音声信号変換装置、音声信号変換方法および受信装置
【課題】処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うこと。
【解決手段】左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を第一評価値算出部１５が算出し、左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を第二評価値算出部１６が算出し、第一の評価値と第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を位相差算出部１７が算出するように音声信号変換装置１０を構成する。
【解決手段】左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を第一評価値算出部１５が算出し、左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を第二評価値算出部１６が算出し、第一の評価値と第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を位相差算出部１７が算出するように音声信号変換装置１０を構成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができる音声信号変換装置、音声信号変換方法および受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、入力されたモノラルの音声信号（以下、「モノラル信号」と記載する）に基づいて左右の成分から構成されるステレオの音声信号（以下、「ステレオ信号」と記載する）を生成し、出力信号として出力する音声信号変換装置が知られている。
【０００３】
たとえば、特許文献１には、モノラル信号の波形の位相差と振幅差とに基づいて制御係数を算出し、算出された制御係数をモノラル信号へ乗算することによってステレオ信号を生成する音声信号処理装置が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−４９６０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の音声信号変換装置では、モノラル信号からステレオ信号を生成する処理を行うアルゴリズムが非常に複雑であるという問題があった。
【０００６】
具体的には、従来の音声信号変換装置は、ステレオ信号に含まれる左の音声信号（Ｌ）と右の音声信号（Ｒ）との位相差、位相差係数、振幅差および振幅重み係数に基づいて制御係数（位相／振幅）を算出する。そして、従来の音声信号変換装置は、算出された制御係数をモノラル信号へ乗算することによってステレオ信号（Ｌ、Ｒ）を生成する。
【０００７】
また、従来の音声信号変換装置では、位相差情報を抽出する手法として、まず、ＬおよびＲごとに位相差情報抽出用波形を生成する。さらに、従来の音声信号変換装置では、生成された位相差情報抽出用波形に、逆正弦関数によって角度（ラジアン）を生成し、生成された角度をラジアンから度へ変換し、角度情報とする。
【０００８】
そして、従来の音声信号変換装置では、Ｌの角度情報とＲの角度情報との差分を位相差情報として抽出する。このように、従来の音声信号変換装置では、モノラル信号からステレオ信号を生成する処理を行うアルゴリズムが非常に複雑である。
【０００９】
さらに、従来の音声信号変換装置が備えるＤＳＰ（Digital Signal Processor）によってかかるアルゴリズムを処理する場合、アルゴリズムが非常に複雑であるが故、処理量が膨大になってしまうという問題があった。ここで、ＤＳＰとは、コンピュータ内で、音声や画像などの信号をデジタル化して処理を行うユニットを指す。
【００１０】
これらのことから、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができる音声信号変換装置あるいは音声信号変換方法をいかにして実現するかが大きな課題となっている。
【００１１】
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するためになされたものであり、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができる音声信号変換装置、音声信号変換方法および受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明は、左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出手段と、左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出手段と、前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出手段とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明は、左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出工程と、左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出工程と、前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出工程とを含んだことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明は、受信した信号に基づいて左右の音声信号を生成する左右信号生成手段と、前記左右信号生成手段によって生成された左の音声信号の振幅値と前記左右信号生成手段によって生成された右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出手段と、前記左右信号生成手段によって生成された左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出手段と、前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出手段とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出し、左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出し、第一の評価値と第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出することとしたので、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は、本実施例に係る音声信号変換方法の概要を示す図である。
【図２】図２は、ラジオシステムの構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、本実施例に係る音声信号変換装置の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、音声信号変換ブロックの回路構成例である。
【図５】図５は、音声信号変換装置に備える位相情報検出部の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、位相情報検出部の回路構成例である。
【図７】図７は、位相差成分算出結果をあらわすグラフである。
【図８】図８は、位相遅延相関検出部の回路構成例である。
【図９】図９は、位相遅延相関をあらわすグラフである。
【図１０】図１０は、可変位相器の回路構成例である。
【図１１】図１１は、位相特性をあらわすグラフである。
【図１２】図１２は、位相情報検出部が実行する位相情報検出処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に添付図面を参照して、本発明に係る音声信号変換装置の好適な実施例を詳細に説明する。なお、以下では、音声信号変換方法の概要について図１を用いて説明した後に、音声信号変換装置についての実施例を図３〜図１２を用いて説明することとする。
【００１８】
なお、以下の説明においては、左右の音声信号の絶対値を平滑化した音声信号を用いて位相差成分を算出する例を説明しているが、この左右の音声信号の絶対値を平滑化した音声信号は振幅を算出するための一例である。
【００１９】
