デジタルＲＦメモリ

【課題】受信した相手レーダ信号のパルスを直接再生し、当該再生した信号をつなぎ合せて連続波を生成するため、置換発振による周波数誤差が無く、高効率な妨害送信波を生成する電波送受信装置を得る。
【解決手段】電波妨害を行う電波送受信装置において、相手レーダ信号の位相を検出する位相検出回路と、当該相手レーダ信号の波形を記憶するメモリと、当該記憶した信号波形の終点と開始点とをつなぎ合せて連続波を生成する連続波生成装置を有する構成とした。

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、到来レーダ信号に対する疑似エコー、模擬クラッタ及び妨害波を発生させる電波送受信装置の、取り込んだ到来レーダ信号を合成して連続波を発生するデジタルＲＦメモリ（以下、ＤＲＦＭと呼ぶ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、レーダ照射機に対して電波妨害を行う場合、相手レーダが受信のパルスを分析できないように妨害する必要があるが、受信した相手レーダ信号に被せてそのまま送信すると図１０のようになる。図１０において、１００は相手レーダ信号、１０１はパルス妨害波である。この場合、レーダ側の妨害波除去が容易であるため、相手レーダ信号１００の周波数成分を含んだ連続波（以下、ＣＷ）によって、相手レーダのパルスをマスクして妨害する必要がある。図１１にＣＷによる妨害の様子を示す。図において１０２はＣＷの妨害波である。図１１の場合、相手レーダ信号１００は完全にＣＷ妨害波１０２の中に覆われてしまうため妨害除去は容易ではないが、相手レーダ信号１００の周波数帯域と同じ帯域のＣＷ妨害波１０２を生成する必要がある。そのためには、相手レーダ信号１００を分析して信号を発生する、置換発振をする必要がある。
【０００３】図１２は、相手レーダ信号１００の周波数帯域と置換発振を行った場合のＣＷ妨害波の周波数帯域の関係を表す図である。１０３は相手レーダの受信帯域、１０４は相手レーダの周波数成分、１０５はＣＷ妨害波の周波数成分、１０６は相手レーダ信号の中心周波数とＣＷ妨害波の中心周波数の周波数誤差である。置換発振を行った場合、図１２に示すように、周波数の分析の際や、置換発振設定の際の誤差などにより周波数誤差１０６が発生する。この誤差分をあらかじめ予定して、測定した相手レーダ送信波の中心周波数を周波数変調して周波数を拡散してやることで、ＣＷ妨害波の周波数成分１０５が相手レーダの受信帯域１０３に合致するよう制御するが、実際の相手レーダの受信帯域１０３に関係ない周波数についても信号を発生するため、電力の損失が大きい。
【０００４】次に、従来のＤＲＦＭについて説明する。例えば、図１３は「ＡＰＰＬＩＥＤＥＣＭｖｏｌ．３」（ＥＷＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｉｎｃ．）に示された従来のＤＲＦＭを含んだ電波送受信装置である。図において、１ａ、１ｂはＩ／Ｑミキサである。２ａおよび２ｂはＡ／Ｄ変換器、４ａ、４ｂはメモリ、６ａ、６ｂはＤ／Ａ変換器、７ａおよび７ｂは局部発振器、１５は受信空中線、１６は前置増幅器、１０ａ〜１０ｆはミキサ、１７は大電力増幅器、１８ａおよび１８ｂは分配器、１９は９０度移相器、２０は送信空中線、２１はＤＲＦＭである。
【０００５】次に動作について説明する。受信空中線１５で受信したＲＦ信号は、前置増幅器１６で増幅される。増幅された受信信号は局部発振器７ａからのローカル信号とミキサ１０ａにおいて混合され、中間周波数（ＩＦ）信号に変換される。ミキサ１０ｂでは、当該ＩＦ信号と、局部発振器７ｂの信号を９０度移相器１９で９０度位相を変換したローカル信号を混合してＩ成分を取り出したＩＦ信号を合成し、ミキサ１０ｃでは、前記ＩＦ信号と、局部発振器７ｂのローカル信号を混合してＱ成分を取り出したＩＦ信号を合成する。なお、局部発振器７ｂから出力されたローカル信号および９０度位相を変換したローカル信号は分配器１８ａ、１８ｂで分配されて出力側のミキサ１０ｄおよび１０ｅにもそれぞれ入力される。
