オーディオ信号処理装置およびオーディオ信号処理方法
【課題】シンプルな回路構成で、音像の上方拡大と左右定位遷移とを同時に実現するオーディオ信号処理装置およびオーディオ信号処理方法を提供する。
【解決手段】位相遅延回路２によって左右チャンネルの各オーディオ信号に対して高周波数帯域の振幅補正と位相補正とを行い、サラウンド回路３によって位相遅延回路２の出力信号に対してサラウンド信号処理を施して左右チャンネルのサラウンド信号を生成し、バランス回路４によって左右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節することで、所望の定位状態を作り出す。
【解決手段】位相遅延回路２によって左右チャンネルの各オーディオ信号に対して高周波数帯域の振幅補正と位相補正とを行い、サラウンド回路３によって位相遅延回路２の出力信号に対してサラウンド信号処理を施して左右チャンネルのサラウンド信号を生成し、バランス回路４によって左右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節することで、所望の定位状態を作り出す。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、左右２チャンネルのチャンネルのスピーカによって形成するサラウンド型の音場における音像定位を移動させるための信号処理を行うオーディオ信号処理装置およびオーディオ信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、２チャンネルスピーカによる音像定位を自由に移動させるための様々な技術が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１には、左右２つのチャンネルの原音信号をそれぞれ第１および第２原音信号に分割し、かつ、そのバランス量を設定し、位相を反転して逆相とした第１原音信号と、両チャンネルの同相成分を除去した第２原音信号とを各チャンネルごとに合成した信号の左右のバランスを可変とすることにより、音像位置を前後左右の所定位置に設定可能とする装置が開示されている。
【０００４】
また、特許文献２には、左右２つのチャンネルに分離された楽音信号により生成される複数の音像のそれぞれを、聴取者の前後左右の所定位置に定位させることにより、広がり感を有する音像のパンニングが可能な装置が開示されている。
【０００５】
また、特許文献３には、左右チャンネルのオーディオ信号に対する高周波帯域の振幅および位相の補正処理によりスピーカ特性変換を行い、さらにサラウンド信号処理を行うことにより、音像の上方拡大を実現する装置が開示されている。
【特許文献１】特開平８−４７１００号公報
【特許文献２】特開平７−８７６００号公報
【特許文献３】特開２００６−４２３１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に開示された装置では、音像位置を前後左右に移動させることはできるが、上下方向に移動させることはできない。また、回路規模が大きく、コストパフォーマンスとしては低い。
【０００７】
また、特許文献２に開示された装置についても、音像位置を左右に移動させることができるのみで、上下方向に移動させることはできない。また、構成はフルデジタルであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）による処理を原則としている。このため回路規模が大きく複雑であり、価格も高額となる。
【０００８】
また、特許文献３に開示された装置では、音像を上方に拡大することを可能としているが、左右方向の音像の定位遷移については言及していない。
【０００９】
本発明は上記に鑑みてなされたもので、シンプルな回路構成で、音像の上方拡大と左右定位遷移とを同時に実現するオーディオ信号処理装置およびオーディオ信号処理方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するため、本発明のオーディオ信号処理装置は、スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理装置であって、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う第１の位相遅延手段（２）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するフィルタ手段（Ｒ１１，Ｃ３）と、前記フィルタ手段により前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う第２の位相遅延手段（３５Ａ，３５Ｂ）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成する第１の混合手段（３２）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成する第２の混合手段（３１）と、前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するゲイン調節手段（４）とを備えることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のオーディオ信号処理装置は、スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理装置であって、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う第１の位相遅延手段（２）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との和信号に対して、音声帯域の補正処理を行う中音域補正フィルタ手段（３４）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するフィルタ手段（Ｒ１１，Ｃ３）と、前記フィルタ手段により前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う第２の位相遅延手段（３５Ａ，３５Ｂ）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正フィルタ手段により補正処理された前記和信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成する第１の混合手段（３２）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正フィルタ手段により補正処理された前記和信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成する第２の混合手段（３１）と、前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するゲイン調節手段（４）と、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号における、前記第１の高周波数帯域内の所定の第２の高周波数帯域を減衰する減衰手段（Ｃ６，Ｃ７）とを備えることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明のオーディオ信号処理装置に係る前記第１の位相遅延手段は、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を所定の位相遅延量だけ遅延した後、増幅され前記所定の位相遅延量だけ位相遅延された前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の位相をさらに遅延する手段であることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明のオーディオ信号処理方法は、スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理方法であって、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う補正ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するステップと、前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う位相遅延ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、前記補正ステップで補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するステップとを含むことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明のオーディオ信号処理方法は、スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理方法であって、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う補正ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との和信号に対して、音声帯域の補正処理を行う中音域補正ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するステップと、前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う位相遅延ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正ステップで補正処理された前記和信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、前記補正ステップで補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正ステップで補正処理された前記和信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するとともに、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号における、前記第１の高周波数帯域内の所定の第２の高周波数帯域を減衰するステップとを含むことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明のオーディオ信号処理方法に係る前記補正ステップは、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を所定の位相遅延量だけ遅延した後、増幅され前記所定の位相遅延量だけ位相遅延された前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の位相をさらに遅延するステップであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、シンプルな回路構成で、音像の上方拡大と左右定位遷移とを同時に実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
【００１８】
まず、本発明の着眼点と音像定位遷移についての考察を詳述する。
【００１９】
（ａ）スピーカの特性変換による仮想音源形成について
比較的低価格な左右２チャンネルのステレオ再生装置に使用されている一般的なフルレンジスピーカは、図１に示す振幅特性および位相特性のシミュレーション図と、図２に示すインピーダンス特性および位相特性のシミュレーション図からわかるように、高周波数再生限界は低く、位相は周波数増加に伴い進んでいき、インピーダンスは周波数増加に伴い高くなる。
【００２０】
一方、図３に示す２ウェイスピーカの振幅特性および位相特性のシミュレーション図からわかるように、高級ステレオ再生装置に使用されている２ウェイスピーカの高周波数再生限界は高いものの、位相特性はウーハーとツィータのクロスオーバーポイントの前後でネットワーク回路の影響で大きく変化し、さらに、周波数増加に伴い遅れていく。
【００２１】
このように、フルレンジスピーカ、２ウェイスピーカの静特性はそれぞれ難点があり、図４に示すような高周波数再生限界が２０ｋＨｚ以上で、かつ、位相特性は全域に亘ってフラットとなるような理想的スピーカシステムの振幅特性と位相特性とは大きく異なるのが実情である。
【００２２】
