パルスドＲＦネットワーク測定を行うためのトリガ型狭帯域方法
【課題】パルスドＲＦネットワーク測定を行うためのトリガ型狭帯域方法を提供する。
【解決手段】被試験デバイス（ＤＵＴ）１１０を測定する方法は、パルスドＲＦ入力信号１２４をＤＵＴに印加するステップと、ＤＵＴの出力１１３からのＲＦパルス応答スペクトル内の中央トーンを測定するべく選択されている出力帯域幅を具備したレシーバ１０４に、このＤＵＴの出力を接続するステップと、を含む。このレシーバは、ウィンドウ期間６２５内において、ＤＵＴからデータ出力をサンプリングするべくトリガされ、ウィンドウ期間後に、データの取得を停止する。
【解決手段】被試験デバイス（ＤＵＴ）１１０を測定する方法は、パルスドＲＦ入力信号１２４をＤＵＴに印加するステップと、ＤＵＴの出力１１３からのＲＦパルス応答スペクトル内の中央トーンを測定するべく選択されている出力帯域幅を具備したレシーバ１０４に、このＤＵＴの出力を接続するステップと、を含む。このレシーバは、ウィンドウ期間６２５内において、ＤＵＴからデータ出力をサンプリングするべくトリガされ、ウィンドウ期間後に、データの取得を停止する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、パルスドＲＦネットワーク測定に関し、特に、パルスドＲＦネットワーク測定を行うためのトリガ型狭帯域法に関する。
【背景技術】
【０００２】
多くのマイクロ波電子システムは、パルスドＲＦ（pulsed-RF）モードで動作している。レーダーシステムや時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線通信システムが、パルスドＲＦモードで稼働するシステムの例である。レーダーシステムは、通常、数ギガヘルツ（ＧＨｚ）〜数十ＧＨｚの範囲の信号によって動作し、アンテナ、増幅器、送受信モジュール、及び周波数変換器（「ミキサ」）などのデバイスを使用する。ＴＤＭＡ無線通信システムの場合には、通常、約６ＧＨｚ未満で動作し、レーダーシステムに使用されているものに類似した電子デバイスを使用している。しかしながら、大部分の電子デバイスは、連続波（ＣＷ）の条件において試験されている。即ち、試験対象のこれらの電子デバイス（通常、これを被試験デバイス（即ち、「ＤＵＴ」）と呼ぶ）をＣＷ信号によって刺激し、この信号の応答を信号アナライザやネットワークアナライザなどのレシーバによって測定している。
いくつかの電子デバイスの動作は、ＣＷ信号ではなく、パルスドＲＦ信号によって刺激された場合には、異なったものになる。ＲＦパルスのバイアスの変化が、デバイスの高周波（ＲＦ）性能に影響を及ぼす場合がある。パルスド信号を使用すると、ＣＷ信号によってデバイスを試験する際には発生しないオーバーシュート、リンギング、又はドループ（通常は自己加熱に起因するＲＦパルスの後半部分における利得の低下）が結果的に生じる。その他の例においては、ＣＷ信号がＤＵＴを破壊することもある。例えば、ＣＷウエハ試験（即ち、ＤＵＴが製造されたウエハからまだ分離されていないＤＵＴに関する試験）の実行により、十分なヒートシンクが施されていないＤＵＴが壊れてしまう場合がある。又、レーダーシステム内で使用される高パワー増幅器などのように、ＤＵＴがＣＷモードで動作するべく設計されていない場合もあろう。パルスドＲＦ測定法を使用したＤＵＴ試験に関する更なる情報は、Ｄａｖｉｄ Ｂａｌｌｏ著、「Ｐｕｌｓｅｄ−ＲＦ Ｓ−Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ Ｕｓｉｎｇ ａ ＶＮＡ」、ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＤＳ， ＩＮＣ．、２００４年１０月１３日、に記述されており、この開示内容は、本引用により、そのすべてが、あらゆる目的のために本明細書に包含される。
【０００３】
ＤＵＴのパルスドＲＦ試験には、従来、２つの技法が存在している。第１の技法は、一般に、「広帯域」同期パルスド測定法と呼ばれている。相対的に広い出力帯域幅（具体的には、レシーバがＲＦパルスエネルギーのすべて（又は、実質的にすべて）を取得するのに十分な出力帯域幅）を有するレシーバが使用される。立ち上がり時間などの対象とするＲＦパルスの特性を測定するには、ＲＦパルスの立ち上がり時間が、１／ＢＷよりも長くなければならない。この技法を使用して測定可能な最小ＲＦパルス持続時間は、使用するレシーバの最大帯域幅によって制限されている。
【０００４】
広帯域パルスドＲＦ測定は、同期型である。即ち、レシーバが、到来するＲＦパルスと同期しており、ＲＦパルスエネルギーを取得（即ち、測定）するタイミングに関する知識を有している。これには、トリガ信号が必要であり、このトリガ信号は、周期的なＲＦパルスの場合には、レシーバ（例：カリフォルニア州パロアルトに所在するＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が製造するＭＯＤＥＬ ８５１０（商標）ネットワークアナライザ）によって内部的に生成可能であり、或いは、このトリガ信号は、パルス発生器などの外部ソースからレシーバに対して提供される。ダイナミックレンジがデューティサイクルとは無関係であるため、この広帯域パルスドＲＦ測定は望ましいが、ダイナミックレンジは、広いＩＦ帯域幅によって制限されている。
【０００５】
測定可能なＲＦパルス幅に下限が存在する。ＲＦパルス幅が短くなるに伴って、周波数領域におけるＲＦパルスのスペクトルエネルギーが拡散する。そして、持続時間が短いＲＦパルスの場合には、スペクトル成分がＩＦ帯域幅の外に位置することになる。大量のエネルギーがレシーバの帯域幅の外に位置する場合には、レシーバは、ＤＵＴのＲＦパルス応答を正確に表現し測定することができない。
【０００６】
２番目のパルスドＲＦ法は、一般に、狭帯域非同期パルスドＲＦ測定法（「狭帯域ＲＦパルス検出」）と呼ばれている。この狭帯域ＲＦパルス検出は、広帯域検出が使用できないほどにＲＦパルススペクトルがレシーバの帯域幅の外に位置している場合に使用される。この技法においては、パルスドＲＦスペクトルの中央周波数成分（「中央トーン」）を除いた残りのすべてをレシーバがフィルタリングによって除去している。（ＲＦパルスのスペクトルと比較して）相対的に狭いＩＦフィルタを使用し、任意の狭いＲＦパルスを測定可能である。この狭いＩＦフィルタによってＲＦパルススペクトルの中央トーンを測定する（この中央トーンは、ＲＦ搬送波の周波数を表している）。フィルタリングの後の狭帯域ＲＦパルスの検出は、ＣＷ測定に類似しており、これは、レシーバが問題なく処理可能である。
【０００７】
この狭帯域ＲＦパルス検出の場合には、アナライザのサンプル周期が、到来するＲＦ信号と同期してはおらず、従って、パルストリガが不要である。このため、この技法は、しばしば、非同期取得モードとも呼ばれている。この狭帯域ＲＦパルス検出を使用する利点は、ＲＦパルススペクトルがどれほど広くても、その大部分がフィルタリングによって除去され、ＤＵＴのＲＦパルス応答スペクトルの中央トーンのみが残るため、ＲＦパルス幅の下限が存在しないという点にある。
【０００８】
しかしながら、測定のダイナミックレンジがデューティサイクルの関数になっている。ＲＦパルスのデューティサイクルが低下するに伴って、中央トーン内のエネルギーも低下するが、雑音パワーは、一定に留まる。従って、ＲＦパルスのデューティサイクルが低下する（即ち、ＲＦパルスの間の時間が長くなる）に伴って、ＲＦパルスの平均パワーが低下し、この結果、信号対雑音比が劣化することになる。この効果は、しばしば、「パルス感度抑圧（pulse desensitization）」と呼ばれている。この結果、狭帯域非同期ＲＦパルス検出のダイナミックレンジが、２０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）だけ劣化する。尚、この狭帯域非同期ＲＦパルス測定法は、高パルス反復周波数（ＰＲＦ）法とも呼ばれることがあるが、この理由は、良好なダイナミックレンジを維持するために、通常、ＰＲＦがＩＦ帯域幅よりも格段に大きいためである。
【０００９】
【非特許文献１】Ｄａｖｉｄ Ｂａｌｌｏ著、「Ｐｕｌｓｅｄ−ＲＦ Ｓ−Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ Ｕｓｉｎｇ ａ ＶＮＡ」、ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＤＳ， ＩＮＣ．、２００４年１０月１３日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従って、前述の欠点を回避するパルスドＲＦを使用したデバイスの測定法が求められている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
被試験デバイス（ＤＵＴ）を測定する方法は、パルスドＲＦ入力信号をＤＵＴに印加するステップと、ＤＵＴの出力のＲＦパルス応答スペクトル内の中央トーンを測定するべく選択されている出力帯域幅を具備したレシーバに、このＤＵＴの出力を接続するステップと、を含む。このレシーバは、ウィンドウ期間内において、ＤＵＴからデータ出力をサンプリングするべくトリガされ、ウィンドウ期間後に、データの取得を停止する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１は、本発明の実施例に従って電子デバイスを測定する模範的な試験セット１００を示している。この試験セット１００は、第１のパルス発生器１０２、第２のパルス発生器１０３、並びに、スペクトラムアナライザ、ネットワークアナライザ、又は専用のレシーバなどのレシーバ１０４を含んでいる。特定の実施例においては、このレシーバは、カリフォルニア州パロアルトに所在するＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が販売するＭＯＤＥＬ Ｅ８３６２Ｂ（商標）ネットワークアナライザであり、パルス発生器は、こちらもＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が販売しているＭＯＤＥＬ ８１１１０Ａ（商標）である。スペクトラムアナライザは、振幅対周波数の測定が望ましい場合に、レシーバとして有用である。ネットワークアナライザは、振幅対周波数及び／又は位相対周波数の測定が望ましい場合に、レシーバとして有用である。スペクトラムアナライザは、ＤＵＴによって生成された信号、又は、掃引装置又はシンセサイザなどの信号源からＤＵＴに提供され、ＤＵＴからレシーバに出力された信号を測定可能である。ネットワークアナライザは、刺激／応答測定を実行し、試験信号をＤＵＴに提供する。この試験信号は、ネットワークアナライザに内蔵されている信号源から（又は、この代わりに、外部信号源から）提供される。試験ケーブル１０６、１０８が、レシーバ１０４の試験ポート１０７、１０９にＤＵＴ１１０を接続している。例えば、ＤＵＴ１１０の伝送又は利得の測定が望ましい場合には、第１の試験ポート１０７は、パルス変調ＲＦ入力をＤＵＴの入力１１１に提供する。従って、これは、信号源出力ポートと見なされる。ＤＵＴの出力１１３は、第２の試験ポート１０９に接続されており、これは、レシーバ入力ポートと見なされる。
【００１３】
ＤＵＴは、多くの異なる方法で特徴付け可能である。例えば、２ポートＤＵＴは、そのＳパラメータ（Ｓ11、Ｓ12、及びＳ22）によって特徴付け可能である。Ｓ11を測定する場合には、第１の試験ポート１０７がパルスドＲＦ入力信号を提供し、ＤＵＴの入力１１１からの反射信号を受信する。尚、このような表記法は、一般的に使用されており、高周波試験及び測定法の分野における知識を有するものには周知である。又、ＤＵＴは、１つのポート、又は、２つを上回る数のポートを具備することも可能である。
【００１４】
第１のパルス発生器１０２とレシーバ１０４は、１０ＭＨｚの基準信号１１２などの共通時間軸によって動作している。第１のパルス発生器１０２は、トリガ信号１１４を第２のパルス発生器１０３に提供する。任意選択の汎用インターフェイスバス（ＧＰＩＢ）１１６により、コントローラによる試験装置の協調動作が可能になっている（このコントローラは、試験装置の中のいずれかのものの内部に存在するか、又は外部コントローラ（図示されてはいない）である）。
【００１５】