【０００６】通常、周波数成分をもつＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する場合、サンプリング定理によると、サンプリング周波数は当該ＩＦ信号の周波数成分の２倍以上必要となる。このため高周波の場合、高いサンプリング周期を持ったＡ／Ｄ変換器が必要である。しかし、当該ＩＦ信号が高周波成分をもつ場合は、技術的限界があるため、上述したようにＩ／Ｑミキサ１ａ、１ｂによって当該ＩＦ信号をＩ成分と位相を９０度ずらしたＱ成分とに分離してサンプリングをすることで、サンプリング周波数は当該ＩＦ信号の周波数成分と同じでよい。これによって、通常の半分のサンプリング周波数でサンプリングが可能となり、高いサンプリング周波数を要求される条件では有用である。図１４に入力ＩＦ信号のＩ成分およびＱ成分の大きさを示す。
【０００７】以上のように、受信したＩＦ信号からＩ成分とＱ成分とを取り出し、Ａ／Ｄ変換器２ａおよび２ｂにてデジタル信号に変換し、その出力信号をメモリ４ａおよび４ｂで記憶し、当該記憶したＩＦ信号のＩ成分およびＱ成分をＤ／Ａ変換器６ａおよび６ｂに出力し、アナログ信号に再生し、局部発振器７ｂからのローカル信号および９０度移相器１９で変換したローカル信号と、それぞれ混合されてＩ成分およびＱ成分の信号に変換されミキサ１０ｆに出力され、当該ミキサ１０ｆにおいて局部発振器７ａからのローカル信号と混合されて、ＲＦ信号に復元され、大電力増幅器１７で大電力に増幅され、送信空中線２０により空中に送信される。
【０００８】また、図１５は特開平２−６５５２０号公報に示されたＤＲＦＭを含んだ信号分析装置である。図において、２１はＤＲＦＭ、２２は自己相関器、２３はＦＦＴ回路、２４は低周波スペクトル最大値検出回路、２５はチャープ信号判定回路である。当該信号分析装置はＤＲＦＭ２１で記憶した信号データを、自己相関器２２において規定時間Ｔａだけ遅らせた自己相関データを算出し、それをＦＦＴ回路２３で周波数分析するか、あるいはＤＲＦＭ２１内のデータをずらせて周波数分析し、それらの畳込み演算を行うかしてチャープ信号か通常信号かを判定し、さらにチャープ信号の傾斜を算出する。その際、受信信号を一定の間隔でサンプリングし、当該受信信号の位相の変化点を記録するＤＲＦＭ２１が示されている。この場合、ＤＲＦＭ２１で記憶した波形は分析に用いられるのみで送信波を発生することはなかった。
【０００９】以上のように、従来のＤＲＦＭでは、受信した信号をそのままパルス出力して妨害波を生成するため、任意の時間に出力を行うことはできるが、ＣＷの妨害波は送信できなかった。
【００１０】また、ＣＷによって相手レーダ信号をマスクする場合でも、置換発振で連続波を合成する場合には、誤差が生じるため周波数拡散が必要であり、必要ない周波数の信号まで発生するため電力の損失が増大するという問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、以上の点を改善するためになされたものであり、受信した相手レーダ信号のパルスを直接再生し、当該再生した信号をつなぎ合せてＣＷを生成することで、余分な周波数の送信波を発生しないため消費電力が少なくてすみ、また周波数誤差が無く高効率な妨害送信波を生成するＤＲＦＭを得る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明に係わるＤＲＦＭは、相手レーダ信号を受信し、当該受信信号の波形を記憶し、当該記憶した信号波形を再生し、当該再生信号の送信を行う電波送受信装置において、受信した信号の位相を検出する位相検出装置と、前記検出した位相のうち特定の検出位相から、一または複数周期後の同位相までの、前記受信信号波形を記憶すると共に、当該記憶された前記受信信号の波形の終点と開始点をつなぎ、連続波として出力するメモリを具備するものである。
【００１３】また、前記再生装置の出力に、ノイズ信号を重畳するものである。