一般論では、人の聴覚は１ｋＨｚ以上の高周波数帯域では、その指向性を捉え易く、逆に低周波数帯域では、指向性を認識しにくいと言われている。つまり、フルレンジスピーカに比べて２ウェイスピーカの再生帯域は広く指向性は広いため、人の聴覚では認識され易い。
【００２３】
この点に着目して、フルレンジスピーカの振幅と位相とを同時に特性変換して理想的スピーカシステムの特性を擬似再生（換言すれば、スピーカのボイスコイルによって生じる位相進みに対する改善と上方向での高周波数帯域落ちの解消である。）できるならば、音質の改善と音像拡大が可能と考えられる。
【００２４】
すなわち、スピーカの特性変換（高周波数帯域の位相シフトと増幅度の補正）を行うことで、フルレンジスピーカの高周波数再生限界が上に延び、かつ、位相特性がフラットになることで、高周波数帯域の時間ズレが改善されて原音に近い再生音が得られるであろう。
【００２５】
図５は、スピーカ特性変換による拡大音源の概念図であり、図５（ａ）はスピーカの正面から見た図、図５（ｂ）はスピーカの側面から見た図である。スピーカの特性変換の結果として、中高周波数帯域の音源再生エリアが拡大することにより、図５に示すように、全体としての音像拡大（拡大音源）が期待される。
【００２６】
次に、上記拡大音源を一般的な使用状態である床面などの設置面の影響を考慮して考察する。図６は、スピーカを平面に設置した場合のスピーカ特性変換による拡大音源の概念図であり、図６（ａ）はスピーカの正面から見た図、図６（ｂ）はスピーカの側面から見た図である。
【００２７】
一般に、低周波数帯域は設置面の反射率が高いため、エネルギーは増強されるが、高周波数帯域はその逆で設置面に吸収され、エネルギーが低下する場合が多い。つまり、スピーカを平面である机や床面に設置した場合には、図６に示すように、拡大音源は下方向には拡大せずにそれ以外の方向に拡大して、全体のスペクトルを合成した仮想音源中心は上方へシフトした格好となる。よって、これら現象を人の聴覚で捉えると、音像全体が上方向へ定位拡大して感じることができる。これは聴覚により高周波数帯域を認識して仮想音源を造っているためである。
【００２８】
（ｂ）サラウンド回路を利用した音像上方拡大の形成について
上記（ａ）のスピーカ特性変換による拡大音源／仮想音源を（２チャンネル）ステレオ音源にて考察する。
【００２９】
図７は、リスナーから見た正面側の左右スピーカの音源中心と音源再生範囲の変化の概念図である。図７に示すように、ステレオ音源（Ｌ／Ｒチャンネル）の場合は、スピーカ特性変換にて再生範囲が拡大されると、左右チャンネルが近接してステレオ感が減少してしまうという好ましくない状態となる。これを解決する手段としては、サラウンド回路が適していると考えられる。それは、図７からわかるように、サラウンド信号処理された後の仮想音源は左右離れた位置に拡がり、拡大音源のＬＲ差（音源間の距離）は大きくなるからである。
【００３０】
図７より、前述のスピーカ特性変換およびサラウンド信号処理の結果、オリジナル音源の外側上方向に効果的なステレオ感を与える左右それぞれの仮想音源が形成されることがわかる。以上がサラウンド回路を利用する１つの目的である。
【００３１】
次に、空間上での音像定位の仕組みを、人間の聴覚を基に考察する。
【００３２】
図８は、空間上での音像定位の仕組みをベクトルで表した模式図である。図８において、原音Ｌ／Ｒはステレオ音源とする。ダミーヘッドＭの両耳間時間差をΔｔ１とすると、左右サラウンド信号は、Ｌ＋Δｔ１（Ｌ−Ｒ），Ｒ＋Δｔ１（Ｌ−Ｒ）で表せる。また、上方向変移距離をΔｄ２とすると、相関関係は以下の（数式１）〜（数式４）で表せる。
【数１】
【００３３】
ここで、θ１は原音Ｌ／ＲをΔｄ２だけ変移させた場合に発生する位相角度、θ２はサラウンド信号Ｌ＋Δｔ１（Ｌ−Ｒ），Ｒ＋Δｔ１（Ｌ−Ｒ）をさらにΔｄ２の上方向へ変移させた場合に発生する位相角度である。
【００３４】
また、原音Ｌ／Ｒの定位方向を右方向に時間差としてΔｔ２遷移した場合と、そのサラウンド信号を同様の定位比率で遷移した場合の時間差をΔｔ３とすると、相関関係は以下の（数式５）〜（数式９）で表せる。
【数２】
【００３５】
ここで、θ３は原音Ｌ／Ｒの定位方向を右方向にΔｔ２遷移した場合に発生する位相角度、θ４はサラウンド信号の定位方向を右方向にΔｔ３遷移した場合に発生する位相角度である。
【００３６】
上記（数式５）〜（数式７）より、サラウンド信号処理した場合の方が、サラウンド信号処理しない場合より長い時間の定位遷移を実現できる。つまり、人間の聴覚にて認識されやすくなる。また、（数式７）より、θ３とθ４とが異なる値であることから、耳の干渉を受けにくく違和感の少ない音質が聴覚的に得られる。これらはすべて、（数式８）に示したように、原音の定位とサラウンド信号処理された定位とが比例関係にある場合に適応される。
【００３７】
以上述べたように、音像上方拡大した信号は、サラウンド信号処理することで、容易に所望の左右定位遷移が行え、かつ、音質を損なうことなくその維持が可能となる。また、所望の上方拡大として上方向変移距離Δｄ２を選択することと、左右定位遷移時間差Δｔ３を調節することで、最適な音像定位が可能となる。
【００３８】
以上のような考察から、効果的な音像上方拡大と左右定位遷移を行うためには、上述のスピーカの特性変換を行うための位相遅延回路と、サラウンド回路と、バランス回路との組み合わせが肝要である。
【００３９】
そこで、図９に示すように、本発明の実施の形態に係るオーディオ信号処理装置１は、左右チャンネルの各オーディオ信号に対して第１の高周波数帯域の振幅補正と位相補正とを同時に行う位相遅延回路２と、位相遅延回路２の出力信号に対してサラウンド信号処理を施し、左右チャンネルのサラウンド信号を生成するサラウンド回路３と、左右チャンネルのサラウンド信号のゲインを調節するバランス回路４と、装置の各部を制御する制御回路５とを備える回路構成となっている。
【００４０】
位相遅延回路２は、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａと、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂとを備える。
【００４１】
右チャンネル用位相遅延回路２１Ａは、オペアンプ２２を有し、その非反転入力端子および反転入力端子には抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してオーディオ信号源（図示せず）からの右チャンネルのオーディオ信号が入力される。オペアンプ２２の非反転入力端子にはコンデンサＣ１が接続され、コンデンサＣ１とアース間にはエミッタ接地のトランジスタＱ１が接続されている。オペアンプ２２の反転入力端子と出力端子との間にはフィードバック抵抗Ｒ３が接続されている。
【００４２】
このように右チャンネル用位相遅延回路２１Ａは、オペアンプ２２と抵抗Ｒ１〜Ｒ３とからなるインバータ回路と、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とからなるフィルタ回路とを接続することで構成されている。また、トランジスタＱ１のベースは制御回路５に接続されており、制御回路５からのコントロール信号ＣＴＬ１によりトランジスタＱ１をオン、オフすることで、コンデンサＣ１の接続、未接続が切り換え可能に構成されている。
【００４３】
左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂも同様に、オペアンプ２３と抵抗Ｒ４〜Ｒ６とからなるインバータ回路と、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ４とからなるフィルタ回路と、トランジスタＱ２とにより構成され、制御回路５からトランジスタＱ２に供給されるコントロール信号ＣＴＬ１によりトランジスタＱ２をオン、オフすることで、コンデンサＣ２の接続、未接続が切り換え可能に構成されている。
【００４４】
サラウンド回路３は、オペアンプ３１〜３３、中音域補正フィルタ回路３４、位相遅延器３５Ａ，３５Ｂを有し、オペアンプ３１の非反転入力端子は右チャンネル用位相遅延回路２１Ａのオペアンプ２２の出力端子に接続され、オペアンプ３２の非反転入力端子は左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂのオペアンプ２３の出力端子に接続されている。
【００４５】
また、オペアンプ２２，２３の出力端子が抵抗Ｒ７，Ｒ８を通じて互いに接続され、この接続中点が、音声帯域の補正を行う中音域補正フィルタ回路３４に接続されている。中音域補正フィルタ回路３４の出力端は、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を介して、オペアンプ３１，３２の非反転入力端子に接続されている。中音域補正フィルタ回路３４の出力端にはスイッチＳＷ１が設けられ、制御回路５の制御により、接続、未接続が切り換え可能に構成されている。
【００４６】
また、オペアンプ３３の非反転入力端子は抵抗Ｒ９を介して右チャンネル用位相遅延回路２１Ａのオペアンプ２２の出力端子に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ１０を介して左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂのオペアンプ２３の出力端子に接続されている。
【００４７】
オペアンプ３３の出力端子は、抵抗器Ｒ１１を介して２段構成の位相遅延器３５Ａ，３５Ｂに接続され、位相遅延器３５Ａの入力端とアース間にはコンデンサＣ３が接続されている。抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ３とは、所定の周波数以上の帯域を除去するためのＣＲフィルタを構成している。また、位相遅延器３５Ａ，３５Ｂには、位相遅延量調整用のコンデンサＣ４，Ｃ５がそれぞれ接続されている。
【００４８】
位相遅延器３５Ｂの出力端は、抵抗Ｒ１４を介してオペアンプ３１の非反転入力端子に接続され、抵抗Ｒ１５を介してオペアンプ３２の反転入力端子に接続されている。オペアンプ３１，３２の出力端子は、それぞれの反転入力端子に接続されている。位相遅延器３５Ｂの出力端にはスイッチＳＷ２が設けられ、制御回路５の制御により、接続、未接続が切り換え可能に構成されている。
【００４９】
オペアンプ３１，３２の出力端子はバランス回路４に接続されている。バランス回路４において、オペアンプ３１の出力端子には、抵抗Ｒ１６を介して、抵抗Ｒ１７、コンデンサＣ６、およびトランジスタＱ３からなる直列回路と、抵抗Ｒ１８およびトランジスタＱ４からなる直列回路と、抵抗Ｒ１９とが並列に接続され、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタおよび抵抗Ｒ１９の一端が接地されている。
【００５０】
同様に、オペアンプ３２の出力端子には、抵抗Ｒ２０を介して、抵抗Ｒ２１、コンデンサＣ７、およびトランジスタＱ５からなる直列回路と、抵抗Ｒ２２およびトランジスタＱ６からなる直列回路と、抵抗Ｒ２３とが並列に接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタおよび抵抗Ｒ２３の一端が接地されている。
【００５１】
トランジスタＱ３〜Ｑ６のベースは制御回路５に接続されており、制御回路５からのコントロール信号ＣＴＬ２〜ＣＴＬ５によりトランジスタＱ３〜Ｑ６をオン、オフすることで、抵抗Ｒ１７，１８，２１，２２、およびコンデンサＣ６，Ｃ７の接続、未接続が切り換え可能に構成されている。ここで、コントロール信号ＣＴＬ２〜ＣＴＬ５としてＨレベル信号が入力されると、トランジスタＱ３〜Ｑ６がオン、Ｌレベル信号が入力されると、トランジスタＱ３〜Ｑ６がオフとなる。
【００５２】
上記のオーディオ信号処理装置１において、位相遅延回路２の目的は、先に述べた仮想音源を形成するための第１の高周波数帯域（例えば、約１〜１００ｋＨｚ）の振幅補正と位相補正とを同時に行うことである。
【００５３】
この点、従来方式では、イコライザ回路にて振幅補正を行い、位相遅延回路にて位相の補正を行う方式が一般的であったが、この方式ではイコライザにおいても位相が変化してしまうため位相遅延回路にてそれを補正し、かつ、所望の位相遅延を行うことが困難となっていた。
【００５４】
本実施の形態のオーディオ信号処理装置１では、位相遅延回路２を特性改善および回路段数削減、音質劣化防止を図るために、１つの回路段にて行う方式としている。
【００５５】