カリフォルニア州パロアルトに所在するＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が販売しているＭＯＤＥＬ Ｚ５６２３Ａ（商標）のオプションＨ８１などの高周波変調器１１８が、第１のパルス発生器１０２からのパルス出力信号１２２に従って、ネットワークアナライザ１０４からの信号源出力１２０をスイッチオン／オフしている。この結果、パルスド信号源出力（「パルスドＲＦ信号」）１２４と、パルスドＲＦ基準出力（方向性カプラ１２８からのもの）が提供される。この変調器１１８は、約１ＧＨｚから約２０ＧＨｚの信号を変調可能である。「パルスドＲＦ信号」又は「パルスド搬送波信号」とは、そのＲＦ信号が、選択された期間にわたってオンであり、次いで、選択された期間にわたってオフであることを意味しており、換言すれば、そのＲＦ信号がパルス列と畳み込まれている（convolved）ことを意味している。同軸ジャンパケーブル１２９は、試験レシーバの「Ａ」ポートに対するアクセスをユーザーに対して提供するが、これは、この例においては不要である。レシーバのもう一方の側の類似した同軸ジャンパも、順方向のパルスドＲＦ測定においては使用されないが、レシーバの信号経路にアクセスするその他の実施例においては使用される。第１のパルス発生器１０２からのトリガ信号１２２’がレシーバに接続されている。このトリガ信号１２２’をレシーバ１０４の内部遅延回路（図示されてはいない）と共に使用することにより、レシーバ１０４は、ＲＦパルス情報が存在する際に、試験ポート１０７、１０９においてデータを測定（「サンプリング」）することができる。尚、このトリガ信号１２２’の物理的なコネクタは、レシーバ１０４の背面パネル（図示されてはいない）上に位置している。
【００１６】
パルス発生器は、多くの場合に、個別に変更可能な遅延を具備する複数の出力を提供している。別の試験セットにおいては、パルス出力との組み合わせで、スプリッタと外部遅延線（例：長さの長いケーブルなどの調節可能な遅延線や固定遅延線）を使用している。同様に、その他の代替試験セットにおいては、更に多くの又は更に少ないパルス出力を提供しており、個々のパルス発生器は、図１に示されている模範的なパルス発生器よりも、多くの又は少ないパルス出力を具備可能である。
【００１７】
パルス発生器からの出力チャネル１３０、１３２、１３４が、レシーバ内部のゲート（図示されてはいない）を駆動し（例：カリフォルニア州パロアルトに所在するＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が販売するＭＯＤＥＬ Ｅ８３６２Ｂ（商標）ネットワークアナライザにおいて、一般に、Ａゲート、Ｂゲート、Ｒ1ゲート、及びＲ2ゲートと呼ばれているもの）、ポイント・イン・パルス（point-in-pulse）及びパルス・プロファイル（pulse-profile）測定のために、これらのゲートにおけるデータ取得をＤＵＴからのＲＦパルス出力と同期化している。尚、このポイント・イン・パルス及びパルス・プロファイル測定の更なる情報については、Ｄａｖｉｄ Ｂａｌｌｏによる「Ｐｕｌｓｅｄ−ＲＦ Ｓ−Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ Ｕｓｉｎｇ ａ ＶＮＡ」、ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．、２００４年１０月１３日、特に１０〜１３頁）に記述されている。
【００１８】
パルスドＲＦ信号は、レシーバ内において復調される。この検出は、アナログ回路及び／又はデジタル信号処理（ＤＳＰ）法を使用して実現される。広帯域パルスドＲＦ測定においては、アナライザは、パルスドＲＦ信号（「ＲＦパルスストリーム」）と同期化されており、データ取得は、ＤＵＴのＲＦパルス応答がレシーバに存在している際に実行される。これは、ＰＲＦに同期したパルストリガが存在していることを意味している。ＭＯＤＥＬ８５１０（商標）ネットワークアナライザなどのいくつかのレシーバは、データ取得を同期化する組込型のパルス発生器を具備している。別のレシーバにおいては、この目的に外部パルス発生器を使用している。
【００１９】
この試験セット１００は、類似の非同期狭帯域パルスドＲＦ測定と比べて、約１０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）だけダイナミックレンジが改善される、ＤＵＴ１１０のトリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定を行うのに使用される。レシーバは、雑音を測定することなく、ＲＦパルスの前に、信号データの取得を開始し、ＲＦパルスの後に、信号データの取得を停止するようにトリガされる。実施例に従ってレシーバが信号データの取得を停止する方法の例には、アナログ入力信号の接地、レジスタからＤＳＰへのデジタル・ヌルデータの供給、ＲＦパルス後にヌルデータを処理するためのＤＳＰのプログラミング、又はデータ収集の無効化（例：データ処理の停止）が含まれる。いくつかの実施例においては、これらの技法の組み合わせを使用している。
【００２０】
いくつかの実施例においては、遷移を「漸減（tapering）」させることにより、測定信号データとヌル状態間の急激な遷移を回避することが望ましい。一般に、遷移の漸減には、いくつかのサンプルにわたって、ＲＦパルス信号データ又は雑音信号データなどの信号データとヌル状態との間における穏やかな遷移が必要である。さもなければ、急激な遷移が発生し、この結果、雑音パワーの増大によって測定を劣化させるスペクトル成分が生成されることになる。アナログ信号経路内においては、この漸減は、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の前段の分路コンデンサ又は低域通過フィルタによって実現される。デジタルの場合には、漸減は、ウィンドウの境界において「１」と「０」の間で係数を遷移させる、デジタル信号出力と直列接続された乗算器を使用することによって実現される。或いは、この代わりに、ウィンドウの境界において「１」と「０」の間で遷移する係数を適用するようにＤＳＰをプログラムする。このような技法は、有限インパルス応答法の分野における知識を有する者には周知であり、データをゼロ化又はヌル化するその他の技法についても明らかであろう（又は、明らかになろう）。
【００２１】
従来の狭帯域及び広帯域法を使用して取得された測定値を参照し、本発明の実施例について説明する。試験セット１００は、パルスドＲＦ条件において標準的な較正法を使用して較正する。機械的標準及び／又は電子的較正モジュール（「ＥＣａｌ」）を使用可能である。一般に、パルス、トリガリング、及びウィンドウ化条件のそれぞれの組ごとに、別個の較正を実行する。
【００２２】
図２Ａ〜図２Ｆは、広帯域パルスドＲＦ検出法を示している（図４の参照番号４０２も参照されたい）。尚、図２Ａ〜図２Ｆ、図３Ａ〜図３Ｆ、及び図５Ａ〜図５Ｈは、マサチューセッツ州ナティックに所在するＴＨＥ ＭＡＴＨＷＯＲＫＳ社が販売するＭＡＴＬＡＢ（登録商標）を使用して生成されたものである。図２Ａは、時間領域におけるパルスドＲＦ入力信号のプロットを示しており、図２Ｂは、周波数領域におけるパルスドＲＦ入力信号の対応するスペクトルのプロットを示している。図２Ａのｙ軸は、ボルトであるが、この単位は、モデル化の目的ごとに任意に選択される。図２Ａのｘ軸は、任意の単位（「Ａ．Ｕ．」）で表された所与のサンプリングレートにおいて取得されたサンプルの数として時間を表している。尚、このＡ．Ｕ．値は、比較を目的として提供されているものに過ぎない。又、図２Ｅの時間尺度は、詳細な情報を示すべく、拡張されていることに留意されたい。サンプル数は、モデル化の目的ごとに任意に選択される。図２Ｂのｙ軸は、パワー（単位：ｄＢｍ）であり、ｘ軸は、０ヘルツ〜サンプリングレートの約半分の範囲におけるＩＦ周波数を表している。この単位は、任意であり、比較を目的として提供されているに過ぎない。
【００２３】
図２Ｂに示されているＲＦパルススペクトルは、その大部分が、使用するレシーバの出力帯域幅内に収まっている。図２Ｃは、ＩＦ周波数応答によって成形されたＩＦ時間応答のプロットを示しており、図２Ｄは、ＩＦ周波数応答（線形利得対ＩＦ周波数）のプロットを示している。図２Ｅは、拡張された時間尺度で、入力ＲＦパルス列（図２Ａを参照されたい）の一部の第１のプロット２００と、ＩＦ周波数応答によって成形されたＩＦ時間応答（図２Ｃを参照されたい）の一部の第２のプロット２０２を示している。この説明においては、２ボルトの電圧オフセットが第１のプロットに加算されている。基本的に、この図２Ｅは、入力ＲＦパルスとＩＦ時間応答の拡大した比較を提供している。図２Ｆは、ＩＦ周波数応答（図２Ｄを参照されたい）によって変更されたＲＦパルススペクトル（図２Ｂを参照されたい）のプロットを示している。従って、図２Ｆに示されているＲＦパルススペクトルのプロットは、基本的に、図２Ｃに示されているプロットを周波数領域に変換したものになっている。
【００２４】
図２Ｆには、図２Ｂと比べて、ＲＦパルスのスペクトルの中央から離れた地点において減衰したスペクトル成分を具備する限定された帯域幅が表れている。図２Ｃを図２Ａと比べると、入力ＲＦパルスストリームがＩＦフィルタによって成形された後には、制限されたＩＦ周波数応答に起因し、雑音は少なくなっているが、リンギングが多くなっている。換言すれば、このＲＦパルスの応答は、ＩＦ周波数応答の影響を受けている。この広帯域ＲＦパルス測定の精度は、較正法を使用することによって改善可能である。
【００２５】
ＲＦパルススペクトルの全体が１回の測定イベントにおいて取得されており、しばしば、これを、「ワンショット」測定と呼んでいる。この方法によれば、ＲＦパルス情報に歪がほとんど混入しない。図２Ｅを参照すれば、ＩＦデータから時間領域において構築されたＲＦパルスがオリジナルのＲＦパルスに忠実なものになっており、これは、広帯域ＲＦパルス検出法の利点であることに留意されたい。
【００２６】
図３Ａ〜図３Ｆは、狭帯域ＲＦパルス検出法を示している（図４の参照番号４０４、４０６も参照されたい）。ＩＦフィルタ応答が、１つのスペクトルトーンのみを含むように狭められている。この結果、保存を要する情報が格段に少なくなり、且つ、デジタル化レートの制約が軽減される。通常、連続したＲＦパルスを測定し、これをフィルタリングすることにより、基本的にＣＷ信号が生成される。
【００２７】
図３Ａは、時間領域におけるパルスドＲＦ入力信号のプロットを示しており、図３Ｂは、周波数領域におけるパルスドＲＦ入力信号の対応するスペクトルのプロットを示している。図３Ｃは、ＩＦ周波数応答によって成形されたＩＦ時間応答のプロットを示しており、図３Ｄは、ＩＦ周波数応答のプロットを示している。図３Ｅは、拡張された時間スケールで、入力データ（図３Ａを参照されたい）から時間領域において構築されたパルスドＲＦ入力信号の一部の第１のプロット３００と、ＩＦ周波数応答によって成形されたＩＦ時間応答（図３Ｃを参照されたい）の一部の第２のプロット３０２を示している。この説明においては、２ボルトの電圧オフセットが第１のプロットに加算されている。基本的に、図３Ｅは、入力ＲＦパルスとＩＦ時間応答の拡大した比較を提供している。図３Ｆは、ＩＦ周波数応答（図３Ｄを参照されたい）によって変更されたＲＦパルススペクトル（図３Ｂを参照されたい）のプロットを示している。従って、図３Ｆに示されているＲＦパルススペクトルのプロットは、基本的に、図３Ｃに示されているプロットを周波数領域に変換したものになっている。
【００２８】
ＩＦ帯域幅を使用して１つのスペクトルトーンのみを選択することにより、ＲＦパルスのＩＦが、いくつかのタイプのレシーバにおいて一般的な動作モードであるＣＷ又は純粋なトーンの測定のように見える。図３Ａに示されている相対的に高いデューティサイクルの場合にも（この場合には、ＲＦパルスは、時間の約２０％だけ存在している）、図３Ｃ及び図３Ｅに示されているＣＷトーンの振幅が、オリジナルのＲＦパルス振幅と比べて格段に低いことに留意するのは有益である。この振幅は、デューティサイクルが低下するに伴って、更に低下するが、雑音パワーは一定に留まる。従って、ＲＦパルス測定のダイナミックレンジは、デューティサイクルが低下するに伴って劣化することになる。
【００２９】
図４は、周波数領域におけるＲＦパルススペクトル４００を示している。第１のＩＦフィルタ応答４０２は、ＲＦパルススペクトル４００の大部分を含むように十分に広くなっている。広帯域パルスドＲＦ法においては、このようなフィルタ応答を有するＩＦフィルタを具備するレシーバを使用することにより、単一イベントにおいてＲＦパルスの全体を取得している。第２のＩＦフィルタ応答４０４は、第１のＩＦフィルタ応答よりも狭くなっており、基本的に、ＲＦパルススペクトル４００の中央トーン４０６のみを通過させる。
【００３０】
図５Ａ〜図５Ｈは、本発明の一実施例によるトリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定法を示している。レシーバは、ＲＦパルスがレシーバ試験ポートに到来する直前に信号データの取得を開始するべくトリガされ、ＲＦパルスが十分に減衰するまで信号データの取得を継続した後に、信号データの取得を停止する。トリガジッタが、ＲＦパルス内ではなく、信号の雑音部分内において発生するように、ＲＦパルスが到来する以前に、レシーバをトリガすることが望ましい。ＲＦパルス内のトリガジッタは、結果的に不正確な測定をもたらす可能性がある。レシーバは、ＲＦパルス内において信号データをサンプリングし、そのサンプリングレート（これは、通常、レシーバによって決定される）に応じて、ＲＦパルスが十分に広い場合には、単一のＲＦパルス内において、複数回にわたってＲＦパルスデータをサンプリング可能である。複数のパルスを取得することが望ましく、これは、ＩＦ帯域幅に応じて、レシーバを複数回にわたってトリガすることによって実行可能である。
