非接触電源装置
【課題】低ノイズで、かつ高効率で安定した大電力の直流出力を得ることができるとともに回路素子数の低減化および高周波化によるトランスの小型化を図ることにより装置全体の低価格化，小型化を実現することができる非接触電源装置を提供する。
【解決手段】送電側回路はハーフブリッジ形スイッチング回路２と直列共振用コンデンサＣ２と送電用トランスＴ１から構成され、コンデンサＣ２は送電用トランスＴ１のインダクタンスＬ１とＬ２の間で電流共振する。受電側回路は受電トランスＴ２と倍電圧整流回路３により構成される。コンデンサＣ３は整流用と電流共振用として機能する。ノイズの低減化，高効率化，負荷変動の影響の少ない大電力ＤＣ出力を得ることができる。また、回路の低価格化，小型化にも寄与する。
【解決手段】送電側回路はハーフブリッジ形スイッチング回路２と直列共振用コンデンサＣ２と送電用トランスＴ１から構成され、コンデンサＣ２は送電用トランスＴ１のインダクタンスＬ１とＬ２の間で電流共振する。受電側回路は受電トランスＴ２と倍電圧整流回路３により構成される。コンデンサＣ３は整流用と電流共振用として機能する。ノイズの低減化，高効率化，負荷変動の影響の少ない大電力ＤＣ出力を得ることができる。また、回路の低価格化，小型化にも寄与する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、医療機器などの産業用装置，測定装置，家電，パーソナル携帯装置などに電力を非接触で供給する電源装置、さらに詳しくいえば、電動歯ブラシの充電電源用などに好適に用いることができる非接触電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
非接触タイプの電力を供給する電源装置は非接触という特徴を活用して種々の装置に用いられてきた。
特定の軌道上を動く移動体に対し常に電力を供給する移動体電源回路（特許文献１）や過酷な環境に対し防水などを施すことが必要な通信機器などの電源装置として非接触給電装置（特許文献２）はその特徴を利用したものである。
【０００３】
しかしながら、特許文献１は受電部の位置に係わらず、移動体側に必要な電圧を出力できるとともに各受電部を流れる電流の定常的なアンバランスを防止する回路構成であるが、ノイズを抑制して高い効率で直流出力を得る点については言及していない。
また特許文献２は回路構成が簡単で高効率な高周波電力を取り出す回路であるが、ＡＣ１００Ｖの入力に対し高周波出力を得るものであり、直流入力の電圧値を変換して高効率の直流出力を得るものではない。
【特許文献１】特開２００２−５８１７９
【特許文献２】特開平７−３３７０３５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
非接触電源装置についてはノイズを抑え、高効率で負荷変動に対し安定した高出力のＤＣ出力を得ることが要請されている。また、従来の非接触電源装置に比較し回路素子数などを少なくして回路の簡易化を図り上記要請に応えながら小型化を可能にすることにより、小型の装置に対する電源装置としても対処できることも重要である。
しかしながら、従来の非接触電源装置は非接触給電時、送受電トランスのギャップにより送受電トランスのリーケージインダクタンスが非常に大きく送受電トランス部のインピーダンスが高周波において高いため、電力伝送が制限され大きな電力伝送ができなかった。また、大きな電力伝送を行うには送受電トランスの大型化が避けられず、加えてリーケージインダクタンスの影響により高周波化による小型化ができなかった。さらに送受電トランスのリーケージインダクタンスの影響により出力電圧変動が非常に大きい。
【０００５】
本発明は、上記要請に応えるもので、その目的は低ノイズで、かつ高効率で安定した大電力の直流出力を得ることができるとともに回路素子数の低減化および高周波化によるトランスの小型化を図ることにより装置全体の低価格化，小型化を実現することができる非接触電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記目的を達成するために本発明の請求項１は直列接続された２個１組または直列接続された２個２組のスイッチング素子のゲートに対し、ドライブ回路により交互にパルス信号を入力することにより直流入力をスイッチングするハーフブリッジ形またはフルブリッジ形スイッチング回路および該ハーフブリッジ形または該フルブリッジ形スイッチング回路の出力に接続された送電用トランスとからなる送電側回路と、前記送電用トランスに対し電磁結合する受電用トランスおよび該受電用トランスに接続され、受電用トランス出力を倍電圧で整流し出力する倍電圧整流回路とからなる受電側回路とから構成されたことを特徴とする。
本発明の請求項２は請求項１記載の発明において前記ハーフブリッジ形または前記フルブリッジ形スイッチング回路と前記送電用トランスの間にコンデンサを挿入し、コンデンサの容量を調整することにより送電側回路を電流共振させることを特徴とする。
本発明の請求項３は、中間端子を有する送電用トランスおよび該送電用トランスの両端にそれぞれ出力端が接続され、他端側がアース接続された２つのスイッチング素子を有し、該２つのスイッチング素子のゲートに対し、ドライブ回路により交互にパルス信号を入力することにより直流入力をスイッチングするプッシュプル形スイッチング回路からなる送電側回路と、前記送電用トランスに対し電磁結合する受電用トランスおよび該受電用トランスに接続され、受電用トランス出力を倍電圧で整流し出力する倍電圧整流回路とからなる受電側回路とから構成されたことを特徴とする。
本発明の請求項４は、請求項１，２または３記載の発明において前記ドライブ回路から前記２個のスイッチング素子のゲートにそれぞれ入力される信号は、デューティ比が２５％以上５０％未満であって、各信号間にデッドタイムを有することを特徴とする。