先に述べたように、一般的なフルレンジスピーカは、周波数の増加に伴い、ボイスコイルの誘導性成分の影響で位相は進む。これを振幅補正並びに位相補正することで、理想的スピーカシステムの擬似再生を可能とする。
【００５６】
右チャンネル用位相遅延回路２１Ａにおいて、抵抗Ｒ２の値を抵抗Ｒ３より小さい値に設定すると、その伝達関数Ｇ１は次のようになる。
【００５７】
周波数Ｆが０からＦｃ＝１／２π・Ｃ１・Ｒ１で決まるカットオフ周波数までの間は、伝達関数Ｇ１は以下の（数式１０）で表され、この回路はオールパスフィルタとして働き、Ｇ１＝１で固定である。また、この帯域での位相は変化しない。
【数３】
【００５８】
周波数ＦがＦｃ＝１／２π・Ｃ１・Ｒ１のカットオフ周波数以上の帯域では、コンデンサＣ１のインピーダンスが減少するため、回路は反転増幅回路として働き、伝達関数Ｇ１は以下の（数式１１）で表される。
【数４】
【００５９】
すなわち、Ｆｃ＝１／２π・Ｃ１・Ｒ１を変極点として振幅特性が変化することを表している。また、上記（数式１２）より、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の値を適宜設定することで、位相θの遅延量を０〜−１８０°の範囲で調整することが可能である。
【００６０】
このようにして、上記右チャンネル用位相遅延回路２１Ａの回路定数Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｃ１の適当な選択によって対象とするスピーカ、セットサイズ等に対して、所望の位相遅延量と増幅度とを設定することができる。なお、上記説明では右チャンネル用位相遅延回路２１Ａについて説明したが、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂについても同様に、回路定数Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｃ２の適当な選択によって、所望の位相遅延量と増幅度とを設定することができる。
【００６１】
例えば、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａの回路定数をそれぞれＲ１＝１０ｋΩ、Ｒ２＝４．７ｋΩ、Ｒ３＝１０ｋΩ、Ｃ１＝０．００４７μＦとすると、Ｆｃ＝３３８３Ｈｚとなる。この回路を用いてフルレンジスピーカの音質補正を行った場合の静特性の変化を図１０に示す。図１０と理想的スピーカシステムの特性を表す図３とを比較すると、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａにて補正されたフルレンジスピーカの特性は理想的スピーカの特性に近似することがわかる。すなわち、フルレンジスピーカで不足している高周波数帯域の振幅が補われると同時に、中高周波数帯域の位相進みが改善されることで原音に近い再生音が得られる訳である。
【００６２】
勿論、位相遅延回路２のみで本発明の主眼とする音像上方拡大および左右定位遷移が実現するのではなく、図９のように位相遅延回路２にサラウンド回路３およびバランス回路４が接続されることで本発明は成立する。
【００６３】
先に述べたように、サラウンド回路３を利用する目的は２つある。１つの目的は、音場拡大と定位遷移効果の拡大であり、他の目的は、音場の左右拡大により少ない位相遅延量にて音像上方拡大を可能とすることである。また、バランス回路４を利用する目的は、左右信号レベルを可変して定位制御を行うことと、左右信号で異なる周波数特性を与えることである。
【００６４】
サラウンド回路３において、先ず、前段の右チャンネル用位相遅延回路２１Ａ、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂを通った信号Ｒ，Ｌは、各々３つの信号に分割される。１つは、後段のオペアンプ３１，３２の非反転入力端子へ直接入力される。もう１つはＲ，Ｌの差信号（Ｒ−Ｌ）の生成回路のオペアンプ３３に入力される。ここで、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ３とで構成されたＣＲフィルタにより、差信号（Ｒ−Ｌ）から所定の周波数以上の帯域（例えば、約１０ｋＨｚ以上）を除去する。これにより、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａ、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂにて補正され上昇しすぎて不要となった帯域を除去する。さらに、この所定の周波数以上の帯域が除去された差信号（Ｒ−Ｌ）は２段構成の位相遅延器３５Ａ，３５Ｂを通り、後段のオペアンプ３１，３２へそれぞれ加算される。
【００６５】
さらに、もう１つの信号はＬ，Ｒの和信号（Ｌ＋Ｒ）となり、中音域補正フィルタ回路３４に入力されて、サラウンド回路３で抜け落ちる音声帯域の補正を行う。
【００６６】
オペアンプ３１では、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａからの信号Ｒと、中音域補正フィルタ回路３４で補正された和信号（Ｌ＋Ｒ）と、位相遅延器３５Ａ，３５Ｂを通った差信号（Ｒ−Ｌ）とが混合され、右チャンネルのサラウンド信号となってバランス回路４に入力される。また、オペアンプ３２では、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂからの信号Ｌと、中音域補正フィルタ回路３４で補正された和信号（Ｌ＋Ｒ）と、位相遅延器３５Ａ，３５Ｂを通った差信号（Ｒ−Ｌ）とが混合され、左チャンネルのサラウンド信号となってバランス回路４に入力される。
【００６７】
バランス回路４では、左右それぞれ２系統の制御端子が設けられており、コントロール信号ＣＴＬ２〜ＣＴＬ５によりトランジスタＱ３〜Ｑ６をオン、オフすることで、左右独立で４段階のゲイン設定ができる。
【００６８】
このように、本実施の形態のオーディオ信号処理装置１では、回路構成を簡潔とするためにシンプルな最低限のアナログ回路で成立している。また、位相遅延回路２に設けられたトランジスタＱ１，Ｑ２により、音像上方拡大の選択を可能としている。つまり、コンデンサＣ１，Ｃ２が未接続であるならばオペアンプ２２，２３は単にバッファアンプとして働き、信号の変化は起こらない。また、使用セットの配置および構造などの条件に応じて中音域補正フィルタ回路３４の使用、不使用の選択もスイッチＳＷ１の設定で可能である。同様に、サラウンド機能の使用、不使用の選択もスイッチＳＷ２の設定で可能である。
【００６９】
ここで、図９に示すオーディオ信号処理装置１で得られる左右チャンネルの出力信号Ｌｏ，Ｒｏは、以下の（数式１３）〜（数式１６）で表せる。なお、Ｇ１は前段の位相遅延回路２の伝達関数、Ｇ２はバランス回路４の右チャンネルの伝達関数、Ｇ３はバランス回路４の左チャンネルの伝達関数、Δｔはサラウンド回路３の位相遅延量、Ｋは中音域補正係数である。
【数５】
【００７０】
上記（数式１３），（数式１４）の第１項は、それぞれ左右信号Ｌ，Ｒが位相遅延回路２により伝達関数Ｇ１で信号変換されることを示している。さらに、伝達関数Ｇ２，Ｇ３にてゲイン変換が行われる。これにより、原音Ｌ，Ｒは上記（数式１１）の伝達関数Ｇ１にて、振幅の増幅と位相遅延が行われる。
【００７１】
第２項も同様に、サラウンド差信号成分（Ｌ−Ｒ）または（Ｒ−Ｌ）が位相遅延回路２により伝達関数Ｇ１で信号変換されることを示している。これにより間接音である差信号成分（Ｌ−Ｒ）または（Ｒ−Ｌ）についても振幅の増幅と位相遅延が行われる。さらに、その間接音についても伝達関数Ｇ２，Ｇ３にてゲイン変換されて左右定位が決まることがわかる。
【００７２】
第３項についても同様に、中音域補正成分が位相遅延回路２により伝達関数Ｇ１で信号変換され、さらに伝達関数Ｇ２，Ｇ３にてゲイン変換されて左右定位が決まることがわかる。
【００７３】
これらの信号処理の結果、第１の高周波数帯域の振幅は増加し、位相の進みは改善されてフラットとなり、さらに左右方向の音場拡大が行われるため、図８で示した仮想音源ＳＬ２，ＳＲ２が形成され、さらにそのレベルにより定位が決定される。
【００７４】
一方、バランス回路４の左右２系統の制御端子は、そのアクティブ制御により左右定位の遷移が可能である。ここで特徴的なことは、バランス回路４は、抵抗Ｒ１７，Ｒ２１に直列に接続されたコンデンサＣ６，Ｃ７を備えている点である。
【００７５】
バランス回路４にコンデンサＣ６，Ｃ７を設けない場合でも、左右チャンネルのサラウンド信号のバランスを設定することで左右定位の遷移は実現できるが、コンデンサＣ６，Ｃ７を備えることにより、バランス回路４は、単純に左右チャンネルのサラウンド信号のバランスを設定するだけでなく、ゲインを減衰するときに、位相遅延回路２にて上昇しすぎる、第１の高周波数帯域内の不要な周波数帯域である第２の高周波数帯域（例えば、約５〜１００ｋＨｚ）を減衰する動作を行う。このことは（数式１５），（数式１６）からわかる。不要な第２の高周波数帯域のみの減衰を行うことで、音声帯域である中音帯域を落とすことなくレベル制御が可能であり、不自然な音質変化を招くことなく左右定位の遷移を実現することができる。
【００７６】
また、このバランス回路４を、単にアッテネータとして使用するだけでなく、左右ゲイン可変回路として使用している点も本発明の特徴である。つまり、センター定位を減衰量の中心として最大減衰量と最低減衰量との組み合わせにて所望する定位状態を作り出す。例えば、右方向定位最大のときは、右チャンネルのゲインは最大であり左チャンネルのゲインは最低である。センター定位では、各チャンネルのゲインは同一であり中間ゲインである。
【００７７】
一例として、図９のバランス回路４において、Ｒ１６＝Ｒ２０＝６．８ｋΩ，Ｒ１７＝Ｒ１８＝１０ｋΩ，Ｒ１９＝１００ｋΩ，Ｒ２１＝Ｒ２２＝１０ｋΩ，Ｒ２３＝１００ｋΩとした場合の定位状態とゲイン設定について図１１に示す。
【００７８】
この場合では、図１１に示すようなコントロール信号ＣＴＬ２〜ＣＴＬ５におけるＨ，Ｌレベル信号の組み合わせにより、左右独立でそれぞれ３段階のゲイン設定（−０．５７ｄＢ，−４．８ｄＢ，−７．７ｄＢ）ができ、さらにこれらの組み合わせより５段階（右方向定位最大〜左方向定位最大）の音像定位制御が行える。例えば、コントロール信号ＣＴＬ２，ＣＴＬ３をＬレベル信号、コントロール信号ＣＴＬ４，ＣＴＬ５をＨレベル信号としたとき、右チャンネルのゲインが最大（−０．５７ｄＢ）、左チャンネルのゲインは最低（−７．７ｄＢ）となり、右方向定位最大となる。
【００７９】
次に、図９に示すオーディオ信号処理装置１で得られる出力信号の振幅特性および位相特性のシミュレーション図を図１２、図１３に示す。図１２はＣＴＬ３がＬレベル信号の場合の右チャンネルの出力信号Ｒ０の振幅特性と位相特性のシミュレーション図、図１３はＣＴＬ３がＨレベル信号の場合の右チャンネルの出力信号Ｒ０の振幅特性と位相特性のシミュレーション図である。図１２、図１３によれば、振幅特性がサラウンドの谷を変極点として上昇していくことがわかる。また、図１３では、コンデンサＣ６の影響により、図１２に比べて、特に１０ｋＨｚ以上の高周波数帯域において振幅特性の上昇が頭打ちになる様子がわかる。
【００８０】
なお、２チャンネルオーディオシステムの左右スピーカ間隔あるいはエンクロージャーサイズによっては、図９のオーディオ信号処理装置１のような位相遅延回路２が１段のみの構成では、位相遅延量が不足する場合が考えられる。そのような場合は、図１４に示すように、位相遅延回路２にこれと同一構成の位相遅延回路２Ａを直列に接続することで、最大−３６０°の位相遅延量が得られる構成とすることが望ましい。
【００８１】
図１４に示すオーディオ信号処理装置では、位相遅延回路２で第１の高周波数帯域の振幅補正と−１８０°の位相遅延処理を行った左右チャンネルのオーディオ信号に対して、位相遅延回路２Ａでさらに第１の高周波数帯域の位相遅延処理を行うことで、最大−３６０°の位相遅延量が得られる。これにより、所望の音像上方拡大が可能となる。
【００８２】
また、図９のオーディオ信号処理装置１では、バランス回路４の左右それぞれの制御端子が２本の場合を示したが、より多くの制御端子を設けてもよい。例えば、図１５に示すような、左右それぞれ４本の制御端子を有するバランス回路４Ａをバランス回路４にかえて用いることにより、バランス設定の自由度を高めることができる。
【００８３】