【００３１】
一実施例においては、レシーバは、トリガ信号の前縁によってトリガされ、レシーバに入力されたユーザーが選択した期間にわたって、特定のサンプリングレートでデータを取得する。例えば、ＲＦ変調器を駆動するパルス発生器を具備した試験セット内においては、ＲＦパルスの長さ（即ち、ＲＦパルスの持続時間）が判明しており、レシーバは、ＲＦパルスが十分に減衰するまで（例：略ＲＦパルスの持続時間だけ）、ＲＦパルスデータを取得するようにプログラムされている。レシーバは、そのＲＦパルスの持続時間とサンプリングレートに応じて、ＲＦパルスを１回のみサンプリングするか、又は、ＲＦパルスを複数回にわたってサンプリングすることができる。ＲＦパルスが減衰した後に、レシーバは、信号データの取得を停止するが、これは、例えば、ゼロデータの強制又はデータ測定の無効化によって実現される。尚、このゼロ化されたデータの強制とデータ測定の無効化については、図６、図７Ａ、図７Ｂ、及び図７Ｃを参照し、後程、更に説明する。この信号データとゼロ化されたデータの間のスイッチングは、データ取得の期間内において、複数回にわたって実行可能である。パルスの間の雑音期間内においてデータを取得しないようにすることにより、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定のダイナミックレンジは、従来の非同期狭帯域パルスドＲＦ測定と比べて、改善される。
【００３２】
ＲＦパルスがトリガ型狭帯域ＲＦパルス検出に到来する以前にレシーバを起動しておく別の理由は、ＩＦ信号のアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）が、数マイクロ秒のトリガジッタを有する可能性があるためであり、ＲＦパルス信号の一部が失われないように、レシーバを十分早期に起動することが望ましい。ＡＤＣ取得対変調ＲＦパルスは、ＡＤＣクロックの少なくとも１サンプル周期のジッタを有することになる。
【００３３】
レシーバ（図１の参照番号１０４を参照されたい）は、データをサンプリングするべく、ＲＦパルスがいつ入力に存在しているのかに関する通知を具備している。この通知は、ＲＦ変調器１１８に提供されるパルスに対して先行又は遅行したパルス発生器のトリガ出力（図１の参照番号１１４を参照されたい）など、外部トリガから到来したものであってよい。或いは、この代わりに、レシーバが、いつＲＦパルスが存在しているのかを検出し、ＲＦパルスが減衰したことを検出するまで、ＲＦパルスデータをサンプリングする。
【００３４】
狭いＩＦフィルタは、レシーバが選択的に中央トーンを測定できるように、ＲＦパルススペクトルの中央トーンを除いた残りのすべてを排除する。多数のスペクトルトーンにわたって、ＩＦフィルタの大きさと位相がフラットである必要がないため、これは重要である。広帯域ＲＦパルス検出法と比べて、ＲＦパルススペクトルの単一トーンの測定に必要なデジタル化及びメモリ資源が少ない。取得した１つ又は複数のＲＦパルスを使用し、基本的にＣＷトーン（図５Ｇの参照番号５１０を参照されたい）を構築する。
【００３５】
レシーバの外部又は内部トリガは、レシーバが、基本的に、ＲＦパルスウィンドウ内においては、入力信号からデータを取得（サンプリング）するが（ＲＦパルスの前及び／又は後の数サンプルは雑音を測定する可能性がある）、ＲＦパルスが存在しないＲＦパルスウィンドウの後においては、データを取得しないように、設定されている。いくつかの実施例においては、一定のＰＲＦを使用してＤＵＴ（図１の参照番号１１０）を試験している。トリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法には、ＩＦ信号をゲーティングすることによるポイント・イン・パルス測定とパルス・プロファイル測定が含まれる。ＩＦ信号のゲーティングにより、ＲＦパルスの一部がレシーバに提供される。
【００３６】
図５Ａは、パルスドＲＦ入力信号内における一連のＲＦパルス５００、５０２のプロットを示している。尚、この測定法を更に明瞭に示すべく、デューティサイクルが数パーセントに低減されている。図５Ｂは、周波数領域おける図５Ａのスペクトルのプロットを示している。図５Ｃは、レシーバに提供された（又は、試験セット（図１を参照されたい）内のレシーバによって生成された）トリガ信号を示している。トリガ信号の立ち上がりエッジ５０３は、ＲＦパルスを測定するためにレシーバが入力信号の測定を開始すべきタイミングを設定している。クロックにより、レシーバ内のアナログ・デジタル変換器（「ＡＤＣ」）を駆動する。そして、このＡＤＣが、入力（図１の参照番号１０９を参照されたい）における電圧をデジタル化している。このＡＤＣクロックレートにより、入力のサンプリング頻度が決定されることになる（図６と、以下の関連する説明を参照されたい）。レシーバがトリガされると、ＲＦパルスがサンプリングされる。
【００３７】
図５Ａを参照すれば、ＲＦパルス５００、５０２の間の信号は雑音である。信号をウィンドウ化することにより、サンプリングされたＲＦパルスデータの間の望ましくない雑音データの大部分が除去される。どの信号データを取得し、どれを取得しないかに関する通知は、いくつかの方法で実行される。一実施例においては、ＡＤＣへの入力を接地（即ち、０ボルト）に短絡している。別の実施例においては、ＡＤＣとＤＳＰの間の乗算器が、ＲＦパルスウィンドウ内においては、ＡＤＣのデジタル出力を「１」の係数によって乗算し、ＲＦパルスウィンドウの前後においては、「０」の係数から、及び、「０」の係数へ遷移させて、後続の雑音データをゼロ化している。この結果、ＲＦパルスの間の雑音が、レシーバによって測定されなくなり、測定のダイナミックレンジが改善される。
【００３８】
特定の実施例においては、ＲＦ信号を変調するパルス信号のＲＦパルス幅が判明している（図１の参照番号１２２、１１８を参照されたい）。代替実施例においては、いくつかの到来ＲＦパルスは、レシーバによって特徴付けされ、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定を開始する前に、それらの幅がレシーバによって判定される。更に別の実施例によれば、ＲＦパルスと雑音データサンプルを弁別するべく、ＲＦパルスデータが十分に減衰したタイミングを判定するのに十分な信号処理能力をレシーバが具備している。
【００３９】
図５Ｄは、レシーバのＩＦ周波数応答によって変更された後の図５Ｂのサブ領域のプロットを示している。図５Ｅは、時間ゲーティングされた入力信号を時間領域において表したプロットを示している。入力ＲＦパルス５００’、５０２’の間に雑音エネルギーが基本的に存在していないことを留意されたい。図５Ｆは、ウィンドウ化された入力ＲＦパルスのスペクトル応答のプロットを周波数領域において示している。図５Ｈは、ＩＦ周波数応答によって変更された後の図５Ｆのサブ領域のプロットを示している。図５Ｇは、図５Ｄに示されている入力ＲＦパルスのスペクトルの逆変換である時間領域における第１のプロット５０８と、図５Ｈに示されているゲーティングされた入力ＲＦパルスのスペクトルの逆変換である時間領域における第２のプロット５１０と、を示している。
【００４０】
図５Ｆに対して図５Ｂを、そして、図５Ｈに対して図５Ｄを比較することにより、このトリガ型狭帯域パルスドＲＦ検出法が、どれほど雑音を抑圧しているかに留意されたい。又、この雑音の抑圧については、図５Ｄ及び図５Ｈのスペクトルが時間領域に逆変換されて戻されている図５Ｇ内の第１及び第２のプロット５０８、５１０を比較することによっても明らかである。第１のプロット５０８の振幅は、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ検出を使用して導出された下のプロット５１０と比べて、格段に安定性を欠いている。
【００４１】
図６は、データのウィンドウ化を示す一連のプロットを示している。第１のプロット６０２は、時間領域においてＲＦパルス６０４、６０６、６０８を示している（図３Ｅと比較されたい）。ＲＦパルス６０４、６０６、６０８の間に、雑音パワー６０３、６０５、６０７が存在している。不都合なことに、この雑音パワーは、測定のダイナミックレンジに影響を及ぼす。第２のプロット６１０は、レシーバがデータを取得するタイミングを表す一連の周期的なサンプリングイベント６１２、６１４を示している。このサンプリングイベントの周期は、ＡＤＣクロックによって決定される。
【００４２】
中括弧６１６、６１８内のサンプリングなどのいくつかのサンプリングは、雑音のみを取得する。中括弧６２０、６２２、６２４内のサンプリングなどのその他のサンプリングは、ＲＦパルスデータを取得する。ＲＦパルスデータを取得するサンプリングは、レシーバトリガにおいて発生するウィンドウ６２５の前縁６２６と、既知のＲＦパルス幅（ＲＦパルス持続時間）に従ってユーザーが選択したウィンドウ６２５の後縁６２８と、を具備する時間ウィンドウ６２５（「ウィンドウ」又は「パルスウィンドウ」）内において実行される。トリガ信号がウィンドウをパルスドＲＦ入力信号に同期させている（図３Ａを参照されたい）。或いは、この代わりに、レシーバが、ＲＦパルスが減衰したタイミングを検出し、ＲＦパルスのサンプリングが完了した後に、ウィンドウの後縁を設定する。実際には、ＲＦパルスの開始時点の前に取得された幾つかの雑音サンプルが存在する可能性があり、ＲＦパルスの後においても、いくつかの雑音サンプルが取得される可能性がある。
【００４３】
ウィンドウ６２５の前縁６２６と後縁６２８間において、ＲＦパルス６０６の３つのサンプリングイベントが発生している。パルスドＲＦ入力信号内の異なるＲＦ入力においては、異なる数のサンプリングイベントが発生可能である。同様に、更に長い又は更に短いＲＦパルス持続時間を具備するパルスドＲＦ入力信号においては、異なる数のサンプリングイベントが発生する。又、ＲＦパルス当たりのサンプリングイベント数は、ＡＤＣクロックレートの影響も受けることになる。ＡＤＣクロックレートが高速であるほど、ＲＦパルスから（並びに、雑音からも）、より多くの信号データサンプルが提供され、ＡＤＣクロックレートが低速であるほど、ＲＦパルスから提供される信号データサンプルは、少なくなる。選択したＩＦ帯域幅により、サンプルの合計数と利用するパルス数が決定される。
【００４４】
第３のプロット６３０は、本発明の実施例による時間領域におけるＲＦパルス６３４、６３６、６３８を示している。ウィンドウ６２３、６２５、６２７内において発生したＲＦパルスデータのサンプルが保持されている。しかしながら、パルスドＲＦ入力信号の雑音部分６０５、６０７は、ゼロ化されており、この結果、ゼロ化された部分６３５、６３７が生成されている。この結果、従来の狭帯域ＲＦパルス検出法と比べて、ダイナミックレンジの大幅な改善が提供される。これらの雑音部分６０５、６０７は、ゼロ化されたアナログデータの測定、ゼロ化されたデジタルデータの測定、ゼロ係数による雑音信号データの乗算、又はウィンドウ期間後のデータ収集の停止など、いくつかの技法のいずれかを使用してゼロ化される。これらの技法のそれぞれ、並びに、これらの技法の組み合わせにより、基本的に、さもなければ雑音データとなるはずのものがヌル値によって置換され、結果的に、ウィンドウ期間後の信号データの測定の停止が実現する。尚、いくつかの実施例においては、ウィンドウ期間において雑音のサンプリングが発生し得るため、この説明においては、「データの取得」という用語は、それがＲＦパルス信号であるか、雑音信号であるかを問わず、信号パワーの測定を意味している。又、「データ取得の停止」という用語は、「１」以外の係数（即ち、ゼロ係数又は遷移係数）を乗算することによって測定データがゼロ化されるか、又はデータ収集が無効化されることを意味している。
【００４５】
トリガ型狭帯域ＲＦパルス検出法を使用して、デューティサイクルが低下すると、雑音の振幅とスペクトルトーンの振幅の両方が減少する。雑音は、ＲＦパルスがレシーバ入力に存在していない際にデータのゼロ化によって雑音を除去する時間領域におけるサンプリングデータのウィンドウ化によって減少する。ＲＦパルスの中央トーンは、２０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）で低下し、雑音は、約１０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）で低下する。従って、ダイナミックレンジが、約１０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）だけ低下することになる。従来の狭帯域パルスドＲＦ検出と比べ、このトリガ型狭帯域パルスドＲＦ検出を使用した場合の改善点は、サンプリングデータが入力信号データを含んでいる時間（これは、通常、ほとんどＲＦパルスデータのみであるが、例えば、トリガリングの精度、ウィンドウ化の精度、及びジッタに応じて、更に、いくつかの雑音データのサンプルを含む可能性がある）に対するサンプリングデータが強制ゼロ化振幅状態にある時間の比率にある。
