データ再生装置及びデータ再生方法
【課題】隣接記録トラックの信号からの干渉を除去し、データを精度よく分離して取り出すことができるデータ再生装置及びデータ再生方法を提供する。
【解決手段】等化器２３，２４にてＮｒ個の再生信号をフィルタにより等化し、隣接トラックからの干渉を、推定値若しくは既知の値を用いて除去する。このとき、周波数応答を固定した状態で等化することで、等化器２３、２４と利得調整器２１，２２による利得の干渉、等化器２３、２４とＩＴＲ２５，２６による位相の干渉を抑制する。そして、ビット同期がとられた出力信号とその検出結果とに基づいて利得制御器３１，３２のＮｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅と適応等化制御器３３，３４のフィルタのフィルタ係数とをそれぞれ制御することにより、データを精度よく分離して取り出す。
【解決手段】等化器２３，２４にてＮｒ個の再生信号をフィルタにより等化し、隣接トラックからの干渉を、推定値若しくは既知の値を用いて除去する。このとき、周波数応答を固定した状態で等化することで、等化器２３、２４と利得調整器２１，２２による利得の干渉、等化器２３、２４とＩＴＲ２５，２６による位相の干渉を抑制する。そして、ビット同期がとられた出力信号とその検出結果とに基づいて利得制御器３１，３２のＮｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅と適応等化制御器３３，３４のフィルタのフィルタ係数とをそれぞれ制御することにより、データを精度よく分離して取り出す。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチトラック記録されたデータを再生するデータ再生装置及びデータ再生方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、磁気記録や光記録において、高密度記録や高転送レートを目指し、マルチトラック記録の研究開発が行われている。具体的には、記録トラックのトラック幅を狭くすることにより、高密度記録を実現する研究が行われている。また、一度に複数の記録トラックを再生し、並列処理することにより、高転送レートを実現する研究が行われている。
【０００３】
しかしながら、例えば、隣接記録トラックの信号の読み出しを行わないハードディスク記録再生装置では、再生ヘッドの幅を記録ヘッドの幅よりも小さくする必要があるため、トラック幅を狭くすると、再生ヘッドの作成が困難となってしまう。そこで、一度に複数の記録トラックを再生し、並列処理する技術が注目されている。
【０００４】
ところで、通信分野において、一度に多くの情報を伝送する方法の一つとしてＭＩＭＯ(Muti-Input Multi-Output)と呼ばれる技術がある。このＭＩＭＯは、マルチトラック記録されたデータを再生時に並列処理するのに適用することができる。
【０００５】
ＭＩＭＯは、送信信号のベクトルをｓ、受信信号のベクトルをｒ、チャネルを表す行列をＨとすれば、以下の関係を示す。
【０００６】
【数１】
【０００７】
また、受信信号は、幾つかの送信信号がチャネルによって混ざりあった状態である。ここで、行列Ｈが受信側で求まり、逆行列Ｈ−１が存在すれば、次式のように元の送信信号を取り出すことができる。
【０００８】
【数２】
【０００９】
ところで、Ｔ．Ｃｏｎｗａｙらは、再生ヘッドの幅を記録トラックの幅よりも大きくとり、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去する等化方法を提案している（例えば、特許文献１参照。）。
【００１０】
以下、従来の等化方法について説明する。ここでは、Ｎｒ個の再生ヘッドでＮｗ個の記録トラックを再生することとする。また、このときのＮｗ個の記録トラックを１つのグループとする。また、グループ間は、ガードバンドと呼ばれる無記録領域で挟まれ、Ｎｗ≦Ｎｒの条件を満たす。
【００１１】
図７は、従来のマルチトラック記録におけるデータ再生装置の構成を示すブロック図である。このデータ再生装置１００は、記録媒体から読み出された複数の再生信号が入力される入力部１０１と、入力された再生信号を増幅する再生アンプ１０２と、増幅された再生信号の利得を調整する可変利得アンプ１０３と、量子化する際に折り返し歪みを除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０４と、再生信号を量子化するＡＤコンバータ１０５と、再生信号の等化及び隣接記録トラックの信号からの干渉を除去する等化器１０６と、再生信号のビット同期をとるＩＴＲ（Interpolated Timing Recovery）１０７と、再生信号を検出する検出器１０８と、ビット同期した再生信号とその検出結果から誤差を計算する誤差計算器１０９と、再生信号の利得を調整する利得制御器１１０と、等化器１０６のフィルタ係数を算出する適応等化制御器１１１とから構成される。
【００１２】
この従来のデータ再生装置において、n時刻での等化器１０６に入力される再生信号をｘｉ（ｎ），ｉ＝０，１，・・・，Ｎｒ−１とし、等化器１０６からの出力をｙｋ（ｎ），ｋ＝０，１，・・・，Ｎｗ−１とすると、次のように表される。
【００１３】
【数３】
【００１４】
ここで、ＬはＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの長さであり、ｈｋ（ｉ，ｊ）はそのフィルタ係数である。
【００１５】
（２）式と（３）式との関係より、（２）式における逆行列Ｈ−１がＦＩＲフィルタ係数に含まれている。そして、これを適応等化することで求めることにより、隣接記録トラックからの信号の干渉を除去することができる。
【００１６】
【特許文献１】国際公開第０６／０４８８４９号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、（３）式のままで適応等化すると、フィルタの利得や位相は変化するので、利得調整器との利得の干渉や、ビット同期装置との位相の干渉が発生してしまい、時間とともに特性がずれてしまう問題があった。
【００１８】
本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去し、データを精度よく分離して取り出すことができるデータ再生装置及びデータ再生方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上述の課題を解決するために、本発明に係るデータ再生装置は、記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出し（Ｎｗ≦Ｎｒ）、Ｎｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すデータ再生装置において、Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出されたＮｒ個の再生信号の振幅をそれぞれ増幅する信号増幅部と、上記増幅されたＮｒ個の再生信号をそれぞれ量子化する量子化部と、上記量子化されたＮｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化し、Ｎｗ個の出力信号を出力する等化部と、上記等化されたＮｗ個の出力信号のビット同期をそれぞれとる同期部と、上記ビット同期がとられたＮｗ個の出力信号をそれぞれ検出する検出部と、上記検出部における検出結果に基づいて上記Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅をそれぞれ制御する利得制御部と、上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出部における検出結果とに基づいて上記フィルタのフィルタ係数をそれぞれ算出する適応等化制御部とを備えることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明に係るデータ再生方法は、記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出し（Ｎｗ≦Ｎｒ）、Ｎｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すデータ再生方法において、Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出されたＮｒ個の再生信号の振幅をそれぞれ増幅する信号増幅工程と、上記増幅されたＮｒ個の再生信号をそれぞれ量子化する量子化工程と、上記量子化されたＮｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化し、Ｎｗ個の出力信号を出力する等化工程と、上記等化されたＮｗ個の出力信号のビット同期をそれぞれとる同期工程と、上記ビット同期がとられたＮｗ個の出力信号をそれぞれ検出する検出工程と、上記検出工程における検出結果に基づいて上記Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅をそれぞれ制御する利得制御工程と、上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出工程における検出結果とに基づいて上記フィルタのフィルタ係数をそれぞれ算出する適応等化制御工程とを有することを特徴としている。