本発明の請求項５は、請求項１，２，３または４記載の発明において前記倍電圧整流回路の前段のコンデンサに整流機能を有するとともに受電側回路を電流共振させるように調整したことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
請求項１，４および５によれば、低ノイズで効率が良く、小型化を実現できる大電力直流出力を得ることができる。請求項２によれば、さらなる受電側に大電力を供給することができる。
請求項３，４および５によれば、送電側回路のドライブ回路のハイサイド回路が不要で、スイッチング素子のドライブがグランド基準の簡易な構成となるため、請求項１に対し低価格化を実現しつつ低ノイズ，高効率，小型化を実現できる大電力直流出力を得ることができる。勿論、請求項１〜５は負荷変動に対し安定した出力を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳しく説明する。
図１は、本発明による非接触電源装置の第１の実施の形態を示す回路図、図４は図１の各回路部の電圧・電流のタイミングチャートである。
送電側回路はＤＣ入力端を有するハーフブリッジ形スイッチング回路２，リーケージインダクタンスＬ１および相互インダクタンスＬ２を有する送電用トランスＴ１並びに直列共振用コンデンサＣ２より構成されている。
ハーフブリッジ形スイッチング回路２はＤＣ入力ＶＣ１に混入される高周波成分をバイパスさせるコンデンサＣ１の端子間に２つのＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が直列接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２のゲートにはスイッチング制御回路１が接続されている。
【０００９】
ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースとＭＯＳＦＥＴＱ２のドレーンの接続点に直列共振用コンデンサＣ２の一端が接続され、その他端が送電用トランスＴ１の一端に接続されている。送電用トランスＴ１の他端側はアースレベルであり、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースに接続されている。直列共振用コンデンサＣ２は電流共振する容量値のコンデンサが選択される。
スイッチング制御回路１は、ブートストラップ回路を利用したハイサイド駆動回路およびローサイド駆動回路により構成され、図４のＶｇＱ１およびＶｇＱ２に示すような制御パルスを出力する。
【００１０】
制御パルスＶｇＱ１は１周期Ｔに対し前半の周期（１／２）Ｔに発生し、２５％以上〜５０％未満のデューティ比のパルスである。制御パルスＶｇＱ２は後半の周期（１／２）Ｔに発生し、２５％以上〜５０％未満のデューティ比のパルスである。制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２の間には相互に時系列的に重ならないようにデッドタイムｔｄが作られＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２を制御する。
このようにデューティ比２５％以上〜５０％未満で固定でＭＯＳＦＥＴを制御することによりトランスの励磁電流が連続し正負対称波形となることによりＭＯＳＦＥＴのオン時は、電流がマイナス状態となっているためゼロ電流，ゼロ電圧スイッチングとなる。ＭＯＳＦＥＴのオフ時は、ＭＯＳＦＥＴの寄生容量によりゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失が極めて少なく高効率化，低ノイズ化，小型化（高周波化）が実現できる（後述のプッシュプル，フルブリッジ形も同様）。ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチングは、例えば１００ＫＨｚでオンオフする。
【００１１】
このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２の接続点には図４のＶｄＱ２の波形が現れ、ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２に流れる電流は、ＩｄＱ１およびＩｄＱ２の波形となる。
コンデンサＣ２は送電用トランスＴ１のリーケージインダクタンスＬ１およびトランスＴ１，Ｔ２の相互インダクタンスＬ２の間で電流共振し、送電用トランスＴ１には図４に示す高周波電圧ＶＴ１が出力される。
受電用トランスＴ２は送電用トランスＴ１とは非接触であり、電磁波によって結合されている。受電用トランスＴ２に発生した高周波電圧ＶＴ２は倍電圧整流回路３に印加され、コンデンサＣ３によって受電側回路は電流共振し、コンデンサＣ３にはＩＣ３に示す共振電流が流れる。コンデンサＣ３に印加された電圧は倍電圧整流用ダイオードＣＲ１，ＣＲ２および倍電圧整流用コンデンサＣ４で倍電圧に整流されて出力される。コンデンサＣ３は倍電圧整流回路３の整流機能とともに上述したように受電用トランスＴ２のリーケージインダクタンスＬ３との間で電流共振する。電流共振させることにより、負荷変動に対し安定した直流出力ＶＣ４を得ることができる。さらにスイッチング周波数をフィードバック制御により可変することで、さらなる電圧変動の少ない直流出力を得ることができる。スイッチング周波数を変えることによりリーケージインダクタンスのインピーダンスを可変することができるからである。
また、送電側回路はハーフブリッジ回路構成であるため、送電トランスの巻線を１巻線にでき、トランスの小型化を図ることができる（後述のフルブリッジ形も同じである）。
【００１２】
具体値として送電側回路に例えばＤＣ４０Ｖを印加すると、送電用トランスＴ１には略１２０Ｖの高周波電流が発生し、電磁波結合によって受電用トランスＴ２には略４０Ｖの高周波電圧が発生し、倍電圧整流回路によって出力には８０ＶのＤＣ出力を得ることができる。
