積が一定となるように、誤差信号ＥＲおよびパルス幅制限信号ＷＬのそれぞれが設定されている。
【００３１】
なお、ここで、入力検出回路６２が設けられておらず、つまりＰＷＭ比較回路５６がＰＷＭ制御信号を生成する際にパルス幅制限信号ＷＬを参照しない、と仮定すると、次のような不都合が生じる。即ち、商用電源電圧が極端に増大しても、図２（ｂ）に破線αで示すように、ＰＷＭ制御信号のパルス幅は制限されない。従って、出力変圧器２４には、図２（ｃ）に破線βで示すように、当該ＰＷＭ制御信号のパルス幅に対応する期間（Ｔ１）にわたって高い（Ｖ２の）入力電圧Ｖｔが印加され、この結果、上述のＶＴ積が出力変圧器２４の飽和磁気特性に従う容量を超えて、当該出力変圧器２４が磁気飽和する。すると、図２（ｄ）に破線γで示すように、出力変圧器２４に流れる電流Ｉｔが異常に増大し、この状態が続くと、当該出力変圧器２４は破損する（いわゆる焼ける）。
【００３２】
以上のように、この実施形態の電源装置１０によれば、商用電源電圧が極端に変動した場合でも、上述のＶＴ積が出力変圧器２４の飽和磁気特性に従う容量を超えない範囲で一定となるように、ＰＷＭ制御信号のパルス幅が制限（換言すれば補正）される。従って、過剰仕様の出力変圧器を採用していた上述の従来技術に比べて、小型かつ軽量で、しかも廉価な出力変圧器２４を採用することができる。つまり、出力変圧器２４の磁気飽和を抑制しつつ、当該出力変圧器２４を含む電源装置１０全体を従来よりも小型化かつ計量化し、さらには低コスト化することができる。そして、このような電源装置１０は、使用場所が限定されない可搬型のものに、特に好適である。
【００３３】
なお、この実施形態においては、インバータ回路２２の入力電圧を検出するための入力検出回路６２を設け、この入力検出回路６２による検出結果に基づいてＰＷＭ制御信号のパルス幅を制限することとしたが、これに限らない。例えば、図３に示すように、いずれか２つの入力端子１２および１２間から商用電源電圧を検出する検出回路７０を設け、この検出回路７０による検出結果に基づいてＰＷＭ制御信号のパルス幅を制限してもよい。かかる検出回路７０は、例えば２つの入力端子１２および１２から得られる商用電源電圧を変圧（降圧）する変圧回路と、この変圧回路による変圧後の交流電圧を直流電圧に変換（整流平滑）する変換回路と、によって構成することができる。
【００３４】
また、この実施形態では、出力検出回路３４によって出力電力の電圧値を検出することとしたが、これに限らない。例えば、当該出力電力の電流値を検出することによって、いわゆる定電流制御が行われるようにしてもよいし、出力電力の電力値（例えば電圧値と電流値との積）を検出することによって、定電力制御が行われるようにしてもよい。
【００３５】
さらに、アーク負荷が交流式のものである場合には、出力側整流平滑回路２６（平滑用リアクトル３２）から出力される直流電力を改めて交流電力に変換する変換回路を設ければよい。そして、このように交流負荷が対象とされる場合でも、上述の如く出力変圧器２４の磁気飽和を抑制しつつ、安定したフィードバック制御を実現することができる、という効果が得られることは、言うまでもない。
【００３６】
また、各種ノイズの影響を排除するために、出力検出器３４や入力検出器６２（または７０）の出力側に当該ノイズを除去するためのフィルタ回路を設けてもよい。
【００３７】
そして、この実施形態では、インバータ回路２２をＰＷＭ方式で制御する場合について説明したが、これ以外の方式、例えばＰＡＭ（パルス振幅変調）方式で制御する場合にも、この発明を適用することができる。
【００３８】
さらに、この実施形態の電源装置１０は、アーク溶接機用としたが、アーク溶断機等の他のアーク負荷にも用いることができる。また、アーク用に限らず、例えばメッキ用等の他の用途にも、この発明を適用することができる。
【００３９】
この実施形態で説明した内容は、飽くまでこの発明を実現するための一例であって、この発明を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】この発明の一実施形態の概略構成を示す図である。
【図２】同実施形態における主要部の信号のタイミング図である。
【図３】同実施形態の別の例を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
１０ 電源装置
１２ 入力端子
１４ 入力側整流平滑回路
１６ ダイオード
１８ ３相ブリッジ整流回路
２０ 平滑コンデンサ
２２ インバータ回路
２４ 出力変圧器
２６ 出力側整流平滑回路
２８ 出力端子
３０ 両波整流回路
３２ 平滑用リアクトル
３４ 出力検出回路
５０ 制御回路
５６ ＰＷＭ比較回路
６２ 入力検出回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子を介して入力される交流電力を直流電力に変換する変換手段と、
上記直流電力が入力されると共にスイッチング制御信号に従ってスイッチング動作することにより該直流電力を高周波電力に変換するスイッチング手段と、
上記高周波電力の電圧を変える変圧器と、
上記変圧器による変圧後の電力を所定形態に整形した上で負荷が接続される出力端子から出力させる出力手段と、
上記出力手段による整形後の電力の所定成分を検出する第１検出手段と、
上記第１検出手段によって検出された上記所定成分の大きさが一定となるように上記スイッチング制御信号を生成する制御手段と、
上記直流電力の電圧値を検出する第２検出手段と、
上記第２検出手段によって検出された上記電圧値および上記変圧器の飽和磁気特性に基づいて上記スイッチング手段のスイッチング動作を制限する制限手段と、