バランス回路４Ａにおいては、サラウンド回路３のオペアンプ３１の出力端子に、抵抗Ｒ２４を介して、抵抗Ｒ２５、コンデンサＣ８、およびトランジスタＱ７からなる直列回路と、抵抗Ｒ２６、コンデンサＣ９、およびトランジスタＱ８からなる直列回路と、抵抗Ｒ２７およびトランジスタＱ９からなる直列回路と、抵抗Ｒ２８およびトランジスタＱ１０からなる直列回路と、抵抗Ｒ２９とが並列に接続され、トランジスタＱ７〜Ｑ１０のエミッタおよび抵抗Ｒ２９の一端が接地されている。
【００８４】
同様に、サラウンド回路３のオペアンプ３２の出力端子に、抵抗Ｒ２０を介して、抵抗Ｒ３１、コンデンサＣ１０、およびトランジスタＱ１１からなる直列回路と、抵抗Ｒ３２、コンデンサＣ１１、およびトランジスタＱ１２からなる直列回路と、抵抗Ｒ３３およびトランジスタＱ１３からなる直列回路と、抵抗Ｒ３４およびトランジスタＱ１４からなる直列回路と、抵抗Ｒ３５とが並列に接続され、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のエミッタおよび抵抗Ｒ３５の一端が接地されている。
【００８５】
トランジスタＱ７〜Ｑ１４のベースは制御回路５に接続されており、制御回路５からのコントロール信号ＣＴＬ６〜ＣＴＬ１３によりトランジスタＱ７〜Ｑ１４をオン、オフすることで、抵抗Ｒ２５〜Ｒ２８，Ｒ３１〜Ｒ３４、およびコンデンサＣ８〜Ｃ１１の接続、未接続が切り換え可能に構成されている。ここで、コントロール信号ＣＴＬ６〜ＣＴＬ１３としてＨレベル信号が入力されると、トランジスタＱ７〜Ｑ１４がオン、Ｌレベル信号が入力されると、トランジスタＱ７〜Ｑ１４がオフとなる。
【００８６】
このようなバランス回路４Ａにおいて、Ｒ２４＝Ｒ３０＝６．８ｋΩ，Ｒ２５＝Ｒ２６＝Ｒ２７＝１５ｋΩ，Ｒ２８＝１０ｋΩ，Ｒ２９＝１００ｋΩ，Ｒ２６＝Ｒ２７＝Ｒ２８＝１５ｋΩ，Ｒ３４＝１０ｋΩ，Ｒ３５＝１００ｋΩとした場合の定位状態とゲイン設定について図１６に示す。また、垂直方向の音像定位遷移のイメージを図１７（ａ）、水平方向の音像定位遷移のイメージを図１７（ｂ）に示す。
【００８７】
この場合では、図１６に示すようなコントロール信号ＣＴＬ６〜ＣＴＬ１３におけるＨ，Ｌレベル信号の組み合わせにより、左右独立でそれぞれ６段階のゲイン設定（−０．５ｄＢ，−２．５ｄＢ，−４．８ｄＢ，−７ｄＢ，−８．５ｄＢ，−９．７ｄＢ）ができ、さらにこれらの組み合わせより、図１６、図１７（ａ），（ｂ）に示すような、７段階（右方向定位最大（Ｒｍａｘ）〜左方向定位最大（Ｌｍａｘ））の音像定位制御が行える。
【００８８】
上記説明のように本実施の形態によれば、位相遅延回路２により左右チャンネルの各オーディオ信号に対して第１の高周波数帯域の振幅補正と位相補正とを行い、位相遅延回路２の出力信号に対してサラウンド回路３によりサラウンド信号処理を施し、バランス回路４により左右チャンネルのサラウンド信号のゲインを調節することで、例えば図１７（ａ），（ｂ）に示すように、音像の上方拡大と明快な左右定位遷移とを同時に実現することができる。
【００８９】
このため、例えば部屋の隅の床面などしかスピーカを設置する場所がない場合でも、音像を好みの位置に定位することで最適なリスニング状態を得ることができ、いわば、レイアウトフリー的な使用が可能となる。
【００９０】
また、本実施の形態のオーディオ信号処理装置１の回路方式はアナログであり、シンプルな回路構成にて回路実現が可能である。このため、コストパフォーマンスに優れているという利点もある。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】フルレンジスピーカの振幅特性および位相特性のシミュレーション図である。
【図２】フルレンジスピーカのインピーダンス特性および位相特性のシミュレーション図である。
【図３】２ウェイスピーカの振幅特性および位相特性のシミュレーション図である。
【図４】理想的スピーカシステムの振幅特性および位相特性の図である。
【図５】スピーカ特性変換による拡大音源の概念図であり、（ａ）はスピーカの正面から見た図、（ｂ）はスピーカの側面から見た図である。
【図６】スピーカを平面に設置した場合のスピーカ特性変換による拡大音源の概念図であり、（ａ）はスピーカの正面から見た図、（ｂ）はスピーカの側面から見た図である。
【図７】リスナーから見た正面側の左右スピーカの音源中心と音源再生範囲の変化の概念図である。
【図８】空間上での音像定位の仕組みをベクトルで表した模式図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るオーディオ信号処理装置の回路図である。
【図１０】位相遅延回路による特性変換の改善効果を表すフルレンジスピーカの振幅特性および位相特性を示すシミュレーション図である。
【図１１】図９に示すオーディオ信号処理装置における左右定位の組み合わせの一例を示す表図である。
【図１２】図９に示すオーディオ信号処理装置で得られる出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示すシミュレーション図である。
【図１３】図９に示すオーディオ信号処理装置で得られる出力信号の振幅特性および位相特性の他の一例を示すシミュレーション図である。
【図１４】位相遅延回路を２段接続したオーディオ信号処理装置を示すブロック図である。
【図１５】左右それぞれ４本の制御端子を有するバランス回路の回路図である。
【図１６】図１５に示すバランス回路を用いたオーディオ信号処理装置における左右定位の組み合わせの一例を示す表図である。
【図１７】（ａ）は垂直方向の音像定位遷移のイメージを示す図、（ｂ）は水平方向の音像定位遷移のイメージを示す図である。
【符号の説明】
【００９２】
１ オーディオ信号処理装置
２，２Ａ 位相遅延回路
３ サラウンド回路
４，４Ａ バランス回路
５ 制御回路
２１Ａ 右チャンネル用位相遅延回路
２１Ｂ 左チャンネル用位相遅延回路
２２，２３，３１〜３３ オペアンプ
３４ 中音域補正フィルタ回路
３５Ａ，３５Ｂ 位相遅延器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、左右２チャンネルのチャンネルのスピーカによって形成するサラウンド型の音場における音像定位を移動させるための信号処理を行うオーディオ信号処理装置およびオーディオ信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、２チャンネルスピーカによる音像定位を自由に移動させるための様々な技術が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１には、左右２つのチャンネルの原音信号をそれぞれ第１および第２原音信号に分割し、かつ、そのバランス量を設定し、位相を反転して逆相とした第１原音信号と、両チャンネルの同相成分を除去した第２原音信号とを各チャンネルごとに合成した信号の左右のバランスを可変とすることにより、音像位置を前後左右の所定位置に設定可能とする装置が開示されている。
【０００４】
また、特許文献２には、左右２つのチャンネルに分離された楽音信号により生成される複数の音像のそれぞれを、聴取者の前後左右の所定位置に定位させることにより、広がり感を有する音像のパンニングが可能な装置が開示されている。
【０００５】
また、特許文献３には、左右チャンネルのオーディオ信号に対する高周波帯域の振幅および位相の補正処理によりスピーカ特性変換を行い、さらにサラウンド信号処理を行うことにより、音像の上方拡大を実現する装置が開示されている。
【特許文献１】特開平８−４７１００号公報
【特許文献２】特開平７−８７６００号公報
【特許文献３】特開２００６−４２３１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に開示された装置では、音像位置を前後左右に移動させることはできるが、上下方向に移動させることはできない。また、回路規模が大きく、コストパフォーマンスとしては低い。
【０００７】
また、特許文献２に開示された装置についても、音像位置を左右に移動させることができるのみで、上下方向に移動させることはできない。また、構成はフルデジタルであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）による処理を原則としている。このため回路規模が大きく複雑であり、価格も高額となる。
【０００８】
また、特許文献３に開示された装置では、音像を上方に拡大することを可能としているが、左右方向の音像の定位遷移については言及していない。
【０００９】
本発明は上記に鑑みてなされたもので、シンプルな回路構成で、音像の上方拡大と左右定位遷移とを同時に実現するオーディオ信号処理装置およびオーディオ信号処理方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するため、本発明のオーディオ信号処理装置は、スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理装置であって、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う第１の位相遅延手段（２）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するフィルタ手段（Ｒ１１，Ｃ３）と、前記フィルタ手段により前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う第２の位相遅延手段（３５Ａ，３５Ｂ）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成する第１の混合手段（３２）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成する第２の混合手段（３１）と、前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するゲイン調節手段（４）とを備えることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のオーディオ信号処理装置は、スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理装置であって、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う第１の位相遅延手段（２）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との和信号に対して、音声帯域の補正処理を行う中音域補正フィルタ手段（３４）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するフィルタ手段（Ｒ１１，Ｃ３）と、前記フィルタ手段により前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う第２の位相遅延手段（３５Ａ，３５Ｂ）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正フィルタ手段により補正処理された前記和信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成する第１の混合手段（３２）と、前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正フィルタ手段により補正処理された前記和信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成する第２の混合手段（３１）と、前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するゲイン調節手段（４）と、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号における、前記第１の高周波数帯域内の所定の第２の高周波数帯域を減衰する減衰手段（Ｃ６，Ｃ７）とを備えることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明のオーディオ信号処理装置に係る前記第１の位相遅延手段は、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を所定の位相遅延量だけ遅延した後、増幅され前記所定の位相遅延量だけ位相遅延された前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の位相をさらに遅延する手段であることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