この実施の形態は大きい電力を出力でき、低いノイズと高効率の電源装置を得ることができる。
【００１３】
図２は、本発明による非接触電源装置の第２の実施の形態を示す回路図、図５は図２の各回路部の電圧・電流のタイミングチャートである。
この実施の形態は送電側回路にプッシュプル形スイッチング回路５を用いたもので、受電側回路は第１の実施の形態と同じである。送電側回路のスイッチング制御回路４はハーフブリッジ形スイッチング回路に用いたスイッチング制御回路１より簡略化できるという特徴を有する。ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２をグランド基準でオンオフ制御するため複雑な回路にする必要がないからである。
【００１４】
送電側回路のプッシュプル形スイッチング回路５はＤＣ入力端子間に高周波成分をバイパスさせるバイパス用コンデンサＣ１が接続され、バイパス用コンデンサＣ１の一端は送電用トランスＴ１の中間タップに接続されている。送電用トランスＴ１の一端は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレーンに、他端はＭＯＳＦＥＴＱ２のドレーンにそれぞれ接続されている。送電用トランスＴ１の中間タップに対しリーケージインダクタンスＬ１を有し、中間タップとＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２のドレーンの間に相互インダクタンスＬ２を有する。ハーフブリッジ形スイッチング回路とは異なり、送電側回路では電流共振はさせていない。
ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２のソース側はバイパス用コンデンサＣ１の他端に接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２に制御パルスを供給するスイッチング制御回路４は図５に示すような制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２を出力する。
【００１５】
制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２は第１の実施の形態と同様であり、制御パルスＶｇＱ１は１周期Ｔに対し前半の周期（１／２）Ｔに発生し、２５％以上〜５０％未満のデューティ比のパルスである。制御パルスＶｇＱ２は後半の周期（１／２）Ｔに発生し、２５％以上〜５０％未満のデューティ比のパルスであり、制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２が相互に時系列的に重ならないようにデッドタイムｔｄが作られＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２を制御する。ＭＯＳＦＥＴのオン時はゼロ電流，ゼロ電圧スイッチング，ＭＯＳＦＥＴのオフ時は、ゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失が極めて少なく高効率化，低ノイズ化，小型化（高周波化）が実現できる。図５で示す制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２の波形より下段に記載した各波形は基本的には図４の波形図と同じであるのでその特性の説明は省略する。
【００１６】
第２の実施の形態も、第１の実施の形態とほぼ同様に低ノイズ，高効率で負荷変動に影響を受けることが少ないＤＣ出力を得るが、送電側回路をプッシュプル形構成にすることにより送電用トランスの巻数は２巻線となり電流共振もできないため大電力には不向きである。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴのドライブがグランド基準でできるためドライブが簡素化（ハイサイド駆動以外のスイッチング制御回路を用いることができる）でき、小電力，低コストの非接触給電に有利である。
また、受電用トランスの巻線を１巻線にでき、トランスの小型化に寄与する。
【００１７】
図３は、本発明による非接触電源装置の第３の実施の形態を示す回路図、図６は図３の各回路部の電圧・電流のタイミングチャートである。
この実施の形態は送電側回路のスイッチング回路にフルブリッジ形を用いたもので、他の構成は図１の電源装置と同じである。フルブリッジ形スイッチング回路８を用いることによりハーフブリッジ形より高いパワーを出力させることができる。ハーフブリッジに対しＭＯＳＦＥＴの耐圧が半分で良いとオン抵抗の低いＦＥＴを使用できるからである。
フルブリッジ形スイッチング回路８はＤＣ入力ＶＣ１に重畳される高周波成分をバイパスさせるコンデンサＣ１の間に、２つのＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直列回路と２つのＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ３およびＱ４の直列回路が接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３およびＱ４のゲートにスイッチング制御回路７が接続されている。
【００１８】
ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースとＭＯＳＦＥＴＱ２のドレーンの接続点に直列共振用コンデンサＣ２の一端が接続され、その他端が送電用トランスＴ１の一端に接続されている。一方、ＭＯＳＦＥＴＱ３のソースとＭＯＳＦＥＴＱ４のドレーンの接続点に送電用トランスＴ１の他端が接続されている。直列共振用コンデンサＣ２は電流共振する容量値が選択される。