【発明の効果】
【００２１】
本発明は、Ｎｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化することにより、利得も位相も保持される。そして、ビット同期がとられた出力信号とその検出結果とに基づいてＮｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅とフィルタのフィルタ係数とをそれぞれ制御することにより、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去し、データを精度よく分離して取り出すことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。本発明の具体例として示すデータ再生装置は、記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出すものである（Ｎｗ≦Ｎｒ）。そして、Ｎｗ個の等化器によりＮｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すものである。なお、再生ヘッドの数Ｎｒ及び記録トラックの数Ｎｗが大きくなると煩雑となるため、以下、Ｎｒ＝２、Ｎｗ＝２として説明する。
【００２３】
図１は、本発明の一実施の形態に係るデータ再生装置の構成を示すブロック図である。このデータ再生装置１０は、記録媒体から読み出された２つの再生信号がそれぞれ入力される入力部１１，１２と、入力された再生信号を増幅する再生アンプ１３，１４と、増幅された再生信号の利得を制御する可変利得アンプ１５，１６と、量子化する際に折り返し歪みを除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１７，１８と、再生信号を量子化するＡＤコンバータ１９，２０と、量子化された再生信号の利得を調整する利得調整器２１，２２と、再生信号の等化及び隣接記録トラックの信号の干渉を除去する等化器２３，２４と、再生信号のビット同期をとるＩＴＲ(Interpolated Timing Recovery)２５，２６と、再生信号を検出する検出器２７，２８と、ビット同期した再生信号とその検出結果から誤差を計算する誤差計算器２９，３０と、再生信号の利得を制御する利得制御器３１，３２と、等化器２３，２４のフィルタ係数を算出する適応等化制御器３３，３４とを備えて構成される。
【００２４】
２個の再生ヘッドを用いて記録媒体から読み出される再生信号は、それぞれ入力部１１，１２に入力される。入力部１１，１２から出力された再生信号は、それぞれ再生アンプ１３，１４で増幅され、可変利得アンプ１５，１６により所望の値へ増幅される。
【００２５】
可変利得アンプ１５、１６で増幅された再生信号は、低域通過フィルタ１７，１８によって量子化した際の折り返し歪みを防ぐ為に帯域制限され、ＡＤコンバータ１９，２０にて量子化される。
【００２６】
ＡＤコンバータ１９で量子化された再生信号は、等化器２３、利得調整器２２に送られる。利得調整器２２において、再生信号は可変利得アンプ１６の利得に調整され、等化器２４に送られる。
【００２７】
同様に、ＡＤコンバータ２０で量子化された再生信号は、等化器２４、利得調整器２１に送られる。利得調整器２１において、再生信号は可変利得アンプ１５の利得に調整され、等化器２３に送られる。
【００２８】
等化器２３，２４で等化され、隣接記録トラックの信号からの干渉が除去された再生信号は、ＩＴＲ２５，２６にてビット同期が行われる。ＩＴＲ２５，２６でビット同期した再生信号は、検出器２７，２８に送られ、信号が検出される。
【００２９】
誤差計算器２９，３０は、検出器２７，２８の検出結果と、ＩＴＲ２５，２６にてビット同期した再生信号とから誤差を計算する。誤差計算器２９，３０の結果は、それぞれ適応等化制御器３３，３４にも送られ、フィルタ係数の算出に用いられる。また、検出器２７、２８の検出結果は、利得制御器３１、３２に送られる。
【００３０】
このようなデータ再生装置１０によれば、再生ヘッドにより複数の記録トラックにまたがって読み出した再生信号を分離して取り出すことができる。
【００３１】
ここで、図２に示すように、隣接する２個の記録トラック４１ａ、４１ｂが１つのグループ４１を形成し、ガードバンド４３と呼ばれる無記録領域を挟んで、他のグループ４２に接している。ここで、マルチ再生ヘッド５１がオフトラックしている場合について考える。すなわち、隣接記録トラックの信号の干渉が生じている場合である。また、再生は、マルチ再生ヘッド５１の再生ヘッド５１ａ、再生ヘッド５１ｂで行われ、再生時は、必ずグループ内の全ての記録トラックが再生されるものとする。なお、ここでは、再生ヘッド幅が記録トラック幅と等しいこととするが、特にこれに限る訳ではない。
【００３２】
上記（２）式において受信信号のベクトルｒをFIRフィルタで等化した再生信号とする。
【００３３】
【数４】
【００３４】
ここで、ｔは転置を表す。また、等化器２３、２４の出力ｙは、（５）式で表される。
【００３５】
【数５】
【００３６】
この等化器２３，２４の出力ｙは、上記（２）式のｓに対応するので、上記（２）式のＨ−１を（６）式とすれば、（７）式で表される。
【００３７】
【数６】
【００３８】
すなわち、上記（３）式において、以下のように置けば、上記（７）式となる。
【００３９】
【数７】
【００４０】
ところで、記録トラックの１つのグループ内で、それぞれの記録トラックが違うタイミングで書き込まれることがなければ、ヘッドの磨耗等の影響を異なった条件で受けることはないので、隣接記録トラック同士で応答が大きくずれることはない。そこで、（９）式のように置くと、上記（７）式は（１０）式で表される。
【００４１】
【数８】
【００４２】
この（１０）式と上記（３）式とを比べれば分かるように、（１０）式では、隣接記録トラックの信号の干渉量に応じてその係数αを設定することができるので、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去し、データを精度よく分離して取り出すことが可能となる。
【００４３】
また、上記（１０）式において、下記（１１）で表されるＦＩＲフィルタ(Finite Impulse Response Filter)は、適応等化すればその係数を求めることができる。
【００４４】
【数９】
【００４５】
また、αｋ（ｋ＝０，１）は、何らかの方法で既知とすれば、その値を与えればよい。例えば、オフトラック量に応じてαを設定してもよい。また、わからなくてもＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム等を用いて適応等化すれば、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去することができる。
【００４６】
また、等化器２３，２４において、周波数応答においてある周波数（ＤＣやナイキスト周波数を除く）のみを固定（制約）する。このように周波数応答を固定した状態で等化することにより、利得も位相も保持され、利得調整器２１，２２との利得の干渉や、ＩＴＲ２５，２６との位相の干渉を防ぐことができる。つまり、利得制御器３１，３２において振幅誤差を求める際やＩＴＲ２５，２６において位相誤差を求める際に、フィルタの応答特性に影響を与えないで済む。