この例の他に、振幅を算出する手法として種々の方法が存在する。たとえば、受信信号をＩ／Ｑ（in-phase／quadrature）信号に変換し、（Ｉ２+Ｑ２）1/2として算出する、或いは、音声信号の絶対値をとって、一定時間バッファ後、そのＭＡＸ値を維持して算出する方法などである。
【００２０】
まず、音声信号変換方法の概要について図１を用いて説明する。図１の（Ａ）は、ＦＭ（Frequency Modulation）ステレオ放送の受信信号を説明するための図であり、また、図１の（Ｂ）は、音声信号変換方法の概要を示す図である。なお、ここでは、ＦＭステレオ放送を受信し、受信した信号をデジタル処理するラジオＤＳＰに音声信号変換手法を適用した場合について説明する。
【００２１】
従来の音声信号変換装置、たとえば、車両に搭載され、ＦＭステレオ放送を受信する受信装置では、車両の移動中に、マルチパス等によってノイズが発生することがある。なお、マルチパスとは、基地局から発信された電波が直接受信アンテナに届くだけではなく、ビルや山等に反射し、いくつもの経路から受信アンテナに届いてしまう現象を指す。
【００２２】
具体的には、図１の（Ａ）に示したように、ＦＭステレオ放送の信号には、左の音声信号（以下、「Ｌ」と記載する）と右の音声信号（以下、「Ｒ」と記載する）とを加算した和信号（Ｌ＋Ｒ）が含まれる。また、ＦＭステレオ放送の信号には、ＬとＲとの差分である差信号（Ｌ−Ｒ）も含まれる。なお、図１の（Ａ）のグラフは、横軸に周波数を、縦軸に振幅をあらわす。
【００２３】
そして、ＦＭステレオ放送の基地局は、一つの帯域を和信号および差信号の二つのチャンネルに分割し、信号を送信する。図１の（Ａ）に示したように、和信号の周波数成分は、０ｋＨｚ〜１５ｋＨｚの範囲であるのに対し、差信号の周波数成分は、２３ｋＨｚ〜５３ｋＨｚの範囲である。なお、パイロット信号としては１９ｋＨｚが用いられる。
【００２４】
また、マルチパス等によってＦＭステレオ放送を受信する受信装置で発生したノイズのノイズレベルのグラフを波線で示した（図１の（Ａ）参照）。かかるグラフに示したように、ノイズが発生した場合に、和信号と比較して差信号にノイズが多く含まれることとなる。
【００２５】
したがって、従来のＦＭステレオ放送を受信する受信装置では、発生したノイズを除去するために差信号を削除し、和信号のみを出力していた。このため、かかる受信装置では、ノイズが発生した場合に、和信号のみ、すなわち、モノラル音声を出力することとなり、ステレオ音声と比較して、音質が劣化していた。
【００２６】
また、かかる受信装置では、ノイズが発生するたびにステレオ音声からモノラル音声へ切り替わってしまうと、出力された音声を聞く利用者に対して、音声信号の切り替わりによる違和感を与えてしまうこととなる。
【００２７】
また、従来の音声信号変換装置によってモノラル信号からステレオ信号を生成する場合に、処理を行うアルゴリズムが前述したように非常に複雑であるが故、処理量が膨大になってしまう。このため、かかる受信装置では、ノイズが発生した場合に、モノラル音声を出力する替わりに疑似的にステレオ音声を生成する処理を実現することができない。
【００２８】
そこで、本発明に係る音声信号変換装置は、Ｌの絶対値とＲの絶対値との差分、および、ＬとＲとの差分の絶対値に基づいて疑似的にステレオ信号を生成することとした。
【００２９】
具体的には、本発明に係る音声信号変換装置は、図１の（Ｂ）に示したように、Ｌの絶対値とＲの絶対値との差分の絶対値（｜｜Ｌ｜−｜Ｒ｜｜）を算出し、また、ＬとＲとの差分の絶対値（｜Ｌ−Ｒ｜）を算出する。
【００３０】
さらに、本発明に係る音声信号変換装置は、算出された二つの値の差分に基づいて位相差成分を算出し、算出された位相差成分に基づいて疑似的にステレオ信号を生成する。このように本発明に係る音声信号変換装置は、発生したノイズを除去するために差信号を削除し、モノラル音声を出力する替わりに、疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことによって、処理量を抑制し、音質を確保することができる。
【００３１】
なお、本発明に係る音声信号変換装置は、図示しないが、位相差成分を算出する際、Ｌの絶対値、Ｒの絶対値またはＬ−Ｒの絶対値をＬＰＦ（Low Pass Filter）によってフィルタリングを行い平滑化することとしてもよい。これにより、本発明に係る音声信号変換装置は、さらに音質を向上することができる。
【００３２】
また、ここでは、ＦＭステレオ放送を受信し、受信した信号をデジタル処理するラジオＤＳＰについて説明したが、これに限定されるものではなく、疑似的にステレオ信号を生成する他の装置に適用することとしてもよい。
【実施例】
【００３３】
以下では、図１を用いて説明した本発明に係る音声信号変換装置１０についての実施例を詳細に説明する。まず、本発明に係る受信装置２０の構成について図２を用いて説明する。
【００３４】
図２は、ラジオシステムの構成を示すブロック図である。なお、図２に示したようなラジオシステムは、本発明に係る受信装置２０に相当する。また、図２では、ラジオシステムの特徴点を説明するために必要な構成要素についてのみ記載している。
【００３５】
図２に示すように、ラジオシステムは、アンテナ３００と、ＦＥ（フロントエンド）３０１と、波線で囲んだＤＳＰ部と、スピーカー３１５とを備えている。ＤＳＰ部は、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）３０２と、ＶＩＦＦ（Variable bandwidth Intermediate Frequency Filter）３０３と、ＴＦＥＱ３０４と、検波部３０５と、ノイズキャンセラ部３０６と、ＬＲ生成部３０７とをさらに備えている。
【００３６】
また、ＤＳＰ部は、デエンファシス部３０８と、ステレオブレンド部３０９と、疑似ステレオ部３１０と、オーディオフィルター部３１１と、ハイカット部３１２と、ソフトミュート部３１３と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）３１４とをさらに備えている。
【００３７】
ＦＥ３０１は、アンテナ３００側の送受信端の回路部分であり、ＡＤＣ３０２では、アンテナ３００経由で受信したアナログ信号をデジタル信号に変換し、ＶＩＦＦ３０３は、変換されたデジタル信号の帯域幅を切り替えるフィルターである。
【００３８】
検波部３０５は、変調信号から元の信号を取り出し、ノイズキャンセラ部３０６は、ノイズを減衰させ、ＬＲ生成部３０７は、ノイズが減衰された信号に基づいて左右の和音声と差信号とを生成する。
【００３９】
デエンファシス部３０８は、左右の和音声と差信号とについて変調信号の高域が強調された周波数成分を元に戻し、ステレオブレンド部３０９は、ステレオノイズを低減するため、高域部分を混合したり、モノラル受信へ自動切り替えを行う。
【００４０】
疑似ステレオ部３１０は、疑似的にステレオ信号を生成し、オーディオフィルター部３１１は、所定の周波数の信号だけを通過させるフィルターである。ハイカット部３１２は、フィルタリングされた信号に含まれる高周波を遮断し、ソフトミュート部３１３は、音声信号のレベル値を０出力（ミュート）と非ミュート状態との間で段階的に変化させる。ＤＡＣ３１４は、デジタル信号をアナログ信号に変換し、変換した信号をスピーカー３１５によって出力する。
【００４１】
つぎに、本発明に係る音声信号変換装置１０の構成について図３〜図５を用いて説明する。図３は、本実施例に係る音声信号変換装置１０の構成を示すブロック図であり、図４は、音声信号変換装置１０の回路構成例であり、図５は、音声信号変換装置１０に備える位相情報検出部１４ａの構成を示すブロック図である。なお、図３〜図５では、音声信号変換装置１０の特徴点を説明するために必要な構成要素についてのみ記載している。
【００４２】
図３に示すように、音声信号変換装置１０は、通信Ｉ／Ｆ（インターフェース）１１と、信号取得部１２と、信号出力部１３と、制御部１４とを備えており、制御部１４は、位相情報検出部１４ａと、振幅情報検出部１４ｂと、疑似ステレオ信号生成部１４ｃとをさらに備えている。
【００４３】
通信Ｉ／Ｆ１１は、無線通信を行うための通信デバイスで構成されており、たとえば、ＦＭ放送局から送信される放送の電波信号を受信するアンテナに接続されている。
【００４４】
信号取得部１２は、通信Ｉ／Ｆ１１経由で受信した電波信号を取得し、左右の音声信号へ変換し、位相情報検出部１４ａまたは振幅情報検出部１４ｂへ渡す処理を行う処理部である。
【００４５】