明のオーディオ信号処理方法は、スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理方法であって、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う補正ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するステップと、前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う位相遅延ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、前記補正ステップで補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するステップとを含むことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明のオーディオ信号処理方法は、スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理方法であって、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う補正ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との和信号に対して、音声帯域の補正処理を行う中音域補正ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するステップと、前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う位相遅延ステップと、前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正ステップで補正処理された前記和信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、前記補正ステップで補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正ステップで補正処理された前記和信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するとともに、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号における、前記第１の高周波数帯域内の所定の第２の高周波数帯域を減衰するステップとを含むことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明のオーディオ信号処理方法に係る前記補正ステップは、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を所定の位相遅延量だけ遅延した後、増幅され前記所定の位相遅延量だけ位相遅延された前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の位相をさらに遅延するステップであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、シンプルな回路構成で、音像の上方拡大と左右定位遷移とを同時に実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
【００１８】
まず、本発明の着眼点と音像定位遷移についての考察を詳述する。
【００１９】
（ａ）スピーカの特性変換による仮想音源形成について
比較的低価格な左右２チャンネルのステレオ再生装置に使用されている一般的なフルレンジスピーカは、図１に示す振幅特性および位相特性のシミュレーション図と、図２に示すインピーダンス特性および位相特性のシミュレーション図からわかるように、高周波数再生限界は低く、位相は周波数増加に伴い進んでいき、インピーダンスは周波数増加に伴い高くなる。
【００２０】
一方、図３に示す２ウェイスピーカの振幅特性および位相特性のシミュレーション図からわかるように、高級ステレオ再生装置に使用されている２ウェイスピーカの高周波数再生限界は高いものの、位相特性はウーハーとツィータのクロスオーバーポイントの前後でネットワーク回路の影響で大きく変化し、さらに、周波数増加に伴い遅れていく。
【００２１】
このように、フルレンジスピーカ、２ウェイスピーカの静特性はそれぞれ難点があり、図４に示すような高周波数再生限界が２０ｋＨｚ以上で、かつ、位相特性は全域に亘ってフラットとなるような理想的スピーカシステムの振幅特性と位相特性とは大きく異なるのが実情である。
【００２２】
一般論では、人の聴覚は１ｋＨｚ以上の高周波数帯域では、その指向性を捉え易く、逆に低周波数帯域では、指向性を認識しにくいと言われている。つまり、フルレンジスピーカに比べて２ウェイスピーカの再生帯域は広く指向性は広いため、人の聴覚では認識され易い。
【００２３】
この点に着目して、フルレンジスピーカの振幅と位相とを同時に特性変換して理想的スピーカシステムの特性を擬似再生（換言すれば、スピーカのボイスコイルによって生じる位相進みに対する改善と上方向での高周波数帯域落ちの解消である。）できるならば、音質の改善と音像拡大が可能と考えられる。
【００２４】
すなわち、スピーカの特性変換（高周波数帯域の位相シフトと増幅度の補正）を行うことで、フルレンジスピーカの高周波数再生限界が上に延び、かつ、位相特性がフラットになることで、高周波数帯域の時間ズレが改善されて原音に近い再生音が得られるであろう。
【００２５】
図５は、スピーカ特性変換による拡大音源の概念図であり、図５（ａ）はスピーカの正面から見た図、図５（ｂ）はスピーカの側面から見た図である。スピーカの特性変換の結果として、中高周波数帯域の音源再生エリアが拡大することにより、図５に示すように、全体としての音像拡大（拡大音源）が期待される。
【００２６】
次に、上記拡大音源を一般的な使用状態である床面などの設置面の影響を考慮して考察する。図６は、スピーカを平面に設置した場合のスピーカ特性変換による拡大音源の概念図であり、図６（ａ）はスピーカの正面から見た図、図６（ｂ）はスピーカの側面から見た図である。
【００２７】
一般に、低周波数帯域は設置面の反射率が高いため、エネルギーは増強されるが、高周波数帯域はその逆で設置面に吸収され、エネルギーが低下する場合が多い。つまり、スピーカを平面である机や床面に設置した場合には、図６に示すように、拡大音源は下方向には拡大せずにそれ以外の方向に拡大して、全体のスペクトルを合成した仮想音源中心は上方へシフトした格好となる。よって、これら現象を人の聴覚で捉えると、音像全体が上方向へ定位拡大して感じることができる。これは聴覚により高周波数帯域を認識して仮想音源を造っているためである。
【００２８】
（ｂ）サラウンド回路を利用した音像上方拡大の形成について
上記（ａ）のスピーカ特性変換による拡大音源／仮想音源を（２チャンネル）ステレオ音源にて考察する。
【００２９】
図７は、リスナーから見た正面側の左右スピーカの音源中心と音源再生範囲の変化の概念図である。図７に示すように、ステレオ音源（Ｌ／Ｒチャンネル）の場合は、スピーカ特性変換にて再生範囲が拡大されると、左右チャンネルが近接してステレオ感が減少してしまうという好ましくない状態となる。これを解決する手段としては、サラウンド回路が適していると考えられる。それは、図７からわかるように、サラウンド信号処理された後の仮想音源は左右離れた位置に拡がり、拡大音源のＬＲ差（音源間の距離）は大きくなるからである。
【００３０】
図７より、前述のスピーカ特性変換およびサラウンド信号処理の結果、オリジナル音源の外側上方向に効果的なステレオ感を与える左右それぞれの仮想音源が形成されることがわかる。以上がサラウンド回路を利用する１つの目的である。
【００３１】
次に、空間上での音像定位の仕組みを、人間の聴覚を基に考察する。
【００３２】
図８は、空間上での音像定位の仕組みをベクトルで表した模式図である。図８において、原音Ｌ／Ｒはステレオ音源とする。ダミーヘッドＭの両耳間時間差をΔｔ１とすると、左右サラウンド信号は、Ｌ＋Δｔ１（Ｌ−Ｒ），Ｒ＋Δｔ１（Ｌ−Ｒ）で表せる。また、上方向変移距離をΔｄ２とすると、相関関係は以下の（数式１）〜（数式４）で表せる。
【数１】
【００３３】
ここで、θ１は原音Ｌ／ＲをΔｄ２だけ変移させた場合に発生する位相角度、θ２はサラウンド信号Ｌ＋Δｔ１（Ｌ−Ｒ），Ｒ＋Δｔ１（Ｌ−Ｒ）をさらにΔｄ２の上方向へ変移させた場合に発生する位相角度である。
【００３４】
また、原音Ｌ／Ｒの定位方向を右方向に時間差としてΔｔ２遷移した場合と、そのサラウンド信号を同様の定位比率で遷移した場合の時間差をΔｔ３とすると、相関関係は以下の（数式５）〜（数式９）で表せる。
【数２】
【００３５】
ここで、θ３は原音Ｌ／Ｒの定位方向を右方向にΔｔ２遷移した場合に発生する位相角度、θ４はサラウンド信号の定位方向を右方向にΔｔ３遷移した場合に発生する位相角度である。
【００３６】
上記（数式５）〜（数式７）より、サラウンド信号処理した場合の方が、サラウンド信号処理しない場合より長い時間の定位遷移を実現できる。つまり、人間の聴覚にて認識されやすくなる。また、（数式７）より、θ３とθ４とが異なる値であることから、耳の干渉を受けにくく違和感の少ない音質が聴覚的に得られる。これらはすべて、（数式８）に示したように、原音の定位とサラウンド信号処理された定位とが比例関係にある場合に適応される。
【００３７】
以上述べたように、音像上方拡大した信号は、サラウンド信号処理することで、容易に所望の左右定位遷移が行え、かつ、音質を損なうことなくその維持が可能となる。また、所望の上方拡大として上方向変移距離Δｄ２を選択することと、左右定位遷移時間差Δｔ３を調節することで、最適な音像定位が可能となる。
【００３８】
以上のような考察から、効果的な音像上方拡大と左右定位遷移を行うためには、上述のスピーカの特性変換を行うための位相遅延回路と、サラウンド回路と、バランス回路との組み合わせが肝要である。
【００３９】
そこで、図９に示すように、本発明の実施の形態に係るオーディオ信号処理装置１は、左右チャンネルの各オーディオ信号に対して第１の高周波数帯域の振幅補正と位相補正とを同時に行う位相遅延回路２と、位相遅延回路２の出力信号に対してサラウンド信号処理を施し、左右チャンネルのサラウンド信号を生成するサラウンド回路３と、左右チャンネルのサラウンド信号のゲインを調節するバランス回路４と、装置の各部を制御する制御回路５とを備える回路構成となっている。
【００４０】
位相遅延回路２は、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａと、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂとを備える。
【００４１】
右チャンネル用位相遅延回路２１Ａは、オペアンプ２２を有し、その非反転入力端子および反転入力端子には抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してオーディオ信号源（図示せず）からの右チャンネルのオーディオ信号が入力される。オペアンプ２２の非反転入力端子にはコンデンサＣ１が接続され、コンデンサＣ１とアース間にはエミッタ接地のトランジスタＱ１が接続されている。オペアンプ２２の反転入力端子と出力端子との間にはフィードバック抵抗Ｒ３が接続されている。
【００４２】
このように右チャンネル用位相遅延回路２１Ａは、オペアンプ２２と抵抗Ｒ１〜Ｒ３とからなるインバータ回路と、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とからなるフィルタ回路とを接続することで構成されている。また、トランジスタＱ１のベースは制御回路５に接続されており、制御回路５からのコントロール信号ＣＴＬ１によりトランジスタＱ１をオン、オフすることで、コンデンサＣ１の接続、未接続が切り換え可能に構成されている。
【００４３】
左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂも同様に、オペアンプ２３と抵抗Ｒ４〜Ｒ６とからなるインバータ回路と、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ４とからなるフィルタ回路と、トランジスタＱ２とにより構成され、制御回路５からトランジスタＱ２に供給されるコントロール信号ＣＴＬ１によりトランジスタＱ２をオン、オフすることで、コンデンサＣ２の接続、未接続が切り換え可能に構成されている。