【００４７】
例えば、ハードディスクを例にとると、その基本的な記録フォーマットは、利得調整やビット同期の引き込みに使用されるプリアンブルと、同期信号であるＳＹＮＣデータと、記録対象のデータであるユーザデータとからなっており、パーシャル・レスポンスのＰＲ４（Partial Response4）系に等化する場合は、プリアンブルはハーフナイキスト周波数の連続パターンが用いられる。この場合、トレーニング信号であるプリアンブルの周波数の応答に固定（制約）する。
【００４８】
続いて、上述した等化器２３，２４の構成について説明する。なお、等化器２３と等化器２４とは、同様な構成なので、ここでは、等化器２３について説明する。
【００４９】
図３は、等化器２３の構成例を示すブロック図である。この等化器２３は、入力部６１と、遅延素子６２１〜６２Ｌ−１と、乗算器６３０〜６３Ｌ−１と、加算器６４とで構成される第１のＦＩＲフィルタと、入力部７１と、遅延素子７２１〜７２Ｌ−１と、乗算器７３０〜７３Ｌ−１と、加算器７４とで構成される第２のＦＩＲフィルタと、隣接記録トラックの信号からの干渉量を演算する乗算器７５と、加算器７６とから構成される。
【００５０】
入力部６１に入力される再生信号ｘ０（ｎ）は、遅延素子６２１〜６２Ｌ−１と、乗算器６３０〜６３Ｌ−１と、加算器６４とで構成される第１のＦＩＲフィルタで等化され、加算器７６に入力される。
【００５１】
一方、入力部７１に入力される再生信号ｘ１（ｎ）は、遅延素子７２１〜７２Ｌ−１と、乗算器７３０〜７３Ｌ−１と、加算器７４とで構成される第２のＦＩＲフィルタで等化され、乗算器７５に入力される。乗算器７５では、隣接記録トラックの信号からの干渉量に相当する係数α０が乗算される。
【００５２】
そして、加算器７６は、第１のＦＩＲフィルタで等化された信号と第２のＦＩＲフィルタで等化された信号とを加算し、その演算結果が等化器２３の出力ｙ０（ｎ）となる。すなわち、この等化器２３は、上記（１０）式で表されるｙ０（ｎ）を出力する。
【００５３】
次に、適応等化制御器３３，３４におけるＦＩＲフィルタの係数の計算方法について説明する。なお、以下の説明では簡単のため、ビット同期はとられているものとする。すなわち、位相誤差はゼロである。
【００５４】
上記（１１）式で表されるＦＩＲフィルタの周波数応答Ｆは、（１２）式で表すことができる。
【００５５】
【数１０】
【００５６】
ここで、Ｔはサンプリング間隔であり、以下Ｔ＝１とする。ハーフナイキスト周波数の応答は、ｆ＝１／４Ｔであるから、上記（１２）式は次式で表される。
【００５７】
【数１１】
【００５８】
ここで、フィルタ係数を（１４）式と置くと、上記（１３）式は（１５）式で表される。
【００５９】
【数１２】
【００６０】
ＦＩＲフィルタにおいて位相の変化は考慮しないので、（１６）式を満たす。
【００６１】
【数１３】
【００６２】
また、利得ｇは一定であるから、（１７）式を満たす。
【００６３】
【数１４】
【００６４】
（１６）式及び（１７）より、ＶｒとＶｉの制約が与えられる。そこで、ＶｒとＶｉを（１８）式と置き、この行列Ｖに直交する行列Ｐを誤差信号ベクトルｅｋ（ｐ）と掛け合わせてから更新することで、これらの制約条件を満たす。なお、誤差信号ベクトルｅｋ（ｐ）は、誤差計算器２９，３０で計算される。
【００６５】
【数１５】
【００６６】
行列Ｐは、次式で表される。ここで、Ｉは単位行列である。
【００６７】
【数１６】
【００６８】
このとき、フィルタ係数の更新は次式で与えられる。なお、ｕｋ（ｐ）はフィルタ入力信号ベクトル、μは更新ゲインである。
【００６９】
【数１７】
【００７０】
適応等化制御器３３，３４は、このように計算したフィルタ係数を等化器２３，２４に入力する。
【００７１】
次に、利得制御器３１，３２における再生信号の利得制御について説明する。利得制御器３１は、再生ヘッド５１ａで再生した記録トラック４１ａの再生信号に対して利得及び等化誤差を計算する。また、利得制御器３２は、再生ヘッド５１ｂで再生した記録トラック４１ｂの再生信号に対して利得及び等化誤差を計算する。上記（１７）式で表される制約条件の自乗平均をとり、信号成分の分散をσｓ２、雑音成分の分散をσｗ２とすると、（２１）式となる。
【００７２】
【数１８】
【００７３】
したがって、利得制御器３１，３２で所望の値に振幅値を近づけようとしても、（１７）式の制約を満たそうとするために、入力信号の雑音の増加とともに信号成分が（ｇ２−σｗ２）１／２倍だけ減少してしまい、信号と雑音の電力比であるＳＤＮＲ（Signal to Distortion and Noise Ratio）が劣化する。
【００７４】
そこで、利得制御器３１，３２の振幅誤差ｅ（ｐ）を計算する評価関数を（２２）式とする。
【００７５】
【数１９】
【００７６】
ここで、ｄ（ｐ）は所望の応答で、ｚ（ｐ）はＩＴＲ２５，２６の出力である。また、（ｇ２＋σｗ２）／ｇ２は、（１７）式の制約条件において、右辺の利得ｇを雑音電力分σｗ２だけ増加させたときの電力を、雑音の無い状態の電力で規格化した値である。これをＩＴＲ２５，２６の出力に掛けることで、雑音が加わった分だけ（１７）式の利得ｇを大きくする。このように信号成分の利得を変えないようにすることで、ＳＤＮＲの劣化を防ぐことができる。
【００７７】
また、利得制御器３１，３２は、係数σｗ２を計算する。雑音成分の電力であるσｗ２は、λを定数として、自乗誤差平均値ＭＳＥ（Mean Square Error）を用いて（２３）式で表すことができる。なお、定数λは、例えばＰＲ４に等化する場合、λ＝２となる。また、雑音成分としては、理想的な状態ならば隣接トラックの干渉が除去されているため、媒体雑音やヘッドの熱雑音、回路の熱雑音や電流雑音、符号干渉の雑音等を挙げることができる。
【００７８】
【数２０】
【００７９】
さらに、あるサンプル間隔で、ＭＳＥを更新することによって、追従性を持たせることもできる。
【００８０】
続いて、上述した利得制御器３１，３２の構成について説明する。なお、利得制御器３１と利得制御器３２とは、同様な構成なので、ここでは、利得制御器３１について説明する。
【００８１】
図４は、利得制御器３１の構成例を示すブロック図である。この利得制御器３１は、再生信号ｙ（ｎ）の所望の応答ｄ（ｎ）を算出するスライサ８１、再生信号ｙ（ｎ）とスライサ出力ｄ（ｎ）との差を算出する加算器８２、再生信号ｙ（ｎ）の絶対値を算出する絶対値回路８３、スライサ出力ｄ（ｎ）の絶対値を算出する絶対値回路８４、ｙ（ｎ）の係数を算出するＭＳＥ計算部８５、ｙ（ｎ）の係数をｙ（ｎ）に掛ける乗算器８６、ｄ（ｎ）と乗算器８６の出力との差を算出する加算器８７、ループ利得を記憶する利得記憶部８８、加算器８７の出力とループ利得とを乗算する乗算器８９、入力を１クロック遅延する遅延素子９０、遅延素子９０からの出力と乗算器８９の出力との差を算出する加算器９１、遅延素子９０の出力をアナログ信号に変換するＤＡコンバータ９２とを備える。
【００８２】
スライサ８１は、再生信号ｙ（ｎ）が｛−１，０，１｝の何れのシンボルに対応するかという仮判定を行う。スライサ８１には、正の閾値Ｔｈ＋と負の閾値Ｔｈ−の２つの閾値が設定されており、ｙ（ｎ）がＴｈ＋を超えると“１”を出力し、ｙ（ｎ）がＴｈ−より低いと“−１”を出力し、ｙ（ｎ）がＴｈ＋とＴｈ−との間であると“０”を出力する。スライサ８１の出力は、ｙ（ｎ）の所望の値ｄ（ｎ）となる。
【００８３】
加算器８２は、再生信号ｙ（ｎ）とスライサ８１の出力ｄ（ｎ）から誤差信号を算出する。加算器８２は、算出した誤差信号をＭＳＥ計算部８５に出力する。
【００８４】
ＭＳＥ計算部８５は、誤差信号を基にＭＳＥを算出し、ＭＳＥに定数λを掛ける。λＭＳＥは、上記（２３）式に示すように雑音成分の分散σｗ２に相当する。さらに、ＭＳＥ計算部８５は、定数ｇとλＭＳＥとを基に上記（２２）式における再生信号ｙ（ｎ）の係数（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２を算出し、乗算器８６に出力する。
【００８５】