たとえば、信号取得部１２は、ＦＭステレオ放送を受信した場合には、和信号（Ｌ＋Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）とに基づいてＬおよびＲを算出し、位相情報検出部１４ａまたは振幅情報検出部１４ｂへ渡す。
【００４６】
信号出力部１３は、疑似ステレオ信号生成部１４ｃからの出力信号を外部機器（たとえば、スピーカー）へ出力する処理部である。なお、かかる出力信号は、信号取得部１２によって取得された音声信号から疑似的に生成されたステレオ信号である。
【００４７】
制御部１４は、音声信号変換装置１０の全体制御を行う制御部である。位相情報検出部１４ａは、信号取得部１２から受け付けたＬおよびＲに基づいて位相特性を変化させるための係数ａを算出する処理を行う処理部である。なお、位相情報検出部１４ａの詳細については後述することとする。振幅情報検出部１４ｂは、信号取得部１２から受け付けたＬおよびＲの割合を検出する処理を行う処理部である。
【００４８】
疑似ステレオ信号生成部１４ｃは、位相情報検出部１４ａによって検出された位相情報と、振幅情報検出部１４ｂによって検出された振幅情報とに基づいて疑似的にステレオ信号を生成する処理を行う処理部である。
【００４９】
また、疑似ステレオ信号生成部１４ｃは、生成した疑似ステレオ信号を信号出力部１３へ出力する処理を併せて行う。なお、疑似ステレオ信号生成部１４ｃは、図２に示した疑似ステレオ部３１０に相当する。
【００５０】
つづいて、図３に示した音声信号変換装置１０を回路へ適用した場合について図４を用いて説明する。図４は、音声信号変換ブロック２００の回路構成例である。
【００５１】
図４に示すように、音声信号変換ブロック２００は、振幅情報検出部２０１と、位相情報検出部２０２と、「＋」で示した加算部２０３と、演算増幅器２０４、２０５と、可変位相器２０６、２０７とを含んで構成される。
【００５２】
なお、振幅情報検出部２０１は、図３に示した振幅情報検出部１４ｂに相当し、位相情報検出部２０２は位相情報検出部１４ａに相当する。また、演算増幅器２０４、２０５および可変位相器２０６、２０７は、疑似ステレオ信号生成部１４ｃに相当する。なお、可変位相器２０６、２０７の詳細については後述することとする。
【００５３】
つぎに、音声信号変換装置１０に備える制御部１４に含まれる位相情報検出部１４ａの詳細について図５を用いて説明する。図５に示すように、音声信号変換装置１０に備える位相情報検出部１４ａは、第一評価値算出部１５と、第二評価値算出部１６と、位相差算出部１７と、係数算出部１８とを備えている。
【００５４】
第一評価値算出部１５は、信号取得部１２から受け付けたＬの絶対値（｜Ｌ｜）をＬＰＦによってフィルタリングを行い、｜Ｌ｜を平滑化する。具体的には、第一評価値算出部１５は、Ｌの絶対値を所定の閾値よりも高い周波数信号を減衰させて遮断し、低域周波数のみを信号として通過させる。これにより、第一評価値算出部１５は、精度良くノイズを低減することができる。
【００５５】
第一評価値算出部１５は、Ｌの場合と同様に、信号取得部１２から受け付けたＲの絶対値（｜Ｒ｜）をＬＰＦによってフィルタリングを行い、｜Ｒ｜を平滑化する。そして、第一評価値算出部１５は、平滑化された｜Ｌ｜と｜Ｒ｜との差分の絶対値を算出し、第一評価値とする。
【００５６】
第二評価値算出部１６は、信号取得部１２から受け付けたＬとＲとの差分の絶対値をＬＰＦによってフィルタリングを行い、｜Ｌ−Ｒ｜を平滑化し、第二評価値とする。位相差算出部１７は、第一評価値と第二評価値との差分を位相差成分として算出する。なお、ＬおよびＲの値は、パワーを示す値とし、たとえば、電圧値を適用することとしてもよい。
【００５７】
係数算出部１８は、位相差算出部１７によって算出された位相差成分に基づいて位相特性を変化させる係数を算出する。なお、係数算出の詳細については後述することとする。
【００５８】
なお、ここでは、位相情報検出部１４ａが、｜Ｌ｜、｜Ｒ｜および｜Ｌ−Ｒ｜に対しＬＰＦによって平滑化することとしたが、ＬＰＦに限定されるものではなく、移動平均手法や法絡線処理等によって｜Ｌ｜、｜Ｒ｜および｜Ｌ−Ｒ｜の変動を抑制することとしてもよい。
【００５９】
つぎに、制御部１４の位相情報検出部１４ａを回路へ適用した場合について図６を用いて説明する。図６は、位相情報検出部１４ａの回路構成例である。
【００６０】
図６に示すように、位相情報検出部１４ａは、絶対値算出部（以下、「ＡＢＳ」と記載する）１０１、１０３、１０６、１０８と、「−」で示した減算部１０５、１０７、１１０と、ＬＰＦ１０２、１０４、１０９と、係数算出部１１１とを含んで構成される。
【００６１】
なお、ＡＢＳ１０１、ＬＰＦ１０２、ＡＢＳ１０３、ＬＰＦ１０４、減算部１０５およびＡＢＳ１０６は、図５に示した第一評価値算出部１５に相当し、減算部１０７、ＡＢＳ１０８およびＬＰＦ１０９は第二評価値算出部１６に相当する。また、減算部１１０は、位相差算出部１７に相当し、係数算出部１１１は、係数算出部１８に相当する。
【００６２】
減算部１１０は、第一評価値と第二評価値との差分を位相差成分として算出する。ここで、所定の振幅差および位相差がある左右の音声信号について、本実施例に係る音声信号変換方法を適用した音声信号変換装置１０によって位相差成分を算出した結果を示しておく。図７は、位相差成分算出結果をあらわすグラフである。
【００６３】
図７の（Ａ）に示したような、位相差が０．３５、レベル差が０．３２である左右の音声信号を入力信号として、図６に示した手法によって第一評価値、第二評価値および位相差成分を算出することとした。なお、図７の（Ａ）に示したグラフの横軸には時間、縦軸にはレベルを示す。ここで、レベルとは、エネルギーを示す量であり、音の強さであってもよいし、音圧レベルであってもよい。
【００６４】
図７の（Ｂ）に示したように、本実施例に係る音声信号変換方法を適用した音声信号変換装置１０によって算出された第一評価値は、０．３２を推移し、レベル差と近似する。
【００６５】
また、図７の（Ｃ）に示したように、音声信号変換装置１０によって算出された第二評価値は０．６７を推移し、図７の（Ｄ）に示したように、位相差成分は０．３５を推移し、位相差に近似する。
【００６６】
したがって、位相差成分は、第一評価値と第二評価値との差分であり、また、第一評価値＜第二評価値であることから、式（１）のようにあらわされる。
第二評価値−第一評価値＝位相差成分 …（１）
【００６７】
これより、第二評価値は、
第二評価値＝第一評価値＋位相差成分 …（２）
式（２）のようになり、第二評価値は、レベル差と位相差との和に近似する。
【００６８】
図６に戻り、位相情報検出部１４ａの回路構成についての説明を続ける。係数算出部１１１は、減算部１１０によって算出された位相差成分（Ｖｐｈ）の負数である値を０とし（以下、「マイナスクランプ」と記載する）、０≦Ｖｐｈとなるようにする。
【００６９】
そして、係数算出部１１１は、ＬおよびＲのうち大きいほうの値（Ｖｍ）によってＶｐｈを正規化することによって、式（３）のようにあらわされる。
Ｖｐｈ’＝Ｖｐｈ／Ｖｍ …（３）
【００７０】
その後、係数算出部１１１は、ＬとＲとでいずれの位相が遅れているか（以下、「位相遅延相関」と記載する）を検出し、位相遅延相関に基づいて係数の符号を変更する。ここで、位相遅延相関を検出する位相遅延相関検出部１２０の回路構成について図８を用いて説明しておく。
【００７１】
図８は、位相遅延相関検出部１２０の回路構成例である。位相遅延相関検出部１２０は、「Ｚ−１」で示した遅延部１２１、１２２と、「×」で示した乗算部１２３、１２４と、「−」で示した減算部１２５と、ＬＰＦ１２６と、演算増幅器１２７と、±１クランプ部１２８とを含んで構成される。
【００７２】
±１クランプ部１２８は、演算増幅器１２７によって算出された値の１より大きい値を１とし、また−１より小さい値を−１としてαとする。ここで、位相遅延相関検出部１２０は、０≦αの場合はＲが遅れていると判定し相関係数の符号（Ｖｒｌ）を「＋」と決定し、０＞αの場合はＬが遅れていると判定し相関係数の符号（Ｖｒｌ）を「−」と決定する。
【００７３】
ここで、位相遅延相関検出部１２０が行う位相遅延相関の検出処理について、かかる演算増幅器１２７によって算出された結果を示しておく。図９は、位相遅延相関をあらわすグラフである。
【００７４】
なお、図９に示したグラフの横軸には時間、縦軸にはレベルを示す。また、図９の実線で示したＲと波線で示したＬとに基づき、かかる演算増幅器１２７によって算出された結果を一点波線のグラフＸで示した。
【００７５】