【００４６】
類似した従来の狭帯域パルスドＲＦ検出に比べて、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ検出を使用した場合には、ウィンドウ期間内においてサンプリングされたデータからの雑音寄与が基本的に存在しないと仮定すると、例えば、０．１％のデューティサイクルにおいて、ダイナミックレンジの３０ｄＢの改善が実現する。デューティサイクルの係数が１０ずつ減少するごとに、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定のダイナミックレンジは、１０ｄＢだけ減少する（非トリガ型狭帯域法の場合には、２０ｄＢだけ減少する）。
【００４７】
図７Ａは、本発明の一実施例によるレシーバのブロック図の一部７００を示している。アナログ入力信号７０２が、スイッチ７０６の第１のポート７０４に接続されている。スイッチ７０６の第２のポート７０８は、接地７１０に接続されている。アナログ入力信号７０２は、ＡＤＣ７１２内の検出器（別途に図示されてはいない）に接続される最終ＩＦにＲＦ入力信号を下方変換する一連の周波数フィルタ及びミキサ（図示されてはいない）を通常含むレシーバを通じた信号経路の結果物である。
【００４８】
ＡＤＣ７１２が、アナログＡＤＣ入力信号７１４をデジタルＡＤＣ出力信号７１６に変換し、これがＤＳＰ７１９に提供されている。スイッチ７０６は、ウィンドウ期間（図６の参照番号６２３、６２５、６２７を参照されたい）内においては、アナログ入力信号７０２にスイッチングされ、ウィンドウ期間とウィンドウ期間との間においては、接地７１０にスイッチングされる。ＡＤＣ７１２を接地７１０にスイッチングすることにより、ウィンドウ期間とウィンドウ期間との間においてＡＤＣ入力信号７１４がゼロ化され、この結果、パルスドＲＦ入力信号の測定のダイナミックレンジが改善される。デジタル化されたＩＦデータからＲＦ入力信号を再構築することにより、結果的に、図６のプロット６３０に実質的に基づいたプロットが生成されることになる。尚、スイッチ７０６がアナログ入力信号７０２と接地７１０の間でスイッチングされた際に発生し得る高周波スペクトル成分を回避するべく、コンデンサ又は低域通過フィルタなどの漸減要素７１５が、任意選択により、スイッチ７０６とＡＤＣ７１２の間に配置される。
【００４９】
図７Ｂは、本発明の別の実施例によるレシーバのブロック図の一部７２０を示している。アナログ入力信号７０２’がＡＤＣ７１２に接続されている。このＡＤＣ７１２のデジタル出力７１６は、乗算器７１７に接続されており、この乗算器は、デジタル出力７１６を、ウィンドウ内おいては「１」の係数によって乗算し、ウィンドウ外においては、デジタルデータをゼロ化させる「０」の係数に遷移させる。特定の実施例においては、この乗算器は、いくつかのサンプル期間にわたって「１」の係数と「０」の係数の間で遷移し、測定データからのデジタルデータをゼロ化データに漸減する。別の実施例においては、この乗算器７１７は省略されており、ウィンドウ内における「１」とウィンドウ外における「０」の間で遷移する係数を提供するべく、ＤＳＰ７１９がプログラムされている。デジタル化されたデータからパルスドＲＦ入力信号を再構築することにより、結果的に、図６のプロット６３０に実質的に基づいたプロットが生成される。
【００５０】
図７Ｃは、本発明の更に別の実施例によるレシーバのブロック図の一部７３０を示している。アナログ入力信号７０２がＡＤＣ７１２に提供されている。このＡＤＣ７１２が、アナログ入力信号７０２をデジタルＡＤＣ出力信号７１６に変換し、これがＤＳＰ７１９に提供されている。このＤＳＰは、ウィンドウ期間外においてヌル擬似データを処理するべくプログラムされている。特定の実施例においては、デジタルＡＤＣ出力信号の処理とヌル擬似データの処理間における遷移が漸減されている。別の実施例においては、ＤＳＰは、ウィンドウ期間外において、データの処理を停止するべくプログラムされている。データ取得を無効化するべくＤＳＰをプログラムするその他の方法も存在している。ゼロ化されたデータから（又は、ウィンドウ内において、収集され、ウィンドウ間においては、無効化されたデータから）ＲＦ入力信号を再構築することにより、結果的に、図６のプロット６３０に実質的に基づいたプロットが生成される。
【００５１】
図８は、本発明の一実施例に従ってＤＵＴを測定する方法８００のフローチャートである。パルスドＲＦ入力信号をＤＵＴに印加する（ステップ８０２）。このＤＵＴの出力を、狭帯域幅（即ち、ＤＵＴ出力からのＲＦパルス応答スペクトル内の中央トーンのみを基本的に選択的に測定するべく選択された帯域幅）に設定されたレシーバに接続する（ステップ８０４）。レシーバをトリガし、ウィンドウ期間内においては、ＤＵＴからＲＦパルスデータ出力をサンプリングし（ステップ８０６）、ウィンドウ期間の後に、データ収集を停止する（ステップ８０８）。そして、サンプリングされたデータがレシーバのフィルタ条件を満足させるのに十分でない場合には（例：アナログフィルタが十分に充電されていたり、デジタルフィルタが、複素フィルタリングされた出力ポイントを提供するべく十分に充填されている場合）、別のＲＦパルスを測定する（分岐８１０）。一方、フィルタ条件を満足している場合には（分岐８１２）、レシーバは、通常、コンピュータ可読メモリ内に保存されているデータを処理し（ステップ８１４）、測定結果を提供する（ステップ８１６）。
【００５２】
以上、本発明の好適な実施例について詳細に説明したが、当業者であれば、添付の請求項に規定されている本発明の範囲を逸脱することなしに、これらの実施例に対する変更及び適合を想起可能であることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施例に従って電子デバイスを測定するための模範的な試験セットを示す図である。
【図２Ａ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｂ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｃ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｄ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｅ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｆ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ａ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｂ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｃ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｄ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｅ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｆ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図４】周波数領域におけるＲＦパルススペクトルを示す図である。
【図５Ａ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｂ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｃ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｄ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｅ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｆ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｇ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｈ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図６】データサンプルのウィンドウ化を示す一連のプロットを示す図である。
【図７Ａ】本発明の実施例によるレシーバのブロック図の一部を示す図である。
【図７Ｂ】本発明の別の実施例によるレシーバのブロック図の一部を示す図である。
【図７Ｃ】本発明の更に別の実施例によるレシーバのブロック図の一部を示す図である。
【図８】本発明の実施例によるＤＵＴを測定する方法のフローチャートである。
【符号の説明】
【００５４】
１１０：被試験デバイス（ＤＵＴ）
１１３：ＤＵＴの出力
１２４：パルスドＲＦ入力信号
１０４：レシーバ
６２５：ウィンドウ期間
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、パルスドＲＦネットワーク測定に関し、特に、パルスドＲＦネットワーク測定を行うためのトリガ型狭帯域法に関する。
【背景技術】
【０００２】
多くのマイクロ波電子システムは、パルスドＲＦ（pulsed-RF）モードで動作している。レーダーシステムや時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線通信システムが、パルスドＲＦモードで稼働するシステムの例である。レーダーシステムは、通常、数ギガヘルツ（ＧＨｚ）〜数十ＧＨｚの範囲の信号によって動作し、アンテナ、増幅器、送受信モジュール、及び周波数変換器（「ミキサ」）などのデバイスを使用する。ＴＤＭＡ無線通信システムの場合には、通常、約６ＧＨｚ未満で動作し、レーダーシステムに使用されているものに類似した電子デバイスを使用している。しかしながら、大部分の電子デバイスは、連続波（ＣＷ）の条件において試験されている。即ち、試験対象のこれらの電子デバイス（通常、これを被試験デバイス（即ち、「ＤＵＴ」）と呼ぶ）をＣＷ信号によって刺激し、この信号の応答を信号アナライザやネットワークアナライザなどのレシーバによって測定している。
いくつかの電子デバイスの動作は、ＣＷ信号ではなく、パルスドＲＦ信号によって刺激された場合には、異なったものになる。ＲＦパルスのバイアスの変化が、デバイスの高周波（ＲＦ）性能に影響を及ぼす場合がある。パルスド信号を使用すると、ＣＷ信号によってデバイスを試験する際には発生しないオーバーシュート、リンギング、又はドループ（通常は自己加熱に起因するＲＦパルスの後半部分における利得の低下）が結果的に生じる。その他の例においては、ＣＷ信号がＤＵＴを破壊することもある。例えば、ＣＷウエハ試験（即ち、ＤＵＴが製造されたウエハからまだ分離されていないＤＵＴに関する試験）の実行により、十分なヒートシンクが施されていないＤＵＴが壊れてしまう場合がある。又、レーダーシステム内で使用される高パワー増幅器などのように、ＤＵＴがＣＷモードで動作するべく設計されていない場合もあろう。パルスドＲＦ測定法を使用したＤＵＴ試験に関する更なる情報は、Ｄａｖｉｄ Ｂａｌｌｏ著、「Ｐｕｌｓｅｄ−ＲＦ Ｓ−Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ Ｕｓｉｎｇ ａ ＶＮＡ」、ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＤＳ， ＩＮＣ．、２００４年１０月１３日、に記述されており、この開示内容は、本引用により、そのすべてが、あらゆる目的のために本明細書に包含される。
【０００３】
ＤＵＴのパルスドＲＦ試験には、従来、２つの技法が存在している。第１の技法は、一般に、「広帯域」同期パルスド測定法と呼ばれている。相対的に広い出力帯域幅（具体的には、レシーバがＲＦパルスエネルギーのすべて（又は、実質的にすべて）を取得するのに十分な出力帯域幅）を有するレシーバが使用される。立ち上がり時間などの対象とするＲＦパルスの特性を測定するには、ＲＦパルスの立ち上がり時間が、１／ＢＷよりも長くなければならない。この技法を使用して測定可能な最小ＲＦパルス持続時間は、使用するレシーバの最大帯域幅によって制限されている。
【０００４】