乗算器８６は、再生信号ｙ（ｎ）の絶対値｜ｙ（ｎ）｜とＭＳＥ計算部８５の出力（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２とを乗算し、計算結果を加算器８７に出力する。加算器８７は、絶対値回路８４からの出力｜ｄ（ｎ）｜と乗算器８６の出力（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２・｜ｙ（ｎ）｜の差をとり、振幅誤差ｅ（ｎ）を算出する。
【００８６】
加算器８７からの出力ｅ（ｎ）は、乗算器８９でループ利得と乗算される。この演算結果は、加算器９１と遅延素子９０によって構成される１タップのＩＩＲ（Infinite Impulse Response）のループフィルタに送られる。加算器９１は、遅延素子９０から出力された１クロック手前の振幅誤差ｅ（ｎ）と乗算器８９の出力との差を算出して遅延素子９０に出力する。遅延素子９０は、振幅誤差ｅ（ｎ）をＤＡコンバータ９２に出力する。ＤＡコンバータ９２は、振幅誤差ｅ（ｎ）をアナログ信号に変換増幅した利得制御信号を可変利得アンプ１５に送る。このように雑音が加わった分だけ利得ｇを大きくすることにより、雑音再生特性を改善することができる。
【００８７】
図５及び図６は、それぞれ本発明を適用したデータ再生装置及び従来の隣接記録トラックの干渉を抑制する機能を持たないデータ再生装置において隣接記録トラックの信号からの干渉がビットエラーレートに与える影響を示す図である。ここで、各データ再生装置は、磁気記録で一般的なＰＲ４ＭＬ検出(Partial Response Class 4 Maximum Likelihood Sequence Detection)を行うこととし、記録符号として１６／１７を用いた。また、ユーザー線密度を２．０とした。
【００８８】
図５及び図６に示す結果を比較すればわかるように、オフトラックの割合に対して本発明を適用したデータ再生装置は低いＢＥＲ（Bit Error Rate）を示している。
【００８９】
これより、隣接記録トラックからの干渉が十分に抑制されていることがわかる。
【００９０】
以上説明したように、本発明を適用したデータ再生装置は、周波数応答を固定した状態で等化し、振幅誤差ｅ（ｎ）を算出するとき、再生信号ｙ（ｎ）を（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２倍する。つまり、周波数応答を固定し、利得も位相も保持して等化し、雑音が加わった分だけ利得ｇを大きくすることにより、雑音再生特性を改善させることができる。また、誤り特性の支配的要因であるＩＴＲ２５，２６の特性も向上させるとともに、追従性を持たせることもできる。
【００９１】
なお、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。例えば、上記実施の形態では、再生ヘッドの幅と記録トラックの幅とを同じとしたが、これに限られるものではない。
【００９２】
また、上記実施の形態では、２つの記録トラックを２つの再生ヘッドで読み出し、等化することとしたが、１つの記録トラックを読み出した全ての再生ヘッドの再生信号を等化するようにすればよい。
【００９３】
また、上記実施の形態では、プリアンブルの周波数応答を固定していたが、本発明を適用したデータ再生装置、プリアンブルを用いずとも、安定した特性が得られる。例えば、ＣＤ（Compact Disc）やＤＶＤ（Digital Versatile Disc）などの光ディスクの記録媒体には、プリアンブルが記録されていないが、適当な周波数応答を固定すれば、これらの記録媒体の再生にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明の一実施の形態に係るデータ再生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】記録媒体上の記録トラックとグループの関係を示す図である。
【図３】等化器の構成例を示すブロック図である。
【図４】利得制御器３１の構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明を適用したデータ再生装置において隣接記録トラックの信号からの干渉がビットエラーレートに与える影響を示す図である。
【図６】従来の隣接記録トラックの干渉を抑制する機能を持たないデータ再生装置において隣接記録トラックの信号からの干渉がビットエラーレートに与える影響を示す図である。
【図７】従来のデータ再生装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９５】
１０ データ再生装置、 １１，１２ 入力部、 １３，１４ 再生アンプ、 １５，１６ 可変利得アンプ、 １７，１８ 低域通過フィルタ、 １９，２０ コンバータ、 ２１，２２ 利得調整器、 ２３，２４ 等化器、 ２５，２６ ＩＴＲ、 ２７，２８ 検出器、 ２９，３０ 誤差計算器、 ３１，３２ 利得制御器、 ３３，３４ 適応等化制御器、 ４１ グループ、 ４１ 記録トラック、 ４２ グループ、 ４３ ガードバンド、 ５１ マルチ再生ヘッド、 ６１ 入力部、 ６４ 加算器、７１ 入力部、 ７４ 加算器、 ７５ 乗算器、 ７６ 加算器、
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチトラック記録されたデータを再生するデータ再生装置及びデータ再生方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、磁気記録や光記録において、高密度記録や高転送レートを目指し、マルチトラック記録の研究開発が行われている。具体的には、記録トラックのトラック幅を狭くすることにより、高密度記録を実現する研究が行われている。また、一度に複数の記録トラックを再生し、並列処理することにより、高転送レートを実現する研究が行われている。
【０００３】
しかしながら、例えば、隣接記録トラックの信号の読み出しを行わないハードディスク記録再生装置では、再生ヘッドの幅を記録ヘッドの幅よりも小さくする必要があるため、トラック幅を狭くすると、再生ヘッドの作成が困難となってしまう。そこで、一度に複数の記録トラックを再生し、並列処理する技術が注目されている。
【０００４】
ところで、通信分野において、一度に多くの情報を伝送する方法の一つとしてＭＩＭＯ(Muti-Input Multi-Output)と呼ばれる技術がある。このＭＩＭＯは、マルチトラック記録されたデータを再生時に並列処理するのに適用することができる。
【０００５】
ＭＩＭＯは、送信信号のベクトルをｓ、受信信号のベクトルをｒ、チャネルを表す行列をＨとすれば、以下の関係を示す。
【０００６】
【数１】
【０００７】
また、受信信号は、幾つかの送信信号がチャネルによって混ざりあった状態である。ここで、行列Ｈが受信側で求まり、逆行列Ｈ−１が存在すれば、次式のように元の送信信号を取り出すことができる。
【０００８】
【数２】
【０００９】
ところで、Ｔ．Ｃｏｎｗａｙらは、再生ヘッドの幅を記録トラックの幅よりも大きくとり、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去する等化方法を提案している（例えば、特許文献１参照。）。
【００１０】
以下、従来の等化方法について説明する。ここでは、Ｎｒ個の再生ヘッドでＮｗ個の記録トラックを再生することとする。また、このときのＮｗ個の記録トラックを１つのグループとする。また、グループ間は、ガードバンドと呼ばれる無記録領域で挟まれ、Ｎｗ≦Ｎｒの条件を満たす。
【００１１】
図７は、従来のマルチトラック記録におけるデータ再生装置の構成を示すブロック図である。このデータ再生装置１００は、記録媒体から読み出された複数の再生信号が入力される入力部１０１と、入力された再生信号を増幅する再生アンプ１０２と、増幅された再生信号の利得を調整する可変利得アンプ１０３と、量子化する際に折り返し歪みを除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０４と、再生信号を量子化するＡＤコンバータ１０５と、再生信号の等化及び隣接記録トラックの信号からの干渉を除去する等化器１０６と、再生信号のビット同期をとるＩＴＲ（Interpolated Timing Recovery）１０７と、再生信号を検出する検出器１０８と、ビット同期した再生信号とその検出結果から誤差を計算する誤差計算器１０９と、再生信号の利得を調整する利得制御器１１０と、等化器１０６のフィルタ係数を算出する適応等化制御器１１１とから構成される。