スイッチング制御回路７はＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ４のゲートおよびＭＯＳＦＥＴＱ２とＱ３のゲートにはそれぞれ同じ制御パルスを入力する。以下の下段に示す電圧・電流の波形図は図４と同じである。
第３の実施の形態も図１と同様に低ノイズ，高効率で負荷変動に影響の受けない大電力ＤＣ出力を得ることができる。
【００１９】
送電側回路にハーフブリッジ形，フルブリッジ形を用いた場合、電流共振用コンデンサを付加し電流共振させることにより、送電用および受電トランスのリーケージインダクタンスの影響が相殺され、低インピーダンスとなるため受電側に大電力を供給できる。
また、受電側回路の倍電圧整流回路の初段のコンデンサを電流共振用に流用し倍電圧整流回路も電流共振させることによりさらなる大電力化が可能となる。
【００２０】
ハーフブリッジ形，プッシュプル形およびフルブリッジ形について受電側は同じ回路構成であり、送電側回路に対応した受電側回路の回路構成により以下のような特性・利点を有する。
受電側回路を倍電圧整流回路で構成しているため整流ダイオードの耐圧は出力電圧と略同等になり、低耐圧のダイオードを使用でき高効率化できる。また、倍電圧整流回路の初段のコンデンサを電流共振用に流用できるため低コストにできる。さらに倍電圧整流回路の初段のコンデンサを電流共振用に流用し電流共振させるため送電用および受電用トランスのリーケージインダクタンスの影響が相殺され、低インピーダンスとなるため受電側に大電力を供給できる。
また、送電側回路がハーフブリッジ形，プッシュプル形，フルブリッジ形で受電側回路の倍電圧整流回路のみを電流共振させた場合、フィードバック制御なしでも出力電圧変動が少なく、無負荷時の電圧上昇も少ないため低コスト化が可能である
【００２１】
上記実施の形態で用いる高周波数は１００ＫＨｚ程度であるが、コアレスタイプで１ＭＨｚ，２ＭＨｚで電磁結合して給電することも可能である。また、電力値として例えば１０Ｗ〜２００Ｗ電源装置を実現できる。送電用トランスと受電用トランスの電磁結合のための距離は、例えば、送電側回路筐体の送電用トランスに対し、受電用トランスが例えば２．５ｍｍで向き合うように受電側回路筐体を設置することととなる。
【産業上の利用可能性】
【００２２】
給電対象となる装置に接触することなく電磁波で給電を行うもので、産業用装置，測定装置，家電などにＤＣ出力を供給する電源装置である。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明による非接触電源装置の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】本発明による非接触電源装置の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図３】本発明による非接触電源装置の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図４】図１の入出力の関係を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】図２の入出力の関係を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】図３の入出力の関係を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００２４】
１，４，７ スイッチング制御回路
２ プッシュプル形スイッチング回路
３，６，９ 倍電圧整流回路
５ ハーフブリッジ形スイッチング回路
８ フルブリッジ形スイッチング回路
Ｃ１ バイパス用コンデンサ
Ｃ２ 直列共振用コンデンサ
Ｃ３ 倍電圧整流及び直列共振用コンデンサ
Ｃ４ 倍電圧整流用コンデンサ
ＣＲ１，ＣＲ２ 倍電圧整流用ダイオード
Ｔ１ 送電用トランス
Ｔ２ 受電用トランス
Ｌ１ トランスＴ１のリーケージインダクタンス
Ｌ２ トランスＴ１，Ｔ２の相互インダクタンス
Ｌ３ トランスＴ２のリーケージインダクスンス
Ｑ１，Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、医療機器などの産業用装置，測定装置，家電，パーソナル携帯装置などに電力を非接触で供給する電源装置、さらに詳しくいえば、電動歯ブラシの充電電源用などに好適に用いることができる非接触電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
非接触タイプの電力を供給する電源装置は非接触という特徴を活用して種々の装置に用いられてきた。
特定の軌道上を動く移動体に対し常に電力を供給する移動体電源回路（特許文献１）や過酷な環境に対し防水などを施すことが必要な通信機器などの電源装置として非接触給電装置（特許文献２）はその特徴を利用したものである。
【０００３】
しかしながら、特許文献１は受電部の位置に係わらず、移動体側に必要な電圧を出力できるとともに各受電部を流れる電流の定常的なアンバランスを防止する回路構成であるが、ノイズを抑制して高い効率で直流出力を得る点については言及していない。
また特許文献２は回路構成が簡単で高効率な高周波電力を取り出す回路であるが、ＡＣ１００Ｖの入力に対し高周波出力を得るものであり、直流入力の電圧値を変換して高効率の直流出力を得るものではない。
【特許文献１】特開２００２−５８１７９
【特許文献２】特開平７−３３７０３５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
非接触電源装置についてはノイズを抑え、高効率で負荷変動に対し安定した高出力のＤＣ出力を得ることが要請されている。また、従来の非接触電源装置に比較し回路素子数などを少なくして回路の簡易化を図り上記要請に応えながら小型化を可能にすることにより、小型の装置に対する電源装置としても対処できることも重要である。