広帯域パルスドＲＦ測定は、同期型である。即ち、レシーバが、到来するＲＦパルスと同期しており、ＲＦパルスエネルギーを取得（即ち、測定）するタイミングに関する知識を有している。これには、トリガ信号が必要であり、このトリガ信号は、周期的なＲＦパルスの場合には、レシーバ（例：カリフォルニア州パロアルトに所在するＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が製造するＭＯＤＥＬ ８５１０（商標）ネットワークアナライザ）によって内部的に生成可能であり、或いは、このトリガ信号は、パルス発生器などの外部ソースからレシーバに対して提供される。ダイナミックレンジがデューティサイクルとは無関係であるため、この広帯域パルスドＲＦ測定は望ましいが、ダイナミックレンジは、広いＩＦ帯域幅によって制限されている。
【０００５】
測定可能なＲＦパルス幅に下限が存在する。ＲＦパルス幅が短くなるに伴って、周波数領域におけるＲＦパルスのスペクトルエネルギーが拡散する。そして、持続時間が短いＲＦパルスの場合には、スペクトル成分がＩＦ帯域幅の外に位置することになる。大量のエネルギーがレシーバの帯域幅の外に位置する場合には、レシーバは、ＤＵＴのＲＦパルス応答を正確に表現し測定することができない。
【０００６】
２番目のパルスドＲＦ法は、一般に、狭帯域非同期パルスドＲＦ測定法（「狭帯域ＲＦパルス検出」）と呼ばれている。この狭帯域ＲＦパルス検出は、広帯域検出が使用できないほどにＲＦパルススペクトルがレシーバの帯域幅の外に位置している場合に使用される。この技法においては、パルスドＲＦスペクトルの中央周波数成分（「中央トーン」）を除いた残りのすべてをレシーバがフィルタリングによって除去している。（ＲＦパルスのスペクトルと比較して）相対的に狭いＩＦフィルタを使用し、任意の狭いＲＦパルスを測定可能である。この狭いＩＦフィルタによってＲＦパルススペクトルの中央トーンを測定する（この中央トーンは、ＲＦ搬送波の周波数を表している）。フィルタリングの後の狭帯域ＲＦパルスの検出は、ＣＷ測定に類似しており、これは、レシーバが問題なく処理可能である。
【０００７】
この狭帯域ＲＦパルス検出の場合には、アナライザのサンプル周期が、到来するＲＦ信号と同期してはおらず、従って、パルストリガが不要である。このため、この技法は、しばしば、非同期取得モードとも呼ばれている。この狭帯域ＲＦパルス検出を使用する利点は、ＲＦパルススペクトルがどれほど広くても、その大部分がフィルタリングによって除去され、ＤＵＴのＲＦパルス応答スペクトルの中央トーンのみが残るため、ＲＦパルス幅の下限が存在しないという点にある。
【０００８】
しかしながら、測定のダイナミックレンジがデューティサイクルの関数になっている。ＲＦパルスのデューティサイクルが低下するに伴って、中央トーン内のエネルギーも低下するが、雑音パワーは、一定に留まる。従って、ＲＦパルスのデューティサイクルが低下する（即ち、ＲＦパルスの間の時間が長くなる）に伴って、ＲＦパルスの平均パワーが低下し、この結果、信号対雑音比が劣化することになる。この効果は、しばしば、「パルス感度抑圧（pulse desensitization）」と呼ばれている。この結果、狭帯域非同期ＲＦパルス検出のダイナミックレンジが、２０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）だけ劣化する。尚、この狭帯域非同期ＲＦパルス測定法は、高パルス反復周波数（ＰＲＦ）法とも呼ばれることがあるが、この理由は、良好なダイナミックレンジを維持するために、通常、ＰＲＦがＩＦ帯域幅よりも格段に大きいためである。
【０００９】
【非特許文献１】Ｄａｖｉｄ Ｂａｌｌｏ著、「Ｐｕｌｓｅｄ−ＲＦ Ｓ−Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ Ｕｓｉｎｇ ａ ＶＮＡ」、ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＤＳ， ＩＮＣ．、２００４年１０月１３日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従って、前述の欠点を回避するパルスドＲＦを使用したデバイスの測定法が求められている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
被試験デバイス（ＤＵＴ）を測定する方法は、パルスドＲＦ入力信号をＤＵＴに印加するステップと、ＤＵＴの出力のＲＦパルス応答スペクトル内の中央トーンを測定するべく選択されている出力帯域幅を具備したレシーバに、このＤＵＴの出力を接続するステップと、を含む。このレシーバは、ウィンドウ期間内において、ＤＵＴからデータ出力をサンプリングするべくトリガされ、ウィンドウ期間後に、データの取得を停止する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１は、本発明の実施例に従って電子デバイスを測定する模範的な試験セット１００を示している。この試験セット１００は、第１のパルス発生器１０２、第２のパルス発生器１０３、並びに、スペクトラムアナライザ、ネットワークアナライザ、又は専用のレシーバなどのレシーバ１０４を含んでいる。特定の実施例においては、このレシーバは、カリフォルニア州パロアルトに所在するＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が販売するＭＯＤＥＬ Ｅ８３６２Ｂ（商標）ネットワークアナライザであり、パルス発生器は、こちらもＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が販売しているＭＯＤＥＬ ８１１１０Ａ（商標）である。スペクトラムアナライザは、振幅対周波数の測定が望ましい場合に、レシーバとして有用である。ネットワークアナライザは、振幅対周波数及び／又は位相対周波数の測定が望ましい場合に、レシーバとして有用である。スペクトラムアナライザは、ＤＵＴによって生成された信号、又は、掃引装置又はシンセサイザなどの信号源からＤＵＴに提供され、ＤＵＴからレシーバに出力された信号を測定可能である。ネットワークアナライザは、刺激／応答測定を実行し、試験信号をＤＵＴに提供する。この試験信号は、ネットワークアナライザに内蔵されている信号源から（又は、この代わりに、外部信号源から）提供される。試験ケーブル１０６、１０８が、レシーバ１０４の試験ポート１０７、１０９にＤＵＴ１１０を接続している。例えば、ＤＵＴ１１０の伝送又は利得の測定が望ましい場合には、第１の試験ポート１０７は、パルス変調ＲＦ入力をＤＵＴの入力１１１に提供する。従って、これは、信号源出力ポートと見なされる。ＤＵＴの出力１１３は、第２の試験ポート１０９に接続されており、これは、レシーバ入力ポートと見なされる。
【００１３】
ＤＵＴは、多くの異なる方法で特徴付け可能である。例えば、２ポートＤＵＴは、そのＳパラメータ（Ｓ11、Ｓ12、及びＳ22）によって特徴付け可能である。Ｓ11を測定する場合には、第１の試験ポート１０７がパルスドＲＦ入力信号を提供し、ＤＵＴの入力１１１からの反射信号を受信する。尚、このような表記法は、一般的に使用されており、高周波試験及び測定法の分野における知識を有するものには周知である。又、ＤＵＴは、１つのポート、又は、２つを上回る数のポートを具備することも可能である。
【００１４】
第１のパルス発生器１０２とレシーバ１０４は、１０ＭＨｚの基準信号１１２などの共通時間軸によって動作している。第１のパルス発生器１０２は、トリガ信号１１４を第２のパルス発生器１０３に提供する。任意選択の汎用インターフェイスバス（ＧＰＩＢ）１１６により、コントローラによる試験装置の協調動作が可能になっている（このコントローラは、試験装置の中のいずれかのものの内部に存在するか、又は外部コントローラ（図示されてはいない）である）。
【００１５】
カリフォルニア州パロアルトに所在するＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が販売しているＭＯＤＥＬ Ｚ５６２３Ａ（商標）のオプションＨ８１などの高周波変調器１１８が、第１のパルス発生器１０２からのパルス出力信号１２２に従って、ネットワークアナライザ１０４からの信号源出力１２０をスイッチオン／オフしている。この結果、パルスド信号源出力（「パルスドＲＦ信号」）１２４と、パルスドＲＦ基準出力（方向性カプラ１２８からのもの）が提供される。この変調器１１８は、約１ＧＨｚから約２０ＧＨｚの信号を変調可能である。「パルスドＲＦ信号」又は「パルスド搬送波信号」とは、そのＲＦ信号が、選択された期間にわたってオンであり、次いで、選択された期間にわたってオフであることを意味しており、換言すれば、そのＲＦ信号がパルス列と畳み込まれている（convolved）ことを意味している。同軸ジャンパケーブル１２９は、試験レシーバの「Ａ」ポートに対するアクセスをユーザーに対して提供するが、これは、この例においては不要である。レシーバのもう一方の側の類似した同軸ジャンパも、順方向のパルスドＲＦ測定においては使用されないが、レシーバの信号経路にアクセスするその他の実施例においては使用される。第１のパルス発生器１０２からのトリガ信号１２２’がレシーバに接続されている。このトリガ信号１２２’をレシーバ１０４の内部遅延回路（図示されてはいない）と共に使用することにより、レシーバ１０４は、ＲＦパルス情報が存在する際に、試験ポート１０７、１０９においてデータを測定（「サンプリング」）することができる。尚、このトリガ信号１２２’の物理的なコネクタは、レシーバ１０４の背面パネル（図示されてはいない）上に位置している。
【００１６】
パルス発生器は、多くの場合に、個別に変更可能な遅延を具備する複数の出力を提供している。別の試験セットにおいては、パルス出力との組み合わせで、スプリッタと外部遅延線（例：長さの長いケーブルなどの調節可能な遅延線や固定遅延線）を使用している。同様に、その他の代替試験セットにおいては、更に多くの又は更に少ないパルス出力を提供しており、個々のパルス発生器は、図１に示されている模範的なパルス発生器よりも、多くの又は少ないパルス出力を具備可能である。
【００１７】
パルス発生器からの出力チャネル１３０、１３２、１３４が、レシーバ内部のゲート（図示されてはいない）を駆動し（例：カリフォルニア州パロアルトに所在するＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．社が販売するＭＯＤＥＬ Ｅ８３６２Ｂ（商標）ネットワークアナライザにおいて、一般に、Ａゲート、Ｂゲート、Ｒ1ゲート、及びＲ2ゲートと呼ばれているもの）、ポイント・イン・パルス（point-in-pulse）及びパルス・プロファイル（pulse-profile）測定のために、これらのゲートにおけるデータ取得をＤＵＴからのＲＦパルス出力と同期化している。尚、このポイント・イン・パルス及びパルス・プロファイル測定の更なる情報については、Ｄａｖｉｄ Ｂａｌｌｏによる「Ｐｕｌｓｅｄ−ＲＦ Ｓ−Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ Ｕｓｉｎｇ ａ ＶＮＡ」、ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．、２００４年１０月１３日、特に１０〜１３頁）に記述されている。
【００１８】
パルスドＲＦ信号は、レシーバ内において復調される。この検出は、アナログ回路及び／又はデジタル信号処理（ＤＳＰ）法を使用して実現される。広帯域パルスドＲＦ測定においては、アナライザは、パルスドＲＦ信号（「ＲＦパルスストリーム」）と同期化されており、データ取得は、ＤＵＴのＲＦパルス応答がレシーバに存在している際に実行される。これは、ＰＲＦに同期したパルストリガが存在していることを意味している。ＭＯＤＥＬ８５１０（商標）ネットワークアナライザなどのいくつかのレシーバは、データ取得を同期化する組込型のパルス発生器を具備している。別のレシーバにおいては、この目的に外部パルス発生器を使用している。
【００１９】
この試験セット１００は、類似の非同期狭帯域パルスドＲＦ測定と比べて、約１０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）だけダイナミックレンジが改善される、ＤＵＴ１１０のトリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定を行うのに使用される。レシーバは、雑音を測定することなく、ＲＦパルスの前に、信号データの取得を開始し、ＲＦパルスの後に、信号データの取得を停止するようにトリガされる。実施例に従ってレシーバが信号データの取得を停止する方法の例には、アナログ入力信号の接地、レジスタからＤＳＰへのデジタル・ヌルデータの供給、ＲＦパルス後にヌルデータを処理するためのＤＳＰのプログラミング、又はデータ収集の無効化（例：データ処理の停止）が含まれる。いくつかの実施例においては、これらの技法の組み合わせを使用している。