【００１２】
この従来のデータ再生装置において、n時刻での等化器１０６に入力される再生信号をｘｉ（ｎ），ｉ＝０，１，・・・，Ｎｒ−１とし、等化器１０６からの出力をｙｋ（ｎ），ｋ＝０，１，・・・，Ｎｗ−１とすると、次のように表される。
【００１３】
【数３】
【００１４】
ここで、ＬはＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの長さであり、ｈｋ（ｉ，ｊ）はそのフィルタ係数である。
【００１５】
（２）式と（３）式との関係より、（２）式における逆行列Ｈ−１がＦＩＲフィルタ係数に含まれている。そして、これを適応等化することで求めることにより、隣接記録トラックからの信号の干渉を除去することができる。
【００１６】
【特許文献１】国際公開第０６／０４８８４９号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、（３）式のままで適応等化すると、フィルタの利得や位相は変化するので、利得調整器との利得の干渉や、ビット同期装置との位相の干渉が発生してしまい、時間とともに特性がずれてしまう問題があった。
【００１８】
本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去し、データを精度よく分離して取り出すことができるデータ再生装置及びデータ再生方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上述の課題を解決するために、本発明に係るデータ再生装置は、記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出し（Ｎｗ≦Ｎｒ）、Ｎｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すデータ再生装置において、Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出されたＮｒ個の再生信号の振幅をそれぞれ増幅する信号増幅部と、上記増幅されたＮｒ個の再生信号をそれぞれ量子化する量子化部と、上記量子化されたＮｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化し、Ｎｗ個の出力信号を出力する等化部と、上記等化されたＮｗ個の出力信号のビット同期をそれぞれとる同期部と、上記ビット同期がとられたＮｗ個の出力信号をそれぞれ検出する検出部と、上記検出部における検出結果に基づいて上記Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅をそれぞれ制御する利得制御部と、上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出部における検出結果とに基づいて上記フィルタのフィルタ係数をそれぞれ算出する適応等化制御部とを備えることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明に係るデータ再生方法は、記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出し（Ｎｗ≦Ｎｒ）、Ｎｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すデータ再生方法において、Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出されたＮｒ個の再生信号の振幅をそれぞれ増幅する信号増幅工程と、上記増幅されたＮｒ個の再生信号をそれぞれ量子化する量子化工程と、上記量子化されたＮｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化し、Ｎｗ個の出力信号を出力する等化工程と、上記等化されたＮｗ個の出力信号のビット同期をそれぞれとる同期工程と、上記ビット同期がとられたＮｗ個の出力信号をそれぞれ検出する検出工程と、上記検出工程における検出結果に基づいて上記Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅をそれぞれ制御する利得制御工程と、上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出工程における検出結果とに基づいて上記フィルタのフィルタ係数をそれぞれ算出する適応等化制御工程とを有することを特徴としている。
【発明の効果】
【００２１】
本発明は、Ｎｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化することにより、利得も位相も保持される。そして、ビット同期がとられた出力信号とその検出結果とに基づいてＮｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅とフィルタのフィルタ係数とをそれぞれ制御することにより、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去し、データを精度よく分離して取り出すことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。本発明の具体例として示すデータ再生装置は、記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出すものである（Ｎｗ≦Ｎｒ）。そして、Ｎｗ個の等化器によりＮｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すものである。なお、再生ヘッドの数Ｎｒ及び記録トラックの数Ｎｗが大きくなると煩雑となるため、以下、Ｎｒ＝２、Ｎｗ＝２として説明する。
【００２３】
図１は、本発明の一実施の形態に係るデータ再生装置の構成を示すブロック図である。このデータ再生装置１０は、記録媒体から読み出された２つの再生信号がそれぞれ入力される入力部１１，１２と、入力された再生信号を増幅する再生アンプ１３，１４と、増幅された再生信号の利得を制御する可変利得アンプ１５，１６と、量子化する際に折り返し歪みを除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１７，１８と、再生信号を量子化するＡＤコンバータ１９，２０と、量子化された再生信号の利得を調整する利得調整器２１，２２と、再生信号の等化及び隣接記録トラックの信号の干渉を除去する等化器２３，２４と、再生信号のビット同期をとるＩＴＲ(Interpolated Timing Recovery)２５，２６と、再生信号を検出する検出器２７，２８と、ビット同期した再生信号とその検出結果から誤差を計算する誤差計算器２９，３０と、再生信号の利得を制御する利得制御器３１，３２と、等化器２３，２４のフィルタ係数を算出する適応等化制御器３３，３４とを備えて構成される。
【００２４】
２個の再生ヘッドを用いて記録媒体から読み出される再生信号は、それぞれ入力部１１，１２に入力される。入力部１１，１２から出力された再生信号は、それぞれ再生アンプ１３，１４で増幅され、可変利得アンプ１５，１６により所望の値へ増幅される。
【００２５】
可変利得アンプ１５、１６で増幅された再生信号は、低域通過フィルタ１７，１８によって量子化した際の折り返し歪みを防ぐ為に帯域制限され、ＡＤコンバータ１９，２０にて量子化される。
【００２６】
ＡＤコンバータ１９で量子化された再生信号は、等化器２３、利得調整器２２に送られる。利得調整器２２において、再生信号は可変利得アンプ１６の利得に調整され、等化器２４に送られる。
【００２７】
同様に、ＡＤコンバータ２０で量子化された再生信号は、等化器２４、利得調整器２１に送られる。利得調整器２１において、再生信号は可変利得アンプ１５の利得に調整され、等化器２３に送られる。
【００２８】
等化器２３，２４で等化され、隣接記録トラックの信号からの干渉が除去された再生信号は、ＩＴＲ２５，２６にてビット同期が行われる。ＩＴＲ２５，２６でビット同期した再生信号は、検出器２７，２８に送られ、信号が検出される。
【００２９】
誤差計算器２９，３０は、検出器２７，２８の検出結果と、ＩＴＲ２５，２６にてビット同期した再生信号とから誤差を計算する。誤差計算器２９，３０の結果は、それぞれ適応等化制御器３３，３４にも送られ、フィルタ係数の算出に用いられる。また、検出器２７、２８の検出結果は、利得制御器３１、３２に送られる。