【００１４】また、前記再生装置の出力に、位相変調を行うものである。
【００１５】また、前記再生装置の出力に、０／π変調を行うものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】実施の形態１．本発明の実施の形態１について説明する。図１は本発明の実施の形態１に係わる電波送受信装置の構成を表すブロック図である。図において１ａおよび１ｂはＩ／Ｑミキサ、２ａおよび２ｂはそれぞれＩＦ信号のＩ成分およびＱ成分をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、３は位相検出回路、４ａおよび４ｂは入力信号を記憶するメモリ、５ａおよび５ｂは連続波発生装置、６ａおよび６ｂはＤ／Ａ変換器、７は局部発振器、８は以上の装置からなるＤＲＦＭである。
【００１７】次に動作について説明する。受信した相手レーダ信号は周波数変換されＩＦ信号としてＩ／Ｑミキサ１ａに入力され、Ｉ成分とＱ成分に分離される。当該Ｉ成分とＱ成分の信号はＡ／Ｄ変換器２ａおよび２ｂにおいて、それぞれデジタル信号に変換される。当該Ｉ成分とＱ成分のデジタル信号の振幅情報を位相検出回路３で測定する。従来例で示したように、Ｉ成分とＱ成分の信号は９０度位相がずれており、図１０で示したように、元のＩＦ信号の実部および虚部となっているので、Ｑ信号が振幅成分がゼロで、Ｉ成分が最大の時が位相変化点となる。このように振幅情報を測定することで位相の変化点を検出することができる。
【００１８】メモリ４ａおよび４ｂでは位相検出回路３で検出した位相情報に基づき、図２に示すように、位相がちょうどゼロになる点からｎ回位相が回転して再び位相がゼロになる点までの波形を記憶する。連続波生成装置５ａおよび５ｂにおいて、当該記憶したＩ成分およびＱ成分の波形を終点と始点とをつなぎ合せて、図３に示したようにＣＷとし、Ｄ／Ａ変換器６ａおよび６ｂに出力する。Ｄ／Ａ変換器６ａおよび６ｂで、当該生成した連続波信号をアナログ信号に変換し、さらにＩ／Ｑミキサ１ｂで復調して、ＣＷのＩＦ信号を発生することができる。
【００１９】なお、上記ではメモリに記録する波形は、位相の変化点、即ちＱ成分がゼロでＩ成分が最大の時からｎ回位相が回転した後の同位相時までとしたが、波形の記憶開始点および終点はこれに限定されるものではなく、例えばＩ成分がゼロでＱ成分が最大の時など、任意の位相を選んでも問題はない。
【００２０】また、位相検出回路３はε−フィルタの機能も備えることで、ノイズの影響を除去できるものであってもよい。ε−フィルタとは、例えば、「日経エレクトロニクス」１９９９年３月２２日号３３ページに示されたように元信号に重畳された微少振幅雑音を除去するための非線形ディジタルフィルタである。
【００２１】すなわち、図４（ａ）に示したような入力ＩＦ信号は位相の変化点Ａ付近を拡大してみると、図４（ｂ）に示したように微少雑音が重畳されていたが、前記ε−フィルタを位相検出回路３に設けることによって、入力ＩＦ信号の位相の変化点Ａ付近の微少雑音が、ε−フィルタによって除去され図４（ｃ）のようになり、より正確な位相変化点の測定が可能となる。
【００２２】以上のように、本発明の実施の形態１に係わる電波送受信装置では、相手レーダ信号の位相を検出し、特定の位相からｎ回位相が回転した後の同位相時までメモリで記憶し、当該記憶した波形の終点と開始点とをつなぎ合せてＣＷを発生することで、相手レーダ信号の周波数成分をそのまま使って妨害波をつくるため、周波数誤差の無い高効率な妨害送信波を生成することができる。
【００２３】実施の形態２．次に、本発明の実施の形態２について説明する。実施の形態１においては相手レーダの送信したレーダ信号をそのままメモリで記憶してＣＷを発生する電波送受信装置についてであったが、本実施の形態２では、前記ＣＷに任意の変調を加える事で、高周波合致が要求される場合でも、簡単に疑似エコーや各種クラッタ、およびノイズ信号を重畳することができる電波送受信装置について説明する。