しかしながら、従来の非接触電源装置は非接触給電時、送受電トランスのギャップにより送受電トランスのリーケージインダクタンスが非常に大きく送受電トランス部のインピーダンスが高周波において高いため、電力伝送が制限され大きな電力伝送ができなかった。また、大きな電力伝送を行うには送受電トランスの大型化が避けられず、加えてリーケージインダクタンスの影響により高周波化による小型化ができなかった。さらに送受電トランスのリーケージインダクタンスの影響により出力電圧変動が非常に大きい。
【０００５】
本発明は、上記要請に応えるもので、その目的は低ノイズで、かつ高効率で安定した大電力の直流出力を得ることができるとともに回路素子数の低減化および高周波化によるトランスの小型化を図ることにより装置全体の低価格化，小型化を実現することができる非接触電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記目的を達成するために本発明の請求項１は直列接続された２個１組または直列接続された２個２組のスイッチング素子のゲートに対し、ドライブ回路により交互にパルス信号を入力することにより直流入力をスイッチングするハーフブリッジ形またはフルブリッジ形スイッチング回路および該ハーフブリッジ形または該フルブリッジ形スイッチング回路の出力に接続された送電用トランスとからなる送電側回路と、前記送電用トランスに対し電磁結合する受電用トランスおよび該受電用トランスに接続され、受電用トランス出力を倍電圧で整流し出力する倍電圧整流回路とからなる受電側回路とから構成されたことを特徴とする。
本発明の請求項２は請求項１記載の発明において前記ハーフブリッジ形または前記フルブリッジ形スイッチング回路と前記送電用トランスの間にコンデンサを挿入し、コンデンサの容量を調整することにより送電側回路を電流共振させることを特徴とする。
本発明の請求項３は、中間端子を有する送電用トランスおよび該送電用トランスの両端にそれぞれ出力端が接続され、他端側がアース接続された２つのスイッチング素子を有し、該２つのスイッチング素子のゲートに対し、ドライブ回路により交互にパルス信号を入力することにより直流入力をスイッチングするプッシュプル形スイッチング回路からなる送電側回路と、前記送電用トランスに対し電磁結合する受電用トランスおよび該受電用トランスに接続され、受電用トランス出力を倍電圧で整流し出力する倍電圧整流回路とからなる受電側回路とから構成されたことを特徴とする。
本発明の請求項４は、請求項１，２または３記載の発明において前記ドライブ回路から前記２個のスイッチング素子のゲートにそれぞれ入力される信号は、デューティ比が２５％以上５０％未満であって、各信号間にデッドタイムを有することを特徴とする。
本発明の請求項５は、請求項１，２，３または４記載の発明において前記倍電圧整流回路の前段のコンデンサに整流機能を有するとともに受電側回路を電流共振させるように調整したことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
請求項１，４および５によれば、低ノイズで効率が良く、小型化を実現できる大電力直流出力を得ることができる。請求項２によれば、さらなる受電側に大電力を供給することができる。
請求項３，４および５によれば、送電側回路のドライブ回路のハイサイド回路が不要で、スイッチング素子のドライブがグランド基準の簡易な構成となるため、請求項１に対し低価格化を実現しつつ低ノイズ，高効率，小型化を実現できる大電力直流出力を得ることができる。勿論、請求項１〜５は負荷変動に対し安定した出力を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳しく説明する。
図１は、本発明による非接触電源装置の第１の実施の形態を示す回路図、図４は図１の各回路部の電圧・電流のタイミングチャートである。
送電側回路はＤＣ入力端を有するハーフブリッジ形スイッチング回路２，リーケージインダクタンスＬ１および相互インダクタンスＬ２を有する送電用トランスＴ１並びに直列共振用コンデンサＣ２より構成されている。
ハーフブリッジ形スイッチング回路２はＤＣ入力ＶＣ１に混入される高周波成分をバイパスさせるコンデンサＣ１の端子間に２つのＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が直列接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２のゲートにはスイッチング制御回路１が接続されている。
【０００９】
ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースとＭＯＳＦＥＴＱ２のドレーンの接続点に直列共振用コンデンサＣ２の一端が接続され、その他端が送電用トランスＴ１の一端に接続されている。送電用トランスＴ１の他端側はアースレベルであり、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースに接続されている。直列共振用コンデンサＣ２は電流共振する容量値のコンデンサが選択される。
スイッチング制御回路１は、ブートストラップ回路を利用したハイサイド駆動回路およびローサイド駆動回路により構成され、図４のＶｇＱ１およびＶｇＱ２に示すような制御パルスを出力する。
【００１０】
制御パルスＶｇＱ１は１周期Ｔに対し前半の周期（１／２）Ｔに発生し、２５％以上〜５０％未満のデューティ比のパルスである。制御パルスＶｇＱ２は後半の周期（１／２）Ｔに発生し、２５％以上〜５０％未満のデューティ比のパルスである。制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２の間には相互に時系列的に重ならないようにデッドタイムｔｄが作られＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２を制御する。