【００３０】
このようなデータ再生装置１０によれば、再生ヘッドにより複数の記録トラックにまたがって読み出した再生信号を分離して取り出すことができる。
【００３１】
ここで、図２に示すように、隣接する２個の記録トラック４１ａ、４１ｂが１つのグループ４１を形成し、ガードバンド４３と呼ばれる無記録領域を挟んで、他のグループ４２に接している。ここで、マルチ再生ヘッド５１がオフトラックしている場合について考える。すなわち、隣接記録トラックの信号の干渉が生じている場合である。また、再生は、マルチ再生ヘッド５１の再生ヘッド５１ａ、再生ヘッド５１ｂで行われ、再生時は、必ずグループ内の全ての記録トラックが再生されるものとする。なお、ここでは、再生ヘッド幅が記録トラック幅と等しいこととするが、特にこれに限る訳ではない。
【００３２】
上記（２）式において受信信号のベクトルｒをFIRフィルタで等化した再生信号とする。
【００３３】
【数４】
【００３４】
ここで、ｔは転置を表す。また、等化器２３、２４の出力ｙは、（５）式で表される。
【００３５】
【数５】
【００３６】
この等化器２３，２４の出力ｙは、上記（２）式のｓに対応するので、上記（２）式のＨ−１を（６）式とすれば、（７）式で表される。
【００３７】
【数６】
【００３８】
すなわち、上記（３）式において、以下のように置けば、上記（７）式となる。
【００３９】
【数７】
【００４０】
ところで、記録トラックの１つのグループ内で、それぞれの記録トラックが違うタイミングで書き込まれることがなければ、ヘッドの磨耗等の影響を異なった条件で受けることはないので、隣接記録トラック同士で応答が大きくずれることはない。そこで、（９）式のように置くと、上記（７）式は（１０）式で表される。
【００４１】
【数８】
【００４２】
この（１０）式と上記（３）式とを比べれば分かるように、（１０）式では、隣接記録トラックの信号の干渉量に応じてその係数αを設定することができるので、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去し、データを精度よく分離して取り出すことが可能となる。
【００４３】
また、上記（１０）式において、下記（１１）で表されるＦＩＲフィルタ(Finite Impulse Response Filter)は、適応等化すればその係数を求めることができる。
【００４４】
【数９】
【００４５】
また、αｋ（ｋ＝０，１）は、何らかの方法で既知とすれば、その値を与えればよい。例えば、オフトラック量に応じてαを設定してもよい。また、わからなくてもＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム等を用いて適応等化すれば、隣接記録トラックの信号からの干渉を除去することができる。
【００４６】
また、等化器２３，２４において、周波数応答においてある周波数（ＤＣやナイキスト周波数を除く）のみを固定（制約）する。このように周波数応答を固定した状態で等化することにより、利得も位相も保持され、利得調整器２１，２２との利得の干渉や、ＩＴＲ２５，２６との位相の干渉を防ぐことができる。つまり、利得制御器３１，３２において振幅誤差を求める際やＩＴＲ２５，２６において位相誤差を求める際に、フィルタの応答特性に影響を与えないで済む。
【００４７】
例えば、ハードディスクを例にとると、その基本的な記録フォーマットは、利得調整やビット同期の引き込みに使用されるプリアンブルと、同期信号であるＳＹＮＣデータと、記録対象のデータであるユーザデータとからなっており、パーシャル・レスポンスのＰＲ４（Partial Response4）系に等化する場合は、プリアンブルはハーフナイキスト周波数の連続パターンが用いられる。この場合、トレーニング信号であるプリアンブルの周波数の応答に固定（制約）する。
【００４８】
続いて、上述した等化器２３，２４の構成について説明する。なお、等化器２３と等化器２４とは、同様な構成なので、ここでは、等化器２３について説明する。
【００４９】
図３は、等化器２３の構成例を示すブロック図である。この等化器２３は、入力部６１と、遅延素子６２１〜６２Ｌ−１と、乗算器６３０〜６３Ｌ−１と、加算器６４とで構成される第１のＦＩＲフィルタと、入力部７１と、遅延素子７２１〜７２Ｌ−１と、乗算器７３０〜７３Ｌ−１と、加算器７４とで構成される第２のＦＩＲフィルタと、隣接記録トラックの信号からの干渉量を演算する乗算器７５と、加算器７６とから構成される。
【００５０】
入力部６１に入力される再生信号ｘ０（ｎ）は、遅延素子６２１〜６２Ｌ−１と、乗算器６３０〜６３Ｌ−１と、加算器６４とで構成される第１のＦＩＲフィルタで等化され、加算器７６に入力される。
【００５１】
一方、入力部７１に入力される再生信号ｘ１（ｎ）は、遅延素子７２１〜７２Ｌ−１と、乗算器７３０〜７３Ｌ−１と、加算器７４とで構成される第２のＦＩＲフィルタで等化され、乗算器７５に入力される。乗算器７５では、隣接記録トラックの信号からの干渉量に相当する係数α０が乗算される。
【００５２】
そして、加算器７６は、第１のＦＩＲフィルタで等化された信号と第２のＦＩＲフィルタで等化された信号とを加算し、その演算結果が等化器２３の出力ｙ０（ｎ）となる。すなわち、この等化器２３は、上記（１０）式で表されるｙ０（ｎ）を出力する。
【００５３】
次に、適応等化制御器３３，３４におけるＦＩＲフィルタの係数の計算方法について説明する。なお、以下の説明では簡単のため、ビット同期はとられているものとする。すなわち、位相誤差はゼロである。
【００５４】
上記（１１）式で表されるＦＩＲフィルタの周波数応答Ｆは、（１２）式で表すことができる。
【００５５】
【数１０】
【００５６】
ここで、Ｔはサンプリング間隔であり、以下Ｔ＝１とする。ハーフナイキスト周波数の応答は、ｆ＝１／４Ｔであるから、上記（１２）式は次式で表される。
【００５７】
【数１１】
【００５８】
ここで、フィルタ係数を（１４）式と置くと、上記（１３）式は（１５）式で表される。
【００５９】
【数１２】
【００６０】
ＦＩＲフィルタにおいて位相の変化は考慮しないので、（１６）式を満たす。
【００６１】
【数１３】
【００６２】
また、利得ｇは一定であるから、（１７）式を満たす。
【００６３】
【数１４】
【００６４】
（１６）式及び（１７）より、ＶｒとＶｉの制約が与えられる。そこで、ＶｒとＶｉを（１８）式と置き、この行列Ｖに直交する行列Ｐを誤差信号ベクトルｅｋ（ｐ）と掛け合わせてから更新することで、これらの制約条件を満たす。なお、誤差信号ベクトルｅｋ（ｐ）は、誤差計算器２９，３０で計算される。
【００６５】
【数１５】
【００６６】
行列Ｐは、次式で表される。ここで、Ｉは単位行列である。
【００６７】
【数１６】
【００６８】
このとき、フィルタ係数の更新は次式で与えられる。なお、ｕｋ（ｐ）はフィルタ入力信号ベクトル、μは更新ゲインである。
【００６９】
【数１７】
【００７０】
適応等化制御器３３，３４は、このように計算したフィルタ係数を等化器２３，２４に入力する。
【００７１】
次に、利得制御器３１，３２における再生信号の利得制御について説明する。利得制御器３１は、再生ヘッド５１ａで再生した記録トラック４１ａの再生信号に対して利得及び等化誤差を計算する。また、利得制御器３２は、再生ヘッド５１ｂで再生した記録トラック４１ｂの再生信号に対して利得及び等化誤差を計算する。上記（１７）式で表される制約条件の自乗平均をとり、信号成分の分散をσｓ２、雑音成分の分散をσｗ２とすると、（２１）式となる。
【００７２】
【数１８】
【００７３】
したがって、利得制御器３１，３２で所望の値に振幅値を近づけようとしても、（１７）式の制約を満たそうとするために、入力信号の雑音の増加とともに信号成分が（ｇ２−σｗ２）１／２倍だけ減少してしまい、信号と雑音の電力比であるＳＤＮＲ（Signal to Distortion and Noise Ratio）が劣化する。
【００７４】
そこで、利得制御器３１，３２の振幅誤差ｅ（ｐ）を計算する評価関数を（２２）式とする。
【００７５】
【数１９】
【００７６】