【００４４】
サラウンド回路３は、オペアンプ３１〜３３、中音域補正フィルタ回路３４、位相遅延器３５Ａ，３５Ｂを有し、オペアンプ３１の非反転入力端子は右チャンネル用位相遅延回路２１Ａのオペアンプ２２の出力端子に接続され、オペアンプ３２の非反転入力端子は左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂのオペアンプ２３の出力端子に接続されている。
【００４５】
また、オペアンプ２２，２３の出力端子が抵抗Ｒ７，Ｒ８を通じて互いに接続され、この接続中点が、音声帯域の補正を行う中音域補正フィルタ回路３４に接続されている。中音域補正フィルタ回路３４の出力端は、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を介して、オペアンプ３１，３２の非反転入力端子に接続されている。中音域補正フィルタ回路３４の出力端にはスイッチＳＷ１が設けられ、制御回路５の制御により、接続、未接続が切り換え可能に構成されている。
【００４６】
また、オペアンプ３３の非反転入力端子は抵抗Ｒ９を介して右チャンネル用位相遅延回路２１Ａのオペアンプ２２の出力端子に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ１０を介して左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂのオペアンプ２３の出力端子に接続されている。
【００４７】
オペアンプ３３の出力端子は、抵抗器Ｒ１１を介して２段構成の位相遅延器３５Ａ，３５Ｂに接続され、位相遅延器３５Ａの入力端とアース間にはコンデンサＣ３が接続されている。抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ３とは、所定の周波数以上の帯域を除去するためのＣＲフィルタを構成している。また、位相遅延器３５Ａ，３５Ｂには、位相遅延量調整用のコンデンサＣ４，Ｃ５がそれぞれ接続されている。
【００４８】
位相遅延器３５Ｂの出力端は、抵抗Ｒ１４を介してオペアンプ３１の非反転入力端子に接続され、抵抗Ｒ１５を介してオペアンプ３２の反転入力端子に接続されている。オペアンプ３１，３２の出力端子は、それぞれの反転入力端子に接続されている。位相遅延器３５Ｂの出力端にはスイッチＳＷ２が設けられ、制御回路５の制御により、接続、未接続が切り換え可能に構成されている。
【００４９】
オペアンプ３１，３２の出力端子はバランス回路４に接続されている。バランス回路４において、オペアンプ３１の出力端子には、抵抗Ｒ１６を介して、抵抗Ｒ１７、コンデンサＣ６、およびトランジスタＱ３からなる直列回路と、抵抗Ｒ１８およびトランジスタＱ４からなる直列回路と、抵抗Ｒ１９とが並列に接続され、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタおよび抵抗Ｒ１９の一端が接地されている。
【００５０】
同様に、オペアンプ３２の出力端子には、抵抗Ｒ２０を介して、抵抗Ｒ２１、コンデンサＣ７、およびトランジスタＱ５からなる直列回路と、抵抗Ｒ２２およびトランジスタＱ６からなる直列回路と、抵抗Ｒ２３とが並列に接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタおよび抵抗Ｒ２３の一端が接地されている。
【００５１】
トランジスタＱ３〜Ｑ６のベースは制御回路５に接続されており、制御回路５からのコントロール信号ＣＴＬ２〜ＣＴＬ５によりトランジスタＱ３〜Ｑ６をオン、オフすることで、抵抗Ｒ１７，１８，２１，２２、およびコンデンサＣ６，Ｃ７の接続、未接続が切り換え可能に構成されている。ここで、コントロール信号ＣＴＬ２〜ＣＴＬ５としてＨレベル信号が入力されると、トランジスタＱ３〜Ｑ６がオン、Ｌレベル信号が入力されると、トランジスタＱ３〜Ｑ６がオフとなる。
【００５２】
上記のオーディオ信号処理装置１において、位相遅延回路２の目的は、先に述べた仮想音源を形成するための第１の高周波数帯域（例えば、約１〜１００ｋＨｚ）の振幅補正と位相補正とを同時に行うことである。
【００５３】
この点、従来方式では、イコライザ回路にて振幅補正を行い、位相遅延回路にて位相の補正を行う方式が一般的であったが、この方式ではイコライザにおいても位相が変化してしまうため位相遅延回路にてそれを補正し、かつ、所望の位相遅延を行うことが困難となっていた。
【００５４】
本実施の形態のオーディオ信号処理装置１では、位相遅延回路２を特性改善および回路段数削減、音質劣化防止を図るために、１つの回路段にて行う方式としている。
【００５５】
先に述べたように、一般的なフルレンジスピーカは、周波数の増加に伴い、ボイスコイルの誘導性成分の影響で位相は進む。これを振幅補正並びに位相補正することで、理想的スピーカシステムの擬似再生を可能とする。
【００５６】
右チャンネル用位相遅延回路２１Ａにおいて、抵抗Ｒ２の値を抵抗Ｒ３より小さい値に設定すると、その伝達関数Ｇ１は次のようになる。
【００５７】
周波数Ｆが０からＦｃ＝１／２π・Ｃ１・Ｒ１で決まるカットオフ周波数までの間は、伝達関数Ｇ１は以下の（数式１０）で表され、この回路はオールパスフィルタとして働き、Ｇ１＝１で固定である。また、この帯域での位相は変化しない。
【数３】
【００５８】
周波数ＦがＦｃ＝１／２π・Ｃ１・Ｒ１のカットオフ周波数以上の帯域では、コンデンサＣ１のインピーダンスが減少するため、回路は反転増幅回路として働き、伝達関数Ｇ１は以下の（数式１１）で表される。
【数４】
【００５９】
すなわち、Ｆｃ＝１／２π・Ｃ１・Ｒ１を変極点として振幅特性が変化することを表している。また、上記（数式１２）より、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の値を適宜設定することで、位相θの遅延量を０〜−１８０°の範囲で調整することが可能である。
【００６０】
このようにして、上記右チャンネル用位相遅延回路２１Ａの回路定数Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｃ１の適当な選択によって対象とするスピーカ、セットサイズ等に対して、所望の位相遅延量と増幅度とを設定することができる。なお、上記説明では右チャンネル用位相遅延回路２１Ａについて説明したが、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂについても同様に、回路定数Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｃ２の適当な選択によって、所望の位相遅延量と増幅度とを設定することができる。
【００６１】
例えば、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａの回路定数をそれぞれＲ１＝１０ｋΩ、Ｒ２＝４．７ｋΩ、Ｒ３＝１０ｋΩ、Ｃ１＝０．００４７μＦとすると、Ｆｃ＝３３８３Ｈｚとなる。この回路を用いてフルレンジスピーカの音質補正を行った場合の静特性の変化を図１０に示す。図１０と理想的スピーカシステムの特性を表す図３とを比較すると、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａにて補正されたフルレンジスピーカの特性は理想的スピーカの特性に近似することがわかる。すなわち、フルレンジスピーカで不足している高周波数帯域の振幅が補われると同時に、中高周波数帯域の位相進みが改善されることで原音に近い再生音が得られる訳である。
【００６２】
勿論、位相遅延回路２のみで本発明の主眼とする音像上方拡大および左右定位遷移が実現するのではなく、図９のように位相遅延回路２にサラウンド回路３およびバランス回路４が接続されることで本発明は成立する。
【００６３】
先に述べたように、サラウンド回路３を利用する目的は２つある。１つの目的は、音場拡大と定位遷移効果の拡大であり、他の目的は、音場の左右拡大により少ない位相遅延量にて音像上方拡大を可能とすることである。また、バランス回路４を利用する目的は、左右信号レベルを可変して定位制御を行うことと、左右信号で異なる周波数特性を与えることである。
【００６４】
サラウンド回路３において、先ず、前段の右チャンネル用位相遅延回路２１Ａ、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂを通った信号Ｒ，Ｌは、各々３つの信号に分割される。１つは、後段のオペアンプ３１，３２の非反転入力端子へ直接入力される。もう１つはＲ，Ｌの差信号（Ｒ−Ｌ）の生成回路のオペアンプ３３に入力される。ここで、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ３とで構成されたＣＲフィルタにより、差信号（Ｒ−Ｌ）から所定の周波数以上の帯域（例えば、約１０ｋＨｚ以上）を除去する。これにより、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａ、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂにて補正され上昇しすぎて不要となった帯域を除去する。さらに、この所定の周波数以上の帯域が除去された差信号（Ｒ−Ｌ）は２段構成の位相遅延器３５Ａ，３５Ｂを通り、後段のオペアンプ３１，３２へそれぞれ加算される。
【００６５】
さらに、もう１つの信号はＬ，Ｒの和信号（Ｌ＋Ｒ）となり、中音域補正フィルタ回路３４に入力されて、サラウンド回路３で抜け落ちる音声帯域の補正を行う。
【００６６】
オペアンプ３１では、右チャンネル用位相遅延回路２１Ａからの信号Ｒと、中音域補正フィルタ回路３４で補正された和信号（Ｌ＋Ｒ）と、位相遅延器３５Ａ，３５Ｂを通った差信号（Ｒ−Ｌ）とが混合され、右チャンネルのサラウンド信号となってバランス回路４に入力される。また、オペアンプ３２では、左チャンネル用位相遅延回路２１Ｂからの信号Ｌと、中音域補正フィルタ回路３４で補正された和信号（Ｌ＋Ｒ）と、位相遅延器３５Ａ，３５Ｂを通った差信号（Ｒ−Ｌ）とが混合され、左チャンネルのサラウンド信号となってバランス回路４に入力される。
【００６７】
バランス回路４では、左右それぞれ２系統の制御端子が設けられており、コントロール信号ＣＴＬ２〜ＣＴＬ５によりトランジスタＱ３〜Ｑ６をオン、オフすることで、左右独立で４段階のゲイン設定ができる。
【００６８】
このように、本実施の形態のオーディオ信号処理装置１では、回路構成を簡潔とするためにシンプルな最低限のアナログ回路で成立している。また、位相遅延回路２に設けられたトランジスタＱ１，Ｑ２により、音像上方拡大の選択を可能としている。つまり、コンデンサＣ１，Ｃ２が未接続であるならばオペアンプ２２，２３は単にバッファアンプとして働き、信号の変化は起こらない。また、使用セットの配置および構造などの条件に応じて中音域補正フィルタ回路３４の使用、不使用の選択もスイッチＳＷ１の設定で可能である。同様に、サラウンド機能の使用、不使用の選択もスイッチＳＷ２の設定で可能である。
【００６９】
ここで、図９に示すオーディオ信号処理装置１で得られる左右チャンネルの出力信号Ｌｏ，Ｒｏは、以下の（数式１３）〜（数式１６）で表せる。なお、Ｇ１は前段の位相遅延回路２の伝達関数、Ｇ２はバランス回路４の右チャンネルの伝達関数、Ｇ３はバランス回路４の左チャンネルの伝達関数、Δｔはサラウンド回路３の位相遅延量、Ｋは中音域補正係数である。
【数５】
【００７０】
上記（数式１３），（数式１４）の第１項は、それぞれ左右信号Ｌ，Ｒが位相遅延回路２により伝達関数Ｇ１で信号変換されることを示している。さらに、伝達関数Ｇ２，Ｇ３にてゲイン変換が行われる。これにより、原音Ｌ，Ｒは上記（数式１１）の伝達関数Ｇ１にて、振幅の増幅と位相遅延が行われる。
【００７１】
第２項も同様に、サラウンド差信号成分（Ｌ−Ｒ）または（Ｒ−Ｌ）が位相遅延回路２により伝達関数Ｇ１で信号変換されることを示している。これにより間接音である差信号成分（Ｌ−Ｒ）または（Ｒ−Ｌ）についても振幅の増幅と位相遅延が行われる。さらに、その間接音についても伝達関数Ｇ２，Ｇ３にてゲイン変換されて左右定位が決まることがわかる。
【００７２】
第３項についても同様に、中音域補正成分が位相遅延回路２により伝達関数Ｇ１で信号変換され、さらに伝達関数Ｇ２，Ｇ３にてゲイン変換されて左右定位が決まることがわかる。
【００７３】