【００２０】
いくつかの実施例においては、遷移を「漸減（tapering）」させることにより、測定信号データとヌル状態間の急激な遷移を回避することが望ましい。一般に、遷移の漸減には、いくつかのサンプルにわたって、ＲＦパルス信号データ又は雑音信号データなどの信号データとヌル状態との間における穏やかな遷移が必要である。さもなければ、急激な遷移が発生し、この結果、雑音パワーの増大によって測定を劣化させるスペクトル成分が生成されることになる。アナログ信号経路内においては、この漸減は、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の前段の分路コンデンサ又は低域通過フィルタによって実現される。デジタルの場合には、漸減は、ウィンドウの境界において「１」と「０」の間で係数を遷移させる、デジタル信号出力と直列接続された乗算器を使用することによって実現される。或いは、この代わりに、ウィンドウの境界において「１」と「０」の間で遷移する係数を適用するようにＤＳＰをプログラムする。このような技法は、有限インパルス応答法の分野における知識を有する者には周知であり、データをゼロ化又はヌル化するその他の技法についても明らかであろう（又は、明らかになろう）。
【００２１】
従来の狭帯域及び広帯域法を使用して取得された測定値を参照し、本発明の実施例について説明する。試験セット１００は、パルスドＲＦ条件において標準的な較正法を使用して較正する。機械的標準及び／又は電子的較正モジュール（「ＥＣａｌ」）を使用可能である。一般に、パルス、トリガリング、及びウィンドウ化条件のそれぞれの組ごとに、別個の較正を実行する。
【００２２】
図２Ａ〜図２Ｆは、広帯域パルスドＲＦ検出法を示している（図４の参照番号４０２も参照されたい）。尚、図２Ａ〜図２Ｆ、図３Ａ〜図３Ｆ、及び図５Ａ〜図５Ｈは、マサチューセッツ州ナティックに所在するＴＨＥ ＭＡＴＨＷＯＲＫＳ社が販売するＭＡＴＬＡＢ（登録商標）を使用して生成されたものである。図２Ａは、時間領域におけるパルスドＲＦ入力信号のプロットを示しており、図２Ｂは、周波数領域におけるパルスドＲＦ入力信号の対応するスペクトルのプロットを示している。図２Ａのｙ軸は、ボルトであるが、この単位は、モデル化の目的ごとに任意に選択される。図２Ａのｘ軸は、任意の単位（「Ａ．Ｕ．」）で表された所与のサンプリングレートにおいて取得されたサンプルの数として時間を表している。尚、このＡ．Ｕ．値は、比較を目的として提供されているものに過ぎない。又、図２Ｅの時間尺度は、詳細な情報を示すべく、拡張されていることに留意されたい。サンプル数は、モデル化の目的ごとに任意に選択される。図２Ｂのｙ軸は、パワー（単位：ｄＢｍ）であり、ｘ軸は、０ヘルツ〜サンプリングレートの約半分の範囲におけるＩＦ周波数を表している。この単位は、任意であり、比較を目的として提供されているに過ぎない。
【００２３】
図２Ｂに示されているＲＦパルススペクトルは、その大部分が、使用するレシーバの出力帯域幅内に収まっている。図２Ｃは、ＩＦ周波数応答によって成形されたＩＦ時間応答のプロットを示しており、図２Ｄは、ＩＦ周波数応答（線形利得対ＩＦ周波数）のプロットを示している。図２Ｅは、拡張された時間尺度で、入力ＲＦパルス列（図２Ａを参照されたい）の一部の第１のプロット２００と、ＩＦ周波数応答によって成形されたＩＦ時間応答（図２Ｃを参照されたい）の一部の第２のプロット２０２を示している。この説明においては、２ボルトの電圧オフセットが第１のプロットに加算されている。基本的に、この図２Ｅは、入力ＲＦパルスとＩＦ時間応答の拡大した比較を提供している。図２Ｆは、ＩＦ周波数応答（図２Ｄを参照されたい）によって変更されたＲＦパルススペクトル（図２Ｂを参照されたい）のプロットを示している。従って、図２Ｆに示されているＲＦパルススペクトルのプロットは、基本的に、図２Ｃに示されているプロットを周波数領域に変換したものになっている。
【００２４】
図２Ｆには、図２Ｂと比べて、ＲＦパルスのスペクトルの中央から離れた地点において減衰したスペクトル成分を具備する限定された帯域幅が表れている。図２Ｃを図２Ａと比べると、入力ＲＦパルスストリームがＩＦフィルタによって成形された後には、制限されたＩＦ周波数応答に起因し、雑音は少なくなっているが、リンギングが多くなっている。換言すれば、このＲＦパルスの応答は、ＩＦ周波数応答の影響を受けている。この広帯域ＲＦパルス測定の精度は、較正法を使用することによって改善可能である。
【００２５】
ＲＦパルススペクトルの全体が１回の測定イベントにおいて取得されており、しばしば、これを、「ワンショット」測定と呼んでいる。この方法によれば、ＲＦパルス情報に歪がほとんど混入しない。図２Ｅを参照すれば、ＩＦデータから時間領域において構築されたＲＦパルスがオリジナルのＲＦパルスに忠実なものになっており、これは、広帯域ＲＦパルス検出法の利点であることに留意されたい。
【００２６】
図３Ａ〜図３Ｆは、狭帯域ＲＦパルス検出法を示している（図４の参照番号４０４、４０６も参照されたい）。ＩＦフィルタ応答が、１つのスペクトルトーンのみを含むように狭められている。この結果、保存を要する情報が格段に少なくなり、且つ、デジタル化レートの制約が軽減される。通常、連続したＲＦパルスを測定し、これをフィルタリングすることにより、基本的にＣＷ信号が生成される。
【００２７】
図３Ａは、時間領域におけるパルスドＲＦ入力信号のプロットを示しており、図３Ｂは、周波数領域におけるパルスドＲＦ入力信号の対応するスペクトルのプロットを示している。図３Ｃは、ＩＦ周波数応答によって成形されたＩＦ時間応答のプロットを示しており、図３Ｄは、ＩＦ周波数応答のプロットを示している。図３Ｅは、拡張された時間スケールで、入力データ（図３Ａを参照されたい）から時間領域において構築されたパルスドＲＦ入力信号の一部の第１のプロット３００と、ＩＦ周波数応答によって成形されたＩＦ時間応答（図３Ｃを参照されたい）の一部の第２のプロット３０２を示している。この説明においては、２ボルトの電圧オフセットが第１のプロットに加算されている。基本的に、図３Ｅは、入力ＲＦパルスとＩＦ時間応答の拡大した比較を提供している。図３Ｆは、ＩＦ周波数応答（図３Ｄを参照されたい）によって変更されたＲＦパルススペクトル（図３Ｂを参照されたい）のプロットを示している。従って、図３Ｆに示されているＲＦパルススペクトルのプロットは、基本的に、図３Ｃに示されているプロットを周波数領域に変換したものになっている。
【００２８】
ＩＦ帯域幅を使用して１つのスペクトルトーンのみを選択することにより、ＲＦパルスのＩＦが、いくつかのタイプのレシーバにおいて一般的な動作モードであるＣＷ又は純粋なトーンの測定のように見える。図３Ａに示されている相対的に高いデューティサイクルの場合にも（この場合には、ＲＦパルスは、時間の約２０％だけ存在している）、図３Ｃ及び図３Ｅに示されているＣＷトーンの振幅が、オリジナルのＲＦパルス振幅と比べて格段に低いことに留意するのは有益である。この振幅は、デューティサイクルが低下するに伴って、更に低下するが、雑音パワーは一定に留まる。従って、ＲＦパルス測定のダイナミックレンジは、デューティサイクルが低下するに伴って劣化することになる。
【００２９】
図４は、周波数領域におけるＲＦパルススペクトル４００を示している。第１のＩＦフィルタ応答４０２は、ＲＦパルススペクトル４００の大部分を含むように十分に広くなっている。広帯域パルスドＲＦ法においては、このようなフィルタ応答を有するＩＦフィルタを具備するレシーバを使用することにより、単一イベントにおいてＲＦパルスの全体を取得している。第２のＩＦフィルタ応答４０４は、第１のＩＦフィルタ応答よりも狭くなっており、基本的に、ＲＦパルススペクトル４００の中央トーン４０６のみを通過させる。
【００３０】
図５Ａ〜図５Ｈは、本発明の一実施例によるトリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定法を示している。レシーバは、ＲＦパルスがレシーバ試験ポートに到来する直前に信号データの取得を開始するべくトリガされ、ＲＦパルスが十分に減衰するまで信号データの取得を継続した後に、信号データの取得を停止する。トリガジッタが、ＲＦパルス内ではなく、信号の雑音部分内において発生するように、ＲＦパルスが到来する以前に、レシーバをトリガすることが望ましい。ＲＦパルス内のトリガジッタは、結果的に不正確な測定をもたらす可能性がある。レシーバは、ＲＦパルス内において信号データをサンプリングし、そのサンプリングレート（これは、通常、レシーバによって決定される）に応じて、ＲＦパルスが十分に広い場合には、単一のＲＦパルス内において、複数回にわたってＲＦパルスデータをサンプリング可能である。複数のパルスを取得することが望ましく、これは、ＩＦ帯域幅に応じて、レシーバを複数回にわたってトリガすることによって実行可能である。
【００３１】
一実施例においては、レシーバは、トリガ信号の前縁によってトリガされ、レシーバに入力されたユーザーが選択した期間にわたって、特定のサンプリングレートでデータを取得する。例えば、ＲＦ変調器を駆動するパルス発生器を具備した試験セット内においては、ＲＦパルスの長さ（即ち、ＲＦパルスの持続時間）が判明しており、レシーバは、ＲＦパルスが十分に減衰するまで（例：略ＲＦパルスの持続時間だけ）、ＲＦパルスデータを取得するようにプログラムされている。レシーバは、そのＲＦパルスの持続時間とサンプリングレートに応じて、ＲＦパルスを１回のみサンプリングするか、又は、ＲＦパルスを複数回にわたってサンプリングすることができる。ＲＦパルスが減衰した後に、レシーバは、信号データの取得を停止するが、これは、例えば、ゼロデータの強制又はデータ測定の無効化によって実現される。尚、このゼロ化されたデータの強制とデータ測定の無効化については、図６、図７Ａ、図７Ｂ、及び図７Ｃを参照し、後程、更に説明する。この信号データとゼロ化されたデータの間のスイッチングは、データ取得の期間内において、複数回にわたって実行可能である。パルスの間の雑音期間内においてデータを取得しないようにすることにより、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定のダイナミックレンジは、従来の非同期狭帯域パルスドＲＦ測定と比べて、改善される。
【００３２】
ＲＦパルスがトリガ型狭帯域ＲＦパルス検出に到来する以前にレシーバを起動しておく別の理由は、ＩＦ信号のアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）が、数マイクロ秒のトリガジッタを有する可能性があるためであり、ＲＦパルス信号の一部が失われないように、レシーバを十分早期に起動することが望ましい。ＡＤＣ取得対変調ＲＦパルスは、ＡＤＣクロックの少なくとも１サンプル周期のジッタを有することになる。
【００３３】
レシーバ（図１の参照番号１０４を参照されたい）は、データをサンプリングするべく、ＲＦパルスがいつ入力に存在しているのかに関する通知を具備している。この通知は、ＲＦ変調器１１８に提供されるパルスに対して先行又は遅行したパルス発生器のトリガ出力（図１の参照番号１１４を参照されたい）など、外部トリガから到来したものであってよい。或いは、この代わりに、レシーバが、いつＲＦパルスが存在しているのかを検出し、ＲＦパルスが減衰したことを検出するまで、ＲＦパルスデータをサンプリングする。
【００３４】
狭いＩＦフィルタは、レシーバが選択的に中央トーンを測定できるように、ＲＦパルススペクトルの中央トーンを除いた残りのすべてを排除する。多数のスペクトルトーンにわたって、ＩＦフィルタの大きさと位相がフラットである必要がないため、これは重要である。広帯域ＲＦパルス検出法と比べて、ＲＦパルススペクトルの単一トーンの測定に必要なデジタル化及びメモリ資源が少ない。取得した１つ又は複数のＲＦパルスを使用し、基本的にＣＷトーン（図５Ｇの参照番号５１０を参照されたい）を構築する。
【００３５】
レシーバの外部又は内部トリガは、レシーバが、基本的に、ＲＦパルスウィンドウ内においては、入力信号からデータを取得（サンプリング）するが（ＲＦパルスの前及び／又は後の数サンプルは雑音を測定する可能性がある）、ＲＦパルスが存在しないＲＦパルスウィンドウの後においては、データを取得しないように、設定されている。いくつかの実施例においては、一定のＰＲＦを使用してＤＵＴ（図１の参照番号１１０）を試験している。トリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法には、ＩＦ信号をゲーティングすることによるポイント・イン・パルス測定とパルス・プロファイル測定が含まれる。ＩＦ信号のゲーティングにより、ＲＦパルスの一部がレシーバに提供される。
【００３６】