ここで、ｄ（ｐ）は所望の応答で、ｚ（ｐ）はＩＴＲ２５，２６の出力である。また、（ｇ２＋σｗ２）／ｇ２は、（１７）式の制約条件において、右辺の利得ｇを雑音電力分σｗ２だけ増加させたときの電力を、雑音の無い状態の電力で規格化した値である。これをＩＴＲ２５，２６の出力に掛けることで、雑音が加わった分だけ（１７）式の利得ｇを大きくする。このように信号成分の利得を変えないようにすることで、ＳＤＮＲの劣化を防ぐことができる。
【００７７】
また、利得制御器３１，３２は、係数σｗ２を計算する。雑音成分の電力であるσｗ２は、λを定数として、自乗誤差平均値ＭＳＥ（Mean Square Error）を用いて（２３）式で表すことができる。なお、定数λは、例えばＰＲ４に等化する場合、λ＝２となる。また、雑音成分としては、理想的な状態ならば隣接トラックの干渉が除去されているため、媒体雑音やヘッドの熱雑音、回路の熱雑音や電流雑音、符号干渉の雑音等を挙げることができる。
【００７８】
【数２０】
【００７９】
さらに、あるサンプル間隔で、ＭＳＥを更新することによって、追従性を持たせることもできる。
【００８０】
続いて、上述した利得制御器３１，３２の構成について説明する。なお、利得制御器３１と利得制御器３２とは、同様な構成なので、ここでは、利得制御器３１について説明する。
【００８１】
図４は、利得制御器３１の構成例を示すブロック図である。この利得制御器３１は、再生信号ｙ（ｎ）の所望の応答ｄ（ｎ）を算出するスライサ８１、再生信号ｙ（ｎ）とスライサ出力ｄ（ｎ）との差を算出する加算器８２、再生信号ｙ（ｎ）の絶対値を算出する絶対値回路８３、スライサ出力ｄ（ｎ）の絶対値を算出する絶対値回路８４、ｙ（ｎ）の係数を算出するＭＳＥ計算部８５、ｙ（ｎ）の係数をｙ（ｎ）に掛ける乗算器８６、ｄ（ｎ）と乗算器８６の出力との差を算出する加算器８７、ループ利得を記憶する利得記憶部８８、加算器８７の出力とループ利得とを乗算する乗算器８９、入力を１クロック遅延する遅延素子９０、遅延素子９０からの出力と乗算器８９の出力との差を算出する加算器９１、遅延素子９０の出力をアナログ信号に変換するＤＡコンバータ９２とを備える。
【００８２】
スライサ８１は、再生信号ｙ（ｎ）が｛−１，０，１｝の何れのシンボルに対応するかという仮判定を行う。スライサ８１には、正の閾値Ｔｈ＋と負の閾値Ｔｈ−の２つの閾値が設定されており、ｙ（ｎ）がＴｈ＋を超えると“１”を出力し、ｙ（ｎ）がＴｈ−より低いと“−１”を出力し、ｙ（ｎ）がＴｈ＋とＴｈ−との間であると“０”を出力する。スライサ８１の出力は、ｙ（ｎ）の所望の値ｄ（ｎ）となる。
【００８３】
加算器８２は、再生信号ｙ（ｎ）とスライサ８１の出力ｄ（ｎ）から誤差信号を算出する。加算器８２は、算出した誤差信号をＭＳＥ計算部８５に出力する。
【００８４】
ＭＳＥ計算部８５は、誤差信号を基にＭＳＥを算出し、ＭＳＥに定数λを掛ける。λＭＳＥは、上記（２３）式に示すように雑音成分の分散σｗ２に相当する。さらに、ＭＳＥ計算部８５は、定数ｇとλＭＳＥとを基に上記（２２）式における再生信号ｙ（ｎ）の係数（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２を算出し、乗算器８６に出力する。
【００８５】
乗算器８６は、再生信号ｙ（ｎ）の絶対値｜ｙ（ｎ）｜とＭＳＥ計算部８５の出力（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２とを乗算し、計算結果を加算器８７に出力する。加算器８７は、絶対値回路８４からの出力｜ｄ（ｎ）｜と乗算器８６の出力（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２・｜ｙ（ｎ）｜の差をとり、振幅誤差ｅ（ｎ）を算出する。
【００８６】
加算器８７からの出力ｅ（ｎ）は、乗算器８９でループ利得と乗算される。この演算結果は、加算器９１と遅延素子９０によって構成される１タップのＩＩＲ（Infinite Impulse Response）のループフィルタに送られる。加算器９１は、遅延素子９０から出力された１クロック手前の振幅誤差ｅ（ｎ）と乗算器８９の出力との差を算出して遅延素子９０に出力する。遅延素子９０は、振幅誤差ｅ（ｎ）をＤＡコンバータ９２に出力する。ＤＡコンバータ９２は、振幅誤差ｅ（ｎ）をアナログ信号に変換増幅した利得制御信号を可変利得アンプ１５に送る。このように雑音が加わった分だけ利得ｇを大きくすることにより、雑音再生特性を改善することができる。
【００８７】
図５及び図６は、それぞれ本発明を適用したデータ再生装置及び従来の隣接記録トラックの干渉を抑制する機能を持たないデータ再生装置において隣接記録トラックの信号からの干渉がビットエラーレートに与える影響を示す図である。ここで、各データ再生装置は、磁気記録で一般的なＰＲ４ＭＬ検出(Partial Response Class 4 Maximum Likelihood Sequence Detection)を行うこととし、記録符号として１６／１７を用いた。また、ユーザー線密度を２．０とした。
【００８８】
図５及び図６に示す結果を比較すればわかるように、オフトラックの割合に対して本発明を適用したデータ再生装置は低いＢＥＲ（Bit Error Rate）を示している。
【００８９】
これより、隣接記録トラックからの干渉が十分に抑制されていることがわかる。
【００９０】
以上説明したように、本発明を適用したデータ再生装置は、周波数応答を固定した状態で等化し、振幅誤差ｅ（ｎ）を算出するとき、再生信号ｙ（ｎ）を（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２倍する。つまり、周波数応答を固定し、利得も位相も保持して等化し、雑音が加わった分だけ利得ｇを大きくすることにより、雑音再生特性を改善させることができる。また、誤り特性の支配的要因であるＩＴＲ２５，２６の特性も向上させるとともに、追従性を持たせることもできる。
【００９１】
なお、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。例えば、上記実施の形態では、再生ヘッドの幅と記録トラックの幅とを同じとしたが、これに限られるものではない。
【００９２】
また、上記実施の形態では、２つの記録トラックを２つの再生ヘッドで読み出し、等化することとしたが、１つの記録トラックを読み出した全ての再生ヘッドの再生信号を等化するようにすればよい。
【００９３】
また、上記実施の形態では、プリアンブルの周波数応答を固定していたが、本発明を適用したデータ再生装置、プリアンブルを用いずとも、安定した特性が得られる。例えば、ＣＤ（Compact Disc）やＤＶＤ（Digital Versatile Disc）などの光ディスクの記録媒体には、プリアンブルが記録されていないが、適当な周波数応答を固定すれば、これらの記録媒体の再生にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明の一実施の形態に係るデータ再生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】記録媒体上の記録トラックとグループの関係を示す図である。
【図３】等化器の構成例を示すブロック図である。
【図４】利得制御器３１の構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明を適用したデータ再生装置において隣接記録トラックの信号からの干渉がビットエラーレートに与える影響を示す図である。
【図６】従来の隣接記録トラックの干渉を抑制する機能を持たないデータ再生装置において隣接記録トラックの信号からの干渉がビットエラーレートに与える影響を示す図である。
【図７】従来のデータ再生装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９５】
１０ データ再生装置、 １１，１２ 入力部、 １３，１４ 再生アンプ、 １５，１６ 可変利得アンプ、 １７，１８ 低域通過フィルタ、 １９，２０ コンバータ、 ２１，２２ 利得調整器、 ２３，２４ 等化器、 ２５，２６ ＩＴＲ、 ２７，２８ 検出器、 ２９，３０ 誤差計算器、 ３１，３２ 利得制御器、 ３３，３４ 適応等化制御器、 ４１ グループ、 ４１ 記録トラック、 ４２ グループ、 ４３ ガードバンド、 ５１ マルチ再生ヘッド、 ６１ 入力部、 ６４ 加算器、７１ 入力部、 ７４ 加算器、 ７５ 乗算器、 ７６ 加算器、