これらの信号処理の結果、第１の高周波数帯域の振幅は増加し、位相の進みは改善されてフラットとなり、さらに左右方向の音場拡大が行われるため、図８で示した仮想音源ＳＬ２，ＳＲ２が形成され、さらにそのレベルにより定位が決定される。
【００７４】
一方、バランス回路４の左右２系統の制御端子は、そのアクティブ制御により左右定位の遷移が可能である。ここで特徴的なことは、バランス回路４は、抵抗Ｒ１７，Ｒ２１に直列に接続されたコンデンサＣ６，Ｃ７を備えている点である。
【００７５】
バランス回路４にコンデンサＣ６，Ｃ７を設けない場合でも、左右チャンネルのサラウンド信号のバランスを設定することで左右定位の遷移は実現できるが、コンデンサＣ６，Ｃ７を備えることにより、バランス回路４は、単純に左右チャンネルのサラウンド信号のバランスを設定するだけでなく、ゲインを減衰するときに、位相遅延回路２にて上昇しすぎる、第１の高周波数帯域内の不要な周波数帯域である第２の高周波数帯域（例えば、約５〜１００ｋＨｚ）を減衰する動作を行う。このことは（数式１５），（数式１６）からわかる。不要な第２の高周波数帯域のみの減衰を行うことで、音声帯域である中音帯域を落とすことなくレベル制御が可能であり、不自然な音質変化を招くことなく左右定位の遷移を実現することができる。
【００７６】
また、このバランス回路４を、単にアッテネータとして使用するだけでなく、左右ゲイン可変回路として使用している点も本発明の特徴である。つまり、センター定位を減衰量の中心として最大減衰量と最低減衰量との組み合わせにて所望する定位状態を作り出す。例えば、右方向定位最大のときは、右チャンネルのゲインは最大であり左チャンネルのゲインは最低である。センター定位では、各チャンネルのゲインは同一であり中間ゲインである。
【００７７】
一例として、図９のバランス回路４において、Ｒ１６＝Ｒ２０＝６．８ｋΩ，Ｒ１７＝Ｒ１８＝１０ｋΩ，Ｒ１９＝１００ｋΩ，Ｒ２１＝Ｒ２２＝１０ｋΩ，Ｒ２３＝１００ｋΩとした場合の定位状態とゲイン設定について図１１に示す。
【００７８】
この場合では、図１１に示すようなコントロール信号ＣＴＬ２〜ＣＴＬ５におけるＨ，Ｌレベル信号の組み合わせにより、左右独立でそれぞれ３段階のゲイン設定（−０．５７ｄＢ，−４．８ｄＢ，−７．７ｄＢ）ができ、さらにこれらの組み合わせより５段階（右方向定位最大〜左方向定位最大）の音像定位制御が行える。例えば、コントロール信号ＣＴＬ２，ＣＴＬ３をＬレベル信号、コントロール信号ＣＴＬ４，ＣＴＬ５をＨレベル信号としたとき、右チャンネルのゲインが最大（−０．５７ｄＢ）、左チャンネルのゲインは最低（−７．７ｄＢ）となり、右方向定位最大となる。
【００７９】
次に、図９に示すオーディオ信号処理装置１で得られる出力信号の振幅特性および位相特性のシミュレーション図を図１２、図１３に示す。図１２はＣＴＬ３がＬレベル信号の場合の右チャンネルの出力信号Ｒ０の振幅特性と位相特性のシミュレーション図、図１３はＣＴＬ３がＨレベル信号の場合の右チャンネルの出力信号Ｒ０の振幅特性と位相特性のシミュレーション図である。図１２、図１３によれば、振幅特性がサラウンドの谷を変極点として上昇していくことがわかる。また、図１３では、コンデンサＣ６の影響により、図１２に比べて、特に１０ｋＨｚ以上の高周波数帯域において振幅特性の上昇が頭打ちになる様子がわかる。
【００８０】
なお、２チャンネルオーディオシステムの左右スピーカ間隔あるいはエンクロージャーサイズによっては、図９のオーディオ信号処理装置１のような位相遅延回路２が１段のみの構成では、位相遅延量が不足する場合が考えられる。そのような場合は、図１４に示すように、位相遅延回路２にこれと同一構成の位相遅延回路２Ａを直列に接続することで、最大−３６０°の位相遅延量が得られる構成とすることが望ましい。
【００８１】
図１４に示すオーディオ信号処理装置では、位相遅延回路２で第１の高周波数帯域の振幅補正と−１８０°の位相遅延処理を行った左右チャンネルのオーディオ信号に対して、位相遅延回路２Ａでさらに第１の高周波数帯域の位相遅延処理を行うことで、最大−３６０°の位相遅延量が得られる。これにより、所望の音像上方拡大が可能となる。
【００８２】
また、図９のオーディオ信号処理装置１では、バランス回路４の左右それぞれの制御端子が２本の場合を示したが、より多くの制御端子を設けてもよい。例えば、図１５に示すような、左右それぞれ４本の制御端子を有するバランス回路４Ａをバランス回路４にかえて用いることにより、バランス設定の自由度を高めることができる。
【００８３】
バランス回路４Ａにおいては、サラウンド回路３のオペアンプ３１の出力端子に、抵抗Ｒ２４を介して、抵抗Ｒ２５、コンデンサＣ８、およびトランジスタＱ７からなる直列回路と、抵抗Ｒ２６、コンデンサＣ９、およびトランジスタＱ８からなる直列回路と、抵抗Ｒ２７およびトランジスタＱ９からなる直列回路と、抵抗Ｒ２８およびトランジスタＱ１０からなる直列回路と、抵抗Ｒ２９とが並列に接続され、トランジスタＱ７〜Ｑ１０のエミッタおよび抵抗Ｒ２９の一端が接地されている。
【００８４】
同様に、サラウンド回路３のオペアンプ３２の出力端子に、抵抗Ｒ２０を介して、抵抗Ｒ３１、コンデンサＣ１０、およびトランジスタＱ１１からなる直列回路と、抵抗Ｒ３２、コンデンサＣ１１、およびトランジスタＱ１２からなる直列回路と、抵抗Ｒ３３およびトランジスタＱ１３からなる直列回路と、抵抗Ｒ３４およびトランジスタＱ１４からなる直列回路と、抵抗Ｒ３５とが並列に接続され、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のエミッタおよび抵抗Ｒ３５の一端が接地されている。
【００８５】
トランジスタＱ７〜Ｑ１４のベースは制御回路５に接続されており、制御回路５からのコントロール信号ＣＴＬ６〜ＣＴＬ１３によりトランジスタＱ７〜Ｑ１４をオン、オフすることで、抵抗Ｒ２５〜Ｒ２８，Ｒ３１〜Ｒ３４、およびコンデンサＣ８〜Ｃ１１の接続、未接続が切り換え可能に構成されている。ここで、コントロール信号ＣＴＬ６〜ＣＴＬ１３としてＨレベル信号が入力されると、トランジスタＱ７〜Ｑ１４がオン、Ｌレベル信号が入力されると、トランジスタＱ７〜Ｑ１４がオフとなる。
【００８６】
このようなバランス回路４Ａにおいて、Ｒ２４＝Ｒ３０＝６．８ｋΩ，Ｒ２５＝Ｒ２６＝Ｒ２７＝１５ｋΩ，Ｒ２８＝１０ｋΩ，Ｒ２９＝１００ｋΩ，Ｒ２６＝Ｒ２７＝Ｒ２８＝１５ｋΩ，Ｒ３４＝１０ｋΩ，Ｒ３５＝１００ｋΩとした場合の定位状態とゲイン設定について図１６に示す。また、垂直方向の音像定位遷移のイメージを図１７（ａ）、水平方向の音像定位遷移のイメージを図１７（ｂ）に示す。
【００８７】
この場合では、図１６に示すようなコントロール信号ＣＴＬ６〜ＣＴＬ１３におけるＨ，Ｌレベル信号の組み合わせにより、左右独立でそれぞれ６段階のゲイン設定（−０．５ｄＢ，−２．５ｄＢ，−４．８ｄＢ，−７ｄＢ，−８．５ｄＢ，−９．７ｄＢ）ができ、さらにこれらの組み合わせより、図１６、図１７（ａ），（ｂ）に示すような、７段階（右方向定位最大（Ｒｍａｘ）〜左方向定位最大（Ｌｍａｘ））の音像定位制御が行える。
【００８８】
上記説明のように本実施の形態によれば、位相遅延回路２により左右チャンネルの各オーディオ信号に対して第１の高周波数帯域の振幅補正と位相補正とを行い、位相遅延回路２の出力信号に対してサラウンド回路３によりサラウンド信号処理を施し、バランス回路４により左右チャンネルのサラウンド信号のゲインを調節することで、例えば図１７（ａ），（ｂ）に示すように、音像の上方拡大と明快な左右定位遷移とを同時に実現することができる。
【００８９】
このため、例えば部屋の隅の床面などしかスピーカを設置する場所がない場合でも、音像を好みの位置に定位することで最適なリスニング状態を得ることができ、いわば、レイアウトフリー的な使用が可能となる。
【００９０】
また、本実施の形態のオーディオ信号処理装置１の回路方式はアナログであり、シンプルな回路構成にて回路実現が可能である。このため、コストパフォーマンスに優れているという利点もある。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】フルレンジスピーカの振幅特性および位相特性のシミュレーション図である。
【図２】フルレンジスピーカのインピーダンス特性および位相特性のシミュレーション図である。
【図３】２ウェイスピーカの振幅特性および位相特性のシミュレーション図である。
【図４】理想的スピーカシステムの振幅特性および位相特性の図である。
【図５】スピーカ特性変換による拡大音源の概念図であり、（ａ）はスピーカの正面から見た図、（ｂ）はスピーカの側面から見た図である。
【図６】スピーカを平面に設置した場合のスピーカ特性変換による拡大音源の概念図であり、（ａ）はスピーカの正面から見た図、（ｂ）はスピーカの側面から見た図である。
【図７】リスナーから見た正面側の左右スピーカの音源中心と音源再生範囲の変化の概念図である。
【図８】空間上での音像定位の仕組みをベクトルで表した模式図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るオーディオ信号処理装置の回路図である。
【図１０】位相遅延回路による特性変換の改善効果を表すフルレンジスピーカの振幅特性および位相特性を示すシミュレーション図である。
【図１１】図９に示すオーディオ信号処理装置における左右定位の組み合わせの一例を示す表図である。
【図１２】図９に示すオーディオ信号処理装置で得られる出力信号の振幅特性および位相特性の一例を示すシミュレーション図である。
【図１３】図９に示すオーディオ信号処理装置で得られる出力信号の振幅特性および位相特性の他の一例を示すシミュレーション図である。
【図１４】位相遅延回路を２段接続したオーディオ信号処理装置を示すブロック図である。
【図１５】左右それぞれ４本の制御端子を有するバランス回路の回路図である。
【図１６】図１５に示すバランス回路を用いたオーディオ信号処理装置における左右定位の組み合わせの一例を示す表図である。
【図１７】（ａ）は垂直方向の音像定位遷移のイメージを示す図、（ｂ）は水平方向の音像定位遷移のイメージを示す図である。
【符号の説明】
【００９２】
１ オーディオ信号処理装置
２，２Ａ 位相遅延回路
３ サラウンド回路
４，４Ａ バランス回路
５ 制御回路
２１Ａ 右チャンネル用位相遅延回路
２１Ｂ 左チャンネル用位相遅延回路
２２，２３，３１〜３３ オペアンプ
３４ 中音域補正フィルタ回路
３５Ａ，３５Ｂ 位相遅延器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理装置であって、
前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う第１の位相遅延手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段により前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う第２の位相遅延手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成する第１の混合手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成する第２の混合手段と、
前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するゲイン調節手段と
を備えることを特徴とするオーディオ信号処理装置。
【請求項２】
スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理装置であって、
前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う第１の位相遅延手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との和信号に対して、音声帯域の補正処理を行う中音域補正フィルタ手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段により前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う第２の位相遅延手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正フィルタ手段により補正処理された前記和信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成する第１の混合手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正フィルタ手段により補正処理された前記和信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成する第２の混合手段と、