図５Ａは、パルスドＲＦ入力信号内における一連のＲＦパルス５００、５０２のプロットを示している。尚、この測定法を更に明瞭に示すべく、デューティサイクルが数パーセントに低減されている。図５Ｂは、周波数領域おける図５Ａのスペクトルのプロットを示している。図５Ｃは、レシーバに提供された（又は、試験セット（図１を参照されたい）内のレシーバによって生成された）トリガ信号を示している。トリガ信号の立ち上がりエッジ５０３は、ＲＦパルスを測定するためにレシーバが入力信号の測定を開始すべきタイミングを設定している。クロックにより、レシーバ内のアナログ・デジタル変換器（「ＡＤＣ」）を駆動する。そして、このＡＤＣが、入力（図１の参照番号１０９を参照されたい）における電圧をデジタル化している。このＡＤＣクロックレートにより、入力のサンプリング頻度が決定されることになる（図６と、以下の関連する説明を参照されたい）。レシーバがトリガされると、ＲＦパルスがサンプリングされる。
【００３７】
図５Ａを参照すれば、ＲＦパルス５００、５０２の間の信号は雑音である。信号をウィンドウ化することにより、サンプリングされたＲＦパルスデータの間の望ましくない雑音データの大部分が除去される。どの信号データを取得し、どれを取得しないかに関する通知は、いくつかの方法で実行される。一実施例においては、ＡＤＣへの入力を接地（即ち、０ボルト）に短絡している。別の実施例においては、ＡＤＣとＤＳＰの間の乗算器が、ＲＦパルスウィンドウ内においては、ＡＤＣのデジタル出力を「１」の係数によって乗算し、ＲＦパルスウィンドウの前後においては、「０」の係数から、及び、「０」の係数へ遷移させて、後続の雑音データをゼロ化している。この結果、ＲＦパルスの間の雑音が、レシーバによって測定されなくなり、測定のダイナミックレンジが改善される。
【００３８】
特定の実施例においては、ＲＦ信号を変調するパルス信号のＲＦパルス幅が判明している（図１の参照番号１２２、１１８を参照されたい）。代替実施例においては、いくつかの到来ＲＦパルスは、レシーバによって特徴付けされ、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定を開始する前に、それらの幅がレシーバによって判定される。更に別の実施例によれば、ＲＦパルスと雑音データサンプルを弁別するべく、ＲＦパルスデータが十分に減衰したタイミングを判定するのに十分な信号処理能力をレシーバが具備している。
【００３９】
図５Ｄは、レシーバのＩＦ周波数応答によって変更された後の図５Ｂのサブ領域のプロットを示している。図５Ｅは、時間ゲーティングされた入力信号を時間領域において表したプロットを示している。入力ＲＦパルス５００’、５０２’の間に雑音エネルギーが基本的に存在していないことを留意されたい。図５Ｆは、ウィンドウ化された入力ＲＦパルスのスペクトル応答のプロットを周波数領域において示している。図５Ｈは、ＩＦ周波数応答によって変更された後の図５Ｆのサブ領域のプロットを示している。図５Ｇは、図５Ｄに示されている入力ＲＦパルスのスペクトルの逆変換である時間領域における第１のプロット５０８と、図５Ｈに示されているゲーティングされた入力ＲＦパルスのスペクトルの逆変換である時間領域における第２のプロット５１０と、を示している。
【００４０】
図５Ｆに対して図５Ｂを、そして、図５Ｈに対して図５Ｄを比較することにより、このトリガ型狭帯域パルスドＲＦ検出法が、どれほど雑音を抑圧しているかに留意されたい。又、この雑音の抑圧については、図５Ｄ及び図５Ｈのスペクトルが時間領域に逆変換されて戻されている図５Ｇ内の第１及び第２のプロット５０８、５１０を比較することによっても明らかである。第１のプロット５０８の振幅は、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ検出を使用して導出された下のプロット５１０と比べて、格段に安定性を欠いている。
【００４１】
図６は、データのウィンドウ化を示す一連のプロットを示している。第１のプロット６０２は、時間領域においてＲＦパルス６０４、６０６、６０８を示している（図３Ｅと比較されたい）。ＲＦパルス６０４、６０６、６０８の間に、雑音パワー６０３、６０５、６０７が存在している。不都合なことに、この雑音パワーは、測定のダイナミックレンジに影響を及ぼす。第２のプロット６１０は、レシーバがデータを取得するタイミングを表す一連の周期的なサンプリングイベント６１２、６１４を示している。このサンプリングイベントの周期は、ＡＤＣクロックによって決定される。
【００４２】
中括弧６１６、６１８内のサンプリングなどのいくつかのサンプリングは、雑音のみを取得する。中括弧６２０、６２２、６２４内のサンプリングなどのその他のサンプリングは、ＲＦパルスデータを取得する。ＲＦパルスデータを取得するサンプリングは、レシーバトリガにおいて発生するウィンドウ６２５の前縁６２６と、既知のＲＦパルス幅（ＲＦパルス持続時間）に従ってユーザーが選択したウィンドウ６２５の後縁６２８と、を具備する時間ウィンドウ６２５（「ウィンドウ」又は「パルスウィンドウ」）内において実行される。トリガ信号がウィンドウをパルスドＲＦ入力信号に同期させている（図３Ａを参照されたい）。或いは、この代わりに、レシーバが、ＲＦパルスが減衰したタイミングを検出し、ＲＦパルスのサンプリングが完了した後に、ウィンドウの後縁を設定する。実際には、ＲＦパルスの開始時点の前に取得された幾つかの雑音サンプルが存在する可能性があり、ＲＦパルスの後においても、いくつかの雑音サンプルが取得される可能性がある。
【００４３】
ウィンドウ６２５の前縁６２６と後縁６２８間において、ＲＦパルス６０６の３つのサンプリングイベントが発生している。パルスドＲＦ入力信号内の異なるＲＦ入力においては、異なる数のサンプリングイベントが発生可能である。同様に、更に長い又は更に短いＲＦパルス持続時間を具備するパルスドＲＦ入力信号においては、異なる数のサンプリングイベントが発生する。又、ＲＦパルス当たりのサンプリングイベント数は、ＡＤＣクロックレートの影響も受けることになる。ＡＤＣクロックレートが高速であるほど、ＲＦパルスから（並びに、雑音からも）、より多くの信号データサンプルが提供され、ＡＤＣクロックレートが低速であるほど、ＲＦパルスから提供される信号データサンプルは、少なくなる。選択したＩＦ帯域幅により、サンプルの合計数と利用するパルス数が決定される。
【００４４】
第３のプロット６３０は、本発明の実施例による時間領域におけるＲＦパルス６３４、６３６、６３８を示している。ウィンドウ６２３、６２５、６２７内において発生したＲＦパルスデータのサンプルが保持されている。しかしながら、パルスドＲＦ入力信号の雑音部分６０５、６０７は、ゼロ化されており、この結果、ゼロ化された部分６３５、６３７が生成されている。この結果、従来の狭帯域ＲＦパルス検出法と比べて、ダイナミックレンジの大幅な改善が提供される。これらの雑音部分６０５、６０７は、ゼロ化されたアナログデータの測定、ゼロ化されたデジタルデータの測定、ゼロ係数による雑音信号データの乗算、又はウィンドウ期間後のデータ収集の停止など、いくつかの技法のいずれかを使用してゼロ化される。これらの技法のそれぞれ、並びに、これらの技法の組み合わせにより、基本的に、さもなければ雑音データとなるはずのものがヌル値によって置換され、結果的に、ウィンドウ期間後の信号データの測定の停止が実現する。尚、いくつかの実施例においては、ウィンドウ期間において雑音のサンプリングが発生し得るため、この説明においては、「データの取得」という用語は、それがＲＦパルス信号であるか、雑音信号であるかを問わず、信号パワーの測定を意味している。又、「データ取得の停止」という用語は、「１」以外の係数（即ち、ゼロ係数又は遷移係数）を乗算することによって測定データがゼロ化されるか、又はデータ収集が無効化されることを意味している。
【００４５】
トリガ型狭帯域ＲＦパルス検出法を使用して、デューティサイクルが低下すると、雑音の振幅とスペクトルトーンの振幅の両方が減少する。雑音は、ＲＦパルスがレシーバ入力に存在していない際にデータのゼロ化によって雑音を除去する時間領域におけるサンプリングデータのウィンドウ化によって減少する。ＲＦパルスの中央トーンは、２０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）で低下し、雑音は、約１０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）で低下する。従って、ダイナミックレンジが、約１０＊ｌｏｇ（デューティサイクル）だけ低下することになる。従来の狭帯域パルスドＲＦ検出と比べ、このトリガ型狭帯域パルスドＲＦ検出を使用した場合の改善点は、サンプリングデータが入力信号データを含んでいる時間（これは、通常、ほとんどＲＦパルスデータのみであるが、例えば、トリガリングの精度、ウィンドウ化の精度、及びジッタに応じて、更に、いくつかの雑音データのサンプルを含む可能性がある）に対するサンプリングデータが強制ゼロ化振幅状態にある時間の比率にある。
【００４６】
類似した従来の狭帯域パルスドＲＦ検出に比べて、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ検出を使用した場合には、ウィンドウ期間内においてサンプリングされたデータからの雑音寄与が基本的に存在しないと仮定すると、例えば、０．１％のデューティサイクルにおいて、ダイナミックレンジの３０ｄＢの改善が実現する。デューティサイクルの係数が１０ずつ減少するごとに、トリガ型狭帯域パルスドＲＦ測定のダイナミックレンジは、１０ｄＢだけ減少する（非トリガ型狭帯域法の場合には、２０ｄＢだけ減少する）。
【００４７】
図７Ａは、本発明の一実施例によるレシーバのブロック図の一部７００を示している。アナログ入力信号７０２が、スイッチ７０６の第１のポート７０４に接続されている。スイッチ７０６の第２のポート７０８は、接地７１０に接続されている。アナログ入力信号７０２は、ＡＤＣ７１２内の検出器（別途に図示されてはいない）に接続される最終ＩＦにＲＦ入力信号を下方変換する一連の周波数フィルタ及びミキサ（図示されてはいない）を通常含むレシーバを通じた信号経路の結果物である。
【００４８】
ＡＤＣ７１２が、アナログＡＤＣ入力信号７１４をデジタルＡＤＣ出力信号７１６に変換し、これがＤＳＰ７１９に提供されている。スイッチ７０６は、ウィンドウ期間（図６の参照番号６２３、６２５、６２７を参照されたい）内においては、アナログ入力信号７０２にスイッチングされ、ウィンドウ期間とウィンドウ期間との間においては、接地７１０にスイッチングされる。ＡＤＣ７１２を接地７１０にスイッチングすることにより、ウィンドウ期間とウィンドウ期間との間においてＡＤＣ入力信号７１４がゼロ化され、この結果、パルスドＲＦ入力信号の測定のダイナミックレンジが改善される。デジタル化されたＩＦデータからＲＦ入力信号を再構築することにより、結果的に、図６のプロット６３０に実質的に基づいたプロットが生成されることになる。尚、スイッチ７０６がアナログ入力信号７０２と接地７１０の間でスイッチングされた際に発生し得る高周波スペクトル成分を回避するべく、コンデンサ又は低域通過フィルタなどの漸減要素７１５が、任意選択により、スイッチ７０６とＡＤＣ７１２の間に配置される。
【００４９】
図７Ｂは、本発明の別の実施例によるレシーバのブロック図の一部７２０を示している。アナログ入力信号７０２’がＡＤＣ７１２に接続されている。このＡＤＣ７１２のデジタル出力７１６は、乗算器７１７に接続されており、この乗算器は、デジタル出力７１６を、ウィンドウ内おいては「１」の係数によって乗算し、ウィンドウ外においては、デジタルデータをゼロ化させる「０」の係数に遷移させる。特定の実施例においては、この乗算器は、いくつかのサンプル期間にわたって「１」の係数と「０」の係数の間で遷移し、測定データからのデジタルデータをゼロ化データに漸減する。別の実施例においては、この乗算器７１７は省略されており、ウィンドウ内における「１」とウィンドウ外における「０」の間で遷移する係数を提供するべく、ＤＳＰ７１９がプログラムされている。デジタル化されたデータからパルスドＲＦ入力信号を再構築することにより、結果的に、図６のプロット６３０に実質的に基づいたプロットが生成される。
【００５０】
図７Ｃは、本発明の更に別の実施例によるレシーバのブロック図の一部７３０を示している。アナログ入力信号７０２がＡＤＣ７１２に提供されている。このＡＤＣ７１２が、アナログ入力信号７０２をデジタルＡＤＣ出力信号７１６に変換し、これがＤＳＰ７１９に提供されている。このＤＳＰは、ウィンドウ期間外においてヌル擬似データを処理するべくプログラムされている。特定の実施例においては、デジタルＡＤＣ出力信号の処理とヌル擬似データの処理間における遷移が漸減されている。別の実施例においては、ＤＳＰは、ウィンドウ期間外において、データの処理を停止するべくプログラムされている。データ取得を無効化するべくＤＳＰをプログラムするその他の方法も存在している。ゼロ化されたデータから（又は、ウィンドウ内において、収集され、ウィンドウ間においては、無効化されたデータから）ＲＦ入力信号を再構築することにより、結果的に、図６のプロット６３０に実質的に基づいたプロットが生成される。