図６に戻り、位相情報検出部１４ａの回路構成についての説明を続ける。係数算出部１１１は、正規化した位相差成分（Ｖｐｈ’）に±１クランプ部１２８によって決定された符号（Ｖｒｌ）を乗じることによって符号を変更した結果、
【００７６】
Ｖｃｐｈ＝Ｖｐｈ’×Ｖｒｌ …（４）
式（４）のようにあらわされる。
【００７７】
そして、係数算出部１１１は、式（４）に示したＶｃｐｈに、所定の上限値に到達するまでの時間（以下、「立ち上がり時定数」と記載する）、および、所定の下限値に到達するまでの時間（以下、「立ち下がり時定数」と記載する）を設定する。
【００７８】
その後、係数算出部１１１は、立ち上がり時定数、および、立ち下がり時定数を設定したＶｃｐｈにオフセット（Ｖｏｆｆ）をつけて、式（５）および式（６）にあらわすように、位相特性を変化させるための係数ａを算出する。
【００７９】
ａＬ＝Ｖｏｆｆ＋（１−Ｖｏｆｆ）×Ｖｃｐｈ …（５）
ａＲ＝Ｖｏｆｆ−（１＋Ｖｏｆｆ）×Ｖｃｐｈ …（６）
【００８０】
オフセット（Ｖｏｆｆ）は、係数ａを可変位相器のセンタ成分に対応する値へ補正するための値である。これにより、反転した波形の振幅を揃えることができ、センタ成分にも使用可能な係数ａを算出することができる。ここで、係数算出部１１１によって算出された係数ａを用いて制御する可変位相器について図１０および図１１を用いて説明する。
【００８１】
図１０の（Ａ）は、Ｌについての可変位相器の回路構成例であり、図４の可変位相器２０６に相当する。また、図１０の（Ｂ）は、Ｒについての可変位相器の回路構成例であり、図４の可変位相器２０７に相当する。
【００８２】
図１０の（Ａ）に示した可変位相器は、「Ｚ−１」で示した遅延部１３０、１３１と、乗算部１３２，１３３，１３４と、「＋」で示した加算部１３５とを含んで構成される。図１０の（Ａ）に示すように、乗算部１３２，１３３，１３４の係数は、ａ、１、−ａとする。
【００８３】
図１０の（Ｂ）に示した可変位相器についても可変位相器２０６と同様に、「Ｚ−１」で示した遅延部１４０、１４１と、乗算部１４２，１４３，１４４と、「＋」で示した加算部１４５とを含んで構成され、乗算部１４２，１４３，１４４の係数は、ａ、１、−ａとする。
【００８４】
つづいて、図１１は、位相特性をあらわすグラフである。係数ａを０．５とした場合の位相特性を図１１の位相Ａに示し、係数ａを０とした場合の位相特性を図１１の位相Ｂに示し、係数ａを−０．５とした場合の位相特性を図１１の位相Ｃに示した。このように、可変位相器は、係数ａを変化することによって位相特性を変化させることができる。
【００８５】
つぎに、制御部１４の位相情報検出部１４ａが実行する位相情報検出処理の詳細について図１２を用いて説明する。図１２は、位相情報検出部１４ａが実行する位相情報検出処理手順を示すフローチャートである。
【００８６】
図１２に示すように、まず、位相情報検出部１４ａの第一評価値算出部１５は、Ｌの絶対値をＬＰＦによってフィルタリングを行い、Ｌ１とし（ステップＳ１０１）、また、Ｒの絶対値をＬＰＦによってフィルタリングを行い、Ｒ１とする（ステップＳ１０２）。
【００８７】
そして、第一評価値算出部１５は、Ｌ１とＲ１との差分の絶対値を第一評価値とする（ステップＳ１０３）。つづいて、第二評価値算出部１６は、ＬとＲとの差分（Ｌ−Ｒ）の絶対値をＬＰＦによってフィルタリングを行い、第二評価値とする（ステップＳ１０４）。
【００８８】
その後、位相差算出部１７は、第一評価値と第二評価値との差分を算出し、位相差成分とする（ステップＳ１０５）。そして、係数算出部１８は、ステップＳ１０５で算出した位相差成分をマイナスクランプし（ステップＳ１０６）、ＬおよびＲのうち大きいほうの値によって正規化する（ステップＳ１０７）。
【００８９】
さらに、係数算出部１８は、位相遅延相関を検出し（ステップＳ１０８）、ステップＳ１０７で正規化した値を検出した位相遅延相関に基づいて符号を変更し、立ち上がり、または、立ち下がりの時定数を設定する（ステップＳ１０９）。
【００９０】
その後、係数算出部１８は、ステップＳ１０９で時定数を設定した値にオフセットをつけ、位相特性を変化させるための係数ａを算出し（ステップＳ１１０）、位相情報検出部１４ａが実行する一連の位相情報検出処理を終了する。
【００９１】
上述してきたように、本発明に係る音声信号変換装置音声信号変換方法および受信装置は、受信した音声信号に含まれるＬの絶対値とＲの絶対値との差分の絶対値（｜｜Ｌ｜−｜Ｒ｜｜）を算出し、また、ＬとＲとの差分の絶対値（｜Ｌ−Ｒ｜）を算出する。
【００９２】
さらに、本発明に係る音声信号変換装置、音声信号変換方法および受信装置は、算出された二つの値の差分に基づいて位相差成分を算出し、さらに、算出された位相差成分に基づいて疑似的にステレオ信号を生成する。これによって、本発明に係る音声信号変換装置音声信号変換方法および受信装置は、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができる。
【符号の説明】
【００９３】
１０ 音声信号変換装置
１１ 通信Ｉ／Ｆ
１２ 信号取得部
１３ 信号出力部
１４ 制御部
１４ａ 位相情報検出部
１４ｂ 振幅情報検出部
１４ｃ 疑似ステレオ信号生成部
１５ 第一評価値算出部
１６ 第二評価値算出部
１７ 位相差算出部
１８ 係数算出部
２０ 受信装置
１０１、１０３、１０６、１０８ ＡＢＳ
１０２、１０４、１０９ ＬＰＦ
１０５、１０７、１１０ 減算部
１１１ 係数算出部
２００ 音声信号変換ブロック
２０１ 振幅情報検出部
２０２ 位相情報検出部
２０３ 加算部
２０４、２０５ 演算増幅器
２０６、２０７ 可変位相器
【技術分野】
【０００１】
この発明は、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができる音声信号変換装置、音声信号変換方法および受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、入力されたモノラルの音声信号（以下、「モノラル信号」と記載する）に基づいて左右の成分から構成されるステレオの音声信号（以下、「ステレオ信号」と記載する）を生成し、出力信号として出力する音声信号変換装置が知られている。
【０００３】
たとえば、特許文献１には、モノラル信号の波形の位相差と振幅差とに基づいて制御係数を算出し、算出された制御係数をモノラル信号へ乗算することによってステレオ信号を生成する音声信号処理装置が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−４９６０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の音声信号変換装置では、モノラル信号からステレオ信号を生成する処理を行うアルゴリズムが非常に複雑であるという問題があった。
【０００６】
具体的には、従来の音声信号変換装置は、ステレオ信号に含まれる左の音声信号（Ｌ）と右の音声信号（Ｒ）との位相差、位相差係数、振幅差および振幅重み係数に基づいて制御係数（位相／振幅）を算出する。そして、従来の音声信号変換装置は、算出された制御係数をモノラル信号へ乗算することによってステレオ信号（Ｌ、Ｒ）を生成する。
【０００７】
また、従来の音声信号変換装置では、位相差情報を抽出する手法として、まず、ＬおよびＲごとに位相差情報抽出用波形を生成する。さらに、従来の音声信号変換装置では、生成された位相差情報抽出用波形に、逆正弦関数によって角度（ラジアン）を生成し、生成された角度をラジアンから度へ変換し、角度情報とする。
【０００８】
そして、従来の音声信号変換装置では、Ｌの角度情報とＲの角度情報との差分を位相差情報として抽出する。このように、従来の音声信号変換装置では、モノラル信号からステレオ信号を生成する処理を行うアルゴリズムが非常に複雑である。
【０００９】
さらに、従来の音声信号変換装置が備えるＤＳＰ（Digital Signal Processor）によってかかるアルゴリズムを処理する場合、アルゴリズムが非常に複雑であるが故、処理量が膨大になってしまうという問題があった。ここで、ＤＳＰとは、コンピュータ内で、音声や画像などの信号をデジタル化して処理を行うユニットを指す。
【００１０】
これらのことから、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができる音声信号変換装置あるいは音声信号変換方法をいかにして実現するかが大きな課題となっている。
【００１１】