【００２４】図５は本実施の形態２に係わる電波送受信装置の構成を表すブロック図である。図５において、図１と同じ構成要素には同じ符号を付す。９は電圧制御発振器、１０は電圧制御発振器で発生した信号を重畳するミキサ、１１はカウンタ、１２はカウンタ１１によって制御される移相器である。
【００２５】次に動作について説明する。入力されるＩＦ信号をデジタル変換してから、位相を検出し、当該位相の変化点からｎ回位相が回転した位相の変化点まで記憶し、記憶した波形の終点と開始点とをつないでＣＷとし、アナログ信号に変換するところまでは実施の形態１と同じである。実施の形態１と異なる点は、局部発振器６で発生したローカル信号に、電圧制御発振器１９で発生したＦＭノイズ信号をミキサ１０で重畳したり、カウンタ１１で制御された移相器１２によって位相を制御する点である。
【００２６】例えば、位相モノパルスレーダは２個の同一のアンテナでエコーを受信し、この際、目標から２個のアンテナまでの距離の差によって位相が異なったものとなるため、この位相のずれによって目標の方位を測るものである。このため、移相器１２で信号に任意の位相遅れを与え、相手レーダに疑似エコーを返してやることで、誤った角度情報を与えることができ、追尾に誤差を生じさせることが可能である。
【００２７】また、カウンタ１１のカウントを時間的に変化させ、位相の周期を連続的に時間変化させることで、偽のドップラー情報を相手レーダに与えることが出来る。例えば、図６のようにカウンタ１１のカウントを増やしながら、周期を短くしていけば、目標が近づいていることになり、逆に図７のようにカウントを減らしながら、周期を短くしていけば、目標は遠ざかっていく方向に動いていることになる。
【００２８】また、乱数によってカウンタ１１を制御し、カウンタからは０か１を出力するようにして移相器１２を制御すれば、移相器１２からは信号に対して０／πの変調を行うことになり、図８（ａ）に示したような周波数成分を持った信号が、スペクトラム拡散して、図８（ｂ）に示したような周波数成分を持った信号に変換される。このように０／π変調を用いて周波数拡散を行っても良い。
【００２９】連続波生成装置５ａおよび５ｂで生成したＣＷに対し、以上に示したローカル信号をＩ／Ｑミキサ１ｂで混合することで、位相変調やＦＭノイズ信号を重畳することができ、より効果的な電波妨害を行うことができる。
【００３０】また、図９に示したように本装置を航空機に搭載する場合、航法装置およびレーダ装置から自機や目標の速度情報を入手し、その情報を元に自機と目標の相対速度を考慮したドップラー変調を行うようにしても良い。図９において１３は航法装置、１４はレーダ装置である。航法装置１３による自機の位置、速度および進行方向とレーダ装置による目標情報からの目標の位置、速度、および進行方向を比較して自機が目標に近づいているようなら、例えば、図７で示したようにカウンタ１１のカウントを増やしながら周期を短くして移相器１２を制御すれば、遠ざかっていくような偽のドップラー変調が加わり、より効果的な電波妨害を行うことができる。逆に自機が目標から遠ざかっている際に、近づいているかのようなドップラー変調を行う場合は、図６で示したようにカウンタ１１を制御すればよい。
【００３１】
【発明の効果】以上のように、本発明に係わる電波送受信装置は、位相検出回路によって相手レーダ信号の位相を検出し、特定の位相からｎ回位相が回転したあとの同位相時までメモリで記憶し、当該記憶した波形の終点と開始点とをつなぎ合せてＣＷを発生することで、相手レーダ信号の周波数成分をそのまま使って妨害波を作るため、周波数誤差の無い高効率な妨害送信波を生成するＤＲＦＭを得る。
【００３２】また、前記位相検出回路にはε−フィルタを備え、特定位相の測定誤差が少なく正確なＣＷを生成するＤＲＦＭを得る。
【００３３】また、電圧制御発振器とカウンタおよび移相器を有し、ドップラーシフトやＦＭノイズ信号や任意の位相変調および０／π変調をＣＷ生成時に重畳して、相手レーダに高周波数合致を要求される場合にもエコー信号発生が簡単であり、また、各種クラッタやノイズ信号も容易に生成できるＤＲＦＭを得る。