【００５１】
図８は、本発明の一実施例に従ってＤＵＴを測定する方法８００のフローチャートである。パルスドＲＦ入力信号をＤＵＴに印加する（ステップ８０２）。このＤＵＴの出力を、狭帯域幅（即ち、ＤＵＴ出力からのＲＦパルス応答スペクトル内の中央トーンのみを基本的に選択的に測定するべく選択された帯域幅）に設定されたレシーバに接続する（ステップ８０４）。レシーバをトリガし、ウィンドウ期間内においては、ＤＵＴからＲＦパルスデータ出力をサンプリングし（ステップ８０６）、ウィンドウ期間の後に、データ収集を停止する（ステップ８０８）。そして、サンプリングされたデータがレシーバのフィルタ条件を満足させるのに十分でない場合には（例：アナログフィルタが十分に充電されていたり、デジタルフィルタが、複素フィルタリングされた出力ポイントを提供するべく十分に充填されている場合）、別のＲＦパルスを測定する（分岐８１０）。一方、フィルタ条件を満足している場合には（分岐８１２）、レシーバは、通常、コンピュータ可読メモリ内に保存されているデータを処理し（ステップ８１４）、測定結果を提供する（ステップ８１６）。
【００５２】
以上、本発明の好適な実施例について詳細に説明したが、当業者であれば、添付の請求項に規定されている本発明の範囲を逸脱することなしに、これらの実施例に対する変更及び適合を想起可能であることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施例に従って電子デバイスを測定するための模範的な試験セットを示す図である。
【図２Ａ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｂ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｃ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｄ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｅ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図２Ｆ】広帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ａ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｂ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｃ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｄ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｅ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図３Ｆ】狭帯域ＲＦパルス検出法を示す図である。
【図４】周波数領域におけるＲＦパルススペクトルを示す図である。
【図５Ａ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｂ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｃ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｄ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｅ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｆ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｇ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図５Ｈ】本発明の実施例によるトリガ型狭帯域ＲＦパルス測定法を示す図である。
【図６】データサンプルのウィンドウ化を示す一連のプロットを示す図である。
【図７Ａ】本発明の実施例によるレシーバのブロック図の一部を示す図である。
【図７Ｂ】本発明の別の実施例によるレシーバのブロック図の一部を示す図である。
【図７Ｃ】本発明の更に別の実施例によるレシーバのブロック図の一部を示す図である。
【図８】本発明の実施例によるＤＵＴを測定する方法のフローチャートである。
【符号の説明】
【００５４】
１１０：被試験デバイス（ＤＵＴ）
１１３：ＤＵＴの出力
１２４：パルスドＲＦ入力信号
１０４：レシーバ
６２５：ウィンドウ期間
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被試験デバイス（ＤＵＴ）を測定する方法であって、
（１）パルスドＲＦ入力信号を前記ＤＵＴに印加するステップと、
（２）前記ＤＵＴの出力からのＲＦパルス応答スペクトル内の中央トーンを選択的に測定するレシーバに、前記ＤＵＴの出力を接続するステップと、
（３）ウィンドウ期間内において前記ＤＵＴからのデータ出力をサンプリングするように、前記レシーバをトリガするステップと、
（４）前記ウィンドウ期間の後に、データ取得を停止するステップと、
を含む方法。
【請求項２】
前記ステップ（４）が、ゼロ化されたアナログデータを測定するステップ、ゼロ化されたデジタルデータを測定するステップ、デジタルデータにゼロ係数を乗算するステップ、及びデータ収集を停止するステップ、のうちの少なくとも１つを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ステップ（４）が、前記パルスドＲＦ入力信号の雑音部分内において実行される、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ステップ（３）が、前記パルスドＲＦ入力信号のデータ出力部分内において実行される、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記ステップ（４）が、漸減させるステップを含んでいる、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記漸減させるステップが、複数のサンプルにわたって、「１」の値と「０」の値の間で遷移する係数によってデジタル出力を乗算するステップを含む、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記漸減させるステップが、デジタル信号プロセッサ内において実行される、請求項５に記載の方法。
【請求項８】
前記ステップ（４）が、前記ウィンドウ期間の後にヌル擬似データを処理するように、デジタル信号プロセッサをプログラムするステップを含んでいる、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記ウィンドウ期間が、既定のＲＦパルス持続時間に応じて設定される、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記ウィンドウ期間が、測定されたＲＦパルス持続期間に応じて設定される、請求項１に記載の方法。
【請求項１】
被試験デバイス（ＤＵＴ）を測定する方法であって、
（１）パルスドＲＦ入力信号を前記ＤＵＴに印加するステップと、
（２）前記ＤＵＴの出力からのＲＦパルス応答スペクトル内の中央トーンを選択的に測定するレシーバに、前記ＤＵＴの出力を接続するステップと、
（３）ウィンドウ期間内において前記ＤＵＴからのデータ出力をサンプリングするように、前記レシーバをトリガするステップと、
（４）前記ウィンドウ期間の後に、データ取得を停止するステップと、
を含む方法。
【請求項２】
前記ステップ（４）が、ゼロ化されたアナログデータを測定するステップ、ゼロ化されたデジタルデータを測定するステップ、デジタルデータにゼロ係数を乗算するステップ、及びデータ収集を停止するステップ、のうちの少なくとも１つを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ステップ（４）が、前記パルスドＲＦ入力信号の雑音部分内において実行される、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ステップ（３）が、前記パルスドＲＦ入力信号のデータ出力部分内において実行される、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記ステップ（４）が、漸減させるステップを含んでいる、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記漸減させるステップが、複数のサンプルにわたって、「１」の値と「０」の値の間で遷移する係数によってデジタル出力を乗算するステップを含む、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記漸減させるステップが、デジタル信号プロセッサ内において実行される、請求項５に記載の方法。
【請求項８】
前記ステップ（４）が、前記ウィンドウ期間の後にヌル擬似データを処理するように、デジタル信号プロセッサをプログラムするステップを含んでいる、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記ウィンドウ期間が、既定のＲＦパルス持続時間に応じて設定される、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記ウィンドウ期間が、測定されたＲＦパルス持続期間に応じて設定される、請求項１に記載の方法。
【図１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図２Ｃ】
【図２Ｄ】
【図２Ｅ】
【図２Ｆ】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図３Ｃ】
【図３Ｄ】
【図３Ｅ】
【図３Ｆ】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図５Ｄ】
【図５Ｅ】
【図５Ｆ】
【図５Ｇ】
【図５Ｈ】
【図６】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図７Ｃ】
【図８】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図２Ｃ】
【図２Ｄ】
【図２Ｅ】
【図２Ｆ】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図３Ｃ】
【図３Ｄ】
【図３Ｅ】
【図３Ｆ】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図５Ｄ】
【図５Ｅ】
【図５Ｆ】
【図５Ｇ】
【図５Ｈ】
【図６】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図７Ｃ】
【図８】
【公開番号】特開２００６−２０１１７３（Ｐ２００６−２０１１７３Ａ）
【公開日】平成１８年８月３日（２００６．８．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−９９０１（Ｐ２００６−９９０１）
【出願日】平成１８年１月１８日（２００６．１．１８）
【出願人】（３９９１１７１２１）アジレント・テクノロジーズ・インク (710)
【氏名又は名称原語表記】ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．
【住所又は居所原語表記】３９５ Ｐａｇｅ Ｍｉｌｌ Ｒｏａｄ Ｐａｌｏ Ａｌｔｏ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ Ｕ．Ｓ．Ａ．
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年８月３日（２００６．８．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１月１８日（２００６．１．１８）
【出願人】（３９９１１７１２１）アジレント・テクノロジーズ・インク (710)
【氏名又は名称原語表記】ＡＧＩＬＥＮＴ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ， ＩＮＣ．
【住所又は居所原語表記】３９５ Ｐａｇｅ Ｍｉｌｌ Ｒｏａｄ Ｐａｌｏ Ａｌｔｏ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ Ｕ．Ｓ．Ａ．
【Ｆターム（参考）】
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