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するためになされたものであり、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができる音声信号変換装置、音声信号変換方法および受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明は、左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出手段と、左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出手段と、前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出手段とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明は、左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出工程と、左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出工程と、前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出工程とを含んだことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明は、受信した信号に基づいて左右の音声信号を生成する左右信号生成手段と、前記左右信号生成手段によって生成された左の音声信号の振幅値と前記左右信号生成手段によって生成された右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出手段と、前記左右信号生成手段によって生成された左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出手段と、前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出手段とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出し、左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出し、第一の評価値と第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出することとしたので、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は、本実施例に係る音声信号変換方法の概要を示す図である。
【図２】図２は、ラジオシステムの構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、本実施例に係る音声信号変換装置の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、音声信号変換ブロックの回路構成例である。
【図５】図５は、音声信号変換装置に備える位相情報検出部の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、位相情報検出部の回路構成例である。
【図７】図７は、位相差成分算出結果をあらわすグラフである。
【図８】図８は、位相遅延相関検出部の回路構成例である。
【図９】図９は、位相遅延相関をあらわすグラフである。
【図１０】図１０は、可変位相器の回路構成例である。
【図１１】図１１は、位相特性をあらわすグラフである。
【図１２】図１２は、位相情報検出部が実行する位相情報検出処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に添付図面を参照して、本発明に係る音声信号変換装置の好適な実施例を詳細に説明する。なお、以下では、音声信号変換方法の概要について図１を用いて説明した後に、音声信号変換装置についての実施例を図３〜図１２を用いて説明することとする。
【００１８】
なお、以下の説明においては、左右の音声信号の絶対値を平滑化した音声信号を用いて位相差成分を算出する例を説明しているが、この左右の音声信号の絶対値を平滑化した音声信号は振幅を算出するための一例である。
【００１９】
この例の他に、振幅を算出する手法として種々の方法が存在する。たとえば、受信信号をＩ／Ｑ（in-phase／quadrature）信号に変換し、（Ｉ２+Ｑ２）1/2として算出する、或いは、音声信号の絶対値をとって、一定時間バッファ後、そのＭＡＸ値を維持して算出する方法などである。
【００２０】
まず、音声信号変換方法の概要について図１を用いて説明する。図１の（Ａ）は、ＦＭ（Frequency Modulation）ステレオ放送の受信信号を説明するための図であり、また、図１の（Ｂ）は、音声信号変換方法の概要を示す図である。なお、ここでは、ＦＭステレオ放送を受信し、受信した信号をデジタル処理するラジオＤＳＰに音声信号変換手法を適用した場合について説明する。
【００２１】
従来の音声信号変換装置、たとえば、車両に搭載され、ＦＭステレオ放送を受信する受信装置では、車両の移動中に、マルチパス等によってノイズが発生することがある。なお、マルチパスとは、基地局から発信された電波が直接受信アンテナに届くだけではなく、ビルや山等に反射し、いくつもの経路から受信アンテナに届いてしまう現象を指す。
【００２２】
具体的には、図１の（Ａ）に示したように、ＦＭステレオ放送の信号には、左の音声信号（以下、「Ｌ」と記載する）と右の音声信号（以下、「Ｒ」と記載する）とを加算した和信号（Ｌ＋Ｒ）が含まれる。また、ＦＭステレオ放送の信号には、ＬとＲとの差分である差信号（Ｌ−Ｒ）も含まれる。なお、図１の（Ａ）のグラフは、横軸に周波数を、縦軸に振幅をあらわす。
【００２３】
そして、ＦＭステレオ放送の基地局は、一つの帯域を和信号および差信号の二つのチャンネルに分割し、信号を送信する。図１の（Ａ）に示したように、和信号の周波数成分は、０ｋＨｚ〜１５ｋＨｚの範囲であるのに対し、差信号の周波数成分は、２３ｋＨｚ〜５３ｋＨｚの範囲である。なお、パイロット信号としては１９ｋＨｚが用いられる。
【００２４】
また、マルチパス等によってＦＭステレオ放送を受信する受信装置で発生したノイズのノイズレベルのグラフを波線で示した（図１の（Ａ）参照）。かかるグラフに示したように、ノイズが発生した場合に、和信号と比較して差信号にノイズが多く含まれることとなる。
【００２５】
したがって、従来のＦＭステレオ放送を受信する受信装置では、発生したノイズを除去するために差信号を削除し、和信号のみを出力していた。このため、かかる受信装置では、ノイズが発生した場合に、和信号のみ、すなわち、モノラル音声を出力することとなり、ステレオ音声と比較して、音質が劣化していた。
【００２６】
また、かかる受信装置では、ノイズが発生するたびにステレオ音声からモノラル音声へ切り替わってしまうと、出力された音声を聞く利用者に対して、音声信号の切り替わりによる違和感を与えてしまうこととなる。
【００２７】
また、従来の音声信号変換装置によってモノラル信号からステレオ信号を生成する場合に、処理を行うアルゴリズムが前述したように非常に複雑であるが故、処理量が膨大になってしまう。このため、かかる受信装置では、ノイズが発生した場合に、モノラル音声を出力する替わりに疑似的にステレオ音声を生成する処理を実現することができない。
【００２８】
そこで、本発明に係る音声信号変換装置は、Ｌの絶対値とＲの絶対値との差分、および、ＬとＲとの差分の絶対値に基づいて疑似的にステレオ信号を生成することとした。
【００２９】
具体的には、本発明に係る音声信号変換装置は、図１の（Ｂ）に示したように、Ｌの絶対値とＲの絶対値との差分の絶対値（｜｜Ｌ｜−｜Ｒ｜｜）を算出し、また、ＬとＲとの差分の絶対値（｜Ｌ−Ｒ｜）を算出する。
【００３０】
さらに、本発明に係る音声信号変換装置は、算出された二つの値の差分に基づいて位相差成分を算出し、算出された位相差成分に基づいて疑似的にステレオ信号を生成する。このように本発明に係る音声信号変換装置は、発生したノイズを除去するために差信号を削除し、モノラル音声を出力する替わりに、疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことによって、処理量を抑制し、音質を確保することができる。
【００３１】