【００３４】また、航法装置やレーダ装置の自己および相手の速度や位置情報を用いて前記ＣＷに重畳するドップラーシフトを決定するＤＲＦＭを得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係わるＤＲＦＭの構成を表すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係わるＤＲＦＭのメモリが記憶する波形記憶範囲を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係わるＤＲＦＭの連続波発生装置の出力波形を表す図である。
【図４】（ａ）本発明の実施の形態２に係わるＤＲＦＭの位相検出回路への入力波形を表す図である。（ｂ）当該入力波形の点Ａ付近の拡大図である。（ｃ）ε−フィルタでノイズを除去した後の前記位相検出回路の出力波形の図である。
【図５】本発明の実施の形態２に係わるＤＲＦＭの構成を表すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係わるＤＲＦＭのカウンタ１１のカウント方法を表す図である。
【図７】本発明の実施の形態２に係わるＤＲＦＭのカウンタ１１のカウント方法を表す図である。
【図８】信号に０／π変調を加えた場合の周波数拡散を表す図である。
（ａ）変調前の信号の周波数成分の図である。（ｂ）０／π変調を加えた後の周波数成分の図である。
【図９】航法装置とレーダの情報を用いて電波妨害を行う、本発明の実施の形態２に係わるＤＲＦＭの構成を表すブロック図である。
【図１０】パルス信号による電波妨害の際の送信状況を表す図である。
【図１１】ＣＷによる電波妨害の際の送信状況を表す図である。
【図１２】相手レーダ信号の周波数と妨害周波数の関係を表す図である。
【図１３】従来のＤＲＦＭを含んだ電波送受信装置の構成を表すブロック図である。
【図１４】入力ＩＦ信号のＩ成分とＱ成分の大きさを表す図である。
【図１５】従来のＤＲＦＭを含んだ電波送受信装置の構成を表すブロック図である。
【符号の説明】
１ａ、１ｂＩ／Ｑミキサ、２ａ、２ｂＡ／Ｄ変換器、３位相検出回路、４ａ、４ｂメモリ、５ａ、５ｂＣＷ生成装置、６ａ、６ｂＤ／Ａ変換器、７、７ａ、７ｂ局部発振器、８電波送受信装置、９電圧制御発振器、１０、１０ａ〜１０ｆミキサ、１１カウンタ、１２移相器、１３航法装置、１４レーダ、１５受信空中線、１６前置増幅器、１７大電力増幅器、１８ａ、１８ｂ分配器、１９９０度移相器、２０送信空中線、２１従来のＤＲＦＭ、２２自己相関器、２３ＦＦＴ回路、２４低周波スペクトル最大値検出回路、２５チャープ信号判定回路、１００相手レーダ送信信号、１０１パルス妨害波、１０２ＣＷ妨害波、１０３レーダ受信帯域、１０４相手レーダ送信波の周波数成分、１０５妨害波の周波数成分
１０６周波数誤差。

【特許請求の範囲】
【請求項１】相手レーダ信号を受信し、当該受信信号の波形を記憶し、当該記憶した信号波形を再生し、当該再生信号の送信を行うデジタルＲＦメモリにおいて、受信した信号の位相を検出する位相検出装置と、前記検出した位相のうち特定の検出位相から、一または複数周期後の同位相までの、前記受信信号波形を記憶するメモリと、当該記憶された前記受信信号の波形の終点と開始点をつなぎ、連続波として出力する再生装置を具備することを特徴とするデジタルＲＦメモリ。
【請求項２】前記再生装置の出力に、ノイズ信号を重畳すること特徴とする請求項１記載のデジタルＲＦメモリ。
【請求項３】前記再生装置の出力に、位相変調を行うことを特徴とする請求項１記載のデジタルＲＦメモリ。
【請求項４】前記再生装置の出力に、０／π変調を行うことを特徴とする請求項１記載のデジタルＲＦメモリ。
【請求項５】前記位相検出装置は、εフィルタによりノイズを除去して位相検出を行う請求項１記載のデジタルＲＦメモリ。
【請求項６】自己もしくは他者の速度情報に基づいて位相変調を行うことを特徴とする請求項３記載のデジタルＲＦメモリ。

【図２】