を具備する、電源装置。
【請求項２】
入力端子を介して入力される交流電力を直流電力に変換する変換手段と、
上記直流電力が入力されると共にスイッチング制御信号に従ってスイッチング動作することにより該直流電力を高周波電力に変換するスイッチング手段と、
上記高周波電力の電圧を変える変圧器と、
上記変圧器による変圧後の電力を所定形態に整形した上で負荷が接続される出力端子から出力させる出力手段と、
上記出力手段による整形後の電力の所定成分を検出する第１検出手段と、
上記第１検出手段によって検出された上記所定成分の大きさが一定となるように上記スイッチング制御信号を生成する制御手段と、
上記交流電力の電圧値を検出する第２検出手段と、
上記第２検出手段によって検出された上記電圧値および上記変圧器の飽和磁気特性に基づいて上記スイッチング手段のスイッチング動作を制限する制限手段と、
を具備する、電源装置。
【請求項３】
上記スイッチング手段がオン状態にあるときに該スイッチング手段から上記変圧器に電流が流れ、
上記制限手段は上記スイッチング手段が上記オン状態にある期間を制限する、
請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
上記スイッチング制御信号はパルス幅変調方式で上記スイッチング手段をスイッチング動作させる信号であり、
上記制限手段は上記スイッチング手段が上記オン状態にある期間の上記スイッチング制御信号のパルス幅を制限する、
請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
可搬型である、請求項１ないし４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
上記負荷はアーク負荷である、請求項１ないし５のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１】
入力端子を介して入力される交流電力を直流電力に変換する変換手段と、
上記直流電力が入力されると共にスイッチング制御信号に従ってスイッチング動作することにより該直流電力を高周波電力に変換するスイッチング手段と、
上記高周波電力の電圧を変える変圧器と、
上記変圧器による変圧後の電力を所定形態に整形した上で負荷が接続される出力端子から出力させる出力手段と、
上記出力手段による整形後の電力の所定成分を検出する第１検出手段と、
上記第１検出手段によって検出された上記所定成分の大きさが一定となるように上記スイッチング制御信号を生成する制御手段と、
上記直流電力の電圧値を検出する第２検出手段と、
上記第２検出手段によって検出された上記電圧値および上記変圧器の飽和磁気特性に基づいて上記スイッチング手段のスイッチング動作を制限する制限手段と、
を具備する、電源装置。
【請求項２】
入力端子を介して入力される交流電力を直流電力に変換する変換手段と、
上記直流電力が入力されると共にスイッチング制御信号に従ってスイッチング動作することにより該直流電力を高周波電力に変換するスイッチング手段と、
上記高周波電力の電圧を変える変圧器と、
上記変圧器による変圧後の電力を所定形態に整形した上で負荷が接続される出力端子から出力させる出力手段と、
上記出力手段による整形後の電力の所定成分を検出する第１検出手段と、
上記第１検出手段によって検出された上記所定成分の大きさが一定となるように上記スイッチング制御信号を生成する制御手段と、
上記交流電力の電圧値を検出する第２検出手段と、
上記第２検出手段によって検出された上記電圧値および上記変圧器の飽和磁気特性に基づいて上記スイッチング手段のスイッチング動作を制限する制限手段と、
を具備する、電源装置。
【請求項３】
上記スイッチング手段がオン状態にあるときに該スイッチング手段から上記変圧器に電流が流れ、
上記制限手段は上記スイッチング手段が上記オン状態にある期間を制限する、
請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
上記スイッチング制御信号はパルス幅変調方式で上記スイッチング手段をスイッチング動作させる信号であり、
上記制限手段は上記スイッチング手段が上記オン状態にある期間の上記スイッチング制御信号のパルス幅を制限する、
請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
可搬型である、請求項１ないし４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
上記負荷はアーク負荷である、請求項１ないし５のいずれかに記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２００７−２２８６６３（Ｐ２００７−２２８６６３Ａ）
【公開日】平成１９年９月６日（２００７．９．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−４３９１４（Ｐ２００６−４３９１４）
【出願日】平成１８年２月２１日（２００６．２．２１）
【出願人】（０００１４４３９３）株式会社三社電機製作所 (95)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年９月６日（２００７．９．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年２月２１日（２００６．２．２１）
【出願人】（０００１４４３９３）株式会社三社電機製作所 (95)
【Ｆターム（参考）】
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