なお、本発明に係る音声信号変換装置は、図示しないが、位相差成分を算出する際、Ｌの絶対値、Ｒの絶対値またはＬ−Ｒの絶対値をＬＰＦ（Low Pass Filter）によってフィルタリングを行い平滑化することとしてもよい。これにより、本発明に係る音声信号変換装置は、さらに音質を向上することができる。
【００３２】
また、ここでは、ＦＭステレオ放送を受信し、受信した信号をデジタル処理するラジオＤＳＰについて説明したが、これに限定されるものではなく、疑似的にステレオ信号を生成する他の装置に適用することとしてもよい。
【実施例】
【００３３】
以下では、図１を用いて説明した本発明に係る音声信号変換装置１０についての実施例を詳細に説明する。まず、本発明に係る受信装置２０の構成について図２を用いて説明する。
【００３４】
図２は、ラジオシステムの構成を示すブロック図である。なお、図２に示したようなラジオシステムは、本発明に係る受信装置２０に相当する。また、図２では、ラジオシステムの特徴点を説明するために必要な構成要素についてのみ記載している。
【００３５】
図２に示すように、ラジオシステムは、アンテナ３００と、ＦＥ（フロントエンド）３０１と、波線で囲んだＤＳＰ部と、スピーカー３１５とを備えている。ＤＳＰ部は、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）３０２と、ＶＩＦＦ（Variable bandwidth Intermediate Frequency Filter）３０３と、ＴＦＥＱ３０４と、検波部３０５と、ノイズキャンセラ部３０６と、ＬＲ生成部３０７とをさらに備えている。
【００３６】
また、ＤＳＰ部は、デエンファシス部３０８と、ステレオブレンド部３０９と、疑似ステレオ部３１０と、オーディオフィルター部３１１と、ハイカット部３１２と、ソフトミュート部３１３と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）３１４とをさらに備えている。
【００３７】
ＦＥ３０１は、アンテナ３００側の送受信端の回路部分であり、ＡＤＣ３０２では、アンテナ３００経由で受信したアナログ信号をデジタル信号に変換し、ＶＩＦＦ３０３は、変換されたデジタル信号の帯域幅を切り替えるフィルターである。
【００３８】
検波部３０５は、変調信号から元の信号を取り出し、ノイズキャンセラ部３０６は、ノイズを減衰させ、ＬＲ生成部３０７は、ノイズが減衰された信号に基づいて左右の和音声と差信号とを生成する。
【００３９】
デエンファシス部３０８は、左右の和音声と差信号とについて変調信号の高域が強調された周波数成分を元に戻し、ステレオブレンド部３０９は、ステレオノイズを低減するため、高域部分を混合したり、モノラル受信へ自動切り替えを行う。
【００４０】
疑似ステレオ部３１０は、疑似的にステレオ信号を生成し、オーディオフィルター部３１１は、所定の周波数の信号だけを通過させるフィルターである。ハイカット部３１２は、フィルタリングされた信号に含まれる高周波を遮断し、ソフトミュート部３１３は、音声信号のレベル値を０出力（ミュート）と非ミュート状態との間で段階的に変化させる。ＤＡＣ３１４は、デジタル信号をアナログ信号に変換し、変換した信号をスピーカー３１５によって出力する。
【００４１】
つぎに、本発明に係る音声信号変換装置１０の構成について図３〜図５を用いて説明する。図３は、本実施例に係る音声信号変換装置１０の構成を示すブロック図であり、図４は、音声信号変換装置１０の回路構成例であり、図５は、音声信号変換装置１０に備える位相情報検出部１４ａの構成を示すブロック図である。なお、図３〜図５では、音声信号変換装置１０の特徴点を説明するために必要な構成要素についてのみ記載している。
【００４２】
図３に示すように、音声信号変換装置１０は、通信Ｉ／Ｆ（インターフェース）１１と、信号取得部１２と、信号出力部１３と、制御部１４とを備えており、制御部１４は、位相情報検出部１４ａと、振幅情報検出部１４ｂと、疑似ステレオ信号生成部１４ｃとをさらに備えている。
【００４３】
通信Ｉ／Ｆ１１は、無線通信を行うための通信デバイスで構成されており、たとえば、ＦＭ放送局から送信される放送の電波信号を受信するアンテナに接続されている。
【００４４】
信号取得部１２は、通信Ｉ／Ｆ１１経由で受信した電波信号を取得し、左右の音声信号へ変換し、位相情報検出部１４ａまたは振幅情報検出部１４ｂへ渡す処理を行う処理部である。
【００４５】
たとえば、信号取得部１２は、ＦＭステレオ放送を受信した場合には、和信号（Ｌ＋Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）とに基づいてＬおよびＲを算出し、位相情報検出部１４ａまたは振幅情報検出部１４ｂへ渡す。
【００４６】
信号出力部１３は、疑似ステレオ信号生成部１４ｃからの出力信号を外部機器（たとえば、スピーカー）へ出力する処理部である。なお、かかる出力信号は、信号取得部１２によって取得された音声信号から疑似的に生成されたステレオ信号である。
【００４７】
制御部１４は、音声信号変換装置１０の全体制御を行う制御部である。位相情報検出部１４ａは、信号取得部１２から受け付けたＬおよびＲに基づいて位相特性を変化させるための係数ａを算出する処理を行う処理部である。なお、位相情報検出部１４ａの詳細については後述することとする。振幅情報検出部１４ｂは、信号取得部１２から受け付けたＬおよびＲの割合を検出する処理を行う処理部である。
【００４８】
疑似ステレオ信号生成部１４ｃは、位相情報検出部１４ａによって検出された位相情報と、振幅情報検出部１４ｂによって検出された振幅情報とに基づいて疑似的にステレオ信号を生成する処理を行う処理部である。
【００４９】
また、疑似ステレオ信号生成部１４ｃは、生成した疑似ステレオ信号を信号出力部１３へ出力する処理を併せて行う。なお、疑似ステレオ信号生成部１４ｃは、図２に示した疑似ステレオ部３１０に相当する。
【００５０】
つづいて、図３に示した音声信号変換装置１０を回路へ適用した場合について図４を用いて説明する。図４は、音声信号変換ブロック２００の回路構成例である。
【００５１】
図４に示すように、音声信号変換ブロック２００は、振幅情報検出部２０１と、位相情報検出部２０２と、「＋」で示した加算部２０３と、演算増幅器２０４、２０５と、可変位相器２０６、２０７とを含んで構成される。
【００５２】
なお、振幅情報検出部２０１は、図３に示した振幅情報検出部１４ｂに相当し、位相情報検出部２０２は位相情報検出部１４ａに相当する。また、演算増幅器２０４、２０５および可変位相器２０６、２０７は、疑似ステレオ信号生成部１４ｃに相当する。なお、可変位相器２０６、２０７の詳細については後述することとする。
【００５３】
つぎに、音声信号変換装置１０に備える制御部１４に含まれる位相情報検出部１４ａの詳細について図５を用いて説明する。図５に示すように、音声信号変換装置１０に備える位相情報検出部１４ａは、第一評価値算出部１５と、第二評価値算出部１６と、位相差算出部１７と、係数算出部１８とを備えている。
【００５４】
第一評価値算出部１５は、信号取得部１２から受け付けたＬの絶対値（｜Ｌ｜）をＬＰＦによってフィルタリングを行い、｜Ｌ｜を平滑化する。具体的には、第一評価値算出部１５は、Ｌの絶対値を所定の閾値よりも高い周波数信号を減衰させて遮断し、低域周波数のみを信号として通過させる。これにより、第一評価値算出部１５は、精度良くノイズを低減することができる。
【００５５】
第一評価値算出部１５は、Ｌの場合と同様に、信号取得部１２から受け付けたＲの絶対値（｜Ｒ｜）をＬＰＦによってフィルタリングを行い、｜Ｒ｜を平滑化する。そして、第一評価値算出部１５は、平滑化された｜Ｌ｜と｜Ｒ｜との差分の絶対値を算出し、第一評価値とする。
【００５６】
第二評価値算出部１６は、信号取得部１２から受け付けたＬとＲとの差分の絶対値をＬＰＦによってフィルタリングを行い、｜Ｌ−Ｒ｜を平滑化し、第二評価値とする。位相差算出部１７は、第一評価値と第二評価値との差分を位相差成分として算出する。なお、ＬおよびＲの値は、パワーを示す値とし、たとえば、電圧値を適用することとしてもよい。
【００５７】
係数算出部１８は、位相差算出部１７によって算出された位相差成分に基づいて位相特性を変化させる係数を算出する。なお、係数算出の詳細については後述することとする。
【００５８】
なお、ここでは、位相情報検出部１４ａが、｜Ｌ｜、｜Ｒ｜および｜Ｌ−Ｒ｜に対しＬＰＦによって平滑化することとしたが、ＬＰＦに限定されるものではなく、移動平均手法や法絡線処理等によって｜Ｌ｜、｜Ｒ｜および｜Ｌ−Ｒ｜の変動を抑制することとしてもよい。