このようにデューティ比２５％以上〜５０％未満で固定でＭＯＳＦＥＴを制御することによりトランスの励磁電流が連続し正負対称波形となることによりＭＯＳＦＥＴのオン時は、電流がマイナス状態となっているためゼロ電流，ゼロ電圧スイッチングとなる。ＭＯＳＦＥＴのオフ時は、ＭＯＳＦＥＴの寄生容量によりゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失が極めて少なく高効率化，低ノイズ化，小型化（高周波化）が実現できる（後述のプッシュプル，フルブリッジ形も同様）。ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチングは、例えば１００ＫＨｚでオンオフする。
【００１１】
このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２の接続点には図４のＶｄＱ２の波形が現れ、ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２に流れる電流は、ＩｄＱ１およびＩｄＱ２の波形となる。
コンデンサＣ２は送電用トランスＴ１のリーケージインダクタンスＬ１およびトランスＴ１，Ｔ２の相互インダクタンスＬ２の間で電流共振し、送電用トランスＴ１には図４に示す高周波電圧ＶＴ１が出力される。
受電用トランスＴ２は送電用トランスＴ１とは非接触であり、電磁波によって結合されている。受電用トランスＴ２に発生した高周波電圧ＶＴ２は倍電圧整流回路３に印加され、コンデンサＣ３によって受電側回路は電流共振し、コンデンサＣ３にはＩＣ３に示す共振電流が流れる。コンデンサＣ３に印加された電圧は倍電圧整流用ダイオードＣＲ１，ＣＲ２および倍電圧整流用コンデンサＣ４で倍電圧に整流されて出力される。コンデンサＣ３は倍電圧整流回路３の整流機能とともに上述したように受電用トランスＴ２のリーケージインダクタンスＬ３との間で電流共振する。電流共振させることにより、負荷変動に対し安定した直流出力ＶＣ４を得ることができる。さらにスイッチング周波数をフィードバック制御により可変することで、さらなる電圧変動の少ない直流出力を得ることができる。スイッチング周波数を変えることによりリーケージインダクタンスのインピーダンスを可変することができるからである。
また、送電側回路はハーフブリッジ回路構成であるため、送電トランスの巻線を１巻線にでき、トランスの小型化を図ることができる（後述のフルブリッジ形も同じである）。
【００１２】
具体値として送電側回路に例えばＤＣ４０Ｖを印加すると、送電用トランスＴ１には略１２０Ｖの高周波電流が発生し、電磁波結合によって受電用トランスＴ２には略４０Ｖの高周波電圧が発生し、倍電圧整流回路によって出力には８０ＶのＤＣ出力を得ることができる。
この実施の形態は大きい電力を出力でき、低いノイズと高効率の電源装置を得ることができる。
【００１３】
図２は、本発明による非接触電源装置の第２の実施の形態を示す回路図、図５は図２の各回路部の電圧・電流のタイミングチャートである。
この実施の形態は送電側回路にプッシュプル形スイッチング回路５を用いたもので、受電側回路は第１の実施の形態と同じである。送電側回路のスイッチング制御回路４はハーフブリッジ形スイッチング回路に用いたスイッチング制御回路１より簡略化できるという特徴を有する。ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２をグランド基準でオンオフ制御するため複雑な回路にする必要がないからである。
【００１４】
送電側回路のプッシュプル形スイッチング回路５はＤＣ入力端子間に高周波成分をバイパスさせるバイパス用コンデンサＣ１が接続され、バイパス用コンデンサＣ１の一端は送電用トランスＴ１の中間タップに接続されている。送電用トランスＴ１の一端は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレーンに、他端はＭＯＳＦＥＴＱ２のドレーンにそれぞれ接続されている。送電用トランスＴ１の中間タップに対しリーケージインダクタンスＬ１を有し、中間タップとＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２のドレーンの間に相互インダクタンスＬ２を有する。ハーフブリッジ形スイッチング回路とは異なり、送電側回路では電流共振はさせていない。
ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２のソース側はバイパス用コンデンサＣ１の他端に接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２に制御パルスを供給するスイッチング制御回路４は図５に示すような制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２を出力する。
【００１５】
制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２は第１の実施の形態と同様であり、制御パルスＶｇＱ１は１周期Ｔに対し前半の周期（１／２）Ｔに発生し、２５％以上〜５０％未満のデューティ比のパルスである。制御パルスＶｇＱ２は後半の周期（１／２）Ｔに発生し、２５％以上〜５０％未満のデューティ比のパルスであり、制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２が相互に時系列的に重ならないようにデッドタイムｔｄが作られＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２を制御する。ＭＯＳＦＥＴのオン時はゼロ電流，ゼロ電圧スイッチング，ＭＯＳＦＥＴのオフ時は、ゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失が極めて少なく高効率化，低ノイズ化，小型化（高周波化）が実現できる。図５で示す制御パルスＶｇＱ１およびＶｇＱ２の波形より下段に記載した各波形は基本的には図４の波形図と同じであるのでその特性の説明は省略する。