【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出し（Ｎｗ≦Ｎｒ）、Ｎｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すデータ再生装置において、
Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出されたＮｒ個の再生信号の振幅をそれぞれ増幅する信号増幅部と、
上記増幅されたＮｒ個の再生信号をそれぞれ量子化する量子化部と、
上記量子化されたＮｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化し、Ｎｗ個の出力信号を出力する等化部と、
上記等化されたＮｗ個の出力信号のビット同期をそれぞれとる同期部と、
上記ビット同期がとられたＮｗ個の出力信号をそれぞれ検出する検出部と、
上記検出部における検出結果に基づいて上記Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅をそれぞれ制御する利得制御部と、
上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出部における検出結果とに基づいて上記フィルタのフィルタ係数をそれぞれ算出する適応等化制御部と
を備えるデータ再生装置。
【請求項２】
上記利得制御部は、上記再生信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正するように制御することを特徴とする請求項１記載のデータ再生装置。
【請求項３】
上記利得制御部は、上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出部における検出結果との振幅誤差の計算に自乗誤差平均値（ＭＳＥ）を利用することを特徴とする請求項２記載のデータ再生装置。
【請求項４】
上記利得制御部は、上記出力信号に、上記周波数応答を固定した状態の利得ｇ及び定数λからなる係数（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２を、掛け合わせることを特徴とする請求項３記載のデータ再生装置。
【請求項５】
上記利得調整部は、所定のサンプル間隔で、上記ＭＳＥを更新することを特徴とする請求項３記載のデータ再生装置。
【請求項６】
記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出し（Ｎｗ≦Ｎｒ）、Ｎｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すデータ再生方法において、
Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出されたＮｒ個の再生信号の振幅をそれぞれ増幅する信号増幅工程と、
上記増幅されたＮｒ個の再生信号をそれぞれ量子化する量子化工程と、
上記量子化されたＮｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化し、Ｎｗ個の出力信号を出力する等化工程と、
上記等化されたＮｗ個の出力信号のビット同期をそれぞれとる同期工程と、
上記ビット同期がとられたＮｗ個の出力信号をそれぞれ検出する検出工程と、
上記検出工程における検出結果に基づいて上記Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅をそれぞれ制御する利得制御工程と、
上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出工程における検出結果とに基づいて上記フィルタのフィルタ係数をそれぞれ算出する適応等化制御工程と
を有するデータ再生方法。
【請求項１】
記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出し（Ｎｗ≦Ｎｒ）、Ｎｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すデータ再生装置において、
Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出されたＮｒ個の再生信号の振幅をそれぞれ増幅する信号増幅部と、
上記増幅されたＮｒ個の再生信号をそれぞれ量子化する量子化部と、
上記量子化されたＮｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化し、Ｎｗ個の出力信号を出力する等化部と、
上記等化されたＮｗ個の出力信号のビット同期をそれぞれとる同期部と、
上記ビット同期がとられたＮｗ個の出力信号をそれぞれ検出する検出部と、
上記検出部における検出結果に基づいて上記Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅をそれぞれ制御する利得制御部と、
上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出部における検出結果とに基づいて上記フィルタのフィルタ係数をそれぞれ算出する適応等化制御部と
を備えるデータ再生装置。
【請求項２】
上記利得制御部は、上記再生信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正するように制御することを特徴とする請求項１記載のデータ再生装置。
【請求項３】
上記利得制御部は、上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出部における検出結果との振幅誤差の計算に自乗誤差平均値（ＭＳＥ）を利用することを特徴とする請求項２記載のデータ再生装置。
【請求項４】
上記利得制御部は、上記出力信号に、上記周波数応答を固定した状態の利得ｇ及び定数λからなる係数（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２を、掛け合わせることを特徴とする請求項３記載のデータ再生装置。
【請求項５】
上記利得調整部は、所定のサンプル間隔で、上記ＭＳＥを更新することを特徴とする請求項３記載のデータ再生装置。
【請求項６】
記録媒体上のＮｗ個の記録トラックを、Ｎｒ個の再生ヘッドで読み出し（Ｎｗ≦Ｎｒ）、Ｎｗ個の記録トラックのデータをそれぞれ分離して取り出すデータ再生方法において、
Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出されたＮｒ個の再生信号の振幅をそれぞれ増幅する信号増幅工程と、
上記増幅されたＮｒ個の再生信号をそれぞれ量子化する量子化工程と、
上記量子化されたＮｒ個の再生信号を周波数応答を固定した状態でフィルタにより等化し、Ｎｗ個の出力信号を出力する等化工程と、
上記等化されたＮｗ個の出力信号のビット同期をそれぞれとる同期工程と、
上記ビット同期がとられたＮｗ個の出力信号をそれぞれ検出する検出工程と、
上記検出工程における検出結果に基づいて上記Ｎｒ個の再生ヘッドから読み出された再生信号の振幅をそれぞれ制御する利得制御工程と、
上記ビット同期がとられた出力信号と上記検出工程における検出結果とに基づいて上記フィルタのフィルタ係数をそれぞれ算出する適応等化制御工程と
を有するデータ再生方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００８−２８２４７７（Ｐ２００８−２８２４７７Ａ）
【公開日】平成２０年１１月２０日（２００８．１１．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１２５９５１（Ｐ２００７−１２５９５１）
【出願日】平成１９年５月１０日（２００７．５．１０）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１１月２０日（２００８．１１．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年５月１０日（２００７．５．１０）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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