【００５９】
つぎに、制御部１４の位相情報検出部１４ａを回路へ適用した場合について図６を用いて説明する。図６は、位相情報検出部１４ａの回路構成例である。
【００６０】
図６に示すように、位相情報検出部１４ａは、絶対値算出部（以下、「ＡＢＳ」と記載する）１０１、１０３、１０６、１０８と、「−」で示した減算部１０５、１０７、１１０と、ＬＰＦ１０２、１０４、１０９と、係数算出部１１１とを含んで構成される。
【００６１】
なお、ＡＢＳ１０１、ＬＰＦ１０２、ＡＢＳ１０３、ＬＰＦ１０４、減算部１０５およびＡＢＳ１０６は、図５に示した第一評価値算出部１５に相当し、減算部１０７、ＡＢＳ１０８およびＬＰＦ１０９は第二評価値算出部１６に相当する。また、減算部１１０は、位相差算出部１７に相当し、係数算出部１１１は、係数算出部１８に相当する。
【００６２】
減算部１１０は、第一評価値と第二評価値との差分を位相差成分として算出する。ここで、所定の振幅差および位相差がある左右の音声信号について、本実施例に係る音声信号変換方法を適用した音声信号変換装置１０によって位相差成分を算出した結果を示しておく。図７は、位相差成分算出結果をあらわすグラフである。
【００６３】
図７の（Ａ）に示したような、位相差が０．３５、レベル差が０．３２である左右の音声信号を入力信号として、図６に示した手法によって第一評価値、第二評価値および位相差成分を算出することとした。なお、図７の（Ａ）に示したグラフの横軸には時間、縦軸にはレベルを示す。ここで、レベルとは、エネルギーを示す量であり、音の強さであってもよいし、音圧レベルであってもよい。
【００６４】
図７の（Ｂ）に示したように、本実施例に係る音声信号変換方法を適用した音声信号変換装置１０によって算出された第一評価値は、０．３２を推移し、レベル差と近似する。
【００６５】
また、図７の（Ｃ）に示したように、音声信号変換装置１０によって算出された第二評価値は０．６７を推移し、図７の（Ｄ）に示したように、位相差成分は０．３５を推移し、位相差に近似する。
【００６６】
したがって、位相差成分は、第一評価値と第二評価値との差分であり、また、第一評価値＜第二評価値であることから、式（１）のようにあらわされる。
第二評価値−第一評価値＝位相差成分 …（１）
【００６７】
これより、第二評価値は、
第二評価値＝第一評価値＋位相差成分 …（２）
式（２）のようになり、第二評価値は、レベル差と位相差との和に近似する。
【００６８】
図６に戻り、位相情報検出部１４ａの回路構成についての説明を続ける。係数算出部１１１は、減算部１１０によって算出された位相差成分（Ｖｐｈ）の負数である値を０とし（以下、「マイナスクランプ」と記載する）、０≦Ｖｐｈとなるようにする。
【００６９】
そして、係数算出部１１１は、ＬおよびＲのうち大きいほうの値（Ｖｍ）によってＶｐｈを正規化することによって、式（３）のようにあらわされる。
Ｖｐｈ’＝Ｖｐｈ／Ｖｍ …（３）
【００７０】
その後、係数算出部１１１は、ＬとＲとでいずれの位相が遅れているか（以下、「位相遅延相関」と記載する）を検出し、位相遅延相関に基づいて係数の符号を変更する。ここで、位相遅延相関を検出する位相遅延相関検出部１２０の回路構成について図８を用いて説明しておく。
【００７１】
図８は、位相遅延相関検出部１２０の回路構成例である。位相遅延相関検出部１２０は、「Ｚ−１」で示した遅延部１２１、１２２と、「×」で示した乗算部１２３、１２４と、「−」で示した減算部１２５と、ＬＰＦ１２６と、演算増幅器１２７と、±１クランプ部１２８とを含んで構成される。
【００７２】
±１クランプ部１２８は、演算増幅器１２７によって算出された値の１より大きい値を１とし、また−１より小さい値を−１としてαとする。ここで、位相遅延相関検出部１２０は、０≦αの場合はＲが遅れていると判定し相関係数の符号（Ｖｒｌ）を「＋」と決定し、０＞αの場合はＬが遅れていると判定し相関係数の符号（Ｖｒｌ）を「−」と決定する。
【００７３】
ここで、位相遅延相関検出部１２０が行う位相遅延相関の検出処理について、かかる演算増幅器１２７によって算出された結果を示しておく。図９は、位相遅延相関をあらわすグラフである。
【００７４】
なお、図９に示したグラフの横軸には時間、縦軸にはレベルを示す。また、図９の実線で示したＲと波線で示したＬとに基づき、かかる演算増幅器１２７によって算出された結果を一点波線のグラフＸで示した。
【００７５】
図６に戻り、位相情報検出部１４ａの回路構成についての説明を続ける。係数算出部１１１は、正規化した位相差成分（Ｖｐｈ’）に±１クランプ部１２８によって決定された符号（Ｖｒｌ）を乗じることによって符号を変更した結果、
【００７６】
Ｖｃｐｈ＝Ｖｐｈ’×Ｖｒｌ …（４）
式（４）のようにあらわされる。
【００７７】
そして、係数算出部１１１は、式（４）に示したＶｃｐｈに、所定の上限値に到達するまでの時間（以下、「立ち上がり時定数」と記載する）、および、所定の下限値に到達するまでの時間（以下、「立ち下がり時定数」と記載する）を設定する。
【００７８】
その後、係数算出部１１１は、立ち上がり時定数、および、立ち下がり時定数を設定したＶｃｐｈにオフセット（Ｖｏｆｆ）をつけて、式（５）および式（６）にあらわすように、位相特性を変化させるための係数ａを算出する。
【００７９】
ａＬ＝Ｖｏｆｆ＋（１−Ｖｏｆｆ）×Ｖｃｐｈ …（５）
ａＲ＝Ｖｏｆｆ−（１＋Ｖｏｆｆ）×Ｖｃｐｈ …（６）
【００８０】
オフセット（Ｖｏｆｆ）は、係数ａを可変位相器のセンタ成分に対応する値へ補正するための値である。これにより、反転した波形の振幅を揃えることができ、センタ成分にも使用可能な係数ａを算出することができる。ここで、係数算出部１１１によって算出された係数ａを用いて制御する可変位相器について図１０および図１１を用いて説明する。
【００８１】
図１０の（Ａ）は、Ｌについての可変位相器の回路構成例であり、図４の可変位相器２０６に相当する。また、図１０の（Ｂ）は、Ｒについての可変位相器の回路構成例であり、図４の可変位相器２０７に相当する。
【００８２】
図１０の（Ａ）に示した可変位相器は、「Ｚ−１」で示した遅延部１３０、１３１と、乗算部１３２，１３３，１３４と、「＋」で示した加算部１３５とを含んで構成される。図１０の（Ａ）に示すように、乗算部１３２，１３３，１３４の係数は、ａ、１、−ａとする。
【００８３】
図１０の（Ｂ）に示した可変位相器についても可変位相器２０６と同様に、「Ｚ−１」で示した遅延部１４０、１４１と、乗算部１４２，１４３，１４４と、「＋」で示した加算部１４５とを含んで構成され、乗算部１４２，１４３，１４４の係数は、ａ、１、−ａとする。
【００８４】
つづいて、図１１は、位相特性をあらわすグラフである。係数ａを０．５とした場合の位相特性を図１１の位相Ａに示し、係数ａを０とした場合の位相特性を図１１の位相Ｂに示し、係数ａを−０．５とした場合の位相特性を図１１の位相Ｃに示した。このように、可変位相器は、係数ａを変化することによって位相特性を変化させることができる。
【００８５】
つぎに、制御部１４の位相情報検出部１４ａが実行する位相情報検出処理の詳細について図１２を用いて説明する。図１２は、位相情報検出部１４ａが実行する位相情報検出処理手順を示すフローチャートである。
【００８６】
図１２に示すように、まず、位相情報検出部１４ａの第一評価値算出部１５は、Ｌの絶対値をＬＰＦによってフィルタリングを行い、Ｌ１とし（ステップＳ１０１）、また、Ｒの絶対値をＬＰＦによってフィルタリングを行い、Ｒ１とする（ステップＳ１０２）。
【００８７】
そして、第一評価値算出部１５は、Ｌ１とＲ１との差分の絶対値を第一評価値とする（ステップＳ１０３）。つづいて、第二評価値算出部１６は、ＬとＲとの差分（Ｌ−Ｒ）の絶対値をＬＰＦによってフィルタリングを行い、第二評価値とする（ステップＳ１０４）。
【００８８】
その後、位相差算出部１７は、第一評価値と第二評価値との差分を算出し、位相差成分とする（ステップＳ１０５）。そして、係数算出部１８は、ステップＳ１０５で算出した位相差成分をマイナスクランプし（ステップＳ１０６）、ＬおよびＲのうち大きいほうの値によって正規化する（ステップＳ１０７）。
【００８９】
さらに、係数算出部１８は、位相遅延相関を検出し（ステップＳ１０８）、ステップＳ１０７で正規化した値を検出した位相遅延相関に基づいて符号を変更し、立ち上がり、または、立ち下がりの時定数を設定する（ステップＳ１０９）。
【００９０】
その後、係数算出部１８は、ステップＳ１０９で時定数を設定した値にオフセットをつけ、位相特性を変化させるための係数ａを算出し（ステップＳ１１０）、位相情報検出部１４ａが実行する一連の位相情報検出処理を終了する。