【００１６】
第２の実施の形態も、第１の実施の形態とほぼ同様に低ノイズ，高効率で負荷変動に影響を受けることが少ないＤＣ出力を得るが、送電側回路をプッシュプル形構成にすることにより送電用トランスの巻数は２巻線となり電流共振もできないため大電力には不向きである。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴのドライブがグランド基準でできるためドライブが簡素化（ハイサイド駆動以外のスイッチング制御回路を用いることができる）でき、小電力，低コストの非接触給電に有利である。
また、受電用トランスの巻線を１巻線にでき、トランスの小型化に寄与する。
【００１７】
図３は、本発明による非接触電源装置の第３の実施の形態を示す回路図、図６は図３の各回路部の電圧・電流のタイミングチャートである。
この実施の形態は送電側回路のスイッチング回路にフルブリッジ形を用いたもので、他の構成は図１の電源装置と同じである。フルブリッジ形スイッチング回路８を用いることによりハーフブリッジ形より高いパワーを出力させることができる。ハーフブリッジに対しＭＯＳＦＥＴの耐圧が半分で良いとオン抵抗の低いＦＥＴを使用できるからである。
フルブリッジ形スイッチング回路８はＤＣ入力ＶＣ１に重畳される高周波成分をバイパスさせるコンデンサＣ１の間に、２つのＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直列回路と２つのＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ３およびＱ４の直列回路が接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３およびＱ４のゲートにスイッチング制御回路７が接続されている。
【００１８】
ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースとＭＯＳＦＥＴＱ２のドレーンの接続点に直列共振用コンデンサＣ２の一端が接続され、その他端が送電用トランスＴ１の一端に接続されている。一方、ＭＯＳＦＥＴＱ３のソースとＭＯＳＦＥＴＱ４のドレーンの接続点に送電用トランスＴ１の他端が接続されている。直列共振用コンデンサＣ２は電流共振する容量値が選択される。
スイッチング制御回路７はＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ４のゲートおよびＭＯＳＦＥＴＱ２とＱ３のゲートにはそれぞれ同じ制御パルスを入力する。以下の下段に示す電圧・電流の波形図は図４と同じである。
第３の実施の形態も図１と同様に低ノイズ，高効率で負荷変動に影響の受けない大電力ＤＣ出力を得ることができる。
【００１９】
送電側回路にハーフブリッジ形，フルブリッジ形を用いた場合、電流共振用コンデンサを付加し電流共振させることにより、送電用および受電トランスのリーケージインダクタンスの影響が相殺され、低インピーダンスとなるため受電側に大電力を供給できる。
また、受電側回路の倍電圧整流回路の初段のコンデンサを電流共振用に流用し倍電圧整流回路も電流共振させることによりさらなる大電力化が可能となる。
【００２０】
ハーフブリッジ形，プッシュプル形およびフルブリッジ形について受電側は同じ回路構成であり、送電側回路に対応した受電側回路の回路構成により以下のような特性・利点を有する。
受電側回路を倍電圧整流回路で構成しているため整流ダイオードの耐圧は出力電圧と略同等になり、低耐圧のダイオードを使用でき高効率化できる。また、倍電圧整流回路の初段のコンデンサを電流共振用に流用できるため低コストにできる。さらに倍電圧整流回路の初段のコンデンサを電流共振用に流用し電流共振させるため送電用および受電用トランスのリーケージインダクタンスの影響が相殺され、低インピーダンスとなるため受電側に大電力を供給できる。
また、送電側回路がハーフブリッジ形，プッシュプル形，フルブリッジ形で受電側回路の倍電圧整流回路のみを電流共振させた場合、フィードバック制御なしでも出力電圧変動が少なく、無負荷時の電圧上昇も少ないため低コスト化が可能である
【００２１】
上記実施の形態で用いる高周波数は１００ＫＨｚ程度であるが、コアレスタイプで１ＭＨｚ，２ＭＨｚで電磁結合して給電することも可能である。また、電力値として例えば１０Ｗ〜２００Ｗ電源装置を実現できる。送電用トランスと受電用トランスの電磁結合のための距離は、例えば、送電側回路筐体の送電用トランスに対し、受電用トランスが例えば２．５ｍｍで向き合うように受電側回路筐体を設置することととなる。
【産業上の利用可能性】
【００２２】
給電対象となる装置に接触することなく電磁波で給電を行うもので、産業用装置，測定装置，家電などにＤＣ出力を供給する電源装置である。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明による非接触電源装置の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】本発明による非接触電源装置の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図３】本発明による非接触電源装置の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図４】図１の入出力の関係を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】図２の入出力の関係を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】図３の入出力の関係を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００２４】