前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するゲイン調節手段と、
前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号における、前記第１の高周波数帯域内の所定の第２の高周波数帯域を減衰する減衰手段と
を備えることを特徴とするオーディオ信号処理装置。
【請求項３】
前記第１の位相遅延手段は、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を所定の位相遅延量だけ遅延した後、増幅され前記所定の位相遅延量だけ位相遅延された前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の位相をさらに遅延する手段であることを特徴とする請求項１または２に記載のオーディオ信号処理装置。
【請求項４】
スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理方法であって、
前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う補正ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するステップと、
前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う位相遅延ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、
前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するステップと
を含むことを特徴とするオーディオ信号処理方法。
【請求項５】
スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理方法であって、
前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う補正ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との和信号に対して、音声帯域の補正処理を行う中音域補正ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するステップと、
前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う位相遅延ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正ステップで補正処理された前記和信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正ステップで補正処理された前記和信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、
前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するとともに、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号における、前記第１の高周波数帯域内の所定の第２の高周波数帯域を減衰するステップと
を含むことを特徴とするオーディオ信号処理方法。
【請求項６】
前記補正ステップは、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を所定の位相遅延量だけ遅延した後、増幅され前記所定の位相遅延量だけ位相遅延された前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の位相をさらに遅延するステップであることを特徴とする請求項４または５に記載のオーディオ信号処理方法。
【請求項１】
スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理装置であって、
前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う第１の位相遅延手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段により前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う第２の位相遅延手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成する第１の混合手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成する第２の混合手段と、
前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するゲイン調節手段と
を備えることを特徴とするオーディオ信号処理装置。
【請求項２】
スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理装置であって、
前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う第１の位相遅延手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との和信号に対して、音声帯域の補正処理を行う中音域補正フィルタ手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段により前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う第２の位相遅延手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正フィルタ手段により補正処理された前記和信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成する第１の混合手段と、
前記第１の位相遅延手段により補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正フィルタ手段により補正処理された前記和信号と、前記第２の位相遅延手段により位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成する第２の混合手段と、
前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するゲイン調節手段と、
前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号における、前記第１の高周波数帯域内の所定の第２の高周波数帯域を減衰する減衰手段と
を備えることを特徴とするオーディオ信号処理装置。
【請求項３】
前記第１の位相遅延手段は、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の振幅を増幅し、前記第１の高周波数帯域の位相を所定の位相遅延量だけ遅延した後、増幅され前記所定の位相遅延量だけ位相遅延された前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の位相をさらに遅延する手段であることを特徴とする請求項１または２に記載のオーディオ信号処理装置。
【請求項４】
スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理方法であって、
前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う補正ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するステップと、
前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う位相遅延ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、
前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するステップと
を含むことを特徴とするオーディオ信号処理方法。
【請求項５】
スピーカにより再生されてサラウンド音場を創生するためのサラウンド信号を得るための信号処理を、供給される左チャンネルのオーディオ信号および右チャンネルのオーディオ信号に対して行うオーディオ信号処理方法であって、
前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における所定の第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を遅延する補正処理を行う補正ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との和信号に対して、音声帯域の補正処理を行う中音域補正ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と前記右チャンネルのオーディオ信号との差信号における所定の周波数以上の帯域を除去するステップと、
前記所定の周波数以上の帯域が除去された前記差信号に対して位相遅延処理を行う位相遅延ステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記左チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正ステップで補正処理された前記和信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、左チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、
前記補正ステップで補正処理された前記右チャンネルのオーディオ信号と、前記中音域補正ステップで補正処理された前記和信号と、前記位相遅延ステップで位相遅延処理された前記差信号とを混合して、右チャンネルのサラウンド信号を生成するステップと、
前記左チャンネルのサラウンド信号のゲイン値と前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値との組み合わせが、予め設定された複数のゲイン値の組み合わせのうちの１つになるように、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号のゲイン値を調節するとともに、前記左チャンネルのサラウンド信号および前記右チャンネルのサラウンド信号における、前記第１の高周波数帯域内の所定の第２の高周波数帯域を減衰するステップと
を含むことを特徴とするオーディオ信号処理方法。
【請求項６】
前記補正ステップは、前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の振幅を増幅するとともに、前記第１の高周波数帯域の位相を所定の位相遅延量だけ遅延した後、増幅され前記所定の位相遅延量だけ位相遅延された前記左チャンネルのオーディオ信号および前記右チャンネルのオーディオ信号における前記第１の高周波数帯域の位相をさらに遅延するステップであることを特徴とする請求項４または５に記載のオーディオ信号処理方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２００９−７１６９７（Ｐ２００９−７１６９７Ａ）
【公開日】平成２１年４月２日（２００９．４．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２３９６５６（Ｐ２００７−２３９６５６）
【出願日】平成１９年９月１４日（２００７．９．１４）
【出願人】（０００００４３２９）日本ビクター株式会社 (3,896)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年４月２日（２００９．４．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年９月１４日（２００７．９．１４）
【出願人】（０００００４３２９）日本ビクター株式会社 (3,896)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]