【００９１】
上述してきたように、本発明に係る音声信号変換装置音声信号変換方法および受信装置は、受信した音声信号に含まれるＬの絶対値とＲの絶対値との差分の絶対値（｜｜Ｌ｜−｜Ｒ｜｜）を算出し、また、ＬとＲとの差分の絶対値（｜Ｌ−Ｒ｜）を算出する。
【００９２】
さらに、本発明に係る音声信号変換装置、音声信号変換方法および受信装置は、算出された二つの値の差分に基づいて位相差成分を算出し、さらに、算出された位相差成分に基づいて疑似的にステレオ信号を生成する。これによって、本発明に係る音声信号変換装置音声信号変換方法および受信装置は、処理量を抑制し、音質を確保しつつ疑似的にステレオ信号を生成する処理を行うことができる。
【符号の説明】
【００９３】
１０ 音声信号変換装置
１１ 通信Ｉ／Ｆ
１２ 信号取得部
１３ 信号出力部
１４ 制御部
１４ａ 位相情報検出部
１４ｂ 振幅情報検出部
１４ｃ 疑似ステレオ信号生成部
１５ 第一評価値算出部
１６ 第二評価値算出部
１７ 位相差算出部
１８ 係数算出部
２０ 受信装置
１０１、１０３、１０６、１０８ ＡＢＳ
１０２、１０４、１０９ ＬＰＦ
１０５、１０７、１１０ 減算部
１１１ 係数算出部
２００ 音声信号変換ブロック
２０１ 振幅情報検出部
２０２ 位相情報検出部
２０３ 加算部
２０４、２０５ 演算増幅器
２０６、２０７ 可変位相器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出手段と、
左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出手段と、
前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出手段と
を備えたことを特徴とする音声信号変換装置。
【請求項２】
前記位相差算出手段によって算出された前記位相差に基づいて位相特性を変化させる係数を算出する係数算出手段
をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の音声信号変換装置。
【請求項３】
前記第一評価値算出手段は、
前記左の音声信号の絶対値を平滑化した値と前記右の音声信号の絶対値を平滑化した値との差分に基づいて第一の評価値を算出し、
前記第二評価値算出手段は、
前記左の音声信号と前記右の音声信号との差分の絶対値を平滑化した値によって第二の評価値を算出することを特徴とする請求項１または２に記載の音声信号変換装置。
【請求項４】
前記位相差算出手段は、
左右いずれの音声信号の位相が進んでいるかを検出することを特徴とする請求項１、２または３に記載の音声信号変換装置。
【請求項５】
前記位相差算出手段によって算出された前記位相差に基づいて左右の前記位相を算出する位相算出手段と、
前記左右の音声信号の割合に基づいて左右の振幅を算出する振幅算出手段と、
前記位相差算出手段によって算出された左右の前記位相と前記振幅算出手段によって算出された左右の前記振幅とに基づいて左右のステレオ信号を生成するステレオ信号生成手段と
をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の音声信号変換装置。
【請求項６】
左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出工程と、
左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出工程と、
前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出工程と
を含んだことを特徴とする音声信号変換方法。
【請求項７】
受信した信号に基づいて左右の音声信号を生成する左右信号生成手段と、
前記左右信号生成手段によって生成された左の音声信号の振幅値と前記左右信号生成手段によって生成された右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出手段と、
前記左右信号生成手段によって生成された左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出手段と、
前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出手段と
を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項１】
左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出手段と、
左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出手段と、
前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出手段と
を備えたことを特徴とする音声信号変換装置。
【請求項２】
前記位相差算出手段によって算出された前記位相差に基づいて位相特性を変化させる係数を算出する係数算出手段
をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の音声信号変換装置。
【請求項３】
前記第一評価値算出手段は、
前記左の音声信号の絶対値を平滑化した値と前記右の音声信号の絶対値を平滑化した値との差分に基づいて第一の評価値を算出し、
前記第二評価値算出手段は、
前記左の音声信号と前記右の音声信号との差分の絶対値を平滑化した値によって第二の評価値を算出することを特徴とする請求項１または２に記載の音声信号変換装置。
【請求項４】
前記位相差算出手段は、
左右いずれの音声信号の位相が進んでいるかを検出することを特徴とする請求項１、２または３に記載の音声信号変換装置。
【請求項５】
前記位相差算出手段によって算出された前記位相差に基づいて左右の前記位相を算出する位相算出手段と、
前記左右の音声信号の割合に基づいて左右の振幅を算出する振幅算出手段と、
前記位相差算出手段によって算出された左右の前記位相と前記振幅算出手段によって算出された左右の前記振幅とに基づいて左右のステレオ信号を生成するステレオ信号生成手段と
をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の音声信号変換装置。
【請求項６】
左の音声信号の振幅値と右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出工程と、
左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出工程と、
前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出工程と
を含んだことを特徴とする音声信号変換方法。
【請求項７】
受信した信号に基づいて左右の音声信号を生成する左右信号生成手段と、
前記左右信号生成手段によって生成された左の音声信号の振幅値と前記左右信号生成手段によって生成された右の音声信号の振幅値との差分に基づいて第一の評価値を算出する第一評価値算出手段と、
前記左右信号生成手段によって生成された左の音声信号と右の音声信号との差分の振幅値に基づいて第二の評価値を算出する第二評価値算出手段と、
前記第一の評価値と前記第二の評価値との差分に基づいて左右の音声信号の位相差を算出する位相差算出手段と
を備えたことを特徴とする受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１２−１５１６１９（Ｐ２０１２−１５１６１９Ａ）
【公開日】平成２４年８月９日（２０１２．８．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−８２５７（Ｐ２０１１−８２５７）
【出願日】平成２３年１月１８日（２０１１．１．１８）
【出願人】（０００２３７５９２）富士通テン株式会社 (3,383)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月９日（２０１２．８．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月１８日（２０１１．１．１８）
【出願人】（０００２３７５９２）富士通テン株式会社 (3,383)
【Ｆターム（参考）】
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