１，４，７ スイッチング制御回路
２ プッシュプル形スイッチング回路
３，６，９ 倍電圧整流回路
５ ハーフブリッジ形スイッチング回路
８ フルブリッジ形スイッチング回路
Ｃ１ バイパス用コンデンサ
Ｃ２ 直列共振用コンデンサ
Ｃ３ 倍電圧整流及び直列共振用コンデンサ
Ｃ４ 倍電圧整流用コンデンサ
ＣＲ１，ＣＲ２ 倍電圧整流用ダイオード
Ｔ１ 送電用トランス
Ｔ２ 受電用トランス
Ｌ１ トランスＴ１のリーケージインダクタンス
Ｌ２ トランスＴ１，Ｔ２の相互インダクタンス
Ｌ３ トランスＴ２のリーケージインダクスンス
Ｑ１，Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された２個１組または直列接続された２個２組のスイッチング素子のゲートに対し、ドライブ回路により交互にパルス信号を入力することにより直流入力をスイッチングするハーフブリッジ形またはフルブリッジ形スイッチング回路および該ハーフブリッジ形または該フルブリッジ形スイッチング回路の出力に接続された送電用トランスとからなる送電側回路と、
前記送電用トランスに対し電磁結合する受電用トランスおよび該受電用トランスに接続され、受電用トランス出力を倍電圧で整流し出力する倍電圧整流回路とからなる受電側回路とから構成されたことを特徴とする非接触電源装置。
【請求項２】
前記ハーフブリッジ形または前記フルブリッジ形スイッチング回路と前記送電用トランスの間にコンデンサを挿入し、コンデンサの容量を調整することにより送電側回路を電流共振させることを特徴とする請求項１記載の非接触電源装置。
【請求項３】
中間端子を有する送電用トランスおよび該送電用トランスの両端にそれぞれ出力端が接続され、他端側がアース接続された２つのスイッチング素子を有し、該２つのスイッチング素子のゲートに対し、ドライブ回路により交互にパルス信号を入力することにより直流入力をスイッチングするプッシュプル形スイッチング回路からなる送電側回路と、
前記送電用トランスに対し電磁結合する受電用トランスおよび該受電用トランスに接続され、受電用トランス出力を倍電圧で整流し出力する倍電圧整流回路とからなる受電側回路とから構成されたことを特徴とする非接触電源装置。
【請求項４】
前記ドライブ回路から前記２個のスイッチング素子のゲートにそれぞれ入力される信号は、デューティ比が２５％以上５０％未満であって、各信号間にデッドタイムを有することを特徴とする請求項１，２または３記載の非接触電源装置。
【請求項５】
前記倍電圧整流回路の前段のコンデンサに整流機能を有するとともに受電側回路を電流共振させるように調整したことを特徴とする請求項１，２，３または４記載の非接触電源装置。
【請求項１】
直列接続された２個１組または直列接続された２個２組のスイッチング素子のゲートに対し、ドライブ回路により交互にパルス信号を入力することにより直流入力をスイッチングするハーフブリッジ形またはフルブリッジ形スイッチング回路および該ハーフブリッジ形または該フルブリッジ形スイッチング回路の出力に接続された送電用トランスとからなる送電側回路と、
前記送電用トランスに対し電磁結合する受電用トランスおよび該受電用トランスに接続され、受電用トランス出力を倍電圧で整流し出力する倍電圧整流回路とからなる受電側回路とから構成されたことを特徴とする非接触電源装置。
【請求項２】
前記ハーフブリッジ形または前記フルブリッジ形スイッチング回路と前記送電用トランスの間にコンデンサを挿入し、コンデンサの容量を調整することにより送電側回路を電流共振させることを特徴とする請求項１記載の非接触電源装置。
【請求項３】
中間端子を有する送電用トランスおよび該送電用トランスの両端にそれぞれ出力端が接続され、他端側がアース接続された２つのスイッチング素子を有し、該２つのスイッチング素子のゲートに対し、ドライブ回路により交互にパルス信号を入力することにより直流入力をスイッチングするプッシュプル形スイッチング回路からなる送電側回路と、
前記送電用トランスに対し電磁結合する受電用トランスおよび該受電用トランスに接続され、受電用トランス出力を倍電圧で整流し出力する倍電圧整流回路とからなる受電側回路とから構成されたことを特徴とする非接触電源装置。
【請求項４】
前記ドライブ回路から前記２個のスイッチング素子のゲートにそれぞれ入力される信号は、デューティ比が２５％以上５０％未満であって、各信号間にデッドタイムを有することを特徴とする請求項１，２または３記載の非接触電源装置。
【請求項５】
前記倍電圧整流回路の前段のコンデンサに整流機能を有するとともに受電側回路を電流共振させるように調整したことを特徴とする請求項１，２，３または４記載の非接触電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００８−１０４２９５（Ｐ２００８−１０４２９５Ａ）
【公開日】平成２０年５月１日（２００８．５．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２８４９４９（Ｐ２００６−２８４９４９）
【出願日】平成１８年１０月１９日（２００６．１０．１９）
【出願人】（５０１４７１１５０）株式会社ボルテックス (1)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年５月１日（２００８．５．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１０月１９日（２００６．１０．１９）
【出願人】（５０１４７１１５０）株式会社ボルテックス (1)
【Ｆターム（参考）】
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